JP5908539B2

JP5908539B2 - インピーダンス整合回路

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Description

本発明は、インピーダンス整合回路に関する。

アンテナのインピーダンスは、当該アンテナの周囲の空間によって決まる。従って、このインピーダンスは、特に移動無線の場合に激しく変動しやすい。しかしながら、移動無線における有効放射電力は、アンテナのインピーダンスが、さらにアンテナに接続された電力増幅器のような電気部品のインピーダンスとどの程度整合しているかに大きく依存する。加えて、電気装置のインピーダンスは、伝送信号の周波数に左右される。

移動無線の分野では、複数の周波数帯が信号伝送に使用される。最大限の有効放射電力を得るには、使用される複数の周波数帯においてインピーダンスを整合させる必要がある。

特許文献１には、インピーダンス整合回路について記載されている。

米国特許第７２０２７４７号明細書

発信機インピーダンスを負荷インピーダンスにできるだけ適切に整合させることが可能な回路を具現化することを目的とする。

本発明は、インピーダンス整合回路を具現化するものである。前記回路は、例えば発信機に接続可能な入力と、例えば負荷に接続可能な出力とを有する。移動無線の場合、これは電力増幅器が発信機に相当し、アンテナが負荷に相当していてもよい。一方、前記アンテナが発信機として使用されることもあり、この場合、受信機の入力が負荷に相当する。

前記回路は、実効インピーダンスによって各々を表すことのできる複数の構成体を有する。この場合、各構成体は１または２以上の電気部品から構成されてもよい。前記電気部品のインピーダンスの相互作用により、前記構成体に対する実効インピーダンスが生じる。このような構成体を、以下ではインピーダンス素子とも称する。

前記回路の入力と出力との間の基本経路には、互いに直列に接続された２つのインピーダンス素子が含まれる。Ｔ形回路が得られるように、前記基本経路に第３のインピーダンス素子が接続される。加えて、前記回路は、前記回路の基本経路に並列に接続される追加インピーダンス素子を備える。

この様な構成により、インピーダンス整合のための適切な回路レイアウトを可能とすると共に、使用可能周波数範囲の最適化及び、特に拡大を可能とする。

好ましくは、各インピーダンス素子は、他のインピーダンス素子とは無関係にインダクタンス、キャパシタンス、及び電線の集合の中から選択され、またはこのような複数の電気部品から構成される。

１つの好ましい態様として、基本経路に配置された前記２つのインピーダンス素子はキャパシタンスで具体化され、前記第３のインピーダンス素子及び追加インピーダンス素子はインダクタンスで具体化される。

少なくとも１つのインピーダンス素子が調整可能であるのが好ましい。例えば、少なくとも１つのキャパシタンスが、容量値を調整可能となっている。この場合、調整機能とは、回路の作動中に相互に選択して切り替え可能な少なくとも２つの異なる容量値を有することを意味するものである。前記調整機能が多数の選択可能な容量値を網羅するものであれば有利である。１つの態様として、両方のキャパシタンスの前記容量値は、特定の調整範囲内で無段階で変更可能となっている。

負荷インピーダンスを発信機インピーダンスに適切に整合させるために、このような可変キャパシタンスを使用することができる。従って、例えば、負荷インピーダンスに対する可能な限り最大の整合調整範囲において有効電力を最適化することが可能となる。特に、個々の回路素子を接続したり切り離したりすることなく負荷または発信機インピーダンスの変更により、インピーダンスの整合調整を達成することが可能となる。この場合、特に安価で省スペースのインピーダンス整合回路を得ることも可能である。

キャパシタンス及びインダクタンスを適切に選択することによって、前記回路の整合調整範囲を最適化することができる。具体的には、キャパシタンスについての調整範囲の大きさ及び調整可能な容量値間の変化幅の細かさにより整合調整範囲の最適化が定まる。可変キャパシタンスは、例えば最大値、最小値の２値切替により容量値を調整することができるスイッチトキャパシタで形成するようにしてもよい。スイッチトキャパシタの一例として、ＭＥＭＳキャパシタンスがある。さらなる態様では、調整範囲内で容量値を無段階に変化させることができるキャパシタンスが使用される。例えば、半導体または強誘電体をベースとする可変容量ダイオードを用いる場合にこれが可能となり、前記可変容量ダイオードを無段階の可変キャパシタンスとして回路に使用することができる。

１つの態様では、前記基本経路の２つのキャパシタンスは同一の調整範囲を有する。同一の部品の使用は回路の複雑さを軽減し、生産費用を削減する。

代わりに、前記２つのキャパシタンスは異なる調整範囲を有してもよい。

１つの好ましい態様では、前記インピーダンスを同時に複数の周波数帯内で整合できるように、前記キャパシタンス及び前記インダクタンスを選択する。これは、複数の周波数帯が使用される移動無線の場合に特に有利である。

加えて、回路装置が複数のインピーダンス整合回路を備えていてもよい。

１つの態様として、前記回路装置は、互いに直列に接続される少なくとも２つのインピーダンス整合回路を有する。

このようにすると、複数の、例えば２つの周波数帯内でインピーダンスを整合させる必要がある場合に特に有利である。２つの周波数帯で整合させる場合、前記回路装置は２つのインピーダンス整合回路を備え、例えば、これらのインピーダンス整合回路は互いに直列に接続されている。このとき、第１の回路は、第１周波数帯におけるインピーダンスの整合に使用されることができるように構成されている。この様な回路の構成を行う際の好適な一例は、第２周波数帯におけるインピーダンスが大幅に変化することのない回路を用いるものである。故に、この回路は前記第２周波数帯については通過要素となる。前記第２周波数帯でインピーダンスの整合を実現するために、適切に構成された第２の回路を使用することができる。さらに、この追加回路は、前記第１周波数帯でのインピーダンス整合に重大な影響がないように構成される。従って、この回路は前記第１周波数帯については通過要素となる。

さらなる態様として、前記回路装置は互いに並列に接続される少なくとも２つのインピーダンス整合回路を有する。

２つの周波数帯域で同時にインピーダンスの整合を行うためにも、このような回路装置を使用することができる。例えば、第１周波数帯においてインピーダンスを整合させるために使用可能である一方で、前記第２周波数帯については帯域阻止フィルタとなるような前記第１の回路のインピーダンス素子を選択する。この目的を達成するために、前記回路の入力インピーダンス及び出力インピーダンスの実数部が発信機インピーダンスや負荷インピーダンスの実数部より非常に大くなるように、前記回路の入力インピーダンス及び出力インピーダンスを選択する。それに加えて、前記第１の回路に並列に接続される第２の回路は、前記第１周波数帯については帯域阻止フィルタとなり、前記第２周波数帯においてインピーダンスを整合させるために使用できるように構成される。

故に、このような回路装置は、複数の周波数帯内において同時にインピーダンス整合を達成するために使用されることができる。

発信機及び負荷間のインピーダンス整合のための回路装置を示す概略図である。４つのインピーダンス素子を有するインピーダンス整合回路を示す回路図である。２つのキャパシタンスと２つのインダクタンスとを有するインピーダンス整合回路を示す回路図である。スミスチャート及びデカルト座標系を使用して、図３に示したインピーダンス整合回路の第１周波数に対する最適負荷インピーダンスを示す図である。スミスチャート及びデカルト座標系を使用して、図３に示したインピーダンス整合回路の第２周波数に対する最適負荷インピーダンスを示す図である。スミスチャート及びデカルト座標系を使用して、図４Ａに示した周波数でのＴ形をなす回路の最適負荷インピーダンスを示す図である。スミスチャート及びデカルト座標系を使用して、図４Ｂに示した周波数でのＴ形をなす回路の最適負荷インピーダンスを示す図である。スミスチャート及びデカルト座標系を使用して、図３に示したインピーダンス整合回路の１つの周波数に対する最適負荷インピーダンスを示す図である。スミスチャート及びデカルト座標系を使用して、図３に示したインピーダンス整合回路の１つの周波数に対する最適負荷インピーダンスを示す図である。スミスチャート及びデカルト座標系を使用して、図３に示したインピーダンス整合回路の１つの周波数に対する最適負荷インピーダンスを示す図である。スミスチャート及びデカルト座標系を使用して、図３に示したインピーダンス整合回路の１つの周波数に対する最適負荷インピーダンスを示す図である。図３に示したインピーダンス整合回路の様々な周波数の１つに対する最適負荷インピーダンスを示す図である。図３に示したインピーダンス整合回路の様々な周波数の１つに対する最適負荷インピーダンスを示す図である。図３に示したインピーダンス整合回路の様々な周波数の１つに対する最適負荷インピーダンスを示す図である。図３に示したインピーダンス整合回路の様々な周波数の１つに対する最適負荷インピーダンスを示す図である。図３に示したインピーダンス整合回路の様々な周波数の１つに対する最適負荷インピーダンスを示す図である。図３に示したインピーダンス整合回路の様々な周波数の１つに対する最適負荷インピーダンスを示す図である。図３に示したインピーダンス整合回路の様々な周波数の１つに対する最適負荷インピーダンスを示す図である。

概略図を参照し、インピーダンス整合のための具体的な回路及び好ましい実施形態を以下に説明する。なお、概略図は共通の尺度を有するものではない。

図１は、インピーダンス整合回路Ａを経由して負荷Ｌに接続される発信機Ｇを概略的に示す。インピーダンス整合回路Ａは整合回路網とも称する。移動無線の場合、例えば発信機Ｇは電力増幅器の出力に相当し、負荷Ｌはアンテナに相当する。発信機Ｇは交流電圧Ｕ_Ｇを出力し、複素発信機インピーダンスＺ_Ｇによって表される。負荷Ｌは複素負荷インピーダンスＺ_Ｌによって表される。発信機は入力ＩＮを介して整合回路網へ第１の有効電力Ｐ_１を出力する。整合回路網は出力ＯＵＴを介して負荷Ｌへ第２の有効電力Ｐ_２を出力する。インピーダンス整合回路は、負荷へ出力される有効電力Ｐ_２を最大にし、故に反射電力を最小にすることを目的として使用される。

反射電力は、入力反射係数Ｒ_ＩＮ及び出力反射係数Ｒ_ＯＵＴによって表すことができる。発信機側には、入力インピーダンスＺ_ＩＮ及び正規化された入力反射係数Ｒ_ＩＮを有する全体回路がある。この場合、入力反射係数Ｒ_ＩＮは発信機インピーダンスＺ_Ｇに正規化される。同様に、負荷側には、出力インピーダンスＺ_ＯＵＴ及び出力反射係数Ｒ_ＯＵＴを有する全体回路がある。この場合、一般的に出力反射係数Ｒ_ＯＵＴは出力インピーダンスＺ_ＯＵＴに基づくものとなる。反射係数Ｒ_ＩＮは、Ｒ_ＩＮ＝（Ｚ_ＩＮ−Ｚ_Ｇ*）／（Ｚ_ＩＮ＋Ｚ_Ｇ）と定義される。同様に、出力反射係数は、Ｒ_ＯＵＴ＝（Ｚ_ＯＵＴ−Ｚ_Ｌ*）／（Ｚ_ＯＵＴ＋Ｚ_Ｌ）と定義される。

無損失の整合回路網Ａという理想的な場合、入力及び出力が同時に無反射の整合を達成するための条件は、Ｚ_ＩＮ（Ａ，Ｚ_Ｌ）＝Ｚ_Ｇ*かつＺ_ＯＵＴ（Ａ，Ｚ_Ｇ）＝Ｚ_Ｌ*である。このとき、発信機Ｇは出力可能な最大の有効電力Ｐ_１を整合回路網へ出力し、これを受けて整合回路網は出力可能な最大の有効電力Ｐ_２を負荷へ出力する。しかしながら、理想的なこの種の無損失の整合回路は技術的に実現できない。

完全には無損失でない整合回路網の場合、上記２つの条件のうち１つだけを満足させることは可能である。これは発信機と整合回路網の入力との間の無反射のインピーダンス整合、または整合回路の出力と負荷との間の無反射のインピーダンス整合のどちらかが実現可能であることを意味している。

整合回路網Ａの整合調整範囲を確認するために、例えば整合回路網の入力における無反射の整合を求めることが可能である。このような計算を行うため、発信機インピーダンスＺ_Ｇ及び入力インピーダンスＺ_ＩＮは定数であると仮定する。発信機と整合回路網との間で無反射の整合を実現するための、即ちＲ_ＩＮ＝０が成立するようなそれらの負荷インピーダンスを求めるためにこれらのインピーダンスを使用することができる。このような負荷インピーダンスは、以下において最適化負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}と称する。

これに代えて、整合回路網の出力における無反射の整合を求めることも可能である。この場合、整合調整範囲を計算するための負荷インピーダンスＺ_Ｌ及び出力インピーダンスＺ_ＯＵＴは定数であると仮定する。これらのインピーダンスは、整合回路網の出力と負荷との間の無反射の整合、即ちＲ_ＯＵＴ＝０を実現するような最適な発信機インピーダンスを求めるために使用することができる。

図２はインピーダンス整合回路Ａを示しており、入力ＩＮ及び出力ＯＵＴの間に直列に接続されて基本経路をなす２つのインピーダンス素子Ｚ１及びＺ２を有する。これらのインピーダンス素子は、第３のインピーダンス素子Ｚ３と共にＴ形回路を形成する。第４のインピーダンス素子Ｚ４が、入力ＩＮ及び出力ＯＵＴ間の基本経路と並列に接続されている。

例えば、インピーダンス素子Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４はキャパシタンス、インダクタンス、または電線である。各インピーダンス素子は、総実効インピーダンスによって表すことのできるこれらの複数の素子から構成されてもよい。

図３は、直列に接続されて基本経路を形成するインピーダンス素子Ｚ１、Ｚ２をキャパシタンスＣ１、Ｃ２で具体化したインピーダンス整合回路Ａを示す。第３及びさらなるインピーダンス素子はインダクタンスＬ１、Ｌ２である。

好ましい１つの実施形態として、キャパシタンスＣ１、Ｃ２は調整可能な容量値を有する素子である。可変インピーダンス素子を用いることにより、整合回路網Ａの特性、特に整合調整範囲を変更することが可能となる。

例えば、整合回路網Ａの入力には、当該入力に適用される発信機インピーダンスＺ_ＧがＺ_Ｇ＝５０Ωの発信機が接続されている。複素発信機インピーダンスを適用することもまた可能である。例えば、出力には当該出力に負荷インピーダンスＺ_Ｌが適用される負荷が接続されている。例えば、このような整合回路網Ａの整合調整範囲は、入力端における無反射の整合という必要条件から、即ちＺ_ＩＮ*＝Ｚ_Ｇ＝５０Ω且つＲ_ＩＮ＝０を適用することにより得られる。

図４Ａ、４Ｂ、６Ａ、６Ｂ、７Ａ、７Ｂ、及び８Ａ〜８Ｇは、図３に示す整合回路網の数値を様々に変えたときに、入力において無反射の整合が得られる最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}をプロットしたものである。それに加えて、これらとの比較のため、図５Ａ及び５Ｂは、追加して並列接続されるインピーダンス素子を有さずにＴ形回路のみを備える回路において得られた、最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}をプロットしたものである。

図４Ａから図８Ｇにおいて、最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}は、スミスチャート及びデカルト座標系にそれぞれプロットされている。スミスチャートに示される最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}から、対応する反射係数及び定在波比ＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）を求めることが可能である。この場合、最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}は５０Ωの基準インピーダンスにそれぞれ正規化され、例えば発信機インピーダンスＺ_Ｇに一致するようにしてもよい。デカルト座標系において、最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}の虚数部Ｉ（Ｚ_{Ｌ，ＯＰＴ}）は、実数部Ｒ（Ｚ_{Ｌ，ＯＰＴ}）に対してプロットされている。

図４Ａ、４Ｂは図３に示したインピーダンス整合回路に基づいており、キャパシタンスＣ１、Ｃ２は０．１２５ｐＦから２ｐＦまでの間の調整範囲を有している。この範囲で容量値を１６段階にそれぞれ調整した。インダクタンスＬ１は４．９ｎＨのインダクタンス値を有しており、インダクタンスＬ２は１２．３ｎＨのインダクタンス値を有している。

移動無線帯域の２つの周波数帯について、最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}を求めた。計算はそれぞれ上り回線帯域の中心周波数に基づいて行った。

図４Ａでは、中心周波数が１９５０ＭＨｚのＵＭＴＳのバンドＩにおける最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}を求めた。この場合、最適負荷インピーダンスの広域な分布及びそれに伴う広域の整合可能インピーダンス範囲が得られた。

図４Ｂでは、中心周波数が８９７．５ＭＨｚのＧＳＭ（登録商標）９００の周波数帯における最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}を求めた。ＵＭＴＳ帯域の中心周波数とＧＳＭ９００帯域の中心周波数との比は２．１７である。図４Ｂに示したように、５０Ω前後のインピーダンスは、ＧＳＭ９００帯域において容易に整合させることが可能である。また、整合回路網は、この周波数帯において、インピーダンス整合を伴わない通過要素として用いることも可能である。

図５Ａ、５Ｂは、Ｔ形をなす回路、即ちインダクタンスＬ２のない回路に対して求められる最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}をプロットしたものである。この場合、キャパシタンスＣ１、Ｃ２は図４Ａ、４Ｂに示したキャパシタンスと同様に構成され、同じ範囲で値を変更できる。インダクタンスＬ１は７．３５ｎＨのインダクタンス値を有する。

図５Ａにおいて、ＵＭＴＳのバンドＩの中心周波数について、最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}を同様にプロットする。デカルト座標系での状態から判るように、この場合もこのようなインダクタンスＬ１の選択によって、広域の整合調整範囲を得ることができる。

図５Ｂは、ＧＭＳ９００帯域の中心周波数について、最適負荷インピーダンスをプロットしたものである。この場合は、５０Ω前後の発信機インピーダンスを無反射で整合させることができない。故に、この整合回路はこの周波数帯域で通過要素として使用することができない。

図６Ａ、６Ｂは、ＧＳＭ９００帯域及びＧＳＭ１８００帯域についての最適負荷インピーダンスをプロットしたものである。キャパシタンスＣ１、Ｃ２、インダクタンスＬ１、及びＬ２は、可能な限り最大の整合調整範囲が両方の周波数帯で得られるように選択される。キャパシタンスＣ１、Ｃ２は０．１２５ｐＦから２ｐＦまでの間で１６段階で調整した。インダクタンスＬ１は５．５ｎＨのインダクタンス値を有し、インダクタンスＬ２は１０．９ｎＨのインダクタンス値を有する。

上り回線帯域の中心周波数は、ＧＳＭ１８００帯域の場合は１７４７．５ＭＨｚであり、ＧＳＭ９００帯域の場合は８９７．５ＭＨｚである。この結果、両中心周波数の比は１．９５となる。

図６Ａは、ＧＳＭ１８００帯域について、最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}をプロットしたものである。デカルト座標系に示された状態から判るように、広域の整合可能なインピーダンス範囲が得られる。

図６Ｂは、ＧＳＭ９００帯域の中心周波数について、最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}をプロットしたものである。この回路のような値を用いることにより、５０Ω前後の発信機インピーダンスは容易に整合させることができる。代わりに、この整合回路網は、インピーダンス変換を行うことなく８９７．５ＭＨｚで通過要素として使用してもよい。

次のスミスチャートは一定値のＶＳＷＲの円を示しており、ＶＳＷＲ＝２、ＶＳＷＲ＝４、及びＶＳＷＲ＝８のそれぞれの場合における円が示されている。また、これらの円はデカルト座標系にも変換されている。

図７Ａ、７Ｂは、ＧＳＭ９００帯域及びＧＳＭ１８００帯域についての最適負荷インピーダンスＺ_{Ｌ，ＯＰＴ}をプロットしたものである。この場合、図３に示したインピーダンス整合回路をベースとし、キャパシタンスＣ１、Ｃ２が異なる調整範囲を有する。キャパシタンスＣ１は０．１７６ｐＦから２．８２ｐＦまでの範囲で調整することができ、キャパシタンスＣ２は０．１２５ｐＦから２ｐＦまでの範囲で調整することができる。いずれのキャパシタンスも１６段階で値を変化させることができる。インダクタンスＬ１は６．８ｎＨの値を有し、インダクタンスＬ２は１３．７ｎＨの値を有する。

図７Ａは、ＧＳＭ１８００帯域の中心周波数について、負荷インピーダンスをプロットしたものであり、中心周波数は１７４７．５ＭＨｚである。この場合、５０Ωのインピーダンスへの無反射の整合が不可能であることが判る。この理由は、キャパシタンスを段階的に切り替えることしかできないからである。但し、ＶＳＷＲ＝２の円内には２つの最適負荷インピーダンスがあり、反射係数＜−１０ｄＢの整合が得られる。しかしながら、ＶＳＷＲ＝８の円内では、広域の整合調整範囲が得られる。より細かいステップで容量値を調整可能なキャパシタンスを使用することにより、整合調整範囲をさらに改善することが可能である。

図７Ｂは、ＧＳＭ９００帯域の中心周波数について、最適負荷インピーダンスをプロットしたものである。図６Ｂに対応する回路と比べると、この回路で整合可能なインピーダンス範囲が著しく拡大することが、デカルト座標系に示す内容から明らかである。特に、ＶＳＷＲ＝４の円内においては、広い範囲でインピーダンスがカバーされている。

図８Ａ〜８Ｇはこの整合回路網の広帯域特性を示す。

図８Ａは、８２４ＭＨｚの周波数に対する最適負荷インピーダンスをプロットしたものである。この周波数は、ＧＳＭ８５０の上り回線帯域の下限周波数に相当し、ＵＭＴＳのバンドＩ〜Ｘの下限運用周波数に相当する。

図８Ｂは８８０ＭＨｚの周波数に対する最適負荷インピーダンスをプロットしたものである。この周波数は、ＧＳＭ９００の上り回線帯域の下限周波数である。

図８Ｃは９６０ＭＨｚの周波数に対する最適負荷インピーダンスをプロットしたものである。この周波数は、ＧＳＭ９００の下り回線帯域の上限周波数に相当する。

図８Ａから８Ｃまでに見られるように、この整合回路網は、８２４〜９６０ＭＨｚの周波数範囲全体にわたり５０Ωの発信機インピーダンスへのインピーダンス変換に使用することができる。同様に、この場合、通過要素としてこの整合回路を用いることもできる。発信機インピーダンスが５０Ωと異なる場合、別のキャパシタンスＣ１、Ｃ２、及びインダクタンスＬ１、Ｌ２を選択することによって最適な整合調整範囲を得ることができる。

図８Ｄは、１７１０ＭＨｚの周波数に対する最適負荷インピーダンスをプロットしたものである。この周波数はＧＳＭ１８００の上り回線帯域の下限周波数に相当する。

図８Ｅは、１８８０ＭＨｚの周波数に対する最適負荷インピーダンスをプロットしたものである。この周波数はＧＳＭ１８００の下り回線帯域の上限周波数に相当すると共に、ＧＳＭ１９００の上り回線帯域の中心周波数である。

図８Ｆは、１９８０ＭＨｚの周波数に対する最適負荷インピーダンスをプロットしたものである。この周波数はＵＭＴＳのバンドＩ上り回線の上限周波数に相当し、ＧＳＭ１９００の下り回線帯域の上限周波数より１０ＭＨｚ下方の周波数である。

図８Ｇは、２１７０ＭＨｚの周波数に対する最適負荷インピーダンスをプロットしたものである。この周波数はＵＭＴＳのバンドＩ下り回線の上限周波数に相当し、同時にＵＭＴＳのバンドＩ〜ＶＩ及びＶＩＩＩ〜Ｘの上限運用周波数である。

図８Ｄから８Ｇまでに見られるように、反射係数＜−１０ｄＢで５０Ωの負荷インピーダンスを、５０Ωの発信機インピーダンスに整合させることができるのは確実である。加えて、ＶＳＷＲ＝８の円内においては広域の整合調整範囲が得られる。ＶＳＷＲ＝２及びＶＳＷＲ＝４の円の領域内には、わずかな最適負荷インピーダンスしかない。比較的高い周波数値になるほど、この領域に含まれる最適負荷インピーダンスの数は減少する。但し、より細かいステップで容量値を変化可能なキャパシタンスを選択することによって、これを補償することが可能になる。

好ましい一実施形態では、調整範囲内で連続的に変更することができる可変キャパシタンスが使用される。可変キャパシタンスとしては、例えば、強誘電体型可変容量ダイオードまたは半導体型可変容量ダイオードである。

本発明は、記載された実施形態に限定されるものではなく、様々な新しい特徴や様々な特徴の組み合わせを有したものであってもよい。これは特に、このような特徴または特徴の組み合わせ自体が特許請求の範囲または実施形態に明記されていなくても、特許請求の範囲にはあるあらゆる特徴の組み合わせを含むものである。
以下に、本願出願の当初の特許請求の範囲に記載された発明を付記する。
［１］入力(IN)及び出力(OUT)と、
各々が実効インピーダンスを有し、そのうち２つの構成体(Z1,Z2)が、前記入力(IN)及び前記出力(OUT)の間に直列に接続されて基本経路を形成し、第３の構成体(Z3)と共にＴ形回路を形成する３つの構成体(Z1,Z2,Z3)と、
実効インピーダンスを有し、前記回路の前記基本経路に並列に接続される追加構成体(Z4)と、
を備えることを特徴とするインピーダンス整合回路。
［２］前記各構成体(Z1,Z2,Z3,Z4)は、他の構成体とは無関係に、インダクタンス、キャパシタンス、及び電線の集合の中から選択されることを特徴とする［１］に記載のインピーダンス整合回路。
［３］前記基本経路に配置された前記構成体(Z1,Z2)はキャパシタンス(C1,C2)で具体化される一方、前記第３及び前記追加構成体(Z3,Z4)はインダクタンス(L1,L2)で具体化されることを特徴とする［１］または［２］に記載のインピーダンス整合回路。
［４］前記キャパシタンス(C1,C2)の少なくとも１つは、調整可能な容量値を有する素子であることを特徴とする［３］に記載のインピーダンス整合回路。
［５］前記キャパシタンス(C1,C2)は、いずれも調整可能な容量値を有する素子であることを特徴とする［４］に記載のインピーダンス整合回路。
［６］前記キャパシタンス(C1,C2)は、それらの容量値の調整範囲が等しいことを特徴とする［４］または［５］に記載のインピーダンス整合回路。
［７］前記キャパシタンス(C1,C2)は、それらの容量値の調整範囲が互いに異なることを特徴とする［４］または［５］に記載のインピーダンス整合回路。
［８］［１］乃至［７］のいずれかに記載した前記インピーダンス整合回路(A)を少なくとも２つ有することを特徴とするインピーダンス整合回路装置。
［９］前記２つのインピーダンス整合回路(A)は、直列に接続されることを特徴とする［８］に記載のインピーダンス整合回路装置。
［１０］前記第１の回路(A)は、第１周波数帯におけるインピーダンス整合に適すると共に、第２周波数帯に対して通過要素となり、
前記第２の回路(A)は、前記第２周波数帯におけるインピーダンス整合に適すると共に、前記第１周波数帯に対して通過要素となることを特徴とする［９］に記載のインピーダンス整合回路装置。
［１１］前記２つのインピーダンス整合回路(A)は、並列に接続されることを特徴とする［８］に記載のインピーダンス整合回路装置。
［１２］前記第１の回路(A)は、第１周波数帯でのインピーダンス整合に適すると共に、第２周波数帯における帯域阻止フィルタとなり、
前記第２の回路(A)は、前記第２周波数帯でのインピーダンス整合に適すると共に、前記第１周波数帯における帯域阻止フィルタとなることを特徴とする［１１］に記載のインピーダンス整合回路装置。
［１３］［１］乃至［７］のいずれかに記載のインピーダンス整合回路(A)と、
前記インピーダンス整合回路(A)の前記入力(IN)に接続される発信機(G)と、
前記インピーダンス整合回路(A)の前記出力(OUT)に接続される負荷(L)と、
を有することを特徴とする電気装置。
［１４］［８］乃至［１２］のいずれかに記載の回路装置と、
前記インピーダンス整合回路(A)の入力(IN)に接続される発信機(G)と、
前記回路装置の出力(OUT)に接続される負荷(L)と、
を有することを特徴とする電気装置。
［１５］前記少なくとも１つのインピーダンス素子(Z1,Z2)は、容量値が調整可能なキャパシタンス(C1,C2)であり、
前記容量値は、少なくとも１つの周波数帯域において、インピーダンス整合回路(A)と前記負荷(L)を備える前記電気装置の入力インピーダンス(Z _IN )が、前記発信機(G)の前記インピーダンス(Z _G )と整合するように選択されることを特徴とする［１３］または［１４］に記載の電気装置。
［１６］少なくとも１つの周波数帯域において出力反射係数(R _OUT )が、−１０ｄＢ未満であることを特徴とする［１５］に記載の電気部品。
［１７］前記キャパシタンス(C1,C2)の容量値は、２つの周波数範囲において、入力インピーダンス(Z _IN )が前記発信機インピーダンス(Z _G )と整合するように選択されることを特徴とする［１５］または［１６］に記載の電気部品。
［１８］［１３］乃至［１７］のいずれかに記載した電気装置を有する移動無線機であって、
前記発信機(G)は電力増幅器の出力であり、前記負荷(L)はアンテナであることを特徴とする移動無線機。
［１９］［１３］乃至［１７］のいずれかに記載した電気装置を有し、
前記発信機(G)はアンテナであり、前記負荷(L)は受信機の入力であることを特徴とする移動無線機。

Ａインピーダンス整合回路
ＩＮ入力
ＯＵＴ出力
Ｚ１、Ｚ２、Ｚ３、Ｚ４インピーダンス素子
Ｌ１、Ｌ２インダクタンス
Ｃ１、Ｃ２キャパシタンス
Ｇ発信機
Ｌ負荷
Ｚ_Ｇ発信機インピーダンス
Ｚ_Ｌ負荷インピーダンス
Ｚ_ＩＮ入力インピーダンス
Ｚ_ＯＵＴ出力インピーダンス
Ｒ_ＩＮ入力反射係数
Ｒ_ＯＵＴ出力反射係数
ＶＳＷＲ電圧定在波比

Claims

入力(IN)及び出力(OUT)と、
第１のインピーダンス整合回路(A)と第２のインピーダンス整合回路(A)とを有し、
前記インピーダンス整合回路(A)のそれぞれは、
各々が実効インピーダンスを有し、そのうち２つの構成体(Z1,Z2)が、前記入力(IN)及び前記出力(OUT)の間に直列に接続されて基本経路を形成し、第３の構成体(Z3)と共にＴ形回路を形成する３つの構成体(Z1,Z2,Z3)と、
実効インピーダンスを有し、前記インピーダンス整合回路(A)の前記基本経路に並列に接続される追加構成体(Z4)と、
を備えるインピーダンス整合回路装置と、
前記インピーダンス整合回路(A)の前記入力(IN)に接続される発信機(G)と、
前記インピーダンス整合回路(A)の前記出力(OUT)に接続される負荷(L)と、
を有する電気装置であって、
前記２つのインピーダンス整合回路(A)は、直列に接続され、
前記第１のインピーダンス整合回路(A)は、第１周波数帯におけるインピーダンス整合に適すると共に、第２周波数帯に対して通過要素となり、
前記第２のインピーダンス整合回路(A)は、前記第２周波数帯におけるインピーダンス整合に適すると共に、前記第１周波数帯に対して通過要素となり、
各構成体(Z1,Z2,Z3,Z4)は、可能な限り最大の整合調整範囲が２つの周波数帯の両方で得られるように選択され、
最適な負荷(L)のインピーダンス(Z_L)を使用することにより前記発信機(G)と前記インピーダンス整合回路(A)の前記入力(IN)との間の無反射インピーダンス整合が実現される、または
最適な発信機(G)のインピーダンス(Z_G)を使用することにより前記インピーダンス整合回路(A)の前記出力(OUT)と負荷(L)との間の無反射インピーダンス整合が実現される、電気装置。
前記各構成体(Z1,Z2,Z3,Z4)は、４つの構成体(Z1, Z2, Z3, Z4)の中における選択された構成体以外の構成体とは無関係に、インダクタンス、キャパシタンス、及び電線の集合の中から選択されることを特徴とする請求項１に記載の電気装置。
前記基本経路に配置された前記構成体(Z1,Z2)はキャパシタンス(C1,C2)で具体化される一方、前記第３及び前記追加構成体(Z3,Z4)はインダクタンス(L1,L2)で具体化されることを特徴とする請求項１または２に記載の電気装置。
前記キャパシタンス(C1,C2)の少なくとも１つは、調整可能な容量値を有する素子であることを特徴とする請求項３に記載の電気装置。
前記キャパシタンス(C1,C2)は、いずれも調整可能な容量値を有する素子であることを特徴とする請求項４に記載の電気装置。
前記キャパシタンス(C1,C2)は、それらの容量値の調整範囲が等しいことを特徴とする請求項４または５に記載の電気装置。
前記キャパシタンス(C1,C2)は、それらの容量値の調整範囲が互いに異なることを特徴とする請求項４または５に記載の電気装置。
入力(IN)及び出力(OUT)と、
第１のインピーダンス整合回路(A)と第２のインピーダンス整合回路(A)とを有し、
前記インピーダンス整合回路(A)のそれぞれは、
各々が実効インピーダンスを有し、そのうち２つの構成体(Z1,Z2)が、前記入力(IN)及び前記出力(OUT)の間に直列に接続されて基本経路を形成し、第３の構成体(Z3)と共にＴ形回路を形成する３つの構成体(Z1,Z2,Z3)と、
実効インピーダンスを有し、前記インピーダンス整合回路(A)の前記基本経路に並列に接続される追加構成体(Z4)と、
を備えるインピーダンス整合回路装置と、
前記インピーダンス整合回路(A)の前記入力(IN)に接続される発信機(G)と、
前記インピーダンス整合回路(A)の前記出力(OUT)に接続される負荷(L)と、
を有する電気装置であって、
前記２つのインピーダンス整合回路(A)は、並列に接続され、
前記第１のインピーダンス整合回路(A)は、第１周波数帯でのインピーダンス整合に適すると共に、第２周波数帯における帯域阻止フィルタとなり、
前記第２のインピーダンス整合回路(A)は、前記第２周波数帯でのインピーダンス整合に適すると共に、前記第１周波数帯における帯域阻止フィルタとなり、
各構成体(Z1,Z2,Z3,Z4)は、可能な限り最大の整合調整範囲が２つの周波数帯の両方で得られるように選択され、
最適な負荷(L)のインピーダンス(Z _L )を使用することにより前記発信機(G)と前記インピーダンス整合回路(A)の前記入力(IN)との間の無反射インピーダンス整合が実現される、または
最適な発信機(G)のインピーダンス(Z _G )を使用することにより前記インピーダンス整合回路(A)の前記出力(OUT)と負荷(L)との間の無反射インピーダンス整合が実現される、電気装置。
前記少なくとも１つの構成体(Z1,Z2)は、容量値が調整可能なキャパシタンス(C1,C2)であり、
前記容量値は、少なくとも１つの周波数帯域において、インピーダンス整合回路(A)と前記負荷(L)を備える前記電気装置の入力インピーダンス(Z_IN)が、前記発信機(G)の前記インピーダンス(Z_G)と整合するように選択されることを特徴とする請求項１乃至８のいずれか１項に記載の電気装置。
少なくとも１つの周波数帯域において出力反射係数(R_OUT)が、−１０ｄＢ未満であることを特徴とする請求項９に記載の電気装置。
前記キャパシタンス(C1,C2)の容量値は、２つの周波数範囲において、入力インピーダンス(Z_IN)が前記発信機(G)の前記インピーダンス(Z_G)と整合するように選択されることを特徴とする請求項９または１０に記載の電気装置。
請求項１乃至１１のいずれか１項に記載した電気装置を有する移動無線機であって、
前記発信機(G)は電力増幅器であり、前記負荷(L)はアンテナであることを特徴とする移動無線機。
請求項１乃至１１のいずれか１項に記載した電気装置を有し、
前記発信機(G)はアンテナであり、前記負荷(L)は受信機であることを特徴とする移動無線機。