JPH04225601A - 帯域除去フィルタ回路 - Google Patents
帯域除去フィルタ回路Info
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- JPH04225601A JPH04225601A JP2407476A JP40747690A JPH04225601A JP H04225601 A JPH04225601 A JP H04225601A JP 2407476 A JP2407476 A JP 2407476A JP 40747690 A JP40747690 A JP 40747690A JP H04225601 A JPH04225601 A JP H04225601A
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- Japan
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- filter circuit
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Links
- 230000008030 elimination Effects 0.000 title abstract 2
- 238000003379 elimination reaction Methods 0.000 title abstract 2
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims abstract description 56
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims description 15
- 230000001939 inductive effect Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 5
- 229910001218 Gallium arsenide Inorganic materials 0.000 description 2
- 101000582320 Homo sapiens Neurogenic differentiation factor 6 Proteins 0.000 description 1
- 102100030589 Neurogenic differentiation factor 6 Human genes 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 1
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 1
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 230000008054 signal transmission Effects 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/0123—Frequency selective two-port networks comprising distributed impedance elements together with lumped impedance elements
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1708—Comprising bridging elements, i.e. elements in a series path without own reference to ground and spanning branching nodes of another series path
Landscapes
- Control Of Motors That Do Not Use Commutators (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は高周波帯域で使用される
帯域除去フィルタ回路に関する。
帯域除去フィルタ回路に関する。
【０００２】
【従来の技術】図６に、ＳＨＦ帯直接衛星放送（１２Ｇ
Ｈｚ帯）の受信機構成例を示す。６０はアンテナ、６１
は高周波低雑音増幅器、６２はバンドパスフィルタまた
はイメージ帯域除去フィルタ、６３はミキサ、６４は局
部発信器、６５は中間周波増幅器、６６は中間周波出力
端子である。受信信号は高周波低雑音増幅器６１で増幅
された後、ミキサ６３に入力され、局部信号とミキシン
グされ中間周波数に変換される。この際、フィルタ６２
はミキシング時に問題となるイメージ周波数信号を減衰
させる働きをする。
Ｈｚ帯）の受信機構成例を示す。６０はアンテナ、６１
は高周波低雑音増幅器、６２はバンドパスフィルタまた
はイメージ帯域除去フィルタ、６３はミキサ、６４は局
部発信器、６５は中間周波増幅器、６６は中間周波出力
端子である。受信信号は高周波低雑音増幅器６１で増幅
された後、ミキサ６３に入力され、局部信号とミキシン
グされ中間周波数に変換される。この際、フィルタ６２
はミキシング時に問題となるイメージ周波数信号を減衰
させる働きをする。
【０００３】図７は従来のＳＨＦ帯直接衛星放送受信機
用の帯域除去フィルタ回路の回路図である。この回路は
分布定数回路のマイクロストリップ線路でフィルタを構
成したものであり、図中７０は並列のオープンスタブで
、その電気長（θ７０）は除去帯域の中心周波数（ｆｒ
）で１／４波長になるように設計される。７１、７２は
主線路で７３、７４は入出力ポートである。
用の帯域除去フィルタ回路の回路図である。この回路は
分布定数回路のマイクロストリップ線路でフィルタを構
成したものであり、図中７０は並列のオープンスタブで
、その電気長（θ７０）は除去帯域の中心周波数（ｆｒ
）で１／４波長になるように設計される。７１、７２は
主線路で７３、７４は入出力ポートである。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】上記従来の回路には下
記のような欠点がある。日本およびアメリカをあわせた
ＳＨＦ帯衛星放送の信号通過帯域は約１１．７〜１２．
２ＧＨｚで、局発周波数が１０．７ＧＨｚ位であるので
、イメージ帯域の中心周波数はｆｒ＝９．４ＧＨｚ位に
なる。この場合、上記図７に示したフィルタ回路をＧａ
Ａｓ基板上に形成すると、並列スタブ７０の必要線路長
は約２．８ｍｍとなり、長さが大きいためにＭＭＩＣ化
が困難となる。
記のような欠点がある。日本およびアメリカをあわせた
ＳＨＦ帯衛星放送の信号通過帯域は約１１．７〜１２．
２ＧＨｚで、局発周波数が１０．７ＧＨｚ位であるので
、イメージ帯域の中心周波数はｆｒ＝９．４ＧＨｚ位に
なる。この場合、上記図７に示したフィルタ回路をＧａ
Ａｓ基板上に形成すると、並列スタブ７０の必要線路長
は約２．８ｍｍとなり、長さが大きいためにＭＭＩＣ化
が困難となる。
【０００５】図８は並列スタブ５０の線路長を２．８ｍ
ｍとし、並列スタブ７０と主線路７１、７２の特性アド
ミタンスＹ７０、Ｙ７１、Ｙ７２をすべて０．０２ｍｈ
ｏとして、ＧａＡｓ基板上に上記フィルタ回路を形成し
た場合の、該フィルタ回路の伝送ロスの計算結果を示す
図である。尚、計算上端子７３、７４は５０Ωで、終端
した。この計算結果より、本フィルタ回路は除去帯域（
９．２〜９．７ＧＨｚ）での信号減衰量が約−２０ｄＢ
と低く、信号通過帯域（１１．７〜１２．２ＧＨｚ）で
の伝送ロスが約４ｄＢと大きい事がわかる。
ｍとし、並列スタブ７０と主線路７１、７２の特性アド
ミタンスＹ７０、Ｙ７１、Ｙ７２をすべて０．０２ｍｈ
ｏとして、ＧａＡｓ基板上に上記フィルタ回路を形成し
た場合の、該フィルタ回路の伝送ロスの計算結果を示す
図である。尚、計算上端子７３、７４は５０Ωで、終端
した。この計算結果より、本フィルタ回路は除去帯域（
９．２〜９．７ＧＨｚ）での信号減衰量が約−２０ｄＢ
と低く、信号通過帯域（１１．７〜１２．２ＧＨｚ）で
の伝送ロスが約４ｄＢと大きい事がわかる。
【０００６】また、フィルタ回路をＭＭＩＣ化するには
、回路の占有面積が小さく、同時にフィルタとしての特
性も良好である必要があるが、一般にフィルタ回路の設
計に際しては、 （１）フィルタを分布定数回路で構成するとサイズが大
きくなる、 （２）集中定数回路で構成すると、スパイラルインダク
タの自己共信振周波数の影響を受けるため、使用できる
インダクタンス値に制限が生じる、等の問題があり、所
望の特性が得られ、サイズも小さいフィルタ回路は得ら
れなかった。
、回路の占有面積が小さく、同時にフィルタとしての特
性も良好である必要があるが、一般にフィルタ回路の設
計に際しては、 （１）フィルタを分布定数回路で構成するとサイズが大
きくなる、 （２）集中定数回路で構成すると、スパイラルインダク
タの自己共信振周波数の影響を受けるため、使用できる
インダクタンス値に制限が生じる、等の問題があり、所
望の特性が得られ、サイズも小さいフィルタ回路は得ら
れなかった。
【０００７】以上に鑑み、本発明は、ＭＭＩＣ化が可能
な小さな面積で作製でき、除去帯域における信号減衰量
が大きく、かつ信号通過帯域での伝送ロスが小さい、帯
域除去フィルタ回路を提供することを目的とする。
な小さな面積で作製でき、除去帯域における信号減衰量
が大きく、かつ信号通過帯域での伝送ロスが小さい、帯
域除去フィルタ回路を提供することを目的とする。
【０００８】
【課題を解決するための手段】本願第１の発明の帯域除
去フィルタ回路は、２個の容量が直列に接続され、該２
個の容量の間に１個の先端ショートの伝送線路が接続さ
れた回路に、伝送線路が並列に接続され、上記先端ショ
ートの伝送線路長が除去帯域でインダクティブとなる線
路長を有していることを特徴とする。
去フィルタ回路は、２個の容量が直列に接続され、該２
個の容量の間に１個の先端ショートの伝送線路が接続さ
れた回路に、伝送線路が並列に接続され、上記先端ショ
ートの伝送線路長が除去帯域でインダクティブとなる線
路長を有していることを特徴とする。
【０００９】また、本願第２の発明の帯域除去フィルタ
回路は、上記第１の発明の帯域除去フィルタ回路におい
て、先端ショートの伝送線路の特性インピーダンスが、
並列に接続された伝送線路の特性インピーダンスより大
きくなっていることを特徴とする。
回路は、上記第１の発明の帯域除去フィルタ回路におい
て、先端ショートの伝送線路の特性インピーダンスが、
並列に接続された伝送線路の特性インピーダンスより大
きくなっていることを特徴とする。
【００１０】さらに、本願第３の発明の帯域除去フィル
タ回路は、上記第１の発明の帯域除去フィルタ回路にお
いて、容量に縦続接続された伝送線路を有していること
を特徴とする。
タ回路は、上記第１の発明の帯域除去フィルタ回路にお
いて、容量に縦続接続された伝送線路を有していること
を特徴とする。
【００１１】
【作用】本願発明の帯域除去フィルタ回路は、分布定数
回路である伝送線路と集中定数回路である容量を組み合
わせた回路となっている。
回路である伝送線路と集中定数回路である容量を組み合
わせた回路となっている。
【００１２】本願第１の発明の帯域除去フイルタ回路は
先端ショートの伝送線路が除去帯域でインダクティブと
なる線路長を有しており、２個の容量が直列に、先端シ
ョートの伝送線路が並列に接続されるので、これら２個
の容量と先端ショートの伝送線路とからなるＴ型回路は
ハイパスフィルタ特性を有する。そしてこのＴ型回路で
構成されるハイパスフィルタに伝送線路を並列に接続す
ることで、帯域除去フィルタ回路が小型で信号除去に優
れたものとなる。
先端ショートの伝送線路が除去帯域でインダクティブと
なる線路長を有しており、２個の容量が直列に、先端シ
ョートの伝送線路が並列に接続されるので、これら２個
の容量と先端ショートの伝送線路とからなるＴ型回路は
ハイパスフィルタ特性を有する。そしてこのＴ型回路で
構成されるハイパスフィルタに伝送線路を並列に接続す
ることで、帯域除去フィルタ回路が小型で信号除去に優
れたものとなる。
【００１３】本願第２の発明の帯域除去フィルタ回路で
は、先端ショートの伝送線路の特性インピーダンスを並
列に接続された伝送線路の特性インピーダンスより大き
くすることが、帯域除去フィルタ回路のさらなる小型化
を可能としている。
は、先端ショートの伝送線路の特性インピーダンスを並
列に接続された伝送線路の特性インピーダンスより大き
くすることが、帯域除去フィルタ回路のさらなる小型化
を可能としている。
【００１４】本願第３の発明の帯域除去フィルタ回路で
は、上記Ｔ型回路の２個の容量に縦続に接続された伝送
線路が、フィルタ回路の面積を殆ど増加させることなく
信号通過帯域での伝送ロスをさらに減少させるように作
用する。
は、上記Ｔ型回路の２個の容量に縦続に接続された伝送
線路が、フィルタ回路の面積を殆ど増加させることなく
信号通過帯域での伝送ロスをさらに減少させるように作
用する。
【００１５】
【実施例】以下、実施例により本発明を説明する。
【００１６】実施例１
図１は本発明第１実施例の帯域除去フィルタ回路の回路
図である。ここで、１は伝送線路、２は並列のショート
スタブ、３と４は直列の容量、５と６はそれぞれ入力と
出力ポートである。図１において、ショートスタブ２は
信号除去帯域でインダクティブとなるように、その線路
長を設定する。従って、２、３、４から成るＴ型回路は
ハイパスフィルタの特性を有する。ハイパスフィルタ特
性を有する前記Ｔ型回路と伝送線路１を並列に接続する
ことにより、短い線路長で、高い信号除去が得られるた
め、ＭＭＩＣ化が可能となる。さらに本発明のフィルタ
回路は、信号通過帯域での伝送ロスが従来例に比べて小
さい利点を有する。
図である。ここで、１は伝送線路、２は並列のショート
スタブ、３と４は直列の容量、５と６はそれぞれ入力と
出力ポートである。図１において、ショートスタブ２は
信号除去帯域でインダクティブとなるように、その線路
長を設定する。従って、２、３、４から成るＴ型回路は
ハイパスフィルタの特性を有する。ハイパスフィルタ特
性を有する前記Ｔ型回路と伝送線路１を並列に接続する
ことにより、短い線路長で、高い信号除去が得られるた
め、ＭＭＩＣ化が可能となる。さらに本発明のフィルタ
回路は、信号通過帯域での伝送ロスが従来例に比べて小
さい利点を有する。
【００１７】次に、本実施例のＭＭＩＣフィルタ回路を
更に詳しく説明する。
更に詳しく説明する。
【００１８】図１において、容量３、４の容量値をそれ
ぞれＣ１、Ｃ２とし、ショートスタブ２の特性インピー
ダンスをＺ２、線路長をＬ２、伝送線路１の特性インピ
ーダンスＺ１、線路長Ｌ１とすると、図１のＭＭＩＣフ
ィルタ回路のＹパラメータは、
ぞれＣ１、Ｃ２とし、ショートスタブ２の特性インピー
ダンスをＺ２、線路長をＬ２、伝送線路１の特性インピ
ーダンスＺ１、線路長Ｌ１とすると、図１のＭＭＩＣフ
ィルタ回路のＹパラメータは、
【００１９】
【数１】
【００２０】となる。本フィルタ回路の信号除去周波数
は、開放負荷時の−Ｙ２１／Ｙ２２より求められる。上
記Ｙパラメータを用いると、
は、開放負荷時の−Ｙ２１／Ｙ２２より求められる。上
記Ｙパラメータを用いると、
【００２１】
【数２】
【００２２】となる。信号除去周波数は上式の（分子）
＝０より求められるので （分子）＝ω２Ｃ１Ｃ２Ｚ２ｔａｎθ２Ｚ１ｓｉｎ
θ１−ω×（Ｃ１＋Ｃ２）×Ｚ２ｔａｎθ２＋１＝０
…（６）ここで、θ１、θ２が小さく、 ０≦θｉ≦０．４， ｉ＝１．２
…（７）
程度であれば、Ｓｉｎθ＝ｔａｎθ＝θで近似できるの
で、（６）式は、
＝０より求められるので （分子）＝ω２Ｃ１Ｃ２Ｚ２ｔａｎθ２Ｚ１ｓｉｎ
θ１−ω×（Ｃ１＋Ｃ２）×Ｚ２ｔａｎθ２＋１＝０
…（６）ここで、θ１、θ２が小さく、 ０≦θｉ≦０．４， ｉ＝１．２
…（７）
程度であれば、Ｓｉｎθ＝ｔａｎθ＝θで近似できるの
で、（６）式は、
【００２３】
【数３】
【００２４】となる。これより、信号除去周波数Ｆは、
【００２５】
【数４】
【００２６】となり、Ｆは２個存在することになる。そ
の２個の除去周波数の中心周波数は、
の２個の除去周波数の中心周波数は、
【００２７】
【数５】
【００２８】となる。上式より、信号除去帯域の中心周
波数は、容量Ｃ１，Ｃ２と伝送線路１の特性インピーダ
ンスＺ１と線路長Ｌ１によって決まる。また、帯域及び
帯域内減衰量はショートスタブ２の特性インピーダンス
Ｚ２と線路長Ｌ２によって設定できる。
波数は、容量Ｃ１，Ｃ２と伝送線路１の特性インピーダ
ンスＺ１と線路長Ｌ１によって決まる。また、帯域及び
帯域内減衰量はショートスタブ２の特性インピーダンス
Ｚ２と線路長Ｌ２によって設定できる。
【００２９】本実施例回路を狭帯域除去フィルタに用い
る場合は、（９）式の２周波数を近ずけ、除去帯域での
減衰量を大きくすることが望ましい。すなわち、（Ｃ１
＋Ｃ２）２≒４Ｃ１Ｃ１Ｚ１Ｌ１／（Ｚ２Ｌ２）また、
広帯域除去フィルタに用いる場合は、（９）式の２周波
数を離せば良い。次に、本実施例回路の計算結果を示す
。ここでは、前述の衛星放送用の帯域除去フィルタ例を
示し、除去帯域を９．２〜９．７ＧＨｚ、通過帯域を１
１．７〜１２．２ＧＨｚとした。図１において、Ｚ１＝
５０Ω，Ｚ２＝５０Ω，Ｃ１＝１．１ｐＦ，Ｃ２＝１．
１ｐＦ，Ｌ１＝７６０μｍ，Ｌ２＝７６０μｍとした
時の信号伝送特性（│Ｓ２１│２ｄＢ）の計算結果を図
３（実線）に示す。（計算 では、入出力ポート５，６
は５０Ω終端した。）また、従来例図５のフィルタの
伝送特性を同図中（点線）に併せて示す。本実施例によ
れば、除去帯域（９．２〜９．７ＧＨｚ）における信号
減衰量は−３０ｄＢ以上、通過帯域（１１．７〜１２．
２ＧＨｚ）における信号減衰量は−３ｄＢ以下が得られ
る。しかも、伝送線路は線路長が７６０μｍのものが２
本で良いため従来の２．８ｍｍに比べ大幅に 小型化が
可能である。従って、本実施例によれば、従来例より大
幅にフィルタ回路の小型化が可能で、さらに、除去帯域
での信号減衰量が大きく、通過帯域での信号減衰量（伝
送ロス）の小さいフィルタ回路が実現できる。
る場合は、（９）式の２周波数を近ずけ、除去帯域での
減衰量を大きくすることが望ましい。すなわち、（Ｃ１
＋Ｃ２）２≒４Ｃ１Ｃ１Ｚ１Ｌ１／（Ｚ２Ｌ２）また、
広帯域除去フィルタに用いる場合は、（９）式の２周波
数を離せば良い。次に、本実施例回路の計算結果を示す
。ここでは、前述の衛星放送用の帯域除去フィルタ例を
示し、除去帯域を９．２〜９．７ＧＨｚ、通過帯域を１
１．７〜１２．２ＧＨｚとした。図１において、Ｚ１＝
５０Ω，Ｚ２＝５０Ω，Ｃ１＝１．１ｐＦ，Ｃ２＝１．
１ｐＦ，Ｌ１＝７６０μｍ，Ｌ２＝７６０μｍとした
時の信号伝送特性（│Ｓ２１│２ｄＢ）の計算結果を図
３（実線）に示す。（計算 では、入出力ポート５，６
は５０Ω終端した。）また、従来例図５のフィルタの
伝送特性を同図中（点線）に併せて示す。本実施例によ
れば、除去帯域（９．２〜９．７ＧＨｚ）における信号
減衰量は−３０ｄＢ以上、通過帯域（１１．７〜１２．
２ＧＨｚ）における信号減衰量は−３ｄＢ以下が得られ
る。しかも、伝送線路は線路長が７６０μｍのものが２
本で良いため従来の２．８ｍｍに比べ大幅に 小型化が
可能である。従って、本実施例によれば、従来例より大
幅にフィルタ回路の小型化が可能で、さらに、除去帯域
での信号減衰量が大きく、通過帯域での信号減衰量（伝
送ロス）の小さいフィルタ回路が実現できる。
【００３０】次に、（９）式から分かるように、信号除
去周波数が同じフィルタを設計する場合に、Ｚ１＜Ｚ２
に設定すれば、Ｚ１＝Ｚ２の場合に比べてＬ２を短くで
きる。そこで、Ｚ１＝８０Ωとした時のフィルタ特性に
ついて以下に示す。図１のショートスタブ２の特性イン
ピーダンスＺ２＝８０Ω、線路長Ｌ２＝４９０μｍとし
、Ｚ１，Ｌ１，Ｃ１，Ｃ２は上記と等しい場合の本例の
計算結果を 図４に示す。図３と図４を比べると、殆ど
周波数特性が等しいことがわかる。図３の特性はＬ２＝
７６０μｍで、図４はＬ２＝４９０μｍの特性であるの
で、Ｚ２＞Ｚ１とすることで、ほぼ同じフィルタ特性が
短いスタブ長で得られることが確認できる。すなわち、
伝送線路１の特性インピーダンスＺ１よりショートスタ
ブ２のインピーダンスＺ２を大きくすることにより、電
気的な特性を殆ど犠牲にすることなくフィルタ回路のさ
らなる小型化がはかられる。
去周波数が同じフィルタを設計する場合に、Ｚ１＜Ｚ２
に設定すれば、Ｚ１＝Ｚ２の場合に比べてＬ２を短くで
きる。そこで、Ｚ１＝８０Ωとした時のフィルタ特性に
ついて以下に示す。図１のショートスタブ２の特性イン
ピーダンスＺ２＝８０Ω、線路長Ｌ２＝４９０μｍとし
、Ｚ１，Ｌ１，Ｃ１，Ｃ２は上記と等しい場合の本例の
計算結果を 図４に示す。図３と図４を比べると、殆ど
周波数特性が等しいことがわかる。図３の特性はＬ２＝
７６０μｍで、図４はＬ２＝４９０μｍの特性であるの
で、Ｚ２＞Ｚ１とすることで、ほぼ同じフィルタ特性が
短いスタブ長で得られることが確認できる。すなわち、
伝送線路１の特性インピーダンスＺ１よりショートスタ
ブ２のインピーダンスＺ２を大きくすることにより、電
気的な特性を殆ど犠牲にすることなくフィルタ回路のさ
らなる小型化がはかられる。
【００３１】実施例２
図２は本発明第２実施例の帯域除去フィルタ回路の回路
図である。ここで、１〜６は図１と同じで、１０，１１
は伝送線路である。このように伝送線路１０，１１を容
量３，４に縦続接続することにより、信号通過帯域での
伝送ロスを減少できる。伝送線路１，１０，１１とショ
ートスタブ２の特性インピーダンスをそれぞれ５０Ω、
５０Ω、５０Ω、８０Ωとし、伝送線路１，１０，１１
とショートスタブ２の線路長をそれぞれ、７５０μｍ、
２００μｍ、２００μｍ、４５０μｍとし、容量Ｃ１＝
Ｃ２＝０．７２ｐＦとした場合の計算結果を図５に示す
。本実施例によれば、除去帯域（９．２〜９．７ＧＨｚ
）では−３０ｄＢ以上の信号減衰が得られ、通過帯域（
１１．７〜１２．２ＧＨｚ）での伝送ロスは−１．５ｄ
Ｂ以下に改善できる。尚本実施例の様に伝送線路１０、
１１を設けると素子を形成しやすい。
図である。ここで、１〜６は図１と同じで、１０，１１
は伝送線路である。このように伝送線路１０，１１を容
量３，４に縦続接続することにより、信号通過帯域での
伝送ロスを減少できる。伝送線路１，１０，１１とショ
ートスタブ２の特性インピーダンスをそれぞれ５０Ω、
５０Ω、５０Ω、８０Ωとし、伝送線路１，１０，１１
とショートスタブ２の線路長をそれぞれ、７５０μｍ、
２００μｍ、２００μｍ、４５０μｍとし、容量Ｃ１＝
Ｃ２＝０．７２ｐＦとした場合の計算結果を図５に示す
。本実施例によれば、除去帯域（９．２〜９．７ＧＨｚ
）では−３０ｄＢ以上の信号減衰が得られ、通過帯域（
１１．７〜１２．２ＧＨｚ）での伝送ロスは−１．５ｄ
Ｂ以下に改善できる。尚本実施例の様に伝送線路１０、
１１を設けると素子を形成しやすい。
【００３２】まとめとして、以下に上記実施例を従来例
と比較すると、 （１） 従来例では、２．８ｍｍもの長い伝送線路が
必要だったのに対して、本発明では、７００μｍ程度の
線路が２本で良いため、フィルタ回路の大幅な小型化が
可能である。 （２） 本発明では、除去帯域における信号減衰量（
イメージ除去比）が従来例よりも約１０ｄＢも大きい。 （３） 本発明では、通過帯域における信号減衰量（
伝送ロス）が従来例よりも２ｄＢ以上小さい。
と比較すると、 （１） 従来例では、２．８ｍｍもの長い伝送線路が
必要だったのに対して、本発明では、７００μｍ程度の
線路が２本で良いため、フィルタ回路の大幅な小型化が
可能である。 （２） 本発明では、除去帯域における信号減衰量（
イメージ除去比）が従来例よりも約１０ｄＢも大きい。 （３） 本発明では、通過帯域における信号減衰量（
伝送ロス）が従来例よりも２ｄＢ以上小さい。
【００３３】なお、上記発明例では、ＭＭＩＣ用基板と
してＧａＡｓを用いたが、これ以外にＩｎＰ等の半導体
基板も使用できるし、ＭＭＩＣのみならず、誘電体基板
を用いたＭＩＣにも適用できる。また、分布定数線路は
マイクロストリップ線路やコプレーナ線路の使用が可能
であり、特に線路の種類に限定はないので、マイクロス
トリップ線路とコプレーナ線路を組み合わせることもで
きる。容量としては、ＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ Ｉｎｓｕ
ｌａｔｏｒ Ｍｅｔａｌ）や、ショツトキ容量などが
利用できる。なお、伝送線路や、容量のタイプの違いに
より本発明はなんら影響は受けない。
してＧａＡｓを用いたが、これ以外にＩｎＰ等の半導体
基板も使用できるし、ＭＭＩＣのみならず、誘電体基板
を用いたＭＩＣにも適用できる。また、分布定数線路は
マイクロストリップ線路やコプレーナ線路の使用が可能
であり、特に線路の種類に限定はないので、マイクロス
トリップ線路とコプレーナ線路を組み合わせることもで
きる。容量としては、ＭＩＭ（Ｍｅｔａｌ Ｉｎｓｕ
ｌａｔｏｒ Ｍｅｔａｌ）や、ショツトキ容量などが
利用できる。なお、伝送線路や、容量のタイプの違いに
より本発明はなんら影響は受けない。
【００３４】
【発明の効果】本発明第１の発明によれば、従来に比べ
てフィルタ回路の面積を大幅に小型化でき、かつ、除去
帯域での信号減衰量が大きく通過帯域での信号減衰量の
小さい帯域除去フィルタが実現できる。
てフィルタ回路の面積を大幅に小型化でき、かつ、除去
帯域での信号減衰量が大きく通過帯域での信号減衰量の
小さい帯域除去フィルタが実現できる。
【００３５】本願第２の発明によれば、さらにフィルタ
回路の面積を小さくすることができ、より小型の帯域除
去フィルタが実現できる。
回路の面積を小さくすることができ、より小型の帯域除
去フィルタが実現できる。
【００３６】本願第３の発明によれば、信号通過帯域で
の伝送ロスをより低減し、小型でより高性能の帯域除去
フィルタが実現できる。
の伝送ロスをより低減し、小型でより高性能の帯域除去
フィルタが実現できる。
【００３７】そして、以上本願発明によれば、帯域除去
フィルタのＭＭＩＣ化が可能となる。
フィルタのＭＭＩＣ化が可能となる。
【図１】本発明第１実施例の帯域除去フィルタ回路の回
路図である。
路図である。
【図２】本発明第２実施例の帯域除去フィルタ回路の回
路図である。
路図である。
【図３】実施例１の帯域除去フィルタ回路の伝送特性を
示す図である。
示す図である。
【図４】実施例１の別の帯域除去フィルタ回路の伝送特
性を示す図である。
性を示す図である。
【図５】実施例２の帯域除去フィルタ回路の伝送特性を
示す図である。
示す図である。
【図６】ＳＨＦ帯直接衛星放送の受信機構成例を示す図
である。
である。
【図７】従来の帯域除去フィルタ回路の回路図である。
【図８】従来の帯域除去フィルタ回路の伝送特性を示す
図である。
図である。
１ 伝送線路
２ ショートスタブ
３，４ 容量
５ 入力ポート
６ 出力ポート
１０，１１ 伝送線路
Claims (3)
- 【請求項１】 ２個の容量が直列に接続され、該２個
の容量の間に１個の先端ショートの伝送線路が接続され
た回路に、伝送線路が並列に接続され、上記先端ショー
トの伝送線路長が除去帯域でインダクティブとなる線路
長を有していることを特徴とする帯域除去フィルタ回路
。 - 【請求項２】 前記先端ショートの伝送線路の特性イ
ンピーダンスが、前記並列に接続された伝送線路の特性
インピーダンスより大きくなっていることを特徴とする
請求項１の帯域除去フィルタ回路。 - 【請求項３】 前記容量に縦続接続された伝送線路を
有していることを特徴とする請求項１の帯域除去フィル
タ回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2407476A JPH04225601A (ja) | 1990-12-27 | 1990-12-27 | 帯域除去フィルタ回路 |
| US07/813,369 US5202651A (en) | 1990-12-27 | 1991-12-24 | Band-stop filter circuit suitably made into monolithic microwave integrated circuits |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2407476A JPH04225601A (ja) | 1990-12-27 | 1990-12-27 | 帯域除去フィルタ回路 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04225601A true JPH04225601A (ja) | 1992-08-14 |
Family
ID=18517046
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2407476A Pending JPH04225601A (ja) | 1990-12-27 | 1990-12-27 | 帯域除去フィルタ回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5202651A (ja) |
| JP (1) | JPH04225601A (ja) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7522022B2 (en) | 2002-11-25 | 2009-04-21 | Sharp Kabushiki Kaisha | Planar filter, semiconductor device and radio unit |
| JP2009177766A (ja) * | 2007-06-22 | 2009-08-06 | Taiyo Yuden Co Ltd | フィルタ回路及びフィルタ回路素子、これを備えた多層回路基板並びに回路モジュール |
| JP2015149573A (ja) * | 2014-02-05 | 2015-08-20 | 古河電気工業株式会社 | フィルタ装置および周波数変換装置 |
| CN111654255A (zh) * | 2020-05-25 | 2020-09-11 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种基于GaAs材料的可重构超宽带直通/高通滤波器电路 |
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1990
- 1990-12-27 JP JP2407476A patent/JPH04225601A/ja active Pending
-
1991
- 1991-12-24 US US07/813,369 patent/US5202651A/en not_active Expired - Lifetime
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| CN111654255A (zh) * | 2020-05-25 | 2020-09-11 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种基于GaAs材料的可重构超宽带直通/高通滤波器电路 |
| CN111654255B (zh) * | 2020-05-25 | 2023-03-31 | 中国电子科技集团公司第二十九研究所 | 一种基于GaAs材料的可重构超宽带直通/高通滤波器电路 |
Also Published As
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|---|---|
| US5202651A (en) | 1993-04-13 |
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