KR20070034081A - 통신 대역의 서브-대역으로 안테나를 임피던스 정합하기위한 시스템 및 방법 - Google Patents

통신 대역의 서브-대역으로 안테나를 임피던스 정합하기위한 시스템 및 방법 Download PDF

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Abstract

통신 대역폭 세그먼트 임피던스를 선택적으로 정합하기 위한, 서브-대역 안테나 정합 방법 및 안테나 정합 시스템이 제공된다. 상기 방법은, 안테나로부터 주파수-종속적인 임피던스를 수용하는 단계와, 제 1 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대한 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 단계를 포함한다. 일부 태양에서, 상기 방법은, 제 2 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대하여 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계를 포함한다. 즉, 상기 안테나는, 두 개의 개별 통신 대역 중 하나의 특정 채널로 정합될 수 있다. 더욱 세부적으로, 상기 방법은, 제 1 주파수로 제 1 튜닝 회로를 튜닝하는 단계와, 동시에 제 2 주파수로 제 2 튜닝 회로로 튜닝하는 단계를 포함한다. 그 후, 상기 안테나는, 제 1 주파수와 제 2 주파수에 대응하여, 제 1 통신 대역의 로우 엔드에서 정합될 수 있다. 이와 유사하게, 상기 제 1 튜닝 회로가 제 3 주파수로 튜닝되고, 제 2 튜닝 회로가 제 4 주파수로 튜닝되며, 그 후, 안테나가 제 3 주파수 및 제 4 주파수에 대응하여, 제 1 통신 대역의 하이 엔드로 정합될 수 있다.

Description

통신 대역의 서브-대역으로 안테나를 임피던스 정합하기 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR IMPEDANCE MATCHING AN ANTENNA TO SUB-BAND IN A COMMUNICATION BAND}
본 출원은 U.S. 특허 출원 No.10/899,218 "SYSTEM AND METHOD FOR IMPEDANCE MATCHING AN ANTENNA TO SUB-BAND IN A COMMUNICATION BAND"에 연계되어 있으며, 이는 본원에서 참조로서 인용된다.
본 출원은 또한 U.S. 특허 출원 No.10/899,278 "SYSTEM AND METHOD FOR DUAL-BAND ANTENNA MATCHING"과 U.S. 특허 출원 No. 10/899,285 "FULL-DUPLEX ANTENNA SYSTEM AND METHOD"과 연계되어 있으며, 이는 본원에서 참조로서 인용된다.
본 발명은 일반적으로 무선 통신 안테나에 관한 것이며, 더욱 세부적으로는, 통신 대역의 선택된 서브-대역으로 안테나를 선택적으로 정합하기 위한 시스템 및 방법에 관한 것이다.
휴대용 무선 통신 장치, 가령 전화기의 크기는, 더 많은 기능이 추가됨에도 불구하고, 작아지고 있다. 그 결과로, 설계자는 불편한 장소에서 컴포넌트를 패키징하는 동안, 이러한 컴포넌트, 또는 장치 서브시스템의 성능은 향상시키고, 그 크 기는 감소시켜야 한다. 핵심적인 컴포넌트로는 무선통신 안테나가 있다. 상기 안테나는 전화기 트랜시버(transceiver), 가령 GPS(global positioning system) 수신기에 연결될 수 있다.
최신 무선 전화기는 다수의 서로 다른 통신 대역에서 동작하도록 기대된다. 미국에서, 850메가헤르츠(㎒) 부근의 셀 방식 대역(AMPS)과, 1900㎒ 부근의 PCS(Pesonal Communication System) 대역이 사용된다. 그 밖의 다른 통신 대역으로는 PCN(Personal Communication Network)와 약 1800㎒의 DCS와, 약 900㎒의 GSM(Groupe Speciale Mobile) 시스템과, 약 800㎒와 1500㎒의 JDC(Japanese Digital Cellular)가 있다. 그 밖의 다른 관심 대역으로는 약 1575㎒의 GPS 신호와, 약 2400㎒의 블루투스와, 1850㎒ 내지 2200㎒의 WCDMA(Wideband code division multiple access)가 있다.
주 통신 안테나, 또는 보조 통신 안테나로서 단순한 원통형 코일, 또는 휩 안테나를 사용하기 위한 무선 통신 장치가 알려져 있다. 역-F 안테나(inverted-F antenna)가 또한 일반적이다. 안테나의 공진 주파수는 동작 주파수 파장의 한 부분을 형성하는 전기 길이에 대응한다. 무선 통신 안테나의 전기 길이는 쿼터-파장(quarter-wavelength), 가령 5λ/4, 3λ/4, λ/2, λ/4의 배수이며, 이때 λ는 동작 주파수의 파장이고, 유효 파장은 안테나 래디에이터의 물리적 길이에 대응하고, 유전 상수에 근사한 값이다.
종래에는, 각각의 무선 장치의 트랜시버(수신기와 송신기 중 하나 이상)가 특정 통신 대역에서 공진하는 개별 안테나로 연결되어 있었다. 상기 안테나가 전체 통신 대역을 가로질러 공진할 수 있지만, 통신 대역의 모든 채널에 대하여 최적으로 튜닝될 수는 없다. 따라서 광대역 튜닝이 최적 효율의 희생을 초래한다.
많은 최신 무선 장치가 다수의 통신 대역에서 동작한다. 그러나 장치가 각각 서로 다른 통신 대역에서 작동하는 다수의 트랜시버를 내장하고 있을 때, 또는 다수의 통신 대역에서 작동하도록 튜닝될 수 있는 하나의 트랜시버를 내장하고 있을 때, 휴대용 무선 장치에 개별 안테나를 위치하는 것은 어려운 작업이다. 브루트-포스(brute-force)적 접근은 각각의 통신 대역에 대하여 서로 다른 공진자, 또는 안테나를 추가하는 것이다. 예를 들어, 부-조화적으로 관련되어 있는 공진 주파수 응답을 발생하기 위한 서로 다른 영역을 갖는 두 개의 마이크로스트림 패치를 쌓는 것이 알려져 있다. 그러나 이러한 설계에 의해, 필요한 모든 주파수(통신 대역)를 커버하는 것이 항상 가능해지는 것은 아니다. 앞서 언급된 안테나를 위한 해결책은, GPS, PCS 통신을 커버하도록 더 높은 통신 대역에서 밴드패스 응답을 확장하는 것과, 셀 방식 대역(AMPS) 주파수에서 진동하도록 더 낮아진 통신 대역을 사용하는 것이다. 그러나 GPS와 PCS 성능을 향상시키기 위해, 더 높은 대역을 넓히는 것은, 셀 방식 대역의 성능의 희생을 초래한다.
종래의 안테나 설계에서는 유전 물질을 사용한다. 일반적으로, 안테나에 의해 발생하는 장(field)의 한 부분이, 래디에이터에서부터, 유전체를 통해 카운터포이즈로 복귀될 수 있다. 상기 안테나는 래디에이터의 주파수와 파장에서 공진하도록 조정되며, 유전 상수는 상기 공진 주파수에서 최적의 관계를 갖는다. 가장 일반적인 유전체는 유전 상수 1을 갖는 공기이다. 그 밖의 다른 물질의 유전 상수는 공 기에 비례하여 결정된다.
강유전성 물질(ferroelectric material)은, 적용된 전압에 대응하여 변화하는 유전 상수를 갖는다. 이러한 가변성 유전 상수 때문에, 강유전성 물질은 튜너블(tunable) 컴포넌트를 제작하기에 적합하다. 그러나 종래의 측정 기법은, 상기 강유전성 컴포넌트의 손실 속성을 개선하기 위해 사용되는 프로세싱, 또는 도핑, 또는 그 밖의 다른 조립 기법에 관계없이, 강유전성 컴포넌트는 잠재적인 손실을 갖고 특정 짓고 있다. 따라서 이는 널리 사용되지 않았다. RF, 또는 마이크로파 영역에서 동작하는 강유전성 튜너블 컴포넌트는 특히 손실이 많다고 여겨진다. 이러한 관찰은, 레이더 응용예에서의 실험에 의해 지원되며, 예를 들어, 높은 RF(radio frequency), 또는 마이크로파 손실은, 최대 튜닝이 바람직할 때 특히, (약 1.0㎜ 이상의 두께의) 벌크 FE(강유전성: ferroelectric) 물질에 대한 종래의 법칙에 따른다. 일반적으로, 대부분의 FE 물질은, 그 손실을 개선시키기 위한(즉, 감소시키기 위한) 단계가 취해지지 않을 경우, 손실이 많다. 이러한 단계로는, (1) 선-증착 어닐링과 후-증착 어닐링, 또는 O2 공공(O2 vacancy)을 보상하기 위한 단계, (2) 표면 압력(surface stress)을 감소시키기 위한 버퍼 층의 사용 단계, (3) 그 밖의 다른 물질을 이용한 합금 공정, 또는 버퍼링 단계, (4)선택적 도핑 단계가 있다(그러나 제한받지 않음).
낮은 파워의 제한된 범위의 튜닝의 필요성이 증가됨에 따라, 강유전성 물질에 대한 관심이, 벌크 물질의 사용에서 박막의 사용으로 돌아섰다. 그러나 높은 강 유전성 손실이라는 가정이 박막 작업에까지 그 영향을 미친다. 종래의 광대역 측정 기법이 (벌크형이든, 박막 형이든) 튜너블 강유전성 컴포넌트는 충분한 손실을 갖고 있다는 가정을 지원해왔다. 무선 통신 정합 회로에서, 예를 들어, 40 이상의 Q, 바람직하게는 180 이상의 Q, 더욱 바람직하게는 350 이상의 Q가 약 2㎓의 주파수에서 필수적이다. 안테나 인터페이스 회로와 트랜시버의 설계에도 동일한 가정이 적용된다.
튜너블 강유전성 컴포넌트, 특히, 박막을 사용하는 튜너블 강유전성 컴포넌트가 다양한 주파수 변환 회로에서 사용될 수 있다. 튜너블 컴포넌트는 둘 이상의 통신 대역에서 회로가 조정될 수 있게 하기 때문에, 바람직하다. 다수의 대역을 커버하는 튜너블 컴포넌트가, 개별 대역 고정 주파수 컴포넌트로서의 컴포넌트의 총 수를 감소시키고, 그에 연계되어 있는 스위치가 필요 없게 한다. 이러한 이점은, 기능은 증가되고 비용과 크기는 감소될 필요성이 존재하는 무선 핸드세트 설계에서 특히 중요하다. CDMA 핸드세트를 이용하여 예를 들면, 개별 컴포넌트의 성능이 억압된다. 또한 FE 물질은 RF 컴포넌트의 집적을 가능하게 해줄 수 있다.
튜너블 안테나 설계는 관련 출원 목록에서 공개되어 있으며, FE 유전 안테나를 사용하여 최적 서브-대역 공진이 가능하다. 그러나 튜너블 안테나는 비교적 복잡하고, 종래의 고정된 주파수 안테나에서 보다 구축하기에 더 많은 비용이 든다.
통신 대역의 특정하게 선택된 채널에 대하여 최적으로 정합될 수 있는 것이 바람직하다.
앞서 언급된 채널 정합된 안테나가 고정된 임피던스를 갖는 것이 바람직하 다. 즉, 넌-튜너블 안테나(non-tunable antenna)를 사용하여, 채널이 선택적으로 수행될 수 있는 것이 바람직하다.
튜닝이 가능한 안테나 정합 회로를 사용함으로써, 앞서 언급된 채널 선택이 이뤄질 수 있는 것이 바람직하다.
본 발명은 선택된 채널에서, 또는 통신 대역의 서브-대역에서 최적 정합 임피던스를 제공하도록 튜닝될 수 있는 안테나 정합 시스템을 기술하고 있다. 상기 최적 정합에 의해, 튜너블 안테나가 복잡해지지 않고, 또는 다수의 선택가능한 안테나, 또는 광 대역 안테나의 사용에 따른 크기가 더 커지지 않고, 더 나은 효율과, 더 낮아진 수신기 노이즈 플로어와, 더 낮아진 송신기 파워와, 최적 대역폭이 허용된다. 본 발명은, 인체와 휴대용 무선 장치의 상호작용에 의해 초래되는 부하의 변화에 대응하도록, 안테나 정합을 허용한다.
따라서 안테나의 서브-대역 임피던스 정합을 위한 방법이 제공된다. 상기 방법은, 안테나로부터 주파수-종속적인 임피던스를 수용하는 단계와, 제 1 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대한 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 단계를 포함한다. 일부 태양에서, 상기 방법은, 제 2 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대하여 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계를 포함한다. 즉, 상기 안테나는, 두 개의 개별 통신 대역 중 하나의 특정 채널로 정합될 수 있다.
더욱 세부적으로, 상기 방법은, 제 1 주파수로 제 1 튜닝 회로를 튜닝하는 단계와, 동시에 제 2 주파수로 제 2 튜닝 회로로 튜닝하는 단계를 포함한다. 그 후, 상기 안테나는, 제 1 주파수와 제 2 주파수에 대응하여, 제 1 통신 대역의 로우 엔드에서 정합될 수 있다. 이와 유사하게, 상기 제 1 튜닝 회로가 제 3 주파수로 튜닝되고, 제 2 튜닝 회로가 제 4 주파수로 튜닝되며, 그 후, 안테나가 제 3 주파수 및 제 4 주파수에 대응하여, 제 1 통신 대역의 하이 엔드로 정합될 수 있다.
상기 제 1 튜닝 회로가 제 5 주파수로 튜닝되고, 제 2 튜닝 회로가 제 6 주파수로 튜닝될 경우, 상기 안테나가 제 5 주파수와 제 6 주파수에 대응하여 제 2 통신 대역의 로우 엔드에서 정합된다. 이와 유사하게, 상기 제 1 튜닝 회로가 제 7 주파수로 튜닝되고, 제 2 튜닝 회로가 제 8 주파수로 튜닝될 경우, 상기 안테나는 제 7 주파수와 제 8 주파수에 대응하여 제 2 통신 대역의 하이 엔드에서 정합된다. 일부 태양에서, 상기 주파수 튜닝은 제어 전압에 따라 변화하는 유전 상수를 갖는 강유전성(FE) 물질을 사용하여 이뤄진다.
앞서 언급된, 통신 대역폭 세그먼트 임피던스를 선택적으로 매칭하기 위한 방법과, 안테나 정합 시스템과, 대역폭 세그먼트 안테나 정합 시스템을 이용하는 무선 통신 장치에 관한 세부사항이 다음에서 제공된다.
도 1은 통신 대역폭 세그먼트 임피던스를 선택적으로 정합하기 위한 본 발명의 안테나 정합 시스템의 블록 다이어그램이다.
도 2는 서브-대역 안테나 정합의 선택을 도식한 그래프이다.
도 3a와 도 3b는 도 1의 서브-대역 정합 회로를 도식한 블록 다이어그램이다.
도 4는 분산 소자 갭 커패시터의 평면도이다.
도 5는 오버fp이 커패시터의 단면도이다.
도 6은 인터디지털(IDC) 커패시터의 평면도이다.
도 7은 두 개의 가능한 “L” 정합 회로 구성을 도식한 도면이다.
도 8은 π 정합 네트워크를 도식하는 도면이다.
도 9는 “T”정합 네트워크를 도식하는 도면이다.
도 10은 본 발명의 대역폭 세그먼트 안테나 정합 시스템을 사용하는 무선 통신 장치의 블록 다이어그램이다.
도 11은 안테나의 서브-대역 임피던스 정합을 위한 본 발명의 방법을 도식한 흐름도이다.
도 12는 도 3b의 안테나의 반사 손실과 정합 회로를 도식한 도표이다.
도 13은 셀 통신 대역의 고 서브-대역으로 튜닝되는, 도 3b의 안테나의 반사 손실과 정합 회로를 도식한 도표이다.
도 14는 셀과 PCS 통신 대역에서, 바람직한 안테나의 반사 손실 크기를 나타내는 Smith 차트이다.
도 15는 셀 통신 대역의 저 서브-대역에서, 도 3b의 정합 회로와 도 14의 안테나의 반사 손실을 도식한 Smith 차트이다.
도 16은 셀 통신 대역의 고 서브-대역에서, 도 3b의 정합 회로와 도 14의 안 테나의 반사 손실을 도식한 Smith 차트이다.
도 17은 PCS 통신 대역의 저 서브-대역에서, 도 3b의 정합 회로와 도 14의 안테나의 반사 손실을 도식한 Smith 차트이다.
도 18은 PCS 통신 대역의 고 서브-대역에서, 도 3b의 정합 회로와 도 14의 안테나의 반사 손실을 도식한 Smith 차트이다.
도 1은 통신 대역 세그먼트 임피던스를 선택적으로 정합하기 위한 본 발명의 안테나 정합 시스템의 블록 다이어그램이다. 상기 시스템(100)은 주파수 종속적인 임피던스를 갖는 라인(104) 상의 인터페이스 포트를 갖는 안테나(102)를 포함한다. 서브-대역 정합 회로(106)는 안테나 인터페이스 포트로 연결되어 있는 라인(104) 상의 출력 포트를 갖는다. 상기 서브-대역 정합 회로(106)는 제 1 통신 대역의 서브-대역에서 공액 임피던스(conjugate impedance)를 선택적으로 제공한다. 가장 단순한 형태로, 서브-대역 정합 회로(106)는 제 1 통신 대역의 로우 엔드(low end)에서와 상기 제 1 통신 대역의 하이 엔드(high end)에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공한다.
안테나는 정합이 잘 되지 않을 경우라도 어느 정도 기능할 것이다. 전체 대역을 가로질러 광범위하게 변화하는 정합을 제공함으로써, 일부 종래의 안테나/정합 회로 설계가 상기 전체 통신 대역을 커버할 수 있다. 바람직하지 못하게 정합되는 안테나는, 정합 회로 인터페이스에서 파워 반사(power reflection)의 결과로 비 효율을 초래하게 된다. 바람직하지 못하게 정합된, 즉 비효율적인 안테나에 의해, 저하된 수신기 노이즈 플로어가 초래된다. 또는, 바람직하지 못하게 정합된, 즉 비효율적인 안테나가 낮아진 파워의 송신 신호를 초래할 수 있으며, 이에 따라 추가적인 배터리 파워의 사용을 이용하여 송신기가 보상되어야 한다.
안테나(102)는 모든 관심 주파수를 가로지르는 일정한 임피던스를 제공하지 않는다. 일반적으로, 안테나는 저항과 리액턴스(허수 임피던스)의 조합인 복합적인 임피던스를 가지며, 상기 복합 임피던스는 통신 대역을 가로질려 변화할 것이다. 그러나 상기 안테나의 임피던스는 고정되어 있기 때문에, 통신 대역(주파수 대역)의 다양한 서브-대역에서의 임피던스가 결정될 수 있다. 상기 서브-대역 정합 회로(106)는 안테나의 복합 임피던스의 각각에 대하여, 공액 임피던스(conjugate)를 제공할 수 있다. 다시 말하자면, 상기 서브-대역 정합 회로(106)는 각각의 서브-대역에 대하여 서로 다른 공액 정합(복합 임피던스)를 제공할 수 있다는 것이다.
공액 임피던스는, 정합될 임피던스와 동일한 실수부와, 반대 기호의 허수부를 갖는다. 예를 들어, 제 1 통신 대역의 중심에서, (25 + 13j)옴의 안테나 임피던스에 대한, (25-13j)옴의 공액 임피던스가 그것이다. 완벽한 공액 정합은 특정 주파수에서를 제외하고는 드물다. 따라서 공액 정합은 서브-대역의 중심에 대해 최적화되거나, 서브-대역 정합 회로 임피던스가 서브-대역을 가로지르는 안테나 임피던스를 추적하도록 하는 것이 일반적이다. 임의의 임피던스로 공액 정합을 제공하도록, 정합 회로를 구축하는 것이 이론적으로는 가능하지만, 상기 안테나가 전체 통신 대역을 가로지르는 (정합하기 쉬운) 종래의 임피던스를 제공하는 일부 고정된 튜닝 소자, 또는 구조물을 사용할 수 있는 것이 이해되어야 한다.
시스템(100)의 일부 태양에서, 상기 서브-대역 정합 회로(106)는 제 2 통신 대역의 서브-대역에서 공액 임피던스를 제공한다. 가장 간단한 형태로, 상기 서브-대역 정합 회로(106)는 제 2 통신 대역의 로우 엔드(low end)에서와, 상기 제 2 통신 대역의 하이 엔드(high end)에서 공액 임피던스를 제공한다. 상기 정합 회로는 상기 제 1 통신 대역과 상기 제 2 통신 대역에서 동시에 공액 정합을 제공할 필요는 없다. 즉, 상기 정합 회로는 상기 제 1 통신 대역, 또는 상기 제 2 통신 대역에서 공액 정합을 선택적으로 제공하도록 동작할 수 있다.
도 2는 서브-대역 안테나 정합의 선택을 도시한다. 제 1 통신 대역과 제 2 통신 대역이 나타난다.4개의 서로 다른 서브-대역, 즉 제 1 통신 대역에서의 2개의 서브-대역이, 그리고 제 2 통신 대역에서 두 개의 서브-대역이 나타난다. 주파수 스팬이 두 개의 통신 대역을 분리하는 듯이 나타날지라도, 또 다른 태양에서, 통신 대역이 인접하거나, 겹쳐있을 수 있다. 이와 유사하게, 서브-대역이 주파수 대역에 의해 분리되거나, 인접하거나, 겹칠 수 있다. 두 개의 통신 대역만이 나타났을 지라도, 3개 이상의 통신 대역에서 안테나 정합 서브-대역으로 시스템은 확장될 수 있다. 덧붙여, 각각의 통신 대역에 대해 단 2개의 서브-대역만이 나타나 있을지라도, 시스템의 또 다른 태양에서, 각각의 통신 대역은 셋 이상의 서브-대역으로 나뉠 수 있다. 즉, 서브-대역 정합 회로는, 제 1 통신 대역의 다수의 서브-대역에서, 또는 제 2 통신 대역의 다수의 서브-대역에서 공액 임피던스를 제공할 수 있다. 본 발명의 정합 시스템은 보상을 위해뿐 아니라 채널 선택을 위해 사용될 수 있다. 예 를 들어, 상기 시스템은 안테나에 인접하고 있는 인체, 또는 그 밖의 다른 물체의 디튜닝(detuning) 효과에 대한 보상을 위해 사용된다.
도 3a와 3b는 도 1의 서브-대역 정합 회로(106)를 더 자세하게 도식한 블록 다이어그램이다. 도 3a에서, 서브-대역 정합 회로(106)는 제 1 튜닝 회로(300)와 제 2 튜닝 회로(302)를 포함한다. 제 1 튜닝 회로(300)를 제 1 주파수로 튜닝하고, 제 2 튜닝회로(302)를 제 2 주파수로 튜닝하는 것에 반응하여, 상기 서브-대역 정합 회로(106)는 제 1 통신 대역의 로우 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공한다. 제 1 통신 대역의 하이 엔드에서 공액 임피던스는, 제 1 튜닝 회로(300)의 제 3 주파수로의 튜닝과, 제 2 튜닝 회로(302)의 제 4 주파수로의 튜닝에 반응하여 제공된다. 상기 제 1 튜닝 회로(300)와 제 2 튜닝 회로(302)는 직렬로 연결되어 나타나며, 종래 기술에서, 병렬 튜닝 토폴로지도 역시 알려져 있다. 도시되지는 않았지만, 일부 설계에서, 차단 커패시터가 안테나(102)와 서브-대역 정합 회로(106) 사이의 송신 라인(104)에 삽입될 수 있다.
제 2 통신 대역에서 안테나를 튜닝하는 경우, 제 2 통신 대역의 로우 엔드에서의 공액 임피던스가, 상기 제 1 튜닝 회로(300)를 제 5 주파수로 튜닝하고, 사익 제 2 튜닝 회로(302)를 제 6 주파수로 튜닝하는 것에 대응하여 제공된다. 이와 유사하게, 제 2 통신 대역의 하이 엔드에서의 공액 임피던스는, 상기 제 1 튜닝 회로(300)가 제 7 주파수로 튜닝되고, 상기 제 2 튜닝 회로(308)가 제 8 주파수로 튜닝되는 것에 대응하여 제공되나.
일부 태양에서, 상기 제1 튜닝 회로(300)와 제 2 튜닝 회로(302) 각각은 제 어 전압에 따라 변할 수 있는 유전 상수를 갖는 강유전성(FE) 유전 물질과, 제어 전압을 수용할 수 있도록 각각 라인(304)과 라인(306) 상의 인터페이스를 포함한다. 하나의 태양에서, 튜닝 전압과 유전 상수 간의 선형 관계가 존재한다. 또 다른 태양에서, 특히, 0 내지 3볼트의 튜닝 범위에서 상기 관계는 보랙터 다이오드(voractor diode)의 전압/용량 곡선보다 더 선형이다. 상기 FE 물질은 튜너블 커패시터에서의 유전 물질, 또는 개별 인덕터, 또는 마이크로스트립 인덕터에 인접한 유전 물질일 수 있다. 상기 제 1 튜닝 회로(300)와 제 2 튜닝 회로(302)는 0 내지 3 볼트 dc에서, 제어 전압에 대응하는 것이 바람직하다. 상기 전압 범위는 종래의 무선 장치 배터리에 의해 지원될 수 있다. FE 물질을 사용하지 않는 가변형, 또는 튜너블 컴포넌트가 많이 존재한다. 그러나 FE는 크기와 성능(높은 Q)이 중요한 휴대용 무선 장치에서 사용되는 물질로 바람직한 선택이다.
가장 단순한 형태로, 본 발명의 듀얼-대역 정합 회로는 튜너블 직렬 소자, 또는 튜너블 분로 소자, 가령 커패시터나 인덕터를 사용함으로써 가능할 수 있다. 또는, 상기 듀얼-대역 정합 회로는 “L”, 또는 π, 또는 "T", 또는 이들의 조합 토폴로지 중 하나일 수 있다. 상기 듀얼-대역 정합 회로는 임의의 특정 토폴로지에 의해 제한도지 않는다.
바람직한 제 1 튜닝 회로(300)는 고정 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터(310)와, 선택가능한 용량 값을 갖는 제 1 가변성 커패시터(312)를 포함한다. 상기 제 2 튜닝 회로(302)는 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 2 인덕터(314)와, 선택가능한 용량 값을 갖는 제 2 가변성 커패시터(316)를 포함한다.
상기 제 1 가변성 커패시터(312)는 라인(104) 상의 서브-대역 정합 회로 출력 포트로 연결되는 제 1 단자를 갖는다. 상기 제 1 인덕터(310)는 라인(318) 상의 제 1 가변성 커패시터의 제 2 단자와 기준 전압 사이의 분로에 연결되어 있다. 예를 들어, 기준 전압은 접지될 수 있다. 상기 제 2 가변성 커패시터(316)는 라인(318) 상의 제 1 가변성 커패시터의 제 2 단자로 연결되는 제 1 단자를 갖는다. 제 2 인덕터(314)는 라인(320) 상의 제 2 가변성 커패시터의 제 2 단자와 라인(322) 상의 서브-대역 정합 회로 입력 포트 사이에서 직렬로 연결되어 있다.
계속 예를 들면, 제 1 인덕터(310)가 8나노-헨리(nH)의 인덕턴스를 가지며, 제 1 가변성 커패시터(312)는 2.35피코패럿 내지 3.1피코패럿(pF)의 범위의 용량을 갖는다. 상기 제 2 인덕터(314)는 2nH의 인덕턴스를 갖고, 제 2 가변성 커패시터(316)는 1.85pF 내지 3.5pF 범위의 용량을 갖는다.
제 1 튜닝 회로(310)의 제 1 주파수는 2.35pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 제 2 튜닝 회로(312)의 제 2 주파수는 2.0pF의 제 2 가변성 커패시터 값에 대응한다. 제 1 통신 대역의 낮은 서브-대역 정합을 생성하기 위해 이러한 값들이 사용된다. 제 1 튜닝 회로(310)의 제 3 주파수는 2.6pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 제 2 튜닝 회로(312)의 제 4 주파수는 2.6pF의 제 2 커패시터 값에 대응한다. 제 1 통신 대역의 높은 서브-대역 정합을 생성하기 위해 이러한 값들이 사용된다.
제 1 튜닝 회로(310)의 제 5 주파수는 3.1pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 제 2 튜닝 회로(312)의 제 6 주파수는 1.85pF의 제 2 가변성 커패시터 값에 대응한다. 제 2 통신 대역의 낮은 서브-대역 정합을 생성하기 위해 이러한 값들이 사용된다. 제 1 튜닝 회로(310)의 제 7 주파수는 2.6pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 제 2 튜닝 회로(312)의 제 8 주파수는 3.5pF의 제 2 가변성 커패시터 값에 대응한다. 제 2 통신 대역의 높은 서브-대역 정합을 생성하기 위해 이러한 값들이 사용된다. “중간(in-between)" 커패시터 값을 사용함으로써, 통신 대역의 추가적인 서브-대역 포지션이 생성될 수 있음을 이해해야한다. 예를 들어, 제 1 통신 대역에 대한 미드-서브-대역 포지션은, 제 1 가변성 커패시터 값을 약2.5pF로 튜닝하는 것에 대응하고, 제 2 가변성 커패시터(316)는 약 2.75pf로 튜닝하는 것이 대응한다.
도 3a에서 나타난 것과 다른 컴포넌트와 회로 토폴로지를 이용하여 본 발명이 가능할 수 있다. 덧붙여, 회로에게 더 큰 튜닝 가능함으로 제공하고, 주파수 응답은 더 좁히도록, 폴(pole)의 수를 증가시키기 위해, 고정되거나 고정되지 않은 값을 갖는 추가적인 컴포넌트가 추가될 수 있다.
앞서 언급된 값을 사용하여, 서브-대역 정합 회로(106)가 824 내지 894㎒의 제 1 통신 대역에서 공액 임피던스를 제공하고, 1850 내지 1990㎒의 제 2 통시 s대역에서 공액 임피던스를 제공한다. 무선 전화기 장치와 관련하여, 그 밖의 다른 관심 통신 대역으로는 GPS, WCDMA, JDC, PCN, GMS, 블루투스가 있다.
도 3b는 FE 커패시터를 이용하여 활성화되는 도 3a의 서브-대역 정합 회로를 나타낸다.
도 14는 셀(cell)과 PCS 통신 대역에서, 바람직한 안테나에 대한 Smith 차트 와 반사 손실을 도식한다.
도 12는 도 3b의 안테나의 반사 손실과 정합 회로를 도식한다. 나타나는 바와 같이, 상기 정합 회로는 셀 통신 대역에서 낮은 서브-대역에 대한, 제 1 커패시터로 1.7볼트의 전압을 제공하고, 제 2 커패시터로 0볼트의 전압을 제공하는 것에 대응하는 공액 임피던스를 제공한다.
도 13은, 셀 통신 대역의 높은 서브-대역으로 조정함에 따른, 도 3b의 안테나와 정합 회로의 반사 손실을 도식한다. 1볼트의 전압이 제 1 커패시터로 제공되고, 2.5볼트의 전압이 제 2 커패시터로 제공된다.
도 15는 셀 통신 대역의 낮은 서브-대역에서의, 도 14의 안테나와 도 3b의 정합 회로의 반사 손실을 도식하고 있는 Smith 차트이다. 제 1 커패시터와 제 2 커패시터는 2.35pF와 2.9pF로 각각 튜닝된다.
도 16은 셀 통신 대역의 높은 서브-대역에서의, 도 14의 안테나와 도 3b의 정합 회로의 반사 손실을 도식하는 Smith 차트이다. 상기 제1 커패시터와 제 2 커패시터는 모두 2.6pF로 튜닝된다.
도 17은 PCS 통신 대역의 낮은 서브-대역에서의, 도 14의 안테나와 도 3b의 정합 회로의 반사 손실을 도식하는 Smith 차트이다. 상기 제 1 커패시터와 제 2 커패시터는 3.1pf와 1.85pf로 각각 튜닝된다.
도 18은 PCS 통신 대역의 높은 서브-대역에서의, 도 14의 안테나와 도 3b의 정합 회로의 반사 손실을 도식하는 Smith 차트이다. 상기 제 1 커패시터와 제 2 커패시터는 2.35pf와 2.9pf로 각각 튜닝된다.
도 3a와 3b를 참조하여, 일부 태양에서, 제 1 통신 대역의 약 45㎒의 서브-대역에서, 그리고 제 2 통신 대역의 약 80㎒의 서브-대역에서, 서브-대역 정합 회로(106)는 반사 손실, 또는 정재파비(voltage standing wave ratio), 또는 2:1 이하를 갖는 공액 임피던스를 제공한다.
제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로에서 서로 다른 컴포넌트 값을 선택함으로써, 그 밖의 다른 통신 대역과, 대역폭과, 대역폭 공간이 획득될 수 있다. 덧붙이자면, 앞서 설명된 정합 회로의 컨셉을, 다중-대역 안테나(즉, 트라이-대역 안테나)의 서브-대역을 튜닝할 수 있는 정합 회로가 생성되도록 수정하는 것이 가능하다. FE 커패시터를 사용하여, 바람직한 튜닝 회로가 가능할 수 있을지라도, 종래의 가변성 컴포넌트를 갖는 회로, 또는 FE와 종래의 가변성 컴포넌트의 조합을 갖는 회로를 구축하는 것이 가능하다. 앞서 언급한 바와 같이, 그 밖의 다른 잘 알려진 튜닝 토폴로지가 본 발명에서 사용되기 위해 적용될 수 있다.
일반적으로, 집중 소자(lumped element), 또는 분산 네트워크 소자, 또는 이둘의 조합을 사용하여, 정합 회로는 구현될 수 있다. 분산된 소자 정합을 사용하여, 얇거나, 두꺼운 FE 막이 평면(마이크로스트립, 스트립라인, 동평면 도파관) 패시브 정합 회로에서 사용되어, 아래 위치하는 기판의 유전율을 변화시키고, 따라서 정합 회로, 또는 공진자의 전기 길이, 또는 특성 임피던스를 변화시키는데 영향을 미친다. 평면 정합 회로(planar matching circuit)의 사용은, 증폭기, 또는 회로 설계의 분야에서 종사한 사람에게는 익숙하다. 상기 정합 네트워크는 하이브리드, 커플러 뿐 아니라, 종래의 유도성이며서 용량성을 띄는 구조물일 수 있다. 집중 소 자 정합 컴포넌트가 사용될 경우, 그 후, FE 기반의 튜너블 커패시터가 변화에 영향을 주기 위한 유사한 방식으로 사용될 수 있다.
도 4는 분산된 소자 갭 커패시터의 평면도이다. IDC와 비교하여, 갭 커패시터는 더 나은 Q를 가지나, 더 낮은 단위 횡단면 당 용량(W)을 갖는다. 단위 횡단면 당 다수의 핑거를 사용하기 때문에, 상기 IDC의 용량은 더 크다. 그러나 많은 통신 필터 적용예의 경우, 큰 용량(C>=4.0pF)이 필요하지 않다. 따라서 갭 커패시터는 적정한 용량을 제공할 수 있다. 대부분의 FE 막에 대한 k의 본질적으로 높은 값에 의해, 종래의 갭 커패시터에 비교하여, 비교적 높은 단위 횡단면 당 용량(W)이 제공될 수 있다.
도 5는 오버레이 커패시터(overlay capacitor)의 단면도이다. 갭과 인터디지털 커패시터와 비교하여, 오버레이 커패시터는 가장 낮은 Lgeom을 갖는다. 오버레이 커패시터는, 판의 크기(가로 및 세로)가 판 이격거리보다 훨씬 큰 평행 판 기하 형태의 예이다. 이러한 기하 형태가 주어지면, 판들 사이의 전기장의 대부분이 모서리를 따르는 가장자리를 제외하고, 균일하다. 이러한 가장자리의 효과는 종래 기술의 가드 대역(guard band)을 사용함으로써, 명백하게 감소될 수 있다. 따라서 평행 판 커패시터로부터의 기하학적 손실이 매우 낮아진다. 덧붙이자면, 평행 판 기하 형태에 의해, 작은 제어 전압 스윙으로부터 높은 튜닝을 따라, 높은 용량을 제공할 수 있다.
도 6은 인터디지털(IDC) 커패시터의 평면도이다. 주어진 단면 영역에서, IDC 는 갭 커패시터보다 더 높은 용량을 제공할 수 있다. 갭 공간이 감소할수록, 손실은 증가한다. 이와 유사하게, 핑거의 폭이 감소할수록, 손실이 증가한다. 특히 홀 모드(odd mode) 손실이 우세를 차지함에 따라 IDC의 마이크로스트립 구현에 있어서, 상기 핑거의 길이는, 상기 핑거 길이가 증가함에 따라 손실이 증가하는 영향을 야기한다. 덧붙이자면, 핑거의 수가 증가할수록, 추가적인 날카로운 코너로 유입되는 손실로 인하여, 손실이 증가한다. 핑거의 수의 증가가 IDC의 용량의 증가를 초래하는 것이 일반적이다.
도 7은 두 가지 가능한 “L” 정합 회로 구성을 도식하는 개념도이다. 이러한 두 가지 반응 소자(reactive element)(602, 604)는 커패시터, 또는 인덕터의 임의의 조합일 수 있다.
도 8은 π정합 네트워크를 도식한 개념도이다. 반응 소자(702, 704, 706)는 커패시터와 인덕터의 임의의 조합일 수 있다.
도 9는 “T”정합 네트워크를 도식한 개념도이다. 반응 소자(802, 804, 806)는 커패시터와 인덕터의 임의의 조합일 수 있다.
도 10은 대역폭 분할 안테나 정합 시스템을 사용하는 본 발명의 무선 통신 장치의 블록 다이어그램이다. 제 1 통신 대역에서 정보를 통신하기 위해, 장치(400)는 라인(322) 상의 무선 통신 포트를 갖는 트랜시버(402)를 포함한다. 안테나(102)는 주파수 종속적인 임피던스를 갖는 라인(104) 상의 인터페이스 포트를 갖는다．서브-대역 정합 회로(106)는 라인(322) 상의 트랜시버 무선 통신 포트로 연결되어 있는 입력 포트와, 라인(104) 상의 안테나 인터페이스 포트로 연결되어 있 는 출력 포트를 포함한다. 서브-대역 정합 회로(106)가 제 1 통신 대역의 서브-대역에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공한다.
앞서 설명된 바와 같이, 가장 간단한 형태로, 상기 서브-대역 정합 회로(106)는 제 1 통신 대역의 로우 엔드와, 제 1 통신 대역의 하이 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공할 수 있다. 트랜시버(402)가 제 2 통신 대역에서 정보를 통신할 경우, 그 후, 서브-대역 정합 회로(106)가 제 2 통신 대역의 서브-대역에서 공액 임피던스를 제공한다. 가장 단순한 형태로, 서브-대역 정합 회로(106)는 제 2 통신 대역의 로우 엔드에서와, 상기 제 2 통신 대역의 하이 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공할 수 있다.
본 발명의 하나의 태양에서, 상기 제 1 통신 대역은 송신 대역폭인 반면에, 제 2 통신 대역은 수신 대역폭이다. 이러한 태양에서, 상기 트랜시버(402)는 송신 기능과 수신 기능을 포함한다. 또 다른 태양에서, 모든 통신 대역이 수신 대역폭, 또는 송신 대역폭이다. 상기 통신 대역은 전화, 블루투스, GPS, 무선 통신을 지원할 수 있다. 일반적으로, 트랜시버(402)는 비교적 좁은 채널로 선택적으로 튜닝된다. 각각의 통신 대역은 다수의 주파수-연속적인 채널(frequency-consecutive channel)을 포함한다. 앞서 언급된 바와 같이, 가장 단순한 형태로, 서브-대역 정합 회로(106)는 고-대역, 또는 저-대역 정합을 제공하며, 이때, 서브-대역이 다수의 주파수-연속적인 채널을 커버한다. 또 다른 태양에서, 서브-대역은 더 좁은 주파수 스팬을 갖는다. 즉, 상기 서브-대역 정합 회로(106)는 선택된 채널의 중앙에 위치하는 최적 정합을 제공하여, 복잡성(더 많은 튜닝 조합)을 희생하여 더 나은 정합을 제공할 수 있다.
앞서 언급된 바와 같이, 도 3a와 도 3b에서 나타난 바와 같이, 제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로를 이용하여, 상기 서브-대역 정합 회로는 가능할 수 있다. 또한 앞서 언급된 바와 같이, 상기 제 1 통신 대역은 824㎒ 내지 894㎒의 범위에 존재할 수 있으며, 제 2 통신 대역은 1850㎒ 내지 1990㎒의 범위에 존재할 수 있다. 상기 안테나(102)는 GSM, WCDMA, 블루투스, GPS, PCN, JDC, 무선 통신 대역에서 사용되기 위해, 또한 정합될 수 있다.
셀방식 통신 대역과 PCS 통신 대역을 예로 들어, 서브-대역 정합 회로(106)는, 약 45㎒의 제 1 통신 대역의 서브-대역과, 약 80㎒의 제 2 통신 대역의 서브-대역에서, 2:1 이하의 반사 손실을 갖는 공액 임피던스를 제공할 수 있다. 그렇지만, 그 밖의 다른 서브-대역 대역폭이 또한 가능하다. 일부 태양에서, 통신 대역에 대한 서브-대역 정합의 증가하는 수에 따라서, 상기 서브-대역 대역폭이 더 좁아진다. 즉, 서브-대역 정합 회로(106)는 제 1 통신 대역의 다수의 서브 대역에서, 또는 제 2 통신 대역의 다수의 서브-대역에서 공액 임피던스를 제공할 수 있다.
도 11은 안테나의 서브-대역 임피던스 정합을 위한 본 발명의 방법을 도시한 흐름도이다. 상기 방법이 명료성을 위해, 일련의 번호가 매겨진 단계로 도시되었지만, 정확하게 언급되지 않을 경우 상기 번호로부터 어떠한 순서도 유추되지 않는다. 이러한 단계 중 일부가 생략되거나, 병행 수행되거나, 시퀀스의 정해진 순서를 유지하지 않고 수행될 수 있음이 자명하다. 상기 방법은 단계(500)에서 시작한다.
단계(502)는 안테나로부터 주파수-종속적인 임피던스를 수신한다. 단계(504) 는 제 1 튜닝 회로를 튜닝한다. 단계(506)는 제 2 튜닝 회로를 튜닝한다. 단계(508)는 안테나에 대한 공액 임피던스 정합을, 제 1 통신 대역의 서브-대역에서 선택적으로 제공한다. 일부 태양에서, 상기 방법은 추가적인 단계인 단계(510)을 포함하며, 이때, 제 2 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대한 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공한다.
단계(504)가 제 1 튜닝 회로를 제 1 주파수로 튜닝하고, 단계(506)가 제 2 튜닝 회로를 제 2 주파수로 튜닝할 때, 그 후 단계(508)는 안테나를 상기 제 1 주파수와 상기 제 2 주파수에 응답하여, 제 1 통신 대역의 로우 엔드에서 정합한다. 단계(504)는 제 1 튜닝 회로를 제 3 주파수로 튜닝하고, 단계(506)는 제 2 튜닝 회로를 제 4 주파수로 튜닝하고, 상기 제 3 주파수와 제 4 주파수에 대응하여, 단계(508)는 제 1 통신 대역의 하이 엔드에서 안테나를 정합한다. 단계(508)와 단계(510)는 필수적으로 동시에 수행될 필요가 없다.
단계(504)가 제 1 튜닝 회로를 제 5 주파수로 튜닝하고, 단계(506)가 제 2 튜닝 회로를 제 6 주파수로 튜닝할 때, 그 후, 상기 제 5 주파수와 제 6 주파수에 대응하여 단계(510)는 제 2 통신 회로 대역의 로우 엔드에서 안테나를 정합한다. 단계(504)가 제 1 튜닝 회로를 제 7 주파수로 튜닝하고, 스텝(506)이 제 2 튜닝 회로를 제 8 주파수로 튜닝할 때, 상기 제 7 주파수와 제 8 주파수에 대응하여, 단계(510)는 상기 제 2 통신 대역의 하이 엔드에서 안테나를 정합한다.
일부 태양에서, 제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로를 튜닝하는 단계(504, 506)는 서브 단계를 포함한다. 단계(504a)는 제 1 튜닝 회로에 대한 제 1 제어 전 압을 수용하고, 단계(506a)는 제 2 튜닝 회로에 대한 제 2 제어 전압을 수용한다. 단계(504b, 506b)는 제어 전압에 대응하여 강유전성(FE) 유전 물질의 유전 상수를 조정한다. 일부 태양에서, 단계(504a, 504b)는 0 내지 3볼트 dc의 제어 전압을 수용한다. 하나의 태양에서, 튜닝 전압과 유전 상수 간의 선형 관계가 존재한다. 또 다른 태양에서, 특히, 0 내지 3볼트의 튜닝 범위에서, 상기 관계는 보랙터 다이오드의 전압/용량 곡선보다 더 선형이다.
또 다른 태양에서, 단계(504)는 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터로 연결되어 있는, 선택가능한 용량 값을 갖는 제 1 가변성 커패시터를 튜닝한다. 단계(506)는 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 2 인덕터에 연결되어 있는 선택가능한 용량을 갖는 제 2 가변성 커패시터를 튜닝한다. 덧붙이자면, 단계(504)는, 8나노-헨리(nH)의 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터로 연결되는, 2.35 내지 3.1피코패럿(pF)에서 선택 가능한 용량을 갖는 제 1 가변성 커패시터를 튜닝하는 단계를 포함한다. 그 후, 단계(506)는 2나노-헨리(nH)의 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터로 연결되는, 1.85 내지 3.5피코패럿(pF)에서 선택 가능한 용량을 갖는 제 1 가변성 커패시터를 튜닝한다. 앞서 언급된 바와 같이, 상기 가변성 커패시터는 FE 용량일 수 있다.
더욱 세부적으로, 단계(504)는 제 1 가변성 커패시터를 2.35pF의 커패시터 값에서의 제 1 주파수로 튜닝하고, 2.6pF의 커패시터 값에서의 제 3 주파수로, 3.1pF의 커패시터 값에서의 제 5 주파수로, 2.6pF의 커패시터 값에서의 제 7 주파수로 튜닝한다. 단계(506)는 제 2 가변성 커패시터를 2.9pF의 커패시터 값에서의 제 2 주파수로 튜닝하고, 2.6pF의 커패시터 값에서의 제 4 주파수로, 1.85pF의 커패시터 값에서의 제 6 주파수로, 3.5pF의 커패시터 값에서의 제 8 주파수로 튜닝한다.
그 후, 단계(508)는 824 내지 894㎒의 제 1 통신 대역에 대하여 안테나를 정합하고, 단계(510)는 1850 내지 1990㎒의 제 2 통신 대역에 대하여 안테나를 정합한다. 일부 태양에서, 단계(508)는 약 45㎒의 서브-대역을 가로질러 2:1 이하의 반사 손실을 갖도록 안테나를 정합하고, 단계(510)는 약 80㎒의 서브-대역을 가로질러 2:1 이하의 반사 손실을 갖도록 정합한다. 서로 다른 서브-대역 대역폭, 서브-대역 주파수 이격 간격, 효율을 생성하기 위해, 예로 든 회로 설계, 또는 서로 다른 튜닝 설계가 사용될 수 있다.
앞서 언급된 바와 같이, 중간 값 서브-대역 정합을 생성하기 위해, 중간 값으로 커패시터를 튜닝하는 것이 가능하다. 즉, 제 1 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대하여 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계(508)는, 제 1 통신 대역의 다수의 서브-대역에서 안테나를 정합하는 단계를 포함한다. 이와 유사하게, 제 2 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대해 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계는, 제 2 통신 대역의 다수의 서브-대역에서 안테나를 정합하는 단계를 포함한다.
서브-대역 안테나 정합 방법과, 통신 대역폭 분할 임피던스를 선택적으로 튜닝하기 위한 안테나 정합 시스템과, 대역폭 분할 안테나 정합 시스템을 이용하는 무선 통신 장치가 제공됐다. 본 발명은 특정 동적 주파수에 대해 설계된 정합 회로 를 이용하여 설명되었다. 그러나 본 발명은 임의의 특정 회로 토폴로지, 또는 주파수 범위에 제한받지 않는다. 본 발명의 그 밖의 다른 변형예와 실시예가 당업자에게 자명하다.

Claims (54)

  1. 통신 대역폭 세그먼트 임피던스를 선택적으로 정합하기 위한 안테나 정합 시스템(antenna matching system)에 있어서, 상기 시스템은
    주파수 종속적인 임피던스(frequency-dependent impedance)를 갖는 인터페이스 포트를 갖는 안테나,
    안테나의 인터페이스 포트로 연결되어 있는 출력 포트를 포함하고, 제 1 통신 대역의 서브-대역에서 공액 임피던스(conjugate impedance)를 선택적으로 제공하는 서브-대역 정합 회로
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는 상기 제 1 통신 대역의 로우 엔드와, 상기 제 1 통신 대역의 하이 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  3. 제 2 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는 제 2 통신 대역의 서브-대역에서 공액 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  4. 제 3 항에 있어서, 서브-대역 정합 회로는 제 2 통신 대역의 로우 엔드에서와, 상기 제 2 통신 대역의 하이 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는
    제 1 튜닝 회로, 그리고
    제 2 튜닝 회로
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  6. 제 5 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는, 상기 제 1 튜닝 회로를 제 1 주파수로 튜닝하는 것과, 상기 제 2 튜닝 회로를 제 2 주파수로 튜닝하는 것에 대응하여, 제 1 통신 대역의 로우 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는, 상기 제 1 튜닝 회로를 제 3 주파수로 튜닝하는 것과, 상기 제 2 튜닝 회로를 제 4 주파수로 튜닝하는 것에 대응하여, 제 1 통신 대역의 하이 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  8. 제 7 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는, 상기 제 1 튜닝 회로를 제 5 주파수로 튜닝하는 것과, 상기 제 2 튜닝 회로를 제 6 주파수로 튜닝하는 것에 대응하여, 제 2 통신 대역의 로우 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는, 상기 제 1 튜닝 회로를 제 7 주파수로 튜닝하는 것과, 상기 제 2 튜닝 회로를 제 8 주파수로 튜닝하는 것에 대응하여, 제 2 통신 대역의 하이 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  10. 제 9 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로는 각각
    제어 전압에 대응하여 변할 수 있는 유전 상수를 갖는 강유전성(FE) 유전 물질, 그리고
    상기 제어 전압을 수용하기 위한 인터페이스
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  11. 제 10 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로는 0 내지 3볼트 dc의 범위의 제어 전압에 반응하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  12. 제 10 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로는, 인터디지털(interdigital), 갭(gap), 오버레이(overlay) 커패시터 중에서 선택된 강유전성 가변성 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  13. 제 9 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로는
    고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터, 그리고
    선택가능한 용량 값을 갖는 제 1 가변성 커패시터
    를 포함하며, 상기 제 2 튜닝 회로는
    고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 2 인덕터,
    선택가능한 용량 값을 갖는 제 2 가변성 커패시터
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 제 1 가변성 커패시터는 서브-대역 정합 회로의 출력 포트로 연결되어 있는 제 1 단자를 가지며,
    상기 제 1 인덕터는 상기 제 1 가변성 커패시터의 제 2 단자와 기준 전압 사이의 분로에서 연결되어 있고,
    상기 제 2 가변성 커패시터는 상기 제 1 가변성 커패시터의 제 2 단자로 연결되어 있는 제 1 단자를 가지며,
    상기 제 2 인덕터는 상기 제 2 가변성 커패시터의 제 2 단자와 서브-대역 정합 회로의 입력 포트 사이에서 직렬로 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  15. 제 14 항에 있어서, 상기 제 1 인덕터는 8나노-헨리(nH)의 인덕턴스를 가지며,
    상기 제 1 가변성 커패시터는 2.35 내지 3.1피코패럿(pF)의 용량을 가지며,
    상기 제 2 인덕터는 2nH의 인덕턴스를 가지며,
    상기 제 2 가변성 커패시터는 1.85 내지 3.5pF의 용량을 갖는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  16. 제 15 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로의 제 1 주파수는 2.35pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 제 2 튜닝 회로의 제 2 주파수는 2.9pF의 제 2 가변성 커패시터 값에 대응하며,
    상기 제 1 튜닝 회로의 제 3 주파수는 2.6pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 상기 제 2 튜닝 회로의 제 4 주파수는 2.6pF의 제 2 커패시터 값에 대응하며,
    상기 제 1 튜닝 회로의 제 5 주파수는 3.1pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 상기 제 2 튜닝 회로의 제 6 주파수는 1.85pF의 제 2 커패시터 값에 대응하며,
    상기 제 1 튜닝 회로의 제 7 주파수는 2.6pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 제 2 튜닝 회로의 제 8 주파수는 3.5pF의 제 2 커패시터 값에 대응하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  17. 제 3 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는 824 내지 894㎒의 제 1 통신 대역에서와, 1850 내지 1990㎒의 제 2 통신 대역에서 공액 임피던스를 제공하는 것 을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  18. 제 16 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는, 약 45㎒의 제 1 통신 대역의 서브 대역에서와, 80㎒의 제 2 통신 대역의 서브-대역에서, 2:1 이하의 반사 손실을 갖는 공액 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  19. 제 3 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는 제 1 통신 대역의 다수의 서브-대역에서와, 제 2 통신 대역의 다수의 서브-대역에서 공액 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  20. 제 1 항에 있어서, 듀얼-대역 정합 회로(dual-band matching circuit)는, 튜너블 직렬 소자(tunable series element), 튜너블 분로 소자(tunable shunt element), "L", π, "T", 이들의 조합 토폴로지 중에서 선택된 정합 토폴로지인 것을 특징으로 하는 안테나 정합 시스템.
  21. 대역폭 세그먼트 안테나 정합 시스템을 이용하는 무선 통신 장치에 있어서, 상기 장치는
    제 1 통신 대역에서 정보를 통신하기 위한 무선 통신 포트를 갖는 트랜시버,
    주파수 종속적인 임피던스를 갖는 인터페이스 포트를 갖는 안테나,
    제 1 통신 대역의 서브-대역에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는, 트 랜시버 무선 통신 포트로 연결되어 있는 입력 포트와, 안테나 인터페이스 포트로 연결되어 있는 출력 포트를 갖는 서브-대역 정합 회로
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  22. 제 21 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는 제 1 통신 대역의 로우 엔드에서와, 상기 제 1 통신 대역의 하이 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  23. 제 22 항에 있어서, 상기 트랜시버는 제 2 통신 대역에서 정보를 통신하고,
    상기 서브-대역 정합 회로는 제 2 통신 대역의 서브-대역에서 공액 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  24. 제 23 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는 제 2 통신 대역의 로우 엔드에서와, 제 2 통신 대역의 하이 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  25. 제 24 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는
    제 1 튜닝 회로, 그리고
    제 2 튜닝 회로
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  26. 제 25 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는, 제 1 튜닝 회로를 제 1 주파수로 튜닝하는 것과 제 2 튜닝 회로를 제 2 주파수로 튜닝하는 것에 대응하여, 상기 제 1 통신 대역의 로우 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  27. 제 26 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는, 제 1 튜닝 회로를 제 3 주파수로 튜닝하는 것과, 제 2 튜닝 회로를 제 4 주파수로 튜닝하는 것에 대응하여, 상기 제 1 통신 대역의 하이 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  28. 제 27 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는, 상기 제 1 튜닝 회로를 제 5 주파수로 튜닝하는 것과 제 2 튜닝 회로를 제 6 주파수로 튜닝하는 것에 대응하여, 제 2 통신 대역의 로우 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  29. 제 28 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는, 상기 제 1 튜닝 회로를 제 7 주파수로 튜닝하는 것과, 제 2 튜닝 회로를 제 8 주파수로 튜닝하는 것에 대응하여, 제 2 통신 대역의 하이 엔드에서 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  30. 제 29 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로 각각은
    제어 전압에 대응하여 변할 수 있는 유전 상수를 갖는 강유전성(FE) 유전 물질, 그리고
    상기 제어 전압을 수용하기 위한 인터페이스
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  31. 제 30 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로는 0 내지 3볼트 dc의 제어 전압에 대응하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  32. 제 30 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로는, 인터디지털, 갭, 오버레이 커패시터 중 선택된 강유전성 가변성 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  33. 제 29 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로는
    고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터,
    선택가능한 용량 값을 갖는 제 1 가변성 커패시터
    를 포함하며, 상기 제 2 튜닝 회로는
    고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 2 인덕터,
    선택가능한 용량 값을 갖는 제 2 가변성 커패시터
    를 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  34. 제 33 항에 있어서, 상기 제 1 가변성 커패시터는 서브-대역 정합 회로 출력 포트로 연결되는 제 1 단자를 가지며,
    상기 제 1 인덕터는 상기 제 1 가변성 커패시터의 제 2 단자와 기준 값 사이의 분로로 연결되어 있고,
    상기 제 2 가변성 커패시터는 상기 제 1 가변성 커패시터의 제 2 단자로 연결되어 있는 제 1 단자를 가지며,
    상기 제 2 인덕터는 제 2 가변성 커패시터의 제 2 단자와 서브-대역 정합 회로의 입력 포트 사이에 직렬로 연결되어 있는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  35. 제 34 항에 있어서, 상기 제 1 인덕터는 8나노-헨리(nH)의 인덕턴스를 가지며,
    상기 제 1 가변성 커패시터는 2.35 내지 3.1피코패럿(pF)의 용량을 가지며,
    상기 제 2 인덕터는 2nH의 인덕턴스를 가지며,
    상기 제 2 가변성 커패시터는 1.85 내지 3.5pF의 용량을 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  36. 제 35 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로의 제 1 주파수는 2.35pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 제 2 튜닝 회로의 제 2 주파수는 2.9pF의 제 2 가변 성 커패시터 값에 대응하며,
    상기 제 1튜닝 회로의 제 3 주파수는 2.6pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 제 2 튠닝 회로의 제 4 주파수는 2.6pF의 제 2 커패시터 값에 대응하며,
    상기 제 1 튜닝 회로의 제 5 주파수는 3.1pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 제 2 튜닝 회로의 제 6 주파수는 1.85pF의 제 2 커패시터 값에 대응하며,
    상기 제 1 튜닝 회로의 제 7 주파수는 2.6pF의 제 1 가변성 커패시터 값에 대응하고, 제 2 튜닝 회로의 제 8 주파수는 3.5pF의 제 2 커패시터 값에 대응하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  37. 제 23 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는 824 내지 894㎒의 제 1 통신 대역에서와, 1850 내지 1990㎒의 제 2 통신 대역에서 공액 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  38. 제 37 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는, 45㎒의 제 1 통신 대역의 서브-대역에서와, 80㎒의 제 2 통신 대역의 서브-대역에서, 2:1 이하의 반사 손실을 갖는 공액 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  39. 제 23 항에 있어서, 상기 서브-대역 정합 회로는 상기 제 1 통신 대역의 다수의 서브-대역에서와, 제 2 통신 대역의 다수의 서브-대역에서 공액 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  40. 제 21 항에 있어서, 듀얼-대역 정합 회로는, 튜너블 직렬 소자, 튜너블 분로 소자, “L”, π, "T", 이들의 조합 토폴로지 중에서 선택된 정합 토폴로지인 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  41. 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법에 있어서, 상기 방법은
    안테나로부터 주파수-종속적인 임피던스(frequency-dependant impdedance)를 받아들이는 단계, 그리고
    제 1 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대하여 공액 임피던스 정합(conjugate impedance matching)을 선택적으로 제공하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  42. 제 41 항에 있어서,
    제 2 통신 대역의 서브-대역에서, 안테나에 대하여 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계
    를 더 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  43. 제 42 항에 있어서,
    제 1 튜닝 회로를 제 1 주파수로 튜닝하는 단계,
    동시에, 제 2 튜닝 회로를 제 2 주파수로 튜닝하는 단계
    를 더 포함하며, 이때, 상기 제 1 통신 대역의 서브-대역에서의 안테나 정합에 대하여 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 단계는, 상기 제 1 주파수 및 제 2 주파수에 대응하여 제 1 통신 대역의 로우 엔드에서 안테나를 정합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  44. 제 43 항에 있어서, 제 1 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 제 3 주파수로 튜닝하는 단계를 포함하며,
    동시에, 제 2 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 제 4 주파수로 튜닝하는 단계를 포함하고,
    제 1 통신 대역의 서브-대역에서 안테나를 정합하기 위해 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 단계는, 제 3 주파수 및 제 4 주파수에 대응하여, 상기 제 1 통신 대역의 하이 엔드에서 안테나를 정합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  45. 제 44 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 제 5 주파수로 튜닝하는 단계를 포함하며,
    동시에, 상기 제 2 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 제 6 주파수로 튜닝하는 단계를 포함하며,
    제 2 통신 대역의 서브-대역에서 안테나를 정합하기 위해 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 단계는, 제 5 주파수 및 제 6 주파수에 대응하여, 제 2 통신 대역의 로우 엔드에서 안테나를 정합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  46. 제 45 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 제 7 주파수로 튜닝하는 단계를 포함하며,
    동시에, 상기 제 2 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 제 8 주파수로 튜닝하는 단계를 포함하며,
    제 2 통신 대역의 서브-대역에서 안테나를 정합하기 위해 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 단계는, 제 7 주파수 및 제 8 주파수에 대응하여, 제 2 통신 대역의 하이 엔드에서 안테나를 정합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  47. 제 46 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는,
    제 1 및 제 2 튜닝 회로에 대하여 각각 제 1 및 제 2 제어 전압을 수용하는 단계, 그리고
    상기 제어 전압에 대응하여, 강유전성(FE) 유전 물질의 유전 상수를 조정하는 단계
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  48. 제 47 항에 있어서, 상기 제 1 및 제 2 제어 전압을 수용하는 단계는, 0 내지 3볼트 dc의 제어 전압을 수용하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  49. 제 46 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터로 연결되어 있는 선택가능한 용량 값을 갖는 제 1 가변성 커패시터를 튜닝하는 단계를 포함하며,
    제 2 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 2 인덕터로 연결되어 있는 선택가능한 용량 값을 갖는 제 2 가변성 커패시터를 튜닝하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  50. 제 49 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 8나노-헨리(nH)의 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터로 연결되어 있는 2.35 내지 3.1피코패럿(pF)의 선택가능한 용량을 갖는 제 1 가변성 커패시터를 튜닝하는 단계를 포함하며,
    상기 제 2 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 2nH의 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 2 인덕터로 연결되어 있는 1.85 내지 3.5pF의 선택가능한 용량 값을 갖는 제 2 가변성 커패시터를 튜닝하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브- 대역 임피던스 정합 방법.
  51. 제 50 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 상기 제 1 가변성 커패시터를
    2.35pF의 커패시터 값에서의 제 1 주파수로,
    2.6pF의 커패시터 값에서의 제 3 주파수로,
    3.1pF의 커패시터 값에서의 제 5 주파수로,
    2.6pF의 커패시터 값에서의 제 7 주파수로 튜닝하며,
    제 2 튜닝 회로를 튜닝하는 단계는, 제 2 가변성 커패시터를
    2.9pF의 커패시터 값에서의 제 2 주파수로,
    2.6pF의 커패시터 값에서의 제 4 주파수로,
    1.85pF의 커패시터 값에서의 제 6 주파수로,
    3.5pF의 커패시터 값에서의 제 8 주파수로 튜닝하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  52. 제 51 항에 있어서, 제 1 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대하여 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계는, 824 내지 894㎒의 제 1 통신 대역에 대하여 안테나를 정합하는 단계를 포함하며,
    제 2 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대하여 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계는, 1850 내지 1990㎒의 제 2 통신 대역에 대하여 안테나를 정합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  53. 제 52 항에 있어서, 제 1 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대하여 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계는, 45㎒의 서브-대역을 가로지르는, 2:1 이하의 반사 손실을 갖도록 안테나를 정합하는 단계를 포함하며,
    제 2 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대하여 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계는, 80㎒의 서브-대역을 가로지르는, 2:1 이하의 반사 손실을 갖도록 안테나를 정합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
  54. 제 42 항에 있어서, 제 1 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대하여 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계는, 상기 제 1 통신 대역의 다수의 서브-대역에서 안테나를 정합하는 단계를 포함하며,
    제 2 통신 대역의 서브-대역에서 안테나에 대하여 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계는, 제 2 통신 대역의 다수의 서브-대역에서 안테나를 정합하는 단계를 포함하는 것을 특징으로 하는 안테나의 서브-대역 임피던스 정합 방법.
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