KR100872249B1 - 이중-대역 안테나 정합을 위한 시스템 및 방법 - Google Patents

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그레고리 포왈라슨
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키오세라 와이어리스 코포레이션
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Abstract

이중-대역 안테나 시스템 및 이중-대역 임피던스 정합을 위한 방법이 제시된다. 상기 방법은, 안테나로부터 주파수-종속적인 임피던스를 수용하는 단계와, 제 1 통신 대역과 제 2 통신 대역에서, 또는 제 3 통신 대역과 제 4 통신 대역에서 안테나에 대한 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계를 포함한다.
더욱 세부적으로, 본 발명의 방법은, 제 1 튜닝 회로를 제 1 주파수로 튜닝하는 단계와, 동시에 제 2 튜닝 회로를 제 2 주파수로 튜닝하는 단계를 포함한다. 이에 응답하여, 제 1 통신 대역에서 안테나에 대한 공액 정합이 제공된다. 동시에, 제 2 주파수에 응답하여, 제 2 통신 대역에서 안테나가 정합된다. 제 1 튜닝 회로가 제 3 주파수로 튜닝되고, 제 2 튜닝 회로가 제 4 주파수로 튜닝될 때, 각각 제 3 주파수와 제 4 주파수에 대응하여, 제 3 통신 대역과 제 4 통신 대역에 대하여 공액 정압이 제공된다.

Description

이중-대역 안테나 정합을 위한 시스템 및 방법{SYSTEM AND METHOD FOR DUAL-BAND ANTENNA MATCHING}
본 발명은 함께 출원된 U.S. 특허 출원 No. 10/899,278 "SYSTEM AND METHOD FOR DUAL-BAND ANTENNA MATCHING"에 연계되어 있으며, 이는 본원에서 참조로서 인용된다.
또한, 본 출원은 출원일과 발명자가 같은 두 개의 U.S. 출원, U.S. 특허 출원 No. 10/899,218 "SYSTEM AND METHOD FOR IMPEDANCE MATCHING AN ANTENNA TO SUB-BANDS IN A COMMUNICATION BAND"와 U.S. 특허 출원 No. 10/899,285 "FULL-DUPLEX ANTENNA SYSTEM AND METHOD"에 연계되어 있으며, 이는 본원에서 참조로서 인용된다.
본 발명은 무선 통신 안테나에 관한 것이며, 더욱 세부적으로는, 안테나에 대하여 이중-대역 임피던스 정합을 제공하는 이중-대역 안테나 임피던스 정합 시스템 및 방법에 관한 것이다.
휴대용 무선 통신 장치, 가령 전화기의 크기는, 더 많은 기능이 추가됨에도 불구하고, 작아지고 있다. 그 결과로, 설계자는 불편한 장소에서 컴포넌트를 패키징하는 동안, 이러한 컴포넌트, 또는 장치 서브시스템의 성능은 향상시키고, 그 크 기는 감소시켜야 한다. 핵심적인 컴포넌트로는 무선통신 안테나가 있다. 상기 안테나는 전화기 트랜시버(transceiver), 가령 GPS(global positioning system) 수신기에 연결될 수 있다.
최신 무선 전화기는 다수의 서로 다른 통신 대역에서 동작하도록 기대된다. 미국에서, 850메가헤르츠(㎒) 부근의 셀 방식 대역(AMPS)과, 1900㎒ 부근의 PCS(Pesonal Communication System) 대역이 사용된다. 그 밖의 다른 통신 대역으로는 PCN(Personal Communication Network)와 약 1800㎒의 DCS와, 약 900㎒의 GSM(Groupe Speciale Mobile) 시스템과, 약 800㎒와 1500㎒의 JDC(Japanese Digital Cellular)가 있다. 그 밖의 다른 관심 대역으로는 약 1575㎒의 GPS 신호와, 약 2400㎒의 블루투스와, 1850㎒ 내지 2200㎒의 WCDMA(Wideband code division multiple access)가 있다.
주 통신 안테나, 또는 보조 통신 안테나로서 단순한 원통형 코일, 또는 휩 안테나를 사용하기 위한 무선 통신 장치가 알려져 있다. 역-F 안테나(inverted-F antenna)가 또한 일반적이다. 안테나의 공진 주파수는 동작 주파수 파장의 한 부분을 형성하는 전기 길이에 대응한다. 무선 통신 안테나의 전기 길이는 쿼터-파장(quarter-wavelength), 가령 5λ/4, 3λ/4, λ/2, λ/4의 배수이며, 이때 λ는 동작 주파수의 파장이고, 유효 파장은 안테나 래디에이터의 물리적 길이에 대응하고, 유전 상수에 근사한 값이다.
종래에는, 각각의 무선 장치 트랜시버(리시버, 또는 트랜스미터)가 특정 통신 대역에서 공진하는 개별 안테나에 연결되어 있었다. 상기 트랜시버는 통신 대역 내에 있는 채널로 조정될 수 있다. 그러나 휴대용 무선 장치가 서로 다른 통신 대역에서 동작하는 다수의 트랜시버, 또는 다수의 통신 대역에서 작동되도록 조정될 수 있는 하나의 트랜시버를 내장하는 것이 가능해졌다. 브루트-포스(brute-force)적 접근은 각각의 통신 대역에 대하여 서로 다른 공진자, 또는 안테나를 추가하는 것이다. 예를 들어, 부-조화적으로 관련되어 있는 공진 주파수 응답을 발생하기 위한 서로 다른 영역을 갖는 두 개의 마이크로스트림 패치를 쌓는 것이 알려져 있다. 그러나 이러한 설계에 의해, 필요한 모든 주파수(통신 대역)를 커버하는 것이 항상 가능해지는 것은 아니다. 앞서 언급된 안테나를 위한 해결책은, GPS, PCS 통신을 커버하도록 더 높은 통신 대역에서 밴드패스 응답을 확장하는 것과, 셀 방식 대역(AMPS) 주파수에서 진동하도록 더 낮아진 통신 대역을 사용하는 것이다. 그러나 GPS와 PCS 성능을 향상시키기 위해, 더 높은 대역을 넓히는 것은, 셀 방식 대역의 성능의 대가를 초래한다.
종래의 안테나 설계에서는 유전 물질을 사용한다. 일반적으로, 안테나에 의해 발생하는 장(field)의 한 부분이, 래디에이터에서부터, 유전체를 통해 카운터포이즈로 복귀될 수 있다. 상기 안테나는 래디에이터의 주파수와 파장에서 공진하도록 조정되며, 유전 상수는 상기 공진 주파수에서 최적의 관계를 갖는다. 가장 일반적인 유전체는 유전 상수 1을 갖는 공기이다. 그 밖의 다른 물질의 유전 상수는 공기에 비례하여 결정된다.
강유전성 물질(ferroelectric material)은, 적용된 전압에 대응하여 변화하는 유전 상수를 갖는다. 이러한 가변성 유전 상수 때문에, 강유전성 물질은 튜너 블(tunable) 컴포넌트를 제작하기에 적합하다. 그러나 종래의 측정 기법은, 상기 강유전성 컴포넌트의 손실 속성을 개선하기 위해 사용되는 프로세싱, 또는 도핑, 또는 그 밖의 다른 조립 기법에 관계없이, 강유전성 컴포넌트는 잠재적인 손실을 갖고 특정 짓고 있다. 따라서 이는 널리 사용되지 않았다. RF, 또는 마이크로파 영역에서 동작하는 강유전성 튜너블 컴포넌트는 특히 손실이 많다고 여겨진다. 이러한 관찰은, 레이더 응용예에서의 실험에 의해 지원되며, 예를 들어, 높은 RF(radio frequency), 또는 마이크로파 손실은, 최대 튜닝이 바람직할 때 특히, (약 1.0㎜ 이상의 두께의) 벌크 FE(강유전성: ferroelectric) 물질에 대한 종래의 법칙에 따른다. 일반적으로, 대부분의 FE 물질은, 그 손실을 개선시키기 위한(즉, 감소시키기 위한) 단계가 취해지지 않을 경우, 손실이 많다. 이러한 단계로는, (1) 선-증착 어닐링과 후-증착 어닐링, 또는 O2 공공(O2 vacancy)을 보상하기 위한 단계, (2) 표면 압력(surface stress)을 감소시키기 위한 버퍼 층의 사용 단계, (3) 그 밖의 다른 물질을 이용한 합금 공정, 또는 버퍼링 단계, (4)선택적 도핑 단계가 있다(그러나 제한받지 않음).
낮은 파워의 제한된 범위의 튜닝의 필요성이 증가됨에 따라, 강유전성 물질에 대한 관심이, 벌크 물질의 사용에서 박막의 사용으로 돌아섰다. 그러나 높은 강유전성 손실이라는 가정이 박막 작업에까지 그 영향을 미친다. 종래의 광대역 측정 기법이 (벌크형이든, 박막 형이든) 튜너블 강유전성 컴포넌트는 충분한 손실을 갖고 있다는 가정을 지원해왔다. 무선 통신 정합 회로에서, 예를 들어, 40 이상의 Q, 바람직하게는 180 이상의 Q, 더욱 바람직하게는 350 이상의 Q가 약 2㎓의 주파수에서 필수적이다. 안테나 인터페이스 회로와 트랜시버의 설계에도 동일한 가정이 적용된다.
튜너블 강유전성 컴포넌트, 특히, 박막을 사용하는 튜너블 강유전성 컴포넌트가 다양한 주파수 변환 회로에서 사용될 수 있다. 튜너블 컴포넌트는 둘 이상의 통신 대역에서 회로가 조정될 수 있게 하기 때문에, 바람직하다. 다수의 대역을 커버하는 튜너블 컴포넌트가, 개별 대역 고정 주파수 컴포넌트로서의 컴포넌트의 총 수를 감소시키고, 그에 연계되어 있는 스위치가 필요 없게 한다. 이러한 이점은, 기능은 증가되고 비용과 크기는 감소될 필요성이 존재하는 무선 핸드세트 설계에서 특히 중요하다. CDMA 핸드세트를 이용하여 예를 들면, 개별 컴포넌트의 성능이 억압된다. 또한 FE 물질은 RF 컴포넌트의 집적을 가능하게 해줄 수 있다.
튜너블 안테나 설계는 관련 출원 목록에서 공개되며, 이는 본원에서 참조로서 인용된다. 그러나 튜너블 안테나는 비교적 복잡하고, 종래의 고정 주파수 응답 안테나보다 제작 비용이 더 든다.
선택가능한 통신 대역에서 동작되도록 이중-대역 안테나 시스템이 제작될 수 있는 것이 바람직하다.
고정된 임피던스를 갖는 안테나를 사용하여 동작할 수 있도록, 앞서 언급된 안테나 시스템이 제작될 수 있는 것이 바람직하다. 즉, 통신 대역 선택이 넌-튜너블 안테나를 사용하여 수행될 수 있는 것이 바람직하다.
튜너블 안테나 정합 회로를 사용함으로써, 앞서 언급된 통신 대역 선택이 획 득될 수 있는 것이 바람직하다.
본 발명은 튜너블 안테나 정합 회로를 사용하여, 선택가능한 통신 대역에서 동작될 수 있는 이중-대역 안테나 정합 시스템을 설명하고 있다. 따라서 안테나를 이중-대역 임피던스 정합하기 위한 방법이 제공된다. 상기 방법은, 안테나로부터 주파수-종속적인 임피던스를 수용하는 단계와, 제 1 통신 대역과 제 2 통신 대역에서, 또는 제 3 통신 대역과 제 4 통신 대역에서 안테나에 대한 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공하는 단계를 포함한다.
더욱 세부적으로, 본 발명의 방법은, 제 1 튜닝 회로를 제 1 주파수로 튜닝하는 단계와, 동시에 제 2 튜닝 회로를 제 2 주파수로 튜닝하는 단계를 포함한다. 이에 응답하여, 제 1 통신 대역에서 안테나에 대한 공액 정합이 제공된다. 동시에, 제 2 주파수에 응답하여, 제 2 통신 대역에서 안테나가 정합된다. 제 1 튜닝 회로가 제 3 주파수로 튜닝되고, 제 2 튜닝 회로가 제 4 주파수로 튜닝될 때, 각각 제 3 주파수와 제 4 주파수에 대응하여, 제 3 통신 대역과 제 4 통신 대역에 대하여 공액 정압이 제공된다.
하나의 태양에서, 튜닝은, 제 1 제어 전압과 제 2 제어 전압을 각각 제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로로 제공하는 단계와, 상기 제어 전압에 대응하여, 강유전성(FE) 유전 물질의 유전 상수를 조정하는 단계에 의해 이뤄진다. 예를 들어, 상기 제 1 튜닝 회로는 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터로 연결되어 있는 선택가능한 용량 값을 갖는 제 1 가변성 커패시터를 포함할 수 있다. 이와 유사하게, 상기 제 2 튜닝 회로는 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 2 인덕터로 연결되어 있는 선택가능한 용량 값을 갖는 제 2 가변성 커패시터를 포함할 수 있다.
앞서 언급된 방법의 추가적인 세부 사항 , 이중-대역 안테나 정합 시스템과 이중-대역 안테나 정합 시스템을 이용하는 무선 통신 장치가 다음에서 제시된다.
도 1은 이중-대역 정합 시스템의 블록 다이어그램이다.
도 2a와 2b는 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 통신 대역 간의 관계를 도식한 그래프이다.
도 3은 분산 소자 갭 커패시터의 평면도이다.
도 4는 오버레이 커패시터의 단면도이다.
도 5는 인터디지털(IDC) 커패시터의 평면도이다.
도 6은 두 가지 가능한 “L”정합 회로 구성을 도식한 다이어그램이다.
도 7은 π 정합 네트워크를 도식한 다이어그램이다.
도 8은 “T”정합 네트워크를 도식한 다이어그램이다.
도 9는 제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로의 예를 도식한 다이어그램이다.
도 10은 이중-대역 안테나 정합 시스템을 이용하는 본 발명의 무선 통신 장치의 블록 다이어그램이다.
도 11은 안테나의 이중-대역 임피던스 정합을 위한 본 발명의 방법을 도식한 흐름도이다.
도 12는 824 내지 1850㎒에서 나타난 안테나 임피던스를 도식한 Smith 차트 이다.
도 13은 도 9의 정합 회로로 인터페이싱되는 도 12의 안테나의 임피던스와 그에 연계되어 있는 반사 손실을 도식한 도면이다.
도 14는 정합 회로의 제 1 커패시터 값이 4pf이고 제 2 커패시터 값이 2pf일 때, 도 12의 안테나의 임피던스와 그에 연계되어 있는 반사 손실을 도식한다.
도 1은 본 발명의 이중-대역 안테나 정합 시스템의 블록 다이어그램이다. 상기 시스템(100)은 주파수-종속적인 임피던스를 갖는 라인(104) 상의 인터페이스를 갖는 안테나(102)를 포함한다. 이중-대역 정합 회로(106)는 라인(104) 상의 안테나 인터페이스 포트로 연결되어 있는 출력 포트를 포함한다. 예를 들어, 라인(104)은 송신 라인일 수 있다. 상기 이중-대역 정합 회로(106)는 제 1 통신 대역과 제 2 통신 대역에서 공액 임피던스(conjugate impedance)를 선택적으로 제공한다. 또는, 이중-대역 정합 회로(106)가 제 3 통신 대역과 제 4 통신 대역에서 공액 정합을 제공한다. 일반적으로, 상기 안테나는 주파수, 또는 통신 대역에 대응하여 변화하는 고정된 임피던스를 갖는다. 그러나 시스템의 하나의 태양에서, 상기 안테나는 이중-대역 정합 프로세스에 추가적으로 주파수 튜닝가능하다.
세부적으로, 상기 이중-대역 정합 회로(106)는 제 1 튜닝된 주파수에 대응하여 제 1 통신 대역에서 공액 임피던스를 제공하며, 동시에, 제 2 튜닝된 주파수에 대응하여 제 2 통신 대역에서 공액 임피던스를 제공한다. 또는, 상기 이중-대역 정 합 회로(106)는, 제 3 튜닝된 주파수에 대응하여, 제 3 통신 대역에서 공액 임피던스를 제공하고, 동시에, 제 4 튜닝된 주파수에 대응하여, 제 4 통신 대역에서 제공한다.
본 발명은, 셀 대역 824㎒ 내지 894㎒에서 동작하는 셀방식 폰을 예를 들어 집에서 갖고 있는 사용자에게 유용하다. 이동 중에, 사용자의 네트워크는 서로 다른 대역에서, 예를 들어 GSM 880 내지 960㎒ 대역에서 동작할 수 있다. 종래에는, 사용자가 두 대의 폰, 즉, 가정용으로 하나와 이동용으로 하나를 가져야했다. 본 발명에 의해, 안테나에 대한 공액 정합을 선택함으로써, 사용자의 셀방식 폰이 개별 환경에서, 효율적으로 동작할 수 있다. 또는 선택적인 공액 정합이 폰과 GPS 통신 모두에 대한 공용 안테나를 효율적으로 사용하여, 911이나 위치 기반 서비스를 지원하도록 사용될 수 있다.
도 2a와 2b는 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 통신 대역 간의 관계를 나타내는 그래프이다. 바람직하지 못한 정합이 발생하더라도, 안테나는 어느 정도는 기능할 수 있음을 알고 있어야 한다. 또는 상기 안테나가 정합될 수 있으나, 통신 대역의 하나 이상에서 바람직하지 못한 효율을 가질 수 있다. 일부 종래의 안테나/정합 회로 설계는, 하나 이상의 주파수에서 효율적인 안테나로의 바람직하지 못한 안테나 정합을 제공함으로써, 다수의 통신 대역을 커버할 수 있다. 바람직하지 못하게 정합되는 안테나는 손실성 인터페이스(lossy interface)를 갖는 경향이 있으며, 더 큰 반사되는 파워(정합 회로를 거치면서 더 낮아진 파워)에 의한 문제점을 안고 있다.
그 밖의 다른 종래 안테나/정합 시스템이, 하나 이상의 관심 주파수에서 비 효율적인 안테나를 공액 정합(conjugate matching)함으로써, 광대역 성능을 제공한다. 비효율적인 안테나는 바람직하지 않은 이득을 가질 수 있다. 바람직하지 않게 정합되거나, 또는 비효율적인 안테나를 사용하는 것은, 더 낮은 수신기 감도를 초래할 수 있고, 이에 따라서 저-파워 입력 신호가 손실될 수 있다. 또는, 바람직하지 않게 정합되거나, 비효율적인 안테나가 더 낮은 파워 송신 신호를 초래할 수 있으며, 이는 송신기가 추가적인 배터리 파워를 사용하여 보상하도록 한다.
본 발명의 정합 회로를 사용하여, 안테나는 2:1 이하의 반사 손실, 또는 VSWR(voltage standing wave ratio)을 갖고, 제 1 통신 대역과 제 2 통신 대역에서 동시에 정합된다. 즉, 통신된 전력의 약 1/10 이하가 안테나/정합 회로 인터페이스에서 반사된다. 덧붙여, 이중-대역 정합 회로는 제 3 통신 대역과 제 4 통신 대역에서 동시에 2:1 이하의 반사 손실을 갖는 정합을 제공한다.
도 2a에서, 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 통신 대역은 서로 다른 주파수 범위를 커버한다. 상기 통신 대역이 대역들 사이에서 주파수 간격을 갖는 것처럼 보이지만, 일부 태양에서, 상기 통신 대역은 통신 주파수 스팬을 겹치거나 인접하여 위치할 수 있다. 또한, 통신 대역은 다수의 통신 채널을 커버하기에 충분히 큰 주파수 스팬을 가질 수 있다. 도 2b에서, 제 1 통신 대역과 제 3 통신 대역은 동일한 주파수 스팬을 커버한다. 상기 제 3 통신 대역은 점선으로 표시된다.
안테나는 모든 관심 주파수를 가로질러 일정한 임피던스를 제공하지 않음을 이해해야한다. 상기 안테나는 복합 임피던스, 즉, 저항과 리액턴스(허수 임피던스)의 조합을 가지며, 상기 복합 임피던스는 통신 대역에 걸쳐 변화할 것이다. 그러나 안테나의 임피던스가 고정되어 있기 때문에, 상기 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 통신 대역(주파수 대역)에서 공액 임피던스가 결정될 수 있다. 상기 정합 회로는 각각의 관심 주파수(대역)에 대하여 공액 임피던스를 제공할 수 있다. 다시 말하자면, 상기 정합 회로는 각각의 통신 대역에 대하여 서로 다른 공액 정합(복합 임피던스)을 제공한다.
공액 임피던스는 정합될 임피던스의 동일한 실수부와 반대 부호의 허수부를 갖고 있다고 여겨진다. 예를 들어, 제 1 통신 대역의 중심에서 안테나 임피던스 값 (25 + 13j)옴에 대한 공액 임피던스는 (25-13j)옴이다. 완벽한 공액 정합은 특정 주파수를 제외하고 드물게 발생한다. 따라서 공액 정합은 통신 정합의 중심에 대해 최적화하거나, 주파수 스팬에 걸쳐 안테나 임피던스에 회로 임피던스를 정합하기 위한 노력이 이뤄져야 한다. 임의의 임피던스로의 공액 정합을 제공하도록 정합 회로를 구축하는 것은 이론적으로 가능하나, 안테나는 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 통신 대역에서 정합하기 쉬운 임피던스를 제공하는 일부 고정 튜닝된 소자, 또는 구조물을 내장할 수 있도록 이해되어야한다. 일부 태양에서, 안테나와 안테나 정합 회로가 “안테나”라고 일컬어지는 단일 회로로 조합될 수 있다.
도 1을 참조하여, 이중-대역 정합 회로(106)는 제 1 주파수 및 제 3 주파수로 선택적으로 튜닝될 수 있는 제 1 튜닝 회로(110)와, 제 2 주파수 및 제 4 주파수를 선택적으로 튜닝할 수 있는 제 2 튜닝 회로(112)를 포함한다. 상기 제 1 튜닝 회로(110)와 제 2 튜닝 회로(112)가 도면 상에서 직렬 연결되어 있는 것처럼 나타나지만, 튜너의 병렬 배열도 가능하다. 상기 제 1 튜닝 회로(110)와 제 2 튜닝 회 로(112) 각각은 제어 전압에 따라 변할 수 있는 유전 상수를 갖는 강유전성(FE) 유전체 물질을 포함할 수 있다. 하나의 태양에서, 유전 상수와 제어 전압 간의 선형 관계가 존재한다. 그 밖의 다른 태양에서, 상기 관계는 특히, 0 내지 3V의 튜닝 범위에서, 보랙터 다이오드(voractor diode)의 전압/용량 곡선보다 더욱 선형을 띈다. FE 유전 특성의 세부 사항은 앞서 언급되었다. 제 1 튜닝 회로(110)와 제 2 튜닝 회로(112)는 각각 제어 전압을 수신하기 위한 라인(114, 116) 상에서 인터페이스를 갖는다. 일부 태양에서, 상기 제 1 튜닝 회로(110)와 상기 제 2 튜닝 회로(112)는 0 내지 3볼트 dc의 범위의 제어 전압을 수용한다. 이러한 제어 전압 범위는 휴대용 무선 장치에 파워를 공급하기 위해 사용되는 종래의 배터리원과 호환된다. 강유전성 가변성 커패시터는 인터디지털(IDC), 또는 갭, 또는 오버레이 커패시터일 수 있다.
일반적으로, 집중 소자(lumped element), 또는 분산 네트워크 소자, 또는 이들의 조합을 사용하여 정합 회로는 구현될 수 있다. 분산 소자 정합을 사용하여, 아래 위치하는 기판의 유전율을 변형시키기 위해, 평면(마이크로스트립, 스트립라인, CPW) 패시브 정합 회로에서 얇은, 또는 두꺼운 FE 막이 사용되어, 정합 회로, 또는 공진자의 전기 길이, 또는 특성 임피던스의 변화에 영향을 줄 수 있다. 평면 정합 회로의 사용은 증폭기, 또는 회로 설계 분야의 전문가에게 익숙하다. 본원에서 정합 네트워크는 하이브리드와 커플러뿐 아니라, 종래의 분산형의 인덕터 구조와 커패시터 구조일 수 있다. 집중 소자 정합 컴포넌트가 사용될 경우, 변화에 영향을 주는 유사한 방식으로, FE 기반의 튜너블 커패시터가 사용될 수 있다. FE 커 패시터와 연계되어 있는 선형 유전 변수, 높은 Q, 낮은 전류 소모로 인하여, 종래의 튜너블 컴포넌트, 가령 보랙터 다이오드에 비교할 때 더 바람직하다.
도 3은 분산 소자 갭 커패시터의 평면도이다. IDC에 비교하여, 갭 커패시터는 더 나은 Q를 가지나, 더 낮은 단위 횡단면 당 용량을 갖는다. 상기 IDC의 용량은 단위 횡단면 당 다수의 핑거를 사용함으로써 더 크다. 그러나 많은 통신 필터의 경우에서, 큰 용량(C >= 4.0pF)이 필요하지 않다. 따라서 갭 커패시터는 적정한 용량을 제공할 수 있다. FE 막의 본질적으로 높은 값 k에 의해, 종래의 갭 커패시터에 비교하여 비교적 높은 단위 횡단면 당 용량(W)이 제공될 수 있다.
도 4는 오버레이 커패시터의 단면이다. 갭 커패시터와 인터디지털 커패시터에 비교하여, 오버레이 커패시터는 가장 낮은 Lgeom을 갖는다. 오버레이 커패시터는 판 간격보다 더 큰 크기(가로 및 세로)를 갖는 평행 판 기하의 한 예이다. 이러한 기하가 주어지면, 판들 사이의 대부분의 전기장이, 모서리 가장자리를 제외하고 균일하다. 이러한 가장자리 효과는, 종래 기술의 가드 대역(guard band)을 사용함으로써 명확하게 감소할 수 있다. 이에 따라서 평행 판 커패시터로부터의 기하적 손실은 매우 낮다. 덧붙이자면, 평행 판 기하는 작은 제어 전압 스윙으로부터의 높은 튜닝을 따라 높은 용량을 제공할 수 있다.
도 5는 인터디지털(IDC) 커패시터의 평면도이다. 주어진 횡단 면적에 대하여, IDC는 갭 커패시터보다 더 높은 용량을 제공할 수 있다. 갭 공간(gap spacing)이 감소할수록 손실이 증가한다. 이와 유사하게, 핑거 폭이 감소할수록 손실이 증 가한다. 또한 상기 핑거 길이가 손실에 영향을 미치는데, 핑거 길이가 증가할수록 손실도 증가하며, 이는 IDC의 마이크로스트립 구현에서 특히 그러하며 이는 이러한 구조에서 기 모드(odd mode) 손실이 우세하기 때문이다. 덧붙이자면, 추가되는 날카로운 코너에 따르는 손실 때문에, 핑거의 수가 증가할수록 손실이 증가한다. 핑거 수의 증가는 IDC의 용량의 증가와 연계되어 있다.
도 6은 두 개의 가능한 “L” 정합 회로 구성을 도식한 도면이다. 두 개의 반응 소자(602, 604)는 커패시터와 인덕터의 임의의 조합일 수 있다.
도 7은 π 정합 네트워크를 도식한 도면이다. 또한 반응 소자(702, 704, 706)가 커패시터와 인덕터의 임의의 조합일 수 있다.
도 8은 “T” 정합 네트워크를 도식한 도면이다. 또한 반응 소자(802, 804, 806)가 커패시터와 인덕터의 임의의 조합일 수 있다.
가장 단순한 형태로, 튜너블 직렬 소자(tunable series element), 또는 튜너블 분로 소자(tunable shunt element), 가령 커패시터, 또는 인덕터를 사용하여, 본 발명의 이중-대역 정합 회로가 가능할 수 있다. 대안으로, 이중-대역 정합 회로는 “L”, π, "T", 이들의 조합 토폴로지일 수 있다. 이중-대역 정합 회로는 임의의 특정 토폴로지에 제한되지 않는다.
도 9는 제 1 튜닝 회로(110)와 제 2 튜닝 회로(112)를 도식한 도면이다. 제 1 튜닝 회로(110)는 고정 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터(200)와, 선택가능한 용량 값을 갖는 제 1 가변성 커패시터(202)를 포함한다. 이와 마찬가지로 상기 제 2 튜닝 회로(112)는 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 2 인덕터(204)와 선택가능한 용량 값을 갖는 제 2 가변성 커패시터(206)를 포함한다.
상기 제 1 인덕터(200)는 라인(104) 상의 이중-대역 회로 출력 포트와 기준 전압 사이의 분로에 연결되어 있다. 예를 들어, 상기 기준 전압은 접지될 수 있다. 제 1 가변성 커패시터(202)는 라인(104) 상의 이중-대역 회로 출력 포트로 연결되어 있는 제 1 단자를 갖는다. 상기 제 2 인덕터(204)는 라인(208) 상의 제 1 가변성 커패시터의 제 2 단자와 라인(210) 상의 이중-대역 정합 회로의 입력 포트 사이에 직렬로 연결되어 있다. 상기 제 2 가변성 커패시터(206)는 라인(208) 상의 상기 제 1 가변성 커패시터의 제 2 단자와 기준 전압 사이에서 분로로 연결되어 있는 제 1 단자를 갖는다.
도 9에서 나타난 것 외의 다른 컴포넌트와 회로 토폴로지를 이용하여 본 발명은 가능할 수 있다. 덧붙이자면, 고정된, 또는 변할 수 있는 값을 갖는 추가적인 컴포넌트가 추가되어, 폴(pole)의 수를 증가시킬 수 있고, 이는 회로에게 더 큰 튜닝 가능성, 또는 더 좁아진 주파수 응답을 제공할 수 있다.
통신 대역의 특정 세트를 선택할 때 사용되는 특정 컴포넌트 값을 이용하여 예가 제시된다. 이러한 예에서, 제 1 인덕터(200)는 8.2나노-헨리(nH)의 인덕턴스를 갖고, 제 1 가변성 커패시터(202)는 1.5 내지 4피코패럿(pF)의 용량을 갖는다. 제 2 인덕터(204)는 4.7nH의 인덕턴스를 갖는다. 상기 제 2 가변성 커패시터(206)는 0.7 내지 2pF의 용량을 갖는다.
앞서 언급된 제 1 튜닝 회로 값을 사용하여, 제 1 주파수는 1.5pF의 값을 갖는 제 1 가변성 커패시터에 대응하고, 제 3 주파수는 4pF의 값에 대응한다. 제 2 튜닝 회로 값을 사용하여, 제 2 주파수는 0.7pF의 값을 갖는 제 2 가변성 커패시터에 대응하고, 제 4 주파수가 2pF의 값에 대응한다.
이러한 특정 예에서, 제 1 통신 대역과 제 3 통신 대역이 동일하다(도 2b 참조). 즉, 정합 회로가 제 1 통신 대역과 제 2 통신 대역에 대하여, 또는 제 1 통신 대역(제 3 통신 대역)과 제 4 통신 대역에 대하여 임피던스 정합을 제공한다. 하나의 태양에서, 상기 이중-대역 정합 회로는 824 내지 894㎒의 제 1 통신 대역(제 3 통신 대역)에서, 그리고 1850 내지 1990㎒의 제 2 통신 대역에서, 그리고 1560 내지 1585㎒의 제 4 통신 대역에서 공액 임피던스(conjugate impedance)를 제공한다.
도 12는 824 내지 1850㎒에서의 바람직한 안테나 임피던스를 도식한 Smith 차트이다.
도 13은 도 9의 정합 회로로 인터페이싱하는 도 12의 안테나의 임피던스와 그에 연계된 반사 손실을 도식하고 있다. 상기 정합 회로의 제 1 커패시터의 값은 1.5pf이고, 제 2 커패시터 값은 0.7pf이다. 공액 임피던스는 약 850 내지 1900㎒에서 제공된다.
도 14는 상기 정합 회로의 제 1 커패시터 값이 4pf이고, 제 2 커패시터 값이 2pf일 때, 도 12의 안테나의 임피던스와 그에 연계된 반사 손실을 도식하고 있다. 공액 임피던스가 약 850 내지 1575㎒에서 제공된다.
또는, 제 1 통신 대역과 제 3 통신 대역이 서로 다른 주파수 범위를 커버한다. 예를 들어, 이중-대역 정합 회로가, 824 내지 894㎒의 제 1 통신 대역에서, 1850 내지 1990㎒의 제 2 통신 대역에서, 880 내지 960㎒의 제 3 통신 대역에서, 1710 내지 1880㎒의 제 4 통신 대역에서 공액 임피던스를 제공할 수 있다. 상기 정합 회로는 또한 1850 내지 2200㎒의 UMTS 대역에서 공액 임피던스를 제공할 수 있다.
제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로에서 서로 다른 컴포넌트 값을 선택함으로써, 그 밖의 다른 통신 대역과, 대역폭과, 대역폭 간격이 획득될 수 있다. 덧붙여, 서로 다른 통신 대역 사이에서 다중-대역 안테나(가령, 삼중-대역 안테나)를 조정할 수 있는 정합 회로를 생성하기 위해, 앞서 언급된 정합 회로 컨셉을 수정하는 것이 또한 가능할 것이다. 이와 유사하게, 컨셉은 다수의 통신 대역 조합(3세트 이상의 이중-대역 조합)에 대한 이중-대역 공액 정합을 제공할 수 있는 정합 회로로 확장될 수 있다. FE 커패시터를 이용하여 바람직한 튜닝 회로가 가능할지라도, 종래의 가변성 컴포넌트, 가령 보랙터 다이오드, 또는 기계적 튜너블 커패시터, 또는 FE와 종래의 가변성 컴포넌트의 조합를 갖는 회로를 구축하는 것이 가능하다.
도 10은 이중-대역 안테나 정합 시스템을 갖는 본 발명의 무선 통신 장치의 블록 다이어그램이다. 상기 장치(400)는, 제 1, 제 2, 제 3, 제 4 통신 대역에서 통신하기 위해, 라인(210) 상의 무선 통신 포트를 갖는 트랜시버(402)를 포함한다. 안테나(102)는 주파수-종속적인 임피던스를 갖는 라인(104) 상에서 인터페이스 포트를 갖는다. 이중-대역 정합 회로(106)는 라인(210) 상에서 트랜시버 무선 통신 포트로 연결되는 입력 포트와, 라인(104) 상의 안테나 인터페이스 포트로 연결되는 출력 포트를 포함한다. 상기 이중-대역 정합 회로(106)는 제 1 통신 대역과 제 2 통신 대역에서, 또는 제 3 통신 대역과 제 4 통신 대역에서 선택적으로 공액 임피던스를 제공한다.
앞서 언급된 도 1의 설명에서와 같이, 상기 이중-대역 정합 회로(106)는, 제 1 튜닝된 주파수에 대응하여, 제 1 통신 대역에 대한 공액 임피던스를 제공하고, 동시에 제 2 튜닝된 주파수에 대응하여, 제 2 통신 대역에 대한 공액 임피던스를 제공한다. 또는, 이중-대역 정합 회로(106)가, 제 3 튜닝된 주파수에 대응하여, 제 3 통신 대역에 대한 공액 임피던스를 제공하고, 동시에 제 4 튜닝된 주파수에 대응하여, 제 4 통신 대역에 대한 공액 임피던스를 제공한다. 상기 이중-대역 정합 회로는, 제 1 주파수와 제 3 주파수로 선택적으로 튜닝할 수 있는 제 1 튜닝 회로(110)와, 제 2 주파수와 제 4 주파수에 선택적으로 튜닝할 수 있는 제 2 튜닝 회로(112)를 더 포함한다.
제 1 튜닝 회로(110)와 제 2 튜닝 회로(112)에 대한 세부사항은 앞서 언급되었으며, 명료성을 위해 다시 반복되지 않는다.
본 발명의 하나의 태양에서, 제 1 통신 대역과 제 3 통신 대역은 송신 대역폭이며, 제 2 통신 대역과 제 4 통신 대역은 수신 대역폭이다. 또 다른 태양에서, 4개의 통신 대역 모두 수신 대역폭이거나 송신 대역폭이다. 상기 통신 대역은 전화, 블루투스, GPS, 무선 통신을 지원한다. 일반적으로, 트랜시버(402)는 비교적 좁은 채널로 선택적으로 튜닝된다. 각각의 통신 대역은 다수의 주파수 연속적인 채널을 포함하는 것이 일반적이다.
도 1에서 설명된 바람직한 회로에서, 이중-대역 정합 회로(106)가 제 1 통신 대역과 제 2 통신 대역에서, 또는 제 3 통신 대역과 제 4 통신 대역에서 공액 임피던스를 제공할 수 있으며, 이때, 상기 제 1 통신 대역과 제 3 통신 대역은 동일하다. 예를 들어, 이중-대역 정합 회로(106)는 824 내지 894㎒의 제 1(3) 통신 대역에서, 1850 내지 1990㎒의 제 2 통신 대역에서, 1565 내지 1585㎒의 제 4 통신 대역에서 공액 임피던스를 제공할 수 있다.
또는, 제 1 통신 대역과 제 3 통신 대역이 서로 다른 주파수 범위를 커버하며, 이중-대역 정합 회로(106)가, 824 내지 894㎒의 제 1 통신 대역에서, 1850 내지 1990㎒의 제 2 통신 대역에서, 880 내지 960㎒의 제 3 통신 대역에서, 1710 내지 1880㎒의 제 4 통신 대역에서 공액 임피던스를 제공한다.
제 1 튜닝 회로와 제 2 튜닝 회로에서 서로 다른 컴포넌트 값을 선택함으로써, 그 밖의 다른 통신 대역과, 대역폭과, 대역폭 공간이 획득될 수 있다. 덧붙여, 정합 회로의 컨셉을 서로 다른 통신 대역 간에서 다중-대역 안테나를 튜닝할 수 있는 정합 회로로 확장할 수 있다. 이와 유사하게, 이러한 컨셉이, 다수의 통신 대역 저합에 대한 이중-대역 공액 정합을 제공할 수 있는 정합 회로로 확장될 수 있다. FE 커패시터를 이용하여 바람직한 튜닝 회로가 가능하지만, 종래의 가변성 컴포넌트, 또는 FE와 종래의 가변성 컴포넌트의 조합을 이용하여 회로를 구축하는 것이 가능하다.
도 11은 안테나의 이중-대역 임피던스 정합을 위한 본 발명의 방법을 나타내는 흐름도이다. 상기 방법이 명료성을 위해, 일련의 번호가 매겨진 단계로 도시되었지만, 정확하게 언급되지 않을 경우 상기 번호로부터 어떠한 순서도 유추되지 않 는다. 이러한 단계 중 일부가 생략되거나, 병행 수행되거나, 시퀀스의 정해진 순서를 유지하지 않고 수행될 수 있음이 자명하다. 상기 방법은 단계(600)에서 시작한다.
단계(602)는 안테나로부터 주파수-종속적인 임피던스를 수용한다. 단계(608)는 제 1 통신 대역과 제 2 통신 대역에서, 또는 제 3 통신 대역과 제 4 통신 대역에서 안테나에 대한 공액 임피던스 정합을 선택적으로 제공한다. 일부 태양에서, 단계(608)는 정합 토폴로지, 가령 직렬 튜너블 소자, 분로 튜너블 소자, “L”네트워크, π 네트워크, “T” 네트워크, 또는 이들의 조합 토폴로지를 사용한다.
본 방법의 일부 태양에서, 단계(604)는 제 1 튜닝 회로를 제 1 주파수로 튜닝한다. 단계(606)는 제 2 튜닝 회로를 제 2 주파수로 동시에 튜닝한다. 그 후, 제 1 통신 대역과 제 2 통신 대역에서 안테나를 정합하기 위한 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 단계는, 안테나를 제 1 주파수에 대응하여 제 1 통신 대역에서 정합하고, 동시에 제 2 주파수에 대응하여 제 2 통신 대역에서 정합하는 단계(608a)를 포함한다.
또 다른 태양에서, 단계(604)는 제 1 튜닝 회로를 제 3 주파수로 튜닝하고, 단계(606)는 제 2 튜닝 회로를 제 4 주파수로 튜닝한다. 그 후, 단계(806b)는 안테나를 제 3 주파수에 대응하여 제 3 통신 대역에서 정합하고, 동시에 제 4 주파수에 대응하여 제 4 통신 대역에서 정합한다.
또 다른 태양에서, 단계(604)에서, 상기 제 1 튜닝 회로는 고정된 인덕턴스 값을 갖고 있는 제 1 인덕터로 연결되어 있는, 선택가능한 용량 값을 갖는 제 1 가 변성 커패시터를 튜닝한다. 이와 유사하게, 단계(606)에서, 제 2 튜닝 회로는, 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 2 인덕터로 연결되는 선택가능한 용량 값을 갖는 제 2 가변성 커패시터를 튜닝한다.
예를 들어, 단계(604)는, 8.2나노-헨리(nH)의 고정된 인덕턴스 값을 갖는 1.5 내지 4피코패럿(pF)의 선택가능한 용량 값을 갖는 제 1 가변성 커패시터를 튜닝하는 단계를 포함할 수 있다. 단계(606)는 4.7nH의 고정된 값을 갖는 제 2 인덕터로 연결되어 있는 0.7 내지 2pF의 선택가능한 용량 값을 갖는 제 2 가변성 커패시터를 튜닝하는 단계를 포함할 수 있다.
계속하여, 단계(604)는 1.5pF의 제 1 가변성 커패시터 값을 사용함으로써, 제 1 주파수를 튜닝하고, 4pF의 제 1 가변성 커패시터의 값을 사용하여 제 3 주파수를 튜닝한다. 단계(606)에서, 0.7pF의 제 2 가변성 커패시터 값을 사용함으로써, 제 2 튜닝 회로가 제 2 주파수를 튜닝하고, 제 2 가변성 커패시터 값 2pF를 사용하여, 제 4 주파수를 튜닝한다. 이러한 경우, 단계(608a)는, (각각 제 1 주파수와 제 2 주파수를 사용하여) 824 내지 894㎒의 제 1 통신 대역으로 안테나를 정합하고, 1850 내지 1990㎒의 제 2 통신 대역으로 안테나를 정합한다. 또는, 단계(608b)는 824 내지 894㎒의 제 3 통신 대역으로, 1565 내지 1585㎒의 제 4 통신 대역으로 안테나를 정합한다. 이러한 특정 예에서, 상기 제 1 통신 대역과 제 3 통신 대역은 동일하다.
제 1 통신 대역과 제 3 통신 대역이 서로 다른 주파수를 커버하는 또 다른 예에서, 단계(608a)는 824 내지 894㎒의 제 1 통신 대역과 1850 내지 1990㎒의 제 2 통신 대역으로 안테나를 정합할 수 있다. 또는, 단계(608b)가 880 내지 960㎒의 제 3 통신 대역과, 1710 내지 1880㎒의 제 4 통신 대역으로 안테나를 정합한다.
이중-대역 안테나 정합 시스템과, 상기 이중-대역 정합 시스템을 사용하는 무선 장치와, 이중-대역 안테나 정합을 위한 방법이 제시됐다. 예로 든 컴포넌트 값, 회로 구성, 주파수는 본 발명을 명료하게 하기 위해 제공되었다. 그러나 본 발명은 이러한 예들로 제한받지 않는다. FE 물질을 사용하여 변수 값의 전기 컴포넌트가 제공될 수 있다. 한편 종래의 컴포넌트, 또는 종래의 컴포넌트와 FE 컴포넌트의 조합을 사용하여 본 발명이 가능할 것이다. 덧붙여, 예를 들어, 마이크로스트립 인덕터의 전기 길이를 변화시키기 위해, 회로 보드 유전체로서 FE 물질이 사용될 때, 튜닝 변화가 또한 가능하다. 그 밖의 다른 본 발명의 변형예와 실시예가 당업자에게 자명하다.

Claims (42)

  1. 다수의 통신 대역에서의 신호의 무선 통신을 위한 이중-대역 안테나 시스템(dual-band antenna system)에 있어서, 상기 시스템은
    - 주파수-종속적인 임피던스(frequency-dependent impedance)를 갖는 인터페이스 포트를 갖는 안테나, 그리고,
    - 상기 안테나 인터페이스 포트에 연결되는 출력 포트를 포함하는 이중-대역 정합 회로(dual-band matching circuit)
    를 포함하며, 상기 이중-대역 정합 회로는,
    a) 다수의 통신 대역 중 제 1 통신 대역 내에서 선택적으로 튜닝가능하고, 다수의 통신 대역 중 제 3 통신 대역 내에서 선택적으로 튜닝가능한 제 1 튜닝 회로로서, 이때, 상기 제 1 튜닝 회로는 제 1 제어 전압에 따라 제 1 가변 유전상수를 가지는 튜닝가능한 제 1 강유전성 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 제 1 튜닝 회로, 그리고,
    b) 상기 제 1 튜닝 회로가 제 1 통신 대역으로 튜닝되어 있을 때 다수의 통신 대역 중 제 2 통신 대역 내에서 선택적으로 튜닝가능하면서, 상기 제 1 튜닝 회로가 제 3 통신 대역으로 튜닝되어 있을 때 다수의 통신 대역 중 제 4 통신 대역 내에서 선택적으로 튜닝가능한 제 2 튜닝 회로로서, 이때, 상기 제 2 튜닝 회로는 제 2 제어 전압에 따라 제 2 가변 유전 상수를 가진 튜닝가능한 제 2 강유전성 커패시터를 포함하는 것을 특징으로 하는 제 2 튜닝 회로
    를 포함하며,
    상기 이중-대역 안테나 시스템이 제 1 통신 대역 및 제 2 통신 대역에서 통신하고 있을 때, 상기 제 1 튜닝 회로와 상기 제 2 튜닝 회로는 제 1 공액 임피던스(conjugate impedance)를 제공하고,
    상기 이중-대역 안테나 시스템이 제 3 통신 대역 및 제 4 통신 대역에서 통신하고 있을 때, 상기 제 1 튜닝 회로와 상기 제 2 튜닝 회로는 제 2 공액 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  2. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 제어 전압과 제 2 제어 전압은 0 내지 3볼트 dc의 범위 내에 있는 것을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  3. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 강유전성 커패시터와 제 2 강유전성 커패시터는 인터디지털(interdigital) 커패시터, 갭(gap) 커패시터, 오버레이(overlay) 커패시터 중에서 선택되는 것을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  4. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로는,
    - 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터, 그리고,
    - 선택가능한 용량 값을 갖는 튜닝가능한 상기 제 1 강유전성 커패시터
    를 포함하며, 상기 제 2 튜닝 회로는,
    - 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 2 인덕터, 그리고,
    - 선택가능한 용량 값을 갖는 튜닝가능한 상기 제 2 강유전성 커패시터
    를 갖는 것을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  5. 제 4 항에 있어서,
    상기 제 1 인덕터는, 상기 이중-대역 정합 회로의 출력 포트와 기준 전압 사이의 분로로 연결되어 있고,
    상기 제 1 강유전성 커패시터는 상기 이중-대역 정합 회로의 출력 포트로 연결되어 있는 제 1 단자를 가지며,
    상기 제 2 인덕터는, 상기 제 1 강유전성 커패시터의 제 2 단자와 이중-대역 정합 회로의 입력 포트 사이에서 직렬로 연결되어 있고,
    상기 제 2 강유전성 커패시터는 상기 제 1 강유전성 커패시터의 제 2 단자와 기준 전압 사이의 분로에서 연결되어 있는 제 1 단자를 갖는 것을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  6. 제 5 항에 있어서,
    상기 제 1 인덕터는 8.2나노-헨리(nH)의 인덕턴스를 가지며,
    상기 제 1 강유전성 커패시터는 1.5 내지 4피코패럿(pF)의 용량을 가지며,
    상기 제 2 인덕터는 4.7nH의 인덕턴스를 가지며,
    상기 제 2 강유전성 커패시터는 0.7 내지 2pF의 용량을 갖는 것을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  7. 제 6 항에 있어서,
    상기 제 1 튜닝 회로에 의해 튜닝되는 제 1 통신 대역 내의 제 1 주파수는 1.5pF의 값을 갖는 제 1 강유전성 커패시터에 대응하고,
    상기 제 1 튜닝 회로에 의해 튜닝되는 제 3 통신 대역 내의 제 3 주파수는 4pF의 값을 갖는 제 1 강유전성 커패시터에 대응하며,
    상기 제 2 튜닝 회로에 의해 튜닝되는 제 2 통신 대역 내의 제 2 주파수는 0.7pF의 값을 갖는 제 2 강유전성 커패시터에 대응하고,
    상기 제 2 튜닝 회로에 의해 튜닝되는 제 4 통신 대역 내의 제 4 주파수는 2pF의 값을 갖는 제 2 강유전성 커패시터에 대응하는 것을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  8. 제 1 항에 있어서, 상기 제 1 통신 대역과 상기 제 3 통신 대역이 동일한 것을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  9. 제 8 항에 있어서,
    상기 제 1 통신 대역과 상기 제 3 통신 대역은 824㎒ 내지 894㎒의 범위 내에 있고,
    상기 제 2 통신 대역은 1850㎒ 내지 1990㎒의 범위 내에 있으며,
    상기 제 4 통신 대역은 1565㎒ 내지 1585㎒의 범위 내에 있는 것을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  10. 제 1 항에 있어서,
    상기 제 1 통신 대역은 824㎒ 내지 894㎒의 범위 내에 있고,
    상기 제 2 통신 대역은 1850㎒ 내지 1990㎒의 범위 내에 있으며,
    상기 제 3 통신 대역은 880㎒ 내지 960㎒의 범위 내에 있고, 그리고
    상기 제 4 통신 대역은 1710㎒ 내지 1880㎒의 범위 내에 있는 것을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  11. 제 1 항에 있어서, 상기 이중-대역 정합 회로는, 튜너블 직렬 소자(tunable series element), 튜너블 분로 소자(tunable shunt element), “L 정합 회로", "π 정합 회로", "T 정합 회로", 또는, 이들의 조합 토폴로지 중에서 선택된 정합 토폴로지임을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  12. 제 1 항에 있어서,
    상기 이중-대역 정합 회로는 제 1 통신 대역 및 제 2 통신 대역에 대하여 2:1 이하의 반사 손실(return loss)을 갖는 제 1 공액 임피던스를 제공하고,
    상기 이중-대역 정합 회로는 제 3 통신 대역 및 제 4 통신 대역에 대하여 2:1 이하의 반사 손실을 갖는 제 2 공액 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는 이중-대역 안테나 시스템.
  13. 이중-대역 안테나 시스템을 구비한 무선 통신 장치에 있어서, 상기 장치는
    - 제 1 통신 대역, 제 2 통신 대역, 제 3 통신 대역, 그리고, 제 4 통신 대역에서 통신하기 위한 무선 통신 포트를 갖는 트랜시버,
    - 주파수-종속적인 임피던스를 갖는 인터페이스 포트를 갖춘 안테나, 그리고,
    - 상기 트랜시버의 무선 통신 포트로 연결되어 있는 입력 포트와 상기 안테나의 인터페이스 포트에 연결되어 있는 출력 포트를 포함하는 이중-대역 정합 회로로서, 이때, 상기 안테나가 제 1 통신 대역 및 제 2 통신 대역의 신호들과 통신하고 있을 때 상기 이중-대역 정합 회로는 제 1 공액 임피던스를 선택적으로 제공하고, 상기 안테나가 제 3 통신 대역 및 제 4 통신 대역의 신호들과 통신하고 있을 때 제 2 공액 임피던스를 선택적으로 제공하는 것을 특징으로 하는 이중-대역 정합 회로
    를 포함하며, 이때, 상기 이중-대역 정합 회로는,
    a) 제 1 제어 전압에 따라 제 1 강유전성 커패시터를 이용하여 제 1 통신 대역 및 제 3 통신 대역 내에서 선택적으로 튜닝가능한 제 1 튜닝 회로, 그리고,
    b) 제 2 제어 전압에 따라 제 2 강유전성 커패시터를 이용하여 제 2 통신 대역 및 제 4 통신 대역 내에서 선택적으로 튜닝가능한 제 2 튜닝 회로
    를 포함하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  14. 제 13 항에 있어서, 상기 제 1 제어 전압과 제 2 제어 전압은 0 내지 3볼트 dc의 범위 내에 있는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  15. 제 13 항에 있어서, 상기 제 1 강유전성 커패시터와 제 2 강유전성 커패시터는 인터디지털(interdigital) 커패시터, 갭(gap) 커패시터, 오버레이(overlay) 커패시터 중에서 선택되는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  16. 제 13 항에 있어서, 상기 제 1 튜닝 회로는,
    - 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 1 인덕터, 그리고,
    - 선택가능한 용량 값을 갖는 튜닝가능한 상기 제 1 강유전성 커패시터
    를 포함하며, 상기 제 2 튜닝 회로는,
    - 고정된 인덕턴스 값을 갖는 제 2 인덕터, 그리고,
    - 선택가능한 용량 값을 갖는 튜닝가능한 상기 제 2 강유전성 커패시터
    를 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  17. 제 16 항에 있어서,
    상기 제 1 인덕터는, 상기 이중-대역 정합 회로의 출력 포트와 기준 전압 사이의 분로로 연결되어 있고,
    상기 제 1 강유전성 커패시터는 상기 이중-대역 정합 회로의 출력 포트로 연결되어 있는 제 1 단자를 가지며,
    상기 제 2 인덕터는, 상기 제 1 강유전성 커패시터의 제 2 단자와 이중-대역 정합 회로의 입력 포트 사이에서 직렬로 연결되어 있고,
    상기 제 2 강유전성 커패시터는 상기 제 1 강유전성 커패시터의 제 2 단자와 기준 전압 사이의 분로에서 연결되어 있는 제 1 단자를 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  18. 제 17 항에 있어서,
    상기 제 1 인덕터는 8.2나노-헨리(nH)의 인덕턴스를 가지며,
    상기 제 1 강유전성 커패시터는 1.5 내지 4피코패럿(pF)의 용량을 가지며,
    상기 제 2 인덕터는 4.7nH의 인덕턴스를 가지며,
    상기 제 2 강유전성 커패시터는 0.7 내지 2pF의 용량을 갖는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  19. 제 18 항에 있어서,
    상기 제 1 튜닝 회로에 의해 튜닝되는 제 1 통신 대역 내의 제 1 주파수는 1.5pF의 값을 갖는 제 1 강유전성 커패시터에 대응하고,
    상기 제 1 튜닝 회로에 의해 튜닝되는 제 3 통신 대역 내의 제 3 주파수는 4pF의 값을 갖는 제 1 강유전성 커패시터에 대응하며,
    상기 제 2 튜닝 회로에 의해 튜닝되는 제 2 통신 대역 내의 제 2 주파수는 0.7pF의 값을 갖는 제 2 강유전성 커패시터에 대응하고,
    상기 제 2 튜닝 회로에 의해 튜닝되는 제 4 통신 대역 내의 제 4 주파수는 2pF의 값을 갖는 제 2 강유전성 커패시터에 대응하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  20. 제 13 항에 있어서, 상기 제 1 통신 대역과 상기 제 3 통신 대역이 동일한 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  21. 제 20 항에 있어서,
    상기 제 1 통신 대역과 상기 제 3 통신 대역은 824㎒ 내지 894㎒의 범위 내에 있고,
    상기 제 2 통신 대역은 1850㎒ 내지 1990㎒의 범위 내에 있으며,
    상기 제 4 통신 대역은 1565㎒ 내지 1585㎒의 범위 내에 있는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  22. 제 13 항에 있어서,
    상기 제 1 통신 대역은 824㎒ 내지 894㎒의 범위 내에 있고,
    상기 제 2 통신 대역은 1850㎒ 내지 1990㎒의 범위 내에 있으며,
    상기 제 3 통신 대역은 880㎒ 내지 960㎒의 범위 내에 있고, 그리고
    상기 제 4 통신 대역은 1710㎒ 내지 1880㎒의 범위 내에 있는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  23. 제 13 항에 있어서, 상기 이중-대역 정합 회로는, 튜너블 직렬 소자(tunable series element), 튜너블 분로 소자(tunable shunt element), “L 정합 회로", "π 정합 회로", "T 정합 회로", 또는, 이들의 조합 토폴로지 중에서 선택된 정합 토폴로지임을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
  24. 제 13 항에 있어서,
    상기 이중-대역 정합 회로는 제 1 통신 대역 및 제 2 통신 대역에 대하여 2:1 이하의 반사 손실(return loss)을 갖는 제 1 공액 임피던스를 제공하고,
    상기 이중-대역 정합 회로는 제 3 통신 대역 및 제 4 통신 대역에 대하여 2:1 이하의 반사 손실을 갖는 제 2 공액 임피던스를 제공하는 것을 특징으로 하는 무선 통신 장치.
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