JP2008507907A - 二重帯域アンテナ整合のためのシステムおよび方法 - Google Patents

Abstract

二重帯域インピーダンス整合のための二重帯域アンテナ整合システムおよび方法が提供される。方法は、アンテナから周波数依存インピーダンスを受けること、ならびに第一のおよび第二の通信帯域、または第三および第四の通信帯域において、アンテナに対する共役インピーダンス整合を選択的に供給することを包含する。さらに具体的に本方法は、第一の周波数に第一の同調回路を同調すること、ならびに第二の周波数に第二の同調回路を同時に同調することを包含する。これに応答して、共役整合が、第一の周波数に応答して、第一の通信帯域において、アンテナに供給される。同時に、アンテナが、第二の周波数に応答して、第二の通信帯域において、整合される。第一の同調回路が第三の周波数に同調されるとき、また第二の同調回路が第四の周波数に同調されるとき、共役整合が、それぞれ第三および第四の周波数に反応して、第三および第四の通信帯域に供給される。

Description

（関連出願）
本出願は、本明細書において参考としてその全容が援用される、「ＳＹＳＴＥＭ ＡＮＤ ＭＥＴＨＯＤ ＦＯＲ ＤＵＡＬ−ＢＡＮＤ ＡＮＴＥＮＮＡ ＭＡＴＣＨＩＮＧ」と題され、同時係属中で、共有に関わる、米国特許出願第１０／８９９，２７８号に関する。

本出願はまた、上記同時係属中の米国特許出願と同日に出願され、本明細書において参考としてその全容が援用される、次の二件の係属中の米国特許出願に関する。「ＳＹＳＴＥＭ ＡＮＤ ＭＥＴＨＯＤ ＦＯＲ ＩＭＰＥＤＡＮＣＥ ＭＡＴＣＨＩＮＧ ＡＮ ＡＮＴＥＮＮＡ ＴＯ ＳＵＢ−ＢＡＮＤＳ ＩＮ Ａ ＣＯＭＭＵＮＩＣＡＴＩＯＮ ＢＡＮＤ」と題された、米国特許出願第１０／８９９，２１８号、および「ＦＵＬＬ−ＤＵＰＬＥＸ ＡＮＴＥＮＮＡ ＳＹＳＴＥＭ ＡＮＤ ＭＥＴＨＯＤ」と題された、米国特許出願第１０／８９９，２８５号。

（発明の背景）
本発明は一般に、無線通信アンテナに関する。本発明は特に、二重帯域アンテナインピーダンス整合システム、およびアンテナに対して二重帯域インピーダンス整合を供給する方法に関する。

電話器などの携帯無線通信デバイスのサイズは、より多くの機能が加えられるにも関わらず、小さくなり続けている。その結果として設計者は、不便な箇所に構成部品を実装しながら、構成部品またはデバイスのサブシステムの性能を上げること、およびサイズを小さくする必要がある。そのような重要な構成部品の一つが無線通信アンテナである。このアンテナは、例えば、電話送受信器またはグローバルポジショニングシステム（ＧＰＳ）受信器に接続され得る。

最先端技術の無線電話器は、いくつかの異なる通信帯域において、作動することが期待される。米国においては、およそ８５０メガヘルツ（ＭＨｚ）のセルラ帯域（ＡＭＰＳ）、およびおよそ１９００ＭＨｚのＰＣＳ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｓｙｓｔｅｍ）帯域が使用されている。他の通信帯域は、およそ１８００ＭＨｚのＰＣＮ（Ｐｅｒｓｏｎａｌ Ｃｏｍｍｕｎｉｃａｔｉｏｎ Ｎｅｔｗｏｒｋ）およびＤＣＳ、およそ９００ＭＨｚのＧＳＭシステム（Ｇｒｏｕｐｅ Ｓｐｅｃｉａｌｅ Ｍｏｂｉｌｅ）、ならびにおよそ８００および１５００ＭＨｚのＪＤＣ（Ｊａｐａｎｅｓｅ Ｄｉｇｉｔａｌ Ｃｅｌｌｕｌａｒ）を含む。他の該当帯域は、およそ１５７５ＭＨｚのＧＰＳ信号、およそ２４００ＭＨｚのＢｌｕｅｔｏｏｔｈ、および１８５０から２２００ＭＨｚの広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）である。

無線通信デバイスは、主要または補助通信アンテナとして、単純円筒型コイルまたはホイップアンテナを使用することが知られている。逆Ｆアンテナも人気がある。アンテナの共振周波数は、作動周波数波長の一部分をなす、電気的長さに応答する。無線デバイスアンテナの電気的長さは多くの場合には、１／４波長の倍数（例えば、５λ／４、３λ／４、λ／２、またはλ／４であり、ここでλは作動周波数の波長を示す）であり、実効波長は、アンテナ放射体の物理的な長さおよび近似の誘電定数に応答する。

通常、各無線デバイス送受信器（受信器および／または送信器）は、特定の通信帯域において共振する、独立したアンテナに接続される。送受信器は、通信帯域内において、チャネルに同調せられ得る。一方、それぞれが異なる通信帯域で作動する複数の送受信器、または複数の通信帯域において作動するように同調せられ得る送受信器を組み込んだ、携帯無線デバイスが利用できるようになっている。強引なやり方としては、各通信帯域に対して、異なる共振器またはアンテナを加えることがある。例えば、非高調波的に関係する共振周波数応答を作り出すために、異なる面積の二つのマイクロストリップパッチを積み重ねることが知られている。しかし、そのような設計が常に、全ての所要の周波数（通信帯域）をカバーするのに十分であるとは言えない。上記のアンテナに対する一つの打開策は、より高い通信帯域の帯域応答を広げること、例えばＧＰＳおよびＰＣＳ通信をカバーすること、ならびにセルラ帯域（ＡＭＰＳ）周波数において共振するように、より低い通信帯域を使用することである。一方、ＧＰＳおよびＰＣＳ性能を改善するためにより高い帯域を広げることは、セルラ帯域性能を犠牲にすることとなる。

従来のアンテナ設計は、誘電性の材料の使用を取り入れている。概して、アンテナにより生成される場の一部分は、放射体から誘電体を介して埋設地線（アース）へ戻る。アンテナは、周波数に対して共振するように同調され、かつ放射体の波長および誘電定数は共振周波数において最適な関係を有する。最も一般的な誘導体は空気であり、空気の誘電定数は１である。他の材料の誘導定数は、空気の誘電定数を基に決定される。

強誘電材料は、印加される電圧に応答して変化する、誘導定数を有する。可変誘電定数のために、強誘電材料は、可同調構成部品の作成にとって良い候補材料である。一方、従来の測定手法は、減衰特性を改善するために使用される、処理、ドーピング、または他の製造手法に関わらず、強誘電構成部品を実質的に減衰が大きいものとみなしていた。このため、広く使用されることはなかった。ＲＦまたはマイクロ波の域で作動する高誘電可同調構成部品は、とりわけ減衰が大きいと考えられてきた。この見方は、特に最大限の同調が望まれるとき、バルク（およそ１．０ｍｍを超える厚さ）のＦＥ（強誘電）材料に対して、高周波ラジオ周波数（ＲＦ）またはマイクロ波の減衰が従来からの常である、レーダ用途における経験により裏図けられている。一般に、ほとんどのＦＥ材料は、減衰を改善（減少）するために対策が講じられている以外、減衰が大きい。対策は次を含む（しかし、これらに限られない）。（１）Ｏ_２空孔を補填するための事前および事後（または両方）堆積アニーリング、（２）表面ストレスを低減するための、バッファ層の使用、（３）他の材料を用いた合金化またはバッファリング、ならびに（４）選択的ドーピング。

近年、低電源構成部品の限定帯域同調に対する要求が大きくなるにつれて、強誘電材料に対する関心が、バルク材料ではなく、薄膜の使用へ向かってきた。しかし、大きな強誘電減衰に対する先入観が、薄膜の研究にも持ち越されている。従来の広帯域計測手法は、バルクであれ薄膜であれ、可同調強誘電構成部品が、実質的な減衰を有するという先入観を強めてきた。無線通信整合回路において例えば、４０を超える、好適には１８０を超え、さらに好適には３５０を超えるＱが、およそ２ＧＨｚの周波数において必要である。これらの同じ先入観は、アンテナインタフェース回路網および送受信器の設計にも適用する。

可同調強誘電構成部品（特に薄膜を使用するもの）は、多様な周波数鋭敏回路（ｆｒｅｑｕｅｎｃｙ ａｇｉｌｅ ｃｉｒｃｕｉｔ）に利用され得る。可同調構成部品は、回路網が、二つ以上の通信帯域に同調されることを可能にするので、好ましい。複数の帯域をカバーする可同調構成部品は、個別の帯域固定周波数構成部品および関連するスイッチが不必要となるので、構成部品の総数を潜在的に減少する。これらの利点は、より高い機能性、低いコスト、および小さなサイズのニーズが一見、矛盾する要件である、無線ハンドセットの設計において特に重要である。例えばＣＤＭＡハンドセットにおいては、個々の構成部品の性能に大きな負荷がかかる。ＦＥ材料もまた、これまで縮小されることを許さなかったＲＦ構成部品の組み込みを可能にし得る。

可同調アンテナの設計は、上記の関連出願において開示されており、ここに参考として援用される。一方、可同調アンテナは相対的に複雑で、従来の固定周波数応答アンテナよりも組み立てるのが難しい。

二重帯域アンテナシステムが、選択可能通信帯域において作動するようにされ得るなら有利となる。

上記のアンテナシステムが、固定インピーダンスのアンテナを使用して作動するようにされ得るなら有利となる。すなわち、通信帯域選択性が、非可同調アンテナを使用して実行され得るなら、有利となる。

上記の通信帯域選択性が、可同調アンテナ整合回路を使用して獲得され得るなら、有利となる。

本発明は、可同調アンテナ整合回路の使用を通して、選択可能通信帯域において作動され得る、二重帯域アンテナ整合システムを説明する。それゆえ、アンテナを整合する、二重帯域インピーダンスのための方法が提供される。本方法は、次を包含する。アンテナから周波数依存インピーダンスを受け入れること。そして、第一および第二の通信帯域、もしくは第三および第四の通信帯域において、アンテナに対して共役インピーダンス整合を選択的に供給すること。

さらに具体的には、本方法は、次を包含する。第一の周波数に対して第一の同調回路を同調すること。そして、同時に、第二の周波数に対して第二の同調回路を同調すること。それに応答して、共役整合が、第一の周波数に応答して、第一の通信帯域において、アンテナへ供給される。同時に、アンテナが、第二の周波数に応答して、第二の通信帯域において、整合される。第一の同調回路が第三の周波数に同調され、かつ第二の同調回路が第四の周波数に同調された場合には、共役整合が、それぞれ第三および第四の周波数に応答して、第三および第四の通信帯域に供給される。

一つの局面においては、同調は次のように達成される。それぞれ第一および第二の制御電圧を第一および第二の同調回路に供給すること。そして制御電圧に応答して、強誘電（ＦＥ）材料の誘電定数を調節すること。例えば、第一の同調回路は、固定インダクタンス値の第一のインダクタへ接続された、選択可能な静電容量値の第一可変コンデンサを含み得る。同様に、第二の同調回路は、固定インダクタンス値の第二インダクタへ接続された、選択可能な静電性容量値の第二可変コンデンサを含み得る。

上述の方法、二重帯域アンテナ整合システム、および二重帯域アンテナ整合システムを有する無線通信デバイスに関する更さらなる詳細が、以下に提供される。

図１は、本発明の二重帯域アンテナ整合システムの略ブロック図である。システム１００は、周波数依存インピーダンスを有する、ライン１０４上にインタフェースポートを有するアンテナ１０２を備える。二重帯域整合回路１０６は、ライン１０４上のアンテナインタフェースポートに接続された、出力ポートを含む。ライン１０４は、例えば送信ラインであり得る。二重帯域整合回路１０６は、第一および第二の通信帯域において共役インピーダンスを選択的に供給する。あるいは、二重帯域整合回路１０６は、第三および第四の通信帯域において、共役整合を供給する。典型的には、アンテナは、周波数または通信帯域に関連して変化する、固定インピーダンスを有する。しかし、システムの一つの局面においては、アンテナは、二重帯域整合プロセスを促進するために、周波数同調可能であり得る。

具体的には、二重帯域整合回路１０６は、第一の同調された周波数に応答して、第一の通信帯域において、共役インピーダンスを供給し、かつ同時に第二の同調された周波数に応答して、第二の通信帯域において、共役インピーダンスを供給する。あるいは、二重帯域整合回路１０６は、第三の同調された周波数に応答して、第三の通信帯域において共役インピーダンスを供給し、かつ同時に第四の同調された周波数に応答して、第四の通信帯域において、共役インピーダンスを供給する。

本発明は、例えば国内において、８２４ＭＨｚから８９４ＭＨｚのセル帯域において作動する携帯電話機を所有する者にとって有用である。旅行に際して、ユーザのネットワークは、例えばＧＳＭ８８０ＭＨｚから９６０ＭＨｚ帯域など、異なる帯域において作動し得る。従来、ユーザは、二機の電話機を所有する必要があった（国内用に一機、旅行用に一機）。本発明は、ユーザの携帯電話機が、アンテナに対する共役整合を選択することによって、いずれの環境においても効率よく作動することを可能にする。もしくは、選択的共役整合は、携帯電話機が、電話通信およびＧＰＳ通信の両方に共通のアンテナを効率よく使用することを可能にするため（９１１サービスまたは位置ベースのサービスをサポートすることを可能にするため）に使用され得る。

図２ａおよび図２ｂは、第一、第二、第三、および第四の通信帯域の互いの関係を説明するグラフである。アンテナは、不十分に整合されても、ある程度機能することが理解されたい。もしくは、アンテナはうまく整合され得るが、通信帯域のうちの一つ以上において不十分な効率を有し得る。従来のアンテナ／整合回路のいくつかの設計は、一つ以上の周波数において、高効率のアンテナに低効率のアンテナ整合を提供することで、複数の通信帯域をカバーすることができる。不十分に整合されたアンテナは、減衰の大きなインタフェースを有しやすいか、または、より大きな折り返しパワー（整合回路への／からのより低いパワースループット）を受けやすい。

他の従来のアンテナ／整合システムが、一つ以上の該当周波数において、効率の悪いアンテナを共役的に整合することで、広帯域の性能を提供する。低効率のアンテナは、不十分なゲインを有し得る。不十分に整合された、または低効率のアンテナの使用は、受信器の低感度という結果になり得、低パワーの入力信号が検出されない。もしくは、不十分に整合されたか、または低効率のアンテナの使用は、低パワーの送信信号という結果になり得、送信器が追加的バッテリパワーを使用することで補うことを強いる。

本発明の整合回路において、アンテナは、第一および第二の通信帯域において同時に、２：１未満（さらに良い）の反射減衰量（ｒｅｔｕｒｎ ｌｏｓｓ）比、または電圧定在波比（ＶＳＷＲ）において、整合される。すなわち、伝達されたパワーのおよそ１／１０未満が、アンテナ／整合回路インタフェースにおいて反射される。さらに、二重帯域整合回路は、２：１未満（さらに良い）の反射減衰量比を有する、第三および第四の通信帯域において、整合を同時に供給する。

図２ａにおいて、第一、第二、第三、および第四の通信帯域は、異なる周波数範囲をカバーする。通信帯域は、帯域間の周波数分離とともに示されているが、いくつかの局面において、通信帯域は、共通の周波数スパンと重なり得るか、または隣接し得ることに気付かれたい。また、通信帯域は、複数の通信チャネルをカバーするのに十分大きな周波数スパンを有し得ることに気付かれたい。図２ｂにおいて、第一および第三の通信帯域が、同じ周波数スパンをカバーしている。第三の通信帯域は、破線により表されている。

アンテナは、全ての該当周波数にわたって、一定のインピーダンスを提供する可能性が低いことが理解される必要がある。アンテナは、複合インピーダンス（抵抗とリアクタンス（虚数インピーダンス）の組み合わせ）を有する可能性が高く、複合インピーダンスは、通信帯域全体にわたり、変化する。しかし、アンテナのインピーダンスは固定なので、第一、第二、第三、および第四の通信帯域（周波数帯域）における、共役インピーダンスが決定され得る。整合回路は、該当する各周波数（帯域）に対しアンテナに、共役インピーダンスを供給することができる。換言すると、整合回路は、各通信帯域に対して、異なる共役整合（複合インピーダンス）を供給する可能性が高い。

共役インピーダンスは、整合対象であるインピーダンスの同じ実数値および逆の虚数値を有するものと理解される。例えば、第一の通信帯域の中心における、（２５＋１３ｊ）オームのアンテナインピーダンス値に対して、共役インピーダンスは（２５−１３ｊ）オームである。完璧な共役整合は、特定の周波数を除いてまれである。したがって、共役整合は、通信整合の中心に対して典型的に最も効果的で、かつ／または整合回路インピーダンスが、周波数スパンの全体にわたって、アンテナの整合インピーダンスを追うようにするような努力がなされている。いずれのインピーダンスに対しても共役整合を提供するような整合回路を組み立てることは、理論的に可能だが、アンテナが第一、第二、第三、および第四の通信帯域において都合の良い（整合が容易な）インピーダンスを提供する、ある固定同調素子または構造を組み込み得ることを理解されたい。一部の局面において、アンテナおよびアンテナ整合回路は、「アンテナ」と称させる、単一の回路へ組み込まれ得る事を理解されたい。

図１を参照する。二重帯域整合回路１０６は、第一および第三の周波数に選択的に同調され得る第一の同調回路１１０、ならびに第二および第四の周波数に選択的に同調され得る第二の同調回路１１２を含む。第一および第二の同調回路１１０／１１２は、図において、直列接続として示されているが、他方、同調器の並列構成も可能である。第一および第二の同調回路１１０／１１２はまた、制御電圧に応答する、可変誘電定数を有する、強誘電（ＦＥ）材料（示されていない）をそれぞれ含み得る。一つの局面において、誘電定数と制御電圧との間には、比例関係がある。別の局面においては、関係は、特に０Ｖと３Ｖとの間の同調範囲において、バラクタダイオードの電圧／静電容量曲線よりも、より直線的である。ＦＥ誘電特性のいくつかの詳細が、上記の背景セクションに記載されている。第一および第二の同調回路１１０／１１２は、制御電圧を受けるために、それぞれライン１１４および１１６上にインタフェースを有する。ある局面において、第一および第二の同調回路１１０／１１２は、直流０と３ボルトとの間の範囲の制御電圧を受け入れる。制御電圧のこの範囲は、携帯無線デバイスに給電するために使用される、従来のバッテリ電源と適合する。強誘電可変コンデンサは、インターデジタル型コンデンサ（ＩＤＣ）、ギャップコンデンサ、またはオーバーレイコンデンサであり得る。

一般に、整合回路は、集中素子、分散型ネットワーク素子、またはこれら二つのある組み合わせを用いて、実施され得る。分散型素子整合において、下地基材の誘電率を変化するために、薄ＦＥ膜または厚ＦＥ膜が、平面（マイクロストリップ、ストリップライン、ＣＰＷ、その他）のパッシブ整合回路に使用され得、整合回路の電気的長さ、または共振器の電気的長さ、もしくは特性インピーダンスの変化を達成する。平面整合回路の使用は、増幅器または回路の設計の当業者にとって、馴染みのあるものである。整合ネットワークは、本明細書では、さらに一般的な分散型の誘電構造または静電容量構造に加え、混合型および連結型であり得る。集中要素整合構成部品が使用されている場合には、ＦＥ型の可同調コンデンサは、変化を達成するために、同様に使用され得る。ＦＥコンデンサと関連する、比例誘電分散、高いＱ、および低い電流消費が、バラクタダイオードなどの従来の可同調構成部品に比較して、ＦＥコンデンサを好ましいものにしている。

図３は、分散型の素子ギャップコンデンサの平面図である。ＩＤＣに比較して、ギャップコンデンサは、より良いＱを有しているが、より低い単位断面当たり静電容量（Ｗ）を有する。ＩＤＣの静電容量は、単位断面当たり、いくつかのフィンガを使用しているため、より大きい。一方、多くの通信フィルタ用途においては、大きな静電容量（Ｃ≧４．０ｐＦ）は必要とされない。このため、ギャップコンデンサはしばしば、十分な静電容量を提供し得る。ほとんどのＦＥ膜における、κの本質的に高い値は、従来のギャップコンデンサに比較して、相対的に、単位断面当たり高い静電容量（Ｗ）を提供する。

図４は、オーバーレイコンデンサの断面図である。ギャップコンデンサおよびインターデジタル型コンデンサに比較して、オーバーレイコンデンサは、最も低いＬ_ｇｅｏｍを有する。オーバーレイコンデンサは、プレート寸法（長さおよび幅）がプレート離間よりかなり大きい、平行プレーと幾何学形態の例である。このような幾何学形態において、プレート間の電場のほとんどは、端に沿った電場を除いて、均一である。周辺効果は、ガード帯域を使用することで、業界でよく知られているように、かなり低減され得る。結果として、平行プレートコンデンサからの幾何学的減衰は、きわめて低い。加えて、平行プレート幾何学形態は、小さな制御電圧揺れからの高い同調性とともに、高い静電容量を提供し得る。

図５は、インターデジタル型コンデンサ（ＩＤＣ）の平面図である。ある断面面積において、ＩＤＣは、ギャップコンデンサよりよりも高い静電容量率を提供し得る。減衰は、ギャップ間隔が減るにしたがって、増える。同様に、減衰は、フィンガ幅が減るにしたがって、増える。フィンガの長さはまた、減衰に影響し、減衰は、フィンガが長くなるにしたがって、増える（そのような構造において、奇数モード減衰が支配的である、特にＩＤＣのマイクロストリップにおける実施形態の構造において）。加えて、減衰は、さらなる鋭い角によりもたらされる減衰のため、フィンガの数が増えるにしたがって、増える。フィンガの数の増加は、ＩＤＣの静電容量の増加と典型的に関連付けられることに気付かれたい。

図６は、二つの可能な「Ｌ」型整合回路構成を示す略図である。二つのリアクタンス素子６０２および６０４は、コンデンサおよび／またはインダクタの任意の組み合わせであり得る。

図７は、π整合ネットワークを示す略図である。ここでも、リアクタンス素子７０２、７０４、および７０６は、コンデンサおよび／またはインダクタの任意の組み合わせであり得る。

図８は、「Ｔ」整合ネットワークを示す回路図である。ここでも、リアクタンス素子８０２、８０４、および８０６は、コンデンサおよび／またはインダクタの任意の組み合わせであり得る。

最も単純な形において、本発明の二重帯域整合回路は、可同調直列素子または可同調分路素子（例えばコンデンサまたはインダクタ）を使用して有効にされ得る。あるいは、二重帯域整合回路は、「Ｌ」、π、「Ｔ」、または上記の形態の組み合わせであり得る。二重帯域整合回路は、特定の形態に限定されない。

図９は、例示的な第一の同調回路１１０、および例示的な第二の同調回路１１２を示した略図である。第一の同調回路１１０は、固定インダクタンス値の第一のインダクタ２００、および選択可能静電容量値の第一の可変コンデンサ２０２を含む。第二の同調回路１１２も同様に、固定インダクタンス値の第二のインダクタ２０４、および選択可能静電容量値の第二の可変コンデンサ２０６を含む。

第一のインダクタ２００は、ライン１０４上の二重帯域回路出力ポートと基準電圧との間の分路に接続されている。例えば、基準電圧はアースであり得る。第一の可変コンデンサ２０２は、ライン１０４上の二重帯域回路出力ポートに接続された第一の端子を有する。第二のインダクタ２０４は、ライン２０８上の第一の可変コンデンサの第二の端子とライン２１０上の二重帯域整合回路入力ポートとの間に、直列に接続されている。第二の可変コンデンサ２０６は、ライン２０８上の第一の可変コンデンサ第二端子と基準電圧との間の分路に接続されている第一の端子を有する。

本発明が、図９に示されている構成部品および回路形態以外の構成部品および回路形態を用いても実現され得ることを理解されたい。また、ポールの数を増加し、回路の同調が向上するよう、および／または回路の周波数応答が向上するように、固定値あるいは可変値の追加的構成部品も加えられ得る。

通信帯域の特定のセットを選択するために使用する、具体的な構成部品値の例は次のとおりである。本例において、第一のインダクタ２００は、８．２ナノヘンリー（ｎＨ）のインダクタンスを有し、第一の可変コンデンサ２０２は、１．５ピコファラド（ｐＦ）から４ｐＦの範囲の静電容量を有する。第二のインダクタ２０４は、４．７ｎＨのインダクタンスを有する。第二の可変コンデンサ２０６は、０．７ｐＦと２ｐＦとの間の範囲の静電容量を有する。

上記の第一の同調回路値を使用した場合、第一の周波数は、１．５ｐＦの値を有する第一の可変コンデンサに応答し、第三の周波数は、４ｐＦの値に応答する。第二の同調回路値を使用した場合、第二の周波数は、０．７ｐＦの値を有する第二の可変コンデンサに応答し、第四の周波数は、２ｐＦの値に応答する。

この特定の例において、第一および第三の通信帯域は同じである（図２ｂを参照）。すなわち、整合回路が、第一および第二の通信帯域、または第一（第三）および第四の通信帯域に対してインピーダンス整合を提供する。ひとつの局面において、二重帯域整合回路は、第一（第三）の通信帯域において８２４メガヘルツ（ＭＨｚ）と８９４ＭＨｚとの間の範囲、第二の通信帯域において１８５０ＭＨｚと１９９０ＭＨｚとの間の範囲、さらに第四の通信帯域において１５６５ＭＨｚから１５８５ＭＨｚの範囲の共役インピーダンスを供給する。

図１２は、８２４ＭＨｚと１８５０ＭＨｚとの間を示す、例示的なアンテナインピーダンスを表したスミスチャート形式の図である。

図１３は、図９の整合回路にインタフェースされた、図１２のアンテナのインピーダンスおよび関連する反射減衰量を示す。整合回路の第一のコンデンサ値は、１．５ｐｆあり、第二のコンデンサ値は０．７ｐｆである。共役インピーダンスは、およそ８５０ＭＨｚおよび１９００ＭＨｚで供給される。

図１４は、整合回路の第一のコンデンサ値が４ｐｆであり、第二のコンデンサ値が２ｐｆであるときの、図１２のアンテナのインピーダンスおよび関連する反射減衰量を示す。共役インピーダンスは、およそ８５０ＭＨｚおよび１５７５ＭＨｚで供給される。

あるいは、第一および第三の通信帯域が、異なる周波数範囲をカバーする。例えば、二重帯域整合回路が、第一の通信帯域において８２４ＭＨｚと８９４ＭＨｚとの間の範囲、第二の通信帯域において１８５０ＭＨｚと１９９０ＭＨｚとの間の範囲、第三の通信帯域において８８０ＭＨｚと９６０ＭＨｚとの間の範囲、そして第四の通信帯域において１７１０ＭＨｚから１８８０ＭＨｚの範囲で共役インピーダンスを提供し得る。整合回路はまた、１８５０ＭＨｚと２２００ＭＨｚとの間のＵＭＴＳ帯域における共役インピーダンスを供給し得る。

他の通信帯域、帯域幅、および帯域間隔は、第一および第二の同調回路において、異なる構成部品値を選択することで達成され得る。さらに、異なる通信帯域の間の複数帯域アンテナ（すなわち、３帯域アンテナ）に同調することが可能な整合回路を作成するために、上述の整合回路のコンセプトの変更も可能であり得る。同様に、このコンセプトは、複数の通信帯域の組み合わせ（３セット以上の二重帯域の組み合わせ）に対して二重帯域共役整合を供給することが可能な、整合回路へ拡張され得る。例示的な同調回路は、ＦＥコンデンサを用いて実現されるが、バラクタダイオードまたは機械的に同調可能なコンデンサなどの従来の可変構成部品、もしくはＦＥおよび従来の可変構成部品の組み合わせなどを用いて回路を構築することが可能である。

図１０は、二重帯域アンテナ整合システムを用いた、本発明の無線通信デバイスの略ブロック図である。デバイス４００は、第一、第二、第三、および第四の通信帯域において通信するために、ライン２１０上の無線通信ポートを有する送受信器４０２を備える。アンテナ１０２は、周波数依存インピーダンスとともに、ライン１０４上のインタフェースポートを有する。二重帯域整合回路１０６は、ライン２１０上の送受信器無線通信ポートに接続された入力ポート、およびライン１０４上のアンテナインタフェースポートに接続された出力ポートを含む。二重帯域整合回路１０６は、第一および第二の通信帯域、または第三および第四の通信帯域において共役インピーダンスを選択的に供給する。

図１の説明において述べられているように、二重帯域整合回路１０６は、第一の同調された周波数に応答して、第一の通信帯域に対して共役インピーダンスを供給し、同時に第二の同調された周波数に応答して、第二の通信帯域に対して共役インピーダンスを供給する。あるいは、二重帯域整合回路１０６は、第三の同調された周波数応答して、第三の通信帯域に対して共役インピーダンスを供給し、同時に第四の同調された周波数に応答して、第四の通信帯域に対して共役インピーダンスを提供する。二重帯域整合回路はさらに、第一および第三の周波数に選択的に同調され得る第一の同調回路１１０、ならびに第二および第四の周波数に選択的に同調され得る第二の同調回路１１２を含む。第一および第二の同調回路１１０および１１２の詳細は上述されており、簡潔をきするため、ここに繰り返さない。

本発明の一つの局面において、第一および第三の通信帯域は、送信帯域幅であり、第二および第四の通信帯域は、受信帯域幅である。この観点から、送受信器４０２は、送信および受信機能を組み入れている。別の局面において、四つの通信帯域の全ては、受信帯域幅、あるいは送信帯域幅である。通信帯域は、電話、Ｂｌｕｅｔｏｏｔｈ、ＧＰＳ、およびラジオ通信をサポートし得る。典型的には、送受信器４０２は、比較的狭いチャネルへ選択的に同調される。各通信帯域は典型的に、周波数連続の複数のチャネルを含む。

図１に説明されている例示的回路のように、二重帯域回路１０６は、第一および第二の通信帯域もしくは第三および第四の通信帯域において共役インピーダンスを供給し得、ここで第一および第三の通信帯域は同じである。例えば、二重帯域整合回路１０６は、８２４メガヘルツ（ＭＨｚ）と８９４ＭＨｚとの間の範囲にある第一（第三）の通信帯域において、１８５０ＭＨｚと１９９０ＭＨｚの範囲にある第二の通信帯域において、ならびに１５６５ＭＨｚと１５８５ＭＨｚとの間の範囲にある第四の通信帯域において、共役インピーダンスを供給し得る。

あるいは、第一および第三の通信帯域は、異なる周波数範囲をカバーし、二重帯域整合回路１０６が、８２４メガヘルツ（ＭＨｚ）と８９４ＭＨｚとの間の範囲にある第一の通信帯域において、１８５０ＭＨｚと１９９０ＭＨｚとの間の範囲にある第二の通信帯域において、８８０ＭＨｚと９６０ＭＨｚとの間の範囲にある第三の通信帯域において、ならびに１７１０ＭＨｚと１８８０ＭＨｚとの間の範囲にある第四の通信帯域において共役インピーダンスを供給する。

他の通信帯域、帯域幅、および帯域幅間隔は、第一、および第二の同調回路における、異なる構成部品値を選択することによって実現され得る。さらに、上述の整合回路のコンセプトを、異なる通信帯域の間の複数帯域アンテナに同調することが可能な整合回路へ拡張することが可能である。同様に、このコンセプトは、通信帯域の複数の組み合わせのために、二重帯域共役整合を供給することが可能な、整合回路へ拡張され得る。例示的同調回路は、ＦＥコンデンサを用いて実現されるが、従来の可変構成部品、もしくはＦＥおよび従来の可変構成部品の組み合わせを用いて回路を構築することも可能である。

図１１は、アンテナを二重帯域インピーダンス整合するための本発明の方法を説明する、フローチャートである。方法は、明快さをきするために一連の番号付ステップとして説明されているが、明示されていない限り、番号から特定の順序が推測されてはならない。これらのステップのいくつかは、飛ばされ得、並列して行われ得、または一連の厳密な順序を保持する必要なく行なわれ得る。方法は、ステップ６００から開始する。

ステップ６０２は、アンテナからの周波数依存インピーダンスを受け取る。ステップ６０８は、第一および第二の通信帯域において、もしくは第三および第四の通信帯域において、アンテナに対する共役インピーダンス整合を選択的に供給する。いくつかの局面においては、ステップ６０８は、直列同調素子、分路可同調素子、「Ｌ」ネットワーク、πネットワーク、「Ｔ」ネットワーク、または上記形態の組み合わせなどの整合形態を使用する。

本方法のいくつかの局面において、ステップ６０４は、第一の同調回路を第一の周波数に同調する。ステップ６０６は同時に、第二の同調回路を第二の周波数に同調する。つづいて、第一および第二の通信帯域においてアンテナを整合するために共役インピーダンスを選択的に供給することは、第一の周波数に応答して第一の通信帯域においてアンテナを整合し、同時に第二の周波数に応答して第二の通信帯域においてアンテナを整合する、ステップ６０８ａを含む。

別の局面において、ステップ６０４は、第三の周波数に第一の同調回路を同調し、ステップ６０６は、第四の周波数に第二の同調回路を同調する。つづいて、ステップ６０８ｂが第三の周波数に応答して第三の通信帯域においてアンテナを整合し、同時に第四の周波数に応答して第四の通信帯域においてアンテナを整合する。

別の局面において、ステップ６０４およびステップ６０６は、サブステップを含む。ステップ６０４ａは、第一の同調回路に対して第一の制御電圧を供給し、ステップ６０４ｂは制御電圧に応答して強誘電（ＦＥ）材料の誘電定数を調節する。同様に、ステップ６０６ａは、第二の同調回路に対して第二の制御電圧を供給し、ステップ６０６ｂは、制御電圧に応答して、ＦＥ誘電材料の誘電定数を調節する。ひとつの局面において、誘電定数と制御電圧との間には、比例関係がある。別の局面において、この関係は、特に０Ｖと３Ｖとの間の同調範囲において、バラクタダイオードの電圧／静電容量曲線よりもより直線的である。

いくつかの局面において、第一の同調回路（ステップ６０４における）は、固定インダクタンス値の第一のインダクに接続された、選択可能な静電容量値の第一の可変コンデンサを同調する。同様に、ステップ６０６において、第二の同調回路は、固定インダクタンス値の第二インダクタに接続された、選択可能な静電容量値の第二の可変コンデンサを同調する。

例えば、ステップ６０４は、８．２ナノヘンリー（ｎＨ）の固定インダクタンス値の第一のインダクタに接続された、１．５ピコファラドと４ピコファラド（ｐＦ）との間の範囲で選択可能な静電容量値の第一の可変コンデンサを同調することを含み得る。ステップ６０６は、４．７ｎＨの固定インダクタンス値の第二のインダクタに接続された、０．７ｐＦと２ｐＦとの間の範囲で選択可能な静電容量値の第二の可変コンデンサを同調することを含み得る。

さらにこの例において、ステップ６０４で、１．５ｐＦの第一の可変コンデンサ値を使用することにより、第一の周波数を同調し、４ｐＦの第一の可変コンデンサ値を使用することにより、第三の周波数に同調する。ステップ６０６において、第二の同調回路が、０．７ｐＦの第二の可変コンデンサ値を使用することにより、第二の周波数へ同調し、２ｐＦの第二の可変コンデンサ値を使用することにより、第四の周波数へ同調する。この例において、ステップ６０８ａは、８２４ＭＨｚから８９４ＭＨｚの範囲にある第一の通信帯域に、１８５０ＭＨｚから１９９０ＭＨｚの範囲にある第二の通信帯域に、アンテナを整合する（それぞれ、第一、第二の周波数を使用して）。あるいは、ステップ６０８ｂは、８２４ＭＨｚから８９４ＭＨｚの範囲にある第三の通信帯域に、１５６５ＭＨｚから１５８５ＭＨｚの範囲にある第四の通信帯域に、アンテナを整合する。この特定の例において、第一および第三の通信帯域は同じである。

第一、および第三の通信帯域が、異なる周波数をカバーする、別の例において、ステップ６０８ａは、８２４ＭＨｚから８９４ＭＨｚの範囲にある第一の通信帯域に、および１８５０ＭＨｚから１９９０ＭＨｚの範囲にある第二の通信帯域にアンテナを整合し得る。この代替案において、ステップ６０８ｂは、８８０ＭＨｚから９６０ＭＨｚの範囲にある第三の通信帯域に、１７１０ＭＨｚから１８８０ＭＨｚの範囲にある第四の通信帯域にアンテナを整合する。

二重帯域アンテナ整合システム、二重帯域整合システムを使用する無線デバイス、および二重帯域アンテナ整合のための方法が提供された。例示的構成部品値、回路構成、および周波数が、本発明を明確にするために提示された。しかし、本発明は、必ずしもこれらの例に制限されない。可変値電気構成部品も、ＦＥ材料を使用し、提示された。しかし、従来の構成部品、または従来の構成部品およびＦＥ構成部品の組み合わせを使用し、本発明を実現することも可能であり得る。さらに、ＦＥ材料が回路基板誘電体として使用されているときに、例えばマイクロストリップインダクタの電気的長さを変更するために、同調の変更も実現され得る。本発明の他の変形および実施形態は、当業者が想起し得る。

本発明の二重帯域アンテナ整合システムの略ブロック図である。 図２ａおよび図２ｂは、第一、第二、第三、および第四の通信帯域の互いの関係を説明する、グラフである。 分散型素子ギャップコンデンサの平面図である。 オーバーレイコンデンサの断面図である。 インターデジタル型コンデンサ（ＩＤＣ）の平面図である。 可能である、二つの「Ｌ」整合回路構成を説明する、略図である。 π整合ネットワークを説明する、略図である。 「Ｔ」整合ネットワークを説明する、略図である。 例示的第一の同調回路、および例示的第二の同調回路を説明する、略図である。 二重帯域アンテナ整合システムを有する、本発明の無線通信デバイスの略図である。 アンテナを二重帯域インピーダンス整合するための、本発明の方法を説明するフローチャートである。 ８２４ＭＨｚと１８５０ＭＨｚとの間の、例示的アンテナインピーダンスを説明するスミスチャート形式の図である。 図９の整合回路にインタフェースされた、図１２のアンテナのインピーダンスおよび関連する反射減衰量を説明する。 整合回路の第一のコンデンサ値が４ｐｆおよび第二のコンデンサ値が２ｐｆであるときに、図１２のアンテナのインピーダンスおよび関連する反射減衰量を説明する。

Claims (42)

1. 二重帯域アンテナ整合システムであって、該システムは、
   周波数依存インピーダンスのインタフェースポートを有するアンテナと、
   該アンテナインタフェースポートに接続された出力ポートを含む二重帯域整合回路であって、
   第一および第二の通信帯域と、
   第三および第四の通信帯域と
   に共役インピーダンスを選択的に供給する、二重帯域整合回路と
   を備える、システム。
2. 前記二重帯域整合回路が、
   第一の同調周波数に応答して前記第一の通信帯域に、および
   第二の同調周波数に応答して前記第二の通信帯域に
   共役インピーダンスを同時に供給する、請求項１に記載のシステム。
3. 前記二重帯域整合回路が、
   第三の同調周波数に応答して前記第三の通信帯域に、および
   第四の同調周波数に応答して前記第四の通信帯域に
   共役インピーダンスを同時に供給する、請求項２に記載のシステム。
4. 前記二重帯域整合回路が、
   前記第一および第三の周波数に選択的に同調可能な第一の同調回路と、
   前記第二および第四の周波数に選択的に同調可能な第二の同調回路と
   をさらに備える、請求項３に記載のシステム。
5. 前記第一および第二の同調回路のそれぞれが、
   制御電圧に応答する可変誘電定数を有する強誘電（ＦＥ）材料と、
   該制御電圧を受けるためのインタフェースと
   を備える、請求項４に記載のシステム。
6. 前記第一および第二の同調回路が、直流０ボルトと３ボルトとの間の範囲の制御電圧を受け入れる、請求項５に記載のシステム。
7. 前記第一および第二の同調回路が、インターデジタル型コンデンサと、ギャップコンデンサと、オーバーレイコンデンサとを含む群から選択された強誘電可変コンデンサを備える、請求項５に記載のシステム。
8. 前記第一の同調回路が、
   固定インダクタンス値の第一のインダクタと、
   選択可能な静電容量値の第一の可変コンデンサと
   を備え、
   前記第二の同調回路が、
   固定インダクタンス値の第二のインダクタと、
   選択可能な静電容量値の第二の可変コンデンサと
   を備える、請求項４に記載のシステム。
9. 前記第一のインダクタが、前記二重帯域回路出力ポートと基準電圧との間の分路に接続されており、
   前記第一の可変コンデンサが、該二重帯域回路出力ポートに接続された第一の端子を有し、
   前記第二のインダクタが、該第一の可変コンデンサの第二の端子と二重帯域整合回路入力ポートとの間に直列で接続されており、
   前記第二の可変コンデンサが、該第一の可変コンデンサの第二の端子と該基準電圧との間の分路に接続された第一の端子を有する、請求項５に記載のシステム。
10. 前記第一のインダクタが、８．２ナノヘンリー（ｎＨ）のインダクタンスを有し、
    前記第一の可変コンデンサが、１．５ピコファラド（ｐＦ）と４ｐＦとの間の範囲の静電容量を有し、
    前記第二のインダクタが、４．７ｎＨのインダクタンスを有し、
    前記第二の可変コンデンサが、０．７ｐＦと２ｐＦとの間の範囲の静電容量を有する、請求項９に記載のシステム。
11. 前記第一の周波数が、１．５ｐＦの値を有する前記第一の可変コンデンサに応答し、前記第三の周波数が、４ｐＦの値に応答し、
    前記第二の周波数が、０．７ｐＦの値を有する前記第二の可変コンデンサに応答し、前記第四の周波数が２ｐＦの値に応答する、請求項１０に記載のシステム。
12. 前記二重帯域整合回路が、
    前記第一および第二の通信帯域と、
    前記第三および第四の通信帯域と
    において、共役インピーダンスを供給し、該第一および第三の通信帯域が同じである、請求項１１に記載のシステム。
13. 前記二重帯域整合回路が、８２４メガヘルツ（ＭＨｚ）と８９４ＭＨｚとの間の範囲にある第一（第三）の通信帯域と、１８５０ＭＨｚと１９９０ＭＨｚとの間の範囲にある第二の通信帯域と、１５６５ＭＨｚから１５８５ＭＨｚの範囲にある第四の通信帯域とにおいて共役インピーダンスを供給する、請求項１２に記載のシステム。
14. 前記二重帯域整合回路が、８２４メガヘルツ（ＭＨｚ）と８９４ＭＨｚとの間の範囲にある第一の通信帯域と、１８５０ＭＨｚと１９９０ＭＨｚとの間の範囲にある第二の通信帯域と、８８０ＭＨｚから９６０ＭＨｚの範囲にある第三の通信帯域と、１７１０ＭＨｚから１８８０ＭＨｚの範囲にある第四の通信帯域とにおいて共役インピーダンスを供給する、請求項１に記載のシステム。
15. 前記二重帯域整合回路が、可同調直列素子と、可同調分路素子と、「Ｌ」と、πと、「Ｔ」と、上記形態の組み合わせとを含む群から選択された整合形態である、請求項１に記載のシステム。
16. 前記二重帯域整合回路が、
    ２：１より良い反射減衰量を有している、前記第一および第二の通信帯域に対して共役インピーダンスを同時に供給し、
    ２：１より良い反射減衰量を有している、前記第三および第四の通信帯域に対して共役インピーダンスを同時に供給する、請求項１に記載のシステム。
17. 第一、第二、第三、および第四の通信帯域において通信するための無線通信ポートを有する送受信器と、
    周波数依存インピーダンスのインタフェースポートを有するアンテナと、
    該送受信器無線通信ポートに接続された入力ポートと、該アンテナインタフェースポートに接続された出力ポートとを備える二重帯域整合回路であって、
    該第一および第二の通信帯域と、
    該第三および第四の通信帯域と
    に共役インピーダンスを選択的に供給する、二重帯域整合回路と
    を備える、二重帯域アンテナ整合システムを用いた無線通信デバイス。
18. 前記二重帯域整合回路が、
    第一の同調周波数に応答して前記第一の通信帯域に、および
    第二の同調周波数に応答して前記第二の通信帯域に
    共役インピーダンスを同時に供給する、請求項１７に記載のデバイス。
19. 前記二重帯域整合回路が、
    第三の同調周波数に応答して前記第三の通信帯域に、および
    第四の同調周波数に応答して前記第四の通信帯域に
    共役インピーダンスを同時に供給する、請求項１８に記載のデバイス。
20. 前記二重帯域整合回路が、
    前記第一および第三の周波数に選択的に同調可能な第一同調回路と、
    前記第二および第四の周波数に選択的に同調可能な第二同調回路と
    をさらに備える、請求項１９に記載のデバイス。
21. 前記第一および第二の同調回路のそれぞれが、
    制御電圧に応答する可変誘電定数を有する強誘電（ＦＥ）材料と、
    該制御電圧を受けるインタフェースと
    を備える、請求項２０に記載のデバイス。
22. 第一および第二の同調回路が、直流０ボルトと３ボルトとの間の範囲の制御電圧を受け入れる、請求項２１に記載のデバイス。
23. 前記第一および第二の同調回路が、インターデジタル型コンデンサと、ギャップコンデンサと、オーバーレイコンデンサとを含む群から選択された強誘電可変コンデンサを備える、請求項２１に記載のデバイス。
24. 前記第一の同調回路が、
    固定インダクタンス値の第一のインダクタと、
    選択可能な静電容量値の第一の可変コンデンサと
    を備え、
    前記第二の同調回路が、
    固定インダクタンス値の第二のインダクタと、
    選択可能な静電容量値の第二の可変コンデンサと
    を備える、請求項２０に記載のデバイス。
25. 前記第一のインダクタが、前記二重帯域回路出力ポートと基準電圧との間の分路に接続されており、
    前記第一の可変コンデンサが、該二重帯域回路出力ポートに接続されている第一の端子を有し、
    前記第二のインダクタが、該第一の可変コンデンサの第二の端子と二重帯域整合回路入力ポートとの間に直列に接続されており、
    該第二の可変コンデンサが、該第一の可変コンデンサの第二の端子と該基準電圧との間の分路に接続されている第一の端子を有する、請求項２４に記載のデバイス。
26. 前記第一のインダクタが、８．２ナノヘンリー（ｎＨ）のインダクタンスを有し、
    前記第一の可変コンデンサが、１．５ピコファラド（ｐＦ）と４ｐＦとの間の範囲の静電容量を有し、
    前記第二のインダクタが、４．７ｎＨのインダクタンスを有し、
    前記第二の可変コンデンサが、０．７ｐＦと２ｐＦとの間の範囲の静電容量を有する、請求項２５に記載のデバイス。
27. 前記第一の周波数が、１．５ｐＦの値を有する前記第一の可変コンデンサに応答し、前記第三の周波数が、４ｐＦの値に応答し、
    前記第二の周波数が、０．７ｐＦの値を有する前記第二の可変コンデンサに応答し、前記第四の周波数が、２ｐＦの値に応答する、請求項２６に記載のデバイス。
28. 前記二重帯域整合回路が、
    前記第一および第二の通信帯域と、
    前記第三および第四の通信帯域と
    において共役インピーダンスを供給し、該第一および第三の通信帯域が同じである、請求項２７に記載のデバイス。
29. 前記二重帯域整合回路が、８２４メガヘルツ（ＭＨｚ）と８９４ＭＨｚとの間の範囲にある第一（第三）の通信帯域と、１８５０ＭＨｚと１９９０ＭＨｚとの間の範囲にある第二の通信帯域と、１５６５ＭＨｚから１５８５ＭＨｚの範囲にある第四の通信帯域とにおいて共役インピーダンスを供給する、請求項２８に記載のデバイス。
30. 前記二重帯域整合回路が、８２４メガヘルツ（ＭＨｚ）と８９４ＭＨｚとの間の範囲にある第一の通信帯域と、１８５０ＭＨｚと１９９０ＭＨｚとの間の範囲にある第二の通信帯域と、８８０ＭＨｚと９６０ＭＨｚとの間の範囲にある第三の通信帯域と、１７１０ＭＨｚから１８８０ＭＨｚの範囲にある第四の通信帯域とにおいて、共役インピーダンスを供給する、請求項１７に記載のデバイス。
31. 前記二重帯域整合回路が、可同調直列素子と、可同調分路素子と、「Ｌ」と、πと、「Ｔ」と、上記形態の組み合わせとを含む群から選択された整合形態である、請求項１７に記載のデバイス。
32. 前記二重帯域整合回路が、
    ２：１より良い反射減衰量を有している、前記第一および第二の通信帯域に対して共役インピーダンスを同時に供給し、
    ２：１より良い反射減衰量を有している、前記第三および第四の通信帯域に対して共役インピーダンスを同時に供給する、請求項１７に記載のデバイス。
33. アンテナからの周波数依存インピーダンスを受け入れることと、
    第一および第二の通信帯域と、
    第三および第四の通信帯域と
    において、該アンテナに対して共役インピーダンス整合を選択的に供給することと
    を包含する、アンテナを二重帯域インピーダンス整合するための方法。
34. 第一の同調回路を第一の周波数に同調することと、
    第二の同調回路を第二の周波数に同時に同調することと
    をさらに包含し、
    前記第一および第二の通信帯域において前記アンテナを整合するために前記共役インピーダンスを選択的に供給することが、
    該第一の周波数に応答して該第一の通信帯域において該アンテナを整合することと、
    該第二の周波数に応答して該第二の通信帯域において該アンテナを同時に整合することと
    をさらに包含する、請求項３３に記載の方法。
35. 前記第一の同調回路を同調することが、第三の周波数に同調することを包含し、
    前記第二の同調回路を同時に同調することが、第四の周波数に同調することを包含し、
    前記第三および第四の通信帯域において前記アンテナを整合するために共役インピーダンスを選択的に供給することが、
    該第三の周波数に応答して該第三の通信帯域において該アンテナを整合することと、
    該第四の周波数に応答して該第四の通信帯域において該アンテナを同時に整合することと
    を包含する、請求項３４に記載の方法。
36. 前記第一および第二の同調回路を同調することが、
    該第一および第二の同調回路に、それぞれ第一および第二の制御電圧を供給することと、
    該制御電圧に応答して強誘電（ＦＥ）材料の誘電定数を調整することと
    を包含する、請求項３５に記載の方法。
37. 前記第一の同調回路を同調することが、固定インダクタンス値の第一のインダクタに接続されている、選択可能な静電容量値の第一の可変コンデンサを同調することを包含し、
    前記第二の同調回路を同調することが、固定インダクタンス値の第二のインダクタに接続されている、選択可能な静電容量値の第二の可変コンデンサを同調することを包含する、請求項３５に記載の方法。
38. 前記第一の同調回路を同調することが、８．２ナノヘンリー（ｎＨ）の固定インダクタンス値の第一インダクタに接続されている、１．５ピコファラド（ｐＦ）と４ｐＦとの間の範囲の選択可能な静電容量値の第一の可変コンデンサを同調することを包含し、
    前記第二の同調回路を同調することが、４．７ｎＨの固定インダクタンス値の第二のインダクタに接続されている、０．７ｐＦと２ｐＦとの間の範囲の選択可能な静電容量値の第二の可変コンデンサを同調することを包含する、請求項３７に記載の方法。
39. 前記第一の周波数に前記第一の同調回路を同調することが、１．５ｐＦの第一の可変コンデンサ値を使用することを包含し、前記第三の周波数に同調することが、４ｐＦの第一の可変コンデンサ値を使用することを包含し、
    前記第二の周波数に前記第二の同調回路を同調することが、０．７ｐＦの第二の可変コンデンサ値を使用することを包含し、前記第四の周波数に同調することが、２ｐＦの第二の可変コンデンサ値を使用することを包含する、請求項３８に記載の方法。
40. 前記アンテナを前記第一の通信帯域および第二の通信帯域において整合することが、８２４ＭＨｚから８９４ＭＨｚの範囲にある第一の通信帯域と、１８５０ＭＨｚから１９９０ＭＨｚの範囲にある第二の通信帯域とに該アンテナを整合することを包含し、
    該アンテナを前記第三の通信帯域および前記第四の通信帯域において整合することが、８２４ＭＨｚから８９４ＭＨｚの範囲にある第三の通信帯域と、１５６５ＭＨｚから１５８５ＭＨｚの範囲にある第四の通信帯域とに該アンテナを整合することを包含する、請求項３９に記載の方法。
41. 前記アンテナを前記第一の通信帯域および第二の通信帯域において整合することが、８２４ＭＨｚから８９４ＭＨｚの範囲にある第一の通信帯域と、１８５０ＭＨｚから１９９０ＭＨｚの範囲にある第二の通信帯域とに該アンテナを整合することを包含し、
    該アンテナを前記第三の通信帯域および前記第四の通信帯域において整合することが、８８０ＭＨｚから９６０ＭＨｚの範囲にある第三の通信帯域と、１７１０ＭＨｚから１８８０ＭＨｚの範囲にある第四の通信帯域とに該アンテナを整合することを包含する、請求項３３に記載の方法。
42. 前記アンテナに対して共役インピーダンス整合を選択的に供給することが、直列可同調素子と、分路可同調素子と、「Ｌ」ネットワークと、πネットワークと、「Ｔ」ネットワークと、上記形態の組み合わせとを含む群から選択された整合形態を使用することを包含する、請求項３３に記載の方法。

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