JP2013229832A

JP2013229832A - インピーダンス整合回路

Info

Publication number: JP2013229832A
Application number: JP2012101988A
Authority: JP
Inventors: Kentaro Nakamura; 中村　　健太郎; Hitoshi Mikata; 仁三ケ田; Fumitaka Iizuka; 文隆飯塚
Original assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Current assignee: Taiyo Yuden Co Ltd
Priority date: 2012-04-27
Filing date: 2012-04-27
Publication date: 2013-11-07

Abstract

【課題】広い周波数帯域に渡りインピーダンス整合が可能で、かつ、異なる近傍の帯域における整合にも利用でき、低損失で小型の可変容量素子を組み込める汎用的なインピーダンス整合回路を提供する。
【解決手段】低損失で小型の第１の可変容量素子（Ｃ１）、および第２の可変容量素子（Ｃ３）を、アンテナ１と送受信回路２との間に並列に接続される第１の誘導性素子（Ｌ１）と第２の誘導性素子（Ｌ３）との間に設け、更に、第３の誘導性素子（Ｌ２）を第３の可変容量素子（Ｃ２）と並列接続してインピーダンス整合回路３を構成する。
【選択図】図１

Description

本発明は、出力（送信）側と入力（受信）側のインピーダンスの整合をとる、例えば、携帯無線機等のアンテナに接続して好適なインピーダンス整合回路に関する。

携帯電話等の無線通信を行う電子機器は、例えば、特許文献１，２，３，４，５に示されるように、アンテナと送受信回路との間にインピーダンス整合回路が配置される。インピーダンス整合回路を配置することにより、送受信回路からアンテナを見た際のインピーダンスが送受信回路側のインピーダンスと合う（整合する）ように設定され、通常、５０Ω近傍に整合されることが多い。

特許文献４には、無線機等で一般的に用いられるインピーダンス整合回路が開示されている。特許文献４の図５には、アンテナと送受信回路の間に誘導性素子が直列に接続され、誘導性素子の前後に容量素子が並列に接続され、グランドに接地されたΠ型のインピーダンス整合回路が例示されている。

ところで、携帯電話では、使用中、アンテナが人体や他の携帯機器等に近接するため、自由空間に置かれた状態と異なりアンテナインピーダンスが変化し、送受信回路との間でインピーダンスの不整合が生じアンテナ特性が変化する。アンテナの特性変化とはアンテナの効率の劣化をいい、反射損失の増大、或いはゲインの劣化により発生する。反射損失が増加すると、アンテナの特性が変化するだけにとどまらず、送受信帯域の通過域損失も大幅に増加する。そのため、人体等の周囲環境により生じた不整合をインピーダンス整合回路により補償し、アンテナ特性の劣化を抑制する必要がある。

しかしながら、人体等周囲の環境影響によって変動したアンテナインピーダンスの不整合は、固定値をとる素子を組合せた回路では解消できない程度に大きい。そのため、インピーダンス整合回路を構成する各素子の容量を可変にし、変動したインピーダンスに柔軟に対応し、整合させる方法が採用されている。携帯電話機で商用利用される周波数では、実用的な可変誘導性素子が無いため、特許文献４の図５に開示されているように、バラクタダイオード等の可変容量素子が利用される。

インピーダンスの不整合度はＶＳＷＲ（Voltage Standing Wave Ratio）で定量化されることが知られている。具体的には、ＶＳＷＲが１で反射損失が０になった状態が完全な整合を表し、不整合度が増すことによりＶＳＷＲが１より大きくなる。人体等、環境の影響によりＶＳＷＲが最小となる周波数がシフトすればＶＳＷＲが劣化する。したがって、特許文献４の図５に示すインピーダンス整合回路によれば、使用する周波数でＶＳＷＲが最小となるように回路を構成する素子値を調整することができる。

現状、携帯無線機器に搭載できる小型かつ低損失（高Ｑ）の実用的な可変の誘導性素子は無いため、代わりに容量性素子を可変にしたインピーダンス整合回路が検討されている。特許文献５には、図５に、３つの可変容量素子を組み込んだインピーダンス整合回路が開示されている。特許文献５に開示された技術によれば、可変容量の可変比が２０〜２００以上に大きくできればアンテナインピーダンスが変化してスミスチャート上のどの領域に移動したとしてもインピーダンス整合が可能な回路になる。また、スミスチャート上の広い領域をカバーできることは、アンテナの形状や特性に依存しないことを意味し、どのようなアンテナにも適応できる汎用的なインピーダンス整合回路であるといえる。

しかしながら、バリキャップダイオードやＲＦ−ＣＭＯＳ、強誘電体バラクタといった可変容量素子で実用上利用できる可変比は１０以下であり、可変比が１０以下になると、スミスチャート上でカバーできる領域は挟まってしまう。そこで、図３４に示されるように、スイッチにより誘導性素子、或いは容量性素子の有効／無効を切り替えて回路形式を変える方法が知られている（例えば、特許文献１参照）。

特開２０００−１２４７２８号公報特開２００４−３２０４０９号公報特表２０１１−５２１５７７号公報特開昭５９−４３１３号公報特開２００８−３０６４２８号公報

上記した特許文献５に開示された技術により回路形式を切替えれば汎用性が向上することが期待されるが、開示された回路構成では容量素子の可変比が小さいときには十分な効果が期待できない。具体的に、本明細書の図３３に切り替え前後における回路構成と、それぞれのスミスチャートが示されている。図３３（ａ）は切り替え前、図３３（ｂ）は切替え後におけるそれぞれの構成と、利得および損失を示すスミスチャートである。いずれも、可変比を６としたときに、周波数８８０［ＭＨｚ］〜９６０［ＭＨｚ］帯において、ＶＳＷＲが２以下に整合できる領域を淡い黒色で、利得が０以上にできる領域を濃い黒色の集合で表現した。

これを対比すると、構成Ｂは、カバーされるスミスチャート上の領域が構成Ａに比べて狭くなっており、かつ、かなりの領域が被っていることがわかる。構成Ａの回路はスミスチャート上の広い領域に適応できるが、スイッチで切替えた構成Ｂの回路では対応できる領域が狭いために切替えたことによるメリットはない。図３４（ｂ）、（ｃ）も同様にスイッチによる切替えで相補的な特性になり補完しあえるようなメリットは十分に享受できない。このため、可変容量の可変比が小さくてもスミスチャート上の広い領域をカバーでき、かつスイッチで回路を構成する素子を切替えることで領域を補完的にカバーさせることによって汎用的に使用できるインピーダンス整合回路の出現が望まれている。

ところで、人体等環境の影響は時間的に一定ではなく、常に変動した分を補償することになればシステムには大きな負荷がかかる。負荷を減らすには変動の影響を受け難くすれば良く、そのためには広い周波数帯域に渡って整合可能なインピーダンス整合回路が必要になる。近年、携帯無線機器においては、マルチバンド化が進み、アンテナに加え、アンテナのインピーダンス整合回路側でも複数のバンドに対応させる必要がある。例えば、８２４［ＭＨｚ］〜９６０［ＭＨｚ］が利用されていた周波数帯では、６９９［ＭＨz］〜９６０［ＭＨｚ］に帯域が拡大する。また、高い周波数では１７１０［ＭＨｚ］〜２１７０［ＭＨｚ］に、２３００［ＭＨｚ］〜２６７０［ＭＨｚ］が加わり帯域が拡大する。バンド毎に個別の整合回路を用意することになれば回路の設置面積が増大するため、複数バンドに適応した可変のインピーダンス整合回路の出現が望まれる。

本発明は上記した課題を解決するためになされたものであり、広い周波数帯域に渡りインピーダンス整合が可能で、かつ、異なる近傍の帯域における整合にも利用でき、低損失で小型の可変容量素子を組み込める汎用的なインピーダンス整合回路を提供することを目的とする。

上記した課題を解決するために本発明は、アンテナと送受信回路との間に配置されるインピーダンス整合回路であって、前記アンテナと前記送受信回路との間に並列に接続される第１の誘導性素子、および第２の誘導性素子と、前記第１の誘導性素子と前記第２の誘導性素子との間に設けられ、前記アンテナと前記送受信回路との間に並列に接続される第１の可変容量素子、および第２の可変容量素子と、前記アンテナと前記送受信回路との間に直列に接続される第３の可変容量素子と、前記第３の可変容量素子に並列に接続される第３の誘導性素子と、を含むことを特徴とする。

本発明によれば、低損失で小型の第１の可変容量素子、および第２の可変容量素子を、アンテナと送受信回路との間に並列に接続される第１の誘導性素子と第２の誘導性素子との間に設け、更に、第３の誘導性素子を第３の可変容量素子と並列接続してインピーダンス整合回路を構成することにより、帯域通過特性を示すことから使用帯域以外の帯域ではアイソレーションが取れ、送受信回路の高調波成分を低減することができる。また、例えば、低周波側のバンドに対応したインピーダンス整合回路の系統と、高周波側のバンドに対応したインピーダンス整合回路の系統とに分けた構成が実現でき、したがって、広い周波数帯域に渡ってインピーダンス整合が可能で、かつ、異なる近傍の帯域におけるインピーダンス整合にも利用することができる。また、第１および第２の可変容量素子に耐圧が低い素子を使用しても、第１および第２の誘導性素子により静電気放電等の急激な電圧変動に対して保護することができる。

本発明において、前記アンテナと前記送受信回路との間に、前記第３の誘導性素子を選択的に接続するスイッチ素子、前記第３の可変容量素子を選択的に接続するスイッチ素子、前記第１の誘導性素子および前記第２の誘導性素子を選択的に接続するスイッチ素子、前記第３の可変容量素子および前記第３の誘導性素子の一方を選択的に接続するスイッチ素子、の少なくとも一つを含むことを特徴とする。本発明によれば、可変比が小さい可変容量素子を用いた場合でもスイッチ切り替えにより回路形式を変更できるため、汎用性の高いインピーダンス整合回路を提供することができる。

本発明において、前記可変容量素子は、可変比が１０以下であることを特徴とする。本発明によれば、可変比が１０以下の小さい可変容量素子を用いた場合でもスイッチ切り替えにより回路形式を変更できるため、汎用性の高いインピーダンス整合回路を提供することができる。

本発明において、前記可変容量素子は、０．１［ｐＦ］〜６０［ｐＦ］の容量を有し、前記誘導性素子は、０．１〜２０［ｎＨ］のインダクタンスを有することを特徴とする。本発明によれば、前記した容量を有する素子で回路を構成することにより、広い周波数帯域に渡ってインピーダンス整合が可能で、かつ、異なる近傍の帯域におけるインピーダンス整合にも利用可能なインピーダンス整合回路を提供することができる。

本発明によれば、広い周波数帯域に渡りインピーダンス整合が可能で、かつ、異なる近傍の帯域における整合にも利用でき、低損失で小型の可変容量素子を組み込める汎用的なインピーダンス整合回路を提供することができる。

本発明の実施の形態に係るインピーダンス整合回路の回路構成を示す図である。本発明の実施の形態に係るインピーダンス整合回路の回路形式の変更例を示す図である。本発明の実施の形態に係るインピーダンス整合回路の回路形式の更なる変更例を示す図である。性能評価に利用したアンテナインピーダンス整合回路の構成を示す図である。従来のΠ型のインピーダンス整合回路の回路構成を示す図である。図５に示すインピーダンス整合回路のアンテナインピーダンスをスミスチャート上にプロットした図である。容量素子の容量を可変にした場合の利得および損失をスミスチャート上にプロットして示した図である。誘導性素子を含むインピーダンス整合回路の一例を示す図である。誘導性素子のインダクタンスを可変にした場合のＧＴ’、ＧＴとＶＳＷＲをスミスチャート上にプロットして示した図である。ジャイレータ変換により誘導性素子を容量性素子に置換した従来のインピーダンス整合回路の一例を示す図である。可変容量素子がバリキャップダイオードで虚ジャイレータがλ／４線路である従来のインピーダンス整合回路の一例を示す図である。図１０のインピーダンス整合回路をＢＰＦ変換して虚ジャイレータを容量素子からなる回路に置換した回路構成を示す図である。図１２のインピーダンス整合回路において、容量素子の容量を可変にした場合の回路構成を示す図である。図１３のインピーダンス整合回路のインピーダンスをスミスチャート上にプロットして示した図である。図１３の容量素子に並列に誘導性素子を付加した本発明の実施の形態に係るインピーダンス整合回路を示す図である。図１５のインピーダンス整合回路のインピーダンスをスミスチャート上にプロットして示した図である。図１５のインピーダンス整合回路で可変容量の可変比が１０以下とした場合の特性をスミスチャート上にプロットして示した図である。図１５のインピーダンス整合回路で可変容量の可変比が１０以下とした場合の特性をスミスチャート上にプロットして示した図である。スイッチ素子を誘導性素子と直列に接続したインピーダンス整合回路の一例を示す図である。図１９のインピーダンス整合回路の特性をスミスチャート上にブロットして示した図である。スイッチ素子を可変容量素子と直列に接続したインピーダンス整合回路の一例を示す図である。図２１のインピーダンス整合回路の特性をスミスチャート上にブロットして示した図である。図２１のインピーダンス整合回路の特性をスミスチャート上にブロットして示した図である。ＳＰＤＴのスイッチ素子により容量素子と誘導性素子とを切り替えるインピーダンス整合回路の構成を示す図である。容量素子のＱ値とアンテナ特性との関係を示す図である。誘導性素子のＱ値とアンテナ特性との関係を示す図である。ＭＥＭスイッチを組み込んだ場合のインピーダンス整合回路の特性を示す図である。スイッチ素子の有無によるインピーダンス整合回路の特性の差異をスミスチャート上にプロットして示した図である。スイッチ素子の有無によるインピーダンス整合回路の特性の差異をスミスチャート上にプロットして示した図である。携帯電話の自由空間におけるアンテナインピーダンスの特性を示す図である。携帯電話を擬似人体の手のひらに密着させた状態で測定されたアンテナインピーダンス特性を示す図である。本発明の実施形態に係るインピーダンス整合回路のアンテナインピーダンス特性を示す図である。整合前後におけるＶＳＷＲ、アンテナ効率、利得を示す図である。従来のインピーダンス整合回路において、スイッチ素子による切り替え前後の回路構成と、切り替え前後におけるスミスチャートを示す図である。従来のインピーダンス整合回路の回路構成の一例を示す図である。

（実施形態の構成）
以下、添付図面を参照して本発明を実施するための実施の形態（以下、単に本実施形態という）について詳細に説明する。

図１は、本実施形態に係るインピーダンス整合回路の回路構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態に係るインピーダンス整合回路３は、アンテナ１とベースバンドＩＣを含む送受信回路２との間に配置される。また、インピーダンス整合回路中の可変容量素子の素子値を個別に調整して、アンテナと送受信回路２のインピーダンスを整合させるための制御装置４と、通信状態をモニタするセンシング装置５を備える。制御装置４にはセンシング装置５或いは送受信回路２を介して送受信状態がフィードバックされる。なお、センシング装置５は送受信回路２側に含めることができるため省略できる。

インピーダンス整合回路３は、アンテナ１と受信回路２との間に並列に接続される第１の誘導性素子（Ｌ１）、および第２の誘導性素子（Ｌ３）と、第１の誘導性素子（Ｌ１）と第２の誘導性素子（Ｌ３）との間に設けられ、アンテナ１と受信回路２との間に並列に接続される第１の可変容量素子（Ｃ１）、および第２の可変容量素子（Ｃ３）と、アンテナ１と受信回路２との間に直列に接続される第３の可変容量素子（Ｃ２）と、第３の可変容量素子（Ｃ２）に並列に接続される第３の誘導性素子（Ｌ２）と、を含み、構成される。なお、第１、第２の可変容量素子（Ｃ１，Ｃ３）と、第１、第２の誘導性素子（Ｌ１，Ｌ３）の一端はグランドに接地されている。

ここで、第１、第２、第３の可変容量素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３は、可変比が１０以下であり、０．１［ｐＦ］〜６０［ｐＦ］の容量を有し、第１、第２、第３の誘導性素子は、０．１〜２０［ｎＨ］のインダクタンスを有するものとする。

後述する評価結果で説明されるように、低損失で小型の第１の可変容量素子（Ｃ１）、および第２の可変容量素子（Ｃ３）を、アンテナ１と受信回路２との間に並列に接続される第１の誘導性素子（Ｌ１）と第２の誘導性素子（Ｌ３）との間に設け、更に、第３の誘導性素子（Ｌ２）を第３の可変容量素子（Ｃ２）と並列接続してインピーダンス整合回路３を構成することにより、帯域通過特性を示すことから、使用帯域以外の帯域ではアイソレーションが取れ送受信回路の高調波成分を低減することができる。また、例えば、低周波側のバンドに対応したインピーダンス整合回路の系統と、高周波側のバンドに対応したインピーダンス整合回路の系統とに分けた構成が実現でき、したがって、広い周波数帯域に渡ってインピーダンス整合が可能で、かつ、異なる近傍の帯域におけるインピーダンス整合にも利用することができる。また、第１および第２の可変容量素子（Ｃ１，Ｃ３）に耐圧が低い素子を使用しても、第１および第２の誘導性素子（Ｌ１，Ｌ３）により、例えばＥＳＤ（Electro-Static Discharge：静電気放電）等の急激な電圧変動に対して保護することができるといった利点も得られる。

図２、図３は、本実施形態に係るインピーダンス整合回路３の回路形式の変更例を示す図である。スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３，ＳＷ４により誘導性素子Ｌ１，Ｌ２，Ｌ３、或いは可変容量素子Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３の有効／無効を切り替えて回路形式を変え、インピーダンス整合回路３に汎用性を持たせる意味で使用される。

図２（ａ）に示すインピーダンス整合回路３は、アンテナ１と受信回路２との間に、第３の誘導性素子（Ｌ２）を選択的に接続するスイッチ素子（ＳＷ１）を、図２（ｂ）に示すインピーダンス整合回路３は、第３の可変容量素子（Ｃ２）を選択的に接続するスイッチ素子（ＳＷ２）を、図２（ｃ）は、第１の誘導性素子（Ｌ１）および第２の誘導性素子（Ｌ３）を選択的に接続するスイッチ素子（ＳＷ３）を、それぞれ介挿した例を示す。また、図３は、アンテナ１と受信回路２との間に、第３の可変容量素子（Ｃ２）および第３の誘導性素子（Ｌ２）の一方を選択的に接続するスイッチ素子（ＳＷ４）を介挿した例を示す。

後述する評価結果で説明されるように、上記構成により、アンテナ１と受信回路２との間に、第３の誘導性素子（Ｌ２）を選択的に接続するスイッチ素子（ＳＷ１）、第３の可変容量素子（Ｃ２）を選択的に接続するスイッチ素子（ＳＷ２）、第１の誘導性素子（Ｌ１）および第２の誘導性素子（Ｌ２）を選択的に接続するスイッチ素子（ＳＷ３）、第３の可変容量素子（Ｃ２）および第３の誘導性素子（Ｌ２）の一方を選択的に接続するスイッチ素子（ＳＷ４）、の少なくとも一つを含むことにより、可変比が小さい可変容量素子（Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３）を用いた場合でもスイッチ切り替えにより回路形式を変更できるため、汎用性の高いインピーダンス整合回路３を提供することができる。

（実施形態の評価）
以下、図４〜図３２を参照して、図１〜図３に示す本実施形態に係るインピーダンス整合回路３の評価結果について説明する。ここで、インピーダンス整合回路３の性能は、トランスデューサ電力利得（Transducer Gain)によって、インピーダンス整合回路を挿入しない場合に対して挿入した場合の効果を評価した。図４に示すアンテナインピーダンス整合回路は、アンテナ１と送受信回路４との間にインピーダンス整合回路３を配置した図である。ここで、アンテナインピーダンスがｚ_Ｌのときのアンテナ１側の反射係数をΓ_Ｌ、送受信回路４のインピーダンスがｚ_sのときの反射係数をΓｓとすれば、インピーダンス整合回路３が無い場合のトランスデューサ電力利得は、以下の演算式（１）で示すＧ_Ｔｏで表され、インピーダンス整合回路３を挿入した場合のＧＴは以下の演算式（２）で示すＧγで表される。これにより、インピーダンス整合回路３を挿入した場合のトランスデューサ電力利得は、以下の演算式（３）で示すＧ_Ｔ’で表わされる。

ここでは、インピーダンス整合回路３の５０Ω系でのＳパラメータをｓ１１,ｓ２１，ｓ１２，ｓ２２とし、Ｚ_Ｓが５０ΩでアンテナインピーダンスがＺ_ＬのときのＳパラメータをｓ’１１，ｓ’２１，ｓ’１２，ｓ’２２とした。

図５に示す、従来使用していたΠ型のインピーダンス整合回路について、２つの容量性素子を可変にした場合に、調査した帯域全域に渡り利得（ＧＴ’)が０ｄＢ以上になるアンテナインピーダンス（利得の被覆特性）を図６（ａ）に、調査した帯域全域に渡り挿入損失（ＧＴ)が０．５ｄＢ以下になるアンテナインピーダンス（損失の被覆特性）を図６（ｂ）に、それぞれスミスチャート上にプロットして示した。図６（ａ）（ｂ）には、併せて調査した帯域全域に渡りＶＳＷＲが２以下に整合されるアンテナインピーダンスについてもプロットした。整合後のＶＳＷＲが２より著しく増加した場合については、利得（ＧＴ’)が０［ｄＢ］以上であっても実用上の恩恵が小さくなるためである。ここでは、アンテナインピ−ダンスについて調査した全周波数帯域に渡ってΓ_Ｌを一定とした。

図７（ａ）（ｂ）に、図５のΠ型のインピーダンス整合回路について、容量素子を０．１［ｐＦ］〜６０［ｐＦ］の範囲で可変にした場合の利得、及び損失の被覆特性が示されている。ここでは、６９０［ＭＨｚ］〜９６０［ＭＨｚ］の帯域及び８８０ＭＨｚ〜９６０ＭＨｚの帯域の結果を並べることで、近傍の複数のバンドへの対応性能を確認した。直列に接続された誘導性素子Ｌ２については、ＧＴ’、ＧＴ、ＶＳＷＲの占める領域が最大となった５．１［ｎＨ］とした。図７により、ＧＴ、ＧＴ’共にスミスチャート上の左側に偏ることが分かる。

図９（ａ）（ｂ）に、図８に示すように直列に接続された誘導性素子Ｌ２を可変にした場合のＧＴ’、ＧＴ、ＶＳＷＲの測定結果を示す。図９（ａ）（ｂ）により、可変容量素子Ｃ１，Ｃ３に加え、誘導性素子Ｌ２も可変にすれば、スミスチャート上の被覆性が向上することが理解できる。

しかしながら、携帯通信端末に搭載できる小型かつ低損失（高Ｑ)の実用的な可変の誘導性素子は存在しない。このため、図１０に示すように、ジャイレータ変換により誘導性素子Ｌ２を容量素子に置き換えた後、可変にすることができる。図１１に、可変容量素子がバリキャップダイオード、虚ジャイレータがλ/４線路であるインピーダンス整合回路が示されている。このインピーダンス整合回路は、平成１１年度電気関係学会北陸支部連合大会講演論文集、ｐ．１７３「バリキャップダイオードと４分の１波長線路を含むインピーダンス整合回路」、あるいは特開２００３−３１８６８９号公報によって公開されている。

但し、５００［ＭＨｚ］〜３［ＧＨｚ］の周波数帯では、λ/４線路は構造が大きくなるため、小型化が難しい。小型化するには、小型のチップ部品で置き換えられる、ＬＣＲの等価回路で表現される回路が望ましい。また、図８に示したＬＰＦ特性を示すインピーダンス整合回路では、整合する周波数帯域幅を制御することは困難であるためＢＰＦ特性を示す回路が望ましい。

ところで、図１０に示す回路構成より小型の図１２の回路構成によれば、インピーダンス整合回路の入力部には誘導性素子が並列に接続され、耐圧が低い可変容量素子を保護することができる回路形式になる。この回路の３つの容量性素子を可変にした場合のインピーダンス整合回路が図１３に示されている。

図１３に示す回路構成により、利得（ＧＴ’）が０ｄＢ以上になるアンテナインピーダンス、及び挿入損失（ＧＴ）が０．５ｄＢ以下となるアンテナインピーダンスをスミスチャート上にプロットした結果が図１４（ａ）（ｂ）に示されている。図７に示したスミスチャートと比較すれば、６９０〜７５０［ＭＨｚ］と８８０〜９６０［ＭＨｚ］の両バンド共に、スミスチャート上のＧＴ’、ＶＳＷＲの被覆性が大幅に向上していることが理解できる。但し、挿入損失（ＧＴ）については、全体的に領域が狭くなっており、利得（ＧＴ’）のスミスチャート中央の円が大きくなっている。また、８８０〜９６０［ＭＨｚ］に対して６９０〜７５０［ＭＨｚ］でのＧＴの領域が大幅に狭くなっており近傍バンドが両立できていない。

図１５に、図１３に示したインピーダンス整合回路の回路構成要素であるＬ１，Ｌ３，Ｃ１，Ｃ２，Ｃ３のうち、直列接続された可変容量素子Ｃ２に並列に誘導性素子Ｌ２を付加した本実施形態に係るインピーダンス整合回路３が示されている。この回路構成によれば、図１４と同様の利得ＧＴ’の被覆性を示し、また８８０〜９６０［ＭＨｚ］と６９０〜７５０［ＭＨｚ］でのＧＴの領域が図１４に示すスミスチャートの領域よりも拡大し、両立特性が向上することが理解できる。

図１５に示すインピーダンス整合回路３において、可変容量の可変比が１０以下になった場合のインピーダンス特性を図１７（ａ）（ｂ）、および図１８（ａ）（ｂ）に示す。図１７（ａ）（ｂ）、図１８（ａ）（ｂ）によれば、利得の被覆性が劣化し、同時に損失の小さい領域も大幅に減少する。これにより、一個の回路構成だけでは、広い被覆率を確保することは困難であり、低損失、かつ被覆性を両立させるのも容易でないことが理解できる。

図１９に、１個のスイッチ素子を誘導性素子Ｌ２と直列に接続したインピーダンス整合回路が示されている。この回路構成によって構成を切り替えることで、図２０（ａ）（ｂ）から理解できるようにスミスチャート上の中央の領域を含み、かつスミスチャート上の上半分（特に左側）の誘導性の領域に広く分布する回路となる。人体の影響が誘導性であることが確認されている点でも、図１９に示すインピーダンス整合回路は有効である。これにより、広い被覆性を有した２つの回路を切り替えることにより、お互いを補完することが可能になる。

また、図２１に示すように、１個のスイッチ素子を可変容量素子Ｃ２と直列に接続してインピーダンス整合回路を構成すれば、同じく２つの回路を切り替えることができ、これにより、図２２（ａ）（ｂ）、図２３（ａ）（ｂ）のスミスチャートに示されるように、中央近傍領域で低損失にしたい場合に利用することができる。その他、図２４に示すように、１個のＳＰＤＴスイッチ素子を接続することにより容量素子と誘導性素子の両方を切り替え可能なインピーダンス整合回路を構成することもできる。

なお、上記の計算は、可変容量素子のＱ値を６０に固定し、誘導性素子のＱ値は市販のチップインダクタの特性とした。Ｑ値が劣化すると、上記したような利得の被覆性や損失特性は得られない。図１５に示すインピーダンス整合回路において、図２５に容量素子、図２６に誘導性素子のＱ値と特性との関係を調査した結果をグラフ表示した。縦軸には利得の被覆特性のうちスミスチャートの中央の損失円の大きさ（円の大きさをＶＳＷＲで指標化した）をプロットした。このグラフによれば、容量素子、誘導性素子ともに、素子のＱ値が５０まではＱ値増加に対する損失の減衰が大きく、５０以上では損失の減少は緩やかになる。これにより素子のＱ値は５０以上が望ましいことが理解できる。

また、スイッチ素子によって回路構成を切り替える、図１９、図２１に示すインピーダンス整合回路では、スイッチ素子の損失が加わることによって特性が劣化する。そこで、スイッチ素子として、非常に低損失な高周波スイッチである、例えばＭＥＭＳ（Micro Electro Mechanical System）スイッチを用いることが望ましい。これによれば、図２７の１０［ＭＨｚ］〜１０［ＧＨｚ］の挿入損失に示される様に、２［ＧＨｚ］以下で０．１［ｄＢ］を下回る低損失特性を示す。

図２８Ａ，図２８Ｂの（ａ）はスイッチ素子を組み込まない場合、（ｂ）は誘導性素子Ｌ側に組み込んだ場合、（ｃ）は容量素子Ｃ側に組込んだ場合の、それぞれにおける利得の被覆特性、損失の被覆特性を示す図である。図２８Ａ，図２８Ｂによれば、（ｂ）のスイッチ素子をＬ側に挿入した場合は、（ａ）の特性に対する損失円の拡大は約１％で影響はほとんど無かった。これに対し、（ｃ）のスイッチ素子をＣ側に挿入した場合は、（ａ）の特性に対して損失円は約１０％拡大し、損失幅大は顕著ではないものの、影響が見られ始めた。但し、図２１、図２３に示すように、スイッチ素子をＣ側に挿入した場合は、スイッチ素子をＯＦＦにする他方の回路がより低損失になるため、こちらで補完することが可能になる。

上記の計算では、アンテナの周波数特性は、周波数帯域内でスミスチャート上の１点で表された特性として一定にしていた。図２９は、実機の携帯電話の自由空間におけるアンテナインピーダンス特性であり、図中、黒丸で示す９１０［ＭＨｚ］の点で整合が取れている。図３０は、同じ携帯電話を、擬似人体の手のひらに密着させた状態でのアンテナインピーダンス特性を示す図であり、これによれば、９１０［ＭＨｚ］の点は整合から大きく外れた。図３１は、図３０に示す状態から整合させるために、本実施形態に係るインピーダンス整合回路３を挿入したときのアンテナインピーダンス特性を示す図である。

図３２（ａ）（ｂ）（ｃ）は、インピーダンス整合前後のＶＳＷＲ、及びアンテナ効率、アンテナ効率の利得を示す。図３２（ａ）（ｂ）（ｃ）によれば、整合前には９１０［ＭＨｚ］で９．２だったＶＳＷＲが、整合後には９１０［ＭＨｚ］でもＶＳＷＲが２まで改善した。これに伴いアンテナ効率も改善し、最大５［ｄＢ］の利得が得られた。

（実施形態の効果）
以上説明のように本実施形態に係るインピーダンス整合回路３によれば、低損失で小型の第１の可変容量素子Ｃ１、および第２の可変容量素子Ｃ３を、アンテナ１と送受信回路２との間に並列に接続される第１の誘導性素子Ｌ１と第２の誘導性素子Ｌ３との間に設け、更に、第３の誘導性素子Ｌ２を第３の可変容量素子Ｃ２と並列接続してインピーダンス整合回路３を構成することにより、帯域通過特性を示すことから使用帯域以外の帯域ではアイソレーションが取れ、送受信回路２の高調波成分を低減することができる。また、例えば、低周波側のバンドに対応したインピーダンス整合回路の系統と、高周波側のバンドに対応したインピーダンス整合回路の系統とに分けた構成が実現でき、したがって、広い周波数帯域に渡ってインピーダンス整合が可能で、かつ、異なる近傍の帯域におけるインピーダンス整合にも利用することができる。また、第１および第２の可変容量素子Ｃ１，Ｃ３に耐圧が低い素子を使用しても、第１および第２の誘導性素子Ｌ１，Ｌ３により静電気放電等の急激な電圧変動に対して保護することができる。

また、本実施形態に係るインピーダンス整合回路３によれば、スイッチ素子ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３のいずれか、またはその組み合わせを挿入することで、可変比が小さい可変容量素子を用いた場合でもスイッチ切り替えにより回路形式を変更でき、したがって、汎用性の高いインピーダンス整合回路を提供することができる。このスイッチ素子に、非常に低損失な高周波スイッチである、例えばＭＥＭＳスイッチを用いることにより、一層、低損失のインピーダンス整合回路を提供することができる。

以上、本発明の好ましい実施形態について詳述したが、本発明の技術的範囲は上記実施形態に記載の範囲には限定されないことは言うまでもない。上記実施形態に、多様な変更または改良を加えることが可能であることが当業者に明らかである。またその様な変更または改良を加えた形態も本発明の技術的範囲に含まれ得ることが、特許請求の範囲の記載から明らかである。

１…アンテナ、２…送受信回路、３…インピーダンス整合回路、４…制御装置、５…センシング装置、Ｃ１…第１の可変容量素子、Ｃ２…第３の可変容量素子、Ｃ３…第２の可変容量素子、Ｌ１…第１の誘導性素子、Ｌ２…第３の誘導性素子、Ｌ３…第２の誘導性素子、ＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３…スイッチ素子

上記した課題を解決するために本発明は、アンテナと送受信回路との間に配置されるインピーダンス整合回路であって、前記アンテナと前記送受信回路とを接続する接続ラインと、一端が前記接続ラインの第１のノードに接続され、他端が接地された第１の誘導性素子と、一端が前記接続ラインの第２のノードに接続され、他端が接地された第２の誘導性素子と、前記第１のノードと前記第２のノードとの間にあって前記第１のノードに近い第３のノードに一端が接続され、他端が接地された第１の可変容量素子と、前記第１のノードと前記第２のノードとの間にあって前記第２のノードに近い第４のノードに一端が接続され、他端が接地された第２の可変容量素子と、前記第３のノードと前記第４のノードとの間に接続された第３の可変容量素子と、一端が前記第３のノードに、他端が前記第４のノードにそれぞれ接続され、前記第３の可変容量素子とは並列に配置された第３の誘導性素子と、を含むことを特徴とする。

インピーダンス整合回路３は、アンテナ１と送受信回路２との間に配置される。インピーダンス整合回路３は、アンテナ１と送受信回路２とを接続する接続ラインと、一端が接続ラインの第１のノードに接続され、他端が接地された第１の誘導性素子（Ｌ１）と、一端が接続ラインの第２のノードに接続され、他端が接地された第２の誘導性素子（Ｌ３）と、第１のノードと第２のノードとの間にあって、第１のノードに近い第３のノードに一端が接続され、他端が接地された第１の可変容量素子（Ｃ１）と、第１のノードと第２のノードとの間にあって第２のノードに近い第４のノードに一端が接続され、他端が接地された第２の可変容量素子（Ｃ３）と、第３のノードと第４のノードとの間に接続された第３の可変容量素子（Ｃ２）と、一端が第３のノードに、他端が第４のノードにそれぞれ接続され、第３の可変容量素子（Ｃ２）とは並列に配置された第３の誘導性素子（Ｌ２）と、を含み、構成される。

Claims

アンテナと送受信回路との間に配置されるインピーダンス整合回路であって、
前記アンテナと前記送受信回路との間に並列に接続される第１の誘導性素子、および第２の誘導性素子と、
前記第１の誘導性素子と前記第２の誘導性素子との間に設けられ、前記アンテナと前記送受信回路との間に並列に接続される第１の可変容量素子、および第２の可変容量素子と、
前記アンテナと前記送受信回路との間に直列に接続される第３の可変容量素子と、前記第３の可変容量素子に並列に接続される第３の誘導性素子と、
を含むことを特徴とするインピーダンス整合回路。
前記アンテナと前記受信回路との間に、
前記第３の誘導性素子を選択的に接続するスイッチ素子、
前記第３の可変容量素子を選択的に接続するスイッチ素子、
前記第１の誘導性素子および前記第２の誘導性素子を選択的に接続するスイッチ素子、
前記第３の可変容量素子および前記第３の誘導性素子の一方を選択的に接続するスイッチ素子、
の少なくとも一つを含むことを特徴とする請求項１記載のインピーダンス整合回路。
前記可変容量素子は、可変比が１０以下であることを特徴とする請求項１または２記載のインピーダンス整合回路。
前記可変容量素子は、０．１［ｐＦ］〜６０［ｐＦ］の容量を有し、前記誘導性素子は、０．１〜２０［ｎＨ］のインダクタンスを有することを特徴とする請求項１〜３のいずれか１項記載のインピーダンス整合回路。