JP5219576B2 - アンテナ装置、復調装置、及び受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、アンテナ装置、復調装置、及び受信装置に関する。

ＡＭ、ＦＭ、デジタルＴＶ等の放送波を受信する受信装置をアンテナと接続する場合、アンテナから受信装置までの給電線が長いと、電力損失が大きくなる。

そこで、アンテナの給電部に小型の高周波増幅器を取り付けた構成のアンテナ装置と、アンテナ装置から離れた位置にあるコンソールに設置された復調装置等とで受信装置を構成し、給電線が長い場合に生じる電力損失を補っている場合が多い。

しかし、アンテナ装置では、高周波増幅器からアンテナ側を見たインピーダンスが受信周波数によって大きく変化する。このような変化は、受信した放送波の比帯域が大きい場合に特に大きい。例えば、デジタルＴＶの放送波の帯域は４７０〜７７０（ＭＨｚ）で比帯域が大きい。

よって、アンテナ装置では、高周波増幅器とアンテナとの間でインピーダンス整合を行なう必要がある。

しかし、インピーダンス整合を行なうためには、アンテナ直下のアンテナ装置に設けられるインピーダンス整合回路と、復調装置からインピーダンス整合回路へ制御信号を送信する制御線とが、給電線の他に必要となってしまい、配線増加によるコストアップや煩雑な取付工事の必要性といった問題が生じる虞がある。

そこで、このような問題を解決するための受信装置として、特許文献１には、自動車の窓ガラスに設けられたアンテナと、アンテナに接続された動的整合回路と、動的整合回路に伝送ケーブルを介して接続されたカーラジオとを備えた自動車用アンテナ装置が開示されている。

当該自動車用アンテナ装置は、動的整合回路に、少なくとも２個の可変容量ダイオードと、カーラジオの選局情報に基づいて各可変容量ダイオードに個別に電圧を印加する電圧印加回路とを備えることで、インピーダンス整合を良好に行なうことができる。

当該自動車用アンテナ装置は、動的整合回路からカーラジオへ送られる受信高周波信号と、カーラジオから動的整合回路へ送られる周波数情報と、カーラジオから動的整合回路へ送られる電源電圧とを、一本の伝送ケーブルに重畳して伝達するように構成されている。

また、特許文献１には、選局情報を符号化してカーラジオから動的整合回路へ送る方法として、二種類の方法が開示されている。

第一の方法は、選局情報に応じた電圧レベルを電源電圧に加算して送る方法である。

第一の方法の場合の自動車用アンテナ装置の構成例を図１に示す。カーラジオ１００は、チューナ１１０と、選局情報に対して０．１ＭＨｚピッチで同調をとり、デジタル信号である周波数選択信号を出力するＰＬＬ回路等で構成される情報変換部１２０と、周波数選択信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータ１３０と、前記アナログ信号を定電圧電源１４０からの電源電圧に加算して周波数情報を生成する電圧制御回路１５０と、ローパスフィルタ１６０等とを備えて構成されている。

動的整合回路２００は、アンテナ３００の近傍に配置され可変容量ダイオードに印加される電圧に基づいてインピーダンス整合を行なう整合回路２１０と、整合回路２１０から出力された高周波信号を増幅する高周波増幅回路２９０と、ローパスフィルタ２２０を介して入力される周波数情報から電源電圧レベルを取り出す定電圧化回路２３０と、周波数情報から電源電圧レベルを減算することで前記アナログ信号を取り出す電圧減算回路２４０と、前記アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータ２５０と、前記デジタル信号に基づいて整合回路２１０の各可変容量ダイオードに個別に電圧を印加する電圧印加回路２６０等とを備えて構成されている。

第二の方法は、周波数選択信号に基づいて生成したパルス列に応じて電源電圧をハイレベルまたはローレベルに切り替えながら、カーラジオ１００から動的整合回路２００へ送る方法である。

第二の方法の場合の自動車用アンテナ装置の構成例を図２（ａ）に示し、以下に、第一の方法と異なる箇所について説明する。カーラジオ１００は、第一の方法におけるＤＡコンバータ１３０及び電圧制御回路１５０の代わりに、パルス生成回路１３１及び電圧制御回路１５１を備えている。

パルス生成回路２３０は、周波数選択信号に基づいて二進数化したパルス信号を生成する。電圧制御回路１５１では、前記パルス信号のレベル（ローレベルまたはハイレベル）に対応した０Ｖまたは５Ｖのパルス列が生成される。

動的整合回路２００は、第一の方法における定電圧化回路２３０、電圧減算回路２４０、及びＡＤコンバータ２５０の代わりに、電源電圧保持回路２３１、調歩同期受信回路２４１、シフトレジスタ２７０、及びクロック生成回路２８０を備えて構成されている。

電源電圧保持回路２３１は、ローレベルのパルスが入力された場合でも電源電圧レベルを保持するために大容量コンデンサやスーパーキャパシタ等で構成されている。

調歩同期受信回路２４１は、図２（ｂ）に示すように、伝送期間の開始時に送られてくるスタートビットと、所定ビット数（図２では８ビット）のデータビットと、伝送期間の最終ビット及び無伝送期間に送られてくるストップビットとを、クロック生成回路２８０から送られるクロック信号のタイミングで識別する。

シフトレジスタ２７０は、調歩同期受信回路２４１から送られてくるパルス列を時系列で保持する。クロック生成回路２８０は、調歩同期受信回路２４１とシフトレジスタ２７０にクロック信号を供給する。

尚、第一及び第二の何れの方法の場合も、カーラジオ１００と動的整合回路２００は、一本の伝送ケーブル４００で接続されている。
特開平４−２９８１２２号公報

上述の第一の方法（図１の構成）では、動的整合回路２００に、定電圧化回路２３０、ＡＤコンバータ２５０、及び電圧印加回路２６０等を備えることが必要であるため、回路規模が大きくなりコストがアップしてしまう。

上述の第二の方法（図２の構成）では、以下のような三点の問題がある。第一の問題は、アンテナ直下部のクロックの悪影響である。

以下に詳述する。第二の方法では、動的整合回路２００にクロック生成回路２８０を備えることが必要である。低周波数のクロック生成回路２８０は素子のサイズが大きくなるので、通常は高周波数（例えば数１０ＭＨｚ程度）の水晶発振子や圧電発振子が使用されることが多い。

動的整合回路２００は、アンテナ３００の直下に備えられ、高周波信号を扱う回路である。よって、動的整合回路２００にクロック生成回路２８０を備えた場合、クロック信号の回り込み等が生じ、アンテナ３００から受信した高周波信号にノイズが乗るといった悪影響をもたらす虞がある。

第二の問題は、特許文献１に示された構成を実現すると回路規模が大きくなることである。

以下に詳述する。特許文献１には、カーラジオ１００の電圧制御回路１５１では、周波数の受信状態の変化時にのみパルス列を形成し、受信状態の非変化時にはパルス列を形成せず５Ｖの電圧を形成して、動的整合回路２００に送信する構成が記載されている。

しかし、受信状態の変化時にのみ送られてくるパルス列をクロック信号のタイミングで識別するような調歩同期受信回路２４１を実現することは困難であり、実現できたとしても回路規模が大きくなりコストがアップしてしまう虞があるのである。

第三の問題は、大型の部品が必要となることである。以下に詳述する。上述したように、電圧制御回路１５１では、パルス信号のレベルに対応した０Ｖまたは５Ｖのパルス列が生成され、動的整合回路２００に送られる。

例えば、カーラジオ１００と動的整合回路２００間の通信速度が３００ｂｐｓであって、スタートビットの１ビットに続いてパルス信号のローレベルが８ビット続く、つまりローレベルが９ビット続くと、以下の数１より、０．０３秒の間、調歩同期受信回路２４１や電圧印加回路２６０等に電圧が供給されないことになる。

しかし、調歩同期受信回路２４１や電圧印加回路２６０に電圧が供給されない状態があってはならない。よって、上述したように、大容量コンデンサやスーパーキャパシタで構成された電源電圧保持回路２３１が必要となるのであるが、一般に、大容量コンデンサやスーパーキャパシタはサイズが大きい。

本発明の目的は、上述した従来の問題点に鑑み、受信感度の精度を維持しつつも、簡易な回路構成とすることができる、小型で安価なアンテナ装置、復調装置、及び受信装置を提供する点にある。

上述の目的を達成するため、本発明によるアンテナ装置の特徴構成は、高周波信号を受信するアンテナの近傍に配置され、インピーダンス整合回路と、前記インピーダンス整合回路の出力を増幅する増幅回路とを備え、前記増幅回路から出力された高周波信号を給電線を介して復調装置に伝送するアンテナ装置であって受信周波数に対応して前記インピーダンス整合回路の周波数特性を所定の許容範囲に調整し、且つ、前記増幅回路を駆動可能な値に設定された直流制御電圧が、前記復調装置から前記給電線を介して供給され、ローパスフィルタを介して高周波成分が除去された当該直流制御電圧に基づいて前記増幅回路が駆動されるとともに前記インピーダンス整合回路の周波数特性が調整される点にある。

上述の構成によれば、復調装置からインピーダンス整合回路に供給される直流制御電圧は、インピーダンス整合回路の周波数特性を、目標特性に完全に一致するように調整する電圧ではなく、許容範囲に調整する電圧である。

よって、アンテナ装置の回路構成を、完全なインピーダンス整合を実現するよりも簡易な回路構成とすることができる。例えば、完全なインピーダンス整合を実現するためには、複数系統の可変要素（例えば、容量リアクタンスと誘導リアクタンス）を調整することが必要な場合でも、上述の構成では、一つの可変要素（例えば、容量リアクタンスのみ）の調整のみでインピーダンス整合回路の周波数特性を許容範囲に収めることができる。

以上説明した通り、本発明によれば、受信感度の精度を維持しつつも、簡易な回路構成とすることができる、小型で安価なアンテナ装置を提供することができるようになった。

以下、アンテナ装置と復調装置が車両に組み込まれ、それらが給電線で接続されている受信装置について説明する。

受信装置は、図３に示すように、アンテナ装置２と復調装置３が給電線４で接続されて構成されている。給電線４は、例えば、単一の同軸ケーブルで構成されている。そして、アンテナ装置２から復調装置３へ伝送される高周波信号と、復調装置３からアンテナ装置２へ伝送される直流制御電圧が、同一ケーブル上を伝送される。

アンテナ装置２は、高周波信号を受信するアンテナ５の近傍に配置され、インピーダンス整合回路６と、インピーダンス整合回路６の出力を増幅する増幅回路２１とを備え、増幅回路２１から出力された高周波信号を給電線４を介して復調装置３に伝送するように構成されている。また、上記に加え、アンテナ装置２は、ローパスフィルタ２３を備えて構成されている。尚、本実施形態では、アンテナ５は、デジタルＴＶの放送波、ＡＭ放送波、及びＦＭ放送波等の何れかを受信する。

アンテナ装置２の回路構成例を図６に示す。インピーダンス整合回路６は、アンテナ５と直列に接続された直流成分を除去するコンデンサＣ６１、可変容量ダイオードＤ６１、及びコイルＬ６１と、アンテナ５と並列に接続されたプルダウン抵抗Ｒ６１、高周波成分を除去するチョークコイルＬ６２、及び可変容量ダイオードＤ６２とを備えて構成されている。

尚、抵抗Ｒ６１は、可変容量ダイオードＤ６１に小電流を流すために、抵抗値の大きいものが使用されている。

インピーダンス整合回路６は、可変容量ダイオードＤ６１及び可変容量ダイオードＤ６２の静電容量を変化させることによって、アンテナ５と増幅回路２１のインピーダンスが整合されるように構成されているが、インピーダンス整合については後述する。

増幅回路２１は、ベースが直流成分を除去するコンデンサＣ２１１を介してインピーダンス整合回路６と接続され、コレクタが給電線４を介して復調装置３と接続され、エミッタが接地されたｎｐｎ形のトランジスタＱ２１１を備えて構成されている。また、トランジスタＱ２１１のベースコレクタ間には、高周波成分を除去するチョークコイルＬ２１１と抵抗Ｒ２１１とが直列に接続されている。

ローパスフィルタ２３は、コンデンサＣ２３１とコイルＬ２３１で構成されており、高周波成分を除去する。ローパスフィルタ２３を設けることによって、増幅回路２１から復調装置３へ出力される高周波信号がインピーダンス整合回路６へ再び入力されることはなく、復調装置３からアンテナ装置２へ出力された直流制御電圧のみがインピーダンス整合回路６へ入力される。

復調装置３は、図３及び図４に示すように、アンテナ装置２から給電線４を介して伝送された高周波信号を復調する復調回路３１と、直流制御電圧を生成して給電線４に重畳して出力する制御電圧生成回路３２を備えている。

復調回路３１は、高周波信号を中間周波信号に変換する処理等を行ない、処理後の信号を後段の回路、例えばデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等へ出力する。

制御電圧生成回路３２は、受信周波数に対応してインピーダンス整合回路６の周波数特性を許容範囲に調整する制御値が格納された記憶部３２１と、記憶部３２１から受信周波数に対応する制御データを読み出して制御データに対応する直流電圧を生成するＤＡコンバータ３２２と、ＤＡコンバータ３２２の出力電圧に基づいて直流制御電圧を生成するシリーズレギュレータ３２３を備えている。

また、復調装置３は、シリーズレギュレータ３２３へ定電圧（例えば１２Ｖ）を供給する定電圧電源３５と、アンテナ装置２からシリーズレギュレータ３２３への高周波信号の入力を防止するローパスフィルタ３３を備えて構成されている。

ローパスフィルタ３３は、コンデンサとコイルで構成されており、高周波成分を除去する。ローパスフィルタ３３を設けることによって、アンテナ装置２から復調装置３へ入力される高周波信号がシリーズレギュレータ３２３へ入力されることはなく、シリーズレギュレータ３２３から出力される直流制御電圧がアンテナ装置２へ出力される。

受信周波数は、受信装置のユーザーによって選択された周波数を示す情報である。以下に詳述する。ユーザーは、復調装置３から出力される復調出力信号の周波数に基づいて異なるチャンネルの音声や画像を出力、表示するラジオやテレビ等に設けられたスイッチ等の操作部を操作することによって、復調装置３から出力する復調出力信号の周波数を選択する。そして、当該周波数は、復調装置３の復調回路３１及び制御電圧生成回路３２へ出力されるのである。

記憶部３２１は、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、またはＲＡＭ等で構成されている。また、記憶部３２１には、受信周波数の周波数値に対する制御値（ＤＡコンバータ３２２の出力電圧を示すデジタルコード）が、図５（ａ）に示すような設定テーブルとして記憶されている。

尚、図５（ａ）は、設定テーブルの例示であるので、例えば、周波数の増加に伴ってＤＡコンバータ３２２の出力電圧が低下するような場合等もあり得ることは言うまでもない。

また、本実施形態では、設定テーブルとして記憶されている特性が、周波数値に対する出力電圧値である構成について説明するが、特性は周波数値に対するものに限らず、例えば、ラジオ放送やテレビ放送といった受信する信号系統の種類に対する出力電圧値等であってもよい。

設定テーブルは、受信周波数の周波数値に対応するインピーダンス整合回路６への印加電圧である直流制御電圧の特性に基づいて設定される。

当該特性は、図５（ｂ）に例示するように、各周波数に対して、インピーダンス整合回路６の周波数特性を許容範囲に調整することのできる直流制御電圧を決定していくことによって求められる。

ここで、許容範囲とは、インピーダンス整合回路６でアンテナ５と増幅回路２１のインピーダンスの不整合を一定のレベルまで許容することを示しているが、これについては後述する。

また、直流制御電圧は、図５（ｂ）に例示するように、アンテナ装置２に印加する必要のある最小電圧値、つまりアンテナ装置２の増幅回路２１を駆動可能な最小レベルの電圧値に、各周波数によって異なる所定の制御電圧を加算した値である。

尚、図５（ａ）の設定テーブルと図５（ｂ）の特性とは、独立した例示であり、各々に相関関係はない。

制御電圧生成回路３２は、マイクロコンピュータを備えて構成されている。マイクロコンピュータは、入力された受信周波数の情報で設定テーブルを検索することで制御値を導出し、導出した制御値をＤＡコンバータ３２２へ出力する。尚、制御電圧生成回路３２は、ゲートアレイ等の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）で構成されており、当該ＡＳＩＣによって前述のマイクロコンピュータの機能を実現する構成であってもよい。

ＤＡコンバータ３２２は、マイクロコンピュータより入力された制御値をアナログ値の直流電圧に変換して、シリーズレギュレータ３２３に出力する。

シリーズレギュレータ３２３は、定電圧電源３５と直列接続されたｐｎｐ形のトランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のコレクタ電圧を分圧して帰還電圧を生成する抵抗Ｒ７５、Ｒ７６と、帰還電圧とＤＡコンバータ３２２の出力電圧とを比較する誤差増幅器３３１等とを備えて構成されており、トランジスタＱ３に流れる電流を前記帰還電圧に基づいて制御することにより、ローパスフィルタ３３への出力電圧を所定電圧に維持する。

シリーズレギュレータ３２３は、ＤＡコンバータ３２２の出力電圧Ｖｓｅｔに基づいて定電圧電源３５から供給される電圧Ｖｉを低減し、増幅回路２１を駆動可能な最小レベル以上の直流制御電圧Ｖｏを生成して出力するように構成されている。

例えば、トランジスタＱ３のベースとエミッタ間のベースを基準とした場合の電圧をＶｂｅとすると、Ｖｂｅは概ね０．６（Ｖ）程度で安定しており、抵抗Ｒ７５とＲ７６の抵抗値が等しく、抵抗Ｒ７７とＲ７８の抵抗値が等しく、ＤＡコンバータ３２２の出力電圧をＶｓｅｔとすると、定電圧電源３５からの供給電圧Ｖｉは、トランジスタＱ３のエミッタ接地電流増幅率が１に対して無視できる程度に大きいとすると、おおよそ数２で求められるＶｏに低減されて、シリーズレギュレータ３２３からローパスフィルタ３３へ出力される。

アンテナ装置２は、受信周波数に対応してインピーダンス整合回路６の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧Ｖｏが、復調装置３から給電線４を介して供給され、当該直流制御電圧Ｖｏに基づいてインピーダンス整合回路６及び増幅回路２１が駆動されるように構成されている。

以下に詳述する。図３に示すように、復調装置３のシリーズレギュレータ３２３の出力電圧である直流制御電圧Ｖｏが、復調装置３のローパスフィルタ３３及びアンテナ装置のローパスフィルタ２３を介して、インピーダンス整合回路６及び増幅回路２１に印加される。

直流制御電圧Ｖｏは、上述したように、復調装置３で受信周波数に基づいて生成される。ここで、許容範囲としては、インピーダンスの不整合の絶対値、不整合の絶対値を正規化した値、不整合による損失量等がある。

インピーダンスの不整合の絶対値とは、例えば、アンテナ５からインピーダンス整合回路６を見たインピーダンス（出力インピーダンス）をインピーダンス整合回路６からアンテナ５側を見たインピーダンス（入力インピーダンス）で除算した値の大きさ（絶対値）である。

不整合の絶対値を正規化した値とは、例えば、上述したインピーダンスの不整合の絶対値を、入力インピーダンスの絶対値で除算した値である。

不整合による損失量は、例えば、アンテナ装置２から増幅回路２１へ信号伝送する際に、インピーダンスの不整合によって生じる当該信号の反射に起因する損失であり、デシベルで示した値を用いることが多い。

つまり、復調装置３の設定テーブルの設定時に、その基準となる周波数毎の直流制御電圧を決定していく場合、インピーダンス整合回路６でアンテナ５と増幅回路２１のインピーダンスが完全に一致していなくても、インピーダンスの不整合の絶対値、不整合の絶対値を正規化した値、または不整合による損失量が、予め設定した所定の閾値よりも小さくなるような直流制御電圧を決定できるのであれば、当該不整合を許容するのである。

上述の構成によれば、インピーダンス整合回路６を一系統の可変要素の調整のみで制御するような簡易な回路とした場合に、インピーダンスが完全に一致するような直流制御電圧を決定できないときであっても、許容範囲内の直流制御電圧を決定することができる。つまり、上述の構成によれば、図１に示した電圧印加回路２６０等をアンテナ装置２に設ける必要がなく、アンテナ装置２の回路構成を簡易にすることができるのである。

尚、「背景技術」の項目で説明した特許文献１の自動車用アンテナ装置では、直流電圧に重畳した情報は選局情報に応じた電圧レベル、つまり周波数に関連する情報である。一方、上述の構成では、復調装置３からアンテナ装置２へ伝送される直流制御電圧は、インピーダンス整合回路６の可変容量ダイオードＤ６１、Ｄ６２に印加する電圧、つまりインピーダンス整合回路６のインピーダンスを制御する情報である。

以下、アンテナ装置２のインピーダンス整合について、図６〜図１２の回路構成例に基づいて説明する。

第一の例として、アンテナ装置２では、直流制御電圧は増幅回路２１を駆動可能な最小レベルの直流電圧以上の値に設定され、直流制御電圧がインピーダンス整合回路６のインピーダンス調整端子に印加される。

以下に詳述する。図５（ｂ）で説明したように、直流制御電圧は、増幅回路２１を駆動可能な最小レベル以上の電圧値に設定されている。

そして、図６に示すように、復調装置３から出力された直流制御電圧Ｖｏは、ローパスフィルタ２３を介して、インピーダンス整合回路６のチョークコイルＬ６２に接続されているインピーダンス調整端子ＴＺに印加される。

上述の構成では、インピーダンス調整端子ＴＺに印加される一系統の電圧のみによって、インピーダンス整合が行なわれるので、各可変容量ダイオードＤ６１、Ｄ６２について異なる電圧を個別に印加した場合や、各可変容量ダイオードＤ６１、Ｄ６２に加えてコイルのリアクタンスを可変制御した場合等と比べて、回路構成を簡易とすることができる。

第二の例として、アンテナ装置２では、直流制御電圧により、インピーダンス整合回路６に組み込まれた一つの可変リアクタンス素子のリアクタンス値が調整される。

以下に詳述する。図６に示した第一の例では、二つの可変リアクタンス素子（可変容量ダイオードＤ６１、Ｄ６２）のリアクタンス値が調整されていたが、第二の例では、図７（ａ）に示すように、一つの可変リアクタンス素子（可変容量ダイオードＤ６３）のリアクタンス値のみが調整される。

上述の構成では、一つの可変容量ダイオードＤ６３のみに直流制御電圧Ｖｏを印加するので、回路構成を第一の例の場合よりも更に簡易とすることができる。

尚、インピーダンス整合回路６は、図６や図７（ａ）に示したものに限らず、例えば、可変容量ダイオードを更に直列または並列接続した構成、コイルを更に直列または並列接続した構成、或は可変容量ダイオードに換えてコイルを接続した構成等であってもよい。

また、可変リアクタンス素子は、可変容量ダイオード等の半導体デバイスに限らず、例えば、ＲＦ−ＭＥＭＳ(Radio Frequency - Micro Electro Mechanical System)等のデバイスであってもよい。

ＲＦ−ＭＥＭＳは、基板上に設けられた下部電極と下部電極に対向して設けられ上下駆動する上部電極とを備えたアクチュエータ部と、高周波信号が通過する対向する二つの信号線等とを備えている。信号線の一方は上部電極と連動して上下駆動し、他方は下部電極と共に基板上に設けられている。

ＲＦ−ＭＥＭＳは、以下のようにして静電容量を可変させる。つまり、アクチュエータの電極間に電圧が印加されると、両電極間に静電力が発生して上部電極が下部電極に引き寄せられる。その結果、両信号線間の距離が変わるので、静電容量値が変化する。

第三の例として、図７（ｂ）に示すように、アンテナ装置２では、直流制御電圧を定電圧にクランプする第一クランプ回路２４を備え、可変リアクタンス素子Ｄ６３に直流制御電圧と第一クランプ回路２４によるクランプ電圧の差電圧が印加される。

以下に詳述する。第三の例では、第二の例（図７（ａ））の回路に第一クランプ回路が追加されている。

第一クランプ回路２４は、クランプ電圧を生成するツェナーダイオードＤ２４１と、ツェナーダイオードＤ２４１とローパスフィルタ２３の間に直列接続された抵抗Ｒ２４１と、ツェナーダイオードＤ２４１と並列接続され高周波成分を除去するコンデンサＣ２４１とを備えて構成されている。

使用するツェナーダイオードＤ２４１によって定まるツェナー電圧、つまり第一クランプ回路２４によるクランプ電圧Ｖｚが可変リアクタンス素子Ｄ６３のアノードに印加される。一方、可変リアクタンス素子Ｄ６３のカソードには直流制御電圧Ｖｏが印加される。よって、可変リアクタンス素子Ｄ６３には、前記差電圧Ｖｚ−Ｖｏ（逆電圧）が印加されることになる。

第一の例と第二の例では、直流制御電圧は可変リアクタンス素子Ｄ６１〜Ｄ６３への印加電圧であると同時に、増幅回路２１を駆動するための供給される電圧でもある。

上述したように、増幅回路２１へは駆動可能な最小レベルの直流電圧以上の電圧を供給する必要があるので、直流制御電圧は当該最小レベル以上に設定されている。一般的に、増幅回路２１は、供給電圧が低くなると、利得や大入力に対する歪特性等が悪化するからである。例えば、バイポーラトランジスタ（具体的には、図６及び図７の増幅回路２１で用いられているトランジスタＱ２１１）では、供給電圧が３（Ｖ）より低くなると、当該悪化が生じる虞がある。

しかし、図６及び図７に示した構成で、可変容量ダイオードＤ６１〜Ｄ６３の印加電圧（逆電圧）に対する静電容量の特性は、図８に例示するような特性であり、印加電圧が低い程、印加電圧の変化に対する静電容量の変化率が大きい。

例えば、図６及び図７に示した構成（第一の例と第二の例）では、増幅回路２１への供給電圧を、バイポーラトランジスタを駆動可能な最小レベル以上の領域で３（Ｖ）変化させた場合、具体的には３（Ｖ）から６（Ｖ）まで変化させた場合、静電容量の変化は、図８より、およそ２．６（ｐＦ）から１．６（ｐＦ）、つまり略１．０（ｐＦ）である。

一方、ツェナーダイオードＤ２４１（ツェナー電圧が２．５（Ｖ）とする。）を備えた図７（ｂ）に示すような構成（第三の例）では、増幅回路２１への供給電圧を、上述と同様に３（Ｖ）から６（Ｖ）まで変化させた場合、印加電圧はツェナーダイオードＤ２４１のツェナー電圧分だけ低下して０．５（Ｖ）から３．５（Ｖ）まで変化することになるので、静電容量の変化は、およそ７．９（ｐＦ）から２．４（ｐＦ）、つまり略５．５（ｐＦ）である。

即ち、第三の例では第一及び第二の例に比べて、可変リアクタンス素子の調整幅を広げることができるので、インピーダンス整合が容易になり、それによってインピーダンス整合回路６の回路設計も容易になる。

第四の例として、図９に示すように、アンテナ装置２は、直流制御電圧を定電圧にクランプする第二クランプ回路２５Ａを備え、第二クランプ回路２５Ａによるクランプ電圧が増幅回路２１に電源電圧として印加される。

以下に詳述する。第四の例では、第三の例（図７（ｂ））の回路に第二クランプ回路２５Ａが追加されている。

第二クランプ回路２５Ａは、クランプ電圧を生成するツェナーダイオードＤ２５１と、ツェナーダイオードＤ２５１とローパスフィルタ２３の間に直列接続された抵抗Ｒ２５１と、ツェナーダイオードＤ２５１と並列接続された高周波成分を除去するコンデンサＣ２５１とを備えて構成されている。

使用するツェナーダイオードＤ２５１によって定まるツェナー電圧、つまり第二クランプ回路２５Ａによるクランプ電圧Ｖｚ２がトランジスタＱ２１１のコレクタに印加される。

尚、第四の例では、増幅回路２１に、直流制御電圧Ｖｏが給電線４から直接にトランジスタＱ２１１のコレクタに印加されることを防止するためのコンデンサＣ２１４が設けられている。

第一から第三の例では、インピーダンス整合のために復調装置３からアンテナ装置２へ供給する直流制御電圧を変化すると、その変化はトランジスタＱ２１１のコレクタへの印加電圧の変化となる。当該印加電圧の変化によって、トランジスタＱ２１１のコレクタ電流が変化する。コレクタ電流の変化によって、増幅回路２１の利得、入力インピーダンス、出力インピーダンス、及び消費電力等が変化する。

つまり、直流制御電圧を変化させると、増幅回路２１の利得、入力インピーダンス、出力インピーダンス、及び消費電力等が変化してしまう。その結果、増幅回路２１の回路設計は困難となることが多い。

しかし、上述の構成によれば、直流制御電圧を変化しても、トランジスタＱ２１１のコレクタには第二クランプ回路２５Ａによって一定電圧Ｖｚ２が印加されるので、増幅回路２１の利得、入力インピーダンス、出力インピーダンス、及び消費電力の変化を小さく抑えることができる。その結果、安定した動作を行なうことができる増幅回路２１を実現することができる。

第五の例として、図１０に示すように、アンテナ装置２は、直流制御電圧を定電圧にクランプする第二クランプ回路２５Ｂを備え、直流制御電圧が増幅回路２１に電源電圧として印加され、第二クランプ回路２５Ｂによるクランプ電圧が増幅回路２１の入力バイアス電圧として印加される。

以下に詳述する。第五の例では、第三の例（図７（ｂ））の回路に第二クランプ回路２５ＢとしてのツェナーダイオードＤ２５２が追加されている。

尚、第五の例では、トランジスタＱ２１１のエミッタに抵抗Ｒ２１２とコンデンサＣ２１２が接続されており、抵抗Ｒ１１１とコイルＬ２１１の間にコンデンサＣ２１３が接続されている。尚、これらの抵抗やコンデンサが増幅回路２１に設けられるのは、第五の例のみとは限らず、第一の例等でこれらの抵抗やコンデンサが設けられてもよい。

抵抗Ｒ２１２は、トランジスタＱ２１１のコレクタ電流の変動を吸収するために設けられている。以下に詳述する。コレクタ電流が増加すると抵抗Ｒ２１２によってエミッタ電圧が増加する。すると、ベースエミッタ間電圧が減少するので、ベース電流が減少する。その結果、コレクタ電流が減少するのである。

また、コンデンサＣ２１３は、高周波成分の除去のために設けられており、コンデンサＣ２１２は、抵抗Ｒ２１２を設けることによる増幅回路２１の利得低下の防止のために設けられている。

第四の例では、増幅回路２１の安定動作が可能になる。しかし、第四の例では、トランジスタＱ２１１に印加される直流制御電圧は、抵抗Ｒ２５１で電圧降下する。

また、トランジスタＱ２１１のコレクタ電流が小さい場合、トランジスタＱ２１１の強入力特性が劣化する。ここで、強入力特性の劣化とは、アンテナ装置２に数キロワットといった大電力の放送波が出力される放送局の送信アンテナと、アンテナ５が近接した場合に、トランジスタＱ２１１に数ボルトといった大電圧が印加され、出力の歪み等を生じることである。

第四の例では、このような劣化の防止のため、トランジスタＱ２１１に許容される範囲でできるだけ大きなコレクタ電流を流すことが好ましい。強入力特性が劣化した状態で、コレクタ電流が小さい場合、トランジスタＱ２１１が飽和してしまい、出力の歪み等を生じる虞があるからである。

しかし、第四の例の構成でトランジスタＱ２１１のコレクタ電流を大きくした場合、抵抗Ｒ２５１には大きな電流が流れるので、抵抗Ｒ２５１には大型のものを使用する必要が生じ、回路の小型化を困難にする問題がある。

例えば、図９において、トランジスタＱ２１１のコレクタ電流Ｉｃを３０（ｍＡ）、直流制御電圧Ｖｏを４〜８（Ｖ）、トランジスタＱ２１１に印加される電圧Ｖｚを３（Ｖ）とした場合、抵抗Ｒ２５１で消費される電力は、Ｖｏ＝８（Ｖ）の時に最大、つまり（Ｖｏ−Ｖｚ）×Ｉｃ＝０．１５（Ｗ）となる。

回路に使用する抵抗の定格熱容量は通常余裕がとられるため、上述の消費電力（０．１５（Ｗ））を許容するためには、抵抗Ｒ２５１として、０．５（Ｗ）程度の定格熱容量の抵抗が必要となる。しかし、０．５（Ｗ）程度の定格熱容量を持つ抵抗はサイズが大きいので、アンテナ装置２の小型化を困難にする。また、第四の例では、抵抗Ｒ２５１だけでなくツェナーダイオードＤ２５１にも大きな電流が流れるので、ツェナーダイオードＤ２５１にも定格熱容量の大きなものが必要となり、アンテナ装置２の小型化を困難にする。

しかし、図１０に示した上述の構成では、第二クランプ回路２５ＢはツェナーダイオードＤ２５２で構成され抵抗Ｒ２５１を備えていないので、消費電力の大きな大型部品を必要とすることはない。

また、図１０に示した上述の構成では、第二クランプ回路２５ＢによってトランジスタＱ２１１のベースに定電圧が印加されているので、復調装置３から増幅回路２１に印加される直流制御電圧が大きく変動しても、トランジスタＱ２１１のコレクタ電流の変化量を小さくすることができる。よって、アンテナ装置２の小型化を容易にしつつ、安定した動作を行なうことができる増幅回路２１を実現することができる。

第六の例として、アンテナ装置２では、第一クランプ回路と第二クランプ回路が兼用されている。

以下に詳述する。図９に示す回路で、第一クランプ回路２４と第二クランプ回路２５Ａを兼用した例を、図１１に示す。また、図１０に示す回路で、第一クランプ回路２４と第二クランプ回路２５Ｂを兼用した例を、図１２に示す。尚、図１２に示す回路では、増幅回路２１にプルダウン抵抗Ｒ２１３が設けられている。

第一クランプ回路２４と第二クランプ回路２５Ａ、２５Ｂを兼用することによって、使用する素子数を減少させて、更に回路を小型化することができる。

以上の説明より、第六の例の図１１は、図１５（ａ）に示すようなブロックで構成されており、以下のような機能を実現する回路であるといえる。

つまり、復調装置３では、制御電圧生成回路３２が、制御電圧を生成すると共に、定電圧電源３５から供給された電源電圧を制御電圧と重畳して直流制御電圧を生成する（図１５（ｂ））。

一方、アンテナ装置２は、第一クランプ回路２４がレギュレータ２４１と減算回路２４２を備えて構成されている。そして、レギュレータ２４１で直流制御電圧から図１５（ｃ）に示すように電源電圧が抜き出されて増幅回路２１に供給される一方、減算回路２４２で図１５（ｄ）に示すように直流制御電圧から電源電圧が減算されて制御電圧が抜き出されてインピーダンス整合回路６に供給される。

第七の例として、図１３に示すように、アンテナ装置２では、増幅回路２１が電流帰還バイアス回路を備えた増幅素子で構成され、帰還抵抗に第一クランプ回路２４が並列に接続されている。

以下に詳述する。第七の例では、第三の例（図７（ｂ））の回路において、第一クランプ回路２４のツェナーダイオードＤ２４１のアノードとトランジスタＱ２１１のエミッタが接続されている。

また、電流帰還バイアス回路は、トランジスタＱ２１１、抵抗Ｒ２１１、コンデンサＣ２１２、及び抵抗Ｒ２１２よりなる回路である。トランジスタＱ２１１のベース電圧はツェナーダイオードＤ２４１により定電圧となる。上述したように、抵抗Ｒ２１２は、トランジスタＱ２１１のコレクタ電流の変動を吸収するために設けられており、コンデンサＣ２１２は、抵抗Ｒ２１２を設けることによる増幅回路２１の利得低下を防止するために設けられている。

そして、第一クランプ回路２４の抵抗Ｒ２４１の抵抗値を増幅回路２１の抵抗Ｒ２１２と比べて大きくすることで、トランジスタＱ２１１のエミッタ電圧は小さくなるように構成されている。

上述の構成によれば、直流制御電圧の変動に対するエミッタ電圧の変動の割合が小さくなる。その結果、第五の例と比べて更に安定した動作を行なうことができる増幅回路２１を実現することができる。

以下、別実施形態について説明する。上述の実施形態では、アンテナ装置２と復調装置３が車両に組み込まれ、それらが給電線４で接続されている受信装置について説明したが、アンテナ装置２と復調装置３が組み込まれるのは車両に限らない。

例えば、飛行機や船舶等の他の乗物、或は、ラジオチューナーやテレビチューナーを搭載した乗物搭載用ではないオーディオ装置に組み込まれている構成であってもよい。つまり、受信装置は、アンテナ装置２と復調装置３が給電線４で接続されている構成であってもよい。

上述の実施形態では、増幅回路２１に備えられたトランジスタＱ２１１はｎｐｎ形である構成について説明したが、トランジスタＱ２１１はｐｎｐ形であってもよい。また、トランジスタＱ２１１はバイポーラトランジスタに限らず、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であってもよい。

尚、トランジスタＱ２１１としてｎｐｎ形のバイポーラトランジスタ以外を用いる場合には、用いたトランジスタに合わせて回路構成が変更されることは言うまでもない。例えば、図６に示した回路構成例で、増幅回路２１のトランジスタＱ２１１にＦＥＴを使用した回路構成例を、図１４に示す。

尚、上述の実施形態は、本発明の一例に過ぎず、本発明の作用効果を奏する範囲において各ブロックの具体的構成等は適宜変更設計できることは言うまでもない。

電圧レベルを動的整合回路へ送る自動車用アンテナ装置のブロック構成図 （ａ）はパルス列を動的整合回路へ送る自動車用アンテナ装置のブロック構成図、（ｂ）は調歩同期受信回路を使用したデータ伝送について説明するためのタイムチャート 受信装置のブロック構成図 復調装置の回路図 （ａ）は設定テーブルを示す説明図、（ｂ）は受信周波数に対する直流制御電圧の特性図 アンテナ装置の第一の例の回路図 （ａ）はアンテナ装置の第二の例を示す回路図、（ｂ）はアンテナ装置の第三の例を示す回路図 可変容量ダイオードの逆電圧に対する静電容量の特性例を示す説明図 アンテナ装置の第四の例の回路図 アンテナ装置の第五の例の回路図 図９に示す回路で第一クランプ回路と第二クランプ回路を兼用したアンテナ装置の回路図 図１０に示す回路で第一クランプ回路と第二クランプ回路を兼用したアンテナ装置の回路図 アンテナ装置の第七の例の回路図 アンテナ装置の第一の例で増幅回路にＦＥＴを使用した場合の回路図 （ａ）はアンテナ装置の第六の例のブロック構成図、（ｂ）は直流制御電圧の説明図、（ｃ）は電源電圧の説明図、（ｄ）は制御電圧の説明図

２：アンテナ装置
３：復調装置
４：給電線
５：アンテナ
６：インピーダンス整合回路
２１：増幅回路
２４：第一クランプ回路
２５：第二クランプ回路
３１：復調回路
３２：制御電圧生成回路
３２１：記憶部
３２２：ＤＡコンバータ
３２３：シリーズレギュレータ

Claims (13)

1. 高周波信号を受信するアンテナの近傍に配置され、インピーダンス整合回路と、前記インピーダンス整合回路の出力を増幅する増幅回路とを備え、前記増幅回路から出力された高周波信号を給電線を介して復調装置に伝送するアンテナ装置であって、
   受信周波数に対応して前記インピーダンス整合回路の周波数特性を所定の許容範囲に調整し、且つ、前記増幅回路を駆動可能な値に設定された直流制御電圧が、前記復調装置から前記給電線を介して供給され、ローパスフィルタを介して高周波成分が除去された当該直流制御電圧に基づいて前記増幅回路が駆動されるとともに前記インピーダンス整合回路の周波数特性が調整されることを特徴とするアンテナ装置。
2. 前記直流制御電圧は前記増幅回路を駆動可能な最小レベルの直流電圧以上の値に設定され、前記直流制御電圧が前記インピーダンス整合回路のインピーダンス調整端子に印加されることを特徴とする請求項１記載のアンテナ装置。
3. 前記直流制御電圧により、前記インピーダンス整合回路に組み込まれた一つの可変リアクタンス素子のリアクタンス値が調整されることを特徴とする請求項１または２記載のアンテナ装置。
4. 前記直流制御電圧を定電圧にクランプする第一クランプ回路を備え、前記可変リアクタンス素子に前記直流制御電圧と前記第一クランプ回路によるクランプ電圧の差電圧が印加されることを特徴とする請求項３記載のアンテナ装置。
5. 前記直流制御電圧を定電圧にクランプする第二クランプ回路を備え、前記第二クランプ回路によるクランプ電圧が前記増幅回路に電源電圧として印加されることを特徴とする請求項４記載のアンテナ装置。
6. 前記直流制御電圧を定電圧にクランプする第二クランプ回路を備え、前記直流制御電圧が前記増幅回路に電源電圧として印加され、前記第二クランプ回路によるクランプ電圧が前記増幅回路の入力バイアス電圧として印加されることを特徴とする請求項４記載のアンテナ装置。
7. 前記第一クランプ回路と第二クランプ回路が兼用されていることを特徴とする請求項５または６記載のアンテナ装置。
8. 前記増幅回路が電流帰還バイアス回路を備えた増幅素子で構成され、帰還抵抗に前記第一クランプ回路が並列に接続されている請求項４記載のアンテナ装置。
9. 請求項１から８の何れかに記載のアンテナ装置から前記給電線を介して伝送された高周波信号を復調する復調回路と、前記直流制御電圧を生成して前記給電線に重畳して出力する制御電圧生成回路を備えていることを特徴とする復調装置。
10. 前記制御電圧生成回路は、受信周波数に対応して前記インピーダンス整合回路の周波数特性を許容範囲に調整する制御値が格納された記憶部と、前記記憶部から受信周波数に対応する制御データを読み出して前記制御データに対応する直流電圧を生成するＤＡコンバータと、前記ＤＡコンバータの出力電圧に基づいて前記直流制御電圧を生成するシリーズレギュレータを備えていることを特徴とする請求項９記載の復調装置。
11. シリーズレギュレータは、前記増幅回路を駆動可能な最小レベルの直流電圧以上の値が出力されるように帰還電圧が設定されている請求項１０記載の復調装置。
12. 請求項１から８の何れかに記載のアンテナ装置と、請求項９から１１の何れかに記載の復調装置が、前記給電線で接続されている受信装置。
13. 請求項１から８の何れかに記載のアンテナ装置と請求項９から１１の何れかに記載の復調装置が車両に組み込まれ、それらが前記給電線で接続されている受信装置。

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