JP5224872B2 - 復調装置、アンテナ装置、及び受信装置 - Google Patents

Description

本発明は、アンテナ近傍に配置されており当該アンテナから電波を受信するアンテナ装置と、前記アンテナ装置から各給電線を介して伝送された高周波信号を復調する復調装置と、前記アンテナ装置及び前記復調装置を備えた受信装置に関する。

ＡＭ、ＦＭ、デジタルＴＶ等の放送波を受信する受信装置をアンテナと接続する場合、アンテナから受信装置までの給電線が長いと、電力損失が大きくなる。

そこで、アンテナの給電部に小型の高周波増幅器を取り付けた構成のアンテナ装置と、アンテナ装置から離れた位置にあるコンソールに設置された復調装置等とで受信装置を構成し、給電線が長い場合に生じる電力損失を補っている場合が多い。

しかし、アンテナ装置では、高周波増幅器からアンテナ側を見たインピーダンスが受信周波数によって大きく変化する。このような変化は、受信した放送波の比帯域が大きい場合に特に大きい。例えば、デジタルＴＶの放送波の帯域は４７０〜７７０（ＭＨｚ）で比帯域が大きい。

よって、アンテナ装置では、高周波増幅器とアンテナとの間でインピーダンス整合を行なう必要がある。

しかし、インピーダンス整合を行なうためには、アンテナ直下のアンテナ装置に設けられるインピーダンス整合回路と、復調装置からインピーダンス整合回路へ制御信号を送信する制御線とが、給電線の他に必要となってしまい、配線増加によるコストアップや煩雑な取付工事の必要性といった問題が生じる虞がある。

そこで、このような問題を解決するための受信装置として、特許文献１には、自動車の窓ガラスに設けられたアンテナと、アンテナに接続された動的整合回路と、動的整合回路に伝送ケーブルを介して接続されたカーラジオとを備えた自動車用アンテナ装置が開示されている。

当該自動車用アンテナ装置は、動的整合回路に、少なくとも２個の可変容量ダイオードと、カーラジオの選局情報に基づいて各可変容量ダイオードに個別に電圧を印加する電圧印加回路とを備えることで、インピーダンス整合を良好に行なうことができる。

当該自動車用アンテナ装置は、動的整合回路からカーラジオへ送られる受信高周波信号と、カーラジオから動的整合回路へ送られる周波数情報と、カーラジオから動的整合回路へ送られる電源電圧とを、一本の伝送ケーブルに重畳して伝達するように構成されている。

また、特許文献１には、選局情報を符号化してカーラジオから動的整合回路へ送る方法として、二種類の方法が開示されている。

第一の方法は、選局情報に応じた電圧レベルを電源電圧に加算して送る方法である。

第一の方法の場合の自動車用アンテナ装置の構成例を図１に示す。カーラジオ１００は、チューナ１１０と、選局情報に対して０．１ＭＨｚピッチで同調をとり、デジタル信号である周波数選択信号を出力するＰＬＬ回路等で構成される情報変換部１２０と、周波数選択信号をアナログ信号に変換するＤＡコンバータ１３０と、前記アナログ信号を定電圧電源１４０からの電源電圧に加算して周波数情報を生成する電圧制御回路１５０と、ローパスフィルタ１６０等とを備えて構成されている。

動的整合回路２００は、アンテナ３００の近傍に配置され可変容量ダイオードに印加される電圧に基づいてインピーダンス整合を行なう整合回路２１０と、整合回路２１０から出力された高周波信号を増幅する高周波増幅回路２９０と、ローパスフィルタ２２０を介して入力される周波数情報から電源電圧レベルを取り出す定電圧化回路２３０と、周波数情報から電源電圧レベルを減算することで前記アナログ信号を取り出す電圧減算回路２４０と、前記アナログ信号をデジタル信号に変換するＡＤコンバータ２５０と、前記デジタル信号に基づいて整合回路２１０の各可変容量ダイオードに個別に電圧を印加する電圧印加回路２６０等とを備えて構成されている。

第二の方法は、周波数選択信号に基づいて生成したパルス列に応じて電源電圧をハイレベルまたはローレベルに切り替えながら、カーラジオ１００から動的整合回路２００へ送る方法である。

第二の方法の場合の自動車用アンテナ装置の構成例を図２（ａ）に示し、以下に、第一の方法と異なる箇所について説明する。カーラジオ１００は、第一の方法におけるＤＡコンバータ１３０及び電圧制御回路１５０の代わりに、パルス生成回路１３１及び電圧制御回路１５１を備えている。

パルス生成回路２３０は、周波数選択信号に基づいて二進数化したパルス信号を生成する。電圧制御回路１５１では、前記パルス信号のレベル（ローレベルまたはハイレベル）に対応した０Ｖまたは５Ｖのパルス列が生成される。

動的整合回路２００は、第一の方法における定電圧化回路２３０、電圧減算回路２４０、及びＡＤコンバータ２５０の代わりに、電源電圧保持回路２３１、調歩同期受信回路２４１、シフトレジスタ２７０、及びクロック生成回路２８０を備えて構成されている。

電源電圧保持回路２３１は、ローレベルのパルスが入力された場合でも電源電圧レベルを保持するために大容量コンデンサやスーパーキャパシタ等で構成されている。

調歩同期受信回路２４１は、図２（ｂ）に示すように、伝送期間の開始時に送られてくるスタートビットと、所定ビット数（図２では８ビット）のデータビットと、伝送期間の最終ビット及び無伝送期間に送られてくるストップビットとを、クロック生成回路２８０から送られるクロック信号のタイミングで識別する。

シフトレジスタ２７０は、調歩同期受信回路２４１から送られてくるパルス列を時系列で保持する。クロック生成回路２８０は、調歩同期受信回路２４１とシフトレジスタ２７０にクロック信号を供給する。

尚、第一及び第二の何れの方法の場合も、カーラジオ１００と動的整合回路２００は、一本の伝送ケーブル４００で接続されている。
特開平４−２９８１２２号公報

上述の第一の方法（図１の構成）では、動的整合回路２００に、定電圧化回路２３０、ＡＤコンバータ２５０、及び電圧印加回路２６０等を備えることが必要であるため、回路規模が大きくなりコストがアップしてしまう。

上述の第二の方法（図２の構成）では、以下のような三点の問題がある。第一の問題は、アンテナ直下部のクロックの悪影響である。

以下に詳述する。第二の方法では、動的整合回路２００にクロック生成回路２８０を備えることが必要である。低周波数のクロック生成回路２８０は素子のサイズが大きくなるので、通常は高周波数（例えば数１０ＭＨｚ程度）の水晶発振子や圧電発振子が使用されることが多い。

動的整合回路２００は、アンテナ３００の直下に備えられ、高周波信号を扱う回路である。よって、動的整合回路２００にクロック生成回路２８０を備えた場合、クロック信号の回り込み等が生じ、アンテナ３００から受信した高周波信号にノイズが乗るといった悪影響をもたらす虞がある。

第二の問題は、特許文献１に示された構成を実現すると回路規模が大きくなることである。

以下に詳述する。特許文献１には、カーラジオ１００の電圧制御回路１５１では、周波数の受信状態の変化時にのみパルス列を形成し、受信状態の非変化時にはパルス列を形成せず５Ｖの電圧を形成して、動的整合回路２００に送信する構成が記載されている。

しかし、受信状態の変化時にのみ送られてくるパルス列をクロック信号のタイミングで識別するような調歩同期受信回路２４１を実現することは困難であり、実現できたとしても回路規模が大きくなりコストがアップしてしまう虞があるのである。

第三の問題は、大型の部品が必要となることである。以下に詳述する。上述したように、電圧制御回路１５１では、パルス信号のレベルに対応した０Ｖまたは５Ｖのパルス列が生成され、動的整合回路２００に送られる。

例えば、カーラジオ１００と動的整合回路２００間の通信速度が３００ｂｐｓであって、スタートビットの１ビットに続いてパルス信号のローレベルが８ビット続く、つまりローレベルが９ビット続くと、以下の数１より、０．０３秒の間、調歩同期受信回路２４１や電圧印加回路２６０等に電圧が供給されないことになる。

しかし、調歩同期受信回路２４１や電圧印加回路２６０に電圧が供給されない状態があってはならない。よって、上述したように、大容量コンデンサやスーパーキャパシタで構成された電源電圧保持回路２３１が必要となるのであるが、一般に、大容量コンデンサやスーパーキャパシタはサイズが大きい。

これらの問題を解決するため、受信装置を図３に示すような構成とすることが考えられる。

つまり、受信装置のうちのカーラジオ（復調装置）１００は、高周波信号を受信するアンテナ３００近傍に配置された動的整合回路（アンテナ装置）２００から各給電線４００を介して伝送された高周波信号を復調するチューナ（復調回路）１１０と、受信周波数に対応してアンテナ装置２００に組み込まれた整合回路２１０の周波数特性を調整する直流制御電圧を生成して、給電線４００に重畳して出力する制御電圧生成回路１７０を備えている。

尚、周波数特性の調整は、整合回路２１０に備えられた可変リアクタンス素子に印加する直流制御電圧のレベルを変えることで行なわれる。また、アンテナ装置２００は、整合回路２１０と、整合回路２１０の出力を増幅する増幅回路２９０と、ローパスフィルタ２２０とを備えている。

図１及び図２の自動車アンテナ装置では、復調装置１００からアンテナ装置２００へ伝送される直流電圧に重畳した情報は受信周波数に応じた電圧レベル、つまり周波数に関連する情報である。一方、図３の受信装置では、復調装置１００からアンテナ装置２へ伝送される直流制御電圧は、整合回路２１０の可変容量ダイオードに印加する電圧、つまり整合回路２１０のインピーダンスを制御する情報である。

そのため、図３の受信装置では、図１に示す自動車用アンテナ装置のように、アンテナ装置（動的整合回路）２００に、定電圧化回路２３０、電圧減算回路２４０、ＡＤコンバータ２５０、電圧印加回路２６０を備える必要がなくなり、図２に示す自動車用アンテナ装置のように、電源電圧保持回路２３１、調歩同期受信回路２４１、電圧印加回路２６０、シフトレジスタ２７０、及びクロック生成回路２８０を備える必要がなくなる。

しかし、図３の受信装置では、復調装置１００からアンテナ装置２００へ出力する直流制御電圧はアナログ値であることから、制御電圧生成回路１７０に設けられた記憶部１７１等に受信周波数に対応して設定、記憶されている制御データ（デジタル値）を、アナログ値に変換するためのＤＡコンバータ１７２を、復調装置１００の制御電圧生成回路１７０に設ける必要がある。

そのため、図３の受信装置では、ＤＡコンバータ１７２を備える分、復調装置１００を構成するためのコストがアップしてしまうのである。

本発明の目的は、上述した従来の問題点に鑑み、受信感度の精度を維持しつつも、安価な復調装置、アンテナ装置、及び受信装置を提供する点にある。

上述の目的を達成するため、本発明による復調装置の特徴構成は、アンテナ近傍に配置されたアンテナ装置から給電線を介して伝送された高周波信号を復調する復調回路と、受信周波数に対応して前記アンテナ装置に組み込まれたインピーダンス整合回路の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧を生成して、前記給電線に重畳して出力する制御電圧生成回路を備え、前記制御電圧生成回路は、各受信周波数に対するインピーダンス整合回路の周波数特性を所定の許容範囲に調整する最適直流制御電圧を、各最適直流制御電圧間の差が所定範囲内となる複数のグループに分割し、グループ単位で一定の値を代表値として決定して前記直流制御電圧を生成する点にある。

上述の構成によれば、制御電圧生成回路は、受信周波数が異なっているが相互の差分が所定範囲内である複数の最適直流制御電圧を一つのグループとして、当該グループの代表値として一定の値を決定し、決定した一定の値の直流制御電圧を生成する。そして、制御電圧生成回路は、入力された受信周波数が当該グループに属する受信周波数である場合には、入力された受信周波数に対応する最適直流制御電圧ではなく生成した直流制御電圧を出力する。

つまり、制御電圧生成回路からアンテナ装置へ出力される直流制御電圧の電圧レベルは、少数種類となる。

よって、当該少数種類の電圧レベルの直流制御電圧をアンテナ装置へ出力する回路を制御電圧生成回路内に構成すれば、細かい分解能で直流制御電圧を生成可能、換言すると多数種類の電圧レベルの直流制御電圧を生成可能であるがコストアップにつながるＤＡコンバータを制御電圧生成回路に備える必要がなくなり、コストダウンできる。

以上説明した通り、本発明によれば、受信感度の精度を維持しつつも、安価なアンテナ装置を提供することができるようになった。

以下、復調装置とアンテナ装置が車両に組み込まれ、それらが給電線で接続されている受信装置について説明する。尚、以下の説明では、アンテナはループ型アンテナであり、当該アンテナで受信される放送波は、日本国内の地上波デジタルＴＶ放送（周波数帯域：４７０〜７７０（ＭＨｚ））である構成について説明する。

受信装置は、図４に示すように、アンテナ装置２０と復調装置３が給電線４で接続されて構成されている。給電線４は、例えば、単一の同軸ケーブルで構成されている。そして、アンテナ装置２０から復調装置３へ伝送される高周波信号と、復調装置３からアンテナ装置２０へ伝送される直流制御電圧が、同一ケーブル上を伝送される。

アンテナ装置２０は、高周波信号を受信するアンテナ５の近傍に配置され、インピーダンス整合回路２２と、インピーダンス整合回路２２の出力を増幅する増幅回路２１とを備え、増幅回路２１から出力された高周波信号を給電線４を介して復調装置３に伝送するように構成されている。また、上記に加え、アンテナ装置２０は、ローパスフィルタ２３を備えて構成されている。尚、本実施形態では、アンテナ５は、地上波デジタルＴＶ放送を受信する構成について説明しているが、受信する放送波はこれに限らず、例えばＡＭ放送波、及びＦＭ放送波等の何れかを受信する構成であってもよい。

アンテナ装置２０の回路構成例を図５に示す。インピーダンス整合回路２２は、アンテナ５と直列に接続されたリアクタンス調整用のコンデンサＣ６１、Ｃ６２及びコイルＬ６１、Ｌ６２と、アンテナ５と並列に接続されたリアクタンス調整用のコンデンサＣ６３、Ｃ６４、Ｃ６５及びコイルＬ６３、Ｌ６４、Ｌ６５と、アンテナ５と並列に接続されたプルダウン抵抗Ｒ６１と、一方をアンテナ５と接続され他方をローパスフィルタ２３と接続された高周波成分除去用のチョークコイルＬ６６と、アンテナ５と直列に接続された可変容量ダイオードＤ６１とを備えて構成されている。

尚、抵抗Ｒ６１は、可変容量ダイオードＤ６１に小電流を流すために、抵抗値の大きいものが使用されている。

インピーダンス整合回路２２は、可変容量ダイオードＤ６１を変化させることによって、アンテナ５と増幅回路２１のインピーダンスが整合されるように構成されているが、インピーダンス整合については後述する。

増幅回路２１は、ベースが直流成分を除去するコンデンサＣ２１１を介してインピーダンス整合回路２２と接続され、コレクタが給電線４を介して復調装置３と接続され、エミッタが接地されたｎｐｎ形のトランジスタＱ２１１を備えて構成されている。また、トランジスタＱ２１１のベースコレクタ間には、高周波成分を除去するチョークコイルＬ２１１と抵抗Ｒ２１１とが直列に接続されている。

ローパスフィルタ２３は、コンデンサＣ２３１とコイルＬ２３１で構成されており、高周波成分を除去する。ローパスフィルタ２３を設けることによって、増幅回路２１から復調装置３へ出力される高周波信号がインピーダンス整合回路２２へ再び入力されることはなく、復調装置３からアンテナ装置２００へ出力された直流制御電圧のみがインピーダンス整合回路２２へ入力される。

復調装置３は、図４に示すように、アンテナ５近傍に配置されたアンテナ装置２０から給電線４を介して伝送された高周波信号を復調する復調回路３１と、受信周波数に対応してアンテナ装置２０に組み込まれたインピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧を生成して、給電線４に重畳して出力する制御電圧生成回路３２０を備えている。

復調回路３１は、高周波信号を中間周波信号に変換する処理や中間周波信号を復調する処理等を行ない、処理後の信号を後段の回路、例えばデジタルシグナルプロセッサ（ＤＳＰ）等へ出力する。

制御電圧生成回路３２０は、図６に示すように、入力電圧に基づいて直流制御電圧を生成するシリーズレギュレータ３２３と、受信周波数に対応してインピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整する制御情報が格納された記憶部３２１と、制御情報に基づいてシリーズレギュレータ３２３への出力電圧を生成する出力調整回路３２２を備えている。

また、復調装置３は、シリーズレギュレータ３２３へ定電圧（例えば１２Ｖ）を供給する定電圧電源３５と、アンテナ装置２０からシリーズレギュレータ３２３への高周波信号の入力を防止するローパスフィルタ３３と、ＣＰＵ及び記憶部３２１等を備え出力調整回路３２２へ制御情報を出力するマイクロコンピュータ３２７を備えて構成されている。

ローパスフィルタ３３は、コンデンサとコイルで構成されており、高周波成分を除去する。ローパスフィルタ３３を設けることによって、アンテナ装置２０から復調装置３へ入力される高周波信号がシリーズレギュレータ３２３へ入力されることはなく、シリーズレギュレータ３２３から出力される直流制御電圧がアンテナ装置２０へ出力される。

受信周波数は、受信装置のユーザーによって選択された周波数を示す情報である。以下に詳述する。ユーザーは、復調装置３から出力される復調出力信号の周波数に基づいて異なるチャンネルの音声や画像を出力、表示するラジオやテレビ等に設けられたスイッチ等の操作部を操作することによって、復調装置３から出力する復調出力信号の周波数を選択する。そして、当該周波数は、復調装置３の復調回路３１及び制御電圧生成回路３２０へ出力されるのである。

記憶部３２１は、ＲＯＭ、ＥＥＰＲＯＭ、またはＲＡＭ等で構成されている。また、記憶部３２１には、受信周波数の周波数値に対する制御情報が、図７（ａ）に示すような設定テーブルとして記憶されている。

制御情報とは、アンテナ装置２０へ出力すべき直流制御電圧がシリーズレギュレータ３２３で生成されるように、出力調整回路３２２に備えられているスイッチ素子へ入力される制御信号のことである。

例えば、図７（ａ）では、制御情報は、マイクロコンピュータ３２７の出力ポートＰ１、Ｐ２から出力される出力レベルをハイレベル（図７（ａ）では「Ｈ」）またはローレベル（図７（ａ）では「Ｌ」）で表わした情報である。尚、出力ポートＰ１、Ｐ２は、図８に示すように、出力調整回路３２２に備えられている二つのスイッチ素子３２５と夫々接続されており、マイクロコンピュータ３２７は、制御情報を出力することでこれらのスイッチ素子３２５を制御する。

設定テーブルは、受信周波数の周波数値に対応するインピーダンス整合回路６への印加電圧である最適直流制御電圧の特性に基づいて設定される。

当該特性は、各周波数に対して、インピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整することのできる最適直流制御電圧を決定していくことによって求められる。

具体的には、図７（ｂ）に示すように、各周波数チャネルについての最適直流制御電圧をプロットしていくことによって求められる。

許容範囲とは、インピーダンス整合回路２２でアンテナ５と増幅回路２１のインピーダンスの不整合を一定のレベルまで許容することを示しているが、これについては後述する。

最適直流制御電圧は、図７（ｂ）に示すように、アンテナ装置２０に印加する必要のある最小電圧値、つまりアンテナ装置２０の増幅回路２１を駆動可能な最小レベルの電圧値に、各周波数によって異なる所定の制御電圧を加算した値である。

尚、図７（ｂ）に示す特性は、アンテナ５で受信される放送波が日本国内の地上波デジタルＴＶ放送である場合、且つ、インピーダンス整合回路２２が図５に示すような構成である場合の特性であって、他の放送波が受信される場合や、インピーダンス整合回路２２が異なる構成である場合には、図７（ｂ）と異なる特性となる。この場合、設定テーブルは、当該異なる特性に基づいて設定されることになる。

また、図７（ｂ）で横軸の周波数はチャネルとなっているが、各チャネルには所定の周波数が等間隔で割り当てられている。

また、図７（ｂ）の特性は、日本国内の地上波デジタルＴＶ放送についての特性であるが、図７（ａ）の設定テーブルは図７（ｂ）の特性とは個別に例示したものであり、両者に相関関係はない。

制御電圧生成回路３２０は、受信周波数に対する最適直流制御電圧を複数のグループに分割し、グループ単位で一定の値を代表値として直流制御電圧を生成する。

以下に詳述する。受信周波数に対する最適直流制御電圧が図７（ｂ）に示す特性を示す場合、最適直流制御電圧のとり得る電圧レベルであって相互に所定範囲内である電圧レベルは、図７（ｃ）に示すように、四領域Ｅ１〜Ｅ４の何れかに属することが多く、三領域Ｅ５〜Ｅ７の何れかに属することは殆どない。

これは、図７（ｃ）の領域Ｅ５〜Ｅ７では特性の傾きが急峻であり、当該領域Ｅ５〜Ｅ７に対応する受信周波数は僅かしか存在しないことから明らかである。よって、図７（ｂ）に示す特性は、四個の領域Ｅ１〜Ｅ４に分割される。

そして、分割された各領域Ｅ１〜Ｅ４の代表値、例えば、当該領域に属する最適直流制御電圧の平均値や、当該領域に属する最適直流電圧の最小値と最大値との中間値等が、直流制御電圧Ｖ１〜Ｖ４として設定され、上述したように、各受信周波数に対応して、直流制御電圧Ｖ１〜Ｖ４の何れかが、シリーズレギュレータ３２３で生成されるような制御情報が、記憶部３２１に記憶される。

出力調整回路３２２は、図８に示すように、定電圧電源３５とグランド間に直列接続された複数の抵抗よりなる抵抗回路３２４及び３２４´と、制御情報に基づいて抵抗回路３２４及び３２４´の分圧比を切り替えるスイッチ素子３２５とを備えた複数の分圧回路３２６及び３２６´で構成され、各分圧回路３２６、３２６´の分圧比に基づいた直流電圧を生成するように構成されている。図８では、出力調整回路３２２は、二個の分圧回路３２６及び３２６´で構成されている。

抵抗回路３２４は、定電圧電源３５とグランド間に直列接続された複数の抵抗Ｒ８１〜Ｒ８３と、一方を抵抗Ｒ８１、Ｒ８２と接続され他方をシリーズレギュレータ３２３と接続された抵抗Ｒ８４とを備えて構成されている。

抵抗回路３２４´は、定電圧電源３５とグランド間に直列接続された複数の抵抗Ｒ８７〜Ｒ８９と、一方を抵抗Ｒ８７、Ｒ８８と接続され他方をシリーズレギュレータ３２３と接続された抵抗Ｒ８４とを備えて構成されている。

スイッチ素子３２５は、スイッチング用のデジタルトランジスタであり、例えば、コレクタを抵抗Ｒ８２、Ｒ８３と接続またはコレクタを抵抗Ｒ８８、８９と接続されエミッタを接地されベースをマイクロコンピュータ３２７の出力ポートと接続されたｎｐｎ形のトランジスタＱ３２２と、トランジスタＱ３２２のベースエミッタ間に接続された抵抗Ｒ８５と、トランジスタＱ３２２のベースに直列接続された抵抗Ｒ８６とを備えて構成されている。

各分圧回路３２６及び３２６´のスイッチ素子３２５は夫々、マイクロコンピュータ３２７のポートＰ１、Ｐ２から出力される制御情報により切替制御される。マイクロコンピュータ３２７は、受信周波数の情報で記憶部３２１に格納された設定テーブルを検索して、各分圧回路３２６及び３２６´へ出力する制御情報を決定する。

尚、制御電圧生成回路３２０は、ゲートアレイ等の特定用途向け集積回路（ＡＳＩＣ）で構成されており、当該ＡＳＩＣによって前述のマイクロコンピュータの機能を実現する構成であってもよい。

トランジスタＱ３２２は、制御情報がハイレベルのときに導通状態となり、ローレベルのときに非導通状態となる。これによって、抵抗回路３２４及び３２４´で定電圧電源３５とグランド間に直列接続されている抵抗の数が切り替えられ、分圧回路３２６及び３２６´の出力電圧Ｖｒｏ及びＶｒｏ´が切り替えられる。

出力調整回路３２２の出力電圧Ｖｓｅｔは、各分圧回路３２６及び３２６´の出力電圧Ｖｒｏ及びＶｒｏ´と、各抵抗回路３２４及び３２４´の抵抗Ｒ８４と、シリーズレギュレータ３２３の抵抗Ｒ７７等に基づいて決定される。図８では、二つの分圧回路３２６及び３２６´の夫々で異なる二種類の出力電圧Ｖｒｏ、Ｖｒｏ´が生成されるので、出力調整回路３２２の出力電圧Ｖｓｅｔは、各分圧回路３２６及び３２６´の出力電圧の組合せの数、つまり２×２＝４で四種類生成されることになる。

以上の説明では、出力調整回路３２は、分圧回路３２６及び３２６´を二個備えており、四種類の出力電圧を生成する構成について説明したが、出力調整回路３２は、分圧回路３２６を一個または三個以上備えており、２^Ｎ種類（Ｎ：分圧回路３２６の数）の出力電圧を生成する構成であってもよい。

また、分圧回路３２６は、図８に示したような構成に限らない。例えば、図１７に示すように、一つの抵抗回路３２４に二つのスイッチ素子３２５が接続されている構成であってもよい。図１７の場合、スイッチ素子３２５が一個接続されている分圧回路３２６´では二種類の出力電圧が生成され、スイッチ素子３２５が二個接続されている分圧回路３２６では三種類の出力電圧が生成される結果、出力調整回路３２２の出力電圧Ｖｓｅｔは、２×３＝６で六種類生成されることになる。

シリーズレギュレータ３２３は、定電圧電源３５と直列接続されたｐｎｐ形のトランジスタＱ３と、トランジスタＱ３のコレクタ電圧を分圧して帰還電圧を生成する抵抗Ｒ７５、Ｒ７６と、帰還電圧と出力調整回路３２２の出力電圧とを比較する誤差増幅器３３１等とを備えて構成されており、トランジスタＱ３に流れる電流を前記帰還電圧に基づいて制御することにより、ローパスフィルタ３３１への出力電圧を所定電圧に維持する。

シリーズレギュレータ３２３は、図６に示すように、出力調整回路３２２の出力電圧Ｖｓｅｔに基づいて定電圧電源３５から供給される電圧Ｖｉを低減し、増幅回路２１を駆動可能な最小レベル以上の直流制御電圧Ｖｏを生成して出力するように構成されている。

以上のような回路構成は、アンテナ装置２０のインピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧を生成するための回路構成として、好適である。

アンテナ装置２０は、受信周波数に基づいてインピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧Ｖｏが、復調装置３から給電線４を介して供給され、当該直流制御電圧Ｖｏに基づいてインピーダンス整合回路２２及び増幅回路２１が駆動されるように構成されている。

以下に詳述する。図４に示すように、復調装置３のシリーズレギュレータ３２３１の出力電圧である直流制御電圧Ｖｏが、復調装置３のローパスフィルタ３３１及びアンテナ装置２０のローパスフィルタ２３を介して、インピーダンス整合回路２２及び増幅回路２１に印加される。

ここで、許容範囲としては、インピーダンスの不整合の絶対値、不整合の絶対値を正規化した値、不整合による損失量等がある。

インピーダンスの不整合の絶対値とは、例えば、アンテナ５からインピーダンス整合回路２２を見たインピーダンス（出力インピーダンス）をインピーダンス整合回路２２からアンテナ５側を見たインピーダンス（入力インピーダンス）で除算した値の大きさ（絶対値）である。

不整合の絶対値を正規化した値とは、例えば、上述したインピーダンスの不整合の絶対値を、入力インピーダンスの絶対値で除算した値である。

不整合による損失量は、例えば、アンテナ５から増幅回路２１へ信号伝送する際に、インピーダンスの不整合によって生じる当該信号の反射に起因する損失であり、デシベルで示した値を用いることが多い。

つまり、復調装置３の設定テーブルの設定時に、その基準となる周波数毎の最適直流制御電圧を決定していく場合、インピーダンス整合回路２２でアンテナ５１と増幅回路２１のインピーダンスが完全に一致していなくても、インピーダンスの不整合の絶対値、不整合の絶対値を正規化した値、または不整合による損失量が、予め設定した所定の閾値よりも小さくなるような最適直流制御電圧を決定できるのであれば、当該不整合を許容するのである。

上述の構成によれば、インピーダンス整合回路２２を一系統の可変要素の調整のみで制御するような簡易な回路とした場合に、インピーダンスが完全に一致するような最適直流制御電圧を決定できないときであっても、許容範囲内の最適直流制御電圧を決定することができる。つまり、上述の構成によれば、図１に示した電圧印加回路２６０等をアンテナ装置２０に設ける必要がなく、アンテナ装置２０の回路構成を簡易にすることができるのである。

以下、アンテナ装置２０のインピーダンス整合について、図５、図９、及び図１０の回路構成例に基づいて説明する。

アンテナ装置２０では、直流制御電圧は増幅回路２１を駆動可能な最小レベルの直流電圧以上の値に設定され、直流制御電圧がインピーダンス整合回路２２のインピーダンス調整端子に印加される。

そして、アンテナ装置２０では、直流制御電圧により、インピーダンス整合回路２２に組み込まれた一つの可変リアクタンス素子としての可変容量ダイオードＤ６１のリアクタンス値が調整される。

以下に詳述する。図７（ｂ）で説明したように、直流制御電圧は、増幅回路２１を駆動可能な最小レベル以上の電圧値に設定されている。

そして、図５に示すように、復調装置３から出力された直流制御電圧Ｖｏは、ローパスフィルタ２３を介して、インピーダンス整合回路２２のチョークコイルＬ６２に接続されているインピーダンス調整端子ＴＺに印加される。

上述の構成では、インピーダンス調整端子ＴＺに印加される一系統の電圧のみによって、インピーダンス整合が行なわれるので、可変容量ダイオードを複数設けて夫々について異なる電圧を個別に印加した場合や、可変容量ダイオードに加えてコイルのリアクタンスを可変制御した場合等と比べて、回路構成を簡易とすることができる。

以下、他の回路構成例について説明する。つまり、図５の回路構成例（以下、第一の例）では、アンテナ５はループ型アンテナであり、アンテナ５で受信される放送波は、日本国内の地上波デジタルＴＶ放送（周波数帯域：４７０〜７７０（ＭＨｚ））である構成について説明したが、アンテナ５の種類や大きさが異なるものであってもよく、また、アンテナ５で受信される放送波が、ＦＭ放送やＡＭ放送等の地上波デジタルＴＶ放送以外の放送波であってもよい。

例えば、第二の例として、インピーダンス整合回路２２で、二つの可変リアクタンス素子のリアクタンス値が調整される構成であってもよい。

この場合、図９に示すように、インピーダンス整合回路２２は、アンテナ５と直列に接続された直流成分を除去するコンデンサＣ６６、可変容量ダイオードＤ６２、及びコイルＬ６７と、アンテナ５と並列に接続された抵抗Ｒ６２、高周波成分を除去するチョークコイルＬ６８、及び可変容量ダイオードＤ６３とを備えて構成される。ここで、抵抗Ｒ６２は、図５の抵抗Ｒ６１同様、可変容量ダイオードＤ６２に小電流を流すために、抵抗値の大きいものが使用されている。

尚、インピーダンス整合回路２２は、図５や図９に示したものに限らず、例えば、可変容量ダイオードを更に直列または並列接続した構成、コイルを更に直列または並列接続した構成、或は可変容量ダイオードに換えてコイルを接続した構成等であってもよい。

また、可変リアクタンス素子は、可変容量ダイオード等の半導体デバイスに限らず、例えば、ＲＦ−ＭＥＭＳ(Radio Frequency - Micro Electro Mechanical System)等のデバイスであってもよい。

ＲＦ−ＭＥＭＳは、基板上に設けられた下部電極と下部電極に対向して設けられ上下駆動する上部電極とを備えたアクチュエータ部と、高周波信号が通過する対向する二つの信号線等とを備えている。信号線の一方は上部電極と連動して上下駆動し、他方は下部電極と共に基板上に設けられている。

ＲＦ−ＭＥＭＳは、以下のようにして静電容量を可変させる。つまり、アクチュエータの電極間に電圧が印加されると、両電極間に静電力が発生して上部電極が下部電極に引き寄せられる。その結果、両信号線間の距離が変わるので、静電容量値が変化する。

また、アンテナ装置２０は、第三の例として、図１０に示すように、直流制御電圧Ｖｏを定電圧にクランプするクランプ回路２４を備え、可変リアクタンス素子Ｄ６２に直流制御電圧と第一クランプ回路２４によるクランプ電圧の差電圧が印加される構成であってもよい。

以下に詳述する。本構成では、第二の例（図９）の回路にクランプ回路２４が追加されている。

クランプ回路２４は、クランプ電圧を生成するツェナーダイオードＤ２４１と、ツェナーダイオードＤ２４１とローパスフィルタ２３の間に直列接続された抵抗Ｒ２４１と、ツェナーダイオードＤ２４１と並列接続され高周波成分を除去するコンデンサＣ２４１とを備えて構成されている。

使用するツェナーダイオードＤ２４１によって定まるツェナー電圧、つまりクランプ回路２４によるクランプ電圧Ｖｚが可変リアクタンス素子Ｄ６２のアノードに印加される。一方、可変リアクタンス素子Ｄ６２のカソードには直流制御電圧Ｖｏが印加される。よって、可変リアクタンス素子Ｄ６２には、前記差電圧Ｖｚ−Ｖｏ（逆電圧）が印加されることになる。

第一の例と第二の例では、直流制御電圧は可変リアクタンス素子Ｄ６１、Ｄ６２への印加電圧であると同時に、増幅回路２１を駆動するための供給される電圧でもある。

上述したように、増幅回路２１へは駆動可能な最小レベルの直流電圧以上の電圧を供給する必要があるので、直流制御電圧は当該最小レベル以上に設定されている。一般的に、増幅回路２１は、供給電圧が低くなると、利得や大入力に対する歪特性等が悪化するからである。例えば、バイポーラトランジスタ（具体的には、図５、図９、及び図１０の増幅回路２１で用いられているトランジスタＱ２１１）では、供給電圧が所定電圧（例えば、３（Ｖ））より低くなると、当該悪化が生じる虞がある。

しかし、例えば、第二の例で、可変容量ダイオードＤ６２、Ｄ６３の印加電圧（逆電圧）に対する静電容量の特性は、図１１に例示すような特性であり、印加電圧が低い程、印加電圧の変化に対する静電容量の変化率が大きい。

例えば、第二の例では、増幅回路２１への供給電圧を、バイポーラトランジスタを駆動可能な最小レベル以上の領域で３（Ｖ）変化させた場合、具体的には３（Ｖ）から６（Ｖ）まで変化させた場合、静電容量の変化は、図１１より、およそ２．６（ｐＦ）から１．６（ｐＦ）、つまり略１．０（ｐＦ）である。

一方、ツェナーダイオードＤ２４１（ツェナー電圧が２．５（Ｖ）とする。）を備えた図１０に示すような構成（第三の例）では、増幅回路２１への供給電圧を、上述と同様に３（Ｖ）から６（Ｖ）まで変化させた場合、印加電圧はツェナーダイオードＤ２４１のツェナー電圧分だけ低下して０．５（Ｖ）から３．５（Ｖ）まで変化することになるので、静電容量の変化は、およそ７．９（ｐＦ）から２．４（ｐＦ）、つまり略５．５（ｐＦ）である。

即ち、第三の例では第一及び第二の例に比べて、可変リアクタンス素子の調整幅を広げることができるので、インピーダンス整合が容易になり、それによってインピーダンス整合回路２２の回路設計も容易になる。

以上の説明より、第三の例は、図１２（ａ）に示すようなブロックで構成されており、以下のような機能を実現する回路と同様の機能を有しているといえる。

つまり、復調装置３では、制御電圧生成回路３２０が、制御電圧を生成すると共に、定電圧電源３５から供給された電源電圧を制御電圧と重畳して直流制御電圧を生成する（図１２（ｂ））。

一方、アンテナ装置２０は、クランプ回路２４の代わりとしてのレギュレータ２４１と減算回路２４２を備えて構成されている。そして、レギュレータ２４１で直流制御電圧から図１２（ｃ）に示すように電源電圧が抜き出されて増幅回路２１に供給される一方、減算回路２４２で図１２（ｄ）に示すように直流制御電圧から電源電圧が減算されて制御電圧が抜き出されてインピーダンス整合回路２２に供給される。

以下、別実施形態について説明する。上述の実施形態では、復調装置３に接続されているアンテナ装置２０が一つの構成について説明したが、図１３に示すように、復調装置３に接続されているアンテナ装置２０が複数の構成であってもよい。

ここで、各アンテナ５は、デジタルＴＶの放送波、ＡＭ放送波、及びＦＭ放送波等のうちの少なくとも一つの放送波を受信する。同一種類の放送波は一つのアンテナで受信されるとは限らず、複数のアンテナ５で受信される構成であってもよい。例えば、アンテナ５１〜５３はデジタルＴＶの放送波、アンテナ５４、５５はＡＭ放送波、アンテナ５６はＦＭ放送波を受信する構成であってもよい。

復調装置３は、複数（ｎ個とする。）のアンテナ５（５１〜５ｎ）近傍に夫々配置されたアンテナ装置２０（２０１〜２０ｎ）から給電線４（４１〜４ｎ）を介して伝送された高周波信号の何れかを選択または高周波信号を合成する空間ダイバシティ受信部３６と、空間ダイバシティ受信部３６で選択または合成された高周波信号を復調する復調回路３１と、受信周波数に対応してアンテナ装置２０に組み込まれたインピーダンス整合回路２２の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧を生成して、給電線４に重畳して出力する制御電圧生成回路３２０（３２０１〜３２０ｎ）を備え、制御電圧生成回路３２０は、受信周波数に対する最適直流制御電圧を複数のグループに分割し、グループ単位で代表値である直流制御電圧を生成するように構成されている。

空間ダイバシティ受信部３６は、例えば、図１４に示すように、各アンテナ装置２０から入力された高周波信号の周波数と中間周波数との差の周波数信号を発生させる局部発振回路３６１と、高周波信号と局部発振回路３６１の出力信号とを乗算して中間周波信号を生成する混合器３６２（３６２１〜３６２ｎ）と、中間周波信号を増幅する中間周波数増幅部３６３（３６３１〜３６３ｎ）と、各アンテナ装置２０に対応する中間周波信号のうちの何れかを選択して復調回路３１へ出力するスイッチ部３６４と、各アンテナ装置２０に対応する中間周波信号を検波して最も受信状態の良い中間周波信号にスイッチ部３６４を切り替える切替制御部３６５等とを備えた所謂アンテナ選択方式の受信部である。

尚、空間ダイバシティ受信部３６はアンテナ選択方式に限らない。例えば、受信状態の良い複数のアンテナ装置２０に対応する中間周波信号の位相を合成して復調回路３１へ出力する所謂最大比合成方式等であってもよい。

また、復調装置３の構成としては、例えば、複数のアンテナ装置２０に組み込まれた各インピーダンス整合回路２２の周波数特性が略同一である場合に、制御電圧生成回路３２０が、周波数特性が略同一の複数のアンテナ装置２０で共用されている図１５（ａ）、（ｂ）に示すような構成がある。

図１５（ａ）は、復調装置３が一つの制御電圧生成回路３２０のみを備え、制御電圧生成回路３２０は復調装置３と接続されている全てのアンテナ装置２０で共用されている構成を示しており、図１５（ｂ）は、復調装置３が二以上の制御電圧生成回路３２０を備え、各制御電圧生成回路３２０は復調装置３と接続されている二以上のアンテナ装置２０で共用されている、または、一つのアンテナ装置２０で使用されている構成を示している。

複数のアンテナ装置２０に組み込まれた各インピーダンス整合回路２２の周波数特性を略同一とする方法として、例えば、復調装置３に対応するアンテナ装置２０を、同一形状若しくは対称形状で且つ誘電率が等しいアンテナ５、または、相似形状で且つ誘電率が異なるアンテナ５であり、周波数特性が等しいアンテナ５と接続する方法がある。

ここで、アンテナ５の誘電率は、アンテナ５が取り付けられている物質の誘電率のことである。つまり、誘電率は、アンテナ５をフロントガラス６やリアガラスに貼り付ける場合であればガラスの誘電率であり、アンテナ５がガラス以外の物質に貼り付けられている場合であれば当該物質の誘電率である。物質としては、例えば、セラミックがある。

尚、アンテナ５とフロントガラス６やリアガラスとの間に当該物質を介することによって、多くの車両で行なわれているようにアンテナ５をフロントガラス６等に設けつつ、アンテナ５の誘電率を当該物質のものとすることができる。

上述の実施形態では、復調装置３とアンテナ装置２０が車両に組み込まれ、それらが給電線４で接続されている受信装置について説明したが、復調装置３とアンテナ装置２０が組み込まれるのは車両に限らない。

例えば、飛行機や船舶等の他の乗物、或は、ラジオチューナーやテレビチューナーを搭載した乗物搭載用ではないオーディオ装置に組み込まれている構成であってもよい。つまり、受信装置は、復調装置３とアンテナ装置２０が給電線４で接続されている構成であってもよい。

上述の実施形態では、増幅回路２１に備えられたトランジスタＱ２１１はｎｐｎ形である構成について説明したが、トランジスタＱ２１１はｐｎｐ形であってもよい。また、トランジスタＱ２１１はバイポーラトランジスタに限らず、例えば、電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）であってもよい。

尚、トランジスタＱ２１１としてｎｐｎ形のバイポーラトランジスタ以外を用いる場合には、用いたトランジスタに合わせて回路構成が変更されることは言うまでもない。例えば、図５に示した回路構成例で、増幅回路２１のトランジスタＱ２１１にＦＥＴを使用した回路構成例を、図１６に示す。

尚、上述の実施形態は、本発明の一例に過ぎず、本発明の作用効果を奏する範囲において各ブロックの具体的構成等は適宜変更設計できることは言うまでもない。

電圧レベルを動的整合回路へ送る自動車用アンテナ装置のブロック構成図 （ａ）はパルス列を動的整合回路へ送る自動車用アンテナ装置のブロック構成を示し、（ｂ）は調歩同期受信回路を使用したデータ伝送について説明するためのタイムチャート 復調装置にＤＡコンバータを備えた受信装置のブロック構成図 本発明の受信装置のブロック構成図 アンテナ装置の第一の例の回路図 復調装置の回路図 （ａ）は設定テーブルを示す説明図、（ｂ）は受信周波数に対する最適直流制御電圧の特性図、（ｃ）は受信周波数に対する最適直流制御電圧の複数のグループへの分割を示す説明図 分圧回路の内部回路を含む復調装置の回路図 アンテナ装置の第二の例の回路図 アンテナ装置の第三の例の回路図 可変容量ダイオードの逆電圧に対する静電容量の特性例を示す説明図 （ａ）はアンテナ装置の第三の例のブロック構成図、（ｂ）は直流制御電圧の説明図、（ｃ）は電源電圧の説明図、（ｄ）は制御電圧の説明図 複数のアンテナ装置を備えた受信装置のブロック構成図 空間ダイバシティ受信部のブロック構成図 （ａ）は一つの制御電圧生成回路を備えた復調装置のブロック構成図、（ｂ）は複数の制御電圧生成回路を備えた復調装置のブロック構成図 アンテナ装置の第一の例の回路で増幅回路にＦＥＴを使用した場合の回路図 一つの抵抗回路に二つのスイッチ素子が接続された分圧回路の回路図

３：復調装置
４：給電線
５：アンテナ
２０：アンテナ装置
２１：増幅回路
２２：インピーダンス整合回路
３１：復調回路
３２０：制御電圧生成回路
３２１：記憶部
３２２：出力調整回路
３２３：シリーズレギュレータ

Claims (9)

1. アンテナ近傍に配置されたアンテナ装置から給電線を介して伝送された高周波信号を復調する復調回路と、受信周波数に対応して前記アンテナ装置に組み込まれたインピーダンス整合回路の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧を生成して、前記給電線に重畳して出力する制御電圧生成回路を備え、
   前記制御電圧生成回路は、各受信周波数に対するインピーダンス整合回路の周波数特性を所定の許容範囲に調整する最適直流制御電圧を、各最適直流制御電圧間の差が所定範囲内となる複数のグループに分割し、グループ単位で一定の値を代表値として決定して前記直流制御電圧を生成することを特徴とする復調装置。
2. 複数のアンテナ近傍に夫々配置されたアンテナ装置から給電線を介して伝送された高周波信号の何れかを選択または高周波信号を合成する空間ダイバシティ受信部と、前記空間ダイバシティ受信部で選択または合成された高周波信号を復調する復調回路と、受信周波数に対応して前記アンテナ装置に組み込まれたインピーダンス整合回路の周波数特性を許容範囲に調整する直流制御電圧を生成して、前記給電線に重畳して出力する制御電圧生成回路を備え、
   前記制御電圧生成回路は、各受信周波数に対するインピーダンス整合回路の周波数特性を所定の許容範囲に調整する最適直流制御電圧を、各最適直流制御電圧間の差が所定範囲内となる複数のグループに分割し、グループ単位で代表値として決定した前記直流制御電圧を生成することを特徴とする復調装置。
3. 前記制御電圧生成回路は、入力電圧に基づいて前記直流制御電圧を生成するシリーズレギュレータと、受信周波数に対応して前記インピーダンス整合回路の周波数特性を許容範囲に調整する制御情報が格納された記憶部と、前記制御情報に基づいて前記シリーズレギュレータへの出力電圧を生成する出力調整回路を備えていることを特徴とする請求項１または２記載の復調装置。
4. 前記出力調整回路は、定電圧電源とグランド間に直列接続された複数の抵抗よりなる抵抗回路と、前記制御情報に基づいて前記抵抗回路の分圧比を切り替えるスイッチ素子とを備えた複数の分圧回路で構成され、各分圧回路の分圧比に基づいた直流電圧を生成することを特徴とする請求項３記載の復調装置。
5. 高周波信号を受信するアンテナの近傍に配置され、インピーダンス整合回路と、前記インピーダンス整合回路の出力を増幅する増幅回路とを備え、前記増幅回路から出力された高周波信号を給電線を介して請求項１から４の何れかに記載された復調装置に伝送するアンテナ装置であって、
   前記給電線を介して供給された前記直流制御電圧に基づいて、前記インピーダンス整合回路及び前記増幅回路が駆動されることを特徴とするアンテナ装置。
6. 前記直流制御電圧は前記増幅回路を駆動可能な最小レベルの直流電圧以上の値に設定され、前記直流制御電圧が前記インピーダンス整合回路のインピーダンス調整端子に印加されることを特徴とする請求項５記載のアンテナ装置。
7. 前記直流制御電圧により、前記インピーダンス整合回路に組み込まれた一つの可変リアクタンス素子のリアクタンス値が調整されることを特徴とする請求項５または６記載のアンテナ装置。
8. 請求項１から４の何れかに記載の復調装置と、請求項５から７の何れかに記載のアンテナ装置が、前記給電線で接続されている受信装置。
9. 請求項１から４の何れかに記載の復調装置と、請求項５から７の何れかに記載のアンテナ装置が車両に組み込まれ、それらが前記給電線で接続されている受信装置。

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