JPH1093459A - アンテナブースタ付受信機 - Google Patents
アンテナブースタ付受信機Info
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- JPH1093459A JPH1093459A JP26548596A JP26548596A JPH1093459A JP H1093459 A JPH1093459 A JP H1093459A JP 26548596 A JP26548596 A JP 26548596A JP 26548596 A JP26548596 A JP 26548596A JP H1093459 A JPH1093459 A JP H1093459A
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- Japan
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- band
- antenna
- low
- power supply
- noise amplifier
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- Input Circuits Of Receivers And Coupling Of Receivers And Audio Equipment (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【課題】 個々の受信周波数帯域での受信性能を改善
し、受信周波数帯域間の受信性能の差を小さくする。 【解決手段】 １．５ＧＨｚ帯用のパッチアンテナとバ
ーアンテナのアンテナエレメント１１，１２、ＶＨＦ帯
用のバーアンテナ１３を設け、アンテナブースタ回路２
０の中で、アンテナエレメント１１は１．５ＧＨｚ帯用
のＢＰＦ２１を介してＬＮＡ２５と接続し、アンテナエ
レメント１２は１．５ＧＨｚ帯用のＢＰＦ２２を介して
ＬＮＡ２６と接続する。また、アンテナエレメント１３
はＶＨＦ帯用のＢＰＦ２２を介してＬＮＡ２７と接続す
る。ＬＮＡ２５，２６の出力は合成器３０で合成し、更
に、ＬＮＡ２７の出力と合成器３１で合成する。そし
て、アッテネータ４１を介して同軸ケーブル６０で受信
機本体７０に伝送する。ＬＮＡ２５〜２７の直流電源は
受信機本体７０で同軸ケーブル６０に重畳して送電す
る。
し、受信周波数帯域間の受信性能の差を小さくする。 【解決手段】 １．５ＧＨｚ帯用のパッチアンテナとバ
ーアンテナのアンテナエレメント１１，１２、ＶＨＦ帯
用のバーアンテナ１３を設け、アンテナブースタ回路２
０の中で、アンテナエレメント１１は１．５ＧＨｚ帯用
のＢＰＦ２１を介してＬＮＡ２５と接続し、アンテナエ
レメント１２は１．５ＧＨｚ帯用のＢＰＦ２２を介して
ＬＮＡ２６と接続する。また、アンテナエレメント１３
はＶＨＦ帯用のＢＰＦ２２を介してＬＮＡ２７と接続す
る。ＬＮＡ２５，２６の出力は合成器３０で合成し、更
に、ＬＮＡ２７の出力と合成器３１で合成する。そし
て、アッテネータ４１を介して同軸ケーブル６０で受信
機本体７０に伝送する。ＬＮＡ２５〜２７の直流電源は
受信機本体７０で同軸ケーブル６０に重畳して送電す
る。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明はアンテナブースタ付
受信機に係り、とくにＤＡＢのバンドＩＩ，バンドＩＩ
Ｉ，バンドＬの如く、１つの受信周波数帯域が広い放送
を受信する場合に好適なアンテナブースタ付受信機に関
する。
受信機に係り、とくにＤＡＢのバンドＩＩ，バンドＩＩ
Ｉ，バンドＬの如く、１つの受信周波数帯域が広い放送
を受信する場合に好適なアンテナブースタ付受信機に関
する。
【０００２】
【従来の技術】ヨーロッパでは、ディジタル音声信号で
ラジオ放送を行うＤＡＢ（DigitalAudio Broadcastin
g）の実用化が進められている。このＤＡＢは、ＦＭ方
式での放送で生じるマルチパスの影響を受けにくくする
ため、新たに開発したＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency
Division multiplex ：直交周波数分割多重）変調方式
を採用している。ＯＦＤＭでは、複数番組分の放送デー
タを直並列変換したあと、逆ＦＦＴ（Fast Fourier tra
nsform）変換して、互いに直交する多数の搬送波に多重
する。そして、各搬送波を各々ＤＱＰＳＫ変調したの
ち、一括して送信する（一括送信される搬送波群をアン
サンブルといい、占有周波数帯域幅は１．５ＭＨｚであ
る）。受信側は、１．５ＭＨｚの占有周波数帯域幅の１
アンサンブル分の搬送波群を一括して受信し、ＤＱＰＳ
Ｋ復調を行って受信データ群を復調後、更に、ＦＦＴ変
換、並直列変換、時間軸と周波数軸上のディインタリー
ブ、誤り検出／訂正を施して放送データを復調する。そ
して、希望する番組の音声データ（ＭＰＥＧ１レイヤＩ
Ｉに従う圧縮データ）を抽出及び伸長し、Ｄ／Ａ変換
後、音声出力する。
ラジオ放送を行うＤＡＢ（DigitalAudio Broadcastin
g）の実用化が進められている。このＤＡＢは、ＦＭ方
式での放送で生じるマルチパスの影響を受けにくくする
ため、新たに開発したＯＦＤＭ（Orthogonal Frequency
Division multiplex ：直交周波数分割多重）変調方式
を採用している。ＯＦＤＭでは、複数番組分の放送デー
タを直並列変換したあと、逆ＦＦＴ（Fast Fourier tra
nsform）変換して、互いに直交する多数の搬送波に多重
する。そして、各搬送波を各々ＤＱＰＳＫ変調したの
ち、一括して送信する（一括送信される搬送波群をアン
サンブルといい、占有周波数帯域幅は１．５ＭＨｚであ
る）。受信側は、１．５ＭＨｚの占有周波数帯域幅の１
アンサンブル分の搬送波群を一括して受信し、ＤＱＰＳ
Ｋ復調を行って受信データ群を復調後、更に、ＦＦＴ変
換、並直列変換、時間軸と周波数軸上のディインタリー
ブ、誤り検出／訂正を施して放送データを復調する。そ
して、希望する番組の音声データ（ＭＰＥＧ１レイヤＩ
Ｉに従う圧縮データ）を抽出及び伸長し、Ｄ／Ａ変換
後、音声出力する。
【０００３】ＤＡＢにおける受信周波数帯域は３つ有
り、従来のＦＭラジオ放送帯（８７．５〜１０８ＭＨ
ｚ）を用いるバンドＩＩ、ＴＶ放送帯（１７５〜２５０
ＭＨｚ）を用いるバンドＩＩＩ、１．４５２〜１．４９
２ＧＨｚのバンドＬである。移動体等で上記３つのバン
ドのＤＡＢの電波を受信する場合、アンテナ受波信号に
対し、ＲＦ増幅、中間周波信号への変換、搬送波毎のＤ
ＱＰＳＫ復調を行うチューナに感度特性、雑音指数の高
性能なものが必要であり、構成が複雑で高価なものとな
ってしまうが、アンテナブースタ回路を用いることでチ
ューナの性能上の負担を軽減できる。ＤＡＢで利用可能
なアンテナブースタ回路には例えば図６の如き構成が考
えられる。１はアンテナエレメントであり、バンドＩ
Ｉ、バンドＩＩＩ、バンドＬで共用する。２はアンテナ
ブースタ回路であり、アンテナエレメント１の設置場所
でアンテナ受波信号を増幅し、受信系の雑音指数を改善
するとともに、受信機本体３のチューナ４の感度特性、
雑音指数の性能上の負担を軽減する。アンテナブスータ
回路２の内、５はバンドＩＩ，ＩＩＩ，Ｌを含む帯域を
増幅する低雑音増幅器、６は低雑音増幅器５の出力を受
信機本体３の側に伝送する同軸ケーブル、７は低雑音増
幅器５に直流電源を供給する電源ケーブルである。この
ように構成されたアンテナブースタ回路２によれば、ア
ンテナエレメント１の設置場所でアンテナ受波信号を増
幅しておけるため、同軸ケーブル６で雑音を拾っても雑
音指数がそれほど悪化しないようにでき、また、チュー
ナ４に対する感度特性、雑音指数の要求性能を緩やかに
できる。
り、従来のＦＭラジオ放送帯（８７．５〜１０８ＭＨ
ｚ）を用いるバンドＩＩ、ＴＶ放送帯（１７５〜２５０
ＭＨｚ）を用いるバンドＩＩＩ、１．４５２〜１．４９
２ＧＨｚのバンドＬである。移動体等で上記３つのバン
ドのＤＡＢの電波を受信する場合、アンテナ受波信号に
対し、ＲＦ増幅、中間周波信号への変換、搬送波毎のＤ
ＱＰＳＫ復調を行うチューナに感度特性、雑音指数の高
性能なものが必要であり、構成が複雑で高価なものとな
ってしまうが、アンテナブースタ回路を用いることでチ
ューナの性能上の負担を軽減できる。ＤＡＢで利用可能
なアンテナブースタ回路には例えば図６の如き構成が考
えられる。１はアンテナエレメントであり、バンドＩ
Ｉ、バンドＩＩＩ、バンドＬで共用する。２はアンテナ
ブースタ回路であり、アンテナエレメント１の設置場所
でアンテナ受波信号を増幅し、受信系の雑音指数を改善
するとともに、受信機本体３のチューナ４の感度特性、
雑音指数の性能上の負担を軽減する。アンテナブスータ
回路２の内、５はバンドＩＩ，ＩＩＩ，Ｌを含む帯域を
増幅する低雑音増幅器、６は低雑音増幅器５の出力を受
信機本体３の側に伝送する同軸ケーブル、７は低雑音増
幅器５に直流電源を供給する電源ケーブルである。この
ように構成されたアンテナブースタ回路２によれば、ア
ンテナエレメント１の設置場所でアンテナ受波信号を増
幅しておけるため、同軸ケーブル６で雑音を拾っても雑
音指数がそれほど悪化しないようにでき、また、チュー
ナ４に対する感度特性、雑音指数の要求性能を緩やかに
できる。
【０００４】
【発明が解決しようとする課題】けれども、上記した構
成例では、１本のアンテナエレメント１で８７．５〜２
５０ＭＨｚのＶＨＦ帯（バンドＩ，ＩＩ）から１．５Ｇ
Ｈｚ帯（バンドＩＩＩ）までの幅広い帯域の受波を受け
持たせていること、及び、１つの低雑音増幅器５で８
７．５〜２５０ＭＨｚのＶＨＦ帯から１．５ＧＨｚ帯ま
での幅広い帯域の増幅を受け持たせていることから、ア
ンテナエレメント１と低雑音増幅器５をＶＨＦ帯と１．
５ＧＨｚ帯の両方に対し最適設計することができず、個
々の帯域で見た場合、ゲイン、雑音指数が悪く、受信系
全体での受信感度が悪化する問題が起きる。また、低雑
音増幅器５の使用周波数帯域が広いことから、ＴＶ放送
等の妨害信号によって飽和し易く、非直線ひずみが発生
し易いという問題がある。更に、１．５ＧＨｚ帯はＶＨ
Ｆ帯に比べて同軸ケーブル６での損失が大きく、受信系
の感度特性、Ｃ／Ｎ特性等が帯域毎に大きく異なってし
まうという問題が生じる。本発明は上記した従来技術の
問題に鑑み、個々の受信周波数帯域での受信性能を改善
し、受信周波数帯域間の受信性能の差を小さくできるア
ンテナブースタ付受信機を提供することを、その目的と
する。また、伝送ケーブルの敷設上の負担を少なくする
ことを、その目的とする。
成例では、１本のアンテナエレメント１で８７．５〜２
５０ＭＨｚのＶＨＦ帯（バンドＩ，ＩＩ）から１．５Ｇ
Ｈｚ帯（バンドＩＩＩ）までの幅広い帯域の受波を受け
持たせていること、及び、１つの低雑音増幅器５で８
７．５〜２５０ＭＨｚのＶＨＦ帯から１．５ＧＨｚ帯ま
での幅広い帯域の増幅を受け持たせていることから、ア
ンテナエレメント１と低雑音増幅器５をＶＨＦ帯と１．
５ＧＨｚ帯の両方に対し最適設計することができず、個
々の帯域で見た場合、ゲイン、雑音指数が悪く、受信系
全体での受信感度が悪化する問題が起きる。また、低雑
音増幅器５の使用周波数帯域が広いことから、ＴＶ放送
等の妨害信号によって飽和し易く、非直線ひずみが発生
し易いという問題がある。更に、１．５ＧＨｚ帯はＶＨ
Ｆ帯に比べて同軸ケーブル６での損失が大きく、受信系
の感度特性、Ｃ／Ｎ特性等が帯域毎に大きく異なってし
まうという問題が生じる。本発明は上記した従来技術の
問題に鑑み、個々の受信周波数帯域での受信性能を改善
し、受信周波数帯域間の受信性能の差を小さくできるア
ンテナブースタ付受信機を提供することを、その目的と
する。また、伝送ケーブルの敷設上の負担を少なくする
ことを、その目的とする。
【０００５】
【課題を解決するための手段】本発明の請求項１記載の
アンテナブースタ付受信機では、アンテナエレメントと
接続されたアンテナブースタ回路と受信機本体とを伝送
ケーブルで接続したアンテナブースタ付受信機におい
て、アンテナエレメントを受信周波数帯域別に設けると
ともに、アンテナブースタ回路に、入力側が各アンテナ
エレメントと個別に接続されるとともに、各々、対応す
るアンテナエレメントの受信周波数帯域を通過帯域とす
る複数の帯域通過フィルタと、各帯域通過フィルタの出
力側に個別に設けられた複数の低雑音増幅器と、各低雑
音増幅器の出力を合成し、伝送ケーブルに出力する合成
器とを備えたことを特徴としている。これにより、受信
機の受信周波数帯域が複数存在する場合、受信周波数帯
域毎にアンテナエレメントと低雑音増幅器を設けたこと
で、アンテナエレメント、低雑音増幅器を対応する受信
周波数帯域に対し最適設計できる。よって、アンテナ利
得、低雑音増幅器のゲイン，雑音指数を向上でき、受信
系全体の受信感度を良好にして受信周波数帯域間の格差
を小さくすることができる。また、低雑音増幅器を受信
周波数帯域別に設けるとともに入力側に、対応する受信
周波数帯域だけ通過させる帯域通過フィルタを設けたこ
とで、低雑音増幅器が妨害信号で飽和し難くなり、非直
線ひずみが発生し難くなる。
アンテナブースタ付受信機では、アンテナエレメントと
接続されたアンテナブースタ回路と受信機本体とを伝送
ケーブルで接続したアンテナブースタ付受信機におい
て、アンテナエレメントを受信周波数帯域別に設けると
ともに、アンテナブースタ回路に、入力側が各アンテナ
エレメントと個別に接続されるとともに、各々、対応す
るアンテナエレメントの受信周波数帯域を通過帯域とす
る複数の帯域通過フィルタと、各帯域通過フィルタの出
力側に個別に設けられた複数の低雑音増幅器と、各低雑
音増幅器の出力を合成し、伝送ケーブルに出力する合成
器とを備えたことを特徴としている。これにより、受信
機の受信周波数帯域が複数存在する場合、受信周波数帯
域毎にアンテナエレメントと低雑音増幅器を設けたこと
で、アンテナエレメント、低雑音増幅器を対応する受信
周波数帯域に対し最適設計できる。よって、アンテナ利
得、低雑音増幅器のゲイン，雑音指数を向上でき、受信
系全体の受信感度を良好にして受信周波数帯域間の格差
を小さくすることができる。また、低雑音増幅器を受信
周波数帯域別に設けるとともに入力側に、対応する受信
周波数帯域だけ通過させる帯域通過フィルタを設けたこ
とで、低雑音増幅器が妨害信号で飽和し難くなり、非直
線ひずみが発生し難くなる。
【０００６】本発明の請求項２記載のアンテナブースタ
付受信機では、請求項１記載の受信機において、アンテ
ナブースタ回路に、低雑音増幅器に対して、受信機本体
側で現在受信中の受信周波数帯域に対応する低雑音増幅
器だけに直流電源を給電する給電回路を設けたことを特
徴としている。これにより、現在、受信中の帯域以外の
他の低雑音増幅器の稼働が停止するので、他の低雑音増
幅器の出力が合成器を介して受信中の低雑音増幅器に回
り込み、相互変調ひずみを発生させるのを防止でき、受
信周波数帯域間の実用上の分離度が改善される。また、
受信中の帯域の低雑音増幅器だけ稼働するので節電を図
ることができる。
付受信機では、請求項１記載の受信機において、アンテ
ナブースタ回路に、低雑音増幅器に対して、受信機本体
側で現在受信中の受信周波数帯域に対応する低雑音増幅
器だけに直流電源を給電する給電回路を設けたことを特
徴としている。これにより、現在、受信中の帯域以外の
他の低雑音増幅器の稼働が停止するので、他の低雑音増
幅器の出力が合成器を介して受信中の低雑音増幅器に回
り込み、相互変調ひずみを発生させるのを防止でき、受
信周波数帯域間の実用上の分離度が改善される。また、
受信中の帯域の低雑音増幅器だけ稼働するので節電を図
ることができる。
【０００７】本発明の請求項３記載のアンテナブースタ
付受信機では、請求項２記載の受信機において、受信機
本体に、伝送ケーブルに直流電源電圧を重畳するととも
に、複数の全ての受信周波数帯域以外の周波数成分を持
ち、現在の受信周波数帯域を示す帯域選択信号を生成し
て伝送ケーブルに重畳する直流電源出力回路を設け、ア
ンテナブースタ回路の給電回路は、伝送ケーブルから直
流電源と帯域選択信号を取り出し、低雑音増幅器に対し
ては、伝送ケーブルから取り出した帯域選択信号の示す
受信周波数帯域の低雑音増幅器だけに直流電源を給電す
るようにしたことを特徴としている。これにより、受信
中の帯域以外の他の低雑音増幅器の稼働が停止するの
で、受信周波数帯域間の実用上の分離度が改善される。
また、受信中の帯域の低雑音増幅器だけ稼働するので節
電を図ることができる。更に、電源伝送用の専用の伝送
ケーブルが不要となり、ケーブル敷設上の負担が軽減す
る。
付受信機では、請求項２記載の受信機において、受信機
本体に、伝送ケーブルに直流電源電圧を重畳するととも
に、複数の全ての受信周波数帯域以外の周波数成分を持
ち、現在の受信周波数帯域を示す帯域選択信号を生成し
て伝送ケーブルに重畳する直流電源出力回路を設け、ア
ンテナブースタ回路の給電回路は、伝送ケーブルから直
流電源と帯域選択信号を取り出し、低雑音増幅器に対し
ては、伝送ケーブルから取り出した帯域選択信号の示す
受信周波数帯域の低雑音増幅器だけに直流電源を給電す
るようにしたことを特徴としている。これにより、受信
中の帯域以外の他の低雑音増幅器の稼働が停止するの
で、受信周波数帯域間の実用上の分離度が改善される。
また、受信中の帯域の低雑音増幅器だけ稼働するので節
電を図ることができる。更に、電源伝送用の専用の伝送
ケーブルが不要となり、ケーブル敷設上の負担が軽減す
る。
【０００８】本発明の請求項４記載のアンテナブースタ
付受信機では、請求項１、２、３記載の受信機におい
て、或る１または複数の受信周波数帯域については、ア
ンテナエレメント、帯域通過フィルタ、低雑音増幅器を
複数系統設けたことを特徴としている。これにより、或
る受信周波数帯域につき、アンテナエレメントを例え
ば、バーアンテナとパッチアンテナの如く複数設け、各
々、帯域通過フィルタで受信周波数帯域だけ通過させた
あと低雑音増幅器で増幅し、合成させることで、アンテ
ナ指向特性を改善し、感度を向上させることができる。
付受信機では、請求項１、２、３記載の受信機におい
て、或る１または複数の受信周波数帯域については、ア
ンテナエレメント、帯域通過フィルタ、低雑音増幅器を
複数系統設けたことを特徴としている。これにより、或
る受信周波数帯域につき、アンテナエレメントを例え
ば、バーアンテナとパッチアンテナの如く複数設け、各
々、帯域通過フィルタで受信周波数帯域だけ通過させた
あと低雑音増幅器で増幅し、合成させることで、アンテ
ナ指向特性を改善し、感度を向上させることができる。
【０００９】本発明の請求項５記載のアンテナブースタ
付受信機では、請求項１記載の受信機において、合成器
の出力側にアッテネータを設けたことを特徴としてい
る。これにより、受信機本体の受電端のインピーダンス
変動で伝送ケーブルと受電端との間に不整合が生じたと
き、合成器から伝送ケーブルを経て受電端に進行したア
ンテナ受波信号に対し、受電端で反射したあと再び合成
器の側に戻る成分を、アッテネータの減衰分だけ減衰さ
せることができるので、伝送ケーブルでのＶＳＷＲ（電
圧定在波比）の悪化を防止でき、伝送ケーブルがフラッ
トでない周波数−ゲイン特性を持ち、損失が大きくなる
のを抑制できる。
付受信機では、請求項１記載の受信機において、合成器
の出力側にアッテネータを設けたことを特徴としてい
る。これにより、受信機本体の受電端のインピーダンス
変動で伝送ケーブルと受電端との間に不整合が生じたと
き、合成器から伝送ケーブルを経て受電端に進行したア
ンテナ受波信号に対し、受電端で反射したあと再び合成
器の側に戻る成分を、アッテネータの減衰分だけ減衰さ
せることができるので、伝送ケーブルでのＶＳＷＲ（電
圧定在波比）の悪化を防止でき、伝送ケーブルがフラッ
トでない周波数−ゲイン特性を持ち、損失が大きくなる
のを抑制できる。
【００１０】本発明の請求項６記載のアンテナブースタ
付受信機では、アンテナエレメントと接続されたアンテ
ナブースタ回路と受信機本体とを伝送ケーブルで接続し
たアンテナブースタ付受信機において、アンテナエレメ
ントを受信周波数帯域別に設けるとともに、アンテナブ
ースタ回路に、入力側が各アンテナエレメントと個別に
接続されるとともに、少なくとも１つは希望信号の占有
周波数帯域幅と同じ通過帯域幅を有し、対応するアンテ
ナエレメントの受信周波数帯域内で中心周波数が可変
で、他は対応するアンテナエレメントの受信周波数帯域
を固定の通過帯域とする複数の帯域通過フィルタと、各
帯域通過フィルタの出力側に個別に設けられた複数の低
雑音増幅器と、各低雑音増幅器の出力を合成し、伝送ケ
ーブルに出力する合成器と、受信機本体で中心周波数が
可変の或る帯域通過フィルタに対応する受信周波数帯域
を受信中、同調周波数の変化に連動して当該帯域通過フ
ィルタに対する中心周波数の可変制御をするトラッキン
グ制御回路と、低雑音増幅器に対しては、受信機本体側
で現在受信中の受信周波数帯域に対応する低雑音増幅器
だけに直流電源を給電する給電回路とを設けたことを特
徴としている。これにより、受信機の受信周波数帯域が
複数存在する場合、受信周波数帯域毎にアンテナエレメ
ントと低雑音増幅器を設けたことで、アンテナエレメン
ト、低雑音増幅器を対応する受信周波数帯域に対し最適
設計できる。よって、アンテナ利得、低雑音増幅器のゲ
イン，雑音指数を向上でき、受信系全体の受信感度を良
好にして受信周波数帯域間の格差を小さくすることがで
きる。また、低雑音増幅器を受信周波数帯域別に設ける
とともに入力側に、希望信号の占有周波数帯域幅だけ通
過させる帯域通過フィルタを設けたことで、低雑音増幅
器が一層妨害信号で飽和し難くなり、非直線ひずみが一
層発生し難くなる。また、現在、受信中の帯域以外の他
の低雑音増幅器の稼働が停止するので、他の低雑音増幅
器の出力が合成器を介して受信中の低雑音増幅器に回り
込み、相互変調ひずみを発生させるのを防止でき、受信
周波数帯域間の実用上の分離度が改善される。また、受
信中の帯域の低雑音増幅器だけ稼働するので節電を図る
こともできる。
付受信機では、アンテナエレメントと接続されたアンテ
ナブースタ回路と受信機本体とを伝送ケーブルで接続し
たアンテナブースタ付受信機において、アンテナエレメ
ントを受信周波数帯域別に設けるとともに、アンテナブ
ースタ回路に、入力側が各アンテナエレメントと個別に
接続されるとともに、少なくとも１つは希望信号の占有
周波数帯域幅と同じ通過帯域幅を有し、対応するアンテ
ナエレメントの受信周波数帯域内で中心周波数が可変
で、他は対応するアンテナエレメントの受信周波数帯域
を固定の通過帯域とする複数の帯域通過フィルタと、各
帯域通過フィルタの出力側に個別に設けられた複数の低
雑音増幅器と、各低雑音増幅器の出力を合成し、伝送ケ
ーブルに出力する合成器と、受信機本体で中心周波数が
可変の或る帯域通過フィルタに対応する受信周波数帯域
を受信中、同調周波数の変化に連動して当該帯域通過フ
ィルタに対する中心周波数の可変制御をするトラッキン
グ制御回路と、低雑音増幅器に対しては、受信機本体側
で現在受信中の受信周波数帯域に対応する低雑音増幅器
だけに直流電源を給電する給電回路とを設けたことを特
徴としている。これにより、受信機の受信周波数帯域が
複数存在する場合、受信周波数帯域毎にアンテナエレメ
ントと低雑音増幅器を設けたことで、アンテナエレメン
ト、低雑音増幅器を対応する受信周波数帯域に対し最適
設計できる。よって、アンテナ利得、低雑音増幅器のゲ
イン，雑音指数を向上でき、受信系全体の受信感度を良
好にして受信周波数帯域間の格差を小さくすることがで
きる。また、低雑音増幅器を受信周波数帯域別に設ける
とともに入力側に、希望信号の占有周波数帯域幅だけ通
過させる帯域通過フィルタを設けたことで、低雑音増幅
器が一層妨害信号で飽和し難くなり、非直線ひずみが一
層発生し難くなる。また、現在、受信中の帯域以外の他
の低雑音増幅器の稼働が停止するので、他の低雑音増幅
器の出力が合成器を介して受信中の低雑音増幅器に回り
込み、相互変調ひずみを発生させるのを防止でき、受信
周波数帯域間の実用上の分離度が改善される。また、受
信中の帯域の低雑音増幅器だけ稼働するので節電を図る
こともできる。
【００１１】本発明の請求項７記載のアンテナブースタ
付受信機では、請求項６記載の受信機において、受信機
本体に、伝送ケーブルに直流電源電圧を重畳するととも
に、複数の全ての受信周波数帯域以外の周波数成分を持
ち、現在の受信周波数帯域を示す帯域選択信号を生成し
て伝送ケーブルに重畳する直流電源出力回路を設け、ア
ンテナブースタ回路の給電回路は、伝送ケーブルから直
流電源と帯域選択信号を取り出し、低雑音増幅器に対し
ては、伝送ケーブルから取り出した帯域選択信号の示す
受信周波数帯域の低雑音増幅器だけに直流電源を給電す
るようにしたことを特徴としている。これにより、電源
伝送用の専用の伝送ケーブルが不要となり、ケーブル敷
設上の負担が軽減する。
付受信機では、請求項６記載の受信機において、受信機
本体に、伝送ケーブルに直流電源電圧を重畳するととも
に、複数の全ての受信周波数帯域以外の周波数成分を持
ち、現在の受信周波数帯域を示す帯域選択信号を生成し
て伝送ケーブルに重畳する直流電源出力回路を設け、ア
ンテナブースタ回路の給電回路は、伝送ケーブルから直
流電源と帯域選択信号を取り出し、低雑音増幅器に対し
ては、伝送ケーブルから取り出した帯域選択信号の示す
受信周波数帯域の低雑音増幅器だけに直流電源を給電す
るようにしたことを特徴としている。これにより、電源
伝送用の専用の伝送ケーブルが不要となり、ケーブル敷
設上の負担が軽減する。
【００１２】本発明の請求項８記載のアンテナブースタ
付受信機では、請求項６、７記載の受信機において、或
る１または複数の受信周波数帯域については、アンテナ
エレメント、帯域通過フィルタ、低雑音増幅器を複数系
統設けたことを特徴としていいる。これにより、或る受
信周波数帯域につき、アンテナエレメントを例えば、バ
ーアンテナとパッチアンテナの如く複数設け、各々、帯
域通過フィルタで受信周波数帯域だけ通過させたあと低
雑音増幅器で増幅し、合成させることで、アンテナ指向
特性を改善し、感度を向上させることができる。
付受信機では、請求項６、７記載の受信機において、或
る１または複数の受信周波数帯域については、アンテナ
エレメント、帯域通過フィルタ、低雑音増幅器を複数系
統設けたことを特徴としていいる。これにより、或る受
信周波数帯域につき、アンテナエレメントを例えば、バ
ーアンテナとパッチアンテナの如く複数設け、各々、帯
域通過フィルタで受信周波数帯域だけ通過させたあと低
雑音増幅器で増幅し、合成させることで、アンテナ指向
特性を改善し、感度を向上させることができる。
【００１３】本発明の請求項９記載のアンテナブースタ
付受信機では、請求項６、７、８記載の受信機におい
て、合成器の出力側にアッテネータを設けたことを特徴
としている。これにより、受信機本体の受電端のインピ
ーダンス変動で伝送ケーブルと受電端との間に不整合が
生じたとき、合成器から伝送ケーブルを経て受電端に進
行したアンテナ受波信号に対し、受電端で反射したあと
再び合成器の側に戻る成分を、アッテネータの減衰分だ
け減衰させることができるので、伝送ケーブルでのＶＳ
ＷＲ（電圧定在波比）の悪化を防止でき、伝送ケーブル
がフラットでない周波数−ゲイン特性を持ち、損失が大
きくなるのを抑制できる。
付受信機では、請求項６、７、８記載の受信機におい
て、合成器の出力側にアッテネータを設けたことを特徴
としている。これにより、受信機本体の受電端のインピ
ーダンス変動で伝送ケーブルと受電端との間に不整合が
生じたとき、合成器から伝送ケーブルを経て受電端に進
行したアンテナ受波信号に対し、受電端で反射したあと
再び合成器の側に戻る成分を、アッテネータの減衰分だ
け減衰させることができるので、伝送ケーブルでのＶＳ
ＷＲ（電圧定在波比）の悪化を防止でき、伝送ケーブル
がフラットでない周波数−ゲイン特性を持ち、損失が大
きくなるのを抑制できる。
【００１４】
【発明の実施の態様】以下、図１に従って本発明の１つ
の実施の態様を説明する。図１は車載用ＤＡＢ受信シス
テムの構成を示すブロック図である。１１〜１３は各
々、車両所定箇所に設置されたアンテナエレメントであ
り、１１は１．５ＧＨｚ帯用のパッチアンテナ、１２は
１．５ＧＨｚ帯用のバーアンテナ（例えば、ホイップア
ンテナ）、１３は８７．５〜２５０ＭＨｚのＶＨＦ帯用
のバーアンテナ（例えば、ホイップアンテナ）である。
２０はアンテナブースタ回路であり、この内、２１と２
２は各々１．４５２〜１．４９２ＧＨｚを通過帯域とす
る帯域通過フィルタ、２３は８７．５〜２５０ＭＨｚを
通過帯域とする帯域通過フィルタ、２５〜２７は各々、
帯域通過フィルタ２１〜２３の出力側に接続されてアン
テナ受波信号の増幅をする低雑音増幅器、３０は低雑音
増幅器２５と２６の出力を合成する合成器（コンバイ
ナ）であり、例えば、ダイプレクサなどのデュープレク
サを用いてある。３１は合成器３０と低雑音増幅器２７
の出力を合成する合成器であり、ここではダイプレクサ
を用いてある。ダイプレクサによれば、２入力間のアイ
ソレーションが確保されるので、低雑音増幅器２７の出
力が合成器３０を介して低雑音増幅器２５，２６の側に
入り込み、非直線ひずみを発生させたり、逆に、合成器
３０の出力が低雑音増幅器２７に入り込み、非直線ひず
みを発生させるのが防止される。また、ダイプレクサに
よれば、入力側伝送路及び出力側伝送路とのインピーダ
ンス整合を取れるので、損失の発生を防止することがで
きる。
の実施の態様を説明する。図１は車載用ＤＡＢ受信シス
テムの構成を示すブロック図である。１１〜１３は各
々、車両所定箇所に設置されたアンテナエレメントであ
り、１１は１．５ＧＨｚ帯用のパッチアンテナ、１２は
１．５ＧＨｚ帯用のバーアンテナ（例えば、ホイップア
ンテナ）、１３は８７．５〜２５０ＭＨｚのＶＨＦ帯用
のバーアンテナ（例えば、ホイップアンテナ）である。
２０はアンテナブースタ回路であり、この内、２１と２
２は各々１．４５２〜１．４９２ＧＨｚを通過帯域とす
る帯域通過フィルタ、２３は８７．５〜２５０ＭＨｚを
通過帯域とする帯域通過フィルタ、２５〜２７は各々、
帯域通過フィルタ２１〜２３の出力側に接続されてアン
テナ受波信号の増幅をする低雑音増幅器、３０は低雑音
増幅器２５と２６の出力を合成する合成器（コンバイ
ナ）であり、例えば、ダイプレクサなどのデュープレク
サを用いてある。３１は合成器３０と低雑音増幅器２７
の出力を合成する合成器であり、ここではダイプレクサ
を用いてある。ダイプレクサによれば、２入力間のアイ
ソレーションが確保されるので、低雑音増幅器２７の出
力が合成器３０を介して低雑音増幅器２５，２６の側に
入り込み、非直線ひずみを発生させたり、逆に、合成器
３０の出力が低雑音増幅器２７に入り込み、非直線ひず
みを発生させるのが防止される。また、ダイプレクサに
よれば、入力側伝送路及び出力側伝送路とのインピーダ
ンス整合を取れるので、損失の発生を防止することがで
きる。
【００１５】４０は合成器３１の側に直流成分が入り込
まないようにし、各低雑音増幅器２５〜２７で最適な動
作ポイントが維持されるようにする直流カットコンデン
サ、４１は−３ｄＢだけ減衰させるアッテネータ（ＡＴ
Ｔ）である。アッテネータ４１の出力側はインピーダン
ス整合の取られた同軸ケーブル６０を介して受信機本体
７０と接続されている。アッテネータ４１は同軸ケーブ
ル６０でのＶＳＷＲ（電圧定在波比）の悪化を防止す
る。同軸ケーブル６０の中心導体には受信機本体７０の
中で、高電圧ＶH と低電圧ＶL の２種類の直流電源電圧
が択一的に重畳されるようになっている。この直流電源
の電圧値は現在の受信周波数帯域を示す帯域選択信号と
して機能し、ＶH は受信機本体７０が現在、バンドＬに
係る１．５ＧＨｚ帯を受信していることを示し、ＶL は
現在、バンドＩＩ−ＩＩＩに係るＶＨＦ帯を受信してい
ることを示す。
まないようにし、各低雑音増幅器２５〜２７で最適な動
作ポイントが維持されるようにする直流カットコンデン
サ、４１は−３ｄＢだけ減衰させるアッテネータ（ＡＴ
Ｔ）である。アッテネータ４１の出力側はインピーダン
ス整合の取られた同軸ケーブル６０を介して受信機本体
７０と接続されている。アッテネータ４１は同軸ケーブ
ル６０でのＶＳＷＲ（電圧定在波比）の悪化を防止す
る。同軸ケーブル６０の中心導体には受信機本体７０の
中で、高電圧ＶH と低電圧ＶL の２種類の直流電源電圧
が択一的に重畳されるようになっている。この直流電源
の電圧値は現在の受信周波数帯域を示す帯域選択信号と
して機能し、ＶH は受信機本体７０が現在、バンドＬに
係る１．５ＧＨｚ帯を受信していることを示し、ＶL は
現在、バンドＩＩ−ＩＩＩに係るＶＨＦ帯を受信してい
ることを示す。
【００１６】５０は給電回路であり、アッテネータ４１
の入力側から直流電源電圧と帯域選択信号の両方の機能
を有する直流成分を取り出し、ＶH の場合は低雑音増幅
器２５と２６だけに給電し、ＶL の場合は低雑音増幅器
２７だけに給電する。５１はアッテネータ４１の入力側
から直流電源及び帯域選択信号としての機能を有する直
流成分を取り出す低域通過フィルタ（ＡＣエリミネート
フィルタ）、５２は判別回路であり、低域通過フィルタ
５１の出力電圧Ｅ0 の高低を判別し、高のときは低域通
過フィルタ５１の出力を低雑音増幅器２５，２６に直流
電源として供給し、低のときは低域通過フィルタ５１の
出力を低雑音増幅器２７に供給する。
の入力側から直流電源電圧と帯域選択信号の両方の機能
を有する直流成分を取り出し、ＶH の場合は低雑音増幅
器２５と２６だけに給電し、ＶL の場合は低雑音増幅器
２７だけに給電する。５１はアッテネータ４１の入力側
から直流電源及び帯域選択信号としての機能を有する直
流成分を取り出す低域通過フィルタ（ＡＣエリミネート
フィルタ）、５２は判別回路であり、低域通過フィルタ
５１の出力電圧Ｅ0 の高低を判別し、高のときは低域通
過フィルタ５１の出力を低雑音増幅器２５，２６に直流
電源として供給し、低のときは低域通過フィルタ５１の
出力を低雑音増幅器２７に供給する。
【００１７】図２に判別回路５２の具体的な回路の一例
を示す。図２の内、Ｒ１〜Ｒ１６は各々、所定の抵抗値
を持つ抵抗、Ｑ１〜Ｑ６はトランジスタ、Ｄ１はダイオ
ード、Ｃ１，Ｃ２は平滑用のコンデンサである。直流電
源出力回路７８の出力がＶHのときのＥ0 の値をＶ
H ´、ＶL のときのＥ0 の値をＶL ´とする。ＶL ´＜
ＶC ＜ＶH ´の関係にある適当な値のＶC が設定してあ
り、直流電源出力回路７８の出力がＶL で、 Ｅ0 ＜Ｖ
C のとき、Ｑ１がオフし、これに伴いＱ２がオフ，Ｑ３
がオンし、Ｑ６がオフ，Ｑ４がオンとなって、Ｅ0 ＝Ｖ
L ´はＥ1 として低雑音増幅器２７に供給されるように
なっている。低雑音増幅器２５，２６の給電電圧Ｅ2 ＝
０Ｖである。これと反対に、直流電源出力回路７８の出
力がＶH で、ＶC ＜Ｅ0 のとき、Ｑ１がオンし、これに
伴いＱ２がオン，Ｑ３がオフし、Ｑ６がオン，Ｑ４がオ
フとなって、Ｅ0 ＝ＶH ´はＥ2 として低雑音増幅器２
５，２６に供給されるようになっている。低雑音増幅器
２７の給電電圧Ｅ1 ＝０Ｖである。なお、Ｄ１は省略可
能である。
を示す。図２の内、Ｒ１〜Ｒ１６は各々、所定の抵抗値
を持つ抵抗、Ｑ１〜Ｑ６はトランジスタ、Ｄ１はダイオ
ード、Ｃ１，Ｃ２は平滑用のコンデンサである。直流電
源出力回路７８の出力がＶHのときのＥ0 の値をＶ
H ´、ＶL のときのＥ0 の値をＶL ´とする。ＶL ´＜
ＶC ＜ＶH ´の関係にある適当な値のＶC が設定してあ
り、直流電源出力回路７８の出力がＶL で、 Ｅ0 ＜Ｖ
C のとき、Ｑ１がオフし、これに伴いＱ２がオフ，Ｑ３
がオンし、Ｑ６がオフ，Ｑ４がオンとなって、Ｅ0 ＝Ｖ
L ´はＥ1 として低雑音増幅器２７に供給されるように
なっている。低雑音増幅器２５，２６の給電電圧Ｅ2 ＝
０Ｖである。これと反対に、直流電源出力回路７８の出
力がＶH で、ＶC ＜Ｅ0 のとき、Ｑ１がオンし、これに
伴いＱ２がオン，Ｑ３がオフし、Ｑ６がオン，Ｑ４がオ
フとなって、Ｅ0 ＝ＶH ´はＥ2 として低雑音増幅器２
５，２６に供給されるようになっている。低雑音増幅器
２７の給電電圧Ｅ1 ＝０Ｖである。なお、Ｄ１は省略可
能である。
【００１８】受信機本体７０において、７１は直流カッ
トコンデンサ、７２はチューナであり、アンテナ受波信
号に対し、ＲＦ増幅、中間周波信号への変換及び増幅、
搬送波毎のＤＱＰＳＫ復調を行う。チューナ７２はバン
ドＩＩ，ＩＩＩで共用のＶＨＦ帯用のフロントエンド，
ＰＬＬ周波数シンセサイザ式局部発振器，ＩＦ回路と、
バンドＬの１．５ＧＨｚ帯専用のフロントエンド，ＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザ式局部発振器，ＩＦ回路を持ち、
ＤＱＰＳＫ復調回路は全てのバンドＩＩ，ＩＩＩ，Ｌで
共用する。チューナ７２に対するバンド切り換え制御
（バンドＩＩ−ＩＩＩとバンドＬの切り換え）と、同調
周波数可変制御はコントローラによりなされる。７３は
信号処理回路であり、チューナ７２から出力される搬送
波毎の受信データ群に対し、ＦＦＴ変換、並直列変換、
時間軸と周波数軸上のディインタリーブ、誤り検出／訂
正を施して放送データを復調する。そして、コントロー
ラにより選択されたユーザ希望番組の音声データ（ＭＰ
ＥＧ１レイヤＩＩに従う圧縮データ）を抽出及び伸長し
て出力する。７４は伸長後の音声データをアナログ音声
信号に変換するＤ／Ａ変換器、７５は音声信号を増幅す
るアンプ、７６はスピーカである。
トコンデンサ、７２はチューナであり、アンテナ受波信
号に対し、ＲＦ増幅、中間周波信号への変換及び増幅、
搬送波毎のＤＱＰＳＫ復調を行う。チューナ７２はバン
ドＩＩ，ＩＩＩで共用のＶＨＦ帯用のフロントエンド，
ＰＬＬ周波数シンセサイザ式局部発振器，ＩＦ回路と、
バンドＬの１．５ＧＨｚ帯専用のフロントエンド，ＰＬ
Ｌ周波数シンセサイザ式局部発振器，ＩＦ回路を持ち、
ＤＱＰＳＫ復調回路は全てのバンドＩＩ，ＩＩＩ，Ｌで
共用する。チューナ７２に対するバンド切り換え制御
（バンドＩＩ−ＩＩＩとバンドＬの切り換え）と、同調
周波数可変制御はコントローラによりなされる。７３は
信号処理回路であり、チューナ７２から出力される搬送
波毎の受信データ群に対し、ＦＦＴ変換、並直列変換、
時間軸と周波数軸上のディインタリーブ、誤り検出／訂
正を施して放送データを復調する。そして、コントロー
ラにより選択されたユーザ希望番組の音声データ（ＭＰ
ＥＧ１レイヤＩＩに従う圧縮データ）を抽出及び伸長し
て出力する。７４は伸長後の音声データをアナログ音声
信号に変換するＤ／Ａ変換器、７５は音声信号を増幅す
るアンプ、７６はスピーカである。
【００１９】７７はバンドＩＩ、ＩＩＩ、Ｌのバンド選
択操作、同調周波数可変操作、１アンサンブル中の希望
番組の選択操作をする操作部、７８は直流電源出力回路
であり、コントローラの制御で高電圧ＶH と低電圧ＶL
との２種類の直流電源電圧を切り換えて生成し、同軸ケ
ーブル６０の中心導体に重畳する。ＶH はバンドＬに係
る１．５ＧＨｚ帯の帯域選択信号として機能し、ＶL は
バンドＩＩ−ＩＩＩに係るＶＨＦ帯の帯域選択信号とし
て機能する。このように、受信周波数帯域外の周波数成
分である直流電源電圧値を帯域選択信号とすることで、
アンテナ受波信号に影響を与えることなく、同軸ケーブ
ル６０を使用して受信機本体７０からアンテナブースタ
回路２０へ帯域選択信号を伝送できる。７９はマイコン
構成のコントローラであり、ユーザのバンド選択操作と
同調周波数可変操作に従い、チューナ７２に対しバンド
ＩＩ−ＩＩＩ（ＶＨＦ帯）側またはバンドＬ（１．５Ｇ
Ｈｚ帯）側への切り換え制御と同調周波数可変制御を
し、番組選択操作に従い信号処理回路７３に対する番組
選択制御をする。また、コントローラ７９は、チューナ
７２をバンドＩＩ−ＩＩＩに切り換える際、直流電源出
力回路７８に対しバンドＩＩ−ＩＩＩへの切り換え制御
をし、ＶL を生成させ、チューナ７２をバンドＬに切り
換える際、直流電源出力回路７８に対しバンドＬへの切
り換え制御をし、ＶH を生成させる。８０はアンテナ受
波信号成分が直流電源出力回路７８の側に回り込まない
ように、カットするためのＬＰＦである。
択操作、同調周波数可変操作、１アンサンブル中の希望
番組の選択操作をする操作部、７８は直流電源出力回路
であり、コントローラの制御で高電圧ＶH と低電圧ＶL
との２種類の直流電源電圧を切り換えて生成し、同軸ケ
ーブル６０の中心導体に重畳する。ＶH はバンドＬに係
る１．５ＧＨｚ帯の帯域選択信号として機能し、ＶL は
バンドＩＩ−ＩＩＩに係るＶＨＦ帯の帯域選択信号とし
て機能する。このように、受信周波数帯域外の周波数成
分である直流電源電圧値を帯域選択信号とすることで、
アンテナ受波信号に影響を与えることなく、同軸ケーブ
ル６０を使用して受信機本体７０からアンテナブースタ
回路２０へ帯域選択信号を伝送できる。７９はマイコン
構成のコントローラであり、ユーザのバンド選択操作と
同調周波数可変操作に従い、チューナ７２に対しバンド
ＩＩ−ＩＩＩ（ＶＨＦ帯）側またはバンドＬ（１．５Ｇ
Ｈｚ帯）側への切り換え制御と同調周波数可変制御を
し、番組選択操作に従い信号処理回路７３に対する番組
選択制御をする。また、コントローラ７９は、チューナ
７２をバンドＩＩ−ＩＩＩに切り換える際、直流電源出
力回路７８に対しバンドＩＩ−ＩＩＩへの切り換え制御
をし、ＶL を生成させ、チューナ７２をバンドＬに切り
換える際、直流電源出力回路７８に対しバンドＬへの切
り換え制御をし、ＶH を生成させる。８０はアンテナ受
波信号成分が直流電源出力回路７８の側に回り込まない
ように、カットするためのＬＰＦである。
【００２０】次に、上記した実施の態様の動作を簡単に
説明する。なお、ＶH ＝１２Ｖ、ＶH ´≒８．５Ｖ、Ｖ
L ＝８Ｖ、ＶL ´≒５．７Ｖ、ＶC ＝７Ｖとする。バンドＩＩ−ＩＩＩの受信 ユーザがバンドＩＩの１０５ＭＨｚの周波数で放送され
ている或るＤＡＢ番組を聴取するため、操作部７７でバ
ンドＩＩを選択すると、コントローラ７９はチューナ７
２に対しバンドＩＩ−ＩＩＩへの切り換え制御をし、ま
た、直流電源出力回路７８を制御してＶL ＝８Ｖの直流
電源を生成させ、同軸ケーブル６０に印加させる。操作
部７７で同調周波数Ｆを可変する操作をすると、コント
ローラ７９はチューナ７２に対し同調周波数可変制御を
する。受信機本体７０では、給電回路５０のＬＰＦ５１
がアッテネータ４１の入力側から同軸ケーブル５０に重
畳された直流電源電圧を取り出し、判別回路５２がＬＰ
Ｆ５１の出力Ｅ0 の電圧値の高低を判別する。ここで
は、Ｅ0 ＜ＶC であり、低電圧なので、バンドＩＩ−Ｉ
ＩＩのＶＨＦ帯に係る低雑音増幅器２７だけに直流電源
電圧Ｅ1 ＝ＶL ´≒５．７Ｖを給電して稼働状態とし、
低雑音増幅器２５，２６の給電電圧Ｅ2 は０Ｖにして停
止状態とする。
説明する。なお、ＶH ＝１２Ｖ、ＶH ´≒８．５Ｖ、Ｖ
L ＝８Ｖ、ＶL ´≒５．７Ｖ、ＶC ＝７Ｖとする。バンドＩＩ−ＩＩＩの受信 ユーザがバンドＩＩの１０５ＭＨｚの周波数で放送され
ている或るＤＡＢ番組を聴取するため、操作部７７でバ
ンドＩＩを選択すると、コントローラ７９はチューナ７
２に対しバンドＩＩ−ＩＩＩへの切り換え制御をし、ま
た、直流電源出力回路７８を制御してＶL ＝８Ｖの直流
電源を生成させ、同軸ケーブル６０に印加させる。操作
部７７で同調周波数Ｆを可変する操作をすると、コント
ローラ７９はチューナ７２に対し同調周波数可変制御を
する。受信機本体７０では、給電回路５０のＬＰＦ５１
がアッテネータ４１の入力側から同軸ケーブル５０に重
畳された直流電源電圧を取り出し、判別回路５２がＬＰ
Ｆ５１の出力Ｅ0 の電圧値の高低を判別する。ここで
は、Ｅ0 ＜ＶC であり、低電圧なので、バンドＩＩ−Ｉ
ＩＩのＶＨＦ帯に係る低雑音増幅器２７だけに直流電源
電圧Ｅ1 ＝ＶL ´≒５．７Ｖを給電して稼働状態とし、
低雑音増幅器２５，２６の給電電圧Ｅ2 は０Ｖにして停
止状態とする。
【００２１】この結果、アンテナエレメント１３の受波
信号から帯域通過フィルタ２３で８７．５〜２５０ＭＨ
ｚの帯域が取り出され、低雑音増幅器２７で増幅され
る。アンテナエレメント１３はＶＨＦ帯専用であり、Ｖ
ＨＦ帯で最適なアンテナ利得が得られるように設計で
き、また、低雑音増幅器２７もＶＨＦ帯専用であること
から、ＶＨＦ帯での最適なゲイン、雑音指数、入力ダイ
ナミックレンジが得られるように設計できる。このため
バンドＩＩ−ＩＩＩの受信時に受信系全体で良好な受信
感度を得ることができる。また、８７．５〜２５０ＭＨ
ｚ以外の周波数成分は低雑音増幅器２７に入力されない
ので、８７．５〜２５０ＭＨｚ以外に妨害信号が多数存
在していても低雑音増幅器２７は飽和しにくく、非直線
ひずみが生じにくい。このため、ゲインを大きくして受
信系全体の雑音指数を向上することができる。更に、合
成器３１にダイプレクサを用いていることから入力端子
間の分離度が高く、しかも、バンドＬの１．５ＧＨｚ帯
に係る低雑音増幅器２５，２６が停止状態にあるので、
これらの低雑音増幅器２５，２６の出力が合成器３０，
３１を介して低雑音増幅器２７に入り込み、相互変調ひ
ずみを発生させたり、逆に、低雑音増幅器２７の出力が
低雑音増幅器２５，２６に入り込み、相互変調ひずみを
発生させたりする恐れがなく、バンドＬとＩＩ−ＩＩＩ
とで同軸ケーブル６０を共用する場合に、バンドＬとバ
ンドＩＩ−ＩＩＩの間の実用上の分離度が向上する。
信号から帯域通過フィルタ２３で８７．５〜２５０ＭＨ
ｚの帯域が取り出され、低雑音増幅器２７で増幅され
る。アンテナエレメント１３はＶＨＦ帯専用であり、Ｖ
ＨＦ帯で最適なアンテナ利得が得られるように設計で
き、また、低雑音増幅器２７もＶＨＦ帯専用であること
から、ＶＨＦ帯での最適なゲイン、雑音指数、入力ダイ
ナミックレンジが得られるように設計できる。このため
バンドＩＩ−ＩＩＩの受信時に受信系全体で良好な受信
感度を得ることができる。また、８７．５〜２５０ＭＨ
ｚ以外の周波数成分は低雑音増幅器２７に入力されない
ので、８７．５〜２５０ＭＨｚ以外に妨害信号が多数存
在していても低雑音増幅器２７は飽和しにくく、非直線
ひずみが生じにくい。このため、ゲインを大きくして受
信系全体の雑音指数を向上することができる。更に、合
成器３１にダイプレクサを用いていることから入力端子
間の分離度が高く、しかも、バンドＬの１．５ＧＨｚ帯
に係る低雑音増幅器２５，２６が停止状態にあるので、
これらの低雑音増幅器２５，２６の出力が合成器３０，
３１を介して低雑音増幅器２７に入り込み、相互変調ひ
ずみを発生させたり、逆に、低雑音増幅器２７の出力が
低雑音増幅器２５，２６に入り込み、相互変調ひずみを
発生させたりする恐れがなく、バンドＬとＩＩ−ＩＩＩ
とで同軸ケーブル６０を共用する場合に、バンドＬとバ
ンドＩＩ−ＩＩＩの間の実用上の分離度が向上する。
【００２２】低雑音増幅器２７の出力は、合成器３１、
直流カットコンデンサ４０、アッテネータ４１、同軸ケ
ーブル６０を介して受信機本体７０に伝送され、直流カ
ットコンデンサ７１を経てチューナ７２に入力される。
このとき、アッテネータ４１の存在により、受信機本体
７０の受電端であるチューナ７２の入力端のインピーダ
ンス変動で同軸ケーブル６０との間に不整合が生じたと
き、合成器３１から出力され、同軸ケーブル６０を経て
受信機本体７０の側へ進行したアンテナ受波信号に対
し、受信機本体７０のチューナ７２の入力端で反射した
あと同軸ケーブル６０を経て合成器３１の側に戻る反射
波成分を−３ｄＢだけ減衰させることができるので、同
軸ケーブル６０でのＶＳＷＲ（電圧定在波比）の悪化を
防止でき、同軸ケーブル６０がフラットでない周波数−
ゲイン特性を持ち、大きな損失が生じるのを抑制でき
る。
直流カットコンデンサ４０、アッテネータ４１、同軸ケ
ーブル６０を介して受信機本体７０に伝送され、直流カ
ットコンデンサ７１を経てチューナ７２に入力される。
このとき、アッテネータ４１の存在により、受信機本体
７０の受電端であるチューナ７２の入力端のインピーダ
ンス変動で同軸ケーブル６０との間に不整合が生じたと
き、合成器３１から出力され、同軸ケーブル６０を経て
受信機本体７０の側へ進行したアンテナ受波信号に対
し、受信機本体７０のチューナ７２の入力端で反射した
あと同軸ケーブル６０を経て合成器３１の側に戻る反射
波成分を−３ｄＢだけ減衰させることができるので、同
軸ケーブル６０でのＶＳＷＲ（電圧定在波比）の悪化を
防止でき、同軸ケーブル６０がフラットでない周波数−
ゲイン特性を持ち、大きな損失が生じるのを抑制でき
る。
【００２３】また、直流カットコンデンサ４０の存在に
より、同軸ケーブル６０に重畳された直流電源電圧が合
成器３１に入り込むのが防止され、これによって、低雑
音増幅器２７の動作ポイントが最適状態に維持されて出
力の飽和、相互変調ひずみの発生が抑制される。また、
直流カットコンデンサ４０から出力されるアンテナ受波
信号はＬＰＦ５１に阻止されるので、判別回路５２が直
流電源の高低判別を誤ることはない。受信機本体７０で
も直流カットコンデンサ７１の存在により、直流電源電
圧がチューナ７２に入り込むのが防止され、これによっ
て、チューナ７２のＲＦ回路の動作ポイントが最適状態
に維持されてＲＦ回路出力の飽和、相互変調ひずみの発
生が抑制される。
より、同軸ケーブル６０に重畳された直流電源電圧が合
成器３１に入り込むのが防止され、これによって、低雑
音増幅器２７の動作ポイントが最適状態に維持されて出
力の飽和、相互変調ひずみの発生が抑制される。また、
直流カットコンデンサ４０から出力されるアンテナ受波
信号はＬＰＦ５１に阻止されるので、判別回路５２が直
流電源の高低判別を誤ることはない。受信機本体７０で
も直流カットコンデンサ７１の存在により、直流電源電
圧がチューナ７２に入り込むのが防止され、これによっ
て、チューナ７２のＲＦ回路の動作ポイントが最適状態
に維持されてＲＦ回路出力の飽和、相互変調ひずみの発
生が抑制される。
【００２４】ユーザが操作部７７で同調周波数可変操作
をし１０５ＭＨｚにすると、コントローラ７９はチュー
ナ７２の同調周波数を１０５ＭＨｚとさせる。アンテナ
受波信号を入力したチューナ７２はＲＦ増幅、希望信号
への同調及び中間周波信号への変換、ＤＱＰＳＫ復調を
し、搬送波毎の受信データ群を出力する。この受信デー
タ群は信号処理回路７３にて、ＦＦＴ変換、並直列変
換、時間軸と周波数軸上のディインタリーブ、誤り検出
／訂正が施されて放送データが復調される。ユーザが操
作部７７で希望番組の選択をすると、コントローラ７９
は信号処理回路７３を制御して、放送データの中からユ
ーザ希望番組の圧縮音声データを抽出及び伸長して出力
させる。伸長後の音声データはＤ／Ａ変換器７４でアナ
ログ音声信号に変換され、アンプ７５で増幅後、スピー
カ７６より音声出力される。これにより、バンドＩＩの
希望番組を聴取できる。このあと、バンドＩＩＩの或る
受信周波数の番組に変えたい場合、操作部７７で同調周
波数を上げる操作をすれば、チューナ７２の同調周波数
が上がる。よって、希望放送の周波数に合わせたあと、
番組を選択することで希望番組を聴取可能となる。
をし１０５ＭＨｚにすると、コントローラ７９はチュー
ナ７２の同調周波数を１０５ＭＨｚとさせる。アンテナ
受波信号を入力したチューナ７２はＲＦ増幅、希望信号
への同調及び中間周波信号への変換、ＤＱＰＳＫ復調を
し、搬送波毎の受信データ群を出力する。この受信デー
タ群は信号処理回路７３にて、ＦＦＴ変換、並直列変
換、時間軸と周波数軸上のディインタリーブ、誤り検出
／訂正が施されて放送データが復調される。ユーザが操
作部７７で希望番組の選択をすると、コントローラ７９
は信号処理回路７３を制御して、放送データの中からユ
ーザ希望番組の圧縮音声データを抽出及び伸長して出力
させる。伸長後の音声データはＤ／Ａ変換器７４でアナ
ログ音声信号に変換され、アンプ７５で増幅後、スピー
カ７６より音声出力される。これにより、バンドＩＩの
希望番組を聴取できる。このあと、バンドＩＩＩの或る
受信周波数の番組に変えたい場合、操作部７７で同調周
波数を上げる操作をすれば、チューナ７２の同調周波数
が上がる。よって、希望放送の周波数に合わせたあと、
番組を選択することで希望番組を聴取可能となる。
【００２５】バンドＬの受信 バンドＬの周波数１．４７２ＧＨｚで放送されているＤ
ＡＢ番組を聴取したいとき、操作部７７でバンドＬを選
択する。コントローラ７９はチューナ７２に対しバンド
Ｌへの切り換え制御をし、また、直流電源出力回路７８
を制御してＶH＝１２Ｖの直流電源を生成させ、同軸ケ
ーブル６０に印加させる。。続いて、操作部７７で同調
周波数を可変する操作をすると、コントローラ７９はチ
ューナ７２に対し同調周波数可変制御をする。アンテナ
ブースタ回路２０では、給電回路５０のＬＰＦ５１がア
ッテネータ４１の入力側から同軸ケーブル５０に重畳さ
れた直流電源電圧を取り出し、判別回路５２がＬＰＦ５
１の出力Ｅ0 の電圧値が高か低か判別する。ここでは、
ＶC ＜Ｅ0 となり、高電圧なので、バンドＬの１．５Ｇ
Ｈｚ帯に係る低雑音増幅器２５，２６だけに直流電源電
圧Ｅ2 ＝ＶH ´≒８．５Ｖを給電して稼働状態とし、低
雑音増幅器２７への給電電圧Ｅ1 ＝０Ｖとし、停止状態
とする。
ＡＢ番組を聴取したいとき、操作部７７でバンドＬを選
択する。コントローラ７９はチューナ７２に対しバンド
Ｌへの切り換え制御をし、また、直流電源出力回路７８
を制御してＶH＝１２Ｖの直流電源を生成させ、同軸ケ
ーブル６０に印加させる。。続いて、操作部７７で同調
周波数を可変する操作をすると、コントローラ７９はチ
ューナ７２に対し同調周波数可変制御をする。アンテナ
ブースタ回路２０では、給電回路５０のＬＰＦ５１がア
ッテネータ４１の入力側から同軸ケーブル５０に重畳さ
れた直流電源電圧を取り出し、判別回路５２がＬＰＦ５
１の出力Ｅ0 の電圧値が高か低か判別する。ここでは、
ＶC ＜Ｅ0 となり、高電圧なので、バンドＬの１．５Ｇ
Ｈｚ帯に係る低雑音増幅器２５，２６だけに直流電源電
圧Ｅ2 ＝ＶH ´≒８．５Ｖを給電して稼働状態とし、低
雑音増幅器２７への給電電圧Ｅ1 ＝０Ｖとし、停止状態
とする。
【００２６】この結果、アンテナエレメント１１，１２
の受波信号から帯域通過フィルタ２１，２２で１．４５
２〜１．４９２ＧＨｚの帯域が取り出され、低雑音増幅
器２５，２６で増幅される。アンテナエレメント１１，
１２は各々、１．５ＧＨｚ帯専用であり、該帯域で最適
なアンテナ利得が得られるように設計でき、また、低雑
音増幅器２５，２６も各々、１．５ＧＨｚ帯専用である
ことから、該帯域での最適なゲイン、雑音指数、入力ダ
イナミックレンジが得られるように設計できる。低雑音
増幅器２５，２６の出力は合成器３０で合成される。パ
ッチアンテナのアンテナエレメント１１は仰角の大きな
方向に指向性が有り、バーアンテナのアンテナエレメン
ト１２は仰角の小さな方向に指向性があるので、これら
２つのアンテナエレメント１１，１２のアンテナ受波信
号を合成したことで、地上波と衛星電波の両者が使用さ
れるバンドＬにつき仰角方向の指向性を改善することが
できる。これらの結果、バンドＬの受信時に受信系全体
で良好な受信感度を得ることができる。
の受波信号から帯域通過フィルタ２１，２２で１．４５
２〜１．４９２ＧＨｚの帯域が取り出され、低雑音増幅
器２５，２６で増幅される。アンテナエレメント１１，
１２は各々、１．５ＧＨｚ帯専用であり、該帯域で最適
なアンテナ利得が得られるように設計でき、また、低雑
音増幅器２５，２６も各々、１．５ＧＨｚ帯専用である
ことから、該帯域での最適なゲイン、雑音指数、入力ダ
イナミックレンジが得られるように設計できる。低雑音
増幅器２５，２６の出力は合成器３０で合成される。パ
ッチアンテナのアンテナエレメント１１は仰角の大きな
方向に指向性が有り、バーアンテナのアンテナエレメン
ト１２は仰角の小さな方向に指向性があるので、これら
２つのアンテナエレメント１１，１２のアンテナ受波信
号を合成したことで、地上波と衛星電波の両者が使用さ
れるバンドＬにつき仰角方向の指向性を改善することが
できる。これらの結果、バンドＬの受信時に受信系全体
で良好な受信感度を得ることができる。
【００２７】また、１．５４２〜１．５９２ＧＨｚ以外
の周波数成分は低雑音増幅器２５，２６に入力されない
ので、１．５４２〜１．５９２ＧＨｚ以外に妨害信号が
多数存在していても低雑音増幅器２５，２６は飽和しに
くく、非直線ひずみが生じにくい。このため、ゲインを
大きくして受信系全体の雑音指数を向上することができ
る。更に、合成器３１にダイプレクサを用いていること
から入力端子間の分離度が高く、しかも、バンドＩＩ−
ＩＩＩのＶＨＦ帯に係る低雑音増幅器２７が停止状態に
あるので、この低雑音増幅器２７の出力が合成器３１，
３０を介して低雑音増幅器２５，２６に入り込み、相互
変調ひずみを発生する恐れがなく、バンドＬとバンドＩ
Ｉ−ＩＩＩの間の実用上の分離度が向上する。
の周波数成分は低雑音増幅器２５，２６に入力されない
ので、１．５４２〜１．５９２ＧＨｚ以外に妨害信号が
多数存在していても低雑音増幅器２５，２６は飽和しに
くく、非直線ひずみが生じにくい。このため、ゲインを
大きくして受信系全体の雑音指数を向上することができ
る。更に、合成器３１にダイプレクサを用いていること
から入力端子間の分離度が高く、しかも、バンドＩＩ−
ＩＩＩのＶＨＦ帯に係る低雑音増幅器２７が停止状態に
あるので、この低雑音増幅器２７の出力が合成器３１，
３０を介して低雑音増幅器２５，２６に入り込み、相互
変調ひずみを発生する恐れがなく、バンドＬとバンドＩ
Ｉ−ＩＩＩの間の実用上の分離度が向上する。
【００２８】合成器３０の出力は、合成器３１、直流カ
ットコンデンサ４０、アッテネータ４１、同軸ケーブル
６０を介して受信機本体７０に伝送され、直流カットコ
ンデンサ７１を経てチューナ７２に入力される。このと
き、アッテネータ４１の存在により、受信機本体７０の
受電端であるチューナ７２の入力端のインピーダンス変
動で同軸ケーブル６０との間に不整合が生じたとき、合
成器３１から出力され、同軸ケーブル６０を経て受信機
本体７０の側へ進行したアンテナ受波信号に対し、受信
機本体７０のチューナ７２の入力端で反射したあと同軸
ケーブル６０を経て合成器３１の側に戻る反射波成分を
−３ｄＢだけ減衰させることができるので、同軸ケーブ
ル６０でのＶＳＷＲ（電圧定在波比）の悪化を防止で
き、同軸ケーブル６０がフラットでない周波数−ゲイン
特性を持ち、大きな損失が生じるのを抑制できる。
ットコンデンサ４０、アッテネータ４１、同軸ケーブル
６０を介して受信機本体７０に伝送され、直流カットコ
ンデンサ７１を経てチューナ７２に入力される。このと
き、アッテネータ４１の存在により、受信機本体７０の
受電端であるチューナ７２の入力端のインピーダンス変
動で同軸ケーブル６０との間に不整合が生じたとき、合
成器３１から出力され、同軸ケーブル６０を経て受信機
本体７０の側へ進行したアンテナ受波信号に対し、受信
機本体７０のチューナ７２の入力端で反射したあと同軸
ケーブル６０を経て合成器３１の側に戻る反射波成分を
−３ｄＢだけ減衰させることができるので、同軸ケーブ
ル６０でのＶＳＷＲ（電圧定在波比）の悪化を防止で
き、同軸ケーブル６０がフラットでない周波数−ゲイン
特性を持ち、大きな損失が生じるのを抑制できる。
【００２９】また、直流カットコンデンサ４０の存在に
より、同軸ケーブル６０に重畳された直流電源電圧が合
成器３１に入り込むのが防止され、これによって、低雑
音増幅器２５，２６の出力の飽和、相互変調ひずみの発
生が抑制される。また、直流カットコンデンサ４０から
出力されるアンテナ受波信号はＬＰＦ４１に阻止される
ので、判別回路５２が直流電源の高低判別を誤ることは
ない。受信機本体７０でも直流カットコンデンサ７１の
存在により、直流電源電圧がチューナ７２に入り込むの
が防止され、これによって、チューナ７２のＲＦ回路の
飽和、相互変調ひずみの発生が抑制される。
より、同軸ケーブル６０に重畳された直流電源電圧が合
成器３１に入り込むのが防止され、これによって、低雑
音増幅器２５，２６の出力の飽和、相互変調ひずみの発
生が抑制される。また、直流カットコンデンサ４０から
出力されるアンテナ受波信号はＬＰＦ４１に阻止される
ので、判別回路５２が直流電源の高低判別を誤ることは
ない。受信機本体７０でも直流カットコンデンサ７１の
存在により、直流電源電圧がチューナ７２に入り込むの
が防止され、これによって、チューナ７２のＲＦ回路の
飽和、相互変調ひずみの発生が抑制される。
【００３０】ユーザが操作部７７で同調周波数可変操作
をし１．４７２ＧＨｚにすると、コントローラ７９はチ
ューナ７２の同調周波数を１．４７２ＧＨｚとさせる。
アンテナ受波信号を入力したチューナ７２はＲＦ増幅、
希望信号への同調及び中間周波信号への変換、ＤＱＰＳ
Ｋ復調をし、搬送波毎の受信データ群を出力する。この
受信データ群は信号処理回路７３にて、ＦＦＴ変換、並
直列変換、時間軸と周波数軸上のディインタリーブ、誤
り検出／訂正が施されて放送データが復調される。ユー
ザが操作部７７で希望番組の選択をすると、コントロー
ラ７９は信号処理回路７３を制御して、放送データの中
からユーザ希望番組の圧縮音声データを抽出及び伸長し
て出力させる。伸長後の音声データはＤ／Ａ変換器７４
でアナログ音声信号に変換され、アンプ７５で増幅後、
スピーカ７６より音声出力される。これにより、バンド
Ｌの希望番組を聴取できる。
をし１．４７２ＧＨｚにすると、コントローラ７９はチ
ューナ７２の同調周波数を１．４７２ＧＨｚとさせる。
アンテナ受波信号を入力したチューナ７２はＲＦ増幅、
希望信号への同調及び中間周波信号への変換、ＤＱＰＳ
Ｋ復調をし、搬送波毎の受信データ群を出力する。この
受信データ群は信号処理回路７３にて、ＦＦＴ変換、並
直列変換、時間軸と周波数軸上のディインタリーブ、誤
り検出／訂正が施されて放送データが復調される。ユー
ザが操作部７７で希望番組の選択をすると、コントロー
ラ７９は信号処理回路７３を制御して、放送データの中
からユーザ希望番組の圧縮音声データを抽出及び伸長し
て出力させる。伸長後の音声データはＤ／Ａ変換器７４
でアナログ音声信号に変換され、アンプ７５で増幅後、
スピーカ７６より音声出力される。これにより、バンド
Ｌの希望番組を聴取できる。
【００３１】この実施の態様によれば、バンドＬの１．
５ＧＨｚ帯とバンドＩＩ−ＩＩＩのＶＨＦ帯との受信周
波数帯域毎に、アンテナエレメント１１，１２、と１
３、低雑音増幅器２５，２６、と２７を設けたことで、
アンテナエレメント１１，１２、と１３、低雑音増幅器
２５，２６、と２７を対応する受信周波数帯域に対し最
適設計できる。よって、アンテナ利得、低雑音増幅器２
５，２６、と２７のゲイン，雑音指数、入力ダイナミッ
クレンジを向上でき、受信系全体の受信感度を良好にし
て受信周波数帯域間の格差を小さくすることができる。
また、低雑音増幅器２５，２６、と２７を受信周波数帯
域別に設けるとともに入力側に、対応する受信周波数帯
域だけ通過させる帯域通過フィルタ２１，２２、と２３
を設けたことで、低雑音増幅器２５，２６、と２７が妨
害信号で飽和し難くなり、非直線ひずみが発生し難くな
る。また、アンテナブースタ回路２０に、低雑音増幅器
２５，２６、と２７に対して、１．５ＧＨｚ帯とＶＨＦ
帯の内、受信機本体７０の側で現在受信中の受信周波数
帯域に対応する低雑音増幅器にだけに直流電源を給電す
る給電回路５０を設け、現在、受信中の帯域以外の他の
低雑音増幅器の稼働を停止させるので、各受信周波数帯
域に係る低雑音増幅器相互間で出力が回り込み、相互変
調ひずみを発生させるのを防止でき、受信周波数帯域間
の実用上の分離度が改善される。また、受信中の帯域の
低雑音増幅器だけ稼働するので節電を図ることができ
る。
５ＧＨｚ帯とバンドＩＩ−ＩＩＩのＶＨＦ帯との受信周
波数帯域毎に、アンテナエレメント１１，１２、と１
３、低雑音増幅器２５，２６、と２７を設けたことで、
アンテナエレメント１１，１２、と１３、低雑音増幅器
２５，２６、と２７を対応する受信周波数帯域に対し最
適設計できる。よって、アンテナ利得、低雑音増幅器２
５，２６、と２７のゲイン，雑音指数、入力ダイナミッ
クレンジを向上でき、受信系全体の受信感度を良好にし
て受信周波数帯域間の格差を小さくすることができる。
また、低雑音増幅器２５，２６、と２７を受信周波数帯
域別に設けるとともに入力側に、対応する受信周波数帯
域だけ通過させる帯域通過フィルタ２１，２２、と２３
を設けたことで、低雑音増幅器２５，２６、と２７が妨
害信号で飽和し難くなり、非直線ひずみが発生し難くな
る。また、アンテナブースタ回路２０に、低雑音増幅器
２５，２６、と２７に対して、１．５ＧＨｚ帯とＶＨＦ
帯の内、受信機本体７０の側で現在受信中の受信周波数
帯域に対応する低雑音増幅器にだけに直流電源を給電す
る給電回路５０を設け、現在、受信中の帯域以外の他の
低雑音増幅器の稼働を停止させるので、各受信周波数帯
域に係る低雑音増幅器相互間で出力が回り込み、相互変
調ひずみを発生させるのを防止でき、受信周波数帯域間
の実用上の分離度が改善される。また、受信中の帯域の
低雑音増幅器だけ稼働するので節電を図ることができ
る。
【００３２】また、受信機本体７０に、ＶH とＶL の高
低２種類の直流電圧値を生成し、直流電源及び帯域選択
信号として同軸ケーブル６０の中心導体に重畳させる直
流電源出力回路７８を設け、アンテナブースタ回路２０
の給電回路５０は、同軸ケーブル６０から直流電源と帯
域選択信号を取り出し、低雑音増幅器２５，２６、と２
７に対しては、同軸ケーブル６０から取り出した帯域選
択信号の示す受信周波数帯域の低雑音増幅器だけに直流
電源を給電するので、直流電源と帯域選択信号を伝送す
る専用の伝送ケーブルが不要となり、ケーブル敷設上の
負担が軽減する。直流電源及び帯域選択信号としてのＶ
H とＶL の高低２種類の直流電圧は、１．４５２〜１．
４９２ＧＨｚの１．５ＧＨｚ帯と８７．５〜２５０ＭＨ
ｚのＶＨＦ帯以外の周波数成分であり、受信周波数帯域
とは周波数分割されているので、アンテナ受波信号に悪
影響を及ぼすことはない。
低２種類の直流電圧値を生成し、直流電源及び帯域選択
信号として同軸ケーブル６０の中心導体に重畳させる直
流電源出力回路７８を設け、アンテナブースタ回路２０
の給電回路５０は、同軸ケーブル６０から直流電源と帯
域選択信号を取り出し、低雑音増幅器２５，２６、と２
７に対しては、同軸ケーブル６０から取り出した帯域選
択信号の示す受信周波数帯域の低雑音増幅器だけに直流
電源を給電するので、直流電源と帯域選択信号を伝送す
る専用の伝送ケーブルが不要となり、ケーブル敷設上の
負担が軽減する。直流電源及び帯域選択信号としてのＶ
H とＶL の高低２種類の直流電圧は、１．４５２〜１．
４９２ＧＨｚの１．５ＧＨｚ帯と８７．５〜２５０ＭＨ
ｚのＶＨＦ帯以外の周波数成分であり、受信周波数帯域
とは周波数分割されているので、アンテナ受波信号に悪
影響を及ぼすことはない。
【００３３】また、バンドＬに係る１．５ＧＨｚ帯につ
いて、アンテナエレメントから低雑音増幅器までの経路
を２系統設け、一方の系統のアンテナエレメント１１は
仰角の高い方向に利得が有るパッチアンテナとし、他方
の系統のアンテナエレメント１２は仰角の低い方向に利
得が有るバーアンテナとしたので、仰角方向のアンテナ
指向特性を改善し、感度を向上させることができる。更
に、合成器３１の出力側にアッテネータ４１を設けたこ
とで、受信機本体７０の受電端である直流カットコンデ
ンサ７１のインピーダンス変動で同軸ケーブル６０と受
電端との間に不整合が生じたとき、合成器３１から同軸
ケーブル６０を経て受電端に進行したアンテナ受波信号
に対し、受電端で反射したあと再び合成器３１の側に戻
る成分を、アッテネータ４１の減衰分だけ減衰させるこ
とができるので、同軸ケーブル６０でのＶＳＷＲ（電圧
定在波比）の悪化を防止でき、長い同軸ケーブル６０が
フラットでない周波数−ゲイン特性を持ち、損失が大き
くなるのを抑制できる。
いて、アンテナエレメントから低雑音増幅器までの経路
を２系統設け、一方の系統のアンテナエレメント１１は
仰角の高い方向に利得が有るパッチアンテナとし、他方
の系統のアンテナエレメント１２は仰角の低い方向に利
得が有るバーアンテナとしたので、仰角方向のアンテナ
指向特性を改善し、感度を向上させることができる。更
に、合成器３１の出力側にアッテネータ４１を設けたこ
とで、受信機本体７０の受電端である直流カットコンデ
ンサ７１のインピーダンス変動で同軸ケーブル６０と受
電端との間に不整合が生じたとき、合成器３１から同軸
ケーブル６０を経て受電端に進行したアンテナ受波信号
に対し、受電端で反射したあと再び合成器３１の側に戻
る成分を、アッテネータ４１の減衰分だけ減衰させるこ
とができるので、同軸ケーブル６０でのＶＳＷＲ（電圧
定在波比）の悪化を防止でき、長い同軸ケーブル６０が
フラットでない周波数−ゲイン特性を持ち、損失が大き
くなるのを抑制できる。
【００３４】なお、図１の実施の態様において、バンド
Ｌ用のアンテナエレメント１１，帯域通過フィルタ２
１，低雑音増幅器２５，合成器３０を省略し、アンテナ
エレメント１２から低雑音増幅器２６までを１系統だけ
備えるようにしたり、逆に、アンテナエレメント１２，
帯域通過フィルタ２２，低雑音増幅器２６，合成器３０
を省略し、アンテナエレメント１１から低雑音増幅器２
５までを１系統だけ備えるようにしても良い。また、直
流電源出力回路７８は、１．５ＧＨｚ帯とＶＨＦ帯とで
電圧値の異なる直流電源を生成するようにしたが、いず
れの帯域でも同じ電圧値の直流電源を出力するように
し、給電回路５０ではＬＰＦ５１の出力を低雑音増幅器
２５，２６と、２７に常時、給電するようにしても良
い。また、受信機本体７０の受電端である直流カットコ
ンデンサ７１のインピーダンス変動が少なければ、アッ
テネータ４１を省略するようにしても良い。
Ｌ用のアンテナエレメント１１，帯域通過フィルタ２
１，低雑音増幅器２５，合成器３０を省略し、アンテナ
エレメント１２から低雑音増幅器２６までを１系統だけ
備えるようにしたり、逆に、アンテナエレメント１２，
帯域通過フィルタ２２，低雑音増幅器２６，合成器３０
を省略し、アンテナエレメント１１から低雑音増幅器２
５までを１系統だけ備えるようにしても良い。また、直
流電源出力回路７８は、１．５ＧＨｚ帯とＶＨＦ帯とで
電圧値の異なる直流電源を生成するようにしたが、いず
れの帯域でも同じ電圧値の直流電源を出力するように
し、給電回路５０ではＬＰＦ５１の出力を低雑音増幅器
２５，２６と、２７に常時、給電するようにしても良
い。また、受信機本体７０の受電端である直流カットコ
ンデンサ７１のインピーダンス変動が少なければ、アッ
テネータ４１を省略するようにしても良い。
【００３５】図３は本発明の他の実施の態様を示すブロ
ック図であり、図１と同一の構成部分には同一の符号が
付してある。図１の実施の態様ではバンドＩＩとＩＩＩ
を合わせて１つのＶＨＦ帯の受信周波数帯域としたが、
図３では分けてあり、また、帯域通過フィルタの通過帯
域幅をＤＡＢでの希望信号の占有周波数帯域幅である
１．５ＭＨｚとし、かつ、通過帯域の中心周波数が電圧
制御により、受信周波数帯域内で可変できるようにして
ある。図３において、１３０は８７．５〜１０８ＭＨｚ
のバンドＩＩ専用のアンテナエレメント（バーアンテ
ナ）、１３１は１７５〜２５０ＭＨｚのバンドＩＩＩ専
用のアンテナエレメント（バーアンテナ）である。２０
０はアンテナブースタ回路であり、この内、２１０と２
２０は各々、ＤＡＢの１アンサンブル分の通過帯域幅を
有し、バンドＬの受信周波数帯域（１．４５２〜１．４
９２ＧＨｚ）の範囲で、電圧制御により中心周波数が可
変な帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２３０はＤＡＢの１
アンサンブル分の通過帯域幅を有し、バンドＩＩの受信
周波数帯域（８７．５〜１０８ＭＨｚ）の範囲で、電圧
制御により中心周波数が可変な帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）、２３１はバンドＩＩＩの受信周波数帯域（１７５
〜２５０ＭＨｚ）の範囲で、電圧制御により中心周波数
が可変な帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）である。
ック図であり、図１と同一の構成部分には同一の符号が
付してある。図１の実施の態様ではバンドＩＩとＩＩＩ
を合わせて１つのＶＨＦ帯の受信周波数帯域としたが、
図３では分けてあり、また、帯域通過フィルタの通過帯
域幅をＤＡＢでの希望信号の占有周波数帯域幅である
１．５ＭＨｚとし、かつ、通過帯域の中心周波数が電圧
制御により、受信周波数帯域内で可変できるようにして
ある。図３において、１３０は８７．５〜１０８ＭＨｚ
のバンドＩＩ専用のアンテナエレメント（バーアンテ
ナ）、１３１は１７５〜２５０ＭＨｚのバンドＩＩＩ専
用のアンテナエレメント（バーアンテナ）である。２０
０はアンテナブースタ回路であり、この内、２１０と２
２０は各々、ＤＡＢの１アンサンブル分の通過帯域幅を
有し、バンドＬの受信周波数帯域（１．４５２〜１．４
９２ＧＨｚ）の範囲で、電圧制御により中心周波数が可
変な帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２３０はＤＡＢの１
アンサンブル分の通過帯域幅を有し、バンドＩＩの受信
周波数帯域（８７．５〜１０８ＭＨｚ）の範囲で、電圧
制御により中心周波数が可変な帯域通過フィルタ（ＢＰ
Ｆ）、２３１はバンドＩＩＩの受信周波数帯域（１７５
〜２５０ＭＨｚ）の範囲で、電圧制御により中心周波数
が可変な帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）である。
【００３６】２７０と２７１は各々、帯域通過フィルタ
２３０と２３１の出力を増幅する低雑音増幅器（ＬＮ
Ａ）、３１０は合成器３０及び低雑音増幅器２７０，２
７１の出力を合成する合成器（コンバイナ）であり、こ
こではトリプレクサを用いてある。トリプレクサによれ
ば、３入力間のアイソレーションが確保されるので、合
成器３０の出力が合成器３１を介して低雑音増幅器２７
０，２７１の側に入り込み、非直線ひずみを発生させた
り、低雑音増幅器２７０の出力が低雑音増幅器２７１ま
たは合成器３１，３０を介して低雑音増幅器２５，２６
の側に入り込み、非直線ひずみを発生させたり、低雑音
増幅器２７１の出力が低雑音増幅器２７０または合成器
３１，３０を介して低雑音増幅器２５，２６の側に入り
込み、非直線ひずみを発生させるのが防止される。ま
た、トリプレクサによれば、入力側伝送路及び出力側伝
送路とのインピーダンス整合を取れるので、損失の発生
を防止することができる。
２３０と２３１の出力を増幅する低雑音増幅器（ＬＮ
Ａ）、３１０は合成器３０及び低雑音増幅器２７０，２
７１の出力を合成する合成器（コンバイナ）であり、こ
こではトリプレクサを用いてある。トリプレクサによれ
ば、３入力間のアイソレーションが確保されるので、合
成器３０の出力が合成器３１を介して低雑音増幅器２７
０，２７１の側に入り込み、非直線ひずみを発生させた
り、低雑音増幅器２７０の出力が低雑音増幅器２７１ま
たは合成器３１，３０を介して低雑音増幅器２５，２６
の側に入り込み、非直線ひずみを発生させたり、低雑音
増幅器２７１の出力が低雑音増幅器２７０または合成器
３１，３０を介して低雑音増幅器２５，２６の側に入り
込み、非直線ひずみを発生させるのが防止される。ま
た、トリプレクサによれば、入力側伝送路及び出力側伝
送路とのインピーダンス整合を取れるので、損失の発生
を防止することができる。
【００３７】後述するように、同軸ケーブル６０の中心
導体には受信機本体７００で低電圧ＶL ，中電圧ＶM ，
高電圧ＶH のいずれか１つの電圧値を取り、バンドＩ
Ｉ，バンドＩＩＩ，バンドＬの帯域選択信号兼用の直流
電源電圧が重畳されるほか、コントローラにより作成さ
れたトラッキング制御信号ＴＲも同軸ケーブル６０の中
心導体に重畳される。トラッキング制御信号ＴＲは同調
周波数に連動して、受信機本体７００での受信周波数帯
域外のｆ1 〜ｆ2 （ｆ1 ＜ｆ2 。ここでは、ｆ1，ｆ2
は８７．５ＭＨｚよりはるかに低い周波数とする）の範
囲で周波数が変化する正弦波である。
導体には受信機本体７００で低電圧ＶL ，中電圧ＶM ，
高電圧ＶH のいずれか１つの電圧値を取り、バンドＩ
Ｉ，バンドＩＩＩ，バンドＬの帯域選択信号兼用の直流
電源電圧が重畳されるほか、コントローラにより作成さ
れたトラッキング制御信号ＴＲも同軸ケーブル６０の中
心導体に重畳される。トラッキング制御信号ＴＲは同調
周波数に連動して、受信機本体７００での受信周波数帯
域外のｆ1 〜ｆ2 （ｆ1 ＜ｆ2 。ここでは、ｆ1，ｆ2
は８７．５ＭＨｚよりはるかに低い周波数とする）の範
囲で周波数が変化する正弦波である。
【００３８】５００は給電回路であり、低域通過フィル
タ５１がアッテネータ４１の入力側から同軸ケーブル６
０に重畳された直流電源電圧と帯域選択信号の両方の機
能を有する直流成分を取り出す。判別回路５２０は低域
通過フィルタ５１の出力電圧Ｅ0 の低，中，高を判別
し、低雑音増幅器２５，２６，２７０，２７１に対して
は、低電圧のとき低雑音増幅器２７０だけに給電し、中
電圧のとき低雑音増幅器２７１だけに給電し、高電圧の
とき低雑音増幅器２５，２６だけに給電する。５２１は
安定化電源回路であり、低域通過フィルタ５１から入力
した直流電源電圧Ｅ0 に基づき、一定の安定化直流電源
電圧Ｅ4 を作成し、次に述べる周波数／電圧変換器に給
電する。
タ５１がアッテネータ４１の入力側から同軸ケーブル６
０に重畳された直流電源電圧と帯域選択信号の両方の機
能を有する直流成分を取り出す。判別回路５２０は低域
通過フィルタ５１の出力電圧Ｅ0 の低，中，高を判別
し、低雑音増幅器２５，２６，２７０，２７１に対して
は、低電圧のとき低雑音増幅器２７０だけに給電し、中
電圧のとき低雑音増幅器２７１だけに給電し、高電圧の
とき低雑音増幅器２５，２６だけに給電する。５２１は
安定化電源回路であり、低域通過フィルタ５１から入力
した直流電源電圧Ｅ0 に基づき、一定の安定化直流電源
電圧Ｅ4 を作成し、次に述べる周波数／電圧変換器に給
電する。
【００３９】図４に判別回路５２０の具体的な回路の一
例を示す。Ｒ２０〜Ｒ４２は各々、所定の抵抗値を持つ
抵抗、Ｑ１０〜Ｑ１８はトランジスタ、Ｄ２，Ｄ３はダ
イオード、Ｃ４〜Ｃ６は平滑用のコンデンサである。直
流電源出力回路７８０の出力がＶH のときのＥ0 の値を
ＶH ´、ＶM のときのＥ0 の値をＶM ´、ＶL のときの
Ｅ0 の値をＶL ´とする。ＶL ´＜ＶC1＜ＶM ´＜ＶC2
＜ＶH ´の関係にある適当な値のＶC1，ＶC2が設定して
あり、直流電源出力回路７８０の出力がＶL で、Ｅ0 ＜
ＶC1のとき、Ｑ１０とＱ１１がオフし、これに伴いＱ１
２がオフ，Ｑ１３がオン，Ｑ１５がオフ，Ｑ１７がオフ
し、Ｑ１４がオン，Ｑ１６とＱ１８がオフとなって、Ｅ
0 ＝ＶL ´はＥ1 として低雑音増幅器２７０だけに供給
されるようになっている。低雑音増幅器２７１の給電電
圧Ｅ2 ＝０Ｖ、低雑音増幅器２５，２６の給電電圧Ｅ3
＝０Ｖである。
例を示す。Ｒ２０〜Ｒ４２は各々、所定の抵抗値を持つ
抵抗、Ｑ１０〜Ｑ１８はトランジスタ、Ｄ２，Ｄ３はダ
イオード、Ｃ４〜Ｃ６は平滑用のコンデンサである。直
流電源出力回路７８０の出力がＶH のときのＥ0 の値を
ＶH ´、ＶM のときのＥ0 の値をＶM ´、ＶL のときの
Ｅ0 の値をＶL ´とする。ＶL ´＜ＶC1＜ＶM ´＜ＶC2
＜ＶH ´の関係にある適当な値のＶC1，ＶC2が設定して
あり、直流電源出力回路７８０の出力がＶL で、Ｅ0 ＜
ＶC1のとき、Ｑ１０とＱ１１がオフし、これに伴いＱ１
２がオフ，Ｑ１３がオン，Ｑ１５がオフ，Ｑ１７がオフ
し、Ｑ１４がオン，Ｑ１６とＱ１８がオフとなって、Ｅ
0 ＝ＶL ´はＥ1 として低雑音増幅器２７０だけに供給
されるようになっている。低雑音増幅器２７１の給電電
圧Ｅ2 ＝０Ｖ、低雑音増幅器２５，２６の給電電圧Ｅ3
＝０Ｖである。
【００４０】これと異なり、直流電源出力回路７８０の
出力がＶM で、ＶC1＜Ｅ0 ＜ＶC2のとき、Ｑ１０がオン
し、Ｑ１１がオフし、これに伴いＱ１２がオン，Ｑ１３
がオフ，Ｑ１５がオン，Ｑ１７がオフし、Ｑ１４がオ
フ，Ｑ１６がオン，Ｑ１８がオフとなって、Ｅ0 ＝ＶM
´はＥ2 として低雑音増幅器２７１だけに供給されるよ
うになっている。低雑音増幅器２７０の給電電圧Ｅ1 ＝
０Ｖ、低雑音増幅器２５，２６の給電電圧Ｅ3 ＝０Ｖで
ある。更に、直流電源出力回路７８０の出力がＶH で、
ＶC2＜Ｅ0 のとき、Ｑ１０とＱ１１がオンし、これに伴
いＱ１２がオフ，Ｑ１３がオフ，Ｑ１５がオフ，Ｑ１７
がオンし、Ｑ１４がオフ，Ｑ１６がオフ，Ｑ１８がオン
となって、Ｅ0 ＝ＶH´はＥ3 として低雑音増幅器２
５，２６だけに供給されるようになっている。低雑音増
幅器２７０の給電電圧Ｅ1 ＝０Ｖ、低雑音増幅器２７１
の給電電圧Ｅ2 ＝０Ｖである。なお、Ｄ２，Ｄ３は省略
可能である。
出力がＶM で、ＶC1＜Ｅ0 ＜ＶC2のとき、Ｑ１０がオン
し、Ｑ１１がオフし、これに伴いＱ１２がオン，Ｑ１３
がオフ，Ｑ１５がオン，Ｑ１７がオフし、Ｑ１４がオ
フ，Ｑ１６がオン，Ｑ１８がオフとなって、Ｅ0 ＝ＶM
´はＥ2 として低雑音増幅器２７１だけに供給されるよ
うになっている。低雑音増幅器２７０の給電電圧Ｅ1 ＝
０Ｖ、低雑音増幅器２５，２６の給電電圧Ｅ3 ＝０Ｖで
ある。更に、直流電源出力回路７８０の出力がＶH で、
ＶC2＜Ｅ0 のとき、Ｑ１０とＱ１１がオンし、これに伴
いＱ１２がオフ，Ｑ１３がオフ，Ｑ１５がオフ，Ｑ１７
がオンし、Ｑ１４がオフ，Ｑ１６がオフ，Ｑ１８がオン
となって、Ｅ0 ＝ＶH´はＥ3 として低雑音増幅器２
５，２６だけに供給されるようになっている。低雑音増
幅器２７０の給電電圧Ｅ1 ＝０Ｖ、低雑音増幅器２７１
の給電電圧Ｅ2 ＝０Ｖである。なお、Ｄ２，Ｄ３は省略
可能である。
【００４１】３２０はトラッキング制御回路であり、ア
ッテネータ４１の入力側から同軸ケーブル６０に重畳さ
れたトラッキング制御信号ＴＲを取り出し、トラッキン
グ制御電圧ｖに変換して帯域通過フィルタ２１０，２１
１，２３０，２３１に出力することで、同調周波数に連
動してこれらの帯域通過フィルタの通過帯域の中心周波
数を可変する。トラッキング制御回路３２０の内、３２
１は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）であり、８７．５ＭＨ
ｚよりはるかに低く、トラッキング制御信号ＴＲの最小
周波数ｆ1 〜最大周波数ｆ2 を含むｆ0 〜ｆ3 の周波数
範囲を通過帯域とし、アッテネータ４１の入力側からト
ラッキング制御信号ＴＲを抽出する（但し、０＜ｆ0 ＜
ｆ1 ＜ｆ2 ＜ｆ3 ＜８７．５ＭＨｚの関係が有る）。３
２２はトラッキング制御信号ＴＲの周波数／電圧変換を
し、トラッキング制御電圧ｖを形成する周波数／電圧変
換器（Ｆ／Ｖ）とから構成されている。４００は周波数
ｆHC（ｆ3 ＜ｆHC＜８７．５ＭＨｚ）以上の周波数成分
を通過させアッテネータ４１の側から合成器３１０の側
に、直流電源電圧成分やトラッキング制御信号成分が入
り込まないようにし、各低雑音増幅器２５，２６，２７
０，２７１の最適な動作ポイントが維持されるようにす
る高域通過フィルタ（ＨＰＦ）である。
ッテネータ４１の入力側から同軸ケーブル６０に重畳さ
れたトラッキング制御信号ＴＲを取り出し、トラッキン
グ制御電圧ｖに変換して帯域通過フィルタ２１０，２１
１，２３０，２３１に出力することで、同調周波数に連
動してこれらの帯域通過フィルタの通過帯域の中心周波
数を可変する。トラッキング制御回路３２０の内、３２
１は帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）であり、８７．５ＭＨ
ｚよりはるかに低く、トラッキング制御信号ＴＲの最小
周波数ｆ1 〜最大周波数ｆ2 を含むｆ0 〜ｆ3 の周波数
範囲を通過帯域とし、アッテネータ４１の入力側からト
ラッキング制御信号ＴＲを抽出する（但し、０＜ｆ0 ＜
ｆ1 ＜ｆ2 ＜ｆ3 ＜８７．５ＭＨｚの関係が有る）。３
２２はトラッキング制御信号ＴＲの周波数／電圧変換を
し、トラッキング制御電圧ｖを形成する周波数／電圧変
換器（Ｆ／Ｖ）とから構成されている。４００は周波数
ｆHC（ｆ3 ＜ｆHC＜８７．５ＭＨｚ）以上の周波数成分
を通過させアッテネータ４１の側から合成器３１０の側
に、直流電源電圧成分やトラッキング制御信号成分が入
り込まないようにし、各低雑音増幅器２５，２６，２７
０，２７１の最適な動作ポイントが維持されるようにす
る高域通過フィルタ（ＨＰＦ）である。
【００４２】受信機本体７００において、７８０は直流
電源出力回路であり、コントローラの制御で低電圧
ＶL ，中電圧ＶM ，高電圧ＶH の３種類の直流電源電圧
を切り換えて生成し、低域通過フィルタ８０を介して同
軸ケーブル６０の中心導体に重畳する。ＶH はバンドＬ
（１．４５２〜１．５９２ＧＨｚ）の帯域選択信号とし
て機能し、ＶM はバンドＩＩＩ（１７５〜２５０ＭＨ
ｚ）の帯域選択信号として機能し、ＶL はバンドＩＩ
（８７．５〜１０８ＭＨｚ）の帯域選択信号として機能
する。このように、受信周波数帯域外の周波数成分であ
る直流電源電圧値を帯域選択信号とすることで、アンテ
ナ受波信号に影響を与えることなく、同軸ケーブル６０
を使用して受信機本体７００からアンテナブースタ回路
２００へ帯域選択信号を伝送できる。
電源出力回路であり、コントローラの制御で低電圧
ＶL ，中電圧ＶM ，高電圧ＶH の３種類の直流電源電圧
を切り換えて生成し、低域通過フィルタ８０を介して同
軸ケーブル６０の中心導体に重畳する。ＶH はバンドＬ
（１．４５２〜１．５９２ＧＨｚ）の帯域選択信号とし
て機能し、ＶM はバンドＩＩＩ（１７５〜２５０ＭＨ
ｚ）の帯域選択信号として機能し、ＶL はバンドＩＩ
（８７．５〜１０８ＭＨｚ）の帯域選択信号として機能
する。このように、受信周波数帯域外の周波数成分であ
る直流電源電圧値を帯域選択信号とすることで、アンテ
ナ受波信号に影響を与えることなく、同軸ケーブル６０
を使用して受信機本体７００からアンテナブースタ回路
２００へ帯域選択信号を伝送できる。
【００４３】７９０はマイコン構成のコントローラであ
り、ユーザのバンドＩＩ，ＩＩＩ，Ｌの選択操作と同調
周波数可変操作に従い、チューナ７２に対しバンドＩＩ
−ＩＩＩ（ＶＨＦ帯）側またはバンドＬ（１．５ＧＨｚ
帯）側への切り換え制御と同調周波数可変制御をし、番
組選択操作に従い信号処理回路７３に対する番組選択制
御をする。また、コントローラ７９は、ユーザがバンド
ＩＩの選択操作をしたとき、直流電源出力回路７８０に
対しバンドＩＩへの切り換え制御をし、低電圧ＶL を生
成させ、ユーザがバンドＩＩＩの選択操作をしたとき、
直流電源出力回路７８０に対しバンドＩＩＩへの切り換
え制御をし、中電圧ＶM を生成させ、ユーザがバンドＬ
の選択操作をしたとき、直流電源出力回路７８０に対し
バンドＬへの切り換え制御をし、高電圧ＶH を生成させ
る。
り、ユーザのバンドＩＩ，ＩＩＩ，Ｌの選択操作と同調
周波数可変操作に従い、チューナ７２に対しバンドＩＩ
−ＩＩＩ（ＶＨＦ帯）側またはバンドＬ（１．５ＧＨｚ
帯）側への切り換え制御と同調周波数可変制御をし、番
組選択操作に従い信号処理回路７３に対する番組選択制
御をする。また、コントローラ７９は、ユーザがバンド
ＩＩの選択操作をしたとき、直流電源出力回路７８０に
対しバンドＩＩへの切り換え制御をし、低電圧ＶL を生
成させ、ユーザがバンドＩＩＩの選択操作をしたとき、
直流電源出力回路７８０に対しバンドＩＩＩへの切り換
え制御をし、中電圧ＶM を生成させ、ユーザがバンドＬ
の選択操作をしたとき、直流電源出力回路７８０に対し
バンドＬへの切り換え制御をし、高電圧ＶH を生成させ
る。
【００４４】また、コントローラ７９０は各バンドＩ
Ｉ，ＩＩＩ，Ｌの受信時に、それぞれ同調周波数に連動
して周波数が変化する正弦波のトラッキング制御信号Ｔ
Ｒを生成する。具体的には、図５に示す如く、バンドＩ
Ｉの受信時、同調周波数Ｆが８７．５ＭＨｚから１０８
ＭＨｚまで変化するのに比例してトラッキング制御信号
ＴＲの周波数をｆ1 からｆ2 まで変化させる（０＜ｆ1
＜ｆ2 ＜ｆHC＜８７．５ＭＨｚ）。バンドＩＩＩの受信
時も、同調周波数Ｆが１７５ＭＨｚから２５０ＭＨｚま
で変化するのに比例してトラッキング制御信号ＴＲの周
波数をｆ1 からｆ2 まで変化させ、バンドＬの受信時
も、同調周波数Ｆが１．４５２ＧＨｚから１．４９２Ｇ
Ｈｚまで変化するのに比例してトラッキング制御信号Ｔ
Ｒの周波数をｆ1 からｆ2 まで変化させる。トラッキン
グ制御信号ＴＲはｆ0 〜ｆ3 （０＜ｆ0 ＜ｆ1 、ｆ2 ＜
ｆ3 ＜ｆHC＜８７．５ＭＨｚ）の通過帯域を有する帯域
通過フィルタ（ＢＰＦ）８１を介して同軸ケーブル６０
の中心導体に印加される。７１０は高域通過フィルタで
あり、周波数ｆHC（ｆ3 ＜ｆHC＜８７．５ＭＨｚ）以上
の周波数成分を通過させ、同軸ケーブル６０の側からチ
ューナ７２の側に直流電源電圧成分（ＶL ，ＶM ，
ＶH ）やトラッキング制御信号ＴＲの成分が入り込まな
いようにし、もってチューナ７２の動作ポイントを最適
ポイントに維持する。
Ｉ，ＩＩＩ，Ｌの受信時に、それぞれ同調周波数に連動
して周波数が変化する正弦波のトラッキング制御信号Ｔ
Ｒを生成する。具体的には、図５に示す如く、バンドＩ
Ｉの受信時、同調周波数Ｆが８７．５ＭＨｚから１０８
ＭＨｚまで変化するのに比例してトラッキング制御信号
ＴＲの周波数をｆ1 からｆ2 まで変化させる（０＜ｆ1
＜ｆ2 ＜ｆHC＜８７．５ＭＨｚ）。バンドＩＩＩの受信
時も、同調周波数Ｆが１７５ＭＨｚから２５０ＭＨｚま
で変化するのに比例してトラッキング制御信号ＴＲの周
波数をｆ1 からｆ2 まで変化させ、バンドＬの受信時
も、同調周波数Ｆが１．４５２ＧＨｚから１．４９２Ｇ
Ｈｚまで変化するのに比例してトラッキング制御信号Ｔ
Ｒの周波数をｆ1 からｆ2 まで変化させる。トラッキン
グ制御信号ＴＲはｆ0 〜ｆ3 （０＜ｆ0 ＜ｆ1 、ｆ2 ＜
ｆ3 ＜ｆHC＜８７．５ＭＨｚ）の通過帯域を有する帯域
通過フィルタ（ＢＰＦ）８１を介して同軸ケーブル６０
の中心導体に印加される。７１０は高域通過フィルタで
あり、周波数ｆHC（ｆ3 ＜ｆHC＜８７．５ＭＨｚ）以上
の周波数成分を通過させ、同軸ケーブル６０の側からチ
ューナ７２の側に直流電源電圧成分（ＶL ，ＶM ，
ＶH ）やトラッキング制御信号ＴＲの成分が入り込まな
いようにし、もってチューナ７２の動作ポイントを最適
ポイントに維持する。
【００４５】低域通過フィルタ８０は、ｆ0 より低い周
波数成分だけ通過させることで、アンテナ受波信号成分
やトラッキング制御信号成分が直流電源出力回路７８０
に回り込むのを防止する。アンテナブースタ回路２００
の給電回路５００の低域通過フィルタ５１も、ｆ0 より
低い周波数成分だけ通過させることで、アンテナ受波信
号成分やトラッキング制御信号成分が判別回路５２０、
安定化電源回路５２１に回り込むのを防止する。
波数成分だけ通過させることで、アンテナ受波信号成分
やトラッキング制御信号成分が直流電源出力回路７８０
に回り込むのを防止する。アンテナブースタ回路２００
の給電回路５００の低域通過フィルタ５１も、ｆ0 より
低い周波数成分だけ通過させることで、アンテナ受波信
号成分やトラッキング制御信号成分が判別回路５２０、
安定化電源回路５２１に回り込むのを防止する。
【００４６】アンテナブースタ回路２００のトラッキン
グ制御回路３２０の内、周波数／電圧変換器３２２は、
トラッキング制御信号ＴＲの周波数がｆ1 からｆ2 まで
変化するとき、該変化に比例してトラッキング制御電圧
ｖの電圧をｖ1 からｖ2 （ｖ1 ＜ｖ2 ）まで変化させ
る。トラッキング制御電圧ｖがｖ1 からｖ2 まで変化す
るとき、帯域通過フィルタ２１０と２２０の通過帯域の
中心周波数は１．４５２ＧＨｚから１．４９２ＧＨｚま
で変化し、帯域通過フィルタ２３０の通過帯域の中心周
波数は１７５ＭＨｚから２５０ＭＨｚに変化し、帯域通
過フィルタ２３１の通過帯域の中心周波数は８７．５Ｍ
Ｈｚから１０８ＭＨｚまで変化するようになっている。
グ制御回路３２０の内、周波数／電圧変換器３２２は、
トラッキング制御信号ＴＲの周波数がｆ1 からｆ2 まで
変化するとき、該変化に比例してトラッキング制御電圧
ｖの電圧をｖ1 からｖ2 （ｖ1 ＜ｖ2 ）まで変化させ
る。トラッキング制御電圧ｖがｖ1 からｖ2 まで変化す
るとき、帯域通過フィルタ２１０と２２０の通過帯域の
中心周波数は１．４５２ＧＨｚから１．４９２ＧＨｚま
で変化し、帯域通過フィルタ２３０の通過帯域の中心周
波数は１７５ＭＨｚから２５０ＭＨｚに変化し、帯域通
過フィルタ２３１の通過帯域の中心周波数は８７．５Ｍ
Ｈｚから１０８ＭＨｚまで変化するようになっている。
【００４７】次に、図５を参照して上記した実施の態様
の動作を簡単に説明する。図５は同調周波数と、トラッ
キング制御信号の周波数、トラッキング制御電圧の電圧
の関係を示す線図である。なお、一例として、ｆ0 ＝１
５０ｋＨｚ、ｆ1 ＝２００ｋＨｚ、ｆ2 ＝３００ｋＨ
ｚ、ｆ3 ＝３５０ｋＨｚ、ｆHC＝８５ＭＨｚ、ｖ1 ＝２
Ｖ、ｖ2 ＝５Ｖとする。また、ＶL ＝８Ｖ、ＶL ´≒
５．７Ｖ、ＶM ＝１０Ｖ、ＶM ´≒７．１Ｖ、ＶH ＝１
２Ｖ、ＶH ´≒８．５Ｖ、ＶC1＝６．４Ｖ、ＶC2＝７．
８Ｖとする。また、Ｅ4 ＝５．２Ｖとする。
の動作を簡単に説明する。図５は同調周波数と、トラッ
キング制御信号の周波数、トラッキング制御電圧の電圧
の関係を示す線図である。なお、一例として、ｆ0 ＝１
５０ｋＨｚ、ｆ1 ＝２００ｋＨｚ、ｆ2 ＝３００ｋＨ
ｚ、ｆ3 ＝３５０ｋＨｚ、ｆHC＝８５ＭＨｚ、ｖ1 ＝２
Ｖ、ｖ2 ＝５Ｖとする。また、ＶL ＝８Ｖ、ＶL ´≒
５．７Ｖ、ＶM ＝１０Ｖ、ＶM ´≒７．１Ｖ、ＶH ＝１
２Ｖ、ＶH ´≒８．５Ｖ、ＶC1＝６．４Ｖ、ＶC2＝７．
８Ｖとする。また、Ｅ4 ＝５．２Ｖとする。
【００４８】バンドＩＩ（ＩＩＩ）の受信 ユーザがバンドＩＩ（ＩＩＩ）の１０５ＭＨｚ（２３５
ＭＨｚ）で放送されている或るＤＡＢ番組を聴取するた
め、操作部７７でバンドＩＩ（ＩＩＩ）を選択すると、
コントローラ７９０はチューナ７２に対しバンドＩＩ−
ＩＩＩへの切り換え制御をし、また、直流電源出力回路
７８０を制御してＶL ＝８Ｖ（ＶM ＝１０Ｖ）の直流電
源を生成させ、同軸ケーブル６０に印加させる。操作部
７７で同調周波数Ｆを可変する操作をすると、コントロ
ーラ７９はチューナ７２に対し同調周波数可変制御をす
る。或る時点でチューナ７２の同調周波数がＦX ＝１０
０ＭＨｚ（２３０ＭＨｚ）となったとき、コントローラ
７９０はＦX に対応する周波数ｆx ＝２６１ｋＨｚ（２
７３．３ｋＨｚ）のトラッキング制御信号ＴＲを生成
し、帯域通過フィルタ８１を介して同軸ケーブル６０に
印加している。
ＭＨｚ）で放送されている或るＤＡＢ番組を聴取するた
め、操作部７７でバンドＩＩ（ＩＩＩ）を選択すると、
コントローラ７９０はチューナ７２に対しバンドＩＩ−
ＩＩＩへの切り換え制御をし、また、直流電源出力回路
７８０を制御してＶL ＝８Ｖ（ＶM ＝１０Ｖ）の直流電
源を生成させ、同軸ケーブル６０に印加させる。操作部
７７で同調周波数Ｆを可変する操作をすると、コントロ
ーラ７９はチューナ７２に対し同調周波数可変制御をす
る。或る時点でチューナ７２の同調周波数がＦX ＝１０
０ＭＨｚ（２３０ＭＨｚ）となったとき、コントローラ
７９０はＦX に対応する周波数ｆx ＝２６１ｋＨｚ（２
７３．３ｋＨｚ）のトラッキング制御信号ＴＲを生成
し、帯域通過フィルタ８１を介して同軸ケーブル６０に
印加している。
【００４９】アンテナブースタ回路２００では、給電回
路５００のＬＰＦ５１がアッテネータ４１の入力側から
同軸ケーブル６０に重畳された直流電源電圧を取り出
し、判別回路５２０がＬＰＦ５１の出力Ｅ0 の電圧値が
低，中，高のいずれか判別し、判別結果に応じた低雑音
増幅器に電源を供給する。ここでは、Ｅ0 ＝ＶL ´＜Ｅ
C1（ＶC1＜Ｅ0 ＝ＶM ´＜ＶC2）となり、低電圧（中電
圧）なので、バンドＩＩ（ＩＩＩ）に係る低雑音増幅器
２７０（２７１）だけに直流電源電圧Ｅ1 ≒５．７Ｖ
（Ｅ2 ≒７．１Ｖ）を給電して稼働状態とし、低雑音増
幅器２５，２６，２７１（２５，２６，２７０）は停止
状態とする。安定化電源回路５２１はＥ0 からＥ4 ＝
５．２Ｖの安定化電源を形成し、周波数／電圧変換器３
２２に給電して稼働状態とする。
路５００のＬＰＦ５１がアッテネータ４１の入力側から
同軸ケーブル６０に重畳された直流電源電圧を取り出
し、判別回路５２０がＬＰＦ５１の出力Ｅ0 の電圧値が
低，中，高のいずれか判別し、判別結果に応じた低雑音
増幅器に電源を供給する。ここでは、Ｅ0 ＝ＶL ´＜Ｅ
C1（ＶC1＜Ｅ0 ＝ＶM ´＜ＶC2）となり、低電圧（中電
圧）なので、バンドＩＩ（ＩＩＩ）に係る低雑音増幅器
２７０（２７１）だけに直流電源電圧Ｅ1 ≒５．７Ｖ
（Ｅ2 ≒７．１Ｖ）を給電して稼働状態とし、低雑音増
幅器２５，２６，２７１（２５，２６，２７０）は停止
状態とする。安定化電源回路５２１はＥ0 からＥ4 ＝
５．２Ｖの安定化電源を形成し、周波数／電圧変換器３
２２に給電して稼働状態とする。
【００５０】一方、トラッキング制御回路３２０の帯域
通過フィルタ３２１はアッテネータ４１の入力側から同
軸ケーブル６０に重畳されたトラッキング制御信号ＴＲ
を取り出す。そして、周波数／電圧変換器３２２が周波
数ｆX に対応するトラッキング制御電圧ｖX ＝３．８３
Ｖ（４．２Ｖ）に変換して帯域通過フィルタ２３０に出
力する。この結果、帯域通過フィルタ２３０（２３１）
は通過帯域の中心周波数がチューナ７２の同調周波数と
同じ１００ＭＨｚ（２３０ＭＨｚ）となり、アンテナエ
レメント１３０（１３１）の受波信号の内、９９．２５
ＭＨｚ〜１００．７５ＭＨｚ（２２９．２５ＭＨｚ〜２
３０．７５ＭＨｚ）の帯域成分だけ通過させる。ユーザ
がＦX から同調周波数を上げる操作をすれば、コントロ
ーラ７９０はチューナ７２に対し同調周波数を上げる制
御をし、これに連動してトラッキング制御信号ＴＲの周
波数をｆX から上げる。よって、トラッキング制御回路
３２０の周波数／電圧変換器３２２から出力されるトラ
ッキング制御電圧もｖX から上昇し、帯域通過フィルタ
２３０の中心周波数がＦX から上昇する。
通過フィルタ３２１はアッテネータ４１の入力側から同
軸ケーブル６０に重畳されたトラッキング制御信号ＴＲ
を取り出す。そして、周波数／電圧変換器３２２が周波
数ｆX に対応するトラッキング制御電圧ｖX ＝３．８３
Ｖ（４．２Ｖ）に変換して帯域通過フィルタ２３０に出
力する。この結果、帯域通過フィルタ２３０（２３１）
は通過帯域の中心周波数がチューナ７２の同調周波数と
同じ１００ＭＨｚ（２３０ＭＨｚ）となり、アンテナエ
レメント１３０（１３１）の受波信号の内、９９．２５
ＭＨｚ〜１００．７５ＭＨｚ（２２９．２５ＭＨｚ〜２
３０．７５ＭＨｚ）の帯域成分だけ通過させる。ユーザ
がＦX から同調周波数を上げる操作をすれば、コントロ
ーラ７９０はチューナ７２に対し同調周波数を上げる制
御をし、これに連動してトラッキング制御信号ＴＲの周
波数をｆX から上げる。よって、トラッキング制御回路
３２０の周波数／電圧変換器３２２から出力されるトラ
ッキング制御電圧もｖX から上昇し、帯域通過フィルタ
２３０の中心周波数がＦX から上昇する。
【００５１】同調周波数Ｆが１０５ＭＨｚ（２３５ＭＨ
ｚ）となったところで可変操作を止めると、コントロー
ラ７９０はトラッキング制御信号ＴＲの周波数ｆを２８
５．４ｋＨｚ（２８０ｋＨｚ）とする。すると、周波数
／電圧変換器３２２はｖ＝４．５６Ｖ（４．４Ｖ）を出
力し、帯域通過フィルタ２３０（２３１）の中心周波数
は１０５ＭＨｚ（２３５ＭＨｚ）となり、アンテナエレ
メント１３０（１３１）の受波信号の内、希望信号の占
有周波数帯域である１０４．２５ＭＨｚ〜１０５．７５
ＭＨｚ（２３４．２５ＭＨｚ〜２３５．７５ＭＨｚ）の
帯域成分だけ通過させる。低雑音増幅器２７０（２７
１）は帯域通過フィルタ２３０（２３１）の出力を増幅
する。ここで、バンドＩＩ（ＩＩＩ）に妨害局が多く存
在していても、低雑音増幅器２７０（２７１）の入力が
希望信号の占有周波数帯域幅だけに絞り込んであるの
で、低雑音増幅器２７０（２７１）に妨害信号が混入す
ることは殆どなくなり、低雑音増幅器２７０（２７１）
が妨害信号の入力で飽和する恐れが殆どなくなる。よっ
て、図１の場合に比べて、低雑音増幅器２７０（２７
１）の非直線性ひずみがより発生し難くなり、低雑音増
幅器２７０（２７１）のゲインをより大きくして、受信
系の雑音指数を小さくするとともに受信感度を一層、向
上させることができる。
ｚ）となったところで可変操作を止めると、コントロー
ラ７９０はトラッキング制御信号ＴＲの周波数ｆを２８
５．４ｋＨｚ（２８０ｋＨｚ）とする。すると、周波数
／電圧変換器３２２はｖ＝４．５６Ｖ（４．４Ｖ）を出
力し、帯域通過フィルタ２３０（２３１）の中心周波数
は１０５ＭＨｚ（２３５ＭＨｚ）となり、アンテナエレ
メント１３０（１３１）の受波信号の内、希望信号の占
有周波数帯域である１０４．２５ＭＨｚ〜１０５．７５
ＭＨｚ（２３４．２５ＭＨｚ〜２３５．７５ＭＨｚ）の
帯域成分だけ通過させる。低雑音増幅器２７０（２７
１）は帯域通過フィルタ２３０（２３１）の出力を増幅
する。ここで、バンドＩＩ（ＩＩＩ）に妨害局が多く存
在していても、低雑音増幅器２７０（２７１）の入力が
希望信号の占有周波数帯域幅だけに絞り込んであるの
で、低雑音増幅器２７０（２７１）に妨害信号が混入す
ることは殆どなくなり、低雑音増幅器２７０（２７１）
が妨害信号の入力で飽和する恐れが殆どなくなる。よっ
て、図１の場合に比べて、低雑音増幅器２７０（２７
１）の非直線性ひずみがより発生し難くなり、低雑音増
幅器２７０（２７１）のゲインをより大きくして、受信
系の雑音指数を小さくするとともに受信感度を一層、向
上させることができる。
【００５２】低雑音増幅器２７０（２７１）の出力は、
合成器３１０、高域通過フィルタ４００、アッテネータ
４１、同軸ケーブル６０を介して受信機本体７００に伝
送され、高域通過フィルタ７１０を経てチューナ７２に
入力される。このとき、アッテネータ４１の存在によ
り、受信機本体７００の受電端であるチューナ７２の入
力端のインピーダンス変動で同軸ケーブル６０との間に
不整合が生じたとき、合成器３１０から出力され、同軸
ケーブル６０を経て受信機本体７００の側へ進行したア
ンテナ受波信号に対し、受信機本体７００のチューナ７
２の入力端で反射したあと同軸ケーブル６０を経て合成
器３１０の側に戻る反射波成分を−３ｄＢだけ減衰させ
ることができるので、同軸ケーブル６０でのＶＳＷＲ
（電圧定在波比）の悪化を防止でき、同軸ケーブル６０
がフラットでない周波数−ゲイン特性を持ち、損失が大
きくなるのを防止できる。
合成器３１０、高域通過フィルタ４００、アッテネータ
４１、同軸ケーブル６０を介して受信機本体７００に伝
送され、高域通過フィルタ７１０を経てチューナ７２に
入力される。このとき、アッテネータ４１の存在によ
り、受信機本体７００の受電端であるチューナ７２の入
力端のインピーダンス変動で同軸ケーブル６０との間に
不整合が生じたとき、合成器３１０から出力され、同軸
ケーブル６０を経て受信機本体７００の側へ進行したア
ンテナ受波信号に対し、受信機本体７００のチューナ７
２の入力端で反射したあと同軸ケーブル６０を経て合成
器３１０の側に戻る反射波成分を−３ｄＢだけ減衰させ
ることができるので、同軸ケーブル６０でのＶＳＷＲ
（電圧定在波比）の悪化を防止でき、同軸ケーブル６０
がフラットでない周波数−ゲイン特性を持ち、損失が大
きくなるのを防止できる。
【００５３】また、アンテナブースタ回路２００では、
合成器３１０にトリプレクサを用いていることから、入
力端子間の分離度が高くなっており、かつ、バンドＩＩ
ＩとＬに係る低雑音増幅器２７１，２５，２６（バンド
ＩＩとバンドＬに係る低雑音増幅器２７０，２５，２
６）が全て停止状態にあることから、低雑音増幅器２７
１，２５，２６（２７０，２５，２６）の出力が低雑音
増幅器２７０（２７１）に入り込んで相互変調ひずみを
発生させたり、逆に、低雑音増幅器２７０（２７１）の
出力が低雑音増幅器２７１，２５，２６（２７０，２
５，２６）に入り込んで相互変調ひずみを発生させたり
することはない。また、高域通過フィルタ４００の存在
により、同軸ケーブル６０に重畳された直流電源電圧や
トラッキング制御信号ＴＲが合成器３１０に入り込むの
が防止され、これによって、低雑音増幅器２７０（２７
１）の出力の飽和、相互変調ひずみの発生が抑制され
る。また、受信機本体７００でも高域通過フィルタ７１
０の存在により、直流電源電圧ＶL （ＶM ）やトラッキ
ング制御信号ＴＲがチューナ７２に入り込むのが防止さ
れ、これによって、チューナ７２のＲＦ回路の飽和、相
互変調ひずみの発生が抑制される。
合成器３１０にトリプレクサを用いていることから、入
力端子間の分離度が高くなっており、かつ、バンドＩＩ
ＩとＬに係る低雑音増幅器２７１，２５，２６（バンド
ＩＩとバンドＬに係る低雑音増幅器２７０，２５，２
６）が全て停止状態にあることから、低雑音増幅器２７
１，２５，２６（２７０，２５，２６）の出力が低雑音
増幅器２７０（２７１）に入り込んで相互変調ひずみを
発生させたり、逆に、低雑音増幅器２７０（２７１）の
出力が低雑音増幅器２７１，２５，２６（２７０，２
５，２６）に入り込んで相互変調ひずみを発生させたり
することはない。また、高域通過フィルタ４００の存在
により、同軸ケーブル６０に重畳された直流電源電圧や
トラッキング制御信号ＴＲが合成器３１０に入り込むの
が防止され、これによって、低雑音増幅器２７０（２７
１）の出力の飽和、相互変調ひずみの発生が抑制され
る。また、受信機本体７００でも高域通過フィルタ７１
０の存在により、直流電源電圧ＶL （ＶM ）やトラッキ
ング制御信号ＴＲがチューナ７２に入り込むのが防止さ
れ、これによって、チューナ７２のＲＦ回路の飽和、相
互変調ひずみの発生が抑制される。
【００５４】アンテナ受波信号を入力したチューナ７２
は１０５ＭＨｚ（２３５ＭＨｚ）のＤＡＢ放送の受信デ
ータ群を復調し、該受信データ群を入力した信号処理回
路７３が放送データを復調する。ユーザが操作部７７で
希望番組の選択をすると、コントローラ７９０は信号処
理回路７３を制御して、放送データの中からユーザ希望
番組の圧縮音声データを抽出及び伸長して出力させる。
これにより、バンドＩＩ（ＩＩＩ）の希望番組を聴取で
きる。
は１０５ＭＨｚ（２３５ＭＨｚ）のＤＡＢ放送の受信デ
ータ群を復調し、該受信データ群を入力した信号処理回
路７３が放送データを復調する。ユーザが操作部７７で
希望番組の選択をすると、コントローラ７９０は信号処
理回路７３を制御して、放送データの中からユーザ希望
番組の圧縮音声データを抽出及び伸長して出力させる。
これにより、バンドＩＩ（ＩＩＩ）の希望番組を聴取で
きる。
【００５５】バンドＬの受信 ユーザがバンドＬの１．４７２ＧＨｚで放送されている
或るＤＡＢ番組を聴取するため、操作部７７でバンドＬ
を選択すると、コントローラ７９０はチューナ７２に対
しバンドＬへの切り換え制御をし、また、直流電源出力
回路７８０を制御してＶH ＝１２Ｖの直流電源を生成さ
せ、同軸ケーブル６０に印加させる。操作部７７で同調
周波数Ｆを可変する操作をすると、コントローラ７９は
チューナ７２に対し同調周波数可変制御をする。或る時
点でチューナ７２の同調周波数がＦX ＝１．４７７ＧＨ
ｚとなったとき、コントローラ７９０はＦX に対応する
周波数ｆx ＝２６２．５ｋＨｚのトラッキング制御信号
ＴＲを生成し、帯域通過フィルタ８１を介して同軸ケー
ブル６０に印加している。
或るＤＡＢ番組を聴取するため、操作部７７でバンドＬ
を選択すると、コントローラ７９０はチューナ７２に対
しバンドＬへの切り換え制御をし、また、直流電源出力
回路７８０を制御してＶH ＝１２Ｖの直流電源を生成さ
せ、同軸ケーブル６０に印加させる。操作部７７で同調
周波数Ｆを可変する操作をすると、コントローラ７９は
チューナ７２に対し同調周波数可変制御をする。或る時
点でチューナ７２の同調周波数がＦX ＝１．４７７ＧＨ
ｚとなったとき、コントローラ７９０はＦX に対応する
周波数ｆx ＝２６２．５ｋＨｚのトラッキング制御信号
ＴＲを生成し、帯域通過フィルタ８１を介して同軸ケー
ブル６０に印加している。
【００５６】アンテナブースタ回路２００では、給電回
路５００のＬＰＦ５１がアッテネータ４１の入力側から
同軸ケーブル６０に重畳された直流電源電圧を取り出
し、判別回路５２０がＬＰＦ５１の出力Ｅ0 の電圧値が
低，中，高のいずれか判別する。ここでは、ＶC2＜Ｅ0
＝ＶH ´となり、高電圧なので、バンドＬに係る低雑音
増幅器２５，２６だけに直流電源電圧Ｅ3 ≒８．５Ｖを
給電して稼働状態とし、低雑音増幅器２７０，２７１へ
の給電電圧Ｅ1 とＥ2 をともに０Ｖとして停止状態とす
る。安定化電源回路５２１はＥ0 からＥ4 ＝５．２Ｖの
安定化電源を形成し、周波数／電圧変換器３２２に給電
して稼働状態とする。
路５００のＬＰＦ５１がアッテネータ４１の入力側から
同軸ケーブル６０に重畳された直流電源電圧を取り出
し、判別回路５２０がＬＰＦ５１の出力Ｅ0 の電圧値が
低，中，高のいずれか判別する。ここでは、ＶC2＜Ｅ0
＝ＶH ´となり、高電圧なので、バンドＬに係る低雑音
増幅器２５，２６だけに直流電源電圧Ｅ3 ≒８．５Ｖを
給電して稼働状態とし、低雑音増幅器２７０，２７１へ
の給電電圧Ｅ1 とＥ2 をともに０Ｖとして停止状態とす
る。安定化電源回路５２１はＥ0 からＥ4 ＝５．２Ｖの
安定化電源を形成し、周波数／電圧変換器３２２に給電
して稼働状態とする。
【００５７】一方、トラッキング制御回路３２０の帯域
通過フィルタ３２１はアッテネータ４１の入力側から同
軸ケーブル６０に重畳されたトラッキング制御信号ＴＲ
を取り出す。そして、周波数／電圧変換器３２２が周波
数ｆX に対応するトラッキング制御電圧ｖX ＝３．８８
Ｖに変換して帯域通過フィルタ２１０，２２０に出力す
る。この結果、帯域通過フィルタ２１０，２２０は通過
帯域の中心周波数がチューナ７２の同調周波数と同じ
１．４７７ＧＨｚとなり、アンテナエレメント１１，１
２の受波信号の内、１．４７６２５ＧＨｚ〜１．４７７
７５ＧＨｚの帯域成分だけ通過させる。ユーザがＦX か
ら同調周波数を下げる操作をすれば、コントローラ７９
０はチューナ７２に対し同調周波数を下げる制御をし、
これに連動してトラッキング制御信号ＴＲの周波数をｆ
X から下げる。よって、トラッキング制御回路３２０の
周波数／電圧変換器３２２から出力されるトラッキング
制御電圧もｖX から下降し、帯域通過フィルタ２３０の
中心周波数がＦX から下降する。
通過フィルタ３２１はアッテネータ４１の入力側から同
軸ケーブル６０に重畳されたトラッキング制御信号ＴＲ
を取り出す。そして、周波数／電圧変換器３２２が周波
数ｆX に対応するトラッキング制御電圧ｖX ＝３．８８
Ｖに変換して帯域通過フィルタ２１０，２２０に出力す
る。この結果、帯域通過フィルタ２１０，２２０は通過
帯域の中心周波数がチューナ７２の同調周波数と同じ
１．４７７ＧＨｚとなり、アンテナエレメント１１，１
２の受波信号の内、１．４７６２５ＧＨｚ〜１．４７７
７５ＧＨｚの帯域成分だけ通過させる。ユーザがＦX か
ら同調周波数を下げる操作をすれば、コントローラ７９
０はチューナ７２に対し同調周波数を下げる制御をし、
これに連動してトラッキング制御信号ＴＲの周波数をｆ
X から下げる。よって、トラッキング制御回路３２０の
周波数／電圧変換器３２２から出力されるトラッキング
制御電圧もｖX から下降し、帯域通過フィルタ２３０の
中心周波数がＦX から下降する。
【００５８】同調周波数Ｆが１．４７２ＧＨｚとなった
ところで可変操作を止めると、コントローラ７９０はト
ラッキング制御信号ＴＲの周波数ｆを２５０ｋＨｚとす
る。すると、周波数／電圧変換器３２２はｖ＝３．５Ｖ
を出力し、帯域通過フィルタ２１０，２２０の中心周波
数は１．４７２ＧＨｚとなり、アンテナエレメント１
１，１２の受波信号の内、希望信号の占有周波数帯域で
ある１．４７１２５ＧＨｚ〜１．４７２７５ＧＨｚの帯
域成分だけ通過させる。低雑音増幅器２５，２６は帯域
通過フィルタ２１０，２２０の出力を増幅する。ここ
で、バンドＬに妨害局が多く存在していても、低雑音増
幅器２５，２６の入力が希望信号の占有周波数帯域幅だ
けに絞り込んであるので、低雑音増幅器２５，２６に妨
害信号が混入することは殆どなくなり、低雑音増幅器２
５，２６が妨害信号の入力で飽和する恐れが殆どなくな
る。よって、図１の場合に比べて、低雑音増幅器２５，
２６の非直線性ひずみがより発生し難くなり、低雑音増
幅器２５，２６のゲインをより大きくして、受信系の雑
音指数を小さくするとともに受信感度を一層、向上させ
ることができる。
ところで可変操作を止めると、コントローラ７９０はト
ラッキング制御信号ＴＲの周波数ｆを２５０ｋＨｚとす
る。すると、周波数／電圧変換器３２２はｖ＝３．５Ｖ
を出力し、帯域通過フィルタ２１０，２２０の中心周波
数は１．４７２ＧＨｚとなり、アンテナエレメント１
１，１２の受波信号の内、希望信号の占有周波数帯域で
ある１．４７１２５ＧＨｚ〜１．４７２７５ＧＨｚの帯
域成分だけ通過させる。低雑音増幅器２５，２６は帯域
通過フィルタ２１０，２２０の出力を増幅する。ここ
で、バンドＬに妨害局が多く存在していても、低雑音増
幅器２５，２６の入力が希望信号の占有周波数帯域幅だ
けに絞り込んであるので、低雑音増幅器２５，２６に妨
害信号が混入することは殆どなくなり、低雑音増幅器２
５，２６が妨害信号の入力で飽和する恐れが殆どなくな
る。よって、図１の場合に比べて、低雑音増幅器２５，
２６の非直線性ひずみがより発生し難くなり、低雑音増
幅器２５，２６のゲインをより大きくして、受信系の雑
音指数を小さくするとともに受信感度を一層、向上させ
ることができる。
【００５９】低雑音増幅器２５，２６の出力は、合成器
３０で合成されたのち、合成器３１０、高域通過フィル
タ４００、アッテネータ４１、同軸ケーブル６０を介し
て受信機本体７００に伝送され、高域通過フィルタ７１
０を経てチューナ７２に入力される。ここで、バンドＬ
につき、アンテナエレメントから低雑音増幅器までの経
路を２系統設け、一方の系統のアンテナエレメント１１
は仰角の高い方向に利得が有るパッチアンテナとし、他
方の系統のアンテナエレメント１２は仰角の低い方向に
利得が有るバーアンテナとしてあるので、仰角方向のア
ンテナ指向特性が改善し、感度が高くなっている。ま
た、アッテネータ４１の存在により、受信機本体７００
の受電端であるチューナ７２の入力端のインピーダンス
変動で同軸ケーブル６０との間に不整合が生じたとき、
合成器３１０から出力され、同軸ケーブル６０を経て受
信機本体７００の側へ進行したアンテナ受波信号に対
し、受信機本体７００のチューナ７２の入力端で反射し
たあと同軸ケーブル６０を経て合成器３１０の側に戻る
反射波成分を−３ｄＢだけ減衰させることができるの
で、同軸ケーブル６０でのＶＳＷＲ（電圧定在波比）の
悪化を防止でき、同軸ケーブル６０がフラットでない周
波数−ゲイン特性を持ち、損失が大きくなるのを防止で
きる。
３０で合成されたのち、合成器３１０、高域通過フィル
タ４００、アッテネータ４１、同軸ケーブル６０を介し
て受信機本体７００に伝送され、高域通過フィルタ７１
０を経てチューナ７２に入力される。ここで、バンドＬ
につき、アンテナエレメントから低雑音増幅器までの経
路を２系統設け、一方の系統のアンテナエレメント１１
は仰角の高い方向に利得が有るパッチアンテナとし、他
方の系統のアンテナエレメント１２は仰角の低い方向に
利得が有るバーアンテナとしてあるので、仰角方向のア
ンテナ指向特性が改善し、感度が高くなっている。ま
た、アッテネータ４１の存在により、受信機本体７００
の受電端であるチューナ７２の入力端のインピーダンス
変動で同軸ケーブル６０との間に不整合が生じたとき、
合成器３１０から出力され、同軸ケーブル６０を経て受
信機本体７００の側へ進行したアンテナ受波信号に対
し、受信機本体７００のチューナ７２の入力端で反射し
たあと同軸ケーブル６０を経て合成器３１０の側に戻る
反射波成分を−３ｄＢだけ減衰させることができるの
で、同軸ケーブル６０でのＶＳＷＲ（電圧定在波比）の
悪化を防止でき、同軸ケーブル６０がフラットでない周
波数−ゲイン特性を持ち、損失が大きくなるのを防止で
きる。
【００６０】また、アンテナブースタ回路２００では、
合成器３１０にトリプレクサを用いていることから、入
力端子間の分離度が高くなっており、かつ、バンドＩＩ
とバンドＩＩＩに係る低雑音増幅器２７０，２７１が全
て停止状態にあることから、低雑音増幅器２７０，２７
１の出力が低雑音増幅器２５，２６に入り込んで相互変
調ひずみを発生させたり、逆に、低雑音増幅器２５，２
６の出力が低雑音増幅器２７０，２７１に入り込んで相
互変調ひずみを発生させたりすることはない。また、高
域通過フィルタ４００の存在により、同軸ケーブル６０
に重畳された直流電源電圧やトラッキング制御信号ＴＲ
が合成器３１０に入り込むのが防止され、これによっ
て、低雑音増幅器２７０（２７１）の出力の飽和、相互
変調ひずみの発生が抑制される。また、受信機本体７０
０でも高域通過フィルタ７１０の存在により、直流電源
電圧ＶH やトラッキング制御信号ＴＲがチューナ７２に
入り込むのが防止され、これによって、チューナ７２の
ＲＦ回路の飽和、相互変調ひずみの発生が抑制される。
合成器３１０にトリプレクサを用いていることから、入
力端子間の分離度が高くなっており、かつ、バンドＩＩ
とバンドＩＩＩに係る低雑音増幅器２７０，２７１が全
て停止状態にあることから、低雑音増幅器２７０，２７
１の出力が低雑音増幅器２５，２６に入り込んで相互変
調ひずみを発生させたり、逆に、低雑音増幅器２５，２
６の出力が低雑音増幅器２７０，２７１に入り込んで相
互変調ひずみを発生させたりすることはない。また、高
域通過フィルタ４００の存在により、同軸ケーブル６０
に重畳された直流電源電圧やトラッキング制御信号ＴＲ
が合成器３１０に入り込むのが防止され、これによっ
て、低雑音増幅器２７０（２７１）の出力の飽和、相互
変調ひずみの発生が抑制される。また、受信機本体７０
０でも高域通過フィルタ７１０の存在により、直流電源
電圧ＶH やトラッキング制御信号ＴＲがチューナ７２に
入り込むのが防止され、これによって、チューナ７２の
ＲＦ回路の飽和、相互変調ひずみの発生が抑制される。
【００６１】アンテナ受波信号を入力したチューナ７２
は１．４７２ＧＨｚのＤＡＢ放送の受信データ群を復調
し、該受信データ群を入力した信号処理回路７３が放送
データを復調する。ユーザが操作部７７で希望番組の選
択をすると、コントローラ７９０は信号処理回路７３を
制御して、放送データの中からユーザ希望番組の圧縮音
声データを抽出及び伸長して出力させる。これにより、
バンドＬの希望番組を聴取できる。
は１．４７２ＧＨｚのＤＡＢ放送の受信データ群を復調
し、該受信データ群を入力した信号処理回路７３が放送
データを復調する。ユーザが操作部７７で希望番組の選
択をすると、コントローラ７９０は信号処理回路７３を
制御して、放送データの中からユーザ希望番組の圧縮音
声データを抽出及び伸長して出力させる。これにより、
バンドＬの希望番組を聴取できる。
【００６２】図３の実施の態様によれば、バンドＩＩと
バンドＩＩＩを別系統に分けたので、アンテナエレメン
ト１３０，１３１を各々、バンドＩＩ，バンドＩＩＩで
高利得が得られるようにでき、低雑音増幅器２７０，２
７１もバンドＩＩ，バンドＩＩＩで最適なゲイン、雑音
指数等の特性が得られるように設計できる。また、バン
ドＩＩの受信時には低雑音増幅器２７０以外が停止状態
となり、バンドＩＩＩの受信時には低雑音増幅器２７１
以外が対し状態となるので、バンドＩＩ，ＩＩＩ，Ｌ間
に十分なアイソレーションが得られ、相互変調ひずみの
発生が抑制される。また、帯域通過フィルタ２１０，２
２０、２３０、２３１の通過帯域幅をＤＡＢの１アンサ
ンブル当たりの占有周波数帯域幅とし、同調周波数に連
動して中心周波数が可変するようにしたので、低雑音増
幅器２５，２６、２７０，２７１の入力を希望信号の占
有周波数帯域幅に絞り込め、低雑音増幅器２５，２６、
２７０，２７１に妨害信号が混入することは殆どなくな
り、低雑音増幅器が妨害信号の入力で飽和する恐れが殆
どなくなる。よって、図１の場合に比べて、各低雑音増
幅器２５，２６、２７０，２７１の非直線性ひずみがよ
り発生し難くなり、低雑音増幅器２５，２６、２７０，
２７１のゲインをより大きくして、受信系の雑音指数を
小さくするとともに受信感度を一層、向上させることが
できる。
バンドＩＩＩを別系統に分けたので、アンテナエレメン
ト１３０，１３１を各々、バンドＩＩ，バンドＩＩＩで
高利得が得られるようにでき、低雑音増幅器２７０，２
７１もバンドＩＩ，バンドＩＩＩで最適なゲイン、雑音
指数等の特性が得られるように設計できる。また、バン
ドＩＩの受信時には低雑音増幅器２７０以外が停止状態
となり、バンドＩＩＩの受信時には低雑音増幅器２７１
以外が対し状態となるので、バンドＩＩ，ＩＩＩ，Ｌ間
に十分なアイソレーションが得られ、相互変調ひずみの
発生が抑制される。また、帯域通過フィルタ２１０，２
２０、２３０、２３１の通過帯域幅をＤＡＢの１アンサ
ンブル当たりの占有周波数帯域幅とし、同調周波数に連
動して中心周波数が可変するようにしたので、低雑音増
幅器２５，２６、２７０，２７１の入力を希望信号の占
有周波数帯域幅に絞り込め、低雑音増幅器２５，２６、
２７０，２７１に妨害信号が混入することは殆どなくな
り、低雑音増幅器が妨害信号の入力で飽和する恐れが殆
どなくなる。よって、図１の場合に比べて、各低雑音増
幅器２５，２６、２７０，２７１の非直線性ひずみがよ
り発生し難くなり、低雑音増幅器２５，２６、２７０，
２７１のゲインをより大きくして、受信系の雑音指数を
小さくするとともに受信感度を一層、向上させることが
できる。
【００６３】更に、受信機本体７００の中で、同調周波
数に連動して、受信周波数帯域外ので周波数の変化する
トラッキング制御信号ＴＲを生成し、同軸ケーブル６０
に重畳し、アンテナブースタ回路２００では、トラッキ
ング制御回路３２０が帯域通過フィルタ３２１によりア
ッテネータ４１の入力側から同軸ケーブル６０に重畳さ
れたトラッキング制御信号ＴＲを取り出し、トラッキン
グ制御電圧ｖに変換し、帯域通過フィルタ２１０，２２
０、２３０、２３１を制御するようにしたので、アンテ
ナブースタ回路２００と受信機本体７００との間にトラ
ッキング制御信号を伝送する専用の伝送ケーブルを敷設
する必要がない。なお、トラッキング制御信号ＴＲの周
波数は受信周波数帯域と周波数分割されているので、ト
ラッキング制御信号ＴＲがアンテナ受波信号に悪影響を
及ぼすことはない。また、トラッキング制御信号ＴＲは
同調周波数に比例して周波数が変化する信号としたの
で、トラッキング制御回路３２０の側ではトラッキング
制御電圧ｖへの変換を安定して行える。
数に連動して、受信周波数帯域外ので周波数の変化する
トラッキング制御信号ＴＲを生成し、同軸ケーブル６０
に重畳し、アンテナブースタ回路２００では、トラッキ
ング制御回路３２０が帯域通過フィルタ３２１によりア
ッテネータ４１の入力側から同軸ケーブル６０に重畳さ
れたトラッキング制御信号ＴＲを取り出し、トラッキン
グ制御電圧ｖに変換し、帯域通過フィルタ２１０，２２
０、２３０、２３１を制御するようにしたので、アンテ
ナブースタ回路２００と受信機本体７００との間にトラ
ッキング制御信号を伝送する専用の伝送ケーブルを敷設
する必要がない。なお、トラッキング制御信号ＴＲの周
波数は受信周波数帯域と周波数分割されているので、ト
ラッキング制御信号ＴＲがアンテナ受波信号に悪影響を
及ぼすことはない。また、トラッキング制御信号ＴＲは
同調周波数に比例して周波数が変化する信号としたの
で、トラッキング制御回路３２０の側ではトラッキング
制御電圧ｖへの変換を安定して行える。
【００６４】なお、図３の実施の態様において、バンド
Ｌでの妨害信号が少なければ、帯域通過フィルタ２１０
と２２０は各々、図１の帯域通過フィルタ２１，２２と
同じく、通過帯域幅が１．４５２〜１．４９２ＧＨｚで
固定のものに代えても良い。また、バンドＬについて、
アンテナエレメント１１，帯域通過フィルタ２１０，低
雑音増幅器２５，合成器３０を省略し、アンテナエレメ
ント１２から低雑音増幅器２６までの１系統だけ備える
ようにしたり、逆に、アンテナエレメント１２，帯域通
過フィルタ２２０，低雑音増幅器２６，合成器３０を省
略し、アンテナエレメント１１から低雑音増幅器２５ま
での１系統だけ備えるようにしても良い。また、直流電
源出力回路７８０は、バンドＩＩ，ＩＩＩ，Ｌで電圧値
の異なる直流電源を生成するようにしたが、いずれの帯
域でも同じ電圧値の直流電源を出力するようにし、給電
回路５００ではＬＰＦ５１の出力を低雑音増幅器２５，
２６と、２７０、２７１に常時、給電するようにしても
良い。また、トラッキング制御信号ＴＲはバンドＩＩ，
ＩＩＩ，Ｌで同じ周波数範囲を変化するようにしたが、
異なる周波数範囲を変化するようにしても良い。また、
同軸ケーブル６０とチューナ７２の入力端との間が安定
して整合されているときは、アッテネータ４１を省略す
ることもでき、合成器３１０もトリプレクサ以外のタイ
プを用いても良い。
Ｌでの妨害信号が少なければ、帯域通過フィルタ２１０
と２２０は各々、図１の帯域通過フィルタ２１，２２と
同じく、通過帯域幅が１．４５２〜１．４９２ＧＨｚで
固定のものに代えても良い。また、バンドＬについて、
アンテナエレメント１１，帯域通過フィルタ２１０，低
雑音増幅器２５，合成器３０を省略し、アンテナエレメ
ント１２から低雑音増幅器２６までの１系統だけ備える
ようにしたり、逆に、アンテナエレメント１２，帯域通
過フィルタ２２０，低雑音増幅器２６，合成器３０を省
略し、アンテナエレメント１１から低雑音増幅器２５ま
での１系統だけ備えるようにしても良い。また、直流電
源出力回路７８０は、バンドＩＩ，ＩＩＩ，Ｌで電圧値
の異なる直流電源を生成するようにしたが、いずれの帯
域でも同じ電圧値の直流電源を出力するようにし、給電
回路５００ではＬＰＦ５１の出力を低雑音増幅器２５，
２６と、２７０、２７１に常時、給電するようにしても
良い。また、トラッキング制御信号ＴＲはバンドＩＩ，
ＩＩＩ，Ｌで同じ周波数範囲を変化するようにしたが、
異なる周波数範囲を変化するようにしても良い。また、
同軸ケーブル６０とチューナ７２の入力端との間が安定
して整合されているときは、アッテネータ４１を省略す
ることもでき、合成器３１０もトリプレクサ以外のタイ
プを用いても良い。
【００６５】また、図２、図４は各々、図１、図３中の
判別回路の具体的構成の一例を示したに過ぎず、他の構
成の回路を用いても何ら差し支えない。また、図１、図
３の各実施の態様においてはＤＡＢを適用例に挙げて説
明したが、本発明は何らこれに限定されず、他の放送シ
ステム用の受信機に適用することもできる。
判別回路の具体的構成の一例を示したに過ぎず、他の構
成の回路を用いても何ら差し支えない。また、図１、図
３の各実施の態様においてはＤＡＢを適用例に挙げて説
明したが、本発明は何らこれに限定されず、他の放送シ
ステム用の受信機に適用することもできる。
【００６６】
【発明の効果】本発明に係るアンテナブースタ付受信機
によれば、アンテナエレメントを受信周波数帯域別に設
けるとともに、アンテナブースタ回路に、入力側が各ア
ンテナエレメントと個別に接続されるとともに、各々、
対応するアンテナエレメントの受信周波数帯域を通過帯
域とする複数の帯域通過フィルタと、各帯域通過フィル
タの出力側に個別に設けられた複数の低雑音増幅器と、
各低雑音増幅器の出力を合成し、伝送ケーブルに出力す
る合成器とを備えたことを特徴としている。これによ
り、受信機の受信周波数帯域が複数存在する場合、受信
周波数帯域毎にアンテナエレメントと低雑音増幅器を設
けたことで、アンテナエレメント、低雑音増幅器を対応
する受信周波数帯域に対し最適設計できる。よって、ア
ンテナ利得、低雑音増幅器のゲイン，雑音指数を向上で
き、受信系全体の受信感度を良好にして受信周波数帯域
間の格差を小さくすることができる。また、低雑音増幅
器を受信周波数帯域別に設けるとともに入力側に、対応
する受信周波数帯域だけ通過させる帯域通過フィルタを
設けたことで、低雑音増幅器が妨害信号で飽和し難くな
り、非直線ひずみが発生し難くなる。
によれば、アンテナエレメントを受信周波数帯域別に設
けるとともに、アンテナブースタ回路に、入力側が各ア
ンテナエレメントと個別に接続されるとともに、各々、
対応するアンテナエレメントの受信周波数帯域を通過帯
域とする複数の帯域通過フィルタと、各帯域通過フィル
タの出力側に個別に設けられた複数の低雑音増幅器と、
各低雑音増幅器の出力を合成し、伝送ケーブルに出力す
る合成器とを備えたことを特徴としている。これによ
り、受信機の受信周波数帯域が複数存在する場合、受信
周波数帯域毎にアンテナエレメントと低雑音増幅器を設
けたことで、アンテナエレメント、低雑音増幅器を対応
する受信周波数帯域に対し最適設計できる。よって、ア
ンテナ利得、低雑音増幅器のゲイン，雑音指数を向上で
き、受信系全体の受信感度を良好にして受信周波数帯域
間の格差を小さくすることができる。また、低雑音増幅
器を受信周波数帯域別に設けるとともに入力側に、対応
する受信周波数帯域だけ通過させる帯域通過フィルタを
設けたことで、低雑音増幅器が妨害信号で飽和し難くな
り、非直線ひずみが発生し難くなる。
【図１】本発明の１つの実施の態様に係る車載用ＤＡＢ
受信機のブロック図である。
受信機のブロック図である。
【図２】図１中の判別回路の具体的構成例を示す回路図
である。
である。
【図３】本発明の他の実施の態様に係る車載用ＤＡＢ受
信機のブロック図である。
信機のブロック図である。
【図４】図３中の判別回路の具体的構成例を示す回路図
である。
である。
【図５】同調周波数と、トラッキング制御信号及びトラ
ッキング制御電圧の関係を示す線図である。
ッキング制御電圧の関係を示す線図である。
【図６】従来技術による車載用ＤＡＢ受信機の構成例を
示すブロック図である。
示すブロック図である。
１１、１２、１３、１３０、１３１ アンテナエレメン
ト ２０、２００ アンテナブースタ回路 ２１、２２、２３、８１、２１０、２２０、２３０、２
３１、３２１ 帯域通過フィルタ ２５、２６、２７、２７０、２７１ 低雑音増幅器 ３０、３１、３１０ 合成器 ４０、７１ 直流カットコンデンサ ４１ アッテネータ ５０、５００ 給電回路 ５１、８０ 低域通過フィルタ ５２、５２０ 判別回路 ６０ 同軸ケーブル ７０、７００ 受信機本体 ７２ チューナ ７３ 信号処理回路 ７７ 操作部 ７８、７８０ 直流電源出力回路 ７９、７９０ コントローラ ３２０ トラッキング制御回路 ３２２ 周波数／電圧変換器 ４００、７１０ 高域通過フィルタ
ト ２０、２００ アンテナブースタ回路 ２１、２２、２３、８１、２１０、２２０、２３０、２
３１、３２１ 帯域通過フィルタ ２５、２６、２７、２７０、２７１ 低雑音増幅器 ３０、３１、３１０ 合成器 ４０、７１ 直流カットコンデンサ ４１ アッテネータ ５０、５００ 給電回路 ５１、８０ 低域通過フィルタ ５２、５２０ 判別回路 ６０ 同軸ケーブル ７０、７００ 受信機本体 ７２ チューナ ７３ 信号処理回路 ７７ 操作部 ７８、７８０ 直流電源出力回路 ７９、７９０ コントローラ ３２０ トラッキング制御回路 ３２２ 周波数／電圧変換器 ４００、７１０ 高域通過フィルタ
Claims (9)
- 【請求項１】 アンテナエレメントと接続されたアンテ
ナブースタ回路と受信機本体とを伝送ケーブルで接続し
たアンテナブースタ付受信機において、 アンテナエレメントを受信周波数帯域別に設けるととも
に、 アンテナブースタ回路に、入力側が各アンテナエレメン
トと個別に接続されるとともに、各々、対応するアンテ
ナエレメントの受信周波数帯域を通過帯域とする複数の
帯域通過フィルタと、 各帯域通過フィルタの出力側に個別に設けられた複数の
低雑音増幅器と、 各低雑音増幅器の出力を合成し、伝送ケーブルに出力す
る合成器とを備えたこと、 を特徴とするアンテナブースタ付受信機。 - 【請求項２】 アンテナブースタ回路に、低雑音増幅器
に対して、受信機本体側で現在受信中の受信周波数帯域
に対応する低雑音増幅器だけに直流電源を供給する給電
回路を設けたこと、 を特徴とする請求項１記載のアンテナブースタ付受信
機。 - 【請求項３】 受信機本体に、伝送ケーブルに直流電源
電圧を重畳するとともに、複数の全ての受信周波数帯域
以外の周波数成分を持ち、現在の受信周波数帯域を示す
帯域選択信号を生成して伝送ケーブルに重畳する直流電
源出力回路を設け、 アンテナブースタ回路の給電回路は、伝送ケーブルから
直流電源と帯域選択信号を取り出し、低雑音増幅器に対
して、伝送ケーブルから取り出した帯域選択信号の示す
受信周波数帯域の低雑音増幅器だけに直流電源を給電す
るようにしたこと、 を特徴とする請求項２記載のアンテナブースタ付受信
機。 - 【請求項４】 或る１または複数の受信周波数帯域につ
いては、アンテナエレメント、帯域通過フィルタ、低雑
音増幅器を複数系統設けたこと、 を特徴とする請求項１または２または３記載のアンテナ
ブースタ付受信機。 - 【請求項５】 合成器の出力側にアッテネータを設けた
こと、 を特徴とする請求項１または２または３または４記載の
アンテナブースタ付受信機。 - 【請求項６】 アンテナエレメントと接続されたアンテ
ナブースタ回路と受信機本体とを伝送ケーブルで接続し
たアンテナブースタ付受信機において、 アンテナエレメントを受信周波数帯域別に設けるととも
に、 アンテナブースタ回路に、入力側が各アンテナエレメン
トと個別に接続されるとともに、少なくとも１つは希望
信号の占有周波数帯域幅と同じ通過帯域幅を有し、対応
するアンテナエレメントの受信周波数帯域内で中心周波
数が可変で、他は対応するアンテナエレメントの受信周
波数帯域を固定の通過帯域とする複数の帯域通過フィル
タと、 各帯域通過フィルタの出力側に個別に設けられた複数の
低雑音増幅器と、 各低雑音増幅器の出力を合成し、伝送ケーブルに出力す
る合成器と、 受信機本体で中心周波数が可変の或る帯域通過フィルタ
に対応する受信周波数帯域を受信中、同調周波数の変化
に連動して当該帯域通過フィルタに対する中心周波数の
可変制御をするトラッキング制御回路と、 低雑音増幅器に対して、受信機本体側で現在受信中の受
信周波数帯域に対応する低雑音増幅器だけに直流電源を
供給する給電回路とを設けたこと、 を特徴とするアンテナブースタ付受信機。 - 【請求項７】 受信機本体に、伝送ケーブルに直流電源
電圧を重畳するとともに、複数の全ての受信周波数帯域
以外の周波数成分を持ち、現在の受信周波数帯域を示す
帯域選択信号を生成して伝送ケーブルに重畳する直流電
源出力回路を設け、 アンテナブースタ回路の給電回路は、伝送ケーブルから
直流電源と帯域選択信号を取り出し、低雑音増幅器に対
して、伝送ケーブルから取り出した帯域選択信号の示す
受信周波数帯域の低雑音増幅器だけに直流電源を供給す
るようにしたこと、 を特徴とする請求項６記載のアンテナブースタ付受信
機。 - 【請求項８】 或る１または複数の受信周波数帯域につ
いては、アンテナエレメント、帯域通過フィルタ、低雑
音増幅器を複数系統設けたこと、 を特徴とする請求項６または７記載のアンテナブースタ
付受信機。 - 【請求項９】 合成器の出力側にアッテネータを設けた
こと、 を特徴とする請求項６または７または８記載のアンテナ
ブースタ付受信機。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26548596A JPH1093459A (ja) | 1996-09-12 | 1996-09-12 | アンテナブースタ付受信機 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP26548596A JPH1093459A (ja) | 1996-09-12 | 1996-09-12 | アンテナブースタ付受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH1093459A true JPH1093459A (ja) | 1998-04-10 |
Family
ID=17417841
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP26548596A Pending JPH1093459A (ja) | 1996-09-12 | 1996-09-12 | アンテナブースタ付受信機 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH1093459A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2008252743A (ja) * | 2007-03-30 | 2008-10-16 | Maspro Denkoh Corp | 増幅装置における電力供給方法 |
| JP2009514473A (ja) * | 2005-11-01 | 2009-04-02 | ゼテックス・セミコンダクターズ・パブリック・リミテッド・カンパニー | モノリシックｌｎａサポートｉｃ |
-
1996
- 1996-09-12 JP JP26548596A patent/JPH1093459A/ja active Pending
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009514473A (ja) * | 2005-11-01 | 2009-04-02 | ゼテックス・セミコンダクターズ・パブリック・リミテッド・カンパニー | モノリシックｌｎａサポートｉｃ |
| US8494476B2 (en) | 2005-11-01 | 2013-07-23 | Diodes Incorporated | Monolithic LNA support IC |
| JP2008252743A (ja) * | 2007-03-30 | 2008-10-16 | Maspro Denkoh Corp | 増幅装置における電力供給方法 |
| JP4628390B2 (ja) * | 2007-03-30 | 2011-02-09 | マスプロ電工株式会社 | 増幅装置における電力供給方法 |
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