JP2002111524A - 可変アッテネータ回路およびａｇｃ回路 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】 減衰量の制御範囲が広く、しかも、特性の優
れた可変アッテネータ回路を提供する。 【解決手段】 コンデンサＣ12、Ｃ14、Ｃ15およびコイ
ルＬ11、Ｌ12によりバンドパスフィルタ１０Ｆを構成す
る。このバンドパスフィルタ１０Ｆの内部にダイオード
Ｄ11、Ｄ12を並列に接続する。バンドパスフィルタ１０
Ｆの入力側および出力側に、ダイオードＤ13、Ｄ14を並
列に接続する。ダイオードＤ11、Ｄ12に制御電流ＩCTL
を供給してダイオードＤ11、Ｄ12のインピーダンスを制
御することにより、バンドパスフィルタ１０Ｆにおける
減衰量を変更する。ダイオードＤ13、Ｄ14に制御電流Ｉ
CTLを供給してダイオードＤ13、Ｄ14のインピーダンス
を制御することにより、バンドパスフィルタ１０Ｆと、
信号源ＳSGおよび負荷ＲLとのインピーダンスマッチン
グの補正を行う。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】この発明は、可変アッテネー
タ回路およびＡＧＣ回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】アメリカにおけるデジタル音声放送はＤ
ＡＲと呼ばれているが、このＤＡＲは、車両に搭載した
受信機などでも安定な受信ができるようにするため、衛
星波と地上波とを併用している。

【０００３】すなわち、ＤＡＲにおいては、2.3ＧHz帯
が使用され、図９Ｂに示すように、２つのサービスが放
送される。このとき、サービスのそれぞれは、12.5ＭHz
の周波数帯域を使用する。そして、図９Ａにも示すよう
に、１つのサービスは２つのアンサンブルＡ、Ｂから構
成され、これらアンサンブルＡ、Ｂのそれぞれは50チャ
ンネルの番組（コンテンツ）を提供する。したがって、
１つのサービスが100チャンネルの番組を提供すること
になる。

【０００４】そして、アンサンブルＡは、信号Ａ1、Ａ
2、Ａ3によりそれぞれ放送され、アンサンブルＢは、信
号Ｂ1、Ｂ2、Ｂ3によりそれぞれ放送される。つまり、
信号Ａ1、Ａ2、Ａ3の内容は互いに同一であり、信号Ｂ
1、Ｂ2、Ｂ3の内容も互いに同一である。したがって、
信号Ａ1、Ａ2、Ａ3のどれかを受信できれば、アンサン
ブルＡの番組を聴取できることになり、同様に信号Ｂ
1、Ｂ2、Ｂ3のどれかを受信できれば、アンサンブルＢ
の番組を聴取できることになる。

【０００５】なお、信号Ａ1〜Ａ3、Ｂ1〜Ｂ3は、図９Ａ
にも示すように、周波数順に、信号Ａ1、Ａ2、Ａ3、Ｂ
3、Ｂ2、Ｂ1のように配列され、信号Ａ3と信号Ｂ3との
中央の周波数ｆCを中心にして、信号Ａ1、Ａ2、Ａ3と、
信号Ｂ3、Ｂ2、Ｂ1とは対称に配置されている。

【０００６】そして、信号Ａ1、Ａ2、Ｂ1、Ｂ2はＱＰＳ
Ｋ信号であり、信号Ａ1、Ｂ1は、アメリカ西部の上空の
放送衛星ＢＳ1から送信され、信号Ａ2、Ｂ2は、アメリ
カ東部の上空の放送衛星ＢＳ2から送信される（厳密に
は、衛星ＢＳ1、ＢＳ2は、アメリカ西部および東部に対
応する経度であって赤道の上空に位置する）。また、信
号Ａ3、Ｂ3はＯＦＤＭ信号であり、地上のアンテナから
送信される。

【０００７】したがって、信号Ａ1、Ａ2、Ｂ1、Ｂ2は衛
星波であるとともに、衛星ＢＳ1、ＢＳ2によりダイバー
シティ効果が得られるので、アメリカ全域で放送を聴取
できる。また、高層ビルなどがあると、電波が遮られる
こともあるが、これは地上波の信号Ａ3、Ｂ3により補わ
れる。したがって、車両に搭載した受信機であって車両
の走行につれて電波状態が大きく変化する場合でも、良
好に放送を受信することができる。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】ところで、上述したＤ
ＡＲを車両に搭載した受信機により聴取する場合には、
その受信アンテナは、車両の走行方向にかかわらず一様
な感度を得るため、指向性の少ないものとされる。しか
し、指向性の少ない受信アンテナは、利得が小さい。

【０００９】このため、衛星ＢＳ1、ＢＳ2から送信され
る信号Ａ1、Ａ2、Ｂ1、Ｂ2の受信レベルは、かなり小さ
くなってしまう。実際の信号Ａ1〜Ｂ2の受信レベルは、
受信アンテナのノイズレベルよりも10dB〜20dB大きい程
度であり、−100dBm〜−90dBm程度である。

【００１０】一方、地上のアンテナから送信される信号
Ａ3、Ｂ3の受信レベルは、送信アンテナからの距離によ
り大きく変化し、−90dBm〜０dBm程度となる。

【００１１】したがって、ＤＡＲ受信機の高周波段に
は、受信レベルが100dBmの範囲にわたって変化しても、
受信信号のレベルを一定にする回路、すなわち、ＡＧＣ
回路が必要となる。しかも、そのＡＧＣ回路は、ノイズ
レベルの小さいことが要求される。

【００１２】そして、ＡＧＣ回路として、 能動素
子、例えばトランジスタを使ってアンプを構成する。そ
して、ＡＧＣ電圧によりそのトランジスタの動作点を変
更して利得を制御し、その結果、信号レベルを一定にす
る。 インピーダンス素子、例えばダイオードを使ってア
ッテネータ回路を構成する。そして、ＡＧＣ電圧により
そのダイオードのインピーダンス（等価抵抗）を変更し
て減衰量を制御し、その結果、信号レベルを一定にす
る。

【００１３】ものがある。

【００１４】しかし、項のようなＡＧＣ回路では、ト
ランジスタの動作点を変更するので、ＤＡＲのように信
号の周波数が高くなると、安定度とＮＦ（雑音指数）と
を両立させることが困難になる。また、入出力間のアイ
ソレーションを大きくすることができないので、ＡＧＣ
範囲を上記のように広くすることができない。

【００１５】さらに、受信機には、妨害波の排除能力を
高めるため、レベルの大きな受信信号でも、歪みの少な
い増幅が要求されるが、トランジスタの持つダイナミッ
クレンジだけでは、レベルの変化範囲の広い受信信号に
は対応できない。

【００１６】一方、項のＡＧＣ回路は、広帯域にする
ことができるが、最大減衰量が30dB以下と小さいので、
上記のように広いＡＧＣ範囲を必要とするときには、４
段程度のアッテネータ回路を縦続接続する必要がある。

【００１７】また、ダイオードを信号ラインに直列に接
続してアッテネータ回路を構成すると、ダイオードのイ
ンピーダンスが大きくなるにつれて信号源と負荷とが切
り離されていくので、ＳＷＲが劣化していく。そして、
その結果、入力信号の反射が増加したり、高周波アンプ
が発振したりなど、動作が不安定になってしまう。

【００１８】さらに、ダイオードのインピーダンスは、
そのダイオードに流れる電流にほぼ反比例するので、ダ
イオードアッテネータ回路は、制御電流に対する減衰量
の変化の割り合いが一定とならない。このため、ダイオ
ードアッテネータ回路によりＡＧＣ回路を構成した場合
には、受信信号レベルによって、ＡＧＣのループゲイン
が変化し、その結果、ＡＧＣの過渡特性が変化してＡＧ
Ｃの応答特性が一定にならない。

【００１９】この発明は、以上のような問題点を解決し
ようとするものである。

【００２０】

【課題を解決するための手段】この発明においては、例
えば、入力端子と出力端子との間の信号ラインに、第１
のインダクタンス素子と、第１の容量素子と、第２のイ
ンダクタンス素子とが、直列に接続されるとともに、上
記入力端子および上記出力端子に、第２および第３の容
量素子がそれぞれ並列に接続されて構成されたバンドパ
スフィルタと、上記第１の容量素子の信号入力側に、並
列に接続された第１の可変インピーダンス素子と、上記
第１の容量素子の信号出力側に、並列に接続された第２
の可変インピーダンス素子と、上記入力端子に並列に接
続された第３の可変インピーダンス素子と、上記出力端
子に並列に接続された第４の可変インピーダンス素子と
を有し、上記第１および第２の可変インピーダンス素子
に制御電流を供給して上記第１および第２の可変インピ
ーダンス素子のインピーダンスを制御することにより、
上記バンドパスフィルタにおける減衰量を変更するとと
もに、上記第３および第４の可変インピーダンス素子に
上記制御電流を供給して上記第３および第４の可変イン
ピーダンス素子のインピーダンスを制御することによ
り、上記バンドパスフィルタと、信号源および負荷との
インピーダンスマッチングの補正を行うようにした可変
アッテネータ回路とするものである。したがって、第１
および第２の可変インピーダンス素子のインピーダンス
変化により減衰量が変化し、第３および第４の可変イン
ピーダンス素子のインピーダンス変化により前段および
後段とのインピーダンスマッチングが補正される。

【００２１】

【発明の実施の形態】図１において、符号１０は、この
発明による可変アッテネータ回路の一例を示す。そし
て、この可変アッテネータ回路１０において、ホット側
の入力端子Ｔ11と、ホット側の出力端子Ｔ21との間に、
コンデンサＣ11、コイルＬ11、コンデンサＣ12、コイル
Ｌ12、コンデンサＣ13が、直列に接続され、コールド側
の入力端子Ｔ12がコールド側の出力端子Ｔ22に接続され
る。また、コンデンサＣ11およびコイルＬ11の接続点
と、端子Ｔ12、Ｔ22との間に、コンデンサＣ14が接続さ
れ、コイルＬ12およびコンデンサＣ13の接続点と、端子
Ｔ12、Ｔ22との間に、コンデンサＣ15が接続される。

【００２２】この場合、コンデンサＣ12、Ｃ14、Ｃ15お
よびコイルＬ11、Ｌ12は、可変アッテネータ回路１０が
対象とする信号の周波数に対応した共振回路型のバンド
パスフィルタ１０Ｆを構成するものである。なお、コン
デンサＣ11、Ｃ13は直流カット用である。

【００２３】また、コイルＬ11およびコンデンサＣ12の
接続点と、端子Ｔ12、Ｔ22との間に、ダイオードＤ11お
よびコンデンサＣ16が直列に接続され、コンデンサＣ12
およびコイルＬ12の接続点と、端子Ｔ12、Ｔ22との間
に、ダイオードＤ12およびコンデンサＣ17が直列に接続
される。さらに、コンデンサＣ11およびコイルＬ11の接
続点と、端子Ｔ12、Ｔ22との間に、抵抗器Ｒ11およびダ
イオードＤ13が直列に接続され、コイルＬ12およびコン
デンサＣ13の接続点と、端子Ｔ12、Ｔ22との間に、抵抗
器Ｒ12およびダイオードＤ14が直列に接続される。

【００２４】この場合、ダイオードＤ11〜Ｄ14は、制御
電流ＩCTLによりインピーダンスの変化する可変インピ
ーダンス素子として作用するものである。また、抵抗器
Ｒ11およびダイオードＤ13の直列回路と、抵抗器Ｒ12お
よびダイオードＤ14の直列回路は、インピーダンスマッ
チング用である。

【００２５】そして、制御電流ＩCTLは、制御電圧ＶCTL
から変換されて可変アッテネータ回路１０に供給され
る。すなわち、制御電圧ＶCTLが抵抗器Ｒ21により電流
Ｉ21に変換され、この電流Ｉ21がトランジスタＱ21に供
給される。このトランジスタＱ21は、トランジスタＱ22
とともに、カレントミラー回路１１を構成しているとと
もに、そのエミッタには抵抗器Ｒ22が接続され、トラン
ジスタＱ22の出力電流が制御電流ＩCTLとして取り出さ
れる。

【００２６】そして、トランジスタＱ22が、バッファ抵
抗器Ｒ13を通じてダイオードＤ11およびコンデンサＣ16
の接続点に接続されるとともに、バッファ抵抗器Ｒ14を
通じてダイオードＤ12およびコンデンサＣ17の接続点に
接続される。

【００２７】なお、この可変アッテネータ回路１０を、
ＤＡＲ受信機のＡＧＣ回路に適用した場合の一例を後述
するが、その場合を例に採ると、各素子の値は、例えば
次のとおりとされる。 Ｃ11、Ｃ13：10ｐＦ Ｌ11、Ｌ12：2.7ｎＨ Ｃ12 ：1.5ｐＦ Ｒ11、Ｒ12：50Ω Ｃ14、Ｃ15：1.2ｐＦ Ｒ13、Ｒ14：220Ω Ｃ16、Ｃ17：16ｐＦ また、符号ＳSGは信号源、符号ＲGはその出力インピー
ダンス、符号ＲLは負荷であり、例えば、 ＲG：50Ω ＲL：50Ω である。

【００２８】このような構成によれば、ＩCTL＝０の場
合には、ダイオードＤ11〜Ｄ14に制御電流ＩCTLが流れ
ず、ダイオードＤ11〜Ｄ14はオフとなる。したがって、
この場合のアッテネータ回路１０の交流等価回路は、図
２Ａに示すようになり、素子Ｃ14、Ｌ11、Ｃ12、Ｌ12、
Ｃ15により、共振回路型のバンドパスフィルタ１０Ｆが
構成される。

【００２９】したがって、信号源ＳSGの出力信号は、こ
のバンドパスフィルタ１０Ｆを、最少の減衰で通過して
負荷ＲLに供給される。つまり、ＩCTL＝０の場合、アッ
テネータ回路１０は、減衰量ＧATTが最少となる。な
お、この最小減衰量ＧATTは１dB程度である。

【００３０】一方、トランジスタＱ22から制御電流ＩCT
Lが出力されると、この制御電流ＩCTLは、抵抗器Ｒ13→
ダイオードＤ11→コイルＬ11→抵抗器Ｒ11→ダイオード
Ｄ13→端子Ｔ12、Ｔ22の電流ラインを流れるとともに、
抵抗器Ｒ14→ダイオードＤ12→コイルＬ12→抵抗器Ｒ12
→ダイオードＤ14→端子Ｔ12、Ｔ22の電流ラインを流れ
る。

【００３１】したがって、ダイオードＤ11〜Ｄ14が、制
御電流ＩCTLの大きさに対応した値の可変インピーダン
ス素子として作用するので、この場合のアッテネータ回
路１０の交流等価回路は、図２Ｂに示すようになり、バ
ンドパスフィルタ１０Ｆの各部に、ダイオード（可変イ
ンピーダンス素子）Ｄ11〜Ｄ14が並列接続されることに
なる。

【００３２】したがって、信号源ＳSGの出力信号が、バ
ンドパスフィルタ１０Ｆを通じて負荷ＲLに供給される
とき、その信号電流は、主としてダイオードＤ11、Ｄ12
によりシャントされる。そして、そのとき、制御電流Ｉ
CTLが大きくなるほど、ダイオードＤ11、Ｄ12のインピ
ーダンスは小さくなって信号電流は大きくシャントされ
るので、制御電流ＩCTLが大きくなるほど、このアッテ
ネータ回路１０の減衰量ＧATTは大きくなる。そして、
この電流シャントによる減衰量の最大値は、信号ライン
のインピーダンスと、ダイオードＤ11、Ｄ12のインピー
ダンスの最小値（オン抵抗）とから決まるが、通常、30
dB程度となる。

【００３３】さらに、このとき、信号電流に対して、コ
ンデンサＣ12およびダイオードＤ12がアッテネータ回路
としても作用し、信号電流は、コンデンサＣ12およびダ
イオードＤ12によっても減衰される。

【００３４】この結果、アッテネータ回路１０の減衰量
ＧATTは、電流シャントによる減衰量と、コンデンサＣ1
2およびダイオードＤ12による減衰量との和となり、最
大の減衰量ＧATTは50dB〜60dBとなる。

【００３５】したがって、この可変アッテネータ回路１
０によれば、ほぼ１dBの最小減衰量から50dB〜60dBの最
大減衰量まで減衰を行うことができる。

【００３６】なお、この場合、ダイオードＤ11、Ｄ12の
インピーダンスが小さくなると、信号源ＳSGと負荷ＲL
との結合が疎になり、入力側および出力側のインピーダ
ンスマッチングが乱れてＳＷＲが劣化するはずである。
また、このとき、フィルタ１０Ｆのインピーダンスは高
くなる方向に変化するはずである。

【００３７】しかし、このとき、抵抗器Ｒ11およびダイ
オードＤ13が入力側をシャントするとともに、抵抗器Ｒ
12およびダイオードＤ14が出力側をシャントすることに
より、インピーダンスマッチングが行われ、ＳＷＲの劣
化が軽減される。

【００３８】また、信号の周波数が高くなり、信号ライ
ンの寄生インダクタンスが、ダイオードＤ11、Ｄ12のオ
ン抵抗に比べて無視できない場合には、最大減衰量ＧAT
Tが低下するが、その寄生インダクタンスと、コンデン
サＣ16、Ｃ17との共振周波数を、信号周波数に合わせる
ことにより、最大減衰量ＧATTの低下が防止ないし改善
される。

【００３９】こうして、上述の可変アッテネータ回路１
０によれば、減衰量ＧATTの制御範囲が広く、また、１
段で50dB〜60dBの最大減衰量ＧATTを得ることができ
る。

【００４０】さらに、信号を直接扱う部分に能動素子を
使用していないので、安定度とＮＦとを両立させること
ができるとともに、レベルの大きな信号でも歪みの少な
い減衰制御を行うことができ、受信機にあっては、妨害
波の排除能力を高めることができる。

【００４１】また、減衰量ＧATTの制御範囲が広いの
で、例えば、ＤＡＲ受信機のＡＧＣ回路に使用する場合
でも、２段程度で必要なＡＧＣ特性を得ることができ
る。したがって、部品点数を減らすことができ、コスト
を削減できるとともに、回路の占めるスペースを小さく
することができる。また、減衰量ＧATTを変化させても
ＳＷＲの劣化が少ないので、入力信号の反射や高周波ア
ンプの発振を生じることがなく、安定な動作を実現する
ことができる。

【００４２】さらに、ダイオードのインピーダンスは、
そのダイオードに流れる電流にほぼ反比例するが、上述
の可変アッテネータアッテネータ回路１０における減衰
量ＧATTは、制御電圧ＶCTLに対してほぼ一定の割り合い
で変化する。

【００４３】すなわち、今、カレントミラー回路１１を
設けずに、制御電圧ＶCTLを、抵抗器Ｒ13、Ｒ14に直接
に供給する場合には、ダイオードＤ11〜Ｄ14のインピー
ダンスは、ダイオードＤ11〜Ｄ14に流れる制御電流ＩCT
Lにほぼ反比例するので、可変アッテネータ回路１０の
減衰量ＧATTは、図３に示すように、制御電圧ＶCTLが高
くなるほど、変化が小さくなってしまう。

【００４４】しかし、図１の可変アッテネータ回路１０
においては、制御電圧ＶCTLが電流Ｉ21に変換される
が、この変換は、主として抵抗器Ｒ21により行われるの
で、図４に示すように、電流Ｉ21は制御電圧ＶCTLに対
してほぼリニアに変化する。そして、この電流Ｉ21が抵
抗器Ｒ22を流れるので、抵抗器Ｒ22には電流Ｉ21に比例
した降下電圧を生じ、この降下電圧がトランジスタＱ22
に供給される。したがって、トランジスタＱ22から出力
される制御電流ＩCTLは、図４に示すように、制御電圧
ＶCTLに対してほぼ指数関数的に変化することになり、
制御電圧ＶCTLが高くなるほど、変化が大きくなる。

【００４５】そして、このように、制御電流ＩCTLは、
制御電圧ＶCTLに対して指数関数的に増加するととも
に、この制御電流ＩCTLにより減衰量ＧATTが制御される
のであるから、制御電圧ＶCTLにより減衰量ＧATTを直接
に制御した場合（図３の特性）に制御電圧ＶCTLが高く
なったときに減衰量ＧATTの変化が小さくなっても、こ
の変化の低下が相殺ないし補正されることになる。

【００４６】図５は、その指数関数的に変化する制御電
流ＩCTLにより減衰量ＧATTを制御するときの制御電圧Ｖ
CTL対減衰量ＧATTの特性、すなわち、図１に示す可変ア
ッテネータ回路１０の特性の測定結果を示す。そして、
この測定結果によれば、減衰量ＧATTは、制御電圧ＶCTL
の大きさにかかわらず、制御電圧ＶCTLに対してほぼ一
定の割り合いで変化している。

【００４７】したがって、図１の可変アッテネータ回路
１０を受信機のＡＧＣ回路に使用する場合には、受信信
号レベルによって、ＡＧＣのループゲインの変化するこ
とがなく、受信信号レベルによって、ＡＧＣの過渡特性
が変化してＡＧＣの応答特性が変化することがない。

【００４８】図６は、図１に示す可変アッテネータ回路
１０の周波数特性の測定結果を示すもので、制御電圧Ｖ
CTLをパラメータとしている。また、この場合の可変ア
ッテネータ回路１０は、ＤＡＲ受信機のＡＧＣ用に設計
されているものであり、対象とする信号の周波数および
各素子の値は上記のとおりである。

【００４９】そして、この測定結果によれば、減衰量Ｇ
ATTの変化範囲は、ほぼ１dB〜49dBであり、ダイオード
アッテネータ回路の最大減衰量が30dB程度であるのに比
べ、大幅に制御範囲が拡大されている。したがって、こ
の可変アッテネータ回路であれば、ＤＡＲ受信機に使用
する場合、２段を縦続接続すれば、必要なＡＧＣ特性を
得ることができる。

【００５０】図７は、上述した可変アッテネータ回路１
０をＡＧＣ回路に適用したＤＡＲ受信機の一例を示す。

【００５１】すなわち、ＤＡＲの信号Ａ1〜Ａ3、Ｂ1〜
Ｂ3が受信アンテナ２１により受信され、その受信信号
Ａ1〜Ｂ3が、可変アッテネータ回路２２→高周波アンプ
２３→バンドパスフィルタ２４→可変アッテネータ回路
２５→高周波アンプ２６の信号ラインを通じて取り出さ
れる。

【００５２】この場合、可変アッテネータ回路２２、２
５は、ＡＧＣ用であり、図１により説明した可変アッテ
ネータ回路１０により構成されている。また、高周波ア
ンプ２３、２６は、低雑音アンプにより構成されるとと
もに、その利得は固定とされている。さらに、バンドパ
スフィルタ２４は、例えばＳＡＷフィルタにより構成さ
れ、図９Ｂにおける２つのサービスを通過させる特性を
有するものである。なお、以下の説明においては、簡単
のため、図８Ａに示すように、信号Ａ1、Ａ2をまとめて
信号Ａ12とし、信号Ｂ1、Ｂ2をまとめて信号Ｂ12とす
る。

【００５３】そして、高周波アンプ２６から取り出され
た信号Ａ12、Ａ3、Ｂ12、Ｂ3（信号Ａ1〜Ａ3、Ｂ1〜Ｂ
3）が、第１ミキサ回路２７に供給されるとともに、第
１局部発振回路２８から第１局部発振信号ＳLOが第１ミ
キサ回路２７に供給され、信号Ａ12〜Ｂ3は第１中間周
波信号に周波数変換される。

【００５４】この場合、アンサンブルＡを聴取するとき
には（信号Ａ1〜Ａ3が必要なときには）、図８Ａに実線
で示すように、第１局部発振信号ＳLOは、信号Ａ12、Ａ
3よりも低い所定の周波数ｆLとされる。したがって、図
８Ｂに示すように、信号Ａ12は第１中間周波信号ＳIF12
（中間周波数ｆIF12）に周波数変換され、信号Ａ3は第
１中間周波信号ＳIF3（中間周波数ｆIF3）に周波数変換
され、信号Ｂ12、Ｂ3は第１中間周波信号ＳIF45、ＳIF6
に周波数変換される。

【００５５】なお、イメージ特性を考慮すると、第１中
間周波数ｆIF12、ｆIF3をあまり低くすることはできな
いが、放送には2.3ＧHzの周波数帯が使用されているの
で、第１中間周波数ｆIF12、ｆIF3は、100ＭHz以上とさ
れる。例えば、ｆIF12≒113ＭHz、ｆIF3≒116ＭHzとさ
れる。

【００５６】また、アンサンブルＢを聴取するときには
（信号Ｂ1〜Ｂ3が必要なときには）、図８Ａに破線で示
すように、第１局部発振信号ＳLOは、信号Ｂ12、Ｂ3よ
りも高い所定の周波数ｆHとされる。したがって、図８
Ｃに示すように、信号Ｂ12は第１中間周波信号ＳIF12
（中間周波数ｆIF12）に周波数変換され、信号Ｂ3は第
１中間周波信号ＳIF3（中間周波数ｆIF3）に周波数変換
され、信号Ａ12、Ａ3は第１中間周波信号ＳIF45、ＳIF6
に周波数変換される。

【００５７】そこで、アンサンブルＡ、Ｂのどちらを聴
取するときも、中間周波信号ＳIF12〜ＳIF6が、バッフ
ァアンプ２９を通じて第１中間周波フィルタ用のバンド
パスフィルタ３１Ｌに供給されて中間周波信号ＳIF12が
取り出される。そして、この信号ＳIF12が第２ミキサ回
路３２Ｌに供給されるとともに、第２局部発振回路３３
から所定の周波数の第２局部発振信号が取り出され、こ
の信号がミキサ回路３３Ｌに供給されて信号ＳIF12は第
２中間周波信号に周波数変換される。そして、この信号
がＡＧＣ用の可変利得アンプ３４Ｌを通じて復調回路３
５Ｌに供給されて目的とする番組のデジタルオーディオ
信号が復調され、この信号が合成回路３６に供給され
る。

【００５８】また、バッファアンプ２９からの信号ＳIF
12〜ＳIF6が、第１中間周波フィルタ用のバンドパスフ
ィルタ３１Ｈに供給されて中間周波信号ＳIF3が取り出
される。そして、この信号ＳIF3が第２ミキサ回路３２
Ｈに供給されるとともに、第２局部発振回路３３からの
第２局部発振信号がミキサ回路３２Ｈに供給されて信号
ＳIF3は第２中間周波信号に周波数変換される。そし
て、この信号がＡＧＣ用の可変利得アンプ３４Ｈを通じ
て復調回路３５Ｈに供給されて目的とする番組のデジタ
ルオーディオ信号が復調され、この信号が合成回路３６
に供給される。

【００５９】そして、合成回路３６において、復調回路
３５Ｌからの信号と、復調回路３５Ｈからの信号とが選
択あるいは合成されて出力端子３６に取り出される。

【００６０】また、このとき、バッファアンプ２９から
の第１中間周波信号ＳIF12、ＳIF3の一部がＡＧＣ電圧
形成回路４１に供給され、信号ＳIF12、ＳIF3のレベル
が検出されてＡＧＣ電圧が形成され、このＡＧＣ電圧が
制御電圧ＶCTLとして可変アッテネータ回路２２、２５
に供給され、信号Ａ12〜Ｂ3に対してＡＧＣが行われ
る。

【００６１】さらに、復調回路３５Ｌから第２中間周波
信号の一部がＡＧＣ電圧形成回路４２Ｌに供給されてＡ
ＧＣ電圧が形成され、このＡＧＣ電圧がアンプ３４Ｌに
利得の制御信号として供給され、信号Ａ12あるいはＢ12
の第２中間周波信号に対してＡＧＣが行われる。また、
復調回路３５Ｈから第２中間周波信号の一部がＡＧＣ電
圧形成回路４２Ｈに供給されてＡＧＣ電圧が形成され、
このＡＧＣ電圧がアンプ３４Ｈに利得の制御信号として
供給され、信号Ａ3あるいはＢ3の第２中間周波信号に対
してＡＧＣが行われる。

【００６２】したがって、第１局部発振信号ＳLOの周波
数を、周波数ｆLあるいは周波数ｆHに切り換えることに
より、端子３７には、アンサンブルＡのデジタル信号あ
るいはアンサンブルＢのデジタル信号が出力されること
になる。

【００６３】そして、そのとき、アンサンブルＡの受信
時であれば、受信信号Ａ12から復調されたデジタル信号
と、受信信号Ａ3から復調されたデジタル信号とが、選
択あるいは合成されて端子３７に取り出されるので、受
信条件にかかわらずエラーの少ないデジタル信号を得る
ことができる。また、アンサンブルＢの受信時にも、同
様の理由により受信条件にかかわらずエラーの少ないデ
ジタル信号を得ることができる。

【００６４】そして、この場合、特にこの受信機におい
ては、アッテネータ回路２２、２５の減衰量ＧATTの制
御範囲が広いので、これら２段のアッテネータ回路２
２、２５でも、必要なＡＧＣ特性を得ることができる。
さらに、減衰量ＧATTを変化させてもＳＷＲの劣化が少
ないので、受信信号の反射や高周波アンプ２３、２６の
発振を生じることがなく、安定な動作を実現することが
できる。

【００６５】さらに、アッテネータ回路２２、２５は、
受信信号を直接扱う部分に能動素子を使用していないの
で、安定度とＮＦとを両立させることができるととも
に、レベルの大きな受信信号でも歪みの少ない減衰制御
を行うことができ、妨害波の排除能力を高めることがで
きる。

【００６６】また、アッテネータ回路２２、２５の減衰
量ＧATTは、ＡＧＣ電圧（制御電圧ＶCTL）に対してほぼ
一定の割り合いで変化するので、受信信号レベルによっ
て、ＡＧＣのループゲインの変化することがなく、した
がって、受信信号レベルによって、ＡＧＣの過渡特性が
変化してＡＧＣの応答特性が変化することがない。

【００６７】なお、上述において、コイルＬ11、Ｌ12お
よびコンデンサＣ14、Ｃ12、Ｃ15は、等価的にインダク
タンスおよび容量を示す素子あるいは回路でもよい。

【００６８】〔この明細書で使用している略語の一覧〕 ＡＧＣ ：Automatic Gain Control ＤＡＲ ：Digital Audio Radio ＮＦ ：Noise Figure ＯＦＤＭ：Orthogonal Frequency Division Multiplex ＱＰＳＫ：Quadrature Phase Shift Keying ＳＡＷ ：Surface Acoustic Wave ＳＷＲ ：Standing Wave Ratio

【００６９】

【発明の効果】この発明によれば、減衰量の制御範囲が
広く、また、１段で50dB〜60dBの最大減衰量を得ること
ができる。さらに、安定度とＮＦとを両立させることが
できるとともに、レベルの大きな信号でも歪みの少ない
減衰制御を行うことができ、受信機にあっては、妨害波
の排除能力を高めることができる。

【００７０】また、例えば、ＤＡＲ受信機のＡＧＣ回路
に使用する場合でも、２段程度で必要なＡＧＣ特性を得
ることができる。したがって、部品点数を減らすことが
でき、コストを削減できるとともに、回路の占めるスペ
ースを小さくすることができる。さらに、減衰量を変化
させてもＳＷＲの劣化が少ないので、入力信号の反射が
少ないとともに、高周波アンプの発振を生じることがな
く、安定な動作を実現することができる。

【００７１】さらに、ダイオードのインピーダンスは、
そのダイオードに流れる電流にほぼ反比例するが、減衰
量は制御電圧に対してほぼ一定の割り合いで変化する。
したがって、受信機のＡＧＣ回路に使用する場合、受信
信号レベルによって、ＡＧＣのループゲインの変化する
ことがなく、したがって、受信信号レベルによって、Ａ
ＧＣの過渡特性が変化してＡＧＣの応答特性が変化する
ことがない。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の一形態を示す接続図である。

【図２】この発明の一形態を示す等価回路図である。

【図３】この発明を説明するための特性図である。

【図４】この発明を説明するための特性図である。

【図５】この発明を説明するための特性図である。

【図６】この発明を説明するための特性図である。

【図７】この発明の一形態を示す系統図である。

【図８】この発明を説明するための周波数スペクトル図
である。

【図９】ＤＡＲを説明するための周波数スペクトル図で
ある。

【符号の説明】

１０…可変アッテネータ回路、１１…カレントミラー回
路、２１…アンテナ、２２…可変アッテネータ回路、２
３…高周波アンプ、２４…バンドパスフィルタ、２５…
可変アッテネータ回路、２６…高周波アンプ、２７…第
１ミキサ回路、２８…第１局部発振回路、２９…バッフ
ァアンプ、３１Ｈおよび３１Ｌ…バンドパスフィルタ、
３２Ｈおよび３２Ｌ…第２ミキサ回路、３３…第２局部
発振回路、３４Ｈおよび３４Ｌ…可変利得アンプ、３５
Ｈおよび３５Ｌ…復調回路、３６…合成回路、３７…出
力端子、４１、４２Ｈおよび４２Ｌ…レベル検出回路、
Ｃ11〜Ｃ17…コンデンサ、Ｄ11〜Ｄ14…ダイオード、Ｉ
CTL…制御電流、Ｌ11およびＬ12…コイル、Ｑ21および
Ｑ22…トランジスタ、Ｒ11〜Ｒ22…抵抗器、Ｔ11および
Ｔ12…入力端子、Ｔ21およびＴ22…出力端子、ＶCTL…
制御電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5J026 AA08 5J100 KA05 LA00 QA02 SA02 5K061 AA11 BB06 CC52 FF00 FF11 JJ00 JJ01 JJ09 JJ11 JJ14 JJ24 5K062 AA01 AA09 AB04 AB07 AD07 AD09 AE02 BB02 BC03

Claims (7)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】入力端子と出力端子との間の信号ライン
   に、第１のインダクタンス素子と、第１の容量素子と、
   第２のインダクタンス素子とが、直列に接続されるとと
   もに、上記入力端子および上記出力端子に、第２および
   第３の容量素子がそれぞれ並列に接続されて構成された
   バンドパスフィルタと、 上記第１の容量素子の信号入力側に、並列に接続された
   第１の可変インピーダンス素子と、 上記第１の容量素子の信号出力側に、並列に接続された
   第２の可変インピーダンス素子と、 上記入力端子に並列に接続された第３の可変インピーダ
   ンス素子と、 上記出力端子に並列に接続された第４の可変インピーダ
   ンス素子とを有し、 上記第１および第２の可変インピーダンス素子に制御電
   流を供給して上記第１および第２の可変インピーダンス
   素子のインピーダンスを制御することにより、上記バン
   ドパスフィルタにおける減衰量を変更するとともに、 上記第３および第４の可変インピーダンス素子に上記制
   御電流を供給して上記第３および第４の可変インピーダ
   ンス素子のインピーダンスを制御することにより、上記
   バンドパスフィルタと、信号源および負荷とのインピー
   ダンスマッチングの補正を行うようにした可変アッテネ
   ータ回路。
2. 【請求項２】請求項１に記載の可変アッテネータ回路に
   おいて、 上記第１および第２の可変インピーダンス素子に、第４
   および第５の容量素子がそれぞれ直列に接続され、 上記第３および第４の可変インピーダンス素子に、第１
   および第２の抵抗素子がそれぞれ直列に接続されるよう
   にした可変アッテネータ回路。
3. 【請求項３】請求項１あるいは請求項２に記載の可変ア
   ッテネータ回路において、 制御電圧を、この制御電圧の変化に対してほぼ指数関数
   的に変化する電流に変換する回路を有し、 上記指数関数的に変化する電流を、上記制御電流として
   上記第１〜第４の可変インピーダンス素子に供給するよ
   うにした可変アッテネータ回路。
4. 【請求項４】請求項１、請求項２あるいは請求項３に記
   載の可変アッテネータ回路において、 上記第１〜第４の可変インピーダンス素子がダイオード
   であるようにした可変アッテネータ回路。
5. 【請求項５】バンドパスフィルタと、 第１および第２の可変インピーダンス素子と、 上記バンドパスフィルタの入力端に並列に接続された第
   ３の可変インピーダンス素子と、 上記バンドパスフィルタの出力端に並列に接続された第
   ４の可変インピーダンス素子と、 上記バンドパスフィルタの出力信号を増幅するアンプ
   と、 このアンプの出力信号のレベルを検出してＡＧＣ電圧を
   形成するＡＧＣ電圧形成回路と、 上記ＡＧＣ電圧を、このＡＧＣ電圧の変化に対してほぼ
   指数関数的に変化する制御電流に変換する回路とを有
   し、 上記バンドパスフィルタは、上記入力端と上記出力端と
   の間の信号ラインに、第１のインダクタンス素子と、第
   １の容量素子と、第２のインダクタンス素子とが、直列
   に接続されるとともに、上記入力端および上記出力端
   に、第２および第３の容量素子がそれぞれ並列に接続さ
   れて共振回路型に構成され、 上記第１および第２の可変インピーダンス素子は、上記
   第１の容量素子の信号入力側および信号出力側に、それ
   ぞれ並列に接続され、 上記第１および第２の可変インピーダンス素子に制御電
   流を供給して上記第１および第２の可変インピーダンス
   素子のインピーダンスを制御することにより、上記バン
   ドパスフィルタにおける減衰量を変更するとともに、 上記第３および第４の可変インピーダンス素子に上記制
   御電流を供給して上記第３および第４の可変インピーダ
   ンス素子のインピーダンスを制御することにより、上記
   バンドパスフィルタと、信号源および負荷とのインピー
   ダンスマッチングの補正を行うようにしたＡＧＣ回路。
6. 【請求項６】請求項５に記載のＡＧＣ回路において、 上記第１および第２の可変インピーダンス素子に、第４
   および第５の容量素子がそれぞれ直列に接続され、 上記第３および第４の可変インピーダンス素子に、第１
   および第２の抵抗素子がそれぞれ直列に接続されるよう
   にしたＡＧＣ回路。
7. 【請求項７】請求項６に記載のＡＧＣ回路において、 上記第１〜第４の可変インピーダンス素子がダイオード
   であるようにしたＡＧＣ回路。