JPH11205173A - デ−タ伝送用受信機 - Google Patents
デ−タ伝送用受信機Info
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- JPH11205173A JPH11205173A JP10003898A JP389898A JPH11205173A JP H11205173 A JPH11205173 A JP H11205173A JP 10003898 A JP10003898 A JP 10003898A JP 389898 A JP389898 A JP 389898A JP H11205173 A JPH11205173 A JP H11205173A
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- H04B1/06—Receivers
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/0052—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using diodes
- H03G1/0058—PIN-diodes
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- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/12—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes
- H03D7/125—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing by means of semiconductor devices having more than two electrodes with field effect transistors
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 可変減衰器が発生する白色ノイズによる局部
発振信号のＣ／Ｎ比の悪化が原因となって発生するビッ
トエラ−を低減することを目的とする。 【解決手段】 受信信号を中間周波信号に周波数変換す
る混合器４と、混合器４に局部発振信号を入力する局部
発振器５と、中間周波信号を復調してベ−スバンド信号
を検出する復調器１３と、混合器４と復調器１３との間
に設けられ、ピンダイオ−ドを有して復調器１３に入力
される中間周波信号のレベルを一定にする可変減衰器８
とを備え、混合器４と可変減衰器８との間に局部発振信
号の周波数帯域を減衰する減衰手段９を設けた
発振信号のＣ／Ｎ比の悪化が原因となって発生するビッ
トエラ−を低減することを目的とする。 【解決手段】 受信信号を中間周波信号に周波数変換す
る混合器４と、混合器４に局部発振信号を入力する局部
発振器５と、中間周波信号を復調してベ−スバンド信号
を検出する復調器１３と、混合器４と復調器１３との間
に設けられ、ピンダイオ−ドを有して復調器１３に入力
される中間周波信号のレベルを一定にする可変減衰器８
とを備え、混合器４と可変減衰器８との間に局部発振信
号の周波数帯域を減衰する減衰手段９を設けた
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、衛星放送システム
を利用してデ−タ伝送を行うデ−タ伝送用受信機に関す
る。
を利用してデ−タ伝送を行うデ−タ伝送用受信機に関す
る。
【０００２】
【従来の技術】図２に従って従来のデ−タ伝送用受信機
（以下、単に受信機という）を説明する。図２は従来の
デ−タ伝送用受信機の回路の一部を示す。先ず、デ−タ
伝送用信号は、衛星放送用の信号と同じ周波数帯である
１１〜１２ＧＨｚ帯で衛星から送信され、図示しない屋
外のダウンコンバ−タでおよそ９５０ＭＨｚ〜２１５０
ＭＨｚの帯域に周波数変換されて受信機の入力端３１に
入力される。
（以下、単に受信機という）を説明する。図２は従来の
デ−タ伝送用受信機の回路の一部を示す。先ず、デ−タ
伝送用信号は、衛星放送用の信号と同じ周波数帯である
１１〜１２ＧＨｚ帯で衛星から送信され、図示しない屋
外のダウンコンバ−タでおよそ９５０ＭＨｚ〜２１５０
ＭＨｚの帯域に周波数変換されて受信機の入力端３１に
入力される。
【０００３】入力端３１に入力されたデ−タ伝送用信号
（以下、受信信号という）は低雑音増幅器３２で増幅さ
れた後第一の可変減衰器３３を介して混合器３４に入力
される。この第一の可変減衰器３３には図示しないピン
ダイオ−ドが使用され、このピンダイオ−ドに流れる電
流によって減衰量が制御される。混合器３４はデュアル
ゲ−トＭＯＳ ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）（以
下、単にＦＥＴという）で構成され、受信信号はその第
一ゲ−トに入力される。ＦＥＴの第二ゲ−トには局部発
振器３５からの局部発振信号が緩衝増幅器３６を介して
入力されている。そして、受信信号は混合器３４におい
て中心周波数がおよそ４８０ＭＨｚの中間周波信号に周
波数変換される。従って、局部発振器３５は受信信号の
周波数帯域に対応しておよそ１４３０ＭＨｚ〜２６３０
ＭＨｚの間で発振するようになっている。
（以下、受信信号という）は低雑音増幅器３２で増幅さ
れた後第一の可変減衰器３３を介して混合器３４に入力
される。この第一の可変減衰器３３には図示しないピン
ダイオ−ドが使用され、このピンダイオ−ドに流れる電
流によって減衰量が制御される。混合器３４はデュアル
ゲ−トＭＯＳ ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）（以
下、単にＦＥＴという）で構成され、受信信号はその第
一ゲ−トに入力される。ＦＥＴの第二ゲ−トには局部発
振器３５からの局部発振信号が緩衝増幅器３６を介して
入力されている。そして、受信信号は混合器３４におい
て中心周波数がおよそ４８０ＭＨｚの中間周波信号に周
波数変換される。従って、局部発振器３５は受信信号の
周波数帯域に対応しておよそ１４３０ＭＨｚ〜２６３０
ＭＨｚの間で発振するようになっている。
【０００４】中間周波信号は混合器３４のＦＥＴのドレ
インから出力され、インピ−ダンス整合回路３７を介し
て第二の可変減衰器３８に入力される。このインピ−ダ
ンス整合回路３７は、混合器３４であるＦＥＴの出力イ
ンピ−ダンスと第二の可変減衰器３８のインピ−ダンス
とを整合させるためのものであり、コンデンサ３７ａ、
インダクタ３７ｂ、抵抗３７ｃが並列接続されたものと
なっている。また、図示はしないが、第二の可変減衰器
３８にもピンダイオ−ドが使用されており、このピンダ
イオ−ドに流れる電流によって減衰量が制御される。
インから出力され、インピ−ダンス整合回路３７を介し
て第二の可変減衰器３８に入力される。このインピ−ダ
ンス整合回路３７は、混合器３４であるＦＥＴの出力イ
ンピ−ダンスと第二の可変減衰器３８のインピ−ダンス
とを整合させるためのものであり、コンデンサ３７ａ、
インダクタ３７ｂ、抵抗３７ｃが並列接続されたものと
なっている。また、図示はしないが、第二の可変減衰器
３８にもピンダイオ−ドが使用されており、このピンダ
イオ−ドに流れる電流によって減衰量が制御される。
【０００５】第二の可変減衰器３８でレベルが制御され
た中間周波信号は第一の中間周波増幅器３９、中間周波
フィルタ４０、第二の中間周波増幅器４１を順に経由し
て復調器４２に入力される。中間周波フィルタ４０は中
心周波数がほぼ４８０ＭＨｚで帯域幅がおよそ３０ＭＨ
ｚのバンドパスフィルタで構成されている。そして、中
間周波信号は復調器４２で復調されて、ベ−スバンド信
号（Ｉ信号及びＱ信号）が出力されるようになってい
る。
た中間周波信号は第一の中間周波増幅器３９、中間周波
フィルタ４０、第二の中間周波増幅器４１を順に経由し
て復調器４２に入力される。中間周波フィルタ４０は中
心周波数がほぼ４８０ＭＨｚで帯域幅がおよそ３０ＭＨ
ｚのバンドパスフィルタで構成されている。そして、中
間周波信号は復調器４２で復調されて、ベ−スバンド信
号（Ｉ信号及びＱ信号）が出力されるようになってい
る。
【０００６】一方、第二の中間周波増幅器４１の出力は
検波器４３にも入力され、この検波器４３で検波されて
ＡＧＣ電圧が出力される。出力されたＡＧＣ電圧は直流
増幅器４４で適宜に増幅されて第一の可変減衰器３３と
第二の可変減衰器３８に供給され、それぞれのピンダイ
オ−ドに流れる電流が制御される。即ち、第二の中間周
波増幅器４１の出力に基づいて得られたＡＧＣ電圧によ
って第一の可変減衰器３３の減衰量と第二の可変減衰器
３８の減衰量とが制御されて、混合器３４に入力される
ＲＦ信号である受信信号のレベルと復調器４２に入力さ
れる中間周波信号のレベルとがそれぞれほぼ一定となる
ように制御されている。
検波器４３にも入力され、この検波器４３で検波されて
ＡＧＣ電圧が出力される。出力されたＡＧＣ電圧は直流
増幅器４４で適宜に増幅されて第一の可変減衰器３３と
第二の可変減衰器３８に供給され、それぞれのピンダイ
オ−ドに流れる電流が制御される。即ち、第二の中間周
波増幅器４１の出力に基づいて得られたＡＧＣ電圧によ
って第一の可変減衰器３３の減衰量と第二の可変減衰器
３８の減衰量とが制御されて、混合器３４に入力される
ＲＦ信号である受信信号のレベルと復調器４２に入力さ
れる中間周波信号のレベルとがそれぞれほぼ一定となる
ように制御されている。
【０００７】
【発明が解決しようとする課題】以上説明した従来の受
信機では、混合器３４の入力側に第一の可変減衰器３
４、出力側に第二の可変減衰器３８をそれぞれ設け、混
合器３４に入力されるＲＦ信号のレベルと復調器４２に
入力される中間周波信号のレベルとをそれぞれ一定とな
るように制御しているが、第一の可変減衰器３４および
第二の可変減衰器３８にはそれぞれピンダイオ−ドが使
用されているので、これらのピンダイオ−ドはそれぞれ
ＲＦ信号および中間周波信号によって励振されている。
そして、この結果、特に、第二の可変減衰器３８のピン
ダイオ−ドは、混合器３４の変換利得によってレベルが
高くなった中間周波信号で励振されので大きな白色ノイ
ズを発生する。すると、この白色ノイズが混合器３４を
構成するＦＥＴの第二ゲ−トとドレイン間の端子間容量
を介して局部発振器３５側に流入し、局部発振信号のＣ
／Ｎ比を悪化させる。
信機では、混合器３４の入力側に第一の可変減衰器３
４、出力側に第二の可変減衰器３８をそれぞれ設け、混
合器３４に入力されるＲＦ信号のレベルと復調器４２に
入力される中間周波信号のレベルとをそれぞれ一定とな
るように制御しているが、第一の可変減衰器３４および
第二の可変減衰器３８にはそれぞれピンダイオ−ドが使
用されているので、これらのピンダイオ−ドはそれぞれ
ＲＦ信号および中間周波信号によって励振されている。
そして、この結果、特に、第二の可変減衰器３８のピン
ダイオ−ドは、混合器３４の変換利得によってレベルが
高くなった中間周波信号で励振されので大きな白色ノイ
ズを発生する。すると、この白色ノイズが混合器３４を
構成するＦＥＴの第二ゲ−トとドレイン間の端子間容量
を介して局部発振器３５側に流入し、局部発振信号のＣ
／Ｎ比を悪化させる。
【０００８】即ち、ＦＥＴのドレインと第二ゲ−トとの
間にはほぼ０．０５ｐＦの端子間容量が存在しており、
この端子間容量とインピ−ダンス整合回路３７を構成す
るインダクタ３７ｂとの間でほぼ１８００ＭＨｚの共振
周波数を有する直列共振回路が形成されることから、第
二の可変減衰器３８のピンダイオ−ドで発生する白色ノ
イズのうちこの共振周波数に近い周波数成分が局部発振
器３５に流入して局部発振信号のＣ／Ｎ比を悪化させて
いる。すると、混合器３４に入力された受信信号は、Ｃ
／Ｎ比の悪い局部発振信号によって周波数変換されるこ
とになるので、周波数変換された中間周波信号には位相
ノイズが重畳される。このため、復調器４２から出力さ
れるベ−スバンド信号であるＩ信号およびＱ信号に基づ
いて抽出されるデ−タに、いわゆるビットエラ−が生じ
るという問題が発生する。このエラ−レ−トはデ−タの
伝送量が少ないほど大きくなる傾向があるが、その理由
はデ−タ数に対応してノイズの割合が多くなるものと考
えられる。そこで、本発明のデ−タ伝送用受信機は、可
変減衰器が発生する白色ノイズによる局部発振信号のＣ
／Ｎ比の悪化が原因となって発生するビットエラ−を低
減することを目的とする。
間にはほぼ０．０５ｐＦの端子間容量が存在しており、
この端子間容量とインピ−ダンス整合回路３７を構成す
るインダクタ３７ｂとの間でほぼ１８００ＭＨｚの共振
周波数を有する直列共振回路が形成されることから、第
二の可変減衰器３８のピンダイオ−ドで発生する白色ノ
イズのうちこの共振周波数に近い周波数成分が局部発振
器３５に流入して局部発振信号のＣ／Ｎ比を悪化させて
いる。すると、混合器３４に入力された受信信号は、Ｃ
／Ｎ比の悪い局部発振信号によって周波数変換されるこ
とになるので、周波数変換された中間周波信号には位相
ノイズが重畳される。このため、復調器４２から出力さ
れるベ−スバンド信号であるＩ信号およびＱ信号に基づ
いて抽出されるデ−タに、いわゆるビットエラ−が生じ
るという問題が発生する。このエラ−レ−トはデ−タの
伝送量が少ないほど大きくなる傾向があるが、その理由
はデ−タ数に対応してノイズの割合が多くなるものと考
えられる。そこで、本発明のデ−タ伝送用受信機は、可
変減衰器が発生する白色ノイズによる局部発振信号のＣ
／Ｎ比の悪化が原因となって発生するビットエラ−を低
減することを目的とする。
【０００９】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するた
め、本発明のデ−タ伝送用受信機は、受信信号を中間周
波信号に周波数変換する混合器と、前記混合器に局部発
振信号を入力する局部発振器と、前記中間周波信号を復
調してベ−スバンド信号を検出する復調器と、前記混合
器と前記復調器との間に設けられ、ピンダイオ−ドを有
して前記復調器に入力される前記中間周波信号のレベル
を一定にする可変減衰器とを備え、前記混合器と前記可
変減衰器との間に前記局部発振信号の周波数帯域を減衰
する減衰手段を設けた。
め、本発明のデ−タ伝送用受信機は、受信信号を中間周
波信号に周波数変換する混合器と、前記混合器に局部発
振信号を入力する局部発振器と、前記中間周波信号を復
調してベ−スバンド信号を検出する復調器と、前記混合
器と前記復調器との間に設けられ、ピンダイオ−ドを有
して前記復調器に入力される前記中間周波信号のレベル
を一定にする可変減衰器とを備え、前記混合器と前記可
変減衰器との間に前記局部発振信号の周波数帯域を減衰
する減衰手段を設けた。
【００１０】また、本発明のデ−タ伝送用受信機は、前
記減衰手段を帯域消去フィルタとした。
記減衰手段を帯域消去フィルタとした。
【００１１】また、本発明のデ−タ伝送用受信機は、前
記中間周波信号の周波数を前記局部発振信号の周波数よ
りも低くし、前記減衰手段を前記中間周波信号の周波数
と前記局部発振信号の周波数との間にカットオフ周波数
を有するロ−パスフィルタとした。
記中間周波信号の周波数を前記局部発振信号の周波数よ
りも低くし、前記減衰手段を前記中間周波信号の周波数
と前記局部発振信号の周波数との間にカットオフ周波数
を有するロ−パスフィルタとした。
【００１２】また、本発明のデ−タ伝送用受信機は、前
記中間周波信号の周波数を前記局部発振信号の周波数よ
りも低くし、前記減衰手段を前記可変減衰器の入力端と
グランドとの間に接続された小容量値のコンデンサのみ
で構成した。
記中間周波信号の周波数を前記局部発振信号の周波数よ
りも低くし、前記減衰手段を前記可変減衰器の入力端と
グランドとの間に接続された小容量値のコンデンサのみ
で構成した。
【００１３】
【発明の実施の形態】図１に従って本発明のデ−タ伝送
用受信機（以下、単に受信機という）を説明する。図１
は本発明のデ−タ伝送用受信機の回路の一部を示す。先
ず、デ−タ伝送用信号は、衛星放送用の信号と同じ周波
数帯である１１〜１２ＧＨｚ帯で衛星から送信され、図
示しない屋外のダウンコンバ−タでおよそ９５０ＭＨｚ
〜２１５０ＭＨｚの帯域に周波数変換されて受信機の入
力端１に入力される。
用受信機（以下、単に受信機という）を説明する。図１
は本発明のデ−タ伝送用受信機の回路の一部を示す。先
ず、デ−タ伝送用信号は、衛星放送用の信号と同じ周波
数帯である１１〜１２ＧＨｚ帯で衛星から送信され、図
示しない屋外のダウンコンバ−タでおよそ９５０ＭＨｚ
〜２１５０ＭＨｚの帯域に周波数変換されて受信機の入
力端１に入力される。
【００１４】入力端１に入力されたデ−タ伝送用信号
（以下、受信信号という）は低雑音増幅器２で増幅され
た後、第一の可変減衰器３を介して混合器４に入力され
る。この第一の可変減衰器３には図示しないピンダイオ
−ドが使用され、このピンダイオ−ドに流れる電流によ
って減衰量が制御される。この混合器４はデュアルゲ−
トＭＯＳ ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）（以下単に
ＦＥＴという）で構成され、受信信号はその第一ゲ−ト
に入力される。ＦＥＴの第二ゲ−トには局部発振器５か
らの発振信号が緩衝増幅器６を介して入力されている。
そして、受信信号は混合器４において中心周波数がおよ
そ４８０ＭＨｚの中間周波信号に周波数変換される。従
って、局部発振器５は受信信号の周波数帯域に対応して
およそ１４３０ＭＨｚ〜２６３０ＭＨｚの間で発振する
ようになっている。
（以下、受信信号という）は低雑音増幅器２で増幅され
た後、第一の可変減衰器３を介して混合器４に入力され
る。この第一の可変減衰器３には図示しないピンダイオ
−ドが使用され、このピンダイオ−ドに流れる電流によ
って減衰量が制御される。この混合器４はデュアルゲ−
トＭＯＳ ＦＥＴ（電界効果トランジスタ）（以下単に
ＦＥＴという）で構成され、受信信号はその第一ゲ−ト
に入力される。ＦＥＴの第二ゲ−トには局部発振器５か
らの発振信号が緩衝増幅器６を介して入力されている。
そして、受信信号は混合器４において中心周波数がおよ
そ４８０ＭＨｚの中間周波信号に周波数変換される。従
って、局部発振器５は受信信号の周波数帯域に対応して
およそ１４３０ＭＨｚ〜２６３０ＭＨｚの間で発振する
ようになっている。
【００１５】中間周波信号は混合器４のＦＥＴのドレイ
ンから出力され、インピ−ダンス整合回路７を介して第
二の可変減衰器８に入力される。このインピ−ダンス整
合回路７は、混合器４であるＦＥＴの出力インピ−ダン
スと第二の可変減衰器８のインピ−ダンスとを整合させ
るためのものであり、コンデンサ７ａ、インダクタ７
ｂ、抵抗７ｃが並列接続されたものとなっている。そし
て、混合器４と第二の可変減衰器８との間、さらに具体
的には混合器４の出力側に接続されたインピ−ダンス整
合回路７と第二の可変減衰回路８との間には、局部発振
器５の局部発振周波数の帯域であるおよそ１４３０ＭＨ
ｚ〜２６３０ＭＨｚを減衰する減衰手段９を設けてい
る。この減衰手段９はバンド消去フィルタとして構成し
てもよい。また、局部発振周波数が中間周波数よりも高
いので、減衰手段９には、中間周波数と局部発振周波数
の最低周波数との間の周波数、例えば、中間周波数より
も若干高い周波数をカットオフ周波数とするロ−パスフ
ィルタを減衰手段９を用いてもよく、あるいは、図１に
示すように第二の可変減衰回路８の入力端をグランドに
シャントする小容量（１０ｐＦ以下）のコンデンサ９ａ
で構成してもよい。そして、ロ−パスフィルタを使用す
ればインダクタとコンデンサとで減衰手段９を簡単に構
成できる。また、小容量のコンデンサ９ａを使用すれば
減衰手段９が一層簡単になる。なお、図示はしないが、
第二の可変減衰器８にもピンダイオ−ドが使用されてお
り、このピンダイオ−ドに流れる電流によって減衰量が
制御される。
ンから出力され、インピ−ダンス整合回路７を介して第
二の可変減衰器８に入力される。このインピ−ダンス整
合回路７は、混合器４であるＦＥＴの出力インピ−ダン
スと第二の可変減衰器８のインピ−ダンスとを整合させ
るためのものであり、コンデンサ７ａ、インダクタ７
ｂ、抵抗７ｃが並列接続されたものとなっている。そし
て、混合器４と第二の可変減衰器８との間、さらに具体
的には混合器４の出力側に接続されたインピ−ダンス整
合回路７と第二の可変減衰回路８との間には、局部発振
器５の局部発振周波数の帯域であるおよそ１４３０ＭＨ
ｚ〜２６３０ＭＨｚを減衰する減衰手段９を設けてい
る。この減衰手段９はバンド消去フィルタとして構成し
てもよい。また、局部発振周波数が中間周波数よりも高
いので、減衰手段９には、中間周波数と局部発振周波数
の最低周波数との間の周波数、例えば、中間周波数より
も若干高い周波数をカットオフ周波数とするロ−パスフ
ィルタを減衰手段９を用いてもよく、あるいは、図１に
示すように第二の可変減衰回路８の入力端をグランドに
シャントする小容量（１０ｐＦ以下）のコンデンサ９ａ
で構成してもよい。そして、ロ−パスフィルタを使用す
ればインダクタとコンデンサとで減衰手段９を簡単に構
成できる。また、小容量のコンデンサ９ａを使用すれば
減衰手段９が一層簡単になる。なお、図示はしないが、
第二の可変減衰器８にもピンダイオ−ドが使用されてお
り、このピンダイオ−ドに流れる電流によって減衰量が
制御される。
【００１６】第二の可変減衰器８でレベルが制御された
中間周波信号は第一の中間周波増幅器１０、中間周波フ
ィルタ１１、第二の中間周波増幅器１２を順に経由して
復調器１３に入力される。中間周波フィルタ１１は中心
周波数がほぼ４８０ＭＨｚで帯域幅がおよそ３０ＭＨｚ
のバンドパスフィルタで構成されている。そして、中間
周波信号は復調器１３で復調されて、ベ−スバンド信号
（Ｉ信号及びＱ信号）が出力される用になっている。
中間周波信号は第一の中間周波増幅器１０、中間周波フ
ィルタ１１、第二の中間周波増幅器１２を順に経由して
復調器１３に入力される。中間周波フィルタ１１は中心
周波数がほぼ４８０ＭＨｚで帯域幅がおよそ３０ＭＨｚ
のバンドパスフィルタで構成されている。そして、中間
周波信号は復調器１３で復調されて、ベ−スバンド信号
（Ｉ信号及びＱ信号）が出力される用になっている。
【００１７】一方、第二の中間周波増幅器１２の出力は
検波器１４にも入力され、この検波器１４では中間周波
信号のレベルに対応したＡＧＣ電圧が取り出され、ＡＧ
Ｃ電圧は直流増幅器１５で適宜に増幅されて第一の可変
減衰器３と第二の可変減衰器８に供給され、それぞれの
ピンダイオ−ドに流れる電流を制御される。即ち、第二
の中間周波増幅器１２の出力に基づいて得られたＡＧＣ
電圧によって第一の可変減衰器３の減衰量と第二の可変
減衰器８の減衰量とが制御されて、混合器４に入力され
るＲＦ信号である受信信号のレベルと復調器１３に入力
される中間周波信号のレベルとがそれぞれほぼ一定とな
るように制御されている。
検波器１４にも入力され、この検波器１４では中間周波
信号のレベルに対応したＡＧＣ電圧が取り出され、ＡＧ
Ｃ電圧は直流増幅器１５で適宜に増幅されて第一の可変
減衰器３と第二の可変減衰器８に供給され、それぞれの
ピンダイオ−ドに流れる電流を制御される。即ち、第二
の中間周波増幅器１２の出力に基づいて得られたＡＧＣ
電圧によって第一の可変減衰器３の減衰量と第二の可変
減衰器８の減衰量とが制御されて、混合器４に入力され
るＲＦ信号である受信信号のレベルと復調器１３に入力
される中間周波信号のレベルとがそれぞれほぼ一定とな
るように制御されている。
【００１８】ところで、第一の可変減衰器３および第二
の可変減衰器８にはそれぞれピンダイオ−ドが使用さ
れ、これらのピンダイオ−ド、特に、第二の可変減衰器
８のピンダイオ−ドは、混合器４の変換利得によってレ
ベルが高くなった中間周波信号で励振され、大きな白色
ノイズを発生している。しかし、混合器４と第二の可変
減衰器８との間には、局部発振器５の局部発振周波数の
帯域であるおよそ１４３０ＭＨｚ〜２６３０ＭＨｚを減
衰する減衰手段９を設けているので、第二の可変減衰器
８のピンダイオ−ドが発生する白色ノイズのうち、上記
の帯域（１４３０ＭＨｚ〜２６３０ＭＨｚ）の白色ノイ
ズは混合器４側に伝達されないようになっている。その
ため、局部発振器５にも上記の帯域の白色ノイズが流入
しないので局部発振信号のＣ／Ｎ比は悪化しない。従っ
て、混合器４で周波数変換された中間周波信号に位相ノ
イズが重畳されることがなく復調器１３で復調されたベ
−スバンド信号に基づくデ−タに誤りが発生しない。
の可変減衰器８にはそれぞれピンダイオ−ドが使用さ
れ、これらのピンダイオ−ド、特に、第二の可変減衰器
８のピンダイオ−ドは、混合器４の変換利得によってレ
ベルが高くなった中間周波信号で励振され、大きな白色
ノイズを発生している。しかし、混合器４と第二の可変
減衰器８との間には、局部発振器５の局部発振周波数の
帯域であるおよそ１４３０ＭＨｚ〜２６３０ＭＨｚを減
衰する減衰手段９を設けているので、第二の可変減衰器
８のピンダイオ−ドが発生する白色ノイズのうち、上記
の帯域（１４３０ＭＨｚ〜２６３０ＭＨｚ）の白色ノイ
ズは混合器４側に伝達されないようになっている。その
ため、局部発振器５にも上記の帯域の白色ノイズが流入
しないので局部発振信号のＣ／Ｎ比は悪化しない。従っ
て、混合器４で周波数変換された中間周波信号に位相ノ
イズが重畳されることがなく復調器１３で復調されたベ
−スバンド信号に基づくデ−タに誤りが発生しない。
【００１９】
【発明の効果】以上のように、本発明のデ−タ伝送用受
信機は、受信信号を中間周波信号に周波数変換する混合
器と、混合器に局部発振信号を入力する局部発振器と、
中間周波信号を復調してベ−スバンド信号を検出する復
調器と、混合器と復調器との間に設けられ、ピンダイオ
−ドを有して復調器に入力される中間周波信号のレベル
を一定にする可変減衰器とを備え、混合器と可変減衰器
との間に局部発振信号の周波数帯域を減衰する減衰手段
を設けたので、可変減衰器のピンダイオ−ドが発生する
白色ノイズのうち、上記の局部発振信号の周波数帯域帯
域の白色ノイズは混合器側に伝達されないようになって
いる。そのため、局部発振器にも上記の帯域の白色ノイ
ズが流入しないので局部発振信号のＣ／Ｎ比は悪化しな
い。従って、混合器で周波数変換された中間周波信号に
位相ノイズが重畳されることがなく復調器で復調された
ベ−スバンド信号に基づくデ−タに誤りが発生しない。
信機は、受信信号を中間周波信号に周波数変換する混合
器と、混合器に局部発振信号を入力する局部発振器と、
中間周波信号を復調してベ−スバンド信号を検出する復
調器と、混合器と復調器との間に設けられ、ピンダイオ
−ドを有して復調器に入力される中間周波信号のレベル
を一定にする可変減衰器とを備え、混合器と可変減衰器
との間に局部発振信号の周波数帯域を減衰する減衰手段
を設けたので、可変減衰器のピンダイオ−ドが発生する
白色ノイズのうち、上記の局部発振信号の周波数帯域帯
域の白色ノイズは混合器側に伝達されないようになって
いる。そのため、局部発振器にも上記の帯域の白色ノイ
ズが流入しないので局部発振信号のＣ／Ｎ比は悪化しな
い。従って、混合器で周波数変換された中間周波信号に
位相ノイズが重畳されることがなく復調器で復調された
ベ−スバンド信号に基づくデ−タに誤りが発生しない。
【００２０】また、本発明のデ−タ伝送用受信機は、減
衰手段を帯域消去フィルタとしたので、局部発振周波数
の帯域を確実に減衰することができる。
衰手段を帯域消去フィルタとしたので、局部発振周波数
の帯域を確実に減衰することができる。
【００２１】また、本発明のデ−タ伝送用受信機は、中
間周波信号の周波数を局部発振信号の周波数よりも低く
し、減衰手段を中間周波信号の周波数と局部発振信号の
周波数との間にカットオフ周波数を有するロ−パスフィ
ルタとしたので、減衰手段の構成を簡素化できる。
間周波信号の周波数を局部発振信号の周波数よりも低く
し、減衰手段を中間周波信号の周波数と局部発振信号の
周波数との間にカットオフ周波数を有するロ−パスフィ
ルタとしたので、減衰手段の構成を簡素化できる。
【００２２】また、本発明のデ−タ伝送用受信機は、中
間周波信号の周波数を局部発振信号の周波数よりも低く
し、減衰手段を可変減衰器の入力端とグランドとの間に
接続された小容量値のコンデンサのみで構成したので、
減衰手段を一層簡素化できる。
間周波信号の周波数を局部発振信号の周波数よりも低く
し、減衰手段を可変減衰器の入力端とグランドとの間に
接続された小容量値のコンデンサのみで構成したので、
減衰手段を一層簡素化できる。
【図１】本発明のデ−タ伝送用受信機の回路図である。
【図２】従来のデ−タ伝送用受信機の回路図である。
１ 入力端 ２ 低雑音増幅器 ３ 第一の可変減衰器 ４ 混合器 ５ 局部発振器 ６ 緩衝増幅器 ７ インピ−ダンス整合回路 ８ 第二の可変減衰器 ９ 減衰手段 ９ａ コンデンサ １０ 第一の中間周波増幅器 １１ 中間周波フィルタ １２ 第二の中間周波増幅器 １３ 復調器 １４ 検波器 １５ 直流増幅器
Claims (4)
- 【請求項１】 受信信号を中間周波信号に周波数変換す
る混合器と、前記混合器に局部発振信号を入力する局部
発振器と、前記中間周波信号を復調してベ−スバンド信
号を検出する復調器と、前記混合器と前記復調器との間
に設けられ、ピンダイオ−ドを有して前記復調器に入力
される前記中間周波信号のレベルを一定にする可変減衰
器とを備え、前記混合器と前記可変減衰器との間に前記
局部発振信号の周波数帯域を減衰する減衰手段を設けた
ことを特徴とするデ−タ伝送用受信機。 - 【請求項２】 前記減衰手段を帯域消去フィルタとした
ことを特徴とする請求項１記載のデ−タ伝送用受信機。 - 【請求項３】 前記中間周波信号の周波数を前記局部発
振信号の周波数よりも低くし、前記減衰手段を前記中間
周波信号の周波数と前記局部発振信号の周波数との間に
カットオフ周波数を有するロ−パスフィルタとしたこと
を特徴とする請求項１記載のデ−タ伝送用受信機。 - 【請求項４】 前記中間周波信号の周波数を前記局部発
振信号の周波数よりも低くし、前記減衰手段を前記可変
減衰器の入力端とグランドとの間に接続された小容量値
のコンデンサのみで構成したことを特徴とする請求項１
記載のデ−タ伝送用受信機。
Priority Applications (6)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10003898A JPH11205173A (ja) | 1998-01-12 | 1998-01-12 | デ−タ伝送用受信機 |
| TW087120630A TW457766B (en) | 1998-01-12 | 1998-12-11 | Receiver for data transmission |
| DE69809876T DE69809876T2 (de) | 1998-01-12 | 1998-12-22 | Empfangsgerät zur Datenübertragung |
| EP98310622A EP0929149B1 (en) | 1998-01-12 | 1998-12-22 | Receiver for data transmission |
| US09/227,557 US6282252B1 (en) | 1998-01-12 | 1999-01-08 | Receiver for data transmission |
| KR1019990000260A KR100292674B1 (ko) | 1998-01-12 | 1999-01-08 | 데이터 전송용 수신기 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP10003898A JPH11205173A (ja) | 1998-01-12 | 1998-01-12 | デ−タ伝送用受信機 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11205173A true JPH11205173A (ja) | 1999-07-30 |
Family
ID=11570017
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP10003898A Ceased JPH11205173A (ja) | 1998-01-12 | 1998-01-12 | デ−タ伝送用受信機 |
Country Status (6)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US6282252B1 (ja) |
| EP (1) | EP0929149B1 (ja) |
| JP (1) | JPH11205173A (ja) |
| KR (1) | KR100292674B1 (ja) |
| DE (1) | DE69809876T2 (ja) |
| TW (1) | TW457766B (ja) |
Families Citing this family (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3570537B2 (ja) * | 1998-12-10 | 2004-09-29 | アルプス電気株式会社 | デジタルテレビジョン信号受信チューナー |
| JP2001044858A (ja) * | 1999-07-30 | 2001-02-16 | Nec Corp | 送信ミキサおよび２帯域出力切り替え高周波送信回路 |
| US7020450B2 (en) * | 2000-09-05 | 2006-03-28 | Nec Corporation | Active inductors using bipolar silicon transistors |
| US6978117B2 (en) * | 2002-03-25 | 2005-12-20 | Visteon Global Technologies, Inc. | RF AGC amplifier system for satellite/terrestrial radio receiver |
| JP2004048123A (ja) * | 2002-07-09 | 2004-02-12 | Alps Electric Co Ltd | 衛星放送受信チューナ |
| CN107271938B (zh) * | 2017-06-09 | 2019-09-24 | 中国电子科技集团公司第四十一研究所 | 一种混频器矢量特性测量方法 |
Family Cites Families (12)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3518585A (en) * | 1966-12-30 | 1970-06-30 | Texas Instruments Inc | Voltage controlled a.c. signal attenuator |
| DE3242547A1 (de) * | 1982-11-18 | 1984-05-24 | Robert Bosch Gmbh, 7000 Stuttgart | Mischschaltung |
| IT1183692B (it) * | 1985-05-24 | 1987-10-22 | Face Standard Ind | Miscelatore di segnali per apparati radio a micro-onde |
| JPH01194707A (ja) * | 1987-12-18 | 1989-08-04 | Rockwell Internatl Corp | 能動低域フィルタ装置 |
| KR930005776Y1 (ko) * | 1991-06-19 | 1993-08-27 | 삼성전자 주식회사 | 씨디롬 드라이브의 캐디오삽입 방지 장치 |
| JPH0567923A (ja) * | 1991-09-06 | 1993-03-19 | Nec Corp | 周波数変換器 |
| US5974101A (en) * | 1992-04-28 | 1999-10-26 | Canon Kabushiki Kaisha | Spread spectrum modulation communication apparatus for narrow band interference elimination |
| DE4430989C1 (de) * | 1994-08-31 | 1995-10-05 | Siemens Ag | Einrichtung zum Mischen eines Nutzsignals mit einem Trägeroszillatorsignal in drahtlosen Telekommunikationsgeräten |
| KR970008176B1 (ko) * | 1994-12-15 | 1997-05-21 | 엘지전자 주식회사 | 이동통신기기의 선형 저전력 다운컨버터 |
| US5933770A (en) * | 1995-11-27 | 1999-08-03 | Lucent Technologies Inc. | Low distortion tuner-receiver with bridge-type diplexer |
| JPH10284945A (ja) * | 1997-04-08 | 1998-10-23 | Sony Corp | 受信ミクサ装置 |
| JP3137181B2 (ja) * | 1997-06-23 | 2001-02-19 | 日本電気株式会社 | 受信機及びその受信方法 |
-
1998
- 1998-01-12 JP JP10003898A patent/JPH11205173A/ja not_active Ceased
- 1998-12-11 TW TW087120630A patent/TW457766B/zh not_active IP Right Cessation
- 1998-12-22 EP EP98310622A patent/EP0929149B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1998-12-22 DE DE69809876T patent/DE69809876T2/de not_active Expired - Fee Related
-
1999
- 1999-01-08 US US09/227,557 patent/US6282252B1/en not_active Expired - Fee Related
- 1999-01-08 KR KR1019990000260A patent/KR100292674B1/ko not_active IP Right Cessation
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
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| DE69809876T2 (de) | 2003-04-24 |
| EP0929149A1 (en) | 1999-07-14 |
| KR100292674B1 (ko) | 2001-06-15 |
| KR19990067798A (ko) | 1999-08-25 |
| TW457766B (en) | 2001-10-01 |
| EP0929149B1 (en) | 2002-12-04 |
| US6282252B1 (en) | 2001-08-28 |
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