JP2001230633A - 周波数変換回路およびそれを用いた受信機、送信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 【課題】ＲＦバッファトランジスタ１０９、１１０のド
レイン−ソース間に加わる局部発振信号を小さくすると
ともに、ＲＦバッファトランジスタ１０９、１１０のド
レイン−ソース間のチャネルコンダクタンスの線形性を
改善する。 【解決手段】ＲＦバッファトランジスタ１０９、１１０
にドレイン−ソース間のチャネルコンダクタンスが大き
く、線形性の良いトランジスタを用いる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、ＴＶ、ケーブルテ
レビジョン（ＣＡＴＶ）、衛星放送や衛星通信などの受
信機やセルラ電話などの送受信機と、それらに用いられ
る高周波信号処理のための周波数変換回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５に周波数変換回路の従来例として、
ダブルスーパ方式のＣＡＴＶチューナのアップコンバー
タ部の一例を示したものである。

【０００３】図の周波数変換回路は、局部発振回路１５
１、局部発振バッファ回路１３１およびミクサ回路１０
１より構成され、ミクサ回路１０１において、入力され
た無線周波信号（ＲＦ信号）を局部発振バッファ回路１
３１を介した局部発振回路１５１からの局部発振信号に
より中間周波信号に周波数変換出力する。

【０００４】また、図の局部発振回路１５１は電源端子
１５２と局部発振トランジスタ１５４と、帰還容量１５
８、１５９と、同調容量１５７と、同調用可変容量ダイ
オード１６７と、同調用インダクタ１６６と、結合容量
１６１、１６２と、局部発振周波数制御端子１５３と同
調電圧印加用インダクタ１６４と同調電圧印加用抵抗１
６５と高周波接地容量１６８、１６９と、ブリーダ抵抗
１５５と１５６と、電流調整用抵抗１６０を有してい
る。

【０００５】同図において、局部発振トランジスタ１５
４のゲートには、結合容量１６２を介した同調用インダ
クタ１６６と同調用可変容量ダイオード１６７の直列接
続体と、同調容量１５７の並列同調回路が接続されると
ともに、局部発振トランジスタ１５４のゲートとソース
間およびソースと接地間にはそれぞれ帰還容量１５８、
１５９が接続される。この帰還容量１５８、１５９の容
量比を適切に選ぶことにより、同調用インダクタ１６６
と同調用可変容量ダイオード１６７および同調容量１５
７による並列同調回路の同調周波数において局部発振ト
ランジスタ１５４は正帰還となり発振を開始する。な
お、発振周波数は、結合容量１６２と同調用インダクタ
１６６の接続点から、同調電圧印加用インダクタ１６４
と同調電圧印加用抵抗１６５を介し局部発振周波数制御
端子１５３に制御電圧を印加し、可変容量ダイオード１
６７の容量値を変えることで制御する。

【０００６】次に局部発振バッファ回路１３１は、増幅
用トランジスタ１３２、１３３と、負荷抵抗１３５、１
３６と、電流源トランジスタ１３４と、電流調整用抵抗
１３７と、接地抵抗１４０と、接地容量１４１と、結合
容量１３８、１３９と、ブリーダ抵抗１４２、１４３
と、バイアス抵抗１４４、１４５を有している。

【０００７】同図において、共通接続された増幅用トラ
ンジスタ１３２、１３３のソースは電流源トランジスタ
１３４のドレインに接続されるとともに、増幅用トラン
ジスタ１３２、１３３のドレインにはそれぞれ、負荷抵
抗１３５、１３６が接続される。また、増幅用トランジ
スタ１３３のゲートは接地抵抗１４０を介し接地容量１
４１により高周波接地することで、増幅用トランジスタ
１３２のゲートに入力された局部発振回路からの局部発
振信号を増幅するとともに平衡信号に変換し、ドレイン
より結合容量１３８、１３９を介しミクサ回路１０１に
出力する。

【０００８】次にミクサ回路１０１は電源端子１０４
と、ＲＦ信号（無線周波信号）入力端子１０２と、中間
周波出力端子１０３と、出力トランス１１２と、周波数
変換用トランジスタ１０５、１０６、１０７、１０８
と、ＲＦ信号増幅用トランジスタ（ＲＦバッファトラン
ジスタ）５０３、５０４と、歪改善容量５０１、５０２
と、電流源トランジスタ１１１と、歪改善抵抗抵抗１１
３、１１４と、電流調整用抵抗１１５と、接地容量１１
６、１１７と、ブリーダ抵抗１１８、１１９、１２２、
１２３、バイアス抵抗１２０、１２１、１２４、１２５
を有している。また、図のトランス１１２の出力側巻線
には中間周波出力端子１０３が接続され、電源側巻線は
接地容量１１７で高周波接地された中間タップを有して
おり、電源側巻線の一方の入力には周波数変換用トラン
ジスタ１０５、１０７のドレインが接続され、第１の中
間周波信号を出力し、電源側巻線の他方の入力には、周
波数変換用トランジスタ１０６、１０８のドレインが接
続され、第２の中間周波信号を出力し、出力巻線からは
第１と第２の中間周波信号が合成されて出力される。ま
た、電源電圧は、電源側巻線の中間タップを介し電源端
子１０４より供給される。そして、周波数変換用トラン
ジスタ１０５と１０６のソースと周波数変換用トランジ
スタ１０７と１０８のソースはそれぞれ共通接続され、
それぞれＲＦバッファトランジスタ５０３と５０４のド
レインに接続されるとともに、ＲＦバッファトランジス
タ５０３と５０４のドレイン間には、接続点が接地され
た歪改善容量５０１と５０２の直列接続体が接続され
る。また、ＲＦバッファトランジスタ５０３と５０４の
ソースはそれぞれ歪改善抵抗１１３、１１４を介し電流
源トランジスタ１１１のドレインに接続され、電流源ト
ランジスタ１１１のゲートは直接接地されるとともに、
ソースは電流調整用抵抗１１５により接地される。ま
た、周波数変換用トランジスタ１０５と１０８のゲート
と周波数変換用トランジスタ１０６、１０７のゲートは
それぞれ共通接続され、それらの共通接続点がそれぞれ
結合容量１３８、１３９に接続されるとともに、ブリー
ダ抵抗１２２、１２３により分割された電圧がバイアス
抵抗１２４、１２５を介しバイアス電圧が印加される。
また、ＲＦバッファトランジスタ５０３のゲートは、接
地容量１１６により高周波接地される一方、ＲＦバッフ
ァトランジスタ５０４のゲートは、ＲＦ信号入力端子１
０２に接続されるとともに、それぞれのゲートはブリー
ダ抵抗１１８、１１９により分割された電圧がバイアス
抵抗１２０、１２１を介しバイアス電圧が印加される。

【０００９】以上のミクサ回路はＲＦ信号入力端子１０
２より入力されたＲＦ信号をＲＦバッファトランジスタ
５０３、５０４で増幅した後、周波数変換用トランジス
タ１０５、１０６、１０７、１０８において、局部発振
バッファ回路１３１からの局部発振信号により中間周波
信号に周波数変換し中間周波出力端子１０３に出力す
る。

【００１０】また、図のミクサ回路では、周波数変換用
トランジスタ１０５、１０６、１０７、１０８のゲート
に入力された局部発振信号が、ＲＦバッファトランジス
タ５０３、５０４のドレイン側に漏れ込むと、 ＲＦバ
ッファトランジスタ５０３、５０４のドレイン−ソース
間が局部発振信号により振られるため、ＲＦバッファト
ランジスタ５０３、５０４で生じる歪成分が増え、ミク
サ回路の歪特性が劣化するという問題がある。このため
図のミクサ回路では、特願平１０−２２４０００号記載
のミクサ回路と同様に、ＲＦバッファトランジスタ５０
３、５０４のドレインにＲＦ信号周波数に対しては無視
でき、局部発振信号周波数に対しては低インピーダンス
となる歪改善容量５０１、５０２を付加することで、Ｒ
Ｆバッファトランジスタ５０３、５０４のドレイン−ソ
ース間に加わる局部発振信号振幅を小さくすることによ
り、歪特性の改善を図っている。さらに、ＲＦバッファ
トランジスタ５０３、５０４のソース間に歪改善抵抗１
１３、１１４を挿入し帰還をかけることでも歪特性の改
善を図っている。

【００１１】以上の周波数変換回路で用いられるトラン
ジスタは集積化を目的に同一の半導体基板上に形成する
ため、同一構造のトランジスタを用いており、すべての
トランジスタのゲート長Ｌｇを等しくするとともに、ト
ランジスタのゲート幅Ｗｇの単位幅あたりのドレイン−
ソース間のコンダクタンス（チャネルコンダクタンス）
が等しいトランジスタを用いている。

【００１２】次に、上記トランジスタのコンダクタンス
について説明する。

【００１３】トランジスタの特性で重要な役割を果たす
コンダクタンスは、チャネルコンダクタンスｇｄと相互
コンダクタンスｇｍがあり、これらはゲート−ソース間
電圧をＶｇｓ、ドレイン−ソース電圧をＶｄｓとする
と、

【００１４】

【数１】ｇｄ＝∂Ｉｄ／∂ Ｖｄｓ （Ｖｇ一定） ｇｍ＝∂Ｉｄ／∂Ｖｇｓ （Ｖｄｓ一定） で定義され、チャネルコンダクタンスｇｄはトランジス
タの出力インピーダンスの逆数に相当し、相互コンダク
タンスｇｍはトランジスタの増幅度に相当する。なお、
図の周波数変換回路では、局部発振バッファ回路１３１
の利得を大きくするとともに、局部発振回路１５１の発
振振幅を大きくとるため、相互コンダクタンスｇｍが大
きく、チャネルコンダクタンスｇｄが小さいトランジス
タを用いている。

【００１５】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術で示す周
波数変換回路では、ＲＦバッファトランジスタ５０３、
５０４のドレインに歪改善容量５０１、５０２を付加
し、ＲＦトランジスタ５０３、５０４のドレイン−ソー
ス間に加わる局部発振信号振幅を小さくすることによ
り、歪特性の改善を図っているが、局部発振バッファ回
路１３１の利得を大きくするとともに、局部発振回路１
５１の発振振幅を大きくとるため、ドレイン−ソース間
のチャネルコンダクタンスが小さいトランジスタを用い
た場合、ＲＦバッファトランジスタ５０３、５０４のド
レイン−ソース間に加わる局部発振信号振幅はドレイン
−ソース間のチャネルコンダクタンスに反比例すること
から、ドレイン−ソース間には大きな局部発振信号振幅
が加わるので、歪改善容量５０１、５０２付加による手
段では局部発振信号振幅の抑圧が不十分となり歪性能が
不足する問題を有していた。

【００１６】さらに、ドレイン−ソース間のチャネルコ
ンダクタンスが小さいトランジスタの場合、チャネルコ
ンダクタンスが大きいトランジスタに比べ、ドレイン−
ソース間電圧に対するチャネルコンダクタンス特性の線
形性が劣ることによっても歪性能が劣化するという問題
を有していた。

【００１７】これらの問題に対し、歪改善容量５０１、
５０２の容量値を大きくすれば、ある程度の歪改善効果
が得られるが、この場合、ＲＦバッファトランジスタ５
０３、５０４により増幅されたＲＦ信号が歪改善容量５
０１、５０２を介しＲＦバッファトランジスタ５０３、
５０４の両ドレイン間に流れるため、周波数変換用トラ
ンジスタ１０５、１０６、１０７、１０８のソースに入
力されるＲＦ信号が小さくなり、変換利得が劣化すると
いう問題を有していた。

【００１８】また、歪特性についてはＲＦバッファトラ
ンジスタ５０３、５０４のソース間に挿入した歪改善抵
抗１１３、１１４の値を大きくすることで改善される
が、この場合、帰還量が増えるため、変換利得や雑音特
性（ＮＦ特性）が劣化するという問題があった。

【００１９】本発明の目的は、上記問題を解消し、局部
発振信号のＲＦバッファトランジスタ５０３、５０４の
ドレインへ漏れ込むことによるＲＦバッファトランジス
タ５０３、５０４のドレイン−ソース間に加わる局部発
振信号振幅を小さくするとともに、ドレイン−ソース間
のチャネルコンダクタンスの線形性を改善することによ
り、変換利得やＮＦ特性の劣化が少なく歪特性の優れた
周波数変換回路を得ることにある。

【００２０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の第１の手段は、局部発振回路、局部発振バッファ回路
にドレイン−ソース間のチャネルコンダクタンスが小さ
いトランジスタを、ＲＦバッファトランジスタにドレイ
ン−ソース間のチャネルコンダクタンスが大きく、ドレ
イン−ソース間電圧に対するチャネルコンダクタンス特
性の線形性の優れたトランジスタを用いる構成とした。

【００２１】以上の構成とすることにより、局部発振信
号のＲＦバッファトランジスタのドレインへ漏れ込むこ
とによるＲＦバッファトランジスタのドレイン−ソース
間に加わる局部発振信号振幅を小さくするとともに、ド
レイン−ソース間のチャネルコンダクタンスの線形性を
改善することにより、ＲＦバッファトランジスタの歪性
能の劣化を抑えることで、変換利得やＮＦ特性の劣化が
少なく歪特性の良い周波数変換回路を得ることにある。

【００２２】次に上記のチャネルコンダクタンスの大き
いトランジスタを得るための手段の一例を説明する。

【００２３】チャネルコンダクタンスｇｄは、トランジ
スタのゲート長をＬｇ、ゲート幅をＷｇ、チャネル層の
厚さとなる活性層厚をａとすると、アスペクト比と呼ば
れるゲート幅と活性層厚との比（Ｗｇ／ａ）が大きい場
合、チャネルコンダクタンスｇｄは小さく、アスペクト
比Ｗｇ／ａが小さい場合、チャネルコンダクタンスｇｄ
が大きくなる傾向にある。したがって、チャネルコンダ
クタンスｇｄを大きくしたい場合は、ゲート長Ｌｇを小
さく活性層厚ａを厚く、チャネルコンダクタンスｇｄを
小さくしたい場合は、ゲート長Ｌｇを大きく活性層厚ａ
を薄くすればよい。なお、これらの数値の一例を示す
と、局部発振回路、局部発振バッファ回路およびミクサ
回路の周波数変換トランジスタにはＬｇ＝０．７ｕｍ、
ａ＝０．１４ｕｍのアスペクト比５程度のトランジスタ
を用いるのに対し、ＲＦバッファトランジスタにはＬｇ
＝０．３５ｕｍ、ａ＝０．３５ｕｍのアスペクト比１程
度のトランジスタ用いることで、チャネルコンダクタン
スｇｄが大きいトランジスタを得ることができる。ま
た、この時のチャネルコンダクタンス値の一例を示す
と、アスペクト比５のトランジスタで４ｍＳ程度、アス
ペクト比１のトランジスタで２０ｍＳ程度である。な
お、チャネル層の厚さとなる活性層厚ａが異なるトラン
ジスタを同一半導体基板上に集積化する場合、イオン打
ち込み法あるいはエピタキシャル成長法でチャネル層を
形成する際、活性層厚ａの厚いトランジスタと薄いトラ
ンジスタとで、チャネル層を２回に分けて形成すればよ
い。

【００２４】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施形態を図面を
用いて説明する。

【００２５】図１は本発明による周波数変換回路の第１
の実施の形態を示す回路図であって、１０９、１１０は
他のトランジスタに比べドレイン−ソース間のチャネル
コンダクタンスが大きいＲＦバッファトランジスタであ
り、図５に対応する部分には同一符号をつけて重複する
説明を省略する。

【００２６】同図において、第１の実施の形態では、Ｒ
Ｆバッファトランジスタ１０９、１１０のドレインに歪
改善容量を付加するのではなく、ＲＦバッファトランジ
スタ１０９、１１０に他のトランジスタに比べドレイン
−ソース間のチャネルコンダクタンスが大きいトランジ
スタを用いており、これ以外の構成は図５に示した従来
の周波数変換回路と同様であり、また、その動作も、図
５に示した従来の周波数変換回路と同様に、ＲＦ信号入
力端子１０２に入力されたＲＦ信号をＲＦバッファトラ
ンジスタ１０９、１１０で増幅した後、周波数変換用ト
ランジスタ１０５、１０６、１０７、１０８において、
局部発振バッファ１３１を介した局部発振回路１５１か
らの局部発振信号で中間周波信号に周波数変換し、中間
周波出力端子１０３に出力する。

【００２７】以上の第１の実施の形態では、ＲＦバッフ
ァトランジスタ１０９、１１０のドレインに歪改善容量
を付加するのではなく、ＲＦバッファトランジスタ１０
９、１１０に他のトランジスタに比べドレイン−ソース
間のチャネルコンダクタンスが大きいトランジスタを用
いることにより、ＲＦバッファトランジスタ１０９、１
１０のドレイン−ソース間に加わる局部発振信号振幅が
小さくなるとともに、ドレイン−ソース間のチャネルコ
ンダクタンスの線形性が改善されるため、ＲＦバッファ
トランジスタ１０９、１１０のドレインに歪改善容量を
付加する場合に比べ、変換利得やＮＦ特性の劣化が少な
く歪特性の優れた周波数変換回路を得ることができる。
また、図の周波数変回路において、ＲＦバッファトラン
ジスタ１０９、１１０に加え、周波数変換用トランジス
タ１０５、１０６、１０７、１０８にドレイン−ソース
間のチャネルコンダクタンスが大きいトランジスタを用
いても、ＲＦバッファトランジスタ１０９、１１０のド
レイン−ソース間に加わる局部発振信号振幅が小さくな
るとともに、ドレイン−ソース間のチャネルコンダクタ
ンスの線形性が改善される効果は変わらないため同様な
効果が得られる。

【００２８】図２は本発明による周波数変換回路の第２
の実施の形態を示す回路図であって、２０１はＲＦ信号
成分阻止用インダクタ、２０２は電流調整用抵抗であ
り、図１および図５に対応する部分には同一符号をつけ
て重複する説明を省略する。

【００２９】同図において、第２の実施の形態では、図
１の第１の実施の形態と比較して、歪改善抵抗１１３と
１１４の接続点と接地間に、信号成分阻止用インダクタ
２０１と電流調整用抵抗２０２の直列接続体が接続され
ており、第２の実施の形態では、先の第１の実施の形態
と同様の効果が得られる上に、電流源トランジスタを用
いた場合には電流源トランジスタのドレイン−ソース間
電圧は１．５Ｖ〜２Ｖ程度必要であったのに対し、イン
ダクタを用いた場合はインダクタの抵抗分のみの電圧降
下となるので、ミクサ回路１０１の低電圧化が可能であ
る。なお、信号成分阻止用インダクタ２０１には、ＲＦ
信号周波数帯、局部発振信号帯および中間周波信号帯に
対しインピーダンスが非常に大きくなるインダクタンス
値を選ぶことにより、これらの信号が、歪改善抵抗１１
３と１１４の接続点から接地間に流れることによる変換
利得の低下を防いでいる。

【００３０】図３は本発明による周波数変換回路の第３
の実施の形態を示す回路図であって、３０１、３０２は
周波数変換用トランジスタ、３０３はＲＦバッファトラ
ンジスタ、３０４は電流調整用抵抗、３０５は接地容
量、３０６はバイアス抵抗であり、図１および図５に対
応する部分には同一符号をつけて重複する説明を省略す
る。

【００３１】同図において、第３の実施の形態では、図
１の第１の実施の形態と比較して、トランス１１２の電
源側巻線の両入力にはそれぞれ周波数変換用トランジス
タ３０１と３０２のドレインが接続されるとともに、ソ
ースは共通接続され、ＲＦバッファトランジスタ３０３
のドレインに接続される。また、ＲＦバッファトランジ
スタ３０３のソースは、電流調整用抵抗３０４と接地容
量３０５の並列接続体により接地されており、シングル
バランス型ミクサ回路を構成している。さらに、周波数
変換用トランジスタ３０１と３０２のゲートはそれぞれ
結合容量１３８、１３９に接続されるとともに、ブリー
ダ抵抗１２２、１２３により分割された電圧がバイアス
抵抗１２４、１２５を介しバイアス電圧が印加される。
また、ＲＦバッファトランジスタ３０３のゲートは、バ
イアス抵抗３０６により接地電位にバイアスされる一
方、 ＲＦ信号入力端子１０２に接続される。

【００３２】以上の周波数変換回路は、ＲＦ信号入力端
子１０２より入力されたＲＦ信号をＲＦバッファトラン
ジスタ３０３で増幅した後、周波数変換用トランジスタ
３０１、３０２において、局部発振バッファ回路１３１
からの局部発振信号により中間周波信号に周波数変換し
中間周波出力端子１０３に出力する。また、ＲＦバッフ
ァトランジスタ３０３には、ドレイン−ソース間のチャ
ネルコンダクタンスが他のトランジスタに比べ大きいト
ランジスタを用いている。

【００３３】以上の第３の実施の形態では、ミクサ回路
がシングルバランス型のミクサ回路であっても、第１の
実施の形態と同様に、ＲＦバッファトランジスタ３０３
に他のトランジスタに比べドレイン−ソース間のチャネ
ルコンダクタンスが大きいトランジスタを用いることに
より、ＲＦバッファトランジスタ３０３のドレイン−ソ
ース間に加わる局部発振信号振幅が小さくなるととも
に、ドレイン−ソース間のチャネルコンダクタンスの線
形性が改善されるため、 歪特性の優れた周波数変換回
路を得ることができる。また、図の周波数変回路におい
て、ＲＦバッファトランジスタ３０３に加え、周波数変
換用トランジスタ３０１、３０２のドレイン−ソース間
のチャネルコンダクタンスが大きいトランジスタであっ
ても、ＲＦバッファトランジスタ３０３のドレイン−ソ
ース間に加わる局部発振信号振幅が小さくなるととも
に、ドレイン−ソース間のチャネルコンダクタンスの線
形性が改善される効果は変わらないため同様な効果が得
られる。

【００３４】図４は本発明による周波数変換回路の第４
の実施の形態を示す回路図であって、４０１はミクサ回
路、４０２は出力整合回路、４０３は入力整合回路、４
２１は局部発振バッファ回路であり、ミクサ回路４０１
は、周波数変換用トランジスタ４０４、ＲＦバッファト
ランジスタ４０５、バイアス抵抗４０６、電流調整用抵
抗４０７、接地容量４０８より構成される。また、出力
整合回路４０２は、整合用インダクタ４１２、４１３、
整合用容量４１４より構成され、入力整合回路４０３
は、整合用インダクタ４１０、４１１、整合用容量４０
９より構成される。さらに、局部発振バッファ回路４２
１は、局部発振信号増幅用トランジスタ４２２、負荷イ
ンダクタ４２３、電流調整用抵抗４２４、接地容量４２
５、結合容量４２６、バイアス抵抗４２７より構成さ
れ、図１および図５に対応する部分には同一符号をつけ
て重複する説明を省略する。

【００３５】同図において、第４の実施の形態では、局
部発振バッファ回路４２１は、局部発振信号増幅用トラ
ンジスタ４２２のドレインに負荷インダクタ４２３が接
続されるとともに、ソースと接地間には電流調整用抵抗
４２４と接地容量４２５の並列接続体が接続され、局部
発振信号用トランジスタ４２２のゲートはバイアス抵抗
４２７により接地電位にバイアスされている。この局部
発振バッファ回路４２１は、局部発振信号増幅用トラン
ジスタ４２２のゲートに入力された局部発振回路１５１
からの局部発振信号を増幅し、ドレインより結合容量４
２６を介しミクサ回路４０２に出力する。

【００３６】また、ミクサ回路４０２は、周波数変換用
トランジスタ４０４のソースにＲＦバッファトランジス
タ４０５のドレインが接続されたカスコード接続型のミ
クサ回路を構成しており、ＲＦ信号入力端子１０２より
入力されたＲＦ信号が、入力整合回路４０３を介し、Ｒ
Ｆバッファトランジスタ４０５に入力され、ここでＲＦ
信号を増幅した後、周波数変換用トランジスタ４０４の
ソースに入力されるとともに、周波数変換用トランジス
タ４０４のゲートには、局部発振バッファ回路４２１を
介して局部発振信号が入力されることにより、周波数変
換用トランジスタ４０４において中間周波信号に周波数
変換し、この変換信号を出力整合回路４０２を介し中間
周波出力端子１０３に出力する。さらに、周波数変換用
トランジスタ４０４のゲートには、ＲＦバッファトラン
ジスタ４０５のソースよりバイアス抵抗４０６を介しバ
イアス電圧が印加されている。また、ＲＦバッファトラ
ンジスタ４０５には、ドレイン−ソース間のチャネルコ
ンダクタンスが他のトランジスタに比べ大きいトランジ
スタを用いている。

【００３７】以上の第４の実施の形態では、カスコード
接続型のミクサ回路であっても、第１の実施の形態と同
様に、ＲＦバッファトランジスタ４０５にドレイン−ソ
ース間のチャネルコンダクタンスが大きいトランジスタ
を用いることにより、ＲＦバッファトランジスタ４０５
のドレイン−ソース間に加わる局部発振信号振幅が小さ
くなるとともに、ドレイン−ソース間のチャネルコンダ
クタンスの線形性が改善されるため、歪特性の優れた周
波数変換回路を得ることができる。また、図の周波数変
回路において、ＲＦバッファトランジスタ４０５に加
え、周波数変換用トランジスタ４０４のドレイン−ソー
ス間のチャネルコンダクタンスが大きいトランジスタで
あっても、ＲＦバッファトランジスタ４０５のドレイン
−ソース間に加わる局部発振信号振幅が小さくなるとと
もに、ドレイン−ソース間のチャネルコンダクタンスの
線形性が改善される効果は変わらないため同様な効果が
得られる。

【００３８】次に、本発明の第１の実施の形態における
効果を、図６、図７および図８を参照して説明する。

【００３９】図６に図１に示す第１の実施の形態におい
て、ＲＦバッファトランジスタのドレイン−ソース間の
チャネルコンダクタンスを大きくした場合と小さくした
場合のＲＦバッファトランジスタのドレイン−ソース間
に加わる局部発振信号の振幅特性のシミュレーション結
果を示す。図６は局部発振信号が２ＧＨｚのときの１周
期分のシミュレーションを行っており、横軸は１周期内
の時間を示し、縦軸は振幅電圧を示す。図６に示すよう
に、 ＲＦバッファトランジスタのチャネルコンダクタ
ンスを大きくした場合、ＲＦバッファトランジスタのド
レイン−ソース間に加わる局部発振信号の振幅を小さく
することができる。

【００４０】また、図７にドレイン−ソース間のチャネ
ルコンダクタンスが大きいトランジスタと、小さいトラ
ンジスタについて、ゲート−ソース間電圧一定のときの
ドレーン−ソース間電圧に対するドレイン電流特性の実
験結果を示す。図７は、横軸にドレイン−ソース電圧を
示し、縦軸にドレイン電流を示す。図７に示すように、
ドレイン−ソース間のチャネルコンダクタンスを大きく
した場合、特にドレイン−ソース間電圧が１Ｖ以下の非
飽和領域あるいは非飽和領域に近い領域において、チャ
ネルコンダクタンス特性の線形性が改善することができ
る。

【００４１】さらに、図８は図１に示す周波数変換回路
の第１の実施の形態における実施の形態と、図５の周波
数変換回路の従来技術で示した回路の３次歪特性の実験
結果を示したものである。図８において、実験は、入力
ＲＦ信号周波数５５〜８６０ＭＨｚに対し、電源電圧を
５Ｖ、入力信号レベルを−１５ｄＢｍ、局部発振信号周
波数１１５５〜１９６０ＭＨｚ、中間周波信号周波数１
１００ＭＨｚとして測定した結果をそれぞれ示す。ま
た、図８は、横軸にＲＦ信号周波数を示し、縦軸に３次
歪抑圧比を示す。図８に示したように、図１に示した周
波数変換回路の構成とすることにより、従来技術で示し
た周波数変換回路に比べ、歪特性の改善を図ることがで
きる。

【００４２】次に、上述した実施の形態における周波数
変換回路を用いた送信機および受信機を図９を参照して
説明する。図９は送受信機能を有するセルラ電話のブロ
ック図を示したものであり、９０１は送受信兼用アンテ
ナ、９０２、９０４、９１０、９２１、９２４はバンド
パスフィルタ、９０３、９２２は利得制御増幅回路、９
０５、９１７は周波数変換回路、９１１は音声復調回
路、９１２はスピーカ、９１３はＰＬＬ回路、９１４は
制御回路、９１５はマイクロホン、９１６は音声変調回
路、９２３は電力増幅回路を有している。また、図９の
周波数変換回路９０５、９１７には、少なくとも図１、
図２、図３および図４に示した周波数変換回路を用いて
いる。また、図の周波数変換回路９０５は、ＲＦバッフ
ァ回路９０６、ミクサ回路９０７、局部発振バッファ９
０８、周波数変換回路９１７と共用の局部発振回路９０
９により構成され、同様に、周波数変換回路９１７は、
ＲＦバッファ回路９１８、ミクサ回路９１９、局部発振
バッファ９２０、周波数変換回路９０５と共用の局部発
振回路９０９により構成される。

【００４３】図のセルラ電話について、まずは基地局よ
り送信された８５０ＭＨｚ帯あるいは１.９ＧＨｚ帯の
ＲＦ信号を受信する場合について説明する。

【００４４】図９において、基地局より送信されたＲＦ
信号は、送受信兼用アンテナ９０１より受信され、バン
ドパスフィルタ９０２により受信帯域以外を減衰させた
後、利得制御増幅回路９０３に入力される。入力された
ＲＦ信号は受信信号レベルに応じて増幅あるいは減衰さ
れ、バンドパスフィルタ９０４を介し、周波数変換回路
９０５に入力される。周波数変換回路では、局部発振バ
ッファ回路９０８により増幅された送受信兼用の局部発
振回路９０９からの局部発振信号により、入力されたＲ
Ｆ信号を中間周波信号に周波数変換し、バンドパスフィ
ルタ７１０を介し音声復調回路９１１に入力する。音声
復調回路９１１では入力された中間周波信号を音声信号
に復調し、スピーカ９１２により音声信号を出力する。

【００４５】次に、セルラ電話から基地局にＲＦ信号を
送信する場合について説明する。

【００４６】図９において、マイクロホン９１５より出
力された音声信号は音声変調回路９１６により中間周波
信号として変調出力され、周波数変換回路９１７に入力
される。入力された中間周波信号は、局部発振バッファ
回路９２０により増幅された送受信兼用の局部発振回路
９０９からの局部発振信号により、ＲＦ信号に周波数変
換出力され、バンドパスフィルタ９２１を介し利得制御
増幅回路９２２に入力される。利得制御増幅回路９２２
では、入力されたＲＦ信号を所望の送信出力レベルに対
応したレベルに増幅あるいは減衰させた後、電力増幅回
路９２３により電力増幅され、バンドパスフィルタ９２
４を介し送受信兼用アンテナ９０１により基地局に送信
する。

【００４７】なお、制御回路９１４では受信側について
は、受信信号レベルに応じ利得制御回路９０３の利得制
御を行い、送信側については、受信側の受信信号レベル
を利用して、受信信号レベルが小さい場合には基地局か
らの距離が離れていると判断し、送信信号レベルを大き
く、受信信号レベルが大きい場合には、基地局からの距
離が近いと判断し、送信信号レベルが小さくなるように
利得制御増幅回路９２２を制御する。さらに制御回路９
１４はＰＬＬ回路９１３を制御して送受信兼用の局部発
振回路９０９の発振周波数を制御する。また、受信信号
周波数と送信信号周波数は互いに混信を防ぐため、異な
る周波数に設定するとともに、送信信号が受信機側に漏
れ込んだり、あるいは受信信号が送信機側に漏れ込むこ
とで、混変調妨害が発生しないよう、バンドパスフィル
タ９０２および９２４を設け互いの信号が漏れ込むのを
防いでいる。

【００４８】以上の図９のセルラ電話において受信機
側、送信機側とも従来技術で示すように、周波数変換回
路にＲＦバッファトランジスタのドレインに歪改善容量
を付加することによる歪特性の改善手段の場合、ＲＦバ
ッファトランジスタのドレイン−ソース間に加わる局部
発振信号振幅の抑圧が不充分である上にドレイン−ソー
ス間のチャネルコンダクタンスの線形性の改善効果が得
られないため、歪特性が不足するという問題を有してい
た。このため、周波数変換回路９０５および９１７に、
少なくとも本周波数変換回路の第１、第２、第３および
第４の実施の形態を用いることにより、歪特性に優れた
セルラ電話を得ることができる。

【００４９】

【発明の効果】本発明によれば、ミクサ回路のＲＦバッ
ファトランジスタのドレイン−ソース間に加わる局部発
振信号振幅を小さくするとともに、ドレイン−ソース間
のチャネルコンダクタンスの線形性を改善することによ
り、歪特性の優れた周波数変換回路を得ることができ
る。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による周波数変換回路の第１の実施の形
態を示す回路図である。

【図２】本発明による周波数変換回路の第２の実施の形
態を示す回路図である。

【図３】本発明による周波数変換回路の第３の実施の形
態を示す回路図である。

【図４】本発明による周波数変換回路の第４の実施の形
態を示す回路図である。

【図５】従来の周波数変換回路の一例を示す回路図であ
る。

【図６】本発明による周波数変換回路の第１の実施の形
態を示す回路図において、ＲＦバッファトランジスタの
チャネルコンダクタンスを大きくした場合と、小さくし
た場合のシミュレーションによる振幅特性の違いを示す
特性図である。

【図７】トランジスタのチャネルコンダクタンスが大き
いトランジスタと小さいトランジスタのドレイン−ソー
ス電圧に対するドレイン電流特性の違いを示す特性図で
ある。

【図８】図１に示す周波数変換回路の第１の実施の形態
における実施の形態と、図５の周波数変換回路の従来技
術で示した回路の３次歪特性の実験結果を示した図であ
る。

【図９】本発明の実施の形態を用いた受信機および送信
機として、セルラ電話の一例を示すブロック図である。

【符号の説明】

１０１…ミクサ回路、１３１、４２１…局部発振バッフ
ァ回路、１５１…局部発振回路、１０２…ＲＦ信号入力
端子、１０３…中間周波信号出力端子、１０４、１５２
…電源端子、１０５、１０６、１０７、１０８、３０
１、３０２、４０４…周波数変換用トランジスタ、１０
９、１１０、３０３、４０５、５０３、５０４…ＲＦバ
ッファトランジスタ、１１１、１３４…電流源トランジ
スタ、１１２…トランス、２０１…信号成分阻止用イン
ダクタ、５０１、５０２…歪改善容量、１１６、１１
７、１４１、１６３、１６８、３０５、４０８、４２５
…高周波接地容量、１３２、１３３、４２２…局部発振
信号増幅用トランジスタ、１３５、１３６…負荷抵抗、
４２３…負荷インダクタ、１３８、１３９、１６１、１
６２、４２６…結合容量、１５３…局部発振周波数制御
端子、１５４…局部発振トランジスタ、１５８、１５９
…帰還容量、１５７…同調容量、１６６…同調用インダ
クタ、１６７…同調用可変容量ダイオード、１６４…同
調電圧印加用インダクタ。

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き Ｆターム(参考） 5K020 AA02 AA03 AA05 DD05 DD09 FF05 FF13 FF16 GG04

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】 第１、第２のトランジスタのソースに共
   通に第３のトランジスタのドレインが接続されてなる第
   １の差動回路と、第４、第５のトランジスタのソースに
   共通に第６のトランジスタのドレインが接続されてなる
   第２の差動回路と、第１の電流源を有し、前記第３のト
   ランジスタのソースと第６のトランジスタのソースを第
   １の電流源に接続し、前記第１、第５のトランジスタの
   ゲートを第１の入力端子に、前記第２、第４のトランジ
   スタのゲートを第２の入力端子に接続し、前記第３、第
   ６のトランジスタのゲートをそれぞれ第３、第４の入力
   端子に接続した構成のダブルバランス型のミクサ回路
   と、局部発振回路と、局部発振バッファ回路により構成
   され、前記局部発振バッファ回路により増幅された前記
   局部発振回路からの局部発振信号を、前記第１、第２の
   入力端子間に入力するとともに、前記第３、第４の入力
   端子間から無線周波信号を入力し、前記第１と第４のト
   ランジスタのドレインの接続点と、前記第２と第５のト
   ランジスタのドレインの接続点間から前記無線周波信号
   を前記局部発振信号により周波数変換して得られる中間
   周波信号を出力する周波数変換回路において、 前記第３、第６のトランジスタにドレイン−ソース間の
   チャネルコンダクタンスの大きいトランジスタを、前記
   第１、第２、第４および第５のトランジスタと前記第１
   の電流源と前記局部発振回路と前記局部発振バッファ回
   路にチャネルコンダクタンスの小さいトランジスタを用
   いたことを特徴とする周波数変換回路。
2. 【請求項２】 請求項１記載の周波数変換回路におい
   て、第１、第２、第３、第４、第５および第６のトラン
   ジスタにドレイン−ソース間のチャネルコンダクタンス
   の大きいトランジスタを、第１の電流源と局部発振回路
   と局部発振バッファ回路にドレイン−ソース間のチャネ
   ルコンダクタンスの小さいトランジスタを用いたことを
   特徴とする周波数変換回路。
3. 【請求項３】 第１、第２のトランジスタのソースに共
   通に第３のトランジスタのドレインが接続されてなる第
   １の差動回路において、前記第１、第２のトランジスタ
   のゲートをそれぞれ第１、第２の入力端子に接続し、前
   記第３のトランジスタのゲートを第３の入力端子に接続
   した構成のシングルバランス型のミクサ回路と、局部発
   振回路と、局部発振バッファ回路により構成され、前記
   局部発振バッファ回路により増幅された前記局部発振回
   路からの局部発振信号を、前記第１、第２の入力端子間
   に入力するとともに、前記第３の入力端子から無線周波
   信号を入力し、前記第１と第２のトランジスタのドレイ
   ン間から前記無線周波信号を前記局部発振信号により周
   波数変換して得られる中間周波信号を出力する周波数変
   換回路において、 前記第３のトランジスタにドレイン−ソース間のチャネ
   ルコンダクタンスの大きいトランジスタを、前記第１、
   第２のトランジスタと前記局部発振回路と前記局部発振
   バッファ回路にドレイン−ソース間のチャネルコンダク
   タンスの小さいトランジスタを用いたことを特徴とする
   周波数変換回路。
4. 【請求項４】 請求項３記載の周波数変換回路におい
   て、第１、第２および第３のトランジスタにドレイン−
   ソース間のチャネルコンダクタンスの大きいトランジス
   タを、局部発振回路と局部発振バッファ回路にドレイン
   −ソース間のチャネルコンダクタンスの小さいトランジ
   スタを用いたことを特徴とする周波数変換回路。
5. 【請求項５】 第１のトランジスタのソースと第２のト
   ランジスタのドレインを接続し、第１のトランジスタの
   ゲートを第１の入力端子に接続し、前記第２のトランジ
   スタのゲートを第２の入力端子に接続した構成のカスコ
   ード接続のミクサ回路と、局部発振回路と、局部発振バ
   ッファ回路により構成され、前記局部発振バッファ回路
   により増幅された前記局部発振回路からの局部発振信号
   を、前記第１の入力端子に入力するとともに、前記第２
   の入力端子から無線周波信号を入力し、前記第１のトラ
   ンジスタのドレインから前記無線周波信号を前記局部発
   振信号により周波数変換して得られる中間周波信号を出
   力する周波数変換回路において、 前記第２のトランジスタにドレイン−ソース間のチャネ
   ルコンダクタンスの大きいトランジスタを、前記第１の
   トランジスタと前記局部発振回路と前記局部発振バッフ
   ァ回路にドレイン−ソース間のチャネルコンダクタンス
   の小さいトランジスタを用いたことを特徴とする周波数
   変換回路。
6. 【請求項６】 請求項５記載の周波数変換回路におい
   て、第１、第２のトランジスタにドレイン−ソース間の
   チャネルコンダクタンスの大きいトランジスタを、局部
   発振回路と局部発振バッファ回路にドレイン−ソース間
   のチャネルコンダクタンスの小さいトランジスタを用い
   たことを特徴とする周波数変換回路。
7. 【請求項７】 受信信号を局部発振信号により周波数変
   換して得られる中間周波信号を出力するミクサ回路を有
   する受信機において、少なくとも、請求項１、２、３、
   ４、５、または６記載の周波数変換回路を用いたことを
   特徴とする受信機。
8. 【請求項８】 変調回路において変調出力される中間周
   波信号を局部発振信号により、無線周波信号に周波数変
   換出力する送信機において、少なくとも、請求項１、
   ２、３、４、５、または６記載の周波数変換回路を用い
   たことを特徴とする送信機。