JP2894004B2 - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
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- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims description 18
- 230000005685 electric field effect Effects 0.000 claims 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000008094 contradictory effect Effects 0.000 description 1
- 238000005468 ion implantation Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
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- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
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- H03D7/14—Balanced arrangements
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- Engineering & Computer Science (AREA)
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＦＥＴを用いた低歪、
低消費電流の高周波受信装置に関するものである。
低消費電流の高周波受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、放送のマルチチャネル化、及び高
周波受信装置の小型、高性能化に伴い、受信装置初段の
周波数変換回路の低歪、低消費電流化に対する要求が高
まってきている。
周波受信装置の小型、高性能化に伴い、受信装置初段の
周波数変換回路の低歪、低消費電流化に対する要求が高
まってきている。
【０００３】図４に従来の高周波受信回路のブロック図
を示す。図４において、５０１は受信アンテナ、５０
２、５０６は帯域通過フィルター、５０３は初段増幅
器、５０４はミキサ、５０５は発振器、５０７は増幅
器、５０８は中間周波（以後ＩＦと呼ぶ）信号出力端子
である。
を示す。図４において、５０１は受信アンテナ、５０
２、５０６は帯域通過フィルター、５０３は初段増幅
器、５０４はミキサ、５０５は発振器、５０７は増幅
器、５０８は中間周波（以後ＩＦと呼ぶ）信号出力端子
である。
【０００４】以上のように構成された高周波受信回路に
ついて、以下その動作を説明する。受信アンテナ５０１
により受信された高周波信号は、帯域通過フィルター５
０２により希望する周波数以外の信号を取り除いた後、
初段増幅器５０３により増幅され、ミキサ５０４に送ら
れる。ミキサ５０４において、発振器５０５からの局発
信号（以後ＬＯ信号とする）によりＩＦ信号に周波数変
換され、帯域通過フィルター５０６、ＩＦ増幅器５０７
を経て、ＩＦ信号出力端子５０８より出力される。
ついて、以下その動作を説明する。受信アンテナ５０１
により受信された高周波信号は、帯域通過フィルター５
０２により希望する周波数以外の信号を取り除いた後、
初段増幅器５０３により増幅され、ミキサ５０４に送ら
れる。ミキサ５０４において、発振器５０５からの局発
信号（以後ＬＯ信号とする）によりＩＦ信号に周波数変
換され、帯域通過フィルター５０６、ＩＦ増幅器５０７
を経て、ＩＦ信号出力端子５０８より出力される。
【０００５】また、図５に従来の周波数変換回路の回路
図を示す。図５の発振器部１８０とＬＯバッファ部１８
１は図４の５０５に、図５のＲＦバッファ１８２とミキ
サ部１８３は図４のミキサ部５０４にそれぞれ相当す
る。図５において、１０１〜１１１はＦＥＴ、１２０〜
１３９は抵抗器、１４０〜１４７はコンデンサ、１５０
はインダクタ、１５１、１５２は可変容量ダイオード、
１６０〜１６２は電源端子、１６３、１６４はＩＦ信号
出力端子、１６５はＲＦ信号入力端子、１７０は接地、
１８０は発振器部、１８１はＬＯバッファ部、１８２は
ＲＦバッファ部、１８３はミキサ部である。以上のよう
に構成された周波数変換回路について、以下その動作を
説明する。
図を示す。図５の発振器部１８０とＬＯバッファ部１８
１は図４の５０５に、図５のＲＦバッファ１８２とミキ
サ部１８３は図４のミキサ部５０４にそれぞれ相当す
る。図５において、１０１〜１１１はＦＥＴ、１２０〜
１３９は抵抗器、１４０〜１４７はコンデンサ、１５０
はインダクタ、１５１、１５２は可変容量ダイオード、
１６０〜１６２は電源端子、１６３、１６４はＩＦ信号
出力端子、１６５はＲＦ信号入力端子、１７０は接地、
１８０は発振器部、１８１はＬＯバッファ部、１８２は
ＲＦバッファ部、１８３はミキサ部である。以上のよう
に構成された周波数変換回路について、以下その動作を
説明する。
【０００６】発振器部１８０は可変容量ダイオード１５
１、１５２及びインダクタ１５０より構成される共振回
路の共振周波数で発振し、ＬＯ信号を出力する。ＬＯバ
ッファ部１８１の差動対を構成するＦＥＴ１０２のゲー
ト端子に入力された前記ＬＯ信号は、ＬＯバッファ部１
８１において互いに位相の異なるＬＯ信号（以後平衡Ｌ
Ｏ信号と呼ぶ）に変換されミキサ部１８３へ出力され
る。一方、ＲＦバッファ１８２の差動対を構成するＦＥ
Ｔ１０９のゲート端子１６５に入力されたＲＦ信号は、
ＲＦバッファ部１８２により平衡ＲＦ信号に変換され、
ミキサ部１８３へ出力される。前記平衡ＬＯ信号と前記
平衡ＲＦ信号は、ミキサ部１８３において周波数変換さ
れ、それぞれの周波数の和と差の周波数を持つ平衡ＩＦ
信号として、ＩＦ信号出力端子１６３、１６４より出力
される。ミキサには、ＬＯ信号がＲＦ端子に漏洩せず、
２次歪特性に優れるダブルバランストミキサが用いられ
ている。ミキサから出力された平衡ＩＦ信号は後段の平
衡−不平衡変換器において２信号を合成することにより
不平衡ＩＦ信号に変換され、ＩＦ信号処理部へ送られ
る。
１、１５２及びインダクタ１５０より構成される共振回
路の共振周波数で発振し、ＬＯ信号を出力する。ＬＯバ
ッファ部１８１の差動対を構成するＦＥＴ１０２のゲー
ト端子に入力された前記ＬＯ信号は、ＬＯバッファ部１
８１において互いに位相の異なるＬＯ信号（以後平衡Ｌ
Ｏ信号と呼ぶ）に変換されミキサ部１８３へ出力され
る。一方、ＲＦバッファ１８２の差動対を構成するＦＥ
Ｔ１０９のゲート端子１６５に入力されたＲＦ信号は、
ＲＦバッファ部１８２により平衡ＲＦ信号に変換され、
ミキサ部１８３へ出力される。前記平衡ＬＯ信号と前記
平衡ＲＦ信号は、ミキサ部１８３において周波数変換さ
れ、それぞれの周波数の和と差の周波数を持つ平衡ＩＦ
信号として、ＩＦ信号出力端子１６３、１６４より出力
される。ミキサには、ＬＯ信号がＲＦ端子に漏洩せず、
２次歪特性に優れるダブルバランストミキサが用いられ
ている。ミキサから出力された平衡ＩＦ信号は後段の平
衡−不平衡変換器において２信号を合成することにより
不平衡ＩＦ信号に変換され、ＩＦ信号処理部へ送られ
る。
【０００７】このような高周波受信回路に要求される性
能としては、高利得、低歪特性、低消費電流があげられ
る。このうち、利得は回路を構成するＦＥＴのＫ値とｇ
ｍに依存し、歪特性はＦＥＴの入出力特性の線形性に依
存している。すなわち、ＦＥＴのＫ値及びｇｍが大きい
ほど高い利得が得られ、線形性に優れているほど歪特性
に優れる。ＦＥＴのドレイン電流（Ｉｄｓ）は近似的に
次のように表される。
能としては、高利得、低歪特性、低消費電流があげられ
る。このうち、利得は回路を構成するＦＥＴのＫ値とｇ
ｍに依存し、歪特性はＦＥＴの入出力特性の線形性に依
存している。すなわち、ＦＥＴのＫ値及びｇｍが大きい
ほど高い利得が得られ、線形性に優れているほど歪特性
に優れる。ＦＥＴのドレイン電流（Ｉｄｓ）は近似的に
次のように表される。
【０００８】 Ｉｄｓ＝Ｋ（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）2 （１） （１）式においてＶｇｓはゲート−ソース間電圧、Ｖｔ
ｈはＦＥＴのしきい値、ＫはＦＥＴのＫ値と呼ばれるパ
ラメータである。（１）式において、両辺をＶｇｓで微
分するとｇｍが求まり、 ｇｍ＝２Ｋ（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ） （２） と表される。（２）式から明らかなようにｇｍはＫ値及
びＶｇｓに比例する。ところが一般に、選択イオン注入
により作成されたＦＥＴのＫ値を大きくするためには、
Ｖｔｈを浅くする必要があるが、入出力の線形性は劣化
し、歪特性は劣化する。また入出力特性の線形性を改善
するためには、Ｋ値を小さくし動作点付近のＶｇｓに対
するｇｍ特性を平坦にする必要があるが、結果的にＶｔ
ｈが深くなり、消費電流が増える。従って利得と歪特
性、及び歪特性と消費電流は互いに相反する項目であ
り、同一の特性のＦＥＴを用いて回路を構成する場合、
それぞれの特性の妥協点で設計せざるを得ない。図５の
従来の例では、図６に示す特性を有するＦＥＴを用いて
いる。図６のＦＥＴは、Ｋ値が１７０ｍＡ／Ｖ2・ｍ
ｍ、しきい値が−０.６Ｖ、ｇｍが１６０ｍＳ／ｍｍの
特性を有している。図５の従来の例においては、ＲＦバ
ッファの差動対を構成するＦＥＴのソースに抵抗１３
８、１３９を挿入することにより歪特性を改善している
が、逆に利得及び雑音指数は劣化している。
ｈはＦＥＴのしきい値、ＫはＦＥＴのＫ値と呼ばれるパ
ラメータである。（１）式において、両辺をＶｇｓで微
分するとｇｍが求まり、 ｇｍ＝２Ｋ（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ） （２） と表される。（２）式から明らかなようにｇｍはＫ値及
びＶｇｓに比例する。ところが一般に、選択イオン注入
により作成されたＦＥＴのＫ値を大きくするためには、
Ｖｔｈを浅くする必要があるが、入出力の線形性は劣化
し、歪特性は劣化する。また入出力特性の線形性を改善
するためには、Ｋ値を小さくし動作点付近のＶｇｓに対
するｇｍ特性を平坦にする必要があるが、結果的にＶｔ
ｈが深くなり、消費電流が増える。従って利得と歪特
性、及び歪特性と消費電流は互いに相反する項目であ
り、同一の特性のＦＥＴを用いて回路を構成する場合、
それぞれの特性の妥協点で設計せざるを得ない。図５の
従来の例では、図６に示す特性を有するＦＥＴを用いて
いる。図６のＦＥＴは、Ｋ値が１７０ｍＡ／Ｖ2・ｍ
ｍ、しきい値が−０.６Ｖ、ｇｍが１６０ｍＳ／ｍｍの
特性を有している。図５の従来の例においては、ＲＦバ
ッファの差動対を構成するＦＥＴのソースに抵抗１３
８、１３９を挿入することにより歪特性を改善している
が、逆に利得及び雑音指数は劣化している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、発振器部及びＬＯバッファ部を構成するＦ
ＥＴと、ＲＦバッファ部を構成するＦＥＴに同じ特性の
ＦＥＴが用いられていたため、発振器出力を重視してＫ
値の大きいＦＥＴを用いれば、ＲＦバッファ部の歪特性
が劣化し、逆にＲＦバッファ部の歪特性を重視してＫ値
が小さくしきい値の大きいＦＥＴを用いれば、消費電流
が増える上、発振器出力が低下するという課題を有して
いた。
の構成では、発振器部及びＬＯバッファ部を構成するＦ
ＥＴと、ＲＦバッファ部を構成するＦＥＴに同じ特性の
ＦＥＴが用いられていたため、発振器出力を重視してＫ
値の大きいＦＥＴを用いれば、ＲＦバッファ部の歪特性
が劣化し、逆にＲＦバッファ部の歪特性を重視してＫ値
が小さくしきい値の大きいＦＥＴを用いれば、消費電流
が増える上、発振器出力が低下するという課題を有して
いた。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の周波数変換回路及び半導体装置は、発振器
部及びＬＯバッファ部にＫ値が大きくしきい値が浅いＦ
ＥＴを、ＲＦバッファ部にＫ値が小さくしきい値が深い
ＦＥＴを用いている。
に、本発明の周波数変換回路及び半導体装置は、発振器
部及びＬＯバッファ部にＫ値が大きくしきい値が浅いＦ
ＥＴを、ＲＦバッファ部にＫ値が小さくしきい値が深い
ＦＥＴを用いている。
【００１１】
【作用】この構成により、発振器及びＬＯバッファ部に
は、Ｋ値が大きく利得の高いＦＥＴを用い、ＲＦバッフ
ァ部及びミキサ部には、Ｋ値が小さく低歪のＦＥＴを用
いることができる。これにより、発振器及びＬＯバッフ
ァ部の消費電流を増やさずに利得を大きくできると同時
に、ＲＦバッファ部での歪の発生を抑えることができ
る。この結果、高利得、低歪、かつ低消費電流の周波数
変換回路を実現することができる。
は、Ｋ値が大きく利得の高いＦＥＴを用い、ＲＦバッフ
ァ部及びミキサ部には、Ｋ値が小さく低歪のＦＥＴを用
いることができる。これにより、発振器及びＬＯバッフ
ァ部の消費電流を増やさずに利得を大きくできると同時
に、ＲＦバッファ部での歪の発生を抑えることができ
る。この結果、高利得、低歪、かつ低消費電流の周波数
変換回路を実現することができる。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の実施例を示すものである。図
１において、１０１〜１１１はＦＥＴ、１２０〜１３７
は抵抗器、１４０〜１４７はコンデンサ、１５０はイン
ダクタ、１５１、１５２は可変容量ダイオード、１６０
〜１６２は電源端子、１６３、１６４はＩＦ信号出力端
子、１６５はＲＦ信号入力端子、１７０は接地、１８０
は発振器部、１８１はＬＯバッファ部、１８２はＲＦバ
ッファ部、１８３はミキサ部である。以上のように構成
された第１の実施例について以下その動作を説明する。
１において、１０１〜１１１はＦＥＴ、１２０〜１３７
は抵抗器、１４０〜１４７はコンデンサ、１５０はイン
ダクタ、１５１、１５２は可変容量ダイオード、１６０
〜１６２は電源端子、１６３、１６４はＩＦ信号出力端
子、１６５はＲＦ信号入力端子、１７０は接地、１８０
は発振器部、１８１はＬＯバッファ部、１８２はＲＦバ
ッファ部、１８３はミキサ部である。以上のように構成
された第１の実施例について以下その動作を説明する。
【００１３】発振器を構成するＦＥＴ１０１、及びＬＯ
バッファを構成するＦＥＴ１０２〜１０４には、図２
（ａ）に示す特性を有するＦＥＴを用いた。図２（ａ）
のＦＥＴは、Ｋ値が２００ｍＡ／Ｖ2・ｍｍ、しきい値
が−０.４Ｖ、相互コンダクタンス（以後ｇｍと呼ぶ）
が１８０ｍＳ／ｍｍの特性を示しており、発振器及びＬ
Ｏバッファは高い利得を有する回路構成となっている。
バッファを構成するＦＥＴ１０２〜１０４には、図２
（ａ）に示す特性を有するＦＥＴを用いた。図２（ａ）
のＦＥＴは、Ｋ値が２００ｍＡ／Ｖ2・ｍｍ、しきい値
が−０.４Ｖ、相互コンダクタンス（以後ｇｍと呼ぶ）
が１８０ｍＳ／ｍｍの特性を示しており、発振器及びＬ
Ｏバッファは高い利得を有する回路構成となっている。
【００１４】一方、ＲＦバッファを構成するＦＥＴ１０
９〜１１１、及びミキサを構成するＦＥＴ１０５〜１０
８には、図２（ｂ）に示す特性を有するＦＥＴを用い
た。図２（ｂ）のＦＥＴは、Ｋ値が１５０ｍＡ／Ｖ2・
ｍｍ、しきい値が−０.８Ｖ、ｇｍが１４０ｍＳ／ｍｍ
の特性を示しており、ＲＦバッファ及びミキサは、優れ
た歪特性を有する回路構成となっている。この構成によ
り、発振器及びＬＯバッファは、低消費電流と高利得特
性を得、ＲＦバッファ及びミキサは、低歪特性を得るこ
とができる。この結果、従来の構成の高周波受信回路に
比べて、２次相互変調歪が５ｄＢ優れ、消費電流が約１
０ｍＡ少ない周波数変換回路を実現することができた。
９〜１１１、及びミキサを構成するＦＥＴ１０５〜１０
８には、図２（ｂ）に示す特性を有するＦＥＴを用い
た。図２（ｂ）のＦＥＴは、Ｋ値が１５０ｍＡ／Ｖ2・
ｍｍ、しきい値が−０.８Ｖ、ｇｍが１４０ｍＳ／ｍｍ
の特性を示しており、ＲＦバッファ及びミキサは、優れ
た歪特性を有する回路構成となっている。この構成によ
り、発振器及びＬＯバッファは、低消費電流と高利得特
性を得、ＲＦバッファ及びミキサは、低歪特性を得るこ
とができる。この結果、従来の構成の高周波受信回路に
比べて、２次相互変調歪が５ｄＢ優れ、消費電流が約１
０ｍＡ少ない周波数変換回路を実現することができた。
【００１５】図３は本発明の第２の実施例を示すもので
ある。図３において、１０１〜１０４、２０１〜２０３
はＦＥＴ、１２０〜１３２、２２０〜２２２は抵抗器、
１４０〜１４６はコンデンサ、１５０はインダクタ、１
５１、１５２は可変容量ダイオード、１６０〜１６２は
電源端子、１６３、１６４はＩＦ出力端子、１６５はＲ
Ｆ信号入力端子、１７０は接地、１８０は発振器部、１
８１はＬＯバッファ部、２１０はＲＦバッファ部、２１
１はミキサ部である。以上のように構成された第２の実
施例について以下その動作を説明する。
ある。図３において、１０１〜１０４、２０１〜２０３
はＦＥＴ、１２０〜１３２、２２０〜２２２は抵抗器、
１４０〜１４６はコンデンサ、１５０はインダクタ、１
５１、１５２は可変容量ダイオード、１６０〜１６２は
電源端子、１６３、１６４はＩＦ出力端子、１６５はＲ
Ｆ信号入力端子、１７０は接地、１８０は発振器部、１
８１はＬＯバッファ部、２１０はＲＦバッファ部、２１
１はミキサ部である。以上のように構成された第２の実
施例について以下その動作を説明する。
【００１６】第２の実施例が第１の実施例と異なる点
は、ミキサ部２１１にシングルバランストミキサを用い
ている点と、ＲＦバッファ部２１０に単体のＦＥＴを用
いている点である。この構成によりミキサ部とＲＦバッ
ファ部の消費電流を第１の実施例の半分で済み、さらに
低消費電流化することができる。（表１）に従来、本発
明の第１の実施例、及び本発明の第２の実施例の周波数
変換回路の特性比較表を示す。
は、ミキサ部２１１にシングルバランストミキサを用い
ている点と、ＲＦバッファ部２１０に単体のＦＥＴを用
いている点である。この構成によりミキサ部とＲＦバッ
ファ部の消費電流を第１の実施例の半分で済み、さらに
低消費電流化することができる。（表１）に従来、本発
明の第１の実施例、及び本発明の第２の実施例の周波数
変換回路の特性比較表を示す。
【００１７】
【表１】
【００１８】本発明の構成により、従来例と比較して、
変換利得で２ｄＢ、雑音指数で１ｄＢ、１％混変調歪で
６ｄＢμ優れていると同時に、Ｉｄｄにおいても１０ｍ
Ａ以上低減されていることが分かる。
変換利得で２ｄＢ、雑音指数で１ｄＢ、１％混変調歪で
６ｄＢμ優れていると同時に、Ｉｄｄにおいても１０ｍ
Ａ以上低減されていることが分かる。
【００１９】
【発明の効果】このように、発振器部及びＬＯバッファ
部には、Ｋ値が大きく利得の大きいＦＥＴを用い、ＲＦ
バッファ部及びミキサ部には、Ｋ値が小さく低歪のＦＥ
Ｔを用いることにより、高利得、低歪、かつ低消費電流
の周波数変換回路を実現することができる。
部には、Ｋ値が大きく利得の大きいＦＥＴを用い、ＲＦ
バッファ部及びミキサ部には、Ｋ値が小さく低歪のＦＥ
Ｔを用いることにより、高利得、低歪、かつ低消費電流
の周波数変換回路を実現することができる。
【図１】本発明の第１の実施例の周波数変換回路図であ
る。
る。
【図２】（ａ）本発明の高周波受信機の発振器及びＬＯ
バッファを構成するＦＥＴのｇｍ−Ｖｇｓ特性図であ
る。 （ｂ）本発明の高周波受信機のＲＦバッファ及びミキサ
を構成するＦＥＴのｇｍ−Ｖｇｓ特性図である。
バッファを構成するＦＥＴのｇｍ−Ｖｇｓ特性図であ
る。 （ｂ）本発明の高周波受信機のＲＦバッファ及びミキサ
を構成するＦＥＴのｇｍ−Ｖｇｓ特性図である。
【図３】本発明の第２の実施例の周波数変換回路図であ
る。
る。
【図４】従来の周波数変換回路のブロック図である。
【図５】従来の周波数変換回路の発振器部とミキサ部の
回路図である。
回路図である。
【図６】従来の周波数変換回路を構成するＦＥＴのｇｍ
−Ｖｇｓ特性図である。
−Ｖｇｓ特性図である。
１６０ 電源端子 １６２ 電源端子 １６３ ＩＦ信号出力端子 １６４ ＩＦ信号出力端子 １６５ ＲＦ信号入力端子 １７０ 接地 １８０ 発振器部 １８１ ＬＯバッファ部 １８２ ＲＦバッファ部 ２１０ ＲＦバッファ部 １８３ ミキサ部 ２１１ ミキサ部 ５０１ 受信アンテナ ５０２ 帯域通過フィルター ５０６ 帯域通過フィルター ５０３ 初段増幅器 ５０４ ミキサ部 ５０７ Ｆ増幅器 ５０８ ＩＦ信号出力端子
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (58)調査した分野(Int.Cl.6，ＤＢ名) H03D 7/00 - 7/22
Claims (1)
- 【請求項１】 発振器、発振器バッファ、増幅器、及び
周波数混合器（以後ミキサと呼ぶ）より構成される高周
波用周波数変換回路において、前記発振器及び発振器バ
ッファをＫ値が大きくしきい値が浅い電界効果トランジ
スタ（以後ＦＥＴと呼ぶ）を用いて構成し、前記増幅器
をＫ値が小さくしきい値が深いＦＥＴを用いて構成した
ことを特徴とする周波数変換回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3141684A JP2894004B2 (ja) | 1991-06-13 | 1991-06-13 | 周波数変換回路 |
| US07/897,881 US5339458A (en) | 1991-06-13 | 1992-06-12 | Frequency converter unit for use in a high-frequency receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3141684A JP2894004B2 (ja) | 1991-06-13 | 1991-06-13 | 周波数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04365207A JPH04365207A (ja) | 1992-12-17 |
| JP2894004B2 true JP2894004B2 (ja) | 1999-05-24 |
Family
ID=15297810
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3141684A Expired - Fee Related JP2894004B2 (ja) | 1991-06-13 | 1991-06-13 | 周波数変換回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5339458A (ja) |
| JP (1) | JP2894004B2 (ja) |
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