JPH04365207A - 周波数変換回路 - Google Patents
周波数変換回路Info
- Publication number
- JPH04365207A JPH04365207A JP3141684A JP14168491A JPH04365207A JP H04365207 A JPH04365207 A JP H04365207A JP 3141684 A JP3141684 A JP 3141684A JP 14168491 A JP14168491 A JP 14168491A JP H04365207 A JPH04365207 A JP H04365207A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- fet
- section
- buffer
- mixer
- oscillator
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 title claims abstract description 18
- 230000005669 field effect Effects 0.000 claims 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 abstract description 3
- 239000000758 substrate Substances 0.000 abstract 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 3
- 230000008094 contradictory effect Effects 0.000 description 1
- 230000003247 decreasing effect Effects 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005468 ion implantation Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/06—Receivers
- H04B1/16—Circuits
- H04B1/26—Circuits for superheterodyne receivers
- H04B1/28—Circuits for superheterodyne receivers the receiver comprising at least one semiconductor device having three or more electrodes
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03D—DEMODULATION OR TRANSFERENCE OF MODULATION FROM ONE CARRIER TO ANOTHER
- H03D7/00—Transference of modulation from one carrier to another, e.g. frequency-changing
- H03D7/14—Balanced arrangements
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Superheterodyne Receivers (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。
め要約のデータは記録されません。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、ＦＥＴを用いた低歪、
低消費電流の高周波受信装置に関するものである。
低消費電流の高周波受信装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】近年、放送のマルチチャネル化、及び高
周波受信装置の小型、高性能化に伴い、受信装置初段の
周波数変換回路の低歪、低消費電流化に対する要求が高
まってきている。
周波受信装置の小型、高性能化に伴い、受信装置初段の
周波数変換回路の低歪、低消費電流化に対する要求が高
まってきている。
【０００３】図４に従来の高周波受信回路のブロック図
を示す。図４において、５０１は受信アンテナ、５０２
、５０６は帯域通過フィルター、５０３は初段増幅器、
５０４はミキサ、５０５は発振器、５０７は増幅器、５
０８は中間周波（以後ＩＦと呼ぶ）信号出力端子である
。
を示す。図４において、５０１は受信アンテナ、５０２
、５０６は帯域通過フィルター、５０３は初段増幅器、
５０４はミキサ、５０５は発振器、５０７は増幅器、５
０８は中間周波（以後ＩＦと呼ぶ）信号出力端子である
。
【０００４】以上のように構成された高周波受信回路に
ついて、以下その動作を説明する。受信アンテナ５０１
により受信された高周波信号は、帯域通過フィルター５
０２により希望する周波数以外の信号を取り除いた後、
初段増幅器５０３により増幅され、ミキサ５０４に送ら
れる。ミキサ５０４において、発振器５０５からの局発
信号（以後ＬＯ信号とする）によりＩＦ信号に周波数変
換され、帯域通過フィルター５０６、ＩＦ増幅器５０７
を経て、ＩＦ信号出力端子５０８より出力される。
ついて、以下その動作を説明する。受信アンテナ５０１
により受信された高周波信号は、帯域通過フィルター５
０２により希望する周波数以外の信号を取り除いた後、
初段増幅器５０３により増幅され、ミキサ５０４に送ら
れる。ミキサ５０４において、発振器５０５からの局発
信号（以後ＬＯ信号とする）によりＩＦ信号に周波数変
換され、帯域通過フィルター５０６、ＩＦ増幅器５０７
を経て、ＩＦ信号出力端子５０８より出力される。
【０００５】また、図５に従来の周波数変換回路の回路
図を示す。図５の発振器部１８０とＬＯバッファ部１８
１は図４の５０５に、図５のＲＦバッファ１８２とミキ
サ部１８３は図４のミキサ部５０４にそれぞれ相当する
。図５において、１０１〜１１１はＦＥＴ、１２０〜１
３９は抵抗器、１４０〜１４７はコンデンサ、１５０は
インダクタ、１５１、１５２は可変容量ダイオード、１
６０〜１６２は電源端子、１６３、１６４はＩＦ信号出
力端子、１６５はＲＦ信号入力端子、１７０は接地、１
８０は発振器部、１８１はＬＯバッファ部、１８２はＲ
Ｆバッファ部、１８３はミキサ部である。以上のように
構成された周波数変換回路について、以下その動作を説
明する。
図を示す。図５の発振器部１８０とＬＯバッファ部１８
１は図４の５０５に、図５のＲＦバッファ１８２とミキ
サ部１８３は図４のミキサ部５０４にそれぞれ相当する
。図５において、１０１〜１１１はＦＥＴ、１２０〜１
３９は抵抗器、１４０〜１４７はコンデンサ、１５０は
インダクタ、１５１、１５２は可変容量ダイオード、１
６０〜１６２は電源端子、１６３、１６４はＩＦ信号出
力端子、１６５はＲＦ信号入力端子、１７０は接地、１
８０は発振器部、１８１はＬＯバッファ部、１８２はＲ
Ｆバッファ部、１８３はミキサ部である。以上のように
構成された周波数変換回路について、以下その動作を説
明する。
【０００６】発振器部１８０は可変容量ダイオード１５
１、１５２及びインダクタ１５０より構成される共振回
路の共振周波数で発振し、ＬＯ信号を出力する。ＬＯバ
ッファ部１８１の差動対を構成するＦＥＴ１０２のゲー
ト端子に入力された前記ＬＯ信号は、ＬＯバッファ部１
８１において互いに位相の異なるＬＯ信号（以後平衡Ｌ
Ｏ信号と呼ぶ）に変換されミキサ部１８３へ出力される
。一方、ＲＦバッファ１８２の差動対を構成するＦＥＴ
１０９のゲート端子１６５に入力されたＲＦ信号は、Ｒ
Ｆバッファ部１８２により平衡ＲＦ信号に変換され、ミ
キサ部１８３へ出力される。前記平衡ＬＯ信号と前記平
衡ＲＦ信号は、ミキサ部１８３において周波数変換され
、それぞれの周波数の和と差の周波数を持つ平衡ＩＦ信
号として、ＩＦ信号出力端子１６３、１６４より出力さ
れる。ミキサには、ＬＯ信号がＲＦ端子に漏洩せず、２
次歪特性に優れるダブルバランストミキサが用いられて
いる。ミキサから出力された平衡ＩＦ信号は後段の平衡
−不平衡変換器において２信号を合成することにより不
平衡ＩＦ信号に変換され、ＩＦ信号処理部へ送られる。
１、１５２及びインダクタ１５０より構成される共振回
路の共振周波数で発振し、ＬＯ信号を出力する。ＬＯバ
ッファ部１８１の差動対を構成するＦＥＴ１０２のゲー
ト端子に入力された前記ＬＯ信号は、ＬＯバッファ部１
８１において互いに位相の異なるＬＯ信号（以後平衡Ｌ
Ｏ信号と呼ぶ）に変換されミキサ部１８３へ出力される
。一方、ＲＦバッファ１８２の差動対を構成するＦＥＴ
１０９のゲート端子１６５に入力されたＲＦ信号は、Ｒ
Ｆバッファ部１８２により平衡ＲＦ信号に変換され、ミ
キサ部１８３へ出力される。前記平衡ＬＯ信号と前記平
衡ＲＦ信号は、ミキサ部１８３において周波数変換され
、それぞれの周波数の和と差の周波数を持つ平衡ＩＦ信
号として、ＩＦ信号出力端子１６３、１６４より出力さ
れる。ミキサには、ＬＯ信号がＲＦ端子に漏洩せず、２
次歪特性に優れるダブルバランストミキサが用いられて
いる。ミキサから出力された平衡ＩＦ信号は後段の平衡
−不平衡変換器において２信号を合成することにより不
平衡ＩＦ信号に変換され、ＩＦ信号処理部へ送られる。
【０００７】このような高周波受信回路に要求される性
能としては、高利得、低歪特性、低消費電流があげられ
る。このうち、利得は回路を構成するＦＥＴのＫ値とｇ
ｍに依存し、歪特性はＦＥＴの入出力特性の線形性に依
存している。すなわち、ＦＥＴのＫ値及びｇｍが大きい
ほど高い利得が得られ、線形性に優れているほど歪特性
に優れる。ＦＥＴのドレイン電流（Ｉｄｓ）は近似的に
次のように表される。
能としては、高利得、低歪特性、低消費電流があげられ
る。このうち、利得は回路を構成するＦＥＴのＫ値とｇ
ｍに依存し、歪特性はＦＥＴの入出力特性の線形性に依
存している。すなわち、ＦＥＴのＫ値及びｇｍが大きい
ほど高い利得が得られ、線形性に優れているほど歪特性
に優れる。ＦＥＴのドレイン電流（Ｉｄｓ）は近似的に
次のように表される。
【０００８】
Ｉｄｓ＝Ｋ（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）２
（１）（１）式において
Ｖｇｓはゲート−ソース間電圧、ＶｔｈはＦＥＴのしき
い値、ＫはＦＥＴのＫ値と呼ばれるパラメータである。 （１）式において、両辺をＶｇｓで微分するとｇｍが求
まり、 ｇｍ＝２Ｋ（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）
（２）と表される。（２）式から明らかなよう
にｇｍはＫ値及びＶｇｓに比例する。ところが一般に、
選択イオン注入により作成されたＦＥＴのＫ値を大きく
するためには、Ｖｔｈを浅くする必要があるが、入出力
の線形性は劣化し、歪特性は劣化する。また入出力特性
の線形性を改善するためには、Ｋ値を小さくし動作点付
近のＶｇｓに対するｇｍ特性を平坦にする必要があるが
、結果的にＶｔｈが深くなり、消費電流が増える。従っ
て利得と歪特性、及び歪特性と消費電流は互いに相反す
る項目であり、同一の特性のＦＥＴを用いて回路を構成
する場合、それぞれの特性の妥協点で設計せざるを得な
い。図５の従来の例では、図６に示す特性を有するＦＥ
Ｔを用いている。図６のＦＥＴは、Ｋ値が１７０ｍＡ／
Ｖ２・ｍｍ、しきい値が−０．６Ｖ、ｇｍが１６０ｍＳ
／ｍｍの特性を有している。図５の従来の例においては
、ＲＦバッファの差動対を構成するＦＥＴのソースに抵
抗１３８、１３９を挿入することにより歪特性を改善し
ているが、逆に利得及び雑音指数は劣化している。
（１）（１）式において
Ｖｇｓはゲート−ソース間電圧、ＶｔｈはＦＥＴのしき
い値、ＫはＦＥＴのＫ値と呼ばれるパラメータである。 （１）式において、両辺をＶｇｓで微分するとｇｍが求
まり、 ｇｍ＝２Ｋ（Ｖｇｓ−Ｖｔｈ）
（２）と表される。（２）式から明らかなよう
にｇｍはＫ値及びＶｇｓに比例する。ところが一般に、
選択イオン注入により作成されたＦＥＴのＫ値を大きく
するためには、Ｖｔｈを浅くする必要があるが、入出力
の線形性は劣化し、歪特性は劣化する。また入出力特性
の線形性を改善するためには、Ｋ値を小さくし動作点付
近のＶｇｓに対するｇｍ特性を平坦にする必要があるが
、結果的にＶｔｈが深くなり、消費電流が増える。従っ
て利得と歪特性、及び歪特性と消費電流は互いに相反す
る項目であり、同一の特性のＦＥＴを用いて回路を構成
する場合、それぞれの特性の妥協点で設計せざるを得な
い。図５の従来の例では、図６に示す特性を有するＦＥ
Ｔを用いている。図６のＦＥＴは、Ｋ値が１７０ｍＡ／
Ｖ２・ｍｍ、しきい値が−０．６Ｖ、ｇｍが１６０ｍＳ
／ｍｍの特性を有している。図５の従来の例においては
、ＲＦバッファの差動対を構成するＦＥＴのソースに抵
抗１３８、１３９を挿入することにより歪特性を改善し
ているが、逆に利得及び雑音指数は劣化している。
【０００９】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記従来
の構成では、発振器部及びＬＯバッファ部を構成するＦ
ＥＴと、ＲＦバッファ部を構成するＦＥＴに同じ特性の
ＦＥＴが用いられていたため、発振器出力を重視してＫ
値の大きいＦＥＴを用いれば、ＲＦバッファ部の歪特性
が劣化し、逆にＲＦバッファ部の歪特性を重視してＫ値
が小さくしきい値の大きいＦＥＴを用いれば、消費電流
が増える上、発振器出力が低下するという課題を有して
いた。
の構成では、発振器部及びＬＯバッファ部を構成するＦ
ＥＴと、ＲＦバッファ部を構成するＦＥＴに同じ特性の
ＦＥＴが用いられていたため、発振器出力を重視してＫ
値の大きいＦＥＴを用いれば、ＲＦバッファ部の歪特性
が劣化し、逆にＲＦバッファ部の歪特性を重視してＫ値
が小さくしきい値の大きいＦＥＴを用いれば、消費電流
が増える上、発振器出力が低下するという課題を有して
いた。
【００１０】
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に、本発明の周波数変換回路及び半導体装置は、発振器
部及びＬＯバッファ部にＫ値が大きくしきい値が浅いＦ
ＥＴを、ＲＦバッファ部にＫ値が小さくしきい値が深い
ＦＥＴを用いている。
に、本発明の周波数変換回路及び半導体装置は、発振器
部及びＬＯバッファ部にＫ値が大きくしきい値が浅いＦ
ＥＴを、ＲＦバッファ部にＫ値が小さくしきい値が深い
ＦＥＴを用いている。
【００１１】
【作用】この構成により、発振器及びＬＯバッファ部に
は、Ｋ値が大きく利得の高いＦＥＴを用い、ＲＦバッフ
ァ部及びミキサ部には、Ｋ値が小さく低歪のＦＥＴを用
いることができる。これにより、発振器及びＬＯバッフ
ァ部の消費電流を増やさずに利得を大きくできると同時
に、ＲＦバッファ部での歪の発生を抑えることができる
。この結果、高利得、低歪、かつ低消費電流の周波数変
換回路を実現することができる。
は、Ｋ値が大きく利得の高いＦＥＴを用い、ＲＦバッフ
ァ部及びミキサ部には、Ｋ値が小さく低歪のＦＥＴを用
いることができる。これにより、発振器及びＬＯバッフ
ァ部の消費電流を増やさずに利得を大きくできると同時
に、ＲＦバッファ部での歪の発生を抑えることができる
。この結果、高利得、低歪、かつ低消費電流の周波数変
換回路を実現することができる。
【００１２】
【実施例】図１は本発明の実施例を示すものである。図
１において、１０１〜１１１はＦＥＴ、１２０〜１３７
は抵抗器、１４０〜１４７はコンデンサ、１５０はイン
ダクタ、１５１、１５２は可変容量ダイオード、１６０
〜１６２は電源端子、１６３、１６４はＩＦ信号出力端
子、１６５はＲＦ信号入力端子、１７０は接地、１８０
は発振器部、１８１はＬＯバッファ部、１８２はＲＦバ
ッファ部、１８３はミキサ部である。以上のように構成
された第１の実施例について以下その動作を説明する。
１において、１０１〜１１１はＦＥＴ、１２０〜１３７
は抵抗器、１４０〜１４７はコンデンサ、１５０はイン
ダクタ、１５１、１５２は可変容量ダイオード、１６０
〜１６２は電源端子、１６３、１６４はＩＦ信号出力端
子、１６５はＲＦ信号入力端子、１７０は接地、１８０
は発振器部、１８１はＬＯバッファ部、１８２はＲＦバ
ッファ部、１８３はミキサ部である。以上のように構成
された第１の実施例について以下その動作を説明する。
【００１３】発振器を構成するＦＥＴ１０１、及びＬＯ
バッファを構成するＦＥＴ１０２〜１０４には、図２（
ａ）に示す特性を有するＦＥＴを用いた。図２（ａ）の
ＦＥＴは、Ｋ値が２００ｍＡ／Ｖ２・ｍｍ、しきい値が
−０．４Ｖ、相互コンダクタンス（以後ｇｍと呼ぶ）が
１８０ｍＳ／ｍｍの特性を示しており、発振器及びＬＯ
バッファは高い利得を有する回路構成となっている。
バッファを構成するＦＥＴ１０２〜１０４には、図２（
ａ）に示す特性を有するＦＥＴを用いた。図２（ａ）の
ＦＥＴは、Ｋ値が２００ｍＡ／Ｖ２・ｍｍ、しきい値が
−０．４Ｖ、相互コンダクタンス（以後ｇｍと呼ぶ）が
１８０ｍＳ／ｍｍの特性を示しており、発振器及びＬＯ
バッファは高い利得を有する回路構成となっている。
【００１４】一方、ＲＦバッファを構成するＦＥＴ１０
９〜１１１、及びミキサを構成するＦＥＴ１０５〜１０
８には、図２（ｂ）に示す特性を有するＦＥＴを用いた
。図２（ｂ）のＦＥＴは、Ｋ値が１５０ｍＡ／Ｖ２・ｍ
ｍ、しきい値が−０．８Ｖ、ｇｍが１４０ｍＳ／ｍｍの
特性を示しており、ＲＦバッファ及びミキサは、優れた
歪特性を有する回路構成となっている。この構成により
、発振器及びＬＯバッファは、低消費電流と高利得特性
を得、ＲＦバッファ及びミキサは、低歪特性を得ること
ができる。この結果、従来の構成の高周波受信回路に比
べて、２次相互変調歪が５ｄＢ優れ、消費電流が約１０
ｍＡ少ない周波数変換回路を実現することができた。
９〜１１１、及びミキサを構成するＦＥＴ１０５〜１０
８には、図２（ｂ）に示す特性を有するＦＥＴを用いた
。図２（ｂ）のＦＥＴは、Ｋ値が１５０ｍＡ／Ｖ２・ｍ
ｍ、しきい値が−０．８Ｖ、ｇｍが１４０ｍＳ／ｍｍの
特性を示しており、ＲＦバッファ及びミキサは、優れた
歪特性を有する回路構成となっている。この構成により
、発振器及びＬＯバッファは、低消費電流と高利得特性
を得、ＲＦバッファ及びミキサは、低歪特性を得ること
ができる。この結果、従来の構成の高周波受信回路に比
べて、２次相互変調歪が５ｄＢ優れ、消費電流が約１０
ｍＡ少ない周波数変換回路を実現することができた。
【００１５】図３は本発明の第２の実施例を示すもので
ある。図３において、１０１〜１０４、２０１〜２０３
はＦＥＴ、１２０〜１３２、２２０〜２２２は抵抗器、
１４０〜１４６はコンデンサ、１５０はインダクタ、１
５１、１５２は可変容量ダイオード、１６０〜１６２は
電源端子、１６３、１６４はＩＦ出力端子、１６５はＲ
Ｆ信号入力端子、１７０は接地、１８０は発振器部、１
８１はＬＯバッファ部、２１０はＲＦバッファ部、２１
１はミキサ部である。以上のように構成された第２の実
施例について以下その動作を説明する。
ある。図３において、１０１〜１０４、２０１〜２０３
はＦＥＴ、１２０〜１３２、２２０〜２２２は抵抗器、
１４０〜１４６はコンデンサ、１５０はインダクタ、１
５１、１５２は可変容量ダイオード、１６０〜１６２は
電源端子、１６３、１６４はＩＦ出力端子、１６５はＲ
Ｆ信号入力端子、１７０は接地、１８０は発振器部、１
８１はＬＯバッファ部、２１０はＲＦバッファ部、２１
１はミキサ部である。以上のように構成された第２の実
施例について以下その動作を説明する。
【００１６】第２の実施例が第１の実施例と異なる点は
、ミキサ部２１１にシングルバランストミキサを用いて
いる点と、ＲＦバッファ部２１０に単体のＦＥＴを用い
ている点である。この構成によりミキサ部とＲＦバッフ
ァ部の消費電流を第１の実施例の半分で済み、さらに低
消費電流化することができる。（表１）に従来、本発明
の第１の実施例、及び本発明の第２の実施例の周波数変
換回路の特性比較表を示す。
、ミキサ部２１１にシングルバランストミキサを用いて
いる点と、ＲＦバッファ部２１０に単体のＦＥＴを用い
ている点である。この構成によりミキサ部とＲＦバッフ
ァ部の消費電流を第１の実施例の半分で済み、さらに低
消費電流化することができる。（表１）に従来、本発明
の第１の実施例、及び本発明の第２の実施例の周波数変
換回路の特性比較表を示す。
【００１７】
【表１】
【００１８】本発明の構成により、従来例と比較して、
変換利得で２ｄＢ、雑音指数で１ｄＢ、１％混変調歪で
６ｄＢμ優れていると同時に、Ｉｄｄにおいても１０ｍ
Ａ以上低減されていることが分かる。
変換利得で２ｄＢ、雑音指数で１ｄＢ、１％混変調歪で
６ｄＢμ優れていると同時に、Ｉｄｄにおいても１０ｍ
Ａ以上低減されていることが分かる。
【００１９】
【発明の効果】このように、発振器部及びＬＯバッファ
部には、Ｋ値が大きく利得の大きいＦＥＴを用い、ＲＦ
バッファ部及びミキサ部には、Ｋ値が小さく低歪のＦＥ
Ｔを用いることにより、高利得、低歪、かつ低消費電流
の周波数変換回路を実現することができる。
部には、Ｋ値が大きく利得の大きいＦＥＴを用い、ＲＦ
バッファ部及びミキサ部には、Ｋ値が小さく低歪のＦＥ
Ｔを用いることにより、高利得、低歪、かつ低消費電流
の周波数変換回路を実現することができる。
【図１】本発明の第１の実施例の周波数変換回路図であ
る。
る。
【図２】（ａ）本発明の高周波受信機の発振器及びＬＯ
バッファを構成するＦＥＴのｇｍ−Ｖｇｓ特性図である
。 （ｂ）本発明の高周波受信機のＲＦバッファ及びミキサ
を構成するＦＥＴのｇｍ−Ｖｇｓ特性図である。
バッファを構成するＦＥＴのｇｍ−Ｖｇｓ特性図である
。 （ｂ）本発明の高周波受信機のＲＦバッファ及びミキサ
を構成するＦＥＴのｇｍ−Ｖｇｓ特性図である。
【図３】本発明の第２の実施例の周波数変換回路図であ
る。
る。
【図４】従来の周波数変換回路のブロック図である。
【図５】従来の周波数変換回路の発振器部とミキサ部の
回路図である。
回路図である。
【図６】従来の周波数変換回路を構成するＦＥＴのｇｍ
−Ｖｇｓ特性図である。
−Ｖｇｓ特性図である。
１６０ 電源端子
１６２ 電源端子
１６３ ＩＦ信号出力端子
１６４ ＩＦ信号出力端子
１６５ ＲＦ信号入力端子
１７０ 接地
１８０ 発振器部
１８１ ＬＯバッファ部
１８２ ＲＦバッファ部
２１０ ＲＦバッファ部
１８３ ミキサ部
２１１ ミキサ部
５０１ 受信アンテナ
５０２ 帯域通過フィルター
５０６ 帯域通過フィルター
５０３ 初段増幅器
５０４ ミキサ部
５０７ Ｆ増幅器
５０８ ＩＦ信号出力端子
Claims (1)
- 【請求項１】 発振器、発振器バッファ、増幅器、及
び周波数混合器（以後ミキサと呼ぶ）より構成される高
周波用周波数変換回路において、前記発振器及び発振器
バッファをＫ値が大きくしきい値が浅い電界効果トラン
ジスタ（以後ＦＥＴと呼ぶ）を用いて構成し、前記増幅
器をＫ値が小さくしきい値が深いＦＥＴを用いて構成し
たことを特徴とする周波数変換回路。
Priority Applications (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3141684A JP2894004B2 (ja) | 1991-06-13 | 1991-06-13 | 周波数変換回路 |
| US07/897,881 US5339458A (en) | 1991-06-13 | 1992-06-12 | Frequency converter unit for use in a high-frequency receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3141684A JP2894004B2 (ja) | 1991-06-13 | 1991-06-13 | 周波数変換回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04365207A true JPH04365207A (ja) | 1992-12-17 |
| JP2894004B2 JP2894004B2 (ja) | 1999-05-24 |
Family
ID=15297810
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3141684A Expired - Fee Related JP2894004B2 (ja) | 1991-06-13 | 1991-06-13 | 周波数変換回路 |
Country Status (2)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5339458A (ja) |
| JP (1) | JP2894004B2 (ja) |
Families Citing this family (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH09121124A (ja) * | 1995-10-25 | 1997-05-06 | Fujitsu Ltd | ダブルバランス型ミキサ回路 |
| US7261878B2 (en) * | 2001-08-10 | 2007-08-28 | The Gillette Company | Reduction of hair growth |
| JP2004120478A (ja) * | 2002-09-27 | 2004-04-15 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | ミキサ回路及び差動増幅回路 |
| JP4080298B2 (ja) * | 2002-10-29 | 2008-04-23 | 松下電器産業株式会社 | 増幅器 |
Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6018006A (ja) * | 1983-07-12 | 1985-01-30 | Nec Corp | マイクロ波帯モノリシツクミキサ |
| JPH01175304A (ja) * | 1987-12-29 | 1989-07-11 | Sharp Corp | マイクロ波ミキサ |
| JP3053019U (ja) * | 1998-04-07 | 1998-10-13 | 東北石材ブロック株式会社 | 反転使用のコーナー空洞ブロック |
Family Cites Families (8)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4829204A (en) * | 1983-08-10 | 1989-05-09 | Hewlett-Packard Company | Mixer having overload protection |
| JP2563286B2 (ja) * | 1986-12-05 | 1996-12-11 | 松下電器産業株式会社 | 周波数混合回路 |
| JPS63144607A (ja) * | 1986-12-09 | 1988-06-16 | Mitsubishi Electric Corp | デユアルゲ−ト電界効果トランジスタミクサ |
| JPH0642614B2 (ja) * | 1987-06-11 | 1994-06-01 | 株式会社日立製作所 | ミクサ回路 |
| JPH01101011A (ja) * | 1987-10-14 | 1989-04-19 | Hitachi Ltd | 周波数変換回路 |
| JPH01289304A (ja) * | 1988-05-17 | 1989-11-21 | Sharp Corp | 周波数ミキサ |
| JPH02124624A (ja) * | 1988-07-04 | 1990-05-11 | Toshiba Corp | インバータ回路及び該回路を用いたチョッパ型コンパレータ回路 |
| US5083050A (en) * | 1990-11-30 | 1992-01-21 | Grumman Aerospace Corporation | Modified cascode mixer circuit |
-
1991
- 1991-06-13 JP JP3141684A patent/JP2894004B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1992
- 1992-06-12 US US07/897,881 patent/US5339458A/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6018006A (ja) * | 1983-07-12 | 1985-01-30 | Nec Corp | マイクロ波帯モノリシツクミキサ |
| JPH01175304A (ja) * | 1987-12-29 | 1989-07-11 | Sharp Corp | マイクロ波ミキサ |
| JP3053019U (ja) * | 1998-04-07 | 1998-10-13 | 東北石材ブロック株式会社 | 反転使用のコーナー空洞ブロック |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| US5339458A (en) | 1994-08-16 |
| JP2894004B2 (ja) | 1999-05-24 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7099646B1 (en) | Signal mixer having a single-ended input and a differential output | |
| US7529529B2 (en) | Low noise, high-linearity RF front end receiver | |
| US8242844B2 (en) | LNA circuit for use in a low-cost receiver circuit | |
| US7483683B1 (en) | Harmonic rejection gated-switching mixer | |
| US6850753B2 (en) | Tunable low noise amplifier and current-reused mixer for a low power RF application | |
| US8041327B2 (en) | Wideband resistive input mixer with noise-cancelled impedance | |
| US8169266B2 (en) | Mixer circuits and methods | |
| KR100827893B1 (ko) | 모스 전계효과 트랜지스터의 증폭도 및 잡음도 개선회로 및이를 이용한 주파수 혼합기, 증폭기 및 발진기 | |
| JP2008539674A (ja) | 差動インダクタを用いた低雑音増幅器 | |
| EP1187310A2 (en) | Gilbert-cell Mixer | |
| CN110557130A (zh) | 一种带外线性度增强的电流模结构的接收机前端电路 | |
| CN213783253U (zh) | 基于反相器的低噪声放大器、接收器与电子设备 | |
| CN116131770B (zh) | 一种高集成度的高线性低噪声放大器 | |
| CN107896093B (zh) | 一种低噪声低功耗高增益混频器 | |
| US20050043004A1 (en) | Communication apparatus, electronic equipment with communication functions, communication function circuit, amplifier circuit and balun circuit | |
| US7565128B2 (en) | High performance low noise amplifier | |
| JPH04365207A (ja) | 周波数変換回路 | |
| US20070232253A1 (en) | Method for active Gm-C filter gain control | |
| US10771023B2 (en) | Amplifier | |
| JP2002335138A (ja) | 利得切換付き増幅器デバイス | |
| US8620251B2 (en) | Electronic device with adjustable filter and associated methods | |
| KR20080075522A (ko) | 인핸스드 믹서 디바이스 | |
| WO2003003595A1 (fr) | Recepteur | |
| JPH07273557A (ja) | 周波数変換回路 | |
| US10164578B2 (en) | Frequency selective low noise amplifier circuit |
Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |