JP2002335138A

JP2002335138A - 利得切換付き増幅器デバイス

Info

Publication number: JP2002335138A
Application number: JP2002082748A
Authority: JP
Inventors: Patrice Garcia; パトリス・ガルシア; Didier Belot; ディディエ・ベロ
Original assignee: STMicroelectronics SA
Current assignee: STMicroelectronics SA
Priority date: 2001-03-27
Filing date: 2002-03-25
Publication date: 2002-11-22
Also published as: FR2823031B1; EP1246357A3; US6756848B2; US20020140510A1; FR2823031A1; EP1246357A2

Abstract

(57)【要約】【課題】「高利得」モードにおいて高い利得を維持しつ
つ、「低利得」モードにおける出力ダイナミック・レン
ジを最適化する。【解決手段】利得切換付き増幅器デバイスおよびそのよ
うな増幅器デバイスを組み込んだ無線周波数受信機が提
供される。増幅手段（Ｑ１）と、誘導素子（Ｌ２）を含
み、２つの異なるインピーダンス値を有する２種類の構
成をそれぞれ呈示することができる構成可能負荷回路
（Ｍ１、Ｍ２）と、負荷回路の２つの構成のうちのいず
れか一方を選択するために増幅手段と負荷回路の間に接
続された制御可能切換手段（Ｑ２、Ｑ３）とを備える。
負荷回路は、三極モードで動作する直列に接続された２
個の絶縁ゲート電界効果負荷トランジスタ（Ｍ１、Ｍ
２）と、電源端子と切換回路の間で一対の負荷トランジ
スタに並列に接続されたインダクタとを含む。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、利得切換付き増幅
器デバイスに関し、より具体的には、無線周波数信号を
受信するためのフロント・エンドに使用されるような低
雑音増幅器デバイス（ＬＮＡ）に関する。本発明は、排
他的ではないが、特に移動電話回路用の利得切換付き低
雑音増幅器および無線周波数受信フロント・エンドに適
用される。

【０００２】

【従来の技術】通常、無線周波数受信システムの低雑音
入力増幅器は、最初の周波数変換段に課されるダイナミ
ック・レンジ制約の緩和を可能とする利得切換えを使用
する。このような増幅器は、通常、「高利得」と呼ばれ
るモードおよび「低利得」と呼ばれるモードの２つのモ
ードに従って動作する。

【０００３】「高利得」モードでは、増幅器は、電力に
関して、典型的には１５ｄＢを超える十分な利得を有し
ていなければならない。しかし、より強い電力信号が現
れるときは、増幅器の利得がカットされ、典型的には利
得が−５ｄＢのオーダーである「低利得」動作モードに
移行する。

【０００４】電力に関して、増幅器の整合性を２つの利
得モードで一定に保つために、一般的には増幅器の心臓
部を構成するバイポーラ・トランジスタである増幅手段
と、１個のインダクタおよび２個の抵抗素子を含み、そ
れぞれ２つの異なるインピーダンス値を有する２つの異
なる構成を呈示することができる構成可能負荷回路と、
該負荷回路の２つの構成のうちのいずれか一方を選択す
るために、増幅手段と負荷回路の間に接続された制御可
能切換手段とを備える種類の構造が広く使用されてい
る。通常、上記切換手段は、一方が、２個の抵抗素子の
共通端子に接続され、他方が、該抵抗素子のうちの１つ
とインダクタの間の共通端子に接続された２個のバイポ
ーラ・トランジスタによって形成されている。

【０００５】

【発明が解決しようとする課題】「高利得」モードと
「低利得」モードの間の選択は、切換手段の２個のトラ
ンジスタの一方の導通を維持しながら、他方をオフにす
ることにより行われる。「高利得」モードでは、電力利
得は、増幅手段のトランジスタのバイアス電流と、トラ
ンジスタのエミッタに接続されるデジェネラシ・インダ
クタ（degeneracy inductor）と、増幅器の入力部およ
び出力部に存在するマッチング（整合）回路の損失と、
の関数（第一次近似）である。しかしながら、電力利得
は、２個のスイッチング・トランジスタの間に接続され
た抵抗の値によって制限されるので、その値は十分に大
きくなければならない。

【０００６】「低利得」モードでは、電力利得は２個の
抵抗の比によって固定され、その比は、−５ｄＢの減衰
を得るために１／１０のオーダーでなければならず、こ
れは、「高利得」モードよりも約２０ｄｂ小さい値に対
応する。

【０００７】当業者によく知られているＷＣＤＭＡ
（「広帯域ＣＤＭＡ」）規格に従って動作する種類の無
線通信システムでは、「高利得」モードにおいて、典型
的には１６ｄＢのオーダーの比較的高い利得を得るべき
と規定されている。しかしながら、使用されている抵抗
値を考慮すると、増幅器に利用可能な最大利得をこの値
に到達させるのは困難である。

【０００８】さらに、「低利得」モードでは、前述の抵
抗の値よりも１／１０未満でなければならない他の抵抗
の値が、２個のスイッチング・トランジスタのうちの一
方のコレクタ上の内部過電圧の原因になっている。した
がって、増幅器が減衰モードで動作している間、信号の
ダイナミック・レンジによって圧縮ポイントが制限され
る。

【０００９】結論として、従来の増幅デバイスでは、負
荷回路の抵抗素子の値が、「高利得」モードにおける利
得と「低利得」モードにおける圧縮ポイントの間の妥協
に基づいている。

【００１０】本発明の目的は、上記欠点を取り除くこと
にある。本発明の目的の１つは、「高利得」モードにお
いて高い利得を維持しつつ、「低利得」モードにおける
出力ダイナミック・レンジを最適化することである。

【００１１】

【課題を解決するための手段】本発明は、増幅手段と、
インダクタを含み、２つの異なるインピーダンス値を有
する２種類の構成をそれぞれ呈示することができる構成
可能負荷回路と、負荷回路の２つの構成のうちのいずれ
か一方を選択するために増幅手段と負荷回路の間に接続
された制御可能切換手段と、を備える利得切換付き増幅
器デバイスを提案する。

【００１２】本発明の一般的な特徴の１つによれば、負
荷回路は、三極モードで動作する直列に接続された２個
の絶縁ゲート電界効果負荷トランジスタを含み、インダ
クタは、電源端子と切換回路の間で該一対の負荷トラン
ジスタに並列に接続される。

【００１３】三極モードにおける負荷トランジスタの動
作、すなわちソースおよびドレインの間の電流の流れ
を、ゲート電圧を介して制御することにより、所望の利
得に応じてこれらの負荷トランジスタをオフまたはオン
させることができる。より正確には、負荷トランジスタ
をオフにすると、該負荷トランジスタは、最大利得をも
たらす容量回路のように動作し、該負荷トランジスタを
オンにすると、該負荷トランジスタは、利得を下げるこ
とを可能にする抵抗のように動作する。「高利得」モー
ドすなわち該トランジスタがオフの状態において、該ト
ランジスタが抵抗損をもたらすことがなくなる。

【００１４】本発明の一実施形態によると、２個の負荷
トランジスタは、両方とも、同じ制御信号（ゲート電
圧）によってゲート上で制御可能である。前記インダク
タの第１の端子は電源端子に接続され、該インダクタの
第２の端子は、切換手段の第１の切換入力に接続され
る。２個の負荷トランジスタの共通端子は、切換手段の
第２の切換入力に接続される。また、該デバイスは、−
前記構成を選択するための選択信号を切換手段に伝達
し、かつ、−該選択された構成に応じて２個のトランジ
スタをオフまたはオンにするように、制御信号を伝達す
る、ことができる選択手段を含む。

【００１５】本発明の一実施形態によると、切換手段
は、増幅手段および第１の切換入力の間に接続された第
１のスイッチング・トランジスタと、増幅手段および第
２の切換入力の間に接続された第２のスイッチング・ト
ランジスタとを含む。負荷回路の第１の構成（例えば高
利得モードに対応する）では、負荷トランジスタはオフ
にされ、第１のスイッチング・トランジスタはオンにさ
れ、第２のスイッチング・トランジスタはオフにされ
る。

【００１６】負荷回路の第２の構成（例えば低利得モー
ドに対応する）では、負荷トランジスタはオンにされ、
第１のスイッチング・トランジスタはオフにされ、第２
のスイッチング・トランジスタはオンにされる。

【００１７】「低利得」モードすなわち第２の構成で
は、２つの切換入力の間に接続された負荷トランジスタ
が、最も高い抵抗を示さなければならない。これによ
り、この負荷トランジスタは、はるかに小さい抵抗を示
さなければならない他方の負荷トランジスタのチャネル
幅よりも狭いチャネル幅を特徴とする。このことは、第
２のスイッチング・トランジスタのコレクタとインダク
タの間に接続された、前記のより小さいトランジスタが
低い値の漂遊容量を示すので、特に有利である。ここ
で、低い値の漂遊容量値は、大きい値の容量よりも取扱
いがはるかに容易である。

【００１８】負荷トランジスタとしてＮＭＯＳトランジ
スタを使用することもできるが、正の制御電圧を介し
て、そのゲート上でそれらを制御することを可能にする
ＰＭＯＳタイプの負荷トランジスタを使用するのが好ま
しい。さらに、強い出力信号が存在する「高利得」モー
ドにおいて、これらのＰＭＯＳトランジスタが偶発的に
オン状態になることを回避するために、負荷トランジス
タのドレイン−基板ダイオードのしきい値電圧だけ高め
られた電源電圧の値に少なくとも等しい値が、制御電圧
用として有利に選択される。

【００１９】本発明のさらに他の主題は、無線周波数受
信機、例えば本発明に従う増幅器デバイスを組み込んだ
セルラー移動電話である。

【００２０】本発明の他の利点および特徴は、何ら制限
されることのない実施形態および図面についての詳細な
説明を検討することにより明らかになるであろう。

【００２１】

【発明の実施の形態】図１において、参照符号ＴＰはセ
ルラー移動電話を表し、その無線周波数受信フロント・
エンドは、適切な場合、アンテナ結合器および／または
絶縁変圧器（図示せず）を通過させることによって受信
アンテナＡＮＴからの無線周波数信号（ＲＦ）を受信す
ることができる。

【００２２】ＲＦ信号は、低雑音増幅器ＬＮＡに送られ
る。増幅器ＬＮＡの出力は、それ自体については知られ
ている従来構造の同調器ＴＺＩＦに接続されている。こ
うして、同調器ＴＺＩＦは、特にその２つの処理チャネ
ル上に、帯域（バンドパス）フィルタと、制御利得増幅
器（controlled-gain amplifier）と、相互に位相が９
０°シフトした２つの局部発振器信号ＯＬを位相ロック
ループからそれぞれ受け取る２つのミキサとを備え、基
準チャネル（同相）すなわちＩチャネル、および直交チ
ャネルすなわちＱチャネルを定める。

【００２３】局部発振器信号ＯＬの周波数は、携帯電話
によって選択される受信周波数帯域の公称周波数を規定
する。同調器ＴＺＩＦは、アナログ／デジタル変換段を
経由して、一部ハードワイヤード論理によって、また一
部信号プロセッサによってハードウェアの形態で実現さ
れるデジタル処理段に結合されている。

【００２４】このような段ＥＴＮの構造および機能もま
た、当業者によく知られている。より正確に、機能的に
いうと、処理段（伝送チャネルのパルス応答を推定する
ための手段に加え、シンボル間干渉を抑制する手段（等
化器）およびチャネル復号化ユニットを含む）と、受信
された信号の復調および伝送システムを介して伝送すべ
き信号の変調を実行することができる変調／復調手段
（簡略化のため、図１には示さず）とである。

【００２５】さらに、携帯電話において一般に行われて
いるように、自動周波数制御手段が、パイロット信号の
復調後、位相ロックループＰＬＬに（例えば、ＰＬＬル
ープのための基準として作用する温度安定化電圧制御発
振器（ＶＣＴＸＯ発振器）に）制御語を伝達し、局部発
振器のＯＬ信号の精度を管理している。

【００２６】次に図２を参照して、低雑音増幅器ＬＮＡ
が単一入力構造を有する利得切換増幅器である一実施形
態の例についてさらに詳細に説明する。こうすることに
より、本発明を、差動構造を有する増幅器にも等しく適
用することができる。

【００２７】図２では、参照符号Ｑ１は、増幅手段（増
幅器の心臓部）を形成するバイポーラ・トランジスタそ
のものを表している。このトランジスタＱ１は、容量性
／誘導性入力マッチング回路に関連づけられている。よ
り正確には、入力コンデンサＣ１は、トランジスタＱ１
のベースと増幅器ＬＮＡの入力端子Ｂｉｎの間に接続さ
れている。インダクタＬ１は、トランジスタＱ１のエミ
ッタと接地の間に接続されている。

【００２８】トランジスタＱ１のコレクタには電流切換
回路が接続されている。この電流切換回路は、本質的
に、２個のバイポーラ・スイッチング・トランジスタＱ
２およびＱ３から形成される。

【００２９】より正確には、第１のスイッチング・トラ
ンジスタＱ２のエミッタは、トランジスタＱ１のコレク
タに接続されている。トランジスタＱ２のベースは、選
択電圧Ｖｐ１を受け取ることができる第１の選択端子Ｂ
Ｓ１にリンクされている。トランジスタＱ２のコレクタ
は、切換回路の第１の切換入力ＥＣ１を形成している。

【００３０】第２のスイッチング・トランジスタＱ３の
コレクタは、第２の切換入力ＥＣ２を形成している。こ
のトランジスタＱ３のエミッタは、トランジスタＱ１の
コレクタにリンクされ、トランジスタＱ３のベースは、
第２の選択電圧Ｖｐ２を受け取るための第２の選択端子
ＢＳ２にリンクされている。

【００３１】さらに、増幅器の電源端子Ｂａｌ（電源電
圧Ｖｄｄが供給される）と、切換回路の２つの切換入力
ＥＣ１およびＥＣ２との間に負荷回路が接続されてい
る。

【００３２】より正確には、負荷回路には、第１の切換
入力ＥＣ１と電源端子Ｂａｌの間に直列に接続された第
１の負荷トランジスタＭ１および第２の負荷トランジス
タＭ２が含まれる。

【００３３】この２個の負荷トランジスタＭ１およびＭ
２はＰＭＯＳトランジスタであり、その２つの各ゲート
は共に、制御電圧Ｖｇを受け取ることができる制御端子
ＢＣにリンクされている。

【００３４】２個のトランジスタＭ１およびＭ２の共通
端子は、第２の切換入力ＥＣ２にリンクされている。

【００３５】さらに、第１の切換入力ＥＣ１と電源端子
Ｂａｌの間の一対の負荷トランジスタＭ１およびＭ２の
端子に、インダクタＬ２が並列に接続されている。

【００３６】このインダクタＬ２は、さらに、第１の切
換入力ＥＣ１と増幅器の出力端子Ｂｏｕｔの間に接続さ
れたコンデンサＣ２と共に、出力マッチング回路を形成
している。

【００３７】増幅器ＬＮＡは、さらに、様々な電圧Ｖｐ
１、Ｖｐ２およびＶｇを伝達するための選択手段ＭＳを
含む。この手段ＭＳは、例えば電圧源およびスイッチン
グ論理素子に基づいて、従来通りに実現されることがで
きる。

【００３８】「高利得」モードに対応する負荷回路の第
１の構成では、トランジスタＱ２およびＱ３の選択電圧
（ベース電圧）Ｖｐ１およびＶｐ２は、例えば、約１．
８ボルトおよび１．１ボルトにそれぞれ保持され、第１
のスイッチング・トランジスタＱ２をオンにし、第２の
スイッチング・トランジスタＱ３をオフにする。

【００３９】さらに、ゲート電圧Ｖｇの値は、各負荷ト
ランジスタのドレイン−基板ダイオードの閾値電圧だけ
高められた電源電圧Ｖｄｄに少なくとも等しい値が取ら
れる。こうして、一例として、電源電圧Ｖｄｄが２．７
ボルト程度とすると、電圧Ｖｇは、少なくとも３．３ボ
ルトに等しいよう選択される。これにより、例え強力な
出力信号が存在する場合でも、各負荷トランジスタのゲ
ート−ソース電圧Ｖｇｓを十分に高く維持して、オフ状
態にあるトランジスタＭ１およびＭ２が偶発的にオン状
態になることを回避することができる。

【００４０】この構成では、オフ状態にある負荷トラン
ジスタＭ１およびＭ２が、インダクタＬ２に並列に接続
された２個のコンデンサのように動作する。抵抗損失が
なく、したがって、抵抗損失によって引き起こされる利
得に対する制限がない。

【００４１】さらに、負荷トランジスタＭ１の入力イン
ピーダンスが十分に大きいため、利得を低下させること
がない。そして、例えば２ＧＨｚで２０ｄＢ程度の最大
有効利得を得ることができ、抵抗素子を使用した従来の
レイアウトと比較すると改善される。

【００４２】言うまでもなく、当業者ならば、増幅され
るべき信号の周波数に対して正確にセットアップするこ
とができる容量値を決めるというように、負荷トランジ
スタＭ１およびＭ２の表面積（surface area）を選択す
ることができるであろう。

【００４３】負荷回路の第２の構成では、電圧Ｖｐ１お
よびＶｐ２は、例えば、約１．１ボルトおよび１．８ボ
ルトにそれぞれ保持され、第１のスイッチング・トラン
ジスタＱ２をオフにし、第２のスイッチング・トランジ
スタＱ３をオンにする。

【００４４】さらに、この第２の構成では、ゲート電圧
Ｖｇは、例えば０ボルトに保持され、トランジスタＭ１
およびＭ２を導通状態にする。オーミック領域(ohmic r
egion)にバイアスされたこれらのトランジスタは、値の
小さい抵抗のように動作し、これにより、例えば−３ｄ
Ｂ程度の利得を得ることができる。最小電力利得は、ト
ランジスタＭ１とＭ２の抵抗値の比、すなわちチャネル
幅Ｗ１とＷ２の比によって固定される。当業者ならば、
必要な最小利得を得るために、負荷トランジスタＭ１お
よびＭ２の寸法を調整することができるであろう。

【００４５】さらに、トランジスタＭ１の抵抗値は、ト
ランジスタＭ２の抵抗値よりはるかに大きくなければな
らないことに注意されたい。したがってトランジスタＭ
１は、トランジスタＭ２の表面積よりもはるかに狭い表
面積を持つことを特徴とし、それにより、低利得モード
の動作時に得られる漂遊容量を、有利に小さくすること
ができる。

【００４６】こうして、本発明は、「低利得」モードに
おいて、より小さい抵抗値を選択することを可能にし、
それにより、一方では出力ダイナミック・レンジが最適
化されることが可能となり、また一方では「高利得」モ
ードで高い利得が維持される。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に従うセルラー移動電話、特に低雑音増
幅器デバイスが組み込まれた受信フロント・エンドのい
くつかの構成部品を部分的に示す図。

【図２】本発明に従う増幅器デバイスの一実施形態をさ
らに詳細に示す図。

【符号の説明】

Ｌ２インダクタＭ１、Ｍ２負荷回路Ｑ１増幅手段Ｑ２、Ｑ３スイッチング・トランジスタＶｇ制御信号Ｖｐ１、Ｖｐ２選択電圧

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者パトリス・ガルシアフランス国エフ−38400 サン・マルティン・デール、リュ・ジャン−ジャック・ルソー 52 (72)発明者ディディエ・ベロフランス国エフ−38140 リベ、シュマン・デュ・ボワ 85 Ｆターム(参考） 5J100 AA16 BA01 BB01 BB02 BC02 EA02 FA02 5K011 DA12 EA06 JA01 5K027 AA11 BB04 EE11

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】増幅手段（Ｑ１）と、インダクタ（Ｌ２）を含み、２つの異なるインピーダン
ス値を有する２種類の構成をそれぞれ呈示することがで
きる構成可能負荷回路（Ｍ１、Ｍ２）と、前記負荷回路の２つの構成のうちのいずれか一方を選択
するために、前記増幅手段と該負荷回路の間に接続され
た制御可能切換手段（Ｑ２、Ｑ３）と、を備える利得切
換付き増幅器デバイスであって、前記負荷回路は、三極モードで動作する直列に接続され
た２個の絶縁ゲート電界効果負荷トランジスタ（Ｍ１、
Ｍ２）を含み、前記インダクタは、電源端子と前記切換
手段の間で該一対の負荷トランジスタに並列に接続され
た、増幅器デバイス。
【請求項２】前記２個の負荷トランジスタは、両方と
も、同一の制御信号（Ｖｇ）によってゲート上で制御可
能であり、前記インダクタの第１の端子は、電源端子（Ｂａｌ）に
接続され、該インダクタの第２の端子は、前記切換手段
の第１の切換入力（ＥＣ１）に接続され、前記２個の負荷トランジスタの共通端子は、該切換手段
の第２の切換入力（ＥＣ２）に接続され、前記増幅器デバイスは、さらに、前記構成を選択するための選択信号（Ｖｐ１、Ｖｐ２）
を前記切換手段に伝達し、かつ、該選択された構成に応
じて前記２個のトランジスタをオフまたはオンにするよ
うに前記制御信号（Ｖｇ）を伝達することができる選択
手段（ＭＳ）を備える、請求項１に記載の増幅器デバイ
ス。
【請求項３】前記切換手段は、前記増幅手段および前記
第１の入力の間に接続された第１のスイッチング・トラ
ンジスタ（Ｑ２）と、前記増幅手段および前記第２の入
力の間に接続された第２のスイッチング・トランジスタ
（Ｑ３）とを含み、前記負荷回路の第１の構成では、前記負荷トランジスタ
はオフにされ、前記第１のスイッチング・トランジスタ
はオンにされ、前記第２のスイッチング・トランジスタ
はオフにされ、前記負荷回路の第２の構成では、前記負荷トランジスタ
はオンにされ、前記第１のスイッチング・トランジスタ
はオフにされ、前記第２のスイッチング・トランジスタ
はオンにされる、請求項２に記載の増幅器デバイス。
【請求項４】前記電源端子（Ｂａｌ）と前記第２の切換
入力（ＥＣ２）の間に接続された前記負荷トランジスタ
（Ｍ２）は、他方の前記負荷トランジスタ（Ｍ１）のチ
ャネル幅よりも広いチャネル幅を特徴とする、請求項３
に記載の増幅器デバイス。
【請求項５】前記２個の負荷トランジスタは、ＰＭＯＳ
トランジスタであり、該２個の負荷トランジスタは、負荷トランジスタのドレ
イン−基板ダイオードのしきい値電圧だけ高められた電
源電圧の値に少なくとも等しい値の制御電圧を介して、
そのゲート上で制御される、請求項１から請求項４のい
ずれかに記載の増幅器デバイス。
【請求項６】請求項１から請求項５のいずれかに記載の
増幅器デバイスを組み込む、無線周波数受信機。
【請求項７】前記無線周波数受信機は、セルラー移動電
話である、請求項６に記載の受信機。