JP2001111369A - 利得制御増幅回路、ミクサ回路及びそれらを用いた受信機、送信機 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】 利得制御時に入力インピーダンスの変動の小さい利得制
御増幅回路、ミクサ回路。 【課題】利得制御時に入力インピーダンスの変動の小さ
い利得制御回路を用いることで、利得制御時の入力イン
ピーダンスの変動を小さくする。 【解決手段】ＲＦ信号増幅用トランジスタ１１０のソー
スとＲＦ信号増幅用トランジスタ１１１のドレインとの
接続点と接地間のインピーダンスを利得制御用トランジ
スタ１１４のチャネル抵抗により制御する。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、セルラ電話などの
送受信機や、ＴＶ、ＣＡＴＶ、衛星放送、衛星通信等の
受信機とそれらに用いられる利得制御回路、ミクサ回路
に関する。

【０００２】

【従来の技術】図５に利得制御増幅回路の従来例を示
す。図の利得制御増幅回路はセルラ電話において、基地
局からの無線周波信号(ＲＦ信号)を受信し、音声信号に
復調する受信機に用いられる初段の低雑音増幅回路の一
例を示したものであり、図の利得制御増幅回路に入力さ
れるＲＦ信号周波数は、８５０ＭＨｚ帯の信号である。

【０００３】図の利得制御増幅回路は、ＲＦ信号入力端
子１０１と、 ＲＦ信号出力端子１２６と、利得制御端
子１１６と、電源１２０と、入力整合回路１０２と、出
力整合回路１２２と、利得制御回路５０２と、ＲＦ信号
増幅用トランジスタ５１０と、高周波接地用コンデンサ
１０８、１２１と、バイパスコンデンサ５０１、５０９
と、電流調整用抵抗１０７と、バイアス抵抗１０６、５
０７、５０８を有している。

【０００４】また、入力整合回路１０２は、コンデンサ
１０３と、インダクタ１０４、１０５を有しており、
ＲＦ信号増幅用トランジスタ５１０のゲートとのインピ
ーダンス整合を図り、出力整合回路１２２は、インダク
タ１２３、１２４と、コンデンサ１２５を有しており、
ＲＦ信号増幅用トランジスタ５１０のドレインとのイン
ピーダンス整合を図るとともに、電源１２１の電圧をＲ
Ｆ信号増幅用トランジスタ５１０のドレインに供給する
働きも兼ねている。

【０００５】さらに、ＲＦ信号増幅用トランジスタ５１
０のゲートと接地間にはバイアス抵抗１０６を接続し、
ゲートをほぼ接地電位に保つとともに、ゲートにバイパ
スコンデンサ５０１、５０９を介し入力整合回路１０２
が接続され、ＲＦ信号入力端子１０１より入力されたＲ
Ｆ信号がこれらを介しゲートに入力される。また、ＲＦ
信号増幅用トランジスタ５１０のソースは電流調整用抵
抗１０７を介し接地されるとともに、高周波接地用コン
デンサ１０８により高周波接地され、 ＲＦ信号増幅用
トランジスタ５１０のドレインには出力整合回路１２２
を介しＲＦ信号出力端子１２６が接続される。

【０００６】また、利得制御回路５０２は、利得制御用
トランジスタ５０４と、高周波接地コンデンサ５０６
と、ゲート保護用抵抗５０３を有しており、さらに利得
制御用トランジスタ５０４のドレインとソース間には、
バイアス抵抗５０５が接続され、利得制御用トランジス
タ５０４のドレインとソースの電位がほぼ等しくなるよ
うに保つとともに、利得制御用トランジスタ５０４のド
レインはバイパスコンデンサ５０１、５０９の接続点に
接続され、ソースは高周波接地コンデンサ５０６を介し
高周波接地される。このとき、利得制御端子１１７に電
圧が印加されると、利得制御用トランジスタ５０４のド
レインとソース間のチャネル抵抗が変化するので、バイ
パスコンデンサ５０１、５０９の接続点と接地間のイン
ピーダンスが変化する。

【０００７】以上の利得制御回路はＲＦ信号入力端子１
０１より入力されたＲＦ信号は、入力整合回路１０２を
介しＲＦ信号増幅用トランジスタ５１０のゲートに入力
され、ドレインより増幅したＲＦ信号を出力整合回路１
２２を介しＲＦ信号出力端子１２６より出力される。こ
のとき利得制御は、利得制御端子１１６に印加された制
御電圧により利得制御回路５０２のインピーダンスを利
得大時には大きく、利得性制御時には小さくしてＲＦ信
号増幅用トランジスタ５１０のゲートに入力されるＲＦ
信号レベルを制御することで行うものであり、図の回路
では制御電圧を０Ｖから大きくしていった場合、利得制
御回路５０２のインピーダンスはＯＦＦ状態からＯＮ状
態に約数ＫΩ〜数Ωまで変化するので利得制御量は２０
ｄＢ以上確保することができる。なお、利得制御が開始
する電圧は、バイアス抵抗５０７、５０８の抵抗比を変
えることで設定可能である。

【０００８】

【発明が解決しようとする課題】上記従来技術で示す利
得制御増幅回路では、 ＲＦ信号増幅用トランジスタ５
１０のゲートと接地間のインピーダンスを可変すること
で制御を行っているが、この場合、例えば利得最大時に
インピーダンスが整合するように入力整合回路１０２の
定数を定めた場合、利得制御時は、ＲＦ信号増幅用トラ
ンジスタ５１０のゲートのインピーダンスが小さくな
り、利得制御増幅回路の前段に接続された回路とのイン
ピーダンス整合がとれなくなるため、入力されたＲＦ信
号がＲＦ信号増幅用トランジスタ５１０のゲートでＲＦ
信号入力端子１０１側へ反射し、これが他の回路へ飛び
込んだり、再びアンテナから幅放射を起こす等の問題が
あった。さらに、利得制御増幅回路の前段にフィルタが
接続されている場合には、利得制御時に利得制御増幅回
路の入力インピーダンスが大きく変わるため、フィルタ
の周波数特性が劣化するという問題があった。

【０００９】さらに、２つのゲートを有する電界効果ト
ランジスタ（デュアルゲートＦＥＴ）において、一方の
ゲートよりＲＦ信号を入力し、他方のゲートから局部発
振信号を入力し、ドレインよりＲＦ信号を局部発振信号
により中間周波信号に周波数変換した信号を出力するミ
クサ回路においても、利得制御手段として上記利得制御
増幅回路のような利得制御回路５０２をＲＦ信号が入力
されるゲートに付加した場合、同様な問題を有してい
た。本発明の目的は、上記問題を解決し、利得制御時に
入力インピーダンス変動の少ない利得制御増幅回路およ
びミクサ回路を提供することにある。

【００１０】

【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
の第１の手段は、図５の従来技術で示した利得制御増幅
回路において、ＲＦ信号増幅用トランジスタ５１０に、
第１のトランジスタのソースと第２のトランジスタのド
レインをカスコード接続するとともに、第１のトランジ
スタのゲートを高周波接地した構成とし、利得制御回路
５０２には、第１のトランジスタのソースと第２のトラ
ンジスタのドレインの接続点に、ドレインとソース間に
第１の抵抗が並列接続された第３のトランジスタのドレ
インを接続し、ソースを高周波接地するとともに、ゲー
トに第２の抵抗を介し利得制御端子１１６を設けた。

【００１１】以上の構成とすることにより、図５の従来
技術で示した利得制御増幅回路では、ＲＦ信号増幅用ト
ランジスタ５１０のゲートのインピーダンスを制御して
いたのに対し、本発明の第１の手段では第１のトランジ
スタのソースと第２のトランジスタのドレインの接続点
のインピーダンスを制御することにより利得制御を行う
構成とした。これにより、この点のインピーダンスの変
化が第２のトランジスタのドレインとゲート間のアイソ
レーションを介し第２のトランジスタのゲートに現れる
ので、従来技術の利得制御回路に比べ、利得制御時の入
力インピーダンスの変化の少ない利得制御増幅回路を得
ることができる。

【００１２】さらに、上記第１の手段は、第１のトラン
ジスタのゲートに局部発振信号を入力し、この局部発振
信号により第２のトランジスタのゲートより入力された
ＲＦ信号を中間周波信号に周波数変換し、第１のトラン
ジスタのドレインより出力するカスコード接続のミクサ
回路においても同様の効果が得られる。

【００１３】次に、上記課題を解決するための第２の手
段は、図５の従来技術で示した利得制御増幅回路におい
て、ＲＦ信号増幅用トランジスタ５１０に、第１のトラ
ンジスタのソースと第２のトランジスタのドレインをカ
スコード接続するとともに、この接続点に、第４のトラ
ンジスタのソースを接続し、ドレインにこの接続点より
も高い電位の電圧を第３の抵抗を介し印加するととも
に、ゲートに第４の抵抗を介し、制御電圧端子１１６を
設けた。

【００１４】以上の構成とすることにより、第１のトラ
ンジスタのソースと第２のトランジスタのドレインの接
続点の電位に第４のトランジスタのしきい値電圧を加え
た値よりも低い電圧が制御電圧端子１１６に印加された
場合、第４のトランジスタはＯＦＦ状態となるため、こ
こでの信号減衰は生じず最大利得で動作する。ここで、
第４のトランジスタがＯＦＦ状態となるのに必要なゲー
ト電圧の一例を示すと、第１のトランジスタのソースと
第２のトランジスタのドレインの接続点の電位が１.５
Ｖ、第４のトランジスタのしきい値電圧が−１.０Ｖで
あった場合、第４のトランジスタがＯＦＦするゲート電
圧は１.５＋（−１.０）＝０.５Ｖとなる。次に、制御
電圧端子１１６の電圧を第１のトランジスタのソースと
第２のトランジスタのドレインの接続点の電位に第４の
トランジスタのしきい値電圧を加えた値よりも高い電圧
を加えていった場合、第４のトランジスタはＯＦＦ状態
からＯＮ状態に遷移するので、第４のトランジスタのド
レインから第１のトランジスタのソースと第２のトラン
ジスタのドレインの接続点へ電流が流れ込むとともに、
第４のトランジスタのドレインを高周波接地すること
で、第１のトランジスタのソースと第２のトランジスタ
のドレインの接続点が第４のトランジスタのドレインと
ソース間のチャネル抵抗を介し高周波接地される。この
ため、第４のトランジスタのドレインとソース間のチャ
ネル抵抗を制御することにより利得制御可能であり、第
１の手段と同様、利得制御時においても入力インピーダ
ンスの変化の少ない利得制御増幅回路を得ることができ
る。

【００１５】さらに、上記第２の手段は、第１の手段と
同様、第１のトランジスタのゲートに局部発振信号を入
力し、この局部発振信号により第２のトランジスタのゲ
ートより入力されたＲＦ信号を中間周波信号に周波数変
換し、第１のトランジスタのドレインより出力するカス
コード接続のミクサ回路においても同様の効果が得られ
る。

【００１６】

【発明の実施の形態】以下、本発明の実施の形態を図面
を用いて説明する。図１は本発明による利得制御回路の
第１の実施の形態を示す回路図であり、１０９、１１０
はＲＦ信号増幅用トランジスタ、１１１は利得制御回
路、１１３は利得制御用トランジスタ、１１２、１１
７、１１８はバイアス抵抗、１１４はゲート保護用抵
抗、１１５、１１６は高周波接地コンデンサであり、そ
の他、図５に対応する部分については同一符号を付けて
説明を省略する。

【００１７】同図において、この第１の実施の形態で
は、ＲＦ信号増幅用トランジスタには、ＲＦ信号増幅用
トランジスタ１０９のゲートを高周波接地コンデンサ１
１９により高周波接地するとともに、ＲＦ信号増幅用ト
ランジスタ１０９のソースとＲＦ信号増幅用トランジス
タ１１０のドレインをカスコード接続したトランジスタ
を用い、利得制御回路には、 ＲＦ信号増幅用トランジ
スタ１０９のソースとＲＦ信号増幅用トランジスタ１１
０のドレインの接続点に、ドレインとソース間にバイア
ス抵抗１１２が並列接続された利得制御用トランジスタ
１１３のドレインを接続し、ソースを高周波接地コンデ
ンサ１１５により高周波接地するとともに、ゲートにゲ
ート保護抵抗１１４を介し利得制御端子１１６を設けて
おり、これ以外の構成は図５に示した従来の利得制御増
幅回路と同様であり、また、その動作も、図５で示した
従来の利得制御回路と同様に、ＲＦ信号入力端子１０１
より入力されたＲＦ信号を利得制御端子１１６に印加さ
れる電圧により、増幅あるいは減衰させＲＦ信号出力端
子１２６より出力する。

【００１８】以上の構成とすることにより、図５の従来
技術で示した利得制御増幅回路では、利得制御手段とし
て、ＲＦ信号増幅用トランジスタ５１０のゲートのイン
ピーダンスを制御するのに対し、本発明の第１の実施の
形態では、ＲＦ信号増幅用トランジスタ１０９のソース
とＲＦ信号増幅用トランジスタ１１０のドレインの接続
点のインピーダンスを制御することにより利得制御を行
うため、利得制御時においても入力インピーダンスの変
化の少ない利得制御増幅回路を得ることができる。

【００１９】また、以上の第１の実施の形態図の利得制
御増幅回路に用いたＲＦ信号増幅用トランジスタ１１
０、１１１は、電界効果トランジスタに限らずバイポー
ラトランジスタなどの他の能動素子であっても同様な効
果が得られる。

【００２０】図２は本発明による利得制御回路の第２の
実施の形態を示す回路図であって、２０１は利得制御回
路、２０２はゲート保護抵抗、２０３は利得制御用トラ
ンジスタ、２０４は電流調整用抵抗、２０５は高周波接
地コンデンサであり、図１および図５に対応する部分に
は同一符号を付し重複する説明を省略する。

【００２１】図の利得制御増幅回路は図１の第１の実施
の形態を示す回路図と比較して、ＲＦ信号増幅用トラン
ジスタ１０９のソースとのＲＦ信号増幅用トランジスタ
１１０のドレインの接続点に、利得制御用のトランジス
タ２０３のソースを接続し、ドレインを高周波接地コン
デンサ２０５により高周波接地するとともに、電流調整
用抵抗２０４を介し電源１２１に接続することで、ドレ
インにＲＦ信号増幅用トランジスタ１０９のソースとの
ＲＦ信号増幅用トランジスタ１１０のドレインの接続点
よりも高い電圧が加わるようにした。さらに、利得制御
用のトランジスタ２０３のゲートにはゲート保護抵抗２
０２を介し利得制御端子１１６を設けた。

【００２２】以上の第２の実施の形態では、 ＲＦ信号
増幅用トランジスタ１０９のソースとのＲＦ信号増幅用
トランジスタ１１０のドレインの接続点のインピーダン
スを利得制御トランジスタ２０３のチャネル抵抗により
制御できるので、先の第１の実施の形態と同様な効果が
得られる上に、第１の実施の形態では利得制御用トラン
ジスタのドレインとソース間には電位差が生じないた
め、直流電流は流れず利得制御用トランジスタ１１３は
非飽和領域で動作するのに対し、本実施の形態では、利
得制御用トランジスタ２０３のドレインにソースより高
い電圧を印加することで、利得制御時に利得制御用トラ
ンジスタ２０３に直流電流が流れ、利得制御用トランジ
スタ２０３が飽和領域で動作するようにするとともに、
その電流値を電流調整用抵抗２０４により調整可能とし
た。これにより、利得制御時の利得制御用トランジスタ
の非線形性により発生する歪特性の劣化についても、利
得制御用トランジスタ２０３に流れる電流値が調整可能
なので、利得制御時の歪特性の劣化が小さくなる動作ポ
イントに設定することができる。

【００２３】図３は本発明によるミクサ回路の第１の実
施の形態を示す回路図であって、３０１は局部発振信号
入力端子、３０２は局部発振入力整合回路、３０６はバ
イパスコンデンサ、３０７は周波数変換用トランジス
タ、３０８はＲＦ信号増幅用トランジスタ、３０９は中
間周波出力整合回路、３１３は中間周波信号出力端子で
あり、局部発振入力整合回路３０２はコンデンサ３０
３、インダクタ３０４、３０５から構成され、中間周波
出力整合回路３０９はインダクタ３１０、３１１、コン
デンサ３１２より構成されており、その他、図１、図５
に対応する部分については同一符号を付し重複する説明
を省略する。

【００２４】図のミクサ回路はＲＦ信号入力端子１０１
より入力されたＲＦ信号が入力整合回路１０２を介しＲ
Ｆ信号増幅用トランジスタ３０８に入力され、ここでＲ
Ｆ信号を増幅した後、周波数変換用トランジスタ３０７
のソースに入力されるとともに、周波数変換用トランジ
スタ３０７のゲートには、局部発振信号入力端子３０１
より入力された局部発振信号が局部発振入力整合回路３
０２とバイパスコンデンサ３０６を介し入力され、周波
数変換用トランジスタ３０７において中間周波信号に周
波数変換し、この中間周波信号を中間周波出力整合回路
３０９を介し中間周波出力端子に３１３に出力する。ま
た、周波数変換用トランジスタ３０７のソースとＲＦ信
号増幅用トランジスタ３０８のドレインとの接続点と接
地間には利得制御回路１１１が接続される。

【００２５】以上の構成とすることにより、周波数変換
用トランジスタ３０７のソースとＲＦ信号増幅用トラン
ジスタ３０８のドレインとの接続点のインピーダンスを
制御できるので、利得制御回路の第１の実施の形態と同
様、利得制御機能を有し、かつ利得制御時においても入
力インピーダンス変動の少ないミクサ回路を得ることが
できる。

【００２６】図４は本発明によるミクサ回路の第２の実
施の形態を示す回路図であって、４０１は利得制御回
路、４０２はゲート保護抵抗、４０３は利得制御用トラ
ンジスタ、４０４は電流調整用抵抗、４０５は高周波接
地コンデンサであり図３および図５に対応する部分には
同一符号を付し重複する説明を省略する。

【００２７】図のミクサ回路は図３の第１の実施の形態
を示す回路図と比較して、周波数変換用トランジスタ３
０７のソースとのＲＦ信号増幅用トランジスタ３０８の
ドレインの接続点に、利得制御用のトランジスタ４０３
のソースを接続し、ドレインには高周波接地コンデンサ
４０５により高周波接地されるとともに、電流調整用抵
抗４０４を介し電源１２１に接続し、ドレインに周波数
変換用トランジスタ３０７のソースとのＲＦ信号増幅用
トランジスタ３０８のドレインの接続点よりも高い電圧
が加わるようにした。さらに、利得制御用のトランジス
タ４０３のゲートにはゲート保護抵抗４０２を介し利得
制御端子１１６を設けた。

【００２８】以上の第２の実施の形態では、周波数変換
用トランジスタ３０７のソースとのＲＦ信号増幅用トラ
ンジスタ３０８のドレインの接続点のインピーダンスを
利得制御トランジスタ４０３のチャネル抵抗により制御
できるので、先のミクサ回路の第１の実施の形態と同様
な効果が得られる上に、利得制御増幅回路の第２の実施
の形態で示したように、本実施の形態では、利得制御時
に利得制御用トランジスタ４０３に直流電流を流し、飽
和領域で動作させるとともに、その電流値を調整可能と
したことで、利得制御時の利得制御用トランジスタの非
線形性により発生する歪特性の劣化についても、利得制
御用トランジスタ４０３に流れる電流値が調整可能なの
で、利得制御時の歪特性の劣化が小さくなる動作ポイン
トに設定することができる。

【００２９】次に本発明の実施の形態における効果を図
６を参照して説明する。図６は図１の利得制御増幅回路
の第１の実施の形態と、図５の利得制御回路の従来技術
で示した回路の入力整合特性のシミュレーション結果を
示したものである。図６においてのシミュレーション
は、入力ＲＦ信号周波数８５０ＭＨｚ、電源電圧３Ｖ、
利得制御電圧を０から３Ｖまで変化したときの利得制御
量に対するＲＦ信号入力端子の電圧定在波比（ＶＳＷ
Ｒ）特性を計算したものであり、図６の横軸は利得制御
量、縦軸は電圧定在波比である。図から図５の従来技術
で示した利得制御回路では、利得制御時に入力インピー
ダンス変化が大きくＶＳＷＲが劣化しているのに対し、
図１の第１の実施の形態のようにＲＦ信号増幅トランジ
スタをカスコード接続し、その接続点のインピーダンス
を制御する方が利得制御時の入力インピーダンスの変動
を小さくできる。

【００３０】次に、上述した実施の形態における利得制
御増幅回路およびミクサ回路を用いた送信機および受信
機を図７を参照して説明する。図７は送受信機能を有す
るセルラ電話のブロック図を示したものであり、７０１
は送受信兼用アンテナ、７０２、７０４、７０６、７１
７、７２０はバンドパスフィルタ、７０３、７１８は利
得制御増幅回路、７０５、７１５はミクサ回路、７０７
は音声復調回路、７０８はスピーカ、７０９、７１６は
局部発振信号増幅回路、７１０は送受信兼用の局部発振
回路、７１１はＰＬＬ回路、７１２は制御回路、７１３
はマイクロホン、７１４は音声変調回路、７１９は電力
増幅回路を備える。また、図７の利得制御増幅回路７０
３、７１８には、少なくとも図１および図２に示した利
得制御増幅回路を用い、ミクサ回路７０５、７１５に
は、少なくとも図３および図４に示したミクサ回路を用
いる。

【００３１】図のセルラ電話について、まずは基地局よ
り送信された８５０ＭＨｚ帯あるいは１.９ＧＨｚ帯の
ＲＦ信号を受信する場合について説明する。図７におい
て、基地局より送信されたＲＦ信号は、送受信兼用アン
テナ７０１より受信され、バンドパスフィルタ７０２に
より受信帯域以外を減衰させた後、利得制御増幅回路７
０３に入力される。入力されたＲＦ信号は受信信号レベ
ルに応じて増幅あるいは減衰され、バンドパスフィルタ
７０４を介し、ミクサ回路７０５に入力される。ミクサ
回路では、局部発振信号増幅回路７０９により増幅され
た送受信兼用の局部発振回路７１０からの局部発振信号
により、入力されたＲＦ信号をＲＦ信号レベルに対応し
たレベルの中間周波信号に周波数変換し、バンドパスフ
ィルタ７０６を介し音声復調回路７０７に入力する。音
声復調回路７０７では入力された中間周波信号を音声信
号に復調し、スピーカ７０８で音声信号を出力する。

【００３２】次に、セルラ電話から基地局にＲＦ信号を
送信する場合について説明する。図７において、マイク
ロホン７１３より出力された音声信号は音声変調回路７
１４により中間周波信号として変調出力され、ミクサ回
路７１５に入力される。入力された中間周波信号はミク
サ回路７１５において、局部発振信号増幅回路７１６に
より増幅された送受信兼用の局部発振回路７１０からの
局部発振信号により、所望の送信出力レベルに対応した
レベルのＲＦ信号に周波数変換出力され、バンドパスフ
ィルタ７１７を介し利得制御増幅回路７１８に入力され
る。利得制御増幅回路７１８では、入力されたＲＦ信号
を所望の送信出力レベルに対応したレベルに増幅あるい
は減衰させた後、電力増幅回路７１９により電力増幅さ
れ、バンドパスフィルタ７２０を介し送受信兼用アンテ
ナにより基地局に送信する。

【００３３】なお、制御回路７１２では受信信号レベル
に応じ利得制御回路７０３およびミクサ回路７０５の利
得制御を行うとともに、受信信号レベルが小さい場合に
は基地局からの距離が離れていると判断し、送信信号レ
ベルを大きく、受信信号レベルが大きい場合には送信信
号レベルが小さくなるように利得制御増幅回路７１８お
よびミクサ回路７１５の利得を制御する。さらに制御回
路７１２はＰＬＬ回路７１１を制御して送受信兼用の局
部発振回路７１０の発振周波数を制御する。また、受信
信号周波数と送信信号周波数は互いに混信を防ぐため、
異なる周波数に設定するとともに、送信信号が受信機側
に漏れ込んだり、あるいは受信信号が送信機側に漏れ込
むことで、混変調妨害が発生しないよう、バンドパスフ
ィルタ１０２および７２０を設け互いの信号が漏れ込む
のを防いでいる。

【００３４】以上の図７のセルラ電話において受信機
側、送信機側とも従来技術で示す利得制御増幅回路およ
び従来技術で示す利得制御増幅回路と同様な利得制御手
段を有するミクサ回路を用いた場合、利得制御時に入力
インピーダンスの変動が大きいため、前段の回路とのイ
ンピーダンスの不整合が生じる。図７では、例えば受信
機側のバンドパスフィルタ７０２と利得制御増幅回路７
０３の接続のように前段がフィルタ回路の場合、インピ
ーダンスが不整合となるとフィルタ特性が劣化し、通過
帯域でリップルが生じることで利得制御増幅回路７０３
のＮＦ特性が劣化したり、送信周波数帯の減衰量が不十
分となることで電力増幅回路７１９より出力された送信
信号が利得制御増幅回路７０３に漏れ込んで受信信号に
対し混変調妨害を与えたり、インピーダンスの不整合に
よる発生する反射波が他の回路に飛び込む等の問題があ
った。このため、利得制御増幅回路７０３および７１８
に、少なくとも本利得制御増幅回路の第１の実施の形態
および第２の実施の形態を用いるとともに、ミクサ回路
７０５、７１５に少なくとも本ミクサ回路の第１の実施
の形態および第２の実施の形態を用いることにより、利
得制御時の飛び込みや漏れ込みにより発生する混変調妨
害や相互変調妨害に強いセルラ電話を得ることができ
る。

【００３５】

【発明の効果】本発明によれば、利得制御回路は利得制
御時に入力インピーダンスの変動が小さくなる構成なの
で、これを増幅回路やミクサ回路に用いれば利得制御時
に入力インピーダンスの変動が小さい利得制御回路、ミ
クサ回路を得ることができ、さらに、これらを受信機や
送信機に用いれば利得制御時の飛び込みや漏れ込みによ
り発生する混変調妨害や相互変調妨害に強い受信機や送
信機を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明による利得制御増幅回路の第１の実施の
形態を示す回路図である。

【図２】本発明による利得制御増幅回路の第２の実施の
形態を示す回路図である。

【図３】本発明によるミクサ回路の第１の実施の形態を
示す回路図である。

【図４】本発明によるミクサ回路の第２の実施の形態を
示す回路図である。

【図５】従来の利得制御増幅回路の一例を示す回路図で
ある。

【図６】従来の利得制御増幅回路と本発明による利得制
御増幅回路の第１の実施の形態の利得制御量に対する整
合特性を示す特性図である。

【図７】本発明の実施の形態を用いた受信機および送信
機の一例示すブロック図図である。

【符号の説明】

１０１…ＲＦ信号入力端子 １０２…入力整合回路 １０８、１１９、１２１…高周波接地コンデンサ １０９、１１０、３０８、５１０…ＲＦ信号増幅用トラ
ンジスタ １１６…利得制御端子 １１１、２０１、４０１、５０２…利得制御回路 １１３、２０３、４０３、５０４…利得制御用トランジ
スタ １２０…電源 １２２…出力整合回路 １２６… ＲＦ信号出力端子 ３０１…局部発振信号入力端子 ３０２…局部発振整合回路 ３０７…周波数変換用トランジスタ ３０９…中間周波整合回路 ３１３…中間周波信号出力端子

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 池戸 浩靖 神奈川県横浜市戸塚区吉田町292番地 株 式会社日立製作所デジタルメディア開発本 部内 Ｆターム(参考） 5J100 JA01 KA05 LA00 QA01 SA01 SA02 5K011 DA03 DA12 DA13 EA03 FA07 GA05 GA06 JA01 JA04 JA09 JA10 KA08 KA13

Claims (8)

【特許請求の範囲】
1. 【請求項１】ドレインに第１の負荷回路を接続し、ゲー
   トを高周波接地した第１のトランジスタのソースと第２
   のトランジスタのドレインをカスコード接続し、前記第
   ２のトランジスタのゲートから信号を入力し、前記第１
   のトランジスタのドレインより入力信号を増幅して出力
   する増幅回路において、 前記第１のトランジスタのソースと第２のトランジスタ
   のドレインの接続点と接地間に、制御電圧により高周波
   的にインピーダンスが変化する利得制御のための第１の
   可変抵抗器を接続したことを特徴とする利得制御増幅回
   路。
2. 【請求項２】入力信号を増幅あるいは減衰し出力する請
   求項１記載の利得制御増幅回路において、 第１の可変抵抗器として、第１のトランジスタのソース
   と第２のトランジスタのドレインの接続点にドレインと
   ソース間に第１の抵抗が並列接続された第３のトランジ
   スタのドレインを接続し、ソースを高周波接地するとと
   もに、ゲートに第２の抵抗を介し、第１の制御電圧端子
   を設けたことを特徴とする利得制御増幅回路。
3. 【請求項３】入力信号を増幅あるいは減衰し出力する請
   求項１記載の利得制御増幅回路において、 第１の可変抵抗器として、第１のトランジスタのソース
   と第２のトランジスタのドレインの接続点に、第４のト
   ランジスタのソースを接続し、ドレインに前記第１のト
   ランジスタのソースと第２のトランジスタのドレインの
   接続点よりも高い電位の電圧を第３の抵抗を介し印加す
   るとともに、ゲートに第４の抵抗を介し、第２の制御電
   圧端子を設けたことを特徴とする利得制御増幅回路。
4. 【請求項４】第５のトランジスタのソースと第６のトラ
   ンジスタのドレインを接続し、前記第５のトランジスタ
   のドレインに第２の負荷回路を接続するとともに、前記
   第６のトランジスタのゲートから無線周波信号を入力
   し、前記第５のトランジスタのゲートより局部発振信号
   を入力し、前記第５のトランジスタのドレインより前記
   無線周波信号を前記局部発振信号により周波数変換して
   得られる中間周波信号を出力するカスコード接続のミク
   サ回路において、 前記第５のトランジスタのソースと第６のトランジスタ
   のドレインの接続点と接地間に、制御電圧により高周波
   的にインピーダンスが変化する利得制御のための第２の
   可変抵抗器を接続したことを特徴とするミクサ回路。
5. 【請求項５】入力された無線周波信号を局部発振信号に
   より中間周波信号に周波数変換出力し、かつ、無線周波
   信号に対し、変換利得制御機能を有する請求項４記載の
   ミクサ回路において、 第２の可変抵抗器として、第５のトランジスタのソース
   と第６のトランジスタのドレインの接続点にドレインと
   ソース間に第５の抵抗が並列接続された第７のトランジ
   スタのドレインを接続し、ソースを高周波接地するとと
   もに、ゲートに第６の抵抗を介し、第３の制御電圧端子
   を設けたことを特徴とする変換利得制御可能なミクサ回
   路。
6. 【請求項６】入力された無線周波信号を局部発振信号に
   より中間周波信号に周波数変換出力し、かつ、無線周波
   信号に対し、変換利得制御機能を有する請求項４記載の
   ミクサ回路において、 第２の可変抵抗器として、第５のトランジスタのソース
   と第６のトランジスタのドレインの接続点に、第８のト
   ランジスタのソースを接続し、ドレインに前記第５のト
   ランジスタのソースと第６のトランジスタのドレインの
   接続点よりも高い電位の電圧を第７の抵抗を介し印加す
   るとともに、ゲートに第８の抵抗を介し、第４の制御電
   圧端子を設けたことを特徴とする変換利得制御可能なミ
   クサ回路。
7. 【請求項７】無線周波信号を受信信号レベルにより増幅
   あるいは減衰し出力する利得制御増幅回路と、前記利得
   制御増幅回路より出力された無線周波信号を局部発振信
   号により中間周波信号に周波数変換出力し、かつ、前記
   中間周波信号を受信信号レベルにより変換利得制御可能
   なミクサ回路を有する受信機において、 前記利得制御増幅回路には、少なくとも、請求項１、２
   および３記載の利得制御増幅回路を用い、前記ミクサ回
   路には、少なくとも、請求項４、５および６記載のミク
   サ回路を用いたことを特徴とする受信機。
8. 【請求項８】変調回路において変調出力される中間周波
   信号を局部発振信号により、無線周波信号に周波数変換
   出力し、かつ、前記無線周波信号を所望の信号レベルに
   出力する変換利得制御可能なミクサ回路と、前記ミクサ
   回路より出力された無線周波信号を所望の信号レベルに
   出力する利得制御増幅回路を有する送信機において、 前記ミクサ回路には、少なくとも、請求項４、５および
   ６記載の変換利得制御可能なミクサ回路を用い、前記利
   得制御増幅回路には、少なくとも、請求項１、２および
   ３記載の利得制御増幅回路を用いたことを特徴とする送
   信機。