CN106575975B - 半导体器件 - Google Patents

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Abstract

在设置于一个实施方式的半导体器件的RFIC中，将接收用的低噪声放大器(41)和发送用的功率放大器(11)与共用的天线连接端子(5)连接。在天线连接端子(5)和LNA(41)之间连接有用于阻抗匹配的电路(31)，且与该电路(31)并联地连接有半导体开关(SW1)。

Description

半导体器件
技术领域
本发明涉及一种半导体器件，例如涉及适用于无线通信机用的高频集成电路(RFIC：Radio Frequency Integrated Circuit(射频识别电路))的半导体器件。
背景技术
目前，在无线收发机的前端部，使用平衡-不平衡变换器、半导体开关、及匹配电路等多个外置零件，但为了实现低成本化及省空间化等，这些外置零件大多逐步被置换为片装零件。
例如，美国专利申请公开第2013/0078931号说明书(专利文献1)中公开有将平衡-不平衡变换器及半导体开关以片装的形式集成化了的收发前端。如专利文献1的图2所记载的那样，收发前端包含低噪声放大器(LNA：Low－Noise Amplifier)、功率放大器(PA：PowerAmplifier)、互感器(平衡-不平衡变换器)、半导体开关、匹配电路及天线。它们中，匹配电路及天线是外置零件，其他是片装零件。
具体而言，从功率放大器输出的差分信号通过互感器转换成单端信号。互感器的输出信号经由匹配电路供给向天线。相反，由天线接收到的信号经由匹配电路及半导体开关输入至低噪声放大器。在此，半导体开关在进行发送动作时被切换为断开，在进行接收动作时被切换为接通。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：美国专利申请公开第2013/0078931号说明书
发明内容
上述专利文献1所示的前端的结构中，由天线接收到的信号经由半导体开关输入至低噪声放大器，所以存在因半导体开关的插入损耗而使接收灵敏度变差的问题。
另一方面，与上述结构相反，在天线匹配电路和低噪声放大器之间未设置半导体开关，而在天线匹配电路和互感器之间设置有半导体开关的情况下，半导体开关在进行发送时被切换为接通，在进行接收时被切换为断开。在该情况下，发送效率因半导体开关的插入损耗而降低，所以功率放大器的耗电量会增加。
其他课题和新的特征将根据本说明书的叙述及附图变得明确。
在设置于一个实施方式的半导体器件的RFIC中，将接收部和发送部与共用的天线连接端子连接。在天线连接端子和接收部之间连接有用于阻抗匹配的电路，且与该电路并联地连接有半导体开关。
发明效果
根据上述实施方式，能够抑制接收灵敏度的劣化及发送效率的降低。
附图说明
图1是表示第一实施方式的半导体器件的结构的框图。
图2是表示图1的前端部的更详细的结构例的框图。
图3是用于对发送动作时的接收用匹配电路的动作进行说明的图。
图4是表示图2的接收用匹配电路的变形例的电路图。
图5是表示第二实施方式的半导体器件1的结构的框图。
图6是表示图5的前端部的更详细的结构的电路图。
图7是表示可变电容元件的结构例的电路图。
图8是表示图5的PA的结构例的电路图。
图9是表示图5的LNA的结构例的电路图。
图10是表示第三实施方式的半导体器件所使用的RFIC的前端部的结构的电路图。
图11是表示第四实施方式的半导体器件所使用的RFIC的前端部的结构的电路图。
图12是表示图6的前端部的布局的一例的俯视图。
图13是表示平衡-不平衡变换器的电流增益的频率特性的图。
图14是表示第六实施方式的半导体器件中设置的RFIC的前端部的结构的电路图。
图15是表示图14的前端部的布局的俯视图。
具体实施方式
以下，参照附图详细说明各实施方式。此外，对相同或相当的部分标注同一参照附图标记，有时不再重复对其进行说明。
＜第一实施方式＞
[半导体器件的概略结构]
图1是表示第一实施方式的半导体器件的结构的框图。参照图1，半导体器件1用于无线收发机。半导体器件1是将微控制器单元(MCU：Micro－Controller Unit)2及高频集成电路(RFIC：Radio Frequency Integrated Circuit)3等半导体芯片封装而成的装置。
MCU2包含CPU(Central Processing Unit：中央处理器)、RAM(Random AccessMemory：随机存储器)、ROM(Read Only Memory：只读存储器)和接口电路等。MCU2将向外部发送的数据输出到RFIC3，并且从RFIC3接收从外部接收到的数据。MCU2进一步控制构成RFIC3的各模块。
RFIC3是利用高频(RF：Radio Frequency(射频))电波的无线通信用的集成电路(IC：Integrated Circuit)。如图1所示，RFIC3包含发送部10、发送用匹配电路20、接收用匹配电路30、接收部40、控制部50和天线连接端子5。在天线连接端子5上电连接有天线4。
发送部10将从控制部50输出的基带发送信号转换成高频发送信号。发送用匹配电路20是用于进行天线4的阻抗匹配的电路。阻抗匹配是指在将阻抗不同的高频电路彼此连接时，以供给功率成为最大的方式调整电路间的阻抗。从发送部10输出的高频发送信号经由发送用匹配电路20向天线4供给。
接收部40将由天线4接收到的高频接收信号转变成低频的基带接收信号。接收用匹配电路30是用于进行接收部40的阻抗匹配的电路。由接收部40生成的基带接收信号被输入至控制部50。
控制部50进行用于向发送部10输出的基带发送信号的调制和从接收部40接收到的基带接收信号的解调。控制部50还控制发送用匹配电路20的动作及接收用匹配电路30的动作。
[匹配电路的结构]
图2是表示图1的前端部的更详细的结构例的框图。图2中，除图1的天线4、天线连接端子5、发送用匹配电路20及接收用匹配电路30之外，还示出设置于发送部10的最终级的功率放大器(PA：Power Amplifier)11、设置于接收部40的初级的低噪声放大器(LNA：Low－Noise Amplifier)41。在RFIC进行发送动作时，使向LNA41供给的电源断开(向PA11供给的电源接通)。另一方面，在RFIC进行接收动作时，使向PA11供给的电源断开(向LAN41供给的电源接通)。
参照图2，接收用匹配电路30包含具有固定的阻抗Zs的电路31、和与电路31并联连接的半导体开关SW1。半导体开关SW1的接通及断开例如根据图1的控制部50的控制信号进行控制。电路31的阻抗Zs被调整成与LNA41的输入阻抗一同以输入信号角频率ωin构成串联谐振电路。
在LNA41由MOS(Metal Oxide Semiconductor：金属氧化物半导体)晶体管构成的情况下，LNA41的输入阻抗主要是输入电容Cin＿lna(电容值Cin_lna)。在该情况下，若电路21由电感器Ls(电感值Ls)构成，则共振角频率ωin通过下式子(1)赋予。
[数学式1]
发送用匹配电路20包含具有阻抗Zm＿tx的电路21。阻抗Zm＿tx优选能够变更。阻抗Zm＿tx被调整成至少在RFIC进行发送动作时，与天线4的阻抗一同以高频发送信号的频率构成串联谐振电路。在电路21的阻抗Zm＿tx为可变的情况下，例如，以阻抗Zm＿tx根据来自图1的控制部50的控制信号进行变化的方式构成电路21。
[匹配电路的动作]
在RFIC进行接收动作时，如图2所示，半导体开关SW1被控制成为断开状态(开状态)。在该情况下，由天线4接收到的高频接收信号51经由阻抗Zs的电路21输入至LNA41。阻抗Zs被调整成与LNA41的输入阻抗一同以高频接收信号51的频率构成串联谐振电路，因此，LNA41的输入信号的振幅增大。其结果为，高频接收信号51被高效地输入高频接收信号51。
在发送用匹配电路20的阻抗Zm＿tx为可变的情况下，RFIC进行接收动作时的阻抗Zm＿tx被调整为与在发送动作时相比为高阻抗。由此，能够进一步降低高频接收信号51的损耗。
图3是用于说明发送动作时的接收用匹配电路的动作的图。参照图3，在RFIC进行发送动作时，从PA11输出的高频发送信号52经由发送用匹配电路20(阻抗Zm＿tx的电路21)供给至天线4。阻抗Zm＿tx被调整成与天线4的阻抗一同以高频发送信号52的频率构成串联谐振电路，因此，高频发送信号52被高效地供给至天线4。
另一方面，如图3所示，半导体开关SW1被控制成为接通状态(闭状态)。在该情况下，高频信号的传送路径主要成为从半导体开关SW1通过的路径，该路径的特性阻抗不与LNA41的输入阻抗一同构成串联谐振电路，因此，向LNA41的输入信号振幅小。其结果为，能够降低PA11的输出损耗。
根据如上说明的接收用匹配电路30的结构及动作，由于半导体开关SW1不在高频接收信号51及高频发送信号52的传送路径上，所以不会产生半导体开关SW1的插入损耗。因此，相较于现有技术，能够实现损耗少的前端部。
[匹配电路的变形例]
图4是表示图2的接收用匹配电路的变形例的电路图。图4的接收用匹配电路30包含具有可变的阻抗Zm＿rx的电路32。电路32例如构成为使阻抗Zm＿rx根据来自图1的控制部50的控制信号而变化。发送用匹配电路20与图2及图3的情况相同，因此，不再重复说明。
在RFIC进行接收动作时，阻抗Zm＿rx被调整成与LNA41的输入阻抗一同构成串联谐振电路。其结果为，LNA41的输入信号的振幅增大，因此，高频接收信号51被高效地输入高频接收信号51。
在RFIC进行发送动作时，阻抗Zm＿rx被调整成与接收动作时不同的值，以便于不与LNA41的输入阻抗一同构成串联谐振电路。其结果为，LNA41的输入信号的振幅减小，因此，能够降低PA11的输出损耗。
＜第二实施方式＞
第二实施方式中，对将第一实施方式中说明的匹配电路的结构适用于对应于Bluetooth(蓝牙，注册商标)Low Energy(BLE：蓝牙低能耗)的收发器的例子进行说明。
[半导体器件的结构]
图5是表示第二实施方式的半导体器件1的结构的框图。图5的半导体器件1的基本结构与图1的情况相同。即，半导体器件1包含MCU2及RFIC3，RFIC3包含发送部10、发送用匹配电路20、接收用匹配电路30、接收部40、控制部50及天线连接端子5。
参照图5，发送部10包含PA11和本地振荡器(LO：Local Oscillator)12。LO12是通过电压控制振荡器(VCO：Voltage Controlled Oscillator)控制PLL(Phase Lock Loop：锁相环)频率合成器的振荡频率的方式。BLE是GFSK(Gaussian－filtered Frequency ShiftKeying：高斯频移键控)调制，因此，通过利用来自控制部50的数字信号直接控制VCO，调制VCO的振荡信号。
由LO12生成的高频发送信号通过PA11放大后，经由发送用匹配电路向天线4供给。
接收部40通过正交解调而将高频接收信号转换成基带信号。正交解调所需的本地振荡器共用发送部10的振荡器。如图5所示，接收部40包含LNA41、混频器42、43、低通滤波器(LPF：Low Pass Filter)44、45、模拟数字变换器(ADC:Analog to Digital Converter)46、47、1/2分频器48。
1/2分频器48基于LO12的输出信号来生成相互偏移90°相位的第一本地振荡信号和第二本地振荡信号。混频器42将通过LNA41放大了的高频接收信号和第一本地振荡信号相乘，输出相乘结果。LPF44取出混频器42的输出信号中的基带信号成分。LPF44的输出信号通过ADC46被转换成数字信号并取入至控制部50。同样地，混频器43将通过LNA41放大了的高频接收信号和第二本地振荡信号相乘，输出相乘结果。LPF45取出混频器43的输出信号中的基带信号成分。LPF43的输出信号通过ADC47被转换成数字信号并取入至控制部50。
上述说明的发送部10及接收部40的转换方式是直接转换方式，但也可以是使用IF(中间频率：Intermediate Frequency)信号的其他方式(超外差方式等)。此外，控制部50及MCU2的动作与第一实施方式的情况相同，所以不再重复说明。
[匹配电路的结构及动作]
图6是表示图5的前端部的更详细结构的电路图。
图6中，除图5的天线4、天线连接端子5、发送用匹配电路20、及接收用匹配电路30、PA11、LNA41之外，还追加了平衡-不平衡变换器22及可变电容元件Cin＿tx。进而，LNA41为了实现低耗电量而使用单端的部件，但在PA11为了降低二次谐波而使用全差分型的部件这一点上，图6的结构与图5的结构不同。
参照图6，平衡-不平衡变换器22由包含初级线圈L1及次级线圈L2的互感器构成。在初级线圈L1的两端分别连接有PA11的差分输出端子。次级线圈L2的一端与接地节点GND连接，另一端与发送用匹配电路20连接。平衡-不平衡变换器22为了将从PA11输出的差分信号变换为单端信号而设置。
可变电容元件Cin＿tx与构成平衡-不平衡变换器22的互感器的初级线圈L1并联连接。以可变电容元件Cin＿tx和初级线圈L1(电感值L1)构成并联共振电路的方式调整可变电容元件Cin＿tx的电容值Cin_tx。在该情况下的并联共振角频率与高频发送信号的角频率ω0相等，通过下式示出。
[数学式2]
发送用匹配电路包含π型的LC滤波器23。LC滤波器23包含电感器Lhd3、可变电容元件Cm＿tx和可变电容元件Cout＿tx。电感器Lhd3连接于平衡-不平衡变换器22的次级线圈L2和天线连接端子5之间。可变电容元件Cm＿tx及Cout＿tx分别连接于电感器Lhd3的两端和接地节点GND之间。
π型LC滤波器23为了将从PA11输出的三次谐波除去而设置。在将可变电容元件Cm＿tx的电容值设为Cm_tx，将可变电容元件Cout＿tx的电容值设为Cout_tx，将电感器Lhd3的电感值设为Lhd3时，并联共振条件通过下式示出。在进行发送动作时，以满足下式的方式调整可变电容元件Cm＿tx及Cout＿tx的电容值。
[数学式3]
另一方面，在进行接收动作时，为了抑制高频接收信号的损耗，可变电容元件Cm＿tx及Cout＿tx的电容值被设定为能够设定的值中最小的值。即，发送用匹配电路20的阻抗被设定为比发送动作时大的值。
进而，在进行接收动作时，通过调整可变电容元件Cin＿tx的电容值，能够除去接收信号中特定的角频率成分ωnotch的信号。具体而言，在将平衡-不平衡变换器22的初级线圈L1的电感值设为L1，将初级线圈L2的电感值设为L2，将电感器Lhd3的电感值设为Lhd3，将可变电容元件Cin＿tx的电容值设为Cin_tx时，被除去的角频率成分ωnotch通过下式示出。此外，下式能够以电感器Lhd3、次级线圈L2、及电容元件Cin＿tx(电容值使用换算成互感器的次级侧的值)构成串联谐振电路的条件导出。
[数学式4]
此外，在接收部40采用如超外差方式那种使用IF(中间频率：IntermediateFrequency)信号的方式的情况下，除期望波以外，图像波也同样被转换成IF带。在该情况下，通过使用上述的方法，能够将作为不需要信号的图像波除去。
[可变电容元件、PA11、及LNA41的结构例]
以下，对可变电容元件、PA11、及LNA41的结构例进行说明。
图7是表示可变电容元件的结构例的电路图。参照图7，可变电容元件包含并联连接于节点ND1和节点ND2之间的m个电容元件CP1、CP2、……、CPm、与电容元件CP1、CP2、……、CPm分别对应的m个半导体开关Q1、Q2、……、Qm。各半导体开关与对应的电容元件串联连接。通过将半导体开关Q1、Q2、……、Qm各自切换为接通或断开，能够调整可变电容元件的电容值。
图8是表示图5的PA的结构例的电路图。参照图8，PA11通过将2个推挽型D类放大器63、64并联连接而构成。
具体而言，放大器63包含相互串联连接于电源线61和接地线62之间的PMOS(P－channel MOS：p沟道MOS)晶体管M14和NMOS(N－channel MOS：n沟道MOS)晶体管M12。晶体管M14及M12的栅极与正极侧的输入节点IN＿P连接，晶体管M14及M12的漏极与负极侧的输出节点OUT＿N连接。
同样地，放大器64包含相互串联连接于电源线61和接地线62之间的PMOS晶体管M13和NMOS晶体管M11。晶体管M13及M11的栅极与负极侧的输入节点IN＿N连接，晶体管M13及M11的漏极与正极侧的输出节点OUT＿P连接。
图9是表示图5的LNA的结构例的电路图。参照图9，LNA41包含NMOS晶体管M21、M22、负载阻抗65、晶体管M21用的偏压设定电路66、晶体管M22用的偏压设定电路67、信号输入用的电容器C21。
晶体管M21、M22及负载阻抗65通过按该排列顺序串联连接于接地线62和电源线61之间，构成所谓的共源共栅放大电路。负载阻抗65包含相互并联连接的电感器L21和电容器C22。晶体管M22和负载阻抗65的连接节点(晶体管M22的漏极)与输出节点OUT连接。晶体管M21的栅极经由电容器C21与输入节点IN连接。
偏压设定电路66包含电流源I21、NMOS晶体管Mb1、电阻元件R21。晶体管Mb1和电流源I21按该排列顺序串联连接于接地线62和电源线61之间。晶体管Mb1的栅极与自身的漏极连接，并且经由电阻元件R21与晶体管M21的栅极连接。
偏压设定电路67包含电流源I22、和NMOS晶体管Mb2、Mb3、……、Mbx。晶体管Mb2、Mb3、……、Mbx和电流源I22按该排列顺序串联连接于接地线62和电源线61之间。晶体管Mbx的漏极与晶体管Mb2、Mb3、……、Mbx的各栅极连接，并且与晶体管M22的栅极连接。
[效果]
上述结构的前端部实现以下效果。
(1)由输入输出差分信号的全差分放大器构成PA11，由此，PA11的输出信号中所含的偶数次的谐波消失，从而能够降低二次谐波成分。
(2)通过设置片装的平衡-不平衡变换器22，能够削减零件数量，并且能够减小印刷基板上的安装面积。
(3)通过设置片装的π型LC滤波器23，能够降低PA11的输出信号中所含的三次谐波成分。进而，与外置的LC滤波器的情况相比，能够削减零件数量，并且能够减小印刷基板上的安装面积。
(4)通过由相互并联连接的电感器Ls和半导体开关SW1构成接收用匹配电路30，能够提高接收动作时的接收机整体的增益，并且能够在进行发送动作时抑制PA11的输出损耗。
＜第三实施方式＞
图10是表示第三实施方式的半导体器件中所使用的RFIC的前端部的结构的电路图。图10的前端部的结构中的接收用匹配电路30的结构与图6的情况不同。图10的其他结构与图6的情况相同，因此，对于相同或相当的部分标注同一参照附图标记，不再重复说明。
参照图10，接收用匹配电路30包含连接于天线连接端子5与LNA41的输入节点之间的电感器Ls、和连接于LNA41的输入节点与接地节点GND之间的可变电容元件Cin＿rx。
在进行发送动作时，以电感器Ls(电感值Ls)、可变电容元件Cin＿rx、及输入电容Cin＿lna(固定容量)不以高频输入信号的角频率ωin构成串联谐振电路的方式调整可变电容元件Cin＿rx的电容值Cin_rx。由此，能够抑制PA11的输出损耗。
在进行接收动作时，相反，以电感器Ls(电感值Ls)、可变电容元件Cin＿rx、及输入电容Cin＿lna(电容值Cin_lna)以信号角频率ω0构成串联谐振电路的方式调整可变电容元件Cin＿rx的电容值Cin_rx。在该情况下的共振角频率ωin通过下式示出。
[数学式5]
根据上式(5)，通过使可变电容元件Cin＿rx的电容值Cin_rx变化，能够改变LNA41的输入信号的振幅为最大的频率。因此，根据第三实施方式的半导体器件，能够扩大能够保证良好的接收特性的频率范围。进而，能够提高对于电容元件的制造偏差的耐受性，因此，能够提高成品率。第三实施方式的其他效果与第二实施方式的情况相同，因此，不再重复说明。
＜第四实施方式＞
图11是表示第四实施方式的半导体器件中所使用的RFIC的前端部的结构的电路图。图11的前端部中，图10的可变电容元件Cin＿rx由半导体开关SW2取代。图11的其他结构与图10的情况(因而为图6的情况)相同，因此，对于相同或相当的部分标注同一参照附图标记，不再重复说明。
以电感器Ls和输入电容Cin＿lna(电容值Cin_lna)以高频输入信号的角频率ωin构成串联谐振电路的方式调整电感器Ls的电感值Ls。在该情况下的共振角频率ωin通过上述式(1)示出。
在进行发送动作时，通过将半导体开关SW2设为接通，电感器Ls(电感值Ls)及输入电容Cin＿lna(电容值Cin_lna)不以高频输入信号的角频率ωin构成串联谐振电路。由此，能够抑制PA11的输出损耗。相反，在进行接收动作时，原则上通过将半导体开关SW2设为断开，使电感器Ls(电感值Ls)及输入电容Cin＿lna(电容值Cin_lna)以高频输入信号的角频率ωin构成串联谐振电路。由此，能够提高高频输入信号的接收效率。
此外，在进行接收动作时，在与接收期望波一同还接收了非常强的无用波的情况下，通过将半导体开关SW2设为接通，抑制向LNA41的输入信号的振幅。由此，能够以使LNA41不饱和的方式维持线形增幅特性。第四实施方式的其他效果与第二实施方式的情况相同，因此，不再重复说明。
＜第五实施方式＞
第五实施方式中，对第二实施方式中说明的前端部的布局进行说明。图12是表示图6的前端部的布局的一例的俯视图。
参照图12，在半导体基板SUB的周边部设置有天线连接端子5和接地端子70～73。天线连接端子5及接地端子70～73用作用于与半导体封装的引线架连接的焊盘(bondingpad)。在图12的情况下，天线连接端子5设置于半导体基板上的+X方向的端部，接地端子70～73设置于半导体基板上的－Y方向的端部。
PA11、可变电容元件Cin＿tx、平衡-不平衡变换器22、及LC滤波器23在与天线连接端子5相比更靠半导体基板SUB的中央的位置设置于接近天线连接端子5的位置。将上述PA11等模块设置于接近天线连接端子5的位置的理由是因为能够尽可能地减少高频发送信号的损耗。
LNA11及接收用匹配电路30配置于与上述PA11等模块相比更远离天线连接端子5的位置。因此，为了将接收用匹配电路30和天线连接端子5连接，设置有沿X方向延伸的信号布线77。此外，为了缩小电路面积，LNA11及接收用匹配电路30配置在接近上述PA11等电路模块的位置。
接地端子70～73与平衡-不平衡变换器22的次级线圈(图6的L2)的一端连接。由于在平衡-不平衡变换器22的次级线圈中流通较大的电流，所以次级线圈与多个接地端子连接。
第五实施方式中，在将平衡-不平衡变换器22的次级线圈和接地端子70～73连接的接地布线的布局上具有特征。具体而言，如图12所示，从平衡-不平衡变换器22引出的接地布线74被分支成沿－X方向延伸的第一接地布线75和沿相反方向的+X方向延伸的第二接地布线76。第一接地布线75与接地端子70、71连接，第二接地布线76与接地端子72、73连接。接地布线75及76沿着信号布线77配置。
根据上述接地布线的布局，通过在第一接地布线75中流通的电流81产生磁场83，且通过该磁场83使信号布线77中流通感应电流。进而，通过在第二接地布线76中流通的电流82产生磁场84，且通过该磁场84使信号布线77中流通感应电流。但是，电流81和82因为以大致相同的振幅向相反方向流通(因而成为相反相位)，所以通过磁场83及84使信号布线77中产生的感应电流相互抵消。因此，流入LNA41的总的感应电流成为0，因此，能够抑制进行发送动作时的、PA11的输出损耗。特别是，在为图6所示的电路结构的情况下，因为在进行发送动作时不通过半导体开关SW1切断到达LNA41的信号路径，所以上述效果至为重要。
图13是表示平衡-不平衡变换器的电流增益的频率特性的图。图13中，实线90表示本实施方式的前端部的布局的情况下的特性，图12中，虚线91表示未设置有接地端子72、73及第二接地布线76的比较例的情况下的特性。在比较例的情况下，发送信号的频率fRF的3倍的频率即三次谐波的特性劣化，但在本实施方式的情况下，能够改善特性。
＜第六实施方式＞
第六实施方式中，对第五实施方式的变形例进行说明。图14是表示第六实施方式的半导体器件上设置的RFIC的前端部的结构的电路图。
参照图14，在本实施方式的半导体器件中，为了能够输出频率和/或调制方式互不相同的高频发送信号，将发送用的前端部设置为两个系统(TX－1、TX－2)。即，前端部包含PA11A、11B、平衡-不平衡变换器22A、22B、LC滤波器23A、23B、和与天线4连接的共用的天线连接端子5。向PA11A、11B中的处于使用中的一方供给的电源接通，向不使用的一方供给的电源断开。
从PA11A输出的高频的差分信号通过平衡-不平衡变换器22A转换成单端信号后，经由LC滤波器23A供给至天线4。同样地，从PA11B输出的高频的差分信号通过平衡-不平衡变换器22B转换成单端信号后，经由LC滤波器23B供给至天线4。
图15是表示图14的前端部的布局的俯视图。参照图15，在半导体基板SUB的周边部(在图15的情况下，为－Y方向的端部)设置有作为焊盘使用的天线连接端子5及接地端子70～73。
从天线连接端子5朝向半导体基板SUB的中央部的方向(沿+Y方向)，LC滤波器23A、平衡-不平衡变换器22A、PA11A按该排列顺序配置。进而，相对于LC滤波器23A、平衡-不平衡变换器22A、PA11A，沿X方向分别并排地配置有LC滤波器23B、平衡-不平衡变换器22B、PA11B。LC滤波器23A和LC滤波器23B通过沿X方向延伸的信号布线78相互连接。该信号布线78与天线连接端子5连接。
平衡-不平衡变换器22A、22B及LC滤波器23A、23B用的接地布线74以沿Y方向延伸的方式配置于LC滤波器23A和23B之间。为了使LC滤波器23A、23B可靠地呈现出共振特性，需要使接地布线74接近LC滤波器23A及23B这两方，因此，接地布线74需要配置在LC滤波器23A和23B之间。
接地布线74被分支成沿－X方向延伸的第一接地布线75和沿相反方向的+X方向延伸的第二接地布线76。第一接地布线75与接地端子70、71连接，第二接地布线76与接地端子72、73连接。接地布线75及76沿着信号布线78配置。
上述接地布线的布局的情况也与图12的情况相同，在第一接地布线75中流通的电流81和在第二接地布线76中流通的电流以大致相同的振幅向相反方向流动(因而成为相反相位)，因此，通过磁场83及84而在信号布线78中产生的感应电流相互抵消。因此，由于向PA11A、11B中的不使用的一方的PA流入的感应电流成为0，所以能够抑制处于使用中的PA的输出损耗。
以上，基于实施方式对本发明人提出的发明进行了具体说明，但本发明不限于上述实施方式，当然在不脱离其宗旨的范围内能够进行各种变更。
附图标记说明
1半导体器件、2 MCU、3 RFIC、4天线、5天线连接端子、10发送部、20发送用匹配电路、21、31、32电路、22、22A、22B平衡-不平衡变换器、23、23A、23B LC滤波器、30接收用匹配电路、40接收部、50控制部、51高频接收信号、52高频发送信号、70、71、72、73接地端子、74、75、76接地布线、77、78信号布线、SW1、SW2半导体开关、SUB半导体基板。

Claims (12)

1.一种半导体器件，其特征在于，
具有：
天线连接端子，其与天线连接；
发送部，其将基带发送信号转换成高频发送信号；
发送用匹配电路，其连接于所述天线连接端子和所述发送部之间，用于匹配所述天线的阻抗；
接收部，其将由所述天线接收到的高频接收信号转换成基带接收信号；以及
接收用匹配电路，其连接于所述天线连接端子和所述接收部之间，
所述接收用匹配电路包括：
第一半导体开关，其连接于所述天线连接端子和所述接收部之间；以及
第一电路，其与所述第一半导体开关并联连接，具有固定阻抗，
在所述接收部的初级设置有低噪声放大器，
在通过所述接收部接收所述高频接收信号的接收动作时，所述第一半导体开关被控制成为断开状态，由此，所述第一电路的阻抗与所述低噪声放大器的输入电容一同以所述高频接收信号的频率构成串联谐振电路，
在从所述发送部发送所述高频发送信号的发送动作时，所述第一半导体开关被控制成为接通状态，由此，经由所述第一半导体开关的路径的阻抗不与所述低噪声放大器的输入电容一同以所述高频接收信号的频率构成串联谐振电路。
2.根据权利要求1所述的半导体器件，其特征在于，
在所述发送部的最终级设置有由输入输出差分信号的全差分放大器构成的功率放大器，
所述半导体器件还具有用于将所述功率放大器的差分输出信号转换成单端信号的平衡-不平衡变换器。
3.根据权利要求2所述的半导体器件，其特征在于，
所述平衡-不平衡变换器由包含初级线圈及次级线圈在内的互感器构成，
所述初级线圈的两端分别与所述功率放大器的差分输出节点连接，
所述次级线圈的一端接地，
所述次级线圈的另一端与所述发送用匹配电路连接。
4.根据权利要求3所述的半导体器件，其特征在于，
所述半导体器件还具有第一电容元件，所述第一电容元件与所述平衡-不平衡变换器的所述初级线圈并联连接，且能够变更电容值，
在进行所述发送动作时，所述平衡-不平衡变换器的所述初级线圈和所述第一电容元件以所述高频发送信号的频率构成并联共振电路。
5.根据权利要求4所述的半导体器件，其特征在于，
在进行所述接收动作时，所述第一电容元件的电容值根据成为除去对象的无用波的频率来变更。
6.根据权利要求2所述的半导体器件，其特征在于，
所述发送用匹配电路包括用于除去所述高频发送信号的三次谐波的LC滤波器。
7.根据权利要求6所述的半导体器件，其特征在于，
所述LC滤波器包括：
电感元件；以及
第二电容元件及第三电容元件，其分别连接于所述电感元件的两端和接地节点之间，
所述第二电容元件及所述第三电容元件的电容值能够变更，
在进行所述接收动作时，所述第二电容元件及所述第三电容元件的电容值被设定为能够设定的电容值中的最小值。
8.根据权利要求3所述的半导体器件，其特征在于，
所述天线连接端子、所述发送部、所述接收部、所述发送用匹配电路、所述接收用匹配电路及所述平衡-不平衡变换器形成在同一半导体基板上。
9.根据权利要求8所述的半导体器件，其特征在于，
在所述半导体基板上还形成有第一接地端子及第二接地端子、和用于与所述次级线圈的所述另一端连接的接地布线，
所述接地布线包括：
第一布线，其沿第一方向延伸，一端与所述次级线圈的所述另一端连接，另一端与所述第一接地端子连接；以及
第二布线，其沿与所述第一方向相反的第二方向延伸，一端与所述次级线圈的所述另一端连接，另一端与所述第二接地端子连接。
10.一种半导体器件，其特征在于，
具有：
天线连接端子，其与天线连接；
发送部，其将基带发送信号转换成高频发送信号；
发送用匹配电路，其连接于所述天线连接端子和所述发送部之间，用于匹配所述天线的阻抗；
接收部，其将由所述天线接收到的高频接收信号转换成基带接收信号；以及
接收用匹配电路，其连接于所述天线连接端子和所述接收部之间，
所述接收用匹配电路的阻抗能够变更，
在所述接收部的初级设置有低噪声放大器，
在通过所述接收部接收所述高频接收信号的接收动作时，以使所述接收用匹配电路的阻抗与所述低噪声放大器的输入电容一同以所述高频接收信号的频率构成串联谐振电路的方式，设定所述接收用匹配电路的阻抗，
在从所述发送部发送所述高频发送信号的发送动作时，所述接收用匹配电路的阻抗被设定为与在进行所述接收动作时不同的值，由此，不与所述低噪声放大器的输入电容一同以所述高频接收信号的频率构成串联谐振电路。
11.根据权利要求10所述的半导体器件，其特征在于，
所述接收用匹配电路包括：
第二电路，其连接于所述天线连接端子和所述接收部的输入节点之间，具有固定阻抗；以及
第四电容元件，其连接于所述接收部的输入节点和接地节点之间，能够变更电容值。
12.根据权利要求10所述的半导体器件，其特征在于，
所述接收用匹配电路包括：
第三电路，其连接于所述天线连接端子和所述接收部的输入节点之间，具有固定阻抗；以及
第二半导体开关，其连接于所述接收部的输入节点和接地节点之间。
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