CN103905010B - 半导体装置以及滤波器电路的调整方法 - Google Patents

半导体装置以及滤波器电路的调整方法 Download PDF

Info

Publication number
CN103905010B
CN103905010B CN201310729345.6A CN201310729345A CN103905010B CN 103905010 B CN103905010 B CN 103905010B CN 201310729345 A CN201310729345 A CN 201310729345A CN 103905010 B CN103905010 B CN 103905010B
Authority
CN
China
Prior art keywords
inductor
signal
frequency
variable condenser
filter circuit
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Active
Application number
CN201310729345.6A
Other languages
English (en)
Other versions
CN103905010A (zh
Inventor
木原崇雄
佐野智弘
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Renesas Electronics Corp
Original Assignee
Renesas Electronics Corp
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Application filed by Renesas Electronics Corp filed Critical Renesas Electronics Corp
Publication of CN103905010A publication Critical patent/CN103905010A/zh
Application granted granted Critical
Publication of CN103905010B publication Critical patent/CN103905010B/zh
Active legal-status Critical Current
Anticipated expiration legal-status Critical

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H11/00—Networks using active elements
    • H03H11/02—Multiple-port networks
    • H03H11/04—Frequency selective two-port networks
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
    • H01L23/52—Arrangements for conducting electric current within the device in operation from one component to another, i.e. interconnections, e.g. wires, lead frames
    • H01L23/522—Arrangements for conducting electric current within the device in operation from one component to another, i.e. interconnections, e.g. wires, lead frames including external interconnections consisting of a multilayer structure of conductive and insulating layers inseparably formed on the semiconductor body
    • H01L23/5222—Capacitive arrangements or effects of, or between wiring layers
    • H01L23/5223—Capacitor integral with wiring layers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
    • H01L23/52—Arrangements for conducting electric current within the device in operation from one component to another, i.e. interconnections, e.g. wires, lead frames
    • H01L23/522—Arrangements for conducting electric current within the device in operation from one component to another, i.e. interconnections, e.g. wires, lead frames including external interconnections consisting of a multilayer structure of conductive and insulating layers inseparably formed on the semiconductor body
    • H01L23/5227—Inductive arrangements or effects of, or between, wiring layers
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
    • H01L27/01—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate comprising only passive thin-film or thick-film elements formed on a common insulating substrate
    • H01L27/016—Thin-film circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L28/00—Passive two-terminal components without a potential-jump or surface barrier for integrated circuits; Details thereof; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L28/10—Inductors
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L28/00—Passive two-terminal components without a potential-jump or surface barrier for integrated circuits; Details thereof; Multistep manufacturing processes therefor
    • H01L28/40—Capacitors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
    • H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/191—Tuned amplifiers
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
    • H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
    • H03F3/45—Differential amplifiers
    • H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
    • H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
    • H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0115—Frequency selective two-port networks comprising only inductors and capacitors
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0153—Electrical filters; Controlling thereof
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/0153—Electrical filters; Controlling thereof
    • H03H7/0161—Bandpass filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
    • H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
    • H03H7/1791—Combined LC in shunt or branch path
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
    • H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
    • H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
    • H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
    • H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
    • H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
    • H01L2924/0001—Technical content checked by a classifier
    • H01L2924/0002—Not covered by any one of groups H01L24/00, H01L24/00 and H01L2224/00
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/111—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a dual or triple band amplifier, e.g. 900 and 1800 MHz, e.g. switched or not switched, simultaneously or not
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/165—A filter circuit coupled to the input of an amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
    • H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03F—AMPLIFIERS
    • H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
    • H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
    • H03F2203/45576—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising input impedance adapting or controlling means
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H1/00—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network
    • H03H2001/0021—Constructional details
    • H03H2001/0064—Constructional details comprising semiconductor material
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H1/00—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network
    • H03H2001/0021—Constructional details
    • H03H2001/0078—Constructional details comprising spiral inductor on a substrate
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
    • H03H7/01—Frequency selective two-port networks
    • H03H2007/013—Notch or bandstop filters
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
    • H03H2210/01—Tuned parameter of filter characteristics
    • H03H2210/012—Centre frequency; Cut-off frequency
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
    • H03H2210/02—Variable filter component
    • H03H2210/025—Capacitor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
    • H03H2210/02—Variable filter component
    • H03H2210/026—Inductor
    • H—ELECTRICITY
    • H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
    • H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
    • H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
    • H03H2210/03—Type of tuning
    • H03H2210/036—Stepwise
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04B—TRANSMISSION
    • H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
    • H04B1/02—Transmitters
    • H04B1/04—Circuits
    • H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Computer Hardware Design (AREA)
  • Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
  • Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
  • General Physics & Mathematics (AREA)
  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Transmitters (AREA)
  • Filters And Equalizers (AREA)
  • Transceivers (AREA)
  • Networks Using Active Elements (AREA)

Abstract

本发明涉及半导体装置以及滤波器电路的调整方法。提供了一种滤波器电路，其可以在宽频带上传递输入的高频信号的期望信号分量并可以衰减所述期望信号的整数倍的谐波分量。所述滤波器电路可以是陷波滤波器。所述陷波滤波器设置有串联耦接在发送高频信号的信号线和电源线之间的第一电感器和第二电感器，耦接在所述电源线与所述第一电感器和所述第二电感器的节点之间的第一可变电容器，以及耦接在所述信号线和所述电源线之间的第二可变电容器。所述期望信号分量的频率通过所述第一可变电容器和所述第二可变电容器的电容值来调整，所述三次谐波分量的频率通过所述第一可变电容器的电容值来调整。

Description

半导体装置以及滤波器电路的调整方法
相关申请的交叉引用
通过引用将2013年12月27日提交的日本专利申请No.2012-285125的公开全部并入在此，包括说明书、权利要求书、附图和摘要。
背景技术
本发明涉及半导体装置，尤其涉及，例如，在射频集成电路（RFIC）中使用的配置有滤波器电路的半导体装置。
在诸如移动手机和无线LAN（局域网）的无线通信装置中实现的RFIC（半导体装置）中，在每一个接收单元和发送单元中配置有用于去除不必要的带外（out-of-band）信号的滤波器电路，所述接收单元用于将利用天线接收的接收RF信号降频转换为接收用基带信号，所述发送单元用于将发送用基带信号升频转换为发送用RF信号。通常使用电感器、电容器、以及电阻性元件配置这样的滤波器电路（例如，参照专利文献1）。
例如，当将配置有并联耦接的电感器和电容器的LC电路用作滤波器电路时，该滤波器电路的输入阻抗在LC电路的谐振频率处变得最大。因此，该滤波器电路起到一种带通滤波器的作用，其传递在谐振频率附近的频率，并衰减远离谐振频率的频率。
（专利文献1）美国专利No.5095285
发明概述
在RFIC的发送单元中，在通过正交转换器将发送用基带信号升频转换为发送用RF信号时，产生期望信号的频率的整数倍的谐波分量。尤其是，期望信号的三倍高的频率或三次谐波产生由与期望信号的互调引起的被称为C-IM3（三阶反互调：三阶互调失真）的非期望信号。C-IM3作为对其他无线通信装置的干扰信号；因此，应用于无线通信装置的各种电信标准分别指定C-IM3的可允许幅值。
为了减小C-IM3，期望通过滤波器电路去除由正交转换器产生的三次谐波。这样的滤波器电路需要具有传递发送用RF信号中的期望信号和衰减三次谐波的特性。
在另一方面，在无线通信装置中，为了提高数据传输速度的目的，当前正在朝着支持多个频带的多频带架构推进。因此，滤波器电路须实现对各种频带的滤波器特性。从本申请文件的说明书和附图，本发明的其他问题和新特征将变得清楚。
根据一个实施例的半导体装置设置有滤波器电路，所述滤波器电路传递输入的高频信号的期望信号分量并衰减所述期望信号的三倍高的频率或三次谐波分量。所述滤波器电路设置有：串联耦接到发送高频信号的信号线的第一电感器和第二电感器；耦接在电源线与所述第一电感器和所述第二电感器的节点之间的第一可变电容器；以及耦接在所述信号线和所述电源线之间的第二可变电容器。所述期望信号分量的频率通过所述第一可变电容器和所述第二可变电容器的电容值来调整，而所述三次谐波分量的频率通过所述第一可变电容器的电容值调整。
根据一个实施例，可以提供一种宽带滤波器电路，所述滤波器电路传递输入的高频信号的期望信号分量，并衰所述期望信号的整数倍的谐波分量。
附图简要描述
图1是示出了根据实施例1安装RFIC的系统的大致整体配置的图；
图2是示出了在发送单元TX中的C-IM3的产生机制的示例图；
图3A是示出了滤波器电路的布置的电路图；
图3B是示出了理想滤波器电路的配置的电路图；
图4是示出了图3B中所示的陷波滤波器（notch filter）的输入阻抗的频率特性的图；
图5是示出了图3B中所示的陷波滤波器的问题的示例图；
图6是示出了根据实施例1的单端滤波器电路的配置的电路图；
图7是示出了根据实施例1的差分滤波器电路的配置的电路图；
图8是示出了图7所示的滤波器电路的配置的示例的电路图；
图9是示出了图8所示的滤波器电路的配置的示例的平面图；
图10A是示出了用于图9的滤波器电路的可变电容器的配置的示例的电路图；
图10B是示出了用于图9的滤波器电路的另一个可变电容器的配置的示例的电路图；
图10C是示出了用于图9的滤波器电路的又一个可变电容器的配置的示例的电路图；
图10D是示出了用于图9的滤波器电路的再一个可变电容器的配置的示例的电路图；
图11是示出了可变电容器的电容值的调整的示例图；
图12是示出了图8所示的滤波器电路的频率特性的调谐操作的流程图；
图13是示出了用于分析根据实施例1的滤波器电路的频率特性的仿真条件的图；
图14是示出了滤波器电路的频率比和峰值频率之间的关系的仿真结果的图；
图15是示出了通过电磁场仿真器的滤波器电路的输入阻抗的仿真结果的图；
图16是示出了根据实施例2的单端滤波器电路的配置的电路图；
图17是示出了根据实施例2的差分滤波器电路的配置的示例的电路图；
图18是示出了图17所示的滤波器电路的配置的示例的平面图；
图19是示出了图17所示的滤波器电路的频率特性的调谐操作的流程图；
图20是示出了用于分析根据实施例2的滤波器电路的频率特性的仿真条件的图；
图21是示出了滤波器电路的频率比和峰值频率之间的关系的仿真结果的图；
图22是示出了通过电磁场仿真器的滤波器电路的输入阻抗的仿真结果的图；
图23是示出了根据实施例3的单端滤波器电路的配置的电路图；
图24是示出了根据实施例3的差分滤波器电路的配置的示例的电路图；
图25是示出了图24所示的滤波器电路的频率特性的调谐操作的流程图；
图26是示出了用于分析根据实施例3的滤波器电路的频率特性的仿真条件的图；以及
图27是示出了滤波器电路的频率比和峰值频率之间的关系的仿真结果的图。
具体实施方式
在下文中，参照附图详细解释了实施例。相同的参考标记将附在相同或相应的部分，对它们的解释将不再重复。
<实施例1>
（RFIC的整体配置）
图1示出了根据实施例1的安装RFIC的系统的大致的整体配置。图1所示的系统是诸如手机和无线LAN（局域网）的无线通信装置的代表性示例。
如图1所示，该无线通信装置被配置有RFIC100、FEM（前端模块）200、基带电路300、天线210、接收巴伦（balun，平衡-不平衡转换器）212、以及HPA（高功率放大器）214。RFIC100、基带电路300、以及HPA214是配置有分别形成在单独的半导体衬底上的集成电路的半导体装置。
天线210用于发送和接收RF信号。FEM200根据接收或发送将天线210切换为耦接至接收巴伦212或至HPA214。接收巴伦212将由天线210提供的接收用RF信号从单相信号转换为差分信号，并将其供应给RFIC100。HPA214放大从RFIC100供应的发送用RF信号，并将其供应给天线210。
基带电路300传送数据来往RFIC100。尽管未示出，但是基带电路300被配置有用于控制RFIC100的控制电路、用于产生要被供应到RFIC100的时钟信号的时钟产生电路等。
RFIC100被配置有接收单元RX、发送单元TX、以及用于数字RF的IF（接口）150。接收单元RX通过使用局部振荡信号（局部载波信号）将由天线210接收的接收用RF信号降频转换为模拟接收用基带信号。接收单元RX执行模拟接收用基带信号的AD（模拟到数字）转换以产生数字接收用基带信号。
具体地，接收单元RX被配置有LNA（低噪声放大器）102、降频转换器（频率转换器）104、DIV（分频器）106、LO（局部振荡器）108、LPF（低通滤波器）110A和110B、VGA（可变增益放大器）112A和112B、以及ADC（模拟-数字转换器）114A和114B。
LNA102执行接收到的接收用RF信号的低噪声放大。通过降频转换器104将低噪声放大之后的接收用RF信号降频转换为模拟接收用基带信号。当详细描述时，LO108产生差分信号的局部振荡信号以供DIV106使用。根据分频比，DIV106对由LO108产生的局部振荡信号的频率分频，以产生局部振荡信号，其频率对于每个要使用的频带是不同的。降频转换器104将由DIV106产生的局部振荡信号与接收用RF信号混合，以产生作为同相分量的I信号。此外，降频转换器104将局部振荡信号与接收用RF信号混合以产生作为正交分量的Q信号。模拟的I信号和Q信号（其为由降频转换器104产生的差分信号）分别传递通过LPF110A和110B，并且高于截止频率的频带的频率分量被去除。
VGA112A和112B分别执行由降频转换器104产生的模拟I信号和Q信号的电平调整，并将模拟I信号和Q信号分别输出到ADC114A和114B。ADC114A和114B分别将由VGA112A和112B输出的模拟I信号和Q信号转换为数字I信号和Q信号，并将数字I信号和Q信号输出到IF150。
IF150是用于耦接RFIC100和基带电路300的接口。IF150遵循由MIPI（移动行业处理器接口）联盟决定的接口规范。基带电路300解调经由IF150接收的数字I信号和Q信号，以获得数字接收用基带信号作为接收数据。
发送单元TX对由基带电路300产生的数字发送用基带信号执行D/A（数字到模拟），以产生模拟发送用基带信号，并通过使用局部振荡信号将所产生的模拟发送用基带信号升频转换为发送用RF信号。然后，发送单元TX经由天线210将发送用RF信号无线地发送到基站。
具体地，发送单元TX被配置有数字电路170、DAC（数字到模拟转换器）164和164B、LPF160A和160B、DIV156、LO158、QMOD（正交调制器）154、PGA（可编程增益放大器）152、以及传输巴伦172。
数字电路170经由IF150从基带电路300接收数字发送用基带信号作为发送数据。尽管未示出，但数字电路170被配置有去复用器（demultiplexer）和DPGA（数字可编程增益放大器）。从基带电路300经由IF150接收的发送用基带信号（发送数据）是串行传输的1位数据信号，并且包括I信号和Q信号。去复用器将串行传输的所述I信号和Q信号分离（去复用），并将串行I信号和Q信号转换成由多个比特形成的并行信号。DPGA将转换成并行信号的数字I信号放大，并类似地将转换成并行信号的数字Q信号放大。
DAC164和164B将由DPGA放大的数字I信号和Q信号转换为作为差分信号的模拟I信号和Q信号。由DAC164和164B转换的模拟I信号和Q信号分别传递通过LPF160A和160B，并且高于截止频率的频带的频率分量被去除。
LO158产生由DIV156使用的差分信号的局部振荡信号。根据分频比，DIV156将由LO158产生的局部振荡信号的频率分频，以产生频率对于要被使用的每个频带都不同的局部振荡信号。
QMOD154接收与要使用的局部振荡信号对应的局部振荡信号，以及已传递通过LPF160A和160B的模拟I信号和Q信号。QMOD154通过将该I信号和Q信号与局部振荡信号相乘来将I信号和Q信号升频转换到局部振荡信号的频率，来产生模拟发送用RF信号。QMOD154将所产生的发送用RF信号输出到PGA152。
PGA152是发送放大器电路，将由QMOD154产生的发送用RF信号放大。传输巴伦172将从PGA152提供的发送用RF信号从差分信号转换为单相信号，并将其提供给HPA214。HPA214将从RFIC100提供的发送用RF信号放大并将其提供给天线210。
尽管未示出，但是优选RFIC100可以包括用于输出发送用RF信号的多个输出端子Tx1到Txn（n是2或更大的自然数），以及用于输入接收用RF信号的多个输入端子Rx1到Rxn。在这种情况下，输出端子和输入端子构成输出端子和输入端子的对，例如（Tx1,Rx1）、…、（Txn,Rxn），并且与RFIC100使用的频带对应地确定要使用的输出端子和输入端子的对。
目前，作为无线通信装置，作为第三代（3G）的电信标准的W-CDMA（宽带码分多址）已经广泛传播。W-CDMA是通过FDD-CDMA（频分双工-码分多址）系统实现的，在欧洲和美国FDD-CDMA被称为UMTS（通用移动电信系统）。最近，LTE（长期演进）正被采取作为第3.9代（3.9G）的电信标准，其已经取得比W-CDMA进一步的速度提高和全球化。在LTE中，下行链路采用OFDMA（正交频分多址），上行链路采用SC-FDMA（单载波频分多址）。
在支持LTE的无线通信装置中安装的RFIC中，要求发送单元TX比支持W-CDMA的发送单元TX实现更低的失真性和更好的多频带（宽带）操作。作为低失真性之一，要求在从发送单元TX输出的发送用RF信号中包括的C-IM3（三阶互调失真）与支持W-CDMA的相比是小的。如图1所示，当HPA214将从发送单元TX输出的发送用RF信号放大时，从HPA214产生源于C-IM3的非期望信号。该非期望信号作为对其他无线通信装置的干扰信号。因此，在LTE中规定了可允许的C-IM3的幅值。
图2解释了在发送单元TX中的C-IM3的产生机制。如图2所示，经由DAC和LPF提供的发送用基带信号通过正交调制器（QMOD）通过与由LO产生的局部振荡信号（局部载波信号）相乘被降频转化为发送用RF信号。假设发送用基带信号的频率（基带频率）为fBB，局部振荡信号的频率（发送载波频率）为fLO，则发送用RF信号的要发送的期望信号的频率表示为fLO+fBB。发送用RF信号还包括期望信号的三倍高谐波分量（=3fLO-fBB）的三次谐波。
由正交调制器产生的发送用RF信号通过PGA被放大。RF放大器（例如，PGA）通常采用非线性元件，例如晶体管和二极管。当包括期望信号和三次谐波的发送用RF信号被输入到PGA时，期望信号被自然地放大，同时，由于输入的信号两者之间的或输入的信号和由放大器的非线性产生的高频信号之间的互调，在PGA的输出中产生所谓的非期望信号（伪的（spurious））。C-IM3是由期望信号和三次谐波之间的互调产生的非期望信号，并且其频率由fLO-3fBB表示。以这样的方式，当在期望信号的频率fLO+fBB附近产生C-IM3时，其他通信将被干扰。尤其时，C-IM3在具有许多操作频带的LTE中带来了严重的问题。如上所述，C-IM3的产生的主要原因是期望信号和三次谐波之间的互调。因此，可以通过抑制三次谐波来降低C-IM3。
在另一方面，对于多频带操作，LTE规定了比W-CDMA更多的操作频带和更多的工作频率。具体地，对比W-CDMA规定了17个频带和1.2GHz的工作频率的事实，LTE规定了31个频带和2.2GHz的工作频率。通常情况下，通过设置多个电路块，每个电路块均配置有正交调制器、PGA、以及发送用巴伦，来实现发送单元TX的多频带操作。
如上所述，当为发送单元TX设置多个电路块时，发送单元TX占据的面积增加，从而导致RFIC100的芯片面积的增加。因此，当每一均配置有正交调制器、PGA、以及发送用巴伦的每一个电路块在宽频带中操作时，可以降低RFIC100的芯片面积。例如，当假设在RFIC100中安装有三个电路块时，要被每个电路块覆盖的频率频带设为700-900MHz、1.4-2.0GHz、以及2.3-2.6GHz。在这三个频率频带中，支持1.4-2.0GHz的最宽频带的正交调制器的设计是最难的。
从上面的描述可见，在支持LTE的无线通信装置安装中的RFIC100的发送单元TX中，要求开发用于抑制由正交调制器在宽频带（1.4至2.0GHz）上产生的三次谐波的电路技术。如图1所示，在根据实施例1的RFIC100中，在QMOD154和PGA152之间设置滤波器电路180。如下面解释的，滤波器电路180被配置以传递所输入的发送用RF信号的期望信号以及衰减三次谐波。
在下文中，将参照附图详细解释根据实施例1应用到RFIC100的滤波器电路的配置。
（理想滤波器电路的配置）
在解释根据实施例1的滤波器电路的配置中，将首先解释理想滤波器电路的配置和该滤波器电路中涉及的问题。
图3A示出了滤波器电路的布置，图3B是示出了理想滤波器电路的配置的电路图。为了便于解释，下面说明单端滤波器电路。
如图3A所示，在正交调制器和PGA之间设置滤波器电路。该滤波器电路配置有陷波滤波器。具体地，如图3B所示，陷波滤波器被设置有：顺序串联耦接在传送发送用RF信号的信号线和被供应以地电位的电源线（以下称为接地线）之间的电感器L1和L2，以及耦接在电感器L1和L2的耦接节点和接地线之间的可变电容器C1。
图4示出了图3B所示的陷波滤波器的输入阻抗的频率特性。陷波滤波器在电感器L2和可变电容器C1的并联电路谐振时用作高阻抗，并且在电感器L1和L2以及可变电容器C1谐振时用作低阻抗。在下面的说明中，在陷波滤波器变为高阻抗时的谐振频率被表示为“峰值频率fpeak”，在陷波滤波器变为低阻抗时的谐振频率被表示为“陷波频率fnotch”。
当假设电感器L2的电感为L、电感器L1的电感为电感器L2的电感的n倍的（=nL）、以及可变电容器C1的电容为C1时，那么峰值频率fpeak和陷波频率fnotch分别由式（1）和式（2）给出。
[数学部分1]
当假设在陷波滤波器中峰值频率fpeak和陷波频率fnotch的比（以下也称为“频率比”）为fr时，那么频率比fr利用式（1）和式（2）由式（3）表示。
[数学部分2]
如由式（3）所阐明的，陷波滤波器的频率比由仅仅电感器L1和L2的电感比n的函数给出。三次谐波具有三倍的从正交调制器输入到滤波陷波器中的发送用RF信号中的期望信号的频率。因此，通过将滤波陷波器的频率比设为3，滤波陷波器可以抑制三次谐波，而不使期望信号衰减。为了将滤波陷波器的频率比设为3，仅需要将电感比n设为n=1/8。
这里，如式（1）所示，滤波陷波器的峰值频率fpeak与可变电容器C1的电容对应地变化。因此，通过改变可变电容器C1的电容，可以改变峰值频率fpeak和陷波频率fnotch，维持由式（3）给出的频率比。
然而，在图3B所示的陷波滤波器中，在信号线中实际存在寄生电容CL，如图5所示。在信号线的寄生电容CL的影响下，滤波陷波器的频率特性偏离图4所示的特性。具体地，当考虑信号线的寄生电容CL时，峰值频率fpeak和陷波频率fnotch分别由式（4）和式（5）给出。
[数学部分3]
当将式（4）和式（5）分别与式（1）和式（2）比较时，陷波频率fnotch一致，但是在实际陷波滤波器和理想陷波滤波器之间的峰值频率fpeak不同。一般来说，与可变电容器C1相比，信号线的寄生电容CL具有充分大的电容（CL>>C1），因此，峰值频率fpeak基本上由寄生电容CL决定。也就是说，当存在信号线的寄生电容CL时，即使可变电容器C1的电容变化，峰值频率fpeak也几乎不变化。因此，实际滤波陷波器的频率比将极大地偏离3。作为结果，图3B所示的陷波滤波器不能在宽的频带上抑制由正交调制器产生的三次谐波。
如在下面详细解释的，根据实施例1的滤波器电路具有这样的电路配置，其中考虑了信号线的寄生电容CL的影响，从而在宽的频带上实现了3的频率比。
（根据实施例1的滤波器电路的配置）
在下文中，解释根据实施例1的滤波器电路的配置。图6是示出了根据实施例1的滤波器电路的配置的电路图。图6示出了单端滤波器电路。
如图6所示，根据实施例1的滤波器电路等同于对图3B所示的理想陷波滤波器设置了可变电容器C2。可变电容器C2耦接在信号线和接地线之间。也就是说，相对于信号线，可变电容器C2与信号线的寄生电容并联地耦接。
在图6所示的陷波滤波器中，在假设电感器L2的电感为L、电感器L1的电感为电感器L2的电感的n倍（=nL）、可变电容器C1的电容为C1时、以及可变电容器C2的电容为C2时，那么峰值频率fpeak和陷波频率fnotch分别由式（6）和式（7）给出。
[数学部分4]
峰值频率fpeak与可变电容器C1的电容C1和可变电容器C2的电容C2对应地变化。陷波频率fnotch与可变电容器C1的电容C1对应地变化。通过使用这两个可变电容器C1和C2，可以彼此独立地调整峰值频率fpeak和陷波频率fnotch。
下面，参照图7至图12，解释安装在RFIC中（图1）的差分滤波器电路的配置的示例。
如图7所示，根据实施例1的滤波器电路180设置在QMOD154和PGA152之间。滤波器电路180配置有陷波滤波器。滤波器电路180设置有一对输入端子IN_P和IN_N。正侧输入端子IN_P接收作为差分信号的发送用RF信号的正侧信号，负侧输入端子IN_N接收发送用RF信号的负侧信号。
图8是示出了图7所示的滤波器电路180的配置的示例的电路图。如图8所示，滤波器电路180配置有四个电感器L1_P、L2_P、L2_N和L1_N，以及四个可变电容器C1_P、C2_P、C1_N和C2_N。
四个电感器L1_P、L2_P、L2_N和L1_N按这种顺序串联耦接在输入端子IN_P和输入端子IN_N之间。如后面所述，电感器L1_P和L1_N差分地耦接以构成差分电感器。类似地，电感器L2_P和L2_N也构成了差分电感器。四个电感器的中点n0（电感器L2_P和L2_N的耦接节点）在高频的意义上（在交流的意义上）接地。
可变电容器C2_P从正侧的输入端子IN_P和电感器L1_P的耦接节点np1耦接到接地线。可变电容器C2_N从负侧的输入端子IN_N和电感器L1_N的耦接节点nn1耦接到接地线。这里，耦接到接地线意味着在直流的意义上也在交流的意义上接地。
电感器L1_P和L2_P的耦接节点np2耦接到正侧的输出端子OUT_P。可变电容器C1_P耦接在正侧的输出端子OUT_P和接地线之间。
电感器L1_N和L2_N的耦接节点nn2耦接到负侧的输出端子OUT_N。可变电容器C1_N耦接在负侧的输出端子OUT_N和接地线之间。
通过采用这样的配置，输入到滤波器电路180中的差分信号的正侧信号被输入到配置有电感器L1_P和L2_P以及可变电容器C1_P和C2_P的陷波滤波器中。在另一方面，输入到滤波器电路180中的差分信号的负侧信号被输入到配置有电感器L1_N和L2_N以及可变电容器C1_N和C2_N的陷波滤波器中。如图6所示，通过使用两个相应的可变电容器C1和C2，可以独立地调整每个陷波滤波器的峰值频率fpeak和陷波频率fnotch。
图9是示出了图8所示的滤波器电路180的配置的示例的平面图。如图9所示，使用小电阻率的金属布线MN-1形成四个电感器L1_P、L2_P、L1_N和L2_N。使用布置得低于金属布线MN-1的较低层金属布线MN-2形成电感器L2_P和电感器L2_N的相交部分以及电感器L1_P和电感器L1_N的相交部分。金属布线MN-1和金属布线MN-2以接触件VIA耦接。
布置得高于金属布线MN-1的顶层金属布线MN被用于：正侧输入端子IN_P和电感器L1_P之间的耦接，电感器L1_P和电感器L2_P与正侧输出端子OUT_P的耦接，负侧输入端子IN_N和电感器L1_N之间的耦接，以及电感器L1_N和电感器L2_N与负侧输出端子OUT_N的耦接。
图10A、10B、10C和10D是分别示出了用于图9所示的滤波器电路的可变电容器的配置的示例的电路图。图10A是可变电容器C1_P的电路图，图10B是可变电容器C2_P的电路图，图10C是可变电容器C1_N的电路图，以及图10D是可变电容器C2_N的电路图，
如图10A所示，可变电容器C1_P包括n+1个电容性元件（n是自然数）C1_P<0>至C1_P<n>和n+1个开关元件SW1_P<0>至SW1_P<n>。作为示例，电容性元件采用所谓的MIM（金属绝缘体金属）电容器，所述MIM电容器使用在与所述金属布线相同的层中形成的金属层作为该电容器的电极。作为示例，开关元件SW1_P<0>至SW1_P<n>采用MOS（金属氧化物半导体）晶体管。
开关元件SW1_P<0>至SW1_P<n>分别串联耦接到电容元件C1_P<0>至C1_P<n>。每一均配置有电容元件C1_P<i>和开关元件SW1_P<i>（i是0或不超过n的正整数）的串联电路彼此并联地耦接在正侧的输出端子OUT_P和接地线之间。
响应于控制信号CONT_C1<n:0>（=CONT_C1<0>至CONT_C1<n>），开关元件SW1_P<0>至SW1_P<n>分别开启（导通）或关断（非导通）。以这样的方式，可以通过控制信号CONT_C1<n:0>，调整彼此并联地耦接在正侧输出端子OUT_P和接地线之间的电容元件的数量。因此，可以通过控制信号CONT_C1<n:0>调整可变电容器C1_P的总电容C1。
图10B中所示的可变电容器C2_P被与图10A中所示的可变电容器C1_P类似地配置，并且可以通过控制信号CONT_C2<n:0>（=CONT_C2<0>至CONT_C2<n>）调整可变电容器C2_P的总电容C2。
图10C中所示的可变电容器C1_N与图10A中所示的可变电容器C1_P类似被配置，并且可以通过控制信号CONT_C1<n:0>调整可变电容器C1_N的总电容C1。
图10D中所示的可变电容器C2_N被与图10B中所示的可变电容器C2_P类似地配置，并且可以通过控制信号CONT_C2<n:0>调整可变电容器C2_N的总电容C2。
RFIC100设置有中央处理单元（CPU），如图11所示。图10A和图10B所示的控制信号CONT_C1<n:0>和CONT_C2<n:0>分别从CPU发送。具体地，CPU可以通过读取并执行预先存储在设置在RFIC100的外部的外部存储器元件（配置有非易失性存储器）中的程序，产生控制信号CONT_C1<n:0>和CONT_C2<n:0>。CPU执行用于RFIC100的发送操作和接收操作的所需的控制，包括在激活时在RFIC100中的初始设置。作为初始设置中的处理的一部分，产生控制信号CONT_C1<n:0>和CONT_C2<n:0>。
如上所述，在图8中所示的滤波器电路180中，通过从CPU供应的控制信号CONT_C1<n:0>调整可变电容器C1_P和C1_N的电容C1，并且通过从CPU供应的控制信号CONT_C2<n:0>调整可变电容器C2_P和C2_N的电容C2。
在RFIC100的产品出货之前（图1），通过调谐电路（未示出）调谐滤波器电路180的频率特性。对由安装RFIC100的无线通信装置支持的多个操作频带中的每一个执行所述调谐。对每个操作频带，确定可变电容器C1和C2的电容以将峰值频率fpeak和陷波频率fnotch的频率比设为3。
图12是示出了图8所示的滤波器电路180的频率特性的调谐操作的流程图。
如图12所示，在步骤S01，确定要调谐频率特性的操作频带和在相关操作频带中的期望信号的频率。所确定的期望信号的频率的3倍的频率对应于三次谐波的频率。
然后，产生与所确定的期望信号对应的发送用RF信号，并将其输入到滤波器电路180中。基于传递通过滤波器电路180的发送用RF信号，调整可变电容器C1和C2的电容。
具体地，首先在步骤S02，选择可变电容器C1的电容以将包括在发送用RF信号中的三次谐波的幅值最小化。接着，与可变电容器C1的所选择的电容对应地，选择可变电容器C2的电容以使包括在发送用RF信号中的期望信号的幅值最大化。
当已选择了可变电容器C1和C2时，流程进到步骤S04，确定是否存在另外的要被调谐的操作频带。当存在另外的要被调谐的操作频带时（步骤S04处的“是”），对该操作频带执行步骤S01至S03处的处理，并选择可变电容器C1和C2的电容。当已对所有操作频带执行了调谐处理时（步骤S04处的“否”），流程结束。
如上所述，对于每个操作频带，选择可变电容器C1和C2的电容以将频率比设为3。可变电容器C1和C2的所选择的电容与操作频带关联，并且指定电容指的值被作为程序存储在外部存储器元件（图11）中。当RFIC100被激活时，通过将与要采用的操作频带对应的值从外部存储器元件（非易失性存储器）取回到RFIC100中预定的寄存器，CPU产生控制信号CONT_C1<n:0>和CONT_C2<n:0>。
以这样的方式，在产品出货之后的使用阶段，CPU从外部存储器元件读取与要使用的操作频带对应的程序，并基于由所读取的程序指定的电容，CPU产生控制信号CONT_C1<n:0>和CONT_C2<n:0>。响应于所产生的控制信号，开关元件SW0至SWn开启或关断；因此，可变电容器C1和C2的电容被调整到用于在该操作频带中实现频率比为3的优化的值。
（实施例1的操作效果）
参照图13至图15，下面解释对根据实施例1的滤波器电路的频率特性的仿真分析的结果。
图13示出了仿真条件。分别改变可变电容器C1和C2的电容，执行了滤波器电路的频率特性的仿真。图14示出了滤波器电路的频率比和峰值频率fpeak之间的关系的仿真结果。在此图中，示出了在以可变电容器C2的电容作为参量改变可变电容器C1时峰值频率fpeak和频率比的变化。在图中也示出了频率比的可接受的范围（例如，取3±10%）.
如图14所示，可变电容器C2的电容为0pF时（也就是说，当没有设置可变电容器C2时，）频率比保持在可接受的范围中的峰值频率fpeak的频率范围为1.82GHz至1.95GHz（对应于图中的范围FR1）。当可变电容器C2的电容逐渐增加时，峰值频率fpeak的频率范围向低频率侧移动。当可变电容器C2的电容增加到1.5pF时，峰值频率fpeak的频率范围覆盖1.4GHz至1.95GHz，将未设置可变电容器C2时的频率范围扩展大约4倍。以这样的方式，通过改变可变电容器C2的电容，可以在宽的频带上将频率比保持在可接受的范围中。
图15示出了通过电磁场仿真器对滤波器电路180的输入阻抗Zin的仿真结果。已经利用电磁场仿真器，通过进行图9所示的差分电感器的电磁场分析进行了建模。在本建模中，改变可变电容器C1和C2的电容。
图15中的实线k1示出了在可变电容器C1和C2的电容分别设为1.8pF和0pF时的输入阻抗Zin的仿真结果。实线k2示出了在可变电容器C1和C2的电容分别设为3.2pF和2.3pF时的输入阻抗Zin的仿真结果。从图中可以看出，通过改变可变电容器C1和C2的电容，可以改变峰值频率fpeak和陷波频率fnotch而维持频率比为3。
以这样的方式，根据实施例1的滤波器电路，可以通过使用包括在陷波滤波器中的可变电容器C1和C2，独立地调整峰值频率和陷波频率；因此，可以在宽的频带上实现频率比为3。因此，可以将根据实施例1的滤波器电路适当地应用于支持要求低失真性和多频带操作的LTE的RFIC。
<实施例2>
图16是示出了根据实施例2的滤波器电路的配置的电路图。图16示出了单端滤波器电路。
如图16所示，根据实施例2的滤波器电路相当于其中用可变电感器替代了电感器L2的图3B所示的理想陷波滤波器。在下面的解释中，电感器L2表示为可变电感器L2。
在图16所示的陷波滤波器中，当假设可变电感器L2的电感为L2、电感器L1的电感为L1、以及可变电容器C1的电容为C1，信号线的寄生电容为CL时，那么峰值频率fpeak和陷波频率fnotch分别由式（8）和式（9）给出。
[数学部分5]
峰值频率fpeak根据可变电容器C1的电容C1和可变电感器L2的电感L2而变化。陷波频率fnotch根据可变电容器C1的电容C1和可变电感器L2的电感L2而变化。与根据实施例1的滤波器电路180相反，峰值频率fpeak和陷波频率fnotch两者都依赖于可变电容器C1的电容和可变电感器L2的电感。然而，通常，与可变电容器C1相比，信号线的寄生电容CL充分大（CL>>C1）；因此，可变电容器C1的电容对峰值频率fpeak影响很小。因此，峰值频率fpeak基本上由可变电感器L2的电感决定。基于上述讨论，可以通过使用可变电容器C1和可变电感器L2彼此独立地调整峰值频率fpeak和陷波频率fnotch。
接着，参照图17至图19，解释在RFIC100中安装的差分滤波器电路的配置的示例。
图17是示出了根据实施例2的滤波器电路180A的配置的示例的电路图。根据实施例2的滤波器电路180A设置在QMOD154和PGA152之间，和图1所示的滤波器电路180A的情况一样。滤波器电路180A配置有陷波滤波器。在滤波器电路180A的一对输入端子IN_P和IN_N中，正侧输入端子IN_P接收作为差分信号的发送用RF信号的正侧信号，负侧输入端子IN_N接收发送用RF信号的负侧信号。
如图17所示，滤波器电路180A包括四个电感器L1_P、L2_P、L2_N和L1_N，以及两个可变电容器C1_P和C1_N。滤波器电路180A进一步包括电感器L2#和开关SW1、SW2_P和SW2_N。
四个电感器L1_P、L2_P、L2_N和L1_N以这样的顺序串联耦接在输入端子IN_P和输入端子IN_N之间。电感器L1_P和L1_N被差分地耦接以构成差分电感器。类似地，电感器L2_P和L2_N也构成差分电感器。
电感器L1_P和L2_P的耦接节点np2耦接到正侧输出端子OUT_P。可变电容器C1_P耦接在正侧输出端子OUT_P和接地线之间。
电感器L1_N和L2_N的耦接节点nn2耦接到负侧输出端子OUT_N。可变电容器C1_N耦接在负侧输出端子OUT_N和接地线之间。
开关SW1耦接在电感器L2_P和电感器L2_N之间。开关SW2_P、电感器L2#、以及开关SW2_N以这样的顺序串联耦接在电感器L2_P和电感器L2_N之间。响应于由CPU供应的控制信号CONT_L2（图11），开关SW1和两个开关SW2_P和SW2_N互补性地开启和关断。具体地，当开关SW1开启而开关SW2_P和SW2_N关断时，电感器L2_P和电感器L2_N被直接地耦接。在这种情况下，电感器L2_P和电感器L2_N的耦接节点在高频的意义上接地。
与此相反，当开关SW1关断而开关SW2_P和SW2_N开启时，电感器L2#耦接在电感器L2_P和电感器L2_N之间。在这种情况下，电感器L2#的中点在高频的意义上接地。
输入到滤波器电路180A中的差分信号的正侧信号被输入到配置有电感器L1_P和L2_P以及可变电容器C1_P的陷波滤波器中。在另一方面，输入到滤波器电路180A中的差分信号的负侧信号被输入到配置有电感器L1_N和L2_N以及可变电容器C1_N的陷波滤波器中。在实施例2中，可以基本上通过利用开关SW1、SW2_P和SW2_N切换电感器L2#的耦合/去耦合，改变电感器L2_P和L2_N的电感。
通过采用这样的配置，可以利用对应的可变电容器C1和可变电容器C2，彼此独立地调整陷峰值频率fpeak和陷波频率fnotch。尽管在图中未示出，但是可以通过采用以下配置来扩展电感器L2_P和L2_N的电感的可变范围，在该配置中每一均配置有开关SW2_P、电感器L2#、以及开关SW2_N的若干串联电路并联地耦接在电感器L2_P和L2_N之间。
图18是示出了图17所示的滤波器电路180A的配置的示例的平面图。图18中所示的滤波器电路180A相当于图9中所示的滤波器电路180A中提供开关SW1、SW2_P和SW2_N，以及电感器L2#来代替可变电容器C2_P和C2_N。可变电容器C1_P和C1_N的配置与图10A和图10C的配置相同；因此，其详细描述不再重复。
利用与四个电感器L1_P、L1_N、L2_P和L2_N相同的金属布线MN-1形成电感器L2#。电感器L2#被设置为围绕电感器L2_P和L2_N的外周。通过开关SW1、SW2_P和SW2_N切换电感器L2#与电感器L2_P和L2_N的耦合/去耦合。作为示例，将MOS晶体管应用于开关SW1、SW2_P和SW2_N。响应于从RFIC100的CPU（图11）发送的控制信号CONT_L2（未示出），开关SW1、SW2_P和SW2_N分别开启和关断。以这样的方式，可以通过控制信号CONT_L2控制电感器L2_P和L2_N与电感器L2#的耦合/去耦合。因此，可以通过控制信号CONT_L2调整电感器L2_P和L2_N的电感。
与控制信号CONT_C1<n:0>的情况一样，可以通过CPU读取预先存储在外部存储器元件中的程序产生控制信号CONT_L2。具体地，在RFIC100（图1）的产品出货之前，通过调谐电路（未示出）调谐滤波器电路180A的频率特性。对由安装RFIC100的无线通信装置支持的多个操作频带中的每一个执行所述调谐。对每个操作频带，调整可变电容器C1的电容和可变电感器L2的电感以将峰值频率fpeak和陷波频率fnotch的频率比设为3。
图19是示出了图17所示的滤波器电路180A的频率特性的调谐操作的流程图。
如图19所示，在步骤S01，确定要调谐频率特性的操作频带和在相关操作频带中的期望信号的频率。所确定的期望信号的频率的3倍的频率对应于三次谐波的频率。
然后，产生与所确定的期望信号对应的发送用RF信号，并将其输入到滤波器电路180A中。基于传递通过滤波器电路180A的发送用RF信号，调整可变电容器C1的电容和可变电感器L2的电感。
具体地，首先在步骤S021，选择可变电感器L2的电感以使包括在发送用RF信号中的期望信号的幅值最大化。接着，在步骤S031，利用可变电感器L2的所选择的电感，选择可变电容器C1的电容以使包括在发送用RF信号中的三次谐波的幅值最小化。
当选择了可变电容器C1的电容和可变电感器L2的电感时，流程进到步骤S04，并确定是否存在另外的要调谐的操作频带。当存在另外的要调谐的操作频带时（步骤S04处的“是”），对该操作频带执行步骤S01至S031的处理，选择可变电容器C1的电容和可变电感器L2的电感。当已对所有操作频带执行了调谐时（步骤S04处的“否”），流程结束。
以这样的方式，对于每个操作频带，选择可变电容器C1的电容和可变电感器L2的电感以将频率比设为3。将可变电容器C1的所选择的电容和可变电感器L2的所选择的电感与操作频带关联，并将其作为程序存储在外部存储器元件（图11）中。
通过采用这样的配置，在产品出货之后的使用阶段，CPU从外部存储器元件读取与要使用的操作频带对应的程序，并基于由所读取的程序指定的电容和电感，CPU产生控制信号CONT_C1<n:0>和CONT_L2。响应于这些所产生的控制信号，开关元件SW0至SWn、SW1、SW2_P和SW2_N开启或关断。因此，将可变电容器C1的电容和可变电感器L2的电感调整到用于在操作频带中实现频率比为3的优化值。
（实施例2的操作效果）
参照图20至图22，下面解释对根据实施例2的滤波器电路的频率特性的仿真分析的结果。
图20示出了仿真条件。已经分别改变可变电容器C1的电容和可变电感器L2的电感，执行了滤波器电路的频率特性的仿真。图21示出了滤波器电路的频率比和峰值频率fpeak之间的关系的仿真结果。在图中，示出了在以可变电感器L2的电感作为参量改变可变电容器C1时的峰值频率fpeak和频率比的变化。在图中也示出了频率比的可接受的范围（例如，取3±10%）。
如图21所示，在可变电感器L2的电感为1.8nH时，频率比保持在可接受的范围中的情况下的峰值频率fpeak的频率范围为1.82GHz至1.95GHz（对应于图中的范围FR3）。当可变电感器L2的电感逐渐增加时，峰值频率fpeak的频率范围向低频率侧移动。当可变电感器L2的电感增加到2.8nH时，峰值频率fpeak的频率范围覆盖1.4GHz至1.95GHz，将可变电感器L2的电感设为1.8nH时的频率范围扩展了大约4倍。以这样的方式，通过改变可变电感器L2的电感，可以在宽的频带上将频率比保持在可接受的范围中。
图22示出了通过电磁场仿真器对滤波器电路180A的输入阻抗Zin的仿真结果。已经利用电磁场仿真器，通过进行图18所示的差分电感器的电磁场分析进行了建模。在本建模中，改变可变电容器C1的电容和可变电感器L2的电感。
图22中的实线k3是在可变电容器C1设为1.8pF，并且开关SW1设为开启（开关SW2_P和SW2_N设为关断）时的输入阻抗Zin的仿真结果。实线k4是在可变电容器C1的电容设为2.9pF，并且开关SW2_P和SW2_N设为关断（开关SW1设为开启）时的输入阻抗Zin的仿真结果。从图中可以看出，通过改变可变电容器C1的电容和可变电感器L2的电感，可以在维持频率比为3的情况下，改变峰值频率fpeak和陷波频率fnotch。
以这样的方式，根据依照实施例2的滤波器电路，可以利用包括在陷波滤波器中的可变电容器C1和可变电感器L2，独立地调整峰值频率和陷波频率；因此，可以在宽的频带上实现频率比为3。因此，可以将根据实施例2的滤波器电路适当地应用于支持要求低失真性和多频带操作的LTE的RFIC。
<实施例3>
图23是示出了根据实施例3的滤波器电路的配置的电路图。图23示出了单端滤波器电路。
如图23所示，根据实施例3的滤波器电路相当于其中用可变电感器替代了电感器L1的图3B所示的理想陷波滤波器。在下面的说明中，电感器L1被表示为可变电感器L1。
在图23所示的陷波滤波器中，当设可变电感器L1的电感为L1、电感器L2的电感为L2、以及可变电容器C1的电容为C1，信号线的寄生电容为CL时，那么，峰值频率fpeak和陷波频率fnotch分别由式（10）和式（11）给出。式（10）和式（11）分别与式（8）和式（9）相同。
[数学部分6]
峰值频率fpeak根据可变电容器C1的电容C1和可变电感器L1的电感L1而变化。陷波频率fnotch根据可变电容器C1的电容C1和可变电感器L1的电感L1而变化。与根据实施例1的滤波器电路180相反，峰值频率fpeak和陷波频率fnotch两者都依赖于可变电容器C1的电容和可变电感器L1的电感。然而，如上所述，可变电容器C1的电容对峰值频率fpeak影响很小。因此，峰值频率fpeak基本上由可变电感器L1的电感决定。因此，可以利用可变电容器C1和可变电感器L1，彼此独立地调整峰值频率fpeak和陷波频率fnotch。
图24是示出了安装在RFIC100（图1）中的差分滤波器电路180B的配置的示例的电路图。和图1所示的滤波器电路180B的情况一样，根据实施例3的滤波器电路180B设置在QMOD154和PGA152之间。
根据实施例3的滤波器电路180B由陷波滤波器构成。在滤波器电路180B的一对输入端子IN_P和IN_N中，正侧输入端子IN_P接收作为差分信号的发送用RF信号的正侧信号，负侧输入端子IN_N接收发送用RF信号的负侧信号。
如图24所示，滤波器电路180B包括四个电感器L1_P、L2_P、L2_N和L1_N，以及两个可变电容器C1_P和C1_N。滤波器电路180B进一步包括电感器L1_P#和L1_N#，以及开关SW3_P、SW3_N、SW4_P、SW4_N、SW5_P和SW5_N。
四个电感器L1_P、L2_P、L2_N和L1_N以这样的顺序串联耦接在输入端子IN_P和输入端子IN_N之间。电感器L1_P和L1_N被差分地耦接以构成差分电感器。类似地，电感器L2_P和L2_N也构成差分电感器。
电感器L1_P和L2_P的耦接节点np2耦接到正侧输出端子OUT_P。可变电容器C1_P耦接在正侧输出端子OUT_P和接地线之间。
电感器L1_N和L2_N的耦接节点nn2耦接到负侧输出端子OUT_N。可变电容器C1_N耦接在负侧输出端子OUT_N和接地线之间。
开关SW3_P耦接在电感器L1_P和电感器L2_P之间。开关SW4_P、电感器L1_P#以及开关SW5_P以这样的顺序串联耦接在电感器L1_P和电感器L2_P之间。响应于从CPU（图11）供应的控制信号CONT_L1，开关SW3_P和两个开关SW4_P和SW5_P互补地开启和关断。具体地，当开关SW3_P开启而开关SW4_P和SW5_P关断时，电感器L1_P和电感器L2_P被直接地耦接。
与此相反，当开关SW3_P关断而开关SW4_P和SW5_P开启时，电感器L1_P#被耦接在电感L1_P和电感器L2_P之间。以这样的方式，当开关SW3_P、SW4_P和SW5_P响应于控制信号CONT_L1开启和关断时，切换电感器L1_P#的耦合/去耦合。
开关SW3_N耦接在电感器L1_N和电感器L2_N之间。开关SW4_N、电感器L1_N#、以及开关SW5_N以这样的顺序串联耦接在电感器L1_N和电感器L2_N之间。响应于从CPU（图11）供应的控制信号CONT_L1，开关SW3_N和两个开关SW4_N和SW5_N互补地开启和关断。具体地，当开关SW3_N开启而开关SW4_N和SW5_N关断时，电感器L1_N和电感器L2_N被直接地耦接。
与此相反，当开关SW3_N关断而开关SW4_N和SW5_N开启时，电感器L1_N#被耦接在电感L1_N和电感器L2_N之间。以这样的方式，当开关SW3_N、SW4_N和SW5_N响应于控制信号CONT_L1开启和关断时，切换电感器L1_N#的耦合/去耦合。
输入到滤波器电路180B中的差分信号的正侧信号被输入到配置有电感器L1_P和L2_P以及可变电容器C1_P的陷波滤波器中。在另一方面，输入到滤波器电路180B中的差分信号的负侧信号被输入到配置有电感器L1_N和L2_N以及可变电容器C1_N的陷波滤波器中。在实施例3中，通过响应于控制信号CNOT_L1切换电感器L1_P#和L1_N#的耦合/去耦合，可以实质性地改变电感器L1_P和L1_N的电感。
通过采用这样的配置，可以利用相应的可变电容器C1和可变电感器L1，彼此独立地调整每个陷波滤波器的峰值频率fpeak和陷波频率fnotch。尽管在图中未示出，但是可以通过采用以下配置来扩展电感器L1_P的电感的可变范围，在所述配置中每一均配置有开关SW4_P、电感器L1_P#以及开关SW5_P的若干串联电路并联地耦接在电感器L1_P和L2_P之间。类似地，可以通过采用以下配置扩展电感器L1_N的电感的可变范围，其中每一均配置有开关SW4_N、电感器L1_N#、以及开关SW5_N的若干串联电路并联地耦接在电感器L1_N和L2_N之间。
与控制信号CONT_C1<n:0>的情况一样，可以通过CPU读取预先存储在外部存储器元件中的程序来产生控制信号CONT_L1。具体地，在RFIC100的产品出货之前（图1），通过调谐电路（未示出）调谐滤波器电路180B的频率特性。对由安装RFIC100的无线通信装置支持的多个操作频带中的每一个执行所述调谐。对每个操作频带，调整可变电容器C1的电容和可变电感器L1的电感以将峰值频率fpeak和陷波频率fnotch的频率比设为3。
图25是示出了图24所示的滤波器电路180B的频率特性的调谐操作的流程图。
如图25所示，在步骤S01，确定要调谐频率特性的操作频带和在相关操作频带中的期望信号的频率。所确定的期望信号的频率3倍的频率对应于三次谐波的频率。
然后，产生与所确定的期望信号对应的发送用RF信号，并将其输入到滤波器电路180B中。基于传递通过滤波器电路180B的发送用RF信号，调整可变电容器C1的电容和可变电感器L1的电感。
具体地，首先在步骤S022，选择可变电感器L1的电感以使包括在发送用RF信号中的期望信号的幅值最大化。接着在步骤S032，利用可变电感器L1的所选择的电感，选择可变电容器C1的电容以使包括在发送用RF信号中的三次谐波的幅值最小化。
当选择了可变电容器C1的电容和可变电感器L1的电感时，流程进到步骤S04，并确定是否存在另外的要调谐的操作频带。当存在另外的要调谐的操作频带时（在步骤S04处的“是”），对该操作频带执行步骤S01至S032的处理，并选择可变电容器C1的电容和可变电感器L1的电感。当已对所有操作频带执行了调谐处理时（步骤S04处的“否”），流程终止。
以这样的方式，对于每个操作频带，选择可变电容器C1的电容和可变电感器L1的电感以将频率比设为3。将可变电容器C1的所选择的电容和可变电感器L1的所选择的电感与操作频带关联，并将其作为程序存储在外部存储器元件（图11）中。
通过采用这样的配置，在产品出货之后的使用阶段，CPU从外部存储器元件读取与要使用的操作频带对应的程序，并基于由所读取的程序指定的电容和电感，CPU产生控制信号CONT_C1<n:0>和CONT_L1。响应于这些所产生的控制信号，开关元件SW0至SWn、SW3_P、SW3_N、SW4_P、SW4_N、SW5_P和SW5_N开启和关断。因此，可变电容器C1的电容和可变电感器L1的电感被调整为用于在操作频带中实现频率比为3的优化值。
（实施例3的操作效果）
参照图26至图27，下面解释对根据实施例3的滤波器电路的频率特性的仿真分析的结果。
图26示出了仿真条件。已经改变可变电感器L1的电感，执行了滤波器电路的频率特性的仿真。图27示出了滤波器电路的频率比和峰值频率fpeak之间的关系的仿真结果。在此图中，示出了在改变可变电感器L1的电感时峰值频率fpeak和频率比的变化。此图中所示的比较例是：电感器L1的电感固定而仅改变可变电容器C1的电容时滤波器电路的频率比和峰值频率fpeak的关系的仿真结果。
如图27所示，在可变电感器L1的电感为1.5nH时，频率比保持在可接受的范围中的情况下的峰值频率fpeak的频率范围为1.82GHz至1.95GHz（对应于该图中的范围FR5）。在另一方面，通过改变可变电感器L1的电感，峰值频率fpeak的频率范围向高频率侧和低频率侧扩展。当可变电感器L1的电感增加到3.0nH时，峰值频率fpeak的频率范围为1.7GHz至2.0GHz，将可变电感器L1的电感设为1.5nH的情况下的频率范围扩展大约4倍。以这样的方式，通过改变可变电感器L1的电感，可以在宽的频带上将频率比保持在可接受的范围中。
以这样的方式，根据实施例3的滤波器电路，可以利用包括在陷波滤波器中的可变电容器C1和可变电感器L1，独立地调整峰值频率和陷波频率；因此，可以在宽的频带上实现频率比为3。因此，可以将根据实施例3的滤波器电路适当地应用于支持要求低失真性和多频带操作的LTE的RFIC。
如上所述，已经基于多种实施例具体解释了由本发明人完成的本发明。然而，应强调的是，本发明并不限于这些实施例，并且本发明可以进行多种改变而不偏离其要旨。
实施例1至3示出了设置在RFIC100（图1）的发送单元TX中的滤波器电路的配置。然而，也可以将本申请的发明应用于设置在接收单元RX中的滤波器电路。
实施例1说明了包括可变电容器C1和C2的滤波器电路的配置，而实施例2和3说明了包括可变电感器L1（或L2）的滤波器电路的配置。然而，一般来说，从设计和实现的角度，调整可变电容器的电容比调整可变电感器的电感更容易。因此，可以说实施例1在实用性方面是优越的。

Claims (12)

1.一种半导体装置，包括：
滤波器电路，能够操作来传递输入的高频信号的期望的信号分量，以及能够操作来衰减所述期望的信号的整数倍的谐波分量，
其中所述滤波器电路包括：
第一电感器和第二电感器，串联耦接到发送所述高频信号的信号线；
第一可变电容器，耦接在被供应有电位的电源线与所述第一电感器和所述第二电感器的节点之间；以及
第二可变电容器，耦接在所述信号线和所述电源线之间，以及
其中所述滤波器电路进一步包括：
第一输入端子和第二输入端子，能够操作来接收作为差分信号的所述高频信号，
其中所述第一电感器和所述第二电感器是通过串联耦接在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间的第一差分电感器和第二差分电感器形成的，
其中所述第一可变电容器耦接在所述电源线与所述第一差分电感器和所述第二差分电感器的节点之间，以及
其中所述第二可变电容器耦接在所述第一输入端子和所述电源线之间以及在所述第二输入端子和所述电源线之间。
2.根据权利要求1所述的半导体装置，
其中通过所述第一可变电容器和所述第二可变电容器的电容值来调整所述期望的信号分量的频率，以及通过所述第一可变电容器的电容值来调整所述谐波分量的频率。
3.一种半导体装置，包括：
滤波器电路，能够操作来传递输入的高频信号的期望的信号分量，以及能够操作来衰减所述期望的信号的整数倍的谐波分量，
其中所述滤波器电路包括：
第一电感器和第二电感器，串联耦接到发送所述高频信号的信号线；
第一可变电容器，耦接在被供应有电位的电源线与所述第一电感器和所述第二电感器的节点之间；以及
第二可变电容器，耦接在所述信号线和所述电源线之间，以及
其中所述信号线构成用于接收作为差分信号的所述高频信号的信号线对中的一个信号线，
其中所述滤波器电路进一步包括：
第三电感器和第四电感器，串联耦接到所述信号线对中的另一个信号线；
第三可变电容器，耦接在所述电源线与所述第三电感器和所述第四电感器的节点之间；以及
第四可变电容器，耦接在所述另一个信号线和所述电源线之间，以及
其中所述第一电感器至所述第四电感器串联耦接在所述一个信号线和所述另一个信号线之间。
4.根据权利要求3所述的半导体装置，
其中通过所述第一可变电容器至所述第四可变电容器的电容值来调整所述期望的信号分量的频率，以及通过所述第一可变电容器和所述第三可变电容器的电容值来调整高频分量的频率。
5.根据权利要求1所述的半导体装置，进一步包括：
正交调制器，能够操作来通过使用局部振荡信号升频转换从基带电路接收的基带信号，以及能够操作来输出所述高频信号；以及
传输放大器电路，能够操作来放大由所述正交调制器产生的所述高频信号，
其中，从所述正交调制器接收到所述高频信号时，所述滤波器电路将具有衰减的高频分量的所述高频信号供应到所述传输放大器电路。
6.根据权利要求1所述的半导体装置，进一步包括：
能够操作来执行程序的中央处理单元，
其中所述第一可变电容器和所述第二可变电容器的每个电容值通过所述中央处理单元来设置。
7.根据权利要求3所述的半导体装置，进一步包括：
能够操作来执行程序的中央处理单元，
其中所述第一可变电容器至所述第四可变电容器的每个电容值通过所述中央处理单元来设置。
8.一种半导体装置，包括：
滤波器电路，能够操作来传递输入的高频信号的期望的信号分量，以及能够操作来衰减所述期望的信号的整数倍的谐波分量，
其中所述滤波器电路包括：
第一电感器和第二电感器，串联耦接到发送所述高频信号的信号线；
第一可变电容器，耦接在被供应有电位的电源线与所述第一电感器和所述第二电感器的节点之间；
其中所述第一电感器和所述第二电感器中的一个是可变电感器，以及
其中所述滤波器电路进一步包括：
第一输入端子和第二输入端子，能够操作来接收作为差分信号的所述高频信号，
其中所述第一电感器和所述第二电感器是通过串联耦接在所述第一输入端子和所述第二输入端子之间的第一差分电感器和第二差分电感器形成的，
其中所述第一可变电容器耦接在所述第一差分电感器和所述第二差分电感器的节点与所述电源线之间。
9.根据权利要求8所述的半导体装置，
其中通过所述可变电感器的电感值和所述第一可变电容器的电容值来调整所述期望的信号分量和高频分量的频率。
10.一种半导体装置，包括：
滤波器电路，能够操作来传递输入的高频信号的期望的信号分量，以及能够操作来衰减所述期望的信号的整数倍的谐波分量，
其中所述滤波器电路包括：
第一电感器和第二电感器，串联耦接到发送所述高频信号的信号线；
第一可变电容器，耦接在被供应有电位的电源线与所述第一电感器和所述第二电感器的节点之间；
其中所述第一电感器和所述第二电感器中的一个是可变电感器，
其中所述信号线构成用于接收作为差分信号的所述高频信号的信号线对中的一个信号线，
其中所述滤波器电路包括：
第三电感器，耦接到所述信号线对的另一个信号线；以及
第二可变电容器，耦接在所述电源线与所述第二电感器和所述第三电感器的节点之间，
其中所述第一电感器至所述第三电感器串联耦接在所述一个信号线和所述另一个信号线之间，以及
其中所述第二电感器是可变电感器。
11.根据权利要求10所述的半导体装置，
其中通过所述可变电感器的电感值以及所述第一可变电容器和所述第二可变电容器的电容值来调整所述期望的信号分量和高频分量的频率。
12.根据权利要求8所述的半导体装置，进一步包括：
正交调制器，能够操作来通过使用局部振荡信号对从基带电路接收的基带信号进行升频转换，以及能够操作来输出所述高频信号；以及
传输放大器电路，能够操作来放大由所述正交调制器产生的所述高频信号，
其中，从所述正交调制器接收到所述高频信号时，所述滤波器电路将具有衰减的高频分量的高频信号供应到所述传输放大器电路。
CN201310729345.6A 2012-12-27 2013-12-26 半导体装置以及滤波器电路的调整方法 Active CN103905010B (zh)

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2012285125A JP6084030B2 (ja) 2012-12-27 2012-12-27 半導体装置およびフィルタ回路の調整方法
JP2012-285125 2012-12-27

Publications (2)

Publication Number Publication Date
CN103905010A CN103905010A (zh) 2014-07-02
CN103905010B true CN103905010B (zh) 2018-03-06

Family

ID=49876377

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
CN201310729345.6A Active CN103905010B (zh) 2012-12-27 2013-12-26 半导体装置以及滤波器电路的调整方法

Country Status (6)

Country Link
US (2) US9190977B2 (zh)
EP (1) EP2750291A3 (zh)
JP (1) JP6084030B2 (zh)
KR (1) KR102143872B1 (zh)
CN (1) CN103905010B (zh)
TW (1) TWI620412B (zh)

Families Citing this family (19)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US9313053B2 (en) * 2012-05-15 2016-04-12 Broadcom Corporation Filter circuitry
US9425835B2 (en) * 2013-08-09 2016-08-23 Broadcom Corporation Transmitter with reduced counter-intermodulation
US9762274B2 (en) * 2014-05-29 2017-09-12 Qualcomm Incorporated Feedback receive path with RF filter
JP6465270B2 (ja) * 2014-07-23 2019-02-06 セイコーエプソン株式会社 周波数逓倍回路、電子機器及び移動体
DE102014111904A1 (de) * 2014-08-20 2016-02-25 Epcos Ag Abstimmbares HF-Filter mit Parallelresonatoren
DE102014111909B3 (de) 2014-08-20 2016-02-04 Epcos Ag Abstimmbares HF-Filter mit Serienresonatoren
CN107658288B (zh) * 2014-11-21 2020-02-07 威锋电子股份有限公司 集成电路装置
JP6406362B2 (ja) * 2015-02-02 2018-10-17 株式会社村田製作所 可変フィルタ回路、高周波モジュール回路、および、通信装置
US9900022B2 (en) * 2016-01-15 2018-02-20 Texas Instruments Incorporated Digital to analog converter with passive reconstruction filter
KR102547294B1 (ko) * 2016-10-31 2023-06-22 삼성전자주식회사 반도체 장치 및 반도체 장치의 동작 방법
KR101942731B1 (ko) 2017-04-10 2019-01-28 삼성전기 주식회사 필터 및 필터 모듈
GB201705913D0 (en) 2017-04-12 2017-05-24 Novelda As Filter
JP6713979B2 (ja) * 2017-12-21 2020-06-24 國家中山科學研究院 無線周波数増幅器及び無線周波数増幅器を用いた集積回路
US10333763B1 (en) * 2018-06-18 2019-06-25 Futurewei Technologies, Inc. System and method for hybrid transmitter
CN109257029A (zh) * 2018-08-31 2019-01-22 维沃移动通信有限公司 调谐滤波电路和终端设备
KR102573219B1 (ko) * 2018-09-14 2023-09-01 삼성전자주식회사 임피던스를 조절할 수 있는 집적 회로 및 이를 포함하는 전자 장치
TWI695581B (zh) * 2019-11-28 2020-06-01 財團法人工業技術研究院 切換式相移器
US11616517B2 (en) * 2020-02-19 2023-03-28 Qualcomm Incorporated Multiband transmitter
CN111238544B (zh) * 2020-03-12 2022-10-21 江苏林洋能源股份有限公司 应用于温/湿度环境检测的基于lc型谐振器的微波传感器

Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6084486A (en) * 1996-07-17 2000-07-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Controllable filter and high frequency apparatus using the same
CN102340323A (zh) * 2010-05-28 2012-02-01 联发科技股份有限公司 转换电路
GB2491022A (en) * 2012-05-15 2012-11-21 Renesas Mobile Corp Filter circuit

Family Cites Families (13)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
BE419527A (zh) * 1936-01-20
US4287602A (en) * 1972-11-28 1981-09-01 Corporation For Public Broadcasting Rejection filter to remove TV channel 6 and FM radio interference
IT1074089B (it) * 1976-12-16 1985-04-17 Sits Soc It Telecom Siemens Filtro passa-reiettabanda per sistemi di telecomunicazioni
JPS6013522B2 (ja) * 1977-07-01 1985-04-08 株式会社日立製作所 同調回路
US5095285A (en) 1990-08-31 1992-03-10 Texas Instruments Incorporated Monolithically realizable harmonic trapping circuit
US6842086B1 (en) * 1999-08-20 2005-01-11 Eagle Comtronics, Inc. Two-pole notch filter
US6778022B1 (en) * 2001-05-17 2004-08-17 Rf Micro Devices, Inc. VCO with high-Q switching capacitor bank
JP2003124769A (ja) * 2001-08-09 2003-04-25 Murata Mfg Co Ltd Ｌｃフィルタ回路、積層型ｌｃフィルタ、マルチプレクサおよび無線通信装置
JP2006074340A (ja) * 2004-09-01 2006-03-16 Sharp Corp 受信回路および無線通信デバイス
US7848713B2 (en) * 2007-09-10 2010-12-07 Qualcomm Incorporated Common mode signal attenuation for a differential duplexer
JP4903834B2 (ja) * 2009-04-27 2012-03-28 株式会社日立製作所 利得可変増幅回路及びそれを用いた無線通信機器用の集積回路
US9294067B2 (en) * 2011-11-03 2016-03-22 Rf Micro Devices, Inc. Combined balun transformer and harmonic filter
GB2491238B (en) * 2012-05-15 2013-07-03 Renesas Mobile Corp Filter circuitry

Patent Citations (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US6084486A (en) * 1996-07-17 2000-07-04 Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. Controllable filter and high frequency apparatus using the same
CN102340323A (zh) * 2010-05-28 2012-02-01 联发科技股份有限公司 转换电路
GB2491022A (en) * 2012-05-15 2012-11-21 Renesas Mobile Corp Filter circuit

Also Published As

Publication number Publication date
KR20140085335A (ko) 2014-07-07
TWI620412B (zh) 2018-04-01
CN103905010A (zh) 2014-07-02
EP2750291A2 (en) 2014-07-02
TW201440425A (zh) 2014-10-16
EP2750291A3 (en) 2017-02-01
KR102143872B1 (ko) 2020-08-12
US20140184356A1 (en) 2014-07-03
US20160065166A1 (en) 2016-03-03
JP2014127959A (ja) 2014-07-07
US9190977B2 (en) 2015-11-17
JP6084030B2 (ja) 2017-02-22

Similar Documents

Publication Publication Date Title
CN103905010B (zh) 半导体装置以及滤波器电路的调整方法
US10355647B2 (en) Doherty power amplifier combiner with tunable impedance termination circuit
CN105375883B (zh) 具有可调阻抗终端电路的多尔蒂功率放大器组合器
CN105359338B (zh) 滤波天线系统、设备以及方法
CN103797713B (zh) 带共存滤波器的功率放大器
EP3422571B1 (en) A transmitter matching network using a transformer
CN107078698A (zh) 具有可调谐输入网络的多赫蒂功率放大器
WO2008014029A2 (en) Re-configurable impedance matching and harmonic filter system
KR101983632B1 (ko) 통신 모듈
US11750167B2 (en) Apparatus for radio-frequency matching networks and associated methods
JP2009530939A (ja) 送信器、電力増幅器、及び、フィルタリング方法
CN108432146A (zh) 可再配置的多工器
US20200382146A1 (en) Multiplexer, radio frequency front-end circuit, and communication device
US10340876B2 (en) Tunable and integrated impedance matching and filter circuit
CN112400281B (zh) 高频模块和通信装置
US10523254B2 (en) Mixer S11 control via sum component termination
US10396748B2 (en) Linear, low noise, high Q and widely tunable notch filter

Legal Events

Date Code Title Description
C06 Publication
PB01 Publication
CB02 Change of applicant information

Address after: Tokyo, Japan

Applicant after: Renesas Electronics Corporation

Address before: Kanagawa, Japan

Applicant before: Renesas Electronics Corporation

COR Change of bibliographic data
C10 Entry into substantive examination
SE01 Entry into force of request for substantive examination
GR01 Patent grant
GR01 Patent grant