TWI620412B - 半導體裝置及濾波電路之調整方法 - Google Patents
半導體裝置及濾波電路之調整方法 Download PDFInfo
- Publication number
- TWI620412B TWI620412B TW102146720A TW102146720A TWI620412B TW I620412 B TWI620412 B TW I620412B TW 102146720 A TW102146720 A TW 102146720A TW 102146720 A TW102146720 A TW 102146720A TW I620412 B TWI620412 B TW I620412B
- Authority
- TW
- Taiwan
- Prior art keywords
- frequency
- signal
- inductor
- variable capacitor
- filter circuit
- Prior art date
Links
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 title claims abstract description 17
- 238000000034 method Methods 0.000 title abstract description 9
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 claims abstract description 155
- 230000005540 biological transmission Effects 0.000 claims description 16
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 33
- 238000004088 simulation Methods 0.000 description 24
- 238000004891 communication Methods 0.000 description 18
- 230000010355 oscillation Effects 0.000 description 13
- 239000002184 metal Substances 0.000 description 12
- 230000003071 parasitic effect Effects 0.000 description 12
- 229920000954 Polyglycolide Polymers 0.000 description 10
- 235000010409 propane-1,2-diol alginate Nutrition 0.000 description 10
- 230000004044 response Effects 0.000 description 8
- 230000005672 electromagnetic field Effects 0.000 description 7
- 230000008859 change Effects 0.000 description 4
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 description 4
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- 230000000295 complement effect Effects 0.000 description 3
- 230000000903 blocking effect Effects 0.000 description 2
- 229920005994 diacetyl cellulose Polymers 0.000 description 2
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 2
- 230000014509 gene expression Effects 0.000 description 2
- 230000007246 mechanism Effects 0.000 description 2
- 230000008569 process Effects 0.000 description 2
- 230000003321 amplification Effects 0.000 description 1
- 238000004458 analytical method Methods 0.000 description 1
- 230000000052 comparative effect Effects 0.000 description 1
- 230000006870 function Effects 0.000 description 1
- 239000012212 insulator Substances 0.000 description 1
- 230000007774 longterm Effects 0.000 description 1
- 229910044991 metal oxide Inorganic materials 0.000 description 1
- 150000004706 metal oxides Chemical class 0.000 description 1
- 238000003199 nucleic acid amplification method Methods 0.000 description 1
- 230000003534 oscillatory effect Effects 0.000 description 1
- 239000000758 substrate Substances 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
- H01L23/52—Arrangements for conducting electric current within the device in operation from one component to another, i.e. interconnections, e.g. wires, lead frames
- H01L23/522—Arrangements for conducting electric current within the device in operation from one component to another, i.e. interconnections, e.g. wires, lead frames including external interconnections consisting of a multilayer structure of conductive and insulating layers inseparably formed on the semiconductor body
- H01L23/5222—Capacitive arrangements or effects of, or between wiring layers
- H01L23/5223—Capacitor integral with wiring layers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L23/00—Details of semiconductor or other solid state devices
- H01L23/52—Arrangements for conducting electric current within the device in operation from one component to another, i.e. interconnections, e.g. wires, lead frames
- H01L23/522—Arrangements for conducting electric current within the device in operation from one component to another, i.e. interconnections, e.g. wires, lead frames including external interconnections consisting of a multilayer structure of conductive and insulating layers inseparably formed on the semiconductor body
- H01L23/5227—Inductive arrangements or effects of, or between, wiring layers
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
- H01L27/01—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate comprising only passive thin-film or thick-film elements formed on a common insulating substrate
- H01L27/016—Thin-film circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L28/00—Passive two-terminal components without a potential-jump or surface barrier for integrated circuits; Details thereof; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L28/10—Inductors
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L28/00—Passive two-terminal components without a potential-jump or surface barrier for integrated circuits; Details thereof; Multistep manufacturing processes therefor
- H01L28/40—Capacitors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/189—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers
- H03F3/19—High-frequency amplifiers, e.g. radio frequency amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/191—Tuned amplifiers
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/20—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers
- H03F3/24—Power amplifiers, e.g. Class B amplifiers, Class C amplifiers of transmitter output stages
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F3/00—Amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements
- H03F3/45—Differential amplifiers
- H03F3/45071—Differential amplifiers with semiconductor devices only
- H03F3/45076—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier
- H03F3/45475—Differential amplifiers with semiconductor devices only characterised by the way of implementation of the active amplifying circuit in the differential amplifier using IC blocks as the active amplifying circuit
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/0115—Frequency selective two-port networks comprising only inductors and capacitors
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/0153—Electrical filters; Controlling thereof
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/0153—Electrical filters; Controlling thereof
- H03H7/0161—Bandpass filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H7/17—Structural details of sub-circuits of frequency selective networks
- H03H7/1741—Comprising typical LC combinations, irrespective of presence and location of additional resistors
- H03H7/1791—Combined LC in shunt or branch path
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B1/0475—Circuits with means for limiting noise, interference or distortion
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/32—Carrier systems characterised by combinations of two or more of the types covered by groups H04L27/02, H04L27/10, H04L27/18 or H04L27/26
- H04L27/34—Amplitude- and phase-modulated carrier systems, e.g. quadrature-amplitude modulated carrier systems
- H04L27/36—Modulator circuits; Transmitter circuits
- H04L27/362—Modulation using more than one carrier, e.g. with quadrature carriers, separately amplitude modulated
- H04L27/364—Arrangements for overcoming imperfections in the modulator, e.g. quadrature error or unbalanced I and Q levels
-
- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L2924/00—Indexing scheme for arrangements or methods for connecting or disconnecting semiconductor or solid-state bodies as covered by H01L24/00
- H01L2924/0001—Technical content checked by a classifier
- H01L2924/0002—Not covered by any one of groups H01L24/00, H01L24/00 and H01L2224/00
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/111—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a dual or triple band amplifier, e.g. 900 and 1800 MHz, e.g. switched or not switched, simultaneously or not
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/165—A filter circuit coupled to the input of an amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2200/00—Indexing scheme relating to amplifiers
- H03F2200/451—Indexing scheme relating to amplifiers the amplifier being a radio frequency amplifier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F2203/00—Indexing scheme relating to amplifiers with only discharge tubes or only semiconductor devices as amplifying elements covered by H03F3/00
- H03F2203/45—Indexing scheme relating to differential amplifiers
- H03F2203/45576—Indexing scheme relating to differential amplifiers the IC comprising input impedance adapting or controlling means
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H1/00—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network
- H03H2001/0021—Constructional details
- H03H2001/0064—Constructional details comprising semiconductor material
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H1/00—Constructional details of impedance networks whose electrical mode of operation is not specified or applicable to more than one type of network
- H03H2001/0021—Constructional details
- H03H2001/0078—Constructional details comprising spiral inductor on a substrate
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H7/00—Multiple-port networks comprising only passive electrical elements as network components
- H03H7/01—Frequency selective two-port networks
- H03H2007/013—Notch or bandstop filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
- H03H2210/01—Tuned parameter of filter characteristics
- H03H2210/012—Centre frequency; Cut-off frequency
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
- H03H2210/02—Variable filter component
- H03H2210/025—Capacitor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
- H03H2210/02—Variable filter component
- H03H2210/026—Inductor
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H2210/00—Indexing scheme relating to details of tunable filters
- H03H2210/03—Type of tuning
- H03H2210/036—Stepwise
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B1/00—Details of transmission systems, not covered by a single one of groups H04B3/00 - H04B13/00; Details of transmission systems not characterised by the medium used for transmission
- H04B1/02—Transmitters
- H04B1/04—Circuits
- H04B2001/0408—Circuits with power amplifiers
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Computer Hardware Design (AREA)
- Microelectronics & Electronic Packaging (AREA)
- Condensed Matter Physics & Semiconductors (AREA)
- General Physics & Mathematics (AREA)
- Physics & Mathematics (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transmitters (AREA)
- Filters And Equalizers (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Networks Using Active Elements (AREA)
Abstract
本發明旨在提供一種半導體裝置及濾波器電路之調整方法,在廣頻帶範圍實現使所輸入之高頻信號中之期望波成分通過,另一方面,使期望波之整數倍之諧波成分衰減之濾波器電路。
其中濾波器電路係使所輸入之高頻信號中之期望波成分通過,另一方面,使期望波之3倍之3次諧波成分衰減之凹口濾波器(notch filter)。凹口濾波器包含:第1及第2電感器L1、L2,串聯連接於傳播高頻信號之信號線與電源線之間;第1可變電容器C1,連接於第1電感器L1及第2電感器L2之連接點與電源線之間;及第2可變電容器C2,連接於信號線及電源線之間。藉由第1及第2可變電容器C1、C2之電容調整期望波成分之頻率,藉由第1可變電容器C1之電容調整3次諧波成分之頻率。
Description
本發明係關於半導體裝置,例如適當用於用在射頻積體電路(RFIC:Radio Frequency Integrated Circuit)中,具有濾波器電路之半導體裝置。
安裝於行動電話機及無線LAN(Local Area Network)等無線通信設備之RFIC(半導體裝置)中,在用來將以天線接收之「接收RF信號」降頻轉換為「接收基頻信號」之接收部;及用來將「發送基頻信號」升頻轉換為「發送RF信號」之發送部內,分別設有用來去除頻帶外不要之信號之濾波器電路。如此之濾波器電路,一般而言使用電感器、電容器及電阻元件構成(參照例如專利文獻1)。
例如,作為濾波器電路,使用並聯連接之電感器及電容器所構成之LC電路時,在LC電路之諧振頻率,濾波器電路之輸入阻抗最大。因此,濾波器電路係作為一種帶通濾波器,使諧振頻率附近之頻率通過,另一方面,使遠離諧振頻率之頻率衰減。
【先前技術文獻】
【專利文獻】
【專利文獻1】
美國專利第5095285號說明書
RFIC之發送部中,使用正交轉換器將「發送基頻信號」升頻轉換為「發送RF信號」時,會產生期望波之頻率之整數倍諧波成分。特別是,期望波之頻率的3倍之3次諧波會因與期望波之相互調變,產生稱為C-IM3(Counter 3rd-order Inter Modulation:3次互調變失真)之不要波。此C-IM3對其他無線通信設備會成為妨礙波,故在適用於無線通信設備之各種通信規格中,分別限定允許之C-IM3之大小。
在此,為減小C-IM3,宜使用濾波器電路去除因正交轉換器產生之3次諧波。業界要求作為如此之濾波器電路,具有使發送RF信號中之期望波通過,且使3次諧波衰減之特性。
另一方面,目前於無線通信設備中,為使資料通信速度高速化,對應複數頻帶之多波段(multi-band)技術正快速發展。因此,作為濾波器電路,需相對於各種頻帶,實現上述之濾波器特性。其他課題與新穎特徵將會由本說明書之記述及附圖明示。
依一實施形態之半導體裝置包含使所輸入之高頻信號中之期望波成分通過,另一方面,使期望波之3倍之3次諧波成分衰減之濾波器電路。濾波器電路包含:第1及第2電感器,串聯連接於傳播高頻信號之信號線;第1可變電容器,連接於第1及第2電感器之連接點與電源線之間;及第2可變電容器,連接於信號線及電源線之間。藉由第1及第2可變電容器之電容,調整期望波成分之頻率,藉由第1可變電容器之電容,調整3次諧波成分之頻率。
依上述之一實施形態,可在廣頻帶範圍實現使所輸入之高頻信號中之
期望波成分通過,另一方面,使期望波之整數倍之諧波成分衰減之濾波器電路。
100‧‧‧RFIC
102‧‧‧LNA
104‧‧‧Down Converter
106、156‧‧‧DIV
108、158‧‧‧LO
110A、110B、160A、160B‧‧‧LPF
112A、112B‧‧‧VGA
114A、114B‧‧‧ADC
150‧‧‧IF
152‧‧‧PGA
154‧‧‧QMOD
164A、164B‧‧‧DAC
170‧‧‧數位電路
172‧‧‧發送用Balun
180、180A、180B‧‧‧濾波器電路
200‧‧‧FEM
210‧‧‧天線
212‧‧‧接收用Balun
214‧‧‧HPA
300‧‧‧基頻電路
C1、C2、C1_P、C2_P、C1_N、C2_N‧‧‧可變電容器
C1_P<0>~C1_P<n>‧‧‧電容元件
CL‧‧‧寄生電容
IN_P、IN_N‧‧‧輸入端子
L1、L2、L1_P、L2_P、L2_N、L1_N、L1_P#、L1_N#、L2#‧‧‧電感器
n0‧‧‧中間點
nn1、nn2、np1、np2‧‧‧連接點
OUT_N、OUT_P‧‧‧輸出端子
RX‧‧‧接收部
SW1、SW2_P、SW2_N、SW3_P、SW3_N、SW4_P、SW4_N、SW5_P、SW5_N‧‧‧開關
SW1_P<0>~SW1_P<n>‧‧‧開關元件
TX‧‧‧發送部
【圖1】係概略顯示搭載有依實施形態1之RFIC之系統之整體構成圖。
【圖2】係說明發送部TX中之C-IM3之發生機制圖。
【圖3】(a)、(b)係顯示理想的濾波器電路之構成之電路圖。
【圖4】係顯示圖3所示之凹口濾波器之輸入阻抗之頻率特性圖。
【圖5】係用來說明圖3所示之凹口濾波器之問題點的圖。
【圖6】係顯示依實施形態1之單端方式之濾波器電路之構成之電路圖。
【圖7】係顯示依實施形態1之差動方式之濾波器電路之構成之電路圖。
【圖8】係顯示圖7所示之濾波器電路之構成之一例之電路圖。
【圖9】係顯示圖8所示之濾波器電路之構成之一例之俯視圖。
【圖10】(a)、(b)、(c)、(d)係顯示圖9之濾波器電路所使用之可變電容器之構成之一例之電路圖。
【圖11】係用來說明可變電容器之電容之調整的圖。
【圖12】係顯示圖8所示之濾波器電路之頻率特性之調諧動作之流程圖。
【圖13】係顯示用來分析依實施形態1之濾波器電路之頻率特性之模擬條件圖。
【圖14】係顯示濾波器電路之頻率比及峰頻率之關係的模擬結果圖。
【圖15】係顯示以電磁場模擬器模擬之濾波器電路之輸入阻抗之模擬結果圖。
【圖16】係顯示依實施形態2之單端方式之濾波器電路之構成之電路圖。
【圖17】係顯示依實施形態2之差動方式之濾波器電路之構成之一例之電路圖。
【圖18】係顯示圖17所示之濾波器電路之構成之一例之俯視圖。
【圖19】係顯示圖17所示之濾波器電路之頻率特性之調諧動作之流程
圖。
【圖20】係顯示用來分析依實施形態2之濾波器電路之頻率特性之模擬條件圖。
【圖21】係顯示濾波器電路之頻率比及峰頻率之關係的模擬結果圖。
【圖22】係顯示以電磁場模擬器模擬之濾波器電路之輸入阻抗之模擬結果圖。
【圖23】係顯示依實施形態3之單端方式之濾波器電路之構成之電路圖。
【圖24】係顯示依實施形態3之差動方式之濾波器電路之構成之一例之電路圖。
【圖25】係顯示圖24所示之濾波器電路之頻率特性之調諧動作之流程圖。
【圖26】係顯示用來分析依實施形態3之濾波器電路之頻率特性之模擬條件圖。
【圖27】係顯示濾波器電路之頻率比及峰頻率之關係的模擬結果圖。
以下,參照圖式詳細說明關於一實施形態。又,對同一或相當之部分賦予同一參照符號,不重複其說明。
<實施形態1>
(RFIC之整體構成)
圖1概略顯示搭載有依實施形態1之RFIC之系統之整體構成。圖1所示之系統中,代表性地有行動電話機或無線LAN(Local Area Network)等無線通信設備。
參照圖1即知,無線通信設備包含RFIC100、FEM(Front End Module:前端模組)200、基頻電路300、天線210、接收用Balun(平衡-不平衡轉換器)212、與HPA(High Power Amplifier:高輸出放大器)214。
RFIC100、基頻電路300及HPA214分別係以在別個半導體基板上形成之積體電路構成之半導體裝置。
為發送及接收RF信號使用天線210。FEM200於發送時與接收時,切換天線210與接收用Balun212及HPA214之連接。接收用Balun212將由天線210輸出之「接收RF信號」自單相信號轉換為差動信號,供給予RFIC100。HPA214將由RFIC100輸出之「發送RF信號」放大,供給予天線210。
基頻電路300與RFIC100交換資料。雖省略圖示,但基頻電路300包含:用來控制RFIC100之控制電路;及產生供給予RFIC100之時脈信號的時脈產生電路等。
RFIC100由接收部RX、發送部TX、及數位RF用IF(Interface:介面)150構成。接收部RX使用局部震盪信號(本地載波信號)將由天線210接收之「接收RF信號」降頻轉換為「類比接收基頻信號」。且接收部RX將「類比接收基頻信號」進行AD(Analog to Digital)轉換,產生「數位接收基頻信號」。
具體而言,接收部RX包含LNA(Low Noise Amplifier:低雜訊放大器)102、Down Converter(頻率轉換器)104、DIV(Divider:分頻器)106、LO(Local Oscillator:局部震盪器)108、LPF(Low Pass Filter:低通濾波器)110A、110B、VGA(Variable Gain Amplifier:可變增益放大器)112A、112B、與ADC(Analog to Digital Converter:AD轉換器)114A、114B。
LNA102對接收之「接收RF信號」進行低雜訊放大。藉由Down Converter104將經低雜訊放大之「接收RF信號」降頻轉換為「類比接收基頻信號」。詳細而言,LO108產生於DIV106使用之差動信號之局部震盪信號。DIV106將於LO108產生之局部震盪信號依分頻比進行分頻,於每一使用之頻帶產生頻率不同之局部震盪信號。Down Converter104混合於
DIV106產生之局部震盪信號與接收RF信號,產生係同相成分之I信號。Down Converter104更混合局部震盪信號與接收RF信號,產生係正交相位成分之Q信號。於Down Converter104產生的「係差動信號之類比信號的I信號及Q信號」分別通過LPF110A、110B,藉此去除高於阻斷頻率之頻帶之頻率成分。
VGA112A、112B分別對由Down Converter104產生之類比信號的I信號及Q信號進行位準調整後,分別輸出至ADC114A、114B。ADC114A、114B分別將自VGA112A、112B輸出之I信號及Q信號轉換為數位信號之I信號及Q信號後,輸出至IF150。
IF150係連結RFIC100與基頻電路300之介面,遵照由MIPI(Mobile Industry Processor Interface)Alliance制定之介面規格。基頻電路300對經由IF150接收之數位信號的I信號及Q信號進行解調變,藉此獲得係接收資料之數位接收基頻信號。
發送部TX對由基頻電路300產生之「數位發送基頻信號」進行DA(Digital to Analog)轉換,產生「類比發送基頻信號」,使用局部震盪信號將產生之「類比發送基頻信號」升頻轉換為「發送RF信號」。又,發送部TX經由天線210對基地台以無線發送「發送RF信號」。
具體而言,發送部TX包含:數位電路170、DAC(Digital to Analog Converter:DA轉換器)164A、164B、LPF160A、160B、DIV156、LO158、QMOD(Quadrature Modulator:正交調變器)154、PGA(Programmable Gain Amplifier:可程式化增益放大器)152、與發送用Balun172。
數位電路170自基頻電路300經由IF150接收:係發送資料之「數位發送基頻信號」。雖省略圖示,但數位電路170包含:解多工器、及DPGA(Digital Gain Programmable Amplifier:數位可程式化增益放大器)。經由IF150自基頻電路300接受之「發送基頻信號」(發送資料)係串列傳送之1位元之
資料信號,包含I信號與Q信號。解多工器將串列傳送之I信號及Q信號分離(解多工),並將係串列信號之I信號及Q信號轉換為複數位元所構成之並列信號。DPGA使轉換為並列信號之數位信號的I信號放大,同樣地,使轉換為並列信號之數位信號的Q信號放大。
DAC164A、164B將由DPGA放大之數位信號的I信號及Q信號,轉換為係差動信號之類比信號的I信號及Q信號。由DAC164A、164B轉換之類比信號的I信號及Q信號分別通過LPF160A、160B,藉此去除高於阻斷頻率之頻帶之頻率成分。
LO158產生由DIV156利用之差動信號之局部震盪信號。DIV156將於L0158產生之局部震盪信號依分頻比進行分頻,於每一使用之頻帶產生頻率不同之局部震盪信號。
QMOD154接收:對應使用之頻帶之局部震盪信號;與通過LPF160A、160B之類比信號的I信號及Q信號。QMOD154將局部震盪信號與I信號及Q信號相乘,產生將I信號及Q信號升頻轉換為局部震盪信號之頻率之類比信號的「發送RF信號」。QMOD154將產生之「發送RF信號」輸出至PGA152。
PGA152係發送放大電路,將於QMOD154產生之「發送RF信號」放大。發送用Balun172將由PGA152輸出之「發送RF信號」自差動信號轉換為單相信號,供給予HPA214。HPA214將由RFIC100輸出之「發送RF信號」放大,供給予天線210。
又,雖省略圖示,但RFIC100亦可包含:輸出「發送RF信號」之複數輸出端子Tx1~Txn(n係2以上之自然數);與輸入「接收RF信號」之複數輸入端子Rx1~Rxn。此時,輸出端子及輸入端子中,如(Tx1,Rx1)、‧‧‧(Txn,Rxn)般,輸出端子與輸入端子成對,對應RFIC100使用之頻帶,決定使用之輸出端子與輸入端子之對。
在此,目前,於無線通信設備中,係第3世代(3G)之通信規格之W-CDMA(Wideband Code Divided Multiple Access)廣泛普及。W-CDMA以FDD-CDMA(分碼多重連接)方式實現,於歐美作為UMTS(Universal Mobile Telecommunications Systems)被熟知。且最近,作為實現較W-CDMA更高速化、廣域化之第3.9世代(3.9G)之通信規格,LTE(Long Term Evolution)越來越廣為採用。LTE中,下行使用OFDMA(Orthogonal Frequency Division Multiple Access:正交分頻多重連接),上行使用SC-FDMA(Single Carrier Frequency Division Multiple Access:單載波分頻多重連接)。
搭載於對應LTE之無線通信設備之RFIC中,對發送部TX,業界要求實現較對應W-CDMA者低失真特性及多頻帶(廣頻帶)動作。作為低失真特性之一,業界要求自發送部TX輸出之「發送RF信號」所含之C-IM3(3次互調變失真)較W-CDMA對應小。如圖1所示,以HPA214放大自發送部TX輸出之「發送RF信號」,故自HPA214產生起因於C-IM3之不要波。此不要波對其他無線通信設備會成為妨礙波。因此,LTE中,限定有允許之C-IM3之大小。
圖2說明發送部TX中之C-IM3之發生機制。參照圖2即知,經由DAC及LPF之「發送基頻信號」於正交調變器(QMOD),與LO產生之局部震盪信號(本地載波信號)相乘,而升頻轉換為「發送RF信號」。假定「發送基頻信號」之頻率(基頻頻率)為fBB,局部震盪信號之頻率(發送載波頻率)為fLO,則發送RF信號中,欲發送之期望波的頻率可以fLO+fBB表示。發送RF信號中,更包含係期望波之3倍之諧波成分(=3fLO-fBB)之3次諧波。
以PGA放大由正交調變器產生之「發送RF信號」。PGA等RF放大器中,一般而言,使用電晶體或二極體等非線性元件。將包含期望波及3次諧波之「發送RF信號」輸入PGA後,雖亦放大期望波,但輸入信號間發生相互調變,或是在與因放大器之非線性特性產生的高頻波之間發生相互
調變,故於PGA之輸出產生所謂的不要波(混附發射)。C-IM3係因期望波與3次諧波之間的相互調變產生之不要波,其頻率以fLO-3fBB表示。如此,於期望波之頻率fLO+fBB之附近若產生C-IM3,即會妨礙其他通信。特別是在操作頻帶數多的LTE中,C-IM3會成為大問題。如上述,C-IM3之主要發生要因係因期望波與3次諧波相互調變。因此,藉由抑制3次諧波可減低C-IM3。
另一方面,關於多頻帶動作,LTE中,限定有多於W-CDMA之操作頻帶及操作頻率,具體而言,W-CDMA中,限定17頻帶、及1.2GHz之操作頻率,相對於此,LTE中,限定31頻帶,及2.2GHz之操作頻率。一般而言,藉由設置複數個正交調變器、PGA及發送用Balun所構成之電路方塊,可實現發送部TX之多頻帶動作。
如上述,於發送部TX設置複數個電路方塊時,發送部TX之占有面積增大,故RFIC100的面積也隨之變大。因此,正交調變器、PGA及發送用Balun所構成之各電路方塊於廣頻帶動作,會帶來RFIC100之晶片面積縮小的效果。例如,若假定將3個電路方塊搭載於RFIC100,各電路方塊涵蓋之頻帶即為700~900MHz、1.4~2.0GHz、2.3~2.6GHz。又,對應此等3個頻帶中,頻寬最廣的1.4~2.0GHz之頻帶之正交調變器之設計最難。
由以上可知,業界要求用來在搭載於對應LTE之無線通信設備之RFIC100之發送部TX中,在廣頻帶範圍(1.4~2.0GHz)能夠抑制於正交調變器產生之3次諧波之電路技術。參照圖1即知,依實施形態1之RFIC100中,在QMOD154與PGA152之間設有濾波器電路180。濾波器電路180如以下說明,使輸入之「發送RF信號」中之期望波通過,另一方面,使3次諧波衰減。
以下,參照圖式詳細說明關於適用於依一實施形態之RFIC100之濾波器電路之構成。
(理想的濾波器電路之構成)
說明依一實施形態之濾波器電路之構成時,最初說明關於理想的濾波器電路之構成及該濾波器電路具有之課題。
圖3係顯示理想的濾波器電路之構成之電路圖。以下說明中,為便於說明,例示單端方式之濾波器電路。
如圖3(a)所示,濾波器電路設於正交調變器及PGA之間。濾波器電路以凹口濾波器構成。具體而言,參照圖3(b)即知,凹口濾波器包含:電感器L1、L2,在傳播「發送RF信號」之信號線與接收接地電位之電源線(以下稱接地線)之間依此順序串聯連接;及可變電容器C1,連接於電感器L1及L2之連接點與接地線之間。
圖4顯示圖3(b)所示之凹口濾波器之輸入阻抗之頻率特性。凹口濾波器中,電感器L2及可變電容器C1之並列電路諧振時作為高阻抗動作,另一方面,電感器L1、L2及可變電容器C1諧振時作為低阻抗動作。以下說明中,凹口濾波器係高阻抗時之諧振頻率以「峰頻率fpeak」表示,凹口濾波器係低阻抗時之諧振頻率以「凹口頻率fnotch」表示。
若電感器L2之電感為L,電感器L1之電感為電感器L2之電感的n倍(=nL),可變電容器C1之電容為C1,則可分別以式(1)、(2)賦予凹口濾波器之峰頻率fpeak、及凹口頻率fnotch。
且若凹口濾波器中峰頻率fpeak與凹口頻率fnotch之比(以下亦稱「頻率比」)為fr,則可根據上述式(1)、(2)以式(3)表示頻率比fr。
如由上述式(3)可知,凹口濾波器之頻率比係僅電感器L1、L2之電感比n之函數。自正交調變器對凹口濾波器輸入之「發送RF信號」中,3次諧波具有期望波之約3倍之頻率。因此,藉由設定凹口濾波器之頻率比為3,凹口濾波器可不使期望波衰減,抑制3次諧波。又,為使頻率比為3,設定為電感比n=1/8即可。
在此,如上述式(1)所示,凹口濾波器之峰頻率fpeak因應可變電容器C1之電容而變化。因此,藉由改變可變電容器C1之電容,峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch可保持式(3)所示之頻率比並改變。
然而,圖3(b)所示之凹口濾波器中,實際上,如圖5所示,於信號線存在寄生電容CL。因此信號線之寄生電容CL之影響,凹口濾波器之頻率特性偏離圖4之特性。具體而言,考慮到信號線之寄生電容CL時,可分別以式(4)、(5)算出凹口濾波器之峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch。
分別比較上述式(1)、(2)與式(4)、(5)即知,實際之凹口濾波器與理想的凹口濾波器中,凹口頻率fnotch一致,另一方面,峰頻率fpeak不同。一般而言,信號線之寄生電容CL中,電容充分大於可變電容器C1(CL>>C1),故峰頻率fpeak實質上由寄生電容CL決定。亦即,信號線之寄生電容CL存在時,即使令可變電容器C1之電容變化,峰頻率fpeak亦大致不變化。因此,實際之凹口濾波器之頻率比大幅偏離3。其結果,圖3(b)所示之凹口濾波器中,無法在廣頻帶範圍抑制於正交調變器產生之3次諧波。
如以下詳細說明,依實施形態1之濾波器電路係考慮到信號線之寄生電容CL之影響之電路構成,藉此在廣頻帶範圍實現頻率比3。
(依實施形態1之濾波器電路之構成)
以下,說明依實施形態1之濾波器電路之構成。圖6係顯示依實施形態1之濾波器電路之構成之電路圖。圖6中,例示單端方式之濾波器電路。
參照圖6即知,依實施形態1之濾波器電路中,於圖3(b)所示之理想的凹口濾波器內,更設置可變電容器C2。可變電容器C2連接於信號線及接地線之間。亦即,可變電容器C2相對於信號線,與信號線之寄生電容CL成並聯連接。
圖6所示之凹口濾波器中,假定電感器L2之電感為L,電感器L1之電感為電感器L2之電感的n倍(=nL),可變電容器C1之電容為C1,可變電容器C2之電容為C2,則分別可以式(6)、(7)算出峰頻率fpeak、及凹口頻率fnotch。
【數式4】
峰頻率fpeak因應可變電容器C1、C2之電容C1、C2而變化。且凹口頻率fnotch因應可變電容器C1之電容C1而變化。可使用此等2個可變電容器C1、C2彼此獨立地調整峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch。
其次,參照圖7至圖12,說明關於搭載於RFIC100(圖1)之差動方式之濾波器電路之構成之一例。
參照圖7即知,依實施形態1之濾波器電路180設於QMOD154與PGA152之間。濾波器電路180以凹口濾波器構成。濾波器電路180包含一對輸入端子IN_P、IN_N。正端之輸入端子IN_P接收係差動信號之「發送RF信號」中之正端信號,負端之輸入端子IN_N接收「發送RF信號」中之負端信號。
圖8係顯示圖7所示之濾波器電路180之構成之一例之電路圖。參照圖8即知,濾波器電路180包含:4個電感器L1_P、L2_P、L2_N、L1_N;與4個可變電容器C1_P、C2_P、C1_N、C2_N。
4個電感器L1_P、L2_P、L2_N、L1_N在輸入端子IN_P及輸入端子IN_N之間依序串聯連接。如後述,電感器L1_P及L1_N差動結合,構成差動電感器。同樣地,電感器L2_P及L2_N亦構成差動電感器。又,4個電感器之中間點(電感器L2_P、L2_N之連接點)n0以高頻波方式(交流地)接地。
可變電容器C2_P連接正端之輸入端子IN_P及電感器L1_P之連接點np1與接地線之間。可變電容器C2_N連接輸入端子IN_N及電感器L1_N之連接點nn1與接地線之間。在此,連接接地線意指:交流地接地且直流地接地。
電感器L1_P及L2_P之連接點np2連接於正端之輸出端子OUT_P。可變電容器C1_P連接於正端之輸出端子OUT_P及接地線之間。
電感器L1_N及L2_N之連接點nn2連接於負端之輸出端子OUT_N。可變電容器C1_N連接於負端之輸出端子OUT_N及接地線之間。
藉由如此構成,將輸入濾波器電路180之差動信號中之正端信號,輸入電感器L1_P、L2_P及可變電容器C1_P、C2_P所構成之凹口濾波器。另一方面,將輸入濾波器電路180之差動信號中之負端信號,輸入電感器L1_N、L2_N及可變電容器C1_N、C2_N所構成之凹口濾波器。如圖6所示,可使用對應之2個可變電容器C1、C2獨立地調整各凹口濾波器之峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch。
圖9係顯示圖8所示之濾波器電路180之構成之一例之俯視圖。參照圖9即知,使用電阻率小的金屬配線MN-1形成4個電感器L1_P、L2_P、L1_N、L2_N。使用較金屬配線MN-1更下層之金屬配線MN-2形成電感器L2_P與電感器L2_N交叉之部分、及電感器L1_P與電感器L1_N交叉之部分。金屬配線MN-1及金屬配線MN-2經由接觸件VIA連接。
正端之輸入端子IN_P與電感器L1_P之連接、電感器L1_P、L2_P與正端之輸出端子OUT_P之連接、負端之輸入端子IN_N與電感器L1_N之連接、及電感器L1_N、L2_N與負端之輸出端子OUT_N之連接使用較金屬配線MN-1更上層之最上層的金屬配線MN。
圖10係顯示用於圖9之濾波器電路180之可變電容器之構成之一例之
電路圖。圖10(a)係可變電容器C1_P之電路圖,圖10(b)係可變電容器C2_P之電路圖,圖10(c)係可變電容器C1_N之電路圖,圖10(d)係可變電容器C2_N之電路圖。
參照圖10(a)即知,可變電容器C1_P包含n+1個(n係自然數)電容元件C1_P<0>~C1_P<n>,與n+1個開關元件SW1_P<0>~SW1_P<n>。電容元件作為一例,適用以形成於與金屬配線同一層之金屬層作為電容器之電極使用之所謂MIM(Metal Insulator Metal)電容器。開關元件SW1_P<0>~SW1_P<n>作為一例,適用MOS(Metal Oxide Semiconductor)電晶體。
開關元件SW1_P<0>~SW1_P<n>分別串聯連接於電容元件C1_P<0>~C1_P<n>。電容元件C1_P<i>及開關元件SW1_P<i>所構成之串聯電路(i係0以上n以下之整數)彼此並聯連接於正端之輸出端子OUT_P及接地線之間。
開關元件SW1_P<0>~SW1_P<n>分別因應控制信號CONT_C1<n:0>(=CONT_C1<0>~CONT_C1<n>)而導通(ON)/斷開(非導通)。如此,可藉由控制信號CONT_C1<n:0>調整彼此並聯連接於正端之輸出端子OUT_P及接地線之間的電容元件之個數,故可藉由控制信號CONT_C1<n:0>調整可變電容器C1_P整體之電容C1。
圖10(b)所示之可變電容器C2_P與圖10(a)所示之可變電容器C1_P構成相同,可藉由控制信號CONT_C2<n:0>(=CONT_C2<0>~CONT_C2<n>)調整可變電容器C2_P整體之電容C2。
圖10(c)所示之可變電容器C1_N與圖10(a)所示之可變電容器C1_P構成相同,可藉由控制信號CONT_C1<n:0>調整可變電容器C1_P整體之電容C1。
圖10(d)所示之可變電容器C2_N與圖10(b)所示之可變電容器C2_P構
成相同,可藉由控制信號CONT_C2<n:0>調整可變電容器C2_N整體之電容C1。
RFIC100如圖11所示,包含中央處理裝置(CPU:Central Processing Unit)。自CPU發送於圖10(a)、(b)分別顯示之控制信號CONTC1<n:0>、CONT_C2<n:0>。具體而言,CPU讀取並執行設於RFIC100之外部之外部記憶元件(以非揮發性記憶體構成)所預先儲存的程式,藉此可產生控制信號CONT_C1<n:0>及CONT_C2<n:0>。又,CPU包含起動時RFIC100內之初始設定,進行RFIC100之發送動作及接收動作所需之控制。控制信號CONT_C1<n:0>、CONT_C2<n:0>於該初始設定之處理的一部分中產生。
如此,圖8所示之濾波器電路180中,以由CPU輸出之控制信號CONT_C1<n:0>調整可變電容器C1_P、C1_N之電容C1,以由CPU輸出之控制信號CONT_C2<n:0>調整可變電容器C2_P、C2_N之電容C2。
於RFIC100(圖1)之產品出貨前,藉由未圖示之調諧電路使濾波器電路180之頻率特性調諧。此調諧針對搭載RFIC100之無線通信設備對應之複數操作頻帶各自進行。決定可變電容器C1、C2之電容,俾於每一操作頻帶,峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch之頻率比為3。
圖12係顯示圖8所示之濾波器電路180之頻率特性之調諧動作之流程圖。
參照圖12即知,步驟S01中,決定進行頻率特性調諧之操作頻帶,及該操作頻帶中期望波之頻率。使此「決定之期望波的頻率為3倍者」係3次諧波之頻率。
又,產生對應決定之期望波的「發送RF信號」,將其輸入濾波器電路180。根據通過濾波器電路180之「發送RF信號」,調整可變電容器C1、
C2之電容。
具體而言,最初藉由步驟S02,選擇可變電容器C1之電容,俾「發送RF信號」所含之3次諧波的大小為最小。其次,因應此選擇之可變電容器C1之電容,選擇可變電容器C2之電容,俾「發送RF信號」所含之期望波的大小為最大。
選擇可變電容器C1、C2之電容後,即前進至步驟S04,判斷是否還有其他應進行調諧之操作頻帶。還有其他應進行調諧之操作頻帶時(步驟S04中為YES),對該操作頻帶進行步驟S01~S03之處理,選擇可變電容器C1、C2之電容。又,對所有操作頻帶進行調諧後(步驟S04中為NO),動作結束。
如此,選擇可變電容器C1、C2之電容,俾於每一操作頻帶,頻率比為3。選擇之可變電容器C1、C2之電容與操作頻帶相對應,作為程式將指定該電容之值儲存於外部記憶元件(圖11)。CPU在RFIC100起動時,自外部記憶元件(非揮發性記憶體)讀取對應使用之操作頻帶之值,將其設定於RFIC100內既定之暫存器,藉此產生控制信號CONT_C1<n:0>、CONT_C2<n:0>。
如此,於產品出貨後之使用階段,CPU自外部記憶元件讀取對應使用之操作頻帶之程式,根據由該讀取之程式指定之電容,產生控制信號CONT_C1<n:0>、CONT_C2<n:0>。因應此產生之控制信號,開關元件SW0~SWn導通/斷開,藉此調整可變電容器C1、C2之電容為於操作頻帶最適於實現頻率比3之值。
(實施形態1之作用效果)
以下,參照圖13至圖15,說明關於分析依實施形態1之濾波器電路之頻率特性之模擬結果。
圖13顯示模擬條件。使可變電容器C1、C2之電容分別變化,並同時
模擬濾波器電路之頻率特性。圖14係濾波器電路之頻率比與峰頻率fpeak之關係的模擬結果。圖14中,顯示就可變電容器C2各電容,使可變電容器C1之電容變化時,峰頻率fpeak及頻率比之變化。且一併顯示頻率比之允許範圍(例如為3±10%)。
參照圖14即知,可變電容器C2之電容為0pF時,亦即不設置可變電容器C2時,頻率比在允許範圍內之峰頻率fpeak之頻率範圍為1.82GHz~1.95GHz(相當於圖中之範圍FR1)。又,使可變電容器C2之電容逐漸增加,藉此峰頻率fpeak之頻率範圍朝低頻率側移動。可變電容器C2之電容增加至1.5pF時,峰頻率fpeak之頻率範圍為1.4GHz~1.95GHz,擴大至不設置可變電容器C2時之頻率範圍之約4倍。如此,使可變電容器C2之電容變化,藉此可橫跨廣闊的頻率範圍使頻率比在允許範圍內。
圖15係以電磁場模擬器模擬之濾波器電路180之輸入阻抗Zin之模擬結果。藉由電磁場模擬器,對圖9所示之差動電感器進行電磁場分析,進行模型化。於此模型使可變電容器C1、C2之電容變化。
圖中之實線k1係可變電容器C1、C2分別為1.8pF、0pF時,輸入阻抗Zin之模擬結果。實線k2係可變電容器C1、C2分別為3.2pF、2.3pF時,輸入阻抗Zin之模擬結果。已知使可變電容器C1、C2之電容變化,藉此維持頻率比3,並直接令峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch變化。
如此,按照依實施形態1之濾波器電路,可使用凹口濾波器所含之2個可變電容器C1、C2獨立調整峰頻率及凹口頻率,故可在廣頻帶範圍實現頻率比3。因此,依實施形態1之濾波器電路可適當用於被要求低失真特性及多頻帶動作之LTE對應之RFIC。
<實施形態2>
圖16係顯示依實施形態2之濾波器電路之構成之電路圖。圖16中,例示單端方式之濾波器電路。
參照圖16即知,依實施形態2之濾波器電路係於圖3(b)所示之理想的凹口濾波器,以可變電感器構成電感器L2者。以下說明中,以電感器L2表示可變電感器L2。
圖16所示之凹口濾波器中,假定可變電感器L2之電感為L2,電感器L1之電感為L1,可變電容器C1之電容為C1,信號線之寄生電容為CL,則分別可以式(8)、(9)算出峰頻率fpeak、及凹口頻率fnotch。
峰頻率fpeak因應可變電容器C1之電容及可變電感器L2之電感L2而變化。且凹口頻率fnotch因應可變電容器C1之電容C1及可變電感器L2之電感L2而變化。與依實施形態1之濾波器電路180不同,峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch皆取決於可變電容器C1之電容及可變電感器L2之電感。惟一般而言,信號線之寄生電容CL中,電容充分大於可變電容器C1(CL>>C1),故可變電容器C1之電容對峰頻率fpeak之影響度小。因此,峰頻率fpeak實質上由可變電感器L2之電感決定。藉此,可使用可變電容器C1及可變電感器L2彼此獨立地調整峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch。
其次,參照圖17至圖19,說明關於搭載於RFIC100(圖1)之差動方式之濾波器電路之構成之一例。
圖17係顯示依實施形態2之濾波器電路180A之構成之一例之電路
圖。依實施形態2之濾波器電路180A與圖1所示之濾波器電路180相同,設於QMOD154與PGA152之間。濾波器電路180A以凹口濾波器構成。濾波器電路180A之一對輸入端子IN_P、IN_N中,正端之輸入端子IN_P接收係差動信號之「發送RF信號」中之正端信號,負端之輸入端子IN_N接收「發送RF信號」中之負端信號。
參照圖17即知,濾波器電路180A包含:4個電感器L1_P、L2_P、L2_N、L1_N;與2個可變電容器C1_P、C1_N。濾波器電路180A更包含:電感器L2#及開關SW1、SW2_P、SW2_N。
4個電感器L1_P、L2_P、L2_N、L1_N依此順序串聯連接於輸入端子IN_P及輸入端子IN_N之間。電感器L1_P及L1_N差動結合,構成差動電感器。同樣地,電感器L2_P及L2_N亦構成差動電感器。
電感器L1_P及L2_P之連接點np2連接於正端之輸出端子OUT_P。可變電容器C1_P連接於正端之輸出端子OUT_P及接地線之間。
電感器L1_N及L2_N之連接點nn2連接於負端之輸出端子OUT_N。可變電容器C1_N連接於負端之輸出端子OUT_N及接地線之間。
開關SW1連接於電感器L2_P及電感器L2_N之間。開關SW2_P、電感器L2#及開關SW2_N依此順序串聯連接於電感器L2_P及電感器L2_N之間。開關SW1與開關SW2_P、SW2_N因應由CPU(圖11)輸出之控制信號CONT_L2,互補地導通/斷開。具體而言,開關SW1導通,且開關SW2_P、SW2_P斷開,藉此電感器L2_P、L2_N直接接在一起。此時,電感器L2_P、L2_N之連接點以高頻波方式接地。
相對於此,開關SW1斷開,且開關SW2_P、SW2_N導通後,電感器L2#即連接於電感器L2_P與電感器L2_N之間。此時,電感器L2#之中間點以高頻波方式接地。
將輸入濾波器電路180A之差動信號中之正端信號,輸入電感器L1_P、L2_P及可變電容器C1_P所構成之凹口濾波器。另一方面,將輸入濾波器電路180A之差動信號中之負端信號,輸入電感器L1_N、L2_N及可變電容器C1_N所構成之凹口濾波器。實施形態2中,以開關SW1、SW2_P、SW_N切換電感L2#之連接/隔斷,藉此可實質上使電感L2_P、L2_N之電感變化。
藉由如此構成,可使用對應之可變電容器C1及可變電感器L2獨立地調整各凹口濾波器之峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch。又,雖省略圖示,但可藉由使複數個開關SW2_P、電感L2#及開關SW2_N之串聯電路並聯連接於電感L2_P及L2_N之間,藉此擴大電感L2_P、L2_N之電感的可變範圍。
圖18係顯示圖17所示之濾波器電路180A之構成之一例之俯視圖。圖18所示之濾波器電路180A相對於圖9所示之濾波器電路180,不設置可變電容器C2_P、C2_N,代之以更設置開關SW1、SW2_P、SW2_N及電感器L2#。可變電容器C1_P、C1_N之構成與圖10(a)、(c)相同,故不重複詳細說明。
使用與4個電感器L1_P、L1_N、L2_P、L2_N相同之金屬配線MN-1形成電感器L2#。配置電感器L2#,俾包圍電感器L2_P、L2_N之外周。藉由開關SW1、SW2_P、SW_N切換電感器L2#與電感器L2_P、L2_N之連接/隔斷。開關SW1、SW2_P、SW2_N作為一例適用MOS電晶體。開關元件SW1、SW2_P、SW2_N分別因應由未圖示之RFIC100之CPU(圖11)發送之控制信號CONT_L2而導通/斷開。如此,可藉由控制信號CONT_L2控制電感L2_P、L2_N與電感L2#之連接/隔斷,故可藉由控制信號CONT_L2,調整電感L2_P、L2_N之電感。
與控制信號CONT_C1<n:0>相同,可藉由CPU讀取由外部記憶元件預先儲存之程式,產生控制信號CONT_L2。具體而言,於RFIC100(圖1)之產品出貨前,藉由未圖示之調諧電路使濾波器電路180A之頻率特性調
諧。此調諧針對搭載RFIC100之無線通信設備對應之複數操作頻帶各自進行。調整可變電容器C1之電容及可變電感器L2之電感,俾於每一操作頻帶,峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch之頻率比為3。
圖19係顯示圖17所示之濾波器電路180A之頻率特性之調諧動作之流程圖。
參照圖19即知,步驟S01中,決定進行頻率特性調諧之操作頻帶,及該操作頻帶中期望波之頻率。使此決定之期望波的頻率為3倍者係3次諧波之頻率。
又,產生對應決定之期望波的「發送RF信號」,將其輸入濾波器電路180A。根據通過濾波器電路180A之「發送RF信號」,調整可變電容器C1之電容及可變電感器L2之電感。
具體而言,最初藉由步驟S021,選擇可變電感器L2之電感,俾「發送RF信號」所含之期望波的大小為最大。其次,藉由步驟S031,使用此選擇之可變電感器L2之電感,選擇可變電容器C1之電容,俾「發送RF信號」所含之3次諧波之大小為最小。
選擇可變電容器C1之電容及可變電感器L2之電感後,即前進至步驟S04,判斷是否還有其他應進行調諧之操作頻帶。還有其他應進行調諧之操作頻帶時(步驟S04中為YES),對該操作頻帶進行步驟S01~S03之處理,選擇可變電容器C1、C2之電容。又,對所有操作頻帶進行調諧後(步驟S04中為NO),動作結束。
如此,選擇可變電容器C1之電容及可變電感器L2之電感,俾於每一操作頻帶,頻率比為3。選擇之可變電容器C1之電容及可變電感器L2之電感與操作頻帶相對應,作為程式儲存於外部記憶元件(圖11)。
藉由如此構成,於產品出貨後之使用階段,CPU自外部記憶元件讀取對應使用之操作頻帶之程式,根據由該讀取之程式指定之電容及電感,產生控制信號CONT_C1<n:0>、CONT_L2。因應此等者產生之控制信號,開關元件SW0~SWn、SW1、SW2_P、SW2_N導通/斷開,藉此調整可變電容器C1之電容及可變電感器L2之電感為於操作頻帶最適於實現頻率比3之值。
(實施形態2之作用效果)
以下,參照圖20至圖22,說明關於分析依實施形態2之濾波器電路之頻率特性之模擬結果。
圖20顯示模擬條件。使可變電容器C1之電容及可變電感器L2之電感分別變化,並同時模擬濾波器電路之頻率特性。圖21係濾波器電路之頻率比及峰頻率fpeak之關係的模擬結果。圖21中,就可變電感器L2各電感,顯示使可變電容器C1之電容變化時,峰頻率fpeak及頻率比之變化。且一併顯示頻率比之允許範圍(例如為3±10%)。
參照圖21即知,可變電感器L2之電感為1.8nH時,頻率比在允許範圍內之峰頻率fpeak之頻率範圍為1.82GHz~1.95GHz(相當於圖中之範圍FR3)。又,使可變電感器L2之電感逐漸增加,藉此峰頻率fpeak之頻率範圍朝低頻率側移動。可變電感器L2之電感增加至2.8nH時,峰頻率fpeak之頻率範圍為1.4GHz~1.95GHz,擴大至可變電感器L2為1.8nH時頻率範圍之約4倍。如此,使可變電感器L2之電感器變化,藉此可橫跨廣闊的頻率範圍使頻率比在允許範圍內。
圖22係以電磁場模擬器模擬之濾波器電路180A之輸入阻抗Zin之模擬結果。藉由電磁場模擬器對圖18所示之差動電感器進行電磁場分析,進行模型化。於此模型令可變電容器C1及可變電感器L2之電感器變化。
圖中之實線k3係可變電容器C1為1.8pF,開關SW1導通(開關SW2_P、
SW2_N斷開)時,輸入阻抗Zin之模擬結果。實線k4係可變電容器C1為2.9pF,開關SW2_P、SW2_N導通(開關SW1斷開)時,輸入阻抗Zin之模擬結果。已知可使可變電容器C1之電容及可變電感器L2之電感變化,藉此維持頻率比3,並直接令峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch變化。
如此,按照依實施形態2之濾波器電路,可使用凹口濾波器所含之可變電容器C1及可變電感器L2獨立調整峰頻率及凹口頻率,故可在廣頻帶範圍實現頻率比3。因此,依實施形態2之濾波器電路可適當用於被要求低失真特性及多頻帶動作之LTE對應之RFIC。
<實施形態3>
圖23係顯示依實施形態3之濾波器電路之構成之電路圖。圖23中,例示單端方式之濾波器電路。
參照圖23即知,依實施形態3之濾波器電路係於圖3(b)所示之理想的凹口濾波器,以可變電感器構成電感器L1者。以下說明中,以電感器L1表示可變電感器L1。
圖23所示之凹口濾波器中,假定可變電感器L1之電感為L1,電感器L2之電感為L2,可變電容器C1之電容為C1,信號線之寄生電容為CL,則可分別以式(10)、(11)算出峰頻率fpeak、及凹口頻率fnotch。又,式(10)、(11)與上述之式(8)、(9)分別相同。
峰頻率fpeak因應可變電容器C1之電容C1及可變電感器L1之電感L1而變化。且凹口頻率fnotch因應可變電容器C1之電容C1及可變電感器L1之電感L1而變化。與依實施形態1之濾波器電路180不同,峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch皆取決於可變電容器C1之電容及可變電感器L1之電感。惟如上述可變電容器C1之電容對峰頻率fpeak之影響度小,故峰頻率fpeak實質上由可變電感器L1之電感決定。藉此,可使用可變電容器C1及可變電感器L1彼此獨立地調整峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch。
圖24係顯示搭載於RFIC100(圖1)之差動方式之濾波器電路180B之構成之一例之電路圖。依實施形態3之濾波器電路180B與圖1所示之濾波器電路180相同,設於QMOD154與PGA152之間。
依實施形態3之濾波器電路180B以凹口濾波器構成。濾波器電路180B之一對輸入端子IN_P、IN_N中,正端之輸入端子IN_P接收係差動信號之「發送RF信號」中之正端信號,負端之輸入端子IN_N接收「發送RF信號」中之負端信號。
參照圖24即知,濾波器電路180B包含:4個電感器L1_P、L2_P、L2_N、L1_N;與2個可變電容器C1_P、C1_N。濾波器電路180B更包含電感器L1_P#、L1_N#及開關SW3_P、SW3_N、SW4_P、SW4_N、SW5_P、SW5_N。
4個電感器L1_P、L2_P、L2_N、L1_N依此順序串聯連接於輸入端子IN_P及輸入端子IN_N之間。電感器L1_P及L1_N差動結合,構成差動電感器。同樣地,電感器L2_P及L2_N亦構成差動電感器。
電感器L1_P及L2_P之連接點np2連接於正端之輸出端子OUT_P。可變電容器C1_P連接於正端之輸出端子OUT_P及接地線之間。
電感器L1_N及L2_N之連接點nn2連接於負端之輸出端子OUT_N。
可變電容器C1_N連接於負端之輸出端子OUT_N及接地線之間。
開關SW3_P連接於電感器L1_P及電感器L2_P之間。開關SW4_P、電感器L1_P#及開關SW5_P依此順序串聯連接於電感器L1_P及電感器L2_P之間。開關SW3_P與開關SW4_P、SW5_P因應由CPU(圖11)輸出之控制信號CONT_L1,互補地導通/斷開。具體而言,開關SW3_P導通,且開關SW4_P、SW5_P斷開,藉此電感器L1_P、L2_P直接接在一起。
相對於此,開關SW3_P斷開,且開關SW4_P、SW5_P導通後,電感器L1_P#即連接於電感器L1_P與電感器L2_P之間。如此,對應控制信號CONT_L1,開關SW3_P、SW4_P、SW5_P導通/斷開,藉此切換電感L1_P#之連接/隔斷。
開關SW3_N連接於電感器L1_N及電感器L2_N之間。開關SW4_N、電感器L1_N#及開關SW5_N依此順序串聯連接於電感器L1_N及電感器L2_N之間。開關SW3_N與開關SW4_N、SW5_N因應由CPU(圖11)輸出之控制信號CONT_L1,互補地導通/斷開。具體而言,開關SW3_N導通,且開關SW4_N、SW5_N斷開,藉此電感器L1_N、L2_N直接接在一起。
相對於此,開關SW3_N斷開,且開關SW4_N、SW5_N導通後,電感器L1_N#即連接於電感器L1_N與電感器L2_N之間。如此,對應控制信號CONTL1,開關SW3_N、SW4_N、SW5_N導通/斷開,藉此切換電感L1_N#之連接/隔斷。
將輸入濾波器電路180B之差動信號中之正端信號,輸入電感器L1_P、L2_P及可變電容器C1_P所構成之凹口濾波器。另一方面,將輸入濾波器電路180B之差動信號中之負端信號,輸入電感器L1_N、L2_N及可變電容器C1_N所構成之凹口濾波器。實施形態3中,對應控制信號CONT_L1,切換電感L1_P#、L1_N#之連接/隔斷,藉此可實質上使電感L1_P、L1_N之電感變化。
藉由如此構成,可使用對應之可變電容器C1及可變電感器L1獨立調整各凹口濾波器之峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch。又,雖省略圖示,但藉由使複數個開關SW4_P、電感L1_P#及開關SW5_P之串聯電路,並聯連接於電感L1_P及L2_P之間,可擴大電感L1_P之電感的可變範圍。同樣地,藉由使複數個開關SW4_N、電感L1_N#及開關SW5_N之串聯電路,並聯連接於電感L1_N及L2_N之間,可擴大電感L1_N之電感的可變範圍。
與控制信號CONT_C1<n:0>相同,可藉由使CPU讀取由外部記憶元件預先儲存之程式,產生控制信號CONT_L1。具體而言,於RFIC100(圖1)之產品出貨前,藉由未圖示之調諧電路對濾波器電路180B之頻率特性進行調諧。此調諧針對搭載RFIC100之無線通信設備對應之複數操作頻帶各自進行。調整可變電容器C1之電容及可變電感器L1之電感,俾於每一操作頻帶,峰頻率fpeak及凹口頻率fnotch之頻率比為3。
圖25係顯示圖24所示之濾波器電路180B之頻率特性之調諧動作之流程圖。
參照圖25即知,步驟S01中,決定進行頻率特性調諧之操作頻帶,及該操作頻帶中期望波之頻率。使此決定之期望波的頻率為3倍者係3次諧波之頻率。
又,產生對應決定之期望波的「發送RF信號」,將其輸入濾波器電路180B。根據通過濾波器電路180B之「發送RF信號」,調整可變電容器C1之電容及可變電感器L1之電感。
具體而言,最初藉由步驟S022,選擇可變電感器L1之電感,俾「發送RF信號」所含之期望波的大小為最大。其次,藉由步驟S032,使用此選擇之可變電感器L1之電感,選擇可變電容器C1之電容,俾「發送RF信號」所含之3次諧波之大小為最小。
選擇可變電容器C1之電容及可變電感器L1之電感後,即前進至步驟S04,判斷是否還有其他應進行調諧之操作頻帶。還有其他應進行調諧之操作頻帶時(步驟S04中為YES),對該操作頻帶進行步驟S01~S032之處理,選擇可變電容器C1之電容及可變電感器L1之電感。又,對所有操作頻帶進行調諧後(步驟S04中為NO),動作結束。
如此,選擇可變電容器C1之電容及可變電感器L1之電感,俾於每一操作頻帶,頻率比為3。選擇之可變電容器C1之電容及可變電感器L2之電感與操作頻帶相對應,作為程式儲存於外部記憶元件(圖11)。
藉由如此構成,於產品出貨後之使用階段,CPU自外部記憶元件讀取對應使用之操作頻帶之程式,根據由該讀取之程式指定之電容,產生控制信號CONT_C1<n:0>,CONT_L1。因應此等者產生之控制信號,開關元件SW0~SWn、SW3_P、SW3_N、SW4_P、SW4_N、SW5_P、SW5_N導通/斷開,藉此調整可變電容器C1之電容及可變電感器L1之電感為於操作頻帶最適於實現頻率比3之值。
(實施形態3之作用效果)
以下,參照圖26及圖27,說明關於分析依實施形態3之濾波器電路之頻率特性之模擬結果。
圖26顯示模擬條件。使可變電感器L1之電感變化,並同時模擬濾波器電路之頻率特性。圖27係濾波器電路之頻率比及峰頻率fpeak之關係的模擬結果。圖27中,顯示令可變電感器L1之電感變化時,峰頻率fpeak及頻率比之變化。且作為比較例,一併顯示電感器L1之電感為固定值,僅可變電容器C1之電容變化時,濾波器電路之頻率比及峰頻率fpeak之關係的模擬結果。
參照圖27即知,可變電感器L1之電感為1.5nH時,頻率比在允許範
圍內之峰頻率fpeak之頻率範圍為1.82GHz~1.95GHz(相當於圖中之範圍FR5)。另一方面,令可變電感器L1之電感變化,藉此峰頻率fpeak之頻率範圍朝高頻側及低頻率側擴大。可變電感器L1之電感增加至3.0nH時,峰頻率fpeak之頻率範圍為1.7GHz~2.0GHz,擴大至可變電感器L1為1.5nH時頻率範圍之約4倍。如此,令可變電感器L1之電感器變化,藉此可橫跨廣闊的頻率範圍使頻率比在允許範圍內。
如此,按照依實施形態3之濾波器電路,可使用凹口濾波器所含之可變電容器C1及可變電感器L1獨立調整峰頻率及凹口頻率,故可在廣頻帶範圍實現頻率比3。因此,依實施形態3之濾波器電路可適當用於被要求低失真特性及多頻帶動作之LTE對應之RFIC。
以上,雖已根據實施形態具體說明由本案發明人達成之發明,但本發明當然不由上述實施形態限定,可在不逸脫其要旨之範圍內進行各種變更。
又,實施形態1~3中,雖已例示關於設於RFIC100之發送部TX(圖1)之濾波器電路之構成,但本發明申請案亦可適用於設於接收部RX之濾波器電路。
且雖已於實施形態1中說明包含可變電容器C1、C2之濾波器電路之構成,於實施形態2、3中說明包含可變電感器L1(或L2)之濾波器電路之構成,但一般而言,可變電容器之電容之調整相較於可變電感器之電感的調整設計及實現較為輕易,故可以說實施形態1於實用性之點上較為優異。
Claims (7)
- 一種半導體裝置,包含濾波器電路,該濾波器電路係用來使所輸入之高頻信號中之期望波成分通過,另一方面,使該期望波之整數倍之諧波成分衰減,該半導體裝置之特徵在於:該濾波器電路包含:第1及第2電感器,串聯連接於傳播該高頻信號之信號線;第1可變電容器;及第2可變電容器;該第1電感器之一端係連接於該信號線;該第1電感器之另一端係連接於該第2電感器之一端;該第2電感器係連接於電源線;該第1可變電容器之一端,係連接於該第1電感器之另一端;該第1可變電容器之另一端係連接於該電源線;該第2可變電容器之一端係連接於該信號線;該第2可變電容器之另一端係連接於該電源線;該第1可變電容器具有第1控制輸入部,並藉由向該第1控制輸入部輸入之第1控制信號,控制電容量;該第1可變電容器具有第2控制輸入部,並藉由向該第2控制輸入部輸入之第2控制信號,控制電容量;該濾波器電路更包含第1及第2輸入端子,該第1及第2輸入端子係用來接收係差動信號之該高頻信號,該第1電感器及該第2電感器由串聯連接於該第1及第2輸入端子之間的第1及第2差動電感器構成,該第1可變電容器連接於該第1及第2差動電感器之連接點與該電源線之間,該第2可變電容器連接於該第1及第2輸入端子與該電源線之間。
- 如申請專利範圍第1項之半導體裝置,其中藉由該第1及第2可變電容器之電容調整該期望波成分之頻率,且藉由該第1可變電容器之電容調整該諧波成分之頻率。
- 如申請專利範圍第1項之半導體裝置,其中 該信號線構成用來接收係差動信號之該高頻信號之信號線對之一方,該濾波器電路更包含:第3及第4電感器,串聯連接於該信號線對之另一方之信號線;第3可變電容器,連接於該第3及第4電感器之連接點與該電源線之間;第4可變電容器,連接於該另一方之信號線與該電源線之間;且該第1至第4電感器串聯連接於該一方之信號線與該另一方之信號線之間。
- 如申請專利範圍第3項之半導體裝置,其中藉由該第1至第4可變電容器之電容調整該期望波成分之頻率,且藉由該第1及第3可變電容器之電容調整該高頻成分之頻率。
- 如申請專利範圍第1項之半導體裝置,其中更包含:正交調變器,用來使用局部震盪信號對自基頻電路接收之基頻信號進行升頻轉換,並輸出該高頻信號;及發送放大電路,用來放大由該正交調變器產生之該高頻信號;且該濾波器電路自該正交調變器接收該高頻信號,對該發送放大電路供給使該高頻成分衰減之該高頻信號。
- 如申請專利範圍第1項之半導體裝置,其中更包含用來執行程式之中央處理裝置,藉由該中央處理裝置以控制該第1控制信號以及第2控制信號之方式設定該第1及第2可變電容器之各電容。
- 如申請專利範圍第3項之半導體裝置,其中更包含用來執行程式之中央處理裝置,藉由該中央處理裝置設定該第1至第4可變電容器之各電容。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP2012-285125 | 2012-12-27 | ||
JP2012285125A JP6084030B2 (ja) | 2012-12-27 | 2012-12-27 | 半導体装置およびフィルタ回路の調整方法 |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
TW201440425A TW201440425A (zh) | 2014-10-16 |
TWI620412B true TWI620412B (zh) | 2018-04-01 |
Family
ID=49876377
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
TW102146720A TWI620412B (zh) | 2012-12-27 | 2013-12-17 | 半導體裝置及濾波電路之調整方法 |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (2) | US9190977B2 (zh) |
EP (1) | EP2750291A3 (zh) |
JP (1) | JP6084030B2 (zh) |
KR (1) | KR102143872B1 (zh) |
CN (1) | CN103905010B (zh) |
TW (1) | TWI620412B (zh) |
Families Citing this family (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US9313053B2 (en) * | 2012-05-15 | 2016-04-12 | Broadcom Corporation | Filter circuitry |
US9425835B2 (en) * | 2013-08-09 | 2016-08-23 | Broadcom Corporation | Transmitter with reduced counter-intermodulation |
US9762274B2 (en) * | 2014-05-29 | 2017-09-12 | Qualcomm Incorporated | Feedback receive path with RF filter |
JP6465270B2 (ja) * | 2014-07-23 | 2019-02-06 | セイコーエプソン株式会社 | 周波数逓倍回路、電子機器及び移動体 |
DE102014111904A1 (de) * | 2014-08-20 | 2016-02-25 | Epcos Ag | Abstimmbares HF-Filter mit Parallelresonatoren |
DE102014111909B3 (de) * | 2014-08-20 | 2016-02-04 | Epcos Ag | Abstimmbares HF-Filter mit Serienresonatoren |
CN105575959B (zh) * | 2014-11-21 | 2018-06-15 | 威盛电子股份有限公司 | 集成电路装置 |
WO2016125515A1 (ja) * | 2015-02-02 | 2016-08-11 | 株式会社村田製作所 | 可変フィルタ回路、高周波モジュール回路、および、通信装置 |
US9900022B2 (en) * | 2016-01-15 | 2018-02-20 | Texas Instruments Incorporated | Digital to analog converter with passive reconstruction filter |
KR102547294B1 (ko) * | 2016-10-31 | 2023-06-22 | 삼성전자주식회사 | 반도체 장치 및 반도체 장치의 동작 방법 |
KR101942731B1 (ko) | 2017-04-10 | 2019-01-28 | 삼성전기 주식회사 | 필터 및 필터 모듈 |
GB201705913D0 (en) | 2017-04-12 | 2017-05-24 | Novelda As | Filter |
JP6713979B2 (ja) * | 2017-12-21 | 2020-06-24 | 國家中山科學研究院 | 無線周波数増幅器及び無線周波数増幅器を用いた集積回路 |
US10333763B1 (en) | 2018-06-18 | 2019-06-25 | Futurewei Technologies, Inc. | System and method for hybrid transmitter |
CN109257029A (zh) * | 2018-08-31 | 2019-01-22 | 维沃移动通信有限公司 | 调谐滤波电路和终端设备 |
KR102573219B1 (ko) * | 2018-09-14 | 2023-09-01 | 삼성전자주식회사 | 임피던스를 조절할 수 있는 집적 회로 및 이를 포함하는 전자 장치 |
TWI695581B (zh) * | 2019-11-28 | 2020-06-01 | 財團法人工業技術研究院 | 切換式相移器 |
US11616517B2 (en) * | 2020-02-19 | 2023-03-28 | Qualcomm Incorporated | Multiband transmitter |
CN111238544B (zh) * | 2020-03-12 | 2022-10-21 | 江苏林洋能源股份有限公司 | 应用于温/湿度环境检测的基于lc型谐振器的微波传感器 |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4182997A (en) * | 1976-12-16 | 1980-01-08 | Societe Italiana Telecomunicazioni Siemens S.P.A. | Band-pass/band-stop filter for telecommunication system |
US6778022B1 (en) * | 2001-05-17 | 2004-08-17 | Rf Micro Devices, Inc. | VCO with high-Q switching capacitor bank |
US6842086B1 (en) * | 1999-08-20 | 2005-01-11 | Eagle Comtronics, Inc. | Two-pole notch filter |
GB2491022A (en) * | 2012-05-15 | 2012-11-21 | Renesas Mobile Corp | Filter circuit |
Family Cites Families (12)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
BE419527A (zh) * | 1936-01-20 | |||
US4287602A (en) * | 1972-11-28 | 1981-09-01 | Corporation For Public Broadcasting | Rejection filter to remove TV channel 6 and FM radio interference |
JPS6013522B2 (ja) * | 1977-07-01 | 1985-04-08 | 株式会社日立製作所 | 同調回路 |
US5095285A (en) | 1990-08-31 | 1992-03-10 | Texas Instruments Incorporated | Monolithically realizable harmonic trapping circuit |
JPH1032450A (ja) * | 1996-07-17 | 1998-02-03 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | フィルタとこれを用いた高周波装置 |
JP2003124769A (ja) * | 2001-08-09 | 2003-04-25 | Murata Mfg Co Ltd | Lcフィルタ回路、積層型lcフィルタ、マルチプレクサおよび無線通信装置 |
JP2006074340A (ja) * | 2004-09-01 | 2006-03-16 | Sharp Corp | 受信回路および無線通信デバイス |
US7848713B2 (en) * | 2007-09-10 | 2010-12-07 | Qualcomm Incorporated | Common mode signal attenuation for a differential duplexer |
JP4903834B2 (ja) * | 2009-04-27 | 2012-03-28 | 株式会社日立製作所 | 利得可変増幅回路及びそれを用いた無線通信機器用の集積回路 |
US8970318B2 (en) * | 2010-05-28 | 2015-03-03 | Mediatek Inc. | Transforming circuit |
US9294067B2 (en) * | 2011-11-03 | 2016-03-22 | Rf Micro Devices, Inc. | Combined balun transformer and harmonic filter |
GB2491238B (en) * | 2012-05-15 | 2013-07-03 | Renesas Mobile Corp | Filter circuitry |
-
2012
- 2012-12-27 JP JP2012285125A patent/JP6084030B2/ja active Active
-
2013
- 2013-12-11 US US14/103,509 patent/US9190977B2/en active Active
- 2013-12-13 EP EP13197247.3A patent/EP2750291A3/en not_active Withdrawn
- 2013-12-17 TW TW102146720A patent/TWI620412B/zh active
- 2013-12-23 KR KR1020130161650A patent/KR102143872B1/ko active IP Right Grant
- 2013-12-26 CN CN201310729345.6A patent/CN103905010B/zh active Active
-
2015
- 2015-11-12 US US14/939,440 patent/US20160065166A1/en not_active Abandoned
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US4182997A (en) * | 1976-12-16 | 1980-01-08 | Societe Italiana Telecomunicazioni Siemens S.P.A. | Band-pass/band-stop filter for telecommunication system |
US6842086B1 (en) * | 1999-08-20 | 2005-01-11 | Eagle Comtronics, Inc. | Two-pole notch filter |
US6778022B1 (en) * | 2001-05-17 | 2004-08-17 | Rf Micro Devices, Inc. | VCO with high-Q switching capacitor bank |
GB2491022A (en) * | 2012-05-15 | 2012-11-21 | Renesas Mobile Corp | Filter circuit |
Non-Patent Citations (2)
Title |
---|
2005年10月6日公開文件Khoa Dang Pham"On-Chip Variable Inductor using MOSFET Switches" Microwave Conference, 2005 European |
年10月6日公開文件Khoa Dang Pham"On-Chip Variable Inductor using MOSFET Switches" Microwave Conference, 2005 European * |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
US20140184356A1 (en) | 2014-07-03 |
US20160065166A1 (en) | 2016-03-03 |
CN103905010A (zh) | 2014-07-02 |
JP2014127959A (ja) | 2014-07-07 |
TW201440425A (zh) | 2014-10-16 |
CN103905010B (zh) | 2018-03-06 |
KR102143872B1 (ko) | 2020-08-12 |
JP6084030B2 (ja) | 2017-02-22 |
EP2750291A2 (en) | 2014-07-02 |
KR20140085335A (ko) | 2014-07-07 |
US9190977B2 (en) | 2015-11-17 |
EP2750291A3 (en) | 2017-02-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
TWI620412B (zh) | 半導體裝置及濾波電路之調整方法 | |
US9231550B2 (en) | Output matching network for wideband power amplifier with harmonic suppression | |
CN103227647B (zh) | 宽带发射器前端 | |
US20060261911A1 (en) | Matching circuit | |
CN108288958B (zh) | 低通滤波器 | |
CN112514248A (zh) | 用于毫米波5g通信的具有可重配置带宽的宽带低噪声放大器(lna) | |
WO2012151322A1 (en) | Power amplifier with co-existence filter | |
US11750167B2 (en) | Apparatus for radio-frequency matching networks and associated methods | |
CN111431488A (zh) | 射频功率放大器及通信设备 | |
WO2020133514A1 (zh) | 一种多频段射频前端器件,多频段接收机及多频段发射机 | |
CN112204894B (zh) | 一种射频前端电路及移动装置 | |
JP5858280B2 (ja) | Rf電力増幅器 | |
US20200382146A1 (en) | Multiplexer, radio frequency front-end circuit, and communication device | |
US10340876B2 (en) | Tunable and integrated impedance matching and filter circuit | |
US10523254B2 (en) | Mixer S11 control via sum component termination | |
WO2019244757A1 (ja) | 高周波増幅回路および通信装置 | |
CN111277223A (zh) | 一种具有干扰抑制的高阶耦合网络及其应用 | |
JP2008028635A (ja) | 高周波電力増幅装置 | |
WO2022160248A1 (zh) | 多频段功率放大电路和射频收发机 | |
KR20220099097A (ko) | 변압기 기반 노치 필터 | |
Robert et al. | A RF TX low insertion loss reconfigurable bandpass filter based on highly linear 65nm CMOS active inductors for cellular applications | |
JP2021082975A (ja) | 高周波回路および通信装置 |