CN103797713B - 带共存滤波器的功率放大器 - Google Patents

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Abstract

本发明公开了一种功率放大器架构以及使用该架构将收发器连接至天线的前端电路。所述收发器被配置用于特定的工作频率。输入匹配部分连接至输入端口，输出匹配部分连接至输出端口。放大器部分包括至少一个晶体管，所述晶体管的第一端子连接至所述输入匹配部分，第二端子连接至所述输出匹配部分，第三端子连接至具有抑制频率范围的滤波器。所述滤波器以紧挨的方式连接至第一电感互连，所述第一电感互连将与第三端子连接的节点联接至地。补偿器也连接至所述输入匹配部分和所述输出匹配部分以使所述滤波器的不稳定性最小化。

Description

带共存滤波器的功率放大器
相关申请的交叉引用
本申请涉及并要求于2011年5月2日提交的标题为“用于宽带码分多址手机应用的带共存滤波器的无线局域网功率放大器架构”的美国临时申请No.61/481,557的优先权，其全部内容通过引用合并于此。
声明答复：联邦资助的研究/开发不适用
技术领域
本公开一般地涉及射频(RF)信号电路系统，更具体而言，涉及用于移动无线通信装置的带共存滤波器的无线局域网(WLAN)功率放大器。
背景技术
无线通信系统在包括长距离和短距离等数据传输的很多配置环境中获得应用，并且存在适于满足每一个特定的需求的广泛模态。关于普及和部署这些系统，其中主要是移动或蜂窝式电话，据估算，世界范围内已经有超过46亿的订购。
通常，无线通信涉及被各种不同地调制成表示数据的射频(RF)载波信号，而对所述信号的调制、发送、接收和解调符合一系列的对应标准。目前存在很多不同的移动通信技术或空中接口，包括GSM(全球移动通信系统)、EDGE(增强型数据速率GSM演进技术)和UMTS(通用移动通信系统)。这些技术目前存在各种不同的代并且处于不同部署阶段，其中被称为UMTS-FDD(频分双工)的第三代(3G)UMTS相关模态就是W-CDMA(宽带码分复用)。除了诸如这些的移动通信模态之外，移动电话还结合了局域数据网模态，例如无线局域网，或WLAN(IEEE 80.11x)。
对此而言，移动电话或任何无线通信系统的一个基本部件是收发器，即，组合发送器和接收器的电路系统。收发器将数据编码为基带信号并采用RF载波信号对其进行调制。在接收时，收发器下变频RF信号，解调基带信号，之后解码基带信号所代表的数据。连接至发送器的天线将电信号转换为电磁波，而连接至接收器的天线将电磁波转换回电信号。传统的移动电话收发器通常独自不产生足够的功率或不具有足够的灵敏度来进行可靠地通信。因此，有必要额外调节RF信号。提供这样功能的收发器和天线之间的电路系统，被称作前端模块，其包括增大发送功率的功率放大器，和/或增大接收灵敏度的低噪声放大器。
用户对移动电话网络的功能需求常常是多任务处理，特别是关于在使用移动通信或蜂窝式网络模态进行语音通话的同时使用数据通信或WLAN模态来浏览因特网或下载数据文件。存在与此相关的大量挑战，其中一个挑战是WLAN子系统工作所处的嘈杂RF环境。此外，一些移动通信子系统，例如WCDMA/UMTS，使用了频域复用协议，该协议中发送器和接收器一直处于激活状态。尽管工作频率不同，WLAN子系统的发送趋向于引起寄生噪声和干涉。手机的小型化尺寸以及伴随的对彼此相对接近的不同通信子系统各自的天线进行定位的必要性，增加了另一层次的挑战。在这些限制下，一个重要的目标是，在不会使得所述移动通信子系统过载或降低其灵敏度的情况下，防止WLAN通信子系统中的基带和其它类型的噪声干涉蜂窝式网络的可靠接收。
因此，滤波在多模移动通信手机的实现中是关键。在组合WCDMA和WLAN的工作环境中，带通共存滤波器被用来使WCDMA接收链路灵敏度的降低最小化。通过这样的滤波器，额外抑制诸如WLAN发送的谐波之类的不期望的频谱发射是可能的。然而，这样的滤波器通常是低温共烧陶瓷(LTCC)装置，其趋向于体积更庞大并且因此增加了印刷电路板的整体覆盖区域。此外，由于增加了电流消耗和降低了接收灵敏度，这样的共存滤波器还降低了所述WLAN系统的性能。近年来，例如SAW(表面声波)或BAW(体声波)之类的不同类型的滤波器正被使用。能够以较小的覆盖区域实现这些滤波器的构建，但是其成本会相当高。
为了最小化对外部滤波的需求，一些滤波能够并入WLAN功率放大器链路内。这种滤波器通常连接在功率放大器的输入端，尽管以片上方式构建这种滤波器可能是有利的，但是这种实现的性能不足。问题在于，片上部件相当低的Q因数(Q-factors)使得需要额外的外部共存滤波器。尤其是，连接至WLAN链路输出端的这种外部共存滤波器具有大约1.5dB至2.0dB的插入损耗。这就可能需要功率放大器更高的输出，由此导致电源(电池)更多的电流损耗。与外部共存滤波器有关的插入损耗同样降低了WLAN链路的接收灵敏度，对链接距离和数据通过量产生不利影响。
因此，本领域存在这样的需求：在保持WLAN和WCDMA无线通信模态两者充分的性能参数的同时，消除了实现组合WLAN和WCDMA无线通信模态的前端电路中的外部共存滤波器。所以，存在以片上方式构建共存滤波器的需求，这将会减少前端系统的成本，减小其尺寸，同时减少其在WLAN发送期间的电流消耗。对于这样的前端电路有利的是在WLAN接收期间具有增大的灵敏度，以及在WCDMA接收期间具有高灵敏度。
发明内容
根据本公开的各种实施例，构思了一种将收发器连接至天线的功率放大器架构，其包括输入端口和输出端口。所述收发器可以配置用于特定的工作频率。可以具有连接至所述输入端口的输入匹配部分、以及连接至所述输出端口的输出匹配部分。可以存在具有抑制频率范围的至少一个滤波器。所述功率放大器架构还可以包括放大器部分，所述放大器部分可以具有至少一个晶体管，所述晶体管具有连接至所述输入匹配部分的第一端子、连接至所述输出匹配部分的第二端子、和连接至所述滤波器的第三端子。所述滤波器可以以紧挨的方式连接至第一电感互连，所述第一电感互连将与所述第三端子连接的节点联接至地。此外，可以具有补偿器，所述补偿器连接至所述输入匹配部分和所述输出匹配部分以使所述滤波器的不稳定性最小化。
另一个实施例构思了一种将收发器连接至天线的射频(RF)前端架构。可以具有：发送输入端口，其可连接至所述收发器的输出线路；以及接收输出端口，其可连接至所述收发器的输入线路。此外，可以存在具有工作频率的功率放大器，其连接至所述发送输入端口。所述功率放大器可以包括输入匹配部分、输出匹配部分和放大器部分。所述前端架构还可以包括具有抑制频率范围的滤波器，所述滤波器连接至所述放大器的发射极侧。尽管参考的发射极针对双极性晶体管，但是可以替换成诸如各种场效应管的其他类型的晶体管。在这种情况中，所述发射极理解为相当于源极。所述前端架构还可以具有补偿器，其被连接至所述功率放大器的输出匹配部分和输入匹配部分，以使得与所述发射极端滤波器有关的不稳定性影响最小化。可以设置连接至所述接收输出端口的低噪声放大器。所述前端架构可以具有开关，该开关具有连接至所述天线的第一端口、连接至所述低噪声放大器的第二端口、和连接至所述功率放大器的第三端口。所述低噪声放大器和所述功率放大器可以通过所述开关可选地可连接至所述天线。
在又一个实施例中，可以存在RF前端电路，其能够将工作在第一频带的第一收发器连接至第一天线，以及将工作在第二频带的第二收发器连接至第二天线。所述前端电路可以包括可连接至来自所述第一收发器的发送线路的第一功率放大器、以及可连接至来自所述第一收发器的接收线路的第一低噪声放大器。此外，所述前端电路可以包括可连接至来自所述第二收发器的发送线路的第二功率放大器、以及可连接至来自所述第二收发器的接收线路的第二低噪声放大器。所述前端电路可以具有共存滤波器，其位于发送链路中，所述发送链路通过来自所述第二收发器的发送线路和包括所述第二功率放大器的所述第二天线之间的互连而被定义。所述共存滤波器能够抑制所述第二频带的发送信号在频率上与所述第一频带的接收重叠的部分。所述第一功率放大器和所述第一低噪声放大器可以连接至所述第一天线，而所述第二功率放大器和所述第二低噪声放大器可以可选地可连接至所述第二天线。所述共存滤波器可以与所述第二功率放大器以及所述第二低噪声放大器一起被构建在片上。
当结合附图阅读时，通过参考下面的详细描述，本发明将被最好地理解。
附图说明
本文公开的各种实施例的上述以及其它特征和优点，将通过下面的描述和附图被更好地理解，其中：
图1示出包括第一收发器、第二收发器、前端电路和一对天线的双工模式通信系统的一个实施例的框图；
图2是示出WCDMA信号和WLAN信号的频谱绘图的图表，其中那些叠加的段被突出显示；
图3是根据本公开的一个实施例的包括滤波器和补偿电路的功率放大器架构的框图；
图4是滤波器第一实施例的示意图；
图5是示出图4中所示的滤波器的第一实施例的响应的史密斯圆图；
图6是滤波器的第二实施例的示意图；
图7是示出图6中所示的滤波器的第二实施例的响应的史密斯圆图；
图8是滤波器的第三实施例的示意图；
图9是示出图8中所示的滤波器的第三实施例的响应的史密斯圆图；
图10是补偿电路的一个实施例的示意图；
图11是示出图10中所示的补偿电路的响应的史密斯圆图；
图12是结合了图4中所示滤波器的第一实施例和图10中所示补偿电路的功率放大器的第一实施例的示意图；
图13是结合了图6中所示滤波器的第二实施例的功率放大器架构的第二实施例的示意图；
图14是结合了图8中所示滤波器的第三实施例的功率放大器架构的第三实施例的示意图；
图15是示例功率放大器架构的示意图，其等同于图13中所示的功率放大器架构，但是进一步包括用于仿真目的的部件损耗；
图16A至图16D是示出图15中描绘的示例功率放大器架构在采用不同数值的补偿电路电容器C6时的散射参数(S参数)的各种图表；
图17A至图17D是示出响应于输入功率扫描的不同性能测量的图表。
图18是为了对高功率、高VSWR失配工作条件进行仿真的另一个示例性功率放大器架构的示意图；
图19是示出图18中描绘的功率放大器架构的小信号散射参数的图表；
图20A至图20C是示出响应于输入功率扫描的功率放大器架构的性能的图表；
图21是示出晶体管上AC电压的图表；
图22A至图22D是示出在VSWR是10:1时功率放大器架构的各种性能测量值与负载相的关系的图表；
图23A至图23D是仿真的S参数与负载相的关系的图表；
图24A至图24D是仿真的S参数与源失配相位的关系的图表；
图25A至图25E是仿真的不同接合线配置的S参数的图表；
图26是仿真的两级功率放大器的S参数的图表；
图27是仿真的每级具有抑制缺口(rejection notch)的三级功率放大器的S参数的图表；
所有附图以及详细描述中始终使用相同的参考标记来表示相同的元件。
具体实施方式
本公开构思了多种射频(RF)前端，特别是功率放大器和相关的发送链路电路系统。下面结合所附之图所阐述的详细描述目的是作为描述本公开提出的优选实施例，而不是为了表示其可能发展的或使用的唯一形式。所述描述结合示出的实施例阐述了功能。然而应该理解的是，相同或等同的功能可以通过不同的实施例来完成，这些实施例也应该包含在本公开的范围内。还应该理解的是，诸如第一、第二等关系术语的使用仅仅是为了区分一个实体和另外一个实体，而不是必须要求或隐含这些实体间任何实际的这种关系或顺序。
所描述的示例是包括WCDMA(宽带码分多址)移动通信模态以及WLAN(无线局域网)数据网模态的双工模式通信系统所特有的。在很多情况中，术语WCDMA和WLAN被用作该系统的各种部件的修饰语。然而，所构思的公开理解为可适用于其它通信和网络模态，例如GSM(全球移动通信系统)、EDGE(增强型数据速率GSM演进技术)、WCDMA-HSPA(高速分组接入)-LTE(长期演进)、CDMA2000等。基于本文的公开，本领域的普通技术人员将能够实现用于这些替代的通信模态以及其伴随的特定工作频率的相关系统。同样地，参考涉及特定部件的具体通信模态仅仅是作为示例方式，而不是作为限制方式。在尽可能大的程度上同样可以参考更宽泛的描述语，但是为了简化起见而被省略。
现在参考图1的框图，其中示出了双工模式通信系统10。更具体而言，其中具有：第一收发器12，其发送和接收符合WCDMA模态/标准的RF信号；以及第二收发器14，其发送和接收符合WLAN模态标准的RF信号。第一收发器12和第二收发器14连接至前端电路16，前端电路16再经由第一天线端口22和第二天线端口24分别连接至第一(WCDMA)天线18以及第二(WLAN)天线20。
第一收发器12在第一模态(WCDMA)发送端口26上产生用于发送至对应方远端接收器的RF信号。该信号也称作WCDMA发送信号28，其通过前端电路16上的发送输入端口32被传送至第一(WCDMA)功率放大器30。如前面提及的，WCDMA发送信号28的功率水平可能不足以用于可靠的和较长距离的RF通信，因此其通过第一功率放大器30增大。根据第一收发器12的通用输入/输出(GPIO)端口34上产生的信号来启用或禁用第一功率放大器30。该信号可以称作WCDMA发送启用信号36，并且经由前端电路16上的WCDMA发送启用输入端口38传送至第一功率放大器30。
第一收发器12通常缺乏用以检测在第一天线18上接收的RF信号的灵敏度，因此其功率水平通过第一(WCDMA)低噪声放大器40来相应地增大。放大后的信号作为WCDMA接收信号44被传送至前端电路16的WCDMA接收输出端口42。WCDMA接收输出端口42连接至第一收发器12上的第一模态(WCDMA)接收端口46。为了启用和禁用信号接收，第一接收器12在第二GPIO端口48上，产生WCDMA接收启用信号50，该信号经由前端电路16上的WCDMA接收启用输入端口52传送至第一低噪声放大器40。
第一功率放大器30的输出和第一低噪声放大器40的输入连接至双工器54。更具体而言，双工器54具有连接至第一功率放大器30的第一端口56，连接至第一低噪声放大器40的第二端口58，和连接至第一天线端口22的第三端口60。按照理解，频域双工被用于第一收发器12的WCDMA通信模态。因此，信号发送和接收发生在两种不同的频率上，所以第一天线18可以同时连接至第一功率放大器30和第一低噪声放大器40。
双工模式通信系统10还包括第二收发器14，其专门针对WLAN通信模态。前端电路16包括专门针对第二收发器14的部件和特征，这些部件和特征大部分等同于前面描述的用于第一收发器12的部件和特征。
就此而言，第二收发器14包括第二(WLAN)模态发送端口62，以及第二(WLAN)模态接收端口64。第二收发器14产生WLAN发送信号66，该信号传送至前端电路16的WLAN发送输入端口68，并且通过第二(WLAN)功率放大器70放大。第二收发器14上的另一个GPIO端口72输出WLAN发送启用信号74，该信号经由WLAN发送启用输入端口76被传送至第二功率放大器70。
经由第二天线20接收到的信号的功率通过第二(WLAN)低噪声放大器78增大，该放大器的输出连接至WLAN接收输出端口80。接收的和放大的WLAN信号82传送至第二收发器14的第二(WLAN)模态接收端口62。基于在GPIO端口86上产生并传送至连接在第二(WLAN)低噪声放大器78上的WLAN接收启用输入端口88的WLAN接收启用信号，接收功能被激活和停用。因为第二功率放大器70专门针对所述WLAN通信模态，所以应该理解的是，下面详细描述的其特定的实现能够产生由IEEE 802.11标准所规定的信号功率水平，并且工作在线性模式。按照这样的方式，对于各种构思的电路系统，可以调整到典型的其它线性功率放大器的程度。
与WCDMA形成对照，WLAN采用时域复用协议，该协议中的发送和接收都在同一个频率上，但是以隔开的时间间隔交替。因此，第二天线20可选地连接至发送链路和接收链路之一。对于这种可选的连接方式，存在单极、双掷RF开关90，开关90的第一端口92连接至第二功率放大器70的输出端，第二端口94连接至第二低噪声放大器78的输入端，并且第三端口96连接至第二天线端口24。
前端电路16还包括共存滤波器98，该共存滤波器98被预期用来减弱与WCDMA接收信号44在频域内叠合的WLAN发送信号66的某些部分。很明确的构思是，通过采用共存滤波器98，不需要额外的外部滤波器。通过参考图2的图表，绘图99示出了在第一天线18处的WCDMA发送信号28的示例频谱，而绘图100示出了在第二天线20处的WLAN发送信号66的示例频谱。在典型的实现中，第一天线18从第二天线20隔开大约15dB至20dB。绘图102示出了第一天线上接收到的这种降低功率的WLAN发送信号66的频谱。尽管这个信号水平降低，但是没有额外滤波的WLAN发送信号66太强，并降低了WCDMA链路的接收器灵敏度。
能理解的是，WLAN工作在2.4GHz和2.5GHz之间，而较高的WCDMA接收带是在2.11GHz和2.17GHz之间。然而，沿着WLAN发送频谱的低肩(lower shoulder)存在与WCDMA接收带106重叠的叠合区域104，该区域中可能存在带内噪声，包括相位噪声、调制谱因素等等。此外，绘图108示出来自WCDMA发送信号28的宽带噪声的频谱。尽管如此，双工器54理解为能够将这种噪声水平降低至-174dBm/Hz的热噪声层以下约6dB。即使通过这样的降低，WCDMA接收端口46上的总噪声还可能增加1dB,导致相应的接收灵敏度降低。
按照本公开的多种实施例，对于本文考虑的包括WCDMA和WLAN模态的示例双工模式通信系统10，在WLAN同时工作时，WCDMA的接收灵敏度可接受的降低水平，理解为不超过0.5dB至1.0dB。为了达到这种性能，来自WLAN发送的额外允许的噪声水平大约是-180dBM/Hz,尽管这还取决于第一收发器12在接收模式中的噪声系数。
现在参考图3的框图，将考虑前端电路16的额外细节，特别是其中的功率放大器架构110。功率放大器架构110的整体也可以被称作发送链路，并且包括前端电路16中的作为WLAN发送输入端口68和第二天线端口24之间的一部分电路的部件。因此，功率放大器架构110专门针对WLAN工作模式，并且由此具有2.4GHz至2.5GHz的工作频带。在一些情况中，诸如第二天线20或第二收发器14的其他部件也可以被考虑为发送链路的一部分。存在通常相当于上述WLAN发送输入端口68的输入端112以及可经由开关90连接至第二天线20的输出端114。
功率放大器架构110在其最基本的形式中包括晶体管116，晶体管116具有第一或基极端子116a、第二或集电极端子116b和第三或发射极端子116c。晶体管116被视为双极性型，但是使用场效应型的替代实施例也可行。在这种情况中，第一端子116a是栅极端子、第二端子116b将是漏极端子，第三端子116c将是源极端子。第一端子116a连接至输入匹配部分118，输入匹配部分118再连接至输入端112。第二端子116b连接至输出匹配部分120，输入匹配部分120再连接至输出端114。输入匹配部分118和输出匹配部分120分别与从第二收发器14和第二天线20看去的阻抗(典型值是50欧姆)相匹配。
第三端子116c联接至地，不过在传统半导体芯片的实现中，连接至地的接合线或多条接合线显示为电感122。尽管传统模态在匹配部分118或120之一上使用滤波器，但是本公开的多个实施例构思了这样一种共存滤波器98：其与将发射极连接至地的已有接合线或电感互连并联地连接至发射极或第三端子116c。在各种实施例中，所述电感互连是接合线，但将会理解的是可以替代成诸如片上印刷电感器之类的任何其他类型的电感互连。当参考接合线特征时，除非另有注解，则应该理解为该接合线的特性可以与所述替换实现进行互换。图示出的示例示出具有一个晶体管的单个放大级，但是应该理解的是，可以存在多个级，并且一些或所有的级具有各自的共存滤波器98。电感122和共存滤波器98的高Q因数理解为精确地抑制紧邻位置上的频带并且呈现陡峭的滤波特性。关于共存滤波器98的额外细节下面将会更加完全的进行考虑。
将会认识到，在晶体管116发射极端插入共存滤波器98能够导致放大器电路在某些频率上的不稳定性。为了减轻该不稳定性，本公开的各种实施例构思了补偿电路126。该补偿电路126的细节也将会在下面进行讨论。
图示出的功率放大器架构110的部件可以全部构建在单个半导体芯片上。有益地，这理解为允许去除天线侧的外部滤波器，由此改善了WLAN接收链路的灵敏度。另外，集成化的装置降低了双工模式通信系统10的整体覆盖区域及其伴随的成本。所增加的片上共存滤波器98和补偿电路126的额外覆盖区域，对于单级配置最少低于5％，对于多级配置最少低于10％。如前面提及的，晶体管116可以是双极性型或场效应型，并且能够使用任何半导体架构，例如，金属氧化物半导体场效应(MOSFET)、金属半导体场效应(MSFET)、异质结双极性、绝缘体上硅(SOI)和高电子迁移率(HEMT)，并且晶体管116可以使用任何合适的半导体衬底，例如，硅、砷化镓(GaAs)等。应该理解的是，本公开不限于任何特定的半导体构建技术。
参考图4的示意图，共存滤波器第一实施例98a包括连接至节点128的电容器C2，节点128联接至晶体管116的第三端子116c。与电容器C2串联连接的是联接至地的电感器L2。如上所表明的，存在对应于将第三端子116c联接至地的接合线的电感122，该电感示出为电感器L1。类似地，电感器L2也实现为具有高Q因数的接合线。对应于电感器L1和L2的接合线位置彼此靠近，所述接合线的芯片焊盘之间的耦合系数定义了具有典型数值0.4至0.5的耦合系数。
选择电容器C2、电感器L2和L1的值以使得在WLAN工作频率(2.4GHz至2.5GHz)从发射器侧向下看的节点116c处的阻抗，为小电阻值。在一些实施例中，该电阻阻抗小于3至4欧姆。此外，在该工作频率上，其电抗阻抗几乎是0。电感器L2与电容器C2一起理解为也导致增益增加。图5中的史密斯圆图示出了共存滤波器的第一实施例98a的仿真的响应/散射参数(S11)，并且在工作频率2.5GHz处用标记130突出显示。
在要被抑制的WCDMA接收频率(2.17GHz)中，共存滤波器98a具有大于15至20欧姆的更高电阻阻抗。所述阻抗的电抗成分也更高，大于20至25欧姆。标记132突出显示了在2.17GHz处的响应。如图所示，可以实现对与WCDMA接收频率叠合的WLAN发送噪声的高水平抑制。
现在参考图6的示意图，其描述了共存滤波器的第二实施例98b。该变型也包括连接至节点128的电容器C2，节点128联接至第三端子116c，而电感器L2与电容器C2串联连接并且联接至地。另外，其中存在同样连接至节点128的电感器C3，以及与电感器C3串联连接并且联接至地的电感器L3。如上所表明的，电感器L1可以实现为将晶体管116的第三端子116c联接至地的接合线。按照这样的方式，电感器L2和L3也可以是物理位置上靠近彼此的接合线。电感器L1和电感器L2的芯片焊盘之间的耦合系数以及电感器L1和电感器L3的芯片焊盘之间的耦合系数理解为典型的0.4至0.5，而电感器L2和电感器L3的芯片焊盘之间的耦合系数理解为典型的0.2至0.3。
图7中的史密斯圆图示出了共存滤波器98b在工作频率2.45GHz和抑制频率2.17GHz处的S参数(S11)，其中电容器C2、C3以及电感器L2、L3的值被设置为基本等于前面所讨论的涉及共存滤波器98a的那些参数。
图8的示意图示出了共存滤波器的又一个即第三实施例98c。在这个实施例中，电感器L4将节点128从晶体管116的第三端子116C上分开。但是，与电感器L3串联的电容器C3直接连接至第三端子116c，而与第二电感器L2串联连接的第二电容器C2仍连接至节点128。同样，电感器L1、L2和L3中的每一个实现为接合线，并且它们所附接的芯片焊盘定义了与前面所讨论的参数相一致的多种磁耦合系数。
共存滤波器98c的各个部件能够被调整为在工作频率和抑制频带上呈现上述的阻抗特性，图9中的史密斯圆图示出的仿真响应符合该阻抗特性。共存滤波器第三实施例98c理解为扩展了整个阻抗匹配的灵活性，改善了诸如所述功率放大器架构的输入反射损耗的主要性能参数。
如图5、图7和图9中所示出的史密斯圆图所示，公开的共存滤波器的实施例98a-98c中的每一个都具有潜在的不稳定频率区134的特征，其可归因于晶体管116的发射极处包含了滤波器。现在参考图10的示意图，补偿电路126的一个实施例包括连接至输入匹配部分118的第一端口136，以及连接至输出匹配部分120的第二端口138。更详细地，补偿电路126包含包括电容器C5和电感器L5的并联共振电路140。并联共振电路140与电容器C6串联连接。
额外参考图11中的史密斯圆图，电感器L5和电容器C5的值被选择以定义接近WLAN工作频率2.45GHz的共振频率。此外，并联共振电路140被配置为表示在不稳定频率区135上的阻抗的电感成分以对不稳定的频率区进行抵销。另外，电容器C6理解为处于输出匹配部分120的偏置电源和控制块之间的直流(DC)块，从而向晶体管116的基极端子116a提供适当的电压。电容器C6的进一步的调整理解为也影响功率放大器架构110的整体性能。
根据各种实施例，上述的共存滤波器98和补偿电路126可以并入功率放大器110中。此外，更广泛地，这样的功率放大器架构110可以并入双工模式通信系统10中。图12中的示意图示出了功率放大器架构的第一示例性实施例110a，其通常能够分成输入匹配部分118、放大器/晶体管116、补偿电路126、输出匹配部分120和共存滤波器98。在这个示例中，共存滤波器98是其第一实施例98a。输入端112连接至输入匹配部分118，输出端114连接至输出匹配部分120。电感器L4、L6和L7的部件值可以保持为低(例如，小于0.1至0.2nH)以简化调整。此外，关于输出匹配部分120，其中的电容器C8和电感器L8可以配置为在工作频率的第二谐波频率上串联共振。
功率放大器架构的第一实施例110a的操作是前面所讨论的各种部件的功能的组合，因此不再重复讨论。在整个功率放大器架构110a和它的各种有源和无源部件的环境中，额外调整的可能性将会被考虑。特别的，电容器C6的值可以被调整用于前述的2.11GHz至2.17GHz WCDMA接收带以外的更宽广的频率抑制范围。其它灵敏频带也可以被滤波，这些灵敏频带包括被诸如GSM、GPRS、EDGE、3G WCDMA、HSPA、LTE、CDMA-2000等各种蜂窝式通信模态所使用的800MHz、1000MHz、1.7GHz和2.0GHz，包括GPS频带(1.575GHz)、以及可以通过通信系统10处理的其它视频和音频广播系统频带。对不期望信号的抑制的增大被构思，以允许缩短天线至天线的距离并由此获得更小的设备，以及在保持WCDMA链路的高接收灵敏度的同时，增大通信模态之间的耦合。
图13中示出了所述功率放大器架构的第二实施例110b。该实施例也包括输入匹配部分118、输出匹配部分120和同样的补偿电路126。然而，替换为共存滤波器的第二实施例98b。采用共存滤波器的第二实施例98b理解为在2.11GHz至2.17GHz频带(WCDMA)上抑制更大部分的信号/噪声，而其工作方式的其它方面与第一实施例110a中的相同。
图14的示意图是功率放大器架构的第三实施例110c。同样，输入匹配部分118连接至输入端112和晶体管116的基极端子116a，而输出匹配部分120连接至输出端114和晶体管116的集电极端子116b。连接至发射极端子116c的是共存滤波器的第三实施例98c。在输入匹配部分118和输出匹配部分120之间，连接了补偿电路126。功率放大器架构的第三实施例110c理解为减少在输入匹配部分118处的任何潜在的阻抗失配问题。
如前面简述，功率放大器架构110可能包括级联的多个放大级。这理解为改善在期望抑制频带上的抑制。当功率放大器架构的第三实施例110c用作最后一级时，能更好地容许电压驻波比(VSWR)的失配，使得晶体管116各个端子之间的电压摆动减小。反过来，当具有预期较低的电压摆动时，晶体管16能够是伴随着成本降低的低电压类型。
通过图15的示意图所示的示例性电路142，仿真了功率放大器架构的第二实施例110b的性能。除了前面提及的部件以外，该示例性电路还包括代表与多个电感器和电容器有关的典型电阻损耗的额外电阻器。基于应用于所述电路仿真的时域电流和电压波形，在端口P1-P5处记录了多个仿真测量值。下面的表格示出了仅用示例方式表示而不是限制方式展示的包括在如图15中所示的示例性电路142中的部件值。
表格1：功率放大器架构(第二实施例)部件值
图16A-图16D中图表的每一个示出了对应于功率放大器架构的第二实施例110b的示例性电路142的S参数的绘图。在每个单独的图表中，存在端口1(输入)反射系数S11的第一绘图150、正向电压增益S21的第二绘图152、端口2(输出)反射系数S22的第三绘图154和反向电压增益S12的第四绘图156。特别是图16A的图表示出了电容器C6的值是8pF时的仿真。如其中所示，容易实现WCDMA接收带频率2.11GHz至2.17GHz上的噪声抑制。在图16B中描绘了当电容器C6设置为13pF时的另一个仿真描述，并且证明采用这种额外的调整能够抑制2GHz以下的频率。在图16C和图16D中分别针对设置为20pF和30pF的C6的值来绘制了另外的仿真。
图17A-图17D中的图表示出了响应于在WLAN工作频率2.45GHz上的连续波功率扫描的示例性电路142的性能特性。另外，对于这些仿真来说，补偿电路126的电容器C6的值已被设置为13pF。根据图17A中的图表，输出功率1dB增益压缩(P1dB)大约是18dBm，因此导致WLAN发送时的大约12至13dBm的线性功率以及3％左右的误差矢量幅度(EVM)。如图17B中的图表所示，正向电压增益S21的相位在各种输入功率水平上的偏离小于5度，因此功率放大器架构110理解为线性工作。如前面所简略提及的，本公开的功率放大器架构的一个构思优点是降低WLAN链路的功率消耗。图17C中的图表示出了在各种输入功率水平上消耗的DC电流。特别的，在最大功率水平14dBm上消耗的电流低于50mA。此外，图17D中的图表示出了在此前配置的13pF的电容器C6的值的情况下在2.45GHz和从2.45GHz偏移6MHz时的二值(two-tone)输入功率扫描。用于说明示例性电路142的线性度的三阶互调失真在输出功率水平低于14dBm时低于-38dBc。
在图18中，前述示例示出了功率放大器架构110的小信号性能。还构思了具有增大的负载VSWR的更高功率应用。采用表格2中提供的部件的值来对第二示例性电路160进行仿真：
表格2：用于高VSWR仿真的功率放大器架构部件值
为了对直接针对VSWR失配天线的功率进行仿真，连接了理想的耦合器162。对于10:1VSWR，测试负载电阻固定为5欧姆，理想移相器164用来旋转相位。如图19中的图表所示，来自第二示例性电路160的仿真的小信号S参数与前面讨论的第一示例性电路142的仿真的小信号S参数类似。在与WCDMA接收带相对应的2.11GHz至2.17GHz范围上的噪声抑制预期为高于27dB。参考图20A的图表，1dB增益压缩(P1dB)大约是21.5dBm。此外，根据图20B的图表，正向电压增益S21在各种输入功率水平上的相位同样偏离小于5度。图20C的图表表示在输入功率扫描中的适当的DC电流消耗特性。图20A的图表示出了对应于1dB增益压缩的最大输入线性功率为大约17dBm，这理解为移动通信模态的典型值。利用17dBm处的输入功率，图21中的图表描述了对于2.45GHz信号来说晶体管116上的AC电压。相关地，这些仿真每个都涉及在2.45GHz工作频率上的输入功率扫描。根据构思，在与大约3.0％的误差矢量幅度(EVM)相对应的16dBm线性功率处的DC电流消耗大约是87mA，其比得上传统的放大器。
现在参考图22A-图22D的图表，示出了在10：1的VSWR、3.3V的电源电压以及2.45GHz的工作频率的情况下，集电极-发射极电压、集电极-基极电压、DC电流、输出1dB增益压缩以及小信号增益与负载相之间的关系的不同绘图。具体的，图22A的图表示出了在最大输入功率17dBm时仿真的集电极-发射极绘图166和集电极-基极绘图168。在该VSWR失配中，集电极和基极之间的最大电压的增大小于0.6V。图120B的相关图表通过绘图170示出了针对18dBm的最大输入信号的跨越不同相位的DC电流。绘图172示出了针对17dBm的输入信号的跨越不同相位的DC电流，而绘图174示出了针对16dBm的输入信号的跨越不同相位的DC电流。图22C的图表在绘图176中示出了在10:1的负载VSWR时针对不同相位的输出功率1dB增益压缩。如所示，P1dB的变化以及最大线性功率被构思为小于1.4dB，该数字大大低于传统配置。此外，图22D的图表在绘图177中示出了在10:1的负载VSWR时针对不同相位的小信号增益。其变化是+/-2.5dB。
如随后的图表中所示，甚至在大范围的负载和信号源VSWR变化中，在2.11GHz至2.17GHz上的WCDMA接受带保持高抑制。图23A-图23D中的图表绘制了负载为5欧姆并且电容器C6为13pF时所仿真的S参数与负载相之间的关系。这些图表中的每一个包括针对端口1(输入端)反射系数S11的第一绘图178、针对正向电压增益S21的第二绘图180、针对端口2(输出端)反射系数S22的第三绘图182以及针对反向电压增益S12的第四绘图184。图23A，包括绘图178a、180a、182a和184a在内，对应0度相位；图23B，包括绘图178b、180b、182b和184b在内，对应45度相位；图23C，包括绘图178c、180c、182c和184c在内，对应90度相位；以及图23D，包括绘图178d、180d、182d和184d在内，对应135度相位。
图24A至图24D的图表绘制了源为5欧姆并且电容器C6为13pF时源失配相位的仿真S参数。这些图表中的每一个包括针对端口1(输入端)反射系数S11的第一绘图186、针对正向电压增益S21的第二绘图188、针对端口2(输出端)反射系数S22的第三绘图190以及针对反向电压增益S12的第四绘图192。图24A，包括绘图186a、188a、190a和192a在内，对应0度相位；图24B，包括绘图186b、188b、190b和192b在内，对应45度相位；图24C，包括绘图186c、188c、190c和192c在内，对应90度相位；以及图24D，包括绘图186d、188d、190d和192d在内，对应135度相位。
此外，图25A-图25E的图表绘制了针对不同接合线配置的仿真S参数。同样，每个图表包括针对端口1(输入端)反射系数S11的第一绘图194、针对正向电压增益S21的第二绘图196、针对端口2(输出端)反射系数S22的第三绘图198以及针对反向电压增益S12的第四绘图200。图25A，包括绘图194a、196a、198a和200a在内，对应其中具有两条接合线和一个电容器的配置。包括绘图194b、196b、198b和200b的图25B对应具有一条接合线并且无并联反馈的配置。相反，包括绘图194c、196c、198c和200c的图25C对应具有一条接合线并且有并联反馈的配置。包括绘图194d、196d、198d和200d的图25D是具有三条接合线并且没有并联反馈的配置。包括绘图194e、196e、198e和200e的图25E是具有两条接合线并且没有并联反馈的配置。
如上所表明的，功率放大器架构110能够被配置为多级。包括针对端口1(输入端)反射系数S11的第一绘图202、针对正向电压增益S21的第二绘图204、针对端口2(输出端)反射系数S22的第三绘图206以及针对反向电压增益S12的第四绘图208的图26中的S参数绘图示出了WLAN频带(2.45GHz)和WCDMA接收带(2.17GHz)之间的抑制高于65dBc的情况。这理解为足够用于手机/移动通信应用，并且在天线上或功率放大器输出上不需要额外的滤波。此外，所有其它蜂窝带和GPS带频率被抑制达到大于56dB的程度。如此，不需要其它滤波。
利用额外的放大级(图27中示出三级放大器仿真结果)并且其中每级包括滤波器或抑制“缺口”，可以实现WLAN频带的滤波和抑制的改善。不期望的噪声/信号在大于83dB的水平上被抑制，这同样消除了功率放大器架构110外部的额外滤波需求。包括蜂窝式和GPS模态的其它频带也在大于80dB的水平上被抑制。可能并不需要如此高的抑制水平，所以可以修改通信系统110的配置以使用更为靠近的隔开的天线。
本文所示细节是通过示例方式进行说明并且仅仅是为了解说本发明公开实施例的讨论，并且意在提供被认为是对本发明原理和构思方面的最有效和容易理解的描述。就此而言，必要的是对本公开的原理上的理解，而并非试图以更具体的形式展示各种实施例的细节，但是结合附图进行的描述使得本领域的普通技术人员显然地得知，可以在实际中实现各种变化形式。

Claims (34)

1.一种功率放大器电路，用于针对工作频率将收发器连接至天线并且包括输入端口和输出端口，所述功率放大器电路包括：
输入匹配部分，其连接至所述输入端口；
输出匹配部分，其连接至所述输出端口；
至少一个滤波器，其具有抑制频率范围；
放大器部分，其包括至少一个晶体管，所述晶体管的第一端子连接至所述输入匹配部分，第二端子连接至所述输出匹配部分，第三端子连接至所述滤波器，所述滤波器紧邻第一电感互连，所述第一电感互连将与所述第三端子连接的节点联接至地；和
补偿器，其连接至所述输入匹配部分和所述输出匹配部分以使所述滤波器的不稳定性最小化。
2.根据权利要求1所述的功率放大器电路，其中，所述滤波器包括联接至所述节点的第一滤波电容器和与所述第一滤波电容器串联并且联接至地的第一滤波电感器。
3.根据权利要求2所述的功率放大器电路，其中，所述第一滤波电感器是与所述第一电感互连有并联关系的第二电感互连，所述第一电感互连和第二电感互连彼此磁耦合。
4.根据权利要求3所述的功率放大器电路，其中，所述第一电感互连和所述第二电感互连之间的磁耦合系数是0.4至0.5。
5.根据权利要求2所述的功率放大器电路，其中，所述第一滤波电容器和所述第一滤波电感器在所述工作频率上具有对应于小电阻阻抗和电抗阻抗的值，以及在所述抑制频率范围内具有对应于大电阻阻抗和电抗阻抗的值。
6.根据权利要求5所述的功率放大器电路，其中，所述工作频率上的电阻阻抗小于4欧姆，并且所述抑制频率范围内的电阻阻抗大于15欧姆。
7.根据权利要求5所述的功率放大器电路，其中，所述工作频率上的电抗阻抗大约为0欧姆，并且所述抑制频率范围内的电感电抗阻抗大于20欧姆。
8.根据权利要求2所述的功率放大器电路，其中，所述滤波器包括联接至所述节点的第二滤波电容器和与所述第二滤波电容器串联并且联接至地的第二滤波电感器。
9.根据权利要求8所述的功率放大器电路，其中，所述第一滤波电感器和所述第二滤波电感器分别是与所述第一电感互连有并联关系的第二电感互连和第三电感互连，所述第一、第二和第三电感互连彼此磁耦合。
10.根据权利要求9所述的功率放大器电路，其中，所述第一电感互连和所述第二电感互连之间的第一磁耦合系数以及所述第一电感互连和所述第三电感互连之间的第二磁耦合系数是0.4至0.5，并且所述第二电感互连和所述第三电感互连之间的第三磁耦合系数是0.2至0.3。
11.根据权利要求2所述的功率放大器电路，其中，所述滤波器包括联接至所述第三端子的第二滤波电容器和与所述第二滤波电容器串联并且联接至地的第二滤波电感器，以及包括连接在所述第三端子和所述节点之间的第三滤波电感器。
12.根据权利要求11所述的功率放大器电路，其中，所述第一滤波电感器和所述第二滤波电感器分别是与所述第一电感互连有并联关系的第二电感互连和第三电感互连，所述第一、第二和第三电感互连彼此磁耦合。
13.根据权利要求1所述的功率放大器电路，其中，所述放大器部分包括按多级序列连接的多个晶体管，一个以上所述晶体管被连接至各个滤波器。
14.根据权利要求1所述的功率放大器电路，其中，所述补偿器包括：
并联共振电路，其具有第一补偿电容器和补偿电感器，通过所述工作频率的共振频率来定义所述并联共振电路；和
第二补偿电容器，其与所述并联共振电路串联连接。
15.根据权利要求14所述的功率放大器电路，其中，所述补偿器影响特定信号频率上的抑制特性。
16.根据权利要求1所述的功率放大器电路，其中，所述第一电感互连是接合线。
17.根据权利要求1所述的功率放大器电路，其中，所述第一电感互连是片上印刷电感器。
18.根据权利要求1所述的功率放大器电路，其中，所述晶体管是双极性型，其第一端子是基极端子，第二端子是集电极端子，第三端子是发射极端子。
19.根据权利要求1所述的功率放大器电路，其中，所述晶体管是场效应型，其第一端子是栅极端子，第二端子是源极端子，第三端子是漏极端子。
20.根据权利要求1所述的功率放大器电路，其中，所述至少一个晶体管构建在半导体架构上，所述半导体架构从以下项构成的组中选取：金属氧化物半导体场效应、双极性结型、异质结双极性、金属半导体场效应和高电子迁移率。
21.将收发器连接至天线的射频前端电路，其包括：
发送输入端口，其可连接至所述收发器的输出线路；
接收输出端口，其可连接至所述收发器的输入线路；
具有工作频率的功率放大器，其连接至所述发送输入端口，所述功率放大器包括输入匹配部分、输出匹配部分和放大器部分；
具有抑制频率范围的滤波器，其连接至所述放大器部分的发射极侧；
补偿器，其连接至所述功率放大器的所述输出匹配部分和所述输入匹配部分以使与所述发射极侧滤波器相关的不稳定性影响最小化；
低噪声放大器，其连接至所述接收输出端口；和
开关，其具有连接至所述天线的第一端口、连接至所述低噪声放大器的第二端口、以及连接至所述功率放大器的第三端口，所述低噪声放大器和所述功率放大器通过所述开关可选地连接至所述天线。
22.根据权利要求21所述的射频前端电路，其中，所述滤波器包括在所述工作频率上具有对应于小电阻阻抗和电抗阻抗的值并且在所述抑制频率范围内具有对应于大电阻阻抗和电抗阻抗的值的部件。
23.根据权利要求22所述的射频前端电路，其中，所述工作频率上的电阻阻抗小于4欧姆，所述抑制频率范围内的电阻阻抗大于15欧姆。
24.根据权利要求22所述的射频前端电路，其中，所述工作频率上的电抗阻抗大约为0欧姆，所述抑制频率范围内的电感电抗阻抗大于20欧姆。
25.根据权利要求21所述的射频前端电路，其中，所述补偿器包括通过所述工作频率的共振频率定义的并联共振电路。
26.根据权利要求25所述的射频前端电路，其中，所述补偿器影响特定信号频率上的抑制特性。
27.一种射频前端电路，其将工作在第一频带上的第一收发器连接至第一天线，以及将工作在第二频带上的第二收发器连接至第二天线，所述前端电路包括：
第一功率放大器，其可连接至来自所述第一收发器的发送线路；
第一低噪声放大器，其可连接至来自所述第一收发器的接收线路；
第二功率放大器，其可连接至来自所述第二收发器的发送线路；
第二低噪声放大器，其可连接至来自所述第二收发器的接收线路；以及
共存滤波器，其位于发送链路中，通过来自所述第二收发器的所述发送线路和包括所述第二功率放大器的所述第二天线之间的互连来定义所述发送链路，所述共存滤波器抑制所述第二频带的发送信号在频率上与所述第一频带的接收重叠的部分；
其中，所述第一功率放大器和所述第一低噪声放大器可连接至所述第一天线，所述第二功率放大器和所述第二低噪声放大器可选地可连接至所述第二天线，并且所述共存滤波器和所述第二功率放大器以及所述第二低噪声放大器一起构建在片上。
28.根据权利要求27所述的射频前端电路，还包括：
双工器，其具有连接至所述第一功率放大器的输出端的第一端口、连接至所述第一低噪声放大器的输入端的第二端口、和可连接至所述第一天线的第三端口，所述双工器将所述第一功率放大器和所述第一低噪声放大器连接至所述第一天线。
29.根据权利要求27所述的射频前端电路，还包括：
开关，其具有连接至所述第二功率放大器的输出端的第一端口、连接至所述第二低噪声放大器的输入端的第二端口、和可连接至所述第二天线的第三端口，所述开关可选地将所述第二功率放大器和所述第二低噪声放大器至所述第二天线。
30.根据权利要求27所述的射频前端电路，其中，所述第一频带对应于宽带码分多址移动通信模态。
31.根据权利要求30所述的射频前端电路，其中，所述第一频带范围在2.11GHz至2.17GHz之间，所述第一功率放大器和所述第一低噪声放大器根据该第一频带范围而被调整。
32.根据权利要求27所述的射频前端电路，其中，所述第二频带对应于无线局域网数据网络模态。
33.根据权利要求32所述的射频前端电路，其中，所述第二频带范围在2.4GHz至2.5Ghz之间，所述第二功率放大器和所述第二低噪声放大器根据该第二频带范围而被调整。
34.根据权利要求27所述的射频前端电路，其中，所述第一功率放大器、所述第二功率放大器、所述第一低噪声放大器、所述第二低噪声放大器和所述共存滤波器都构建在半导体架构上，所述半导体架构从以下项构成的组中选取：金属氧化物半导体场效应、双极性结型、异质结双极性、金属半导体场效应和高电子迁移率。
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