JP2014514879A

JP2014514879A - 共存フィルタを有する電力増幅器

Info

Publication number: JP2014514879A
Application number: JP2014509416A
Authority: JP
Inventors: ゴルバチョフオレクサンドル
Original assignee: アールエフアクシスインコーポレイテッド
Priority date: 2011-05-02
Filing date: 2012-05-02
Publication date: 2014-06-19
Also published as: WO2012151322A1; EP2710732A1; JP2018011316A; CN103797713B; US9093967B2; US20120280754A1; JP6484305B2; CN103797713A; EP2710732A4

Abstract

トランシーバをアンテナに接続する電力増幅キアーテクチャと、電力増幅キアーテクチャを利用したフロントエンド回路とを開示している。トランシーバは、特定の動作周波数に対して構成されている。入力整合セグメントは、入力ポートに接続され、出力整合セグメントは、出力ポートに接続されている。増幅器セグメントは、少なくとも１つのトランジスタを含み、トランジスタは、入力整合セグメントに接続された第１の端子と、出力整合セグメントに接続された第２の端子と、阻止周波数の範囲を有するフィルタに接続された第３の端子とを有する。フィルタは、第３の端子に接続され、グラウンドに接続されている接合を結ぶ第１の誘導性相互接続に近接して接続されている。補償器もまた、入力整合セグメント、および出力整合セグメントに接続され、フィルタの不安定性を最小にしている。
【選択図】図３

Description

本発明は、広義では、無線周波数（ＲＦ）信号回路に関し、特に、移動無線通信デバイスのための、共存フィルタを有する無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）の電力増幅器に関する。

無線通信システムは、長距離、および短距離のデータ転送を含む広い分野で応用されている。現在、それぞれの特定の需要を満足しうる広い範囲のモデルが存在する。需要と技術展開に関し、これらのシステムの中で主要なものは、移動またはセルラ電話システムであり、全世界で、４６億以上の人が加入していると推定されている。

一般に、無線通信は、データを表現するために、様々に変調された無線周波数（ＲＦ）キャリア信号を利用している。そして、信号の変調、送信、受信、および復調は、１連の基準に従って運用されている。多くの異なる移動通信技術、またはエアインタフェースが存在し、これらには、ＧＳＭ（登録商標）、ＥＤＧＥ（ＧＳＭＥｖｏｌｕｔｉｏｎに対する強化データレート）、およびＵＭＴＳ（汎用移動通信システム）が含まれる。これらの技術には、様々な世代が存在し、段階を追って展開されている。その中で、共通の第３世代（３Ｇ）ＵＭＴＳモデルは、ＵＭＴＳ−ＦＤＤ（周波数分割２重）と呼ばれる、ＷＣＤＭＡ（登録商標）（広帯域符号分割多重）である。これらの移動通信モデルに加えて、移動電話システムには、ローカルエリアデータネットワークモデル（無線ＬＡＮ、またはＷＬＡＮ（ＩＥＥＥ８０．１１ｘ）等）が組み込まれている。

移動携帯端末、またはいずれの無線通信システムの携帯端末における基本的な構成要素は、トランシーバであり、これは、送信回路と受信回路とを組み合わせたものである。トランシーバは、データをベースバンド信号に符号化し、それを変調して、ＲＦキャリア信号とする。トランシーバは、ＲＦキャリア信号を受信すると、それをダウンコンバートし、復調してベースバンド信号を得て、そのベースバンド信号から、データを復号化する。送信機に接続されたアンテナは、電気信号を電磁波に変換し、受信機に接続されたアンテナは、電磁波を変換して電気信号に戻す。従来の携帯端末トランシーバは、それだけで信頼性の高い通信を行うためには、出力電力が十分ではなく、また感度が十分ではない。従って、ＲＦ信号を付加的に加工することが必要である。この機能を提供するトランシーバとアンテナとの間の回路は、フロンテンドモジュールと呼ばれ、送信電力を増幅するための電力増幅器、および／または、受信感度を増すための低雑音増幅器が含まれている。

ユーザーによって、携帯電話ネットワークにしばしば要求される機能は、マルチタスクであり、特に、移動通信、またはセルラネットワークモデルを、音声呼と共に、データ通信、またはＷＬＡＮモデルに使用して、インターネットの検索、またはデータファイルのダウンロードを行う等、同時使用のマルチタスクである。これに関しては、多くの試みがあり、これらの中の１つは、ＷＬＡＮサブシステムが動作している混雑したＲＦ環境での同時使用である。更に、ＷＣＤＭＡ／ＵＭＴＳ等のいくつかの移動通信サブシステムは、周波数領域２重プロトコルを利用しており、この場合、送信機と受信機とは、常に活性化されている。ＷＬＡＮからの送信は、動作周波数は異なるが、スプリアス雑音、および干渉を引き起こす可能性がある。携帯端末の小型化、および異なる通信サブシステムのそれぞれのアンテナを、互いに近接して設置しなければならないため、別の種類の挑戦が必要である。これらの制約の中で、重要な１つは、移動通信サブシステムが、過負荷または感度低下を被ることなく、信頼性の高いセルラネットワーク受信に対するＷＬＡＮ通信サブシステムからのベースバンド、および他のタイプの雑音を防止することである。

従って、マルチモード移動通信携帯端末を実現する上で、フィルタリングは、重要な課題である。ＷＣＤＭＡおよびＷＬＡＮが共に動作している環境では、帯域通過共存フィルタを使用して、ＷＣＤＭＡ受信チェーンの感度の劣化を最小にすることができる。このフィルタによって、ＷＬＡＮ送信の高調波等の不要波放射を更に抑圧することができる。しかし、これらは、典型的に、低温同時焼成セラミックス（ＬＴＣＣ）デバイスであり、大型になり、従って、プリント回路基板の全体としての専有面積を増すこととなる。更に、このような共存フィルタはまた、電流消費が増大すること、および受信感度が劣化することによって、ＷＬＡＮシステムの動作性能を劣化させる。最近、異なるタイプのフィルタ（ＳＡＷ（表面音響波）またはＢＡＷ（バルク音響波））が利用されている。これらのフィルタは、小さい専有面積で実現されている。しかし、コストが大幅に高くなる。

ＷＬＡＮ電力増幅器チェーンの中にいくつかのフィルタを組み入れて、外部フィルタに対する要求を少なくすることができる。フィルタは、一般に電力増幅器の入力に接続される。それは、同じダイ上（ｏｎ−ｄｉｅ）に作製されるには有利であるが、このようにしたフィルタの動作性能は、好ましいものではない。オンダイ（ｏｎ−ｄｉｅ）構成要素は、Ｑ値が低く、従って、外部共存フィルタを付加しなければならないということが問題である。特に、ＷＬＡＮチェーンの出力に接続されるこのようなフィルタは、約１．５〜２．０ｄＢの挿入損失を有するこれにより、電力増幅器には、より高い出力が要求され、電源（電池）からの電流消費が増すことになる。外部共存フィルタに関連する挿入損失はまた、ＷＬＡＮチェーンの受信感度を低下させ、リンク距離、およびデータスループットに対して、負の影響を与える。

従って、ＷＬＡＮおよびＷＣＤＭＡ無線通信モデルの組み合わせを備えているフロントエンド回路から、外部共存フィルタを除去し、しかも、双方に対する適切な動作性能パラメータを保持しうる技術が要求されている。結論として、共存フィルタのオンダイの製作技術であって、フロントエンドシステムのコストを低減し、小型化と同時に、ＷＬＡＮ送信時の電流消費を低減させうる技術が求められている。このフロントエンド回路は、ＷＬＡＮ受信時に高い感度を有すると共に、ＷＣＤＭＡ受信時にも、高い感度を有すると有利である。

本発明の種々の実施形態においては、トランシーバをアンテナに接続し、入力ポートと出力ポートとを含む電力増幅キアーテクチャを提供することを目的としている。トランシーバは、特定の動作周波数に対応するように構成することができ、入力ポートに接続された入力整合セグメントと、出力ポートに接続された出力整合セグメントとを有することができる。さらに、阻止周波数範囲を有する少なくとも１つのフィルタを有することができる。電力増幅キアーテクチャは、増幅器セグメントを備えることがよく、この増幅器セグメントは、入力整合セグメントに接続された第１の端子と、出力整合セグメントに接続された第２の端子と、フィルタに接続された第３の端子とを有する少なくとも１つのトランジスタを有することができる。フィルタは、第１の誘導性相互接続に近接して接続することができる。この第１の誘導性相互接続は、第３の端子に接続され、グラウンドに接続された接合を結んでいる。更に、補償器も設けることができ、この補償器は、入力整合セグメント、および出力整合セグメントに接続され、フィルタの不安定性を最小にする。

別の実施形態として、アンテナにトランシーバを接続するための無線周波数（ＲＦ）フンロトエンドアーキテクチャが考えられる。ＲＦフロントエンドアーキテクチャには、トランシーバの出力線に接続することができる送信入力ポートと、トランシーバの入力線に接続することができる受信出力ポートとを設けることができる。更に、動作周波数を有する電力増幅器を設けることもでき、この電力増幅器は、送信入力ポートに接続される。電力増幅器は、入力整合セグメントと、出力整合セグメントと、増幅器セグメントとを備えることができる。フンロトエンドアーキテクチャは、増幅器セグメントのエミッタ側に接続された、阻止周波数範囲を有するフィルタを更に備えることができる。エミッタは、バイポーラトランジスタに特定した名称であるが、電界効果型等の他のタイプのトランジスタで置き換えることもできる。この場合には、エミッタは、ソースに対応することとなる。また、補償器を設けることができる。この補償器は、電力増幅器の出力整合セグメント、および入力整合セグメントに接続され、エミッタ側フィルタにおける不安定さを最小にしている。また、受信出力ポートに接続される低雑音増幅器を備えることもできる。更に、スイッチを設けることができ、このスイッチは、アンテナに接続された第１のポートと、低雑音増幅器に接続された第２のポートと、電力増幅器に接続された第３のポートとを有する。低雑音増幅器と第２のポートとは、スイッチによって、選択的に、アンテナに接続することができる。

更に別の実施形態においては、ＲＦフンロトエンド回路とすることができる。このＲＦフンロトエンド回路を、第１の周波数バンドで動作する第１のトランシーバを第１のアンテナに接続し、第２の周波数バンドで動作する第２のトランシーバを第２のアンテナに接続することができる。ＲＦフンロトエンド回路は、第１のトランシーバの送信線に接続可能な第１の電力増幅器と、第１のトランシーバの受信線に接続可能な第１の低雑音増幅器とを備えることができる。更に、フンロトエンド回路は、第２のトランシーバの送信線に接続可能な第２の電力増幅器と、第２のトランシーバの受信線に接続可能な第２の低雑音増幅器とを備えることができる。第２のトランシーバの送信線と、第２の電力増幅器を含む第２のアンテナとの間の相互接続によって定める送信チェーンの中には、共存フィルタを設けることができる。共存フィルタは、受信を行う第１の周波数バンドと、周波数が重複している第２の周波数バンドの送信信号の一部を阻止することができる。第１の電力増幅器および第１の低雑音増幅器は、第１のアンテナに接続可能であり、第２の電力増幅器および第２の低雑音増幅器は、第２のアンテナに選択的に接続可能である。共存フィルタは、第２の電力増幅器および第２の低雑音増幅器と共に、一体に製作することができる。

添付の図面を参照して、以下の詳細な説明を読むことにより、本発明をより理解しうると思う。

本発明の種々の実施形態、およびその特徴および利点は、以下の説明および図面を参照することによって、よりよく理解しうると思う。

第１のトランシーバ、第２のトランシーバ、フロントエンド回路、およびアンテナ対を含むデュアル動作モード通信システムの１つの実施形態を示すブロック図である。ＷＣＤＭＡ信号およびＷＬＡＮ信号のスペクトルを示すグラフであり、重複している部分は、強調して示してある。フィルタおよび補償回路を含む、本発明の一実施形態による電力増幅器アーキテクチャのブロック図である。フィルタの第１の実施形態を示す略図である。図４に示すフィルタの第１の実施形態の応答を示すスミスチャートである。フィルタの第２の実施形態を示す図である。図６に示すフィルタの第２の実施形態の応答を示すスミスチャートである。フィルタの第３の実施形態を示す図である。図８に示すフィルタの第３の実施形態の応答を示すスミスチャートである。補償回路の１つの実施形態を示す図である。図１０に示す補償回路の応答を示すスミスチャートである。図４に示すフィルおよび図１０に示す補償回路の第１の実施形態を組み込んだ電力増幅器アーキテクチャの第１の実施形態を示す図である。図６に示すフィルタの第２の実施形態を組み込んだ電力増幅器アーキテクチャの第２の実施形態を示す図である。図８に示すフィルタの第３の実施形態を組み込んだ電力増幅器アーキテクチャの第３の実施形態を示す図である。図１３に示す電力増幅器アーキテクチャと同等の、電力増幅器アーキテクチャの１つの例を示す図である。シミュレーションのために、各成分の損失を含んでいる。補償回路キャパシタＣ６を種々の異なる値としたときの、図１５に示す電力増幅器アーキテクチャの１つの例の散乱パラメータを示すグラフである。補償回路キャパシタＣ６を、種々の異なる値としたときの、図１５に示す電力増幅器アーキテクチャの１つの例の散乱パラメータを示すグラフである。補償回路キャパシタＣ６を種々の異なる値としたときの、図１５に示す電力増幅器アーキテクチャの１つの例の散乱パラメータを示すグラフである。補償回路キャパシタＣ６を種々の異なる値としたときの、図１５に示す電力増幅器アーキテクチャの１つの例の散乱パラメータを示すグラフである。入力電力スイープに応答した、動作特性測定値を示すグラフである。入力電力スイープに応答した、動作特性測定値を示すグラフである。入力電力スイープに応答した、動作特性測定値を示すグラフである。入力電力スイープに応答した、動作特性測定値を示すグラフである。高出力、高ＶＳＷＲ不整合動作条件のシミュレーションのための電力増幅器アーキテクチャの別の例を示す図である。図１８に示す電力増幅器アーキテクチャの小信号散乱パラメータを示すグラフである。入力電力スイープに応答した、電力増幅器アーキテクチャの動作特性を示すグラフである。入力電力スイープに応答した、電力増幅器アーキテクチャの動作特性を示すグラフである。入力電力スイープに応答した、電力増幅器アーキテクチャの動作特性を示すグラフである。トランジスタにおけるＡＣ電圧を示すグラフである。ＶＳＷＲが１０：１である場合における、負荷位相に対する電力増幅器アーキテクチャの動作性能測定結果を示すグラフである。ＶＳＷＲが１０：１である場合における、負荷位相に対する電力増幅器アーキテクチャの動作性能測定結果を示すグラフである。ＶＳＷＲが１０：１である場合における、負荷位相に対する電力増幅器アーキテクチャの動作性能測定結果を示すグラフである。ＶＳＷＲが１０：１である場合における、負荷位相に対する電力増幅器アーキテクチャの動作性能測定結果を示すグラフである。負荷位相に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。負荷位相に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。負荷位相に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。負荷位相に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。ソース不整合に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。ソース不整合に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。ソース不整合に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。ソース不整合に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。ボンドワイヤの形状に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。ボンドワイヤの形状に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。ボンドワイヤの形状に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。ボンドワイヤの形状に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。ボンドワイヤの形状に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。２段電力増幅器に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。各段に阻止ノッチを有する３段電力増幅器に対してシミュレートされたＳパラメータを示すグラフである。

図面および詳細な説明を通じ、同じ要素には、同じ符号を使用する。

本発明は、種々の無線周波数（ＲＦ）フロントエンド、特に電力増幅器および関連する送信チェーン回路に関するものである。添付の図面を参照しつつ以下で行う詳細な説明は、現在の好ましい実施形態に関するものであり、開発され、利用し得る唯一の形態を示すものではない。以下の説明は、図示した実施形態と関連づけて行うものである。しかし、同一または同等の機能を、異なる実施形態によっても、達成することができ、これらもまた、本発明の範囲の中に包まれるものである。また、第１、および第２等の相互を関係づける用語は、必ずしも、各要素の関係または順序を示すものではなく、単に、１つの要素を他の要素と区別する目的で使用されているものである。

説明する例は、ＷＣＤＭＡ（広帯域符号分割多元接続）移動通信モデル、およびＷＬＡＮ（ワイヤレスローカルエリアネットワーク）モデルを含むデュアル動作モード通信システムに関するものである。多くの場合において、ＷＣＤＭおよびＷＬＡＮは、システムの様々な構成要素の変形を表す語としてとして使用する。しかし、本発明は、他の通信モデル、およびネットワークモデル（ＧＳＭ、ＥＤＧＥ（ＧＳＭエヴォルーションのための拡張データレート）、（ＷＣＤＭＡ−ＨＳＰＡ（高速パケットアクセス）−ＬＴＥ（長期的進化）、ＣＤＭＡ２０００等）にも適用することができる。当業者は、本明細書に示す開示に基づいて、これらの代替的通信モデル、および特定の動作周波数に対応するシステムを具体化することができると思われる。従って、特定の構成要素に対する具体的な言及は、単なる例示であり、限定をする目的のものではない。より広い説明も可能ではあろうが、簡単にするために、それらは、省略することとする。

図１は、デュアル動作モード通信システム１０のブロック図を示す。具体的には、デュアル動作モード通信システム１０には、ＷＣＤＭＡモデル／標準に準拠し、ＲＦ信号を送信および受信する第１のトランシーバ１２と、ＷＬＡＮモデル／標準に準拠し、ＲＦ信号を送信および受信する第２のトランシーバ１４とが存在する。第１のトランシーバ１２および第２のトランシーバ１４は、フロントエンド回路１６に接続され、フロントエンド回路１６は、それぞれ、第１のアンテナポート２２、第２のアンテナポート２４を介して、第１（ＷＣＤＭＡ）のアンテナ１８、および第２（ＷＬＡＮ）のアンテナ２０に接続されている。

第１のトランシーバ１２は、ＲＦ信号を生成し、相手の遠隔受信機に対して、第１のモデル（ＷＣＤＭＡ）送信ポート２６の上で送信される。この信号（ＷＣＤＭＡ送信信号２８とも呼ばれる）は、フロントエンド回路１６の送信入力ポート３２を通って、第１（ＷＣＤＭＡ）の電力増幅器３０に渡される。上述したように、ＷＣＤＭＡ送信信号２８の電力レベルは、信頼性確保および長距離ＲＦ通信のためには非常に低い可能性があり、第１の電力増幅器３０によって増幅される。第１の電力増幅器３０は、第１のトランシーバ１２の汎用目的入力/出力（ＧＰＩＯ）ポート３４で生成される信号によって、イネーブル、およびディセーブルされる。この信号は、ＷＣＤＭＡ送信イネーブル信号３６と呼ぶこともでき、フロントエンド回路１６の上のＷＣＤＭＡ送信イネーブル入力ポート３８を介して、第１の電力増幅器３０に送られる。

第１のトランシーバ１２は、基本的に、第１のアンテナ１８で受信されたＲＦ信号を検出する感度に欠けている。従って、電力レベルは、第１（ＷＣＤＭＡ）の低雑音増幅器４０によって増幅される。増幅された信号は、ＷＣＤＭＡ受信信号４４として、フロントエンド回路１６のＷＣＤＭＡ受信出力ポート４２に送られる。ＷＣＤＭＡ受信出力ポート４２は、第１のトランシーバの第１のモデル（ＷＣＤＭＡ）受信ポート４６に接続されている。信号受信をイネーブルおよびディセーブルするために、第１のトランシーバ１２は、第２のＧＰＩＯポート４８の上に、ＷＣＤＭＡ受信イネーブル信号５０を生成する。この信号５０は、フロントエンド回路１６の上のＷＣＤＭＡ受信イネーブル入力ポート５２を介して、第１の低雑音増幅器４０に送られる。

第１の電力増幅器３０の出力および第１の低雑音増幅器４０への入力は、デュープレクサ５４に接続されている。より具体的には、デュープレクサ５４は、第１の電力増幅器３０に接続された第１のポート５６、第１の低雑音増幅器４０に接続された第２のポート５８、および第１のアンテナポート２２に接続された第３のポート６０を有する。第１のトランシーバ１２の通信モデルでは周波数領域の２重化が利用されていることは理解しうると思う。従って、信号の送受信は、２つの異なる周波数で行われ、第１のアンテナ１８は、第１の電力増幅器３０と第１の低雑音増幅器４０との両方に同時に接続することができる。

デュアル動作モード通信システム１０はまた、ＷＬＡＮ通信モデルに特有の、第２のトランシーバ１４を含んでいる。フロントエンド回路１６は、第２のトランシーバ１４に固有の構成成分および機能を備えている。これらのものの大部分は、上記で述べた第１のトランシーバ１２におけるものと同様である。

これに関し、第２のトランシーバ１４は、第２（ＷＬＡＮ）のモデルの送信ポート６２と共に、第２（ＷＬＡＮ）のモデルの受信ポート６４を含んでいる。第２のトランシーバ１４は、ＷＬＡＮ送信信号６６を生成し、この信号は、フロントエンド回路１６の送信入力ポート６８に送られ、第２（ＷＬＡＮ）の電力増幅器７０によって増幅される。第２のトランシーバ１４の別のＧＰＩＯポート７２からは、ＷＬＡＮ送信イネーブル信号７４が出力され、ＷＬＡＮ送信イネーブル入力ポート７６を介して、第２の電力増幅器７０に送られる。

第２のアンテナ２０を介して受信された信号の電力は、第２（ＷＬＡＮ）の低雑音増幅器７８により増幅され、第２の（ＷＬＡＮ）低雑音増幅器７８の出力は、ＷＬＡＮ受信出力ポート８０に接続される。受信され、増幅されたＷＬＡＮ信号８２は、第２のトランシーバ１４の第２（ＷＬＡＮ）のモデルの受信ポート６4に渡される。受信機能は、ＧＰＩＯ出力８６から生成されるＷＬＡＮ受信イネーブル信号８４に基づいて、活性化、および無効化され、ＷＬＡＮ受信イネーブル入力ポート８８に渡される。ＷＬＡＮ受信イネーブル入力ポート８８は、第２（ＷＬＡ）の低雑音増幅器７８に接続されている。
第２の電力増幅器は、ＷＬＡＮ通信モデルに特有であるので、下記で詳述するその具体的実施形態は、IＥＥＥ８０２.１１規格によって規定された信号電力レベルを生成することができ、線形モードで動作することができる。この線に沿って、種々の回路を、他の電力増幅器に同調させることができる。

ＷＣＤＭＡとは対照的に、ＷＬＡＮでは、時間領域の２重プロトコルを利用している。この場合、送信および受信は、同じ周波数を使用するが、時間間隔が交互になっている。従って、第２のアンテナ２０は、送信チェーンまたは受信チェーンのいずれかに、選択的に接続される。この選択的接続のために、単一極、２投入ＲＦスイッチ９０が存在し、このスイッチの第１のポート９２は、第２の電力増幅器７０の出力に接続され、また第２のポート９４は、第２の低雑音増幅器７８の入力に接続され、第３のポート９６は、第２のアンテナポート２４に接続される。

フロントエンド回路１６は、共存フィルタ９８を更を備え、共存フィルタは、周波数領域でＷＣＤＭＡ受信信号４４と一致するＷＬＡＮ送信信号６６の特定の部分を減衰させるようになっている。これは、共存フィルタ９８を使用することにより、付加的な外部フィルタを必要でなくするためである。図２には、プロット９９、１００、および１０２を示す。プロット９９は、第１のアンテナ１８におけるＷＣＤＭＡ送信信号２８の周波数スペクトラムの１つの例を示し、プロット１００は、第２のアンテナ２０におけるＷＬＡＮ送信信号６６の周波数スペクトラムの１つの例を示し、プロット１０２は、第１のアンテナ１８の上で受信したＷＬＡＮ送信信号６６の減衰した電力の周波数スペクトラムを示す。典型的な実施形態においては、第１のアンテナ１８は、第２のアンテナ２０から、約１５ｄＢ〜２０ｄＢだけ分離されている。この信号レベルは、付加的なフィルタを使用せずに減衰しているにも拘わらず、ＷＬＡＮ送信信号６６は、非常に強く、ＷＣＤＭＡチェーンの受信機感度を低下させる。

ＷＬＡＮの動作周波数は、は２．４〜２．５ＧＨｚであり、ＷＣＤＭＡの受信バンドの高域は、２．１１〜２．１７ＧＨｚである。しかし、ＷＬＡＮ送信周波数スペクトラムの低域側肩に沿って、一致する領域１０４が存在し、この一致する領域の中には、ＷＣＤＭＡ受信バンド１０６と重複する位相雑音、変調スペクトラムの寄与等を含む帯域内雑音が存在する可能性がある。更に、プロット１０８は、ＷＣＤＭＡ送信信号からの広帯域雑音の周波数スペクトラムを示す。しかし、デュープレクサ５４は、この雑音レベルを、熱雑音フロア−１７４ｄＢｍ／Ｈｚより約６ｄＢ低いレベルに減衰させることができるものである。この減衰にも拘わらず、ＷＣＤＭＡ受信ポート４６における全雑音は、１ｄＢだけ増加する可能性があり、これにより、対応する受信感度は劣化する。

ここで考慮しているＷＣＤＭＡおよびＷＬＡＮを含む典型的なデュアル動作モード通信システム１０のための、本発明の様々な実施形態においては、ＷＣＤＭＡ受信感度の許容可能な劣化は、ＷＬＡＮとの同時動作において、０．５〜１．０ｄＢを越えてはならない。この動作性能を達成するためには、ＷＬＡＮ送信からの許容可能な付加的雑音レベルは、受信モードにある第１のトランシーバ１２の雑音指数に依存するが、−１８０ｄＢｍ／Ｈｚである。

図３を参照して、フロントエンド回路１６、特に、その電力増幅器アーキテクチャ１１０の詳細を考える。電力増幅器アーキテクチャ１１０全体はまた、送信チェーンと呼ぶことができ、フロントエンド回路１６の中の構成成分を含んでいる。フロントエンド回路１６は、ＷＬＡＮ送信入力ポート６８と第２のアンテナポート２４との間の電気回路の一部である。従って、電力増幅器アーキテクチャ１１０は、ＷＬＡＮの動作モードに固有であり、従って、２．４〜２．５ＧＨｚの動作周波数バンドを有する。いくつかの場合においては、第２のアンテナ２０、または第２のトランシーバ１４等の他の構成成分も、送信チェーンの一部であると考えることができる。従って、前記で挙げたＷＬＡＮ送信入力ポート６８に、おおむね対応する入力１１２、およびスイッチ９０を介して、第２のアンテナ２０に接続可能な出力１１４が存在する。

最も基本的な形態においては、電力増幅器のアーキテクチャ１１０は、トランジスタ１１６を含み、トランジスタ１１６は、第１の、またはベース端子１１６ａ、第２の、またはコレクタ端子、１１６ｂ、および第３の、またはエミッタ端子１１６ｃを有する。トランジスタは、バイポーラ型であるが、電界効果型を利用した他の形態であってもよい。この場合には、第１の端子１１６ａは、ゲート端子であり、第２の端子１１６ｂは、ドレイン端子、第３の端子は、ソース端子であると考えられる。第１の端子１１６ａは、入力整合セグメント１１８に接続され、入力整合セグメント１１８は、入力１１２に接続されている。第２の端子１１６ｂは、出力整合セグメント１２０に接続され、出力整合セグメント１２０は、出力１１４に接続されている。入力整合セグメント１１８、および出力整合セグメント１２０は、それぞれ、第２のトランシーバ１４，および第２のアンテナ２０から見たインピーダンス（典型的には５０オーム）に整合されている。

第３の端子１１６ｃは、グランドに接続されている。しかし、一般的な半導体ダイによる実施形態では、グランドに接続されているボンドワイヤまたは複数のボンドワイヤは、インダクタンス１２２を有する。従来のモデルでは、整合部１１８，１２０のどちらかにフィルタを利用するが、本発明の種々の実施形態においては、共存フィルタを、従来のボンドワイヤまたはエミッタをグラウンドに結ぶ既にあるボンドワイヤ、または誘導性相互接続と並列に、エミッタまたは第３の端子に接続する。種々の実施形態においては、誘導性相互接続は、ボンドワイヤであるが、オンダイ（ｏｎ−ｄｉｅ）プリントインダクタ等の、他のタイプの誘導性相互接続とすることもできる。ここに示す例では、１つのトランジスタを有する１段の増幅段であるが、いくつかのまたは全ての段に、それぞれ共存フィルタを有する多段構成することも可能である。インダクタンス１２２および共存フィルタの高いＱ値によって、近接する周波数バンドを、正確に阻止し、急峻なフィルタ特性を実現することができる。共存フィルタに関わる更なる詳細について、以下で検討する。

トランジスタ１１６のエミッタ側に共存フィルタ９８を挿入すると、特定の周波数で、増幅器が不安定となるおそれがある。しかし、本発明の種々の実施形態においては、この不安定さを緩和するために、補償回路１２６を設けている。この補償回路１２６については、後で詳細に述べる。

図示の電力増幅器アーキテクチャ１１０の構成要素は、全て単一の半導体ダイ上に作製することができる。そのため、アンテナ側の外部フィルタの除去が可能となり、ＷＬＡＮの受信チェーンの感度を向上させることができることとなる。更に、統合されたデバイスは、デュアル動作モード通信システム１０の全体的な専有面積を低減させ、保守費用を削減させることができる。付加されたオンダイ共存フィルタ９８、および補償回路１２６によって増える専有面積は、最小であり、１段構成に対して、５％より小さく、多段構成において、１０％よりも小さい。上述したように、トランジスタ１１６は、バイポーラ型または電界効果型であっても良く、金属酸化物半導体電界効果トランジスタ（ＭＯＳＦＥＴ）、金属半導体電界効果トランジスタ（ＭＥＳＦＥＴ），ヘテロ接合バイポーラ、ＳＯＩ（ＳｉｌｉｃｏｎｏｎＩｎｓｕｌａｔｏｒ）、高電子移動度（ＦＥＭＴ）等の、任意のいずれの半導体構造を利用することができる。また、シリコン、ガリウムヒ素（ＧａＡｓ）等の、適切な半導体基板を利用することもでき、本発明は、いずれかの特定の半導体作製技術に限定されないものである。

図４に示すように、共存フィルタ９８ａの第１の実施形態は、接合部１２８に接続されたキャパシタＣ２を含んでいる。接合部１２８は、トランジスタ１１６の第３の端子１１６ｃに接続されている。インダクタＬ２は、キャパシタｃ２と直列に接続され、グラウンドに接続されている。上記したように、インダクタンス１２２が存在し、このインダクタンスは、第３の端子１１６ｃをグラウンドに接続しているボンドワイヤに対応している。これは、インダクタＬ１で示されている。同様に、インダクタＬ２もまた、高いＱ値を有するボンドワイヤと実現することができる。インダクタＬ１およびＬ２に対応するボンドワイヤは、互いに近接して配置され、ボンドワイヤのダイパッドは、それらの間の結合係数を定める。その典型的な値は、０．４〜０．５である。

キャパシタＣ２とインダクタＬ２およびＬ１の値は、ＷＬＡＮ動作周波数（２．４〜２．５ＧＨｚ）において、エミッタ側から見た接合１１６ｃにおけるインピーダンスの抵抗成分が小さい値となるように選択される。いくつかの実施形態においては、この抵抗性インピーダンスの抵抗成分は、３〜４オームより小さい。また、この動作周波数における、インピーダンスのリアクタンス成分は、殆どゼロである。インダクタＬ２は、キャパシタＣ２と共に、利得を増大させている。図５のスミスチャートは、共存フィルタ９８ａの第１の実施形態のシミュレートされた応答／散乱パラメータ（Ｓ１１）を示している。動作周波数２．４５ＧＨｚにおける値は、マーカ１３０で強調してある。

阻止されるべきＷＣＤＭＡ動作周波数（２．１７ＧＨｚ）において、共存フィルタ９８ａは、１５〜２０オームより大きな抵抗性インピーダンスを有する。インピーダンスのリアクタンス成分もまた、高く、２０〜２５オームよりも大きい。マーカ１３２は、２．１７ＧＨｚにおける応答を強調している。図に示すように、ＷＣＤＭＡ受信周波数と一致するＷＬＡＮ送信雑音を、高いレベルで阻止している。

図６は、共存フィルタ９８ｂの第２の実施形態を示す。この変形例もまた、第３の端子１１６ｃに接続された接合１２８に接続されているキャパシタＣ２と、キャパシタＣ２に直列に接続され、グラウンドに接続されているインダクタＬ２とを含んでいる。更に、接合１２８に接続されているキャパシタＣ３と、キャパシタＣ３と直列に接続されグラウンドに接続されているインダクタＬ３とが存在する。上記したように、インダクタＬ１は、トランジスタ１１６の第３の端子１１６ｃをグラウンドに接続しているボンドワイヤとすることができる。これらの線に沿って、インダクタＬ２およびＬ３もまた、ボンドワイヤとすることができ、これらは、互いに近接して配置される。インダクタＬ１およびインダクタＬ２のダイパッドの間の結合係数、およびインダクタＬ１およびインダクタＬ３のダイパッドの間の結合係数は、０．４〜０．５である。他方、インダクタＬ２およびインダクタＬ３のダイパッドの間の結合係数は、例えば０．２〜０．３である。

図７のスミスチャートは、動作周波数２．４５ＧＨｚ、および阻止周波数２．１７ＧＨｚにおける共存フィルタ９８ｂのＳパラメータ（Ｓ１１）を示す。キャパシタＣ２およびＣ３、およびインダクタＬ２およびＬ３の値は、共存フィルタ９８ａに関して上記した場合と、実質的には等しい値としてある。

図８は、共存フィルタ９８Ｃのさらに別の、第３の実施形態を示す。この実施形態では、インダクタＬ４は、トランジスタ１１６の第３の端子１１６ｃから接合１２８を分離している。しかし、インダクタＬ３と直列に接続されているキャパシタＣ３は、第３の端子１１６ｃに直接に接続されている。第２のインダクタＬ２と直列に接続されている第２のキャパシタＣ２は、接合１２８に接続されたままである。この場合も同様に、インダクタＬ１、Ｌ２、およびＬ３は、ボンドワイヤとすることができ、それらが取り付けられているダイパッドは、種々の磁気結合係数を定め、これらは、上記で議論したパラメータと合致している。

共存フィルタ９８ｃの様々な構成要素は、動作周波数および阻止周波数帯域において、上記したインピーダンス特性を示すように調整することができる。図９のスミスチャートに示されているそれらのシミュレートされた結果は、それらの合致を示している。共存フィルタ９８ｃの第３の実施形態では、インピーダンス整合の柔軟性が増し、電力増幅器アーキテクチャの入力リターンロス等の主要な動作性能パラメータが改善されていることを理解することができる。

図５、図７、および図９のスミスチャートに示すように、共存フィルタ９８ａ〜９８ｃの各実施形態は、トランジスタ１１６のエミッタにおけるフィルタを含めることに起因する潜在的に不安定な周波数領域１３４によって特徴付けられている。図１０に示すように、補償回路１２６の１つの実施形態は、入力整合セグメント１１８に接続された第１のポート１３６，および出力整合セグマント１２８に接続された第２のポート１３８を有している。より詳細には、補償回路１２６は、キャパシタＣ５およびインダクタＬ５を含む並列共振回路１４０で構成されている。この並列共振回路１４０は、キャパシタＣ６と直列に接続されている。

図１１のスミスチャートにおいて、インダクタＬ５およびキャパシタＣ５の値は、共振周波数が、ＷＬＡＮ動作周波数２．４５ＧＨｚに大体等しくなるように選定されている。更に、並列共振回路１４０は、そのインピーダンスのインダクアンス成分が、不安定周波数範囲１３４において反対に働くように構成されている。更に、キャパシタＣ６は、出力整合セグメント１２０のバイアス電源と制御ブロックとの間の直流（ＤＣ）電流を遮断し、これにより、トランジスタ１１６のベース端子１１６ａに、適切な電圧を与えている。キャパシタＣ６の更なる調整により、電力増幅器アーキテクチャ１１０の総合動作にも影響を与えることとなる。

上述の共存フィルタ９８および補償回路１２６は、電力増幅キアーテクチャ１１０の中に組み入れることができる。更に、より一般的には、この電力増幅キアーテクチャ１１０を、デュアル動作モード通信システム１０の中に組み入れることができる。図１２は、電力増幅キアーテクチャ１１０ａの第１の典型的な実施形態を示す。この場合、入力生整合セグメント１１８、増幅器／トランジスタ１１６、補償回路１２６、出力整合セグメント１２０、および共存フィルタ９８を中に組み入れることができる。この例においては、共存フィルタ９８の第１の実施形態９８ａを示している。入力１１２は、入力整合セグメント１１８に接続され、出力１１４は、出力整合セグメント１２０に接続されている。インダクタＬ４、Ｌ６、およびＬ７の素子値は、低い値（０．１〜０．２ｎＨより低い値）に保持して、同調を簡単にすることができる。更に出力整合セグメント１２０に関しては、それらのキャパシタＣ８，およびインダクタＬ８は、動作周波数の第２高調波で直列共振するように構成することができる。

電力増幅器アーキテクチャの第１の実施形態１１０ａの動作は、上記した種々の構成要素の機能の組み合わせである。総合の電力増幅キアーテクチャ１１８ａ、および種々の能動、受動構成要素のコンテキストの中で、更なる同調の可能性を考えることとする。キャパシタＣ６の値は、上記で上げた２．１１〜２．１７ＧＨｚのＷＣＤＭＡ受信バンドの外に、広い範囲の阻止周波数領域に対して調整することができる。通信システム１０で扱われる可能性がある他の敏感な周波数バンド（種々セルラ通信モデル（ＧＳＭ、ＧＰＲＳ、ＥＤＧＥ、３ＧＷＣＤＭＡ、ＨＳＰＡ、ＬＴＥ、ＣＤＭＡ−２０００，ＧＰＳ周波数バンド（１．５７５ＧＨｚ）、他のオーディオおよびビデオ放送システム等）、で利用されている８００ＭＨｚ、１０００ＭＨｚ、１．７ＧＨｚ、および２．０ＧＨｚを含む）もまた、フィルタで阻止することができる。不要信号の阻止を高めることにより、２つのアンテナ間の距離を小とし、従って、装置の小型化と共に、ＷＣＤＭＡチェーンの受信感度を高い値に維持したまま、通信モデルの間の結合を高めることができる

図１３は、電力増幅器アーキテクチャの第２の実施形態１１０ｂを示す。この場合も、入力整合セグメント１１８、出力整合セグメント１２０、および同じ補償回路１２６を備えている。しかし、共存フィルタの第２の実施形態９８ｂと置換されている。共存フィルタ９８ｂの第２の実施形態を使用することにより、周波数２．１１〜２.１７ＧＨｚの周波数（ＷＣＤＭＡ）バンドにおける信号／雑音の阻止特性を高めることができる。その他の点に関しては、実施例１１０ａの動作と同じである。

図１４は、電力増幅器アーキテクチャの第３の実施形態１１０ｃを示す。この場合も同様に、入力整合セグメント１１８は、入力１１２およびトランジスタ１１６のベース端子１１６ａに接続されており、出力整合セグメント１２０は、出力１１４、およびトランジスタ１１６のコレクタ端子１１６ｂに接続されている。エミッタ端子１１６ｃには、共存フィルタの第３の実施形態９８ｃが接続されている。入力整合セグメント１１８および出力整合セグメント１２０との間には、補償回路１２６が接続されている。電力増幅器アーキテクチャの第３の実施形態１１０ｃによって、入力整合セグメント１１８における、可能性のあるいずれのインピーダンス不整合に関わる問題も軽減される。

上記で簡単に述べたように、電力増幅キアーテクチャ１１０は、カスケード接続された多段の増幅器によって構成することができる。これにより、所望の阻止周波数バンドにおける阻止特性が改善される。電力増幅器アーキテクチャの第３の実施形態１１０ｃを最終段に使用した場合には、電圧定在波比（ＶＳＷＲ）不整合の許容範囲が拡大され、これにより、トランジスタ１１６の端子における電圧スイングが減少する。電圧スイングの減少が期待されることにより、トランジスタ１１６は、低電圧型であってよく、保守費用が低減される。

１つの回路例１４２を使用して、電力増幅器アーキテクチャの第２の実施形態１１０ｂの動作特性のシミュレーションを行った。その結果を図１５に示す。この回路例は、上記で述べた構成要素に加えて、種々のインダクタ、およびキャパシタに関係する典型的な抵抗損失を表す追加的な抵抗を含んでいる。回路に、時間領域の電流波形、および電圧波形を印加して、Ｐ１〜Ｐ５における、種々の測定結果が記録された。次に示す表は、図１５に示す回路例１４２に含まれる素子値を示す。これらの値は、単なる例として示すものであり、限定する目的のものではない。
共存フィルタ９８

補償回路１２６

入力整合セグメント１１８

出力整合セグメント１２０

表１：電力増幅器アーキテクチャ（第２の実施形態）の構成要素値

図１６Ａ〜図１６Ｄは、それぞれ、電力増幅器アーキテクチャの第２の実施形態１１０ｂに対応する例示的な回路例１４２のＳパラメータのプロットを示す。各グラフにおいて、第１のプロット１５０は、ポート１（入力）反射係数Ｓ１１、第２のプロット１５２は、順方向電圧利得Ｓ２１、第３のプロット１５４は、ポート２（出力）反射係数Ｓ２２、また、第４のプロット１５６は、逆方向電圧利得Ｓ２１である。図１６Ａのグラフは、キャパシタＣ６を８ｐＦにした時のシミュレーション結果を示す。図１６Ａに示すように、ＷＣＤＭＡ受信バンド周波数（２．１１〜２．１７ＧＨｚ）における雑音の阻止は、容易に達成できている。図１６Ｂは、キャパシタＣ６を、１３ｐＦに設定した場合の別のシミュレーションを示す。この図より、キャパシタをこの値に更に調整することにより、２ＧＨｚ以下の周波数において阻止できることが分かる。Ｃ６を２０、３０ｐＦとした場合を、それぞれ、図１６Ｃ、１６Ｄに示す。

図１７Ａ〜１７Ｄのグラフは、回路例１４２の、ＷＬＡＮ動作周波数２．４５ＧＨｚにおける連続波電力スイープに対する応答の動作特性を示す。これらのシミュレーションに対して、補償回路１２６のキャパシタＣ６は、１３ｐＦに設定されている。図１７Ａのグラフによれば、１ｄＢ利得圧縮（Ｐ１ｄＢ）における出力電力は、約１８ｄＢｍであり、ＷＬＡＮ送信電力（誤りベクトル振幅約３％）に対して、約１２〜１３ｄＢｍの線形電力が得られる。図１７Ｂのグラフに示すように、入力電力を変えた時の順方向電力利得の位相の偏差は、５度より小さく、従って、電力増幅キアーテクチャ１１０は、線形で動作していると理解することができる。上に簡単に述べたように、本発明の電力増幅キアーテクチャにおいて考えられる利点の１つは、ＷＬＡＮチェーンの電力消費を低減することである。図１７Ｃのグラフは、種々の入力電力レベルに対するＤＣ電流を示す。最大電力レベル１４ｄＢｍにおける電流は、５０ｍＡ未満である。図１７Ｄのグラフは、キャパシタＣ６は、以前と同じ１３ｐＦとして、２．４５ＧＨｚと、６ＭＨｚオフセットとの２トーン入力電力スイープを示す。回路例１４２の線形性を規定する３次相互変調歪みは、出力電力１４ｄＢｍ以下で、−３８ｄＢｃ未満である。

図１８における上記の例では、電力増幅器アーキテクチャ１１０の小信号動作特性を示す。大きい値の負荷ＶＳＷＲを有する高電力応用もまた、考えることができる。第２の回路例１６０のシミュレーションを行った。シミュレーションに使用した構成要素値を表２に示す。
共存フィルタ９８

補償回路１２６

入力整合セグメント１１８

出力整合セグメント１２０

表２：高いＶＳＷＲのシミュレーションに対する電力増幅キアーテクチャの構成要素値

ＶＳＷＲ不整合のアンテナに導かれる電力をシミュレートするために、理想的な結合器１６２が接続されている。１０：１のＶＳＷＲに対しては、試験負荷抵抗は、５オームに固定され、理想的な移相器１６４を使用して位相を回転させる。図１９のグラフに示すように、第２の回路例１６０のシミュレーションから得られた小信号Ｓパラメータは、前に述べた第１の回路例１４２のＳパラメータと似ている。ＷＣＤＭＡ受信バンドに対応する２．１１〜２．１７ＧＨｚの範囲における雑音の阻止は、２７ｄＢより大きいと予想される。図２０Ａを見ると、１ｄＢ利得圧縮の電力は、２１．５ｄＢｍである。また、図２０Ｂのグラフによれば、種々の入力電力に対する順方向電圧利得Ｓ２１の位相偏差は、５度より小さい。図２０Ｃのグラフは、入力電力スイープに対するＤＣ電流消費特性を示している。図２０Ａのグラフは、１ｄＢ利得圧縮に対応する最大入力線形電力は、約１７ｄＢｍであることを示している。この値は、移動通信モデルに対する典型的な値である。図２１のグラフは、入力電力が１７ｄＢｍである場合の、２．４５ＧＨｚ信号に対する、トランジスタ１１６におけるＡＣ電圧を示す。これに関連して、これらのシミュレーションのそれぞれは、動作周波数２．４５ＧＨｚにおける入力電力スイープに関している。誤りベクトル振幅（ＥＶＭ）約３％に対応する線形電力１６ｄＢｍにおけるＤＣ電流消費は、８７ｍＡであり、この値は、従来の増幅器と同程度である。

図２２Ａ〜図２２Ｄは、動作周波数２．４５ＧＨｚにおいて、供給電圧を３．３Ｖとし、ＶＳＷＲ１０：１の負荷の位相に対するコレクタ〜エミッタ電圧、およびコレクタ〜ベース電圧、ＤＣ電流、利得圧縮１ｄＢの出力、および小信号利得をプロットしたものである。図２２Ａのグラフは、最大入力電力１７ｄＢｍにおいてシミュレートした、コレクタ〜エミッタ電圧のプロット１６６、およびコレクタ〜ベース電圧のプロット１６８を示す。このＶＳＷＲ不整合において、コレクタとベースとの間の最大電圧の増加は、０．６Ｖ未満である。それと関連する図２２Ｂのプロット１７０は、最大入力電力１８ｄＢｍのときの、シミュレートされた、位相に対するＤＣ電流を示す。プロット１７２は、入力信号１８ｄＢｍの場合、またプロット１７４は、入力電力１６ｄＢｍの場合である。図２２Ｃのグラフのプロット１７６は、負荷ＶＳＷＲ１０：１の時の、シミュレートされた、位相に対する１ｄＢ利得圧縮の出力電力を示す。ここに示すように、Ｐ１ｄＢおよび最大線形電力の変動は、１．４ｄＢ未満であると考えられ、この値は、従来の構成より、大幅に低い値である。更に、図２２Ｄのプロット１７７は、異なる位相に対するＶＳＷＲ１０：１の負荷における小信号利得を示す。変動は、＋／−２．５ｄＢである。

続くグラフに示すように、負荷および信号源ＶＳＷＲの更に広い範囲に亘って、ＷＣＤＭＡ受信バンド２．１１〜２．１７ＧＨｚにおける阻止量は、高く保たれている。図２３Ａ〜図２３Ｄは、負荷を５オーム、キャパシタＣ６を１３ｐＦとした場合でシミュレートされたＳパラメータを示す。各グラフは、ポート１（入力）の反射係数Ｓ１１に対する第１のプロット１７８、順方向電圧利得Ｓ２１に対する第２のプロット１８０、ポート２（出力）の反射係数Ｓ２２に対する第３のプロット１８２、逆方向電圧利得Ｓ１２に対する第４のプロット１８４を含んでいる。１７８ａ、１８０ａ、１８２ａ、および１８４ａを有する図２３Ａは、位相０度に対するプロットであり、１７８ｂ、１８０ｂ、１８２ｂ、および１８４ｂを有する図２３Ｂは、位相４５度に対するプロットであり、１７８ｃ、１８０ｃ、１８２ｃ、および１８４ｃを有する図２３Ｃは、位相９０度に対するプロットであり、１７８ｄ、１８０ｄ、１８２ｄ、および１８４ｄを有する図２３Ｄは、位相１３５度に対するプロットである。

図２４Ａ〜図２４Ｄのグラフは、ソース５オーム、キャパシタＣ６を１３ｐＦとした時の、ソース不整合位相に対してシミュレートしたＳパラメータをプロットしたものである。各グラフは、ポート１（入力）の反射係数Ｓ１１に対する第１のプロット１８６、順方向電圧利得Ｓ２１に対する第２のプロット１８８、ポート２（出力）の反射係数Ｓ２２に対する第３のプロット１９０、逆方向電圧利得Ｓ１２に対する第４のプロット１９２を含んでいる。１８６ａ、１８８ａ、１９０ａ、および１９２ａを有する図２４Ａは、位相０度に対するプロットである。１８６ｂ、１８８ｂ、１９０ｂ、および１９２ｂを有する図２４Ｂは、位相４５度に対するプロットである。１８６ｃ、１８８ｃ、１９０ｃ、および１９２ｃを有する図２４Ｃは、位相９０度に対するプロットであり、１８６ｄ、１８８ｄ、１９０ｄ、および１９２ｄを有する図２４Ｄは、位相１３５度に対するプロットである。

図２５Ａ〜図２５Ｅのグラフは、種々の異なる構成のボンドワイヤに対してシミュレートされたＳパラメータをプロットしたものである。この場合も同様に、各グラフは、ポート１（入力）の反射係数Ｓ１１に対する第１のプロット１９４、順方向電圧利得Ｓ２１に対する第２のプロット１９６、ポート２（出力）の反射係数Ｓ２２に対する第３のプロット１９８、逆方向電圧利得Ｓ１２に対する第４のプロット２００を含んでいる。１９４ａ、１９６ａ、１９８ａ、および２００ａを含む図２５Ａは、２つのボンドワイヤと１つのキャップがある構成に対するプロットであり、１９４ｂ、１９６ｂ、１９８ｂ、および２００ｂを含む図２５Ｂは、１つのボンドワイヤがあり、並列帰還がない構成に対するプロットであり、これに対して、１９４ｃ、１９６ｃ、１９８ｃ、および２００ｃを含むず２５Ｃは、１つのボンドワイヤと並列帰還がある構成に対するプロットである。１９４ｄ、１９６ｄ、１９８ｄ、および２００ｄを含む図２５Ｄは、３つのボンドワイヤがあり並列帰還がない構成に対するプロットである。１９４ｅ、１９６ｅ、１９８ｅ、および２００ｅを含む図２５Ｅは、２つのボンドワイヤがあり並列帰還がない構成に対するプロットである。

上述したように、電力増幅キアーテクチャは、多段として構成することができる。図２６にプロットしたＳパラメータは、ポート１（入力）の反射係数Ｓ１１に対する第１のプロット２０２、順方向電圧利得Ｓ２１に対する第２のプロット２０４、ポート２（出力）の反射係数Ｓ２２に対する第３のプロット２０６、および逆方向電圧利得Ｓ２１に対する第４のプロット２０８を含み、ＷＬＡＮ周波数バンド（２．４５ＧＨｚ）とＷＣＤＭＡ受信バンド（２．１７ＧＨｚ）との間の分離は、６５ｄＢｃより高いことを示している。この値は、携帯端末／移動通信応用に対して十分な値であり、アンテナ、または電力増幅器出力に対する付加的なフィルタリングは不要であることを理解することができる。更に、他の全てのセルラバンド、およびＧＰＳバンドの周波数は、５６ｄＢ以上阻止することができ、従って、他のフィルタリングは、必要ではない。

ＷＬＡＮ周波数バンドにおけるフィルタリングおよび阻止特性は、各段に、フィルタまたは阻止「ノッチ」が含まれる増幅段を追加することにより、更に改善することができる（３段増幅器のシミュレーション結果を図２７に示す）。不要雑音／信号の阻止は、８３ｄＢより大きく、この値であれば、以前と同様に、電力増幅キアーテクチャ１１０に外部フィルタを付加する必要はない。セルラモデル、およびＧＰＳモデルを含む他の周波数バンドも、８０ｄＢ以上阻止される。これほど高い阻止レベルが必要でない場合もある。その場合には、通信システム１０の構成を変形して、より近接して配置されたアンテナを利用することができる。

これまでに示した特定の実施形態は、単なる示したものであって、本発明の実施形態について議論を行うことを目的とするだけのものであり、本発明の原理と概念的側面を、最も正しく、かつ最も容易に理解できる説明を提供するものである。従って、種々の実施形態に対して、本発明の基本的理解に必要である以上の詳細については示していない。図面を使用して行ったこれらの説明は、実際にはいくつかの形で実現することができると言うことは、当業者には明らかであると思われる。

［関連出願に対する相互参照］
本出願は、米国特許仮出願第６１／４８１５５７号（２０１１年５月２日出願）「ＷＣＤＭＡハンドセット応用のための、共存フィルタを有するＷＬＡＮ電力増幅器アーキテクチャ」に関連するものであり、その利益を主張する。前記仮出願は、参照用として、全て、本明細書に組み込まれるものとする。
陳述注記：連邦政府研究／開発支援 /適用せず

１０デュアル動作モード通信システム
１２第１のトランシーとバ
１４第２のトランシーとバ
１６第１フロントエンド回路
１８第１のアンテナ
２０第２のアンテナ
２２第１のアンテナポート
２４第２のアンテナポート
２６第１のモデル送信ポート
２８ＷＣＤＭＡ送信信号
３０第１の電力増幅器
３２送信入力ポート
３４ＧＰＩＯポート
３６ＷＣＤＭＡ送信イネーブル信号
３８ＷＣＤＭＡ送信イネーブル入力ポート
４０第１の低雑音増幅器
４２ＷＣＤＭＡ受信出力ポート
４４ＷＣＤＭＡ受信信号
４６第１のモデル受信ポート
４８第２のＧＰＩＯポート
５０ＷＣＤＭＡ受信イネーブル信号
５２ＷＣＤＭＡ受信イネーブル入力ポート
５４デュープレクサ
５６第１のポート
５８第２のポート
６０第３のポート
６２第２のモデルの送信ポート
６４第２のモデルの受信ポート
６６ＷＬＡＮ送信信号
６８送信入力ポート
７０第２の電力増幅器
７２別のＧＰＩＯポート
７４ＷＬＡＮ送信イネーブル信号
７６ＷＬＡＮ送信イネーブル入力ポート
７８第２の低雑音増幅器
８０ＷＬＡＮ受信出力ポート
８２ＷＬＡＮ信号
８４ＷＬＡＮ受信イネーブル信号
８６ＧＰＩＯ出力
８８ＷＬＡＮ受信イネーブル入力ポート
９０単一極、２投入ＲＦスイッチ
９２第１のポート
９４第２のポート
９６第３のポート
９８、９８ａ共存フィルタ
９９、１００、１０２プロット
１０４一致する領域
１０６ＷＣＤＭＡ受信バンド
１０８プロット
１１０電力増幅器アーキテクチャ
１１２入力
１１４出力
１１６トランジスタ
１１６ａ第１の端子
１１６ｂ第２の端子
１１６ｃ第３の端子
１１８入力整合セグメント
１２０出力整合セグメント
１２２インダクタンス
１２６補償回路
１２８接合
１３０マーカ
１３２マーカ
１３４不安定周波数領域
１３６第１のポート
１３８第２のポート
１４０並列共振回路
１４２回路例
１５０第１のプロット
１５２第２のプロット
１５４第３のプロット
１５６第４のプロット
１６０第２の回路例
１６２理想的な結合器
１６４理想的な移相器
１６６コレクタ〜エミッタ電圧のプロット
１６８コレクタ〜ベース電圧のプロット
１７０最大入力電力１８ｄＢｍのときのプロット
１７２入力信号１８ｄＢｍの場合のプロット
１７４入力電力１６ｄＢｍの場合のプロット
１７６１ｄＢ利得圧縮の出力電力のプロット
１７７小信号利得のプロット
１７８第１のプロット
１８０第２のプロット
１８２第３のプロット
１８４第４のプロット
１８６第１のプロット
１８８第２のプロット
１９０第３のプロット
１９２第４のプロット
１９４第１のプロット
１９６第２のプロット
１９８第３のプロット
２００第４のプロット
２０２第１のプロット
２０４第２のプロット
２０６第３のプロット
２０８第４のプロット

Claims

入力ポートと出力ポートとを含み、トランシーバをアンテナに接続するための、動作周波数を有する電力増幅器アーキテクチャであって、
前記入力ポートに接続された入力整合セグメントと、
前記出力ポートに接続された出力整合セグメントと、
阻止周波数の範囲を有する少なくとも１つのフィルタと、
前記入力整合セグメントに接続された第１の端子と、前記出力整合セグメントに接続された第２の端子と、第３の端子を有する少なくとも１つのトランジスタを含む増幅器セグメントであって、前記第３の端子は、この第３の端子に接続され、グラウンドに接続された接合を結ぶ第１の誘導性相互接続に近接して存在する前記フィルタに接続されている、増幅器セグメントと、
前記入力セグメントと、前記出力セグメントとに接続され、前記フィルタの不安定性を最小にしている補償器とを備えていることを特徴とする電力増幅器アーキテクチャ。
前記フィルタは、前記接合に接続された第１のフィルタキャパシタと、前記第１のフィルタキャパシタと直列に接続され、グラウンドに接続された第１のフィルタインダクタとを含むことを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記第１のフィルタインダクタは、前記第１の誘導性相互接続と平行に延びている第２の誘導性相互接続であり、第１、および第２のボンドワイヤは、互いに磁気的に結合していることを特徴とする、請求項２に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記第１の誘導性相互接続と前記第２の誘導性相互接続との磁気結合係数は、約０．４〜０．５であることを特徴とする、請求項３に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記第１のフィルタキャパシタおよび前記第１のフィルタインダクタは、動作周波数において、小さな抵抗性インピーダンスとリアクタンス性インピーダンスに相当する値を有し、阻止周波数の範囲においては、大きな抵抗性インピーダンス、およびリアクタンス性インピーダンスを有することを特徴とする、請求項２に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
動作周波数における前記抵抗性インピーダンスは、約４オームより低く、阻止周波数の範囲における前記抵抗性インピーダンスは、約１５オームより大きいことを特徴とする、請求項５に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記動作周波数における前記リアクタンス性インピーダンスは、約０オームであり、前記阻止周波数の範囲における前記誘導性リアクティブインピーダンスは、約２０オームより大きいことを特徴とする、請求項５に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記フィルタは、前記接合に接続された第２のフィルタキャパシタと、前記第２のフィルタキャパシタと直列に接続されグラウンドに接続された第２のフィルタインダクタとを含むことを特徴とする、請求項２に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記第１のフィルタインダクタ、および前記第２のフィルタインダクタは、それぞれ、第２の誘導性相互接続、および第３の誘導性相互接続であり、
前記第１の誘導性相互接続と並行に延び、前記第１、第２、および第３の誘導性相互接続は、互いに磁気的に結合していることを特徴とする、請求項８に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記第１の誘導性相互接続と前記第２の誘導性相互接続との間の第１の磁気結合係数、および前記第１の誘導性相互接前記続と前記第３の誘導性相互接続との間の第２の磁気結合係数は、約０．４〜０．５であり、前記第２の誘導性相互接続と前記第３の誘導性相互接続との間の第３の磁気結合係数は、約０．２〜０．３であることを特徴とする、請求項９に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記フィルタは、前記第３の端子に接続された第２のフィルタキャパシタと、前記第２のフィルタキャパシタと直列に接続され、グラウンドに接続された第２のフィルタインダクタと、前記第３の端子と前記接合との間に接続された第３のフィルタインダクタとを含むことを特徴とする、請求項２に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記第１のフィルタインダクタ、および前記第２のフィルタインダクタは、それぞれ、第２の誘導性相互接続、第３の誘導性相互接続であり、前記第１の誘導性相互接続と並行に延び、前記第１、第２、および第３の誘導性相互接続は、互いに磁気的に結合している
ことを特徴とする、請求項１１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記増幅器セグメントは、多段に接続された複数のトランジスタを含み、２つ以上のトランジスタは、それぞれのフィルタに接続されていることを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記補償器は、
第１の補償器キャパシタおよび補償器インダクタとからなる並列共振回路と、
前記並列共振回路と直列に接続された第２の補償器キャパシタとを含み、
前記並列共振回路は、前記動作周波数に大体等しい共振周波数によって定められている
ことを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記補償器は、特定の信号周波数における阻止特性に影響を与えるようになっていることを特徴とする、請求項１４に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記第１の誘導性相互接続は、ボンドワイヤであることを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記第１の誘導性相互接続は、オンダイ（ｏｎ−ｄｉｅ）プリントインダクタである
ことを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記トランジスタは、バイポーラ型であり、前記第１の端子は、ベース端子であり、前記第２の端子は、コレクタ端子であり、前記第３の端子は、エミッタ端子であることを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記トランジスタは、電界効果型であり、前記第１の端子は、ゲート端子であり、前記第２の端子は、ソース端子であり、前記第３の端子は、ドレイン端子であることを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
少なくとも１つのトランジスタは、金属酸化物半導体電界効果型、バイポーラ接合型、ヘテロ接合バイポーラ型、金属半導体電界効果型、および高電子移動度型から構成されたグループから選定された半導体構造に作製されていることを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
トランシーバをアンテナに接続するための無線周波数（ＲＦ）フロントエンドアーキテクチャであって、
前記トランシーバの出力線に接続可能な送信入力ポートと、
前記トランシーバの入力線に接続可能な受信出力ポートと、
前記送信入力ポートに接続され、入力整合セグメントと、出力整合セグメントと、増幅器セグメントを含み、前記出力整合セグメントに接続され、動作周波数を有する、電力増幅器と、
前記増幅器セグメントのエミッタ側に接続され、阻止周波数の範囲を有するフィルタと、
前記電力増幅器の前記出力整合セグメントと前記入力整合セグメントとに接続され、前記エミッタ側のフィルタの不安定効果を最小にしている補償器と、
前記受信出力ポートに接続された低雑音増幅器と、
前記アンテナに接続された第１のポートと、前記低雑音増幅器に接続された第２のポートと、前記電力増幅器に接続された第３のポートとを有するスイッチとを備え、
前記低雑音増幅器と前記第２のポートとは、前記スイッチによって、前記アンテナに選択的に接続可能であることを特徴とするＲＦフロントエンドアーキテクチャ
前記フィルタは、
動作周波数において、小さい抵抗性インピーダンスおよび小さいリアクタンス性インピーダンスと、阻止周波数の範囲において、大きい抵抗性インピーダンスおよび大きいリアクタンス性インピーダンスとの値に対応する値を有する構成要素を含むことを特徴とする、請求項２１に記載のＲＦフロントエンドアーキテクチャ。
前記動作周波数において、前記抵抗性インピーダンスは、約４オームより小さく、阻止周波数の前記範囲においては、前記抵抗性インピーダンスは、約１５オームより大きい
ことを特徴とする、請求項２１に記載のＲＦフロントエンドアーキテクチャ。
前記動作周波数における前記リアクタンス性インピーダンスは、約０オームであり、阻止周波数の前記範囲においては、約前記誘導性リアクティブインピーダンスは、約２０オームより大きいことを特徴とする、請求項２１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記補償器は、前記動作周波数に大体等しい共振周波数によって定義される並列共振回路を含むことを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
前記補償器は、特定の信号周波数のところで、阻止特性に影響することを特徴とする、請求項１に記載の電力増幅器アーキテクチャ。
第１の周波数バンドで動作する第１のトランシーバを第１のアンテナに接続し、第２の周波数バンドで動作する第２のトランシーバを第２のアンテナに接続するための無線周波数（ＲＦ）フロントエンド回路であって、
前記第１のトランシーバからの送信線に接続可能な第１の電力増幅器と、
前記第１のトランシーバからの受信線に接続可能な第１の低雑音増幅器と、
前記第２のトランシーバからの送信線に接続可能な第２の電力増幅器と、
前記第２のトランシーバからの受信線に接続可能な第２の低雑音増幅器と、
前記第２のトランシーバからの送信線と前記第２の電力増幅器を含む前記第２のアンテナとの間の相互接続によって定義される送信チェーンの中の共存フィルタとを備え、
前記共存フィルタは、受信を行う前記第１の周波数バンドと周波数が重複する前記第２の周波数バンドの送信信号の一部を阻止するＲＦフロントエンド回路において、
前記第１の電力増幅器、および前記第１の低雑音増幅器は、前記第１のアンテナに接続可能であり、前記第２の電力増幅器、および前記第２の低雑音増幅器は、前記第２のアンテナに選択的に接続可能であり、前記共存フィルタは、前記第２の電力増幅器、および前記第２の低雑音増幅器と共に、ダイの上（Ｑｏｎ−ｄｉｅ）に製作されていることを特徴とするＲＦフンロトエンドエンド回路。
前記第１の電力増幅器の出力に接続された第１のポートと、前記第１の低雑音増幅器の入力に接続された第２のポートと、前記第１のアンテナに接続された第３のポートとを有するデュープレクサを備え、前記デュープレクサは、前記第１の電力増幅器と前記第１の低雑音増幅器とを、前記第１のアンテナに接続していることを特徴とする、請求項２７に記載のＲＦフロントエンド回路。
前記第２の電力増幅器の出力に接続された第１のポートと、前記第２の低雑音増幅器の入力に接続された第２のポートと、前記第２のアンテナに接続可能な第３のポートとを有するスイッチを備え、前記スイッチは、前記第２の電力増幅器と、前記第２の低雑音増幅器とを、前記第２のアンテナに、選択的に接続していることを特徴とする、請求項２７に記載のＲＦフロントエンド回路。
前記第１の周波数バンドは、広帯域符号分割多元接続（ＷＣＤＭＡ）移動通信モデルに対応していることを特徴とする、請求項２７に記載のＲＦフロントエンド回路。
前記第１の周波数バンドの範囲は、約２．１１〜２．１７ＧＨｚにわたり、前記第１の電力増幅器および第１の低雑音増幅器は、前記範囲に同調されていることを特徴とする、請求項２７に記載のＲＦフロントエンド回路。
前記第２の周波数バンドは、無線ローカルエリアネットワーク（ＷＬＡＮ）データネットワークモデルに対応していることを特徴とする、請求項２７に記載のＲＦフロントエンド回路。
前記第２の周波数バンドの範囲は、約２．４〜２．５ＧＨｚにわたり、前記第２の電力増幅器および第２の低雑音増幅器は、前記範囲に同調されていることを特徴とする、請求項２７に記載のＲＦフロントエンド回路。
前記第１の電力増幅器と、前記第２の電力増幅器と、前記第１の低雑音増幅器と、前記第２の低雑音増幅器と、前記共存フィルタとは、金属酸化物半導体電界効果型、バイポーラ接合型、ヘテロ接合バイポーラ型、金属半導体電界効果型、および高電子移動度型からなるグループから選択された半導体構造として作製されていることを特徴とする、請求項２７に記載のＲＦフロントエンド回路。