JPH09121130A

JPH09121130A - 高周波用電子回路

Info

Publication number: JPH09121130A
Application number: JP27854995A
Authority: JP
Inventors: Toshio Maki; 敏夫槙
Original assignee: SPC Electronics Corp
Current assignee: SPC Electronics Corp
Priority date: 1995-10-26
Filing date: 1995-10-26
Publication date: 1997-05-06
Anticipated expiration: 2015-10-26
Also published as: JP3442208B2

Abstract

(57)【要約】【課題】所要の信号周波数帯域について従来と同様の
増幅機能を維持しつつ、イメージ周波数のみを抑圧する
ＦＥＴ増幅器を提供する。【解決手段】ゲートＧに注入されたＲＦ信号を増幅し
てドレインＤへ出力するＦＥＴ１５を有し、このＦＥＴ
１５のドレインＤからゲートＧへ高周波信号成分が帰還
する周波数帯域で使用されるＦＥＴ増幅器において、Ｆ
ＥＴ１５のゲート−ドレイン間に帰還調整回路１６を接
続し、該帰還調整回路１６を含むゲート−ドレイン間の
合成インピーダンスを、所要の信号周波数帯域について
は高周波信号成分を中和するとともにイメージ周波数帯
域についてはゲートＧへの入力信号を抑圧する高周波信
号成分を帰還させる値とする。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【発明の属する技術分野】本発明は、マイクロ波帯やミ
リ波帯で使用される高周波用電子回路に関し、特に、電
界効果トランジスタ（ＦＥＴ）を含んで成る高周波用電
子回路におけるイメージ周波数の抑圧技術に関する。

【０００２】

【従来の技術】ＦＥＴを含む高周波用電子回路の用途例
として高周波受信回路が挙げられる。この高周波受信回
路に望まれる一般的な機能は、所要の信号成分を含む微
弱な高周波入力信号（ＲＦ信号）をできるだけ低雑音で
増幅するとともに、この信号成分を復調するために、所
定の中間周波信号（ＩＦ信号）に確実に周波数変換する
ことである。この場合、周波数変換部（ミクサ）で発生
するイメージ周波数と同一周波数の外来波、すなわち雑
音成分がミクサに注入されると、ＩＦ信号にこの雑音成
分が相加されて復調後の信号成分の品質が劣化する。そ
のため、従来は、イメージ阻止フィルタをミクサの前段
に配置してイメージ周波数を抑圧しているのが通常であ
る。

【０００３】図６は、従来の高周波受信回路の一般的な
構成図であり、ＲＦ入力端子１に入力されたＲＦ信号
は、低雑音増幅器１０で増幅され、イメージ阻止フィル
タ２０でイメージ周波数が十分減衰された後、ミクサ３
０に入力される。ミクサ３０は、上記イメージ阻止フィ
ルタ２０の出力を、ローカル波入力端子３より入力され
る所定のローカル波（ＲＦ信号との差がＩＦ周波数とな
る局部発振波）と混合してＩＦ信号に変換し、これを出
力端子２より外部に出力する。

【０００４】上記低雑音増幅器１０として、ＦＥＴを用
いた場合の構成例を図７に示す。図示の構成において、
ＲＦ入力端子１１から送られるＲＦ信号は、入力整合回
路１３により整合がとられ、ソース接地されたＦＥＴ１
５のゲートＧに注入され、ドレインＤから所定の利得を
得て出力された後、出力整合回路１４で整合がとられて
出力端子１２よりミクサ側に出力される。なお、ＦＥＴ
増幅器の場合、バイアス回路が必要となるが、これは入
力整合回路１３と出力整合回路１４に含まれるので、こ
こでは説明を省略している。

【０００５】イメージ阻止フィルタ２０は、ＩＦ信号の
選定により周波数応答特性が決定され、平面回路フィル
タ，導波管フィルタ，ＳＡＷ（弾性表面波）フィルタな
どの選択がなされる。ＳＡＷフィルタは、周波数特性が
急峻なので、帯域フィルタとしてはより好ましいが、他
の種類のフィルタに比べて損失が大きいという欠点があ
る。

【０００６】図８は、上記ミクサ３０として、ＦＥＴを
用いてゲート注入形ミクサとしたＦＥＴミクサの一般的
な構成を示す図である。図８を参照すると、イメージ抑
制フィルタ２０を経てＲＦ入力端子３１より入力された
ＲＦ信号は、合波回路３３でローカル波入力端子３から
入力されたローカル波と合波され、入力整合回路３４で
整合がとられてＦＥＴ３６のゲートＧに注入される。Ｆ
ＥＴ３６は、そのソースＳが接地されており、トランス
コンダクタンスｇｍの非線形性によりＩＦ信号を生成し
て、これをドレインＤから出力する。このＩＦ信号は、
出力整合回路３５を経て出力端子３２に出力される。

【０００７】

【発明が解決しようとする課題】上述した従来のＦＥＴ
増幅器やＦＥＴミクサの設計は、いずれも入力されるＲ
Ｆ信号に対する整合に重点がおかれており、イメージ周
波数の抑圧性能は、もっぱらイメージ阻止フィルタ２０
の減衰特性に支配されている。このため、ＩＦ信号を低
い値に選んだ場合、イメージ阻止フィルタ２０による抑
圧量を十分に確保するために狭帯域のフィルタを多段接
続したり、場合によってはＳＡＷフィルタを採用しなけ
ればならなかった。しかし、そうすると、フィルタの挿
入損失の増大による利得低下を招くほか、実装性、コス
ト、特性ばらつきの調整等の点で不利となり、さらに高
周波受信回路全体の寸法が大型化するという問題があっ
た。

【０００８】本発明の課題は、上記従来の問題点に鑑
み、信号成分の周波数（以下、信号周波数）帯域につい
ては従来と同様の機能を維持しつつ、イメージ周波数帯
域については十分なイメージ抑圧量を確保し得る構成の
高周波用電子回路を提供することにある。

【０００９】

【課題を解決するための手段】本発明は、ＦＥＴ増幅器
としての用途に適した第１の高周波用電子回路を提供す
る。この高周波用電子回路は、入力端より注入されたＲ
Ｆ信号を所定利得で増幅して出力端へ出力するＦＥＴを
有し、このＦＥＴの出力端から入力端へ高周波信号成分
が帰還する周波数帯域で使用される高周波用電子回路で
あって、前記ＦＥＴの入出力端間に帰還調整回路を接続
したものである。そして、該帰還調整回路を含む前記入
出力端間の合成インピーダンスを、所要の信号周波数帯
域については前記高周波信号成分を中和するとともにイ
メージ周波数帯域については前記ＲＦ信号を抑圧する高
周波信号成分を帰還させる値としたものである。

【００１０】まず、このように構成される高周波用電子
回路の動作を、ＦＥＴと帰還調整回路の相互作用を中心
に説明する。図４は、一般的なＦＥＴの等価回路と帰還
調整回路との接続例を示す図であり、便宜上、本発明の
動作を説明するため必要最低限の要素のみが示されてい
る。図中、ゲートＧ−ドレインＤ間のキャパシタＣgd
は、ＦＥＴの動作時に、その出力端（ドレイン側）から
入力端（ゲート側）へ高周波信号成分の一部を帰還させ
る。この場合のキャパシタＣgdと利得（増幅器の無条件
安定時：安定係数≧１）に入出力のインピーダンス整合
を同時にとったときの電力利得として定義される最大有
能電力利得）との関係は図９の特性図に示すとおりであ
り、キャパシタＣgdが小さくなるほど最大有能電力利得
が大きくなる。

【００１１】そこで、本発明では、このキャパシタＣgd
と並列に、すなわちＦＥＴの入出力端間に、インダクタ
ＬおよびキャパシタＣ1，Ｃ2から成る帰還調整回路を付
加し、所要の信号周波数帯域においては帰還する上記高
周波信号成分を中和させる。ここで高周波信号成分の中
和とは、キャパシタＣgdと帰還調整回路との合成インピ
ーダンスをＦＥＴの入力端からみて無限大にして高周波
信号成分の帰還を止めることをいう。この場合の合成イ
ンピーダンスＺを(1)式に示し、合成インピーダンスＺ
が信号周波数帯域で無限大になるための周波数ｆ_RF（＝
ω／２π）を(2)式に示す。

【００１２】

【数１】

【００１３】この(2)式に示す条件が満たされたとき、
キャパシタＣgdはＦＥＴにとってあたかも存在しないの
と同等になり、図９に示すように、最大有能電力利得は
最大となる。したがって、入出力端の整合を十分にとれ
ば、ＦＥＴ増幅器の電力利得として最大有能電力利得に
限りなく近い値が得られる。

【００１４】次に、上記帰還調整回路によりイメージ周
波数帯域でのＦＥＴへの入力信号（ＲＦ信号）を抑圧す
る原理を図５を参照して説明する。図５において、Ｚは
上記帰還調整回路のインピーダンスである。いま、入力
信号であるＶexpーjωtがＦＥＴのゲートＧに入力される
と、この入力信号がＦＥＴで増幅されてドレインＤに出
力されるが、帰還調整回路のインピーダンスとキャパシ
タＣgdとの合成インピーダンスにより決定される高周波
信号成分βexp-jφがゲートＧに帰還される。このとき
の合計の入力信号Ｖg(t)は、(3)式のようになる。

【００１５】

【数２】

【００１６】イメージ周波数を抑圧するということは、
上記入力信号Ｖg(t)をイメージ周波数帯域のときに限り
なくゼロ値にすることであり、その条件は、最初の入力
信号と帰還される高周波信号成分とが同振幅且つ逆位相
で合成される場合である。すなわち下記(4)式および(5)
式が成立する場合である。

【００１７】

【数３】Ｖ＝β ・・・(4) φ＝ωｔ＋(2n+1)π・・・(5) 但し、ｎは整数であり、また、(5)式の条件（逆位相）
を満たす素子値は(6)式により求められる。

【００１８】

【数４】ここで、ＡＮＧ［Ｓ₂₁］は、ソース接地ＦＥＴのＳパラ
メータのうち、ゲートＧからドレインＤへの透過係数の
位相角であり、ＡＮＧ［２／（２＋Ｚｎ）］は、帰還回
路の透過位相であり、Ｚnは帰還調整回路の正規化イン
ピーダンスである。

【００１９】以上の(1)(2)(4)(5)(6)式の条件を同時に
満たす素子値により帰還調整回路を実現することで、所
要の信号周波数帯域については減衰なくＦＥＴに入力さ
れ、イメージ周波数帯域については抑圧されてＦＥＴに
入力される。

【００２０】なお、ＦＥＴの入力端に、ＲＦ信号を入力
とする直列共振回路の出力端と、一端が接地線に接続さ
れた並列共振回路の他端とを接続するとともに、前記直
列共振回路および並列共振回路を、各々所要の信号周波
数帯域で共振する回路素子を含んで構成することによ
り、該信号周波数帯域におけるＦＥＴの負性抵抗に起因
する発振防止が図れ、増幅作用が安定になる。

【００２１】本発明は、また、ＦＥＴミクサとしての用
途に適した第２の高周波電子回路を提供する。この電子
回路は、入力端より注入された高周波信号（増幅された
ＲＦ信号）とローカル波との混合波を所定のＩＦ信号に
変換して出力端へ出力するＦＥＴを有し、このＦＥＴの
出力端から入力端へ高周波信号成分が帰還する周波数帯
域で使用される高周波用電子回路であって、前記ＦＥＴ
の入出力端間に帰還調整回路を接続したものである。そ
して、該帰還調整回路を含む前記入出力端間の合成イン
ピーダンスを、所要の信号周波数帯域については前記高
周波信号成分を中和するとともに該信号周波数のイメー
ジ周波数帯域については前記混合波を抑圧する高周波信
号成分を帰還させる値としたものである。

【００２２】この高周波用電子回路をＦＥＴミクサとし
て用いた場合、高周波信号に対してはＦＥＴ増幅器とし
て動作するため、帰還調整回路の作用については、基本
的には上述の第１の高周波用電子回路の場合と同様とな
り、イメージ周波数の抑圧がなされる。

【００２３】さらに、本発明は、簡易構成の高周波受信
回路として用いることができる第３の高周波電子回路を
提供する。この電子回路は、入力端に注入されたＲＦ信
号を増幅して出力端へ出力する第１ＦＥＴと、入力端よ
り注入された高周波信号（増幅されたＲＦ信号）とロー
カル波との混合波を所定のＩＦ信号に変換して出力端へ
出力する第２ＦＥＴと、前記第１ＦＥＴの出力端と前記
第２ＦＥＴの入力端との間に位置して前記第１ＦＥＴで
増幅されたＲＦ信号からイメージ周波数成分を抑圧する
イメージ抑圧フィルタと、を有し、各ＦＥＴの出力端か
ら入力端へ各々高周波信号成分が帰還する周波数帯域で
使用される従来の高周波用電子回路において、前記イメ
ージ抑圧フィルタに代えて、前記第１ＦＥＴと第２ＦＥ
Ｔの少なくとも一方の入出力端間に帰還調整回路を接続
し、該帰還調整回路を含む前記入出力端間の合成インピ
ーダンスを、所要の信号周波数帯域については前記高周
波信号成分を中和するとともに該信号周波数のイメージ
周波数帯域については前記入力端に注入される信号を抑
圧する高周波信号成分を帰還させる値としたことを特徴
とする。

【００２４】この構成の場合、第１ＦＥＴをＦＥＴ増幅
器、第２ＦＥＴをＦＥＴミクサとして動作させることに
なるのが一般的であるが、これらＦＥＴの少なくとも一
方、好ましくは両方の入出力端間に上記帰還調整回路を
接続することで、イメージ周波数が効果的に抑制される
ので、従来のようにイメージ阻止フィルタを設ける必要
がなくなり、回路規模の縮小化と低損失化とを同時に実
現することができる。

【００２５】なお、第１ＦＥＴの入力端に、ＲＦ信号を
入力とする直列共振回路の出力端と、一端が接地線に接
続された並列共振回路の他端とを接続するとともに、前
記直列共振回路および並列共振回路を、各々ＲＦ信号に
おける所要の信号周波数帯域で共振する回路素子を含ん
で構成することにより、該信号周波数帯域における第１
ＦＥＴの負性抵抗に起因する発振防止が図れ、高周波受
信回路としての動作が安定する。

【００２６】

【発明の実施の形態】次に、第１発明の高周波用電子回
路をＦＥＴ増幅器に適用する場合の実施形態を具体的に
説明する。図１は、この実施形態によるＦＥＴ増幅器の
構成例を示す図であり、図７に示す従来品と同一の構成
部品については同一符号を付してある。

【００２７】図１を参照すると、ＲＦ入力端子１は、入
力整合回路１３、直列安定化回路１７、および並列安定
化回路１８を介してソース接地ＦＥＴ１５のゲートＧに
接続されており、ＦＥＴ１５のドレインＤは、出力整合
回路１４を介して出力端子２に接続されている。ＦＥＴ
１５のゲート−ドレイン間には帰還調整回路１６が接続
されている。この帰還調整回路１６は、例えばインダク
タＬおよびキャパシタＣ1の並列回路とキャパシタＣ2と
の直列回路から構成される。なお、ＦＥＴ１５の動作に
必要なゲートバイアス回路とドレインバイアス回路につ
いては、入力整合回路１３と出力整合回路１４内に含ま
れている。

【００２８】このような構成のＦＥＴ増幅器は、帰還調
整回路１６の未接続時には前述のようにゲート−ドレイ
ン間にキャパシタＣgdが寄生して高周波信号成分の一部
が帰還する。そこで、帰還調整回路１６を付加してゲー
ト−ドレイン間の合成インピーダンスを調整することに
より、信号周波数帯域については従来通りの増幅利得を
保持しつつ、イメージ周波数を効果的に抑圧するように
したものである。このときの帰還調整回路１６を構成す
るインダクタＬ，キャパシタＣ1，Ｃ2の値は、例えばソ
ース接地ＦＥＴのＳパラメータのうち、Ｓ₁₂が信号周波
数成分で最小、且つＳ₂₁がイメージ周波数で最小となる
ように決定する。条件付安定でＦＥＴ増幅器を動作させ
る場合は、このあと入出力整合回路１３，１４を利得と
雑音指数の要求性能を満たす条件で決定すればよいが、
この実施形態では、図１から明らかなように、無条件安
定のＦＥＴ増幅器の構成例を示しているので、安定化回
路について説明する。

【００２９】安定化回路は、図１に示すとおり、ＦＥＴ
１５のゲートＧと入力整合回路１３との間に挿入接続さ
れた直列安定化回路１７と、ＦＥＴ１５のゲートＧと接
地線との間に接続された並列安定化回路１８とで構成さ
れる。直列安定化回路１７は、信号周波数で直列共振す
るキャパシタＣ3およびインダクタＬ3の直列共振回路
と、この直列共振回路と並列の直列安定化抵抗Ｒ3とで
構成されており、直列安定化抵抗Ｒ3は、信号周波数以
外の周波数成分に対して効果を発揮する。一方、並列安
定回路は、信号周波数で共振するキャパシタＣ4および
インダクタＬ4の並列共振回路と、この並列共振回路と
ゲートＧとの間に挿入接続された並列安定化抵抗Ｒ4と
で構成されており、並列安定化抵抗Ｒ4は、信号周波数
以外の周波数に対して効果を発揮する。このような構成
の安定化回路をＦＥＴ１５の入力段に設けることによ
り、信号周波数帯域での負性抵抗に起因する発振を防止
することができ、増幅作用を安定化させることができ
る。なお、入力整合回路１３は、直列安定化回路１７と
並列安定化回路１８および帰還調整回路１６の影響を含
めて最適な素子値を決定する必要がある。

【００３０】図３（ａ）（ｂ）（ｃ）は、信号周波数帯
域を２ＧＨｚ帯とするＦＥＴ増幅器のＳ₂₁パラメータ、
Ｓ₁₂パラメータ、および安定係数と周波数との関係図で
あり、図１の構成において、直列安定化回路１７のキャ
パシタＣ3を７．１２ｐＦ、インダクタＬ3を１ｎＨ、イ
ンダクタＬ3の抵抗分を２Ω、直列安定化抵抗Ｒ3を２０
Ω、並列安定化回路のキャパシタＣ4を１．７８ｐＦ、
インダクタＬ4を４ｎＨ、その抵抗分を３Ω、直列安定
化抵抗Ｒ4を１００Ω、帰還調整回路のキャパシタＣ1を
０．５８ｐＦ、Ｃ2を０．９ｐＦ、インダクタＬを１０
ｎＨ、その抵抗分を９Ωとした場合の計算例を示すもの
である。

【００３１】各回路素子を上記値にすることにより、Ｓ
₁₂が信号周波数（ＲＦ）である２ＧＨｚ帯で最小、且つ
Ｓ₂₁がイメージ周波数帯域で最小となり、所期の目的を
達成することができる。また、安定係数も全ての帯域
で”１”以上となり、負性抵抗による発振は防止され
る。

【００３２】図２は、第２発明の高周波用電子回路をＦ
ＥＴミクサに適用した場合の構成例を示す図であり、図
８に示した従来品と同一構成要素については同一符号を
付してある。ここではゲート注入形ミクサの例を示して
いるが、ドレイン注入形ミクサでも本発明の高周波用電
子回路は、ほぼ同様に適用することができる。

【００３３】図２において、ＲＦ入力端子３１より入力
されたＲＦ信号は、合波回路３３でローカル波入力端子
３から入力されたローカル波と合波され、入力整合回路
３４で整合がとられてＦＥＴ３６のゲートＧに注入され
る。ＦＥＴ３６は、トランスコンダクタンスｇｍの非線
形性によりＩＦ信号を生成して、これをドレインＤから
出力する。その際、ゲート−ドレイン間にキャパシタＣ
gdが寄生して高周波信号成分の帰還が問題になるが、帰
還調整回路１６を付加してゲート−ドレイン間の合成イ
ンピーダンスを調整することにより、信号周波数帯域に
ついては従来通りの利得を保持しつつ、イメージ周波数
を効果的に抑圧する。このときの帰還調整回路１６を構
成するインダクタＬ，キャパシタＣ1，Ｃ2の決定手法
は、上述のＦＥＴ増幅器の場合と同様である。ＦＥＴ３
６のドレインＤより得られるＩＦ信号は、出力整合回路
３５を経て出力端子３２に出力される。

【００３４】このように、本発明の高周波用電子回路を
ＦＥＴ増幅器として使用する場合であっても、あるいは
ＦＥＴミクサとして使用する場合であっても、ＦＥＴに
入力されるイメージ周波数が確実に抑圧されるので、そ
れぞれ増幅器あるいはミクサとしての本来の機能のほか
に、イメージ阻止フィルタとしての機能をも併有するこ
とができ、簡易な高周波受信回路を構成する上で好適と
なる。

【００３５】例えば、Ｌ帯携帯電話の高周波受信回路の
ように、急峻な周波数特性を要する用途においては、従
来、高価で挿入損失の大きいＳＡＷフィルタをイメージ
抑制フィルタを使用し、イメージ周波数帯域において約
４０ｄＢ程度の抑圧量を確保しているのが通常である
が、本実施形態のＦＥＴ増幅器とＦＥＴミクサを縦続
し、それぞれイメージ周波数帯域で２０ｄＢのイメージ
抑圧量が得られるようにすれば、それだけで合計４０ｄ
Ｂのイメージ抑圧量が得られるのでイメージ阻止フィル
タそのものが不要となり、回路規模の縮小、コストダウ
ン、および回路部品の削減に伴う電気性能改善等が期待
される。他の用途の高周波受信回路の場合においても、
例外なくイメージ周波数が抑圧されるので、従来のイメ
ージ阻止フィルタをより簡便なフィルタ、例えばマイク
ロストリップ線路のフィルタに置き換えることが可能と
なり、コスト面、実装性、および電気性能の面で従来技
術を大きく改善することができる。

【００３６】

【発明の効果】以上の説明から明らかなように、第１発
明の高周波用電子回路によれば、所要の信号周波数帯域
については従来と同様の増幅機能が維持されるととも
に、イメージ周波数帯域に対しては十分なイメージ抑圧
量が確保される効果がある。また、第２発明の高周波用
電子回路によれば、所要の信号周波数帯域については従
来と同様のミクサ機能が維持されるとともに、イメージ
周波数帯域に対しては十分なイメージ抑圧量が確保され
る効果がある。したがって、これらの回路を含んで構成
される第３発明の高周波用電子回路を、従来の高周波受
信回路と同様の用途に適用することにより、回路規模の
縮小、コストダウン、部品点数の削減に伴う電気性能改
善等が可能になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の高周波用電子回路をＦＥＴ増幅器に適
用した場合の構成図。

【図２】本発明の高周波用電子回路をＦＥＴミクサに適
用した場合の構成図。

【図３】本実施形態における、２ＧＨｚ帯でのＳパラメ
ータと安定係数の計算図。

【図４】本発明によるＦＥＴの等価回路と帰還調整回路
との接続状態を示す図。

【図５】本発明によりイメージ周波数を抑圧するための
原理を示す説明図。

【図６】従来の一般的な高周波受信回路の構成図。

【図７】従来の低雑音増幅器としてＦＥＴ増幅器を用い
た場合の構成図。

【図８】従来のミクサとしてＦＥＴを用いた場合の構成
図。

【図９】一般的なＦＥＴの最大有能電力利得と帰還素子
であるキャパシタＣgdとの関係を示す図。

【符号の説明】

１ＲＦ入力端子２出力端子３ローカル波入力端子１１ＦＥＴ増幅器のＲＦ入力端子１２ＦＥＴ増幅器の出力端子３１ＦＥＴミクサのＲＦ入力端子３２ＦＥＴミクサの出力端子３３合波回路１３，３４入力整合回路１４，３５出力整合回路１５，３６ＦＥＴ１６帰還調整回路１７直列安定化回路１８並列安定化回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】入力端より注入された高周波入力信号を
所定利得で増幅して出力端へ出力する電界効果トランジ
スタを有し、この電界効果トランジスタの出力端から入
力端へ高周波信号成分が帰還する周波数帯域で使用され
る高周波用電子回路において、前記電界効果トランジスタの入出力端間に帰還調整回路
を接続し、該帰還調整回路を含む前記入出力端間の合成
インピーダンスを、所要の信号周波数帯域については前
記高周波信号成分を中和するとともにイメージ周波数帯
域については前記高周波入力信号を抑圧する高周波信号
成分を帰還させる値としたことを特徴とする高周波用電
子回路。
【請求項２】前記電界効果トランジスタの入力端に、
前記高周波入力信号を入力とする直列共振回路の出力端
と、一端が接地線に接続された並列共振回路の他端とを
接続するとともに、前記直列共振回路および並列共振回
路を、各々前記高周波入力信号における所要の信号周波
数帯域で共振する回路素子を含んで構成したことを特徴
とする請求項１記載の高周波用電子回路。
【請求項３】入力端より注入された高周波信号とロー
カル波との混合波を所定の中間周波信号に変換して出力
端へ出力する電界効果トランジスタを有し、この電界効
果トランジスタの出力端から入力端へ高周波信号成分が
帰還する周波数帯域で使用される高周波用電子回路にお
いて、前記電界効果トランジスタの入出力端間に帰還調整回路
を接続し、該帰還調整回路を含む前記入出力端間の合成
インピーダンスを、所要の信号周波数帯域については前
記高周波信号成分を中和するとともにイメージ周波数帯
域については前記混合波を抑圧する高周波信号成分を帰
還させる値としたことを特徴とする高周波用電子回路。
【請求項４】入力端に注入された高周波入力信号を増
幅して出力端へ出力する第１の電界効果トランジスタ
と、入力端より注入された高周波信号とローカル波との混合
波を所定の中間周波信号に変換して出力端へ出力する第
２の電界効果トランジスタと、前記第１の電界効果トランジスタの出力端と前記第２の
電界効果トランジスタの入力端との間に位置して前記第
１の電界効果トランジスタで増幅された高周波入力信号
からイメージ周波数成分を抑圧するイメージ抑圧フィル
タと、を有し、各電界効果トランジスタの出力端から入
力端へ各々高周波信号成分が帰還する周波数帯域で使用
される高周波用電子回路において、前記イメージ抑圧フィルタに代えて前記第１の電界効果
トランジスタと第２の電界トランジスタの少なくとも一
方の入出力端間に帰還調整回路を接続し、該帰還調整回
路を含む前記入出力端間の合成インピーダンスを、所要
の信号周波数帯域については前記高周波信号成分を中和
するとともにイメージ周波数帯域については前記入力端
に注入される信号を抑圧する高周波信号成分を帰還させ
る値としたことを特徴とする高周波用電子回路。
【請求項５】前記第１の電界効果トランジスタの入力
端に、前記高周波入力信号を入力とする直列共振回路の
出力端と、一端が接地線に接続された並列共振回路の他
端とを接続するとともに、前記直列共振回路および並列
共振回路を、各々前記高周波入力信号における所要の信
号周波数帯域で共振する回路素子を含んで構成したこと
を特徴とする請求項４記載の高周波用電子回路。