CH681123A5 - - Google Patents

Description

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CH 681 123 A5

Beschreibung

Die vorliegende Erfindung betrifft Wechselstromantriebe und bezieht sich auf ein Verfahren zur Steuerung eines Asynchronmotors und einen Elektroantrieb zur Durchführung dieses Verfahrens.

Die Erfindung kann mit grösstem Erfolg in der Robotertechnik sowie in flexiblen Fertigungssystemen zur Drehmomentsteuerung, Geschwindigkeitsregelung und Ausführung von Bewegungen der Arbeitsorgane von Industrierobotern, NC-Werkzeugmaschinen, welche mit Asynchron-Kurzschlussläufermoto-ren ausgestattet sind, darunter auch für robotertechnische Montage- und Schweissanlagen verwendet werden.

In den Systemen zur automatischen Winkelgeschwindigkeits- und Lageregelung des Rotors eines Dreiphasen-Asychronmotors sind die grössten Schwierigkeiten durch komplizierte Steuerung von Magnetfeld und Drehmoment des Asynchronmotors bedingt, wobei die physikalischen Vorgänge der Erzeugung und Änderung dieser Kennwerte mteinander im Zusammenhang stehen und durch ein und denselben Verlauf des Stator-Dreiphasenstromes und seiner Parameter-Phasenlage, Frequenz und Amplitude bestimmt werden.

Im Gegensatz zu den anderen Elektromotoren werden dabei die energetischen Eigenschaften des regelbaren Asynchronmotors als des elektromechanischen Energiewandlers nicht eindeutig durch dessen konstruktive Parameter und physikalische Eigenschaften der Aktivteile des Stators und des Läufers festgelegt, sondern hängen in bedeutendem Masse von den Prozessen der Steuerung des Magnetfeldes und Drehmomentes des Asynchronmotors ab, die durch ein Verfahren und Gesetze zur Steuerung der Parameter des Statorstromes bestimmt werden. Diese Besonderheit des Steuerungsvorganges zeigt sich darin, dass die gleichen Werte von Drehmoment, Drehzahl und mechanischer Leistung an der Welle des Asynchronmotors bei wesentlich verschiedenen Werten der Statorstromamplitude und des Magnetflusses, bei unterschiedlichem Sättigungsgrad des Magnetleiters und damit bei unterschiedlicher Umverteilung von Leistungsverlusten sowie bei verschiedenen Werten derselben und der Erwärmung in den Aktivteilen des Asynchronmotors, d.h. in den Statorwicklungen, im Statoreisenkörper und in den kurzgeschlossenen Läuferstäben, gewonnen werden können.

Im Zusammenhang damit entstehen bei der Entwicklung von Verfahren zur Steuerung des Statorstromes des Asynchronmotors und bei deren technischer Realisierung in den Systemen zur automatischen Geschwindigkeitsregelung und in den Asynchron-Servoantrieben, die eine vorgegebene Bewegung ausführen, die Hauptschwierigkeiten bei komplexer Lösung der widersprüchlichen Aufgaben der Dynamik und Energetik des Asynchronmotors und bei Verfolgung von drei Hauptsteuerungsarten:

1. Invariante Steuerung (unabhängig von Störgrössen, darunter unabhängig vom Änderungswert und Verlauf des Lastmomentes und der Läufergeschwindigkeit), bei der das Drehmoment des Asynchronmotors, die Stärke und die Winkellage des Magnetflusses entsprechend Eingangsführungsgrössen bei einer beliebigen, darunter sprunghaften Änderung der Eingangsführungsgrösse, welche proportional dem Solldrehmoment des Asynchronmotors ist, getrennt gesteuert werden.

2. Optimale Steuerung des Statorstromes und des Magnetflusses, die in statischen Betriebsarten (bei konstanten Werten der Läufergeschwindigkeit und des Drehmomentes des Asynchronmotors) nach dem Statorstromminimum, den kleinsten Leistungsverlusten und der Mindesterwärmung in der Statorwicklungisolation, d.h. im zerstörungsanfälligsten Aktivteil des Asynchronmotors und in dynamischen Betriebsarten nach dem Maximum des Drehmomentes des Asynchronmotors bei Begrenzungen des Statorstromes und der Erwärmungstemperatur der Statorwicklungsisolation erfolgt.

3. Lineare Regelung der Läuferwinkelgeschwindigkeit und -läge, welche unabhängig vom Lastmoment entsprechend dem Wert und Verlauf einer Eingangsführungsgrösse in einem weiten Änderungsbereich der Läuferdrehzahl bis auf die Nullgeschwindigkeit, bei minimaler Regeizeit mit einer kleinsten statischen und dynamischen, auf Winkelgeschwindigkeit bzw. Winkellage bezogenen Regelabweichung bei stufenloser und sprunghafter Änderung des Lastmomentes erfolgt, wobei die Nullwinkelgeschwindigkeit unter Last und bei einer Änderung des Lastmomentes auch eine längere Zeit aufrechterhalten werden kann.

Solch eine komplexe Lösung des Problems zur Steuerung von Asynchronmotoren ist bei deren Verwendung als Stellmotoren für die Arbeitsorgane von Robotern und flexiblen Fertigungssystemen erforderlich, für die es von besonderer Wichtigkeit ist, die höchste Leistung mit einer hohen Genauigkeit der Positionierung und Wiederholung von Bewegungen unabhängig von der Last bei kleinster Masse und begrenzten Abmessungen elektromotorischer Einrichtungen oder eiektromechanischer Bausteine (ausgebildet als Gesamtheit aus einem Motor, Gebern und einem mechanischen Getriebe) zu gewährleisten.

Jedoch haben bisher die Asynchronmotoren keine Anwendung in der Robotertechnik wegen der erwähnten, bei deren Steuerung entstehenden Schwierigkeiten gefunden. Die weit bekannten wirtschaftlichen, betrieblichen, konstruktiven und technologischen Vorteile der Asynchronmotoren gegenüber den Gleichstrommotoren und Synchronmotoren sind den Nachteilen der bekannten Asynchronantriebe unterlegen, welche sich durch geringere Regelgenauigkeit für die Winkelgeschwindigkeit und Winkellage des Läufers, niedrigere Schnellwirkung, geringeres spezifisches Drehmoment je Massen- und Volumeneinheit, kleineres Verhältnis des Drehmomentes zur Stromstärke äussern.

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Bei bekannten Systemen zur wirksamsten Frequenzsteuerung von Asynchronmotoren entstehen Schwankungen des Drehmomentes des Asynchronmotors, weiche zu Pulsationen der Winkelgeschwindigkeit führen, insbesondere unter Last bei einer infraniedriger Drehzahl des Läufers, die nahe an Null ist; es treten eine Trägheit und eine Nichtlinearität bei der Änderung des Drehmomentes auf, was zur Verminderung der Schnellwirkung bei der Regelung nach der Winkelgeschwindigkeit und Winkellage des Läufers, zu einem erheblichen Uberregeln in der Winkelgeschwindigkeit und Winkellage führt, was für die Roboter unzulässig ist; dabei erhöht sich die Erwärmung des Asynchronmotors infolge hoher Werte eines in den Statorwicklungen bei fehlendem Drehmoment des Asynchronmotors fliessenden Anfangserregerstromes, was die Sicherheitsreserve nach der Erwärmung bei häufigen Positionierzyklen verringert, die installierte Leistung des Asynchronmotors vergrössert, grössere Abmessungen und Masse des Stellmotors bedingt.

Bei der Ausschaltung dieser Nachteile wird der Einsatz des Asynchronmotors in der Robotertechnik besonders zweckmässig, weil sein Preis um mindestens ein 10faches geringer als der von Gleich- und Wechselstrommotoren mit hochwirksamen Dauermagneten aus Seltenerdmetallen und die auf eine Masseneinheit entfallende spezifische Leistung bei der Hochfrequenzausführung der Drehphasen-Asyn-chronmotoren mit einer Nennfrequenz von 200 Hz und 400 Hz und einer synchronen Nenndrehzahl bis 12000 U/min um mindestens ein zweifaches höher ist. Diese Vorteile der Asynchronmotoren kommen bei Anwendung von schnellaufenden mechanischen Getrieben mit einem hohen Übersetzungsverhältnis von 200 bis 500 zum Vorschein, was den Perspektiven in der Entwicklung der Robotertechnik entspricht. Der Einsatz von präzisen weit regelbaren elektrischen Asynchronantrieben, die ohne Geber an der Welle ausgeführt sind, ist besonders zweckmässig für schnellaufende Hauptbewegungsantriebe in Metallbearbeitungsmaschinen, für hochtourige Elektrospindeln mit einer Drehzahl bis 20000 U/min sowie für Elektrodendrahtvorschubsantriebe in Schweissrobotern, automatischen und halbautomatischen Lichtbogenschweissmaschinen, in Piasmatronen, die in der flexiblen Fertigungstechnik angewandt werden.

Wenn eine hohe Genauigkeit und Stetigkeit der Bewegung bei infraniedriger Winkelgeschwindigkeit des Läufers sowie eine hohe Steifigkeit der mechanischen Charakteristiken bei sprunghaften Änderungen des Lastmomentes gesichert ist, so gilt die Anwendung des geregelten Asynchronmotors mit synchroner Nenndrehzahl von 750 bis 1000 U/min als wirtschaftlich zweckmässig auch für Stellantriebe, die für den Vorschub in NC-Werkzeugmaschinen sorgen.

Der vereinheitlichte elektrische Asynchronantrieb mit geschlossener Geschwindigkeitsregelung für Roboter und flexible Fertigungssysteme muss einen Läuferdrehzahlregelbereich von mindestens 10000 (Verhältnis der Höchstdrehzahl des Läufers zu deren Mindestwert bei Sicherung einer stetigen Bewegung, einer Linearität und Steifigkeit der mechanischen Kennlinien) aufweisen. Dabei darf keine Drift der Nullgeschwindigkeit des Läufers vorliegen. Bei einer minimalen Drehzahl von etwa 0,1 ... 1 U/min muss in diesem Fall der Drehzahlabfall bei Erhöhung des Lastmomentes bis auf das Nenndrehmoment des Motors jeweils 0,02 ... 0,2 U/min nicht überschreiten, die Pulsationsamplitude der minimalen Augenblicksdrehzahl muss geringer als 0,025 ... 0,25 U/min sein, die Wiederherstellungszeit der minimalen Drehzahl bei einem momentanen Zuwachs des Nenn-Lastmomentes muss kürzer als 0,01 s sein. Der geschwindigkeitsgeregelte elektrische Antrieb muss befähig sein, ein durch die Eingangsführungsgrösse vorgegebenes harmonisches Änderungsgesetz der Läuferdrehzahl mit einer Frequenz von mindestens 100 Hz auszuregeln, wobei durch den Läufer eine Geschwindigkeit ausgeregelt wird, die mindestens einem 0,707fachen der Amplitude der harmonischen Eingangsführungsgrösse für die Steuerung der Läufergeschwindigkeit entsprechen und die Phasennacheilung höchstens 90° betragen muss, während bei sprunghafter Änderung der Eingangsführungsgrösse zur Steuerung der Läufergeschwindigkeit das Überschwingen der tatsächlichen Läufergeschwindigkeit 10% nicht überschreiten darf. Bei dem Asynchronantrieb mit geschlossener Lageregelung für einen Roboter muss die Positionierung bei der Positionssteuerung des Roboters ohne Überschwingen mit einem Fehler sichergestellt werden, der eine Quantisierungseinheit des diskreten Lagegebers nicht übersteigt, während der dynamische Fehler bei der Bahnsteuerung des Roboters zwei diskrete Quantisierungseinheiten nicht übersteigen muss.

Hierbei müssen die erwähnten Gütekennwerte der Läufergeschwindigkeits- und -lageregelung bei Sicherung von energetischen Grenzkennwerten in bezug auf Drehmoment und Leistung an der Welle und bei Begrenzungen des Statorstromes, der Statorspannung und der Motorerwärmung erzielt werden.

Darüber hinaus ist es zweckmässig, die in der Robotertechnik und in den flexiblen Fertigungssystemen üblichen Geber zu verwenden. Bei einer in der Robotertechnik verbreitetsten Nennleistung der Stellmotoren, die zwischen 10 W und 2,2 kW liegen kann, ist der Einbau von Feldgebern, z.B. Hall-Wandlern, im Luftspalt des Asynchronmotors technologisch schwer realisierbar und aus Überlegung der Betriebszuverlässigkeit nicht zweckmässig. Im Zusammenhang damit müssen die Verfahren zur Magnetfeldsteuerung ohne direkte Messung des Magnetfeldes durchgeführt werden, was zusätzliche Schwierigkeiten bei der Steuerung bereitet.

Bekannt sind verschiedene Verfahren zur Steuerung von Asynchronmotoren, bei denen der Wert und die Frequenz des Statorstromes geändert werden. Es ist z.B. ein Verfahren zur Steuerung eines Asynchronmotors (s. z.B. die US-PS Nr. 3 824 437, Kl. HO 2P 5/40, 1974) bekannt, bei dem ein Magnetfeld im Luftspalt des Asynchronmotors und ein Statorstrom gemessen wird. Der gemessene Statorstrom wird in zwei Quadraturkomponenten des Statorstromes umgewandelt, die relativ zum gemessenen Ma3

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gnetfluss orientiert sind. Dann wird eine der Qadraturkomponenten des Statorstromes, die der Sollamplitude der Rotorflussverkettung proportional ist, auf einen gleichbleibenden Pegel geregelt, der durch eine unveränderliche Eingangsführungsgrösse vorgegeben wird, die der konstanten Sollamplitude der Rotorflussverkettung entspricht, und die andere Quadraturkomponente des Statorstromes wird proportional einer zweiten Eingangsführungsgrösse geändert, deren Wert dem Solldrehmoment des Asynchronmotors proportional ist.

Der elektrische Antrieb nach diesem Verfahren enthält einen Asynchronmotor, dessen Statorwicklungen über einen Statorstrom-Messwandler an die Ausgänge eines Wechselrichters angeschlossen sind, wobei im Luftspalt des Asynchronmotors zwei Hall-Geber angeordnet sind, deren Ausgänge, die über Summatoren mit den Ausgängen des Statorstrom-Messwandlers zusammengeschaltet sind, mit den Eingängen eines Vektoranalysators in Verbindung stehen. Zwei Ausgänge des Vektoranalysators sind an den ersten und den zweiten Eingang eines Koordinatenwandlers angeschlossen, dessen dritter Eingang mit einer Einheit zur Vorgabe der unveränderlichen Amplitude der Rotorflussverkettung in Verbindung steht. Der vierte Eingang des Koordinatenwandlers ist mit dem Ausgang eines Pl-Drehzahlreglers verbunden, während die zwei Ausgänge des Koordinatenwandlers an den Steuereingängen zweier Stromregler liegen, dessen zwei andere Eingänge an die Ausgänge des Statorstrom-Messwandlers angeschlossen sind. Die Ausgänge der beiden Stromregler sind mit den Eingängen eines Wandlers zur Umwandlung des Zweiphasensignals in ein Dreiphasensignal für die Vorgabe der Statorspannung verbunden, dessen Ausgänge an die Steuereingänge des Wechselrichters angeschlossen sind.

Als Nachteile dieses Verfahrens sind ein kleiner Winkelgeschwindigkeitsregelbereich, erhöhte Pulsationen bei infraniedriger Drehzahl, eine grosse Regelzeit bei lastseitigen Störungen, eine geringe Durchlassbandbreite im Geschwindigkeitsregelkreis zu bezeichnen, was durch Ausnutzung der gemessenen Magnetfeldgrössen als Bezugsführungsgrössen bedingt ist, welche infolge einer an der gedrehten Oberfläche des Stators und Rotors des Asynchronmotors vorhandenen Zahnung diskret geändert werden. Zu den Nachteilen gehören auch geringe Energiekennwerte und ein geringes Verhältnis vom Drehmoment des Asynchronmotors zum Statorstrom, was mit der Steuerung nach einem Gesetz verbunden ist, bei dem die Amplitude der Rotorflussverkettung konstant ist. Dies führt zu grossen Verlusten durch Erregung des Magnetfeldes bei fehlenden und geringen Drehmomentwerten, besonders bei Asynchronmotoren kleiner Leistung, bei denen sich der Wert des Magnetisierungsstromes dem Nennstrom des Stators nähert.

Als Nachteile des in dieser Patentschrift beschriebenen elektrischen Antriebs sind die Kompliziertheit und die geringe Sicherheit der Messung des Magnetfeldes mit Hilfe von Hall-Gebern festzustellen, die an der Zahnfläche der Statorbohrung eingebaut werden müssen, was den Luftspalt zwischen der Statorbohrung und der Rotoroberfläche beträchtlich verkleinert, besonders dann, wenn es sich um Motoren mit kleiner Leistung und mit recht geringem Luftspalt handelt.

Ferner ist ein Verfahren zur Steuerung eines Asynchronmotors (s. z.B. den SU-Urheberschein Nr. 193 604, Int. CI. HO 2K, 1967) bekannt, bei dem die momentanen Strangströme des Stators des Asynchronmotors durch Vergleich von Soll- und gemessenen Istwerten der momentanen Statorstrangströme phasenweise geregelt werden, die Statorstromstärke proportional der Quadratursumme aus zwei Statorstromkomponenten geändert wird, deren eine konstant ist und einem unveränderlichen Sollwert des magnetischen Flusses entspricht, und deren andere eine veränderliche Grösse ist, die proportional der Eingangsführungsgrösse geändert wird, die dem Solldrehmoment des Asynchronmotors entspricht. Gleichzeitig wird die Statorstromfrequenz proportional der Summe aus zwei Frequenzen geändert, von denen die eine durch die Umlauffrequenz des Rotors repräsentiert ist und die andere proportional dem Solldrehmoment geändert wird.

Der dieses Verfahren realisierende elektrische Antrieb enthält einen mit phasenweisen Gegenkopplungen für die momentanen Strangströme des Stators versehenen Wechselrichter, dessen Ausgänge an die Statorwicklungen des Asynchronmotors angeschlossen sind und dessen drei Steuereingänge mit den Ausgängen eines Drehtransformators in Verbindung stehen, dessen Welle mit der Welle des Asynchronmotors gekoppelt ist, wobei zwei Eingänge des Drehtransformators mit einem elektromechanischen Wandler zur Umwandlung von Eingangssteuersignalen verbunden sind.

Nachteilig bei diesem Verfahren sind ein Pendelungsverlauf des Drehmomentes des Asynchronmotors infolge der Änderung der Statorstromfrequenz als Summe zweier Frequenzen und geringe Energiekennwerte, was mit der Steuerung nach einem Gesetz, bei dem der magnetische Fluss konstant ist, sowie mit dem Pendelungsverlauf des Phasenwinkels zwischen Statorstrom und magnetischem Fluss verbunden ist.

Der Nachteil des elektrischen Antriebs besteht in einer komplizierten Steuerung, was durch die elek-tromechanische Umwandlung von Steuersignalen verursacht ist.

Es ist auch ein Verfahren zur Steuerung eines Asynchronmotors (s. z.B. die US-PS Nr. 4 418 308, Kl. HO 2P 5/34, 1983) bekarmt, bei dem die Statorwicklungen des Asynchronmotors mit einer symmetrischen Dreiphasenspannung des Stators gespeist werden, deren momentane Strangspannungswerte durch die Pulslängenmodulation in Abhängigkeit von der Sollamplitude der Statorspannung und der Sollfrequenz der Statorspannung geändert werden, die momentanen Statorstrangströme und die Statorstromamplitude gemessen werden und der Wert der Sollamplitude der Statorspannung als Funktion der Abweichung der Sollamplitude des Statorstromes von der gemessenen Statorstromamplitude geregelt

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wird. Nachher wird die Winkelgeschwindigkeit des Rotors, das Drehmoment des Asynchronmotors und die Amplitude der Rotorflussverkettung gemessen. Es wird die Sollfrequenz der Statorspannung proportional der Summe aus zwei Grössen geregelt, von denen die eine proportional der gemessenen Drehzahl des Rotors ist und die andere, welche der Schlussfrequenz gleich ist, als Funktion der Abweichung des gemessenen Wertes vom Sollwert des Drehmomentes des Asynchronmotors geregelt wird. Der Sollwert des Drehmomentes wird als Funktion der Abweichung der gemessenen Winkelgeschwindigkeit des Rotors von der Sollwinkelgeschwindigkeit desselben gebildet. Der Sollwert der Statorstromamplitude wird in Abhängigkeit von dem Solldrehmoment des Asynchronmotors als Summe zweier Statorstromampli-tudenkomponenten geregelt, von denen die eine konstant ist und einem festen Wert der Sollampiitude der Rotorflussverkettung entspricht und die andere proportional der Schlupffrequenz geändert wird. Dann wird die gemessene Amplitude der Rotorflussverkettung mit dem festen Wert der Sollamplitude der Rotorflussverkettung verglichen, der durch eine unveränderliche Eingangsführungsgrösse vorgegeben wird. Es wird der Wert der Sollamplitude des Statorstromes um einen Zuwachs der Statorstromamplitude geändert, die als Funktion der Abweichung der gemessenen Amplitude der Rotorflussverkettung von deren durch die konstante Eingangsführungsgrösse vorgegebenem Sollwert geregelt wird.

Der elektrische Antrieb nach diesem Verfahren enthält einen Asynchronmotor, dessen Statorwicklungen über Geber für momentane Strangströme an die Ausgänge eines Spannungs-Wechselrichters mit Pulslängenmodulation angeschlossen sind. Der Rotor(Läufer) des Asynchronmotors ist mit einem Tachometergenerator gekoppelt. In den Asynchronmotor sind drei induktive Geber eingebaut, deren Ausgänge sowie die Ausgänge der Geber für momentane Phasenströme an die Eingänge eines Prozessors zur Berechnung des Momentes und der Rotorflussverkettungsamplitude angeschlossen sind, dessen einer Eingang an des Vergleichsglied eines Drehmomentreglers und dessen anderer Eingang an das Vergleichsglied eines Reglers der Amplitude der Rotorflussverkettung angeschlossen ist. Der Ausgang des Reglers für die Amplitude der Rotorflussverkettung und der Ausgang einer Statorstromampiituden-recheneinheit sind mit zwei Eingängen des Vergleichsgliedes des Statorstromamplitudenreglers verbunden. Der dritte Eingang des Vergleichsgliedes des Statorstromamplitudenreglers liegt am Ausgang einer Statorstromamplitudenmesseinheit, deren Eingänge an die Ausgänge der Geber für momentane Strangströme des Stators angeschlossen sind. Der Ausgang des Statorstromamplitudenreglers steht über einen Korrektursummator mit dem Frequenzvorgabeeingang des Spannungs-Wechselrichters mit Pulslän-genmodulation in Verbindung. Der Frequenzvorgabeeingang ist an den Ausgang des Summators angeschlossen, dessen einer Eingang am Ausgang des Tachometergenerators liegt und dessen anderer Eingang mit dem Eingang der Statorstromamplitudenrecheneinheit und dem Ausgang des Drehmomentreglers verbunden ist. Der zweite Eingang des Vergleichsgliedes des Drehmomentreglers ist an den Ausgang des Winkeigeschwindigkeitsreglers angeschlossen, dessen Eingang mit dem Ausgang des Tachometergenerators in Verbindung steht.

Als Nachteile dieser technischen Lösung sind kleiner Bereich und geringe Genauigkeit der Geschwindigkeitsregelung im unteren Regelgebiet unter Last, niedrige Schnelligkeit der Drehmomentregelung bei der Nullwinkelgeschwindigkeit des Rotors, geringe statische und dynamische Steifigkeit der mechanischen Kennlinien zu bezeichnen, was durch Pendelungen, eine Nichtlinearität und Trägheit bei der Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors wegen nichtlinearer und nichteindeutiger Kopplung der Statorspannungsphase, die mit Hilfe des Spannungs-Wechselrichters über den Frequenzsteuerungskanal formiert wird, mit Augenblickswerten des Drehmomentes des Asynchronmotors und der Amplitude der Rotorflussverkettung verursacht ist.

Zu den Nachteilen des Verfahrens zählen auch geringe Energiekennwerte des elektrischen Antriebs, was mit einer beträchtlichen Erwärmung der Statorwicklungsisolation bei geringen Drehmomenten und bei Leerlauf des Motors infoige einer gleichbleibenden Amplitude der Rotorflussverkettung sowie bei hohen dynamischen Drehmomenten des Asynchronmotors wegen eines geringen Verhältnisses des Wertes des Höchstdrehmomentes zur zulässigen Statorstromamplitude verbunden ist.

Zu weiteren Nachteilen des elektrischen Antriebs gehört auch die Kompliziertheit des Steuersystems, was mit folgendem verbunden ist:

- mit der Notwendigkeit, ins Innere des Asynchronmotors induktive Geber einzubauen;

- mit der Berechnung des Drehmomentes des Asynchronmotors nach den gemessenen Signalwerten von den Gebern für momentane Statorstrangströme und von den induktiven Gebern;

- mit der Berechnung der momentanen Statorstromamplitude auf einer Frequenz, die nahe bei Null liegt;

- mit Schwierigkeiten beim Einstellen von vier Reglern und mit der kompliziert einstellbaren Einheit zur Korrektur der Statorstromamplitude.

Darüber hinaus wird als gemeinsamer Nachteil der behandelten technischen Lösungen eine zu anderen Antriebstypen zusätzliche Verwendung von komplizierten, kostspieligen und bei der Herstellung oder beim Einbau in den Motor nicht fertigungsgerechten besonderen Gebern, die mit dem Asynchronmotor konstruktiv verbunden sind. Dies vermindert wesentlich die Hauptvorteile der Verwendung des Asynchronmotors als eines regelbaren Stellmotors für flexible Fertigungssysteme und in der Robotertechnik, d.h. macht die Einfachheit, den niedrigen Preis und die Fertigungsgerechtheit des Asynchronmotors zunichte.

Nachteilig ist dabei auch die Instabilität der dynamischen und energetischen Kennlinien der genannten elektrischen Asynchronantriebe im Laufe des längeren Betriebes, was auf Abweichungen der realen

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elektrischen Parameter des Asynchronmotors von den eingestellten Parameter des Steuersystems zurückzuführen ist. Derartige Abweichungen finden z.B. bei einer Erwärmung des Motors statt.

Die aufgezählten Nachteile erlauben es nicht, die Asynchronmotoren in der Robotertechnik und in den flexiblen Fertigungssystemen an Stelle von Gleichstromantrieben zu verwenden. Diese Nachteile zwingen zur Entwicklung von in Hinsicht auf Dynamik, Energetik und Genauigkeit effektiveren Steuerungsverfahren. Solche Verfahren werden zweckmässigerweise in elektrischen Antrieben mit Hilfe eines minimalen Satzes derjenigen Geber durchgeführt, welche in industriellen Gleichstromantriebssystemen bereits weitgehend verwendet werden.

Als zweckmässig werden daher Verfahren zur indirekten Steuerung einiger Zustandsvektoren beim Asynchronmotor, z.B. des Vektors der Rotorflussverkettung, ohne dass sie direkt gemessen werden. Dabei geht man vom bekannten Konzept der feldabhängigen Orientierung, bei dem man der Bezugsvektor der Flussverkettung misst und Steueroperationen in bezug auf den gemessenen Bezugsvektor ausführt, zu einem vorteilhafteren und allgemeinen Steuerungssynchronisationsprinzip über, bei dem man nach den im voraus gefundenen optimalen Gesetzen durch eine Eingangsführungsgrösse eine - vom Gesichtspunkt der maximalen Vereinfachung des Steuersystems und der erforderlichen Steuerungsgenauigkeit aus - zweckmässigste Synchronisierungsfrequenz für die Steuerung vorgibt und optimale Steuerungsvorgänge in bezug auf ein Koordinatensystem formiert, das mit der Synchronisierungsfrequenz rotiert. Dabei ist die Phase des Steuersynchronisiersignals eine Bezugsphase, relativ zu welcher nach optimalen Gesetzen die Phase des zu steuernden Vektors erzeugt wird.

Am nächsten kommt der vorliegenden Erfindung ein Verfahren zur Steuerung eines Asynchronmotors (s. z.B. den SU-Urheberschein Nr. 1 064 411, Kl. HO 2P 5/34,1983), bei dem die Winkelgeschwindigkeit des Rotors und das Drehmoment des Asynchronmotors in statischen Betriebsarten gesteuert wird, wozu eine Führungsgrösse, die einer Sollamplitude der Rotorflussverkettung proportional ist, die der Istamplitude der Rotorflussverkettung gleich ist, vorgegeben wird, eine erste Quadraturkomponente der Sollamplitude des Statorstromes, die die feldbildende Komponente der Statorstromamplitude kennzeichnet, in Abhängigkeit von der Sollamplitude der Rotorflussverkettung erzeugt wird, eine zweite Führungsgrösse, deren Wert dem Solldrehmoment des Asynchronmotors proportional ist, in Abhängigkeit von der Soliwinkelgeschwindigkeit des Rotors und der Istwinkelgeschwindigkeit desselben vorgegeben wird, dann eine zweite Quadraturkomponente der Statorstrom-Soliamplitude, die die drehmomentbildende Statorstromamplitudenkomponente kennzeichnet, in Abhängigkeit von dem Sollwert des Drehmomentes des Asynchronmotors gebildet wird, worauf die statische Frequenz der symmetrischen momentanen Statorstrangströme im statischen Betrieb des Asynchronmotors vorgegeben wird. Je nach Winkelgeschwindigkeit des Rotors und Solldrehmoment des Asynchronmotors werden danach die symmetrischen momentanen Statorstrangströme in den Strangwickiungen des Stators des Asynchronmotors als Funktion der Abweichungen der gemessenen Statorstrangströme von deren Sollwerten phasenweise geregelt werden, wobei die Sollamplitude des Statorstromes, die der momentanen Statorstrangströme und der Statorstromamplitude gleich ist, so erzeugt wird, dass sie der Quadratursumme aus der ersten und der zweiten Quadraturkomponente der Statorstromamplitude gleich ist.

Bei dem zuletzt behandelten Verfahren wird ausserdem die statische Statorstromfrequenz so gebildet, dass sie der Summe aus der Rotorwinkelgeschwindigkeit und einer Grösse gleich ist, die dem Soil-drehmoment des Asynchronmotors proportional ist. Alsdann werden Abtast-Synchronimpulse durch Abtastung der statischen Statorstromfrequenz erzeugt, wobei die Frequenz der Abtast-Synchronimpulse proportional der statischen Statorstromfrequenz geändert wird, worauf Asynchronimpulse formiert werden, deren Zahl einem Zuwachs der Arkustangesfunktion des Betrages des Solldrehmomentes des Asynchronmotors proportional ist, alsdann wird die Phase der momentanen Soll-Strangströme des Stators um eine Quantisierungseinheit in direkter oder umgekehrter Richtung beim Eintreffen jedes der Ab-tast-Synchronimpulse, durch die eine Änderung der Statorstrom-Synchronphase bewirkt wird, und jedes der Asynchronimpulse diskret geändert. Die Richtung der diskreten Änderung der Phase der momentanen Strangströme wird je nach Vorzeichen des Zuwachses der Arkustangesfunktion bei Eintreffen eines Asynchronimpulses und je nach Vorzeichen des Betrages der Synchronfrequenz bei Ankommen eines Abtast-Synchronimpulses eingestellt. Es wird die drehmomentbildende Statorstromkomponente proportional dem Solldrehmoment des Asynchronmotors geändert. Durch eine unveränderliche zweite Eingangsführungsgrösse wird ein konstanter Wert der flussbildenden Statorstromkomponente formiert, der dem konstanten Sollwert der zweiten Führungsgrösse proportional ist. Die Beziehung der Asynchronimpulszahl zum Zuwachs der Arkustangesfunktion des Solldrehmomentes des Asynchronmotors sowie der Proportionalitätsfaktor zwischen der Eingangsführungsgrösse, die dem Solldrehmoment des Asynchronmotors proportional ist, und dem Wert der zweiten Komponente der Statorstrom-Synchronfrequenz, der dem Rotorflussverkettungsschiupf gleich ist, werden in Abhängigkeit von Werten des Wirkwiderstandes des Rotors und der Gegeninduktivität des Asynchronmotors aus der Bedingung der Gleichheit der Statorstrom-Synchronfrequenz und der Winkelgeschwindigkeit der Rotorflussverkettung relativ zur Achse der Bezugswicklung des Stators gewählt.

Der Elektroantrieb nach diesem Verfahren enthält einen Asynchronmotor, dessen Statorwicklungen über Geber für momentane Strangströme an einen Pulswechselrichter angeschlossen sind, der mit Gegenkopplungen für die momentanen Strangströme versehen ist, wobei der Rotor des Asynchronmotors mit einem Tachometergenerator in Verbindung steht, dessen Ausgang an einen der Eingänge eines pro6

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portional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers geführt ist. Der zweite Eingang des Pl-Reg-lers ist mit dem Ausgang einer Einheit zur Vorgabe der Winkelgeschwindigkeit verbunden. Der Ausgang des Pl-Winkeigeschwindigkeitsreglers steht mit den Eingängen von drei Einheiten, nämlich eines Stator-stromampiitudenformers, eines Schlupfformers und einer Einheit zur Korrektur der Statorstromphase, in Verbindung. Der Ausgang des Schlupfformers und der Ausgang des Tachometergenerators sind an die Eingänge eines Summators angeschlossen, dessen Ausgang mit einem Impulsgenerator für die Statorstrom-Synchronfrequenz verbunden ist. Der Ausgang.des Summators ist ebenfalls mit dem Eingang einer Einheit zur Bestimmung des synchronen Drehsinnes des Statorstromvektors verbunden. Der Ausgang der Einheit zur Korrektur der Statorstromphase ist an die Eingänge eines Impulszählergenerators und einer Einheit zur Bestimmung der Phasenverschiebungsrichtung des Statorstromvektors angeschlossen. Die Ausgänge des Impulsgenerators für die Synchronfrequenz und des Impulszählergenerators liegen an den Eingängen des Impulssummators. Die Ausgänge der Einheiten zur Bestimmung des synchronen Drehsinnes des Statorstromvektors und der Phasenverschiebungsrichtung des Statorstromvektors sind mit den Eingängen eines Strobimpulssummators verbunden. Die Ausgänge des Impulssummators und des Strobimpulssummators stehen mit den Statorstromfrequenz-Steuereingängen des Pulswechselrichters in Verbindung. Der Ausgang des Statorstromamplitudenformers liegt am Sta-torstromamplitudensteuereingang des Pulswechseirichters.

Bei der gegebenen technischen Lösung wird die Synchronisierung zur Steuerung des Statorstromvektors in Polarkoordinaten durchgeführt.

Über einen autonomen Kanal wird die Statorstromamplitude gesteuert, die dem Absolutwert des Statorstromvektors gleich ist.

Über den anderen autonomen Kanal wird die Statorstromfrequenz gesteuert, die der Winkelgeschwindigkeit des Statorstromvektors gleich ist. Dabei ist in den anderen autonomen Steuerungskanal eine nichtlineare dynamische Statorstromphasenkorrektur eingeführt.

Im Zusammenhang damit bezieht sich die gegebene technische Lösung auf die Phasen-Frequenz-Strom-Steuerung des Asynchronmotors.

Der Elektroantrieb nach diesem Verfahren funktioniert wie folgt:

Bei der Nullwinkelgeschwindigkeit des Rotors wird eine konstante flussbildende Statorstromamplitu-denkomponente vorgegeben, so dass im Asynchronmotor ein gleichbleibendes Magnetfeld erregt wird, das durch einen konstanten Betrag der Flussverkettung des Rotors mit einem willkürlichen Anfangswinkellage desselben charakterisiert wird, die der Anfangsphasenlage des Statorstromes entspricht.

Beim Sprung der ersten Eingangsführungsgrösse, die dem Solldrehmoment des Asynchronmotors proportional ist, wird ein der Sprungsweite entsprechender Zuwachs der Arkustangesfunktion der ersten Eingangsführungsgrösse gebildet. Der Zuwachs der Arkustangesfunktion führt zum Erscheinen eines «Pakets» von Asynchronimpulsen, deren Zahl in einem solchen Paket dem Zuwachs der Arkustangesfunktion entspricht. Da jeder Asynchronimpuls die Statorstromphase um eine Quantisierungsanheit ändert, erfährt der Statorstromvektor eine diskrete Verschiebung gegen die Anfangswinkellage der Rotorflussverkettung. Beim Ankommen jedes Asynchronimpulses wird hierbei der Winkel zwischen dem räumlichen Statorstromvektor und dem räumlichen Vektor der Rotorflussverkettung vergrössert, so dass das Drehmoment des Asynchronmotors steigt. Der Sollwert des Drehmomentes des Asynchronmotors wird nach der Abarbeitung einer ganzen Zahl von Asynchronimpulsen durch diskrete Änderung der Statorstrom-Synchronphase mit dem Ankommen jedes Abtast-Synchronimpulses aufrechterhalten. Durch gleichzeitige diskrete Drehung des Statorstromvektors mit Synchron- und Asynchronimpulsen ergibt sich eine Synchronisation zur Steuerung des räumlichen Rotorflussverkettungsvektors, der eine synchrone und synphase Winkelverschiebung gleichzeitig mit der durch die Abtast-Synchronimpulse vorgegebenen Synchronphase erfährt.

In den statischen Betriebsarten des Asynchronmotors, für welche konstante Werte des Drehmomentes, der Rotorwinkelgeschwindigkeit und der Amplitude der Rotorflussverkettung kennzeichnend sind, entspricht die Winkelgeschwindigkeit der Drehung des räumlichen Rotorflussverkettungsvektors der Statorstromfrequenz, wobei die Asynchronimpulse ausbleiben und die Statorstromfrequenz einer Synchronfrequenz des Statorstromes gleich ist, die durch Abtast-Synchronimpulse vorgegeben wird.

Somit wird bei der gegebenen technischen Lösung die invariante Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors und die Konstanthaltung der Amplitude der Rotorflussverkettung durch Steuerung der einer Frequenz der Rotorflussverketturg gleichen Statorstrom-Synchronfrequenz und durch diskrete Steuerung der asynchronen Verschiebung des Statorstromvektors gegenüber dem Rotorfluss-verkettungsvektor gesichert.

Bei dieser technischen Lösung wird die Synchronisierung für Steuerungszwecke in Poiarkoordinaten mit einer Eingangsführungsgrösse, die dem Solldrehmoment proportional ist, und mit einem Signal vom Ausgang des Geschwindigkeitsgebers ohne Änderung des Bezugsvektors der Rotorflussverkettung unter Anwendung von standardisierten Gebern, z.B. eines Winkelgeschwindigkeitsgebers (eines Tachometergenerators) und Stromgebern, durchgeführt.

Jedoch hat auch die zuletzt behandelte technische Lösung unzureichend hohe Kennwerte hinsichtlich der Schnelligkeit, Genauigkeit und des spezifischen Momentes, was mit der Regelung nach einem Gesetz, bei dem die Flussverkettung des Rotors konstant ist, mit einer Trägheit und einem Fehler der Änderung der Statorstromphase bei sprunghaften Änderungen des Solldrehmomentes verbunden ist, was

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seinerseits durch aufeinanderfolgendes Ankommen der Asynchronimpulse bei Ausregelung des Sprunges verursacht ist. Bei einem solchen elektrischen Antrieb ergeben sich bei kleinen Werten des Drehmomentes hohe Verluste, hervorgerufen durch Erregung des Magnetfeldes, was die Überhit-zungsreserve des Motors bei häufig wiederkehrenden Anlauf- und Bremsbetriebsarten sowie bei häufigem Positionieren des Stellantriebs senkt. Bei hohen Lastmomenten und in der Dynamik werden bei einem auf das Nenndrehmoment bezogenen zwei- bis dreifachen Drehmoment des Motors wesentlich die Stärke des Statorstromes, die Wärmeleistungsverluste und die Überhitzung des Motors erhöht. Infolgedessen wird die Sicherung der dynamischen Genauigkeit während der Verarbeitung der Bewegungsbahn der Arbeitsorgane bei der Bahnsteuerung wegen begrenzter Möglichkeit einer kurzzeitigen Forcierung des Drehmomentes des Motors erschwert. Dadurch, dass geringe Verhältnisse des Drehmomentwertes des Asynchronmotors zum Statorstromwert im durchgeführten Steuerbetrieb mit unveränderlicher Amplitude der Rotorflussverkettung herrschen, ist eine Senkung der zulässigen Frequenz von Arbeitspositionierzyklen bei der Positionssteuerung eines Roboters verursacht, was die Leistung der Roboter und anderer Bestandteile flexibler Fertigungssysteme herabsetzt.

Definition der verwendeten Begriffe

Ein komplizierter Charakter der Wechselbeziehung der dynamischen und energetischen Vorgänge bei der Steuerung des Asynchronmotors und das unter dem Mehrkriteriumaspekt erfolgende Herangehen an die Optimierung der Asynchronantriebe vom Gesichtspunkt des nachstehend vorgeschlagenen Konzeptes der vektorieilen Steuerung aus zwingen zum Gebrauch von einigen neuen Begriffen und Fachwörtern, welche die Beschreibung neuer Steuerverfahren erleichtern.

Im weiteren sollen folgende Begriffe und Fachausdrücke gebraucht werden:

Unter der Vektorsteuerung des Asynchronmotors ist eine solche zielgerichtete, in Wechselbeziehung zu bestimmten Gesetzen stehende Änderung der Parameter zeitlicher energetischer Vektoren, die die Kennwerte der elektrischen Energie kennzeichnen und durch Momentanwerte von Phase, Frequenz, Statorstromamplitude oder Statorspannung repräsentiert werden, zu verstehen, durch welche in gekoppelter Beziehung nach den gewünschten Gesetzen und in jedem Zeitpunkt die Parameter des räumlichen Magnetfeldvektors im Asynchronmotors als Funktion der Eingangsführungsgrössen gesteuert werden, wobei die Parameter dieses Vektors durch eine momentane Winkellage und einen momentanen Wert der Rotor- oder Statorflussverkettung zum Ausdruck gebracht werden.

Unter der Synchronisierung der Vektorsteuerung versteht man einen Steuervorgang, bei dem durch eine einzelne Führungsgrösse die Frequenz eines Synchronisierungseinheitsvektors vorgegeben und nach dem gewünschten Gesetz geändert wird, relativ zu welchem die Parameter eines zeitlichen Steuerungsvektors in Koordinaten des Synchronisierungseinheitsvektors formiert werden, worauf die Koordinatentransformation des zeitlichen Steuerungsvektors zu einem gewünschten (Ausgangs-)Koor-dinatensystem vorgenommen wird.

Unter der Synchronfrequenz wird die Frequenz des Synchronisierungseinheitvektors verstanden, relativ zu dem die Parameter des zeitlichen Steuerungsvektors (z.B. des Statorstromvektors) erzeugt werden.

Unter der Synchronphase versteht man die Phase des zeitlichen Synchronisierungseinheitsvektors.

Unter der Synphasen- bzw. Gleichphasengrösse (z.B. Gleichphasenstrom) ist ein Parameter des zeitlichen Steuerungsvektors (z.B. des Statorstromvektors) zu verstehen, der der Projektion des zeitlichen Steuerungsvektors auf die Achse des Synchronisierungseinheitsvektors gleich ist.

Bei vorgegebener Phasenverschiebung des zeitlichen Statorstromvektors gegen den Synchronisie-rungseinheitsvektor mit konstanter Synchronisierungsfrequenz wird der Gleichphasenstrom durch die Amplitude eines periodischen Stromes bestimmt, dessen Phase mit der des Synchronisierungseinheits-vektors (mit der Synchronphase) übereinstimmt.

Unter der Orthophasengrösse (z.B. Orthophasenstrom) versteht man einen Parameter für den zeitlichen Steuerungsvektor (z.B. Statorstromvektor), welcher der Projektion des zeitlichen Steuerungsvektors auf eine Achse gleich ist, die orthogonal zum Synchronisierungseinheitsvektor verläuft.

Bei vorgegebener Phasenverschiebung des zeitlichen Statorstromvektors gegen den Synchronisie-rungseinheitsvektor wird der Orthophasenstrom durch die Amplitude eines periodischen Stromes bestimmt, dessen Phase der Synchronphase um 90° nach- oder voreilt.

Wenn die Synchronfrequenz der Spannungsfrequenz entspricht, stimmt der Gleichphasenstrom mit dem Wirkstrom und der Orthophasenstrom mit dem Blindstrom (diese Kennwerte sind in der Elektrotechnik üblich) überein. Jedoch kann bei der Vektorsteuerung die Synchronfrequenz nach willkürlichen Gesetzen geändert werden, die mit der Spannungsfrequenz in keinem Zusammenhang stehen. Sie kann der optimalen Sollfrequenz der Rotorflussverkettung oder der laufenden Kreisfrequenz des Rotors entsprechen. Bei einer Synchronfrequenz, die der Frequenz der Rotorflussverkettung gleich ist, kommt der physikalische Sinn des Gleichphasenstromes im Gegenteil dem Begriff des Blindstromes näher, stimmt aber mit diesem weder in Phase, noch in Amplitude überein.

Unter dem Gleichphasensignal-Eingang wird der Eingang eines synchronisierten Steuersystems oder einer synchronisierten Steuereinheit verstanden, auf den ein Signal einer Gleichphasengrösse, z.B. eines Gleichphasenstromes, gegeben wird.

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Unter dem Orthophasensignal-Eingang ist der Eingang eines synchronisierten Steuersystems oder einer synchronisierten Steuereinheit zu verstehen, auf den ein Signal einer Orthophasengrösse, z.B. eines Orthophasenstromes, gegeben wird.

Unter dem frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichter versteht man einen Leistungs-wechseirichter mit zwei autonomen Steuerkanälen, über deren einen die momentane Amplitude momentaner Strangströme, welche dem absoluten Betrag des Statorstromes gleich ist, und über deren anderen die momentane Statorstromfrequenz, die der Drehwinkelgeschwindigkeit des Statorstromvektors gleich ist, gesteuert werden, wobei die momentanen Strangströme den momentanen Soll-Strangströmen so nachgeführt werden, dass die gemessenen momentanen Strangströme mit den zugehörigen momentanen Soll-Strangströmen phasenweise verglichen werden, deren momentane Amplitude und momentane Frequenz durch Eingangsführungsgrössen über die beiden autonomen Steuerkanäle vorgegeben werden.

Der frequenz- und stromamplitudenregelbare Wechselrichter wandelt die elektrische Energie bei der Stromsteuerung in Polarkoordinaten um. Die Frequenz des Ausgangsstromes des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters ist immer gleich der Synchronfrequenz, die durch die Eingangsführungsgrösse vorgegeben wird. Eine sprunghafte Änderung der Führungsgrössen führt bei diesem Wechselrichter zu keiner sprunghaften Änderung der Stromphase.

Mit dem Transvektor-Wechselrichter ist ein Leistungswechselrichter gemeint, der durch eine Eingangsführungsgrösse synchronisiert wird, die dem Frequenzeingang des Leistungswechselrichters zugeführt wird, dessen zwei andere Eingänge einen Gfeichphasensignal- und einen Orthophasensignal-Eingang bilden, wobei die Steuerung des momentanen Ausgangsstromes durch Änderung des Gleichphasenstromes und des Orthophasenstromes im Koordinatensystem des zeitlichen Synchronisierungsein-heitsvektors, der am Frequenzeingang des Leistungswechselrichters nach einem willkürlichen Gesetz vorgegeben und geändert wird, und die Steuerung des Stromvektors in synchron rotierenden kartesi-schen Koordinaten erfolgt.

Unter der Bezugsstrangwicklung des Stators versteht man eine der Strangwicklungen des Stators des Asynchronmotors, in welcher die momentane Phase eines Momentanstromes mit der Synchronphase bei Ausbleiben des Orthophasenstromes übereinstimmt.

Unter dem zweiphasigen Statorstrom versteht man zwei Wechselströme, von denen der eine momentaner Strangstrom in der Bezugsstrangwicklung des Stators ist und der andere einen Strom der gleichen momentanen Amplitude darstellt, der gegenüber dem ersten Strom um einen Phasenwinkei von ± 90° phasenverschoben ist.

Unter der Statorstromphase ist die Phase eines momentanen Strangstromes in der Bezugsstrangwicklung des Stators zu verstehen, als die eine der Strangwicklungen «A», «B», «C», z.B. die Strangwicklung «A», bei der Voraussetzung angenommen wird, dass die Strangströme des Stators symmetrisch sind.

Die Statorstromphase ist gleich dem Phasenwinkel (Argument) des räumlichen Statorstromvektors zur Bezugsachse «a» der Bezugsstrangwicklung «A».

Unter der Phase der Rotorflussverkettung wird eine Phase einer momentanen strangbezogenen Rotorflussverkettung verstanden, die dem Argument des räumlichen Vektors der Rotorflussverkettung bezüglich der Bezugsachse «a» gleich ist.

Der vorliegenden Erfindung ist die Aufgabe zugrunde gelegt, ein Verfahren zur Steuerung eines Asynchronmotors und einen Elektroantrieb zur Durchführung dieses Verfahrens zu schaffen, welche eine Erhöhung der Leistung, Schnelligkeit, Genauigkeit und Wirtschaftlichkeit der Industrieroboter, flexibler Fertigungssysteme und anderer Fertigungsvorrichtungen mit daran eingebauten Asynchronmotoren durch autonome Steuerung des Statorstromphase des Asynchronmotors, durch gekoppelte Änderung des Betrages und der räumlichen Lage des Magnetfeldes in Abhängigkeit vom geforderten Drehmoment des Asynchronmotors und durch optimal gekoppelte Steuerung der Amplitude und Phase der Rotorflussverkettung sowie des Statorstromes bei minimaler Erwärmung der Statorwicklung, maximalem Drehmoment des Asynchronmotors, höchster Schnelligkeit und höchster Genauigkeit der Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors sowie durch Regelung der Rotorwinkelgeschwindigkeit und -läge gewährleisten.

Die gestellte Aufgabe wird erfindungsgemäss durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die abhängigen Ansprüche 2 bis 10 kennzeichnen vorteilhafte Ausgestaltungen des Verfahrens nach Anspruch 1.

Dadurch, dass die Sollamplitude der Rotorflussverkettung und die flussbildende Komponente der Statorstromamplitude als Funktion des Solldrehmomentes des Asynchronmotors in statischen Betriebsarten bei Beharrungsdrehzahl und vorgegebenem Lastmoment geändert werden, wird also eine Betriebsweise gewährleistet, bei der der Statorstrom auf ein Minimum gesenkt wird, weil der magnetische Fluss bei Zunahme des Drehmomentes des Elektromotors vergrössert wird. Durch die Absenkung (Minimisierung) des Statorstromes ist bei einem vorgegebenen Lastmoment, das in einem weiten Bereich geändert wird, eine solche Betriebsart des Asynchronmotors gewährleistet, die demjenigen Betriebszustand nahekommt, bei dem sich ein Minimum der gesamten Leistungsverluste im Elektromotor und ein Minimum an Erwärmung der Statorwicklung ergibt. Dadurch ist es möglich, das spezifische, dauernd zulässige und kurzzeitige Drehmoment des Asynchronmotors pro Massen- und Volumeneinheit zu erhöhen. Dabei las-

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sen sich ferner die Masse und die Abmessungen der elektromechanischen Bausteine verringern, die Leistung der Roboter und der flexiblen Fertigungssysteme erhöhen, so dass deren Wirtschaftlichkeit durch Verringerung der Abmessungen und Masse der beweglichen Arbeitsorgane verbessert wird.

In dynamischen Betrieben wird durch Steuerung der Stromphase und durch wechselseitig gekoppelte Änderung des Betrages und der Winkellage des Magnetfeldes als Funktion des Drehmomentes des Asynchronmotors die Schnelligkeit der Erzeugung des Drehmomentes des Asynchronmotors erhöht, das dynamische Moment des Motors vergrössert, das Verhältnis des laufenden und des stationären Wertes des dynamischen Drehmomentes des Asynchronmotors zur Statorstromamplitude gesteigert. Es wird die Beschleunigung und die Genauigkeit bei der Regelung der Winkelgeschwindigkeit und Lage des Rotors erhöht. Es werden die energetischen und thermischen Kennlinien des Asynchronantriebes verbessert, das spezifische Drehmoment und die spezifische Leistung des Asynchronmotors durch Änderung der Amplitude der Rotorflussverkettung erhöht. Weiterhin ist die präzise Regelung der Geschwindigkeit bei unterschiedlichen Gebern, ohne Geber an der Welle, gewährleistet. Dies ermöglicht es, die Asynchronantriebe als vereinheitlichte elektrische Antriebe für Roboter, flexible Fertigungssysteme sowie als hochpräzise Asynchron-Stellantriebe von robotertechnischen Montage- und Schweissanlagen einzusetzen. Dabei wird eine erhöhte Wirtschaftlichkeit, Schnelligkeit, Leistung und eine bessere Arbeitsgenauigkeit der Roboter und der flexiblen Fertigungssysteme erreicht.

Ausserden wird die gestellte Aufgabe erfindungsgemäss durch die Merkmaie des Anspruchs 11 gelöst, in welchem ein Elektroantrieb für die Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 1 gekennzeichnet ist.

Anspruch 12 beschreibt eine bevorzugte Ausführungsform nach Anspruch 11 für einen Elektroantrieb in kartesischen Koordinaten.

Der elektrische Antrieb für die Durchführung des Verfahrens zur Steuerung eines Asynchronmotors sichert die invariante Steuerung des Drehmomentés des Asynchronmotors in Poiar- und kartesischen Koordinaten proportional einer Eingangsführungsgrösse, durch die das Solldrehmoment des Asynchronmotors vorgegeben wird. Dies gestattet es, die Schnelligkeit bei der Steuerung des Drehmomentes des Motors bis zu 0,0005 s zu erhöhen, den astatischen Regelbereich für die Rotorwinkelgeschwindigkeit unabhängig vom Lastmoment mit einem Verhältnis der Höchstwinkelgeschwindigkeit des Rotors zu dessen Mindestwinkelgeschwindigkeit bis 10000 und darüber zu erweitern, die auf die Geschwindigkeit bezogene Durchlassbandbreite bis 250 Hz für den Fall zu erweitern, dass durch den Rotor des Asynchronmotors ein harmonisches Signal zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit abgearbeitet wird.

Dies gestattet es, einen hochpräzisen schnellaufenden Stellantrieb mit Asynchronmotor zu realisieren, wobei die Positioniergenauigkeit bis zu einer Quantisierungseinheit des Impulsgebers erhöht wird.

Daneben sichert der Elektroantrieb mit Steuerung in kartesischen Koordinaten eine maximale Energieausnutzung des Asynchronmotors nach dem Maximum des Verhältnisses von Drehmoment des Asynchronmotors zu Statorstromamplitude unter Berücksichtigung einer günstigen Ausnutzung des Sättigungsgrades des Magnetleiters des Asynchronmotors bei Änderung der Amplitude der Rotorflussverkettung. Im dynamischen Zustand wird eine doppelte Erhöhung des Verhältnisses von Drehmomentüberlastbarkeit des Asynchronmotors zu Statorstromüberlastbarkeit erreicht, wobei ein zehnfaches Drehmoment des Asynchronmotors bei fünffacher Statorstromamplitude erzeugt wird, und eine kurzzeitige Erhöhung des Drehmomentes um 40%, bezogen auf den Beharrungswert, kann bei unveränderlicher Statorstromamplitude erzielt werden.

Im erfindungsgemässen Elektroantrieb wird ausserdem die Erwärmung des Asynchronmotors im Leerlaufbetrieb um mindestens ein 4faches, um durchschnittlich 20% in Dauerbetrieben verringert, um mehr als 50% die Beschleunigung des Rotors bei Begrenzung der thermischen Leistungsverluste in dynamischen Betrieben des Asynchronmotors vergrössert, die Positionierzyklusfrequenz bei einem Roboter, der mit dem Asynchronmotor ausgerüstet ist, erhöht und die Regelgenauigkeit der Rotorgeschwindigkeit und -läge bei Thermoadaptation verbessert.

Der Elektroantrieb mit mehrzoniger Phasen-Strom-Steuerung sorgt für die invariante Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors bei der Arbeit mit einer begrenzten Statorstromamplitude, mit einer begrenzten Statorspannungsamplitude, wobei ein Betriebszustand mit höchstmöglichem Drehmoment des Asynchronmotors gewährleistet wird.

Diese Vorteile und Besonderheiten der Betriebsarten des Elektroantriebs geben die Möglichkeit, die Abmessungen und Masse des Asynchronmotors, der an den Arbeitsorganen eingebaut wird, zu verringern, was es erlaubt, bei den obengenannten Kennwerten der Genauigkeit und Schnelligkeit die Asynchronmotoren als elektrische Stellmotoren in Robotern zu verwenden.

Durch Erweiterung des Geschwindigkeitsregelbereiches und Erhöhung der Drehmomentsteuerungsgenauigkeit wird es möglich, den erfindungsgemässen Antrieb für Vorschubantriebe in NC-Werkzeug-maschinen zu verwenden.

Der Elektroantrieb mit dem Magnetfeldvektorregler gestattet es, die Drehzahl des Asynchronmotors ohne Geber an der Welle und ohne Geber, die mit dem Asynchronmotor konstruktiv verbunden sind, weitgehend zu regeln, was die Verwendung des Elektroantriebs für Elektrospindeln und Hauptantriebe von Werkzeugmaschinen ermöglicht.

Daneben ist durch Verbesserung der dynamischen, energetischen und thermischen Kennwerte des

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Elektroantriebs bei Erhöhung, der Genauigkeit der Aufrechterhaltung der Nullgeschwindigkeit, der Regelgenauigkeit der Rotorgeschwindigkeit und -läge die Möglichkeit geboten, den Elektroantrieb mit Asynchronmotor als vereinheitlichten elektrischen Antrieb in Robotern, robotertechnischen Anlagen und flexiblen Fertigungssystemen einzusetzen, was die Kosten, den Materialaufwand der technologischen Ausrüstungen senkt, die Leistungsfähigkeit derselben verbessert, die Betriebszuverlässigkeit erhöht sowie die Bedienungs- und Betriebskosten herabsetzt.

Kurzverzeichnis der Zeichnungen

Das Wesen des erfindungsgemässen Verfahrens, weitere Ziele und Vorteile der Erfindung werden anhand von folgenden Ausführungsformen unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 - Vektordiagramm für die Zustandsvektoren eines Asynchronmotors, gemäss der Erfindung;

Fig. 2 - Abhängigkeit der Statorstromamplitude im statischen Betrieb des Asynchronmotors vom Schlupfbetrag der Rotorflussverkettung bei vorgegebenen Drehmomenten des Asynchronmotors und nach Stromminimum optimale Abhängigkeit der Statorstromamplitude vom Schlupf der Rotorflussverkettung;

Fig. 3 - stromoptimaie Abhängigkeiten der Amplitude der Rotorflussverkettung, der Statorstromampli-tude und des Schlupfbetrages der Rotorflussverkettung vom Drehmomentwert des Asynchronmotors;

Fig. 4 - Funktionsschaltbild des Transvektor-Wechselrichters;

Fig. 5 - Funktionsschaltbild des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters;

Fig. 6 - Funktionsschema eines geschwindigkeitsgeregelten Asynchronantriebs mit der Phasen-Strom-Steuerung in kartesischen Koordinaten bei veränderbarer Amplitude der Rotorflussverkettung;

Fig. 7 - Funktionsschema eines drehmomentgeregelten Asynchronantriebs mit optimaler Phasen-Strom-Steuerung nach dem Drehmomentmaximum in kartesischen Koordinaten bei statischen Betriebsarten;

Fig. 8 - Funktionsschema eines geschwindigkeitsgeregelten Asynchronantriebs mit der Frequenz-und Stromamplitudensteuerung in Polarkoordinaten;

Fig. 9 - Funktionsschaltbild des Phasen- und Stromwandlers;

Fig. 10 - Funktionsschema des geschwindigkeitsgeregelten Asynchronantriebs mit optimaler zweizoni-ger Phasen-Strom-Regelung unter Mitberücksichtigung der Sättigung des Magnetleiters des Asynchronmotors;

Fig. 11 - Funktionsschema des geschwindigkeitsgeregelten Asynchronantriebs mit adaptiver dreizoni-ger Phasen-Strom-Regelung;

Fig. 12 a,b,c,d - Kennlinien der Nichtlinearitätsglieder des Elektroantriebs mit adaptiver dreizoniger Phasen-Strom-Regelung;

Fig. 13 a,b,c,d,e,f - Vektordiagramme und Verläufe der Amplitude der Rotorflussverkettung für drei Zonen der adaptiven Regelung;

Fig. 14 - Funktionsschema des drehmomentgeregelten Asynchronmotors mit der Phasen-Strom-Forcierung des Drehmomentes des Asynchronmotors;

Fig. 15 - Funktionsschaltbild des einfachsten, geschwindigkeitsgeregelten Asynchronmotors bei Phasen-Strom-Regelung;

Fig. 16 - Funktionsschaltbild des geschwindigkeitsgeregelten Assynchronmotors mit einem (Impuls-) Inkrementalgeber an der Welle des Asynchronmotors bei der Phasen- und Vektorregelung in kartesischen Koordinaten;

Fig. 17 - Funktionsschaltbild eines Asynchronfolgeantriebs (Stellantriebs eines Roboters) mit zwei Gebern an der Welle des Asynchronmotors und einem Prozessor zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung;

Fig. 18 - Funktionsschaltbild eines Asynchronstellantriebs eines Roboters mit einem Impulsgeber und dem Prozessor zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung mit Wärmeanpassung;

Fig. 19 - Schaltbild eines geberlosen geschwindigkeitsgeregelten Asynchronantriebs mit einem Magnetfeldvektorregler;

Fig. 20 - Schaltung des Messwandlers.

In Fig. 1 bis 20 und in der nachstehenden Beschreibung bezeichnen:

Üs einen räumlichen Spannungsvektor des Stators;

Us = |Us| eine Amplitude der Strangspannung des Stators, die dem Absolutbetrag des räumlichen Statorspannungsvektors und der Statorspannungsamplitude gleich ist;

7s eine Statorspannungsphase, die dem Phasenwinkel des räumlichen Statorspannungsvektors relativ zur Achse «a» des Bezugsstrangwicklung «A» des Stators entspricht;

Ts einen räumlichen Statorstromvektor;

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is = | is I eine Amplitude des Statorphasenstromes, die dem Absolutbetrag des Statorstromvektors und der Statorstromamplitude gleich ist;

cois eine Frequenz des Statorstromes, die der Winkelgeschwindigkeit der Drehung des räumlichen Statorstromvektors;

es eine Phase des Statorstromes, die dem Phasenwinkel des räumlichen Statorstromvektors zur Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators;

q> eine Phasenverschiebung der Statorspannung gegenüber dem Statorstrom, die dem Phasenwinkel des räumlichen Statorspannungsvektors Us gegen den Statorstromvektor is gleich ist;

ir einen auf den Stator reduzierten räumlichen Vektor des Rotorstromes;

ir = |Tr | eine Amplitude des strangbezogenen Rotorstromes (einen reduzierten Wert), die dem Absolutbetrag des räumlichen Rotorstromvektors und der Amplitude des Rotorstromes gleich ist;

im einen räumlichen Magnetisierungsstromvektor;

im = |Tm | eine Amplitude des Strangmagnetisierungsstromes, die dem Absolutbetrag des räumlichen Magnetisierungsvektors und der Magnetisierungsstromamplitude gleich ist;

Vm einen räumlichen Vektor der Flussverkettung im Luftspalt;

Vm = Ivm | eine Amplitude der strangbezogenen Flussverkettung im Luftspait, die dem Absolutbetrag des räumlichen Vektors der Rotorflussverkettung und der Amplitude der Flussverkettung im Luftspait gleich ist;

\j?r einen räumlichen Vektor der Rotorflussverkettung;

Yr = Ivr I eine Amplitude der strangbezogenen Rotorflussverkettung, die dem Absolutbetrag des räumlichen Vektors der Rotorflussverkettung und der Amplitude der Rotorflussverkettung gleich ist;

q>s eine Phase der Rotorflussverkettung, die dem Phasenwinkel des räumlichen Vektors der Rotor-fiussverkettung zur Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators gleich ist;

£<p eine Phasenverschiebung des Statorstromes gegen die Rotorflussverkettung, welche dem Phasenwinkel des räumlichen Statorstromvektors gegen den räumlichen Rotorflussverkettungsvektor gleich ist;

(pr eine Phasenverschiebung der Rotorflussverkettung gegen die Rotorachse;

A<p eine Phasenverschiebung der Statorflussverkettung gegen die Rotorflussverkettung, welche dem Phasenwinkel des räumlichen Vektors \j?s der Statorflussverkettung gegen den räumlichen Rotorflussverkettungsvektor vr gleich ist;

Vs eine Phase der Statorflussverkettung, die dem Phasenwinkel des räumlichen Vektors der Statorflussverkettung relativ zur Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators gleich ist;

Rr den Einheitsvektor der räumlichen Rotorlage;

X einen räumlichen Drehwinkel der Rotorachse (des Einheitsvektors R ) um die Statorachse (Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators), welcher in elektrischen Radianten durch eine Polpaarzahl Zp des Asynchronmotors ausgedrückt wird;

er eine Phasenverschiebung des Statorstromes gegen die Rotorachse, weiche dem Phasenwinkel des räumlichen Statorstromvektors gegen den Rotorvektor R gleich ist;

a eine geometrische Achse des Statorquerschnittes, die mit der magnetischen Achse der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators zusammenfällt;

b eine geometrische Achse des Statorquerschnittes, die in positiver Richtung gegen die Achse «a» um 120° verschoben ist;

c eine geometrische Achse des Statorquerschnittes, die in positiver Richtung gegen die Achse «a» um 270° verschoben ist;

a eine ortsfeste Achse eines orthogonalen (kartesischen) Koordinatensystems (a,ß), die mit der Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators zusammenfällt;

ß eine orthogonale ortsfeste Achse des kartesischen a,ß-Koordinatensystems, die in der Ebene des Statorquerschnittes gegen die ortsfeste Achse a um +90° (entgegen dem Uhrzeigersinn) verschoben ist;

Y eine synchrone Achse eines synchron umlaufenden kartesischen Y,X-Koordinatensystems, welche mit der Richtung des orientierenden räumlichen Vektors zusammenfällt;

% eine orthogonale Achse des synchron umlaufenden kartesischen Y,X-Koordinatensystems, welche im Querschnitt des Stators gegen die Achse «Y» um einen Winkel von +90° (entgegen dem Uhrzeigersinn) verschoben ist;

cos eine Synchronfrequenz der Rotorflussverkettung, die der Winkelgeschwindigkeit der synchronen Drehung des kartesischen Y,X-Koordinatensystems gegen die ortsfeste Achse «a» gleich ist;

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d eine Längsachse eines kartesischen Koordinatensystems (d, q), weiche mit dem Einheitsvektor R der Rotorlage zusammenfällt;

q eine Querachse des kartesischen d, q-Koordinatensystems, welche gegen die Achse d um einen Winkel von +90° (entgegen dem Uhrzeigersinn) verschoben ist;

isa = isct einen momentanen Strangstrom in der Bezugsstrangwicklung des Stators;

M ein elektromagnetisches Drehmoment des Asynchronmotors, das in Newtonmetern (Nm) ausgedrückt und im weiteren Drehmoment des Asynchronmotors genannt wird;

A 60- 4^" eme Winkelgeschwindigkeit der Drehung des räumlichen Vektors der Rotorfluss-dt

Verkettung yr um die Rotorachse R, welche dem Schlupf der Rotorflussverkettung gleich ist, der in rad/s ausgedrückt wird;

* einen Sollwert für einen Parameter des Zustandsvektors des Asynchronmotors, welcher eine Führungsgrösse im Steuersystem proportional dem gewünschten Wert des Parameters des Asynchronmotors vorgibt;

i*sx einen Sollwert der drehmomentbildenden Quadraturkomponente der Statorstromampiitude, welcher der orthogonalen Projektion des räumlichen Statorstromvektors is auf die Achse X gleich ist;

cü*sx eine Synchronfrequenz, die der Soll-Winkelgeschwindigkeit der Drehung des synchron umlaufenden Y,X-Koordinatensystems gleich ist;

i*sy einen Sollwert der flussbildenden Quadraturkomponente der Statorstromampiitude, welcher der

Projektion des räumlichen Statorstromvektors is auf die synchrone Achse Y gleich ist;

tp*s eine Synchronisierungsphase, die der Soll-Synchronphase des synchron umlaufenden Koordinatensystems; Y, X gleich ist;

sign <p*s die Sollrichtung der synchronen Drehung des Y, X-Koordinatensystems;

i*sa, i*sb, i*sc momentane Soll-Strangströme des Stators in dessen Bezugsstrangwicklungen «A», «B», «C»;

o)*is eine Sollfrequenz des Statorstromes, die der Soll-Winkelgeschwindigkeit der Drehung des räumlichen Statorstromvektors entspricht;

e*s eine Sollphase des Statorstromes, die dem Soll-Phasenwinkel des räumlichen Statorstromvektors relativ zur Statorachse «a» gleich ist;

•* \ * 2 * 2

lg = «"''SX + ^"sy e'ne Sollamplitude des Statorstromes, die der Quadratursumme aus zwei Sollquadraturkomponenten des Statorstromes gleich ist;

eine Rotorgeschwindigkeit, die durch die Winkelgeschwindigkeit der u« p ZU

Drehung des Einheitsvektors R des Rotors um die Statorachse «a» ausgedrückt wird;

com eine mechanische Winkelgeschwindigkeit des Rotors;

Zp eine Polpaarzahl im Asynchronmotor;

cd* eine Sollwinkelgeschwindigkeit des Rotors, die der Eingangsführungsgrösse proportional ist, durch die die Rotorwinkelgeschwindigkeit vorgegeben wird;

M* ein Solldrehmoment des Asynchronmotors, das der Eingangsführungsgrösse zur Vorgabe des Drehmomentes des Asynchronmotors proportional ist;

y*r eine Sollamplitude der Rotorflussverkettung, die der Eingangsführungsgrösse proportional ist, die die Amplitude der Rotorflussverkettung vorgibt;

W«o eine stationäre Sollampiitude der Rotorflussverkettung;

e*<p eine Sollphasenverschiebung des Statorstromvektors gegen den Vektor der Rotorflussverkettung;

A co*d eine dynamische Sollfrequenz des Statorstromes, welche der Anderungsgeschwindigkeit des Sollphasenverschiebungswinkels s> gleich ist;

iort einen Orthophasenstrom, der gegen die Synchronisierungsphase um ± 90 nach oder voreilend ist;

isyn einen Gleichphasenstrom, dessen Phase mit der Synchronisierungsphase übereinstimmt.

Das Wesen des erfindungsgemässen Verfahrens zur Steuerung eines Asynchronmotors besteht darin, dass das Drehmoment des Asynchronmotors (Fig. 1), welches durch das Produkt aus einer Statorstromampiitude is, einer Amplitude yr der Rotorflussverkettung und dem Sinus des Phasenverschiebungswinkels £<p zwischen momentanem Statorstrangstrom iSa und momentaner strangbezogener Flussverkettung \|/ra bestimmt wird und sich ermittelt zu:

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CD,

dadurch gesteuert wird, dass die Amplitude der Rotorfiussverkettung als Funktion des Drehmomentes des Aynchronmotors nach optimalem Gesetz geändert wird:

Vr = Vopt (M) (2).

Dazu setzt man die Steuerung der momentanen Statorstromampiitude is mit der Steuerung einer momentanen Statorstromphasse es in wechselseitige Beziehung, die bei dem vorliegenden Steuerverfahren als autonomer neuer Parameter der vermaschten optimalen Steuerung von dynamischen, energetischen und thermischen Vorgängen im Asynchronmotor angesehen wird. Durch phasenweise Regelung der momentanen Statorstrangströme wird die Bedingung für die Symmetrie der momentanen Statorstrangströme isa, isb, isc gewährleistet, unter welcher in jeder der drei Strangwicklungen Ströme von gleicher Momentanamplitude isma = ismb = ismc = is und gleicher steuerbarer Momentanphase es des Statorstromes mit einer gleichbleibenden Phasenverschiebung von ± 120° zwischen den Phasensträngen erzeugt werden:

worin eso für die momentane Anfangsphase des Statorstromes in der Strangwicklung «A» zum Anfangszeitpunkt t = 0 steht.

Der zeitliche Parameter für die Steuerung des Asynchronmotors, d.h. die Phase es(t) des Statorstromes, wird für die Bezugsstrangwicklung «A» des Stators erzeugt, während für die zwei anderen Strangwicklungen «B» und «C» die Statorstromphase bei phasenweiser Regelung der momentanen Strangströme entsprechend den Gleichungen (3) vorgegeben werden.

Das Vektordiagramm (Fig. 1) ist für acht räumliche Zustandsvektoren des Asynchronmotors aus der Bedingung ihrer Übereinstimmung mit den zugehörigen räumlichen Zustandsvektoren für eine Bezugsstrangwicklung des Stators konstruiert, als welche die Strangwicklung «A» gewählt ist. Eine solche Möglichkeit ist dadurch bedingt, dass die zeitliche Phasenverschiebung der zeitlichen Phasenzustands-vektoren in den Strangwicklungen «A», «B», «C» beim Asynchronmotor gleich dem räumlichen Winkelverschiebung der Achsen «a», «b», «c» der Strangwickiungen ist und ein und denselben Winkel von ± 120° beträgt.

Daher ist durch Steuerung der zeitlichen Phase es des Statorstromes die Steuerung der Winkellage des räumlichen Statorstromvektors is und eines mehrdimensionalen Zustandsvektors des Asynchronmotors gewährleistet, der durch einen «Fächer» von räumlichen Zustandsvektoren in Fig. 1 dargestellt ist.

Erfindungsgemäss setzt man die Steuerung der momentanen Phase ss(t) des Statorstromes mit der Steuerung der momentanen Statorstromampiitude is(t ) in solche wechselweitige Beziehung, dass eine dieser vermaschten Steuerung der zeitlichen Parameter entsprechende Änderung des Argumentes es und des Absolutbetrages is des räumlichen Statorstromvektors is zu einer gegenseitigen räumlichen Verschiebung und einer damit zusammenhängenden bestimmten Änderung der Absolutbeträge der anderen Zustandsvektoren des Asynchronmotors, nämlich der Argumente und Absolutbeträge des Statorspannungsvektors Us, der drei Flussverkettungsvektoren- des Vektors \j?s der Statorflussverkettung, des Vektors ij?r der Rotorfiussverkettung, des Vektors ij/m im Luftspalt- und des Magnetisierungsstromvektors Tm des Rotorstromvektors ir und des Argumentes des Rotorlage-Einheitsvektors R, führt.

i-SQ. - (t) = tos(fcs(-fc)+6S0) „

>

(3),

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Dabei bildet man einen solchen Vorgang von voneinander abhängigen Veränderungen der Phase es und der Statorstromampiitude is, bei welchem die voneinander abhängigen Veränderungen der Phase und Amplitude der Rotorfiussverkettung (des Argumentes <ps und des Absolutbetrages yr des Vektors \j?r in Fig. 1) einen optimalen Verlauf für die Stärke des Magnetfeldes als Funktion des Drehmomentes des Asynchronmotors gemäss der in der Formel (2) gesetzten Beziehung sichern. Der Zusammenhang nach der Formel (2) stellt eine Bedingung dar, unter der das Extremum eines Funktionais erreicht wird, durch das die dynamischen, energetischen und wirtschaftlichen Optimalitätskriterien zur Steuerung des Asynchronmotors, und zwar Statorstromminimum, Minimum der Leistungsverluste, Minimum der Erwärmung des Asynchronmotors, Höchstwert des Drehmomentes des Asynchronmotors, Maximum der Ausgangsleistung des Asynchronmotors, Maximum der Schnelligkeit, Höchstwert der Positionierzyklusfrequenz, Minimum an gerätemässigem Aufwand, Minimum an mit dem Asynchronmotor konstruktiv gekoppelten äusseren Gebern, Mindestpreis des Asynchronantriebs, ausgedrückt wird. Das Mehrkriteriumkonzept der optimalen Steuerung unter Berücksichtigung eines zulässigen Steuerungsbereiches (bei Begrenzungen der Strom- und Spannungsamplitude is bzw. Us des Stators, der Erwärmungstemperatur des Motors) bedingt einen mehrzonigen Charakter der optimalen Gesetze zur Änderung der Statorstromphase es und eine grosse Anzahl von in der Erfindung realisierten Abwandlungen der Verfahren zur Steuerung der Statorstromphase es und Elektroantrieben zu deren Durchführung.

Gemäss der Erfindung ist die Optimalitätsbedingung (Formel 2) für Steuerungszwecke notwendig, aber nicht ausreichend für die Steuerung der Statorstromphase es. Als ausreichend gilt eine Bedingung für die Steuerbarkeit des Asynchronmotors, welche durch die Invarianz der Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors festgelegt ist:

M* (t) = M(t) (4),

wobei M*(t) ein Solldrehmoment des Asynchronmotors, das durch eine Eingangsführungsgrösse proportional zu deren Wert vorgegeben wird, und M(t) ein Istdrehmoment des Asynchronmotors bezeichnet.

Bei analoger Sollwertvorgabe des Solldrehmomentes M* bedeutet die Bedingung der Invarianz nach Formel (4) die Einhaltung einer Gleichheit

M (t) = Km ■ UM(t) (5),

worin um(t) eine analoge Eingangsspannung zur Vorgabe eines Solldrehmomentes M*(t) und Km einen Drehmoment-Übertragungsfaktor des Asynchronmotors bezeichnet.

Bei einem beliebigen Verlauf des Solldrehmomentes M*(t) oder der analogen Eingangsspannung, darunter auch bei sprungartigem und vorzeichenveranderlichem Verlauf, wird die Invarianzbedingung nach der Formel (4) oder (5) unabhängig von dem Lastmoment und der Rotorwinkelgeschwindigkeit mit einem minimalen dynamischen Fehler

|AMd|< A min (6)

erfüllt, worin Amin einen zulässigen Wert der Pulsation des Drehmomentes des Asynchronmotors bedeutet, der einige Prozent des Nenndrehmomentes des Asynchronmotors nicht übersteigt, wobei Amin ^ 0,05 Mn ist und Mn für das Nenndrehmoment des Asynchronmotors steht.

Die Begrenzungen, welche der Steuerung nach den in den Formeln (1) bis (6) festgelegten Bedingungen auferlegt werden, haben folgende Form

^ rviax

^ man \

Q / O I (7)*

&s4 ws tnax worin ismax, Usmax bei der Steuerung höchstzulässige Amplituden des Statorstrangstromes bzw. der Statorstrangspannung, es eine laufende Temperatur der Statorwicklungsisolation (in °C), eSmax eine höchstzulässige Erwärmungstemperatur der Statorwicklungsisolation bedeuten.

Das Optimalitätskriterium wird aus der Bedingung ausgedrückt, unter der das Funktional minimal ist:

J(M) = Jmin (8),

worin J (M) eine Funktion des Drehmomentes des Asynchronmotors ist, welche eine Abhängigkeit der

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Statorstromampiitude, der Leistungsverluste im Motor oder der Motorerwärmung von dem Drehmoment des Asynchronmotors, der Zeit eines Übergangsprozesses, der Ausregelzeit für die Sollage, der Regelzeit des elektrischen Antriebs wiedergibt.

Die Bedingung nach der Formel (2) ist die Lösung eines Problems, die die Phasen-Strom-Steuerung betrifft und durch die Optimalitätsbedingung nach Formel (8) und die Invarianzbedingung nach Formel (4) definiert ist. Diese Lösung wird im Verfahren zur Steuerung der Statorstromphase unter Ausnutzung von Zusammenhängen zwischen den Winkeln und Absolutbeträgen von acht, in Fig. 1 gezeigten Zustandsvektoren des Asynchronmotors und aufgrund der Lösungen eines Systems von nichtlinearen Differentialgleichungen, welche die Übergangsvorgänge im Asynchronmotor beschreiben, realisiert.

Der Zusammenhang zwischen den Winkeln der Zustandsvektoren wird wie folgt ausgedrückt:

Es = + q>r + £<p (9)

(ps = ^s + <Pr (10)

cps = Xs + q>r + Acp (11)

Ys = ^s + <pr + ecp + 9 (12)

Der Zusammenhang zwischen dem Vektor \j/m der Flussverkettung im Luftspalt und dem Magnetisierungsstromvektor im wird durch die Gegeninduktivität Lm zum Ausdruck gebracht, weil diese Vektoren in Richtung miteinander übereinstimmen, d.h.

Ym = Lm • im- (13)

Die Grösse der Gegeninduktivität Lm wird durch den Sättigungsgrad des Magnetieiters des Asynchronmotors im Hauptflussweg für die Verteilung der magnetischen Induktion bestimmt. Eine Abhängigkeit der Gegeninduktivität Lm vom Sättigungsgrad lässt sich aus der Magnetisierungskennlinie des Asynchronmotors, d.h. Em = F(im), finden (s. z.B. Bulletin des SEV, Zürich, 1974, Nr. 3, S. 164 bis 165),

welche zu einer analytischen Näherungsbeziehung zwischen den Absolutbeträgen der Vektoren ij?m und im reduziert werden kann:

wobei vk und ik Approximationskonstanten für die Magnetisierungskennlinie des Asynchronmotors sind.

Aus den Ausdrücken (13) und (14) folgt, dass die Gegeninduktivität von der Amplitude vm = | Yml der Flussverkettung im Luftspalt wie folgt abhängig ist:

Dabei stehen die Vektoren der Flussverkettung in folgendem Zusammenhang:

Vr= Vm + LSr- ir (16)

Vs = Vm + Lgs • is (17)

worin Lsr und Lgs Streuinduktivitäten des Rotors bzw. des Stators sind. Der Zusammenhang zwischen dem Magnetisierungsstromvektor des Stators und dem Rotorstromvektor lautet in folgender Form:

im = is + ir (18)

Aus den Gleichungen (16) bis (18) ergibt sich, dass der Statorstromvektor is mit dem Stator- und Ro-torflussverkettungsvektor \j/s bzw. ij?r durch eine Vektorgleichung im Zusammenhang stehen:

?

(14)

(15).

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j î_ TÏÏ • w:

ts - 6l,s s r wobei $ = —

Ir

. ,.3^_ einen resultierenden Streufaktor,

Le* L_

S X

Ls = Lm + Lgs eine Statorinduktivität,

Lr = Lm + Lgr eine Rotorinduktivität bedeuten.

Die Gleichungen (13), (16), (17), (19), mit deren Hilfe das Stromdreieck mit zwei Flussverkettungsdrei-ecken zusammenhängt, zeigen, dass bei der Phasen-Strom-Steuerung des Asynchronmotors ein kompliziertes wechselseitig gekoppeltes Auseinanderspreizen des «Fächers» der Vektoren sowohl im Sinne der Winkelgrösse als auch im Sinne deren Absolutbeträge stattfindet.

Die Gesetzmässigkeit dieser Zusammenhänge stellt man aus den Differentialgleichungen für den Stator- und Rotorkreis in dem umlaufenden kartesischen Y,X-Koordinatensystem:

- für den Statorkreis cLWc di d W,

sv

■s y cd

■ für den Rotorkreis

^ — ~ R <5 -i

'S ''-SX

(20)

(21);

di

R

!"

f-y h m h y ,

(22)

W* =

dt

R

R

^y+ Jm

£- ■ I, -A.

s* , (23)

worin cûk eine willkürliche Winkelgeschwindigkeit der Drehung des kartesischen Y,X-Koordinatensy-stems bezeichnet, die während der Synchronisierung des Steuerungsablaufs eingestellt wird.

Bei den bekarlnten Systemen zur Steuerung des Asynchronmotors wird zur Steuerbarkeit des Drehmomentes bei angenäherter Erfüllung der Bedingung (4) ein Gesetz ausgenutzt, bei dem die Rotorfiussverkettung konstant ist:

\|/r = \|/rn = const (24).

Durch dieses Gesetz werden unter der Bedingung, dass die Achse des Vektors \j?r der Rotorfiussverkettung mit der Achse y des kartesischen Y,X-Koordinatensystems zusammenfällt, die Zusammenhänge in den Gleichungen für den Rotorkreis vereinfacht, und zwar folgt - aus der Gleichung (22)

■m ' 1

>

11/ =0

(25)

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- und aus der Gleichung (23)

llJ =0

R.

&tù ~Cl)) = uT* km*

•Sx

(26)

In diesem Fall ist eine Projektion des Statorstromvektors auf die Achse Y, welche nach dem Rotor-flussverkettungsvektor orientiert ist, proportional einer konstanten Sollamplitude y*ro der Rotorfiussverkettung, die (Wo = Yro) durch eine Eingangsführungsgrösse vorgegeben wird:

£0.

'm

(27)«

Um die Amplitude \|/r der Rotorfiussverkettung konstant zu halten, ist es nicht ausreichend, wenn nur die Bedingung (27) erfüllt ist. Es muss zusätzlich dazu die zweite Projektion i s des Statorstromvektors is und der auf den Rotor bezogenen Schlupf Arn der Rotorfiussverkettung, welcher einer Differenz zwischen der Winkelgeschwindigkeiten der Vektoren yr und R gleich ist, nach folgenden Gesetzen

2 k»,

^SX

32p l-JH

f*Ö

A OÙ — OÙ 5 ~ OÙ —

2R,

òMWo y

M'

(28)

(29)

gesteuert werden.

Die Gleichungen (27) bis (29) steilen einen Algorithmus zur Steuerung des Asynchronmotors in synchron umlaufenden kartesischen Koordinaten Y, X in einem Betrieb dar, bei dem die Rotorfiussverkettung konstant ist. Aus dem Steuerungsalgorithmus ergibt sich eine Reihenfolge von miteinander zusammenhängenden Handlungen und Operationen an den Parametern des Statorstromes des Asynchronmotors als Funktion der zwei Eingangsführungsgrössen \|f*ro und M* und als Funktion der gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit co.

Eine solche Ausführung der miteinander zusammenhängenden Handlungen an der Phase es und der momentanen Amplitude is des Statorstromes kennzeichnet das Verfahren der Phasen-Strom-Steuerung.

Gemäss der Formel (10) ist der Schlupf Acd der Rotorfiussverkettung mit der Synchronphase cps der Rotorfiussverkettung verknüpft, weil die momentane Synchronfrequenz cos der Rotorfiussverkettung, welche der Winkelgeschwindigkeit der Drehung des räumlichen Rotorflussverkettungsvektors yr um die Statorachse «a» gleich ist, als Änderungsgeschwindigkeit der Synchronphase tps der Rotorfiussverkettung ermittelt wird zu:

4 =

äfs dt

(30).

Aus den Formeln (10) und (30) folgt eine Gleichung für den Schlupf der Rotorfiussverkettung

A ùù =

cb£r di r

dt dÀ$ di

(31),

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d As worin —ïx = Cu eine Rotorwinkelgeschwindigkeit ist.

dt

Aus der Gleichung (31) folgt, dass die Synchronphase <ps der Rotorfiussverkettung zweckmässigerweise durch Abtastung (Integrieren) der Summe aus dem Schlupf der Rotorfiussverkettung und der Rotorwinkelgeschwindigkeit il

Lps =Jûf)s(i)cLi =J(£t)+&ü))di

(32)

"t-j é j gesteuert wird, wobei ti, t2 den Anfangs- bzw. Endzeitpunkt des Steuerungsvorganges bedeuten.

Dabei wird die Winkelgeschwindigkeit co des Rotors mit Hilfe eines Tachometergenerators gemessen und der Schlupf ag> der Rotorfiussverkettung durch eine Eingangsführungsgrösse, die dem Solldrehmoment M* des Asynchronmotors proportional ist, nach dem Steuergesetz (29) vorgegeben. Zur Realisierung der Steuergesetze (27), (28) müssen die Bedingungen (25), (26) für das Orientieren des Vektors is nach dem Vektor yr erfüllt werden. Es ist zweckmässig, die Bedingungen (25), (26)

durch Synchronisierung der Steuerung des Statorstromvektors is mit einer Synchronisierungsfre-quenz w*s zu verwirklichen, die der Sollfrequenz der Rotorfiussverkettung gleich ist. Dabei wird die Synchronisierungsfrequenz co*s nach dem Gesetz

'M* (33)

3zP (v*y gesteuert und die Synchronisierungsphase cp*s, welche der Winkellage der orientierenden Achse «y» der synchron umlaufenden kartesischen Koordinaten Y,X relativ zur ortsfesten Statorachse «a» gleich ist, durch Abtastung der Synchronisierungsfrequenz w*s in der Zeit abgeleitet zu:

Ctt (34)

Da diese zeitliche Abtastung während der Synchronisierung des Steuerungsablaufs ununterbrochen erfolgt und die Steuerungsvorgänge für eine symmetrische Drehphasen-Asynchronmaschine von den Anfangssynchronisierungsphase nicht abhängig, kann man im Ausdruck (34) für die Synchronisierungsphase <p*s ein unbestimmtes Integral verwenden.

Das Verfahren zur Synchronisierung eines Steuerungsablaufes besteht erfindungsgemäss in der Steuerung der Synchronisierungsphase <p*s und in der Steuerung des zeitlichen Zustandsvektors eines Steuerobjektes bezüglich der steuerbaren Synchronisierungsphase.

Die Gleichungen (27), (28) beschreiben die Steuerung des zeitlichen Statorstromvektors is in bezug auf die Synchronisierungsphase <p*s, die nach dem Gesetz (34) gesteuert wird.

Der Statorstromvektor is wird bezüglich der Synchronisierungsphase <p*s gekennzeichnet, durch einen Absolutbetrag is und ein Argument e<p (Fig. 1 ) oder durch zwei Projektionen - eine flussbildende Komponente des Statorstromes, die sich ermittelt zu isy = is • COS £<p (35)

und eine drehmomentbildende Komponente der Statorstromampiitude, welche sich ergibt zu:

isx = is • sin £((, (36)

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Bei der Orientierung nach dem Rotorflussverkettungsvektor bedeutet der Winkel physikalisch einen Phasenverschiebungswinkel zwischen momentanem Statorstrangstrom in der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators und momentaner Rotorfiussverkettung, die auf dieselbe Bezugsstrangwicklung «A» bezogen ist.

Ein zweiphasiger Statorstrom iS(X, isß, welcher die Projektionen des Statorstromvektors is auf die Achse «a» bzw- «ß» eines ortsfesten kartesischen a,ß-Koordinatensystems kennzeichnet, dessen Achse «a» in der Richtung der Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» orientiert ist, lässt sich durch folgende Gleichungen zur Koordinatentransformation von kartesischen Koordinaten Y,X in kartesische Koordinaten a, ß ausdrücken:

is« = isy • C0Scp*s - isx • sin(p*s (37)

isß = isy • sinq>*s + isx • coscp*s (38).

Der dreiphasige Statorstrom iSa, isb, isc wird bei der Bedingung, dass die Summe momentaner Strangströme iSa + isb + isc gleich Null ist, in Abhängigkeit von dem erhaltenen zweiphasigen Statorstrom nach den Gleichungen

Aus den Gleichungen (37) bis (39) folgt, dass, um die momentanen Statorstrangströme eindeutig vorzugeben, die Vorgabe der Synchronisierungsphase <p*s und zweier Quadraturkomponenten der Statorstromampiitude - der drehmomentbildenden Komponente iSx und der flussbildenden Komponente iSy - genügt. Dabei ist nach der Gleichung (34) die Synchronisierungsphase in Abhängigkeit vom Schlupf Ata des orientierenden Vektors zu ändern, dessen Phase mit der Synchronisierungsphase übereinstimmt.

Die Gleichungen (34), (37), (38) zur Synchronisierung der Steuerung werden erfindungsgemäss in einem beliebigen Fall unabhängig von den Gesetzen für die Regelung des magnetischen Feldes und des Drehmomentes des Asynchronmotors realisiert.

Die Synchronisierung der Steuerung gestattet es, ohne Änderung des orientierenden Vektors den Steuerungsalgorithmus des Statorstromvektors bei Sicherung eines linearen Zusammenhanges zwischen Eingangsführungsgrösse M* und Istwert des Drehmomentes M* des Asynchronmotors zu realisieren. Ausserdem gestattet die Synchronisierung es, zu einem jeden Zeitpunkt die Winkeilage des orientierenden Vektors und dessen Absolutbetrag, d.h. dessen Winkellage und die Stärke des magnetischen Feldes, nach optimalen Gesetzen zu steuern.

Bei der Konstanz der Amplitude der Rotorfiussverkettung ist der durch die Gleichungen (27), (28), (29) ausgedrückte Steuerungsalgorithmus am einfachsten, weil er nach Proportionalitätsgesetzen realisiert wird.

Das nichtlineare Steuerobjekt (d.h. der Asynchronmotor) gewinnt die Eigenschaften eines linearen Objektes mit linearem Zusammenhang zwischen dessen Eingang und Ausgang. Unter Ausnutzung des Steuerungsalgorithmus gemäss Gleichungen (27) bis (29) wird durch die nach den Gleichungen (34), (37), (38), (39) durchgeführte Synchronisierung eines der Hauptziele der Steuerung, d.h. die invariante Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors nach dem Gesetz (4), erreicht.

Solch eine Methode zur Synthese eines Regelsystems, die im weiteren als Methode der algorithmischen Linearisierung bezeichnet wird, liegt dem erfindungsgemäss vorgeschlagenen Verfahren der Vektorsteuerung zugrunde.

Die Methode der algorithmischen Linearisierung wurde vorstehend beim zur Realisierung einfachsten Regelungsgesetz (24) ausgenutzt, welche jedoch keine optimale energetischen Kennwerte des Asynchronmotors bei weitgehender Änderung dessen Drehmomentes in einem Bereich

4s a = 1-SoC

V'3 - -i -

1sB = ' ^Sß 2~

; _ ^3 ; _ _|_ a isc 2. 5ß 2

(33)

formiert.

(40)

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gewährleistet, wobei umax eine Drehmomentüberlastbarkeit beim Asynchronmotor bedeutet, welche der in der Dynamik zulässigen Drehmomentüberlastung gleich ist und Werte von 2 bis 10 annehmen kann.

Ist die Grösse M nahe bei Null, so führt die konstante Amplitude der Rotorfiussverkettung auf dem Nennpegel (Wo = vrn) gemäss Gleichung (27) zu grossen, durch Erregung des magnetischen Feldes bedingten Leistungsverlusten in den Statorwicklungen:

o 3p/ (41)

A Pv = T Rs [T^r)

worin Rs den Wirkwiderstand einer Statorstrangwicklung bedeutet.

Ist die Grösse M nahe dem Höchstwert, d.h. M = umax • Mn, dann erweist sich gemäss Gleichung (28) beim Nennpegel der konstanten Amplitude der Rotorfiussverkettung (Wo = yrn) der Wert der drehmomentbildenden Komponente als beträchtlich überhöht, weil der Amplitudenwert der Rotorfiussverkettung nicht hoch genug ist. Daraus ergibt sich eine Überschreitung der obig zulässigen Werte der Statorstromampiitude, der Leistungsverluste und der Erwärmung in der Statorwicklung.

Erfindungsgemäss wird die Steuerung des Statorstromvektors bei einer variablen Stärke des magnetischen Feldes, die durch die veränderbare Amplitude der Rotorfiussverkettung bestimmt wird, aus der Bedingung des Minimums der Statorstromampiitude bei vorgegebenem Solldrehmoment M des Asynchronmotors, d.h.

= ViSy + ~ mia vorgenommen.

Das Wesen des Verfahrens zur Steuerung nach dem Statorstromminimum für statische Betriebsarten wird durch die in Fig. 2 dargestellten Kurven der Abhängigkeiten der Statorstromampiitude is vom Schlupf Aco bei verschiedenen Drehmomentwerten Mj (j = 1, 2, 3...) des Asynchronmotors und durch die in Fig. 3 gezeigten, nach Stromminimum optimalen Verläufe der Amplitude vr opt der Rotorfiussverkettung, der Statorstromampiitude is opt = is min, des Schlupfes Aw 0pt der Rotorfiussverkettung bei Änderung des Drehmomentes M des Asynchronmotors veranschaulicht.

Um das Anlaufdrehmoment verzögerungsfrei erzeugen zu können, wird für das Änderungsgesetz der Rotorflussverkettungsamplitude yr opt> wie in Fig. 3 gezeigt ist, die konstarlte minimale Rotorfluss-verkettungsamplitude yr min durch Vorgabe eines konstanten Anfangswertes der (nicht gezeigten) flussbildenden Komponente der Statorstromampiitude iSo = isy min = yrmin/Lm eingestellt.

Die minimale Amplitude \\rT min der Rotorfiussverkettung wird desto kleiner formiert, je höher die höchstzulässige Amplitude is max des Statorstromes und je geringer das Soll-Anlaufdrehmoment M0 des Asynchronmotors ist, wobei man von der Bedingung

V.

r- mn

"2 f 2

-j.

J \3~Lp Vrfnin ausgeht.

Um den Statorstrom is s; is min in den statischen Betriebsarten mit zeitlich unveränderlichen Werten des Solldrehmomentes M* und des Istdrehmomentes M des Asynchronmotors, und zwar bei der Erfüllung der Bedingung lü* =^1=0 (HH)

W dt 1 ;

zu minimisieren, muss ein nach dem Minimum des Statorstromes optimaler Statorstrom-Schlupfbetrag in bezug auf den Rotor, ausgehend von der Optimalitätsbedingung s

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_M,=(-£L) (H 5)

ls V / HlÛ-X

eingestellt werden, wobei (M/is)max das maximale Verhältnis des Drehmomentes des Asynchronmotors zur Statorstromampiitude bedeutet.

Um die Optimalitätsbedingung (45) für die Steuerung nach dem Minimum des Statorstromes zu erfüllen, werden die symmetrischen momentanen Statorstrangströme nach Gleichungen ( 3) bei gleichzeitiger

Änderung der Phase es(t), Frequenz ) und Amplitude is(t) als Funktion des Solidrehmomentes

M* des Asynchronmotors formiert.

Es soll nun das Schaltbild eines elektrischen Antriebs mit einem Transvektor-Wechselrichter zur Durchführung dieses Verfahrens behandelt werden.

Der erfindungsgemässe Elektroantrieb enthält einen Äsynchronmotor 1, dessen Statorwicklungen an die Ausgänge eines Transvektor-Wechselrichters 2 angeschlossen sind.

Das allgemeine Funktionsschaltbild des Asynchronantriebs mit Transvektor-Wechselrichter 2 ist in Fig. 4 dargestellt.

Der Transvektor-Wechselrichter 2 hat drei Steuereingänge 3, 4, 5. Die Anzahl der Ausgänge des Transvektor-Wechselrichters 2 entspricht der Zahl von Phasensträngen einer Belastung. Bei dem drei-strängigen Asynchronmotor 1 weist der Transvektor-Wechselrichter 2 drei Leistungssignal-Ausgänge 6, 7, 8 auf, die mit den Klemmen der Statorstrangwicklungen des Asynchronmotors 1 verbunden sind. Informationsausgänge, welche für die Einrichtungen zur Steuerung des Elektromotors eingesetzt werden können, sind in Fig. 4 nicht gezeigt.

Drei Ausgänge 6, 7, 8 sind über Geber 9, 10, 11 für den momentanen Statorstrangstrom mit drei Ausgängen eines Leistungsstrom-Umrichters 12 verbunden. Der Leistungsstrom-Umrichter 12 hat eine genormte Ausführung, z.B. nach der US-PS Nr. 4 384 244, Int. Cl.3 H02P 5/40,1983).

Der Leistungsstrom-Umrichter 12 in dreiphasiger Ausführung enthält sechs Torelemente (nicht gezeigt), z.B. sechs Leistungstransistorschalter, deren jeder einen Steuereingang besitzt, der den Steuereingang des Leistungsstrom-Umrichters 12 bildet. Sechs Steuereingänge des Leistungsstrom-Umrichters 12 sind paarweise mit den Ausgängen von Einheiten 13, 14, 15 zur Erzeugung von Steuerimpulsen verbunden, welche nach einer Standardschaltung, z.B. wie sie in der US-PS Nr. 4 384 244, Int. Cl.3 H02P 5/40, 1983, beschrieben ist, ausgeführt ist. Zwei Ausgänge jeder der Einheiten 13, 14, 15 sind an die Steuereingänge zweier Torelemente des jeweiligen Phasenstranges des Leistungsstrom-Umrichters 12 angeschlossen.

Die Eingänge der Einheiten 13, 14, 15 sind an die Ausgänge eines dreiphasigen Impulsbreitenmodulators 16 angeschlossen, dessen drei Eingänge mit den Ausgängen von Formern 17, 18, 19 zur Erzeugung von Stromabweichungen verbunden sind, die nach einer Schaltung ausgeführt sind, die in der US-PS Nr. 4 384 244, lnt.Cl.3 H02P 5/40, 1983, und in der US-PS Nr. 4 418 308 beschrieben ist. Die Informationsausgänge der Geber 9,10,11 für den momentanen Strangstrom sind an die ersten Eingänge der Former 17, 18, 19 zur Erzeugung von Stromabweichungen in dem betreffenden Phasenstrang «a», «b», «c» angeschlossen. Der dreiphasige Impuisbreitenmodulator 16 kann eine Standardschaltung haben, die z.B. in der US-PS Nr. 4 384 244, Int. Cl.3 H02P 5/40, 1983, und in der US-PS Nr. 4 418 308, lnt.Cl.3 H02P 5/34, 1983, beschrieben ist. Die zweiten Eingänge der Former 17, 18, 19 stehen mit den Ausgängen einer Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soll-Strangströmen in Verbindung.

Die Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soll-Strangströmen kann nach einer Schaltung aufgebaut werden, die z.B. im SU-Urheberschein Nr. 1 064 411, Int. Cl.3 H02P 5/34 beschrieben ist.

Der erste Eingang der Einheit 20 bildet den ersten Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2. Die zwei anderen Eingänge der Einheit 20 sind an die Ausgänge einer Abtastungseinheit 21 geführt, deren Eingang den zweiten Eingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 bildet. Der vierte Eingang der Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soil-Strangströmen bildet den dritten Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2.

Es wird auf die Eigenschaften des Elektroantriebs mit Transvektor-Wechselrichter 2 eingegangen.

Wie in Fig. 4 gezeigt ist, besteht das Funktionsschaltbild desTransvektor-Wechselrichters 2 aus zwei Teilen, wobei sich der eine dieser Teile, welcher am Eingang des Transvektor-Wechselrichters 2 geschaltet ist, aus der Reihenschaltung von der Abtastungseinheit 21 und der Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soll-Strangströmen zusammensetzt. In diesem Teil des Transvektor-

Wechselrichters 2 wird die Steuerung des Satorstromvektors is des Asynchronmotors 1 durch drei Ein-gangsführungsgrössen i*Sx, w*s, i*sy nicht in ortsfesten Koordinaten, sondern in einem umlaufenden Koordinatensystem vorgenommen, dessen Umlauffrequenz (Synchronisierungsfrequenz m*s) durch die Führungssgrösse co*s vorgegeben wird, die an den Eingang 4 angelegt wird, der als Eingang der Abtastungseinheit 21 dient.

Der andere Teil des Transvektor-Wechselrichters 2, dessen Eingänge an die Ausgänge der Einheit

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20 des ersten Teils des Transvektor-Wechselrichters 2 angeschlossen sind, stellt eine Einheit 22 zur Regelung von momentanen Strangströmen dar, welche die Kombination von Bauelementen 9,10,11,12,13, 14, 15,16,17,18,19 umfasst.

In der Einheit 22 wird die Steuerung des Statorstromvektors Ts durch drei Eingangsführungsgrössen in ortsfesten Koordinaten eines dreisträngigen Systems «a», «b», «c» vorgenommen. Den Eingängen 23, 24, 25 der Einheit 22 zur Regelung von momenanen Strangströmen, welche mit den Ausgängen der Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soll-Strangströmen verbunden sind und Eingänge der Former 17,18,19 zur Erzeugug von Stromabweichungen bilden, werden nach Phase e*s, Frequenz co*is und Amplitude i*s veränderbare Signale zur Vorgabe von momentanen Strangströmen i*sa, i*sb, i*sc des Stators des Asynchronmotors 1 zugeführt.

Durch Impulsbreitenregelung des Stromes in jedem Phasenstrang wird am Ausgang der Einheit 22 ein symmetrisches dreiphasiges System von Strömen iSa, isb, isc gebildet, deren Phase es, Frequenz cois und Amplitude is den vorgegebenen Werten von s*s, ®*is bzw. i*s am Eingang der Einheit 22 entspricht.

Die autonome Steuerung der Phase es des Statorstromes, welche mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 vorgenommen wird, bedeutet physikalisch eine zielgerichtete Änderung der Form der Strangströme des Stators des Asynchronmotors innerhalb jeder Viertelperiode des Statorstromes und in jedem Zeitpunkt. In diesem Fall erfolgt bei geschlossenem Geschwindigkeitsregelsystem des Asynchronmotors die automatische Wiedergabe derjenigen Form der Statorstrangströme, die dem gewünschten Endziel der Steuerung des Asynchronmotors 1 entspricht. Hierbei kann ein harmonisches Änderungsgesetz für die Statorstrangströme (isa, isb, isc) nur in den statischen Betrieben des Asynchronmotors 1 bei einer Beharrungsgeschwindigkeit und einem unveränderlichen Lastmoment gebildet werden.

Beim Anschluss des Transvektor-Wechselrichters 2 (Fig. 4) an die Strangwicklungen des Stators des Asynchronmotors 1 funktioniert dieser Wechselrichter folgenderweise. Liegen keine Eingangsführungsgrössen an den Eingängen 3, 4, 5, so wird an den Leistungssignal-Ausgängen 6, 7, 8 eine Folge von bipolaren Spannungsimpulsen einer konstanten Frequenz von 2,5 bis 4 kHz formiert, wobei die Impulse positiver und negativer Polarität eine gleiche Zeitdauer haben. Dadurch ist der gemittelte momentane Statorstrangstrom (mit einer kleinen Pulsation) in jeder Statorstrangwicklung gleich Null.

Liegt am Frequenzeingang 4 kein Signal einer Eingangsführungsgrösse, d.h. co*s = 0, und erscheint an einem der zwei anderen Eingänge 3, 5 eine konstante Eingangsführungsgrösse, z.B. am Eingang 5 ein konstantes Signal i*sy = i*syo, dann fliessen in den Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 mit einer gewissen kleinen Pulsation Ströme isa, isb, isc, deren Mittelwert in jedem Phasenstrang durch drei Bedingungen bestimmt wird:

- die Summe der drei Ströme isa + isb + isc ist unter Mitberücksichtigung ihrer Polaritäten gleich Null;

- das Verhältnis zwischen den Stromwerten und die Polaritäten dieser Ströme richten sich nach Gleichungen (3) für eine gewisse, im allgemeinen willkürliche konstante, momentane Anfangsphase sSo des Statorstromes bei fehlenden Veränderungen der Phase £S(t) = 0;

- der Wert der Statorstromampiitude is, die in die Gleichungen (3) eingeführt ist, ergibt sich als Quadratursumme aus den Quadraturkomponenten i*sx und i*Sy des Statorstromes, die an den Eingängen 3,5 des Transvektor-Wechselrichters 2 bei i*Sy = 0 und iSy = isyo, is = isyo vorgegeben sind.

Diese Bedingungen für die Regelung der Sollströme werden durch Gegenkopplungen erfüllt, die den momentanen Statorstrangströmen isa, isb, isc zugeordnet sind, die mit Hiife der Geber 9,10, 11 gemessen weden. Torelemente des Leistungsstrom-Umrichters 12, z.B. Transistoren, werden mit Impulsen durchgeschaltet, die von den Ausgängen der Einheiten 13,14,15 zur Erzeugung von Steuerimpulsen eintreffen.

Diese Impulse werden durch den dreiphasigen Impulsbreitenmodulator 16 getrennt für jeden der Phasenstränge «a», «b», «c» geliefert, wobei die Dauer dieser Impulse je nach Abweichungen des momentanen Sollstrangstromes vom momentanen gemessenen Strangstrom bestimmt wird.

Die Berechnung und Umwandlung dieser Abweichungen wird in den Formern 17,18, 19 zur Erzeugung von Stromabweichungen vorgenommen, an deren Steuereingänge von der Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soll-Strangströmen dreiphasige Signale zur Statorstromvorgabe, z.B. als drei Steuerspannungen II •* , U. * t IL* angelegt werden.

sa sb sc

In der Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soll-Strangströmen wird ein dreiphasiges Signal zur Vorgabe der Steuerspannungen als Funktion der Eingangsführungsgrössen erzeugt, die den Eingängen 3, 4, 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 zugeführt werden, wobei die momentane Anfangsphase eso = tpso des dreiphasigen Vorgabesignals in der Einheit 20 willkürlich eingestellt wird, was bei der Steuerung des Asynchronmotors zulässig ist.

Durch Ausregelung der Signale zur Vorgabe der Steuerspannungen U-*. , U .# , U .*

"'"sa sb 1sc werden bei i*Sy = i*syo. ®*s = 0, i*Sx = 0 am Ausgang des Transvektor-Wechselrichters 2 Gleichströme gebildet:

23

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

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^-Sû. ^

Ûê

3

tse

SVÖ

cos 4',

50

-iîio'COSWso-T*)

(46),

= 1

syo

-cos(W

£0^3 >L

■)

wobei i_vQ = K - «■ U -* ist und Ki einen Stromübertragungsfaktor bedeutet. y syo

Sobald der Eingang 3 mit einem konstanten Signal zur Vorgabe der anderen Sollkomponente

■ if ievn = K.• IL* der Statorstromampiitude beaufschlagt ist, kommt praktisch momentan ojLW X X

sxo

(mit einer Regelzeit von höchstens 0,0005 s) ein Sprung der Statorstromphase es dadurch zustande, dass in der Einheit 20 die Erreichung der Signale zur Vorgabe der Steuerspannungen n,*. , u.* , u -;J4 , zur Vorgabe der momentanen Soll-Strangströme sa sb xsc

Sa= üi* ' i'esh = *^-ï* f = «Uj* nach folgenden Formeln sa SD 1 sb sc 1 sc der Vektortransformation von dem Ausgangssystem kartesischer Koordinaten Y, X in ein ortsfestes dreiachsiges Koordinatensystem «a», «b «, «c «

•ß

SCL "" 'S "SX '3

isrrC

Ìsc=~ Z-i*sv'C0SV*+

(47)

*_

5

-f -i%-cosrs

Z "SV " 'S * à* j vorgenommen wird.

Gemäss Gleichungen (47) wird die Phasenverschiebung sep = Ass des Statorstromvektors is gegen dessen ursprüngliche Phase <p*So = eSo als Arkustangensfunktion des Verhältnisses zwischen den Eingangsführungsgrössen, die die Eingänge 3 und 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 angelegt werden, ermittelt zu:

*

Ui$x

A u -ûïc-tj ^

1SV

(48),

SV

24

5

10

15

20

25

30

35

40

45

50

55

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Die Gleichung (48) wird mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 durch Erzeugung der momentanen Statorstrangströme nach dem Gesetz (47) realisiert, welches die Vorgabe des Statorstromvektors is mittels dessen Projektionen isx, isy in den kartesischen Koordinaten Y, X bei der Anfangsdrehung der Achse Y um die ortsfeste Bezugsachse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators um den Anfangswinkel sso = cp*So kennzeichnet.

Also wird bei der Übertragung des zweiten Signals zur Vorgabe der Stromkomponente iSx der Statorstromvektor is im kartesischen Y,X-Koordinatensystem von dem Anfangsphasenwinkel cp*So = eso und dem Anfangs-Absolutbetrag |iSo| = iso = isyo an bis auf einen Phasenwinkel

£s <p*so Ass = Eso + Aes (49)

verschoben, wobei sich der Absolutbetrag | is| sprungartig ändert:

Durch diesen Sprung der Phase es und Amplitude is des Statorstromes fliessen in den Statorstrangwicklungen des Asynchronmotors 1 gleichbleibende Ströme (mit einer kleinen Pulsation, deren Frequenz mit der Schaltfrequenz der Torelemente den Leistungsstrom-Umrichters 12 übereinstimmt).

Der Wert und die Polarität dieser Ströme erfuhren eine sprungartige Änderung gegenüber dem ursprünglichen Zustand.

Da der konstante Anfangsstatorstrom iSo ein magnetisches Feld im Asynchronmotor 1 so erregt, dass der Anfangsvektor \j?ro der Rotorfiussverkettung mit dem Statorstromvektor is0 in Richtung übereinstimmt, führt der nächste Sprung der Phase es und Amplitude is des Statorstromes zum Sprung des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1 nach der Gleichung (1).

Sobald das Signal zur Vorgabe der Soll-Synchronisierungsfrequenz w*s dem Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 zugeführt ist, ändern sich in den Statorstrangwicklungen des Asynchronmotors 1 die Werte der momentanen Statorstrangströme mit einer Frequenz

Wechselrichters 2 zugeführte Analogspannung zum Eingang der Abtastungseinheit 21 gelangt. Von zwei Ausgängen der Abtastungseinheit 21 werden auf zwei Synchronisiereingänge der Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Strangströmen Impulssignale vom logischen Pegel «1 » und «0» gegeben. Über einen der zwei Kanäle gelangen die Impulse mit einer durch die Synchronisierungsfrequenz co*s (Synchronfrequenz ms) teilbaren Frequenz. Jeder dieser Impulse verschiebt die Synchronphase <ps um eine Quantisierungseinheit Acps. Somit kommt die Abtastung des Vorgabesignals Uco*s zustande, durch das die Synchronfrequenz cos in die Synchronphase umgewandelt wird.

Über den anderen Kanal trifft vom Ausgang der Abtastungseinheit 21 ein logisches Signal «1 » oder

«0» ein, weiches dem Vorzeichen sign w*s der Spannung U^)* zur Vorgabe der Synchronisierungs-

frequenz entspricht. Über diesen Kanal wird die Drehrichtung des kartesischen Y,X-Koordinatensy-stems eingestellt.

Je geringer die Quantisierungseinheit A(p*s der Synchronisierungsphase cp*s ist, desto genauer und gleichmässiger erfolgt die Verschiebung des kartesischen Y,X-Koordinatensystems bezüglich der ortsfesten Achse «a» des Bezugsstrangwicklung «A» des Stators.

Durch die Regelung der momentanen Strangströme ergibt sich am Ausgang des Transvektor-Wechselrichters 2 ein symmetrisches System von dreiphasigen Strömen, die nach dem Gesetz (47) bei Änderung der Statorstrom-Synchronphase <pjS entsprechend der Gleichung

(50).

= Ct)*a dadurch, dass die dem Frequenzeingang des Transvektor-

(51)

25

5

10

15

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25

30

35

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45

50

55

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geändert werden, worin <piS die Statorstrom-Synchronphase und <p*s die Synchronisierungsphase des Transvektor-Wechselrichters 2 bedeutet.

Bei Änderung einer der Vorgabespannungen U Oder U an den Eingängen 3, 5 des

S2L sy

Transvektor-Wechseleinrichters 2 ändert sich nach der Gleichung (48) die Phasenverschiebung, d.h.

Da die momentane Frequenz <ajS der momentanen Statorstrangströme bei dem vorliegenden Steuerverfahren als Änderungsgeschwindigkeit der Statorstromphase bestimmt wird, ergibt sich aus einer Änderung der Statorstromphase eine zu der Synchronisierungsfrequenz co*s des Transvektor-Wechselrichters 2 gleichen Statorstrom-Synchronfrequenz co*s zusätzliche Komponente der Statorstromfrequenz nach einer Gleichung zu:

Bei gleichzeitiger Änderung beider Vorgabespannungen U UXld U an den Eingän-

SX Sy gen 3, 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 entsteht eine zusätzliche Frequenzkomponente d(Aes)/dt,

wenn die Spannungen U UZld U sich nicht proportional, sondern nach Gesetzen än-

SX sy dem, welche zur Änderung des Verhältnisses zwischen deren Werten führen.

Durch gemeinsame Ausnutzung der behandelten Funktionsbesonderheiten des Transvektor-Wech-selrichters 2 ist die Möglichkeit gegeben, die Vektorsteuerung des Asynchronmotors 1 durch Steuerung des Statorstromvektors is nach beliebigen gewünschten, darunter auch sprunghaften Änderungsgesetzen der Phase, Frequenz und Amplitude des Statorstromes durchzuführen.

Beim Sprung des Verhältnisses zwischen den Werten der Eingangssteuersignale (der zweiten und der ersten Quadraturkomponente) i*Sx bzw. i*Sy besitzt der Transvektor-Wechselrichter 2 die Eigenschaft der autonomen Steuerung der Statorstromphase es unabhängig von der Steuerung der Statorstromfrequenz mis und unabhängig von der Synchronisierungsfrequenz <a*s.

Mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 kann sich die Statorstromphase es sprungartig um einen beliebigen geforderten Phasenwinkel Ass in einem Winkelbereich von 0° bis 360° bei willkürlichen, darunter auch konstanten Werten der Statorstromfrequenz cois und der Synchronisierungsfrequenz oo*s ändern.

Die Ausregelzeit einer sprungartigen Änderung der Statorstromphase es um einen Phasenwinkel Ass von 0° bis 45° beträgt für den Transvektor-Wechselrichter 2 ungefähr 0,0002 s, was um mindestens ein 10faches kürzer ist als die Zeit, die zur Änderung der Synchronphase <ps der Rotorfiussverkettung des Asynchronmotors 1 um den gleichen Phasenwinkel erforderlich ist.

Als Besonderheit des Transvektor-Wechselrichters 2 ist der Synchronisierungsvorgang für die Steuerung der Umwandlung elektrischer Energie zu bezeichnen. Den Synchronisierungsvorgang für die Steuerung eines dreiphasigen Statorstromes (des räumlichen Statorstromvektors is des Asynchronmotors 1) führt man bezüglich eines gewissen zeitlichen Synchronisierungsvektors H0 (des orientierenden räumlichen Vektors) durch.

Die Winkelfrequenz der Drehung des ausrichtenden räumlichen Vektors H0 um die geometrische Statorachse a, die mit der Achse «a» der Bezugsstrangwickiung «A» des Stators des Asynchronmotors zusammenfällt, wird proportional der an den Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 angelegten Eingangsführungsgrösse geändert.

Die momentane räumliche Winkellage des Vektors H0 relativ zur Statorachse a wird als Funktion der Synchronisierungsfrequenz tû*s gesteuert. Der momentanen räumlichen Winkellage des Vektors H entspricht die zeitliche Synchronisierungsphase q>*s. Die Synchronphase <ps wird durch Abtastung der Synchronisierungsfrequenz ms nach der Gleichung (51) formiert.

Die Impulsabtastung der Synchronisierungsfrequenz <b*s erfolgt mit Hilfe der Abtastungseinheit 21.

£s — Sso ~ Ass.

d[A&s) dt

(52)

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Der Synchronisierungsvektor H0 wird um eine Quantisierungseinheit ± A(p*s beim Erscheinen des nächstfolgenden Abtastimpulses 21 phasenverschoben.

Die Richtung der Winkelverschiebung des Synchronisierungsvektors H0 wird durch das Vorzeichen sign <a*s der Synchronisierungsfrequenz a>*s festgelegt.

Gemäss Gleichungen (47) werden im Transvektor-Wechselrichter 2 zwei Vektortransformationen vorgenommen. Die erste Vektortransformation erfolgt von dem synchron (mit der Synchronisierungsfrequenz cü*s) umlaufenden Y,X-Koordinatensystem ins ortsfeste kartesische a,ß-Koordinatensystem. Die zweite Vektortransformation wird von dem ortsfesten kartesischen Y,X-Koordinatensystem ins dreiachsige ortsfeste Koordinatensystem a, b, c vorgenommen.

Also ist der Transvektor-Wechselrichter 2 für die Steuerung der Umwandlung elektrischer Energie nicht in dem ortsfesten Koordinatensystem, sondern im umlaufenden kartesischen Y,X-Koordinatensy-stem geeignet. Hierbei wird durch Vorgabe der Synchronisierungsfrequenz w*s eine Winkelgeschwindigkeit für die räumliche Verschiebung des kartesischen Y,X-Koordinatensystem relativ zur ortsfesten geometrischen Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» eingestellt. Mit den Steuersignalen isx, isy an den Eingängen 3, 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 werden die Projektionen des Stromvektors des Stators des Asynchronmotors 1 in dem umlaufenden kartesischen Y,X-Koordinatensystem vorgegeben. Durch Änderung des Verhältnisses zwischen diesen Führungsgrössen i*Sx und i*sy lässt sich gemäss

Gleichungen (52), (48) die Winkelverschiebung des Statorstromvektors is im laufenden kartesischen Y,X-Koordinatensystem vorgeben.

Durch diese Änderung des Verhältnisses wird die Steuerung der relativen Drehgeschwindigkeit des Statorstromvektors is um den Synchronisierungsvektor Ho verwirklicht.

Bei Vorgabe einer Synchronisierungsfrequenz <b*s am Eingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2, die der Drehwinkelgeschwindigkeit eines der in Fig. 1 gezeigten achten räumlichen Zustandsvektoren des Asynchronmotors gleich ist, dient der zeitliche Synchronisierungsvektor H0 zugleich als orientierender räumlicher Vektor, der eine räumliche Winkelverschiebung relativ zur ortsfesten Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators des Asynchronmotors 1 erfährt.

Die räumliche Orientierung der Zustandsvektoren des Asynchronmotors erfolgt bei dem vorliegenden Steuerverfahren durch Steuerung des beschriebenen zeitlichen Synchronisierens des Transvektor-Wechselrichters 2.

Dieser Zusammenhang zwischen den räumlichen und zeitlichen Steuerungsvorgängen gestattet es, die genannten zwei Steuersignale isx, isy und die zwei zugehörigen Steuereingänge 3, 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 im physikalischen Wesen und in funktionellen Eigenschaften zu unterscheiden. Wie aus den Gleichungen (47), (48) folgt, wird beim Ausbleiben des Eingangssteuersignals iSx = 0 am Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 der Strom in der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators durch die Synchronphase cps und das Eingangssteuersignal i*Sy am Eingang 5 des Transvektor-Wechselrich-ters 2 bestimmt:

In diesem Fall stimmt die Phase es(t) des momentanen Strangstromes isa(t) des Stators in der Bezugsstrangwicklung «A» des Asynchronmotors 1 mit der Synchronisierungsphase <p*s überein, d.h.:

es(t) = <P*s(t)=<Ps(t) (54)

und die momentane Frequenz coiS des momentanen Statorstrangstromes isa(t) fällt mit der Synchronisierungsfrequenz co*s zusammen:

- »00

sy

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dt,dì d%(i) _rA* _ ,

^ = ~^s (55)-

Ein solcher Steuerungsvorgang für den Statorstromvektor is wird durch die phasengleiche Änderung des zeitlichen Statorstromvektors is und des zeitlichen Synchronisierungsvektors H0 gekennzeichnet. Der räumliche Statorstromvektor is fällt in diesem Fall mit der Richtung des Vektors H0 der räumlichen Orientierung des Y,X-Koordinatensystems zusammen, d.h. der Vektor H0 ist mit dem Vektor is identisch:

Ho = Ts (56)

Dementsprechend ist es zweckmässig, den durch die Gleichungen (53) bis (56) beschriebenen Steuerungsvorgang für den Statorstromvektor is zur weiteren Beschreibung von Handlungen mit dem Asynchronmotor als gleichphasigen (synphasen) Steuerungsvorgang und den gemäss Gleichung (53) für die Bezugsstrangwicklung «A» definierten momentanen Statorstrangstrom iSa(t) als gleichphasigen Strom bzw. Gleichphasenstrom iSyn zu bezeichnen. Nach dieser Definition und der Gleichung (53) wird unter der Bedingung, dass der tatsächliche Vektor is des Statorstromes als is = i*s reproduziert wird, der gleichphasige Strom durch die Projektion des tatsächlichen Statorstromvektors is auf die Achse Y des Synchronisierungsvektors H0 bestimmt:

isyn = isy • COScp*s (57),

wobei <p*s die Synchronisierungsphase des Transvektor-Wechselrichters 2 ist, die durch die Eingangsführungsgrösse am Eingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 vorgegeben wird.

Der Eingang einer Einheit oder einer Einrichtung, z.B. der Eingang 5 des Transvektor-Wechselrich-ters 2, an den eine Eigangsführungsgrösse angelegt wird, die dem Wert des gleichphasigen Stromes iSyn proportional ist, soll zweckmässig Gleichphasensignal-Eingang genannt werden.

Beim Ausbleiben des gleichphasigen Stromes (iSyn = 0) wird der momentane Strangstrom in der Bezugsstrangwicklung des Stators durch den Wert i*sx der Eingangsführungsgrösse am Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 bestimmt:

t-sa ("0 - ~~ i-siitf-S-iti. (4)

In diesem Fall ist der momentane Statorstrangstrom iSa(t) gegen die Synchronisierungsphase <p*s des Synchronisierungsvektors H0 um einen Phasenwinkel von + phasenverschoben. Dies ent spricht der Steuerung der Projektion isx des Statorstromvektors is auf die Achse X, die zum Synchronisierungsvektor Ho orthogonal ist. Daher ist ein solcher Steuerungsvorgang als orthophasiger Steuerungsvorgang zu bezeichnen.

Der momentane Strangstrom in der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators, welcher gegen den Synchronisierungsvektor H0 um den Phasenwinkel von + phasenverschoben ist, soll orthophasiger Strom bzw. Orthophasenstrom iort genannt werden:

iort = isx ■ sincps* (59).

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Der Eingang einer Einheit oder einer Einrichtung, z.B. der Eingang des Transvektor-Wechselrichters 2, an welchen eine Eingangsführungsgrösse angelegt wird, die dem Wert iSx des orthophasigen Stromes iort proportional ist, ist zum Unterschied vom Gleichphasensignal-Eingang Orthophasensignal-Eingang zu nennen.

Bei gleichzeitiger Anlegung der Eingangsführungsgrössen an den Orthophasensignal-Eingang 3 und an den Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 ergibt sich der momentane Strangstrom isa in der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators gemäss Gleichungen (47), (57), (59) als Differenz zwischen dem gleichphasigen und dem orthophasigen Strom:

Isa = isyn — iort (60).

Dabei entsteht eine Phasenverschiebung Aes des momentanen Statorstrangstromes iSa in der Bezugsstrangwicklung «A» gegen die laufende Synchronisierungsphase cp*s um einen Phasenwinkel, der sich nach der Gleichung (48) als Arkustangensfunktion des Verhältnis von orthophasigem Strom iSx zu gleichphasigem Strom iSy ermittelt zu isx

A £ « = arctang -—

3 sy

Werden die Werte iSx, isy des orthophasigen bzw. des gleichphasigen Stromes in der Zeit t geändert, so unterscheidet sich momentane Statorstromfrequenz ©is, die als Änderungsgeschwindigkeit der Phase es des momentanen Statorstrangstromes isa in der Bezugsstrangwicklung «A» bestimmt wird, von der Synchronisierungsfrequenz co*s, die am Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichter 2 vorge-

Ho

^i\

sierungsvektor H0, die der Änderungsgeschwindigkeit geben wird, um eine Schlupffrequenz hXÙ * a des Statorstromvektors gegenüber dem Synchroni-

"u s

Ho

A cd

ìs - di gleich ist.

Im allgemeinen Fall wird die Statorstromfrequenz wis des Asynchronmotors 1 bei der Speisung desselben vom Transvektor-Wechselrichters 2 als Summe der Synchronfrequenz cos = co*s und der Schlupffrequenz Atüis des Statorstromes gegenüber dem Synchronisierungsvektor H0 ermittelt zu:

= 0ÙS + ,di (61).

Bei sprungartiger Änderung der Werte isx, isy des orthophasigen bzw. gleichphasigen Stromes zu einem gewissen Zeitpunkt t0 wird der Statorstrom ohne Änderung der Statorstromfrequenz phasenverschoben, die gegebenenfalls der Synchronfrequenz <aiS = «s = co*s gleich ist, weil r¥*

ist. Dadurch wird es möglich, die momentane Phase es des Statorstromes unabhängig von der Statorstromfrequenz ans und unabhängig vom Steuerkanal der Synchronisierungsfrequenz <b*s autonom zu steuern. Solch eine Steuerungsart gehört zu Phasen-Strom-Steue-rung.

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Der Asynchronantrieb mit dem Transvektor-Wechselrichter 2 (Fig. 4) ist nach dem beschriebenen Verfahren zur Phasen-Strom-Steuerung ausgeführt und kann dementsprechend zu elektrischen Antrieben mit Phasen-Strom-Steuerung gehören. So wird beispielsweise beim Ausbleiben der Synchronisierungsfrequenz co*s (cos = cois = 0) durch sprungartige Änderung des Wertes iSx des orthophasigen Stromes iort beim vorliegenden Elektroantrieb ein Sprung vom Betrag is • sin s<p = iSx erzielt, was bei im voraus erzeugter konstanter Rotorfiussverkettung yr = Lm • isy eine sprungartige Änderung des Drehmomentes M des Asynchronmotors nach der Gleichung (1 ) sichert. Dieser Sprung des Drehmomentes M kommt mit einer gewissen kleinen Nacheilung gegenüber dem Sprung des Steuersignals i*Sx zustande, was mit dem Vorliegen einer nichtkompensierten geringen Zeitkonstante Ti im inneren Regelkreis der momentanen Strangströme verbunden ist. Durch eine Minimisierung der nichtkompensierten Zeitkonstante Tj, welche durch geeignete Einstellung der Einheit 22 zur Regelung momentaner Strangströme, z.B. nach dem Absolutbetragsoptimum durchgeführt ist, wird eine sprungartige Änderung des Momentanwertes des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1 mit minimaler Regelzeit erreicht. Der behandelte Elektroantrieb mit Phasen-Strom-Steuerung (Fig. 4) gehört nach seinen Funktionseigenschaften zum elektrischen Drehmomentantrieb, bei dem durch eine Eingangsführungsgrösse M*, welche dem Wert isx = i*sx des orthophasigen Stromes proportional ist, ein Drehmomentimpuis M = M* im Asynchronmotor 1 vorgegeben wird.

Um einen Drehmomentimpuls M im Asynchronmotor zu erzeugen, wird an den Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters zum Zeitpunkt t0 ein konstantes Eingangssteuersignal i*Sy = i*syo beim Ausbleiben der Eingangssteuersignale, d.h. bei i*Sx = 0, a*s = 0, am Orthophasensignai- und Frequenzeingang 3 bzw. 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 angelegt.

Gemäss Gleichung (22) findet bei der Konstanz des Wertes isyo des geichphasigen Stromes und beim Ausbleiben der Synchronisierungsfrequenz ta*s = «»k und der Rotorwinkelgeschwindigkeit to der Anstieg der Amplitude yr(t) der Rotorfiussverkettung nach dem aperiodischen Gesetz mit einer Zeitkon-

Nach Ablauf einer Zeitspanne, die länger als die Anstiegszeit der Amplitude yr(t) der Rotorfiussverkettung ist, d.h. die Zeit 4Tr überschreitet, erreicht die Amplitude yr(t) der Rotorfiussverkettung ihren eingeschwungenen Wert yr°° = Wo = Lm • isyo-

Nachdem die eingeschwungene Amplitude der Rotorfiussverkettung erreicht ist, wird zum Zeitpunkt ti > to + 4Tr ein Eingangssteuersignal i*sx dem Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 zugeführt, welches dem Soildrehmoment M* des Asynchronmotors 1 proportional ist. Wie oben beschrieben, kommt nach Ablauf einer Zeitspanne von etwa 0,0002 bis 0,0004 s ein Sprung der Statorstromphase Ass = e<p und ein Sprung der Statorstromampiitude

Entsprechend der Gleichung (1) führt dies zu einem Sprung des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1. Zur weiteren Aufrechterhaltung des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1 braucht die Synchronisierungsfrequenz co*s unter Mitberücksichtigung der Winkelverschiebung des Rotorflussverket-

tunsvektors yr gesteuert zu werden. Bei Ausbleiben der Synchronisierungsfrequenz co*s hat der so gebildete Drehmomentimpuls M = M* im Asynchronmotor 1 eine fallende Hinterflanke. Nach einer Zeitspanne, die länger als die Zeit 4Tr ist, sinkt das Drehmoment des Asynchronmotors 1 auf den Nullwert durch Winkelverschiebung des Rotorflussverkettungsvektors yr bis zur Übereinstimmung mit einer neuen Winkeilage des Statorstromvektors is.

Der betrachtete Drehmoment-Asynchronantrieb mit Phasen-Strom-Steuerung ist Grundlage für unten beschriebene Verfahren zur invarianten Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors und zur optimalen Steuerung der Rotorflussverkettungsvektors durch gleichzeitige voneinander abhängigen Veränderungen der Synchronfrequenz <as, des orthophasigen und gleichphasigen Stromes i0rt bzw.

Um die Rotorwinkelgeschwindigkeit to ändern zu können, muss man die Statorstromfrequenz cois ändern. Bei Ausbleiben des Lastmomentes ist im eingeschwungenen Zustand des idealen Leerlaufes die Rotorwinkelgeschwindigkeit co gleich der Kreisfrequenz des Statorstromes:

stante zustande.

Isyn-

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10 =2P' dt (62)

worin © die Rotorwinkelgeschwindigkeit, die in elektrischen Radianten je Sekunde ausgedrückt ist, Zp die Polpaarzahl im Asynchronmotor und n die Drehzahl des Rotors, die in Umdrehungen pro Minute ausgedrückt wird, bedeuten.

Bei Vergrösserung des Lastmomentes wird die Rotorwinkelgeschwindigkeit w um einen auf den Rotor bezogenen Statorstrom-Schlupfbetrag Acois herabgesetzt:

d(Vh+£<tl_ d££

AÄJts Ji di di <63)'

worin der Winkel (tpr + ecp) nach Fig. 1 einen Phasenwinkel des Statorstromvektors is zur Längsachse d des Rotors bedeutet.

Da im eingeschwungenen statischen Betriebszustand des Asynchronmotors die Phasenverschiebung e<p zwischen Statorstromvektor is und Rotorflussverkettungsvektor ïj?r unveränderlich bleibt, ist die zweite Komponente dstp/dt des auf den Rotor bezogenen Statorstrom-Schlupfes gleich Null und erweisen sich dabei die relativen Drehwinkelgeschwindigkeiten der Vektoren is und vj?r in bezug auf den Rotor (um die Achse d) als einander gleich:

<*■%

AC<)is-A(ù

d èia wenn —^ = 0 ist

(64)

wobei <pr einen Phasenwinkel des Rotorflussverkettungsvektors yr zur Längsachse des Rotors, Ara einen Schlupf des Rotorflussverkettungsvektors \jrr in bezug auf den Rotor bedeutet.

Da im eingeschwungenen statischen Betriebszustand des Asynchronmotors 1 wird die Rotorflussver-kettungsamplitude \j?r nicht geändert, ist gemäss Gleichungen (29) und (64) der Statorstromschlupf Arajs, bezogen auf den Rotor, proportional dem Drehmoment M des Asynchronmotors.

Das Verfahren zur Steuerung der Rotorwinkelgeschwindigkeit ra des Asynchronmotors 1 durch Änderung der Statorstromfrequenz cois wird in einem Asynchronantrieb mit Frequenz- und Stromamplitudensteuerung durchgeführt, dessen Funktionsschaltbild in Fig. 5 dargestellt ist.

Der Elektroantrieb nach diesem Schaltbild enthält einen Asynchronmotor 1, dessen Statorwicklungen mit den Ausgängen 6, 7, 8 der oben behandelten Einheit 22 zur Regelung von momentanen Strangströmen verbunden sind, die drei Steuereingänge 23, 24, 25 hat.

Die Ausgänge 6, 7, 8 der Einheit 22 zur Regelung von momentanen Strangströmen bilden Ausgänge eines frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26, der ausser der erwähnten Einheit 22 noch eine oben beschriebene Abtastungseinheit 21 und eine Einheit 27 zur Erzeugung von momentanen Soll-Strangströmen aufweist. Die Einheit 27 zur Erzeugung von momentanen Soll-Strangströmen kann nach einer in der US-PS Nr. 4 384 244, Int. Cl.3 H02P 5/34, 1983, beschriebenen Schaltung sowie nach einer in der US-PS Nr. 4 418 308, Int. Cl.3 H02P 5/34, 1983, beschriebenen Schaltung ausgeführt werden.

Drei Ausgänge der Einheit 27 stehen mit den Steuereirigängen 23, 24, 25 der Einheit 22 zur Regelung von momentanen Strangströmen in Verbindung. Zwei Impulseingänge der Einheit 27 sind mit den Ausgängen der Abtastungseinheit 21 verbunden, deren Eingang einen Frequenzeingang 28 des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 bildet.

Der Analogeingang der Einheit 27 zur Erzeugung von momentanen Soll-Strangströmen bildet einen Amplitudeneingang 29 für den frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichter 26. Der Frequenzeingang 28 dieses Wechselrichters 26 ist an den Ausgang einer Einheit 30 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromfrequenz und der Amplitudeneingang desselben Wechselrichters 26 an den Ausgang einer Einheit 31 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromampiitude angeschlossen.

Die Einheit 30 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromfrequenz und die Einheit 31 zur Vorgabe ei-

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ner momentanen Statorstromampiitude können im einfachsten Fall als Standardpotentiometer ausgebildet sein, deren Ausgangsspannung von Hand steuerbar ist.

Der Asynchronantrieb mit Frequenz- und Stromamplitudensteuerung, welcher nach dem behandelten Schaltbild (Fig. 5) ausgeführt ist, arbeitet wie folgt.

In den Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 werden momentane Strangströme durch die oben beschriebene Regelung momentaner Strangströme als Funktion der Abweichungen zwischen den momentanen Soll- und den gemessenen momentanen Strangströmen des Stators formiert. Die an den Ausgängen 6, 7, 8 der Einheit 22 erscheinenden momentanen Strangströme isa> isb, isc sind - mit einer Genauigkeit bis zum Pulsationswert - gleich den Sollwerten der momentanen Strangströme i*sa, i*sb, i*sc, die an den Eingängen 23, 24, 25 der Einheit 22 zur Regelung von momentanen Strangströmen des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 mit Hilfe der Einheit 27 zur Erzeugung von momentanen Soll-Strangströmen vorgegeben werden. Die Frequenz der momentanen Soll-Strangströme i*Sa. i*sb, i*sc. die nach dem Gesetz (3) geändert werden, wird proportional einer Frequenz von Impulsen vorgegeben, die von einem der Ausgänge der Abtastungseinheit 21 am ersten Impulseingang der Einheit 27 zur Erzeugung von momentaen Sollstrangströmen eintreffen. Ein logisches Signal «1» oder «0», das vom anderen Ausgang der Abtastungseinheit 21 zum zweiten Eingang der Einheit 27 zur Erzeugung von momentanen Soll-Strangströmen gelangt, legt eine erforderliche Drehrichtung des Statorstromvektors je nach Polarität der Eingangsspannung Ucois der Abtastungseinheit 21 fest, welche eine Eigangsspannung für die Vorgabe einer Ausgangsstrom-Sollfrequenz co*iS des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 bildet, die der Statorstromfrequenz ©is gleich ist.

Liegt keine Eigangsspannung für die Vorgabe der Sollfrequenz co*iS des Statorstromes am Frequenzeingang 28 des Wechselrichters 26, so werden die Werte konstanter Strangströme des Stators des Asynchronmotors 1 gemäss Gleichungen (46) für eine willkürliche Anfangsphase cpso bestimmt, die einer Anfangsphase cp*So entspricht, die in der Einheit 27 zur Erzeugung von momentanen Soll-Strangströmen analog dem oben beschriebenen Zustand des Transvektor-Wechselrichters 2 (Fig. 4) eingestellt ist. Hierbei sind die Werte der konstanten Strangströme auf die an den Amplitudeneingang 29 (Fig. 5) des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 angelegte Eingangsführungsgrösse zurückzuführen. Der Amplitudeneingang 29 des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 entspricht dem Gieichphasensignal-Eingang 5 (Fig. 4) des Transvektor-Wechselrichters 2, weil die Statorstromphase es im in Fig. 5 gezeigten Asynchronantrieb gleich der Synchronisierungsphase ç*s des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 ist, die durch Abtastung der der Sollfrequenz to*is des Statorstromes gleichen Synchronisierungsfrequenz co*iS geändert wird. Demnach werden die Steuerungsvorgänge im Asynchronantrieb (Fig. 5) unter Verwendung des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters durch das Verfahren der Frequenz- und Stromamplitudensteuerung gekennzeichnet und sind analog den oben beschriebenen Steuerungsvorgängen im Asynchronantrieb (Fig. 4) für einen Sonderfall, bei dem der Transvektor-Wechselrichter 2 über den Gleichphasensignal-Eingang 5 bei Ausbleiben des orthophasigen Stromes iort = 0 und bei Ausbleiben des Steuersignals isx = 0 am Orthophasensignal-Eingang 3 gesteuert wird.

Bei Vorgabe einer konstanten Eingangsführungsgrösse am Eingang 29 (Fig. 5) des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 ist die Sollamplitude i*s des Statorstromes konstant, wodurch die Statorstromampiitude konstant ist und bei Änderung der Statorstromphase ss(t) unveränderlich bleibt.

Bei der Konstanz der Statorstromampiitude is = iso ändert man durch Änderung des an den Frequenzeingang 28 des Wechselrichters 26 angelegten Steuersignals o*is die Winkelgeschwindigkeit m des Rotors des Asynchronmotors 1.

Liegt kein Lastmoment vor, dann ist die Rotorwinkelgeschwindigkeit m gemäss Gleichung (62) proportional dem Wert des Eingangssteuersignals am Frequenzeingang 28 des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26.

Bei Erhöhung des Lastmomentes an der Weile des Asynchronmotors 1 wird die Rotorwinkelgeschwindigkeit co um einen dem Geschwindigkeitsabfall entsprechenden Betrag vermindert, der dem auf den Rotor bezogenen Statorstromschiupf AcojS gleich ist.

Solch eine Steuerung des Asynchronmotors 1 kann der Steuerung in Polarkoordinaten zugeschrieben werden. Um die Regelungsgenauigkeit der Winkelgeschwindigkeit to des Rotors bei der Steuerung in Polarkoordinaten zu verbessern, kann die Einheit 30 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromfrequenz als Summator zur Summation des Schlupfes Atois und der Rotorwinkelgeschwindigkeit <a ausgebildet werden, während die Einheit 31 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromampiitude als Einheit zur Rechnung der Quadratursumme zweier Stromkomponenten nach der Formel ausgeführt werden kann, wobei i*Syo = Vro/Lm ist.

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Jedoch werden die Verbesserung der energetischen Kennwerte des Asynchronantriebs durch Ver-grösserung des Verhältnisses des Drehmomentes M des Asynchronmotors zur Statorstromampiitude is, wie es in Fig. 3 gezeigt ist, bei Erhöhung der Rotorflussverkettungsampiitude yr opt mit steigendem Drehmoment M des Asynchronmotors 1 erzielt.

In statischen Betriebszuständen des Asynchronmotors 1 (Fig. 5) bei vorbekanntem Änderungsgesetz des Lastmomentes als Funktion der Rotorwinkelgeschwindigkeit a> lassen sich in Polarkoordinaten die Statorstrom-Sollfrequenz <bìs und die Statorstrom-Sollamplitude i*s in gekoppelter Beziehung dadurch steuern, dass der Eingang der Einheit 30 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromfrequenz mit dem Eingang der Einheit 31 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromampiitude zusammengeschaltet ist (die Verbindung dieser Eingänge ist in Fig. 5 nicht gezeigt).

In diesem Fall führt man dem zusammengeschalteten Eingang der Einheiten 30 und 31 ein Signal zur Vorgabe der Sollwinkelgeschwindigkeit <a* des Rotors zu und errechnet die Statorstrom-Sollfrequenz o)*is und die Statorstrom-Sollamplitude i*s als Funktion der Sollwinkelgeschwindigkeit cd* des Rotors. Dabei wird die Sollfrequenz <o*iS ermittelt zu:

o)*is — cd* + Aco*'s (65),

worin AtD*is den Sollschlupf des Statorstromes in bezug auf den Rotor bedeutet.

Um ein Steuerungsgesetz für den Statorstromschlupf Aw*iS bei der nach Stromminimum optimalen Steuerung in den durch die Gleichungen (44), (45) gekennzeichneten statischen Betriebszuständen zu definieren, ist es vernünftig, als orientierenden räumlichen Vektor H0 den räumlichen Statorstromvektor is anzunehmen, dessen Absolutbetrag unmittelbar ins Optimalitätskriterium (45) einbezogen ist. Die Bedingung für das Orientieren nach dem Statorstromvektor is hat bei H0 = is folgende Form:

i — 1 US sy

0

A Olg = ~ (A)

vrx--1KP-*ine.,),

li/ - cos $Ld> ~ry r* T

>

(66).

Aus den Gleichungen (1), (22), (23) bei der durch die Gleichungen (66) ausgedrückten Orientierungsbedingung folgt für statische Betriebsarten unter Mitberücksichtigung der Bedingung (44), dass der auf den Rotor bezogene Statorstromschlupf Acojs einen Zusammenhang zwischen Statorstromampiitude is und Drehmoment M des Asynchronmotors 1 nach der Formel

■ 2. 2 . + (67)

S 3Zp lgVVA^S

definiert, wobei Lm eine Gegeninduktivität, deren Wert von der Flussverkettungsamplitude ym im Luftspalt entsprechend Gleichungen (15) abhängig ist, Lr = Lm + Lsr einer Rotorinduktivität, die von dem Sättigungsgrad des Magnetleiters und der Flussverkettungsgrösse ym im Luftspalt abhängig, und Lsr eine Streuinduktivität des Rotors bedeuten.

Aus der Gleichung (67) folgt, dass das höchste Verhältnis von M zu is bei der Bedingung

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oò

is lOpt

— +

R,

(68)

erreicht wird, wobei das Vorzeichen «+» die positive Richtung des Drehmomentes des Asynchronmotors 1 bei M > 0 und das Vorzeichen «-» die negative Richtung des Drehmomentes des Asynchronmotors 1 bei M < 0 anzeigt.

Der optimale Schlupfbetrag Acoîs | opt bleibt bei geringen Flussverkettungsgrössen \ym im Luftspalt unveränderlich, wie dies in Fig. 2 und Fig. 3 gezeigt ist, was mit der Konstanz der Rotorinduktivität Lr = Lro für den ungesättigten Asynchronmotor 1 verbunden ist.

Da in den statischen Betriebsarten sieben Zustandsvektoren ( Us, is, ys, vm, vr. Tm, Tr) mit

Ausnahme des Vektors R gleich schnell gedreht werden, so gilt für die Statik folgende Gleichheit des Rotorflussverkettungsschlupfes Aco und des Statorstromschlupfes AcoiS:

Ol) — A Cài 5 =

ZRt

3Zp%2

M

(69)

Folglich wird bei der Steuerung nach dem Gesetz (68) mit steigendem Drehmoment M des Asynchronmotors 1 wegen der Gleichung (69) die Rotorflussverkettungsamplitude nach der Formel ur =

^>opt

32

M

(70)

erhöht.

Gemäss Gleichungen (16), (18), (44), (69) unter Berücksichtigung der Bedingungen eines statischen Betriebszustandes hängt der Anstieg der Rotorflussverkettungsamplitude \|/r mit der Zunahme der Flussverkettungsamplitude im Luftspalt wie folgt zusammen:

Tm

1 +

L'di

R>

■ A OÙ

(71).

Aus den Gleichungen (68), (69), (71) folgt, dass sich die Flussverkettungsamplitude \|/m im Luftspalt bei der nach Stromminimum optimalen Steuerung nach dem Gesetz

m opt

2L

3 Z,

-H

or-

M

(72)

ändert.

Wie aus den Gleichungen (15) und (72) hervorgeht, sinkt mit steigendem Drehmoment M des Asynchronmotors der Wert der Gegeninduktivität Lm wesentlich, so dass die Rotorinduktivität Lr um ein 1,5 bis 3faches vermindert wird und nach dem Gesetz (68) der optimale Schlupfbetrag Atois des Statorstromes zunimmt, wie es in Fig. 2 und 3 dargestellt ist.

Bei einem bestimmten Gesetz der Änderung des Lastmomentes in Abhängigkeit von der Rotorwinkelgeschwindigkeit to steht für einige Typen von Betriebsaggregaten, z.B. für den elektrischen Fahrantrieb eines Roboterkarrens, in den statischen Betriebsarten das Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 mit der Sollwinkelgeschwindigkeit co* des Rotors nach einem gewissen Gesetz M* (co*) im Zusammenhang, das auf den Typ des Betriebsaggregates zurückgeführt wird.

In diesem Fall wird die Vorgabe der Sollwinkelgeschwindigkeit ta* des Rotors am Eingang der Einheit 30 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromfrequenz und der Einheit 31 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromampiitude vorgenommen, die dabei auf standardisierten Analogschaltungen unter Verwendung von standardisierten Operationsverstärkern aufgebaut oder als Mikroprozessor ausgebildet werden können, der z.B. im Buch von S. V. Jakubovsky «Integrierte Analog- und Digitalschaltkreise»,

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Moskau, Verlag «Radio i svjaz», 1985, S. 223 bis 231, 240, 241, 262, 263, sowie im Katalog der Firma Stromag D 782.6.84.5000 «MIKROSYN 3000», S. 2 bis 7, beschrieben ist. In der genannten Einheit 30 wird der Schlupfbetrag co*iS des Statorstromes nach den oben angeführten Formeln (65), (68), (72) für das dem Istdrehmoment M gleiche Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 und für einen jeden Eingangswert der Sollwinkelgeschwindigkeit to* des Rotors bei einer für das Betriebsaggregat vorgegebenen Geschwindigkeit-Drehmoment-Beziehung M* (to*) errechnet.

In der Einheit 31 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromampiitude wird die Grösse i*s nach der Formel (67) unter Berücksichtigung der Gleichungen (15), (68), (72) und der Beziehung M* (to*) berech-net.

Gemäss dem beschriebenen Verfahren zur Steuerung in Polarkoordinaten wird durch Änderung der zur Sollgeschwindigkeit co* des Rotors proportionalen Eingangsführungsgrösse die momentane Statorstromfrequenz cojs geändert bei gleichzeitiger Erfüllung zweier Bedingungen:

- die Istwinkelgeschwindigkeit co des Rotors ist gleich der Sollwinkelgeschwindgkeit cd* des Rotors;

- für vorgegebene Werte der Rotorwinkelgeschwindigkeit co und des Drehmomentes des Asynchronmotors 1 nimmt die momentane Statorstromampiitude einen minimalen Wert an, weil die Bedingung des höchsten Verhältnisses von M zu is erfüllt wird, welche durch die Gleichung (45) ausgedrückt ist.

Solch eine Steuerungsart gehört zur optimalen Steuerung von statischen Betriebszuständen nach dem Minimum des Statorstromes, was es gestattet, die Betriebsdauer des Elektroantriebs bei dessen Stromversorgung von einer Akkumulatorenbatterie zu verlängern.

Bei schnellaufenden Stellantrieben von Robotern und bei elektrischen Antrieben für Werkzeugmaschinen müssen jedoch das Drehmoment des Asynchronmotors und die Rotorwinkelgeschwindigkeit um einige Male schneller geändert werden als die Zeit, innerhalb der sich die Rotorflussverkettungsamplitude yr vom optimalen Anfangswert yr opt bis auf den Soll-Endwert yr°° ändern kann. Dies führt dazu, dass den im Asynchronantrieb schnell verlaufenden mechanischen und elektromechanischen Übergangsvorgängen komplizierte elektromagnetische Übergangsvorgänge überlagern werden, welche bei der Erzeugung eines magnetischen Feldes und einer Rotorfiussverkettung auftreten.

Um ausserdem die Umkehr des Drehmomentes M des Asynchronmotors, z.B. bei Überführung vom Motorbetrieb in den Bremsbetrieb mit einem negativen Drehmoment (-M) des Asynchronmotors, trägheitsfrei vorzunehmen, braucht, wie aus der Gleichung (1) ersichtlich ist, der Phasenverschiebungswinkel ecp des Statorstromes gegen die Rotorfiussverkettung sprungartig geändert zu werden. Dies ist bei der Steuerung in Polarkoordinaten unter Verwendung des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 22 (Fig. 5) nicht durchführbar, weil die Statorstromphase es in diesem Fall durch die Synchronisierungsphase tp*s eindeutig bestimmt wird, d.h. durch zeitliche Abtastung der Statorstrom-Sollfrequenz cois = co*s gebildet wird.

Gemäss dem vorgeschlagenen Steuerverfahren bildet man dynamische Vorgänge im Asynchronmotor durch autonome Änderung der Statorstromphase und der Phasenverschiebung des Statorstromvektors gegen die Rotorfiussverkettung bei der Phasen-Strom-Steuerung mit Hilfe des Transvektor-Wechsel-richters. Dabei erzeugt man optimale energetische Charakteristiken des Asynchronmotors, wozu man die Amplitude der Rotorfiussverkettung durch voneinander abhängige Veränderungen der Werte der gleichphasigen, des orthophasigen Stromes und der Synchronisierungsfrequenz des Transvektor-Wechselrichters unter Bildung eines nach dem Minimum des Statorstromes optimalen Phasenverschiebungswinkels gegen den Rotorflussverkettungsvektor.

Nun soll das Schaltbild eines Elektroantriebs mit einem Transvektor-Wechselrichter zur Durchführung dieses Verfahrens betrachtet werden. Das Funktionsschaltbild des Elektroantriebs ist in Fig. 6 dargestellt.

Der Asynchronmotor 1 ist an die Leistungssignal-Ausgäng des Transvektor-Wechselrichters 2 angeschlossen, der drei Steuereingänge 3, 4, 5 enthält. Drei Leistungssignal-Ausgänge 6, 7, 8 des Transvektor-Wechselrichters 2 sind mit den Statorwicklungen des Asynchronmotors verbunden. Die Welle des Asynchronmotors 1 ist mit einem Rotorwinkelgeschwindigkeitsgeber 32 gekoppelt, der als standardisierter Tachometergenerator ausgebildet werden kann. Der Steuereingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2, welcher im letzteren einen Frequenzeingang bildet, steht mit dem Ausgang einer Einheit 33 zur Erzeugung der Statorstrom-Synchronfrequenz in Verbindung, deren erster Eingang an den Ausgang des Rotorwinkelgeschwindigkeitsgebers 32 angeschlossen ist.

Die Einheit 33 zur Erzeugung der Statorstrom-Synchronfrequenz kann als standardisierter summierender Operationsverstärker ausgebildet werden.

Der Steuereingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2, welcher im letzteren einen Orthophasensignal-Eingang bildet, ist mit dem Ausgang einer Einheit 34 zur Formierung einer drehmomentbildenden Komponente der Statorstromampiitude verbunden. Der andere Eingang der Einheit 33 ist an den Ausgang einer Einheit 35 zur Formierung eines Schlupfes der Rotorfiussverkettung angeschlossen.

Der Steuereingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2, welcher im letzteren einen Gleichphasensignal-Eingang bildet, liegt am Ausgang einer Einheit 36 zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung. Die Einheiten 34, 35, 36 können in Form von Operationsverstärkern mit Dioden an den Eingängen und in den Rückkopplungskreisen ausgeführt werden, wie dies im Buch von Nesterenko B. K. «Integrierte Operationsverstärker», Moskau, Verlag «Energija», 1982, S. 70, beschrieben ist.

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Die zusammengeschalteten Eingänge der Einheiten 34, 35, 36 sind an den Ausgang einer Einheit 37 zur Vorgabe eines Solldrehmomentes des Asynchronmotors 1 angeschlossen.

Der genannte Einheit 37 kann als proportional-integralwirkender Geschwindigkeitsregler auf einem standardisierten Operationsverstärker nach einer Schaltung aufgebaut werden, die im Buch von Fröhr F., Orttenburger F. «Einführung in die elektronische Regeltechnik», Übersetzung aus dem Deutschen, Moskau, Verlag «Energija», 1973, S. 78, beschrieben ist.

Einer der Eingänge der Einheit 37 zur Vorgabe eines Soildrehmomentes des Asynchronmotors liegt am Ausgang einer Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit, welche als Standardpotentiometer ausgebildet werden kann.

Der andere Eingang der Einheit 37 ist mit dem Ausgang des Rotorwinkelgeschwindigkeitsgebers 32 verbunden.

Der Elektroantrieb (Fig. 6) funktioniert wie folgt:

In den Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 werden mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 momentane Statorstrangströme isa, isb, isc erzeugt, die nach Phase ss, Frequenz cois und Amplitude is im oben beschriebenen Verfahren als Funktion der Eingangssteuersignale i*Sx, co*s, i*sy des Transvektor-Wechselrichters 2 gesteuert werden, die an den Orthophasensignal-, Frequenz und Gleichphasensignal-Eingang 3,4 bzw. 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 angelegt werden.

Die Synchronisierungsfrequenz co*s des Transvektor-Wechselrichters 2, die am Frequenzeingang desselben eingestellt wird, ist bei Ausbleiben des Solldrehmomentes (M* = 0) des Asynchronmotors 1 gleich einer Rotorwinkelgeschwindigkeit to, die über eine dafür vorgesehene Geschwindigkeits-Mitkopplung vom Ausgang des Rotorwinkelgeschwindigkeitsgebers 32 (eines Tachometergenerators) auf den ersten Eingang der Einheit 33 zur Erzeugung der Statorstrom-Synchronfrequenz gegeben wird.

In diesem Betriebszustand fliesst kein orthophasiger Strom (i0rt = 0), dessen Wert mit einem Ausgangssignal von der Einheit 34 zur Formierung einer drehbildenden Komponente der Statorstromampiitude vorgegeben wird, das zum Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 gelangt.

Die Ausgangsspannung der Einheit 35 zur Formierung eines Schlupfes der Rotorfiussverkettung ist ebenfalls gleich Null.

Der Wert des gleichphasigen Stromes iSyn ist gleich einem Anfangserregungsstrom, der unter Mitberücksichtigung der Ungleichung (43) nach der Formel m

;* - 4 • - ** /73)

1 sv - 1svmm - Um l'*/

ermittelt wird.

Die Anfangsamplitude xfx min der Rotorfiussverkettung wird mit dem Anfangseinsteliwert der Ausgangsspannung der Einheit 36 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit vorgegeben.

In den Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 fliessen konstante Ströme, die einen magnetischen Anfangsfluss mit einem Anfangswert des Absolutbetrages yr min des Rotorflussverkettungsvektors vr min erregen. In diesem Fall fällt der Vektor \j?r min in Richtung mit dem Anfangsvektor is min = iso des Statorstromes zusammen, wobei keine Phasenverschiebung e<p zwischen den Vektoren xj/rmin und Ts min besteht, so dass der Asynchronmotor 1 kein Drehmoment entwickelt und die Rotorwinkelgeschwindigkeit co gleich Null ist.

Sobald an der Welle des Asynchronmotors 1 ein äusseres aktives Moment, z.B. beim Ergreifen eines Ladegutes mit dem Greiforgan eines Industrieroboters, angreift, wird ein gewisser Anfangszuwachs der Rotorwinkelgeschwindigkeit co gebildet, so dass eine Spannung am Ausgang des Rotorwinkelgeschwindigkeitsgebers 32 erscheint, die anzusteigen beginnt. Durch die der Rotorwinkelgeschwindigkeit co zugeordnete Mitkopplung beginnen die Eingangsspannung am ersten Eingang der Einheit 33 und deren Ausgangsspannung im Anfangszeitpunkt zu steigen. Liegen am zweiten Eingang der Einheit 33 keine Eingangsspannungen, so wird eine Synchronisierungsfrequenz co*s des Transvektor-Wechselrichters 2 gebildet, die zu steigen beginnt, was beim Ausbleiben des orthophasigen Stromes (iort = 0) zur Verdrehung des Statorstromvektors Ts in dieselbe Richtung, in der die Welle des Asynchronmotors 1 beim Angriff der aktiven Last gedreht wird. Dieser Vorgang, bei dem der Statorstromvektor is dem Rotorlagevektor R nachgeführt wird, erzeugt kein entgegenwirkendes Drehmoment des Asynchronmotors 1.

Ein dem aktiven Lastmoment entgegenwirkendes Drehmoment M des Asynchronmotors 1 entsteht dadurch, dass Spannungen an den Ausgängen der Einheit 34 zur Formierung einer drehmomentbildenden Komponente der Statorstromampiitude, der Einheit 35 zur Formierung eines Schlupfes der Rotorfiussverkettung und der Eineit 36 zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung gleichzeitig auf36

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treten. Das Auftreten dieser Signale ist durch das Erscheinen und den Anstieg des Solldrehmomentes M* am Ausgang einer Einheit 37 zur Vorgabe eines Solldrehmomentes des Asynchronmotors dank einer Gegenkopplung hervorgerufen, welche für die Rotorwinkelgeschwindigkeit <a vorgesehen ist, die vom Rotorwinkelgeschwindigkeitsgeber 32 auf den ersten Eingang der Einheit 37 gegeben wird. Am ersten Eingang (Eingang der Gegenkopplung) der Einheit 37 zur Vorgabe eines Solldrehmomentes des Asynchronmotors trifft eine Spannung mit negativem Vorzeichen ein, die der gemessenen Winkelgeschwindigkeit a des Rotors proportional ist. Da im Ausgangszustand des Elektroantriebs zur Vorgabe der Sollwinkelgeschwindigkeit co* der Rotors keine Eingangsführungsgrösse vorliegt, die an den zweiten Eingang (Steuereingang der Einheit 37 zur Vorgabe eines Solldrehmomentes des Asynchronmotors) vom Ausgang einer Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit angelegt wird, erscheint und steigt am Ausgang der Einheit 37 eine Spannung zur Vorgabe eines Solldrehmomentes M* an. Das Vorzeichen des Solldrehmomentes M* ist entgegengesetzt dem des Lastmomentes, so dass der Sollwert des orthophasigen Stromes iort in der gegenüber dem angelegten Lastmoment umgekehrten Richtung zunimmt. Durch Verstärkung des Ausgangssignals M* bewirkt ein geringer Zuwachs der Rotorwinkelgeschwindigkeit co in gleicher Richtung eine sprunghafte Vegrösserung des Signals am Eingang und Ausgang der Einheit 34 zur Formierung einer drehmomentbiidenden Komponente der Statorstromampiitude, was seinerseits zum Sprung der Statorstromphase in der Richtung, die der Richtung des Lastmomentes entgegengesetzt ist, führt. Dadurch wird die Phasenverschiebung eç des Statorstromvektors Ts gegen den Rotorflussverkettungsvektor praktisch sprunghaft gebildet. Als Folge davon nimmt nach der Gleichung (1) das Drehmoment des Asynchronmotors 1 sprunghaft zu, das dem Lastmoment entgegenwirkt, wobei die Rotorwinkelgeschwindigkeit co innerhalb von mehreren Millisekunden auf dem Nullpegel entsprechend dem vorgegebenen Nullwert der Sollwinkelgeschwindigkeit co* des Rotors wiederhergestellt wird.

Bei Vorgabe eines von Null verschiedenen Wertes der Sollwinkelgeschwindigkeit co* des Rotors erfolgt die astatische Regelung der Rotorwinkelgeschwindigkeit co in ähnlicher Weise nach einem propor-tional-integralen Regelungsgesetz, das in der Einheit 37 zur Vorgabe eines Solldrehmomentes des Asynchronmotors realisiert wird.

Kehrt das Signal für die Vorgabe der Sollwinkelgeschwindigkeit co* des Rotors sein Vorzeichen um, dann ändert sich das Vorzeichen des Signals für die Vorgabe des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors, was zur Vorzeichenänderung beim Signal für die Vorgabe des Sollwertes des orthophasigen Stromes und zur verzögerungsfreien Umkehr des Drehmomentes M des Asynchronmotors führt.

Die Bildung der optimalen energetischen Vorgänge wird in der vorliegenden technischen Lösung dadurch erzielt, dass gleichzeitig mit der Änderung des orthophasigen Stromes, dessen Wert vom Solldrehmoment M* abhängig ist, der Schiupfbetrag Aco der Rotorfiussverkettung, die Statorstrom-Synchronfrequenz cos, welche im gegebenen Fall der Frequenz der Rotorfiussverkettung gleich ist, und der Wert des gleichphasigen Stromes geändert werden, wobei die Sättigung des Magnetleiters des Asynchronmotors und die Änderung seiner Gegeninduktivität berücksichtigt wird.

Dazu wird in der Einheit 33 zur Erzeugung der Statorstrom-Synchronfrequenz der Eingangswert der Sollwinkelgeschwindigkeit ta* des Rotors um einen optimalen Schlupfbetrag Acoìs opt = Acaopt geändert, der mit Hilfe der Einheit 35 zur Formierung eines Schlupfes der Rotorfiussverkettung als Funktion einer Eingangsführungsgrösse geändert wird, die dem Solldrehmoment M* des Asychronmotors 1 nach dem Gesetz proportional ist, worin Lm(M*) aus den Formeln (15), (72) bei der Bedingung M = M* gefunden wird.

An den Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 wird gleichzeitig eine Führungsgrösse angelegt, die dem Sollwert der nach Stromminimum optimalen drehmomentbildenden Komponente isx der Statorstromampiitude proportional ist, welche entsprechend den Beziehungen (28), (70) in Abhängigkeit vom Solldrehmoment M* nach folgendem Gesetz geändert wird.

Der Ausdruck (75) wird mit Hilfe der Einheit 34 zur Formierung einer drehmomentbildenden Komponente der Statorstromampiitude realisiert.

(74)

\J~J

-1

^sx opt km(M*)V3Z

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Gleichzeitig wird dem Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 eine Eingangsführungsgrösse zugeführt, die einer nach Stromminimum optimalen flussbildenden Quadraturkomponente i*Sy opt der Statorstromampiitude proportional ist, welche entsprechend den Ausdrücken (27), (70) als Funktion der optimalen Sollamplitude y*ropt der Rotorfiussverkettung nach dem Gesetz

14J* ,

j* = t (76)

SV opt ^{W*opi)

geändert wird, wobei Lm(y*roPt) die Funktion definiert wird durch

L... = m

YY\

l m«

ihk

V 4.

rop-t

>

(77)

Nach den Ausdrücken (70), (76), (77) findet man eine nichtlineare Beziehung des Sollwertes der flussbildenden Quadraturkomponente i*Sy der Statorstromampiitude in Abhängigkeit vom Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1. Diese Beziehung i*Sy (M*) wird mit Hilfe der Einheit 36 zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung realisiert.

Mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 wird bei der Änderung der drei Eingangsführungsgrössen an den Eingängen 3, 4, 5 entsprechend den Gesetzen (74) bis (77) die Phasenverschiebung stp des Statorstromes gegen die Rotorfiussverkettung nach folgendem Gesetz gebildet:

C — Qyc-fn ^ Opt atctq (78)<

s y opi

Die momentane Statorstromfrequenz 0% wird als Summe der Synchronfrequenz a>s = w*s und der Änderungsgeschwindigkeit der Phasenverschiebung e<p formiert zu:

. Ct S- (O

Ci)is = ü)s + di (79)

und die Statorstromphase ss wird entsprechend der Vorschrift es = <p*s + e<p (80)

geändert.

Dabei wird die minimale momentane Statorstromampiitude, welche dem kleinsten Absolutbetrag des Statorstromvektor is gleich ist, mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 als Funktion des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1 in Abhängigkeit von den an den Orthophasensignai- und den Gleich-phasensignai-Eingang des Transvektor-Wechselrichters 2 angelegten Führungsgrössen erzeugt, welche den Gesetzen (75), (76) gehorchen.

Die Minimalamplitude ergibt sich im gegebenen Fall zu:

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(81),

Also besteht das Wesen dieses Steuerverfahrens in der Steuerung der Statorstromphase es, repräsentiert als Summe aus einer Synchronphase <ps, die durch Abtastung der Synchronisierungsfrequenz oo*s gebildet wird, die als Funktion der Rotorwinkelgeschwindigkeit w und als Funktion des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors unter der Bedingung errechnet wird, dass die Statorstrom-Synchron-frequenz cos = w*s gleich der Rotorflussverkettungsfrequenz cos ist, d.h. gilt und aus einer Phasenverschiebung e<p, deren Verlauf dem Arkustangensbeziehung (48) für das Verhältnis der Sollwerte der drehmomentbildenden Komponente i*sx zu den Sollwerten der flussbildenden Quadraturkomponente i*sy der Statorstromampiitude gehorcht. Hierbei werden gleichzeitig die drehmomentbildende und die flussbildende Komponente der Statorstromampiitude entsprechend den Gleichungen (75), (76) geändert, während man die Sollamplitude V der Rotorfiussverkettung nach der Gleichung (70) in Abhängigkeit von der Quadratwurzel aus einem Solldrehmoment M*, das durch das Steuersignal M* am Eingang des Drehmoment-Asynchronantriebs vorgegeben wird, ändert.

Unter dem Drehmoment-Asynchronmotor versteht man einen Asynchronmotor, bei dem als Eingangsführungsgrösse ein Signal zur Vorgabe eines Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors dient, wobei der Asynchronmotor ein tatsächliches Drehmoment entwickelt, das dem Solldrehmoment M* gleich ist. So gehört z.B. derjenige Teil des in Fig. 6 dargestellten geschwindigkeitsgeregelten Asynchronmotors, für den als Eingang der Ausgang der Einheit 37 zur Vorgabe eines Solldrehmomentes des Asynchronmotors dient, zum Drehmoment-Asynchronmotor.

Mit Hilfe der oben behandelten Einheit 36 zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung wird beim Asynchronmotor 1 eine nach dem Minimum des Statorstromes optimale Amplitude der Rotorfiussverkettung nach der Formel (70) vorgegeben. Wie sich jedoch aus der Gleichung (22) ergibt, ist die in der Zeit t veränderliche Rotorflussverkettungsamplitude \|/r bei geltender Orientierungsbedingung (25) mit dem an den Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 anzulegenden Eingangssteuersignal i*Sy durch folgende Differentialgleichung

Da die Synchronisierungsfrequenz co* im nach dem in Fig. 6 gezeigten Schaltbild ausgeführten Elektroantrieb so vorgegeben wird, dass sie der Frequenz cos der Rotorfiussverkettung gleich ist, wird die Orientierungsbedingung (25) in diesem Elektroantrieb zur Steuerung des Statorstromvektors herangezogen. Folglich ist der Wert des gleichphasigen Stromes iSyn in der Dynamik gleich dem Wert der flussbildenden Quadraturkomponente iSy der Statorstromampiitude, welche durch die Projektion des reellen Statorstromvektors Ts gegenüber dem reellen Rotorflussverkettungsvektor yr nur bei der Bedingung einer zusätzlichen Änderung der Grössen i*Sx(t) und Aco*(t) in Abhängigkeit von der Zeit bestimmt wird. Dies zwingt zur Korrektur dynamischer Vorgänge bei der Steuerung des orthophasigen Stromes und der Synchronisierungsfrequenz.

Um einen elektromagnetischen Übergangsvorgang für die gegenseitige Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude, des orthophasigen Stromes und der Synchronisierungsfrequenz zu bilden, muss die Abhängigkeit der laufenden Rotorfiussverkettung % von der Zeit (t) nach der Gleichung (83) bei der Bedingung einer trägheitsfreien Vorgabe des gleichphasigen Stromes isyn als Funktion des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors berücksichtigt werden.

Das Verfahren zur gekoppelten Steuerung des orthophasigen Stromes und der Synchronisierungsfrequenz als Funktion des laufenden Wertes der Sollamplitude W(t) der Rotorfiussverkettung, deren Verlauf der Gleichung (83) genügt, wird in einem Elektroantrieb durchgeführt, dessen Schaltbild in Fig. 7 gezeigt ist.

Der Elektroantrieb (Fig. 7) enthält einen Asynchronmotor 1, dessen Statorwicklungen mit den Eingängen 6, 7, 8 des Transvektor-Wechselrichters 2 und dessen Rotor mit dem Winkelgeschwindigkeitsgeber

(82)

(83)

verknüpft.

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32 verbunden sind. Am Eigang des Elektroantriebs ist die Einheit 37 zur Vorgabe eines Solldrehmomen-tes des Asynchronmotors vorgesehen, deren Ausgang an den Eingang der Einheit 36 zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung angeschlossen ist.

Der Ausgang der Einheit 37 liegt am Dividendeingang einer ersten Divisionseinrichtung 39, deren Ausgang mit dem Dividendeingang einer zweiten Divisionseinrichtung 40 und mit dem Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 in Verbindung steht. Der Ausgang der zweiten Divisionseinrichtung 40 und der Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 ist an die Eingänge eines Summators 41 angeschlossen. Der Ausgang des Summators 41 liegt am Eingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2.

Der Ausgang der Einheit 37 zur Vorgabe einer Solldrehmomentes des Asynchronmotors ist an den Eingang der Einheit 36 zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung angeschlossen. Der Ausgang der Einheit 36 ist an die miteinander zusammengeschalteten Eingänge eines aperiodischen Gliedes 42 und einer Einheit 43 zur Vorgabe einer flussbildenden Komponente der Statorstromampiitude angeschlossen. Der Ausgang des aperiodischen Gliedes 42 steht mit den Divisoreingängen der ersten und zweiten Divisionseinrichtung 39 bzw. 40 in Verbindung. Der Ausgang der Einheit 43 ist mit dem Gleichphasensignal-Eingang des Transvektor-Wechselrichters 2 verbunden.

Das aperiodische Glied 42 kann als Standardoperationsverstärker ausgebildet werden, dessen Rückkopplungskreis eine Zeitkonstante besitzt, die der elektromagnetischen Zeitkonstante T des Rotors des Asynchronmotors 1 gleich ist. Die Schaltung des aperiodischen Gliedes ist z.B. im Buch von Fröhr F., Orttenburger F., «Einführung in die elektronische Regeltechnik», Moskau, Verlag «Energija», 1973, S. 99, beschrieben.

Die Divisionseinrichtungen 39, 40 können in Form einer standardisierten Teilerschaltung auf der Basis von Standardmultiplizierern ausgeführt werden, wie dies z.B. im Buch von S. V. Jakubovsky, «Integrierte Analog- und Digitalschaltkreise», Moskau, Verlag «Radio i svjaz», 1985, S. 320, 321, 322, beschrieben ist.

Der Elektroantrieb (Fig. 7) wirkt wie folgt:

Bei unveränderlichem Wert des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors sind die Steuerungsvorgänge im Elektroantrieb analog den oben beschriebenen Steuerungsvorgängen beim Elektroantrieb, der nach der in Fig. 6 gezeigten Schaltung ausgeführt ist.

Wird der Wert des Solldrehmomentes M*(t) des Asynchronmotors geändert, dann gibt man am Ausgang der Einheit 36 eine stationäre Sollamplitude yV» der Rotorfiussverkettung nach der Formel (70) als Funktion des laufendén Solldrehmomentes M*(t) des Asynchronmotors vor, das am Ausgang der Einheit 37 zur Vorgabe eines Solldrehmomentes des Asynchronmotors eingestellt wird. Als Funktion des Wertes \jr*rco der Sollamplitude wird mit Hilfe des aperiodischen Gliedes 42 ein laufender Wert für die Sollamplitude y*r(t) der Rotorfiussverkettung vorgegeben und mit Hilfe der obenerwähnten Einheit 43 nach den Formeln (76), (77) die Grösse i*Sy (Vr~) unter Mitberücksichtigung der Sättigung bestimmt.

Dabei kann die Steuerung von Phase, Frequenz und Amplitude des Statorstromes in zwei Verfahren vorgenommen werden, deren Auswahl davon abhängt, ob der vorgegebene Wert des Solldrehmomentes M* den Grenzwert des Solldrehmomentes M*g des Asynchronmotors 1 über- oder unterschreitet.

Der Grenzwert des Solldrehmomentes M*g des Asynchronmotors 1 wird im Elektroantrieb durch Vorgabe eines konstanten Anfangspegels der Soilamplitude ij/*r min der Rotorfiussverkettung gebildet und charakterisiert denjenigen Wert des Solldrehmomentes des Asynchronmotors 1, für den der vorgegebene Anfangspegel der Sollamplitude W min der Rotorfiussverkettung nach dem Stromminimum optimal ist und mit der nach dem Minimum des Statorstromes optimalen, durch die Gleichung (70) ausgedrückten Bedingung in Übereinstimmung steht, und zwar ergibt sich der Grenzwert des Solldrehmomentes des Asynchronmotors 1 zu:

Unterschreitet das Anfangsdrehmoment M*0 des Asynchronmotors den Grenzwert M*g, so wird die Steuerung der Phase, Frequenz und Amplitude des Statorstromes bei einer konstanten Rotorflussverkettungsamplitude Y*r min = Yr min durchgeführt, deren Wert um einige Male geringer (mindestens um das Zweifache) ist als der Nennwert der Rotorflussverkettungsamplitude ym, d.h. es wird bei der gesicherten Bedingung (43) die Bedingung

Yr min S 0,5 \]/rn (85)

(84)

erfüllt.

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Die kleine Amplitude yr min der Rotorfiussverkettung gestattet entsprechend der Gleichung (41) und der Bedingung (62) es, die durch Erregung des magnetischen Feldes bedingten Leistungsverluste APy in den Statorwicklungen zu senken.

In dieser Steuerzone für das Drehmoment M des Asynchronmotors 1 wird die Statorstromphase es als Funktion des Solldrehmomentes M* und der gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit to entsprechend Gleichungen (9), (29), (31), (32) nach dem Gesetz geändert.

In dieser Beziehung wird die Phasenverschiebung ecp des Statorstromes gegen die Rotorfiussverkettung durch eine Arkustangensfunktion vom Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 gekennzeichnet, was der Transformation der kartesischen Koordinaten nach den Gleichungen (37), (38) entspricht.

Ist das Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 grösser als der Grenzwert M*g, so wird die Statorstromphase es entsprechend Gleichungen (50), (53), (54), (55), (57) durch das andere Verfahren geändert, für das die Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude in Abhängigkeit vom Solldrehmoment des Asynchronmotors 1 kennzeichnend ist. Dabei gibt man die Statorstromphase mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 nach dem Gesetz

,, r \ JM* (87)

£ ■=. (fh) + ^ W + aK-fo +—^ *

^Jr-^W 3 yj;opi vor.

Bei schnell verlaufenden Änderungen des Solldrehmomentes M*(t) des Asynchronmotors 1 führt die Vorgabe einer festen Verknüpfung der Sollamplitude y*r der Rotorfiussverkettung als Funktion des durch die Eingangsführungsgrösse vorgegebenen Soljdrehmomentes M*(t) des Asynchronmotors nach den Gleichungen (22), (23) zu einer Verzögerung der Änderung des Istwertes der Amplitude yr(t) gegenüber der Sollamplitude y*r der Rotorfiussverkettung, wodurch die Bedingungen (4), (5), (6) für die Invarianz der Steuerung des Asynchronmotors 1 nicht eingehalten werden.

Daher muss in der Dynamik die Änderung der laufenden Amplitude vr(t) der Rotorfiussverkettung entweder forciert oder eine dynamische Verzögerung der Änderung der laufenden Sollamplitude \|/*r(t) der Rotorfiussverkettung in bezug auf die Änderung des Solldrehmomentes M*(t) eingeführt werden.

Gemäss dem im Elektroantrieb (Fig. 7) durchgeführten Verfahren nutzt man in den dynamischen Betriebszuständen die zweite Methode zur Sicherung der Steuerungsinvarianz aus.

In den statischen Betriebszuständen wird ein Betrieb gewährleistet, bei dem der Statorstrom minimal ist, d.h. gilt is = is min für eine an der Welle des Asynchronmotors 1 vorgegebene Last mit konstantem Lastmoment M. Je höher das Lastmoment M ist, desto grösser wird die Rotorflussverkettungsamplitude Vropt(M).

Dazu wird im Elektroantrieb (Fig. 7) mit Hilfe der Einheit 36 zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung eine Sollamplitude der Rotorfiussverkettung entsprechend der in Fig. 3 gezeigten Kennlinie vorgegeben.

Darauf wird mit Hilfe der Einheit 43 zur Vorgabe einer flussbildenden Komponente der Statorstromampiitude der Sollwert der flussbildenden Quadraturkomponente i*Sy opt der Statorstromampiitude als Funktion der Grösse yr«*. = vr opt entsprechend den Ausdrücken (55), (56) vorgegeben.

Das Signal für die Vorgabe des Sollwertes der flussbildenden Quadraturkomponente i*Sy opt wird dem Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 (Fig. 7) zugeführt.

Durch Regelung der momentanen Strangströme des Stators des Asynchronmotors 1 wird eine flussbildende Quadraturkomponente iSy der Statorstromampiitude erzeugt, wobei iSy = i*sy opt ist.

Nach der Gleichung (83) geht im Asynchronmotor eine aperiodische Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude yr vor sich. Dabei wird die Zeitkonstante' des aperiodischen Vorganges durch den Ausdruck (71) definiert.

Dies gestattet es, die aperiodische Funktion mit der Zeitkonstante Tr für die Errechnung des laufenden Wertes der Sollamplitude yr(t) der Rotorfiussverkettung mit Hilfe des aperiodischen Gliedes 42 nach der Gleichung

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T^*(±) =(<- e TrJ-1^oo (88)

zu benutzen. Die Gleichung (88) wird mit Hilfe des aperiodischen Gliedes 42 realisiert.

Danach wird mit Hilfe der Divisionseinrichtung 39 entsprechend der Gleichung (29) die drehmomentbildende Quadraturkomponente isx der Statorstromampiitude nach dem Gesetz l M _ J* / n ,= _2 (89)

5,1 W ' 31p Uw v*(i)

und die den Schlupf Aw der Rotorfiussverkettung kennzeichnende Synchronfrequenzkomponente mit Hilfe der zweiten Divisionseinrichtung 40 nach folgender Beziehung

AU) = AÇÔ = (90)

geändert.

Dabei wird die dynamische Synchronisierungsfrequenz w*Sd(t), welche der dynamischen Frequenz cùsd(t) der Rotorfiussverkettung gleich ist, in bezug auf die statische Synchronisierungsfrequenz w*s, die im statischen Betrieb entsprechend der Gleichung (74) bestimmt wird, durch zusätzliche Änderung des Schlupfes aco nach dem Gesetz (90) geändert.

Das Verfahren zur Steuerung der Statorstromphase wird dabei dadurch gekennzeichnet, dass man die Statorstromphase es(t) durch zusätzliche Änderung der Phase <p*s = cps in Abhängigkeit von der Zeit t des elektromagnetischen Übergangsvorganges nach der Gleichung

%* - % uj: (91)

und durch Änderung der Phasenverschiebung s<p des Statorstromvektors gegen den Rotorflussverket-

tungsvektor yr um einen Phasenwinkel, der von der Zeit t des elektromagnetischen Übergangsvorganges abhängig ist, nach der Formel in der i*sx(t) durch die Beziehung (89) definiert ist und i*Sy opt(M*) nach den Gleichungen (70), (76), (77) vorgegeben wird, zusätzlich ändert.

Wie aus der Gleichung (88) folgt, wird die invariante Steuerung des Drehmomentes M(t) = M*(t) gemäss diesem Verfahren durch Einführung einer dynamischen Verzögerung in die Änderung der laufenden Rotorflussverkettungsamplitude yr(t) und damit der Istamplitude yr(t) der Rotorfiussverkettung bei Änderung des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1 durchgeführt.

Bei langsamen elektromechanischen Übergangsvorgängen, die bei der Änderung der Rotorwinkelgeschwindigkeit <o(t) und des Drehmomentes M(t) des Asynchronmotors verlaufen und deren Zeitdauer die elektromagnetische Zeitkonstante Tr des Rotorkreises übersteigen, sowie bei langdauernden statischen Betrieben gestattet ein solches Verfahren zur Steuerung des Asynchronmotors 1 es, den quadratischen Mittelwert des Statorstromes je Arbeitszyklus des Elektroantriebs zu senken, die Erwärmung des Asynchronmotors 1 durch Minimisierung der Statorstromampiitude in den statischen Betriebszuständen und durch Verminderung der Statorstromampiitude in den dynamischen Betriebszuständen bei begrenzter Beschleunigung des Elektroantriebs zu verringern.

Jedoch ist bei kurzzeitiger Verarbeitung von kleinen Verstellungen und beim Wiederherstellen der Sollwinkelgeschwindigkeit des Rotors im Falle eines Zuwachses des Lastmomentes ein solches Steuerverfahren dagegen die Ursache einer Vergrösserung des quadratischen Mittelwertes des Statorstromes, weil für die Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude bis auf die Werte, die nahe bei der nach

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dern Minimum des Statorstromes optimalen Amplitude liegen, nicht genügend Zeit zur Verfügung steht. In diesen Fällen erhöht man bei dem in Rede stehenden Elektroantrieb die Anfangsamplitude yra der Rotorfiussverkettung, wodurch man sich den Steuerbetrieb des Asynchronmotors 1 einem Betriebszustand nähern iässt, bei dem die Rotorflussverkettungsamplitude konstant ist.

Diese Verfahrensweise ist zweckmässig für Betriebsmechanismen, die bei Leerlauf ein erhöhtes statisches Moment liefern.

Für einige Fertigungsmaschinen, z.B. für einige Typen von Industrierobotern mit einem geringen Änderungsbereich für das Drehmoment des Asynchronmotors bei vorhandenen Spielräumen und auftretenden elastischen Schwingungen wird die sprungartige Änderung des Drehmomentes nicht immer als zweckmässig erachtet. Hinzu kommt, dass es ebenfalls nicht immer zweckmässig ist, den Betrieb zu sichern, bei dem das Drehmoment des Asynchronmotors maximal und die Beschleunigung am höchsten ist. In diesen Fällen kann ein Elektroantrieb mit Frequenz- und Stromamplitudensteuerung nach einem Gesetz, bei dem die Rotorflussverkettungsamplitude konstant ist, benutzt werden, dessen Schaltbild in Fig. 8 dargestellt ist.

Der Elektroantrieb enthält einen Asynchronmotor 1 (Fig. 8), dessen Statorwicklungen an die Ausgänge 6', 7', 8' des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 angeschlossen sind, der zwei Steuereingänge - einen Frequenzeingang 28 und einen Amplitudeneingang 29 - enthält. Der Rotor des Asynchronmotors 1 ist mit dem Winkelgeschwindigkeitsgeber 32 gekoppelt, dessen Ausgang über einen ersten Summator an den Frequenzeingang 28 des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 angeschlossen ist. Der Winkelgeschwindigkeitsgeber 32 kann als standardisierter Tachometergenerator ausgebildet werden, wie es im vorbehandelten Elektroantrieb (Fig. 7) beschrieben wurde.

Der Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 (Fig. 8} ist auch an den Eingang eines zweiten Summators 44 angeschlossen, dessen zweiter Eingang an den Ausgang der Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit geführt ist. Der Ausgang des zweiten Summators 44 ist mit dem Eingang eines proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers 45 verbunden. Der Ausgang des letzteren steht mit den miteinander zusammengeschalteten Eingängen einer Einheit 46 zur Vorgabe eines Phasenverschiebungswinkels, eines Proportionalgliedes 47, einer Quadratursummenrechnungsein-heit 48 in Verbindung. Der zweite Eingang der Quadratursummenrechnungseinheit 48 ist an den Ausgang einer Einheit 49 zur Vorgabe einer konstanten Rotorflussverkettungsamplitude angeschlossen. Der Ausgang der Einheit 46 zur Vorgabe eines Phasenverschiebungswinkels ist an den Eingang einer Einheit 50 zur Rechnung einer dynamischen Statorstromfrequenzkomponente angeschlossen.

Der Ausgang des Proportionalgliedes 47 liegt am zweiten Eingang des ersten Summators 41. Der Ausgang der Einheit 50 ist an den dritten Eingang des ersten Summators 41 gelegt.

Die Einheiten 38, 49, das Glied 49 und die Summatoren 41, 44 können auf standardisierten Operationsverstärkern aufgebaut werden, die im Buch von B. K. Nesterenko «Integrierte Operationsverstärker, Handbuch für Anwendung», Moskau, Verlag «Energija, 1982, S. 107, in Russisch beschrieben sind.

Die Einheit 46 zur Vorgabe eines Phasenverschiebungswinkels stellt eine Einheit zur Bildung einer nichtlinearen Arkustangensbeziehung dar und kann nach einer Schaltung unter Verwendung eines standardisierten Operationsverstärkers aufgebaut werden, an dessen Eingang und in dessen Rückkopplungskreis Dioden benutzt sind, wie dies z.B. im Buch von B. K. Nesterenko «Integrierte Operationsverstärker, Handbuch für Anwendung», Moskau, Verlag «Energija», 1982, S. 70, in Russisch beschrieben ist.

Die Quadratursummenrecheneinheit 48 stellt ein Nichtlinearitätsglied dar, welches auf einen standardisierten Operationsverstärker nach einer Schaltung aufgebaut werden kann, die analog der Schaltung der Einheit 46 zur Vorgabe eines Phasenverschiebungswinkels ist.

Die Einheit 50 zur Rechnung einer dynamischen Statorstromfrequenzkomponente stellt ein Differenzierglied dar, das auf einem standardisierten Operationsverstärker mit einem Kondensator an dessen Eingang aufgebaut wird, wie es z.B. im Buch von Fröhr F., Orttenburger F. «Einführung in die elektronische Regeltechnik», Übersetzung aus dem Deutschen, Moskau, Verlag «Energija», S. 82, beschrieben ist.

Der Elektroantrieb arbeitet wie folgt.

In den Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 fliessen beim Ausbleiben des Solldrehmomentes, d.h. bei M* = 0, Gleichströme, die, wie oben beschrieben, ein magnetisches Feld mit konstanter Rotorflussverkettungsamplitude \|/ro erregen.

Die momentanen Strangströme an den Ausgängen 6', T, 8' des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 bleiben mit einer Genauigkeit bis zu einer geringen Pulsationsgrösse, die durch die (Schalt-)Taktfrequenz des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 28 bestimmt wird, unveränderlich, weil am Frequenzeingang 28 des frequenz- und stromamplitudenregelbaren

*

Wechselrichters 26 keine Statorstrom-Sollfrequenz 1/Ò . vorgegeben ist.

S

Die Werte der momentanen Gleichströme in den Strängen werden durch eine willkürliche Anfangsphase eso des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 und durch einen vorgegebe-

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nen Anfangswert der Statorstrom-Sollamplitude i*s, der einem gleichbleibenden Sollwert der flussbildenden Quadraturkomponente i*Syo des Statorstromes gleich ist, der am Amplitudeneingang 29 des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 26 eingestellt wird, bestimmt.

Da keine Statorstromphasenverschiebung e<p gegen die Rotorfiussverkettung vorliegt, ist das Drehmoment des Asynchronmotors 1 gleich Null, so dass die Rotorwinkelgeschwindigkeit ebenfalls gleich Null ist und am Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 keine Spannung liegt.

Da am Ausgang der Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit keine Spannung liegt, sind die Ausgangsspannungen der Summatoren 41, 44 gleich Null. Die Spannungen an den Ausgängen der Einheiten 45, 46, 47 sind ebenfalls gleich Null, während die Spannung am Ausgang der Quadratursummenrecheneinheit 48 konstant ist und einem gleichbleibenden Sollwert der flussbildenden Quadraturkomponente i*Syo des Statorstromes entspricht, welcher mit einer konstanten Spannung U • * am syo

Ausgang der Einheit 49 eingestellt wird, die der konstanten Sollamplitude der Rotorfiussverkettung proportional ist.

Da die Ausgangsspannung der Einheit 46 zur Vorgabe eines Phasenverschiebungswinkels gleich Null ist, liegt am Ausgang der obengenannten Einheit 50 ebenfalls keine Spannung.

Beim Angriff eines aktiven Lastmomentes an der Welle des Asynchronmotors 1 oder bei Vorgabe einer von Null verschiedenen Sollwinkelgeschwindigkeit co* des Rotors, die der Ausgangsspannung der Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit proportional ist, verläuft ein elektromechani-scher Übergangsvorgang, bei dem die Rotorwinkelgeschwindigkeit co auf den Pegel der Sollwinkelgeschwindigkeit co* wiederhergestellt wird, der am Steuereingang des Summators 44 eingestellt ist. Am Ausgang des proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers 45 kommt durch das Auftreten einer Abweichung co* - ca der gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit von der Sollgeschwindigkeit ein Sprung und ein Anstieg der Spannung zur Vorgabe des Solldrehmomentes M* des Asynchronmomentes 1 zustande. Dies führt zum Sprung und Anstieg der Ausgangsspannung der Quadratursummenrecheneinheit 48, in der die Spannung zur Vorgabe einer Statorstrom-Sollamplitude i*s nach der Formel errechnet wird, wobei der Wert der flussbildenden Sollkomponente i*sx(M*) des Statorstromes entsprechend der Gleichung (28) proportional dem Solldrehmoment M* des Asynchronmotors geändert wird.

Entsprechend der Gleichung (1) führt der Sprung und der Anstieg der Statorstromampiitude is zu keinem Sprung oder keinem Anstieg des Drehmomentes des Asynchronmotors so lange, bis eine Phasenverschiebung e<p des Statorstromes gegen den Rotor auftritt.

Erfindurgsgemäss wird die Phasenverschiebung eç des Statorstromes gegen die Rotorfiussverkettung bei der Frequenz- und Stromamplitudensteuerung in Polarkoordinaten durch Forcieren der Änderungsgeschwindigkeit der Statorstromphase ss gegenüber der Änderungsgeschwindigkeit der Synchronphase cps der Rotorfiussverkettung in Abhängigkeit von der Änderungsgeschwindigkeit (dM*/dt) des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1 durchgeführt.

Dazu wird mit Hilfe des Proportionalgliedes 47 nach der Formel (29) ein Sollschlupfbetrag Arn* der Rotorfiussverkettung in bezug auf den Rotor berechnet, der dem Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 proportional ist. Die Summe aus zwei Spannungen, die von den Ausgängen des Proportionalgliedes 47 und des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 an den Eingängen des Summators 41 eintreffen, ist proportional einer Sollfrequenz der Rotorfiussverkettung, die mit Hilfe des Summators 41 nach der Gleichung ( 33) berechnet wird.

Die Statorstrom-Synchronphase eps, die der Rotorflussverkettungsphase gleich ist, wird durch zeitliche Abtastung der Synchronfrequenz cos = <b*s nach dem Ausdruck (32) gebildet.

Bei Anstieg des Wertes des Solldrehmomentes M* nimmt die Spannung am Ausgang der Einheit 46 zur Vorgabe eines Phasenverschiebungswinkels s*<p zu, in der eine nichtlineare Abhängigkeit der Ausgangsspannung Ue(p zur Vorgabe eines Soll-Phasenverschiebungswinkels e*<p als Funktion der Eingangsspannung Um*, die dem Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 proportional ist, nach der Formel (48) unter Beachtung von Ausdrücken (27), (28), d.h. nach folgender Gleichung

(93) ,

£* =a*c^

' (94)

realisiert wird.

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Der Anstieg des Signals zur Vorgabe eines Phasenverschiebungswinkels e\ bewirkt das Auftreten einer Spannung am Ausgang der Einheit 50. Der Wert dieser Spannung ist der Änderungsgeschwindigkeit d £*cp /dt des Soll-Phasenverschiebungswinkels E*<p proportional.

Die Änderungsgeschwindigkeit d e<p/dt des Phasenverschiebungswinkels ecp = e\ stellt eine dritte dynamische Statorstromfrequenzkomponente Aaw dar, die der relativen Drehgeschwindigkeit des Statorstromvektors bezüglich des Rotorflussverkettungsvektors gleich ist.

Die der momentanen Statorstromfrequenz <ajS gleiche Änderungsgeschwindigkeit der Statorstromphase es unterscheidet sich also von der Statorstrom-Synchronfrequenz ws, die der Änderungsgeschwindigkeit der Synchronphase cps der Rotorfiussverkettung gleich ist, um einen der dynamischen Statorstromfrequenzkomponente entsprechenden Betrag Acod, der der Ausgangsspannung der Einheit 50 proportional ist und sich ermittelt zu:

A

d

2 Ajj

*2

37„Ü/*

ÖLP ^t"0

M*)

(95)

cii

Hierbei wird die Statorstromfrequenz nach dem Gesetz ti F

S = Càis — CÛ+A Cà +A&^ d (96)

geändert und die Statorstromphase als Summe aus drei Winkeln es — >.s + (pr + E{p (97)

gebildet.

Das Auftreten der dritten dynamischen Statorstromfrequenzkomponente führt zu einem Anstieg der Phasenverschiebung e<p mit dem Ablauf der Abtastungszeit. Dies bewirkt im Asynchronmotor das Erscheinen eines Drehmomentes M und einen Anstieg desselben, bis die Soll- und die gemessene Winkelgeschwindigkeit des Rotors durch die astatische Geschwindigkeitsregelung mit Hilfe des proportional-in-tegralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers 45 vollständig (<a = w*) gleich werden.

Bei diesem Elektroantrieb wird ein Verfahren zur Steuerung der Änderungsgeschwindigkeit d es/dt einer Statorstromphase, die der momentanen Statorstromfrequenz cois gleich ist, als Summe der Rotorwinkelgeschwindigkeit to, der Änderungsgeschwindigkeit d cpr/dt der Rotorflussverkettungsphase gegen den Rotor und der Änderungsgeschwindigkeit decp/dt der Statorstromphasenverschiebung gegen die Rotorfiussverkettung realisiert, wobei die Änderungsgeschwindigkeit der Phasenverschiebung durch die Änderungsgeschwindigkeit der Eingangsführungsgrösse M* des Drehmoment-Elektroantriebs bestimmt wird.

Bei einem geringen Änderungsbereich für das Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 und bei einer erhöhten Sollamplitude Wo der Rotorfiussverkettung, die nahe bei Nennamplitude vrn der Rotorfiussverkettung liegt, nähert sich die Arkustangens-Abhängigkeit (94) des Soll-Phasenverschiebungswinkels e* vom Solldrehmoment des Asynchronmotors 1 einer proportionalen Beziehung e*tp = Kecp ■ M*, in der Ke<p einen konstanten Faktor bedeutet. In diesem Fall kann die Einheit 46 zur Vorgabe eines Phasenverschiebungswinkels als Proportionalverstärker mit einem konstanten Verstärkungsfaktor ausgebildet werden, der Ketp gleich ist, wobei der Wert der dritten dynamischen Statorstromfrequenzkomponente Aad proportional zur Änderungsgeschwindigkeit des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1, das der Eingangsführungsgrösse des elektrischen Drehmomentantriebs proportional ist, nach der Formel dM*

ùCÙd = Ai (98)

geändert wird.

Bei dem beschriebenen Steuerverfahren, das mit dem elektrischen Antrieb (Fig. 8) realisiert wird, ar-

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beitet der Asynchronmotor 1 in einem Betrieb, bei dem die Änderungsgeschwindigkeit des Drehmomentes des Asynchronmotors begrenzt ist, weil die sprungartige öder sprunghafte Änderung der dem Soll-drehmoment M* des Asynchronmotors proportionalen Eingangsführungsgrösse nicht zur ähnlichen Änderung des Ist-Drehmomentes des Asynchronmotors infolge der Sättigung der obengenannten Einheit

50 und der Begrenzung deren Ausgangsspannung führt, die die dritte dynamische Statorstromfrequenzkomponente auf deren bestimmten Höchstwert Amd max so begrenzt, dass Acw ^ Acod max gilt.

Bei der behandelten Frequenz- und Stromamplitudensteuerung in Polarkoordinaten wird die invariante Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors bei dessen schneller, darunter sprungartiger Änderung nicht gesichert.

Da die momentanen Statorstrangströme im Asynchronmotor immer mit einer gewissen Trägheit, die mit der Begrenzung der energetischen Möglichkeiten des Leistungsstrom-Umrichters bei dessen Arbeit mit induktiver Last verbunden ist, geändert werden, ist die Schnelligkeit der Ausregelung eines Sprunges der Statorstromphase, der in physikalischer Hinsicht eine sprunghafte Änderung der Statorstrangströme bedeutet, ebenfalls durch die energetischen Möglichkeiten des Leistungsstrom-Umrichters (durch die höchste Ausgangsspannung) und die Parameter der Last begrenzt. Jedoch wird bei der Steuerung des Statorstromvektors eine zusätzliche Trägheit hineingebracht, die vom Prinzip der Erzeugung von Signalen zur Vorgabe der momentanen Strangströme und von den Aufbauprinzipien für die Leistungsstromschaltung des Elektroenergiewandlers abhängt.

Bei der Beibehaltung des für die Elektroantrieben mit Frequenz- und Stromamplitudensteuerung (Fig. 5, 8) obenbeschriebenen Prinzips der Erzeugung von Signalen zur Vorgabe der momentanen Strangströme i*sa, i*sb, i*sc wird eine Erhöhung der Schnelligkeit bei der Änderung der Statorstromphase es bis auf die Grenzschnelligkeit, die nur durch die energetischen Möglichkeiten des Leistungsstrom-Umrichters begrenzt ist, nach einem Steuerverfahren für den Asynchronmotor erzielt, bei welchem die Statorstrangwicklungen mit einem System von zwei Stromarten - einem symmetrischen dreiphasigen System von gleichphasigen Strömen iSyn a, isyn b, isyn c und einem symmetrischen dreiphasigen System von orthophasigen Strömen - versorgt werden, die nach dem Verfahren der Frequenz- und Stromamplitudensteuerung mit Hilfe von sechs frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrich-tern erzeugt werden. Dabei wird jeder von sechs frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichtern über zwei Kanäle gesteuert, wie es oben für den Elektroantrieb mit Frequenz und Stromamplitudensteuerung nach Fig. 5 beschrieben wurde, d.h. über den einen Kanal wird die Stromfrequenz und über den anderen Kanal die Stromamplitude gesteuert.

Ein Ausführungssbeispiel eines Elektroantriebs nach einem solchen Steuerverfahren ist in Fig. 9 für eine der Statorstrangwicklungen angeführt.

Der Elektroantrieb enthält einen Asynchronmotor 1 (Fig. 9), dessen jede Strangwicklung (A, B, C) an die Ausgänge von zwei frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichtern 51, 52 angeschlossen ist. Zwei erste zusammengeschaltete Ausgänge 53, 54 der frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichter 51, 52 sind an den einen Eingang der Statorstrangwicklung A des Asynchronmotors 1, die zwei anderen zusammengeschalteten Ausgänge 55, 56 der frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichter 51, 52 an den anderen Eingang der Statorstrangwicklung A gelegt. Die zusammengeschalteten Frequenzeingänge 28, 57 der frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichter 51, 52 sind an den Ausgang der Einheit 30 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromfrequenz angeschlossen (die Wicklungen B und C sind ähnlicherweise geschaltet).

Der Amplitudeneingang 29 des ersten frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 51 ist an den Ausgang der Einheit 31 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromampiitude angeschlossen, die eine Einheit zur Vorgabe einer Gleichphasenstromamplitude bildet.

Der Amplitudeneingang 58 des zweiten frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wech-selrichters 52 ist an den Ausgang einer anderen Einheit 59 zur Vorgabe einer Orthophasenstromamplitu-de geführt. Der Ausgang einer Orthophasenstromumkehreinheit 60 liegt an einem der Impulseingänge einer Einheit 61 zur Erzeugung von momentanen Soll-Strangströmen (Fig. 5) des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichters 52 (Fig. 9).

Drei Paare von frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichtern 51, 52 bilden einen Phasen* und Stromamplitudenwandler 62, dessen Ausgänge an drei Statorstrangwicklungen A, B, C des Asynchronmotors 1 angeschlossen sind. Die frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichter

51 und 52 können nach der obenbeschriebenen Schaltung (Fig. 5) unter Benutzung eines Phasenstranges der Einheit 22 zur Regelung von momentanen Strangströmen ausgeführt werden.

Die Einheit 61 zur Erzeugung von momentanen Soll-Strangströmen des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Wechselrichters 51 kann ebenso wie im in Fig. 5 dargestellten Elektroantrieb ausgeführt werden.

Die Einheit 30 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromfrequenz kann ebenso ausgeführt werden, wie es oben für den Elektroantrieb mit Frequenz- und Stromamplitudensteuerung (Fig. 5) beschrieben wurde.

Die Einheiten 31 und 59 können ebenso aufgebaut werden, wie es beim Elektroantrieb nach Fig. 5 behandelt wurde.

Die Orthophasenstromumkehreinheit 60 kann als Standardkomparator ausgebildet werden, der im

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Buch «Integrierte Analog- und Digitaischaltkreise», herausgegeben von S.V. Jakubovsky, Moskau, «Radio i svjaz», 1985, S. 312, 313 beschrieben ist.

Der Phasen- und Stromamplitudenwandler 62 kann auf sechs frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichtern aufgebaut sein, wie dies in Fig. 9 dargestellt ist.

Der Elektroantrieb (Fig. 9) arbeitet folgendermassen.

Jede der Statorwicklungen A, B, C des Asynchronmotors 1 wird mit Strömen von zwei unabhängigen Energiequellen gespeist, von denen die eine der frequenz- und stromamplitudenregelbare Wechselrichter 51 und die andere der frequenz- und stromamplitudenregelbare Wechselrichter 52 ist. Die Einheit 61 zur Erzeugung von momentanen Soll-Strangströmen des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Ein-phasen-Wechselrichters 52 formiert ein Signal zur Vorgabe eines momentanen Strangstromes mit einer Phasenverschiebung von ± 90° el gegenüber dem von der obengenannten Einheit 27 (Fig. 5) des Wechselrichters 51 (Fig. 5, 9) erzeugten Signal zur Vorgabe eines momentanen Strangstromes.

Auf die zusammengeschalteten Frequenzeingänge 28 und 57 der frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichter 51 und 52 wird ein Signal zur Vorgabe der Soll-Synchronfrequenz o)*s des Statorstromes gegeben, das eine momentane Statorstromfrequenz ©is in den statischen Betrieben des Asynchronmotors 1 bei konstanten Eingangssignalen zur Vorgabe der Amplituden des orthophasigen und des gleichphasigen Stromes vorgibt.

Dem Amplitudeneingang 29 des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrich-ters 51 wird vom Ausgang der Einheit 31 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromampiitude ein Signal zugeführt, durch das eine Gleichphasenstromamplitude lSyn vorgegeben wird. In der Statorwicklung des Asynchronmotors 1 fliesst ein periodischer kosinusförmiger momentaner Strangstrom isa = Uyn • cos <ps, der einen Gleichphasenstrom iSyn bildet, dessen Amplitude dem Ausgangssignal der Einheit 31 proportional ist, während die Synchronphase <ps durch Abtastung einer Synchronfrequenz <bs = a>*s gebildet wird, die dem Ausgangssignal der Einheit 30 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromfrequenz proportional ist.

Liegt am Ausgang der Einheit 31 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromampiitude kein Signal, dann ist der gleichphasige Strom iSyn gleich Null. In diesem Betriebszustand fliesst beim Anlegen eines Signals zur Vorgabe der Orthophasenstromamplitude l0rt an den Amplitudeneingang 29 des frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichters 51 vom Ausgang der Einheit 59 zur Vorgabe einer Orthophasenstromamplitude in der Statorwicklung ein sinusförmiger periodischer momentaner Strangstrom isa = Iort • sin <ps, der einen orthophasigen Strom i0rt bildet, dessen Amplitude dem Wert des Ausgangssignais von der Einheit 59 proportional ist.

Bei gleichzeitiger Anlegung von zwei Eingangsführungsgrössen von den Ausgängen der Einheiten 31 und 59 fliesst in der Strangwicklung A des Asynchronmotors 1 ein Strom, dessen Momentanwert durch die Differenz zwischen den Werten des gleichphasigen und des orthophasigen Stromes nach folgender Formel isa — Isyn * COStps — Iort * sintps (99)

bestimmt wird.

Die Richtung des orthophasigen Stromes hängt von der Richtung des Auszählens von Impulsen ab, die am Impulseingang der Einheit 61 zur Erzeugung von momentanen Soll-Strangströmen ankommen.

Die Auswahl der Richtung des orthophasigen Stromes wird mit einem logischen Signal vorgenommen, das von der Orthophasenstromumkehreinheit 60 eintrifft.

In den Phasensträngen «b», «c» verlaufen ähnliche Stromänderungsvorgänge, aber mit einer Phasenverschiebung von ± 120° el gegenüber den Strömen im Phasenstrang «a», die durch die dreiphasige Ausführung des Phasen- und Stromamplitudenwandlers 62 gewährleistet wird.

Durch das so gebildete symmetrische System momentaner Statorstrangströme isa, isb, isc des Asynchronmotors 1 wird die Steuerung des Statorstromvektors is in kartesischen Koordinaten Y, X die um die Achse «a» der Bezugsstrangwicklung A des Asynchronmotors 1 mit einer Synchronisierungsfrequenz ©*s rotieren, analog der Steuerung mit dem Transvektor-Wechselrichter 2 (Fig. 4) vorgenommen.

Die in den in Fig. 9 gezeigten Elektroantrieb verlaufenden Steuerungsvorgänge für den Asynchronmotor gehen ähnlich dem in Fig. 4 dargestellten obenbeschriebenen Elektroantrieb vonstatten.

Wird eine konstante Gleichphasenstromamplitude lSyn vorgegeben und ist dabei die Synchronisierungsfrequenz gì*s gleich Null, dann wird ein magnetisches Feld im Asynchronmotor 1 mit einer Rotorflussverkettungsamplitude erregt, die der Gleichphasenstromamplitude proportional ist.

Danach wird gleichzeitig durch Änderung der Orthophasenstromamplitude l0rt, die momentane Amplitude des momentanen Strangstromes nach der Formel

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vergrössert und die Statorstromphase ss gegenüber der Anfangssynchronphase <pSo um einen Phasenwinkel verschoben, dessen Betrag und Richtung durch die Arkustangensfunktion vom Verhältnis der Amplitude l0rt und lSyn des orthophasigen bzw. des gleichphasigen Stromes nach folgender Formel bestimmt wird.

Durch Verschiebung der Statorstromphase es gegen die Anfangssynchronphase <pSo der Rotorfiussverkettung wird ein Drehmoment M im Asynchronmotor gebildet, das der Orthophasenstromamplitude I0rt proportional ist, wobei die Rotorwinkelgeschwindigkeit co zunimmt. Um das Drehmoment M des Asynchronmotors 1 bei Änderung der Rotorwinkelgeschwindigkeit m konstant zu halten, muss die Synchronfrequenz geändert werden, deren Vorgabesignal am Ausgang der Einheit 30 zur Vorgabe einer momentanen Statorstromfrequenz erzeugt wird.

Steht die vorgegebene Sollsynchronisierungsfrequenz to*s(t) mit einer laufenden Rotorflussverket-tungsfrequenz cos(t) = d <ps(t)/dt in keiner Übereinstimmung, so ist das Istdrehmoment M des Asynchronmotors 1 nicht invariant steuerbar und ändert sich unabhängig von der Orthophasenstromamplitude l0rt und der Eingangsführungsgrösse.

Bei der Errechnung der Sollsynchronisierungsfrequenz w*s(t) in der Einheit 30, welche der laufenden Frequenz cas(t) der tatsächlichen Rotorfiussverkettung gleich ist, ist der Gleichphasenstromwert lSyn gleich der flussbildenden Komponente iSy der Statorstromampiitude und die Orthophasenstromamplitude Iort gleich der drehmomentbildenden Komponente iSx der Statorstromampiitude.

In diesem Fall wird die Phasenverschiebung s<p des Statorstromes gegen die Rotorfiussverkettung durch die Formel

Bei diesem Verfahren, das identisch in den Elektroantrieben nach den in Fig. 4, 6, 7, 9 gezeigten Schaltbildern durchgeführt werden kann, wird der momentane Strangstrom in der Bezugsstrangwicklung «A» so erzeugt, dass er einer Differenz zwischen dem gleichphasigen und dem orthophasigen Strom gleich ist:

isa = isyn — iort (103)

Dabei wird die Steuerung des gleichphasigen Stromes mit einer Synchronisierungsfrequenz w*s synchronisiert, die der Synchronfrequenz cos der Rotorfiussverkettung gleich ist, welche als Summe a> + Am von zwei Frequenzen gewonnen wird. Eine dieser Frequenzkomponenten (Rotorwinkelgeschwindigkeit to) wird mit Hilfe des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 gemessen, wie es in Fig. 6, 7 dargestellt ist.

Die andere Frequenzkomponente (der Schlupf Am der Rotorfiussverkettung in bezug auf den Rotor) berechnet man aus der Differentialgleichung (23) und der Gleichung (1) als Funktion des Solldrehmomentes M* = M des Asynchronmotors 1.

Bei der Steuerung in kartesischen Koordinaten mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 (Fig. 4) oder des Phasen-Stromamplitudenwandlers 62 (Fig. 9) ist es nicht erforderlich, einen Statorstromschlupf Aco ty in bezug auf die Rotorfiussverkettung zusätzlich zu berechnen, weil bei der Transvektorumwandlung der Energie diese dritte dynamische Statorstromfrequenzkomponente Atod = Amty nicht durch einen getrennten Steuerkanal, wie es beim in Fig. 8 dargestellten Elektroantrieb mit Frequenz- und Stromamplitudensteuerung beschrieben wurde, sondern unmitttelbar durch die Transvektorumwandlung der Energie erzeugt wird, deren Schaltbilder in Fig. 4, 7 dargestellt sind. Die dritte dynamische Frequenzkomponente Acod bei der Phasen- und Stromamplitudensteuerung mit der Transvektorumwandlung der Energie wird durch zeitliche Änderung des Verhältnisses der durch die Eingangsführungsgrössen vorgegebenen Werte des orthophasigen und des gleichphasigen Stromes nach der Formel definiert.

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A^d=A £ (U«)

gebildet.

Durch diese Winkelverschiebung des Satorstromvektors is gegen den Rotorflussverkettungsvek-

tor \j?r wird die Statorstromphase es(t) für den Transvektor-Wechselrichter 2 (Fig. 4) und für den Phasen- und Stromamplitudenwandler 62 (Fig. 9) nach gleichem Gesetz

*=0 j n\

+ (i05)

0

geändert.

Die Phasen- und Stromamplitudensteuerung nach den Gesetzen (100), (105) gewährleistet eine autonome Steuerung nach beliebigen, darunter auch sprungartigen Gesetzen des Absolutbetrages der Amplitude is und des Argumentes der Phase es des Statorstromvektors is.

Die autonome Steuerung des Absolutbetrages der Amplitude is (unabhängig vom Argument der Phase es) wird durch gleichzeitige proportionale Änderung der Werte des orthophasigen und des gleichphasigen Stromes entsprechend dem Ausdruck lort(t) = Kort • 'syn(t)

vorgenommen, wobei Kort einen konstanten Faktor bedeutet.

Dann wird entsprechend der Gleichung (105) das Argument der Phase es in Abhängigkeit von den Amplitudenwerten Iort, Isyn nicht geändert, während sich der Absolutbetrag der Amplitude is proportional den Werten des orthophasigen und des gleichphasigen Stromes nach der Formel ändert:

i5(t) -IsiH(i)-fi+K20H (<oe>-

Die autonome Steuerung des Argumentes der Phase es (unabhängig vom Absolutbetrag der Amplitude is) erfolgt durch gleichzeitige Änderung der Werte des orthophasigen und des gleichphasigen Stromes nach folgendem Gesetz i0htW =\/is0- IsvhM (m)-

worin iso einen konstanten Absolutbetrag des Vektors is bedeutet.

Bei der Konstanz des gleichphasigen Stromes lSyn = Isyn o wird die gekoppelte Steuerung des Absolutbetrages der Amplitude is und des Argumentes der Phase es des Statorstromvektors is als Funktion der Orthophasenstromamplitude l0rt(t) vorgenommen.

lm Zusammenhang mit den angegebenen Besonderheiten der Phasen- und Stromamplitudensteuerung besitzen der Transvektor-Wechselrichter 2 (Fig. 4) und der Phasen- und Stromamplitudenwandler 62

(Fig. 9) eine gemeinsame Eigenschaft, den Statorstromvektor is vollständig zu steuern, und sind in diesem Sinne universale Wandler zur Steuerung von Wechselstrommotoren.

Da die Steuerfunktionen für den Transvektor-Wechselrichter 2 (Fig. 4) und für den Phasen- und Stromamplitudenwandler 62 (Fig. 9) gleich sind und die Anzahl von Leistungsschaltern im Transvektor-Wechselrichter 2 (Fig. 4) um das Vierfache geringer ist als im Phasen- und Stromamplitudenwandler 62

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(Fig. 9), wird in den nachstehend betrachteten Elektroantrieben der Transvektor-Wechselrichter 2 (Fig. 4) angewandt. In einigen Fällen einer konkreten Anwendung der Elektroantriebe kann er durch den beschriebenen Phasen- und Stromamplitudenwandler 62 (Fig. 9) ersetzt werden.

Erfindungsgemäss wird die gleichzeitige Sicherung der invarianten und der optimalen Steuerung von dynamischen, energetischen und Wärmevorgängen im Asynchronmotor durch vollständige Vektorsteuerung des Statorstromes bei der Transvektorumwandlung der Energie und bei der gekoppelten Steuerung sämtlicher Parameter des Statorstromvektors unter Berücksichtigung deren dynamischer Zusammenhänge mit den Parametern anderer Zustandsvektoren des Asynchronmotors, die in Fig. 1 dargestellt sind, erzielt.

Dazu wird das obenbeschriebene Prinzip für die Synchronisierung der Steuerung verwendet, das die Phasen- und Vektorsteuerung ermöglicht, bei der nach optimalen Gesetzen die Phasenverschiebung zwischen den Zustandsvektoren des Asynchronmotors geregelt wird. Gleichzeitig wird die zweite Methode der Optimierung nach der Schnelligkeit ausgenutzt, d.h. es wird die Zeit t = tmin eines elektromagnetischen Übergangsvorganges maximal verringert, der bei der Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude yr(t) von einem optimalen eingeschwungenen Zustand opt(Mo) in einen anderen optimalen eingeschwungenen Zustand \|/r opt(M|) beim Übergang von einem Drehmoment M0 des Asynchronmotors zu einem anderen Drehmoment Mi abläuft.

Die schnelligkeitsoptimale Steuerung des Asynchronmotors wird durch eine Bedingung ausgedrückt, unter der die Zeit Tea des elektromechanischen Übergangsprozesses der Änderung der Rotorwinkelgeschwindigkeit co von der Anfangswinkelgeschwindigkeit eoo bis zur vorgegebenen Endwinkelgeschwindigkeit coi des Rotors minimal ist:

Tco = Tco min-

Als Hauptbegrenzung dient die Begrenzung der Höchstamplitude des Statorstromes:

's S Is max,

wobei is max den zulässigen Ausgangsstrom des Leistungsstrom-Wechselrichters bedeutet.

Übersteigt der zulässige Ausgangsstrom des Leistungsstrom-Wechselrichters beträchtlich die Amplitude des berechneten Anlaufstromes des Stators des Asynchronmotors beim direkten Anlass vom Netz, so dient als Hauptbegrenzung eine Begrenzung hinsichtlich der Erwärmung der Isolation der Statorwicklung des Asynchronmotor, die durch folgende Gleichung

Ta

& = Ks / ("3)

0

ausgedrückt wird, wobei Q eine Wärmemenge, die in der Statorwicklung innerhalb der Zeit Tffl des elektromechanischen Übergangsvorganges, Qmax die grösste Wärmemenge, die in der Statorwicklung bei zulässiger Überhitzung der Statorwicklungsisolation K einen Proportionalitätsfaktor bedeuten.

Gleichzeitig mit dem Ablauf des elektromechanischen Übergangsvorganges für die Änderung der Rotorwinkelgeschwindigkeit to(t) und des Drehmomentes M(t) des Asynchronmotors geht auch ein elektromagnetischer Übergangsvorgang für die Erzeugung und Änderung des magnetischen Feldes und der Amplitude vr(t) der Rotorfiussverkettung vonstatten. Die Einheitlichkeit des elektromechanischen und des elektromagnetischen Übergangsvorganges wird einerseits durch ein für beide Übergangsvorgänge einheitliches Parameteränderungsgesetz für den Statorstromvektor is und andererseits durch eine für beide Übergangsvorgänge gemeinsame Änderung des Drehmomentes M des Asynchronmotors geäussert.

Erfindungsgemäss sichert das Steuerverfahren die gleichzeitige Schnelligkeitsoptimierung des elektromechanischen und des elektromagnetischen Übergangsvorganges bei den obenerwähnten Begrenzungen unter gleichzeitiger Erfüllung der Optimalbedingungen hinsichtlich des Stromminimums in den statischen Betrieben.

Dem Verfahren sind Steuerungsvorgänge für den Statorstromvektor zugrundegelegt, die nach der Methode der algorithmischen Linearisierung beim Asynchronmotor wie bei einem mehrdimensionalen nichtlinearen Steuerungsobjekt bestimmt werden, das durch die nichtlinearen Gleichungen (1), (19), (20) bis (23) und eine Bewegungsgleichung

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M ~ xp ' di j d cù

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beschrieben wird, wobei Mc ein statisches Lastmoment, 1 ein Trägheitsmoment, das auf die Welle des Asynchronmotors reduziert ist, Zp eine Polpaarzahl im Asynchronmotor bedeuten.

Die Methode der algorithmischen Linearisierung besteht darin, dass ein linearer Zusammenhang zwischen Eingang und Ausgang des mehrdimensionalen nichtlinearen Objektes mit mehreren Zustandsvektoren, von welchen der eine einen energetischen Zustandsvektor, z.B. den Statorstromvektor darstellt, durch Realisierung von Algorithmen zur nichtlinearen gekoppelten Steuerung sämtlicher Parameter des energetischen Zustandsvektors erzielt. Man verknüpft diese Parameter untereinander mit Hilfe eines Algorithmus durch die Differentialgleichungen und die Parameter der anderen Zustandsvektoren des Steuerungsobjektes bei zusätzlich eingeführten Optimalbedingungen für den Steuerungsvorgang und bei Erfüllung der Bedingungen für die Synchronisierung der Steuerung des energetischen Zustandsvektors in Koordinaten des anderen, orientierenden Zustandsvektors. Dabei müssen die Parameter des orientierenden Zustandsvektors sowohl in das Funktional, das mit dem Steuerungsoptimalitätskriterium zusammenhängt, als auch in die Gleichung für die Ausgangsvariable des Zustandes des Steuerungsobjektes, als welche im gegebenen Fall das Drehmoment M des Asynchronmotors benutzt wird, eingeführt sein.

Der nach der Methode der algorithmischen Linearisierung gefundene Steuerungsalgorithmus wird als «Spiegelbild» nichtlinearer Kopplungen im Objekt angesehen, die bei optimalem Steuerungsgesetz und bei der Bedingung hergestellt sein müssen, dass die Ausgangsvariable des Zustandes des Objektes vorgegeben und einem Sollwert gleich ist, der am Eingang des Systems zur Steuerung des Objektes eingestellt ist.

Diese Methode erniedrigt die Ordnung der Differentialgleichungen beim Aufsuchen eines .Steuerungsalgorithmus unter Berücksichtigung der Wahl eines dafür geeigneten kartesischen Koordinatensystems, in dem der einfachste nichtlineare Steuerungsalgorithmus für die Parameter des energetischen Zustandsvektors realisiert wird.

Als Kembegriff der Methode der algorithmischen Linearisierung wird ein Steuerungsgesetz benutzt, das als notwendige Bedingung für die Festlegung des Steuerungsalgorithmus eingeführt wird.

Der Zusammenhang zwischen der Ausgangsvariable des Parameterzustandes - des Drehmomentes -und dem energetischen Zustandsvektor - des Statorstromvektors is - wird durch die Gleichung (1 ) definiert, in die auch der andere Zustandsvektor - der Rotorflussverkettungsvektor \j/r - eingeht, der in die Begrenzungsbedingungen (108) eingeführt und als orientierender Vektor H angenommen werden kann.

Die Bedingung für die Synchronisierung der Steuerung gegen den orientierenden Vektor H - yr hat folgende Art:

\

IfT = 0 r-X

Ct)

U)^ — CÒ — A Ä) isx= ts • ÜtL&f isy= ts-c on&y

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Das Steuerungsgesetz, welches für die invariante Steuerung des Drehmomentes M*(t) = M(t) bei der Bedingung Tco = Tra min und der der Gleichung (108) genügenden Begrenzung sorgt, geht aus den Differentialgleichungen (22), (23) des Asynchronmotors hervor, die aus der Bedingung für die Synchronisierung der Steuerung nach den Gleichungen (110) umgewandelt werden:

. HÎÉ. + V» - L-m ' ^ ("0

Rf.

(•H 2)

^ -Jm sx k w itr , À UM)*

M = T ' zf " T7'^'isx

Die Gleichung (111) beschreibt den elektromagnetischen Übergangsvorgang für die Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude vr(t). Aus dieser Gleichung folgt, dass bei sprunghaftem Zuwachs der flussbildenden Komponente iSx der Statorstromampiitude, die bei der Synchronisierungsbedingung (110) gleich der Gleichphasenstromamplitude lSyn ist, die Rotorflussverkettungsamplitude yr nach aperiodischem Gesetz mit einer Zeitkonstante trägheitsbehaftet geändert wird, die der elektromagnetischen Zeitkonstante Tr des Rotorkreises gleich ist, die nach der Formel

= ^mlhiZL (HH)

ermittelt wird.

Aus der Gleichung (109) folgt, dass die kürzeste Zeit T des elektromagnetischen Übergangsprozesses bei vorgegebenem statischem Lastmoment Ms beim Höchstwert des Drehmomentes M(t) = Mmax(t) des Asynchronmotors in jedem Punkt der Bewegungsbahn von der Anfangswinkelgeschwindigkeit eoo des Rotors an bis auf die Endwinkelgeschwindigkeit cai des Rotors erreicht.

Dabei müssen die Bedingungen für die Statorstrom- und Erwärmungsbegrenzungen erfüllt werden.

Also wird als notwendige schnelligkeitsoptimale Bedingung angesehen, dass das Verhältnis des laufenden Drehmomentes M(t) des Asynchronmotors zum Quadrat der laufenden Statorstromampiitude is(t) maximal ist, also wobei Eq, KQmax das Verhältnis des Drehmomentes des Asynchronmotors zum Quadrat der Statorstromampiitude bei begrenzter Erwärmung der Statorwicklungsisolation bedeuten.

Die Erfüllung der Bedingung (115) ist notwendig bei der Begrenzung der Statorstromampiitude is = is max-Die notwendige Optimalitätsbedingung (115) für den elektromechanischen Übergangsvorgang co(t) des Asynchronmotors wird als hinreichende Optimalitätsbedingung für den elektromagnetischen Übergangsvorgang bei der Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude yr(t) erachtet, was daraus folgt, dass für diese Prozesse die Gesetze zur Steuerung des Statorstromvektors gemeinsam sind.

Aus der Gleichung (111) des elektromagnetischen Übergangsvorganges geht hervor, dass die Über52

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tragungsfunktion für den Absolutbetrag des Rotorflussverkettungsvektors nach dem Absolutbetrag des Statorstromvektors von dem Phasenverschiebungswinkel e<p nach folgender Gleichung abhängig ist:

14/ (s) («&).

V5 + 1

Die Schnelligkeit der Stromregelung im Transvektor-Wechselrichter 2 (Fig. 4), welche durch die Regelzeit des momentanen Statorstrangstromes gekennzeichnet wird, ist um mehr als das Zehnfache höher als die Schnelligkeit der Regelung des Absolutbetrages (der Rotorflussverkettungsamplitude yr) des Rotorflussverkettungsvektors, weil Tj« 0,1 Tr ist.

Entsprechend der Gleichung (1) wird das Drehmoment M des Asynchronmotors durch das Produkt aus drei Steuerparametern is, vr. e<p bestimmt, die über drei Steuerkanäle - einen Kanal für die Steuerung des Absolutbetrages (der Statorstromampiitude is) des Statorstromvektors, über einen Kanal für die Steuerung des Absolutbetrages (der Rotorflussverkettungsamplitude yr) des Rotorflussverkettungsvektors und über einen Kanal für die Steuerung des Sinuswertes vom Phasenverschiebungswinkel e<p - verarbeitet werden.

Wie aus den Gleichungen (111) bis (113) folgt, ist als gemeinsame Eigenschaft dieser drei Steuerkanäle deren Abhängigkeit vom Phasenverschiebungswinkel e<p festzustellen. Daher ist es zweckmässig, das Steuerungsgesetz für den Asynchronmotor als Vorgabe des Phasenverschiebungswinkels £9 auszudrücken, der einen Steuerparameter darstellt, der die kleinste Trägheit besitzt.

In diesem Fall wird die Schnelligkeit und Invarianz der Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors auf die Schnelligkeit und die gegenseitige Kopplung der zwei, am schnellsten wirkenden Kanäle für die Steuerung der Parameter is, £<p zurückgeführt. Über den dritten Steuerkanal wird eine solche Änderung des dritten Steuerparameters yr vorgenommen, welche dem nach dem Kriterium (115) optimalen Gesetz zur Steuerung des Phasenverschiebungswinkels e(p bei erfüllter Bedingung der Steuerungsinvarianz entspricht.

Das Maximum des Verhältnisses von Drehmoment M zu Statorstromampiitude is und die höchste Schnelligkeit bei der Begrenzung der Erwärmung der Statorwicklungsisolation nach dem durch die Formel (115) definierten Kriterium wird in der Dynamik beim Verlauf des elektromagnetischen Übergangsvorganges der Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude yr(t) erzielt, wenn ein für alle drei Steuerkanäle verallgemeinerter Übertragungsfaktor K« des Drehmoment-Asynchronantriebs, der entspre-

i chend den Gleichungen (1), (113), (116) zu jedem Zeitpunkt t das Drehmoment M des Asynchronmotors mit dem quadratischen Statorstromamplitudenwert i2s, verknüpft, seinen höchstmöglichen (Grenz-)Wert erreicht:

km. = -§-zf- =kmi|n,w (ht),

worin K« der verallgemeinerte Übertragungsfaktor, bezogen auf das Drehmoment des Asynchron-

i motors, und E** > der maximale verallgemeinerte Übertragungsfaktor, bezogen auf das

Drehmoment des Asynchronmotors, bei vorgegebenem quadratischem Statorstromamplitudenwert ist.

Um die Bedingung (117) für das Erreichen des maximalen Momentes in der Dynamik zu erfüllen, muss die Statorstromphase es mit einem solchen Phasenverschiebungswinkel e<p gesteuert werden, bei dem folgende Bedingung für das Maximum von Kjr = &»» erfüllt wird:

i imax

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dicosi^-sjnSip _ p (HS).

dttf

Aus der Synchronisierungsbedingung unter Beachtung von Gleichungen (110) folgt, dass die Werte von \|fr und iSy immer positiv sind, weshalb die Bedingung cos £q> > 0 (119)

gilt.

Aus den Gleichungen (118), (119) ergibt sich ein nach dem Maximum des Drehmomentes optimales Gesetz zur Steuerung des Asynchronmotors:

lU0)

Das Vorzeichen «+» im Ausdruck (120) entspricht dem positiven Drehsinn des Momentes (+M) des Asynchronmotors (Phasenverschiebung des Statorstromvektors is entgegen dem Uhrzeigersinn gegen den Rotorflussverkettungsvektor ij/r. wie es in Fig. 1 durch ausgezogene Linie angedeutet ist).

Das Vorzeichen «-» im Ausdruck (120) entspricht dem negativen Drehsinn des Momentes (-M) des

Asynchronmotors (Phasenverschiebung im Uhrzeigersinn, wie es in Fig. 1 für den Statorstromvektor is gestrichelt gezeigt ist).

Das Gesetz (120) zur optimalen Steuerung des Asynchronmotors besagt, dass die Phasenverschiebung von ± 45° el gegenüber der für die Steuerung des Statorstromes bestimmten Synchronisierungsphase <ps bei erfüllter Gleichheit der Synchronisierungsphase <p*s und der Synchronphase cps der Rotorfiussverkettung das Maximum des Drehmomentes M des Asynchronmotors bei einer jeden Statorstromampiitude ergibt.

Bei Umkehr des Drehmomentes M des Asynchronmotors muss bei einer optimalen Steuerung nach dem Gesetz (120) die Statorstromphase um den Phasenwinkel von 90° el sprungartig geändert werden, weil die optimale Steuerung der Statorstromphase nach dem Gesetz p =(D +

&S0pi (£ Opt H

vorgenommen wird, worin <ps opt eine Rotorflussverkettungsphase bei der Steuerung nach dem Gesetz (120) bedeutet.

Die sprungartige Änderung der Phase es des Statorstromes nach dem Gesetz (121) kann mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 (Fig. 4) bzw. des Stromphasenumrichters (62) (Fig. 9) bei Erfüllung folgender Bedingung für die Synchronisierung der Steuerung realisiert werden:

% opt = J ^sopt (122)

0

Hierbei bedeuten <P*so - Anfangssynchronisierungsphase;

<Ps - synchrone Phase der Rotorfiussverkettung.

Bei Erfüllung der Bedingungen entsprechend den Gleichungen (121), (122) zur Sicherung des Geset-

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zes der optimalen Steuerung genügt es, den Gleichphasenstrom und den Orthophasenstrom nach den Gesetzen zu ändern. Hierin bedeuten iSy opt, isx opt optimale Werte der drehmomentbildenden und der flussbildenden Komponente der Statorstromampiitude is = | Ts| den Absolutbetrag des Statorstromvektors, der der Amplitude des Statorphasenstromes gleich ist; lSyn, Iort Amplitudenwerte des Gleichphasen- bzw. des Orthophasenstromes.

Deshalb sind bei optimaler Steuerung nach dem Gesetz (123) die Amplituden des Orthophasenstromes und des Gleichphasenstromes einander gleich und entsprechen dem Effektivwert des Statorstrangstromes:

Isyn = Is (125)

lopt= ± Is (126).

Bei optimaler Steuerung nach dem Gesetz (120) ändert sich der momentane Strangstrom isa in der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators nach dem Gesetz:

Das Vorzeichen «-» in dem Ausdruck (127) entspricht der positiven Richtung des Drehmomentes +M des Asynchronmotors, das Vorzeichen «+» entspricht der negativen Richtung des Drehmomentes des Asynchronmotors.

Da der Phasenverschiebungswinkel e<p des Statorstromes gegenüber der Rotorfiussverkettung konstant ist, so tritt bei der Steuerung nach dem Gesetz (120) kein Schlupf Awiy des Statorstromes gegenüber der Rotorfiussverkettung

A(öi\|/ =0 (128)

auf, während die Statorstromfrequenz oojs/opt der Frequenz cos opt der Rotorfiussverkettung gleich ist:

cois | opt = »s opt = co + Acoopt (129)

worin Acoopt der optimale Schlupf der Rotorfiussverkettung in bezug auf den Rotor bei Steuerung nach dem Gesetz (120) ist.

Entsprechend den Gleichungen (112), (122), (129) ändert sich der optimale Rotorflussverkettungs-schlupf Awopt in bezug auf den Rotor, welcher dem optimalen Statorstromschlupf in bezug auf den Rotor

Für statische Betriebsarten bei periodischem Statorstrom kennzeichnet die Grösse den Effektivwert ls des Statorstrangstromes:

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gleich ist, proportional dem Verhältnis eines Orthophasenstromes, der der drehmomentbildenden Komponente isx/opt der Statorstromampiitude gleich ist, zur laufenden Rotorflussverkettungsamplitude \|rr/0pt(t)

, *5x|optM (130).

- Ui- 'Lm' u; (i)

H opt '

Das Gesetz der optimalen Steuerung der Amplitude Iort des Orthophasenstromes, die der drehmomentbildenden Komponente der Statorstromampiitude gleich ist, wird durch die Beziehung

_ _> _ 2. . H (-è) (i3i)

-ort ^sx|o(>-t 3Zp Liti

ausgedrückt.

Die flussbildende Komponente isyjopt der Statorstromampiitude ändert sich bei Steuerung nach dem Gesetz (120) in Abhängigkeit vom Absolutbetrag |M| des Drehmomentes des Asynchronmotors nach dem Gesetz:

- i-svlopi 3Zp'

Wie aus den Gleichungen (121), (129), (131), (132) hervorgeht, hängen sämtliche Parameter des Statorstromvektors bei einer nach dem Drehmomentmaximum optimalen Steuerung von dem Verlauf der laufenden Rotorflussverkettungsamplitude yr/opt(t) ab.

Durch Einsetzen des Ausdrucks für die flussbildende Komponente isy|opt der Statorstromampiitude aus der Gleichung (132) in die Ausgangsgleichung (111) lässt sich das Gesetz der Änderung des laufenden Wertes der Rotorflussverkettungsamplitude wopt(t) als Funktion des Drehmomentes M(t) des Asynchronmotors entsprechend Differentialgleichung:

L,p (i) +Iy ^ = U^_ jMffl' I

R,. dt ' 3ZP

ableiten.

Multipliziert man den rechten und den linken Teil der Gleichung (133) der Funktion yr(t), so erhält man unter Berücksichtigung der Gleichung

<*%(*) 1 ii*fij _ i dvSto (un)

di 2 di das Gesetz der nach dem Drehmomentmaximum optimalen Steuerung der Rotorflussverkettungsamplitude wopt(t) als Funktion des Drehmomentes M(t) des Asynchronmotors, ausgedrückt durch die Differentialgleichung:

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Aus der Gleichung (135) folgt, dass bei der optimalen Steuerung nach dem Gesetz (120) der elektromagnetische Übergangsvorgang der Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude zweimal schneller abläuft als dies bei dem gemäss Fig. 7 beschriebenen Elektroantrieb der Fall ist. Die Zeitkonstante Ty des elektromagnetischen Übergangsvorganges der Bildung einer nach dem Drehmomentmaximum optimalen quadratischen Amplitude der Rotorfiussverkettung und folglich einer optimalen Amplitude yr opt(t) der Rotorfiussverkettung ist zweimal kürzer als die elektromagnetische Zeitkonstante Tr des Rotorkreises:

Hierbei ist die Bildung der Rotorflussverkettungsamplitude entsprechend der Gleichung (135) unabhängig von der Richtung des Motordrehmomentes, ändert sich nicht bei der Vorzeichenumkehr des Motordrehmomentes ± M und wird eindeutig durch das Gesetz der Änderung des Absolutbetrags |M(t)| des Motordrehmomentes bestimmt.

Die gemeinsame Lösung der Gleichungen (130), (131), (132) und (135) bestimmt die optimale Ausführung der zusammenhängenden Handlungen mit den Parametern des energetischen Zustandsvektors des

Asynchronmotors (Vektor is des Statorstromes) als Funktion der Eingangsführungsgrösse des Drehmoment-Asynchronantriebs, die dem Solidrehmoment M* des Asynchronmotors bei der Steuerungsinvarianz M*(t) = M(t) proportional ist.

Dieses Verfahren zur optimalen invarianten Steuerung des Asynchronmotors gemäss der Erfindung wird in einem Elektroantrieb, dessen Schaltbild in Fig. 10 gezeigt ist, realisiert.

Der Elektroantrieb zur Durchführung dieses Verfahrens enthält einen Asynchronmotor 1 (Fig. 10), dessen Statorwicklung mit den Ausgängen 6, 7, 8 des Transvektor-Wechselrichters 2 verbunden sind, dessen Steuereingänge jeweils einen Orthophasen-, einen Frequenz- und einen Gleichphaseneingang des Transvektor-Wechselrichters 2 darstellen. Der Rotor des Asynchronmotors 1 ist mit einem Geschwindigkeitsgeber 32 (z.B. mit einem Tachometergenerator) gekoppelt.

Der Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 ist mit dem Ausgang der Reihenschaltung aus einer Einheit 38 zur Vorgabe der Rotorgeschwindigkeit, eines ersten Summators 44, eines pro-portional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers 45, einer ersten und einer zweiten Divisionseinrichtung 39, 40 und eines zweiten Summators 41, dessen Ausgang bereits direkt am Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 liegt, verbunden. Die zweiten Eingänge der Summatoren 41 und 44 sind an den Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 angeschlossen. Der Ausgang der ersten Divisionseinrichtung 39 ist direkt mit dem Orthophasensignal-Eingang 3 und über eine Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes mit dem Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 verbunden. Der Ausgang der Einheit 63 ist über ein aperiodisches Glied 42 an den Eingang einer Sättigungsnichtlinearitätseinheit 64 gelegt, deren Ausgang mit den Eingängen der ersten und zweiten Divisionseinrichtung 39 bzw. 40 verbunden ist.

Die Elemente 38, 39, 40, 41, 42, 44, 45 können analog den vorstehend beschriebenen Elementen für den in Fig. 7 gezeigten Elektroantrieb ausgeführt sein.

Die Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes kann auf einem Standardoperationsverstärker in Schaltung einer Absolutwertabtrennungseinheit, die in dem Buch von V.P. Shilo «Integrierte Ana-logfunktionsschaltungen», Moskau, «Radio i svjaz», 1970, S. 184 und im Buch von F. Fröhr, F. Ortten-burger «Grundglieder des regelbaren Gleichstromantriebs», Übersetzung aus dem Deutschen, Moskau, «Energija», 1977, S. 178 beschrieben ist, aufgebaut sein.

Die Sättigungsnichtlinearitätseinheit 64 kann auf einem Operationsverstärker in Schaltung eines nichtlinearen Elementes, das in dem Buch von B.K. Nesterenko «Integrierte Operationsverstärker. Handbuch für Anwendung», Moskau, «Energija», 1982 aufgebaut werden.

Der Elektroantrieb gemäss Fig. 10 funktioniert folgendermassen:

Im Anfangszustand werden die Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 mit momentanen Strang-Gleichströmen isa(O), isb(O), isc(O) gespeist, die man durch Pulsbreitenmodulation mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 wie oben beschrieben regelt. An den Steuereingängen 3, 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 liegen keine Signale an, auf den Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 gibt man ein Vorgabesignai i*Syo für die Anfangsamplitude iSyo des Gleichphasenstromes, das der flussbildenden Anfangskomponente isyo der Statorstromampiitude gleich ist.

Hierbei gibt man den Anfangswert der flussbildenden Komponente iSy0 der Statorstromampiitude zumindest zweimal kleiner als deren Nennwert iSy n der der Nennamplitude % n der Rotorfiussverkettung entspricht, vor:

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; = {* = 4 0,5 7^ (137).

SV 0 SVO L mn "Hi H

Hierbei bedeuten:

\|/r n — Nennamplitude der strangbezogenen Rotorfiussverkettung in der Nennbetriebsart des Asynchronmotors bei M = Mn;

Lm n - Nennwert der Gegeninduktivität in der Nennbetriebsart des Asynchronmotors bei M = Mn;

Lm o - Anfangswert der Gegeninduktivität bei geringen Werten der Amplitude \jrr der Rotorfiussverkettung, die unter dem Wert 0,5 yrn liegen.

Die Gleichströme an den Ausgängen 6, 7, 8 des Transvektor-Wechselrichters 2 erregen in dem Asynchronmotor 1 ein magnetisches Gleichfeld und eine Rotorfiussverkettung, die durch den Anfangsvektor ïjïr o mit der synchronen Anfangsphase <ps 0 gegenüber der Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» der Stators des Asynchronmotors 1 gekennzeichnet wird, hierbei ist die synchrone Anfangsphase q>s o der Rotorfiussverkettung gleich der Anfangsphase es o des Statorsttomes.

In dieser Betriebsart fehlt das Drehmoment M des Asynchronmotors 1, die Winkelgeschwindigkeit co des Rotors ist gleich Null, so dass kein Signal vom Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 abgegeben wird. Da ein Vorgabesignal für die Sollwinkelgeschwindigkeit co* des Rotors am Ausgang der Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit ausbleibt, ist das Vorgabesignal für die Sollfrequenz o3*s der Rotorfiussverkettung am Ausgang des Summators 41 gleich Null, die Synchronisierungsphase cp*s des Transvektor-Wechselrichters 2 ist unveränderlich und gleich der Anfangsphase

<P*SO = 9sO = Eso.

Bei einer lastseitigen Störung an der Welle des Asynchronmotors 1 bzw. beim Erscheinen eines Signals vom Ausgang der Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit wird am Ausgang des ersten Summators 44 ein Signal gebildet, so dass am Ausgang des proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers 45 ein Vorgabesignal für das Solldrehmoment M*(t) des Asynchronmotors 1 gebildet und im Laufe der Zeit verändert wird.

Mit Hilfe der Elemente 39, 40, 42, 63, 64 werden die optimalen Parameter des Statorstromvektors als Funktion des Solldrehmomentes M*(t) = M(t) entsprechend dem Steueralgorithmus, der durch die nichtlineare Differentialgleichung (135) und die Gleichungen (130), (131), (132) beschrieben wird, berechnet. Am Ausgang der ersten Divisionseinrichtung 39 wird ein Vorgabesignai für eine der drehmomentbildenden Komponente i*Sx der Statorstromampiitude gleichen Orthophasenstromamplitude l0rt gebildet.

Im ersten Zeitpunkt t = 0 des elektromagnetischen Übergangsvorganges steht am Divisoreingang der ersten Divisionseinrichtung 39 das Vorgabesignal für die Sollamplitude \|/*r|t=o der Rotorfiussverkettung mit der Anfangsamplitude yro der Rotorfiussverkettung in Übereinstimmung, die nach der Formel (137) bestimmt wird:

Y*r|t = o = Yro-

Dies wird durch Vorgabe einer Gleichstromkomponente des Ausgangssignals der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes gesichert, die dem Anfangssollwert der flussbildenden Quadraturkomponente i*Syo der Statorstromampiitude proportional ist, die nach der Formel (137) ermittelt wird. Da in dem Anfangszustand bei t = 0 das stationäre Ausgangssignal des aperiodischen Gliedes 42 seinem Eingangssignal, das eine Gleichstromkomponente des Ausgangssignals der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes darstellt, gleich ist, so ist der Anfangswert des Ausgangssignals des aperiodischen Gliedes 42 proportional dem Anfangssollwert der flussbildenden Quadraturkomponente i*syo der Statorstromampiitude. Da der Eingang des aperiodischen Gliedes 42 mit dem Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 verbunden ist, charakterisiert das Anfangsausgangssignal i*syo des aperiodischen Gliedes 42 den Wert der Amplitude lsyn = i*syo des Gleichphasenstromes des Transvektor-Wechselrichters 2.

Das Sättigungsnichtlinearitätsglied 64 wird durch die Gleichung (14) beschrieben und hat einen veränderlichen Übertragungsfaktor Lm, der das Verhältnis des Ausgangssignals zum Eingangssignal des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 charakterisiert:

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I _ S} O38) .

L<- ~ iï, t™

Bei einem geringen Anfangswert des Eingangssignals i*Syo des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 ändert sich der Übertragungsfaktor Lm nach der Gleichung (15) praktisch nicht und ist gleich dem Wert der maximalen Gegeninduktivität Lmo des ungesättigten Asynchronmotors 1.

In diesem Zusammenhang ist zum Anfangszeitpunkt t = 0 das Ausgangssignal des Sättigungsnichtli-nearitätsgliedes 64 proportional dem Anfangswert der Sollamplitude Wo der Rotorfiussverkettung.

Wenn der Übertragungsfaktor des aperiodischen Gliedes 42 gleich eins ist und das Sättigungsnichtli-nearitätsglied 64 einen Anfangsübertragungsfaktor hat, der der maximalen Gegeninduktivität Lmo entspricht, erregt der Anfangsgleichphasenstrom isyn im Asynchronmotor 1 eine konstante Rotorfiussverkettung (\|/ro = Wo), die dem Ausgangssignal des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 entspricht.

Infolge der Division des Wertes des Solldrehmomentes M(t) des Asynchronmotors durch den Anfangswert der Sollamplitude Wo der Rotorfiussverkettung wird am Ausgang der ersten Divisionseinrichtung 39 entsprechend der Gleichung (131) ein dem Sollwert der drehmomentbildenden Komponente isx|opt der Statorstromampiitude proportionalen Signal gebildet, das dem Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 zugeführt wird.

Infolge eines Sprunges und einer Änderung der Amplitude l0pt des Orthophasenstromes nach der Gleichung (131) wird ein dem Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 gleiches Drehmoment M des Asynchronmotors 1 gebildet.

Gleichzeitig gelangt das Ausgangssignal iSx opt vom Ausgang der ersten Divisionseinrichtung 39 zu zwei Eingängen - zum Eingang der zweiten Divisionseinrichtung 40 und zum Eingang der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes.

Da am zweiten Eingang (Divisoreingang) der zweiten Divisionseinrichtung 40 des Ausgangssignal Wo des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 eintrifft, so wird nach der Gleichung (130) am Ausgang der zweiten Divisionseinrichtung 40 ein Vorgabesignal für den Sollschlupf Aa)*0pt der Rotorfiussverkettung, bezogen auf den Rotor, gebildet.

Das entstandene Drehmoment M des Asynchronmotors 1 führt zur Bildung einer Rotorwinkelgeschwindigkeit und eines Ausgangssignals am Winkelgeschwindigkeitsgeber 32. Das am Ausgang der zweiten Divisionseinrichtung 40 erhaltene Schlupfvorgabesignal Aco*0pt wird mit Hilfe des zweiten Summators 41 mit dem Signal der gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit m (unter Berücksichtigung der Polarität der Signale Aw*0pt und w) summiert.

Das Ausgangssignal des zweiten Summators 41, das die Synchronisierungsfrequenz w*s des Transvektor-Wechselrichters 2 charakterisiert, wird au den Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 gegeben.

Da der Statorstromvektor is mit dem Erscheinen eines Orthophasenstromes iort in dem Asynchronmotor 1 um einen Phasenverschiebungswinkel e<p gegenüber seiner ursprünglichen Winkellage sso = <Pso =

(p*so verschoben worden ist, erfährt der Rotorflussverkettungsvektor \j?ro auch eine Winkelverschiebung <ps(t). Unter Beachtung von Differentialgleichungen (20) bis (23) und Gleichungen (111) bis (112) ist die Physik des Erzeugungsvorganges für das Magnetfeld in dem Asynchronmotor 1 derart, dass der

Vektor \j/r der Rotorfiussverkettung mit einer durch die elektromagnetische Trägheit hervorgerufenen

Verzögerung bestrebt ist, die Winkellage des Statorstromvektors is einzunehmen, den Phasenverschiebungswinkel £<p und das Drehmoment M des Asynchronmotors bis auf Null zu senken. Zur Sicherung eines dauerhaften Solldrehmomentes M = M* des Asynchronmotors ist es erforderlich, den Sollphasenverschiebungswinkel e<p konstant zu halten und fortlaufend den Statorstromvektor is synchron mit dem Rotorflussverkettungsvektor \j/r unter Konstanthaltung der Sollphasenverschiebung e<p zu verschieben.

Solch eine synchrone Verschiebung des Statorstromvektors is wird durch die Formierung einer Synchronfrequenzkomponente cos des Statorstromes, die gleich der Frequenz der Rotorfiussverkettung durch Formierung und Änderung eines Signals am Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 mit Hilfe der zweiten Divisionseinrichtung 40 und des zweiten Summators 41 ist.

Das Ausgangssignal i*sx der ersten Divisionseinrichtung 39, das am Eingang der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes eintrifft, hat verschiedenen Einfluss auf die Amplitude ISyn des Gleichphasenstromes in Abhängigkeit von der Grösse dieses Ausgangssignals i*sx(t).

Ist der laufende Wert der drehmomentbildenden Komponente i*Sx(t) kleiner als der von der Einheit 63 eingestellte Anfangswert der Amplitude lSyn = i*syo des Gleichphasenstromes, so wird das Signal am Ein-

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gang und am Ausgang des aperiodischen Gliedes 42 bei dem Erscheinen und der Änderung, des Ausgangssignals i*sx(t) der ersten Divisionseinrichtung 39 nicht geändert.

In diesem Falle arbeitet der Asynchronmotor 1 bei konstanter Amplitude der Rotorfiussverkettung nach dem Gesetz:

w - Ii/ = U/* =i

T t? ' I"0 ~ f*0

^-sx

1

*

ro *

syo

'SVD

L

mo

(139)

Diese Betriebsart bleibt in einem kleinen Änderungsbereich des Solldrehmomentes M*(t) des Asynchronmotors 1 bis zu einem Grenzwert Mg* desselben erhalten, der nach der Gleichung (84) durch die Bedingung

M *'(i) 4 Mj

(ÎHQ)

M

*

= f Zp-M*0

bestimmt wird.

In dieser Steuerzone des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1 ist die Amplitude lSyn des Gleichphasenstromes konstant, die Amplitude Iort des Orthophasenstromes und der Schlupf Aco sind proportional dem Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1, da an den Divisoreingängen der Divisionseinrichtungen 39 und 40 ein gleichbleibendes Signal Wo von dem Ausgang des Sättigungsnichtlinearitäts-gliedes 64 eintrifft.

Hierbei ändert sich die Phase es des Statorstromes nach dem durch die Gleichung (86) beschriebenen Gesetz bei y*r min = V* ro-

Diese Betriebsart ist oben für den Elektroantrieb gemäss Fig. 7 beschrieben.

Die Betriebsart mit konstanter Amplitude der Rotorfiussverkettung nach den Gleichungen (139), (140), (86) ist kennzeichnend für den Elektroantrieb gemäss Fig. 10 für einen stationären Leerlauf des Asynchronmotors 1 ohne Last an seiner Welle.

In den dynamischen Betriebszuständen des Elektroantriebs übersteigt das Ausgangssignal des pro-portional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers 45 (Fig. 10) das Grenzdrehmoment Mg*, so dass der Wert des Signals i*Sx am Ausgang der ersten Divisionseinrichtung 39 und am Eingang der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes den Anfangseinstellwert i*Syo der Einheit 63 übersteigt. Hierbei ist das Ausgangssignal i*Sy der Einheit 63 gleich dem Absolutwert ihres Eingangssignals i*sx; der Elektroantrieb arbeitet in der Betriebsart, die durch die Gleichungen

|m*| >

! isx l > <•

¥t

5^0

(141)

l

SV

i*

(-142)

beschrieben wird. Die Gleichungen (141), (142) bestimmen die zweite Steuerzone des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1 d.h. die Zone der nach dem maximalen Drehmoment und der maximalen Schnelligkeit optimalen Steuerung nach dem Gesetz (120).

Die Gleichheit des Wertes der Amplitude lSyn des Gleichphasenstromes und des Absolutwertes |l0rtl der Amplitude des Orthophasenstromes in diesem Betriebszustand wird dadurch gesichert, dass an dem

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Orthophasensignal-Eingang 3 und dem Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 gleichgrosse Steuersignale i*Sx(t) und i*sy(t) = |i*sx(t)| eintreffen. Dieser Betriebszustand entspricht dem Gesetz (120), wenn an dem Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 ein der laufenden Synchronfrequenz ws der Rotorfiussverkettung gleiches Frequenzvorgabesignal <a*s eintrifft:

<-4= (m)

Hierbei wird der optimale Schlupf Acoopt nach der Gleichung (130) bei Erfüllung der durch die Differentialgleichung (135) ausgedrückten Bedingung ermittelt.

Die gemeinsame Erfüllung der Bedingungen (143), (130), (135) ist notwendig zum Erreichen der maximalen Schnelligkeit und des Steuergesetzes (120), da die Synchronisierbedingung nach den Gleichungen (110), die den abgeleiteten Gesetzen (120), (130), (131), (132) zugrunde liegt, gemäss der Methode der algorithmischen Linearisierung nur bei Erfüllung der Gleichheit der Synchronisierfrequenz <a*s und der laufenden Ist-Synchronfrequenz cos der Rotorfiussverkettung (der Drehwinkelgeschwindigkeit des orientierenden Vektors H0 = yr) erfüllt wird.

Diese Synchronisierbedingung wird dadurch erfüllt, dass an den Divisoreingängen der ersten und der zweiten Divisionseinrichtung 39 und 40 ein als Funktion der Zeit t des elektromagnetischen Übergangsvorganges veränderliches Vorgabesignal für die optimale Sollamplitude <p*r 0pt(t) der Rotorfiussverkettung eintrifft, das näherungsweise der Istamplitude yr opt (t) der Rotorfiussverkettung, welche sich bei dem Asynchronmotor 1 infolge der Änderung der Amplitude lSyn(t) des Gleichphasenstromes bei Änderung der Signale i*sx(t) und i*Sy(t) ändert, gleich ist.

Nach der Gleichung (111) ändert sich die Istampiitude yr(t) der Rotorfiussverkettung bei Änderung der Grösse isy(t) nach dem aperiodischen Gesetz mit einer Zeitkonstante Tr. Mit Hilfe des aperiodischen Gliedes 42, das eine der elektromagnetischen Zeitkonstante Tr des Rotorkreises gleiche Zeitkonstante hat, wird die Lösung der linearen Differentialgleichung (111) des Asynchronmotors 1 gefunden. Hierbei wird in der mit Hilfe des aperiodischen Gliedes 42 auflösbaren Differentialgleichung der Übertragungsfaktor Lm als konstant in dem Änderungsintervall des Signals i*sy(t), das dem linearen Abschnitt der Magnetisierungskennlinie vm(im) des Asynchronmotors 1 entspricht, angenommen. Bei hohen Werten des Signals i*Sy(t) wird mit Hilfe des nichtlinearen Abschnitts der durch das Sättigungsnichtlinearitätsglied 64 realisierbaren Nichtlinearität y*r(i sy) der einer laufenden Gegeninduktivität Lm (yr) gleiche Übertra-gungsfaktor Lm herabgesetzt. Dies führt zu einer allmählichen Senkung des Zuwachses des Ausgangssignals des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 gegenüber dem Zuwachs des Ausgangssignals des aperiodischen Gliedes 42, was dem realen Sättigungsvorgang des Magnetleiters des Asynchronmotors 1 beim Anstieg des Magnetisierungsstromes im und der flussbildenden Komponente iSy der Statorstromampiitude entspricht.

Dadurch, dass mit Hilfe des aperiodischen Gliedes 42 und des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 die dynamischen Vorgänge für die Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude yr(t) nachgebildet werden, entsprechen die Divisionsoperationen durch das Signal y*r(t) = yr(t), die mit Hilfe der Divisionseinrichtungen 39 und 40 realisiert werden, dem realen physikalischen Vorgang, bei dem der Statorstrom und die Rotorfiussverkettung nach den Gleichungen (130), (131), (132) zur Wechselwirkung kommen und sind die vollständige Abbildung dieser Wechselwirkung in dem Asynchronmotor 1 bei Vorgabe der laufenden Werte der Asynchronfrequenz tos = w*s des Statorstromes, des Orthophasenstromes iort = i*ort und des Gleichphasenstromes iSyn = i*syn-

Infolge dieser Abbildung der Steuerungsvorgänge für den Statorstromvektor is in dem Elektroantrieb werden gleichzeitig die Synchronisierbedingungen nach den Gleichungen (111), (129), (130), (143), die Optimalitätsbedingungen nach dem Gesetz (120) und die Invarianzbedingung für die Steuerung des Drehmomentes M(t) = M*(t) des Asynchronmotors erfüllt.

Beim Anlauf des Asynchronmotors 1 nimmt das Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 sprungartig zu und steigt schnell bis auf den maximalen Wert des Solldrehmomentes M*max. der durch die Sättigung des proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers 45 bestimmt wird, an. Da an den Divisoreingängen der Divisionseinrichtungen 39 und 40 das Vorgabesignal für die Sollamplitude y*r der Rotorfiussverkettung wegen der Trägheit des aperiodischen Gliedes 42 nicht sprungartig zunehmen kann, so steigt bei der Division des maximalen Wertes des Solldrehmomentes M*max durch den minimalen Wert der Sollamplitude y*ro = y*r min der Rotorfiussverkettung das Ausgangssignal i*Sx der ersten Divi-

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sionseinrichtung 39 sprungartig auf den Maximalwert i*sx|max an, der aus der Bedingung für die Begrenzung der maximalen Statorstromampiitude is max nach der Gleichung bestimmt wird.

Das Ausgangssignal der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes steigt auch sprungartig von dem minimalen Anfangswert i*syo auf den maximalen Wert an, der sich ergibt zu:

■0

; I ;*• |= tsmftx (WS).

■-sv|mö)f l^svimax i- yz

Infolge der Vorgabe von maximalen und gleich grossen Projektionen des Statorstromvektors is entsprechend den Gleichungen (144), (145) wird sprungartig der Phasenverschiebungswinkel e<p des Statorstromvektors gegenüber der Anfangslage des Rotorflussverkettungsvektors yro um einen Betrag von + ^ ■■■ , der durch das Gesetz (120) der optimalen Steuerung bestimmt wird, geändert.

Die weitere Erfüllung des Gesetzes (120) der optimalen Steuerung wird dadurch gesichert, dass eine sprungartige Änderung des Rotorflussverkettungsschlupfes Acomax in bezug auf den Rotor, die mit der Vorgabe einer maximalen drehmomentbildenden Quadraturkomponente i*sx|max der Statorstromampiitude verbunden ist, und eine diesem Sprung entsprechende sprungartige Änderung eines Vorgabesignals für den Sollschlupf Aa>*max, das von dem Ausgang der zweiten Divisionseinrichtung 40 auf den Eingang des zweiten Summators 41 gegeben wird, stattfindet. Hierbei werden der maximale Wert des Signals Aûfmax und seine Polarität durch den maximalen Wert und die Polarität des Ausgangssignals der ersten Divisionseinrichtung 39 nach der Formel

,* a /■ ) - A « ^xìmjL =

'mûx-

R«. . t

mm i . WÛX (iHG)

~ L,. M V2-Vr0

bestimmt.

Im Ergebnis dieses Sprunges des Schlupfes Awmax steigt zum ersten Zeitpunkt t = 0 sprungartig die momentane Frequenz des Statorstromes bis auf einen gewissen beträchtlichen Wert <bìs = cos = <a*s = Aco*max an, ungeachtet des Ausbleibens eines Signals für die Istwinkelgeschwindigkeit ca = 0 des Rotors zum ersten Zeitpunkt t = 0.

Sodann geht der elektromagnetische Übergangsvorgang der Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude \|/r(t), der durch die Differentialgleichung (135) beschrieben wird, vonstatten. Da das Signal i*Sy am Eingang des aperiodischen Gliedes 42 sprungartig bei t = 0 bis auf den maximalen Wert i*Sy|max von dem minimalen Wert iSy|min = i*syo angestiegen ist, so findet ein Anstieg des Ausgangsignals des aperiodischen Gliedes 42 nach dem aperiodischen Gesetz mit einer Zeitkonstante Tr bis zum Erreichen eines ffigy neuen stationären Signalwertes — y1 stat*" Versteigt die maximale Sta torstromampiitude is max wesentlich den optimalen Sollwert der stationären Statorstromampiitude

\r~2 ~^2 ''

ig ^ =yisx| 0pt+isy| opt des für das Solldrehmoment M*max des Asynchronmotors 1, so findet in dem Anfangszeitintervall ein forcierter Anstieg des Vorgabesignals für die Sollamplitude

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V*r(t) der Rotorfiussverkettung vom Ausgang des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 statt. Dann wird mit der Annäherung an den stationären Optimalwert der Rotorflussverkettungsamplitude \j/*r opt die Änderung der Sollamplitude \|/*r(t) der Rotorfiussverkettung verlangsamt infolge von drei gleichzeitig verlaufenden Steuerungsvorgängen: die Vergrösserung des Ausgangssignals des aperiodischen Gliedes 42 führt zu einer Auswanderung des Arbeitspunktes auf der Eingang-Ausgang-Kennlinie des Sätti-gungsnichtlinearitätsgliedes 64 in die Sättigungszone mit einem geringen Übertragungsfaktor, der der geringen Gegeninduktivität Lm(ym) des Asynchronmotors 1 bei gesättigtem Magnetleiter entspricht; die Vergrösserung der laufenden Sollamplitude \|/*r(t) der Rotorfiussverkettung führt zu einem starken Anstieg der Signale an den Divisoreingängen der Divisionseinrichtungen 39 und 40, was eine starke Senkung der Sollwerte der drehmomentbildenden und der flussbildenden Komponente der Statorstromampiitude und folglich des Eingangssignals des aperiodischen Gliedes 42 verursacht; die Änderung des Ausgangssignals des aperiodischen Gliedes 42 wird verzögert bei Annäherung an den stationären Wert.

Im Ergebnis dieser Steuerungsvorgänge und der diesen entsprechenden elektromagnetischen Vorgänge im Asynchronmotor 1 wird ein maximales Drehmoment Mmax = M*maxdes Asynchronmotors 1 bei einer für den betreffenden Drehmoment Mmax des Asynchronmotors 1 mindestmöglichen Erwärmung der Statorwicklungsisolation formiert und konstant gehalten, d.h. es wird eine schnelligkeitsoptimale Steuerung des Asynchronmotors 1 gesichert.

Sobald die Soll- und die Istwinkelgeschwindigkeit des Rotors einander gleich (to = <»*) werden, wird das Ausgangssignal des Pl-Geschwindigkeitsreglers 45 bis auf einen Wert M* = Ms, der dem statischen Lastmoment Ms entspricht, herabgesetzt.

Dies führt zuerst zu einer wesentlichen Senkung des Signals i*sx(t) am Ausgang der ersten Divisionseinrichtung 39 unterhalb des stationären Wertes iSx(M*), der dem Lastmoment Ms entspricht. Das Drehmoment M des Asynchronmotors 1 wird aber gleich dem Solldrehmoment M* = Ms infolge der beim Anlaufvorgang erreichten hohen Rotorflussverkettungsamplitude yr max formiert. Dann wird die Rotorflussverkettungsamplitude yr(t) bis auf den optimalen stationären Wert gesenkt, der sich ermittelt zu:

Hierin bedeutet Ms = M<» ein statisches Lastmoment, das dem stationären Drehmoment M« des Asynchronmotors 1 entspricht.

Die stationäre Amplitude yr opt|°o der Rotorfiussverkettung wird durch Senkung des Ausgangssignals i*sy(t) der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes unter dem stationären Wert iSy(t) derselben erreicht, der die stationäre Amplitude vropt|°° der Rotorfiussverkettung erzeugt.

Somit finden in dem gesamten Zeitintervall des elektromechanischen Übergangsvorganges der Änderung der Winkelgeschwindigkeit auf den Sollwert to* im Elektroantrieb gemäss Fig. 10 elektromagnetische Übergangsvorgänge der Änderung der Rotorflussverkettungsamplitude £or(t) statt: zuerst wird ein geringer Magnetfluss (yr min) erregt, der es gestattet, zumindest um das Vierfache die Erregungsverluste und die Anfangserwärmung der Statorwicklung zu vermindern. Dann findet eine forcierte Vergrösserung der Rotorflussverkettungsamplitude bis auf Werte statt, die den Nennwert der Rotorflussverkettungsamplitude yr n um 20 bis 35% übersteigen mit kurzzeitigem Eintritt des Asynchronmotors 1 in die Zone der tiefen Sättigung des Magnetleiters mit desto höherem Sättigungsgrad, je höher die zulässige Statorstromampiitude is max und je höher das Solldrehmoment M*max des Asynchronmotors 1 ist. Hierbei wird ein Minimum des Integrals des quadratischen Mittelwertes des Statorstromes über die Zeitperiode gesichert, in der das maximale Solldrehmoment M*max = Mmax des Asynchronmotors 1 eingehalten werden soli, womit die Bedingung der schnelligkeitsoptimalen Steuerung erreicht wird.

Dann findet ein umgekehrter Vorgang der Verminderung der Rotorflussverkettungsamplitude bis auf einen Wert, der für den statischen Betrieb des Asynchronmotors 1 mit vorgegebenem statischem Lastmoment erforderlich ist. In diesem Übergangsvorgang ist die Erwärmung der Statorwicklung und die Statorstromampiitude kleiner als für den statischen Betrieb mit einer stationären Rotorflussverkettungsamplitude.

Im statischen Betrieb arbeitet bei dieser Steuerung der Asynchronmotor 1 mit einer minimalen stationären Amplitude is min für ein vorgegebenes Drehmoment M des Asynchronmotors, was auch die Erwärmung der Statorwicklungsisolation minimisiert und einen Betriebszustand sichert, der dem Zustand mit minimalen summarischen Leistungsverlusten in dem Asynchronmotor 1 nahe ist.

Die Frequenz des Statorstromes ist bei dieser Steuerung gleich der Frequenz der Rotorfiussverkettung. Sie steigt forciert zu Beginn des elektromagnetischen Übergangsvorganges beim Anstieg des Solldrehmomentes des Asynchronmotors 1 an, nimmt dann mit Anstieg der laufenden Sollamplitude yr(t) der Rotorfiussverkettung ab und nimmt wieder beim Anstieg der Rotordrehgeschwindigkeit zu.

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Somit wird im Elektroantrieb gemäss Fig. 10 ein Verfahren zur Steuerung des Asynchronmotors realisiert, bei dem eine Änderung des Drehmomentes des Asynchronmotors bei nichteindeutigen nichtharten Bedingungen für die Änderung der Amplitude und Frequenz des Statorstromes und der Amplitude der Rotorfiussverkettung erfolgt. Gleich grosse Werte des Drehmomentes des Asynchronmotors werden bei wesentlich unterschiedlichen Amplituden des Statorstromes und der Rotorfiussverkettung formiert. Die gleichen Werte des Drehmomentes und die gleichen Winkelgeschwindigkeiten des Rotors des Asynchronmotors werden in diesem Elektroantrieb bei wesentlich unterschiedlichen Frequenzen des Statorstromes erreicht. Sämtliche Parameter des Statorstromvektors werden bei diesem Steuerverfahren nicht nur durch die Grösse und den Änderungscharakter des Drehmomentes des Asynchronmotors bestimmt, sondern hängen von der Vorgeschichte des elektromagnetischen Übergangsvorganges, von dem laufenden Zustand des Magnetsystems des Asynchronmotors ab, d.h. sie hängen von der Zeit t des elektromagnetischen Übergangsvorganges als selbständigem Parameter ab.

Gemäss der Erfindung besteht das Verfahren zur optimalen Steuerung eines Asynchronmotors, das in dem Elektroantrieb gemäss Fig. 10 realisiert ist, darin, dass man bei sprungartigem Zuwachs des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors gegenüber dem stationären Anfangswert des Solldrehmomentes M*o des Asynchronmotors bei einem stationären Anfangswert der Rotorflussverkettungsamplitude Yro, dem der Quadratwurzel aus dem Anfangswert des Solldrehmomentes M*0 des Asynchronmotors proportional ist

V =

>0

2 Im

3ZP

M*

' 'o

(W) ,

den quadratischen Wert y2r der der laufenden Amplitude yr(t) der Rotorfiussverkettung als Funktion der Zeit t des elektromagnetischen Übergangsvorganges nach dem aperiodischen Gesetz mit einer Zeitkonstante, die der halben elektromagnetischen Zeitkonstante Tr des Rotorkreises gleich ist, ändert:

Zi,f 3Z,

. j *

M +

Ü

Tr-

(iH 9)

Hierin bedeuten:

M* - Endwert des Solldrehmomentes des Asynchronmotors;

M*0 - Anfangswert des Solldrehmomentes des Asynchronmotors;

t - Zeit des elektromagnetischen Übergangsvorganges, gerechnet ab dem Zeitmoment, bei dem sich das Solldrehmoment des Asynchronmotors sprungartig vom Wert M*0 auf den Wert M* geändert hat, d.h. vom Zeitpunkt, bei dem sich die Eingangsführungsgrösse des Drehmoment-Asynchronantriebes geändert hat.

Die Gleichung (149) gilt als Lösung der Differentialgleichung (135) bei optimaler Steuerung nach dem Gesetz (120).

Diese forcierte Änderung der Amplitude dèr Rotorfiussverkettung in der minimalen Zeit des elektromagnetischen Übergangsvorganges wird erreicht durch die voneinander abhängigen Veränderungen der Parameter des Statorstromes des Asynchronmotors 1 nach den Gesetzen (131), (132) unter Berücksichtigung der Gleichung (149) derart, dass die Amplitude des Statorstromes, die der drehmomentbildenden und der flussbildenden Komponente der Statorstromampiitude proportional ist, nach dem Gesetz

^5 ~

2!

3Zö

'm

IT

m*)

_ a e Tf

(150)

und die Frequenz caiS des Statorstromes, die der Frequenz cos der Rotorfiussverkettung gleich ist, nach dem Gesetz

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M*

(151)

^ M*«-(m*-M*)e "

geändert werden, worin w die gemessene Rotorwinkelgeschwindigkeit des Asynchronmotors ist.

Die Steuerungsgesetze (150,151 ) sind aus der gemeinsamen Lösung der Gleichungen (130), (131 ), (132) unter Berücksichtigung der Gleichung (149) erhalten und werden bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 10, wie oben beschrieben, realisiert bei automatischer Regelung der Sollamplitude W(t) = yr(t) der Rotorfiussverkettung nach dem Gesetz (149). Diese Regelung der veränderlichen Amplitude yr(M*,t) der Rotorfiussverkettung wird mit Hilfe der beschriebenen nichtlinearen dynamischen Rückkopplung, die der ersten Divisionseinrichtung 39 zugeordnet ist, und mit Hilfe der als Funktion des Ausgangssignals der Divisionseinrichtung 39 zu steuernden drei Eingangsführungsgrössen i*sx, ©*s und i*Sy des Transvektor-Wechselrichters 2, die jeweils auf seinen Orthophaseneingang 3, Frequenzeingang 4 und Gleich-phasen-Eingang 5 gegeben werden, realisiert.

Da man die Steuerparameter bei der Einstellung der Elemente 39, 40, 42, 63 und 64 nach den oben angeführten Gleichungen praktisch nicht genau übereinstimmend mit den elektrischen und elektromagnetischen Parametern des Asynchronmotors 1 einstellen kann, so entsteht eine gewisse Abweichung der Steuerungsalgorithmen nach den oben angeführten Gleichungen von den wirklichen elektromagnetischen Vorgängen im Asynchronmotor 1. Bei den Elektroantrieben gemäss Fig. 6, 7, 8, die am Eingang mehrere autonome Kanäle zur Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors 1 als Funktion der dem Solldrehmoment M* des Asynchronmotors proportionalen Führungsgrösse haben, führt eine derartige Nichtübereinstimmung des Steuerungsalgorithmus zu gewissen Schwankungen des Istdrehmomentes M des Asynchronmotors. Bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 10 ist am Eingang nur ein einziger Kanal zur Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors 1 vorhanden, der nur nach der Realisierung des Hauptalgorithmus in drei Kanäle zur Steuerung des Statorstromvektors is eingeteilt wird. Dies schliesst praktisch Schwankungen des Istdrehmomentes M des Asynchronmotors durch die astatische Regelung der Geschwindigkeit und eine gewisse Schwankung des Orthophasen- und des Gleichphasenstromes und der Synchronisierfrequenz derart aus, dass die gemittelten Werte der Steuerparameter den Istparametern der Zustandsvektoren des Asynchronmotors 1, die ein dem Solldrehmoment M* gleiches Drehmoment des Asynchronmotors erzeugen, entsprechen.

Diese Übereinstimmung wird bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 10 so lange eingehalten, bis die Parameter der Strom- und Spannungsvektoren des Stators die Grenzwerte, die mit den energetischen Begrenzungen des Leistungsstrom-Umrichters 12 (Fig. 4) des Transvektor-Wechselrichters 2 verbunden sind, erreichen.

In den dynamischen Betriebszuständen und bei mehrfacher Drehmomentüberlastung des Asynchronmotors 1 können in dem Elektroantrieb gemäss Fig. 10 die Stärke des Magnetfeldes und die Amplitude der Rotorfiussverkettung, wie oben beschrieben, hohe Werte erreichen, die etwa um 20 bis 35% deren Nennwerte übersteigen. Gleichzeitig wird dies von einer mehrfachen Statorstromüberlastung begleitet.

Bei dem Anstieg der Rotorwinkelgeschwindigkeit <o und der Statorstromfrequenz Od .• über gewisse

Grenzwerte hinaus wird die Formierung einer optimalen Amplitude der Rotorfiussverkettung mit gleichzeitiger hoher Überlastung hinsichtlich der Amplitude des Statorstromes energetisch unmöglich wegen der Beschränktheit der maximalen Ausgangsspannung des Transvektor-Wechselrichters 2. In diesem Falle entsteht ein wesentlicher Unterschied zwischen den Steuerungsvorgängen am Eingang des Transvektor-Wechselrichters 2 und den realen elektromagnetischen Ubergangsvorgängen in dem Asynchronmotor 1, was zu wesentlichen Schwankungen sowohl der Steuerparameter in der Steuereinrichtung des Elektroantriebs als auch des Istdrehmomentes M des Asynchronmotors 1 bis zum Verlust der Stabilität des Elektroantriebs führt. Zur Aufrechterhaltung der Abbildung der realen Änderungsvorgänge für die wirklichen Zustandsvektoren des Asynchronmotors 1 beim Erreichen der energetischen Grenze des zulässigen Steuerbereiches hat man gemäss der oben dargelegten Methode der algorithmischen Linearisierung den Steuerungsalgorithmus und die Struktur des Elektroantriebs zwecks Sicherung des Prinzips der Struktur- und Energieversorgtheit zu ändern.

Gemäss dem Prinzip der Struktur- und Energieversorgtheit wird die algorithmische Linearisierung eines nichtlinearen Steuerobjektes dann erzielt, wenn einerseits beim Erreichen der Grenze des zulässigen Steuerbereiches der Steuerungsalgorithmus und die Struktur der Steuereinrichtung geändert werden und dem neuen dynamischen Modell des Steuerobjektes bei als neuem Steuerungsgesetz gewählter Gleichheit des Parameters des energetischen Zustandsvektors des Objektes und seines Maximalwertes entsprechen, und andererseits, wenn für den eingeführten Steuerungsalgorithmus und die realisierte Struktur der Steuereinrichtung die Bedingung der energetischen Realisierbarkeit der Änderung sämtlicher Parameter der Zustandsvektoren an der Grenze des zulässigen Steuerbereiches, die durch die

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Begrenzungen einiger Parameter der energetischen Zustandsvektoren (Vektoren des Statorstromes und der Statorspannung) vorgegeben ist, erhalten wird.

Bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 10 wird das Prinzip der Struktur- und Energieversorgtheit bei einem Signal is = is max mit Hilfe der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes realisiert. In dem Bereich kleiner Orthophasenstrom-Vorgabesignale i*Sx (i*sx < i*syo) hängt bei Änderung des Ausgangssignals i*sx der ersten Divisionseinrichtung 39 das Ausgangssignal i*Sy der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gieichphasenstromes nicht von ihrem Eingangssignal i*sx ab und hat einen konstanten Wert (i*Sy = i*syo)-

Dies ist erforderlich zur Sicherung der Möglichkeit einer sprungartigen invarianten Änderung des Anfangsdrehmomentes M|t=0 = M*|t=0 des Asynchronmotors 1.

Der stationäre maximale Wert des Drehmomentes Mmax = Mmax~ des Asynchronmotors 1 für einen maximalen Wert der Amplitude is max des Statorstromes ist grösser als der maximale Anfangswert

__ I î bei Vorgabe eines maximalen Solldrehmomentes M*max des Asynchronmotors, das |t=o nicht grösser als der Anfangswert ist wird aber die invariante Steuerung

M(t) = M*(t) in dem Elektroantrieb gemäss Fig. 10 gesichert.

Beim Fehlen eines Anfangsgleichphasenstromes (lSyno = i*sy o) kann das Drehmoment Mmax|t =. o des Asynchronmotors 1 bei zulässiger Statorstromampiitude is max bis zum Abschluss des elektromagnetischen Übergangsvorganges der Formierung einer Amplitude yr min der Rotorfiussverkettung nicht erzeugt werden. Dies verletzt die Bedingung für die Invarianz der Drehmomentsteuerung in dem Zeitintervall des erwähnten elektromagnetischen Übergangsvorganges.

Um die Invarianz der Steuerung des Drehmomentes M(t) = M*(t) des Asynchronmotors zu erzielen, ist der Elektroantrieb gemäss Fig. 10 nach dem Prinzip der Zweizonenregelung der Statorstromphase aufgebaut. Der Übergang von der einen Regelungszone der Statorstromphase zur anderen erfolgt durch Änderung der Gesetze der gekoppelten Regelung des Orthophasen- und Gleichphasenstromes und des auf den Rotor bezogenen Rotorflussverkettungsschlupfes, welcher mit der Synchronisierphase zusammenhängt.

Bei erhöhter Rotorwinkelgeschwindigkeit m tritt der Elektroantrieb in den Betriebszustand der Begrenzung der maximalen Statorspannungsamplitude Us max ein. Je grösser das Drehmoment M des Asynchronmotors 1 ist und je höher hierbei die Amplitude ^ der Rotorfiussverkettung ist, desto kleiner ist der Grenzwert der Rotorwinkelgeschwindigkeit cog, mit der die Wirkung der Statorspannungsbegrenzung beginnt.

In diesem Falle muss der Elektroantrieb einen veränderlichen Aufbau mit adaptiver Dreizonenregelung von Phase und Strom haben. Ein solcher Elektroantrieb ist in Fig. 11 gezeigt.

Der Elektroantrieb enthält einen Asynchronmotor 1, deren Statorwicklungen an die Leistungssignal-Ausgänge des Transvektor-Wechselrichters 2 mit drei Steuereingängen 3, 4, 5 und drei Leistungssignal-Ausgängen 6, 7, 8, die an die Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 gelegt sind, angeschlossen sind.

Die Welle des Asynchronmotors 1 ist mit einem Winkelgeschwindigkeitsgeber 32 verbunden, dessen Ausgang über den ersten Summator 44 mit dem Eingang des proportional-integralwirkenden Geschwindigkeitsreglers 45 verbunden ist.

Zwischen dem Pi-Geschwindigkeitsregler 45 und dem Transvektor-Wechselrichter 2 ist ein adaptiver Drehmomentregler 65 geschaltet.

Der erste Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 ist mit dem Ausgang des Pl-Geschwindig-keitsreglers 45 verbunden. Der zweite Eingang 67 des adaptiven Drehmomentreglers 65 ist an den Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 und an den Eingang des ersten Summators 44 gelegt.

Der Orthophasensignal-Ausgang 68 des adaptiven Drehmomentreglers 65 ist mit dem Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 verbunden.

Der Frequenzausgang 69 des adaptiven Drehmomentreglers 65 ist an den Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 gelegt.

Der Gleichphasensignal-Ausgang 70 des adaptiven Drehmomentreglers 65 ist mit dem Gleichphasen-signal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 verbunden.

Der adaptive Drehmomentregler 65 enthält einr erste Divisionseinrichtung 39, deren Ausgang, der den Orthophasensignal-Ausgang 68 des adaptiven Drehmomentreglers bildet, mit dem ersten Eingang der zweiten Divisionseinrichtung 40 verbunden ist. Der Ausgang der zweiten Divisionseinrichtung 40 ist an den Eingang des zweiten Summators 41, dessen Ausgang den Frequenzausgang 69 des adaptiven Drehmomentreglers 65 bildet, gelegt.

Der erste Eingang der ersten Divisionseinrichtung 39 ist mit dem Ausgang einer Einheit 71 zur steuerbaren Drehmomentbegrenzung verbunden, deren erster Eingang den ersten Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 bildet.

Der zweite Eingang der Einheit 71 ist mit dem Ausgang eines Drehmomentbegrenzungsnichtiinearitäts-

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gliedes 72 verbunden, dessen Eingang an den Ausgang einer Absolutwert-Abtrennungseinheit 73 angeschlossen ist.

Der zweite Eingang 67 des adaptiven Drehmomentreglers 65 ist mit dem Eingang der Absolutwert-Abtrennungseinheit 73 und dem zweiten Eingang des zweiten Summators 41 verbunden.

Der Ausgang der Absolutwert-Abtrennungseinheit 73 ist mit dem Eingang eines Feldschwächungs-nichtlinearitätsgliedes 74 verbunden.

Der Ausgang der ersten Divisionseinrichtung 39, der den Orthophasensignal-Ausgang 68 des adaptiven Drehmomentreglers 65 bildet, ist an den Eingang der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes, deren Ausgang mit dem ersten Eingang eines dritten Summators 75 in Verbindung steht, gelegt. Der zweite Eingang des dritten Summators 75 ist mit dem Ausgang des Feldschwächungsnichtlinea-ritätsgliedes 74 verbunden.

Der Ausgang des dritten Summators 75, der den Gleichphasenstrom-Ausgang 70 des adaptiven Drehmomentregiers 65 bildet, ist an den Eingang des aperiodischen Gliedes 42 gelegt.

Der Ausgang des aperiodischen Gliedes 42 ist mit dem Eingang des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 verbunden.

Der Ausgang des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 ist an die zweiten Eingänge der ersten und der zweiten Divisionseinrichtung 39 bzw. 40 gelegt.

Die Elemente 1, 2, 32, 39, 40, 41, 42, 44, 45, 63, 64 werden analog den entsprechenden Elementen des Elektroantriebs gemäss Fig. 10 ausgeführt.

Die Elemente 71, 72, 73, 74 (Fig. 11) können mit Standard-Operationsverstärkern ausgeführt werden, wie dies in den Büchern von Shilo V.L. «Integrierte Analogfunktionsmikroschaltungen», Moskau, Verlag «Radio i svjaz», 1979, S. 184, und F. Fröhr, F. Orttenburger «Hauptglieder eines geregelten Gleichstromantriebes» Übersetzung aus dem Deutschen, Moskau, Verlag «Energija», 1977, S. 164-167 beschrieben ist.

Der Elektroantrieb gemäss Fig. 11 funktioniert folgendermassen:

Bei der Regelung der Rotorwinkelgeschwindigkeit co bis auf eine gewisse Grenz-Rotorwinkelgeschwin-digkeit cog arbeitet der Elektroantrieb analog dem oben beschriebenen Elektroantrieb gemäss Fig. 10. Bei kleinen Werten des Solldrehmomentes M* < Mg ändert man die Statorstromphase es so, dass sie gleich der Summe aus der synchronen Phase (ps, die durch Abtastung der Summe der Rotorwinkeigeschwindig-keit a und des Rotorflussverkettungsschlupfes Aca, der dem Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 proportional ist, gebildet wird, und aus dem Phasenverschiebungswinkel e<p ist, den man in Arctan-gensabhängigkeit von dem Solidrehmoment M* des Asynchronmotors ändert.

Bei grossen Werten des Soildrehmomentes M* > Mg ändert man die Statorstromphase durch Abtastung der synchronen Frequenz cos bei konstanter Phasenverschiebung mit einem konstanten Phasen-

Bei Erhöhung der Rotorwinkelgeschwindigkeit w gemäss Gleichungen (19), (20), (21), (22), (23) nimmt die Amplitude Us der Statorspannung zu, die der Quadratursumme zweier Projektionen USx, USy im kartesischen Koordinatensystem Y, X das mit der Y-Achse längs des Vektors \j?r der Rotorfiussverkettung orientiert ist, entspricht:

Die höchstmögliche Amplitude Us max der Statorspannung ist durch die Leistungsgleichspannung Ud, die an die Leistungseingänge des Leistungsstrom-Umrichters 12 (Fig. 4) des Transvektor-Wechselrich-ters 2 gelegt wird, begrenzt.

Wird im Betrieb des Elektroantriebs gemäss Fig. 11 eine maximale Amplitude Us max der Statorspannung erreicht, so ist eine weitere Vergrösserung der Rotorwinkelgeschwindigkeit co nur bei einer Senkung des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1 möglich, was in dem Elektroantrieb durch eine Senkung des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1 als Funktion der gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit co, angefangen von einer gewissen Grenzwinkelgeschwindigkeit tag, ausgegangen von einem neuen Steuerungsgesetz

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^.s max p > ^

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realisiert wird.

Das Steuerungsgesetz (153) muss durch ein erforderliches Gesetz der Verminderung des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1 bei Erhöhung der Rotorgeschwindigkeit ca ergänzt werden.

Für Hauptantriebe von NC-Werkzeugmaschinen wird ein solches Gesetz der Verminderung des Drehmomentes des Asynchronmotors 1 durch die technologische Forderung nach Erhaltung der Unver-änderlichkeit der mechanischen Ausgangsleistung P2 des Asynchronmotors 1 bei einer Erhöhung der Rotorwinkelgeschwindigkeit co über den Grenzwert mg hinaus bestimmt, was durch die Gleichung ausgedrückt wird, wobei P2g die konstante mechanische Leistung an der Welle des Asynchronmotors 1 in dem oberen Rotorgeschwindigkeitsregelungsbereich ist.

Der Betrieb des Elektroantriebs nach dem Gesetz (153) bei Erhaltung der Unveränderlichkeit der mechanischen Leistung nach der Gleichung (154) wird in dem Elektroantrieb durch Änderung des Steuerungsgesetzes und des Gesetzes für die Zusammenhänge zwischen den Amplituden l0rt, Isyn des Orthophasen- bzw. Gleichphasenstromes durchgeführt. Die Anpassung der Steuerung durch Umschalten der Steuerungsstruktur des Elektroantriebs erfolgt mit Hilfe des adaptiven Drehmomentreglers 65.

Als Funktion des Solldrehmoment-Vorgabesignals M des Asynchronmotors 1, das auf den ersten Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 gegeben wird, und als Funktion des Ist-Rotorgeschwindig-keitssignals m, das auf den zweiten Eingang 67 des adaptiven Drehmomentreglers 65 gegeben wird, findet an den Ausgängen 68, 69, 70 des adaptiven Drehmomentreglers 65 eine Änderung der Steuergesetze jeweils für die Vorgabesignale für l0rt, cos und iSyn- statt. Infolge der Anpassung der Steuerung entwickelt der Asynchronmotor 1 ein Drehmoment, das dem adaptiven Solldrehmoment M*a des Asynchronmotors gleich ist, weiches man proportional dem Ausgangssignal der Einheit 71 zur steuerbaren Drehmomentbegrenzung vorgibt, auf deren Eingang, der den ersten Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 bildet, man das Solldrehmoment-Vorgabesignal M* des Asynchronmotors gibt.

Der maximale Wert des adaptiven Solldrehmomentes M*a des Asynchronmotors nimmt mit steigender Ist-Rotorgeschwindigkeit co bei |co|> cog durch die steuerbare Begrenzung des Ausgangssignals der Einheit 71 als Funktion des Ausgangssignals des Drehmomentbegrenzungsnichtlinearitätsgiiedes 72 ab. Das Ausgangssignai des Drehmomentbegrenzungsnichtlinearitätsgliedes 72 wird als Funktion des Absolutwertes der Ist-Rotorgeschwindigkeit fco] dadurch geändert, dass das Signal für die Ist-Rotorgeschwindigkeit co vom Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 über den zweiten Eingang 67 des adaptiven Drehmomentreglers 65 auf den Eingang der Absolutwert-Abtrennungseinheit 73 gegeben wird.

Das Ausgangssignal |co| der Absolutwert-Abtrennungseinheit 73 gelangt gleichzeitig an den Eingang des Begrenzungsnichtiinearitätsgliedes 72 und an den Eingang des Feidschwächungsnichtlinearitäts-gliedes 74.

Die Eingang-Ausgang-Kennlinien der vier Elemente 63, 64, 72, 74 sind in Fig. 12 a, b, c, d gezeigt. Die mit Hilfe des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 und des Feldschwächungsnichtlinearitätsgliedes 74 realisierbaren nichtlinearen Abhängigkeiten (Fig. 12 a, b) können durch drei oder vier lineare Abschnitte mit Knickpunkten approximiert werden.

Gemäss der Eingang-Ausgang-Kennlinie des Drehmomentbegrenzungsnichtlinearitätsgliedes 72 (Fig. 12 c) erscheint ab einem gewissen Absolutwert (cog) der Rotorgeschwindigkeit |co| ein Drehmomentbegrenzungssignal A M*, das mit Zunahme der Rotorgeschwindigkeit ansteigt und auf den Begrenzungseingang der Einheit 71 zur steuerbaren Drehmomentbegrenzung gegeben wird.

Die Eingang-Ausgang-Kennlinie der Einheit zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes (Fig. 12 d) entspricht dem Steuerungsgesetz für das Gleichphasenvorgabesignal l*Syn = i*sy in der l. und II. Regelungszone.

Am Steuereingang der Einheit 71 zur steuerbaren Drehmomentbegrenzung (Fig. 11 ) trifft ein Signal M* vom Ausgang des Pl-Winkelgeschwindigkeitsreglers 45 ein. Am Ausgang der Einheit 71 wird ein Signal für das adaptive Solldrehmoment M*a des Asynchronmotors 1 gebildet, das durch die Gleichungen

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M

M

[* a

,* s

M* , wenn | ^1 <

M* - A M*(l Cj I), wenn \ Cô\>> CO,

f (155)

bestimmt wird. Die Funktion a M*(|w|) unter der Bedingung der Erhaltung der Unveränderlichkeit der mechanischen Leistung P2 des Asynchronmotors nach der Gleichung (154) hat die Form a M*=Ka-|w|, worin Ka ein konstanter Koeffizient ist.

Infolge der Verminderung des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1 um den Wert a M* bei der Erhöhung der Rotorwinkelgeschwindigkeit to über den Grenzwert cog hinaus, nimmt die Amplitude l0rt = i*sx des Orthophasenstromes wegen der Senkung des Ausgangssignals i*Sx der ersten Divisionseinrichtung 39, das über den Orthophasenstrom-Ausgang 68 des adaptiven Drehmomentreglers auf den Orthophasenstrom-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 gegeben wird, ab.

Beim Arbeiten des Elektroantriebs unter Last und in dynamischen Betriebszuständen ist das Drehmoment M des Asynchronmotors 1 grösser als das Grenzdrehmoment Mg, infolgedessen der Arbeitspunkt auf der Eingang-Ausgang-Kennlinie der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes (Fig. 12d) höher in der i*Syo-Achse als die Grösse i*syo liegt, was der Regelungszone II entspricht, in der, wie in Fig. 12d gezeigt, die Gleichheit i*sy = | i*sx| gültig ist.

Deshalb nimmt auch die Amplitude lSyn des Gleichphasenstromes wegen Verminderung des Eingangssignals i*sx der Einheit 63 (Fig. 11) ab, das vom Ausgang der ersten Divisionseinrichtung 39 eintrifft.

Die Senkung der Amplitude lSyn des Gleichphasenstromes erfolgt mit der Zunahme des Absolutwertes der Geschwindigkeit co > cog intensiver als die Senkung der Amplitude Iort des Orthophasenstromes wegen der zusätzlichen Senkung des Signals i*Sy für die Vorgabe der Amplitude lSyn des Gleichphasenstromes mit Hilfe des Summators 75. Das Ausgangssignal des Feldschwächungsnichtlinearitätsgliedes 74 nimmt bei Vergrösserung des Absolutwertes der Rotorgeschwindigkeit |to| nach der Kennlinie in Fig. 12b zu.

In dem Summator 75 (Fig. 11) findet eine Subtraktion des Ausgangssignals a i*Sy des Feldschwä-chungsnichtlinearitätsgliedes 74 aus dem Signal i*Sy, das vom Ausgang der Einheit 63 zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes eintrifft. Das Ausgangssignal (i*sy - a i*sy) des Summators 75, das der Differenz zweier einpoliger Signale gleich ist, gelangt über den Gleichphasensignal-Ausgang 70 des adaptiven Drehmomentreglers 65 zum Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2.

Gleichzeitig gelangt das Ausgangssignal (i*sy - A i*sy) des Summators 75 auch zum Eingang des aperiodischen Gliedes 42, dessen Ausgangssignal mit wachsendem Rotorgeschwindigkeit M nach dem aperiodischen Gesetz mit einer der elektromagnetischen Zeitkonstante Tr des Rotorkreises des Asynchronmotors 1 gleichen Zeitkonstante abnimmt.

Infolge der Verminderung des Ausgangssignals des aperiodischen Gliedes 42 wird das Vorgabesignal für die Sollamplitude y*r der Rotorfiussverkettung, das vom Ausgang des Sättigungsnichtlineari-tätsgliedes 64 an den Divisoreingängen des ersten und zweiten Divisionseinrichtung 39, 40 eintrifft, vermindert. Die Senkung der Sollamplitude y*r(t) der Rotorfiussverkettung führt mit der Abiaufzeit t des elektromagnetischen Übergangsvorganges zu einer Vergrösserung der Amplitude l0rt des Orthophasenstromes durch eine geringfügige Vergrösserung des Ausgangssignals i*sx der ersten Divisionseinrichtung 39 und zu einer wesentlichen Vergrösserung des auf den Rotor bezogenen. Rotorflussverkettungsschlupfes Ato durch Vergrösserung des Signals i*sx am Eingang des Dividendeingangs der zweiten Divisionseinrichtung 40 und zu einer Verminderung des Signals an ihrem Divisoreingang.

Infolge der Vergrösserung des Ausgangssignals Aco* der zweiten Divisionseinrichtung 40 wird das Signal to*s an dem Frequenzausgang 69 des adaptiven Drehmomentreglers 65, das dem Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 zugeführt wird, vergrössert.

Der beschriebene Betrieb des Elektroantriebs nach dem Gesetz (153) wird gegenüber dem Betrieb nach dem Gesetz (120) durch den gekoppelten Vorgang der Verminderung des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1, der Verminderung der Amplitude i|rr der Rotorfiussverkettung, der Vergrösserung des auf den Rotor bezogenen Schlupfes Ato der Rotorfiussverkettung und der Vergrösserung der Phasenverschiebung &fl> des Statorstromes gegen die Rotorfiussverkettung bei Vergrösserung der Rotorgeschwindigkeit to über den Grenzwert tog hinaus gekennzeichnet.

Die adaptive gekoppelte Regelung des Drehmoments des Asynchronmotors 1 und der Amplitude der

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Rotorfiussverkettung mit Hilfe des adaptiven Drehmomentreglers 65 erfolgt bei Erfüllung der Invarianzbedingung für die Steuerung des Drehmomentes M:

M(t) = M*a (t) (156)

worin M*a (t) das dem Ausgangssignal der Einheit 71 zur steuerbaren Drehmomentbegrenzung proportionale adaptive Solldrehmoment des Asynchronmotors ist.

Die Erhaltung der Invarianzbedingung der Steuerung in Übereinstimmung mit der Gleichung (156) ermöglicht eine wesentliche Erweiterung des Regelungsbereiches der Rotorgeschwindigkeit a> nach oben über die Grenz-Rotorgeschwindigkeit mg hinaus bei Erhaltung der Regelungsastatik der Geschwindigkeit in der Zone der begrenzten Statorspannung.

Gemäss der Erfindung wird bei diesem Elektroantrieb (Fig. 11) das Verfahren der adaptiven Phasen-Strom-Steuerung des Asynchronmotors realisiert, bei dem die Phase des Statorstromes auf verschiedene Art in den Regelungszonen als selbständiger Hauptsteuerparameter des Asynchronmotors zwecks gleichzeitiger Formierung und optimaler Steuerung der dynamischen, energetischen und thermischen Vorgänge in dem Asynchronmotor formiert wird .

Hierbei wird die Vorgabe der Gesetze der Statorstromphasenänderung automatisch in dem selbsteinstellenden Steuersystem mit Hilfe des am Eingang des Transvektor-Wechselrichters 2 geschalteten adaptiven Drehmomentreglers 65 umgeschaltet.

Gemäss dem Verfahren der adaptiven Phasen-Strom-Steuerung ändert man die Statorstromphase, wie in Fig. 13 gezeigt, in der Zone 1 (Fig. 13a) durch Vorgabe einer konstanten flussbildenden Komponente isyo der Statorstromampiitude und durch Änderung proportional dem Solldrehmoment M* des Asynchronmotors der drehmomentbildenden Komponente isx der Statorstromampiitude (die festen Werte der veränderbaren drehmomentbildenden Komponente iSxi, isx2> isx3, isx4 des Statorstromes und die entsprechenden Winkellagen des Statorstromvektors is sind in Fig. 13, Diagramm a gezeigt).

In dieser Drehmoment- und Rotorgeschwindigkeitsregelungszone I haben Einfluss auf das Steuerungsgesetz des Asynchronmotors die Sollamplitude is max des Statorstromes, das laufende Drehmoment M(t) des Asynchronmotors und die laufende Rotorwinkelgeschwindigkeit to(t) liegen unter deren Grenzwerten Mg und cog, während die Amplitude yr der Rotorfiussverkettung konstant und gleich dem Anfangswert yro = yr 1, 2, 3, 4 ist. Beim Anstieg des laufenden Solldrehmoments M*(t) = M(t) des Asynchronmotors über den Grenzwert M*g = Mg hinaus, aber bei einer laufenden Rotorgeschwindigkeit co unter der Grenz-Rotorgeschwindigkeit cog wird die Phase des Statorstromes nach einem anderen Gesetz geändert (Zone II in Fig. 13 b).

In dieser Hauptregelungszone II haben die energetischen Begrenzungen des Steuerbereiches des Asynchronmotors nach der Statorstromampiitude und der Statorspannungsampiitude keinen Einfluss auf das Steuerungsgesetz des Asynchronmotors, während der Betriebszustand des Asynchronmotors durch die Bedingungen der optimalen Ausnutzung der aktiven Teile des Asynchronmotors nach dem Maximum des Drehmomentes und der Wirkungsgeschwindigkeit in der Dynamik und nach dem Minimum des Statorstromes und der Verlustleistung in den statischen Betriebszuständen bei begrenzter Erwärmung der Statorwicklungsisolation in der Dynamik und minimaler Erwärmung derselben in den statischen Betriebszuständen bestimmt wird. In der Regelungszone II gilt das Steuerungsgesetz (120), das durch eine gleichzeitige und gleich grosse Änderung der drehmomentbildenden und der flussbildenden Komponente isy = Psx| der Statorstromampiitude realisiert wird. Die festen Werte der veränderlichen drehmomentbildenden Komponente iSX5, isx6, isx7, isx8, isx9, isxio des Statorstromes und die diesen entsprechenden Winkellagen des Statorstromvektors is sind in Fig. 13 b angeführt. Die stationären Amplitudenwerte \j/r~

der Rotorfiussverkettung und Lagen des Rotorflussverkettungsvektors y r°° für die entsprechenden Betriebsarten bei den Werten iSx5 - isxio sind in dem gleichen Diagramm in Fig. 13 b angeführt.

Bei Überschreitung der Rotorwinkelgeschwindigkeit a über den Grenzwert rag hinaus hat auf das Steuerungsgesetz des Asynchronmotors die Begrenzung nach der Amplitude der Statorspannung Einfluss, der Asynchronmotor geht automatisch in die Regelungszone III (Fig. 13 c) über, in der eine Ab-schwächung des Magnetfeldes und der Amplitude \|rr der Rotorfiussverkettung durch Verminderung der flussbildenden Komponente iSy der Statorstromampiitude stattfindet.

In Fig. 13 c sind auch die festen Werte der abnehmenden flussbildenden Komponente isyii, iSyi2, isyi3

des Statorstromes und die diesen entsprechenden Lagen des Statorstromvektors is und des Rotorflussverkettungsvektors ïjrr~ gezeigt.

Wie aus Fig. 13 c hervorgeht, steigt in der Regelungszone III die Phasenverschiebung des Statorstromvektors Ts gegenüber dem Rotorflussverkettungsvektor desto mehr über den Winkel j ^ | hin70

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aus an, je kleiner die flussbildende Komponente iSy der Statorstromampiitude, d.h. je höher die Rotorwinkelgeschwindigkeit a ist.

Infolge der Änderung der Steuerungsgesetze für die Statorstromphase in den Regelungszonen I, II, III des Drehmomentes des Asynchronmotors und der Rotorwinkelgeschwindigkeit wird auf verschiedene Art die Rotorflussverkettungsamplitude yr als Funktion des Drehmomentes des Asynchronmotors und der Rotorwinkeigeschwindigkeit verändert, was durch die Kurven in Fig. 13 d, e, f veranschaulicht wird.

In der Regelungszone I (Fig. 13 d) hängt die Amplitude der Rotorfiussverkettung nicht von dem Drehmoment M des Asynchronmotors ab und ist gleich der Anfangsamplitude \|/ra der Rotorfiussverkettung, die für eine trägheitslose Formierung des Alaufdrehmomentes Mmax des Asynchronmotors bei begrenzter Amplitude is max des Statorstromes erforderlich ist.

In der Regelungszone II (Fig. 13 e) nimmt bei |M| > Mg die stationäre Rotorflussverkettungsamplitude nach dem optimalen Gesetz yr opt(M) mit Vergrösserung des Drehmomentes M des Asynchronmotors nach der nichtlinearen Abhängigkeit zu, der Magnetleiter des Asynchronmotors wird desto mehr gesättigt, je höher das Drehmoment M des Asynchronmotors ist.

Bei Vergrösserung des Drehmomentes M des Asynchronmotors bis zu einem Wert, der das Nenndrehmoment Mn um das Zweifache übersteigt, nimmt die Intensität des Anstieges der Amplitude Yropt der Rotorfiussverkettung wesentlich ab infolge der Sättigung des Eisenkörpers, der starken (zwei- bis dreifachen) Senkung der Gegeninduktivität Lm und der mit diesen Vorgängen zusammenhängenden Vergrösserung des Zuwachses der flussbildenden Komponente AiSy der Statorstromampiitude zur Erzeugung eines Zuwachses der Amplitude Ayropt der Rotorfiussverkettung.

Diese Senkung der Intensität des Anstieges der Amplitude vr opt der Rotorfiussverkettung entspricht der Auswanderung des Arbeitspunktes auf der in Fig. 12a gezeigten Eingang-Ausgang-Kennlinie des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes (Fig. 11) auf den Abschnitt y*r3 mit geringem Zuwachs des Ausgangssignals A\|/*r bei Vorgabe eines Zuwachses Ai*sy des Eingangssignals.

Beim Anstieg der Rotorwinkelgeschwindigkeit co über den Grenzwert og hinaus arbeitet der Elektroantrieb gemäss Fig. 11 in der Zone III der Regefung des Drehmomentes des Asynchronmotors 1 und der Rotorgeschwindigkeit mit einer Abschwächung der stationären Amplitude der Rotorfiussverkettung, wie dies in Fig. 13f gezeigt ist.

Je höher die Rotorwinkelgeschwindigkeit |w| ist, desto kleiner ist das maximale Drehmoment Mmax des Asynchronmotors, desto kleiner ist der stationäre Wert vr~ der Amplitude der Rotorfiussverkettung, der in Fig. 13f durch die festen Werte ym, yri2, yn3 für die festen Drehmomentwerte Mn, Mi2, Mi3 des Asynchronmotors, die bei den entsprechenden festen Lagen des Statorstromvektors isii, Ts12, isi3 formiert werden, dargestellt ist.

Gemäss diesem Steuerverfahren erfolgt der Übergang von der einen Zone zur anderen ohne sprungartige Änderungen irgendwelcher Steuerparameter bzw. Parameter der Zustandsvektoren in dem Übergangspunkt von der einen Zone zur anderen. Bei Gleichheit des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors und des Grenzdrehmomentes M*g = Mg wird ein Steuerbetrieb des Asynchronmotors formiert, bei dem alle Steuerparameter sowohl dem Steuerungsgesetz in der Regelungszone I (Fig. 13) als auch dem Steuerungsgesetz in der Regelungszone II entsprechen, d.h. der Punkt M* = M*g = Mg des Steuerbetriebs gilt als gemeinsamer Punkt der Regelungszonen I und Ii.

Bei Gleichheit des Absolutwertes der Ist-Winkelgeschwindigkeit M und der Grenz-Winkelgeschwin-digkeit «ç ist der Punkt M = cog des Steuerbetriebes der gemeinsame Punkt der Regelungszonen II und III.

Diese Bedingung für die Verknüpfung der Steuerungsgesetze wird bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 11 durch die Gesamtheit der Elemente 39, 40, 63, 64, die ein Modell für die kontinuierlichen elektromagnetischen Übergangsvorgänge in dem Asynchronmotor 1 gewährleistet. Das Modell realisiert die adaptive Steuerung der Parameter des Statorstromvektors in drei Zonen der Phasen-Strom-Regelung.

Das in dem Elektroantrieb gemäss Fig. 11 realisierte Verfahren wird dadurch gekennzeichnet, dass in der Bezungsstrangwicklung A des Stators der momentane Strangstrom isa(t) des Stators nach folgenden Gesetzen geändert wird:

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li/*

is«. M = r*2- ■cos

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(157)

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wenn [ j > ùt)^ ist

(159)

In der Gleichung (159) ist der Proportionalitätsfaktor konstant in den entsprechenden Änderungsintervallen der Rotorwinkelgeschwindigkeit co, wie dies in Fig. 12b aus der Eingang-Ausgang-Kennlinie für das Feldschwächungsglied 74 (Fig. 11) hervorgeht. Das adaptive Solldrehmom'ent M*a des Asynchronmotors in der Gleichung (159) wird gemäss der Gleichung (155) bei |co|> cog bestimmt.

Die laufende Sollamplitude W(t) der Rotorfiussverkettung in der Gleichung (159) wird nach der Gleichung (111) bei Änderung der flussbildenden Komponente iSx der Statorstromampiitude als Funktion des adaptiven Solldrehmomentes M*a des Asynchronmotors 1 und des Absolutwertes der gemessenen Winkelgeschwindigkeit |co| geändert:

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2

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JlL . ^ +W*W -di " U

(m),

In den Gleichungen (158)...(160) wird der der Gegeninduktivität gleiche Übertragungsfaktor Lm gegenüber dem maximalen Wert Lmo = W'syo bei Vergrösserung der Sollamplitude \|/r > yra der Rotorfiussverkettung entsprechend der Gleichung (15) vermindert, die näherungsweise durch die Abhängigkeit ausgedrückt werden kann, worin die Grössen ik und yk in den Approximationsintervailen der Magnetisierungskennlinie des Asynchronmotors, die durch die Abhängigkeit ym(im) ausgedrückt wird und nach der oben angeführten Gleichung zu der Abhängigkeit yr = F(isy) transformiert werden kann, konstant sind.

Eine genauere Abhängigkeit yr(isy) für die Einsteilung des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 (Fig. 11 ) kann man unter Ausnutzung der oben angeführten Gleichungen bestimmen.

Die zulässigen Fehler der Approximation der Magnetisierungskennlinie des Asynchronmotors 1 durch die Kennlinie yr(isy) des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes 64 befinden sich in einer Abhängigkeit von der erforderlichen Genauigkeit in der Erreichung maximaler Energiekennwerte des Asynchronmotors 1 und können ± 3... 5% betragen.

Ungeachtet der Kompliziertheit der angeführten mathematischen Zusammenhänge der Eingangsführungsgrössen M, i|/*r mit den Ausgangsparametern des Statorstromes, die durch die Gleichungen (157) ...(161) beschrieben werden, ist die adaptive Phasen-Strom-Steuerung in dem Elektroantrieb gemäss Fig. 11 mit verhältnismässig einfachen technischen Mitteln mit Hilfe des adaptiven Drehmomentreglers 65 realisiert.

Das erwähnte Steuerverfahren kann auch in dem Elektroantrieb mit einem adaptiven Mikroprozes-sor-Drehmomentregler nach der in Fig. 11 angeführten Struktur unter Anwendung eines in dem Buch «Integrierte Analog- und Digitalschaltkreise», herausgegeben von S. V. Jakubovsk, Moskau, Verlag «Radio i svjaz», 1985, S. 223-225, beschriebenen Mikroprozessor-Schaltkreissatzes realisiert werden.

Bei starken Störungen seitens der Last des Asynchronmotors muss man zur Wiederherstellung der Soll-Rotorgeschwindigkeit innerhalb einer minimalen Zeit das Drehmoment des Asynchronmotors oberhalb des Nenndrehmomentes Mn des Asynchronmotors kurzzeitig für einige Millisekunden forcieren.

Bei der Positionierung des Arbeitsorgans ist oft zwecks Senkung des Positionierfehlers bis auf Null binnen einer minimalen Zeit auch eine kurzzeitige starke Vergrösserung des Drehmomentes des Asynchronmotors bis auf Grenzwerte, die um das 8- bis 10fache das Nenndrehmoment des Asynchronmotors übersteigen, erforderlich.

Bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 11 kann man das maximale Drehmoment Mmax des Asynchronmotors bei einer zulässigen Statorstromampiitude, die um das Fünffache die Nennamplitude iSn des Statorstromes übersteigt (die gewöhnlich für viele Asynchronmotoren als zulässiger Maximalanlaufstrom angenommen wird), in der Regelungszone II bis zu Werten, die um ein 6- bis 7faches das Nennndrehmoment Mn des Asynchronmotors übersteigen, bei Sättigung des Magnetleiters formieren. Jedoch ist eine solche Forcierung des Drehmomentes M = (6...7)M des Asynchronmotors nur in zwei Fällen möglich.

Erstens ist eine solche Forcierung im Falle möglich, wenn der zulässige Ausgangsstrom des Lei-stungsstrom-Umrichters wesentlich die maximale Amplitude 5 • iSn des Statorstromes des Asynchronmotors übersteigt. Je kleiner hierbei die laufende Amplitude yr(t) der Rotorfiussverkettung vor Beginn des Forcierungsvorganges des Motordrehmomentes formiert wird, desto höher muss die Reserve des Leistungsstrom-Umrichters nach dem zulässigen Strom sein, um kurzzeitig für einige Millisekunden die Statorstromampiitude nach der Gleichung (158) oberhalb des Wertes 5 • isn zwecks Erzeugung eines 6- bis 7fachen Drehmoments des Asynchronmotors zu forcieren. Dann nimmt mit schnellem forciertem Anstieg der Rotorflussverkettungsamplitude yr(t) die Amplitude is(t) des Statorstromes binnen einiger Millisekunden stark ab bei Erhaltung des 6- bis 7fachen Drehmomentes des Asynchronmotors durch die Erhöhung der Rotorflussverkettungsamplitude yr. Jedoch müssen die Leistungsschalter des Leistungsstrom-Umrichters in dem Transvektor-Wechseirichter 2 (Fig. 11) auf eine wesentliche Vergrösserung des zulässigen Stromes ausgelegt sein, was den Elektroantrieb nach Fig. 11 verteuert, die Abmessungen des Leistungsstrom-Umrichters vergrössert und die Zuverlässigkeit des Elektroantriebs herabsetzt.

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Zweitens ist eine hohe Forcierung des Drehmomentes Mmax im Falle eines stetigen Anstieges des Drehmomentes M(t) des Asynchronmotors bei einer konstanten begrenzten Maximaiamplitude ismax des Statorstromes, die dem zulässigen Anlaufstrom des Asynchronmotors (is max = 5 ■ iSn) gleich ist, möglich. In diesem Falle erreicht im Anfangszeitpunkt der Forcierung bei yr = yro = 0,5 • ym das Drehmoment M des Asynchronmotors seinen Maximalwert Mmax nicht, für die Zeit des elektromagnetischen Übergangsvorganges, die näherungsweise der doppelten elektromagnetischen Zeitkonstante 2Tr des Rotorkreises gleich ist, nähert sich die Amplitude \|/r(t) der Rotorfiussverkettung nach der Gleichung (149) dem erforderlichen optimalen Wert und es wird ein maximales Drehmoment Mmax des Asynchronmotors erzeugt.

Diese Anstiegszeit des Drehmomentes M(t) bis zum maximalen Wert Mmax ist desto kleiner, je höher die Anfangsamplitude \|/ra der Rotorfiussverkettung vor Beginn der Forcierung des Drehmomentes des Asynchronmotors war.

In den Arbeitszuständen des Asynchronmotors in dem Elektroantrieb gemäss Fig. 11 ändert sich die Amplitude \|/r der Rotorfiussverkettung in einem der Nennamplitude ym der Rotorfiussverkettung nahen Bereich, so dass die Anstiegszeit des Drehmomentes M(t) des Asynchronmotors bis auf den maximalen Wert Mmax in diesem Falle etwa 5...15 Millisekünden beträgt.

Zwecks maximaler Erhöhung der Forciergeschwindigkeit des Drehmomentes des Asynchronmotors bei begrenzter Statorstromampiitude wird gemäss der Erfindung ein Steuerverfahren benutzt, bei dem man sprungartig die Statorstromphase um einen Winkel, der dem maximalen Phasenverschiebungswinkel des Statorstromes gegenüber der Rotorfiussverkettung, welcher einem Viertel der Periode der laufenden synchronen Frequenz des Statorstromes gleich ist, entspricht, d.h. um einen Winkel von

+ — gegenüber der Synchronisierphase (pS|t = o im Anfangszeitpunkt t = 0 der Forcierung des Motordrehmomentes, verschiebt.

Ein Elektroantrieb nach diesem Steuerverfahren ist in Fig. 14 gezeigt.

Der Elektroantrieb enthält einen Asynchronmotor 1 (Fig. 14) und einen Transvektor-Wechselrichter 2 mit einem Orthophasensignal-Eingang 3, einem Frequenzeingang 4 und einem Gleichphasensignal-Eingang 5. Die Ausgänge 6, 7, 8, des Transvektor-Wechselrichters 2 sind an die Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 gelegt.

Die Welle des Asynchronmotors 1 ist mit einem Winkeigeschwindigkeitsgeber 32 verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingang eines adaptiven Drehmomentreglers 65 in Verbindung steht.

Der erste Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 bildet den Eingang zur Vorgabe eines Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1.

Der zweite Eingang 67 des adaptiven Drehmomentreglers 65 ist mit dem Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 verbunden.

Der adaptive Drehmomentregler 65, der einen Orthophasensignal-Ausgang 68, einen Frequenzausgang 69 und einen Gleichphasensignal-Ausgang 70 enthält, ist mit seinem Frequenzausgang an den Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 gelegt. Zwischen dem Orthophasensignal-Ausgang 68 und dem Gleichphasensignal-Ausgang 70 des adaptiven Drehmomentreglers 65 und dem Ortho-phasensignal-Eingang 3 und dem Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 ist ein Drehmomentforcierungsblock 76 mit drei Eingängen 77,78,79 und zwei Ausgängen 80, 81 geschaltet.

Der erste Eingang 77 des Drehmomentforcierungsblocks 76, der den Orthophasensignal-Eingang des Drehmomentforcierungsblocks 76 bildet, ist an den Orthophasensignal-Ausgang 68 des adaptiven Drehmomentreglers 65 gelegt.

Der zweite Eingang 78 des Drehmomentforcierungsblocks 76, der den Gleichphasensignal-Eingang des Drehmomentforcierungsblocks 76 bildet, ist mit dem Gleichphasensignal-Ausgang 70 des adaptiven Drehmomentreglers 65 verbunden.

Der dritte Eingang 79 des Drehmomentforcierungsblocks 76 bildet den Steuereingang des Drehmomentforcierungsblocks 76.

Der erste Ausgang 80 des Drehmomentforcierungsblocks 76, der den Orthophasensignal-Ausgang 80 des Drehmomentforcierungsblocks 76 bildet, ist an den Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 angeschlossen.

Der zweite Ausgang 81 des Drehmomentforcierungsblocks 76, der den Gleichphasensignal-Ausgang des Drehmomentforcierungsblocks 76 bildet, ist mit dem Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 verbunnden.

Der Drehmomentforcierungsblock 76 enthält einen Summator 82, dessen erster Eingang den Orthophasensignal-Eingang 77 des Drehmomentforcierungsblocks 76 bildet.

Der Ausgang des Summators 82 ist mit dem Eingang des Begrenzungsverstärkers 83 verbunden. Der Ausgang des Begrenzungsverstärkers 83 ist an den Orthophasensignal-Ausgang 80 des Drehmomentforcierungsblocks 76 gelegt.

Der Orthophasensignal-Eingang 77 des Drehmomentforcierungsblocks 76 ist auch mit dem Eingang eines Komparators 84, dessen Ausgang mit dem Steuereingang eines Schalters 85 in Verbindung steht, verbunden.

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Der kommutierbare Eingang des Schalters 85 ist an den Eingang eines Umkehrverstärkers 86 gelegt, dessen Ausgang, der mit dem Ausgang des Schalters 85 zusammengeschaltet ist, an den zweiten Eingang des Summators 82 angeschlossen ist.

Der Eingang des Umkehrverstärkers 86 ist mit dem ersten Ausgang eines Umschalters 87 des Drehmomentforcierungsblocks 76 verbunden, dessen umschaltbarer Eingang an den Gleichphasensignal-Eingang des Drehmomentforcierungsblocks 76 gelegt ist.

Der zweite Ausgang des Umschalters 87 ist mit dem Gieichphasensignal-Ausgang 81 des Drehmomentforcierungsblocks 76 verbunden.

Der Steuereingang des Umschalters 87, der den Steuereingang 79 des Drehmomentforcierungsblocks 76 bildet, ist mit dem Ausgang einer Einheit 88 zur Vorgabe der Drehmomentforcierung verbunden.

Der Transvektor-Wechselrichter 2 und der adaptive Drehmomentregler 65 sind analog denen in dem Elektroantrieb gemäss Fig. 11 ausgeführt.

Der Summator 82 (Fig. 14), der Begrenzugsverstärker 83, der Umkehrverstärker 86 können auf Standard-Operationsverstärkern ausgebaut werden, die in dem Buch von B.K. Nesterenko «Integrierte Operationsverstärker, Handbuch für Anwendung», Moskau, Verlag «Energija», 1982, S. 107, beschrieben sind.

Der Schalter 85 und der Umschalter 87 können mit Standard-Mikroschaltungen für Mehrkanalschalter ausgeführt werden, die in dem Buch von V.L. Shiio «Integrierte Analogfunktionsmikroschaltungen», Moskau, Verlag «Radio i svjaz», 1979, S. 321, 326, 327, beschrieben sind.

Der Komparator 84 und die Einheit 88 zur Vorgabe der Drehmomentforcierung können mit Standard-Komparatormikroschaltungen ausgeführt werden, die in dem Buch von B.K. Nesterenko «Integrierte Operationsverstärker, Handbuch für Anwendung», Moskau, Verlag «Energija», 1982, S. 114, 115, beschrieben sind.

Der Elektroantrieb gemäss Fig. 14 funktioniert folgendermassen:

Die Statorwicklungen des Asynchromotors 1 werden mit momentanen Strangströmen iSa, isb, isc gespeist, deren Momentanwerte mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 nach der Phase es, Frequenz ois und der momentanen Amplitude is als Funktion von drei Führungsgrössen l*0rt, <a*s. I*syn> die jeweils auf den Orthophasensignal-Eingang 3, den Frequenzeingang 4 und den Gleichphasensignal-Ein-gang 5 gegeben werden, geregelt werden.

Die momentanen Ist-Statorstrangströme iSa(t), isb(t), isc(t), die an den Ausgängen 6, 7, 8 des Transvek-tor-Wechselrichters 2 formiert werden, ändern sich bei sprungartiger Änderung des Verhältnisses der Amplituden lort/lsyn = l*ort/I*syn des Orthophasen- und des Gleichphasenstromes wie oben beschrieben.

Hierbei wird die momentane Amplitude is des Statorstromes gleich der Quadratursumme des Orthopha-sen- und des Gleichphasenstromes formiert:

Hierin bedeuten

Port - Sollamplitude des Orthophasenstromes, die der Eingangsführungsgrösse am Orthophasensi-gnal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 proportional ist;

l*syn - Sollamplitude des Gleichphasenstromes, die der Eingangsführungsgrösse am Gieichphasensi-gnal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 proportional ist.

Die Statorstromphase es, die der momentanen Phase des momentanen Statorstromes iSa(t) in der Bezugsstrangwicklung «A» gleich ist, wird gleich der Summe der Synchronisierungsphase <p*s und des Phasenverschiebungswinkels ecp gemäss dem Ausdruck formiert, wobei ist.

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Die Phasenverschiebung e<p des Statorstromvektors is wird in Winkelradianten der Verschiebung des Vektors is gegenüber der laufenden Synchronisierphase (ps, die der synchronen Phase des Statorstromes gleich ist, gerechnet:

<Ps(t) = <P*so + <P*s(t) (165)

Hierbei ist die synchrone Frequenz cos des Statorstromes gleich der Änderungsgeschwindigkeit der synchronen Phase des Statorstromes

Dementsprechend wird die Phasenverschiebung e<p des Statorstromvektors durch den Phasenwinkel innerhalb der laufenden synchronen Periode Ts des Statorstromes, der eine Umkehrfunktion der laufenden synchronen Frequenz as des Statorstromes darstellt, gekennzeichnet:

Bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 14 wird die Synchronfrequenz cos des Statorstromes analog dem Elektroantrieb gemäss Fig. 11 durch Vorgabe einer Synchronisierungsfrequenz a»*s am Frequenzeingang 4 (Fig. 14) des Transvektor-Wechselrichters 2 formiert und hängt von der Istgeschwindigkeit cd des Rotors, die mit Hilfe des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 gemessen wird, und von dem Sollschlupf Aca* der Rotorfiussverkettung in bezug auf den Rotor ab.

Die Formierung der Synchronisierfrequenz co*s wird mit Hilfe des adaptiven Drehmomentreglers 65 realisiert, auf dessen ersten Eingang 66 das Solldrehmomentvorgabesignal M* und auf den zweiten Eingang das Signal der Ist-Winkeigeschwindigkeit co vom Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 gegeben wird. Die Betriebsarten des adaptiven Drehmomentreglers sind oben bei der Betrachtung der Betriebsarten des in Fig. 11 gezeigten Elektroantriebs beschrieben.

Am Orthophasensignal-Ausgang 68 (Fig. 14) des adaptiven Drehmomentreglers 65 wird ein Signal für die Vorgabe des Sollwertes der drehmomentbildenden Quadraturkomponente i*Sx der Statorstromampiitude gebildet.

An dem Frequenzausgang 69 des adaptiven Drehmomentregiers 65 wird ein Signai für die Vorgabe der Sollsynchronisierungsfrequenz <a*s der Rotorfiussverkettung formiert, das am Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 eintrifft.

Da das Vorgabesignal für die Sollsynchronisierungsfrequenz cd*s der Rotorfiussverkettung die Steuerung des Transvektor-Wechselrichters 2 im kartesischen Koordinatensystem Y, X, in dem die Projektion des Statorstromes am Orthophasensignal-Eingang 3 und am Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 vorgegeben werden, synchronisiert, so ist das Vorgabesignal für die Sollsynchronisierfrequenz co*s der Rotorfiussverkettung gleich der Synchronisierungsfrequenz für die Steuerung des Statorstromvektors, während die Synchronfrequenz cos des Statorstromes gleich der Sollsynchronisierungsfrequenz to*s der Rotorfiussverkettung ist.

An dem Gleichphasensignal-Ausgang 70 des adaptiven Drehmomentreglers 65 wird ein Vorgabesignal für die flussbildende Quadraturkomponente i*Sy der Statorstromampiitude gebildet, das der Sollprojektion des Statorstromvektors Ts auf die Y-Achse, die mit der Richtung der Achse des Rotorflussverkettungsvektors ij/r übereinstimmt, gleich ist.

Im Ausgangszustand lässt der Drehmomentforcierungsblock 76 ohne Änderungen die Vorgabesignale für die drehmomentbildende und die flussbildende Quadraturkomponente i*Sx bzw. i*Sy der Statorstromampiitude von den Ausgängen 68, 70 des adaptiven Drehmomentreglers 65 zu den entsprechenden Eingängen 3, 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 durch.

Hierbei trifft am Orthophasensignal-Eingang 77 des Drehmomentforcierungsblocks 76 vom Orthopha-sensignal-Ausgang 68 des Drehmomentreglers 65 ein Vorgabesignal für die drehmomentbildende Sollkomponente i*sx der Statorstromampiitude ein, während am Gleichphasensignal-Eingang 78 des Drehmomentforcierungsblocks 76 ein Vorgabesignal für die flussbildende Sollkomponente i*sy der Statorstromampiitude eintrifft.

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Am Steuereingang 79 des Drehmomentforcierungsblocks 76 liegt im Ausgangszustand (vor Beginn der Drehmomentforcierung) kein Signal an.

In diesem Falle ist das Vorgabesignal für eine drehmomentbildende Quadraturkomponente i*sx der Statorstromampiitude am Orthophasensignal-Eingang 77 des Drehmomentforcierungsblocks 76 dem Ausgangssignal am Orthophasensignal-Ausgang 80 des Drehmomentforcierungsblocks 76 und das Signal i*sy am Gleichphasenstrom-Eingang 78 des Drehmomentforcierungsblocks 76 dem Ausgangssignal am Gleichphasenstrom-Ausgang 81 des Drehmomentforcierungsblocks 76 gleich.

Diese Gleichheit des Eingangs- und des Ausgangssignals des Drehmomentforcierungsblocks 76 wird dadurch gesichert, dass das Signal i*sx vom Orthophasensignal-Eingang 77 des Drehmomentforcierungsblocks 76 am ersten Eingang des Summators 82 eintrifft, an dessen zweitem Eingang im Ausgangszustand kein Signal anliegt.

Das Ausgangssinai des Summators 82, das in diesem Falle dem Vorgabesignal für die drehmomentbildende Sollquadraturkomponente i*Sx der Statorstromampiitude gleich ist, gelangt über den Begrenzungsverstärker 83, dessen Verstärkungsfaktor gleich 1 ist, zum Orthophasensignal-Ausgang 80 des Drehmomentforcierungsblocks 76.

Unabhängig von dem Zustand des Komparators 84 und des Schalters 85 ist das Ausgangssignal des Umkehrverstärkers 86 im Ausgangszustand gleich Null, da der Umschalter 87 im Ausgangszustand bei Fehlen eines Signals an seinem Steuereingang in die Ausgangsstellung gebracht ist, bei der der umschaltbare Eingang des Umschalters 87 von dem ersten Eingang des Umschalters 87, welcher mit dem Eingang des Umkehrverstärkers 86 zusammengeschaltet ist, abgeschaltet ist.

Infolgedessen schaltet der Umschalter 87 bei einem Nullsignal am Steuereingang 79 des Drehoment-forcierungsblocks 76 den Eingang des Umkehrverstärkers 86 von dem Gleichphasensignal-Eingang 78 des Drehmomentforcierungsblocks 76 ab.

Gleichzeitig verbindet der Umschalter 87 bei einem Nullsignal am Steuereingang 79 des Drehmomentforcierungsblocks 76 den Gleichphasensignal-Eingang 79 des Drehmomentforcierungsblocks 76 mit dem Gleichphasensignal-Ausgang 81 des Drehmomentforcierungsblocks 76 (wie dies in Fig. 14 durch die ausgezogene Linie, die den Eingang und den Ausgang des Umschalters 87 verbindet, gezeigt ist). Infolgedessen gelangt das Vorgabesignal für die flussbildende Sollquadraturkomponente i*Sy der Statorstromampiitude vom Gleichphasensignal-Eingang 78 zum Gleichphasensignal-Ausgang 81 des Drehmomentforcierungsblocks 76.

In diesem Ausgangszustand bleibt das Ausgangssignal der Einheit 88 zur Vorgabe der Drehmomentforcierung aus und der Elektroantrieb gemäss Fig. 14 ist analog dem Elektroantrieb gemäss Fig . 11. Das Verfahren zur Steuerung des Asynchronmotors und die Betriebsarten des Elektroantriebs gemäss Fig. 14 werden in diesem Falle durch die oben angeführten Gleichungen (157)...(160) beschrieben.

Beim Eintreffen eines Steuersignals am Steuereingang 79 des Drehmomentforcierungsblocks 76 vom Ausgang der Einheit 88 zur Vorgabe der Drehmomentforcierung (Fig. 14) schaltet der Umschalter 87 das Gieichphasensignal 78 des Drehmomentforcierungsblocks 76 von dem Gleichphasensignal-Aus-gang 81 des Drehmomentforcierungsblocks 76 ab.

Gleichzeitig wird der Gleichphasensignal-Eingang 78 des Drehmomentforcierungsblocks 76 durch den Umschalter 87 an den Eingang des Umkehrverstärkers 86 gelegt.

Das Vorzeichen des Ausgangssignals des Umkehrverstärkers 86 wird durch den Zustand des Komparators 84 und des Schalters 85 bestimmt.

Hat das Vorgabesignal für die drehmomentbildende Quadraturkomponente i*sx der Statorstromampiitude, das von dem Orthophasensignal-Eingang 77 des Drehmomentforcierungsblocks zum Eingang des Komparators 84 gelangt, ein positives Vorzeichen, so erscheint am Ausgang des Komparators 84 eine Spannung, die dem Steuereingang des Schalters 85 zugeführt wird.

Infolgedessen wird der umschaltbare Eingang des Schalters 85 auf seinen Ausgang geschlossen, der Eingang und der Ausgang des Umkehrverstärkers 86 werden durch den Schalter 85 geschlossen, während das Vorgabesignal für die flussbildende Sollquadraturkomponente iSy der Statorstromampiitude von dem Gleichphasensignal-Eingang 78 des Drehmomentforcierungsblocks 76 über den Schalter 85 zum zweiten Eingang des Summators 82 gelangt.

Da das Signal i*Sy immer positiv ist, so wird am Ausgang des Summators 82 eine invertierte Summe seiner zwei Eingangssignale gebildet: - (+i*sx + Kf • i*sy)> worin Kf ein konstanter Forcierungsfaktor am zweiten Eingang des Summators 82 ist.

Da der Verstärkungsfaktor des Begrenzungsverstärkers 83 gleich Eins ist, so gelangt vom Ausgang des Begrenzungsverstärkers 83, der den Orthophasensignal-Ausgang 80 des Drehmomentforcierungsblocks 76 bildet, zum Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 die Summe der Eingangssignale des Summators 82 mit einem bestimmten Forcierungskoeffizienten Kf für das Signal i*sy.

Infolge der doppelten Invertierung der Summe der Signale i*Sx und Kf • i*Sy (am Ausgang des Summators 82 und am Ausgang des Begrenzungsverstärkers 83) steigt die Amplitude l0rt des Orthophasenstromes beim Eintreffen am Steuereingang 79 der Einheit 76 eines Steuersignals vom Ausgang der Einheit 88 zur Vorgabe einer Drehmomentforcierung sprungartig von dem positiven Anfangswert

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x — *

ort ! . +1SX bis auf einen Wert an, der durch die Formel lort|t>0 = l*ort|t>0 = ì*sy + Kf ■ i*sy (168)

definiert wird.

Hierbei fällt die Amplitude lSyn des Gleichphasenstromes von dem Anfangswert lSyn|t=o = + i*sy auf Null ab:

lsyn|t>0 = 0 (169)

Hatte zum Zeitpunkt t = 0 der Abgabe eines Steuersignals an den Steuereingang 79 des Drehmomentforcierungsblocks 76 des Vorgabesignals für die drehmomentbildende Quadraturkomponente i*Sx der Statorstromampiitude, das am Orthophasensignal-Eingang 77 des Drehmomentforcierungsblocks 76 eintrifft, negatives Vorzeichen (-i*sx), so ist die Ausgangsspannung des Komparators 84 gleich Null, der Schalter 85 öffnet den Eingang und den Ausgang des Umkehrverstärkers 86. Infolgedessen wird das von dem Gleichphasensignal-Eingang 78 des Drehmomentforcierungsblocks 76 über den Umschalter 87 am Eingang des Umkehrverstärkers eintreffende Vorgabesignal für die flussbildende Quadraturkomponente +i*Sy am Ausgang des Umkehrverstärkers 86 invertiert und auf den zweiten Eingang des Summators 82 mit gleichem negativem Vorzeichen wie das Signal -i*sx gegeben.

In diesem Falle ändert sich am Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 die negative Amplitude l0rt|t = o = -i*sx des Orthophasenstromes sprungartig auf einen neuen negativen Wert, der nach der Formel lort|t>0 = l*ort|t>0 = — (i*sx + Kf • i*sy) (170)

bestimmt wird.

Infolge der Abschaltung des Gleichphasenstromes wird die Phase es des Statorstromes sprungartig um einen Phasenwinkel Aetp verschoben, der von dem Anfangsverhältnis der Werte des Orthophasenstromes und des Gleichphasenstromes abhängt.

Vor dem Eintreffen des Steuersignals am Steuereingang 79 des Drehmomentforcierungsblocks 76 betrug die Phasenverschiebung apo des Vektors is des Statorstromes gegen den Vektor yr der Rotorfiussverkettung

Sy - atciy £*-= Atciq (171).

Nach dem Eintreffen des Steuersignais am Steuereingang 79 des Drehmomentforcierungsblocks 76 ist die Phasenverschiebung eq> sprungartig auf den Wert s.9 = ± #- (172)

angestiegen.

Hierbei wird der Phasensprung â es des Statorstromes durch die Differenz der Phasenverschiebungswinkel a — "2 bestimmt.

In der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators hat sich der momentane Strangstrom isa des Stators sprungartig von dem Anfangswert bei t =0:

isa|t=o =isy • cos <pS|t=o -isx • sin cps|t=0 (173)

bis auf einen Wert, der durch den Ausdruck isa|t>0 = —isx ' sin<ps| t =0 (174)

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bestimmt wird, geändert.

Die Richtung des Phasenverschiebungssprunges wird durch die Polarität des Signals i*Sx bei t > 0 festgelegt.

Diese Betriebsart wird durch Ausbleiben der Projektion des Statorstromvektors is auf die Y-Achse, die mit der Richtung des Vektors yr der Rotorfiussverkettung übereinstimmt, und durch die Gleichheit der Statorstromampiitude is und der Projektion des Statorstromvektors is auf die orthogonale X-Achse gekennzeichnet.

Da der Sinus des Phasenverschiebungswinkels hierbei maximal und gleich ± 1 ist, so steigt das Drehmoment des Asynchronmotors 1 sprungartig auf den maximalen Wert an:

M = + — 7 • —'"UZ • - (175)

1 'max - 2 P L-jv >|t=0 s U

worin die Amplitude is des Statorstromes nach der Formel is = isx + Kf ■ isy (176)

bstimmt wird.

Bei der Steuerung des Asynchronmotors 1 nach der Gleichung (158) in der Regelungszone II bei ist das Drehmoment des Asynchronmotors vor dem Eintreffen des Steuersignals am Steuereingang 78 des Drehmomentforcierungsblocks 76 gleich

Mo= - Vo <177)-

Bleibt die Statorstromampiitude is nach dem Eintreffen des Steuersignals am Steuereingang 78 des Drehmomentforcierungsblocks 76 unverändert, so folgt aus dem Vergleich der Gleichungen (175) und (177), dass infolge Abschaltung des Gleichphasenstromes und Vergrösserung des Orthophasenstromes bis auf den Wert der Anfangsamplitude iS|t = o des Statorstromes das Drehmoment des Asynchronmotors 1 sprungartig um das ]J~2 fache d.h. mehr als um 40% gegenüber dem Drehmoment M0 des

Asynchronmotors 1 vor Beginn der Forcierung ansteigt, wobei dies ohne Vergrösserung der Statorstromampiitude erfolgt.

Hierbei muss der Forcierungskoeffizient Kf zur Konstanthaltung der Statorstromampiitude is einen Wert

KF =VT ~ 1 (3.78)

betragen.

Bei Vorgabe des maximalen Solldrehmomentes M*max am Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 in der Regelungszone II erreicht die Statorstromampiitude is den höchstzulässigen Wert ismax.Trifft beim Erreichen des optimalen Amplitudenwertes yr 0pt der Rotorfiussverkettung am Steuereingang 79 des Drehmomentforcierungsblocks 76 vom Ausgang der Einheit 88 zur Vorgabe einer Drehmomentforcierung ein Steuersignal ein, so steigt das maximale Drehmoment Mmax des Asynchronmotors

1 sprungartig bis auf den Grenzwert M = maxMmax an, der um das V2 fache den nach der Formel (177) bestimmten Wert übersteigt.

Bei fünffachen zulässigen Statorstromamplituden ls max= = 5 • iSn erreicht das maximale Drehmoment Mmax des Asynchronmotors 1 Werte Mmax = (6...7)Mn, während bei der Forcierung mit Hilfe des Drehmomentforcierungsblocks 76 der Grenzwert des Drehmomentes maxMmax des Asynchronmotors 1 bei Erhaltung der fünffachen Amplitude is max = 5 • iSn Werte M = maxMmax = (8...10)Mn erreicht.

Falls der zulässige Ausgangsstrom des Transvektor-Wechselrichters 2 den Wert is max = 5 • isn übersteigt, so wird eine zehnfache Forcierung des Drehmomentes des Asynchronmotors 1 praktisch momen80

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tan dadurch gesichert, dass der Forcierungsfaktor Kf am zweiten Eingang 82 über den nach der Formel (178) bestimmbaren Wert eingestellt wird. In diesem Falle wird die Begrenzung des Ausgangssignals des Begrenzungsverstärkers 83 aus der Bedingung der Begrenzung der maximalen Amplitude is max des Statorstromes für die Zeit der Drehmomentforcierung, die dem zulässigen Ausgangsstrom des Transvektor-Wechselrichters 2 gleich ist, eingestellt.

Gemäss der Erfindung wird das behandelte, in dem Elektroantrieb gemäss Fig. 14 c realisierte Steuerverfahren für einen Asynchronmotor zwecks Erhöhung der Schnelligkeit des Elektroantriebs dadurch gekennzeichnet, dass man eine kurzzeitige Forcierung des Drehmomentes des Asynchronmotors durch eine sprungartige Änderung der Statorstromphase bis auf einen Phasenverschiebungswinkel von

+ ^ gegenüber der Synchronisierungsphase, der eine Viertelperiode der Synchronfrequenz des Statorstromes zum Anfangszeitpunkt der Drehmomentforcierung des Asynchronmotors beträgt, formiert, wozu man den Strangstrom abschaltet und gleichzeitig sprungartig den Orthophasenstrom um einen dem Wert des abgeschalteten Gleichphasenstromes proportionalen Wert ändert.

In Verbindung mit den vorstehend beschriebenen drei Regelungszonen für das Drehmoment und die Rotorwinkelgeschwindigkeit des Asynchronmotors, die bei den Elektroantrieben gemäss Fig. 11 und Fig. 14 mit Hilfe des adaptiven Drehmomentreglers 65 realisiert sind, kennzeichnet das beschriebene Drehmomentforcierungsverfahren für den Asynchronmotor in dem Elektroantrieb gemäss Fig. 14, das mit Hilfe des Drehmomentforcierungsblocks 76 realisiert ist, die vierte Zone der Phasen-Strom-Rege-lung des Drehmomentes und der Rotorgeschwindigkeit des Asynchronmotors.

Infolge einer derartigen adaptiven vierzonigen StromPhasen-Regelung wird bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 14 die Phasenverschiebung e<p des Statorstromvektors is gegen den Rotorflussverkettungsvektor yr in Abhängigkeit von der Regelungszone nach folgenden Gesetzen geregelt:

(179).

Zone Ii \£,y\< , wenn |M*|^

Zone II: IgJ » — , wenn j M*j H q ■ ir

Zone Iiis |£^|->—2j— » wenn \c0\ >

Zone IVs f wenn t = Q

Die Steuerungsgesetze (179) für die Statorstromphase sichern eine maximale Ausnutzung der Aktivteile des Asynchronmotors 1 in den dynamischen und statischen Betriebszuständen bei Begrenzungen in Hinsicht auf Erwärmung, Statorstrom- und Statorspannungsgrösse.

Die Steuerung des Asynchronmotors 1 in der vierten Regelungszone bei &■ kann nicht dauerhaft sein, da beim Abschalten des Gleichphasenstromes und bei Nullwert der flussbildenden Komponente iSy = 0 der Statorstromampiitude die Rotorflussverkettungsamplitude yr bis auf Null nach dem aperiodischen Gesetz mit einer der elektromagnetischen Zeitkonstante Tr gleichen Zeitkonstante entsprechend der Gleichung abnimmt.

Der Grenzwert des Drehmomentes des Asynchronmotors 1 nimmt in der Zeitperiode der Forcierung auch nach dem aperiodischen Gesetz ab, weshalb die Wirksamkeit der Drehmomentforcierung des Asynchronmotors 1 mit Hilfe des Drehmomentforcierungsblocks 76 über eine Zeitperiode zweckmässig ist, die die elektromagnetische Zeitkonstante Tr, welche von zehn Millisekunden bis zu einigen Dutzenden Millisekunden betragen kann, nicht übersteigt. Nach Ablauf dieser Forcierungszeit wird das Ausgangssignal der Einheit 88 zur Vorgabe einer Drehmomentforcierung wieder abgeschaltet und die Steue-

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rung des Asynchronmotors geht in eine der ersten drei Regelungszonen nach den in dem Gieichungssy-stem (179) angegebenen Steuergesetzen über.

Die Optimierung der dynamischen und statischen Betriebszustände des Asynchronmotors, wie dies aus den oben angeführten Schaltungen der Elektroantriebe gemäss Fig. 11 und 14 folgt, erfordert einen zusätzlichen Aufwand und lässt sich bei einer komplizierten Einstellung des adaptiven Drehmomentreglers und des Drehmomentforcierungsblocks erreichen.

Bei einer Notwendigkeit, die Steuerschaltung des Asynchronmotors zu vereinfachen, den apparativen Aufwand und die Abmessungen der Steuereinrichtung zu vermindern, sowie bei einer Notwendigkeit, die Einstellung der Regler maximal zu vereinfachen, ist es zweckmässig, einen Elektroantrieb gemäss Fig. 15 zu benutzen.

Der Elektroantrieb (Fig. 15) enthält einen Asynchronmotor 1 (Fig. 15) und einen Transvektor-Wechsel-richter 2 mit Steuereingängen 3, 4, 5 und Leistungssignal-Ausgängen 6, 7, 8, die an die Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 angeschlossen sind.

Die Welle des Asynchronmotors 1 ist mit einem Winkelgeschwindigkeitsgeber 32 (einem Tachogenerator) verbunden. An den Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Invertors 2 ist der Ausgang eines Operationsverstärkers 89 einer Einheit 37 zur Vorgabe eines Solldrehmomentes des Asynchronmotors und an den Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 der erste Eingang eines zweiten Operationsverstärkers 90 einer Einheit 33 zur Formierung einer Statorstrom-Synchronfrequenz angeschlossen.

Der Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 ist mit dem Ausgang eines dritten Operationsverstärkers 91 einer Einheit 36 zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung, dessen Eingang an eine Gleichspannungsquelle (in Fig. 15 nicht gezeigt) gelegt ist, verbunden.

Der erste Eingang des ersten Operationsverstärkers 89 ist mit dem Ausgang einer Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkeigeschwindigkeit (in Fig. 15 nicht gezeigt) verbunden.

Die zusammengeschalteten zweiten Eingänge des ersten und zweiten Operationsverstärkers 89 bzw. 90 sind mit dem Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 (Tachogenerator) verbunden.

Der Transvektor-Wechselrichter 2 kann wie vorstehend für die Elektroantriebe gemäss Fig. 4, 7, 10, 11,14 beschrieben ausgeführt sein.

Der Winkelgeschwindigkeitsgeber 32 (Tachogenerator) kann mit einem standardisierten Gleichstrom-Tachogenerator, wie dies vorstehend für die Elektroantriebe gemäss Fig. 7, 8 beschrieben ist, ausgeführt sein.

Die Operationsverstärker 89, 90, 91 können mit standardisierten integrierten Operationsverstärkern ausgeführt sein, die in dem Buch von B.K. Nesterenko «Integrierte Operationsverstärker. Handbuch für Anwendung», Moskau, Verlag Energija, 1982, S. 107 beschrieben sind.

Der Elektroantrieb funktioniert folgendermassen:

Im Ausgangszustand steht der Rotor des Asynchronmotors 1 still. In den Statorwicklungen des Asynchronmotors 1, die an die Ausgänge des Transvektor-Wechselrichters 2 gelegt sind, fliessen Gleichströme, die eine Rotorfiussverkettung mit einer der Nennampiitude yrn nahen konstanten Amplitude \jrro der Rotorfiussverkettung erregen.

An den Steuereingängen 3, 4, 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 werden Spannungen für die Vorgabe des Orthophasenstromes, der Synchronfrequenz des Statorstromes und des Gleichphasenstromes formiert.

In Anfangszustand ist die Spannung U. # für die Vorgabe eines Orthophasenstromes an dem

1sx

Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 gleich Null.

Die Spannung * für die Vorgabe einer Synchronfrequenz des Statorstromes am Frequenzein-S

gang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 ist auch gleich Null. Die Spannung Uj* für die Vorga-

sy be eines Gleichphasenstromes am Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 ist gleich einem konstanten Wert, die der konstanten Sollamplitude Y*ro der Rotorfiussverkettung entspricht und nach der Formel

UT*

uv

(181)

ermittelt wird. Hierbei bedeuten Kj - Stromübertragungsfaktor des Transvektor-Wechselrichters 2;

isyo - konstante flussbildende Komponente der Statorstromampiitude, die lSyn gleich ist;

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y*ro - konstante Sollamplitude der Rotorfiussverkettung;

Lmo - Gegeninduktivität, die der konstanten Rotorflussverkettungsamplitude yra = y*ro entspricht.

Die Anfangsphase 6S0 = <pso des Statorstromes ist gleich der Anfangsphase ipso der Rotorfiussverkettung, da die momentanen Strangströme an den Ausgängen 6, 7, 8 des Transvektor-Wechselrichters 2 konstant sind, während der Strang-Gleichstrom iSao in der Bezugsstrangwicklung A des Stators nach der Formel

IjT*

i =■ t -CûSlP — - tû— . QQ$ip (182)

S 0.0 SV0 'SO ^so bestimmt wird. Hierin ist cpSo eine willkürliche Anfangssynchronisierungsphase des Transvektor-Wechselrichters 2.

In diesem Anfangszustand stimmt der Statorstromvektor is in Richtung mit dem Rotorflussverkettungsvektor vro überein, die Phasenverschiebung E(p zwischen diesen Vektoren bleibt aus, das Drehmoment M des Asynchronmotors 1 ist entsprechend der Gleichung 1 gleich Null.

Beim Fehlen einer Störung seitens der Belastung des Asynchronmotors 1 ist die Winkelgeschwindigkeit w des Rotors gleich Null, die Spannung Um am Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 (des Tachogenerators) ist gleich Null, da die Grösse der Spannung Um nach der Formel uco = 30'y* •<> (is3)

bestimmt wird. Hierin bedeuten:

Kcü - Übertragungsfaktor der Geschwindigkeitsrückführung;

Kn - Steilheit der Kennlinie des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 (des Tachogenerators), ausgedrückt in Volt je Umdrehung in der Minute (V/U/min);

co - Rotorwinkelgeschwindigkeit, ausgedrückt in elektrischen Radianten je Sekunde.

Im Anfangszustand sind die Spannungen an den Eingängen und Ausgängen der ersten zwei Operationsverstärkern 89, 90 gleich Null, am Eingang des dritten Operationsverstärkers 91 liegt eine konstante Spannung tj,.r* für die Vorgabe der Sollamplitude y*ro der Rotorfiussverkettung an. Am Ausgang ITO

des dritten Operationsverstärkers 91 ist die Spannung konstant und gleich der Vorgabespannung U .#■ für die flussbildende Quadraturkomponente i*Syo der Statorstromampiitude.

lßy

Beim Anlegen an den ersten Eingang des ersten Operationsverstärkers 89 einer Vorgabespannung Uco* für die Sollwinkelgeschwindigkeit des Rotors findet eine sprungartige Änderung der Ausgangsspannung Um* des ersten Operationsverstärkers 89 statt, da in dem Rückführungskreis des ersten Operationsverstärkers 89 gemäss der Schaltung des Pl-Reglers - in Reihe geschaltet - ein Widerstand und ein Kondensator liegen, wie dies in Fig. 15 gezeigt ist.

Die Spannung Um* am Äusgang des ersten Operationsverstärkers 89, der einen Pl-Winkelgeschwin-digkeitsregler bildet, ist gleich der Vorgabespannung für das Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 und wird nach der Formel

II

^M* ~ ~ü~ C184-)

bestimmt, worin Km ein konstanter Drehmomentübertragungsfaktor ist.

Infolge des Sprunges der Spannung Um* findet eine sprungartige Vergrösserung der Amplitude Iort des Orthophasenstromes statt, da die Spannung Um* zum Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 gelangt, weshalb sie der Vorgabespannung für den Orthophasenstrom Iort gleich ist:

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(xi/* = ■ = fi

^$x UH* (185)

Infolge des Sprunges des Orthophasenstromes wird mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 eine Phasenverschiebung e<p des Statorstromvektors is gegen die Anfangslage des Rotorflussverkettungsvektor \j/ra gebildet:

£ - — r. ,fcJ„ ^ M* (186)

Dies führt zu einer sprungartigen Vergrösserung des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1, wobei M = M* = Um • Km ist.

Dann laufen gleichzeitig drei Vorgänge ab: ein schnellverlaufender Anstieg der Vorgabespannung Um* für das Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 infolge der Wirkung des Integralteiles des Pl-Winkeigeschwindigkeitsreglers; eine Änderung der Synchronisierungsphase q>s des Transvektor-Wechselrichters 2 infolge der zeitlichen Abtastung der Synchronisierungsfrequenz <a*s, die beim Anstieg der Vorgabespannung Um* für das Solldrehmoment des Asynchronmotors 1 zunimmt, eine Vergrösserung der Rotorwinkelgeschwindigkeit co und der Ausgangsspannung Uco des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 (des Tachogenerators) infolge der Erzeugung und Änderung des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1.

Der erste Vorgang führt zu einem schnellen Anstieg der Spannung Um* bis auf einen Maximalwert Uiy,*- t der der maximalen Ausgangsspannung für den ersten Operationsverstärker 89 gleich max ist, was der Vorgabe eines maximalen Solldrehmomentes M*max des Asynchronmotors entspricht

Der zweite Vorgang charakterisiert die Änderung der Winkellage des Rotorflussverkettungsvektors \[?r in dem Asynchronmotor 1 wie folgt.

Vom Ausgang des ersten Operationsverstärkers 89 gelangt zum ersten Eingang des zweiten Operationsverstärkers 90 die laufende Vorgabespannung Um* für das Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1.

Der Widerstandswert des in der Rückführung des zweiten Operationsverstärkers 90 geschalteten Widerstandes ist um so viel Mal grösser als der Widerstandswert des am ersten Eingang des zweiten Operationsverstärkers 90 geschalteten Widerstandes, um wieviel Mal das Vorgabesignal für das Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 vermindert werden soll, um ein Vorgabesignal U Arn* für den Sollschlupf Aoo* der Rotorfiussverkettung in bezug auf den Rotor gemäss der Gleichung (29) zu erhalten:

IJ _

kü3 3ZP-V«-Ka?i 'UM*

-p -TfQ "VS (187).

Hierin ist Kco*s der Frequenzübertragungsfaktor des Transvektor-Wechselrichters 2 (über den Steuerkanal am Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2).

Beim Ausbleiben der Rotorwinkelgeschwindigkeit wird die Ausgangsspannung Um* des zweiten Operationsverstärkers völlig durch die Vorgabespannung Um* des Solldrehmomentes des Asynchronmotors 1 bestimmt.

Diese Spannung, die dem Soilschlupf A co* der Rotorfiussverkettung in bezug auf den Rotor proportional ist, gelangt zum Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2.

In dem Transvektor-Wechselrichter 2 wird das Vorgabesignal Aco* für den Rotorflussverkettungs-schlupf Aco in bezug auf den Rotor durch zeitliche Abtastung in die Sollphase q>*r der Rotorfiussverkettung gegenüber dem Rotor umgesetzt:

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oo

= (188)

0

Beim Ausbleiben der Rotorwinkelgeschwindigkeit co ist die Phase <p*r die Synchronisierungsphase <p*s des Transvektor-Wechselrichters 2:

cp*s = <P*r + <pso (189)

Gegenüber dieser Synchronisierungsphase <p*s wird ein Gleichphasenstrom isyn = Isyn • cos <p*s und ein Orthophasenstrom iort = Iort • sin <p*x formiert.

Infolge der ersten zwei Vorgänge wird ein momentaner Strangstrom in der Wicklung A des Stators nach dem Gesetz lirif 2^

4[ — —^--£Csf !

Sa L 37 -ty*2- ~

mo { JZ"P

JZp-CVo ' 3Zp 'H*di <190)

0

formiert.

Der dritte Vorgang wird durch Änderung der Rotorwinkelgeschwindigkeit ta und der Ausgangsspannung Um des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 (des Tachogenerators) gekennzeichnet.

Die Ausgangsspannung Uco des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 (des Tachogenerators) gelangt gleichzeitig zu den zweiten Eingängen des ersten und zweiten Operationsverstärkers 89, 90.

Beim Eintreffen am zweiten Eingang des ersten Operationsverstärkers 89 vermindert die Spannung Uto, die der Ist-Winkelgeschwindigkeit a des Rotors proportional ist, mit dem Anstieg der Rotorwinkelgeschwindigkeit to das Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1, da ihre Polarität der Vorgabespannung Um* für die Sollwinkelgeschwindigkeit co* des Rotors entgegengesetzt ist (negative Geschwindigkeitsrückführung).

Beim Eintreffen am zweiten Eingang des zweiten Operationsverstärkers 90 vergrössert die Ausgangsspannung Uto des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 (des Tachogenerators) die Ausgangsspannung Uco*s des zweiten Operationsverstärkers 90, da im Motorbetrieb des Asynchronmotors 1 die Polaritäten der Ausgangsspannung Um* des ersten Operationsverstärkers 89 und des Ausgangssignals Uca des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 (des Tachogenerators) gleich sind (positive Geschwindigkeitsrückführung).

Infolge der gleichzeitigen Wirkung der negativen und der positiven Rotorgeschwindigkeitsrückführung findet eine astatische Regelung der Rotorgeschwindigkeit statt, bei der im stationären Betrieb die Gleichheit der Soll- und der Ist-Rotorgeschwindigkeit gesichert wird:

co = co*.

Hierbei wird am Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 90 eine Sollspannung Uw*s für die Sollsynchronisierfrequenz co*s der Rotorfiussverkettung in Form einer Summe zweier Spannungen

Uco*s = U<b + Uaco* (191)

formiert.

Diese Spannung gelangt zum Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 und gilt als Vorgabespannung für die Sollsynchronisierfrequenz co*s des Transvektor-Wechselrichters 2.

Die Synchronisierungsfrequenz co*s des Transvektor-Wechselrichters 2 charakterisiert die Synchronfrequenz cos des Statorstromes, die der Rotorflussverkettungsfrequenz

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tos = <d*s = (Uco + Uacû*) • KtûS (192)

gleich ist.

Im Ergebnis der gemeinsamen Wirkung der beschriebenen Steuerungsvorgänge ändert sich der momentane Strangstrom iSa(t) in der Bezugsstrangwicklung A des Stators des Asynchronmotors 1 nach der oben angeführten Gleichung (157) bei Vorgabe einer der Nennnamplitude yrn der Rotorfiussverkettung nahen konstanten Sollamplitude der Rotorfiussverkettung im gesamten Änderunsbereich des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1 von Null bis zu ± M*max und im gesamten Regelungsbereich der Rotorwinkelgeschwindigkeit cd von Null bis zu ± oomax-

Hierbei sind bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 15 die zulässigen Amplitudenwerte des Statorstromes und der Statorspannung grösser als die entsprechenden laufenden Amplitudenwerte des Statorstromes und der Statorspannung im gesamten Änderungsbereich des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1 und der Rotorgeschwindigkeit cd, d.h. die Steuerung soll innerhalb der Grenzen des zulässigen Steuerbereiches bleiben.

Bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 15 wird das oben beschriebene Verfahren der Phasen-Strom-Steuerung in kartesischen Koordinaten mit Hilfe eines Transvektor-Wechselrichter 2 realisiert. Zur invarianten Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors und zur astatischen Regelung der Geschwindigkeitwird bei dem Antrieb gemäss Fig. 15 die Statorstromphase gemäss Gleichungen (181...(192) als Funktion zweier Eingangsführungsgrössen, die das Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 und die Sollamplitude \|/*ro der Rotorfiussverkettung vorgegeben, und als Funktion der gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit nach dem Gesetz

^=<Pse+((û) + +

(193)

geändert.

Die Einfachheit der Steuereinrichtung und die Einfachheit der Einstellung wird bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 15 durch Anwendung von nur drei Operationsverstärkern 89, 90, 91 am Eingang des Transvektor-Wechselrichters 2 erreicht, wobei die Einstellung des elektrischen Asynchronantriebs gemäss Fig. 15 auf die Wahl von nur zwei Eingangswiderständen an zwei Eingängen des zweiten Operationsverstärkers 90 bei vorgegebener Ausgangsspannung des dritten Operationsverstärkers 91 hinausläuft.

Bei einfachem Aufbau des Elektroantriebes gemäss Fig. 15 wird hierbei eine hohe Schnelligkeit des Geschwindigkeitsregelungskreises erreicht: beim Eintreffen am ersten Eingang des ersten Operationsverstärkers 89 eines harmonischen Vorgabesignals Uffl* für die Sollwinkelgeschwindigkeit nach dem Gesetz

V,)# = 0,01-U * • sin 2 IL 'foù% worin U^; = 10V uv max i/rrmn die maximale Vorgabespannung für die Sollwinkelgeschwindigkeit co* des Rotors, fco die Frequenz des harmonischen Vorgabesignals Uco* für die Sollwinkelgeschwindigkeit des Rotors ist, wiederholt die Welle des Asynchronmotors 1 die am Eingang vorgegebene Änderung der Rotorwinkelgeschwindigkeit nach dem harmonischen Gesetz bis auf eine Frequenz des harmonischen Signals f© = 400 Hz bei Ausregelung der Amplitude der Istwinkelgeschwindigkeit des Rotors auf dem Niveau 70% von der Amplitude der Sollwinkelgeschwindigkeit cd* des Rotors. Die Phasenverschiebung 90° zwischen den harmonischen Spannungen Uco* und Uco (der Soll- und der Ist-Winkelgeschwindigkeit des Rotors) tritt bei einer Frequenz fco der harmonischen Änderung der Winkelgeschwindigkeit von etwa 250 Hz ein. Hierbei beläuft sich in den statischen Betriebszuständen der Regelungsbereich der Rotorwinkelgeschwindigkeit mit der gewünschten geringen Abweichung der Winkelgeschwindigkeit auf etwa 1:10000 (Verhältnis der minimalen Rotorwinkelgeschwindigkeit bei U/,)* • zum maximalen Wert derselben bei U •

lAr ffl^ [j * ittCU*

Die weitere Erhöhung des Regelungsbereiches der Rotorwinkelgeschwindigkeit und der Härte der mechanischen Kennlinien des Asynchronmotors 1 wird dadurch begrenzt, dass die Phasenverschiebung <pr(t) der Rotorfiussverkettung gegen die Rotorachse, die mit der Phasenverschiebung e<p des Statorstromes gegen die Rotorfiussverkettung verbünden ist, bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 15 sowie bei

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den Elektroantrieben gemäss Fig. 4, 5, 6, 7, 8, 9,10,11,14 durch Abtastung der Summe zweier Spannungen gebildet wird, von welchen die eine der Änderungsgeschwindigkeit Am, der Phasenverschiebung tpr(t) der Rotorfiussverkettung gegen die Rotorachse und die andere der Rotorwinkelgeschwindigkeit co, die der Änderungsgeschwindigkeit der Phasenverschiebung X der Rotorachse gegen die Statorachse gleich ist, proportional ist (Fig.1).

Jedoch entstehen bei der Summierung dieser zwei Spannungen Fehler, die sowohl mit der Ungenauig-keit des Verhältnisses der Summanden, das mit den Widerständen am Eingang des Summators (des zweiten Operationsverstärkers 90 in Fig. 15) eingestellt wird, als auch mit der Ungenauigkeit der Messung der Rotorwinkelgeschwindigkeit mit Hilfe des Rotorwinkelgeschwindigkeitsgebers 32 verbunden sind.

Setzt man in den Ausdruck (29) für den auf den Rotor bezogenen Rotorflussverkettungsschlupf Aco den Wert des Drehmoments M des Asynchronmotors 1 nach der Gleichung (1 ) ein, so erhält man in analytischer Form die Verbindung zwischen der Phasenverschiebung <pr der Rotorfiussverkettung gegen die Rotorachse und der Phasenverschiebung e<p des Statorstromes gegen die Rotorfiussverkettung bei stationärer Amplitude yr der Rotorfiussverkettung:

Aus der Gleichung (194) folgt, dass die Änderungsgeschwindigkeit der Phasenverschiebung cpr der Rotorfiussverkettung gegenüber der Rotorachse, die dem Rotorflussverkettungsschlupf Aco in bezug auf den Rotor bei stationärer Amplitude yr der Rotorfiussverkettung gleich ist, dem Tangens des Phasenverschiebungswinkels e<p des Statorstromes gegenüber der Rotorfiussverkettung proportional ist:

Der Vorgabefehler des auf den Rotor bezogenen Rotorflussverkettungsschlupfes Aco, hervorgerufen durch die Analogsummierung der beiden Spannungen Uw +Ua<b, führt nach der Gleichung (195) zu einem Vorgabefehler des Phasenverschiebungswinkels e<p des Statorstromes gegenüber der Rotorfiussverkettung und zu einem gewissen Fehler bei der Steuerung des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1.

Die Genauigkeit der Steuerung der Statorstromphase und die Genauigkeit der Rotorwinkelgeschwindigkeitsregelung werden bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 16 durch Erhöhung der Genauigkeit der Regelung der Phasenverschiebung cpr der Rotorfiussverkettung in bezug auf den Rotor erhöht.

Der Elektroantrieb enthält einen Asynchronmotor 1 (Fig. 16) und einen durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichter 92. Der Transvektor-Wechselrichter 92 hat zwei Impulseingänge 93, 94, einen Orthophasensignal-Eingang 95 und einen Gleichphasensignal-Eingang 96.

Der Transvektor-Wechselrichter 92 enthält eine Einheit 22 zur Regelung momentaner Strangströme, deren Ausgänge die Ausgänge 97, 98, 99 des Transvektor-Wechselrichters 92 bilden, die mit den Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 in Verbindung stehen.

Die drei Steuereingänge 23, 24, 25 der Einheit 22 zur Regelung momentaner Strangströme sind an die Ausgänge einer Einheit 20 zur Transvektorformierung momentaner Sollstrangströme gelegt, deren Orthophasensignal-Eingang den Orthophasensignal-Eingang 95 des Transvektor-Wechselrichters 92 und deren Gleichphasensignal-Eingang den Gleichphasensignal-Eingang 96 des Transvektor-Wechselrichters 92 bildet.

Die Impulseingänge der Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von Sollstrangströmen sind mit den Impulsausgängen einer Einheit 100 zur elektronischen Reduktion verbunden. Die zwei Impulseingänge der Einheit 100 zur elektronischen Reduktion bilden die Impulseingänge 93, 94 des Transvektor-Wechselrichters 92.

Der Rotor des Asynchronmotors 1 ist mit einem Inkrementalgeber (Impulsgeber) 101 verbunden, dessen zwei Impulsausgänge an die Impulseingänge 93, 94 des Transvektor-Wechselrichters 92 gelegt sind.

Die Impulsausgänge des Inkrementalgebers 101 sind auch an die zwei Impulseingänge eines Frequenz-Spannung-Wandlers 102 gelegt, dessen Ausgang mit einem der zwei Eingänge des Operationsverstär-

L r iß sj

(195).

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kers 89 verbunden ist, dessen zweiter Eingang an den Ausgang einer Einheit zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit (in Fig. 16 nicht gezeigt) gelegt ist. Der erste Operationsverstärker bildet einen Pl-Winkeigeschwindigkeitsregler.

Zwischen den Ausgängen des ersten und des zweiten Operationsverstärkers 89 und 91 und dem Orthophasensignal-Eingang 95 und dem Gleichphasensignal-Eingang 96 des Transvektor-Wechselrichters 92 ist ein Digital-Analog-Umsetzer 103 kartesischer Koordinaten geschaltet.

Der Digital-Analog-Umsetzer 103 enthält drei Eingänge: einen Orthophasensignal-Eingang 104, einen Frequenzeingang 105 und einen Gleichphasensignal-Eingang 106. Die zusammengeschalteten Eingänge 104, 105 des Digital-Analog-Umsetzers 103 sind an den Ausgang des ersten Operationsverstärkers 89, der einen PI-Winkelgeschwindigkeitsregler bildet, angeschlossen.

Der Gleichphasensignal-Eingang 106 des Digital-Analog-Umsetzers 103 steht mit dem Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 91 in Verbindung.

Der Digital-Analog-Umsetzer 103 enthält eine Impulsabtastungsstufe 107, deren Eingang den Frequenzeingang 105 des Digital-Analog-Umsetzers 103 bildet, während zwei Ausgänge derselben an zwei Eingänge eines umkehrbaren Adressenzählers 108 gelegt sind. Die Digitalausgänge des umkehrbaren Adressenzählers 108 sind mit den Digitaleingängen zweier programmierbarer Festwertspeicher 109, 110 verbunden. Hierbei ist der erste programmierbare Festwertspeicher 109 nach dem Sinusfunktionsgesetz und der zweite programmierbare Festwertspeicher 110 nach dem Kosinusfunktionsgesetz programmiert.

Die Digitalausgänge des ersten programmierbaren Festwertspeichers 109 sind an die Digitaleingänge eines ersten und eines zweiten Digital-Analog-Umsetzers 111,112 gelegt. Die Digitaleingänge des zweiten programmierbaren Festwertspeichers 110 sind mit den Digitaleingängen eines dritten und vierten Digital-Analog-Umsetzers 113 bzw. 114 verbunden.

Die zusammengeschalteten Analogeingänge des ersten und dritten Digital-Analog-Umsetzers 111 bzw.

113 bilden den Orthophasensignal-Eingang 104 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten.

Die zusammengeschalteten Analogeingänge des zweiten und vierten Digital-Analog-Umsetzers 112,

114 bilden den Gleichphasensignal-Eingang 106 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten.

Die Ausgänge des zweiten und dritten Digital-Analog-Umsetzers 112 bzw. 113 sind mit den Eingängen eines ersten Summators 115 verbunden, die Ausgänge des ersten und vierten Digital-Analog-Umsetzers 111,114 sind an die Eingänge eines zweiten Summators 116 angeschlossen.

Der Ausgang des ersten Summators 115 dient als Orthophasensignal - Ausgang 117 des Digitai-Ana-log-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten.

Der Ausgang des zweiten Summators 116 dient als Gleichphasensignal-Ausgang 118 des Digital-Ana-log-Umsetzers 103.

Die Einheit 22 zur Regelung momentaner Strangströme und die Einheit 20 zur Transvektorerzeugung momentaner Sollstrangströme können wie bei den Elektroantrieb gemäss Fig. 4 beschrieben ausgeführt sein.

Die Einheit 100 zur elektrischen Reduktion kann auf standardisierten umkehrbaren Zählern aufgebaut werden, die in dem Buch «Integrierte Analog- und Digitalschaltkreise», Handbuch, herausgegeben von S.V. Jakubovsky, Moskau, Verlag «Radio i svjaz», 1985, S. 81 beschrieben sind.

Der Inkrementalgeber 101 kann auf einem standardisierten fotoelektrischen inkrementalen Wegegeber aufgebaut sein, der beispielsweise in dem Katalog Nr. 67-040E-0 von Carl Zeiss Jena «Inkrementalgeber von rotatorischem Typ», S. 2,3,4,5, 6 beschrieben ist.

Der Frequenz-Spannung-Wandler 102 kann beispielsweise nach der in dem Buch «Integrierte Analog-und Digitalschaltkreise», Handbuch, herausgegeben von S.V. Jakubovsky, Moskau, Verlag «Radio i svjaz», 1985, S. 368, 269 beschriebenen Schaltung ausgeführt sein.

Die Operationsverstärker 89, 91 können, wie beim Elektroantrieb gemäss Fig. 15 beschrieben, mit standardisierten integrierten Operationsverstärkern ausgeführt sein.

Der Summator 115 stellt einen standardisierten, als Summierverstärker geschalteten Operationsverstärker dar, der in dem Buch von B.K. Nesterenko «Integrierte Operationsverstärker. Handbuch für Anwendung», Moskau, Verlag «Energija», 1982, S. 107 beschrieben ist.

Der Summator 116 stellt einen standardisierten, als Differenzverstärker geschalteten Operationsverstärker dar, der in dem Buch von B.K. Nesterenko «Integrierte Operationsverstärker. Handbuch für Anwendung, Moskau, Verlag «Energija», 1982, S. 107 beschrieben ist.

Die impuisabtastungsstufe 107 kann der für den Elektroantrieb gemäss Fig. 4 beschriebenen Abtastungseinheit 21 ähnlich ausgeführt sein.

Der umkehrbare Adressenzähler 108 kann mit standardisierten umkehrbaren Zählern ausgeführt sein, die in dem Buch «Integrierte Analog- und Digitalschaltkreise», Handbuch, herausgegeben von S.V. Jakubovsky, Moskau, Verlag «Radio i svjaz», 1985, S. 80, 90 beschrieben sind.

Die programmierbaren Festwertspeicher 109, 110 können mit standardisierten integrierten Festwertspeichern ausgeführt sein, die beispielsweise in dem Buch «Integrierte Analog- und Digitalschaltkreise», Handbuch, herausgegeben von S.V. Jakubovsky, Moskau, Verlag «Radio i svjaz», 1985, S. 263, 268, 269 beschrieben sind.

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Die Digital-Analog-Umsetzer 111, 112, 113, 114 können mit standardisierten integrierten Digital-Analog-Umsetzerschaltungen ausgeführt sein, die beispielsweise in dem Buch von V.L. Shilo «Integrierte Analogschaltungen in der radioelektronischen Apparatur», Moskau, Verlag «Radio i svjaz», 1979, S. 344, 345 beschrieben sind.

Der Elektroantrieb gemäss Fig. 16 funktioniert folgenderweise.

In den Statorwicklungen des Asynchronmotors werden mit Hilfe des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 symmetrische momentane Strangströme iSa, isb, isc erzeugt, die in dem nach dem Rotorvektor R orientierten kartesischen Koordinatensystem d, q (Fig. 1) gesteuert werden.

Die Synchronisierung der Steuerung des Transvektor-Wechselrichters 92 (Fig. 16) erfolgt durch Impulse, die an den beiden Impulseingängen 93, 94 des Transvektor-Wechselrichters 92 eintreffen. Jedes an den Eingängen 93, 94 eintreffende Impulspaar verschiebt die Synchronisierungsphase X*s um eine Quantisierungseinheit ± AX.*S.

Das Vorgabesignal U. * für die Sollprojektion i*sq des Statorstromvektors is auf die Querachse

«q» (Fig. 1 ), die zur Längsachse d, die mit der Achse des Rotorlagevektors R übereinstimmt, orthogonal ist, gelangt zum Orthophasensignal-Eingang 95 (Fig. 16) des Transvektor-Wechselrichters 92.

Dieses Signal IL formiert die Amplitude l0rt des Orthophasenstromes i0rt:

Sq

Hierin bedeuten:

\*s - Synchronisierungsphase;

i*sq - Sollprojektion des Statorstromvektors auf die zum Rotorvektor R orthogonale Querachse q; ki - Stromübertragungsfaktor.

Am Gleichphasen-Eingang 96 des Transvektor-Wechselrichters 92 trifft das Vorgabesignal U.* für die Sollprojektion i*Sd des Statorstromvektors is auf die Längsachse d (Fig. 1), die mit dem

Rotorlagevektor R übereinstimmt, ein.

Das Signal U . * formiert den Gleichphasenstrom iSyn:

xsà

^•SVM I.sWCoS^s tsd'CöS^S~ Ki'ui.£d.'Cos^s (197).

Beim gleichzeitigen Eintreffen der Vorgabesignale u , u.* an den Eingängen 95, 96

Sq 1sd

(Fig. 16) werden an den Ausgängen 97, 98, 99 des Transvektor-Wechselrichters 92 momentane Strangströme formiert, deren Amplitude der quadratischen Summe der Eingangssignale u-■* » u.« ,

sq Asd proportional ist:

' C198)

während der momentane Strangstrom isa in der Bezugsstrangwicklung A des Stators des Asynchronmotors 1 durch die Differenz des Gleichphasen- und des Orthophasenstromes nach der Gleichung

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isa = isyn ~ iort = i*sd • C0SA.*s — i*sq * SÌnA.*s (199)

bestimmt wird.

Gemäss der Erfindung gibt man bei dem Elektroantrieb gemäss Fig. 16 die Synchronisierungsphase X*s des Transvektor-Wechselrichters 92 diskret durch Impulse, die vom Ausgang des Inkrementalge-bers 101 bei der Winkelversteilung des Rotors des Asynchronmotors 1 eintreffen, vor.

Der Inkrementalgeber 101 erzeugt bei der Winkelverstellung des Rotors des Asynchronmotors 1 zwei um 90° el phasenverschobene Impulsfolgen.

Jedes Impulspaar, das von den beiden Ausgängen des Inkrementalgebers 101 an den Impulseingängen 93, 94 des Transvektor-Wechselrichters 92 eintreffen, charakterisiert eine diskrete Quantisierungseinheit AXs der mechanischen Winkelverstellung des Rotors des Asynchronmotors 1, wobei diese Quantisierungseinheit in mechanischen Radianten nach der Gleichung

UL (200)

A Hl Mz ausgedrückt wird, worin Nz die Zahl der Impulse je Umdrehung des Inkrementalgebers 101 an einem seiner Ausgänge bedeutet.

So kann beispielsweise die Impulszahl Nzje Umdrehung betragen: Nz= 1024.

Die Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soil-Strangströmen ändert diskret die Sta-torstromphases es, wobei die Zahl NE, der Quantisierungseinheiten Aes je Statorstromperiode durch die Stellenzahl der Kodes bestimmt wird, die in der Einheit 20 beim Anlegen einer Impulsfolge an deren Eingang formiert werden.

So beträgt beispielsweise bei der Arbeit mit achtstelligem Kode die Zahl Ne der Quantisierungseinheiten Aes der Statorstromphase es 28 = 256.

Der diskrete Wert der Quantisierungseinheit Aes der Statorstromphase in elektrischen Radianten ermittelt sich zu:

A£ = —

Um die Änderungen der Statorstromphase es und der Winkelverstellung Xs(t) des Rotors zu synchronisieren, muss der diskrete Wert der Quantisierungseinheit AXsm der mechanischen Winkelverstellung des Rotors in einen zugehörigen diskreten Wert für die Quantisierungseinheit AX*S der Synchronisierungsphase X*s umgewandelt werden, die in elektrischen Radianten nach der Formel

AX.*s — Zp ■ AÄsm (202)

ausgedrückt wird, wobei Zp die Polpaarzahl des Asynchronmotors 1 bedeutet.

Die Operation für die Umwandlung der Quantisierungseinheit AXSm eines mechanischen Drehwinkels des Rotors in die Quantisierungseinheit AI*S der Synchronisierungsphase nach der Gleichung (202) wird mit Hilfe einer Einheit 100 zur elektronischen Reduktion ausgeführt, an deren Eingang Impulse vom Ausgang des Inkrementalgebers 101 eintreffen.

Die Richtung sign X*s für die Änderung der Synchronisierungsphase X*s wird je nachdem festgelegt, welche der zwei Impulsfolgen am Ausgang des Inkrementalgebers 101 um 90° gegenüber der anderen Impulsfolge nacheilt.

Ist das Drehmoment M des Asynchronmotors 1 gleich Null und greift keine Belastung an der Welle des Asynchronmotors 1 an, dann wird dieser in idealem Leerlauf betrieben, bei dem die Statorstromfrequenz cois der Statorstrom-Synchronfrequenz cos entspricht, und wird der Rotor mit einer Winkelgeschwindigkeit co = Zp • com gedreht, die der Drehwinkelgeschwindigkeit des Statorstromvektors is gleich ist.

In diesem Fall wird durch jede Quantisierungseinheit AX*S der Synchronisierung, welche mit dem Ankommen des nächstfolgenden Impulses vom Ausgang der Einheit 100 zur elektronischen Reduktion am Impulseingang der Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soll-Strangströmen gebildet wird, die Statorstromphase um eine Quantisierungseinheit Aes = AX*S verschoben. Also muss gemäss Gleichungen (200) bis (202) zur Synchronisierung der Steuerung folgende Bedingung

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A At = —— = Z,L'Zp (203)

5 N& Hz erfüllt werden.

Aus der Gleichung (203) folgt, dass die Zahl Ne von Quantisierungseinheiten Aes je Statorstromperiode und die Zahl von Quantisierungseinheiten AXm des Inkrementalgebers 101 je Umdrehung bei dem in Fig. 6 dargestellten Elektroantrieb der Gleichung

Nz = Kz • Zp • Ng (204)

genügen müssen, worin Kz = 1,2,3, ... eine natürliche Zahlenreihe, Zp die Polpaarzahl des Asynchronmotors 1 und Ne eine Zahl von Quantisierungseinheiten der Statorstromphase je Statorstromperiode bedeu-ten.

Das Produkt aus dem Koeffizienten Kz und der Polpaarzahl Zp des Asynchronmotors 1 dient als Übertragungsverhältnis iz der Einheit 100, also iz = Kz • Zp (205)

Der Koeffizient Kz wird so gross wie möglich gewählt. So ist z.B. Kz gleich 4 für die betreffende Dimension des Inkrementalgebers 101, weil je höher der Koeffizient Kz ist, desto genauer die Umwandlung der Frequenz fz, mit der die Impulse vom Ausgang des Inkrementalgebers 101 erscheinen, in eine Analogspannung Uco, die der Rotorwinkelgeschwindigkeit co proportional ist, mit Hilfe des Frequenz-Span-nungs-Wandlers 102 vorgenommen wird.

Die der Rotorwinkelgeschwindigkeit co proportionale Spannung, Um, welche durch Umwandlung von zwei vom Ausgang des Inkrementalgebers 101 an den Eingängen des Frequenz-Spannungs-Wandlers 102 eintreffenden Impulsfolgen gebildet wird, gelangt vom Ausgang des Frequenz-Spannungs-Wandlers 102 zum Eingang des ersten Operationsverstärkers, der einen proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsregler dadurch bildet, dass in den Rückkopplungskreis des ersten Operationsverstärkers 89 ein Widerstand und ein Kondensator in Reihe geschaltet sind. Zum zweiten Eingang des ersten Operationsverstärkers 89 gelangt eine Spannung Uta*, durch die eine Sollwinkelgeschwindigkeit für den Rotor eingestellt wird.

Im Anfangszustand des Elektroantriebs wird dem Eingang des zweiten Operationsverstärkers 91 eine Spannung zur Vorgabe einer konstanten Sollamplitude \|/*ro der Rotorfiussverkettung zuge führt. Am Ausgang des zweiten Operationsverstärkers 91 wird eine Spannumg U. * zur Vorgabe lsy einer flussbildenden Quadraturkomponente i*sy der Statorstromampiitude is gebildet.

Im Anfangszustand liegen auf der Eingangsseite des ersten Operationsverstärkers 89 keine Spannungen Uco*, Uco sowie keine Spannung Um* zur Vorgabe des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors. Der Digital-Analog-Umsetzer 103 kartesischer Koordinaten ist im Anfangszustand mit einer willkürlichen Anfangsphase cp*ro für die Synchronisierung des Digital-Analog-Umsetzers 103 eingestellt.

Zum Orthophasensignal-Eingang 104 zum Frequenzeingang 105 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten gelangt im Anfangszustand vom Ausgang des ersten Operationsverstärkers 89 keine Spannung, weil Um*= 0 ist.

Am Gleichphasensignal-Eingang 106 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten trifft eine Spannung U zur Vorgabe der konstanten flussbildenden Soll-Quadraturkomponente i*syo der Statorstromampiitude ein.

Da vom Frequenzeingang 105 des Digital-Analog-Umsetzers 103 zum Eingang einer Impulsabtastungsstufe 107 keine Spannung gelangt, bringt der umkehrbare Adressenzähler 108 die programmierbaren Festwertspeicher 109, 110 in die unveränderliche Anfangssynchronisierungsphase cp*ro. Am Ausgang des ersten programmierbaren Festwertspeichers 109 wird ein unveränderlicher Digitalkode vom Betrag sin <p*ro und am Ausgang des zweiten programmierbaren Festwertspeichers 110 ein unveränderlicher Digitalkode vom Betrag cos <p*ro eingestellt.

Da an die Analogeingänge des ersten und des dritten Digital-Analog-Umsetzers 111 bzw. 113 keine Spannung Um* angelegt wird, sind an deren Ausgängen die Spannungen ebenfalls gleich Null. An den Ausgängen der zwei anderen Digital-Analog-Umsetzern - des zweiten und vierten Digital-Analog-Um-setzers 112 bzw. 114 - werden Spannungen gebildet, die dem Produkt aus einer durch den Digitalkode

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vorgegebenen Grosse und einer am Analogeingang jedes der Digital-Analog-Umsetzer 112,114 vorgegebenen Grösse proportional ist.

Dadurch ergibt sich am Ausgang des ersten Summators 115 eine Spannung Ui*Sq, die nach der Formel

Uj*sq = Uj'syo - sin<p*ro (206)

bestimmt wird, und am Ausgang des zweiten Summators 116 entsteht eine Spannug Ursd, die durch die Formel

Ui*sd = Uj'syo • COSq>*ro (207)

definiert wird.

Die Spannung Ui*sq vom Ausgang des ersten Summators 115 trifft am Orthophasensignal-Ausgang 117 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten ein und kennzeichnet die Soli-Querprojek-tion i*sq des Statorstromvektors (Fig. 1) relativ zur ursprünglichen Richtung des Anfangslagevektors R0 Rotors des Asynchronmotors 1 (Fig. 16).

Die Spannung Ui*Sd vom Ausgang des zweiten Summators 116 trifft am Gleichphasensignal-Ausgang 118 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten ein und kennzeichnet die Soll-Längspro-

jektion i*Sd des Statorstromvektors is (Fig. 1) auf die Achse des Anfangslagevektors R0 des Rotors des Asynchronmotors 1 (Fig. 16).

Vom Orthophasensignal-Ausgang 117 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten gelangt die Spannung UrSq zur Vorgabe der Soll-Querprojektion des Statorsstromvektors zum Eingang 95 des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92.

Vom Gleichphasensignal-Ausgang 118 des Digital-Analog-Umsetzers 103 wird die Spannung UrSd zur Vorgabe der Soll-Längsprojektion des Statorstromvektors dem Gleichphasensignal-Eingang 96 des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 zugeführt.

Gemäss Gleichungen (196) bis (199) werden an den Ausgängen 97, 98, 99 des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 Gleichströme in den Strängen formiert, deren Verhältnis in den Statorstrangwicklungen A, B, C des Asynchronmotors 1 durch die Anfangssynchronisie-rungsphase (p*ro des Digital-Analog-Umsetzers 103 und durch die Anfangssynchronisierungsphase \*so des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 bestimmt wird. Nach den Gleichungen (196), (197), (206), (207) ergibt sich iort o ~ i*syo * sin(p*ro • sinX*so (208)

isyno = i*syo * COStp*ro * COSÄ.*so (209)

Der Anfangs-Gleichstrom iSao in der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators des Asynchronmotors 1 wird nach der Gleichung (199) unter Beachtung von Gleichungen (208), (209) erzeugt und ermittelt sich zu:

isao=i*syo * COStp*ro • COSÂ*so — i*syo * sincp*ro ■ sin\*so (210)

Da in der Gleichung (210) die Differenz zwischen dem Produkt der Kosinusfunktionen zweier Winkel und dem Produkt der Sinusfunktionen derselben zwei Winkel als Konsinusfunktion der Summe beider Winkel ausgedrückt wird, fliesst in der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators ein Gleichstrom iSao, der sich ergibt zu:

isao = isyo • COS (<p*ro + X*so) (211 )

Die Summe der zwei Winkel stellt entsprechend der Gleichung (10) einen Anfangssphasenwinkel des Rotorflussverkettungsvektors (Fig. 1 ) zur Statorachse ct.

Folglich wird die Statorstrom-Anfangsphase sSo, die mit der Anfangssynchronphase cpso der Rotorfiussverkettung zusammenfällt, durch die Gleichung eso = <Pso = tp*ro + X*so (212)

definiert, während die Gleichströme isao, isbo, isco in den Strängen der Statorstangwicklungen A, B, C des Asynchronmotors 1 (Fig. 16) durch das System der Gleichungen (46) bestimmt werden.

Beim Anlegen einer Spannung U©* zur Vorgabe einer Sollwinkelgeschwindigkeit des Rotors an den zweiten Eingang des ersten Operationsverstärkers 89, der einen proportional-integralwirkenden Geschwindigkeitsregler bildet, oder beim Angriff eines aktiven Lastmomentes an der Welle des Asyn-

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chronmotors 1 entsteht am Ausgang des ersten Operationsverstärkers 89 eine Spannung Um* zur Vorgabe des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1. Diese Spannung gelangt zum Orthophasenssi-gnal-Eingang 104 und zum Frequenzeingang 105 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten.

Die Spannung Um* zur Vorgabe des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1 trifft über den Orthophasensignal-Eingang 104 an den Analogeingängen des ersten und dritten Digital-Analog-Umsetzers 111 bzw. 113 ein. Dadurch werden an beiden Eingängen der Summatoren 115,116 Spannungen gebildet, deren Momentanwerte von der laufenden Synchronisierungsphase «p*r(t) des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten abhängen, die beim Umschalten der Kodes an den Ausgängen der programmierbaren Festwertspeicher 109,110 geändert wird.

Die Spannung Um* zur Vorgabe des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1 wird, indem sie über den Frequenzeingang 105 am Eingang der Impulsabtastungseinheit 107 eintrifft, in eine Folge von Abtastimpulsen umgewandelt, deren Frequenz f*r dem laufenden Spannungswert Um* für die Vorgabe des Solldrehmomentes des Asynchronmotors 1 proportional ist.

Die Abtastimpulsfrequenz f*r ist ein Vielfaches der auf den Rotor bezogenen Soll-Schlupffrequenz fr der Rotorfiussverkettung, die entsprechend der Gleichung (29) nach der Formel f. = - 5t , M *

* 2 TL 3ZP-Z-W* n (213)

definiert wird.

Das Vielfache Nf für die Abtastimpulsfrequenz f*r wird durch die Stellenzahl der Digitalkodes der Si-nus- und Kosinusfunktion bestimmt, welche an den Eingängen der Digital-Analog-Umsetzer 111,112,113, 114 eintreffen. So ergibt sich beispielsweise bei achtstelligem Kode die Zahl von diskreten Quantisierungseinheiten der Sinus- und Kosinusfunktion je Periode zu:

Nf = 256

In diesem Fall ermittelt sich die Abtastimpulsfrequenz f*r nach der Formel:

f*r = Nf- fr = 256fr (214)

Vom zweiten Ausgang der Impulsabtastungsstufe 107 gelangt ein logisches Signal «1» oder «0» je nach der Polarität der Spannung Um*, welche den Drehsinn des Sollmomentes M* des Asynchronmotors festlegt.

Der umkehrbare Adressenzähler 108 verschiebt mit dem Ankommen des nächstfolgenden Abtastimpulses vom Ausgang der Impulsabtastungsstufe 107 die Synchronisierungsphase cp*r des Digital-Ana-iog-Umsetzers 103 um eine diskrete Quantisierungseinheit Aq>*r in eine Richtung, die durch das logische Signal «1 » oder «0» festgelegt wird, welches am zweiten Eingang des umkehrbaren Adressenzählers 108 ankommt.

Die Zahl von Quantisierungseinheiten A(p*r innerhalb einer Periode der auf den Rotor bezogenen Schlupffrequenz fr der Rotorfiussverkettung ist gleich Nf.

Durch ununterbrochenes Ankommen der Abtastimpulse am Eingang des umkehrbaren Adressenzählers 108 ändert sich die Synchronisierungsphase q>*r des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten nach dem Gesetz

<P*r = <Pro + Zf • Acp*r (215)

worin Zf eine Zahl von Abtastimpulsen in positiver Richtung (bei + Zf) und in negativer Richtung (bei -Zf) bedeutet.

Durch Änderung der Synchronisierungsphase <p*r werden am Orthophasensignal- und Gleichphasensignal-Ausgang 117 bzw. 118 des Digital-Analog-Umsetzers 103 die Spannungen nach folgender Vorschrift

Uj*sq = Uj*Sy • sintp*r + Ui*sx * cos<p*r (216)

Ui*sd = Ui*sy • COS<p*r— Ui*sx • sintp*r (217)

geändert, wobei die durch die Gleichung (216) definierte Spannung Ui*Sq über den Orthophasensignal-Ausgang 117 des Digital-Analog-Umsetzers 103 am Orthophasensignal-Eingang 95 des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 eintrifft.

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Die durch die Gleichung (217) bestimmte Spannung Ui*sd gelangt über den Gleichphasensignal-Ausgang 118 des Digital-Analog-Umsetzers 103 zum Glelchphasensignal-Eingang 96 des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92.

Infolge einer Phasenverschiebung e<p des Statorstromes gegen die Rotorfiussverkettung wird ein Drehmoment M des Asynchronmotors 1 erzeugt, was zu einer Winkelverstellung des Rotors des Asynchronmotors 1 führt. Am Ausgang des Inkrementalgebers 101 werden zwei Impulsfolgen gebildet, durch die die Synchronisierungsphase X*s des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 in eine Richtung verschoben wird, die durch die Richtung der Winkelverstellung des Rotors des Asynchronmotors 1 bestimmt wird.

Bei der Winkelverstellung des Rotors des Asynchronmotors 1 wird die Synchronisierungsphase X*s des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 nach dem Gesetz

X*s = X*so + Zx - A\*s (218)

geändert, worin Zx eine Zahl von Impulsen bedeutet, die vom Ausgang der Einheit 100 zur elektronischen Reduktion am Impulseingang der Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soll-Strangströmen eintreffen.

Die Zahl Z der Quantisierungseinheiten ist positiv bei positiver Winkelverstellung des Rotors des

Asynchronmotors 1 (bei der Winkelverschiebung des Rotorlagevektors R entgegen dem Uhrzeigersinn, wie dies in Fig. 1 dargestellt ist).

Bei negativer Winkelverstellung des Rotors und bei der Winkelverschiebung des Rotorlagevektors R im Uhrzeigersinn ist die Zahl Zx der Quantisierungseinheiten negativ.

Gemäss Gleichungen (199), (216), (217) werden mit Hilfe der Einheit 22 (Fig. 16) zur Regelung von momentanen Strangströmen im Asynchronmotor symmetrische momentane Statorstrangströme iSa(t), isb(t), isc(t) erzeugt, die nach Phase, Frequenz und Amplitude derart geändert werden, dass sich der momentane Strangstrom iSa(t) in der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators nach dem Gesetz

V* 21

W«- sf; -oo« <£-oos As- 32 /.y« • M%in (fl.ccé A„-

mo m t ro

^ *\ 21t ^

" L " Sin^r ' si£1 ^3 " .t '* M * cos ^r*sin/\s

(219)

ändert, wobei die Synchronisierungsphase cp*r als Funktion des Soll-Drehmomentes M* des Asynchronmotors nach folgender Vorschrift oo

Ti* yr,*

2L_

" ^ro + J ( . L P. tj/*2 } ' M dt {220)

J p mo t to geändert wird.

Im in Fig. 16 gezeigten Elektroantrieb ist das Verfahren zur Phasen- und Vektorsteuerung des Asynchronmotors durchgeführt mit zweistufiger Vektorsteuerung des Statorstromes in kartesischen Koordinaten Y, X (Fig. 1), die gegen den ersten orientierenden Vektor Hm - den Rotorflussverkettungsvektor \j?ro - synchronisiert sind, und dann in kartesischen Koordinaten d, q, die durch den Rotor des

Asynchronmotors gegen den zweiten orientierenden Vektor H02 - den Rotorlagevektor R - synchronisiert sind.

Dadurch, dass die Steuerung der Parameter des Statorstromvektors in zwei Systeme kartesischer

Koordinaten bei H01 = yr und H02 = R aufgeteilt ist, wird es möglich, die Steuerung nach dem Gesetz (219) zu sichern und in dem in Fig. 16 gezeigten Elektroantrieb die Regelgenauigkeit der Statorstromphasenverschiebung eep gegenüber der Rotorfiussverkettung durch Hersteilung eines festen eindeutigen

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Zusammenhanges zwischen der Synchronisierungsphase des Transvektor-Wechselrichters und der Rotorwinkellage zu verbessern, die Steuergenauigkeit des Drehmomentes des Asynchronmotors 1 und die Regelgenauigkeit der Geschwindigkeit durch Erhöhung der Genauigkeit bei der Steuerung sowohl der Statorstromphase als auch der Rotorflussverkettungsphase zu erhöhen.

Zur weiteren Erhöhung der Regelgenauigkeit der Geschwindigkeit kann im Elektroantrieb nach Fig. 16 ein analoger Winkelgeschwindigkeitsgeber (z.B. der Tachogenerator 32, der in Fig. 16 durch strichpunktierte Linien angedeutet ist) zusätzlich verwendet werden.

In diesem Fall werden an der Welle des Asynchronmotors 1 (Fig. 16) zwei Geber, ein Inkrementalgeber 101 und ein Winkelgeschwindigkeitsgeber (Tachogenerator) 32 angebracht.

Dabei entfällt der Frequenz-Spannungs-Wandler 102, während der Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 an den ersten Eingang des ersten Operationsverstärkers 89 angeschlossen wird, wie es in Fig. 16 durch strichpunktierte Linie gezeigt ist.

Bei Winkelverstellung des Rotors des Asynchronmotors 1 (Fig. 16) wird durch die Ausgangsimpulse des Inkrementalgebers 101 die Steuerung nach dem Rotorlagevektor R (Fig. 1) wie oben beschrieben synchronisiert, während die Ausgangsspannung U« des Winkelgeschwindigkeitsgebers (Tachogenerators) 32 (Fig. 16) mit der Spannung Um* zur Vorgabe der Sollwinkelgeschwindigkeit co* des Rotors verglichen wird und als eine der Rotorwinkelgeschwindigkeit zugeordnete Gegenkopplung zur astatischen Regelung der Rotorwinkelgeschwindigkeit, wie es beim Elektroantrieb nach Fig. 15 oben beschrieben wurde, wirkt, was im Elektroantrieb nach Fig. 16 die Stabilität der momentanen Motorwinkelgeschwindigkeit im unteren Geschwindigkeitsregelungsbereich und bei einer Rotorwinkelgeschwindigkeit, die nahe bei Nuil liegt, erhöht.

Bei Industrierobotern mit Positions- und Bahnsteuerung muss nicht nur die Geschwindigkeit, sondern auch die Lage der Arbeitsorgane mit hoher Genauigkeit (Wiederholbarkeit) der Positionierung unabhängig vom Last- und Trägheitsmoment und mit minimalem dynamischem Fehler der Arbeitsorganlage bei kleinster Masse und minimalen Abmessungen des Stellmotors für gegebene Tragfähigkeit des Roboters geregelt werden.

Beim Einsatz des Asynchronmotors als Stellmotor für die Arbeitsorgane des Roboters muss die Masse des Asynchronmotors minimisiert werden, wozu für die höchste Ausnutzung der Aktivteile des Asynchronmotors in den statischen und dynamischen Betriebsarten bei begrenzter Erwärmung des Asynchronmotors sowie bei Begrenzung des Stromes und der Spannung am Ausgang des Leistungsstrom-Umrichters gesorgt werden muss. Gleichzeitig damit wird die Regelung der Winkellage des Rotors des Asynchronmotors mit minimalen statischen und dynamischen Fehlern benötigt, wozu ein höchstmögliches Drehmoment, das nach der Masse des Asynchronmotors minimisiert ist, bei der Sicherung einer hohen Zuverlässigkeit des genannten Stellantriebs im langdauernden Betrieb erzeugt werden muss.

Der Elektroantrieb (Asynchron-Stellantrieb) eines Roboters, welcher die Erfüllung der aufgezählten Bedingungen sichert, ist in Fig. 17 gezeigt.

Der Elektroantrieb (Asynchron-Stellantrieb) des Roboters enthält einen Asynchronmotor 1, dessen Welle mit dem Rotorwinkelgeschwindigkeitsgeber 32 und dem Inkrementalgeber 101 verbunden ist.

Die Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 sind an die Ausgänge 97, 98, 99 des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 angeschlossen, dessen Impulseingänge 93, 94 mit den Ausgängen des Inkrementalgebers 101 verbunden sind.

Der Orthophasensignal-Eingang 95 des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 liegt am Orthophasensignal-Ausgang 117 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten.

Der Gleichphasensignal-Eingang 96 des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 ist an den Gleichphasensignal-Ausgang 118 des Digital-Analog-Umsetzers 103 gelegt.

Der Orthophasensignal-Eingang 104 des Digital-Analog-Umsetzers 103 ist mit dem Orthophasensignal-Ausgang 80 eines Drehmomentforcierungsblockes 76 verbunden.

Der Gleichphasensignal-Eingang 106 des Digital-Analog-Umsetzers 103 steht mit dem Gleichphasensignal-Ausgang 81 des Drehmomentforcierungsblockes 76 in Verbindung.

Der Frequenzeingang 105 des Digital-Analog-Umsetzers 103 ist an den durch den Ausgang der Divisionseinrichtung 40 des adaptiven Drehmomentreglers 65 gebildeten Frequenzausgang 119 des adaptiven Drehmomentreglers 65 angeschlossen, wobei der Eingang der Divisionseinrichtung 40 mit dem Ausgang der anderen Divisionseinrichtung 39 des adaptiven Drehmomentreglers 65 verbunden ist.

Der Orthophasensignal-Eingang 77 des Drehmomentforcierungsblockes 76 steht mit dem Ausgang 68 des adaptiven Drehmomentreglers 65 in Verbindung, während der Gleichphasensignal-Eingang 78 des Drehmomentforcierungsblockes 76 an den Gleichphasensignal-Ausgang 70 des adaptiven Drehmomentreglers 65 angeschlossen ist.

Der erste Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 ist mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 89 verbunden.

Der zweite Eingang 67 des adaptiven Drehmomentreglers 65 steht mit dem Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers 32 in Verbindung.

Der Ausgang des Gebers 32 ist auch an den ersten Eingang des Operationsverstärkers 89 angeschlossen.

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Die Gesamtheit des Drehmomentreglers 65, des Drehmomentforcierungsblockes 76 und des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten bildet einen Prozessor 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung, dessen erster und zweiter Eingang durch den ersten und zweiten Eingang 66 bzw. 67 des Drehmomentreglers 65 und dessen dritter Eingang durch den Steuereingang 79 des Drehmomentforcierungsblockes gebildet sind. Der Orthophasensignal-Ausgang 117 des Digital-Analog-Umsetzers 103 dient als Orthophasensignal-Ausgang des Prozessors 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung, während der Gleichphasensignal-Ausgang 118 des Digital-Analog-Umsetzers 103 einen Gleichpha-sensignal-Ausgang des Prozessors 120 bildet.

Der zweite Eingang des Operationsverstärkers 89 ist an den Ausgang eines Betriebsarteneinstellers 121 angeschlossen, dessen Eingang mit dem Ausgang eines Digital-Analog-Umsetzers 122 verbunden ist. Der Eingang des Digital-Analog-Umsetzers 122 ist an die Digitalausgänge eines digitalen Rotorlagereglers 123 gelegt, dessen Impuls-Ausgang mit dem Steuereingang 79 des Drehmomentforcierungsblockes 76 in Verbindung steht.

Die Digitaleingänge des Rotorlagereglers 123 sind mit den Digitalausgängen einer Kodeverstimmungseinheit 124 verbunden, deren Impulseingänge an die Ausgänge des Inkrementalgebers 101 angeschlossen sind und deren Digital-Eingänge mit den Digital-Ausgängen eines Prozessors 125 zur Robotersteuerung in Verbindung stehen, dessen zwei andere Eingänge mit dem zweiten und dritten Eingang des Betriebsarteneinstellers 121 verbunden sind.

Der Winkelgeschwindigkeitsgeber 32 kann ebenso ausgeführt werden, wie es bei den in Fig. 11,14 gezeigten Elektroantrieben oben beschrieben wurde.

Der Inkrementalgeber 101 kann wie beim in Fig. 16 dargestellten Elektroantrieb oben beschrieben ausgeführt werden.

Der durch den Rotor synchronisierte Transvektor-Wechselrichter 92 und der Digital-Analog-Umset-zer 103 kartesischer Koordinaten können wie oben beim in Fig. 16 gezeigten Elektroantrieb beschrieben ausgeführt werden.

Der Drehmomentforcierungsblock 76 kann ebenso aufgebaut werden, wie es beim Elektroantrieb nach Fig. 14 beschrieben wurde.

Der adaptive Regler 65 kann wie oben beim Elektroantrieb nach Fig. 11 beschrieben ausgeführt werden.

Der Operationsverstärker 89 kann wie oben beim in Fig. 16 gezeigten Elektroantrieb beschrieben ausgeführt werden.

Der Betriebsarteneinsteller 121 kann als standardisierter Zweikanalumschalter ausgebildet werden, der im Buch von V.P. Shilo «Integrierte Analogfunktionsmikroschaltungen», Moskau, «Radio i svjaz», 1976, S. 326, 327 und im Buch von S.V. Jakubovsky «Integrierte Analog- und Digitalschaltkreise», Handbuch, Moskau, «Radio i svjaz», 1985, S. 375 behandelt ist.

Der Digital-Analog-Umsetzer 122 kann als standardisierte Digital-Analog-Umsetzermikroschaltung ausgebildet werden, die im Buch von V.P. Shilo «Lineare integrierte Schaltungen in radioelektronischen Geräten», Moskau, «Sovetskoe radio», 1979, S. 344, 345 beschrieben ist.

Der digitale Rotorlageregler 123 kann wie in der Programmübersicht von Guld Gettis «Technik der Antriebe», S. 3 beschrieben ausgeführt werden.

Die Kodeverstimmungseinheit 124 kann auf Standardmikroschaltkreisen aufgebaut werden, die im Buch von S.V. Jakubovsky «Integrierte Analog- und Digitalschaltkreise», Handbuch, Moskau, «Radio i svjaz», 1985, S. 150 beschieben sind.

Der Prozessor 125 zur Robotersteuerung kann wie im Prospekt «Einrichtung zur NC-Steuerung YnM 772, S. 1, 2, 3,4 und 5 (in Russisch) beschrieben ausgeführt werden.

Der Elektroantrieb nach Fig. 17 funktioniert wie folgt.

Die momentanen Strangströme isa, isb, isc des Stators des Asynchronmotors 1, an dessen Welle der Winkelgeschwindigkeitsgeber 32 und der Inkrementalgeber 101 angebracht sind, werden als Funktion der Vorgabesignale für die Amplitude Tort des Orthophasenstromes und für die Amplituden l*Syn des Gleichphasenstromes mit Hilfe des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 und des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten ebenso gesteuert, wie es beim Elektroantrieb nach Fig. 16 der Fall ist.

Zum Frequenzeingang 105 (Fig. 17) des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten gelangt ein Signal Uaco* zur Vorgabe eines auf den Rotor bezogenen Sollschlupfes Aco* der Rotorfiussverkettung, welches am Frequenzausgang 119 des adaptiven Drehmomentreglers 65 gebildet wird.

Infolge der für den in Fig. 16 dargestellten Elektroantrieb beschriebenen Transformation der kartesischen Koordinaten Y, X in die kartesischen Koordinaten d, q wird das Signal Uaco* zur Vorgabe des auf den Rotor bezogenen Schlupfes der Rotorfiussverkettung im in Fig. 17 gezeigten Elektroantrieb durch zeitliche Abtastung der Synchronisierungsphase (p*r des Statorstromvektors is mit Hilfe des Digital-Analog-Umsetzers 103 umgewandelt.

Da der durch den Rotor synchronisierte Transvektor-Wechselrichter 2 über seine Impulseingänge 93, 94 mit den Ausgängen des mit der Welle des Asynchronmotors 1 starr gekoppelten Inkrementalgebers 101 verbunden ist, wird aus dem vom Orthophasensignal-Ausgang 117 des Digital-Analog-Umsetzers 103 am Orthophasensignal-Eingang 95 des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wech96

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selrichters 92 eintreffenden Signal ein Signal UrSq zur Vorgabe der Projektion isq (Fig. 1) des räumlichen

Statorstromvektors is auf die orthogonale Achse «q» gegenüber der Achse R des Rotors des Asy-chronmotors 1 (Fig. 17) abgeleitet.

Das vom Gleichphasensignal-Ausgang 118 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten am Gleichphasensignal-Eingang 96 des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 eintreffende Signal bildet das Signal Ui*Sd zur Vorgabe der Projektion iSd (Fig. 1) des räumlichen Statorstromvektors is auf die Längsachse «d» des Rotors, die mit der Achse des Lagevektors des Rotors des Asynchronmotors (Fig. 17) zusammenfällt.

Das vom Frequenzausgang 119 des adaptiven Drehmomentreglers 65 am Frequenzeingang 105 des Di-gital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten eintreffende Signal Uaw* wird mit Hilfe der zweiten Divisionseinrichtung 40 des adaptiven Drehmomentreglers 65 derart formiert, dass sein laufender Wert UAco*(t) dem auf den Rotor bezogenen laufenden Istschlupfwert Aco(t) der Rotorfiussverkettung proportional ist.

Dementsprechend ist die Synchronisierungphase <p*r des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten gleich dem räumlichen Winkel <pr (Fig. 1) des räumlichen Rotorflussverkettungsvektors vr. relativ zur Achse «d» des Rotorlagevektors R.

Wie oben beim in Fig. 14 dargestellten Elektroantrieb beschrieben wurde, ist beim Ausbleiben eines Steuersignals am Steuereingang 79 (Fig. 17) des Drehmomentforcierungsblockes 76 der Orthophasensi-gnai-Ausgang 68 des adaptiven Drehmomentreglers 65 über den Orthophasensignal-Eingang 77 und den Orthophasensignal-Ausgang 80 des Drehmomentforcierungsblockes 76 an den Orthophasensignal-Eingang 104 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten und der Gleichphasensignal-Ausgang 70 des adaptiven Drehmomentreglers 65 über den Gleichphasensignal-Eingang 78 und den Gleichphasensignal-Ausgang 81 des Blockes 78 an den Gleichphasensignal-Eingang des Digital-Analog-Umsetzers 103 angeschlossen.

Der räumliche Winkel (ps (Fig. 1) des räumlichen Rotorflussverkettungsvektors xj?r zur ortsfesten Statorachse a, die mit der Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators des Asynchronmotors 1 zusammenfällt, wird als Summe aus dem räumlichen Winkel Xs des Rotorlagevektors R (der Achse d) zur ortsfesten Statorachse und aus dem räumlichen Winkel <pr des räumlichen, auf den Rotor bezogenen Rotorflussverkettungsvektors ij?r gegen den Rotorlagevektor R (die Achse d) ermittelt.

Daher bilden der Digital-Analog-Umsetzer 103 und der mit diesem in Reihe geschaltete, durch den Rotor synchronisierte Transvektor-Wechselrichter 92 einen zweistufigen Wandler zur Transformation kartesischer Koordinaten entsprechend der Umwandlungsfolge: Y, X -» d, q a, ß (Fig.1). Mit Hilfe des adaptiven Drehmomentreglers 65 wird die Steuerung des Statorstromvektors is (Fig. 1) in kartesischen Koordinaten Y, X durchgeführt, die mit der Achse «Y» nach dem Rotorflussverkettungsvektor vr orientiert sind.

Die Projektion des Statorstromvektors is, die der drehmomentbildenden Komponente der Statorstromampiitude is gleich ist, wird proportional dem Vorgabesignal Ursx für die drehmomentbildende Soll-Quadraturkomponente i*sx der Statorstromampiitude i*s geändert, die, wie oben für den in Fig. 11 gezeigten Elektroantrieb beschrieben, am Orthophasensignal-Ausgang 68 des adaptiven Drehmomentreglers 65 (Fig. 17) gebildet wird.

Am Gleichphasensignal-Ausgang 70 (Fig. 17) des adaptiven Drehmomentreglers 65 entsteht ein Signal Ui*sy zur Vorgabe einer flussbildenden Soll-Quadraturkomponente i*Sy der Sollamplitude i*s des Statorstromes, wie dies beim Elektroantrieb gemäss Fig. 11 oben beschrieben wurde.

Der Prozessor 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung formiert am Orthophasensignai- und Gleichphasensignal-Ausgang 117 bzw. 118 Signale zur Vorgabe der momentanen Sollamplituden l*ort(t), l*syn(t) des Orthophasen- bzw. des Gleichphasenstromes, welche sich nach den Gesetzen l*ort = i*sy • sin(p*r + i*sx • coscp*r (221 )

bzw.

I*syn = i*sy • COStp*r— i*sx • sincp*r (222)

ändern, worin <p*r die Synchronisierungsphase des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten des Prozessors 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung ist.

Die Synchronisierungsphase ip*r wird nach dem Gesetz

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<£- (223)

~*0 r r erzeugt, wobei v*r eine Soiiamplitude der Rotorfiussverkettung bedeutet.

Eine solche Erzeugung der Synchronisierungsphase <p*r erfolgt mit Hilfe der zwei in Reihe geschalteten Divisionseinrichtungen 39, 40 des adaptiven Drehmomentreglers 65, wie dies beim in Fig. 11 gezeigten Elektroantrieb beschrieben wurde. Am Ausgang der zweiten Divisionseinrichtung 40 (Fig. 17) wird ein Soll-Rotorflussverkettungsschlupf Arn*, bezogen auf den Rotor, nach dem Gesetz

. *

L * ' (224)

UT*

^ r m

formiert, der in der ersten Regelungszone des Drehmomentreglers 65 (Zone I in Fig. 13 a und 13 d) proportional einem Solldrehmoment M* des Asynchronmotors 1 (Fig. 17) ist, das am ersten, durch den ersten Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 66 gebildeten Eingang des Prozessors 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung eingestellt wird, und nach dem Gesetz

A0- 2Rr- - -M* (225)

I 3 Z(VZB)

pN ro'

ermittelt wird; hierin bedeuten:

Am* - Sollschlupf der Rotorfiussverkettung, bezogen auf den Rotor, in der Regelungszone I;

Wo s ym - Anfangsamplitude der Rotorfiussverkettung, welche wie oben beim in Fig. 11 dargestellten Elektroantrieb beschrieben eingestellt wird.

In den Regeiungszonen II, III und IV (Fig. 13) wird der Sollschlupfwert Aco», Atom, Acoiv nach dem Gesetz (224) unter Berücksichtigung von verschiedenen Änderungsgesetzen für die Sollwerte der drehmomentbildenden Komponente i*Sx der Statorstromampiitude und der Rotorflussverkettungsamplitude yr(t) geändert, wie es bei den Elektroantrieben gemäss Fig. 11,14 der Fall ist.

Beim Ausbleiben eines Steuersignals am dritten, durch den Eingang 79 des Drehmomentforcierungsblockes 76 gebildeten Eingang des Prozessors 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung (Fig. 17) wird der momentane Strangstrom iSa(t) in der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators entsprechend den Gesetzen (157), (158), (159) in Abhängigkeit vom Verhältnis des laufenden Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1 zur gemessenen Winkelgeschwindigkeit to bei deren Grenzwerten M*g und tos geändert.

Im Ausgangszustand des Betriebsarteneinstellers 121 liegen an dessen zwei Steuereingängen keine Signale, und der Eingang des Betriebsarteneinstellers 121, welcher an den Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 122 angeschlossen ist, steht mit dem Ausgang des Betriebsarteneinstellers 121 in Verbindung, so dass das Vorgabesignal für die Soll-Rotorwinkelgeschwindigkeit co* vom Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 122 am Steuereingang des Operationsverstärkers 89 eintrifft.

In diesem Anfangszustand wird der Elektroantrieb als Stellantrieb betrieben.

Arbeitet der Asynchronmotor 1 im Betrieb des Stellantriebs, so gelangt ein Digitalkode zur Vorgabe einer Soll-Rotorwinkelgeschwindigkeit cd* zu den Digitaleingängen des Digital-Analog-Umsetzers 122 von den Ausgängen des digitalen Rotorlagereglers 123, an dessen Eingängen die Verstimmungskodes AXs = X* - Xs zwischen Soll- und Ist-Rotorwinkellage von den Ausgängen einer Kodeverstimmungseinheit 124 ankommen.

An den zwei Impulseingängen der Kodeverstimmungseinheit 124 kommen Impulse vom Ausgang des Inkrementalgebers 101, der mit der Welle des Asynchronmotors 1 starr verbunden ist, an. In der Kodeverstimmungseinheit 124 wird die Umsetzung von zwei Ausgangsimpulsfolgen des Inkrementalgebers 101 in einen Digitalkode vorgenommen, der der Ist-Winkellage Xs des Rotors des Asynchronmotors 1 zugeordnet ist. Die Stellenzahl dieses Kodes ist auf die Stellenzahl des Vorgabekodes für die Soll-Rotorwin-kellage X*s zurückzuführen. So wird beispielsweise bei 16stelligem Vorgabekode (X*s) in der Kodeverstimmungseinheit 124 ein 16stelliger Kode gebildet, der einer Ist-Rotorwinkellage X*s entspricht.

An den Digitaleingängen der Kodeverstimmungseinheit 124 treffen die Vorgabekodes für die Soll-Rotorwinkellage X*s von den Digitalausgängen eines Prozessors 125 zur Robotersteuerung ein.

Im Lehrbetrieb des Roboters treffen die Impulse von den Ausgängen des Inkrementalgebers 101 ebenfalls an zwei Eingängen des Robotersteuerungsprozessors 125 ein. Der Lehrbetrieb des Roboters wird

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von der zur manuellen Steuerung des Roboters dienenden Bedientafel (in Fig. 17 nicht gezeigt) aus eingestellt, deren Ausgänge an die Steuereingänge des Prozessors 125 angeschlossen sind.

Im automatischen Betrieb des Roboters werden entsprechend einem beim Lehrvorgang in den Robotersteuerungsprozessor 125 eingegebenen Programm die digitalen Vorgabekodes für die Soll-Winkellage X*s des Roboters geändert, welche vom Ausgang des Prozessors 125 zu den Digitaleingängen der Kodeverstimmungseinheit 124 gelangen.

Bei der Positionssteuerung des Roboters steigt die Verstimmung der Kodes, welche in Quantisierungseinheiten (diskreten Schritten) der Winkellage AXS des Rotors ausgedrückt wird, bis auf den Höchstwert sprungartig an, der AXsmax = X*s ist, und nimmt dann im Masse der durch die Welle des Asynchronmotors 1 vorgenommenen Ausregelung einer Winkelverstellung bis auf die Winkellage X3 = X*s ab.

Bei der Bahnsteuerung des Roboters (z.B. für Schweiss- und Montageroboter) bleibt die Verstimmung der Kodes, welche in Quantisierungseinheiten der Rotorwinkellage AXs ausgedrückt wird, am Ausgang der Kodeverstimmungseinheit 124 minimal (AXS min) erhalten, wobei ihr Minimalwert einem zulässigen dynamischen Gesamtfehler des elektrischen Folgenantriebs gleich ist. Ein solcher zulässiger dynamischer Gesamtfehler, ausgedrückt in Quantisierungseinheiten der Winkellage AXsmin des Rotors, hängt von der gewünschten Genauigkeit der Bahnsteuerung nach der Koordinate des Robotergreifers ab und beträgt von einer bis einigen Quantisierungseinheiten der Winkellage AXs des Rotors und des Inkrementalgebers 101.

Bei plötzlichen Änderungen des Lastmomentes des Asynchronmotors 1 und bei einer sprunghaften Änderung des reduzierten Trägheitsmomentes nach der betreffenden Verstellungskoordinate des Roboters können bei der Bahnsteuerung des Roboters sowie beim Halten des Arbeitsorgans in einem Positionierpunkt bei der Positionssteuerung Abweichungen der Ist-Winkellage xs des Rotors von der Soll-Winkellage X*s desselben um den Betrag der Quantisierungseinheit AXS der Rotorwinkellage entstehen, der grösser als der zulässige Positionierfehler ist. Dies ist mit der Begrenzung der Beschleunigung und des Drehmomentes des Asynchronmotors 1 in der Regelungszone II (Abb. 13) verbunden.

Um die Positioniergenauigkeit des Roboters zu erhöhen, wird bei Vergrösserung der Verstimmung der Kodes, die in Quantisierungseinheiten der Rotorwinkellage AXS ausgedrückt wird, am Eingang des digitalen Rotorlagereglers 123 auf einen bei dem zulässigen Positionierfehler naheliegenden Wert am Impulsausgang des digitalen Rotorlagereglers 123 ein logisches Signal «1» geliefert, das an einem Steuereingang des Prozessors 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung eintrifft, welcher durch den Steuereingang 79 des Drehmomentforcierungsblockes 76 gebildet ist.

Dadurch geschieht, wie oben beim Elektroantrieb gemäss Fig. 14 beschrieben wurde, das Umschalten des Signals zur Vorgabe der flussbildenden Soll-Qadraturkomponente iSy der Statorstromampiitude, welches nach erfolgten Umschalten vom Eingang 78 (Fig. 17) des Drehmomentforcierungsblockes 76 mit einem bestimmten Proportionalitätsfaktor Kf, der z.B. durch die Gleichung (178) definiert ist, dann ankommt, wenn vor dem Umschalten die Statorstromampiitude schon deren Höchstwert (is max) erreicht hat, der in der Regelungszone II (Fig. 13) durch folgende Beziehung i - fp* i*

s max ~ V sx max gegeben ist.

Dabei nimmt die Sollamplitude Port des Orthophasenstromes, welche vor dem Umschalten dem Sollwert der Amplitude l*syn des Gleichphasenstromes gleich ist und sich entsprechend der Gleichung (221) nach der Formel i*ort = i*sx max • Sin «pro ermittelt, beim Erscheinen des logischen Signals «1» am Steuerausgang des digitalen Rotorlagereglers 123 (Fig. 17) sprungartig auf einen Wert

'ort

= x t > 0

sxmax sinVro + V<sy mctt-Msfn zu. Da vor dem Umschalten des Gleichphasenstromes bei t = 0 in der Regelungszone II (Fig. 13 die Bedingung

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i*

s x max

= x_

s max

"s y max

F

erfüllt wird, hat erst nach dem Umschalten bei t > 0 die Gleichung (224) folgende Form:

lortlt>0

= i (sin iD + K-c cos 0 )

s max Tro î1 ivo wobei is max die Höchstamplitude des Statorstromes ist.

Vor dem Umschalten bei t = 0 wird in der Regelungszone II der momentane Strangstrom iSao in der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators bei der Sättigung des Operationsverstärkers 89 (Fig. 17) und dem am ersten Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 liegenden höchsten Signal Ut.,*-

max zur Vorgabe des grössten Solldrehmomentes M*max > 0 des Asynchronmotors 1 durch die höchstzulässige Statorstromampiitude nach der Gleichung s max

(cos CfrQ'cos Aso - sin (/>r*cos;\

sa 0

- sin (£*sin - cos CP^-ainÀ

> ro so ~ ro so so

(226)

bestimmt, worin cpro einen Anfangsphasenverschiebungswinkel der Rotorfiussverkettung zur Rotorachse und Xso eine Anfangswinkellage des Rotors zur Statorachse bedeuten.

Nach dem Umschalten des Gleichphasenstromes hat sich bei einem Proportionalitätsfaktor (Forcierungskoeffizient) Kf, der

Ky = V?- 1

ist, die Statorstromampiitude is nicht geändert, weil isx | t>o = isxo + Kf ' isyo gilt. Daraus folgt die Beziehung:

lalt>o" rs*

+ i2s„l t>o sylt>o

= x s max .

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ç'Ss max )Xs max ^

. V? \jT

(227)

Bei gleichbleibender Statorstromampiitude is max wird nach dem Abschalten des Signals Ui*Sy vom Gleichphasensignal-Eingang des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten am Ausgang des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 ein Sprung der Statorstromphase dadurch gebildet, dass der momentane Strangstrom iSa in der Bezugsstrangwicklung «A» nach dem Gesetz

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iga t>0 - -i8 max(sin ^o'008 * so+ cos ^0-sin^s0) "

■ _iB max"sin +Aao) = _is max"sin^ao (228)

erzeugt wird, worin cpSo eine Winkeiiage des Rotorflussverkettungsvektors yr zur Statorachse «a» im Umschaltzeitpunkt bedeutet.

Aus den Gleichungen (226) bis (228) folgt, dass beim Erscheinen des logischen Signals «1 » am Steuerausgang des digitalen Rotorlagereglers 123 ein Sprung der Statorstromphase es auf den Winkel von

+ —"g " relativ zur Achse «Y» des Rotorflussverkettungsvektors (Fig. 1 ) vor sich geht, was entsprechend der Gleichung (1) zu einer sprungartigen Vergrösserung des Drehmomentes Mmax des Asynchronmotors bis auf den Höchstwert maxMmax führt:

"max * VW " ( 1 > "ms* (229)"

Solch eine Forcierung des Drehmomentes des Asynchronmotors gibt die Möglichkeit, die Beschleunigung des Rotors zu erhöhen, den dynamischen Fehler in Quantisierungseinheiten der Rotorwinkellage AXS je nach der Winkellage Xs des Rotors des Asynchronmotors 1 (Fig. 17) zu minimisieren.

Nachdem der dynamische Fehler, ausgedrückt in Quantisierungseinheiten der Rotorwinkellage AXs, auf den aus Überlegung der Nachlaufgenauigkeit beim Verfolgen der Rotorlage geforderten Wert abgesunken ist, tritt am Steuerausgang des digitalen Rotorlagereglers 123 ein logisches Signal «0» auf, wobei die Schaltung des Drehmomentforcierungsblockes 76 in den Ausgangszustand zurückkehrt und das Drehmoment des Asynchronmotors 1 durch die Steuerbetriebsarten in der Regelungszone II (Fig. 3) bestimmt wird.

Sobald ein logisches Signal «1» an den Steuereingang des Betriebsarteneinstellers 121 (Fig. 17) angelegt ist, welches vom ersten Steuerausgang des Robotersteuerungsprozessors 125 ankommt, schaltet der Betriebsarteneinsteller 121 den Steuereingang des Operationsverstärkers 89 vom Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 122 ab und schliesst den Steuereingang des Operationsverstärkers 89 an den der Programmvorgabe einer Geschwindigkeit dienenden Ausgang des Robotersteuerungsprozessors 125 an.

Dabei arbeitet der Elektroantrieb als geschwindigkeitsgeregelter Elektroantrieb mit einem Änderungsgesetz für die Sollwinkelgeschwindigkeit a>* des Rotors, welches mit einem Programm vorgegeben wird, das in den Robotersteuerungsprozessor 125 (z.B. für Anstrich- und Schweissroboter in programmierten Betriebsarten der technologischen Marschgeschwindigkeit der Bewegung des Robotergreifers) eingegeben ist.

Die momentanen Statorstrangströme werden hierbei nach den für die Regelungszonen I, II, III obenbeschriebenen Gesetzen (157), (158), (159) geregelt und die Phasenverschiebung des Statorstromes ändert sich nach den Gesetzen, die durch das Verhältnis der laufenden Werte des Solldrehmomentes M* des Asynchronmotors 1 zu denen der gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit w bestimmt werden.

Die der gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit co proportionale Spannung Uco gelangt vom Ausgang des Winkelgeschwindigkeitsgebers (Tachogenerators) 32 (Fig. 17) zum Eingang des Operationsverstärkers 89 und zum zweiten Eingang 67 des adaptiven Drehmomentreglers 65. Durch Vergleich der Sollwinkelgeschwindigkeit co* des Rotors und der gemessenen Winkelgeschwindigkeit co des Rotors wird am Eingang des Operationsverstärkers 89 eine astatische Regelung der Winkelgeschwindigkeit des Rotors des Asynchronmotors entsprechend dem für die Rotorwinkelgeschwindigkeit vorgegebenen Programm vorgenommen.

In Abhängigkeit von dem am zweiten Eingang 67 des adaptiven Drehmomentreglers 65 eintreffenden Signals Uco ändert sich das Gesetz zur Steuerung der Statorstromphase in der Regelungszone III (Fig. 13) entsprechend der Gleichung (159).

Sobald ein logisches Signal «0» vom ersten Steuerausgang des Robotersteuerungsprozessors 125 (Fig. 17) am Steuereingang des Betriebsarteneinstellers 121 angekommen ist, wird der geschwindigkeitsgeregelte Elekroantrieb von dem der Programmvorgabe einer Geschwindigkeit dienenden Ausgang des Robotersteuerungsprozessors 125 abgeschsltet und über den Digital-Analog-Umsetzer 122 an den Ausgang des digitalen Rotorlagereglers angeschlossen. Dabei wird der Elektroantrieb in den obenbeschriebenen ursprünglichen Betriebszustand übergeführt, bei dem er als Servoantrieb wirkt.

In einigen technologischen Betriebsarten der Schweiss- und Montageroboter muss die autonome Pro-

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grammsteuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors unmittelbar vom Robotersteuerungsprozessor 125 (z.B. bei der Ausführung von Einschrauboperationen während der Montage und beim Entgraten) gewährleistet werden.

Zur autonomen Programmsteuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors kann im Elektroantrieb gemäss Fig.17 zwischen dem Ausgang des Operationsverstärkers 65 und dem ersten Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 ein in Fig. 17 durch strichpunktierte Linien dargestellter Drehmoment-antriebs-Umschaiter 126 geschaltet werden, dessen Steuereingang an den zweiten Steuerausgang des Robotersteuerungsprozessors 125 angeschlossen ist und dessen zweiter, der Programmvorgabe eines Drehmomentes dienender Eingang am der Programmvorgabe eines Drehmomentes des Asynchronmotors dienenden Ausgang des Prozessors 125 liegt (die Verbindungen sind in Fig. 17 strichpunktiert angedeutet).

Der dritte Eingang des Drehmomentantriebs-Umschalters 126 ist an den Ausgang des Operationsverstärkers 89 angeschlossen und der Ausgang des Umschalters 126 steht mit dem ersten Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 in Verbindung.

Beim Eintreffen eines logischen Signals «1» vom zweiten Steuerausgang des Robotersteuerungsprozessors 125 am Steuereingang des Drehmomentantriebs-Umschalters 126 findet die Abschaltung des ersten Eingangs 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 vom Ausgang des ersten Operationsverstärkers 89 statt. In diesem Fall wird der erste Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 an den der Programmvorgabe eines Drehmomentes dienenden Ausgang des Robotersteuerungsprozessors 125 angeschlossen.

Nach dem in den Robotersteuerungsprozessor 125 eingegebenen Programm erfolgt die invariante Steuerung des Drehmomentes M(t) des Asynchronmotors 1 entsprechend einem Änderungsgesetz für das Solldrehmoment M*(t) des Asynchronmotors 1, welches durch ein Programm für den Drehmomentantrieb vorgegeben ist.

Sobald das logische Signal «0» vom zweiten Steuereingang des Robotersteuerungsprozessors 125 am Steuereingang des Drehmomentantriebs-Umschalters 126 eintrifft, wird der Drehmoment-Asynchronantrieb von dem der Programmvorgabe eines Drehmomentes des Asynchronmotors dienenden Ausgang des Robotersteuerungsprozessors 125 abgeschaltet, wobei der erste Eingang 66 des adaptiven Drehmomentreglers 65 an den Ausgang des Operationsverstärkers 89 angeschlossen wird. Dabei arbeitet der elektrische Asynchronantrieb, wie oben beschrieben wurde, als Servoantrieb oder als geschwindigkeitsgeregelter Elektroantrieb.

Die vierzonige Phasen- und Vektorsteuerung des Asynchronmotors 1, welche mit Hilfe des Prozessors 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung und des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 bietet die Möglichkeit, die Masse und Abmessungen des Asynchron-Stell-motors 1 bei vorgegebener Tragfähigkeit und vorbestimmter Genauigkeit des Roboters in höchstmöglichem Masse zu vermindern. Dies verlangt eine Verkleinerung der Masse und der Abmessungen der Geber, die konstruktiv mit dem Asynchronmotor 1 verbunden sind.

Daher ist es zur Verminderung der Masse und der Abmessungen des asynchronen elektromechanischen Moduls des Roboters, der an der Welle des Asynchronmotors eingebaute Geber aufweist, zweckmässig, den Inkrementalgeber 101 nicht nur als Winkelverstellungsgeber des Rotors, sondern auch als Winkelgeschwindigkeitsgeber zu benutzen. In diesem Fall wird der Winkelgeschwindigkeitsgeber (Tachogenerator) an der Welle des Asynchronmotors nicht eingebaut, und zwischen dem zweiten Eingang 67 des adaptiven Drehmomentreglers 65 vereinigten Eingang des Operationsverstärkers 89 und den Ausgängen des Inkrementalgebers 101 kann ein Frequenz-Spannungs-Wandier 102 (in Fig. 17 strichpunktiert angedeutet) geschaltet werden, dessen Ausgangssignal Uco als Geschwindigkeitsrückführung verwendet wird, wie es beim Elektroantrieb nach Fig. 16 beschrieben wurde.

Die Universalität der Funktionseigenschaften des Asynchronsteliantriebs des Roboters nach Fig. 17 gibt die Möglichkeit, diesen Antrieb in der Robotertechnik zwecks Erhöhung der Wirtschaftlichkeit, Leistung und Genauigkeit des Roboters einzusetzen.

Dabei kann die geschilderte Prozessor 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung als programmierbarer Spezialmikroprozessor ausgebildet werden, der die obenbehandelten Verfahren der vierzoni-gen Steuerung der Statorstromphase nach den obenaufgeführten Gleichungen realisiert. Der Mikroprozessor zur Steuerung des Asynchronmotors kann wie im Katalog «MIKROSYN 3000» der Firma Stro-mag (Druckschrift Nr. D 182.6.84.5000) auf Seiten 2 bis 7 beschrieben aufgebaut werden.

Die Leistung umstellbarer flexibler Fertigungssysteme hängt von der Arbeitszyklusfrequenz ihrer Bestandteile ab, zu denen z.B. Industrieroboter, Bearbeitungszentren, Fördersysteme gehören, die mit elektrischen Antrieben ausgestattet sind.

Mit steigender Arbeitszyklusfrequenz wird die Erwärmung der elektrischen Motoren stärker, wobei je höher die Drehmomentüberlastbarkeit MhWMn des Asynchronmotors in den Anlauf- und Bremsbetrieben ist, desto schneller eine Überhitzung des Asynchronmotors eintritt. Daneben wird durch die beim Einrichten des Elektroantriebs nach Fig. 17 erreichbaren Senkung der Anfangsüberlastbarkeit Mmax/MN des Asynchronmotors bis auf eins, bei welcher die Erhöhung der Arbeitszyklusfrequenz zwar zu keiner Überhitzung führt, die die für den Dauernennbetrieb des Asynchronmotors zulässige Überhitzung übersteigen würde, jedoch die Positionierzeit vergrössert, weil die Beschleunigung be102

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trächtlich vermindert und die Zeitspanne der Anlauf- und Bremsbetriebe wesentlich verlängert wird, wodurch die zulässige Arbeitszyklusfrequenz und die Leistung herabgesetzt wird.

Zur Sicherung der höchsten Leistung der flexiblen Fertigungssysteme und der Industrieroboter muss das höchste Drehmoment des Motors für einen beliebigen Arbeitszyklus von möglichen Arbeitszyklen eines umzustellenden flexiblen Fertigungskomplexes bei begrenzter zulässiger Überhitzung der Asynchronmotoren gesichert werden. Somit werden der optimale Wert des höchsten Drehmomentes Mmax des Asynchronmotors und die optimale Arbeitszyklusfrequenz durch die Überhitzungstemperatur des Asynchronmotors beeinflusst, die durch einen Temperaturfühler gemessen wird, der in jeden Asynchronmotor eingebaut ist.

Ausserdem wird die obenbehandelte vierzonige Regelung der Statorstromphase es mit Hilfe des Prozessors 120 (Fig. 17) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung bei der Bedingung realisiert, dass der laufende Wert des auf den Rotor bezogenen Rotorflussverkettungsschlupfes Aco*(t), der am Frequenzausgang 119 des adaptiven Drehmomentreglers 65 und am Frequenzeingang 105 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten vorgegeben wird, und der laufende Istwert des auf den Rotor bezogenen Rotorflussverkettungsschlupfes Aco(t) = d<pr(t)/dt einander gleich sind.

Beim in Fig. 17 dargestellten Elektroantrieb wird das Vorgabesignal Uaco* für den auf den Rotor bezogenen Soll-Rotorflussverkettungsschlupf a©* in Abhängigkeit von dem berechneten gleichbleibenden Wert des Wirkwiderstandes Rr des Rotors nach den Formeln (146), (151), (225) erzeugt.

Bei Änderung der Erwärmungstemperatur des Rotors des Asynchronmotors 1 bleibt während der Arbeit des Servoantriebs gemäss Fig. 17 der Istwert des Wirkwiderstandes R°r des Rotors des Asynchronmotors 1 infolge einer Änderung des spezifischen Leitwertes der Rotorstäbe nicht konstant, sondern ändert sich als Funktion der Erwärmungstemperatur er der Rotorstäbe nach der Formel wobei R°r einen laufenden Wirkwiderstand des Rotors, der von der Erwärmungstemperatur der Rotorstäbe abhängig ist, Rro einen Wirkwiderstand des Rotors bei +20°C, a einen Temperaturkoeffizienten, der für Kupfer und Aluminium a etwa 0,004 beträgt, er eine in Grad Celsius (°C) ausgedrückte laufende Temperatur und (er - 20) eine Überhitzungstemperatur des Rotors gegenüber der Umgebungstemperatur von +20°C bedeuten.

Im Laufe des Dauerbetriebs des Asynchronmotors 1 wird im Elektroantrieb nach Fig. 17 ein Fehler akkumuliert, der bei der Regelung der Statorstromphase infolge einer Abweichung des nach der Gleichung (230) veränderbaren lst-Wirkwiderstandes R°r vom berechneten unveränderlichen, beim Einstellen der zweiten Divisionseinrichtung 40 des adaptiven Drehmomentreglers 65 im Prozessor 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung verwendeten Wirkwiderstand Rr entsteht.

Da beim Elektroantrieb nach Fig. 17 die astatische Regelung der Winkelgeschwindigkeit des Rotors des Asynchronmotors 1 erfolgt, werden die Regeigenauigkeit der Rotorwinkelgeschwindigkeit und die invariante Steuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors bei höheren Werten der Statorstromampiitude gesichert, die durch Erhöhung der drehmomentbildenden Komponente iSx der Statorstromampiitude infolge einer Erwärmung des Rotors und einer Vergrösserung des auf den Rotor bezogenen Ist-Ro-torflussverkettungsschlupfes entsprechend den Gleichungen (146), (151), (225) und (230) nach der Formel ansteigt, worin Atû(er) einen laufenden, auf den Rotor bezogenen Ist-Rotorflussverkettungsschlupf bei einer Änderung der Erwärmungstemperatur der Rotorstäbe und Acoo einen auf den Rotor bezogenen Rotorflussverkettungsschlupf bei der Erwärmungstemperatur der Rotorstäbe von +20°C bedeutet.

Um die Statorstromampiitude auf den Mindestwert bei vorgegebenem Drehmoment des Asynchronmotors mit erwärmtem Rotor zu vermindern, muss die Gesetze zur Steuerung der Statorstromphase als Funktion der Ewärmungstemperatur des Asynchronmotors korrigiert werden.

Um die Leistung von einzelnen Maschinen und Mechanismen sowie ganzen daraus bestehenden flexiblen Fertigungssystemen maximal zu erhöhen, ist es zweckmässig, die adaptive Steuerung des Asynchronmotors unter Wärmeanpassung durchzuführen, wie dies bei einem Servoantrieb mit Wärmeanpassung in Fig. 18 gezeigt ist.

Der elektrische Asynchronantrieb mit Wärmeanpassung enthält einen Asynchronmotor 1, dessen Rotor mit dem Inkrementalgeber 101 gekoppelt ist. An der Innenbohrung des Stators des Asynchronmotors 1 ist ein Temperaturfühler 127 eingebaut.

Die Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 sind an den durch den Rotor synchronisierten Trans

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vektor-Wechselrichter 92 mit einem Orthophasensignal-Eingang 95 und einem Gleichphasensignal-Eingang 96 angeschlossen. Der Orthophasensignal- und Gleichphasensignal-Eingang 95 bzw. 96 des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 sind an den Orthophasensignal-Ausgang 117 bzw. den Gleichphasensignal-Ausgang 118 des Prozessors 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung angeschlossen, dessen Eingang mit den Ausgängen des Robotersteuerungsprozessors 125 elektrisch verbunden ist.

Die Ausgänge des Temperaturfühlers 127 sind an die Messeingänge 128, 129 einer Wärmeanpassungseinheit 130 angeschlossen, welche durch die Eingänge eines Messverstärkers 131 der Wärmeanpassungseinheit gebildet sind.

Der Ausgang des Messverstärkers 131 der Wärmeanpassungseinheit steht mit einem der Eingänge eines Vergleichers 132 der Wärmeanpassungseinheit 130 in Verbindung, dessen zweiter Eingang am Ausgang eines Anfangstemperatureinstellers 133 der Wärmeanpassungseinheit 130 liegt.

Der Ausgang des Vergleichers 132 der Einheit 130 ist mit dem Eingang eines Überhitzungsbegrenzers 134 und mit dem Eingang eines Analog-Digital-Umsetzers 135 verbunden, dessen Ausgänge mit den Digitaleingängen eines Digital-Analog-Umsetzers 136 in Verbindung stehen.

Der Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 136 ist an einen der Eingänge eines Summators 137 der Wärmeanpassungseinheit 130 angeschlossen.

Der mit dem Analogeingang des Digital-Analog-Umsetzers 136 zusammengeschaltete zweite Eingang des Summators 137 bildet einen Frequenzeingang 138 der Wärmeanpassungseinheit 130, während der Ausgang des Summators 137 in der Wärmeanpassungseinheit 139 einen Frequenzausgang 139 bildet.

In der Wärmeanpassungseinheit 130 ist der Ausgang des Überhitzungsbegrenzers 134 an den ersten Eingang eines Komparators 140 und an den ersten Eingang einer Höchstwertabtrennungseinheit 141 angeschlossen.

Der zweite Ausgang des Überhitzungsbegrenzers 134 steht mit dem Eingang des Komparators 140 in Verbindung, dessen Ausgang einen Thermoblockierungsausgang 142 der Wärmeanpassungseinheit 130 bildet.

Der Eingang der Höchstwertabtrennungseinheit 141 bildet einen Drehmomentbegrenzungseingang 143 in der Wärmeanpassungseinheit 130, während der Ausgang der Einheit 141 als Drehmomentbegrenzungsausgang 144 der Wärmeanpassungseinheit 130 dient.

Die Digitalausgänge des Analog-Digital-Umsetzers 135 bilden Digitalausgänge 145 der Wärmeanpassungseinheit 130, welche an die Digitaleingänge des Robotersteuerungsprozessors 125 angeschlossen sind.

Der Drehmomentbegrenzungseingang 143 der Wärmeanpassungseinheit 130 steht mit einem Drehmomentbegrenzungsausgang 146 des adaptiven Drehmomentreglers 65 in Verbindung, der durch den Ausgang 72 des Drehmomentbegrenzungsnichtlinearitätsgiiedes 72 des adaptiven Drehmomentreglers 65 gebildet ist.

Der Drehmomentbegrenzungsausgang 144 der Wärmeanpassungseinheit 130 ist mit einem Drehmomentbegrenzungseingang 147 des adaptiven Drehmomentreglers 65 verbunden, welcher durch den Drehmomentbegrenzungseingang der Einheit 71 zur steuerbaren Drehmomentbegrenzung gebildet ist, die zum adaptiven Drehmomentregler 65 gehört.

Der Frequenzeingang 138 der Wärmeanpassungseinheit 130 ist an einen Frequenzausgang 119 des adaptiven Drehmomentreglers 65 angeschlossen, der durch den Ausgang der Divisionseinrichtung 40 des adaptiven Drehmomentreglers 65 gebildet ist.

Der Frequenzausgang 139 der Wärmeanpassungseinheit 130 ist mit einem Frequenzeingang 140 des Prozessors 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung verbunden, der durch den Frequenzeingang 105 des Digital-Analog-Umsetzers 103 kartesischer Koordinaten des Prozessors 120 gebildet ist.

Im Prozessor 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung ist ein Drehmomentforcierungsblock 76 (in Fig. 18 nicht gezeigt) mit denselben Verbindungen wie beim in Fig. 17 dargestellten Elektroantrieb vorgesehen.

Der Prozessor 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung und die Wärmeanpassungseinheit 130 bilden einen Prozessor 149 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung mit Wärmeanpassung.

Der Temperaturfühler 127 (Fig. 18) und der Messverstärker 131 können wie im Buch von Shilo V.P. «Lineare integrierte Schaltungen in der radioelektronischen Apparatur», Moskau, «Sovetskoe radio», 1979, S. 166,167,168,169 beschrieben ausgeführt werden.

Der Vergleicher 132 und der Anfangstemperatureinstelier 133 können auf Standardmikroschaltungen integrierter Operationsverstärker aufgebaut werden, die z.B. im Buch von B.K. Nesterenko «Integrierte Operationsverstärker. Handbuch für Anwendung», Moskau, Verlag «Energiya», 1982, S. 107 beschrieben sind.

Der Überhitzungsbegrenzer 134 kann in Form von zwei Operationsverstärkern ausgeführt werden, die dieselben integrierten Standardoperationsverstärker wie bei den Elementen 132, 133 darstellen, wobei einer der zwei Operationsverstärker als aperiodisches Glied ausgebildet ist, dessen Ausgang über eine Diode mit dem Eingang des zweiten Operationsverstärker verbunden ist.

Der Analog-Digital-Umsetzer 135 und der Digital-Analog-Umsetzer 136 sind auf Standardmikroschaltungen aufgebaut, welche z.B. im Buch von S.V. Jakubovsky «Integrier-, Analog- und Digitalschaltkreise», Handbuch, Moskau, «Radio i svjaz», 1985, S. 355, 356, 357, 358, 359 beschrieben sind.

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Der Summator 137 kann mit einem Standardoperationsverstärker analog dem Vergleicher 132 ausgeführt sein.

Der Komparator 140 kann als standardisierter Komparator mit zwei Eingängen ausgebildet werden, der z.B. im Buch von B.K. Nesterenko «Integrierte Operationsverstärker. Handbuch für Anwendung»', Moskau, «Energiya», 1982, S. 114,115 beschrieben ist.

Die Höchstwertabtrennungseinheit kann auf zwei Standardoperationsverstärkern nach einer Schaltung aufgebaut sein, die im Buch von F. Fröhr, F. Orttenburger «Grundlegende Glieder des geregelten Gleichstromantriebs», Obersetzung aus dem Deutschen, Moskau, «Energiya», 1977, S. 175, 176 beschrieben sind.

Der Elektroantrieb nach Fig. 18 funktioniert wie folgt.

Bei einer' Anfangsbeharrungstemperatur der Erwärmung des Asynchronmotors 1, welche +20°C gleich ist, arbeitet der in Fig. 18 gezeigte Asynchronantrieb analog dem obenbehandelten Elektroantrieb gemäss Fig. 17.

Dies geschieht infolge der Gleichheit der Steuerspannungen am Ausgang 146 und am Drehmomentbegrenzungseingang 147 des adaptiven Drehmomentreglers 65 und infolge der Gleichheit der Spannungen Uacd* zur Vorgabe eines auf den Rotor bezogenen Rotorflussverkettungsschlupfes am Frequenzausgang 119 des adaptiven Drehmomentreglers 65 und am Frequenzeingang 148 des Prozessors 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung.

Dadurch werden in den Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 mittels des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters 92 momentane Strangströme nach den obenerwähnten Gesetzen in den Regelungszonen I, II, III, IV (Fig. 13) entsprechend der mit Hilfe des Robotersteuerungsprozessors 125 vorgegebenen Betriebsart des Servoantriebs des Roboters formiert.

Dabei sind alle Parameter der Bauelemente des Prozessors 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung gemäss den oben angeführten Gleichungen auf den Wirkwiderstandswert Rro des Rotors abgestimmt, welcher einer Anfangsbeharrungstemperatur der Erwärmung des Asynchronmotors 1, die z.B. +20°C gleich ist, entspricht.

Während des Betriebs des Asynchronmotors 1 wird dessen Erwärmungstemperatur erhöht, was zur Änderung der Steuerbetriebsarten für die Statorstromphase es in Abhängigkeit von der Erwärmungstemperatur des Asynchronmotors 1 führt. Der Temperaturfühler 127 ist an der Innenbohrung des Stators eingebaut, so dass bei Asynchronmotoren mit einem kleinen Luftspalt die Erwärmungstemperatur es der Statorwicklungsisolation und des Temperaturelementes 127 ungefähr gleich der laufenden Erwärmungstemperatur 8r der Rotorstäbe des Asynchronmotors 1 ist.

Bei Änderung der Erwärmungstemperatur 6r der Rotorstäbe und der Erwärmungstemperatur es der Statorwicklungsisolation des Asynchronmotors 1 (Fig. 18) werden die physikalischen Eigenschaften des Temperaturfühlers 127 so verändert, dass beim Anschliessen der Ausgänge des Temperaturfühlers 127 an die Messeingänge 128, 129 der Wärmeanpassungseinheit 130 am Ausgang des Messverstärkers 131 eine Spannung entsteht, die ungefähr proportional der laufenden Erwärmungstemperatur der Rotorstäbe des Asynchronmotors 1 und der laufenden Erwärmungstemperatur es der Statorwicklungsisolation ist.

Diese Spannung U^, gelangt zum Eingang des Vergleichers 132, wo sie mit einer konstanten Spannung Ueo zur Vorgabe der Anfangstemperatur e0 = +20°C verglichen wird, die dem zweiten Eingang des Vergleichers 132 vom Ausgang des Anfangstemperatureinstellers 133 zugeführt wird.

Die Differenz zwischen den Spannungen (Ue - Ueo) = Uao, welche der laufenden Überhitzungstemperatur a0 des Asynchronmotors 1 proportional ist, wird vom Ausgang des Vergleichers 132 dem Eingang des Überhitzungsbegrenzers 134 und dem Eingang des Analog-Digital-Umsetzers 135 zugeführt.

Mit Hilfe des Analog-Digital-Umsetzers 135 wird die analoge Spannung Uao in einen Digitalkode umgesetzt, der der laufenden Überhitzungstemperatur a6 des Asynchronmotors 1 zugeordnet ist und an den Digitaleingangen des Digital-Analog-Umsetzers 136 ankommt.

Die Ausgangsspannung des Digital-Analog-Umsetzers 136 wird einem der Eingänge des Summators 137 zugeführt, an dessen anderem Eingang eine Spannung Uaco* zur Vorgabe des auf den Rotor bezogenen Rotorflussverkettungsschlupfes Acd* vom Frequenzeingang 138 der Wärmeanpassunngseinheit 130 eintrifft.

Gleichzeitig gelangt die Spannung Uaco* zur Vorgabe des auf den Rotor bezogenen Rotorflussverkettungsschlupfes aw* vom Frequenzeingang der Wärmeanpassungseinheit 130 zum Analogeingang des Digital-Analog-Umsetzers 136, der die Funktion eines Digital-Analog-Multipiizierers zur Multiplikation eines der laufenden Überhitzungstemperatur a9 des Asynchronmotors 1 zugeordneten Digitalkodes mit der Spannung Uaco*, durch die der auf den Rotor bezogene Soll-Rotorflussverkettungsschlupf aw* vorgegeben wird, ausübt.

Durch Multiplikation der Eingangsgrössen ergibt sich am Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers 136

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gang des Summators 137 eine Spannung, die der Summe der Grössen Arno + a • (A<a*0 x AG) proportional ist.

Die Ausgangsspannung des Summators 137 wird dem Frequenzausgang 139 der Wärmeanpassungseinheit 130 zugeführt, so dass am Frequenzausgang 139 der Wärmeanpassungseinheit 130 eine Spannung IIa©* gebildet wird, durch welche der laufende Wert des auf den Rotor bezogenen Soll-Ro-torflussverkettungsschlupfes aa>*(er) unter Berücksichtigung der Temperatur Gr der Rotorstäbe des Asynchronmotors 1

*lô* (ôj = (232)

vorgegeben wird.

Gleichzeitig wird vom Ausgang des Überhitzungsbegrenzers 134 einem der Eingänge des Komparators 140 eine konstante Spannung U(ag)max zugeführt, durch welche die höchste Überhitzung AGmax voreingestellt wird. Dem zweiten Eingang des Komparators 140 wird eine Spannung Ue zugeführt, durch welche die Überhitzung begrenzt ist und die durch die Eingangsspannung Uag des Überhitzungsbegrenzers 134 nach aperiodischem Gesetz dUA

V7T + Ue- =uas- (233)

^ dt bestimmt wird, wobei Tg eine Zeitkonstante einer zulässigen dynamischen Überhitzung des Asynchronmotors bedeutet.

Bei Ue < U(a6)max liegt am Ausgang des Komparators 140 keine Spannung.

Gleichzeitig wird im Überhitzungsbegrenzer 134 die Überhitzungsbegrenzungs-Spannung Ue mit einer Spannung UAeg verglichen, die der Grenzüberhitzung des Asynchronmotors 1 entspricht. Bei Ue > UAeg bleibt eine Spannung am ersten Eingang der Einheit 141, die vom dritten Ausgang des Überhitzungsbegrenzers 134 eintrifft, aus.

Die Grenzüberhitzungs-Spannung UAeg kennzeichnet einen Grenzwert der Überhitzungstemperatur Aeg des Asynchronmotors 1, bei welchem zur Vermeidung einer unzulässigen Überhitzung des Asynchronmotors 1 die Arbeit des Elektroantriebs mit häufigen Anlauf- und Bremsbetrieben vorgegebener Zyklizität nicht mehr bei einem höchsten Drehmoment Mmax des Asynchronmotors 1 geschehen darf, das mit Hilfe des adaptiven Drehmomentreglers für die Regelungszone II (Fig. 13) bei der höchstzulässigen Statorstromampiitude is max eingestellt ist.

Der Grenzwert der Überhitzungstemperatur Aeg des Asynchronmotors 1 (Fig. 18) wird beim Einstellen des Überhitzungsbegrenzers 134 geringer als die höchstzulässige Temperatur AGmax eingestellt, die durch die genormte zulässige Überhitzungstemperatur für die betreffende Isolationsklasse der Statorwicklung des Asynchronmotors bestimmt wird.

Die Grenztemperatur AGg ermittelt sich zu:

AGg — Ke - ABmax (234)

wobei Ke einen Ausnutzungsfaktor des Asynchronmotors 1 je nach den Überhitzungsbedingungen bedeutet (der zweckmässige Wert Kg wird durch die Überhitzungsreserve des Asynchronmotors 1 bestimmt und in einem Bereich von etwa 0,75 bis 0,9 ausgewählt).

Bei Änderung der tatsächlichen Überhitzungstemperatur des Asynchronmotors 1 im Bereich von der Grenzüberhitzungstemperatur AGg bis zur höchstzulässigen Überhitzungstemperatur AGmax setzt der Elektroantrieb fort, in einer der vier Regelungszonen, die durch den Prozessor 120 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung festgeigt wird, aber mit einem kleineren Höchstdrehmoment des Asynchronmotors 1 in den Anlauf- und Bremsbetrieben und folglich mit geringeren Werten der Höchstamplitude is max des Statorstroms zu funktionieren. In diesem Betriebszustand befindet sich der Elektroantrieb so lange, bis die tatsächliche Überhitzungstemperatur AG des Asynchronmotors den Grenzwert Aer max erreicht hat, bei dem am Ausgang des Komparators 140 eine Thermoblockierungsspannung entsteht, die am Thermoblockierausgang 142 der Wärmeanpassungseinheit 130 eintrifft, um den Elektroantrieb in einen Verriegelungsbetrieb (mit der Nullgeschwindigkeit des Rotors) zu bringen.

Hat der laufende Wert der Überhitzungsbegrenzungsspannung Ue den Höchstwert

L & )may lnicht erreicht, so fährt der Elektroantrieb fort, in einem durch den Robotersteuerungsprozessor 125 vorgegebenen Betrieb zu arbeiten.

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Sobald die Überhitzungsbegrenzungs-Spannung Ue den Wert der der Grenzüberhitzung des Asynchronmotors 1 entsprechenden Spannung Ueg erreicht hat, kommt vom dritten Ausgang des Überhitzungsbegrenzers 134 am ersten Eingang der Höchstwertabtrennungseinheit 141 eine Spannung Uam2 zur Begrenzung der Höchstdrehmomentes des Asynchronmotors 1 an.

Dabei wird in der Höchstwertabtrennungseinheit 141 diese zur Begrenzung des Höchstdrehmomentes dienende Spannung mit einer Spannung UaM1 zur Begrenzung des Höchstdrehmomentes verglichen, die dem zweiten Eingang des Höchstwertabtrennungseinheit 141 während der Arbeit des Elektroantriebs in der Regelungszone III (Fig. 13) zugeführt wird.

Am Ausgang der Höchstwertabtrennungseinheit 141 (Fig. 18) wird die höchste Spannung Uam max zur Begrenzung des Höchstdrehmomentes des Asynchronmotors 1 gebildet, die zum Drehmomentbegrenzungsausgang 144 der Wärmeanpassungseinheit 130 gelangt.

Je höher die Ausgangsspannung der Höchstwertabtrennungseinheit 141 ist, desto kleiner ist das Höchstdrehmoment des Asynchronmotors 1 sowie desto geringer die Höchstamplitude is max des Statorstromes, wodurch der Elektroantrieb höhere Positionierzyklusfrequenzen bis zu einer gewissen Positio-nierzyklusfrequenzgrenze gewährleisten kann, die durch die länger werdenden Anlauf- und Bremsbetriebszeit des Asynchronmotors 1 gesetzt ist.

Um die höchste Leistung des Roboters bei maximaler Positionerzyklusfrequenz vorzugeben, wird der Kode der laufenden Überhitzungstemperatur des Asynchronmotors 1 vom Ausgang des Analog-Digital-Umsetzers 135 über den Digitalausgang 145 der Wärmeanpassungseinheit 130 auf den digitalen Wärmeanpassungseingang des Robotersteuerungsprozessors 125 gegeben.

Im Lehrbetrieb des Roboters und beim Umstellen eines flexiblen Fertigungssystems, in dem der genannte Roboter funktioniert, wird mit Hilfe des Robotersteuerungsprozessors 125 die Programmierung der höchstzulässigen Positionierzyklusfrequenz für einen jeden Freiheitsgrad des Roboters vorgenommen, welcher mit dem beschriebenen Asynchronstellantrieb ausgestattet ist.

Hierbei ist der mit dem Thermoblockierausgang 142 der Wärmeanpassungseinheit 130 verbundene Eingang des Betriebsarteneinstellers 121 für das Abschalten des Prozessors 120 zur adaptiven Phasen-und Vektorsteuerung vom Robotersteuerungsprozessor 125 bestimmt, wenn die Überhitzungstemperatur des Asynchronmotors 1 die für die gegebene Isolationsklasse des Asynchronmotors 1 höchstzulässige Überhitzungstemperatur erreicht. Beim Auslösen der Thermoblockierung verschwindet am Ausgang des Betriebsarteneinstellers 121 die Spannung Um*, durch die die Sollwinkelgeschwindigkeit vorgegeben wird. Dadurch wird der Asynchronmotor 1 abgebremst und im Stillstand unabhängig vom Lastmoment des Asynchronmotors 1 so lange gehalten, bis vom Robotersteuerungsprozessor 125 ein Notbetriebszu-standsbefehl erzeugt wird.

Bei einer zulässigen Überhitzungstemperatur des Asynchronmotors 1 kommt vom Ausgang des Drehmomentbegrenzungsnichtlinearitätsgliedes 72 über den Drehmomentbegrenzungsausgang 146 des Prozessors 120 am Drehmomentbegrenzungseingang 147 keine Drehmomentbegrenzungsspannung innerhalb der obenbetrachteten Regelungszonen l, II, IV (Fig. 13) an, während die zur Begrenzung des Höchstdrehmomentes dienende Spannung Uam2 vom dritten Ausgang des Überhitzungsbegrenzers 134 (Fig. 18) dem Drehmomentbegrenzungsausgang 144 der Wärmeanpassungseinheit 130 und über den Drehmomentbegrenzungseingang 147 des Prozessors 120 dem Drehmomentbegrenzungseingang der Einheit 71 zur steuerbaren Drehmomentbegrenzung zugeführt wird, die zum adaptiven Drehmomentregler 65 gehört.

Erfindungsgemäss werden mit Hilfe des Prozessors 149 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung mit Wärmeanpassung, der die Wärmeanpassungseinheit 130 umfasst, die oben behandelten zusätzlichen, miteinander zusammenhängenden Operationen an der Phase und Amplitude des Statorstromes in Abhängigkeit von der gemessenen Überhitzungstemperatur des Asynchronmotors 1 ausgeführt, bei denen die Korrektur der Statorstrom-Synchronphase, die der Phase der Rotorfiussverkettung gleich ist, als Funktion des laufenden Wertes des Wirkwiderstandes des Rotors vorgenommen wird, wobei sich die Synchronphase je nach der gemessenen Erwärmungstemperatur des Asynchronmotors entsprechend der Gleichung (230) ermittelt zu:

Dabei findet eine automatische Änderung des Höchstdrehmomentes und der Beschleunigung des Asynchronmotors sowie der Höchstamplitude des Statorstroms und der Leistungswärmeverluste in Abhängigkeit von der gemessenen Überhitzungstemperatur des Asynchronmotors 1 statt, wenn die vorgegebene Grenzüberhitzungstemperatur des Asynchronmotors 1 durch die gemessene Überhitzungstemperatur überschritten wird.

Dadurch, dass dem Elektroantrieb die obenbeschriebenen Anpassungseigenschaften in Abhängig

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keit von der Umgebung, darunter von der Temperatur, von der Positionierzyklusfrequenz, der Anlauf-und Bremszeit und der Betriebsdauer sowie vom Wärmezustand des Asynchronmotors verliehen werden, wird es möglich, die höchste Leistung des Roboters und des flexiblen Fertigungssystems durch Erhöhung der Positionierzyklusfrequenz, der Bescnleunigung und durch Verbesserung der Genauigkeit des Stellantriebs bei erhöhter Zuverlässigkeit desselben und verlängerter Betriebsstunden des Asynchronmotors durch Begrenzung dessen Überhitzung zu erzielen.

Verfügt der Roboter über eine grosse Anzahl von Freiheitsgraden (von sechs bis neun Freiheitsgraden), so werden durch die oben behandelte adaptive Phasen- und Vektorsteuerung mit Wärmeanpassung für jeden Elektroantrieb jedes Freiheitsgrades des Roboters die Anpassungseigenschaften dem Roboter und im ganzen dem robotertechnischen Komplex verliehen, für welche nach dem genannten Verfahren die adaptive optimale Steuerung nach dem Leistungsmaximum bei Gewährleistung der erforderlichen Zuverlässigkeit des robotertechnischen Komplexes durchgeführt wird.

Bei einer vorgegebenen maximalen Tragfähigkeit des Roboters und einer für ihn aus Gründen dynamischer Belastungen höchstzulässigen vorbekannten Zyklizität für die Ausregelung der Lage und der Geschwindigkeit ermöglicht die obenbehandelte adaptive Phasen- und Vektorsteuerung mit Wärmeanpassung eine Minimisierung der Abmessungen und Masse der Asynchron-Steilmotoren durch maximale Ausnutzung der Aktivteile derselben in allen Betriebsarten, was auch zur Erhöhung der Wirtschaftlichkeit und zur Steigerung der Leistung der robotertechnischen Komplexe und der flexiblen Fertigungssysteme führt.

Der obenbeschriebene Prozessor 149 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung mit Wärmeanpassung bildet einen Spezial-Hybridrechner mit vorhandenen Analog- und Digitalbauteilen, deren Kombination im Sinne einer Erweiterung des Digitalbauteils, insbesondere für den adaptiven Drehmomentregler 65, den Lage- und Geschwindigkeitsregler, geändert werden kann. Im ganzen kann der Prozessor 149 zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung mit Wärmeanpassung völlig auf Mikroprozessoren aufgebaut werden, für welche die oben vorgeschlagenen Verfahren und Gleichungen als Grundlage beim Aufbau der Architektur eines Mikrocontrollers des Asynchron-Stellantriebs gelten.

Kontaktlosigkeit, niedriger Preis und einfache Bauart des Asynchronmotors mit Kurzschlussläufer sind die Hauptvorteile dieses Motors gegenüber anderen bekannten Bauarten elektrischer Motoren. Im Zusammenhang damit kommen in vielen Anwendungsfällen des geschwindigkeitsgeregelten Elektroantriebs diese wichtigen betrieblichen, wirtschaftlichen, technologischen und konstruktiven Vorteile des Asynchronmotors in grösstem Masse bei Fehlen von Gebern, die mit dem Asynchronmotor konstruktiv verbunden wären, zur Geltung, wenn der Gëschwindigkeitsregelungsbereich, die Gleichmässigkeit der Drehung, die statische und dynamische Steifigkeit der mechanischen Kennlinien, der Geschwindigkeits-Durchlassbereich durch elektrische Antriebe gesichert werden, die nahe den Gleichstrom- und Wechselstromantrieben mit geschlossener Geschwindigkeitsregelung sind.

Ein solcher geberloser Asynchronantrieb ist für viele Hauptantriebe von NC-Werkzeugmaschinen, für Elektrospindeln, darunter auch für schnellaufende Elektrospindein mit einer maximalen Drehzahl bis 20 000 U/min und darüber, für geregelte Antriebe in chemisch aktiven Zonen, in schleifmittelhaltigen Medien, für Antriebe von Elektroschweissanlagen (halbautomatischen und automatischen Lichtbogen-schweissmaschinen), für Antriebe von Plasmametallspritzanlagen (Piasmatronen) bevorzugt.

Die obenbeschriebenen Asynchronantriebe sind nach dem Prinzip der unterlagerten Geschwindigkeitsregelung unter Absonderung eines inneren Regelkreises für die Vektorregelung des Drehmomentes des Asynchronmotors, welcher dem geschlossenen Geschwindigkeitsregelkreis untergeordnet ist, aufgebaut, was die Notwendigkeit hervorruft, eine Geschwindigkeitsrückführung vorzusehen und einen Geber an der Stelle des Asynchronmotors anzubringen. Daher sind dem obenbeschriebenen Verfahren zur Steuerung des Asynchronmotors Prinzipien der Vektorsteuerung des Drehmomentes des Asynchronmotors zugrundegelegt, wobei beim Erreichen der Invarianz der Steuerung des Drehmomentes das Problem der genauen Regelung der Rotorwinkelgeschwindigkeit, wie oben behandelt wurde, keine technischen Schwierigkeiten im geschlossenen Geschwindigkeitsregelungssystem bereitet.

Bei dem Asynchronmotor mit offener Geschwindigkeitsregelung stösst man auf technische Schwierigkeiten, die bei der Sicherung der genauen Steuerung der Rotorwinkelgeschwindigkeit bei willkürlicher Vorgabe und einem willkürlichen, darunter sprungartigen Änderungsgesetz des Lastmomentes an der Welle des Asynchronmotors entstehen, was in den meisten Anwendungen des geregelten elektrischen Asynchronantriebs der Fall ist.

In den dynamischen Betriebsarten des Asynchronantriebs mit offener Geschwindigkeitsregelung dienen als unbekannte Parameter sowohl das Solldrehmoment M* des Asynchronmotors als auch das Istdrehmoment M des Asynchronmotors, ausserdem tritt eine Unbestimmtheit in der dynamischen Kopplung zwischen der Synchronisierungsfrequenz(-phase) und der Frequenz (Phase) des orientierenden Zustandsvektors H0 des Asynchronmotors (z.B. des Rotorflussverkettungsvektors Tj?r) auf, was die Anwendung des obendargelegten Steuerungssynchronisationsprinzips mit getrennter Steuerung des Gleichphasen- und Orthophasenstromes erschwert.

Erfindungsgemäss besteht das Verfahren zur Steuerung des Asynchronmotors ohne Geber an dessen Welle darin, dass die Rotorwinkelgeschwindigkeit unabhängig vom Lastmoment des Asynchronmotors durch Synchronisierung der Messung des zweiphasigen Stromes und der zweiphasigen Rotorfluss-

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Verkettung mit einer Synchronisierungsphase gesteuert wird, die durch eine der Soll-Rotorwinkelgeschwindigkeit proportionale Eingangsführungsgrösse vorgegeben und als Funktion des gemessenen Orthophasenstromes zusätzlich geändert wird.

Ein Elektroantrieb zur Durchführung dieses Verfahrens ist in Fig. 19 gezeigt.

Er enthält einen Asynchronmotor 1, dessen Statorwicklungen an die Ausgänge des Transvektor-Wechselrichters 2 über einen Messwandler 150 angeschlossen sind, dessen drei Leistungssignaf-Ein-gänge 151, 152, 153 an drei Leistungssignal-Ausgänge 6, 7, 8 des Transvektor-Wechselrichters 2 geschaltet sind, während die Leistungssignal-Ausgänge 154, 155, 156 des Messwandlers 150 mit den Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 in Verbindung stehen.

Die Messausgänge 157, 158, 159, 160 des Messwandlers 150 sind an die Eingänge eines Digital-Ana-log-Umkehrumsetzers 161 zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten aneschlossen, wobei die zwei ersten Messausgänge 157, 158 des Messwandlers 150, welche Messausgänge für den zweiphasigen Statorstrom bilden, mit den zwei ersten Eingängen 162, 163 des Digital-Analog-Umkehrumsetzers 161 zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten verbunden sind.

Der dritte und vierte Messausgang 159 bzw. 160 des Messwandlers 150, welche Messausgänge für die zweiphasige Rotorfiussverkettung bilden, sind mit dem dritten und vierten Eingang 164 bzw. 165 des Digital-Analog-Umkehrumsetzers 161 verbunden.

Der Digital-Analog-Umkehrumsetzer 161 zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten enthält drei Ausgänge 166, 167, 168, von denen der erste - Ausgang 166 - einen Ausgang eines Orthopha-senstrommessers, der zweite - Ausgang 167 - einen Ausgang einer gleichphasigen Rotorfiussverkettung und der dritte - Ausgang 168 - einen Ausgang eines Messers einer orthophasigen Rotorfiussverkettung bilden.

Der Digital-Analog-Umkehrumsetzer 161 enthält zwei Digitaleingänge 169, 170, die jeweils einen Sinuseingang 169 für die Synchronisierung der Messung und einen Kosinuseingang 170 für die Synchronisierung der Messung bilden, die mit den Digitaleingängen von sechs Digital-Analog-Umsetzers 171, 172, 173, 174, 175, 176 des Digital-Analog-Umkehrumsetzers 161 zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten verbunden sind.

Der digitale Sinus-Synchronisiereingang 169 steht mit den Digitaleingägen des ersten, dritten und fünften Digital-Analog-Umsetzers 171, 173 bzw. 175 in Verbindung, während der digitale Kosinus-Syn-chronisiereingang 170 an den Digitaleingänge des zweiten, vierten und sechsten Digital-Analog-Umsetzers 172,174 bzw. 176 angeschlossen ist.

Der Analogeingang des ersten und des zweiten Digital-Analog-Umsetzers 171 bzw. 172 ist an den ersten bzw. zweiten Eingang 162 bzw. 163 des Digital-Analog-Umkehrumsetzers 161 angeschlossen.

Die zusammengeschalteten Analogeingänge des dritten und des sechsten Digital-Analog-Umsetzers

173 bzw. 176 sind mit dem dritten Eingang 164 des Digital-Analog-Umkehrumsetzers 161 zur Zweivektor-transformation kartesischer Koordinaten verbunden.

Die zusammengeschalteten Analogeingänge des vierten und des fünften Digital-Analog-Umsetzers

174 bzw. 175 sind mit dem vierten Eingang 165 des Digital-Analog-Umkehrumsetzers 161 verbunden.

Der Ausgang des ersten Digital-Analog-Umsetzers 171 ist über einen Umkehrverstärker 177 und der

Ausgang des zweiten Digital-Analog-Umsetzers 172 unmittelbar an zwei Eingänge eines ersten Summierverstärkers 178 angeschlossen, dessen Ausgang einen Ausgang 166 des Orthophasenstrommessers bildet.

Die Ausgänge des dritten und des vierten Digital-Analog-Umsetzers 173 bzw. 174 sind an zwei Eingänge eines zweiten Summierverstärkers 179 gelegt, dessen Ausgang den Ausgang 167 des Messers der gleichphasigen Rotorfiussverkettung bildet, der zum Digital-Analog-Umkehrumsetzer 161 gehört.

Der Ausgang des fünften Digital-Analog-Umsetzers 175 ist direkt und dér Ausgang des sechsten Di-gital-Analog-Umsetzers 176 über einen Umkehrverstärker 181 mit zwei Eingängen eines dritten Summierverstärkers 180 verbunden, dessen Ausgang den Ausgang 168 des Messers der orthophasigen Rotorfiussverkettung bildet, der zum Digital-Analog-Umkehrumsetzer 161 gehört, wobei der Ausgang 168 mit dem Eingang eines ersten proportional-integralwirkenden Reglers 182 verbunden ist, der einen astatischen Regler der orthophasigen Rotorfiussverkettung darstellt.

Der Ausgang 167 des Messers der gleichphasigen Rotorfiussverkettung ist an den ersten Eingang eines zweiten proportional-integralwirkenden Reglers 183 angeschlossen, der einen astatischen Regler der gleichphasigen Rotorfiussverkettung bildet.

Der Ausgang 166 des Orthophasenstrommessers ist mit dem ersten Eingang eines summierenden Formierverstärkers 184 für die Synchronfrequenz verbunden.

Die Gesamtheit des Digital-Analog-Umkehrumsetzers 161 zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten, des astatischen Reglers 182 der orthophasigen Rotorfiussverkettung, des astatischen Reglers 183 der gleichphasigen Rotorfiussverkettung und des summierenden Formierverstärker 184 der Synchronfrequenz bildet einen Magnetfeldvektorregler 185, der vier Messeingänge 162, 163, 164, 165, zwei Steuereingänge 186,187 und drei Ausgänge 188,189,190 aufweist.

Der erste Steuereingang 186 des Magnetfeldvektorreglers 185, welcher an den zweiten Eingang des summierenden Formierverstärkers 184 der Synchronfrequenz angeschlossen ist, steht mit dem Ausgang der Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit in Verbindung.

Der zweite Steuereingang 187 des Magnetfeldvektorreglers 185, welcher an den zweiten Eingang des

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astatischen Reglers 183 der gleichphasigen Rotorfiussverkettung angeschlossen ist, steht mit dem Ausgang der Einheit 36 zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung in Verbindung.

Der Ausgang des astatischen Reglers 182 der orthophasigen Rotorfiussverkettung, welcher einen Orthophasensignal-Ausgang 188 des Manetfeldvektorreglers 185 bildet, ist mit dem Orthophasensignal-Eingang 3 des Transvektor-Wechselrichters 2 verbunden.

Der Ausgang des summierenden Formierverstärker 184 der Synchronfrequenz, welcher einen Frequenzausgang 189 des Magnetfeldvektorreglers 185 darstellt, liegt am Freguenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2.

Der Ausgang des proportional-integralwirkenden Reglers 183 der gleichphasigen Rotorfiussverkettung, welcher einen Gleichphasensignal-Ausgang 190 des Magnetfeldvektorreglers 185 bildet, ist mit dem Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 verbunden.

Die Digitaleingänge 169, 170 des Digital-Analog-Umkehrumsetzers 161 zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten, welche Digitaleingänge des Magnetfeldvektorreglers 185 bilden, sind an die Digitalausgänge 191, 192 des Transvektor-Wechselrichters 2 angeschlossen, die durch den digitalen Sinus- und den digitalen Kosinusausgang der Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soll-Strangströmen gebildet sind.

Der Digitalausgang 191 des Transvektor-Wechselrichters 2 bildet einen digitalen Kosinusausgang, während der Digitalausgang 192 einen digitalen Sinusausgang des Transvektor-Wechselrichters 2 bildet, wobei die Ausgänge 191 und 192 mit dem digitalen Kosinuseingang 169 bzw. dem digitalen Sinuseingang 170 des Magnetfeldvektorreglers 185 verbunden sind.

Der Transvektor-Wechselrichter 2 enthält am Ausgang einen Leistungsumrichter 12 (Fig. 20) mit sechs Leistungsschaltern 193,194,195,196,197,198 (Fig. 20), die in Dreiphasenbrücken geschaltet sind.

An den Mittelpunkt a, b, c jedes Zweiges des Leistungsumrichters 12, der jeweils durch zwei in Reihe liegenden Leistungsschalter 193 und 194, 195 und 196, 197 und 198 gebildet ist, sind Strangstromgeber 199, 200 bzw. 201 des Leistungsumrichters 12 angeschlossen.

Zwei Leistungssignal-Eingänge 202, 203 des Leistungsumrichters 12 sind an eine Gleichspannungsquelle (in Fig. 20 nicht gezeigt) angeschlossen.

Sechs Steuereingänge 204, 205, 206, 207, 208, 209 des Leistungsumrichters 12, welche mit den Steuereingängen der jeweiligen Leistungsschalter 193, 194, 195, 196, 197 des Leistungsumrichters 12 in Verbindung stehen, sind paarweise an die Ausgänge der drei Einheiten 13, 14, 15 zur Erzeugung von Steuerimpulsen gelegt, welche zum Transvektor-Wechselrichter 2 gehören.

Der Leistungssignal-Ausgang 6 des Leistungsumrichters 12, welcher über den Strangstromgeber 199 des Leistungsumrichters 12 an den gemeinsamen Punkt der Leistungsschalter 193, 194 des Phha-senstranges «a» des Leistungsumrichters 12 angeschlossen ist, steht mit dem ersten Eingang 151 des Messwandlers 150 in Verbindung.

Zwei andere Leistungssignal-Ausgänge 7, 8 des Leistungsumrichters 12, welche über die jeweiligen Strangstromgeber 200, 201 an die zugehörigen gemeinsamen Punkte der Leistungsschalter 195 und 196, 197 und 198 gelegt sind, liegen jeweils am zweiten und dritten Leistungssignal-Eingang 152 bzw. 153 des Messwandlers 150.

Der Messwandler 150 enthält einen Strommesser 210, der durch zwei Strangstromgeber 211, 212 des Messwandlers 150 gebildet ist, und einen Spannungsmesser 213, welcher durch drei Paare von hintereinander geschalteten Widerständen 214 und 215, 216 und 217, 218 und 219 gebildet ist, die in «Doppelstern» mit einem Nullpunkt 220 geschaltet sind.

Der Strangstromgeber 211 des Strommessers 210 des Messwandlers 150 ist zwischen dem ersten Leistungssignal-Eingang 151 und dem ersten Leistungssignal-Ausgang 154 geschaltet.

Der erste Leistungssignal-Ausgang 154 des Messwandlers 150, an welchen der Widerstand 214 des Spannungsmessers 213 angeschlossen ist, steht mit der Strangwicklung «A» des Stators des Asynchronmotors 1 in Verbindung, wobei die Statorstrangwicklungen in Stern geschaltet sind.

Zwischen dem zweiten Leistungssignal-Eingang 152 und dem Leistungssignal-Ausgsang 155 des Messwandlers 150 ist der Strangstromgeber 212 des Strommessers 210 geschaltet.

Der zweite Leistungssignal-Ausgang 155 des Messwandlers 150, an welchen der Widerstand 216 des Spannungsmessers 213 angeschlossen ist, steht mit der Strangwicklung «B» des Stators des Asynchronmotors 1 in Verbindung.

Der Leistungssignal-Eingang 153 und der mit diesem vereinigte Leistungssignal-Ausgang 156 des Messwandlers 150, welche an den Widerstand 218 des Spannungsmessers 213 angeschlossen sind, stehen mit der Strangwicklung «C» des Stators des Asynchronmotors 1 in Verbindung.

Die zusammengeschalteten Ausgangsklemmen der drei anderen Widerstände 215, 217, 219 des Spannungsmessers 213 bilden einen Mittelpunkt 220.

Die Ausgänge der Strangstromgeber 211,213 des Strommessers 210 sind an die Eingänge einer ersten und zweiten galvanischen Entkopplungsstufe 221 bzw. 222 angeschlossen. Der mit dem Eingang des Widerstandes 217 des Spannungsmessers 213 vereinigte Ausgang des Widerstandes 216 ist an den ersten Eingang der dritten galvanischen Entkopplungsstufe 223 gelegt.

Der mit dem Eingang des Widerstandes 215 des Spannungsmessers 213 vereinigte Ausgang des Widerstandes 214 ist an den ersten Eingang der vierten galvanischen Entkopplungsstufe 224 angeschlossen.

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Der Mittelpunkt 220 des Spannungsmessers 213 ist an die zusammengeschaiteten Eingänge der dritten und vierten galvanischen Entkopplungsstufe 223 bzw. 224 gelegt.

Die zusammengeschalteten ersten Ausgänge der vier galvanischen Entkoppiungsstufen 221, 222, 223,224 bilden eine Nulleitung 225 des Messwandlers 150.

Die zweiten Ausgänge der dritten und vierten galvanischen Entkopplungsstufe 223 bzw. 224 sind an die Eingänge eines ersten Summators 226 des Messwandlers 150 gelegt. Der dritte Eingang des ersten Summators 226 ist mit dem Ausgang eines zweiten Summators 227 verbunden, dessen Eingänge an die zweiten Ausgänge der ersten und zweiten galvanischen Entkopplungsstufe 221 bzw. 222 gelegt sind.

Der zweite Ausgang der vierten galvanischen Entkopplungsstufe 224 ist an den ersten Eingang eines dritten Summators 228 angeschlossen, dessen zweiter Eingang über einen Umkehrverstärker 229 an den zweiten Ausgang der ersten galvanischen Entkopplungsstufe 221 angeschlossen ist.

Der Ausgang des dritten Summators 228 ist mit dem Eingang eines ersten Integrators 230 verbunden und der Ausgang des ersten Summators 226 liegt am Eingang eines zweiten Integrators 231, dessen Ausgang mit dem ersten Eingang eines vierten Summators 232 verbunden ist. Der zweite Eingang des vierten Summators 232 steht mit dem Ausgang des zweiten Summators 227 in Verbindung.

Der Ausgang des ersten Integrators 230 liegt am ersten Eingang eines fünften Summators 233, dessen zweiter Eingang, der mit dem zweiten Eingang des dritten Summators 228 vereinigt ist, an den Ausgang des Umkehrverstärkers 229 angeschlossen ist.

Der Ausgang des zweiten Summators 227 bildet einen ersten Messausgang 157 des Messwandlers 150, welcher als erster Messausgang für den zweiphasigen Statorstrom dient.

Der Ausgang des Umkehrverstärkers 229 bildet einen Messausgang 158 des Messwandlers 150, der einen zweiten Messausgang für den zweiphasigen Statorstrom darstellt.

Die Gesamtheit des ersten und des zweiten Integrators 230 bzw. 231, des vierten und fünften Summators 232 bzw. 233 bildet einen Messer der zweiphasigen Rotorfiussverkettung, dessen Ausgänge 159, 160 durch die Ausgänge des fünften und vierten Summators 233 bzw. 232 gebildet sind.

Der Ausgang des fünften Summators 233 ist an den dritten Messausgang 159 des Messwandlers 150 angeschlossen, welcher den ersten Messausgang für die zweiphasige Rotorfiussverkettung bildet.

Der Ausgang des vierten Summators 232 ist mit dem vierten Messausgang 160 des Messwandlers 150 verbunden, welcher den zweiten Messausgang für die zweiphasige Rotorfiussverkettung bildet.

Der Asynchronmotor 1, der Transvektor-Wechselrichter 2, die Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit können wie beim Elektroantrieb gemäss Fig. 6 beschrieben ausgeführt werden.

Die Digital-Analog-Umsetzer 171 bis 176 (Fig. 19) können aus standardisierten integrierten Mikro-schaltungen aufgebaut werden, wie es oben für den Elektroantrieb gemäss Fig. 16 beschrieben wurde.

Die Umkehr- und Summierverstärker 177 bis 181 (Fig. 19), die proportional-integralwirkenden Regler 182, 183 (astatische Regler), der Summierverstärker 184 - Former der Synchronfrequenz -, der Umkehrverstärker 229 (Fig. 20), die Summatoren 226, 227, 228, 232, 233, die Integratoren 230, 231 können mit integrierten Standardoperationsverstärkern ausgeführt werden, die z.B. im Buch von B. K. Nesterenko «Integrierte Operationsverstärker, Handbuch für Anwendung», Moskau, «Energiya», 1982, S. 107, beschrieben sind.

Die Leistungsschalter 193 bis 198 können wie in der US-PS 4 384 244 vom 15. 5. 83 (Torque control systems of induction motore), Mitsuo Matsumoto, Japan, Fig. 9 beschrieben ausgeführt werden.

Die Stromgeber 199, 200, 201, 211, 212 und die galvanischen Entkopplungsstufen 221 bis 224 können wie im Buch von F. Fröhr, F. Orttenburger «Grundlegende Glieder des geregelten Gleichstromantriebs», Übersetzung aus dem Deutschen, Moskau, «Energiya», 1977, S. 143 bis 149, beschrieben aufgebaut werden.

Der Elektroantrieb nach Fig. 19,20 funktioniert wie folgt.

In der Statorwicklung des Asynchronmotors 1 (Fig. 19) werden mit Hilfe des Transvektor-Wechselrichters 2 momentane Strangströme erzeugt, deren Phase, Frequenz und Amplitude als Funktion der Eingangsführungsgrössen geändert werden, die dem Orthophasensignal-Eingang 3, dem Frequenzeingang 4 und dem Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 zugeführt werden, wie es beim Elektroantrieb nach Fig. 4 beschrieben wurde.

Der Messwandler 150 (Fig. 19), der an den Ausgängen 6, 7, 8 des Transvektor-Wechselrichters 2 geschaltet ist, misst tatsächliche momentane Statorstrangströme isa, isb und tatsächliche momentane Strangspannungen Usa, USb des Stators des Asynchronmotors 1. An den Messausgängen 157 und 158 des Messwandlers 150 werden invertierte Signale -isß, -isa des gemessenen zweiphasigen Statorstromes gebildet, welche durch zwei, um 90° el gegenneinander verschobene Ströme charakterisiert werden, von denen sich der eine Strom is« als gemessener momentaner Strangstrom iSa in der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators des Asynchronmotors 1 ergibt zu isa = isa (236)

und der andere Strom isß als Summe von zwei gemessenen momentanen Strangströmen nach dem Ausdruck

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±sfi vj lsa + \fj lsb C237)

gemessen wird.

Der zweiphasige Strom iSa, isß des Stators des Asynchronmotors 1 stellt laufende Werte von zwei

Projektionen des Statorstromvektors is (Fig. 1 ) auf die Achse a, ß des ortsfesten kartesischen Koordinatensystems dar, dessen Achse a längs der Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators des Asynchronmotors 1 (Fig. 19) starr orientiert ist.

Im Digital-Analog-Umsetzer 161 zur Zweivektortransformation kartesischer Koordiaten wird die vek-torielle Rücktransformation des gemessenen zweiphasigen Statorstroms iSa, isß in einen gemessenen Orthophasenstrom Iort des Stators des Asynchronmotors 1 vorgenommen.

Gleichzeitig wird im Messwandler 150 eine zweiphasige Spannung Usoc, Usß des Stators des Asynchronmotors entsprechend den Ausdrücken

üs*=üsa

U = —Lr U + U .

3JÒ sa ^0 sb

(239)

gemessen, worin Usa, USb die gemessenen momentanen Strang-Spannungen in der Bezugsstrangwicklung «A» bzw. in der Strangwicklung «B» des Stators des Asynchronmotors 1 sind.

Gemäss dem in Fig. 1 gezeigten Vektordiagramm wird die zweiphasige Statorspannung Usa, Usß durch zwei Projektionen des Spannungsvektors Us auf die Achsen a, ß eines ortsfesten kartesischen Koordinatensystems charakterisiert, das mit seiner Achse längs der Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators des Asynchronmotors 1 orientiert ist.

Die Signale einer gemessenen zweiphasigen Rotorfiussverkettung Yra. vrß werden entsprechend der Gleichung (19) im Messwandler 150 (Fig. 19) nach folgenden Beziehungen gebildet:

w =

\Tc6

l r r i m j

è »L *L

< £ )'iscc . (240)

fL

r^

m

0

(üsp -Rs-V >dt

^ L„ ; s/3

m worin ti eine Zeit vom Anfangszeitpunkt bis zu einem laufenden Messzeitpunkt,

(241 )

é= 1 -

m

L'L s x einen resultierenden Streufaktor des Asynchronmotors 1,

Rs einen Statorwirkwiderstand bedeuten.

Die Signale der gemessenen zweiphasigen Rotorfiussverkettung yra, vrß charakterisieren Projektionen des Rotorflussverkettungsvektors \j/r (Fig. 1) im ortsfesten kartesischen a,ß-Koordinatensystem, dessen Achse a längs der Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators des Asynchronmotors 1 orientiert ist. Invertierte Signale des gemessenen zweiphasigen Stromes isß, isa und der gemessenen zweiphasigen Rotorfiussverkettung (- yra. - yrß) treffen von den jeweiligen Ausgängen 157, 158, 159,160 (Fig. 19) des Messwandlers 150 an den ersten vier jeweiligen Eingängen 162,163,164,165 des Digital-Analog-Umkehrumsetzers 161 zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten ein, an dessen Ausgängen 166, 167, 168 die gemessene Amplitude I0rt des Orthophasenstromes des Stators

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(Ausgang 166), die gemessene gleichphasige Rotorfiussverkettung yr syn (Ausgang 167 und die gemessene orthophasige Rotorfiussverkettung yr ort (Ausgang 168) gebildet werden, welche durch die Synchronisierungsphase <p*s synchronisiert werden, deren Kosinusfunktion cos <p*s und Sinusfunktion sin q>*s durch Digitalsignale formiert werden, die an dem Digitaleingang 169 bzw. 170 des Digital-Analog-Umkehrumsetzers 161 eintreffen.

Mit Hilfe der sechs Digital-Analog-Umsetzer 171,172,173,174,175,176 mit den drei Summier-und zwei Umkenrverstärkern 177, 178, 179, 180, 181 wird im Digital-Analog-Umkehrumsetzer 161 die Synchronisation der Messung des zweiphasigen Statorstromes is<x, isß und der zweiphasigen Rotorfiussverkettung yra> yrß mit der Synchronisierungsphase <p*s nach folgenden Ausdrücken vorgenommen:

Iort = isß • c0s(p*s - isa • sinq>*s, (242)

Vrort = yrß • cos(p*s - yra ■ sin<ps, (243)

yrsyn = yrß • sin<p*s + yra • COS<p*s (244)

Die Digital Analog-Umsetzer 171 bis 176 invertieren an ihren Ausgängen die analogen Eingagssignale, was durch die Schaltung der Summier- und Umkehrverstärker 177 bis 180 berücksichtigt wird.

Die Gleichung (242), realisiert durch den ersten und zweiten Digital-Analog-Umsetzer 171 bzw. 172, den ersten Umkehrverstärker 177 und den ersten Summierverstärker 178 des Digital-Analog-Umkehrumsetzers 161, entspricht einer Gleichung zur Vektortransformation von Koordinaten iSa, isß des Statorstromvektors is von dem ortsfesten kartesischen a,ß-Koordinatensystem (Fig. 1) zu einer Projektion isx des sich drehenden kartesischen Y,X-Koordinatensystems auf die Achse «X», die zur Achse «Y», von der der Winkel der Synchronisierungsphase (ps gemessen wird, orthogonal liegt.

Am Ausgang 166 (Fig. 19) des Umkehrumsetzers 161 wird ein Signal gebildet, das der durch die Gleichung (242) definierten Amplitude des Orthophasenstromes entspricht.

Die Gleichungen (243), (244), welche durch den dritten, vierten, fünften und sechsten Digital-Ana-log-Umsetzer 173,174,175 bzw. 176, die zwei Summierverstärker 179,180 und den Umkehrverstärker 181 realisiert sind, entsprechen den Gleichungen zur Vektortransformation des Rotorflussverkettungsvektors yr von den ortsfesten kartesischen a,ß-Koordinatensystem (Fig. 1) zum sich drehenden kartesischen Y,X-Koordinatensystem, dessen Achse «Y» mit der Achse «a» einen Synchronisierungsphasen-winkel <p*s bildet.

Da die Summierverstärker 179, 180 (Fig. 19) die Summe ihrer Eingangssignale invertieren, entsteht am Ausgang 167 des Messers der gleichphasigen Rotorfiussverkettung, der zum Digital-Analog-Umkehr-umsetzer 161 gehört, ein der gemessenen gleichphasigen Rotorfiussverkettung entsprechendes invertiertes Signal (- yrsyn), während am Ausgang 168 des Messers der orthophasigen Rotorfiussverkettung ein der gemessenen orthophasigen Rotorfiussverkettung entsprechendes invertiertes Signal (- yr ort) gebildet wird.

Um die Synchronisationsbedingung <p*s = 9s, worin <ps eine Synchronphase der Rotorfiussverkettung in bezug auf den Rotor des Asynchronmotors 1 bedeutet, zu erfüllen, ist es notwendig, dass die Projektion des reelen Rotorflussverkettungsvektors yr auf die orthogonale Achse «X» (Fig. 1) in allen Betriebszuständen des Asynchronmotors 1 gleich Null ist:

Vrx = Vr ort - 0 (245)

Bei Erfüllung der Synchronisationsbedingung <p*s = <ps, die durch die Identität (245) ausgedrückt ist,

stellt es sich heraus, dass der Rotorflussverkettungsvektor yr in Richtung mit der Achse «Y» des kartesischen Y,X-Koordinatensystems ständig übereinstimmt, das um die ortsfeste Achse a (Achse «a» der Bezugsstrangwicklung «A» des Stators des Asynchronmotors 1 (Fig. 19) mit der Synchronisierungsfrequenz (o*s gedreht wird.

Das invertierte Signal - yr ort der gemessenen orthophasigen Rotorfiussverkettung gelangt vom Ausgang 168 des Umsetzers 161 zum Eingang des ersten proportional-integralwirkenden Reglers 182 (des astatischen Reglers der orthophasigen Rotorfiussverkettung).

Da im proportional-integralwirkenden Regler 182 kein zweiter Steuereingang vorhanden ist, erfolgt die astatische Regelung der orthophasigen Rotorfiussverkettung in bezug auf die Sollamplitude yr ort der orthophasigen Rotorfiussverkettung, die identisch gleich Null ist:

yr ort = 0 (246)

Da bei der astatischen Regelung der statische Regelfehler gleich Null ist:

y*r ort— yr ort = 0 (247),

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wird entsprechend den Gleichungen (246), (247) mit Hilfe des proportional-integralwirkenden Reglers 182 die gemessene orthophasige Rotorfiussverkettung auf den Nullwert ausgeregelt, wodurch die Synchronisationsbedingung <p*s = <ps nach der Gleichung (245) erfüllt wird.

Gemäss dem Vektordiagramm in Fig. 1 bedeutet die Ausregeiung der Projektion yrx des Rotorflussverkettungsvektors Äj?r auf die orthogonale Achse «X» des kartesischen Y,X-Koordinatensystems auf den Nullwert eine Zwangsorientierung der Achse «Y» des kartesischen Y,X-Koordinatensystems nach dem Rotorflussverkettungsvektor yr entsprechend der Gleichung (25).

Vom Ausgang 167 des Messers der gleichphasigen Rotorfiussverkettung, der zum Umsetzer 161 gehört, kommt am Rückkopplungseingang des zweiten proportional-integralwirkenden Reglers 183 (des astatischen Reglers der gleichphasigen Rotorfiussverkettung) ein auf die gleichphasige Rotorfiussverkettung bezogenes Gegenkopplungssignal - yrsyn an.

Gleichzeitig kommt vom Ausgang 166 des Orthophasenstrommessers des Umsetzers 161 am ersten Eingang des summierenden Synchron-Frequenzformierverstärker 184 ein auf den Orthophasenstrom bezogenes Mitkopplungssignal an, das bei der Konstanz der Rotorflussverkettungsamplitude yr = yro proportional dem auf den Rotor bezogenen Rotorflussverkettungsschlupf Acd entsprechend den Gleichungen (26), (28), (29) nach der Formel

A CÙ- -yj ' ^ort (248)

r ^ro geändert wird.

Der summierende Synchronfrequenz-Formierverstärker 184 formiert eine der Sollfrequenz der Rotorfiussverkettung gleiche Synchronfrequenz to*s des Magnetfeldvektorreglers 185 durch Summieren des durch die Formel (248) definierten und der gemessenen Orthophasenstromamplitude Iort proportionalem Signals und eines der Sollwinkelgeschwindigkeit co* des Rotors entsprechenden Signals, das zum zweiten Steuereingang 186 des Magnetfeldvektorreglers 185 vom Ausgang der Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit gelangt.

Dem den zweiten Eingang des proportional-integralwirkenden Reglers 183 der gleichphasigen Rotorfiussverkettung bildenden Steuereingang 187 wird ein konstantes Sijgnal, das der Sollamplitude y*ro der Rotorfiussverkettung entspricht, vom Ausgang der Einheit (36) zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung zugeführt.

An den Ausgängen 188, 189, 190 des Magnetfeldvektorreglers 185 werden Signale gebildet, durch die der Statorstromvektor is in den kartesischen Koordinaten X,Y vorgegeben wird, deren Achse Y relativ zum Rotorflussverkettungsvektor yr mit einem gewissen dynamischen Winkelfehler Acp in bezug auf die tatsächliche Winkellage der Synchronphase cps des Rotorflussverkettungsvektors yr orientiert ist.

Der dynamische Winkelfehler A<p des Magnetfeldvektorreglers 185 entsteht beim Erscheinen einer Störgrösse seitens der Last des Asyncnronmotors 1 oder beim Erscheinen des Signals co* zur Vorgabe der Rotorwinkelgeschwindigkeit am Steuereingang 186. Vom Frequenzausgang 189 des Magnetfeldvektorreglers 185 wird das Signal, durch das die Synchronisierungsfrequenz <a*s vorgegeben wird, dem Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 zugeführt und in eine Synchronisierungsphase cp*s umgewandelt, die sich ergibt zu

V*S = V30 + • ÜT ' 1 ort> dt (2«> *

0 r ro

Von den Digitalausgängen der Einheit 20 zur Transvektorerzeugung von momentanen Soll-Strangströmen des Transvektor-Wechselrichters 2 kommt am Digitalausgang 191 des Transvektor-Wechselrichters 2 ein der Kosinusfunktion der Synchronisierungsphase q>*s entsprechender Digitalkode cos cp*s und am Digitalausgang 192 ein der Sinusfunktion der Synchronisierungsphase tp*s entsprechender Digitalkode sin q>*s an. Diese Kodes werden jeweils den Eingängen 169, 170 des Manetfeldvektorreglers 185

zugeführt und zur Vektortransformation von zwei gemessenen Vektoren- des Statorstromvektors is und des Rotorflussverkettungsvektors yr - ausgenutzt.

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Zum Anfangszeitpunkt t = 0 ist die Statorstromphase eSo konstant und gleich der Anfangssynchroni-sierungsphase ip*So-

Die Achse «Y» (Fig. 1) des kartesischen Y,X-Koordinatensystems bildet mit der Achse a des ortsfesten a,ß-Koordinatensystems einen Anfangswinkel eso = <p*so, dabei liegt am Orthophasensignal-Eingang 3 (Fig. 19) des Transvektor-Wechselrichters 2 kein Signal, und die Gleichströme iSa. isb isc in den Phasensträngen des Stators des Asynchronmotors 1 werden durch die konstante Amplitude lSyn des Gleichphasenstromes bestimmt, die durch das konstante Signal i*Syo am Gleichphasensignal-Eingang 5 des Transvektor-Wechselrichters 2 formiert wird.

Ein solcher Betriebszustand entspricht der Orientierung des Statorstromvektors nach der Achse «Y» (Fig. 1) des kartesischen Y,X-Koordinatensystems, für das die Differentialgleichungen (22), (23) folgende Form haben:

L dlf/ L

"!Ç - Tï2 + Vry » • <Z50)

-rr • -# +V = 0Ô.-W r?Rii

Rp dt . vx (251;,

worin is den Absolutbetrag des Statorstromvektors, der zum Anfangszeitpunkt t = 0 dem Wert i*Syo= isyn gleich ist, A OÙ* = d e /dt den Schlupf des Statorstromvektors in bezug auf den Rotor,

S

er den Phasenwinkel des Statorstromes zur Rotorachse,

yry die Projektion des Rotorflussverkettungsvektors auf die Achse des Statorstromvektors,

Yrx die Projektion des Rotorflussverkettungsvektors auf die Achse, die zum Statorstromvektor orthogonal verläuft, bedeuten.

Beim Angriff eines aktiven Lastmomentes an der Welle des Asynchronmotors 1 entsteht eine Winkelverstellung des Rotors (der Achse R in Fig. 1) in Richtung des angegriffenen aktiven Lastmomentes im

Uhrzeigersinn, die Achse R bewegt sich im Uhrzeigersinn, der Winkel er steigt an, dessen Ableitung der/dt =Acois ist positiv.

Da zum Anfangszeitpunkt t=0 der Anfangsvektor yro der Rotorfiussverkettung mit dem Statorstromvektor is zusammenfällt, ist bei t = 0 yrx = 0 und yry = yro. Das Auftreten eines positiven Statorstromschlupfes Acûjs in bezug auf den Rotor führt bei positivem Wert yry = yro nach der Gleichung (251)

zur Bildung einer negativen, zum Statorstromvektor is orthogonalen Projektion - yrx des Rotorflussverkettungsvektors yr, die in negativer Richtung der Achse «X» nach aperiodischem Gesetz mit einer Zeitkonstante Tr = Lr/Rr zu steigen beginnt.

Dies führt zur Verminderung der positiven Projektion yry des Rotorflussverkettungsvektors yr entsprechend der Gleichung (250) und zur Senkung der Änderungsgeschwindigkeit der Projektion - yrx nach der Gleichung (251).

Durch Verminderung der Projektion yry des Rotorflussverkettungsvektors sinkt das negative Signal - yrsyn am Ausgang 167 des Messers der gleichphasigen Rotorfiussverkettung (Fig. 19), dabei ergibt sich ein positives Abweichungssignal aus den Eingangssignalen des Reglers 183. Dies führt zur Zunahme der Statorstromampiitude is > iSo nach der Achse «Y» der Anfangsrichtung des Statorstromvek-

tors is, bis die gemessene gleichphasige Rotorfiussverkettung auf die konstante Soll-Rotorflussverkettungsamplitude ausgeregelt wird.

Gleichzeitig führt das Auftreten eines positiven Gegenkopplungssignals - (-yr syn) am Ausgang 167 des Messers der orthophasigen Rotorfiussverkettung zur Entstehung eines positiven Orthophasenstromes Iort durch einen Sprung und anschliessenden Anstieg des Ausgangssignals i*Sx des Reglers 182. Wie aus dem Vektordiagramm in Fig. 1 zu erkennen ist, bedeutet die Bildung der positiven orthogonalen Projektion iSx auf die Achse X des kartesischen Y,X-Koordinatensystems eine Phasenverschiebung des Statorstromvektors is in positiver Richtung (entgegen dem Uhrzeigersinn).

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Durch diese Phasenverschiebung des Statorstromvektors is wird ein Drehmoment M des Asynchronmotors erzeugt, das in entgegengesetzter Richtung gegenüber dem an der Welle des Asynchronmotors (Fig. 19) angegriffenen aktiven Lastmoment wirkt.

Gleichzeitig ruft das Auftreten der Phasenverschiebung des Statorstromvektors is in positiver Richtung gegenüber der ursprünglichen Lage der Achse «Y», die durch die Anfangssynchronisie-rungsphase eingestellt ist, das Erscheinen eines Signals l0rt am Ausgang des Messers 166 des Orthophasenstromes und eines Signals hervor, durch das die Synchronisierungsfrequenz am Ausgang des summierenden Synchronfrequenz-Formierverstärkers 184 vorgegeben wird.

Entsprechend der Gleichung (249) führt dies zur Änderung der Synchronisierungsphase in positiver Richtung, was die Synchronisation der Änderung der Winkellage <p* der Synchronisierungsachse «Y»

relativ zur Winkelverschiebung des Rotorflussverkettungsvektors yr bei Aufrechterhaltung des erforderlichen Phasenverschiebungswinkels scp des Statorstromes gegenüber der Rotorfiussverkettung bewirkt.

Der beschriebene Vorgang der Erzeugung und Aufrechterhaltung des Drehmomentes M des Asynchronmotors 1, das dem aktiven Lastmoment entgegenwirkt, gewährleistet eine Steifigkeit und Linearität der mechanischen Kennlinien des Asynchronmotors 1, die sich der Steifigkeit und Linearität der mechanischen Kennlinien des elektrischen Asynchronantriebs mit geschlossener astatischer Geschwindigkeitsregelung nähern. Das wird durch die obenbeschriebene Umorientierung des kartesischen Y,X-Koordi-

natensystems von der Orientierlage der Achse «Y» nach dem Statorstromvektor is (Hoi = is) zur Orientierlage der Achse «Y» nach dem Rotorflussverkettungsvektor yr (H02 = yr) erreicht. Die Umorientierung erfolgt mit Hilfe des Magnetfeldvektorreglers 185 durch Änderung der Synchronisierungsphase cp*s bis auf die Synchronphase <ps der Rotorfiussverkettung und durch astsatische Regelung der orthophasigen Rotorfiussverkettung, indem diese auf den Nullwert ( yr ort = yrx = 0) mit Hilfe des Reglers 182 ausgeregelt wird.

Im eingeschwungenen Zustand ändert sich bei Gleichheit des Drehmomentes M des Asynchronmotors und des konstanten Lastmomentes M der momentale Strangstrom iSa in der Bezugsstrangwicklung «A» des Asynchronmotors 1 nach dem Gesetz worin

Iort einen gemessenen Orthophasenstrom, der nach der Formel (242) ermittelt wird,

y*ro eine konstante Sollamplitude der Rotorfiussverkettung,

e>* eine Sollwinkelgeschwindigkeit des Rotors bedeuten.

Bei Änderung der Führungsgrösse der Rotorwinkelgeschwindigkeit co* tritt am Steuereingang 186 des Magnetfeldvektorreglers 185 ein dynamischer Winkelfehler Aç der Synchronisierungsphase <p*s gegenüber der Synchronphase cps der Rotorfiussverkettung auf, der durch die Gleichung gegeben ist, worin Aq> einen dynamischen Winkelfehler der Synchronisierungsphase und <p*s eine Synchronisierungsphase, die durch einen laufenden Winkel ausgedrückt wird, den die Synchronisierungsachse «Y» relativ zur ortsfesten Statorachse «a» bildet.

Durch Verschiebung des Rotorflussverkettungsvektors yr um den Winkel Atp gegenüber der Synchronisierungsachse «Y» wird am Ausgang 168 des Messers der orthophasigen Rotorfiussverkettung ein der orthophasigen Rotorfiussverkettung entsprechendes Signal yr ort gebildet, dessen Vergleich mit dem Nullpegel der orthophasigen Rotorfiussverkettung am Ausgang des astatischen Reglers 182 der orthophasigen Rotorfiussverkettung zum Erscheinen und Anstieg des Vorgabesignals i*Sx für den Orthophasenstrom Iort führt. Dadurch erscheint und steigt ein der gemessenen Orthophasenstromamplitude Iort entsprechendes Signal am Ausgang 166 des Orthophasenstrommessers an und wird das Vorgabesi-

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(252),

Atp = (ps — <p*

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gnal œ*s für die Statorstrom-Synchronfrequenz am Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 geändert.

Die Stabilität des beschriebenen Vorganges der Synchronisation der Steuerung wird dadurch gesichert, dass auf die Winkelverschiebung des Statorstromvektors gegenüber der Synchronisierungsphase durch die zwei Regler 182, 183 in entgegengesetzten Richtungen eingewirkt wird. Daraus ergibt sich eine Zwangsorientierung der Synchronisierungsachse «Y» nach dem Rotorflussverkettungsvektor \j/r, wobei die Winkellage der Synchronisierungsachse «Y», die mit dem Rotorflussverkettungsvektor \j?r zusammenfällt, über den Steuerkanal der Synchronisierungsfrequenz a>*s am Frequenzeingang 4 des Transvektor-Wechselrichters 2 vorgegeben wird.

Treten Störgrössen seitens der Steuerung und der Last auf, so wird die Zwangssynchronisation der

Steuerung und der Messung des Statorstromvektors is in bezug auf den Rotorflussverkettungsvektor vr wie folgt durchgeführt.

Die gemessene zweiphasige Rotorfiussverkettung wird durch Gleichungen

Vra = Vr • COStps (253)

Vrß = Yr • sintps (254)

definiert, worin Ys die Phase der tatsächlichen Rotorfiussverkettung und Yr die Amplitude der tatsächlichen Rotorfiussverkettung sind.

Die gemessene zweiphasige Rotorfiussverkettung wirkt auf den Steuerkanal der Orthophasenstromamplitude Iort derart ein, dass die entsprechend der Gleichung (243) gemessene orthophasige Rotorfiussverkettung auf den Nullpegel Yr ort = 0 ausgeregelt wird, bei dem die Gleichheit

Yrß • C0S(p*s = Yra • sincp*s (255)

gesichert wird, wobei <p*s eine laufende Synchronisierungsphase bedeutet, die durch das Eingangssignal zur Vorgabe der Soll-Rotorwinkelgeschwindigkeit vorgegeben wird.

Gemäss Gleichungen (253), (254), (255) wird bei der Ausregelung der orthophasigen Rotorfiussverkettung auf den Nullpegel die Gleichheit yr • sintps • cos<p*s - yr ■ cos<ps • sin<p*s = 0 (256)

gesichert.

Aus der Gleichheit (256) folgt

Yr • sin (q>s - <p*s) = 0 (257)

wobei diese Beziehung dann gilt, wenn die laufende Synchronisierungsphase 9* gleich der Synchronphase <ps der tatsächlichen Rotorfiussverkettung ist.

Die Gleichungen (255), (257) beschreiben die selbsttätige Zwangsorientierung des Statorstromvektors nach dem Rotorflussverkettungsvektor bei Änderung des Winkelgeschwindigkeitsvorgabesignals (ü* und bei Änderung des Lastmomentes. Dadurch erfolgen die Vektorsteuerung des magnetischen Feldes mit automatischer Regelung der Winkellage und des Absolutbetrages des Rotorflussverkettungsvektors und die invariante Steuerung des Drehmomentes proportional einer drehmomentbildenden Komponente isx der Statorstromampiitude, die durch die stationäre Orthophasenstromamplitude Iort vorgegeben wird.

Die Messung der Orthophasenstromamplitude Iort, der ortho- und gleichphasigen Rotorfiussverkettung Yr ort bzw. Yr syn wird durch Synchronisation der Messung von Grössen Iort, Yr ort, Yr syn mit einer Steuersynchronisierungsphase (p*s vorgenommen, die durch die der Rotorwinkelgeschwindigkeit a>* zugeordnete Eingangsführungsgrösse vom Ausgang der Einheit 38 zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit vorgegeben wird. Die zweiphasige Rotorfiussverkettung (Yra, Yrß) und der zweiphasige Statorstrom (iSa, isß), welche mit der Steuersynchronisierungsphase (p*s synchronisiert werden, werden mit Hilfe des Messwandlers 150 gemessen.

Der Messwandler 150 wirkt wie folgt.

Die sechs Leistungsschalter 193, 194, 195, 196,197,198 (Fig. 20) des Leistungsumrichters 12 werden durch Steuerimpulse in Abhängigkeit von der Abweichung der mit Hilfe der Strangstromgeber 199, 200, 201 des Leistungsumrichters 12 gemessenen momentanen Strangströme iSa, isb, isc von deren Sollwerten durchgeschaltet. Auf die Leistungssignal-Eingänge 202, 203 des Leistungsumrichters 12 wird eine Gleichspannung von einer Leistungsstromquelle des Leistungsumrichters 12 (z.B. von einer Akkumulatorenbatterie oder einem Netzspannungsgleichrichter) gegeben.

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Zu den drei Paaren der Steuereingänge 204 und 205, 206 und 207, 208 und 209 gelangen wechselweise Steuerimpulse von den Ausgängen der drei, zur Erzeugung von Steuerimpulsen dienenden Einheiten 13, 14, 15, so dass die Statorstrangwicklungen «A», «B», «C» des Asynchronmotors 1 wechselweise an die Leistungssignal-Eingänge 202, 203 des Leistungsumrichters 12 über die Eingänge 151, 152, 153 und über die Leistungsausgänge 154,155,156 des Messwandlers 150 geschaltet werden.

Durch die wechselweise Änderung der Zeitdauer des leitenden und gesperrten Zustandes der Leistungsschalter 193, 195, 197 und der Leistungsschalter 194, 196, 198 erfolgt eine Impulsbreitenregelung der momentanen Strangströme, die in den Phasensträngen «a» und «b» des Strommessers 210 des Messwandlers 150 gemessen werden. Am Ausgang des Strangstromgebers 211 des Messwandlers 210 wird ein dem momentanen Strangstrom iSa entsprechendes Signal und am Ausgang des Strangstromgebers 212 ein dem momentanen Strangstrom iSb entsprechendes Signal gebildet.

Bei der Sternschaltung der Statorwicklungen des Asynchronmotors 1 werden die Statorstrangspannungen mit Hilfe des Spannungsmessers 213 gemessen, der nach einer «Doppelstern»-Schaltung aus drei Paaren von Widerständen 214, 215 (Phasenstrang «a»), 216, 217 (Phasenstrang «b»), 218, 219 (Phasenstrang «c») aufgebaut ist. Der so gebildete künstliche Nullpunkt 220 der Schaltung «Doppelstern» wird zur Messung von Strangspannungen in den Phasensträngen «a» und «b» benutzt.

An den Ausgängen der galvanischen Entkopplungsstufen 221, 222 werden von der Leistungsstromschaltung des Leistungsumrichters 12 galvanisch getrennte Signale des gemessenen momentanen Strangstromes iSa, isb und an den Ausgängen der galvanischen Entkopplungsstufen 223, 224 von der Leistungsstromschaltung des Leistungsumrichters 12 galvanisch getrennte Signale der gemessenen momentanen Spannungen USb bzw. Usa gebildet.

Die zusammengeschalteten ersten Ausgänge der galvanischen Entkopplungsstufen 221, 222, 223, 224 bilden eine Nulleitung 225 im Messwandler 150, gegenüber der die weitere Umwandlung der Ausgangsspannungen der galvanischen Entkopplungsstufen 221,222, 223, 224 erfolgt.

An den Ausgängen eines ersten Summators 226 entsteht entsprechend den Gleichungen (239), (237) ein invertiertes Differenzsignal (Usß - Rs • isß), wobei am Ausgang eines zweiten Summators 227 nach der Gleichung (237) ein invertiertes Stromsignal (-isß) gebildet wird.

Am Ausgang eines dritten Summators 228 wird nach den Gleichungen (238), (236) ein invertiertes Differenzsignal (Usa - Rs • isa) gebildet, wobei das invertierte Stromsignal (-iSa) entsprechend der Gleichung (236) am Ausgang des Umkehrverstärkers 229 erzeugt wird, von dessen Ausgang das Signal -isa zum zweiten Eingang des Summators 228 gelangt.

An den Ausgängen der Intergatoren 230, 231 werden Signale der zweiphasigen Rotorfiussverkettung gebildet, welche durch die Gleichungen r

%<*-1 (lW- H;W«.

yo

±1.

U/ = f (U - R«i )dt

3ß J Sß 3 aß

0

definiert werden.

Die Gleichungen (258), (259) ergeben sich aus den Gleichungen (20), (21) unter der Bedingung, dass die Achse «Y» (Fig. 1) des kartesischen Y,X-Koordinatensystems nach der Achse a des ortsfesten a, ß-Koordinatensystems orientiert wird und tak = 0 ist, was für die Messungen nach der obenbehandelten Schaltung des Messwandlers 150 (Fig. 20) gilt.

Nach der Gleichung (19) wird am Ausgang eines vierten Summators 232 ein invertiertes Signal einer gemessenen Rotorfiussverkettung nach der Achse ß, die durch den Ausdruck (241) bestimmt wird, und am Ausgang eines fünften Summators 233 ein invertiertes Signal einer gemessenen Rotorfiussverkettung nach der Achse a, die durch den Ausdruck bestimmt wird, gebildet, wobei zur Bildung des invertierten Signals -iSa der Umkehrverstärker 229 des Messwandlers 150 benutzt wird.

Das invertierte Stromsignal -isß trifft vom Ausgang des zweiten Summators 227 am ersten Messausgang 157 und das invertierte Stromsignal -isa vom Ausgang des Umkehrverstärkers 229 am zweiten Messausgang 158 des Messwandlers 150 ein.

Das invertierte Rotorflussverkettungssignal -yra trifft vom Ausgang des fünften Summators 233 am dritten Messausgang 159 und das invertierte Rotorflussverkettungssignal -yrß vom Ausgang des vierten Summators 232 ein.

Von den Messausgängen 157,158 des Messwandlers 150 und von den Ausgängen 159,160 des Mess(258).

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wandlers 234 der zweiphasigen Rotorfiussverkettung des Messwandlers 150 werden die invertierten Signale des zweiphasigen Statorstromes (-is<x, -isß) und der zweiphasigen Rotorfiussverkettung yra, Vrß den jeweiligen Messeingängen 162, 163 und 164, 165 (Fig. 19) des Magnetfeldvektorreglers 185 zugeführt.

Im elektrischen Antrieb mit offener Geschwindigkeitsregelung nach Fig. 19, 20 wird die Steuerung der Winkelgeschwindigkeit des Rotors des Asynchronmotors 1 ohne Geschwindigkeitsgeber und ohne einen anderen beliebigen Geber, die mit dem Asynchronmotor 1 konstruktiv verbunden wären, durchgeführt, was es gestattet, die Kopplung des Asynchronmotors 1 mit dem autonomen Elektronikteil des Elektroantriebs mittels eines dreiadrigen Starkstromkabels herzustellen, das an die Ausgänge 154, 155, 156 (Fig. 19, 20) des Messwandlers 150 angeschlossen wird, der konstruktiv mit dem Transvektor-Wechselrichter 2 (Fig.19) zu dem mit dem Magnetfeldvektorregler 185 gemeinsamen Elektronikteil des Elektroantriebs vereinigt ist. Dies bietet die Möglichkeit, die Zuverlässigkeit der mechanischen Baugruppe zu steigern, deren Abmessungen und Preise durch Wegfall von Gebern zu senken, die mit dem Asynchronmotor gekoppelt wären, sowie die Regelung der Geschwindigkeit in einem weiten Bereich mit linearen und festen mechanischen Kennlinien zu sichern. Dabei können statt der Geber 199, 200, 201 nur zwei Strangstromgeber verwendet werden.

Die obenbeschriebenen Verfahren zur Vektorsteuerung des Asynchronmotors und die Elektroantriebe zu ihrer Durchführung ermöglichen es, in gekoppelter Beziehung die dynamischen, energetischen und thermischen Vorgänge im Asynchronmotor durch die Phasen- und Stromamplitudensteuerung und durch gegenseitig gekoppelte Änderung der Stärke und Winkellage des magnetischen Feldes in Abhängigkeit vom Solldrehmoment des Asynchronmotors unter Steuerung der momentanen Statorstromphase zu regeln, wodurch die Schnelligkeit und Genauigkeit der Steuerung der Rotorwinkelgeschwindigkeit und des Drehmomentes des Asynchronmotors bei Verringerung von Leistungsverlusten und der Erwärmung des Asynchronmotors erhöht wird.

Die erfindungsgemässen Verfahren zur adaptiven Phasen- und Stromamplitudensteuerung geben die Möglichkeit, die Hauptschwierigkeiten der Steuerung der Asynchronmotoren zu beseitigen, welche dem Einsatz derselben in genauesten und schnellwirkenden Antriebssystemen von Robotern, NC-Werk-zeugmaschinen, flexiblen Fertigungsanlagen im Wege stehen. Insbesondere wird erreicht:

1) Invariante Steuerbarkeit des Drehmomentes des Asynchronmotors bei Änderung der Stärke und Winkellage des magnetischen Flusses, was es gestattet, das Drehmoment des Asynchronmotors nach einem beliebigen Gesetz, darunter sprungartig, in Übereinstimmung mit der Eingangsvorgabe des Solldrehmomentes des Asynchronmotors in weiten Grenzen unabhängig von der laufenden Stärke des magnetischen Feldes trägheitsfrei zu ändern. Die erreichte Invarianz der Steuerung des Drehmomentes bietet bei den beschriebenen Elektroantrieben mit geschlossener Geschwindigkeitsregelung die Möglichkeit, die Regelzeit bei der Regelung des Drehmomentes des Asynchronmotors bis zu 0,0005 s zu verkürzen, die Schnelligkeit des geschwindigkeitsgeregelten Elektroantriebs bei einer Durchlassbandbreite des geschlossenen Regelkreises der Rotorgeschwindigkeit bis 250 Hz (unter der Bedingung, dass durch die Welle des Asynchronmotors die Sollgeschwindigkeit bei einer Phasenverschiebung von höchstens 90° ausgeregelt werden kann) zu erhöhen;

2) Nach den energetischen Kriterien optimale Steuerung des Statorstromes und des magnetischen Feldes sowohl in den statischen als auch in den dynamischen Betriebsarten des Asynchronmotors, wobei in den statischen Betriebsarten das Minimum des Statorstromes bei vorgegebenem Lastmoment, das Minimum des Anfangserregungsstromes, die minimale Erwärmung der Statorwicklungsisolation bei fehlendem Lastmoment, die minimale Erwärmung der Statorstromisolation bei Änderung des Lastmomentes gewährleistet wird; in den dynamischen Betriebsarten das Maximum des Drehmomentes des Asynchronmotors bei begrenztem Statorstrom und zulässiger Erwärmung der Statorwicklungsisolation, die höchste Beschleunigung des Rotors bei begrenztem Statorstrom erzielt wird.

Die erreichte, nach den energetischen Kriterien optimale Steuerung, welche im beschriebenen Elektroantrieb mit adaptiver vierzoniger Phasen- und Vektorsteuerung durchgeführt wird, gestattet es, im Vergleich mit den bekannten Elektroantrieben um mindestens ein Vierfaches die Erwärmung der Statorwicklungsisolation im Anfangserregungsbetrieb zu verringern, um das Zweifache das Verhältnis des höchstzulässigen Drehmomentes des Asynchronmotors zur Statorstromampiitude zu vergrössern, das Verhältnis von Drehmomentüberlastbarkeit des Asynchronmotors zu Statorstromüberlastbarkeit bis zu zwei zu erhöhen, die Forcierung des Drehmomentes des Asynchronmotors um mindestens 40% bei unveränderlicher Statorstromampiitude zu sichern, ein Drehmoment des Asynchronmotors zu erzeugen, das das Nenndrehmoment des Asynchronmotors bei zulässiger fünffacher Überschreitung der Nennamplitude des Statorstromes um das Zehnfache übersteigt, sowie den Geschwindigkeitsregelungsbe-reich von der Nenngeschwindigkeit nach oben bei der Konstanthaltung der Regelgenauigkeit der Geschwindigkeit zu erweitern.

Der erfindungsgemässe Elektroantrieb mit der nach den energetischen Kriterien optimalen Steuerung gestattet es, die Abmessungen, Masse und den Preis des elektromechanischen Moduls (Asynchronmotor mit Gebern) für Stellantriebe von Robotern vorgegebener Tragfähigkeit und Leistung bei der Sicherung der erforderlichen Positioniergenauigkeit und -Wiederholbarkeit des Roboters zu minimi-sieren.

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Der erfindungsgemäss vorgeschlagene Elektroantrieb mit Wärmeanpassung ermöglicht die maximale Ausnutzung des Asynchronmotors in bezug auf Drehmoment, Beschleunigung und Leistung bei zulässiger Erwärmung der Statorwicklungsisolation, eine Erhöhung der Leistung der flexiblen Fertigungssysteme durch maximale Steigerung der Positionierzyklusfrequenz der Stellantriebe bei veränderlichen und umprogrammierbaren technologischen Prozessen.

Die mit den erfindungsgemässen Elektroantrieben erzielte Optimierung der Steuerung nach den energetischen und thermischen Kriterien gibt bei Gewährleistung des Drehmomentmaximums und der höchsten mechanischen Leistung die Möglichkeit, das maximale spezifische Drehmoment des elektromechanischen Moduls mit einem Asynchronmotor und einem Untersetzungsgetriebe um mindestens ein Zweifaches zu erhöhen und bei Anwendung von hochfrequenten Asynchronmotoren (mit einer Nennfrequenz von 200, 400 Hz) und schnellaufenden mechanischen Getrieben mit einem hohen Übersetzungsverhältnis (bis zu 200 ... 500) die Masse des elektromechanischen Moduls gegenüber den elektromechanischen Moduln mit Gleichstrommotoren um mindestens ein Zweifaches zu vermindern. Dadurch wird eine hohe wirtschaftliche Effektivität bei der weiten Anwendung der Asynchronmotoren in der Robotertechnik und in den Automatisierungssystemen an Stelle von Gleichstrommotoren erreicht.

3) Es werden die höchsten dynamischen Kennwerte und die Optimierung des Elektroantriebs nach dem Maximum der Schnelligkeit bei linearer Regelung der Geschwindigkeit und Lage des Rotors unabhängig von dem Lastmoment bis auf die Nullgeschwindigkeit erreicht.

Beim erfindungsgemässen geschwindigkeitsgeregelten Elektroantrieb mit der Frequenz- und Stromamplitudensteuerung wird die astatische lineare Regelung der Rotorgeschwindigkeit mit einem Fehler gesichert, der bei der niedrigsten Rotorgeschwindigkeit, die um das 1000fache geringer als die Nenngeschwindigkeit des Rotors ist, nicht mehr als 0,02 bis 0,04 U/min beträgt. Daneben wird eine Betriebsart gewährleistet, bei der die Welle des Asynchronmotors auf der Nullgeschwindigkeit (Verriegelungsbetrieb ohne Bremse) bei einer Änderung des Lastmomentes gehalten wird. Bei einem plötzlichen sprungartigen Zuwachs des Nennlastmomentes beträgt die Wiederherstellungszeit (Regelzeit) zumindest 0,01 s.

Bei dem erfindungsgemässen Elektroantrieb (Asynchronstellantrieb) beträgt der statische Positionierfehler bei der Positionssteuerung des Roboters eine diskrete Quantisierungseinheit des Inkrementalgebers, was einem Wert von unter acht Winkelsekunden für einen elektromechanischen Modul mit einem Übersetzungsverhältnis von 200 entspricht.

Bei der Bahnsteuerung beträgt der dynamische Fehler zwei diskrete Quantisierungseinheiten des Inkrementalgebers, was einem an der Ausgangswelle des elektromechanischen Moduls auftretenden Fehler von unter 15 Winkelsekunden entspricht. Die erreichte Positioniergenauigkeit und die hohe Bewegungswiederholbarkeit ermöglicht unabhängig von der Erwärmungstemperatur des Asynchronmotors, den erfindungsgemässen Elektroantrieb (Asynchronstellantrieb) in genaueren Schweiss- und Montagerobotern unter Erreichung eines wirtschaftlichen Effektes durch Senkung des Preises und durch Verminderung der Masse des elektromechanischen Moduls bei erhöhter Genauigkeit und Schelligkeit zu verwenden.

Bei dem erfindungsgemäss vorgeschlagenen Elektroantrieb mit offener Geschwindigkeitsregelung, in welchem ein Magnetfeldvektorregler und keine Geber, die mit dem Asynchronmotor konstruktiv verbunden wären, vorgesehen sind, werden Regelkennzahlen bei der Geschwindigkeitsregelung erreicht, die denen der Elektroantrieb mit geschlossener Geschwindigkeitsregelung nahe sind. Dadurch wird es möglich, die Geschwindigkeit der Mechanismen genau zu regeln, die in nicht typischen, chemisch aktiven Medien und in begrenzten Räumen angeordnet sind, die keine Verwendung von Gebern zulassen, die mit dem Asynchronmotor verbunden sind.

Das erfindungsgemässe Verfahren zur Steuerung des Asynchronmotors und der Elektroantrieb zu dessen Durchführung sieht die Flexibilität des Steuersystems des Elektroantriebs mit umrüstbarer Steuerstruktur sowie die mögliche Ausnutzung des Bausteinprinzips zum Aufbau verschiedener Systeme von Antrieben unter Verwendung von verschiedenen Kombinationen funktioneller und konstruktiver Eigenschaften des vorgeschlagenen Satzes an Funktionsbausteinen vor, die für die Steuerung bestimmt und zu einem Steuerprozessor vereinigt sind, der sowohl in der beschriebenen Digital-Analog-Bauweise als auch völlig aus einem Mikroprozessor ausgeführt werden kann, der die erfindungsgemäss vorgeschlagenen Verfahren und Algorithmen zur Steuerung nach den obenangeführten Gleichungen realisiert, um die gewünschte Regelgüte und die erforderlichen Funktionskennwerte des Elektroantriebs mit einem Asynchronmotor sicherzustellen.

Dadurch wird das Anwendungsgebiet der erfindungsgemässen Elektroantriebe erweitert, die sowohl in üblichen Industriemaschinen und -mechanismen als auch in hochpräzisen flexiblen Automatisierungssystemen mit programmierbarer Mikroprozessorsteuerung eingesetzt werden können.

Die obenbehandelten schaltungsmässigen Lösungen der Elektroantriebe zur Durchführung der erfindungsgemässen Steuerverfahren können, wie es dem Fachmann klar ist, anders unter Verwendung einer Bauelementebasis von höherem Integrationsgrad ausgeführt werden.

Claims (25)

Patentansprüche

1. Verfahren zur Steuerung eines Asynchronmotors, bei dem die Rotorwinkelgeschwindigkeit (w) und

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das Drehmoment (M) des Asynchronmotors in statischen Betriebszuständen gesteuert werden, wozu eine Führungsgrösse vorgegeben wird, die einer Sollamplitude (\|rr) der Flussverkettung des Rotors proportional ist, die der Istamplitude (yr) der Rotorfiussverkettung gleich ist, eine erste Quadraturkomponente (i*Sy) der Sollamplitude (i*s) des Statorstroms, die die flussbildende Komponente (iSy) der Statorstromampiitude (is) kennzeichnet, in Abhängigkeit von der Sollamplitude (y*r) der Rotorfiussverkettung formiert wird, eine zweite Führungsgrösse, deren Wert dem Solldrehmoment (M*) des Asynchronmotors proportional ist, in Abhängigkeit von der Sollwinkelgeschwindigkeit (co*) des Rotors und dem Istwert der Rotorwinkelgeschwindigkeit (w) vorgegeben wird, dann eine zweite Quadraturkomponente (i *sx) der Statorstrom-Sollamplitude (Ts), die die drehmomentbildende Komponente (isx) der Statorstromampiitude (is) kennzeichnet, in Abhängigkeit vom Wert des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors erzeugt wird, alsdann eine statische Frequenz symmetrischer momentaner Statorstrangströme (iSa, isb, isc) im statischen Betrieb des Asynchronmotors in Abhängigkeit von der Rotorwinkelgeschwindigkeit (co) und dem Solldrehmoment (M*) des Asynchronmotors vorgegeben wird, die symmetrisch momentanen Statorstrangströme (isa, isb, isc) phasenweise in den Statorstrangwicklungen (A, B, C) des Asynchronmotors als Funktion der Abweichungen zwischen den momentanen Soll- und gemessenen Strangströmen (i+Sa, i+sb, i+sc bzw. isa, isb, isc) des Stators geregelt werden, wobei die Statorstrom-Sollamplitude (i*s) welche der Sollamplitude der momentanen Statorstrangströme und der Statorstromampiitude (is) gleich ist, gleich der Qadratursumme der ersten und zweiten Quadraturkomponente (i*Sy), (i*sx) der Statorstrom-Sollamplitude (i*s) formiert wird, dadurch gekennzeichnet, dass die Amplitude (\|/r) der Rotorfiussverkettung in gekoppelter Beziehung zu den statischen, dynamischen, elektromagnetischen, energetischen und Wärmevorgängen im Asynchronmotor durch Heranziehung einer vektoriellen Phasen-Strom-Steuerung mit voneinander abhängigen Veränderungen der Phase (es) und Amplitude (is) des Statorstromes, der Stärke und der räumlichen Winkellage des Magnetfeldes, welche durch die Phase ((ps) und die Amplitude (yr) der Rotorfiussverkettung charakterisiert werden, in Abhängigkeit vom Solldrehmoment (M*) des Asynchronmotors zusätzlich gesteuert wird, wozu eine Synchronisierungsfrequenz (ws) formiert wird, deren Wert gleich einer statischen Frequenz der symmetrischen momentanen Statorstrangströme (isa, isb, isc) im statischen Betrieb des Asynchronmotors ist, welche eine Synchronfrequenz (cos) des Statorstromes charakterisiert, die der Summe aus zwei Synchronisierungsfrequenzkomponenten gleich ist, von denen die eine proportional der Rotorwinkelgeschwindigkeit (w) und die andere (Aw*) je nach dem Verhältnis des Sollmomentes (M*) des Asynchronmotors zum Quadraturwert der Sollamplitude (\j/*r) der Rotorfiussverkettung geändert wird, dann eine Synchronisierungsphase ((p*s) die der Synchronphase (<ps) des Statorstromes gleich ist und die momentane Phase des momentanen Statorstrangstromes (isa) in einer der Statorstrangwicklungen (A, B, C) chakterisiert, die als Bezugsstrangwicklung (A) des Stators dient, bei Nullwert des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors formiert wird, alsdann die Statorstromphase (es), die die momentane Phase des momentanen Statorstrangstromes (iSa) in der Bezugsstrangwicklung (A) des Asynchronmotors kennzeichnet, durch ihre Änderung gegenüber der Synchronphase (cps) des Statorstromes um einen Beitrag der Statorstromphasenverschiebung (ap), der proportional der arc tan-Beziehung des Verhältnisses des Wertes der drehmomentbildenden Komponente (isx) der Statorstromampiitude zum Wert der flussbildenden Komponente (iSy) der Statorstromampiitude ist, die in Abhängigkeit vom Solldrehmoment (M*) des Asynchronmotors durch Erhöhung der Sollamplitude (\|/*r) der Rotorfiussverkettung bei Vergrösserung des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors geändert wird, unter ähnlicher und symmetrischer Änderung der momentanen Strangströme in den anderen Strangwicklungen (B, C) des Stators formiert wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Steuerung des Asynchronmotors in kartesischen Koordinaten, die durch eine Synchronisierungsfrequenz (w*s) mit einer Synchronisierungsphase (tp*s) synchronisiert sind, die Synchronisierungsphase (ip*s) durch Änderung der zweiten Komponente (Aw*) der Synchronisierungsfrequenz, die den Schlupf (Aw) der Rotorfiussverkettung in bezug auf den Rotor des Asynchronmotors charakterisiert, proportional dem Verhältnis des Wertes der drehmomentbildenden Komponente (iSx) der Statorstromampiitude zum laufenden Wert der Sollamplitude (\|/*r) der Rotorfiussverkettung zusätzlich gesteuert wird, während bei Vergrösserung des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors der laufende Wert der Sollamplitude (W) der Rotorfiussverkettung als Funktion der Zeit (t) nach einem aperiodischen Gesetz vergrössert wird, wobei die flussbildende Komponente (iSy) der Statorstromampiitude, welche der ersten Quadraturkomponente (i*Sy) der Statorstrom-Sollamplitude (i*s) gleich ist, in Abhängigkeit vom stationären Wert (yr°o) der Sollamplitude der Rotorfiussverkettung geändert wird, wobei die genannte Abhängigkeit durch die Magnetisierungskennlinie des Asynchronmotors vorgegeben wird, während die der zweiten Quadraturkomponente (iSx) der Statorstrom-Sollamplitude gleiche drehmomentbildende Komponente (iSx) der Statorstromampiitude proportional dem Verhältnis des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors zum laufenden Wert der Sollamplitude (\|/*r) der Rotorfiussverkettung geändert wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass zur Steuerung des Asynchronmotors in Polarkoordinaten die Synchronisierungsphase (e*s) durch Abtastung einer Statorstrom-Sollfrequenz

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(cd*ìs)f die der Änderurigsgeschwindigkeit der momentanen Phase (ss) des momentanen Strangstroms (isa) in der Bezugsstrangwicklung (A) des Stators gleich ist, formiert wird, wozu eine konstante Sollamplitude (W) der Rotorfiussverkettung und dieser zugeordnete unveränderliche Werte der ersten Quadraturkomponente (i*Sy) der Statorstrom-Sollamplitude und der flussbildenden Komponente (iSy) der Statorstromampiitude vorgegeben werden, dann die zweite Qadraturkomponente (i*Sx) der Statorstrom-Sollamplitude (i*s) proportional dem Solldrehmoment (M*) des Asynchronmotors geändert wird, die Sollamplitude (i*s) des Statorstromes gleich der Summe aus der ersten und zweiten Quadraturkomponente (i*Sy bzw. i*sx) der Statorstrom-Sollamplitude formiert, wobei die Sollfrequenz (to*iS) des Statorstromes, welche die Synchronisierungsfrequenz kennzeichnet, gleich der Summe aus drei Synchronisierungsfrequenzkom-ponenten formiert, von denen die erste proportional der Rotorwinkelgeschwindigkeit (ta), die zweite (Aco*) proportional dem Solldrehmoment (M*) des Asynchronmotors geändert werden, während die dritte dynamische Komponente (Aco*d) der Synchronisierungsfrequenz sowie die ihr entsprechende dritte dynamische Komponente der Statorstromfrequenz bei Änderung des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors gleich der Änderungsgeschwindigkeit der Arkustangens-Funktion einer dem Solldrehmoment (M*) des Asynchronmotors proportionalen Grösse formiert werden, wobei bei linearer Änderung des Solldrehmomentes (M*) des Äsynchronmotors die dritte dynamische Komponente (Acod) der Statorstromfrequenz nach dem Gesetz geändert wird, worin Acod die dritte dynamische Komponente der Statorstromfrequenz; Lr die Rotorinduktivität;

Zp die Polpaarzahl des Asynchronmotors;

V*ro eine konstante Sollamplitude der Rotorfiussverkettung;

t die laufende Zeit der linearen Änderung des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors bedeuten.

4. Verfahren nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die Phasenverschiebung (eq>) des Statorstromes gegen die der Synchronisierungsphase (<p*s) gleichen Synchronphase (tps) des Statorstromes nach Grösse und Richtung durch Formierung eines der Differenz zwischen zwei periodischen Strömen gleichen momentanen Statorstrangstromes (isa) in der Bezugsstrangwicklung (A) geändert wird, wobei der erste periodische Strom, welcher einen gleichphasigen Strom (isyn) bildet, dadurch formiert wird, dass die flussbildende Komponente (iSy) der Statorstromampiitude nach dem Kosinus-Gesetz als Funktion der Synchronisierungsphase (q>*s) mit einer Synchronisierungsfrequenz (to*s) synchronisiert wird, der zweite periodische Strom, welcher einen orthophasigen Strom (iort.) bildet, dadurch erzeugt wird, dass die Änderung der drehmomentbildenden Komponente (iSx) der Statorstromampiitude nach dem Sinusgesetz als Funktion der Synchronisierungsphase (<p*s) mit einer Synchronisierungsfrequenz (co*s) synchronisiert wird, wobei bei momentanem Zuwachs des Solldrehmomentes (M) des Asynchronmotors (M*) die Statorstromphase (es) gegenüber der Synchronisierungsphase (<p*s) in zugehöriger Richtung durch sprungartige Änderung des Wertes und der betreffenden Richtung des orthophasigen Stromes (iort) verschoben wird, während bei Änderung des laufenden Wertes der Sollamplitude (\|/*r) der Rotorfiussverkettung die Statorstromphase (es) durch Änderung des Wertes des gleichphasigen Stromes (isyn) fortlaufend verschoben wird, wobei der laufende Wert der Sollamplitude (y*r) der Rotorfiussverkettung in Abhängigkeit von der flussbildenden Komponente (iSy) der Statorstromampiitude nach aperiodischem Gesetz mit einer Zeitkonstanten (Tr) geändert wird, die der elektromagnetischen Zeitkonstante des Rotors gleich ist.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die momentane Phase (ss) des momentanen Statorstrangstromes (isa) in der Bezugsstrangwicklung (A) des Stators gegenüber der Synchronphase (<ps) des Statorstromes um einen gleichbleibenden Stromphasenverschiebungsbetrag (etp) bis auf

A

' «M

dM*

a ^ die Änderungsgeschwindigkeit des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors;

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einen Wert von ì ^ dadurch verschoben wird, dass die drehmomentbildende Komponente (iSx)

und die flussbildende Komponente (iSy) der Statorstromampiitude in Abhängigkeit vom Solldrehmoment (M*) des Asynchronmotors gleich und gleichzeitig geändert werden und dass bei momentanem Zuwachs des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors eine momentane Statorstromampiitude (is), die dem Wert der drehmomentbildenden Komponente (isx) und der flussbildenden Komponente (isy) der Statorstromampiitude proportional ist, nach einem Gesetz r_ „ 3Zn M*

-2t/T~

m \/mo +(M - MQ) (1 - e )

formiert wird, worin is die momentane Amplitude des Statorstrangstromes,

e die Eulersche Zahl,

t die laufende Zeit eines Übergangsvorganges,

Lr die Rotorinduktivität,

Lm die Gegeninduktivität,

Zp die Polpaarzahl im Asynchronmotor,

M* das Solldrehmoment des Asynchronmotors,

M*o das Anfangs-Soildrehmoment des Asynchronmotors,

T >

R die elektromagnetische Zeitkonstante des Rotors,

Rr den Rote virkwiderstand bedeuten, und die zweite Komponente der Statorstromfrequenz, welche dem Schlupf (Dco) der Rotorfiussverkettung entspricht und dem Schlupf des Statorstromes gleich ist, nach dem Gesetz

\ Hr M*

A "V M* + (M* - l£>(1 - e""''1*)

geändert wird.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, dass die Steuerungsgesetze für die Statorstromphasenverschiebung (eç) gegenüber der Synchronphase (9s) des Statorstromes und die Synchronisierungsphase (9*s) in Abhängigkeit von den Grenzwerten der maximalen Amplituden (is max) des Statorstromes und der Statorspannung (Us max), von dem Grenz-Solldrehmoment (M*g) des Asynchronmotors, der gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit (cog) und von der Sollzeit (t) für die Forcierung des Drehmomentes des Asynchronmotors geändert werden, der Sättigungsgrad des Magnetleiters des Asynchronmotors in Abhängigkeit von den genannten Grenzwerten durch eine mehrzonige Phasen-Strom-Steuerung des Asynchronmotors geändert wird, bei der in jeder der Zonen die Gesetze für die voneinander abhängigen Veränderungen des orthophasigen und des gleichphasigen Stromes (iort. bzw. isyn) geändert werden, wobei in der ersten Zone der Phasen-Strom-Steuerung des Asynchronmotors bei Werten des Solldrehmomentes (M*) und einer gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit (<a), welche ihre Grenzwerte (M*) bzw. (mg) unterschreiten, die Werte der Sollamplitude (Wo) der Rotorfiussverkettung, der flussbildenden Komponente Ç J. ) der Statorstromampiitude und des gleichphasigen

Stromes ) um mindestens ein Zweifaches gegenüber den entsprechenden Werten bei stati schem Nennbetrieb des Asynchronmotors gesenkt werden, ein Anfangs-Magnetfeld im Asynchronmotor mit konstanter Amplitude (\|/ro) der Rotorfiussverkettung erregt wird, deren Wert proportional der Amplitude (lsyn) des gleichphasigen Stromes (iSyn) in. Abhängigkeit vom Grenzwert der maximalen Amplitu-

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de (is max) des Statorstromes und dem Anfangswert des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors formiert wird, die Phasenverschiebung (scp) des Statorstromes gegen die Synchronisierungsphase (cp*s) und die Synchronphase (<ps) des Statorstromes bei Änderung des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors dadurch geändert wird, dass die Amplitude (Ion-) des orthophasigen Stromes (iort.) proportional dem Solldrehmoment (M*) des Asynchronmotors geändert wird, und dass der momentane Strangstrom (isa) in der Bezugsstrangwicklung (A) des Stators des Asynchronmotors nach einem Gesetz

^a^ = Kl'¥*rócos I (^+^2M*)àt~K3M*ain

(CÒ +K^M* )dt o

geändert wird, worin isa (t) den momentanen Strangstrom in der Bezugsstrangwicklung ( A),

M* das Solldrehmoment des Asynchronmotors,

Ki, K2, K3 Konstanten, die durch die Parameter des Asynchronmotors bestimmt werden,

Wo £ 0,5 vrn die Anfangsamplitude der Rotorfiussverkettung,

Vm die Nennamplitude der Rotorfiussverkettung,

co die Rotorwinkelgeschwindigkeit bedeuten, und dass in der zweiten Zone der Phasen-Strom-Steue-rung bei Werten des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors, welche den Grenzwert des Solldrehmomentes (M*g) überschreiten, und bei Werten der gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit (co), die geringer als der Grenzwert (cog) der Rotorwinkelgeschwindigkeit sind, eine konstante Statorstrom-

Phasenverschiebung ^ gegenüber der Synchronisierungsphase (cp*s) und der

Synchronphase (tps) des Statorstromes dadurch formiert wird, dass die Amplituden (lort-)» (Isyn) des orthophasigen bzw. des gleichphasigen Stromes als Funktion des Solldrehmomentes (M*) des Asynchronmotors gleich und gleichzeitig geändert werden, wobei gleichzeitig damit die Sollamplitude (y*r) der Rotorfiussverkettung nach dem aperiodischen Gesetz als Funktion der Amplitude (lSyn) des gleichphasigen Stromes geändert wird, und in der dritten Zone der Phasen-Strom-Steuerung bei einer gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit (co), die den Grenzwert (rag) der gemessenen Rotorwinkelgeschwindigkeit überschreitet, der Absolutbetrag der Statorstrom-Phasenverschiebung etp gegenüber der Syncronpha-se (<ps) des Statorstromes mit steigender Rotorwinkelgeschwindigkeit durch Verminderung der Amplitude (Isyn) des gleichphasigen Stromes in Abhängigkeit von dem Grenzwert der maximalen Amplitude (Us max) der Statorspannung und der Rotorwinkelgeschwindigkeit (co) so vergrössert wird, dass

/L -u

^-zp S'1*-

7. Verfahren nach den Asprüchen 4, 5, 6, dadurch gekennzeichnet, dass das Höchstdrehmoment (Mmax) des Asynchronmotors im kurzzeitigen Betrieb der Höchstforcierung des Drehmomentes und der Beschleunigung für eine Forcierungszeit, die kürzer als die elektromagnetische Zeitkonstante (Tr) des

Rotors ist, dadurch formiert wird, dass die Statorstromphase (<ps) auf den Phasenwinkel — -SL- gegenüber der Synchronphase (cps) des Statorstromes durch Abschaltung des gleichphasigen Stromes (isyn) sprunghaft geändert wird, wozu der gleichphasige Strom (iSyn) für die Sollzeit der Forcierung des Drehmomentes (M) des Asynchronmotors abgeschaltet wird, der orthophasige Strom (iort.) auf einen Wert, der die maximale Statorstromampiitude (is max) nicht übersteigt, sprungartig erhöht wird, wobei in der zweiten Zone der Phasen-Strom-Regelung das Drehmoment (Mmax) des Asynchronmotors, welches um mindestens ein 1,4faches das im vorangehenden Betrieb vor der Forcierung entwickelte Drehmoment übersteigt, unter Beibehaltung einer konstanten Statorstromampiitude (is) des Forcierungbetriebes, die der Statorstromampiitude ( i ) im vorangehenden Betrieb gleich ist, nach der Abschaltung des

S0

gleichphasigen Stromes (iSyn) durch Erhöhung des orthophasigen Stromes (i0rt.) um einen Betrag forciert wird, der um etwa ein 2faches kleiner als der Wert des abgeschalteten gleichphasigen Stromes (iSyn) ist.

8. Verfahren nach den Ansprüchen 1, 2, 4, dadurch gekennzeichnet, dass die Statorstrom-Synchronfrequenz (cos) durch Änderung einer der Sollwinkelgeschwindigkeit (co*) des Rotors proportionalen Eingangsführungsgrösse, um einen Betrag geändert wird, der einer gemessenen Amplitude (l0rt.) des ortho-

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phasigen Statorstromes, die durch die Synchronisierung des zweiphasigen Statorstromes (isa), (isß) durch die Statorstrom-Synchronfrequenz (cos) gebildet wird, proportional ist.

9. Verfahren nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, dass die Rotorwinkelgeschwindigkeit (w) des Asychronmotors unabhängig vom Lastmoment (Ms) des Asynchronmotors durch proportional-integrale Regelung der orthophasigen und der gleichphasigen Komponente (\j?r orth. bzw. Vr syn) der Rotorfiussverkettung gesteuert wird, deren gemessene Werte durch die Synchronisierung einer gemessenen zweiphasigen Rotorfiussverkettung (wra), (rarß) gewonnen werden, während die zweiphasige Rotorfiussverkettung ((lira), (<»rß) durch Messung des zweiphasigen Statorstromes (iSoc), (isß) und der zweiphasigen Statorspannung (Usa), (Usß) gewonnen wird, wobei die gleichphasige Komponente (cor Syn) der Rotorfiussverkettung, welche zur Statorstrom-Synchronphase ((ps) in Phase liegt, in Höhe der Sollamplitude (cù*r) der Rotorfiussverkettung geregelt wird, die durch eine zweite Eingangsführungsgrösse vorgegeben wird, während die Abweichung der Rotorwinkelgeschwindigkeit (<a) von der durch die erste Eingangsführungsgrösse vorgegebenen Soljwinkelgeschwindigkeit (co*) des Rotors durch Verschiebung der Statorstromphase (es) und durch Änderung des Orthophasenstromes (i0rt.) als Funktion der Abweichung der Orthophasenkomponente (yr ort.) der Rotorfiussverkettung vom Nullpegel der Soll-orthophasenkomponente (cor ort. = 0) der Rotorfiussverkettung kompensiert wird.

10. Verfahren nach den Ansprüchen 1, 4, 5, 6, 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Statorstrom-Syn-chronphase (cps) zusätzlich als Funktion der Erwärmungstemperatur (e) des Asynchronmotors geändert wird, wozu die laufende Erwärmungstemperatur des Asynchronmotors gemessen und dann mit einer eingestellten konstanten Erwärmungstemperaturwert (e0) des Asynchronmotors, bei der die Einstellung der Führungsgrösse der zweiten Komponente (Aco*) der Statorstrom-Synchronfrequenz (cos) vorgenommen wird, verglichen wird, ein Soll-Zuwachs der zweiten Komponente (Aco*) der Statorstrom-Synchronfrequenz (cos) proportional dem Produkt aus dem Sollwert der zweiten Komponente (Aw*) der Stator-stromsynchronfrequenz (cas) bei konstantem eingestelltem Erwärmungstemperaturwert (e0) des Asynchronmotors und aus der erhaltenen Abweichung (A6r) der zwei obengenannten Temperaturen formiert wird, der Sollwert der zweiten Komponente (Aco*) der Statorstrom-Synchronfrequenz (cos) um den erhaltenen Zuwachs der zweiten Komponente (Aco*) der Statorstrom-Synchronfrequenz (cos) geändert wird, und das maximale Solldrehmoment des Asynchronmotors mit Zunahme der Abweichung (Aer) der zwei obengenannten Temperaturen über die Grenzüberhitzung (A0g) des Asynchronmotors hinaus vermindert wird, während bei Überschreitung der maximal zulässigen Überhitzung (A9r max) des Asynchronmotors die Sollwinkelgeschwindigkeit (co*) des Rotors auf den Nullwert gesenkt wird.

11. Elektroantrieb für die Durchführung des Verfahrens zur Steuerung eines Asynchronmotors nach Anspruch 1, der einen Asynchronmotor (1) enthält, dessen Statorwicklungen an die Ausgänge eines Leistungsstromrichters angeschlossen sind und dessen Rotor mit einem Rotorwinkelgeschwindigkeitsgeber

(32) verbunden ist, der an dem ersten Eingang einer Einheit (37) zur Vorgabe eines Solldrehmomentes des Asynchronmotors liegt, an deren zweiten Eingang eine Einheit (38) zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit angeschlossen ist, während der Ausgang der Einheit (37) zur Vorgabe eines Solldrehmomentes mit dem Eingang einer Einheit (34) zur Formierung einer drehmomentbildenden Komponente der Statorstromampiitude verbunden ist, wobei der Frequenzeingang des Leistungsstromrichters elektrisch über eine Einheit (33) zur Erzeugung einer Statorstrom-Synchronfrequenz mit dem Ausgang der Einheit (37) zur Vorgabe eines Solldrehmomentes in Verbindung steht und der zweite Eingang der Einheit

(33) zur Erzeugung einer Statorstrom-Synchronfrequenz am Ausgang des Rotorwinkelgeschwindigkeitsgebers (32) liegt, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungsstromrichter als Transvektor-Wechselrichter (2) mit drei Steuereingängen (3, 4, 5) ausgeführt ist, dessen erster Eingang einen Frequenzeingang (4), dessen zweiter Eingang einen Orthophasensignal-Eingang (3) und dessen dritter Eingang einen Gleichphasensignal-Eingang (5) bilden, und in den Elektroantrieb eine Einheit (36) zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung und eine Einheit (35) zur Formierung eines Schlupfes der Rotorfiussverkettung eingeführt sind, wobei der Ausgang der Einheit (37) zur Vorgabe eines Solldrehmomentes des Asynchronmotors an die Eingänge der Einheiten (36, 35) zur Formierung einer Amplitude bzw. eines Schlupfes der Rotorfiussverkettung, der Ausgang der Einheit (34) zur Formierung einer drehmomentbildenden Komponente der Statorstromampiitude an den Orthophasensignal-Eingang (3) des Transvektor-Wechselrichters (2), der Ausgang der Einheit (36) zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung an den Gleichphasensignal-Eingang (5) des Transvektor-Wechselrichters (2) und der Ausgang der Einheit (35) zur Formierung eines Schlupfes an den ersten Eingang der Einheit (33) zur Erzeugung einer Statorstrom-Synchronfrequenz gelegt sind.

12. Elektroantrieb nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass er mit einem aperiodischen Glied (42) und einer Einheit (43) zur Vorgabe einer flussbildenden Komponente der Statorstromampiitude versehen ist, deren zusammengeschalteter Eingang mit dem Ausgang der Einheit (36) zur Formierung; einer Amplitude der Rotorfiussverkettung in Verbindung steht, während der Ausgang der Einheit (43) zur Vorgabe einer flussbildenden Komponente der Statorstromampiitude an den Gleichphasensignal-Eingang (5) des Transvektor-Wechselrichters (2) angeschlossen ist, wobei die Einheit (34) zur Formierung einer drehmomentbildenden Komponente der Statorstromampiitude als Divisionseinrichtung (39) ausge125

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bildet ist, deren Divisoreingang am Ausgang des aperiodischen Gliedes (42) liegt, die Einheit (35) zur Formierung eines Schlupfes der Rotorfiussverkettung als zweite Divisionseinrichtung (40) ausgebildet ist, deren Divisoreingang ebenfalls an den Ausgang des aperiodischen Gliedes (42) angschlossen ist, dessen Eingang mit dem Ausgang der Einheit (36) zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung in Verbindung steht, der Ausgang der ersten Divisionseinrichtung (39) am Orthophasensignal-Eingang (3) des Transvektor-Wechselrichters (2) liegt und mit dem Dividendeingang der Divisionseinrichtung (40) verbunden ist, während die Einheit (33) zur Erzeugung einer Statorstrom-Synchronfrequenz als Summator (41) ausgebildet ist.

13. Elektroantrieb nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, dass er eine Einheit (31) zur Vorgabe einer momentanen Statorstromampiitude, eine Einheit (30) zur Vorgabe einer momentanen Statorstromfrequenz, eine Einheit (59) zur Vorgabe einer Ortophasenstromamplitude und eine Orthophasenstromumkehreinheit (60) enthält, während der Transvektor-Wechselrichter als Phasen- und Stromamplitudenwandler (62) mit drei ersten und drei zweiten frequenz- und stromamplitudenregelbaren Ein-phasen-Wechselrichtern (51, 52) ausgebildet ist, wobei die Ausgänge (53, 55) der drei ersten und die Ausgänge (54, 56) der drei zweiten frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichter (51, 52) paarweise parallel zu den jeweiligen Strangwicklungen (A, B, C) des Stators des Asynchronmotors (1) geschaltet sind, die zusammengeschalteten Amplitudeneingänge (28, 29) der ersten drei frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichter (51) mit dem Ausgang der Einheit (31) zur Vorgabe einer Gleichphasenstromamplitude verbunden sind, deren Eingang am Ausgang der Einheit (36) zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung liegt, die zusammengeschalteten Frequenzeingänge (28, 57) der drei ersten und drei zweiten frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichter (51, 52) an den Ausgang der Einheit (30) zur Vorgabe einer momentanen Statorstromfrequenz, deren Eingang mit der Einheit (33) zur Erzeugung einer Statorstrom-Synchronfrequenz verbunden ist, geführt sind, die Amplitudeneingänge (58) der drei zweiten frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichter (52) an den Ausgang der Einheit (59) zur Vorgabe einer Orthophasenstromamplitude angeschlossen sind, wobei die zusammengeschalteten Impulseingänge jeder der Einheiten (61) zur Erzeugung von momentanen Sollstrangströmen der drei frequenz- und stromamplitudenregelbaren Einphasen-Wechselrichter (52) mit dem Ausgang der Orthophasenstromumkehreinheit (60) verbunden ist, deren Eingang, der mit dem Eingang der Einheit (59) zur Vorgabe einer Orthophasenstromamplitude vereinigt ist, an den Ausgang der Einheit (34) zur Formierung einer drehmomentbildenden Komponente der Statorstromampiitude angeschlossen ist.

14. Elektroantrieb zur Durchführung des Verfahrens nach den Ansprüchen 1, 3, der einen Asynchronmotor (1) enthält, deren Statorwicklungen an den Ausgängen eines Leistungsstromrichters liegen und dessen Rotor mit einem Rotorwinkelgeschwindigkeitsgeber (32) verbunden ist, dessen Ausgang an den Eingängen zweier Summatoren (41, 44) liegen, der erste der Summatoren (44) zwischen dem Ausgang einer Einheit (38) zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit und dem Eingang eines proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers (45) und der zweite Summator (41) zwischen dem Ausgang eines Proportionalgliedes (47) und einem der Eingänge des Leistungsstromrichters geschaltet ist, wobei der Ausgang des proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers (45) mit dem Eingang des Proportionalgliedes (47) dem Eingang einer Quadratursummenrecheneinheit (48) verbunden ist, deren zweiter Eingang mit dem Ausgang einer Einheit (49) zur Vorgabe einer Amplitude der Rotorfiussverkettung und der Ausgang der Quadratursummenrecheneinheit (48) mit dem Amplitudeneingang des Leistungsstromrichters in Verbindung stehen, dadurch gekennzeichnet, dass er eine Einheit (46) zur Vorgabe eines Phasenverschiebungswinkels und eine mit dieser in Reihe geschaltete Einheit (50) zur Errechnung einer dynamischen Statorstromfrequenzkomponente aufweist, wobei der Eingang der Einheit (46) eines Phasenverschiebungswinkels mit dem Ausgang des proportional-integralwirken-den Winkelgeschwindigkeitsreglers (45) verbunden ist und der Ausgang der Einheit (50) zur Errechnung einer dynamischen Statorstromfrequenzkomponente mit dem dritten Eingang des zweiten Summators (41) verbunden ist, während der Leistungsstromrichter als frequenz- und stromamplitudenregelba-rer Wechselrichter (26) ausgebildet ist.

15. Elektroantrieb zur Durchführung des Verfahrens zur Steuerung eines Asynchronmotors nach den Ansprüchen 1, 2, 4, welcher einen Asynchronmotor (1) enthält, dessen Statorwicklungen an die Ausgänge eines Leistungsstromrichters gelegt sind und dessen Rotor mit einem Rotorgeschwindigkeitsgeber (32) verbunden ist, der an dem ersten Eingang eines ersten Summators (44) liegt, dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang der Einheit (38) zur Vorgabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit verbunden ist und dessen Ausgang am Eingang eines proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers (45) liegt, dadurch gekennzeichnet, dass er eine erste und eine zweite Divisionseinrichtung (39 bzw. 40), einen zweiten Summator (41), ein aperiodisches Glied (42), eine Einheit (63) zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes und ein Sättigungsnichtlinearitätsglied (64) aufweist, während der Leistungsstromrichter als Transvektor-Wechselrichter (2) mit einem Orthophasensignal-Eingang (3), einem Frequenzeingang (4) und einem Gleichphasensignal-Eingang (5) ausgebildet ist, wobei der Ausgang des proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers (45) mit dem Dividendeingang der ersten Divisionseinrichtung (39) verbunden ist, deren Ausgang, der mit dem Orthophasensignal-Eingang (3) des Transvektor-Wechselrichters (2) in Verbindung steht, an den Dividendeingang der zweiten Divisionseinrichtung (40) sowie an den Eingang (63) zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes angeschlossen ist, der Ausgang der

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zweiten Divisionseinrichtung (40) und der Ausgang des Rotorwinkelgeschwindigkeitsgebers (32) an die Eingänge des zweiten Summators (41) gelegt ist, der Ausgang des zweiten Summators (41) am Frequenzeingang (4) des Transvektor-Invertors (2) liegt, dessen Gleichphasensignal-Eingang (5) mit dem Ausgang der Einheit (63) zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes verbunden ist, und der Ausgang der Einheit (63) zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes am Eingang des aperiodischen Gliedes (42) liegt, dessen Ausgang mit dem Eingang des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes (64) verbunden ist, während der Ausgang des Sättigungsnichtlinearitätsgliedes (64) an die Divisoreingänge der ersten und zweiten Divisionseinrichtung (39 bzw. 40) angeschlossen ist.

16. Elektroantrieb nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass in den Elektroantrieb eingeführt sind: eine Einheit (71) zur steuerbaren Drehmomentbegrenzung, ein dritter Summator (75), ein Drehmo-mentbegrenzungsnichtlinearitätsglied (72), eine Absolutwert-Abtrennungseinheit (73), ein Feldschwä-chungsnichtlinearitätsglied (74), welche in Kombination mit den Divisionseinrichtungen (39, 40), dem zweiten Summator (41), der Einheit (63) zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes, dem Sättigungsnicht-linearitätsglied (64) und dem aperiodischen Glied (42) einen adaptiven Drehmomentregler (65) bilden, wobei die Einheit (71) zur steuerbaren Drehmomentbegrenzung, deren erster Eingang einen ersten Eingang (66) des adaptiven Drehmomentreglers (65) bildet, an den Ausgang des proportional-integralwirkenden Reglers (45) angeschlossen ist, deren zweiter Eingang am Ausgang des Drehmomentbegren-zungsnichtlinearitätsgliedes (72) und deren Ausgang am Dividendeingang der Divisionseinrichtung (39) liegt, der Ausgang der Divisionseinrichtung (39), welcher einen Orthophasensignal-Ausgang (68) des adaptiven Drehmomentreglers (65) bildet, daneben mit dem Eingang der Einheit (63) zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes und mit dem Dividendeingang der zweiten Divisionseinrichtung (40) in Verbindung steht, der Ausgang der Divisionseinrichtung (40) am ersten Eingang des zweiten Summators (41) liegt, dessen Ausgang einen Frequenzausgang (69) des adaptiven Drehmomentreglers (65) bildet, der Ausgang der Einheit (63) zur Vorgabe eines Gleichphasenstromes an den ersten Eingang des dritten Summators (75) geführt ist, dessen Ausgang, der einen Gleichphasensignal-Ausgang (70) des adaptiven Drehmomentreglers (65) bildet, zugleich an den Eingang des aperiodischen Gliedes (42) angeschlossen ist, während der Ausgang des aperiodischen Gliedes (42) mit dem Eingang des Sättigungsnichtlineari-tätsgliedes (64), dessen Ausgang an den Divisoreingängen der ersten und zweiten Divisionseinrichtung (39 bzw. 40) liegt, verbunden ist, der mit dem Eingang des Feldschwächungsnichtlinearitätsgliedes (74) zusammengeschaltete Eingang des Drehmomentbegrenzungsnichtlinearitätsgliedes (72) mit dem Ausgang der Absolutwert-Abtrennungseinheit (73) verbunden ist, deren Eingang, der mit dem zweiten Eingang des zweiten Summators (41) zusammengeschaltet ist, einen zweiten Eingang (67) des adaptiven Drehmomentreglers (65) bildet, wobei der erste Ausgang (66) des adaptiven Drehmomentreglers (65) an den Ausgang des proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsreglers (45) angeschlossen ist und der zweite Eingang des adaptiven Drehmomentreglers (65) mit dem Ausgang des Rotorwinkelgeschwindigkeitsgebers (32) in Verbindung steht, während der Orthophasensignal-, Frequenz- und Gleichphasensignal-Ausgang (68, 69 bzw. 70) des adaptiven Drehmomentreglers (65) jeweils an den Orthophasensignal-, den Frequenz- bzw. den Gleichphasensignal-Eingang (3, 4 bzw. 5) des Transvektor-Wechselrichters (2) angeschlossen sind.

17. Elektroantrieb nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, dass er mit einer Einheit (88) zur Vorgabe einer Drehmomentforcierung und einem Drehmomentforcierungsblock (76) versehen ist, der einen Summator (82), einen Begrenzungsverstärker (83), einen Komparator (84), einen Schalter (85), einen Umkehrverstärker (86) und einen Umschalter (87) enthält, wobei der erste Eingang des Summators (82) und der mit diesem Eingang zusammengeschaltete Eingang des Komparators (84) einen Orthophasensignal-Eingang (77) des Drehmomentforcierungsblockes (76) bilden, der Ausgang des Summators (82) am Eingang des Begrenzungsverstärkers (83) liegt, dessen Ausgang einen Orthophasensignal-Ausgang (80) des Drehmomentforcierungsblockes (76) bildet, der Ausgang des Komparators (84) mit dem Steuereingang des Schalters (85) verbunden ist, dessen umschaltbarer Eingang, der mit dem Eingang des Umkehrverstärkers (86) zusammengeschaltet ist, an den ersten Ausgang des Umschalters (87) angeschlossen ist, dessen umschaltbarer Eingang einen Gleichphasensignal-Eingang (78) des Dehmoment-forcierungsblockes (76) bildet, die zusammengeschalteten Ausgänge des Schalters (85) und des Umkehrverstärkers (86) an den zweiten Eingang des Summators (82) angeschlossen sind, der zweite Ausgang des Umschalters (87) einen Gleichphasensignal-Ausgang (81) des Drehmomentforcierungsblockes (76) bildet, während der Steuereingang des Umschalters (87) als Steuereingang (79) des Drehmomentforcierungsblockes (76) dient, wobei der Ausgang der Einheit 88 zur Vorgabe einer Drehmomentforcierung mit dem Steuereingang (79) des Drehmomentforcierungsblocks (76) verbunden ist, während der Orthophasensignal- und Gleichphasensignal-Ausgang (80 bzw. 81) des Drehmomentforcierungsblockes (76) jeweils mit dem Orthophasensignal- bzw. Gleichphasensignal-Eingang (3), (5) des Transvektor-Wechselrichters (2) in Verbindung stehen, und der Orthophasensignal- und Gleichphasensignal-Eingang (77 bzw. 78) des Drehmomentforcierungsblockes (76) mit dem Orthophasen- bzw. dem Gleichphasensignal-Ausgang (68 bzw. 70) des adaptiven Drehmomentreglers (65) verbunden sind.

18. Elektroantrieb zur Durchführung des Steuerverfahrens nach den Ansprüchen 1, 4, der einen Asynchronmotor (1) enthält, dessen Statorwicklung an einen Leistungsstromrichter gelegt ist, und dessen Rotor mit einem Rotorgeschwindigkeitsgeber (32) in Verbindung steht, dadurch gekennzeichnet, dass dieser eine Einheit (37) zur Vorgabe eines Solldrehmomentes des Asynchronmotors, eine Einheit

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(33) zur Formierung einer Statorstromsynchronfrequenz und eine Einheit (36) zur Formierung einer Amplitude der Rotorfiussverkettung, die jeweils mit einem ersten, zweiten und dritten Operationsverstärker (89, 90 bzw. 91) ausgeführt sind, aufweist, während der Leistungsstromrichter als Transvektor-Wechselrichter (2) mit einem Orthophasensignal-Eingang (3), einem Frequenzeingang (4) und einem Gleichpha-sensignal-Eingang (5) ausgebildet ist, wobei die zusammengeschalteten ersten Eingänge des ersten und des zweiten Operationsverstärkers (89, 90) an die Ausgänge des Rotorwinkelgeschwindigkeitsgebers (32) gelegt sind, der Ausgang des ersten Operationsverstärkers (89), der mit dem zweiten Eingang des zweiten Operationsverstärkers (90) in Verbindung steht, am Orthophasensignal-Eingang (3) des Transvektor-Wechselrichters (2) liegt, der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (90) mit dem Frequenzeingang (4) des Transvektor-Wechselrichters (2) und der Ausgang des dritten Operationsverstärkers (91) mit dem Gleichphasensignal-Eingang (5) des Transvektor-Wechselrichters (2) verbunden sind.

19. Elektroantrieb zur Durchführung des Verfahrens nach den Ansprüchen 1, 4, der einen Asynchronmotor (1) enthält, deren Statorwicklungen an die Ausgänge eines Leistungsstromrichters gelegt sind, dadurch gekennzeichnet, dass der Elektroantrieb einen ersten Operationsverstärker (89), der einen proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsregler bildet, einen zweiten Operationsverstärker (91 ), der eine Einheit zur Vorgabe einer Amplitude der Rotorfiussverkettung bildet, einen Inkrementalgeber (101), einen Frequenz-Spannungs-Wandler (102) und einen Digital-Analog-Umsetzer (103) kartesischer Koordinaten aufweist, während der Leistungsstromrichter als Transvektor-Wechselrichter (92), der durch den Rotor synchronisiert ist, ausgebildet ist, und eine Einheit (100) zur Reduktion der Anzahl von Impulsen innerhalb einer Periode, eine Einheit (20) zur Transvektorerzeugung momentaner Soll-Strangströme und eine Einheit (22) zur Regelung momentaner Strangströme, welche miteinander elektrisch verbunden sind, umfasst, wobei der Rotor des Asynchronmotors (1) mit dem Inkrementalgeber (101) mechanisch gekoppelt ist, dessen Ausgänge, die die Impulseingänge (93, 94) des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters (92) darstellen, an die Eingänge der Einheit (100) zur Reduktion und an die Eingänge des Frequenz-Spannungs-Wandlers (102) angeschlossen sind, die Ausgänge der Einheit (100) zur Reduktion mit den Impulseingängen der Einheit (20) zur Transvektorerzeugung momentaner Soll-Strangströme verbunden sind, die zwei anderen Eingänge der Einheit (20) einen Orthophasensignal-Eingang (95) und einen Gleichphasensignal-Eingang (96) des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters (92) bilden, die Ausgänge der Einheit (20) zur Transvektorerzeugung momentaner Soll-Strangströme an die Steuereingänge (23, 24, 25) der Einheit (22) zur Regelung momentaner Strangströme angeschlossen sind, deren Ausgänge (97, 98, 99), die als Ausgänge des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters (92) dienen, mit dem Statorwicklungen des Asynchronmotors (1) verbunden sind, während der Digital-Analog-Umsetzer (103) kartesischer Koordinaten eine Impulsabtastungsstufe (107), einen umkehrbaren Adressenzähier (108), zwei programmierbare Festwertspeicher (109,110), vier Digital-Analog-Umsetzer (1Ì1,112,113,114), zwei Summatoren (115,116) enthält, wobei die Ausgänge der Impulsabtastungsstufe (107) an den Eingängen des umkehrbaren Adressenzählers (108) liegen, dessen Ausgänge mit den Eingängen des ersten und des zweiten programmierbaren Festwertspeichers (109, 110) verbunden sind, die Ausgänge des ersten programmierbaren Festwertspeichers (109), der nach dem Gesetz einer Sinusfunktion vorprogrammiert ist, an die Digitaleingänge des ersten und des zweiten Digital-Analog-Umsetzers (111 bzw. 112) angeschlossen sind, die Ausgänge des zweiten programmierbaren Festwertspeichers (110), der nach dem Gesetz einer Kosinusfunktion vorprogrammiert ist, mit den Digitaleingängen des dritten und des vierten Digital-Analog-Umsetzers (113 bzw. 114) verbunden sind, die Ausgänge des zweiten und des dritten Digital-Analog-Umsetzers (112 bzw. 113) an die Eingänge des ersten Summators (115) angeschlossen sind, die Ausgänge des ersten und des vierten Digital-Analog-Umsetzers (111 bzw. 114) mit den Eingängen des zweiten Summators (116) in Verbindung stehen, die zusammengeschalteten Analogeingänge des ersten und des dritten Digital-Analog-Umsetzers (111), (113) einen Orthophasensignal-Eingang (104) des Digital-Analog-Umsetzers (103) kartesischer Koordinaten bilden, der Eingang der Impulsabtastungsstufe (107) als Frequenzeingang (105) des Digital-Analog-Umsetzers (103) kartesischer Koordinaten dient, die zusammengeschalteten Analogeingänge des zweiten und des vierten Digital-Analog-Umsetzers (112), (114) einen Gleichpha-sensignal-Eingang (106) des Digital-Analog-Umsetzers (103) kartesischer Koordinaten bilden, dessen Orthophasen- und Gleichphasensignal-Eingang (117 bzw. 118) durch die Ausgänge des ersten bzw. des zweiten Summators (115 bzw. 116) gebildet sind, der Ausgang des ersten Operationsverstärkers (89), der einen proportional-integralwirkenden Winkelgeschwindigkeitsregler bildest, an den Orthophasensignal-Eingang (104) und den Frequenzeingang (105) des Digital-Analog-Umsetzers (103) kartesischer Koordinaten angeschlossen ist, der Ausgang des zweiten Operationsverstärkers (91) mit dem Gleichphasensignal-Eingang (106) des Digital-Analog-Umsetzers (103) kartesischer Koordinaten in Verbindung steht, dessen Orthophasensignal- und Gleichphasensignal-Eingang (117 bzw. 118) jeweils an den Orthophasensignal- und Gleichphasensignal-Eingang (95 bzw. 96) des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters (92) angeschlossen sind, während der Eingang des ersten Operationsverstärkers (89) mit dem Ausgang des Frequenz-Spannungs-Wandlers (102) verbunden ist, dessen Eingänge an den Ausgängen des Inkrementalgebers (101) liegen.

20. Elektroantrieb nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, dass an die Eingänge des Digital-Analog-Umsetzers (103) kartesischer Koordinaten der Drehmomentforcierungsblock (76) und der adaptive

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Drehmomentregler (65) angeschlossen sind, welche in Kombination mit dem Digital-Analog-Umsetzer (103) kartesischer Koordinaten einen Prozessor (120) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung bilden, an dessen Eingang ein Betriebsarteneinsteller (121), ein Digital-Analog-Umsetzer (122), ein digitaler Rotorlageregler (123), eine Kodeverstimmungseinheit (124) und ein Prozessor (125) zur Steuerung eines Roboters liegen, wobei der Orthophasensignal- und Gleichphasensignal-Ausgang (68 bzw. 70) des adaptiven Drehmomentreglers (65) an den Orthophasensignal- bzw. Gleichphasensignal-Eingang (77 bzw. 78) des Drehmomentforcierungsblockes (76) angeschlossen sind, der Orthophasensignal- und Gleichphasensignal-Ausgang (80 bzw. 81) des Drehmomentforcierungsblockes (76) mit dem Orthophasensignal-Eingang (104) bzw. dem Gleichphasensignal-Eingang (106) des Digital-Analog-Umsetzers (103) kartesischer Koordinaten verbunden sind, der Frequenzausgang (119) des adaptiven Drehmomentreglers (65), welcher durch den Ausgang der zweiten Divisionseinrichtung (40) des adaptiven Drehmomentreglers (65) gebildet ist, am Frequenzeingang (105) des Digital-Analog-Umsetzers (103) kartesischer Koordinaten liegt, dessen Ausgänge einen Orthophasensignal- bzw. Gleichphasensignal-Ausgang (117 bzw. 118) des Prozessors (120) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung bilden, der erste und der zweite Eingang (66 bzw. 67) des adaptiven Drehmomentreglers (65) einen ersten bzw. einen zweiten Eingang des Prozessors zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung bilden, dessen dritter Eingang durch den Steuereingang (79) des Drehmomentforcierungsblocks (76) gebildet ist, wobei der Orthophasensignal-und Gleichphasensignal-Ausgang (117 bzw. 118) des Prozessors (120) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung jeweils an den Orthophasensignal- und Gleichphasensignal-Eingang (95 bzw. 96) des durch den Rotor synchronisierten Transvektor-Wechselrichters (92) angeschlossen sind, der erste Eingang (66) des Prozessors (120) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung mit dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers (89) in Verbindung steht, dessen erster Eingang, der mit dem zweiten Eingang (67) des Prozessors (120) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung zusammengeschaltet ist, mit dem Ausgang des Rotorwinkelgeschwindigkeitsgebers (32) und dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang des Betriebsarteneinstellers (121) verbunden ist, dessen erster Eingang an den Ausgang des Digital-Analog-Umsetzers (122) angeschlossen ist, die Digitaleingänge des Digital-Analog-Umsetzers (122) mit den Digitalausgängen des digitalen Rotorlagereglers (123) in Verbindung stehen, dessen Eingänge an die Ausgänge der Kodeverstimmungseinheit (124) angeschlossen sind, deren erste Eingänge an die Ausgänge des Prozessors (125) zur Robotersteuerung und deren zweite Eingänge an die Ausgänge des Inkrementalgebers (101) gelegt sind, die Eingänge des Prozessors (125) zur Robotersteuerung mit den Ausgängen des Inkrementalgebers (101) in Verbindurg stehen, die zwei Ausgänge des Prozessors (125) zur Robotersteuerung an die Eingänge des Betriebsarteneinstellers (121) angeschlossen sind, während der Impulsausgang des digitalen Rotorlagereglers (123) mit dem dritten durch den Steuereingang des Drehmomentforcierungsblocks (76) gebildeten Eingang (79) des Prozessors (120) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung in Verbindung steht.

21. Elektroantrieb nach den Ansprüchen 19, 20, dadurch gekennzeichnet, dass bei diesem ein Drehmomentantriebsumschalter (126) vorgesehen ist, der zwischen dem Ausgang des ersten Operationsverstärkers (89) und dem ersten Eingang (66) des Prozessors (120) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung geschaltet ist, wobei die zwei Steuereingänge des Drehmomentantriebs-Umschalters (126) mit zwei zusätzlichen Ausgängen des Prozessors (125) zur Robotersteuerung verbunden sind.

22. Elektroantrieb nach den Ansprüchen 19, 20, dadurch gekennzeichnet, dass er einen in den Asynchronmotor (1) eingebauten Temperaturfühler (127) und eine Wärmeanpassungseinheit (130) aufweist, die zusammen mit dem Prozessor (120) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung einen Prozessor (149) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung mit Wärmeanpassung bildet, wobei die Wärmeanpassungseinheit (130) einen Messverstärker (131), einen Vergleicher (132), einen Anfangstemperaturein-steller (133), einen Überhitzungsbegrenzer (134), einen Analog-Digital-Umsetzer (135), einen Digital-Analog-Umsetzer (136), einen Summator (137), einen Komparator (140) und eine Höchstwertabtrennungseinheit (141 ) enthält, wobei die Messeingänge (128, 129) der Wärmeanpassungseinheit (130), welche an die Ausgänge des Temperaturfühlers (127) angeschlossen sind, mit dem Messverstärker (131) in Verbindung stehen, die zwei Eingänge des Vergleichers (132) an die Ausgänge des Anfangstemperatur-einstellers (133) und des Messverstärkers (131) angeschlossen sind, der Ausgang des Vergleichers (132) an den Eingängen des Überhitzungsbegrenzers (134) und des Analog-Digital-Umsetzers (135) angeschlossen ist, dessen Digitalausgang, der einen Digitalausgang der Wärmeanpassungseinheit (130) bildet, zugleich mit dem Digitaleingang des Digital-Analog-Umsetzers (136) verbunden ist, dessen Analogeingang und -ausgang mit den Eingängen des Summators (137) verbunden sind, die zwei Ausgänge des Überhitzungsbegrenzers (134) mit den Eingängen des Komparators (140) in Verbindung stehen und der dritte Eingang des Überhitzungsbegrenzers (134) am ersten Eingang der Höchstwertabtrennungseinheit (141) liegt, deren zweiter Eingang einen Drehmomentbegrenzungseingang (143) der Wärmeanpassungseinheit (130) bildet, während der Ausgang der Höchstwertabtrennungseinheit (141) einen Drehmomentbegrenzungsausgang (144) der Wärmeanpassungseinheit (130) bildet, der Ausgang des Komparators (140) einen Thermoblockierungsausgang (142) der Wärmeanpassungseinheit (130) bildet, der Analogeingang des Digital-Analog-Umsetzers (136) als Frequenzeingang (138) der Wärmeanpassungseinheit (130) dient, der Ausgang des Summators (137) einen Frequenzausgang (139) der Wärmeanpassungseinheit (130) bildet und ausserdem der Thermoblockierungsausgang (142) der Wärmeanpassungseinheit (130) mit dem zusätzlichen Eingang des Betriebsarteneinstellers (121) verbunden ist, der

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Eingang (143) und der Drehmomentbegrenzungsausgang (144) der Wärmeanpassungseinheit (130) jeweils an den Ausgang des Drehmomentbegrenzungsgliedes (72) und an den zweiten Eingang der Einheit (71) zur steuerbaren Drehmomentbegrenzung des adaptiven Drehmomentreglers (65) angeschlossen sind, der Frequenzeingang (138) der Wärmeanpassungseinheit (130) mit dem Frequenzausgang (119) des adaptiven Drehmomentreglers (65) verbunden ist, welcher durch den Ausgang der zweiten Divisionseinrichtung (40) des adaptiven Drehmomentreglers (65) gebildet ist, während der Frequenzausgang (139) der Wärmeanpassungseinheit (130) an den Frequenzeingang (148) des Prozessors (120) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung angeschlossen ist, welcher durch den Eingang (105) des Digital-Analog-Umsetzers (103) kartesischer Koordinaten gebildet ist, dessen Orthophasensignal- und Gleichphasensignal-Ausgang (117 bzw. 118) einen Orthophasensignal- bzw. Gleichphasensignal-Ausgang des Prozessors (149) zur adaptiven Phasen- und Vektorsteuerung mit Wärmeanpassung bilden, dessen Digitalausgang, der durch den Digitalausgang (145) der Wärmeanpassungseinheit (130) gebildet ist, an den zusätzlichen Digitaleingang des Prozessors (125) zur Robotersteuerung geführt ist.

23. Elektroantrieb zur Durchführung des Verfahrens nach den Ansprüchen 8, 9, 10, der einen Asynchronmotor (1) enthält, dessen Statorwicklungen an die Ausgänge eines Leistungsstromrichters gelegt sind, dadurch gekennzeichnet, dass der Leistungsumformer als Transvektor-Wechselrichter (2) mit Digitaleingängen (191, 192), einem Orthophasensignal-, Frequenz- und Gleichphasensignal-Eingang (3, 4 bzw. 5) ausgebildet ist, dass im Elektroantrieb ein Magnetfeldvektorregler (185), ein Messwandler (150), dessen Leistungsstrom-Eingänge (151, 152, 153) an die Leistungsstrom-Ausgänge des Transvektor-Wechselrichters (2) und die Leistungsstrom-Ausgänge (154, 155, 156) an die Statorwicklungen des Asynchronmotors (1) angeschlossen sind, eine Einheit (38) zur Vergabe einer Rotorwinkelgeschwindigkeit und eine Einheit (36) zur Vorgabe einer Amplitude der Rotorfiussverkettung vorgesehen sind, wobei der Magnetfeldvektorregler (185) zwei porportional-integralwirkende Regler (182, 183), die durch den ersten und den dritten Operationsverstärker (89 bzw. 91) gebildet sind, einen durch den zweiten Operationsverstärker (90) gebildeten summierenden Formierverstärker (184) für die Synchronfrequenz und einen Digital-Analog-Umkehrumsetzer (161) zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten enthält, dessen vier erste Eingänge (162,163,164,165) an vier Messausgänge (157,158,159,160) des Messwandlers (150) und dessen zwei Digitaleingänge (169,170) an die Digitalausgänge (191,192) des Transvektor-Wechselrichters (2), die durch zwei der Sinus- und Kosinusfunktion zugeordnete Digitalausgänge der Einheit (20) zur Transvektorerzeugung der momentanen Soll-Strangströme des Transvektor-Wechselrichters (2) gebildet sind, angeschlossen sind, wobei der Ausgang (166) des Orthophasenstrommessers des Digital-Analog-Umkehrumsetzers (161) zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten am ersten Eingang des summierenden Formierverstärkers (184) für die Synchronfrequenz liegt, dessen zweiter Eingang, der den ersten Steuereingang (186) des Magnetfeldvektorreglers (185) bildet, mit dem Ausgang der Einheit (38) zur Vorgabe einer Winkelgeschwindigkeit in Verbindung steht, der Ausgang (167) eines Messers der gleichphasigen Rotorfiussverkettung im Digital-Analog-Umkehrumsetzer (161) zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten an den ersten Eingang des zweiten proportio-nal-integralwirkenden Reglers (183) angeschlossen ist, dessen zweiter Eingang (187), der den zweiten Steuereingang des Magnetfeldvektorreglers (185) bildet, mit dem Ausgang der Einheit (36) zur Vorgabe einer Amplitude der Rotorfiussverkettung verbunden ist, der Ausgang (168) eines Messers der orthophasigen Rotorfiussverkettung im Digital-Analog-Umsetzer (161) zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten an den Eingang des ersten proportional-integralwirkenden Reglers (182) angeschlossen ist, dessen Ausgang einen Orthophasensignal-Ausgang (188) des Magnetfeldvektorreglers (185) bildet, der Ausgang des summierenden Formierverstärkers (184) für die Synchronfrequenz einen Frequenzausgang (189) des Magnetfeldvektorreglers (185) bildet, während der Ausgang des zweiten proportional-integralwirkenden Reglers (183) einen Gleichphasensignal-Ausgang (190) des Magnetfeldvektorreglers (185) bildet, wobei der Orthophasensignal-, Frequenz- und Gleichphasensignal-Eingang (188, 189 bzw. 190) des Magnetfeldvektorreglers (185) jeweils mit dem Orthophasensignal-, Frequenz- und Gleichphasenstromeingang (3,4 bzw. 5) des Transvektor-Wechselrichters (2) verbunden ist.

24. Elektroantrieb nach Anspruch 23, dadurch gekennzeichnet, dass der Digital-Analog-Umkehrumsetzer (161) zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten aus sechs Digital-Analog-Umsetzern (171, 172,173,174, 175,176) mit drei Summierverstärkern (178,179,180) und zwei Umkehrverstärkern (177,181) an deren Ausgängen aufgebaut ist, wobei Digitaleingang (169) für die Kosinusfunktion mit den Digitaleingängen des ersten, des dritten und des fünften Digital-Analog-Umsetzers (171, 173 bzw. 175) verbunden ist, während der Digitaleingang (170) für die Sinusfunktion an die Digitaleingänge des zweiten, des vierten und des sechsten Digital-Analog-Umsetzers (172, 174, 176) angeschlossen ist, die Analogeingänge des ersten und des zweiten Digital-Analog-Umsetzers (171 bzw. 172) mit den Eingängen (162, 163) die zusammengeschalteten Analogeingänge des dritten und des sechsten Digital-Analog-Umsetzers (173 bzw. 176) mit dem Eingang (164) und die zusammengeschalteten Analogeingänge des vierten und des fünften Digital-Analog-Umsetzers (174 bzw. 175) mit dem Eingang (165) des Digital-Analog-Umkehrumsetzers (161) zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten in Verbindung stehen, wobei der Ausgang des ersten Digital-Analog-Umsetzers (171) über den ersten Umkehrverstärker (177) und der Ausgang des zweiten Digital-Analog-Umsetzers (172) direkt an die Eingänge des ersten Summierverstärkers (178) angeschlossen sind, dessen Ausgang als Ausgang (166) des Orthophasenstrommessers dient, die Ausgänge des dritten und des vierten Digital-Analog-Umsetzers (173 bzw. 174) mit

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25. Elektroantrieb nach den Ansprüchen 23, 24, dadurch gekennzeichnet, dass der Messwandler (150) einen Strommesser (210), einen Spannungsmesser (213), vier Stufen zur galvanischen Entkopplung (221, 222, 223, 224), fünf Summatoren (226, 227, 228, 232, 233), einen Umkehrverstärker (229), zwei Integratoren (230, 231) enthält, wobei die Ausgänge des Strommessers (210) an die Eingänge der ersten zwei Stufen zur galvanischen Entkopplung (221, 222) angeschlossen sind, die Ausgänge des Spannungsmessers (213) mit den Ausgängen der dritten und der vierten Stufe zur galvanischen Entkopplung (223 bzw. 224) in Verbindung stehen, deren Ausgänge an die zwei ersten Eingänge des ersten Summators (226) angeschlossen sind, dessen dritter Eingang über den zweiten Summator (227) mit den Ausgängen der ersten zwei Stufen zur galvanischen Entkopplung (221, 222) verbunden ist, der Ausgang der ersten galvanischen Entkopplung (221) über den Umkehrverstärker (229) und der Ausgang der vierten Stufe zur galvanischen Entkopplung (224) direkt an die Eingänge des dritten Summators (228) angeschlossen ist, dessen Ausgang mit dem Eingang des ersten Integrators (230) verbunden ist, der Ausgang des ersten Summators (226) an den Eingang des zweiten Integrators (231 ) angeschlossen ist, dessen Ausgang an den ersten Eingang des vierten Summators (232) geführt ist, dessen zweiter Eingang mit dem Ausgang des zweiten Summators (227) in Verbindung steht, der Ausgang des ersten Integrators (230) mit dem ersten Eingang des fünften Summators (233) verbunden ist, dessen zweiter Eingang an den Ausgang des Umkehrverstärkers (229) angeschlossen ist, während die vier Messeingänge (157, 158,159,160) des Messwandlers (150) jeweils durch die Ausgänge des zweiten Summators (227), des Umkehrverstärkers (229), des fünften und vierten Summators (233 bzw. 232) gebildet sind, wobei die Ausgänge des fünften und des vierten Summators (233 bzw. 232) die Ausgänge (159, 160) eines Messers (234) der zweiphasigen Rotorfiussverkettung bilden, der aus zwei Integratoren (230, 231) und zwei Summatoren (233, 232) aufgebaut ist.

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den Eingängen des zweiten Summierverstärkers (179) verbunden sind, dessen Ausgang den Ausgang (167) des Messers der gleichphasigen Rotorfiussverkettung bildet, der Ausgang des fünften Digital-Analog-Umsetzers (175) direkt und der Ausgang des sechsten Digital-Analog-Umsetzers (176) über den zweiten Umkehrverstärker (181) an die Eingänge des dritten Summierverstärkers (180) angeschlossen ist, dessen Ausgang den Ausgang (168) des Messers der orthophasigen Rotorfiussverkettung bildet, die drei Ausgänge des Digital-Analog-Umkehrumsetzers (161) zur Zweivektortransformation kartesischer Koordinaten jeweils durch die Ausgänge (166, 167, 168) des Orthophasenstrommessers, des Messers der gleichphasigen bzw. orthophasigen Rotorfiussverkettung gebildet sind.