FR2614481A1 - Procede de commande d'un moteur asynchrone et entrainement electrique mettant ce procede en application - Google Patents

Abstract

L'INVENTION CONCERNE UN PROCEDE DE COMMANDE VECTORIELLE D'UN MOTEUR ASYNCHRONE EN COORDONNEES CARTESIENNES ET POLAIRES. SELON L'INVENTION, L'ENTRAINEMENT ELECTRIQUE PERMETTANT DE REALISER CE PROCEDE DE COMMANDE UTILISANT DIVERSES COMBINAISONS DE CAPTEURS 32, 101 COMPORTE UN ONDULEUR TRANSVECTORIEL 92 SYNCHRONISE PAR LE ROTOR QUI A SES SORTIES 97, 98, 99 RACCORDEES AU STATOR DU MOTEUR ASYNCHRONE 1 ET SES ENTREES 95, 96 RELIEES A UN PROCESSEUR 120 DE COMMANDE ADAPTATIVE PHASE-VECTEUR COMPRENANT UN REGULATEUR ADAPTATIF DE COUPLE 65, UN BLOC DE FORCAGE DU COUPLE 76 ET UN CONVERTISSEUR DE COORDONNEES CARTESIENNES 103; A L'ENTREE DE L'ENTRAINEMENT ELECTRIQUE SONT PREVUS DES BLOCS ASSURANT LA GESTION DU COUPLE DU MOTEUR ASYNCHRONE 1, ET LA REGULATION DE LA VITESSE ET DE LA POSITION DU ROTOR. L'INVENTION S'APPLIQUE NOTAMMENT AUX ROBOTS, MACHINES-OUTILS ET SYSTEMES FLEXIBLES DE PRODUCTION.

Description

La présente invention concerne des entraînements en courant alternatif et

a notamment pour objet un procédé de commande d'un moteur asynchrone ainsi qu'un entraînement

électrique pour réaliser ce procédé.

La présente invention aura le plus d'utilité dans la robotique et les systèmes flexibles de production, pour commander le couple, réguler la vitesse et asservir le déplacement des organes de travail des robots industriels, des machines-outils à commande numérique, des systèmes flexibles de production équipés de moteurs à cage d'écureuil,

y cbmpris les chaînes d'assemblage et de soudage robotisées.

Le problème le plus délicat à résoudre dans les systèmes d'asservissement de la vitesse et de la position du rotor d'un moteur asynchrone triphasé est celui de maîtrise du champ magnétique du couple du moteur asynchrone,

dont la formation et l'évolution sont physiquement corré-

latives et tiennent au même processus de variation du courant triphasé de stator et de ses paramètres: la phase,

la fréquence et l'amplitude.

Dans ce cas, à l'encontre d'autres moteurs électri-

ques, le comportement énergétique du moteur asynchrone à réguler en tant que convertisseur électromécanique d'énergie

n'est pas une fonction univoque de ses paramètres construc-

tifs ni des propriétés physiques des parties actives du stator et du rotor, mais tributaire, dans une large mesure, des processus de commande du champ magnétique et du couple du moteur asynchrone déterminés par le procédé et les

lois de commande des paramètres du courant statorique.

Ce caractère de la commande se traduit par le fait que les mêmes valeurs de couple, de vitesse et de puissance mécanique sur l'arbre du moteur asynchrone peuvent être obtenues pour des valeurs sensiblement différentes

d'amplitude de courant statorique et de flux magné-

tique, pour un degré différent de saturation du circuit

magnétique et partant, pour une diversité de redis-

tribution des pertes de puissance et d'échauffement dans les parties actives du moteur asynchrone: enroulements

statoriques, fer statorique, cage rotorique.

Aussi, lorsqu'il s'agit de développer des procédés de gestion du courant statorique d'un moteur asynchrone et de les matérialiser, dans des systèmes d'asservissement de la vitesse et des servocommandes à moteur asynchrone

destinées à assurer des déplacements spécifiés, la diffi-

culté majeure est-elle de trouver une solution globale aux problèmes contradictoires de la dynamique et de l'énergétique de l'entraînement asynchrone et d'assurer les trois objectifs principaux de la commande:

1. Commande invariante (indifférence aux perturba-

tions, dont l'importance et la nature de variation du couple résistant et de la vitesse de rotor) séparément du couple d'un moteur asynchrone, de la valeur et de la position angulaire du flux magnétique en conformité avec les grandeurs de commande ou de référence à l'entrée, avec la grandeur de référence proportionnelle au couple de

consigne d'une manière quelconque, y compris par bonds.

2. Commande optimale du courant statorique et du flux magnétique consistant, aux régimes statiques (lorsque la vitesse rotorique et le couple du moteur asynchrone sont constants), à réduire au minimum le

courant statorique, les pertes de puissance et l'échauffe-

ment de l'isolement de l'enroulement statorique, partie

active du moteur asynchrone la plus en danger de destruc-

tion, et aux régimes dynamiques, à obtenir le maximum de couple du moteur asynchrone tout en limitant le courant statorique, la tension statorique et l'échauffement de

l'isolement de l'enroulement statorique.

3. Régulation linéaire de la vitesse et de la position du rotor, quel que soit le couple résistant, en fonction de l'importance et de la nature de variation de l'action d'entrée ou de la grandeur de commande dans une gamme étendue de variation de la vitesse de rotor, même jusqu'à l'arrêt, consistant à minimiser le temps de régulation, les erreurs, statique et dynamique, de régulation de la vitesse et de la position en cas de variation continue ou brutale du couple résistant avec possibilité de maintenir, pendant longtemps, la vitesse

nulle en charge et devant le changement de couple résistant.

Cette solution globale au problème de commande des moteurs asynchrones s'impose quand il s'agit de les employer comme servomoteurs d'organes de travail de robots et de systèmes flexibles de production o il est important d'allier la productivité maximale à la haute précision de positionnement et de répétabilité de mouvement en tout état de charge et d'assurer la masse minimale et la compacité aux moteurs électriques ou aux modules électromécaniques (ensembles formés d'un moteur, de capteurs et d'une

transmission mécanique).

Pourtant, les moteurs asynchrones n'ont pas trouvé d'application en robotique à cause des difficultés ci-dessus de leur commande. Les avantages bien connus de coût, d'exploitation, de conception et de technologie des moteurs asynchrones par rapport aux moteurs à courant continu et aux moteurs synchrones à aimants permanents

disparaissent devant les inconvénients qu'ont les entraîne-

ments asynchrones existants: moindre précision de régula-

tion de la vitesse et de la position du rotor, moindre rapidité, moindre couple massique et volumique, moindre

rapport couple-intensité.

Les systèmes existants utilisés pour la commande

fréquentielle, jugée la plus efficace, des moteurs asyn-

chrones, sont sujets à des variations rapides de couple du moteur asynchrone introduisant des pulsations de la vitesse, surtout en charge, à la vitesse de rotation infrabasse du rotor, proche de zéro; le couple manifeste la rémanence et la non-linéarité de variation, ce qui conduit à un retard de régulation de la vitesse et de la position du rotor, à une surrégulation considérable en vitesse et en position inacceptable pour les robots; le moteur asynchrone subit un échauffement accru par des forts courants initiaux d'excitation circulant dans les enroulements statoriques en l'absence de couple du moteur asynchrone, ce qui réduit la marge d'échauffement en cas de cycles fréquents de positionnement, augmente la puissance

installée du moteur asynchrone et fait croître l'encombre-

ment et la masse du servomoteur.

Affranchi de ces inconvénients, le moteur asynchrone apparaît comme le meilleur choix pour la robotique, car il est au moins dix fois meilleur marché que les moteurs à courant continu ou alternatif dotés d'aimants permanents en terres rares très performants, la puissance massique des moteurs asynchrones triphasés en version haute fréquence, conçus pour avoir une fréquence nominale de 200 à 400 Hz et une vitesse synchrone nominale pouvant atteindre 12000 t/mn, étant au moins double. Ces avantages des entraînements asynchrones prennent toute leur valeur lorsqu'on utilise

des transmissions mécaniques rapides à forte démultipli-

cation (200 à 500), ce qui est en accord avec les perspectives

de développement de la robotique. L'efficacité des entraî-

nements asynchrones de haute précision à large plage de régulation, dépourvus de capteurs sur l'arbre, est d'un intérêt tout particulier pour les commandes à grande vitesse assurant le mouvement de coupe des machines-outils, pour les électrobroches à grande vitesse (jusqu'à 20000 t/mn), tout comme pour les commandes d'avance du fil à souder dans les robots de soudage, les soudeuses automatiques et semi-automatiques à l'arc, ou les plasmotrons utilisés

en technologie flexible.

A condition d'assurer une fidélité et une régula-

tion élevées de marche à la vitesse infrabasse de rotor ainsi qu'une bonne rigidité du comportement mécanique devant un saut de couple résistant, l'utilisation d'un moteur asynchrone réglable à vitesse synchrone nominale entre 750 et 1000 t/mn devient compétitive, même pour les servocommandes d'avance des machines-outils à commande numérique. Un entraînement asynchrone normalisé bouclé en vitesse pour les robots et les systèmes flexibles de production doit jouir d'une plage de régulation de la vitesse de rotor d'au moins 10000 (rapport entre les vitesses maximale et minimale de rotor conférant une régularité de marche, une linéarité et une rigidité des caractéristiques mécaniques désirées). La dérive de la vitesse nulle du rotor doit être inexistante. A la vitesse

minimale de rotation de l'ordre de 0,1 à 1 t/mn, le ralen-

tissement, dû à la croissance du couple résistant du moteur, jusqu'à la valeur nominale, doit être limité respectivement entre 0,02 et 0,2 t/mn, l'amplitude d'ondulation de la vitesse instantanée minimale doit être limitée entre 0,025 et 0,25 t/mn, et le temps de rétablissement de la vitesse minimale en cas d'un rebond (pointe instantanée) du couple

résistant nominal doit être inférieur à 0,01 s. Un entraîne-

ment électrique à vitesse réglable doit parvenir à suivre exactement la loi harmonique de variation de la vitesse rotorique à une fréquence d'au moins 100 Hz, imposée par l'action d'entrée, de façon que la vitesse du rotor corresponde à au moins 0,707 de l'amplitude de l'action harmonique d'entrée et que le déphasage en arrière soit limité à 90 , le dépassement de vitesse réelle du rotor provoqué par une variation brutale de l'action d'entrée devant être limité à 10 %. En cas de positionnement automatique d'un robot, la servocommande asynchrone doit permettre un positionnement exact à moins d'un incrément du capteur de position incrémentiel près, l'erreur dynamique

en contournage étant limitée à 2 incréments.

Il est à remarquer à ce propos qu'il faut allier les qualités ci-dessus de régulation de la vitesse et de la position du rotor au comportement énergétique optimal d'un moteur asynchrone quant à son couple et à sa puissance

sur l'arbre compte tenu des contraintes du courant stato-

rique, de la tension statorique et de l'échauffement

du moteur.

Il est également bon d'utiliser oes capteurs spécialisés pour la robotique et les systèmes flexibles

de production. Etant donné qu'en robotique, les servo-

moteurs ont une puissance nominale comprise le plus souvent entre 10 W et 2,2 kW, la mise en place, dans l'entrefer des moteurs asynchrones, de capteurs de champ, par exemple de capteurs de Hall, s'avère technologiquement délicate

et prohibitive au point de vue de la sûreté de fonction-

nement, d'o la nécessité de maîtriser le champ magnétique sans pouvoir le mesurer de façon directe, ce qui produit

une gêne supplémentaire pour la commande.

Il existe différents procédés d'asservissement d'un moteur asynchrone par régulation de l'intensité et de la fréquence du courant statorique. Il est connu, par exemple, pour asservir un moteur asynchrone (voir brevet US n0 3824437, 1974), de mesurer le champ magnétique dans son entrefer et le courant statorique, de transformer le courant statorique mesuré en deux composantes de courant statorique en quadrature orientées par rapport au champ magnétique mesuré, de réguler l'une des composantes de

courant statorique en quadrature proportionnelle à l'ampli-

tude de consigne du flux effectif total du rotor à un niveau constant fixé par une grandeur de référence à l'entrée constante correspondant à l'amplitude de consigne du flux effectif total de rotor et de faire varier l'autre composante de courant statorique en quadrature avec une deuxième grandeur de référence ou de commande appliquée à l'entrée et proportionnelle au couple de consigne du

moteur asynchrone.

L'entraînement électrique selon ledit procédé comporte un moteur asynchrone, dont les enroulements statoriques sont raccordés à travers un convertisseur de mesure du courant statorique aux entrées d'un onduleur; dans l'entrefer du moteur asynchrone, il y a deux capteurs

de Hall dont les sorties, réunies à travers des addition-

neurs aux sorties du convertisseur de mesure du courant statorique, sont raccordées aux entrées d'un analyseur vectoriel. L'analyseur vectoriel a ses deux sorties

raccordées aux première et deuxième entrées d'un conver-

tisseur de coordonnées, dont la troisième entrée est reliée à un bloc de préréglage à amplitude constante du flux effectif total du rotor. Une quatrième entrée du convertisseur de coordonnées est reliée à la sortie d'un

régulateur PI de la vitesse, les deux sorties du conver-

tisseur de coordonnées étant raccordées aux entrées de commande des deux régulateurs de courant, dont deux autres entrées sont raccordées aux sorties du convertisseur de mesure du courant. Les sorties des deux régulateurs de courant sont raccordées aux entrées d'un convertisseur de signal biphasé en un signal triphasé d'asservissement de la tension statorique qui a ses sorties raccordées aux

entrées de commande de l'onduleur.

Ce procédé de commande a, à son désavantage, une plage réduite de régulation de la vitesse, des ondulations élevées à la vitesse de rotation infrabasse, un temps de régulation important en cas de perturbations côté charge, une bande passante limitée de la boucle de vitesse ce qui tient à l'emploi, comme références de commande, de mesures de flux magnétique en variation discrète due à l'effet dentaire du stator et du rotor du moteur asynchrone, surtout à la vitesse réduite du rotor. Des inconvénients encore à noter sont des qualités énergétiques basses et un faible rapport couple-courant statorique du moteur asynchrone, dû à l'asservissement à amplitude constante du flux effectif total du rotor. Cela conduit à des pertes d'excitation importantes lorsque le couple est petit ou nul, surtout pour des moteurs asynchrones de faible puissance, dont le courant d'aimantation est voisin du

courant statorique nominal.

Le désavantage de l'entraînement électrique selon

cette invention consiste dans la complexité et la non-

fiabilité de mesure du flux magnétique à l'aide de capteurs de Hall à incorporer dans la denture statorique, ce qui réduit sensiblement l'entrefer entre l'alésage du stator et la surface rotorique, surtout en cas d'un moteur de

faible puissance ayant un entrefer très petit.

Il existe également un procédé de commande d'un moteur asynchrone (voir certificat d'auteur soviétique n0 193604, 1967) qui consiste à réguler phase par phase les courants instantanés de phase du stator d'un moteur asynchrone en comparant les consignes et les mesures des courants instantanés de phase du stator, à faire varier le courant statorique avec la somme en quadrature (on entend par "somme en quadrature" la racine carrée de la somme des carrés de deux grandeurs en quadrature) de deux composantes de courant statorique, dont l'une est constante et correspond au flux magnétique constant à atteindre, l'autre étant variable en fonction d'une grandeur de commande correspondant au couple de consigne du moteur asynchrone. Simultanément, on fait varier la fréquence du courant statorique avec la somme de deux fréquences, dont l'une est celle de rotation du rotor,

l'autre étant soumise à la variation du couple de consigne.

L'entraînement électrique pour réaliser ce procédé

comporte un onduleur doté phase par phase de contre-

réaction en courants instantanés de phase du stator et

dont les sorties sont raccordées aux enroulements stato-

riques du moteur asynchrone, les trois entrées de commande

de l'onduleur étant reliées aux sorties d'un transforma-

teur tournant couplé à l'arbre du moteur asynchrone, les deux entrées du transformateur tournant étant reliées à un

convertisseur électromécanique de signaux de commande.

2 6 1 4 4 8 1

Ce procédé est handicapé par le caractère brutal de variation du couple du moteur asynchrone avec la fréquence du courant statorique variable comme somme de deux fréquences et ses performances énergétiques médiocres, ce qui tient à l'asservissement à flux constant et aux variations brusques de l'angle de phase entre le courant

statorique et le flux magnétique.

L'entraînement électrique a, à son désavantage, la

complexité de commande due à la transformation électro-

mécanique des signaux de commande.

Il existe également un procédé de commande d'un moteur asynchrone (voir brevet US nO 4418308, 1983) qui consiste à alimenter les enroulements statoriques du moteur asynchrone en tension triphasée symétrique du stator, dont

les valeurs instantanées de phase sont modifiées par modu-

lation de la largeur des impulsions en fonction de l'ampli-

tude de la tension statorique et de la fréquence de tension statorique de consigne, à mesurer les courants instantanés de phase du stator, à mesurer l'amplitude du courant statorique, et à asservir l'amplitude de la tension statorique à l'écart consigne-mesure de l'amplitude de courant statorique. Ensuite, on mesure la vitesse du rotor, le couple du moteur asynchrone et l'amplitude du flux effectif total du rotor. La fréquence de la tension statorique subit une régulation proportionnelle à la somme de deux grandeurs, dont l'une est proportionnelle à la vitesse mesurée du rotor, l'autre, égale à la fréquence de glissement, étant asservie à l'écart consigne-mesure du couple du moteur asynchrone. La valeur du couple à atteindre est fonction de l'écart consigne-mesure de la vitesse rotorique. L'amplitude du courant statorique à asservir au couple désiré du moteur asynchrone est traitée comme une "somme en quadrature" (on entend par "somme en quadrature" la racine carrée de la somme des carrés de deux grandeurs en quadrature) de deux composantes d'amplitude du courant statorique, dont l'une est constante et correspond à la référence d'amplitude du flux effectif total du rotor, l'autre étant variable avec la fréquence de glissement. Ensuite, on compare l'amplitude mesurée du flux effectif total du rotor à la référence imposée par une action d'entrée constante. On modifie l'amplitude du courant statorique de l'incrément de l'amplitude du courant

statorique asservie à l'écart consigne-mesure de l'ampli-

tude du flux effectif total du rotor.

L'entraînement électrique mettant ce procédé en oeuvre comporte un moteur asynchrone dont les enroulements statoriques sont raccordés, à travers des capteurs de courant instantané de phase,aux sorties d'un onduleur à modulation de largeur d'impulsions. Le rotor du moteur

asynchrone est accouplé à une génératrice tachymétrique.

Le moteur asynchrone comporte trois capteurs d'induction dont les sorties, tout comme les sorties des capteurs de courants instantanés de phase, sont raccordées aux entrées d'un processeur chargé de calculer le couple et l'amplitude du flux effectif total du rotor et qui a l'une de ses sorties raccordée au comparateur d'un régulateur de couple,

son autre sortie étant reliée au comparateur d'un régula-

teur d'amplitude du flux effectif total du rotor. La sortie du régulateur d'amplitude du flux effectif total du rotor et la sortie du bloc de calcul de l'amplitude du courant statorique sont raccordées aux deux entrées du comparateur d'un régulateur d'amplitude du courant statorique. La troisième entrée du comparateur du régulateur d'amplitude du courant statorique est reliée à la sortie d'un appareil de mesure d'amplitude du courant statorique, dont les entrées sont raccordées aux sorties des capteurs de courant instantané de phase du stator. La sortie du régulateur d'amplitude du courant statorique est raccordée, à travers

un additionneur-correcteur, à l'entrée de consigne d'ampli-

tude de l'onduleur à modulation de largeur d'impulsions.

La deuxième entrée de l'additionneur-correcteur est reliée, à travers un correcteur d'amplitude de la tension statorique, à l'entrée de consigne de fréquence de l'onduleur à modulation de largeur d'impulsions. L'entrée de consigne de fréquence est raccordée à la sortie d'un additionneur qui a l'une de ses entrées reliée à la sortie de la génératrice tachymétrique et l'autre est réunie à l'entrée du bloc de calcul de l'amplitude du courant statorique et à la sortie du régulateur de couple. La deuxième entrée du comparateur du régulateur de couple est raccordée à la sortie d'un régulateur de vitesse, dont l'entrée est

reliée à la sortie de la génératrice tachymétrique.

Cette solution a, à son désavantage, une gamme restreinte et une précision réduite de régulation de la vitesse en charge dans le bas de gamme de vitesses, la faible vitesse de régulation du couple à l'arrêt du rotor,

la médiocre rigidité statique et dynamique des caractéris-

tiques mécaniques, ce qui tient aux variations rapides, à la nonlinéarité et à l'inertie de commande du couple

du moteur asynchrone due à la non-linéarité et à l'ambi-

guité de liaison par la voie de commande de la fréquence entre la phase de courant statorique, formée à l'aide de l'onduleur de tension, et les valeurs instantanées de couple du moteur asynchrone et d'amplitude du flux

effectif total du rotor.

Un désavantage, encore, à noter, du procédé ci-dessus est le mauvais comportement énergétique de l'entraînement électrique dû à l'échauffement notable de l'isolement de l'enroulement statorique aux faibles

couples et en marche à vide du moteur à cause de l'inva-

riance de l'amplitude du flux effectif total du rotor et des forts couples dynamiques du moteur asynchrone, à cause d'un rapport réduit entre le couple maximal et l'amplitude

admise de courant statorique.

Parmi les inconvénients de l'entraînement électrique, on trouve la complexité du système de commande ce qui tient à la nécessité d'incorporer au moteur synchrone des capteurs d'induction, à l'évaluation du couple du moteur asynchrone à partir de signaux de mesure fournis par les capteurs de courant instantané de phase et les capteurs d'induction, à l'évaluation de l'amplitude instantanée du courant statorique à une fréquence proche de zéro et aux difficultés qu'on trouve à ajuster les quatre régulateurs et le correcteur d'amplitude de tension statorique délicats

à mettre au point.

Un inconvénient commun à toutes les solutions ci-dessus est le besoin, supplémentaire par rapport à d'autres types d'entraînements, de capteurs spécialisés,

onéreux et mal adaptés à la fabrication et à l'incorpora-

tion au moteur asynchrone. Cela constitue une perte

substantielle des principaux avantages du moteur asyn-

chrone employé comme servomoteur réglable dans les systèmes flexibles de production et en robotique, qui sont la

simplicité, un coût réduit et des facilités de fabrication.

L'instabilité des caractéristiques dynamiques et énergétiques est, elle aussi, un défaut dont souffrent les entraînements asynchrones en régime continu, ce qui tient à une dérive des paramètres électriques réels du moteur asynchrone par rapport aux grandeurs réglantes du système de commande. C'est le cas, par exemple, de

l'échauffement du moteur.

Ces inconvénients s'opposent à la substitution des entraînements asynchrones aux entraînements par moteurs continus, en robotique et dans des systèmes flexibles de production. Ces inconvénients obligent à créer des procédés de commande plus efficaces au point

de vue de la dynamique, de l'énergétique et de la précision.

Ces procédés sont économiquement intéressants à réaliser dans des entraînements électriques à l'aide d'un minimum de capteurs normalisés qui se sont déjà généralisés dans des systèmes industriels d'entraînement par moteur continu. Aussi est-il bon de faire appel à des procédés indirects de commande de certains vecteurs d'état du moteur asynchrone, par exemple de celui du flux effectif total du rotor, sans avoir à les mesurer directement. Dans ce cas, on abandonne le principe usuel d'orientation suivant le champ, par lequel on mesure la vecteur de référence de flux effectif total avant de procéder aux opérations du commande par rapport au vecteur de référence mesuré au profit d'un principe plus économique et plus général de synchronisation de la commande consistant à imposer, grâce à une action d'entrée, une fréquence de synchronisation de la commande, la plus judicieuse au point de vue de la simplicité maximale du système de commande et de la précision requise de la commande et à créer des processus

optimaux de commande par rapport à un système de coordon-

nées tournant à la vitesse de synchronisation. La phase du signal de synchronisation de la commande représente alors une référence servant à compter d'une manière optimale

la phase du vecteur à commander.

La solution la plus proche de celle selon la présente invention est le procédé de commande de moteurs asynchrones (voir certificat d'auteur soviétique n0 1064411, 1983) qui consiste à asservir la vitesse du rotor et le couple du moteur asynchrone aux régimes statiques et, pour ce faire, à définir une action de commande en proportion de l'amplitude de consigne du flux effectif total du rotor, égale à la valeur réelle d'amplitude du flux effectif total du rotor, à former une première composante à atteindre d'amplitude du courant statorique en quadrature, caractéristique de la composante "flux" de l'amplitude du

courant statorique, en fonction de l'importance de l'ampli-

tude de consigne du flux effectif totale du rotor, à définir une deuxième action de commande, proportionnelle au couple de consigne du moteur asynchrone, en fonction de la vitesse désirée du rotor et de sa valeur réelle, à former ensuite une deuxième composante d'amplitude de consigne du courant statorique en quadrature, caractéris- tique de la composante "couple" de l'amplitude du courant statorique, en fonction de l'importance du couple de consigne du moteur asynchrone et à définir la fréquence statique des courants instantanés symétriques de phase du stator en régime statique du moteur asynchrone. Suivant la vitesse rotorique et le couple de consigne du moteur asynchrone, les courants instantanés symétriques de phase du stator dans les enroulements de phase du stator du moteur asynchrone sont ensuite asservis, phase par phase, à l'écart consigne-mesure des courants de phase du stator, l'amplitude de consigne du courant statorique, égale à celle de courants instantanés de phase du stator et à l'amplitude de courant de stator, étant rendue égale à la "somme en quadrature" ou la racine carrée de la somme

des carrés des première et seconde composantes en quadra-

ture de l'amplitude de consigne de courant statorique.

D'autre part, dans ce procédé de commande, la fréquence statique du courant statorique est rendue égale à la somme de la valeur de la vitesse du rotor et d'une grandeur proportionnelle au couple de consigne du moteur asynchrone; ensuite, on produit des impulsions synchrones de balayage à partir de la fréquence statique balayée du courant statorique, la fréquence des impulsions synchrones de balayage étant variable en proportion avec la fréquence statique du courant statorique; on produit ensuite des impulsions asynchrones, dont le nombre est proportionnel à l'accroissement de l'arc tangente du couple de consigne du moteur asynchrone; ensuite, on fait varier de façon discrète la phase descourants instantanés de phase de consigne du stator d'un pas incrémentiel, dans le sens direct ou inverse, à l'arrivée de chaque impulsion synchrone de balayage imposant une modification de la phase synchrone du courant statorique, et de chaque impulsion asynchrone. Le sens de variation discrète de la phase des courants instantanés de phase est fonction du signe de l'accroissement de l'arc tangente à l'apparition d'une

impulsion asynchrone et du signe qu'a la fréquence syn-

chrone à l'arrivée d'une impulsion synchrone de balayage.

On fait varier la composante "couple" de l'ampli-

tude de courant statorique avec le couple de consigne du moteur asynchrone. Par l'effet de la seconde action de commande constante, on asservit à une valeur constante l'amplitude du flux effectif total du rotor, la composante "flux" de l'amplitude du courant statorique étant élaborée en proportion de la valeur de consigne de la seconde action de commande. Le rapport entre le nombre d'impulsions asynchrones et l'accroissement de l'arc tangente du couple

de consigne du moteur asynchrone et le facteur de propor-

tionnalité de la grandeur de commande, proportionnelle au couple de consigne du moteur asynchrone, à l'importance de la seconde composante de fréquence synchrone du courant statorique, égale au glissement du flux effectif total du rotor, sont établis en fonction de la résistance pure du rotor et de la mutuelle du moteur asynchrone à condition de conserver l'égalité de la fréquence synchrone du courant statorique à la fréquence angulaire de rotation du flux

effectif total du rotor par rapport à l'axe de l'enrou-

lement de phase du stator servant de référence.

L'entraînement électrique permettant de réaliser

ce procédé comporte un moteur asynchrone dont les enrou-

lements statoriques sont raccordés, à travers des capteurs de courant instantané de phase à un onduleur impulsionnel contre-réactionné en courants instantanés de phase, le rotor du moteur asynchrone étant accouplé à une génératrice tachymétrique dont la sortie est raccordée à l'une des entrées d'un régulateur PI de la vitesse. La deuxième entrée du régulateur PI de la vitesse est reliée à la sortie d'un bloc de consigne de vitesse. La sortie du régulateur PI de la vitesse est reliée aux entrées de trois blocs: formeur d'amplitude de courant statorique, formeur de glissement et correcteur de phase du courant statorique. La sortie du formeur de glissement et celle de la génératrice tachymétrique sont raccordées aux entrées d'un additionneur, dont la sortie est raccordée à un générateur impulsionnel de fréquence synchrone du courant statorique. La sortie de l'additionneur est également reliée à l'entrée d'un détecteur de sens de rotation synchrone du vecteur de courant statorique. La sortie du correcteur de phase du courant statorique est raccordée aux entrées d'un générateur-compteur d'impulsions et d'un détecteur de sens de déphasage du vecteur de courant statorique. Les sorties du générateur impulsionnel de fréquence synchrone et du générateur-compteur d'impulsions

sont raccordées aux entrées d'un additionneur d'impulsions.

Les sorties des détecteurs de sens de rotation synchrone du vecteur de courant statorique et de sens de déphasage du vecteur de courant statorique sont reliées aux entrées d'un additionneur d'impulsions de déclenchement. Les sorties de l'additionneur d'impulsions et de l'additionneur d'impulsions de déclenchement sont reliées aux entrées de commande de la fréquence du courant statorique de l'onduleur impulsionnel. La sortie du formeur d'amplitude de courant statorique est reliée à l'entrée de commande de l'amplitude du courant statorique de l'onduleur impulsionnel. Cette solution fait appel, pour synchroniser la commande du vecteur de courant statorique, aux coordonnées polaires. Une voie autonome sert à asservir l'amplitude du courant statorique égale au module du vecteur de courant statorique. L'autre voie autonome permet d'asservir la fréquence du courant statorique égale à la vitesse angulaire du vecteur de courant statorique. La même voie assure la correction dynamique non linéaire de la phase du courant statorique. Aussi, cette solution se classe-t-elle parmi les procédés de commande des moteurs asynchrones par régulation

de leur phase, de leur fréquence et de leur courant.

L'entrainement électrique selon ce procédé fonc-

tionne de la manière suivante.

A la vitesse de rotation nulle du rotor, on fixe une composante "flux" constante d'amplitude du courant statorique dont l'effet est l'excitation, dans le moteur asynchrone, d'un champ magnétique constant caractérisé par une certaine valeur constante du flux effectif total du rotor et sa position angulaire initiale quelconque

correspondant à la phase initiale du courant statorique.

Tout saut de la première action ou grandeur de commande à l'entrée proportionnelle au couple de consigne du moteur asynchrone fait croitre d'autant l'arc tangente de la première action de commande. L'accroissement de l'arc tangente fait apparaître un paquet d'impulsions asynchrones dont le nombre varie avec l'accroissement de l'arc tangente. Comme chaque impulsion asynchrone modifie la phase du courant statorique d'un incrément, le vecteur de courant statorique subit un déplacement discret par rapport à la position angulaire initiale de celui du flux effectif total du rotor. Dans ce cas, sur chaque impulsion asynchrone, l'angle entre le vecteur spatial de courant statorique et le vecteur de flux effectif total du rotor augmente, ce qui a pour effet la croissance du couple du moteur asynchrone. Après le passage du nombre total d'impulsions asynchrones, le couple du moteur asynchrone est maintenu à la consigne par modification discrète de la phase synchrone du courant statorique à l'arrivée de chaque impulsion de balayage synchrone. La rotation incrémentielle simultanée du vecteur de courant statorique par les impulsions synchrone et asynchrone a pour effet la synchronisation de la commande du vecteur spatial de flux effectif total du rotor qui subit un déplacement synchrone et cophasé en même temps que la phase synchrone définie par les impulsions de

balayage synchrones.

Aux régimes statiques du moteur asynchrone carac-

térisés par des valeurs constantes de couple du moteur asynchrone, de vitesse rotorique et d'amplitude du flux effectif total du rotor, la vitesse angulaire du vecteur spatial de flux effectif total du rotor est égale à la fréquence du courant statorique, les impulsions asynchrones manquent et la fréquence du courant statorique est égale à la fréquence synchrone du courant statorique imposée

par les impulsions synchrones de balayage.

De cette manière, cette solution permet une commande invariante du couple d'un moteur asynchrone et le maintien de l'amplitude constante du flux effectif total du rotor par la commande de la fréquence synchrone du courant statorique égale à la fréquence du flux effectif total du rotor et une commande discrète du déplacement asynchrone du vecteur de courant statorique par rapport

au vecteur de flux effectif total du rotor.

Dans cette solution, la synchronisation de la commande s'effectue en coordonnées polaires par une action de commande à l'entrée, proportionnelle au couple de consigne, et par un signal en provenance d'un capteur de vitesse; elle ne comporte pas la mesure du vecteur de référence du flux effectif total du rotor et fait appel à des capteurs classiques: capteur de vitesse

(génératrice tachymétrique) et capteurs de courant.

Pourtant cette solution possède, elle aussi, des performances médiocres en rapidité, en précision, en couple spécifique, ce qui provient de la régulation à flux effectif total constant du rotor, de l'inertie et de l'incertitude de variation de la phase du courant statorique en cas d'un saut du couple requis, ce qui est dû à l'arrivée séquentielle d'impulsions asynchrones pendant le saut. Cet entrainement-électrique est pénalisé, à de faibles couples du moteur, par des pertes importantes d'excitation ce qui réduit la marge de suréchauffement face à la grande récurrence de manoeuvres de démarrage-freinage et de positionnement de la servocommande. En cas de forts couples résistants et aux régimes dynamiques, lorsque le couple du moteur atteint deux à trois fois le couple nominal, le courant statorique, les pertes de puissance

en chaleur et le suréchauffement du moteur sont sensible-

ment au-delà des tolérances pour un couple donné du moteur.

Cela rend difficile le maintien de la précision dynamique lors du parcours d'une trajectoire par des organes de travail en contournage à cause de la limitation sur le forçage de courte durée du couple du moteur. Des faibles

rapports du couple du moteur asynchrone au courant stato-

rique propres audit régime de commande à amplitude constante du flux effectif total du rotor conduisent à une baisse de fréquence admissible des cycles opératoires de positionnement lors de la commande en position d'un robot, ce qui provoque la perte de productivité des robots

et d'autres élements des systèmes flexibles de production.

Le caractère compliqué qu'a l'interaction entre les processus dynamiques et énergétiques de commande

d'un moteur asynchrone, d'une part, et l'approche multi-

critère de l'optimisation des entraînements asynchrones sous le jour de la philosophie ci-dessous de la commande vectorielle, d'autre part, obligent à introduire certains

concepts et termes nouveaux facilitant la description de

nouveaux procédés de commande.

Dans ce qui suit nous ferons l'usage des concepts

et des termes suivants.

Par "commande vectorielle des moteurs asynchrones", on entend une modification corrélative et tendant vers un but déterminé de paramètres des vecteurs énergétiques temporels caractéristiques de ceux de l'énergie électrique et exprimés par des valeurs instantanées de phase, de fréquence et d'amplitude de courant statorique ou de tension statorique permettant de maîtriser en fonction des actions d'entrée, d'une façon corrélative et à chaque instant, les paramètres du vecteur spatial de champ magnétique dans le moteur asynchrone, traduits par la position angulaire spatiale instantanée et la valeur

instantanée du flux effectif total du rotor ou du stator.

Par "synchronisation de la commande vectorielle", on entend un processus de commande qui impose et fait varier, grâce à une action de commande isolée, suivant une loi désirée, la fréquence du vecteur unitaire temporel de synchronisation par rapport auquel se situent des paramètres du vecteur temporel de commande en coordonnées du vecteur unitaire de synchronisation; cela étant, le vecteur temporel de commande subit un changement de coordonnées (transposition dans le système de coordonnées

de sortie).

Par "fréquence synchrone", on entend la fréquence du vecteur unitaire de synchronisation auquel sont rapportés les paramètres du vecteur temporel de commande (par exemple,

du vecteur de courant statorique).

Par "phase synchrone" on entend la phase du vecteur

unitaire temporel de synchronisation.

Par "grandeur cophasée" (par exemple, le courant cophasé) on entend un paramètre du vecteur temporel de commande (par exemple, du vecteur de courant statorique) égal à la projection du vecteur temporel de commande sur

l'axe du vecteur unitaire de synchronisation.

Pour un déphasage donné du vecteur temporel de courant statorique par rapport au vecteur unitaire de synchronisation de fréquence constante de synchronisation, le courant cophasé se définit par l'amplitude d'un courant périodique dont la phase coincide avec celle du vecteur

unitaire de synchronisation (avec la phase synchrone).

Par "grandeur orthophasée" (par exemple, courant orthophasé), on entend un paramètre du vecteur temporel de commande (par exemple, du vecteur de courant statorique) égal à la projection du vecteur temporel de commande sur

un axe orthogonal au vecteur unitaire de synchronisation.

Pour un déphasage donné du vecteur temporel de courant statorique par rapport au vecteur unitaire de synchronisation, le courant orthophasé se définit comme l'amplitude d'un courant périodique dont la phase est en

retard ou en avance de 90 sur la phase synchrone.

Si la fréquence synchrone est celle de la tension, le courant cophasé correspond au courant actif, et le courant orthophasé au courant réactif (paramètres connus des électriciens). Pourtant, en commande vectorielle, la fréquence synchrone peut varier d'une manière quelconque, indépendante de la fréquence de la tension. Elle peut correspondre à la fréquence optimale de consigne du flux effectif total du rotor ou à la fréquence courante de rotation du rotor. Pour une fréquence synchrone égale à

la fréquence du flux effectif total du rotor, la signi-

fication physique du courant cophasé est au contraire plus proche du concept du courant réactif sans coïncider

toutefois avec lui ni en phase ni en amplitude.

Par "entrée cophasée", on entend une entrée d'un système synchronisé de commande ou d'un bloc synchronisé de commande qui reçoit le signal d'une grandeur cophasée,

par exemple d'un courant cophasé.

Par "entrée orthophasée", on entend une entrée d'un système synchronisé de commande ou d'un bloc de commande

2 6 1 4 4 8 1

qui reçoit le signal d'une grandeur orthophasée, par

exemple d'un courant orthophasé.

Par "onduleur à fréquence et à courant variables", on entend un onduleur de puissance à deux voies autonomes de commande, dont l'une sert à asservir l'amplitude instantanée de courants instantanés de phase, égale au module du vecteur de courant statorique, et l'autre à asservir la fréquence instantanée du courant statorique

égale à la vitesse angulaire du vecteur de courant stato-

rique, l'asservissement des courants instantanés de phase s'effectuant par comparaison, phase par phase, de leurs mesures avec leurs consignes respectives, dont l'amplitude et la fréquence instantanées sont imposées par les actions

de commande fournies par deux voies autonomes de commande.

L'onduleur à fréquence et à courant variables est un convertisseur d'énergie électrique dont le courant est commandé en coordonnées polaires. La fréquence de courant de sortie de l'onduleur à fréquence et à courant variables est toujours égale à la fréquence synchrone définie par l'action d'entrée. Avec ce type d'onduleur, un saut d'action de commande n'entraîne pas un changement brutal

de phase du courant.

Par "onduleur transvectoriel", on entend un ondu-

leur de puissance synchronisé par la grandeur de commande appliquée à l'entrée de fréquence de l'onduleur de puissance, dont les deux autres entrées forment respectivement une entrée cophasée et une entrée orthophasée; la commande du courant instantané de sortie s'opère par modification des courants cophasé et orthophasé en coordonnées du vecteur unitaire temporel de synchronisation, fixé et modifié d'une manière arbitraire par action, sur l'entrée de fréquence, de l'onduleur de puissance, la commande du

vecteur de courant étant effectuée en coordonnées carté-

siennes à révolution synchrone.

Par "enroulement de phase de référence du stator", on entend l'un des enroulements statoriques de phase du moteur asynchrone, dans lequel la phase instantanée du courant instantané de phase coïncide avec la phase synchrone en l'absence de courant orthophasé. Par "courant biphasé statorique", on entend deux courants alternatifs dont l'un représente le courant instantané de phase dans l'enroulement de phase de

référence du stator et l'autre, un courant de même ampli-

tude instantanée, mais déphasé de 90 par rapport au premier courant. La "phase du courant statorique" s'entend comme la phase du courant instantané de phase dans l'enroulement de phase de référence du stator qui peut être l'un des enroulements de phase "A", "B", "C", par exemple l'enroulement de phase "A'", à condition d'équilibre

des courants statoriques de phase.

La phase du courant statorique est égale à l'angle

de phase (argument) du vecteur spatial de courant stato-

rique compté à partir de l'axe de référence "a" de

l'enroulement de phase de référence "A".

Par "phase du flux effectif total du stator" on entend la phase du flux effectif total instantané de phase du rotor par rapport à l'axe de référence "a", égale à l'argument du vecteur spatial de flux effectif

total du rotor par rapport à l'axe de référence "a".

* La présente invention vise à créer un procédé de

commande d'un moteur asynchrone et un entraînement élec-

trique pour le réaliser, ce procédé permettant d'améliorer la productivité, la rapidité de fonctionnement, la précision et l'efficacité économique des robots industriels, des systèmes flexibles de production et d'autres mécanismes de production équipés de moteurs asynchrones, grâce à une commande autonome de la phase de courant statorique du moteur asynchrone, à la variation mutuelle de la valeur et de l'orientation du champ magnétique en fonction du couple de consigne du moteur asynchrone et à une commande optimale corrélative d'amplitudes et de phases du flux effectif total du rotor et du courant statorique pour un échauffement minimal de l'enroulement statorique du moteur asynchrone, un couple maximal du moteur asynchrone, une rapidité maximale de fonctionnement et une précision maximale d'asservissement du couple du moteur asynchrone

et de régulation de la vitesse et de la position du rotor.

Le but posé est atteint par le fait que, dans un procédé de commande d'un moteur asynchrone consistant à asservir la vitesse du rotor et le couple du moteur asynchrone aux régimes statiques et, pour ce faire, à définir une action de commande en proportion de l'amplitude de consigne du flux effectif total du rotor, égale à la valeur réelle d'amplitude de flux effectif total du rotor, à élaborer une première composante d'amplitude de consigne de

courant statorique en quadrature, caractéristique de la com-

posante "flux" d'amplitude du courant statorique, en fonction de l'importance de l'amplitude de consigne du flux effectif total du rotor, à définir une deuxième action de commande, proportionnelle au couple de consigne du moteur asynchrone, en fonction de la vitesse de consigne du rotor et de la valeur réelle de la vitesse du rotor, à élaborer une deuxième composante d'amplitude de consigne de courant statorique en quadrature, caractéristique de la composante "couple"

d'amplitude du courant statorique, en fonction de l'impor-

tance du couple de consigne du moteur asynchrone, à définir ensuite la fréquence statique des courants instantanés symétriques de phase du stator au régime statique du moteur asynchrone en fonction de la vitesse rotorique et du couple de consigne du moteur asynchrone, puis, à asservir phase par phase les courants instantanés symétriques de phase du stator dans les enroulements de phase du stator du moteur

asynchrone à l'écart consigne-mesure des courants instan-

tanés de phase du stator, l'amplitude de consigne de courant statorique, égale à celle de courants instantanés de phase du stator et à celle de courant statorique, étant rendue égale à la "somme en quadrature" qui est la racine carrée de la somme des carrés de la première et de la seconde composantes d'amplitude de consigne du courant statorique en quadrature, selon l'invention, on asservit, à titre supplémentaire, l'ampli- tude du flux effectif total du rotor compte tenu des processus statiques, dynamiques, électromagnétiques, énergétiques et thermiques dans le moteur asynchrone, au moyen d'une commande vectorielle phase-courant (par phase

et par courant) consistant à modifier d'une façon corréla-

tive la phase et l'amplitude du courant statorique, l'inten-

sité et la position angulaire 'dans l'espace du champ magnétique, caractérisées par la phase et l'amplitude du flux effectif total du rotor, en fonction du couple de consigne du moteur asynchrone, et pour ce faire, on produit une fréquence de synchronisation dont la valeur est égale à celle de la fréquence statique des courants instantanés symétriques de phase du stator en régime statique du moteur asynchrone, caractéristique de la fréquence synchrone du courant statorique, égale à la somme de deux composantes de fréquence de synchronisation dont l'une est variable, soumise à une variation en proportion de celle de la vitesse du rotor et l'autre est asservie au rapport du

couple de consigne du moteur asynchrone au carré de l'ampli-

tude de consigne du flux effectif total du rotor; ensuite on élabore une phase de synchronisation, égale à la phase synchrone du courant statorique et caractéristique de la phase instantanée du courant instantané de phase du stator dans l'un des enroulements statoriques de phase, servant de référence pour un couple de consigne nul du moteur asynchrone; ensuite on élabore une phase de courant statorique, caractéristique de la phase instantanée du courant instantané de phase du stator dans l'enroulement de phase de référence du stator du moteur asynchrone en la faisant varier par rapport à la phase synchrone du courant statorique, d'un angle de déphasage du courant statorique, proportionnel à l'arc tangente du rapport entre la composante "couple" d'amplitude du courant statorique et la composante "flux" d'amplitude du courant statorique; on modifie en fonction du couple de consigne du moteur asynchrone par augmentation de l'amplitude de

consigne du flux effectif total du rotor avec l'augmen-

tation du couple de consigne du moteur asynchrone tout en faisant varier d'une manière analogue et symétrique les courants instantanés de phase dans d'autres enroulements

de phase du stator.

Il est bon, pour des raisons de fonctionnement du moteur asynchrone en coordonnées cartésiennes pilotées par la fréquence de synchronisation, que la phase de synchronisation soit commandée à titre supplémentaire par la modification de la seconde composante de fréquence de synchronisation, caractéristique du glissement du flux effectif total du rotor par rapport au rotor du moteur asynchrone, en proportion du rapport entre la composante "couple" d'amplitude de courant statorique et la valeur couranted'amplitude de consigne du flux effectif total du rotor,en cas de croissance du couple de consigne du moteur asynchrone,la valeur courante d'amplitude de consigne du flux effectif total du rotor augmentant avec le temps suivant une loi apériodique, que la composante "flux" d'amplitude de courant statorique, égale à la première composante en quadrature d'amplitude de consigne de courant statorique soit asservie à la valeur fixée d'amplitude de consigne du flux effectif total du rotor, que ledit asservissement soit conditionné par la courbe d'aimantation du moteur asynchrone et que la composante "couple" d'amplitude de courant statorique, égale à la seconde composante en quadrature d'amplitude de consigne de courant statorique, soit soumise à une variation en proportion du rapport du couple de consigne du moteur asynchrone à la valeur courante de l'amplitude de consigne

du flux effectif total du rotor.

Il est nécessaire, pour des raisons de fonctionne-

ment des moteurs asynchrones en coordonnées polaires, de créer une phase de synchronisation par balayage de la fréquence de consigne du courant statorique, égale à la vitesse de variation de la phase instantanée du courant instantané de phase dans l'enroulement de phase de référence du stator, d'imposer, pour ce faire, une valeur constante à l'amplitude de consigne du flux effectif total du rotor et, respectivement, à la première composante d'amplitude de consigne de courant statorique en quadrature et à la composante "flux" d'amplitude du courant statorique, de faire varier la seconde composante d'amplitude de consigne du courant statorique en quadrature avec le couple de consigne du moteur asynchrone, d'élaborer une amplitude de consigne du courant statorique égale à la "somme en quadrature" des première et seconde composantes d'amplitude de consigne de courant statorique en quadrature; dans ce cas, la fréquence de consigne du courant statorique, caractéristique de celle de synchronisation, doit être

la somme des trois composantes de fréquence de synchroni-

sation; la première desdites trois composantes doit varier

en proportion de la vitesse de rotor; la deuxième compo-

sante de fréquence de synchronisation doit varier avec le couple de consigne du moteur asynchrone; la troisième composante dynamique de fréquence de synchronisation et la troisième composante de fréquence du courant statorique, qui est son image, doivent être égales, en cas de variation du couple de consigne du moteur asynchrone, à la vitesse

de variation de l'arc tangente, d'une grandeur proportion-

nelle au couple de consigne du moteur asynchrone, la loi de la variation à imposer, devant la variation linéaire du couple de consigne du moteur asynchrone, à la troisième composante dynamique de fréquence du courant statorique ayant pour expression: 2.L r

3. Z. *2

p ro d aM L1+( r M)2 t2

1+ 3Z'

p ro o n CO d est la troisième composante dynamique de fréquence du courant statorique;-Lr est l'inductance du rotor; Z est le nombre de paires de pôles du moteur asynchrone; Or* ro est l'amplitude de consigne du flux effectif total du rotor; aM = - -d est la vitesse de variation du couple de consigne M* du moteur asynchrone; t est le temps courant de variation linéaire du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, Il est utile, pour des raisons de commande des moteurs asynchrones en coordonnées cartésiennes, que la variation de valeur et de sens du déphasage du courant statorique par rapport à la phase synchrone du courant statorique, égale à celle de synchronisation, soit soumise à la variation du courant instantané de phase du stator dans l'enroulement de phase de référence statorique, égale à la différence de deux courants périodiques dont le premier, formant le courant cophasé, est obtenu par synchronisation de la variation en cosinus à la fréquence de synchronisation de la composante "flux" d'amplitude

du courant statorique en fonction de la phase de synchro-

nisation égale à la phase de synchronisation, le deuxième courant périodique, représentant le courant orthophasé, étant produit par synchronisation de la variation en sinus à la fréquence de synchronisation de la composante "couple"

d'amplitude du courant statorique avec la phase de synchro-

nisation, que, face à un accroissement instantané du couple de consigne du moteur asynchrone, la phase du courant statorique subisse un décalage brutal par rapport à la phase de synchronisation, dû à un changement brusque de valeur et de sens du courant orthophasé, que, devant la variation de la valeur couranted'amplitude de consigne de flux effectif total du rotor, le courant statorique soit déphasé en permanence par le jeu du courant cophasé et que la valeur couranted'amplitude de consigne de flux effectif total du rotor varie comme la composante "flux"

d'amplitude du courant statorique suivant une loi apério-

dique avec une constante de temps égale à la constante de

temps électromagnétique du rotor.

Il est utile, de plus, de décaler d'une quantité constante la phase instantanée du courant instantané de phase dans l'enroulement de phase deréférence du stator par rapport à la phase synchrone du courant statorique jusqu'à + 4- en faisant varier d'une manière égale et - 4 simultanée les composantes "couple" et "flux" d'amplitude de courant statorique en fonction du couple de consigne du moteur asynchrone; il est raisonnable, en cas d'un accroissement instantané du couple de consigne du moteur asynchrone, de créer une amplitude instantanée de courant statorique, proportionnelle à la valeur des composantes "couple" et "flux" d'amplitude de courant statorique, suivant une loi de la forme r

3Z M*

is = 2 _ Lm (1- 2t Lm is = F V Mo* + (M* - Mo*) (1 -e Tr 2 ' O is est l'amplitude instantanée du courant de phase S statorique, e est le nombre naturel, t est le temps du courant transitoire, Lr est l'inductance du rotor, Z est le nombre de paires de pôles du moteur asynchrone, L est la mutuelle, m M* est le couple de consigne du moteur asynchrone, Mo* est le couple de consigne initial du moteur o asynchrone, Lr T =R est la constante de temps électromagnétique r R r du rotor, Rr est la résistance active du rotor, r la seconde composante de fréquence du courant statorique, représentative du glissement du flux effectif total du rotor et égale au glissement du courant statorique, devant varier comme suit: Rr M* L 2t r M* + (M* - M*) (1-e Tp) o o Il est également bon de modifier les lois de commande du décalage de phase du courant statorique par rapport à la phase synchrone du courant statorique et à la phase de synchronisation en fonction des valeurs limites d'amplitudes maximales du courant et de la tension statoriques, du couple de consigne limite du moteur asynchrone, de la mesure de vitesse rotorique et du temps requis de forçage du couple du moteur asynchrone, de modifier aussi la saturation du circuit magnétique du moteur asynchrone en fonction desdites valeurs limites par une commande phase-courant multizonale du moteur asynchrone qui consiste à modifier, dans chaque zone de régulation, les lois corrélatives de variation des courants orthophasé et cophasé, à réduire de moitié, au moins, dans la première zone de commande phase- courant du moteur asynchrone, les valeurs d'amplitude de consigne du flux effectif total du

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rotor, de composante "flux" d'amplitude du courant stato-

rique et du courant cophasé par rapport aux valeurs -- respectives au régime statique nominal du moteur asynchrone dans le cas o le couple de consigne et la vitesse mesurée du rotor sont au-dessous de leurs limites, à exciter le champ magnétique initial dans le moteur asynchrone à une amplitude constante du flux effectif total du rotor qui doit être variable avec l'amplitude du courant cophasé en fonction de la valeur limite d'amplitude maximale du courant statorique et de la valeur initiale du couple de consigne du moteur asynchrone, à asservir le décalage de phase du courant statorique par rapport à la phase de

synchronisation et à la phase synchrone du courant stato-

rique au couple de consigne du moteur asynchrone par modification de l'amplitude du courant orthophasé en proportion du couple de consigne du moteur asynchrone, le courant instantané de phase dans l'enroulement de phase du stator du moteur asynchrone étant soumis à la variation suivant une loi de la forme: * t t sa(t) = K1 * ro Cos f (ô+K2M*)dt - K3M* sinf (I+K2M*)dt, o ia (t) est le courant instantané de phase dans sa l'enroulement de phase du stator, M* esc le couple de consigne du moteur asynchrone, K1, K2, K3 sont des facteurs constants dépendant des paramètres du moteur asynchrone, ITro 0'5frn est l'amplitude initiale du flux effectif total du rotor, rY rest l'amplitude nominale du flux effectif total du rotor, bLJ est la vitesse rotorique; dans la deuxième zone de commande phase-courant, il est bon, quand le couple de commande du moteur asynchrone est supérieur à sa limite et que la vitesse mesurée du rotor est inférieure à sa limite, de décaler la phase du courant statorique d'une quantité constante + 4I par rapport à la phase de synchronisation et à la phase synchrone du

courant statorique en faisant varier également et simultané-

ment les amplitudes des courants orthophasé et cophasé en fonction du couple de consigne du moteur asynchrone tout en modifiant, suivant une loi apériodique, l'amplitude de consigne du flux effectif total du rotor en fonction de

l'amplitude du courant cophasé correspondant à la caracté-

ristique d'aimantation du moteur asynchrone; dans la troisième zone de commande phase-courant, il est raisonnable, lorsque la vitesse mesurée de rotor dépasse sa limite, d'augmenter au-delà de IT la valeur absolue du déphasage du courant statorique par rapport à la phase synchrone du courant statorique avec la vitesse rotorique par une réduction de l'amplitude du courant cophasé en fonction de la valeur limite d'amplitude maximale de tension

statorique et de la vitesse rotorique.

Il est également utile de réduire le couple limite du moteur asynchrone, en régime temporaire de forçage limite du couple et d'accélération pendant le forçage, au-dessous de la constante de temps électromagnétique du rotor au moyen d'un décalage brutal de phase du courant statorique, jusqu'à +i statorique, jusqu'à + 2 par rapport à la phase synchrone du courant statorique, par coupure du courant cophasé et, à cet effet, de couper le courant cophasé pendant le forçage de couple du moteur asynchrone, et de porter par bonds le courant orthophasé à une valeur limitée à l'amplitude maximale du courant statorique; il est bon, dans ce cas, que, dans la deuxième zone de commande phase-courant, on crée un couple du moteur asynchrone supérieur à au moins 1,4 fois celui au régime antérieur au forçage et que l'amplitude du courant statorique au régime de forçage soit maintenue égale à celle du régime précédent, après la coupure du courant cophasé, par augmentation du courant orthophasé d'une quantité

inférieure d'environ 2-1 fois au courant cophasé coupé.

Il est utile, d'autre part, de faire varier la fréquence synchrone du courant statorique par modification de l'importance de l'action ou de la grandeur de commande à l'entrée, proportionnelle à la vitesse de consigne du rotor, d'une quantité proportionnelle à l'amplitude mesurée du courant orthophasé du stator, obtenue par synchronisation du courant biphasé mesuré du stator par la fréquence synchrone du courant statorique, d'asservir la vitesse rotorique du moteur asynchrone, quel que soit le couple résistant de celui-ci, au moyen d'une régulation PI des composantes orthophasée et cophasée du flux effectif total du rotor, dont les mesures peuvent utilement être fournies par la synchronisation de la mesure du flux effectif total biphasé du rotor, lequel est obtenu par la mesure du courant biphasé et de la tension biphasée du stator, de réguler la composante cophasée de flux effectif total du rotor, cophasée par rapport à la phase synchrone du courant statorique, au niveau de l'amplitude de consigne du flux effectif total du stator qui est à imposer par la seconde action d'entrée, l'écart de vitesse rotorique de la consigne fixée par la première action d'entrée étant

compensé par déphasage du courant statorique et modifi-

cation du courant orthophasé en fonction de l'écart de la composante orthophasée de flux effectif total du rotor au zéro de la composante orthophasée de consigne (y rort=O)

du flux effectif total du rotor.

Il est également raisonnable de faire encore varier la phase synchrone du courant statorique en fonction de la température d'échauffement du moteur asynchrone et pour ce faire, de mesurer la température courante du moteur asynchrone, de la. comparer avec la consigne à laquelle doit être asservie la seconde composante de fréquence synchrone du courant statorique, de créer l'accroissement requis de la seconde composante defréquence synchrone du courant statorique en proportion du produit de la valeur de consigne de la seconde composante de fréquence synchrone

du courant statorique, pour une même valeur de consigne de tempéra-

ture d'échauffement du moteur asynchrone, par l'écart consigne-mesure de température, de modifier la valeur de consigne de la seconde composante de fréquence synchrone du courant statorique de l'accroissement oe la seconde composante de fréquence synchrone du courant statorique, de faire décroître la valeur maximale du couple de consigne du moteur asynchrone avec l'augmentation de l'écart entre lesdites deux températures lorsque cet écart dépasse le seuil de suréchauffement du moteur asynchrone et de réduire à zéro la vitesse rotorique en cas de dépassement de la

tolérance de surtempérature du moteur asynchrone.

De cette façon, par l'asservissement de l'amplitude du flux effectif total du rotor et de la composante "flux" d'amplitude du courant statorique au couple de consigne du moteur asynchrone aux régimes statiques, pour une vitesse établie et un couple résistant donné, on obtient

le régime de courant statorique minimal car le flux magné-

tique augmente avec le couple du moteur électrique. La minimisation du courant statorique, pour un certain couple

résistant largement variable, offre un régime de fonction-

nement du moteur asynchrone pour lequel les pertes totales de puissance dans le moteur électrique et l'échauffement

de l'enroulement statorique sont à peu près à leur minimum.

Cela permet d'augmenter les couples massique et volumique admis à long et à court terme pour le moteur asynchrone, d'o une réduction massique et dimensionnelle des modules électromécaniques, une productivité accrue des robots et des systèmes flexibles de production qui deviennent plus économiques par l'effet d'une masse et d'un encombrement

diminués des organes mobiles de travail.

Aux régimes dynamiques, la commande de phase du courant et la modification corrélative de l'importance et de l'orientation du champ magnétique en fonction du couple du moteur asynchrone permettent d'écourter le temps d'établissement du couple du moteur asynchrone, d'augmenter le couple dynamique du moteur asynchrone et le rapport de la valeur courant et fixée de couple dynamique du moteur asynchrone à l'amplitude du courant statorique. Il y a un gain d'accélération et de précision de régulation de la vitesse et de la position du rotor. On confère de meilleures caractéristiques énergétiques et thermiques à l'entraînement asynchrone dont le couple et la puissance spécifiques augmentent par l'effet de la modification de l'amplitude du flux effectif total du

rotor du moteur asynchrone. On parvient à réguler précisé-

ment la vitesse, quels que soient les capteurs utilisés, voire sans capteur sur l'arbre. Cela permet d'employer les entraînements asynchrones comme commandes électriques normalisées pour des robots et des systèmes flexibles de production y compris comme servomoteurs asynchrones de haute précision pour les chaines de montage et de soudage

robotisées. On arrive ainsi à réaliser un gain sur l'effi-

cacité économique, la rapidité de fonctionnement, la productivité et la précision des robots et des systèmes

flexibles de production.

Le but posé est également atteint par le fait que, dans l'entraînement électrique mettant en oeuvre le procédé de commande d'un moteur asynchrone et comportant un moteur asynchrone dont les enroulements statoriques sont raccordés aux sorties d'un convertisseur de puissance, le rotor du moteur asynchrone est accouplé à un capteur de vitesse rotorique raccordé à la première entrée d'un bloc de consigne de couple du moteur asynchrone, dont la deuxième

entrée est reliée à un bloc de consigne de vitesse roto-

rique, la sortie du bloc de consigne de couple du moteur

asynchrone étant reunie à l'entrée d'un formeur de compo-

sante "couple" d'amplitude du courant statorique, l'entrée de fréquence du convertisseur de puissance est reliée à travers un formeur de fréquence synchrone du courant statorique à la sortie du bloc de consigne de couple du moteur asynchrone, la deuxième entrée du formeur de fréquence synchrone du courant statorique étant raccordée

à la sortie du capteur de vitesse statorique, le conver-

tisseur de puissance selon l'invention représente un onduleur transvectoriel à trois entrées de commande dont la première est l'entrée de fréquence, la deuxième est l'entrée orthophasée et la troisième est l'entrée cophasée,

que l'entraînement électrique possède un formeur d'ampli-

tude du flux effectif total du rotor et un formeur de glissement du flux effectif total du rotor, que la sortie du bloc de consigne de couple du moteur asynchrone est raccordée aux entrées des formeurs d'amplitude et de glissement du flux effectif total du rotor, que la sortie du formeur de composante "couple" d'amplitude du courant statorique est reliée à l'entrée orthophasée de l'onduleur transvectoriel, que la sortie du formeur d'amplitude du flux effectif total du rotor est raccordée à l'entrée cophasée de l'onduleur transvectoriel, la sortie du formeur de glissement du flux effectif total du rotor étant reliée à la première entrée du formeur de fréquence

synchrone du courant statorique.

Il est bon, lorsqu'il s'agit d'une commande en coordonnées cartésiennes, que l'entraînement électrique soit doté d'un élément apériodique et d'un bloc de consigne de composante "flux" d'amplitude de courant statorique qui aient leurs entrées raccordées par un point commun à la sortie du formeur d'amplitude du flux effectif total du rotor, la sortie du bloc de consigne de la composante "flux" d'amplitude du courant statorique étant raccordée à l'entrée cophasée de l'onduleur transvectoriel, que le formeur de composante "couple" d'amplitude du courant statorique soit un organe de division dont l'entrée de diviseur est raccordée à la sortie de l'élément apériodique, que le formeur de glissement du flux effectif total du rotor représente un second organe de division qui ait, lui aussi, son entrée de diviseur reliée à la sortie de l'élément apériodique dont l'entrée est raccordée à la sortie du formeur d'amplitude du flux effectif total du rotor, que la sortie du premier organe de division soit raccordée à l'entrée orthophasée de l'onduleur transvectoriel et à l'entrée de dividende du second organe de division, le formeur de fréquence synchrone du courant statorique étant

un additionneur.

Le but posé est également atteint par le fait que, s'il s'agit d'effectuer la commande en coordonnées polaires, l'entraînement électrique comportant un moteur asynchrone dont les enroulements statoriques sont raccordés aux sorties

d'un convertisseur de puissance, le rotor du moteur asyn-

chrone étant accouplé à un capteur de vitesse rotorique qui a sa sortie raccordée aux entrées des deux additionneurs, le premier additionneur étant placé entre la sortie du bloc

de consigne de la vitesse rotorique et l'entrée d'un régula-

teur PI de la vitesse, et le second additionneur entre la sortie de l'élément proportionnel et l'une des entrées du convertisseur de puissance, la sortie du régulateur PI de

la vitesse étant reliée à l'entrée de l'élément propor-

tionnel et à celle d'un bloc de calcul de la "somme en quadrature" dont la seconde entrée est raccordée à la sortie d'un bloc de consigne d'amplitude du flux effectif total du rotor, la sortie du bloc de calcul de la "somme en quadrature" étant réliée à l'entrée d'amplitude du convertisseur de puissance, contient,selon l'invention, en série, un bloc de consigne d'angle de déphasage et un bloc de calcul de la composante dynamique de fréquence du courant statorique, par le fait que l'entrée du bloc de consigne d'angle de déphasage est reliée à la sortie du régulateur PI de la vitesse, par le fait que la sortie du bloc de calcul de la composante dynamique de fréquence du courant statorique est reliée à la troisième entrée du second additionneur, le convertisseur de puissance étant réalisé sous forme d'un onduleur à fréquence et à

courant variables.

2 6144 1

Il est raisonnable que l'entraînement électrique prévu pour la commande en coordonnées cartésiennes comporte un bloc de consigne d'amplitude instantanée du courant statorique, un bloc de consigne de fréquence instantanée du courant statorique, un bloc de consigne d'amplitude du courant orthophasé et un inverseur du courant orthophasé, que l'onduleur transvectoriel soit un convertisseur à phase et à courant variables comportant trois premiers et trois seconds onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables, que les sorties des trois premiers et des trois seconds onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables soient raccordées en parallèle deux par deux aux enroulements de phase respectifs du stator du moteur asynchrone, que les entrées d'amplitude des trois premiers onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables aient un point commun relié à la sortie d'un bloc de consigne d'amplitude de courant cophasé dont l'entrée est réunie à la sortie du formeur d'amplitude du flux effectif total du rotor, que les entrées de fréquence des trois premiers et des trois seconds onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables aient un point commun raccordé à la sortie du bloc de consigne de fréquence instantanée du courent statorique dont l'entrée est reliée à un formeur de fréquence synchrone du courant statorique, que les entrées d'amplitude des trois seconds onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables soient raccordées à la sortie du bloc de consigne d'amplitude de courant orthophasé, et que les entrées d'impulsion de chacun des formeurs de courents instantanés de phase à atteindre des trois seconds onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables aient un point commun relié à la sortie de l'inverseur de courant monophasé dont l'entrée, réunie à celle du bloc de consigne d'amplitude du courant orthophasé, est raccordée à la sortie du formeur de

composante "couple" d'amplitude du courant statorique.

De plus, le but posé est atteint par le fait-que l'entraînement électrique mettant en application le procédé de commande proposé et comportant un moteur asynchrone dont les enroulements statoriques sont raccordés aux sorties d'un convertisseur de puissance, le rotor du moteur asynchrone étant accouplé à un capteur de vitesse rotorique raccordé à la première entrée d'un premier additionneur dont la deuxième entrée est reliée à la sortie d'un bloc de consigne de vitesse rotorique et la sortie O10 est raccordée à l'entrée d'un régulateur PI de la vitesse, possède, également selon l'invention, des premier et second organes de division, un second additionneur, un élément apériodique, un bloc de consigne du courant cophasé et un bloc de non-linéarité de saturation, que le convertisseur de puissance représente un onduleur transvectoriel doté d'une entrée orthophasée, d'une entrée de fréquence et d'une entrée cophasée, que l'entrée du régulateur PI de la vitesse soit reliée à l'entrée de dividende du premier organe de division qui a sa sortie reliée à l'entrée orthophasée de l'onduleur transvectoriel, à l'entrée de dividende du second organe de division et à l'entrée du bloc de consigne de courant cophasé, que la sortie du second organe de division et celle du capteur de vitesse

rotorique soient raccordées aux entrées du second addition-

neur, que la sortie du second additionneur soit reliée à l'entrée de fréquence de l'onduleur transvectoriel dont l'entrée cophasée est reliée à la sortie du bloc de consigne de courant cophasé, que, de plus, la sortie du bloc de consigne de courant cophasé soit raccordée à l'entrée de l'élément apériodique dont la sortie est reliée à l'entrée du bloc de non-linéarité de saturation, dont'la sortie est raccordée aux entrées de diviseur des

premier et second organes de division.

Il est bon que l'entraînement électrique comporte un limiteur de couple réglable, un troisième additionneur, un bloc de non-linéarité de limitation du couple, un

sélecteur de module et un bloc de non-linéarité d'affai-

blissement du champ qui, associés aux organes de division, au deuxième additionneur, au bloc de consigne du courant cophasé, au bloc de nonlinéarité de saturation et à l'élément apériodique, forment un régulateur adaptatif de couple, que le limiteur de couple réglable ait sa première entrée, servant de première entrée au régulateur adaptatif de couple, raccordée à la sortie d'un régulateur

PI, sa seconde entrée réunie à la sortie du bloc de non-

linéarité de limitation du couple et sa sortie reliée à l'entrée de dividende du premier organe de division, que la sortie de l'organe de division, formant la sortie orthophasée du régulateur adaptatif de couple, soit reliée à la fois à l'entrée du bloc de consigne du courant cophasé et à l'entrée de dividende du second organe de division qui ait sa sortie raccordée à la première entrée du deuxième additionneur dont la sortie constitue la sortie de fréquence du régulateur adaptatif de couple, que la sortie du bloc de consigne du courant cophasé soit raccordée à la première entrée du troisième additionneur qui ait sa sortie, formant la sortie cophasée du régulateur adaptatif de couple, raccordée à l'entrée de l'élément apériodique

dont la sortie serait réunie à l'entrée du bloc de non-

linéarité de saturation, lequel aurait sa sortie raccordée aux entrées de diviseur des premier et second organes de

division, que l'entrée du bloc de non-linéarité de limita-

tion du couple soit reliée, par un point commun, à l'entrée du bloc de non-linéarité d'affaiblissement du champ à la sortie du sélecteur de module dont l'entrée, réunie à la deuxième entrée du deuxième additionneur, formerait la deuxième entrée du régulateur adaptatif de couple, que la première entrée du régulateur adaptatif de couple soit raccordée à la sortie du régulateur PI de la vitesse, que la deuxième entrée du régulateur adaptatif de couple soit réunie à la sortie du capteur de vitesse, les sorties orthophasée, de fréquence et cophasée du régulateur adaptatif de couple étant raccordées respectivement aux entrées orthophasée, de fréquence et cophasée de l'onduleur transvectoriel. Il est utile que l'entraînement électrique soit doté d'un bloc de consigne de forçage du couple et d'un bloc de forçage du couple comportant un additionneur, un amplificateur limiteur, un comparateur, un dispositif de commutation, un amplificateur inverseur et un commutateur, que la première entrée de l'additionneur et l'entrée du

comparateur aient un point commun servant d'entrée ortho-

phasée au bloc de forçage du couple, que la sortie de l'additionneur soit raccordée à l'entrée de l'amplificateur limiteur dont la sortie formerait la sortie orthophasée du bloc de forçage du couple, que la sortie du comparateur

soit reliée à l'entrée de commande du dispositif de commu-

tation qui aurait son entrée commutable, réunie à l'entrée de l'amplificateur inverseur, raccordée à la première sortie du commutateur dont l'entrée commutable constituerait l'entrée cophasée du bloc de forçage du couple, que les sorties du dispositif de commutation et de l'amplificateur inverseur soient raccordéespar leur point commun à la seconde entrée de l'additionneur, que la seconde sortie du commutateur serve de sortie cophasée au bloc de forçage

du couple, que l'entrée de commande du commutateur repré-

sente l'entrée de commande du bloc de forçage du couple, que la sortie du bloc de consigne de forçage du couple soit reliée à l'entrée de commande du bloc de forçage du couple, que les sorties orthophasée et cophasée du bloc de forçage du couple soient raccordées respectivement

aux entrées orthophasée et cophasée de l'onduleur trans-

vectoriel, les entrées orthophasée et cophasée du bloc de forçage du couple étant reliées respectivement aux sorties

orthophasée et cophasée du régulateur adaptatif de couple.

2 6 1 4 4 8 1

Le but posé est également atteint par le fait que l'entraînement électrique mettant en oeuvre le procédé de commande proposé et comportant un moteur asynchrone dont

les enroulements statoriques sont raccordés à un conver-

tisseur de puissance et qui a son rotor accouplé à un capteur de vitesse rotorique selon l'invention, contient aussi un bloc de consigne de couple du moteur asynchrone, un formeur de fréquence synchrone du courant statorique et un formeur d'amplitude du flux effectif total du rotor conçus respectivement autour des premier, deuxième et troisième amplificateurs opérationnels, que le convertisseur

de puissance est réalisé sous forme d'un onduleur transvec-

toriel à entrées orthophasée, de fréquence et cophasée, que les premières entrées des premier et deuxième amplificateurs opérationnels ont un point commun raccordé à la sortie du capteur de vitesse rotorique, que la sortie du premier amplificateur opérationnel, réunie à la deuxième entrée du deuxième amplificateur opérationnel, est raccordée à l'entrée orthophasée de l'onduleur transvectoriel, que la

sortie du deuxième amplificateur opérationnel est reliée.

à l'entrée de fréquence de l'onduleur transvectoriel, la sortie du troisième amplificateur opérationnel étant

raccordée à l'entrée cophasée de l'onduleur transvectoriel.

Le but posé est en outre atteint par le fait que l'entraînement électrique mettant en application le procédé de commande proposé et comportant un moteur asynchrone dont les enroulements statoriques sont raccordés aux sorties d'un convertisseur de puissance selon l'invention

est doté d'un premier amplificateur opérationnel repré-

sentant un régulateur PI de la vitesse et d'un deuxième amplificateur opérationnel formant un bloc de consigne

d'amplitude du flux effectif total du rotor, d'un capteur.

incrémentiel, d'un convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes, que le convertisseur de puissance se présente comme un onduleur transvectoriel synchronisé par le rotor et composé d'un démultiplicateur électronique, d'un formeur transvectoriel de courants instantanés requis de phase et d'un régulateur de courants instantanés de phase, que le rotor du moteur asynchrone est en liaison mécanique avec le capteur incrémentiel dont les sorties,

formant les entrées d'impulsions de l'onduleur transvec-

toriel synchronisé par le rotor, sont raccordées aux entrées du démultiplicateur électronique et du convertisseur fréquence-tension, que les sorties du démultiplicateur électronique sont reliées aux entrées d'impulsions du formeur transvectoriel de courants instantanés requis de phase, ses deux autres entrées formant l'entrée orthophasée

et l'entrée cophasée de l'onduleur transvectoriel synchro-

nisé par le rotor, que les sorties du formeur transvec-

toriel de courants instantanés requis de phase sont raccordées aux entrées de commande du régulateur de

courants instantanés de phase dont les sorties, consti-

tuant les sorties de l'onduleur transvectoriel synchronisé par le rotor, sont reliées aux enroulements statoriques

du moteur asynchrone, que le convertisseur numérique-

analogique de coordonnées cartésiennes contient un bloc de balayage impulsionnel, un compteur bidirectionnel d'adresse, deux mémoires permanentes programmées dites PROM, quatre convertisseurs numériques-analogiques et deux additionneurs, que les sorties du bloc de balayage impulsionnel sont raccordées aux entrées du compteur bidirectionnel d'adresses,qui a ses sorties reliées aux entrées des première et deuxième PROM, que les sorties de la première PROM programmée selon une loi sinusoïdale sont raccordées aux entrées numériques des premier et deuxième convertisseurs numériques-analogiques, que les sorties de la deuxième PROM programmée suivant une loi cosinusoidale sont reliées aux entrées numériques de troisième et quatrième convertisseurs numériquesanalogiques, que les sorties des deuxième et troisième convertisseurs numériques-analogiques sont raccordées aux entrées du premier additionneur, que les sorties des premier et quatrième convertisseurs numériques-analogiques sont reliées aux entrées du deuxième additionneur, que les entrées analogiques des premier et troisième convertisseurs numériques-analogiques sont réunies entre elles pour former l'entrée orthophasée du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes, que l'entrée du bloc de balayage impulsionnel constitue l'entrée de fréquence du

convertisseur numérique-analogique de coordonnées carté-

siennes, que les entrées analogiques des deuxième et quatrième convertisseurs numériques-analogiques sont réunies entre elles de façon à former l'entrée cophasée du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes dont les sorties'orthophasée et cophasée servent respectivement de sorties aux premier et deuxième additionneurs, que de plus le premier amplificateur opérationnel formant le régulateur PI de la vitesse a sa sortie raccordée à l'entrée orthophasée et à l'entrée de fréquence du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes, que la sortie du deuxième amplificateur opérationnel est reliée à l'entrée cophasée du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes qui a ses sorties orthophasée et cophasée raccordéesrespectivement aux entrées orthophasée et cophasée de l'onduleur transvectoriel synchronisé par le rotor, l'entrée du premier amplificateur opérationnel

étant reliée à la sortie du convertisseur fréquence-

tension dont les entrées sont raccordées aux sorties du

capteur incrémentiel.

Il est bon que, dans l'entraînement électrique, le convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes ait ses entrées raccordées au bloc de forçage de couple et au régulateur adaptatif de couple formant, en conjonction avec le convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes, un processeur de commande adaptative phasevecteur qui ait à son entrée un bloc de consigne de régime, un convertisseur numérique-analogique, un régulateur numérique de position du rotor, un détecteur d'écart entre les codes et un processeur de commande du

robot, que les sorties orthophasée et cophasée du régula-

teur adaptatif de couple soient raccordées respectivement aux entrées orthophasée et cophasée du bloc de forçage du couple qui ait ses sorties orthophasé et cophasée reliées respectivement aux entrées orthophasée et cophasée du

convertisseur numérique-analogique de coordonnées carté-

siennes, que la sortie de fréquence du régulateur adaptatif de couple, formée par la sortie du second organe de division du régulateur adaptatif de couple, soit raccordée à l'entrée de fréquence du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes dont les sorties représentent respectivement les sorties orthophasée et cophasée du processeur de commande adaptative phase-vecteur, que les première et deuxième entrées du régulateur adaptatif de couple forment respectivement les première et deuxième entrées du processeur de commande adaptative phase-vecteur, dont la troisième entrée constitue l'entrée de commande du bloc de forçage du couple, que les sorties orthophasée

et cophasée du processeur de commande adaptative phase-

vecteur soient raccordées respectivement aux entrées orthophasée et cophasée de l'onduleur transvectoriel synchronisé par le rotor, que la première entrée du processeur de commande adaptative phase-vecteur soit reliée à la sortie du premier amplificateur opérationnel qui ait sa première entrée, réunie à la deuxième entrée du processeur de commande adaptative phase-vecteur, reliée à la sortie du capteur de vitesse et sa deuxième entrée raccordée à la sortie du bloc de consigne de régime qui

ait sa première entrée raccordée à la sortie du conver-

tisseur numérique-analogique, que les entrées numériques du convertisseur numérique-analogique soient reliées aux sorties numériques du régulateur numérique de position du rotor dont les entrées seraient raccordées aux sorties du détecteur d'écart entre les codes qui aurait ses premières entrées raccordées aux sorties du processeur de commande du robot et ses deuxièmes entrées reliées aux sorties du capteur incrémentiel, que les entrées du processeur de commande du robot soient reliées aux sorties du capteur incrémentiel, que les deux sorties du processeur de commande du robot soient raccordées aux entrées du bloc de consigne de régime, la sortie d'impulsions du régulateur numérique de position du rotor étant reliée à la troisième entrée du processeur de commande adaptative phasevecteur formée par l'entrée de commande du bloc de forçage du

couple.

Il est raisonnable que l'entraînement électrique comporte un commutateur du couple placé entre la sortie du premier amplificateur opérationnel et la première entrée du processeur de commande adaptative phase-vecteur et que, dans ce cas, les deux entrées de commande du commutateur du moteurcouple soient reliées aux deux sorties supplémentaires du processeur de commande du robot. Il est nécessaire que l'entraînement électrique possède un élément thermosensible, incorporé au moteur asynchrone, et un bloc d'adaptation thermique formant, avec le processeur de commande adaptative phase-vecteur, un processeur de commande adaptative phase- vecteur à adaptation thermique, que le bloc d'adaptation thermique

comporte un amplificateur de mesure, un organe de comparai-

son, un bloc de consigne de température initiale, un

limiteur de suréchauffement, un convertisseur analogique-

numérique, un convertisseur numérique-analogique, un additionneur, un comparateur et un sélecteur de valeur maximale, que les entrées de mesure du bloc d'adaptation thermique soient raccordées aux sorties de l'élément thermosensible et à l'amplificateur de mesure, que les deux entrées de l'organe de comparaison soient raccordées aux sorties du bloc de consigne de température initiale et de l'amplificateur de mesure, que la sortie de l'organe de

comparaison soit reliée aux entrées du limiteur de suréchauf-

fement et du convertisseur analogique-numérique qui aurait sa sortie numérique, formant la sortie numérique du bloc d'adaptation thermique, raccordée à l'entrée numérique du convertisseur numérique-analogique qui aurait son entrée

analogique et sa sortie reliées aux entrées de l'addition-

neur, que les deux sorties du limiteur de suréchauffement soient reliées aux entrées du comparateur, que la troisième entrée du limiteur de suréchauffement soit raccordée à la première entrée du sélecteur de valeur maximale dont la deuxième entrée représenterait l'entrée de limitation du

couple du bloc d'adaptation thermique, la sortie du sélec-

teur de valeur maximale servant de sortie de limitation du couple au bloc d'adaptation thermique, que la sortie du comparateur constitue la sortie de blocage thermique du bloc d'adaptation thermique, que l'entrée analogique du convertisseur numérique-analogique forme l'entrée de fréquence du bloc d'adaptation thermique, que la sortie de l'additionneur représente la sortie de fréquence du bloc d'adaptation thermique, qua la sortie de blocage thermique du bloc de consigne de régime, l'entrée et la sortie de limitation du couple du bloc d'adaptation thermique soient

raccordées respectivement à la sortie du bloc de non-

linéarité de limitation du couple et à la deuxième entrée du limiteur de couple réglable du régulateur adaptatif de couple, que l'entrée de fréquence du bloc d'adaptation

thermique soit reliée à la sortie de fréquence du régula-

teur adaptatif de couple formée par la sortie du deuxième organe de division du régulateur adaptatif de couple, que la sortie de fréquence du bloc d'adaptation thermique soit raccordée à l'entrée de fréquence du processeur de commande

adaptative phase-vecteur formée par l'entrée du conver-

tisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes dont les sorties orthophasée et cophasée représentent respectivement les sorties orthophasée et cophasée du processeur de commande adaptative phasevecteur avec adaptation thermique, sa sortie numérique, formée par celle du bloc d'adaptation thermique, étant raccordée à l'entrée numérique supplémentaire du processeur de

commande du robot.

Le problème posé est également résolu du fait que, dans un entraînement électrique mettant en oeuvre le

procédé proposé et comportant un moteur électrique asyn-

chrone dont les enroulements statoriques sont reliés à un convertisseur de puissance, selon l'invention, le

convertisseur de puissance représente un onduleur trans-

vectoriel doté de sorties numériques, d'une entrée ortho-

phasée, d'une entrée de fréquence et d'une entrée cophasée, du fait que l'entraînement électrique possède de plus:

un régulateur vectoriel de champ magnétique; un conver-

tisseur de mesure qui a ses entrées de puissance raccordées aux sorties de puissance de l'onduleur transvectoriel et ses sorties de puissance connectées aux enroulements statoriques du moteur asynchrone; un bloc de consigne de vitesse et un bloc de consigne d'amplitude du flux effectif total du rotor, le régulateur vectoriel de champ magnétique contenant deux régulateurs PI constitués, respectivement, par des premier et troisième amplificateurs opérationnels, un amplificateur additionneur- formeur de fréquence synchrone, formé par un deuxième amplificateur

opérationnel, et un convertisseur inverse numérique-

analogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes qui a ses quatre premières entrées raccordées aux quatre sorties de mesure du convertisseur de mesure et ses deux entrées numériques, reliées aux deux sorties numériques de l'onduleur transvectoriel, constituées par deux sorties numériques "sinus" et "cosinus" d'un formeur transvectoriel de courants instantanés de phase de consigne fournispar l'onduleur transvectoriel, la sortie d'un appareil de mesure du courant

orthophasé faisant partie du convertisseur inverse numérique-

analogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes étant raccordée à une première entrée de l'amplificateur additionneur-formeur de fréquence synchrone représentant une première entrée de commande du régulateur vectoriel de champ magnétique reliée à la sortie du bloc de consigne de vitesse, du fait que la sortie d'un appareil de mesure du flux effectif total cophasé du rotor faisant partie du convertisseur inverse numériqueanalogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes est raccordée à une première entrée du deuxième desdits régulateurs PI dont une deuxième

entrée, formant une deuxième entrée de commande du régula-

teur vectoriel de champ magnétique, est reliée à la sortie du bloc de consigne d'amplitude de flux effectif total du rotor; du fait que la sortie d'un appareil de mesure du flux effectif total orthophasé du rotor, faisant partie du convertisseur inverse numérique-analogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes, est raccordée à l'entrée du premier desdits régulateurs PI dont la sortie constitue la sortie orthophasée du régulateur vectoriel de champ magnétique; du fait que la sortie de l'amplificateur additionneur-formeur de fréquence synchrone représente la sortie de fréquence du régulateur vectoriel du champ magnétique, du fait que la sortie du deuxième régulateur PI sert de sortie cophasée au régulateur vectoriel de champ magnétique, la sortie orthophasée, la sortie de fréquence et la sortie cophasée du régulateur vectoriel de champ magnétique étant raccordées, respectivement, à l'entrée orthophasée, à l'entrée de fréquence et à l'entrée cophasée

de l'onduleur transvectoriel.

Il est nécessaire que, dans l'entraînement élec-

trique, le convertisseur inverse numérique-analogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes, soit réalisé sous la forme de six convertisseurs numériques-analogiques ayant, à leurs sorties,trois amplificateurs additionneurs et deux amplificateurs inverseurs; que l'entrée numérique "cosinus" soit reliée aux entrées numériques du premier, du troisième

et du cinquième desdits six convertisseurs numériques-

analogiques, l'entrée numérique "sinus" étant raccordée aux entrées numériques du deuxième, du quatrième et du sixième de ces convertisseurs numériques-analogiques, que

les entrées analogiques du premier et du deuxième conver-

tisseurs numériques-analogiques soient reliées à des

premières entrées du convertisseur inverse numérique-

analogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes; que

les entrées analogiques du troisième et du sixième conver-

tisseurs numériques-analogiques aient un point commun relié

à une deuxième entrée du convertisseur inverse numérique-

analogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes; que les entrées analogiques du quatrième et du cinquième convertisseurs numériquesanalogiques aient, elles aussi, un point commun relié à une troisième entrée du convertisseur inverse numérique-analogique bivectoriel de coordonnées

cartésiennes, que le premier des convertisseurs numériques-

analogiques ait sa sortie raccordée, à travers le premier des amplificateurs inverseurs, à l'une des entrées du premier des amplificateurs additionneurs, que la sortie du deuxième convertisseur numérique-analogique soit raccordée directement à l'une des entrées du premier amplificateur additionneur dont la sortie est celle de l'appareil de mesure du courant orthophasé; que le

troisième et le quatrième convertisseurs numériques-

analogiques aient leurs sorties reliées aux entrées du deuxième amplificateur additionneur dont la sortie est celle de l'appareil de mesure du flux effectif total cophasé du rotor, que la sortie du cinquième convertisseur numérique-analogique soit raccordée directement, et celle du sixième convertisseur numérique-analogique, à travers le deuxième amplificateur-inverseur, aux entrées du troisième amplificateur additionneur dont la sortie est celle de l'appareil de mesure du flux effectif total

orthophasé du rotor; que les trois sorties du conver-

tisseur inverse numérique-analogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes soient formées par les sorties, respectivement, de l'appareil de mesure du courant orthophasé, de l'appareil de mesure du flux effectif total cophasé et de l'appareil de mesure du flux

effectif total orthophasé du rotor.

Il est raisonnable que, dans l'entraînement élec-

trique, le convertisseur de mesure comporte: un ampère-

mètre, un voltmètre, quatre découpleurs galvaniques, cinq additionneurs, un amplificateur inverseur et deux intégrateurs; que les sorties de l'ampèremètre soient raccordées aux entrées des deux premiers découpleurs galvaniques; que les sorties du voltmètre soient reliées aux sorties des troisième et quatrième découpleurs galvaniques qui aient leurs sorties raccordées à deux premières entrées du premier additionneur ayant sa

troisième entrée reliée, à travers le deuxième addition-

neur, aux sorties des deux premiers découpleurs galvaniques;

que la sortie du premier découpleur galvanique soit rac-

cordée, à travers l'amplificateur inverseur, et celle du quatrième découpleur galvanique, directement, aux entrées du troisième additionneur ayant sa sortie reliée à l'entrée

du premier intégrateur; que la sortie du premier addition-

neur soit reliée à l'entrée du deuxième intégrateur qui ait sa sortie raccordée à la première entrée du quatrième additionneur dont une deuxième entrée serait raccordée à la sortie du deuxième additionneur, que la sortie du premier intégrateur soitreliée à une première entrée du cinquième additionneur dont une deuxième entrée serait raccordée à la sortie de l'amplificateur inverseur; que les quatre entrées de mesure du convertisseur de mesure constituent respectivement les sorties du deuxième additionneur, de l'amplificateur inverseur et des cinquième et quatrième additionneurs, les sorties des cinquième et quatrième additionneurs formant les sorties de l'appareil de mesure du flux effectif total biphasé du rotor composé de deux intégrateurs et de

deux additionneurs.

L'entraînement électrique pour réaliser le procédé de commande du moteur asynchrone selon l'invention offre une commande invariante du couple du moteur asynchrone en coordonnées polaires et cartésiennes, aux régimes statiques et dynamiques, en proportion de l'action de commande, ou de la grandeur de référence, à l'entrée, qui définit le couple à atteindre (le couple de consigne) du moteur

asynchrone, ce qui permet de porter la rapidité d'asser-

vissement du moteur à couple constant à 0,0005 s, d'étendre la plage de régulation astatique de la vitesse rotorique pour tout couple résistant et pour un rapport entre la vitesse maximale et la vitesse minimale du rotor atteignant des valeurs de 10000 et plus, d'élargir la bande passante en vitesses dans le cas o la vitesse rotorique du moteur asynchrone doit être asservie à un signal harmonique ne

dépassant pas 250 Hz.

Cela permet de réaliser une servocommande à moteur asynchrone rapide et de haute précision capable d'assurer

une grande exactitude de positionnement à un pas incrémen-

tiel du transmetteur impulsionnel près.

* En même temps, l'entraînement électrique à commande en coordonnées cartésiennes permet d'utiliser le moteur asynchrone en régime énergétique marginal avec un rapport maximal du couple du moteur asynchrone à l'amplitude du courant statorique et d'exploiter d'une façon optimale le degré de saturation du circuit magnétique du moteur

asynchrone en cas de variation de l'amplitude du flux effec-

tif total du rotor. En régime dynamique, on arrive à doubler le rapport de l'ordre de multiplicité du couple du moteur asynchrone à celui de l'amplitude de courant statorique; un couple décuplé du moteur asynchrone peut être créé pour une amplitude quintuplée de courant statorique, une croissance momentanée de 40 % du couple par rapport à sa valeur fixée pouvant être obtenue pour une même amplitude

du courant statorique.

Il est à remarquer également que l'entraînement électrique selon l'invention a, à son avantage, de réduire d'au moins quatre fois l'échauffement du moteur asynchrone en marche à vide et de 20 % en moyenne aux

régimes continus, d'augmenter de plus de 50 % l'accéléra-

tion du rotor avec des pertes de puissance en chaleur moindres dans le moteur asynchrone aux régimes dynamiques, d'accroître la fréquence des cycles de positionnement d'un robot équipé de moteurs asynchrones et d'améliorer la précision de régulation de la vitesse et de la position

du rotor lors de l'adaptation thermique.

L'entraînement électrique à commande phase-courant multizonale, en plus d'assurer un asservissement invariant du couple du moteur asynchrone en fonctionnement à une amplitude limitée de courant et de tension statoriques, permet de maintenir le moteur asynchrone à un régime de

couple maximal.

Les avantages et les particularités des régimes de l'entraînement électrique selon l'invention ont pour effet de réduire la masse et l'encombrement du moteur asynchrone, placé sur des organes de travail, au point de permettre de l'utiliser, grâce à ses qualités en

précision et en rapidité de fonctionnement, comme servo-

commande de robots.

La gamme étendue de régulation de la vitesse et la précision accrue d'asservissement du couple destinent l'entraînement électrique selon l'invention à assurer le mouvement d'avance dans des machines-outils à commande

numérique à programme.

L'entraînement électrique comportant un régulateur vectoriel du champ magnétique est capable de faire varier, dans des proportions considérables, la vitesse du moteur asynchrone sans demande pour autant ni capteurs sur l'arbre ni capteurs incorporés au moteur asynchrone ce qui permet d'utiliser l'entraînement électrique pour des électrobroches

et le mouvement de coupe des machines-outils.

La réunion de meilleures caractéristiques dynamiques, énergétiques et thermiques, alliée à la précision accrue de maintien de la vitesse zéro et de régulation de vitesse et de position du rotor, offre la possibilité d'utiliser l'entraînement électrique à moteur asynchrone à titre de commande électrique normalisée pour des robots, des chaînes robotisées de montage et des systèmes flexibles de production, ce qui permet de réaliser un gain sur le coût et la consommation des matériaux pour l'équipement technologique, sur sa productivité et sa fiabilité, tout

comme sur les frais de maintenance et d'exploitation.

L'invention sera mieux comprise, et d'autres buts, caractéristiques, détails et avantages de celle-ci

apparaîtront plus clairement au cours de la description

explicative qui va suivre faite en référence aux dessins schématiques annexés donnés uniquement à titre d'exemple illustrant plusieurs modes de réalisation de l'invention, et dans lesquels: - la figure I représente un diagramme des vecteurs d'état d'un moteur asynchrone, selon l'invention; la figure 2 montre l'amplitude du courant statorique en régime statique du moteur asynchrone en fonction du glissement du flux effectif total du rotor, pour des couples donnés du moteur asynchrone, et la courbe, optimale en minimum de courant, d'amplitude de courant statorique en fonction du glissement du flux effectif total du rotor; - la figure 3 montre les courbes, optimales en minimum de courant, d'amplitudes de flux effectif total du rotor, de courant statorique et de glissement du flux effectif total du rotor en fonction du couple du moteur asynchrone; - la figure 4 montre un schéma fonctionnel d'un onduleur transvectoriel; - la figure 5 montre un schéma fonctionnel d'un onduleur à fréquence et à courant variables; - la figure 6 montre un schéma fonctionnel d'un entraînement asynchrone à vitesse réglable à commande phase-courent en coordonnées cartésiennes à amplitude variable du flux effectif total du rotor; - la figure 7 montre un schéma fonctionnel d'un

entraînement par moteur-couple asynchrone à commande phase-

courant, optimale en couple maximal aux régimes statiques, en coordonnées cartésiennes; - la figure 8 montre un schéma fonctionnel d'un entraînement asynchrone à vitesse réglable à commande fréquence-courant en coordonnées polaires; - la figure 9 montre un schéma fonctionnel d'un convertisseur à phase et à courant variables; - la figure 10 montre un schéma fonctionnel d'un entraînement asynchrone à vitesse réglable, à régulation phase-courant optimale (extrême) à deux zones, compte tenu de la saturation du circuit magnétique du moteur asynchrone; - la figure 11 montre un schéma fonctionnel d'un entraînement électrique à vites: réglable, à régulation adaptative phase-courant à trois zones; - les figures 12, a, b, c et d montrent les

caractéristiques des blocs de non-linéarité de l'entraîne-

ment asynchrone à régulation adaptative phase-courant à trois zones; - les figures 13 a, b, c, d, e, et f représentent les diagrammes vectoriels et les caractéristiques de variation de l'amplitude du flux effectif total du rotor pour trois zones de régulation adaptative; - la figure 14 montre un schéma fonctionnel d'un entrainement par moteur à couple constant asynchrone à forçage phase-courant du couple du moteur asynchrone; - la figure 15 montre un schéma fonctionnel de l'un des plus simples entrainements asynchrones à vitesse réglable en cas de régulation phase-courant (de phase et d'intensité du courant); - la figure 16 montre un schéma fonctionnel d'un entraînement asynchrone à vitesse réglable doté d'un seul capteur incrémentiel (impuisionnel) sur l'arbre du moteur asynchrone en cas de régulation phase-vecteur (de phase et de vecteur) en coordonnées cartésiennes - la figure 17 montre un schéma fonctionnel d'un entrainement asyncnrone asservi (servocommande du robot) doté de deux capteurs sur l'arbre du moteur asynchrone et d'un processeur de commande adaptative phase-vecteur; - la figure 18 montre un schéma fonctionnel d'une servocommande asynchrone de robot avec un seul capteur impulsionnel et un processeur de commande adaptative phase-vecteur avec adaptation thermique; - la figure 19 montre un entraînement asynchrone sans capteur à vitesse réglable, doté d'un régulateur vectoriel de champ magnétique; et la figure 20 montre un schéma de convertisseur

de mesure.

Dans les dessins des figures 1 à 20 et au cours

de la description qui suit, on trouvera les symboles

suivants: us est le vecteur spatial de la tension statorique; US = 1 Us est l'amplitude de la tension de phase statorique, égale au module du vecteur spatial de la tension statorique et à l'amplitude de la tension statorique; s est la phase de la tension statorique égale à l'angle de phase du vecteur spatial de la tension statorique

par rapport à l'axe "a" de l'enroulement de phase de réfé-

-rence "A" du stator; is est le vecteur spatial du courant statorique; is = i est l'amplitude du courant de phase statorique, s s égale au module du vecteur spatial du courant statorique et à l'amplitude du courant statorique; Ois est la fréquence du courant statorique, égale à la vitesse angulaire du vecteur spatial du courant statorique; Es est la phase du courant statorique, égale à l'angle de phase du vecteur spatial du courant statorique par rapport à l'axe "a" de l'enroulement de phase de référence "A" du stator; C est le déphasage entre la tension et le courant statorique, égal à l'angle de phase du vecteur spatial de tension statorique Os par rapport au vecteur de courant statorique is; irest le vecteur spatial du courant rotorique ramené au stator; ir= | ir est l'amplitude du courant de phase rotorique (valeur réduite); égale au module du vecteur spatial du courant rotorique et à l'amplitude du courant rotorique; im est le vecteur spatial du courant magnétisant; im = | im est l'amplitude du courant de phase magnétisant, égale au module du vecteur spatial du courant magnétisant; m est le vecteur spatial du flux effectif total dans l'entrefer; -m:1 Yml est l'amplitude du flux effectif total de phase dans l'entrefer, égale au module du vecteur spatial du flux effectif total du rotor et à l'amplitude du flux effectif total dans l'entrefer; Brr est le vecteur spatial du flux effectif total du rotor; Br-r = I est l'amplitude du flux effectif total de phase du rotor, égale au module du vecteur spatial du flux effectif total du rotor et à l'amplitude du flux effectif total du rotor; Cps est la phase synchrone du flux effectif total du rotor, égale à l'angle de phase du vecteur spatial du flux effectiftotal du rotor par rapport à l'axe "a" de l'enroulement de référence "A" du stator; i qest le déphasage entre le courant statorique et le flux effectif total du rotor, égal à l'angle de phase du vecteur spatial is du courant statorique par rapport au vecteur spatial du flux effectif total du rotor; r est le déphasage du flux effectif total du rotor par rapport à l'axe du rotor; &à9est le déphasage entre le flux effectif total du stator et celui du rotor, égal à l'angle de phase du vecteur spatial Vs du flux effectif total du stator par rapport au vecteur spatial du flux effectif total du rotor r; Vs est la phase du flux effectif total du stator, égale à l'angle de phase du vecteur spatial du flux effectif total du stator par rapport à l'axe "a" de l'enroulement de référence "A" du stator; Rr est le vecteur unitaire de position spatiale du r rotor;

est l'angle spatial de rotation de l'axe roto-

rique (du vecteur unitaire R) par rapport à l'axe stato-

rique (axe "a" de l'enroulement de phase de référence "A" du stetor), exprimé en radians électriques, par le nombre Z de paires de pôles du moteur asynchrone; p est le déphasage du courant statorique par r rapport à l'axe du rotor, égal à l'angle de phase du vecteur spatial du courant statorique par rapport au vecteur R du rotor; a est l'axe géométrique de la section transversale du stator, confondu avec l'axe magnétique de l'enroulement de phase de référence. "A" du stator; b est l'axe géométrique de la section transversale du stator, décalé positivement de 120 par rapport à l'axe "a"; c est l'axe géométrique de la section transversale du stator, décalé positivement de 270 par rapport à l'axe "a"; oCest l'axe fixe d'un système d'axes orthogonauxoC, (système de coordonnées cartésiennes), se confondant avec l'axe "a" de l'enroulement de phase de référence "A" du stator; t est l'axe orthogonal fixe du système d'axes orthogonaux OC^, décalé de +90 , dans un plan de section transversale du stator, par rapport à l'axe fixe -C dans le sens antihoraire); Y est l'axe synchrone du système d'axes orthogonaux Y, X en rotation synchrone, dirigé suivant le vecteur directeur spatial;

X est l'axe orthogonal du système d'axes ortho-

naux Y, X en rotation synchrone, décalé de +90 , dans une section transversale du stator, par rapport à l'axe Y (dans le sens antihoraire); 6 s est la fréquence synchrone du flux effectif total du rotor, égale à la vitesse angulaire de rotation synchrone du système d'axes orthogonaux Y, X par rapport à l'axe fixeoC; d est l'axe longitudinal d'un système d'axes orthogonaux d, q, se confondant avec le vecteur unitaire de position du rotor R;

q est l'axe transversal du système d'axes ortho-

gonaux d, q, décalé de +900 par rapport à l'axe d (dans le sens antihoraire); isa = isaC est le courant instantané de phase dans l'enroulement de phase de référence du stator; M est le couple électromagnétique du moteur asynchrone en N.m, appelé dans ce qui suit "couple du moceur asynchrone"; d r - dadt est la vitesse angulaire du vecteur dt spatial du flux effectif total du rotor Tr par rapport à l'axe du rotor R, égale au glissement du flux effectif total du rotor exprimé en radians par seconde (rad/s); * désigne la valeur de consigne d'un paramètre du vecteur d'état du moteur asynchrone, déterminée par la grandeur de commande (de référence) en proportion de la valeur de consigne d'un paramètre du moteur asynchrone; i* est la valeur de consigne de la composante sx "couple" en quadrature de l'amplitude du courant statorique, égale à la projection orthognale du vecteur spatial iS du courant statorique sur l'axe X; is est la fréquence de synchronisation égale à la vitesse Y, X en rotation synchrone; i* est la valeur de consigne de la composante sy "flux" en quadrature de l'amplitude du courant statorique, égale à la projection du vecteur spatial i de courant s statorique sur l'axe synchrone Y; * est la phase de synchronisation, égale à la phase synchrone prescrite du système d'axes orthogonaux Y, X en rotation synchrone; sign ts* est le sens prescrit de rotation synchrone du système d'axes orthogonaux Y, X; *,i* i* sont les courants instantanés de sa sb' sc phase de consigne du stator dans les enroulements de phase "A", "B", "C" du stator; * Gis est la fréquence de consigne du courant statorique, égale à la vitesse angulaire de consigne du vecteur spatial du courant statorique; E * est la phase de consigne du courant statorique, s égale à l'angle de phase de consigne du vecteur spatial du courant statorique par rapport à l'axe "a" du stator;

À * /'2..2.. .

is = sx + i2y est l'amplitude de consigne du courant statorique, égale à la racine carrée de la somme des carrés des deux composantes de consigne du courant statorique en quadrature; d As CL) C= D mest la vitesse du rotor, exprimée en vitesse angulaire du vecteur unitaire R du rotor par rapport à l'axe "a" du stator; CJm est la vitesse angulaire mécanique du rotor; Zp est le nombre de paires de pôles du moteur asynchrone;

CJ* est la vitesse de consigne du rotor, propor-

tionnelle à la grandeur de commande à l'entrée, déterminant la vitesse de consigne rotorique; M* est le couple de consigne du moteur asynchrone,

proportionnel à la grandeur de commande à l'entrée, déter-

minant le couple de consigne du moteur asynchrone; est l'amplitude de consigne du flux effectif r total du rotor, proportionnelle à la grandeur de commande à l'entrée, déterminant l'amplitude de consigne du flux effectif total du rotor;

r* est la valeur fixée de consigne de l'ampli-

tude du flux effectif total du rotor; ú est le déphasage de consigne du vecteur de courant statorique par rapport au vecteur de flux effectif total du rotor; ACJ* est la valeur de consigne de fréquence dynamique d du courant statorique, égale à la vitesse de variation du déphasage de consigne iY iort est le courant orthophasé en retard ou en avance de 900 sur la phase de synchronisation; iyn est le courant cophasé dont la phase est celle syn

de synchronisation.

Le procédé de commande d'un moteur asynchrone selon l'invention consiste essentiellement à asservir le couple d'un moteur asynchrone (figure 1) qui est déterminé par le produit de l'amplitude du courant statorique i et de s l'amplitude Y r du flux effectif total du rotor par le

sinus de l'angle de déphasage Lq entre le courant instan-

tané de phase ia et le flux effectif total instantané sa de phase Yra ayant pour expression M = 3 Lm.1 i sin 7 Zp L r s * (1) en faisant varier l'amplitude du flux effectif total du rotor, suivant une loi optimale en fonction du couple du

moteur asynchrone.

Yr = lopt (M) (2)

A cet effet, on met en corrélation l'asservisse-

ment de l'amplitude instantanée du courant statique i et s celui de la phase instantanée Es du courant statorique qui, avec ce procédé de commande, représente un nouveau paramètre autonome d'une commande optimale corrélative des processus dynamiques, énergétiques et thermiques dans le moteur asynchrone. Par une régulation phase par phase de courants instantanés de phase du stator, on cherche à maintenir en équilibre les courants instantanés de phase isa, isb, iSc du stator de façon que chacun des trois enroulements de phase soit le siège de courants à une même amplitude instantanée isma = ismb = ismC = is et à une phase instantanée asservie Es, le facteur de déphasage temporel étant de + 1200:

261 4 4 81

isa = is(t) cos ( s(t) + so) i s = i (t).cos (. ú(t) - 23- + so (3 sb s s 3 50 isc = is(t)'cos (rs(t) + 2 + ú

o so est la phase instantanée initiale du courant stato-

rique dans l'enroulement de phase "A" à l'instant zéro: t = O. Le paramètre temporel de commande du moteur asynchrone, la phase E (t) du courant statorique, est donné pour l'enroulement de phase de référence "A" du stator, pour les deux autres enroulements de phase "B" et "C", la phase du courant statorique étant imposée par la régulation phase par phase des courants instantanés

de phase en conformité avec les équations (3).

Le diagramme vectoriel (figure 1) est établi pour les huit vecteurs spatiaux d'état du moteur asynchrone, supposés être en coincidence avec les vecteurs temporaires respectifs d'état pour l'enroulement de phase de référence du stator, dont le rôle est tenu par l'enroulement de

phase "A". La possibilité en est due au fait que le dépha-

sage temporel des vecteurs temporels d'état dans les enroulements de phase "A", "B", "C" est égal, dans le cas d'un moteur asynchrone, à un même déplacement angulaire spatial de +120 des axes "a", "b" et "c"' des enroulements

de phase.

Ainsi, l'asservissement de la phase temporelle Es du courant statorique permet-il de maîtriser la position angulaire du vecteur spatial is du courant statorique et le vecteur multidirectionnel d'état du moteur asynchrone représenté par l'éventail" des vecteurs spatiaux d'état

à la figure 1.

Selon l'invention, on met l'asservissement de la

phase instantanée Es(t) du courant statorique en corréla-

tion avec celui de l'amplitude instantanée du courant

statorique is(t) de façon telle que la variation corréla-

tive de l'argument Es et du module is du vecteur spatial i s de courant statorique qui correspond audit asservissement

corrélatif des paramètres temporels conduise à un dépla-

cement mutuel dans l'espace et, par la même, à une varia-

tion déterminée des modules des autres vecteurs spatiaux d'état du moteur asynchrone, notamment, des arguments et des modules du vecteur Us de tension statorique, des trois s vecteurs de flux effectif total: vecteur 7Sdu stator, vecteur 7r du rotor, vecteur Vm dans l'entrefer, ainsi que du vecteur im de courant magnétisant, du vecteur ir de courant rotorique et de l'argument du vecteur unitaire R

de position rotorique.

Dans ces conditions, on cherche à obtenir une variation corrélative de la phase Es et de l'amplitude is du courant statorique, telle qua la variation corrélative de la phase et de l'amplitude du flux effectif total du rotor (de l'argument Cf et du module r du vecteur Y r à la figure 1) assure la variation optimale du champ magnétique en fonction du couple du moteur asynchrone

suivant la relation (2). Cette relation (formule 2) repré-

sente la condition pour avoir l'extrémum de la fonction-

nelle exprimant les critères dynamiques, énergétiques et économiques d'optimalité de la commande d'un moteur asynchrone qui sont: minimum de courant statorique, minimum de pertes de puissance, minimum d'échauffement du moteur asynchrone, maximum de couple du moteur asynchrone, maximum de puissance fournie par le moteur asynchrone, maximum de rapidité de fonctionnement, maximum de fréquence des cycles de positionnement, minimum de frais d'appareillage, minimum de capteurs extérieurs incorporés au moteur asynchrone,

minimum de coût de l'entraînement asynchrone. La multipli-

cité des critères de commande optimale, compte tenu de la plage de commande admissible (avec limitations sur les amplitudes is, Us de courant et de tension statoriques, et la température d'échauffement du moteur) est à l'origine du critère multizonal des lois optimales de variation de la phase Es du courant statorique et de la pluralité des s formes de réalisation particulières des procédés de commande de la phase Es du courant statorique selon l'invention ainsi que des entraînements électriques mettant en oeuvre ces procédés. Selon l'invention, la condition d'optimalité de la commande (formule 2) est nécessaire mais insuffisante pour l'asservissement de la phase Es du courant statorique, s la condition suffisante de commandabilité d'un moteur

asynchrone étant celle comportant l'invariance de l'asser-

vissement du couple du moteur asynchrone M*(t) = M(t), (4) o M*(t) est le couple de consigne du moteur asynchrone déterminé par la grandeur de référence à l'entrée, et

M(t) est le couple réel du moteur asynchrone.

En cas de définition analogique du couple de consigne M*, la condition d'invariance, d'après la formule (4), revient à vérifier l'égalité M(t) = KM.UM (t), (5) o UM(t) est la tension analogique d'entrée représentant

la consigne de couple M*(t), KM étant le facteur de trans-

fert en couple du moteur asynchrone.

Pour toute variation du couple de consigne M*(t) ou de la tension analogique d'entrée UM(t), y compris par bonds et avec inversion, la condition d'invariance, d'après la formule (4) ou la formule (5), reste vraie, quels que soient le couple résistant et la vitesse rotorique, à une erreur dynamique minimale près

M < (6)

IAZ Md[< min '(6) o A min est la valeur admissible de pulsation du couple du moteur asynchrone, limitée à quelques pour cent du couple nominal du moteur asynchrone: A min \< 0,05Mn Mn étant le couple rnominal du moteur asynchrone. Les limitations sur la commande, imposées par les formules (1) à (6) sont de la forme s 4 is max ' Us Z Us max, (7) es 4 gs max, J o is max et Us max sont respectivement les amplitudes maximales admissibles pour la commande de courant de phase et de tension de phase du stator; Os est la température réelle de l'isolement de l'enroulement statorique,en OC, gs max est la température maximale admissible d'échauffement de l'isolement de l'enroulement statorique,

en C.

Le critère d'optimalité est donné par la condition de minimum de la fonctionnelle I(M) = Imin (8) o I(M) est la fonction du couple du moteur asynchrone

exprimant la relation entre l'amplitude du courant stato-

rique, les pertes de puissance dans le moteur ou l'échauf-

fement du moteur, d'une part et le couple du moteur asyn-

chrone, le temps du transitoire, le temps de prise de la

position spécifiée et le temps de régulation de l'entraî-

nement électrique, d'autre part.

La condition qu'impose la formule (2) constitue

la solution du problème de la commande optimale phase-

courant formulé par la condition d'optimalité (8) et par la condition d'invariance (4). Cette solution est réalisée par le procédé de commande de la phase du courant statorique mettant en valeur les relations entre les angles et les modules des huit vecteurs d'état du moteur asynchrone représentés à la figure 1 et les solutions d'un système d'équations différentielles non linéaires définissant les transitoires électromagnétiques dans le moteur asynchrone. La relation entre les angles des vecteurs d'état est de la forme s = s + r + E;(9) (10) As: \s + Xr; Ys = &s + r +;(11) s = As + (Pr+Et'+<p; (12) La relation entre 'le vecteur rm du flux effectif

total dans l'entrefer et le vecteur "m du courant magnéti-

sant s'exprime par la mutuelle L car ces vecteurs ont la m même direction, soit m = Lm im (13) La valeur de la mutuelle Lm tient au degré de saturation du circuit magnétique du moteur asynchrone sur

le chemin principal de distribution d'induction magnétique.

La dépendance de la mutuelle Lm et du degré de saturation est fournie par la courbe d'aimantation du moteur asynchrone Eln = F(im) (voir Bulletin de SEV, Zurich, pages 164, 165, 1974, nO 3) qui peut être ramenée à la relation analytique approchée entre les modules des vecteurs 4m et im i m _fm = k - arc tg im (14) o 1Fk et ik sont les constantes d'approximation de la

courbe d'aimantation du moteur asynchrone.

Des équations (13) et (14), il résulte que la mutuelle dépend de l'amplitude du flux effectif total dans l'entrefer Ym =IVmI Vrm rm rm Lm = ctg (15) im ik k Les vecteurs des flux effectifs totaux sont en relation suivante:

+ L (16)

Or m + L r r (16) eils '=m + L ds is ' (17)

o Le/r et Lvs sont les inductances de fuite respective-

ment du rotor et du stator. La relation enfre les vecteurs de courant magnétisant, de courant statorique et de courant rotorique s'exprime de la façon suivante: im is + ir (18) En raison des équations (16) à (18), le vecteur i du courant statorique est lié aux vecteurs s' r du flux effectif total du stator et du rotor au moyen de l'équation vectorielle: 1 - Lm is = L * * Vr, (19) s d. L *'Lr - s o i = 1 m est le facteur de fuite résultant, Ls Lr

Ls = Lm + L ds est l'inductance du stator.

Lr = Lm + L gr est l'inductance du rotor.

Les équations (13), (16), (17) et (19), définissant la relation entre le triangle de courants et deux triangles

de flux effectif total indiquent que la commande phase-

courant du moteur asynchro e s'accompagne d'un étalement compliqué et corrélatif de l'"éventail" des vecteurs tant

en leurs angles qu'en leurs modules.

La régularité de ces relations est établie par les équations différentielles pour les circuits statorique et rotorique, suivant les axes orthogonaux tournants Y, X, pour le circuit statorique: d s dt = - K Vsx + U -Ri t-sC3 Ys + U _ R i (20) =_ <a ' + U - 'Rj i ( 1 dt k sy sx s sx21) pour le circuit rotorique: d 1 RryI drV ry(Ca + Rr L i (22) dt Lr Y( k)Yrx +7 m y dirx Rr y -(G) -) + Rr L.i (23) = dt L rx ry L m sx

o G) k est la vitesse angulaire du système d'axes ortho-

gonaux Y, X, établie lors de la synchronisation de la commande. Les systèmes de commande existants d'un moteur asynchrone ont recours, en vue de maîtriser le couple au cas o la condition (4) est près de se réaliser, à la loi de constance du flux effectif total du rotor r '- 'rrn = const, (24) r rn qui permet, en supposant que l'axe du vecteur Vr du flux effectif du rotor tombe sur l'axe Y du système d'axes orthogonaux Y, X, d'alléger l'écriture des équations pour le circuit rotorique: par l'équation (22) on a: Yr = V=ry Lm isy Yrx = O} (25) Marx = 0 et l'équation (23) entraîne: rr= o r rL sx (26)

k L m -

lr Y Dans ce cas, l'une des projections du vecteur de courant statorique sur l'axe Y, orientée suivant le vecteur de flux effectif total du rotor, est proportionnelle à l'amplitude de consigne constante 1.ro du flux effectif total du rotor déterminée par la grandeur de commande à l'entrée Y = rro ro ro * i ro (27) sy Lm Pour stabiliser l'amplitude Vro du flux effectif total du rotor, il ne suffit pas de remplir la condition (27). Il est encore nécessaire de gérer la deuxième projection isx du vecteur iS du courant statorique et le glissement eW du flux effectif total du rotor, par rapport au rotor, égal à la différence des vitesses angulaires des vecteurs *rr et R suivant les lois: 2L iSX = 3 c M* (28) sx 3 Z L V; p m ro 2Rr r9 - = r X M3Z ( o)2 M9) Les équations (27) à (29) représentent un algorithme

de commande d'un moteur asynchrone en coordonnées carté-

siennes Y, X en rotation synchrone au régime du flux effectif total constant du rotor. L'algorithme de commande

implique une séquence d'actions et d'opérations corréla-

tives sur les paramètres du courant statorique du moteur asynchrone en fonction de deux actions ou grandeurs de commande à l'entrée Tro et M* et de la vitesse mesurée ro

du rotor.

Cet enchaînement des actions corrélatives sur la

phase Es et l'amplitude instantanée iS de courant stato-

rique est caractéristique du procédé de commande phase-

courant. Par la formule (10), le glissement A du flux effectif total du rotor est lié à la phase synchrone Cp5s du flux effectif total du rotor, car la fréquence synchrone instantanée 60s du flux effectif total du rotor, égale à la vitesse angulaire du vecteur spatial rr du flux effectif total du rotor par rapport à l'axe "a" du stator, est égale à la vitesse de variation de la phase synchrone Cs du flux effectif total du rotor: COd (30) s = dt Les formules (10) et (30) fournissent l'équation pour le glissement du flux effectif total du rotor d P r d Cps d A s dt dt dt ' d.\s

o dt = est la vitesse rotorique.

En vertu de l'équation (31), il est bon d'asservir la phase synchrone s du flux effectif total du rotor par le balayage (intégration) de la somme du glissement G du flux effectif total du rotor et de la vitesse rotorique G. t2 t2 cs t)S(t)dt = ( cJ +AW)dt, (32) t1 tt t1 o t1 et t2 sont les instants initial et final du processus

de commande.

La vitesse rotorique 60 se mesure alors à l'aide d'une génératrice tachymétrique, le glissementA GCJ du flux effectif total du rotor étant déterminé par la grandeur de commande (référence) à l'entrée, proportionnelle au couple de consigne M* du moteur asynchrone, suivant la loi

de commande (29).

Pour matérialiser les lois de commande (27), (28), il est nécessaire de réaliser les conditions (25), (26) d'orientation du vecteur i suivant le vecteur Vr. Il est utile de réaliser les conditions d'orientation (25) et (26) par synchronisation de la commande du vecteur Is du courant statorique par la fréquence de synchronisation s égale à la fréquence de consigne du flux effectif total du rotor. La fréquence de synchronisation as est alors régie par la loi * 5 2Rr M* (33 s 3 Zp( T to)2 r et la phase de synchronisation Is, égale à la position

angulaire de l'axe directeur "Y" du système d'axes ortho-

gonaux Y, X en rotation synchrone par rapport à l'axe fixe "a" du stator, s'obtient par balayage dans le temps de la fréquence de synchronisation W: s CP = dt = J[ [(t) + ZG (M*, v4r) dt (34) Etant donnée la continuité du balayage dans le temps,

lors de la synchronisation de la commande, et l'indépen-

dance des processus de commande, dans le cas d'une machine asynchrone triphasée en équilibre, par rapport à la phase de synchronisation initiale de la commande, l'équation (34) pour la phase de synchronisation Cs peut

être représentée par l'intégrale indéfinie.

Le procédé de synchronisation de la commande selon

l'invention consiste à commander la phase de synchroni-

sation T s et à asservir le vecteur temporel d'état

d'un objet à la phase de synchronisation commandée.

Les équations (27) et (28) présentent l'asservissement du vecteur temporel i du courant statorique à la phase de syncnronisation

* soumise à la loi (34).

Le vecteur i du courant statorique par rapport à s * la phase de synchronisation Ès est caractérisé par le

module i et l'argument Ec(figure 1) ou par deux projec-

tions: la composante "flux" d'amplitude du courant stato-

rique, égale à: isy = is* cos (35) et la composante "couple" d'amplitude du courant statorique, égale à: i.si n E(36) isx = is. sin úw C6 En cas d'orientation suivant le vecteur du flux effectif total du rotor, l'angle -qsignifie physiquement le déphasage entre le courant instantané de phase du stator dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator et le flux effectif total instantané de phase du rotor,

relatif au même enroulement de phase de référence "A".

Le courant biphasé de stator isC, is, carac-

téristique de la projection du vecteur is de courant statorique sur les axes oC et ' du système d'axes orthogonaux fixes C, -, orienté par l'axe oC en direction de l'axe "a" de l'enroulement de phase de référence "A", s'exprime par les équations suivantes

de changement de coordonnées cartésiennes Y, X en coordon-

nées cartésiennes oC,: i = i cos * i sin * (37) oo sy s sx' s ' tsp = isy sin s + isx C S e* (38) A condition de nullité de la somme des courants instantanés de phase (isa + isb + isc = 0), le courant triphasé de stator i sa, isb' iSc est formé en fonction du courant biphasé du stator obtenu conformément aux équations: i =1i sa soC isb = s is5- - isC (39) i i_ 1 sc - 2 s - isC Des équatiohs (37) à (39), il résulte que,pour fixer sans ambiguité les courants instantanés de phase du stator, il suffit dedéfinir la phase de synchronisation Cs

2 6 1 4 4 8 1

et deux composantes d'amplitude de courant statorique en quadrature, la composante "couple" isx et la composante "flux" isy. En vertu de l'équation (34), la phase de sy synchronisation doit alors varier en fonction du glissement A W du vecteur directeur dont la phase coincide avec celle

de la synchronisation.

Les équations (34), (37) et (38) de synchronisation de la commande subsistent selon l'invention, quelles que soient les lois de régulation du champ magnétique et du

couple du moteur asynchrone.

La synchronisation de commande permet, sans avoir à mesurer le vecteur directeur, de réaliser l'algorithme de commande du vecteur de courant statorique tout en conservant la relation linéaire entre la grandeur de commande à l'entrée M* et la valeur réelle du couple M du moteur asynchrone. Il est à noter, de plus, que la synchronisation offre la possibilité de gérer, suivant des lois optimales et à chaque instant, la position angulaire du vecteur directeur et son module, c'est-à-dire

la position angulaire et l'intensité du champ magnétique.

Dans le cas o l'amplitude du flux effectif total du rotor est constante, l'algorithme de commande exprimé par les équations (27), (28), (29) est des plus simples

puisque réalisable selon des lois proportionnelles.

L'objet de commande non linéaire (un moteur asyn-

chrone) acquiert les propriétés d'un objet linéaire à relation entréesortie linéaire. Avec l'algorithme de commande (27) à (29), on parvient, par synchronisation suivant les équations (34), (37), (38) et (39), à l'un des buts principaux de la commande qui est l'invariance de l'asservissement du couple du moteur asynchrone suivant

la loi (4).

Cette méthode de synthèse du système de régulation, appelée dans ce qui suit la méthode de linéarisation

algorithmique, sert de base au procédé de commande vecto-

rielle selon l'invention.

La méthode de linéarisation algorithmique est appliquée ci-dessus à la loi de régulation (24) la plus simple à réaliser, qui ne confère pas pour autant les caractéristiques énergétiques optimales à l'entraînement asynchrone dont le couple est largement variable dans la plage de

R1 <, (40)

n max o " max est le facteur de surcouple maximum du moteur asynchrone, égal au surcouple dynamique tolérable qui

peut atteindre 2 à 10.

Si la valeur de M est voisine de zéro, l'amplitude constante du flux effectif total du rotor au niveau nominal -ro = ''rn entraîne, en vertu de l'équation (27), de fortes pertes d'excitation L Py dans les enroulements statoriques:

/ 2

3. rn, (41) s Lm o Rs est la résistance active de l'enroulement de phase s

du stator.

Si la valeur de M est proche du maximum: M =.msx Mn, il résulte de l'équation (28) que, pour le niveau nominal de l'amplitude fixe du flux effectif total du rotor = ar la composante "couple" i ro rn ' sx d'amplitude du courant statorique a une valeur excessive à cause de l'insuffisance de l'amplitude du flux effectif total du rotor, ce qui conduit au dépassement des valeurs admissibles sûres de l'amplitude du courant statorique, des pertes de puissance et d'échauffement de l'enroulement

statorique.

Selon l'invention, l'asservissement du vecteur de courant statorique s'opère, à une intensité variable du champ magnétique caractérisée par l'amplitude variable du flux effectif total du rotor, de façon à remplir la condition d'avoir le minimum d'amplitude de courant

2 6 1 4 4 8 1

statorique pour un couple de consigne M du moteur asynchrone: = 2i + = i (42) s sy sx s min L'idée du procédé de commande à courant statorique minimal en régimes statiques est illustrée, à la figure 2, par les courbes représentant l'amplitude i du courant s statorique en fonction du glissement 4M pour diverses valeurs de couple M. (j = 1, 2, 3...) du moteur asynchrone, et, à la figure 3, par les courbes, optimales en minimum de courant, de variation de l'amplitude -4r opt du flux effectiftotal du rotor, de l'amplitude i = i s opt s min du courant statorique, du glissement AJopt du flux effectif total du rotor avec la variation du couple M du moteur asynchrone. Pour éviter le retard de formation du couple de

démarrage initial Mo, on limite la variation de l'ampli-

tude r opt du flux effectif total du rotor, comme l'indique la figure 3, à une valeur minimale fixe vr min r min en minimisant la valeur initiale fixe de la composante "flux" d'amplitude de courant statorique

i = i min = r./L (non figurée).

s0 sy min r min m L'amplitude minimale r min du flux effectif total du rotor est d'autant moins grande que l'amplitude maximale admissible i ax du courant statorique est plus s max importante et que le couple initial prescrit M du moteur asynchrone est plus petit, de façon à remplir la condition: Yrm 2 Lr M0 mi \L--) + 3Zp L min s max (43) Ln. M r min) s a Pour minimiser le courant statorique is is min aux régimes statiques, sans faire varier, au cours du temps,ni le temps prescrit M*, ni le couple réel M du moteur asynchrone, à savoir pour vérifier la condition dM* dM (44) dt = dt = () il faut établir la valeur, optimale en minimum de courant statorique, du glissement AG) is du courant statorique par rapport au rotor compte tenu de la condition d'optimalité

M (M \ (45)

is (s) max o (M/is)max est la valeur maximale du rapport entre le couple du moteur asynchrone et l'amplitude du courant statorique. En vue de satisfaire la condition (45) d'optimalité de la commande en minimum de courant statorique suivant le procédé de commande proposé, on produit des courants instantanés symétriques de phase du stator conformément aux équations (3), tout en faisant varier la phase ES(t), la fréquence. is(t) et l'amplitude is(t) du courant statorique en fonction du couple prescrit M* du moteur asynchrone. Examinons la schéma de l'entraînement électrique doté d'un onduleur transvectoriel mettant ce procédé en application. L'entraînement électrique selon l'invention comporte un moteur asynchrone 1 dont les enroulements statoriques

sont reliés aux sorties de l'onduleur transvectoriel 2.

Le schéma fonctionnel généralisé de l'entraînement asynchrone avec l'onduleur transvectoriel 2 est apparent

à la figure 4.

L'onduleur transvectoriel 2 possède trois entrées de commande 3, 4 et 5. Le nombre de sorties de puissance de l'onduleur transvectoriel 2 correspond à celui des phases de la charge. Dans le cas d'un moteur asynchrone triphasé, l'onduleur transvectoriel 2 a trois sorties de puissance 6, 7 et 8, reliées aux bornes des enroulements de phase du stator du moteur asynchrone 1. Les sorties d'information utilisables pour les dispositifs de commande du moteur

asynchrone ne sont pas représentées à la figure 4.

Les trois sorties 6, 7 et 8 sont reliées à travers des capteurs 9, 10 et 11 de courant instantané de phase aux trois sorties d'un onduleur de puissance 12. (L'onduleur de puissance 12 est de conception traditionnelle, par exemple, comme décrit dans le brevet US n 4384244, 1983). L'onduleur de puissance 12 en version triphasée

comporte six portes (non figurées), par exemple six tran-

sistors de puissance fonctionnant en commutation dont chacun possède une entrée de commande formant celle de

l'onduleur de puissance 12.

Les six entrées de commande de l'onduleur de puissance 12 sont reliées deux à deux aux sorties de formeurs 13, 14 et 15 d'impulsions de commande représentant des montages classiques tels, par exemple, que décrits dans le brevet US n 4384244, 1983. Chacun des formeurs 13, 14 et 15 a ses deux sorties reliées aux entrées de commande des deux portes de la phase respective de l'onduleur de

puissance 12.

Les entrées des formeurs 13, 14 et 15 d'impulsions de commande sont raccordées aux sorties d'un modulateur triphasé de largeur d'impulsion 16, dont les trois entrées sont reliées aux sorties de formeurs 17, 18 et 19 d'écart de courant qui peuvent être du type décrit dans le brevet

US n 4384244, 1983 et dans le brevet US n 4418308, 1983.

Les sorties d'information des capteurs 9, 10 et 11 de courant instantané de phase sont raccordées aux premières entrées des formeurs 17, 18 et 19 d'écart de courant de la phase respective "a", "b", "c". Le modulateur triphasé de largeur d'impulsion 16 peut être de forme traditionnelle, par exemple, comme décrit dans le brevet US n 4384244, 1983 et dans le brevet US n 4418308, 1983. Les deuxièmes entrées des formeurs 17, 18 et 19 d'écart de courant sont reliées aux sorties d'un formeur transvectoriel 20 de

courants instantanés de phase de consigne.

2 14481

Le formeur transvectoriel 20 de courants instantanés de phase de consigne est réalisable comme décrit, par exemple,

dans le cartificat d'auteur SU n 1064411.

La première entrée du formeur transvectoriel 20 de courants instantanés de phase de consigne constitue la première entrée 3 de l'onduleur transvectoriel 2. Les deux autres entrées du formeur transvectoriel 20 de courants instantanés de phase de consigne sont raccordées aux sorties d'un bloc de balayage 21, dont l'entrée forme une deuxième entrée 4 de l'onduleur transvectoriel 2. Une quatrième entrée du formeur transvectoriel 20 de courants instantanés de phase de consigne forme la troisième entrée de l'onduleur transvectoriel 2.

Examinons les propriétés de l'entraînement élec-

trique doté d'un onduleur transvectoriel 2.

Comme il ressort de la figure 4, fonctionnellement, l'onduleur transvectoriel 2 est en deux parties dont l'une, à l'entrée de l'onduleur transvectoriel 2, contient en série le bloc de balayage 21 et le formeur transvectoriel 20 de courants instantanés de phase de consigne. Dans cette partie de l'onduleur transvectoriel 2, la commande du vecteur i de courant statorique du moteur asynchrone 1 s'effectue par trois actions ou grandeurs de commande à l'entrée iv, *, i*, non pas avec des axes de sx s sy coordonnées fixes, mais dans un système d'axes tournants dont la fréquence de rotation (fréquence de synchronisation *) est déterminée par une grandeur de commande CJ s s appliquée à l'entrée 4 formant l'entrée du bloc de

balayage 21.

L'autre partie de l'onduleur transvectoriel 2 qui a ses entrées raccordées aux sorties du formeur 20 de la première partie de l'onduleur transvectoriel 2 représehte

un régulateur 22 de courants instantantés de phase compor-

tant un ensemble d'éléments 9, 10, 11, 12, 13, 14, 15, 16,

17, 18 et 19.

Le régulateur 22 de courant instantanés de phase régit le vecteur iS de courant statorique à l'aide de trois actions de commande à l'entrée en coordonnées fixes du système triphasé "a", "b", "c". Les entrées 23, 24 et 25 du régulateur 22 de courants instantanés de phase, reliées aux sorties du formeur transvectoriel 20 de courants instantanés de phase de consigne de façon à former les entrées des formeurs d'écart de courant 17, 18 et 19, reçoivent des signaux, variables en phase E* s en fréquence et en amplitude i*, qui servent de is S5 consigne aux courants instantanés de phase i*y i* i* sa' sb' s c

du stator du moteur asynchrone 1.

Grâce à la régulation du courant dans chaque phase par variation de la largeur d'impulsion, le régulateur 22 de courants instantanés de phase crée, à sa sortie,un système triphasé de courants en équilibre isa, isb, iSc dont la phase Es' la fréquence Sis et l'amplitude iS répondent aux consignes Es, C,s i* à l'entrée du s s

régulateur 22 de courants instantanés de phase.

Physiquement, la commande autonome de la phase Es ou courant statorique effectuée à l'aide de l'onduleur transvectoriel 2 signifie la modification dirigée de la forme des courants de phase du stator du moteur asynchrone à l'intérieur de chaque quart de période du courant statorique et à chaque instant. Dans ce cas, pour un système de régulation du moteur asynchrone bouclé en vitesse, on a une restitution automatique de la forme même des courants des phases du stator, qui correspond à l'objectif final de l'asservissement du moteur asynchrone 1. Dans ce cas, la loi harmonique de variation des courants des phases isa, isb, isc n'est possible qu'aux régimes statiques du moteur asynchrone 1 avec une vitesse

fixe et un couple résistant constant.

Raccordé aux enroulements de phase du stator du moteur asynchrone 1, l'onduleur transvectoriel 2 (figure 4) fonctionne de la façon suivante. Tant qu'aucune action de commande n'est exercée sur les entrées 3, 4 et 5, aux sorties de puissance 6, 7 et 8, il y a une suite d'impul- sions de tension bidirectionnelle à fréquence constante de l'ordre de 2,5 à 4 kHz, dont les impulsions positives et négatives sont d'une même largeur. L'effet en est que la moyenne du courant instantané de phase du stator (sujet à une impulsion réduite) dans chaque enroulement

de phase du stator est nulle.

Si le signal d'action (la grandeur) de commande manque sur l'entrée de fréquence 4 (G.* = 0), et que, s sur l'une des deux autres entrées 3, 5, apparaît une grandeur de commande permanente, par exemple, un signal

permanent i* = i* à l'entrée 5, les enroulements sta-

sy syo toriques du moteur asynchrone 1 sont parcourus par des courants faiblement pulsatoires isa, isb, iSc dont la moyenne, dans chaque phase, est déterminée par trois conditions: la somme algébrique des trois courants isa + isb + iSc est nulle; le rapport entre l'intensité

des courants et leur polarité est défini selon les équa-

tions (3) pour une phase instantanée initiale permanente, généralement arbitraire, Eso' du courant statorique

lorsque la phase Es est invariable: Es(t) = 0; l'ampli-

tude is du courant statorique qui figure dans l'équation (3) est égale à la somme en quadrature des composantes

de consigne en quadrature i* et i* du courant stato-

sx sy

rique présentes aux entrées 3' et 5 de l'onduleur trans-

vectoriel 2 pour i*y = 0 et i = i i = i sy sy syo ' = syo' Ces conditions de régulation des courants requis sont réalisées grâce à des boucles de contre-réaction en courants instantanés de phase ia, isb, ic du stator sa sb 'Sc mesurés à l'aide des capteurs 9, 10 et Il de courant instantané de phase. Les portes de l'onduleur de puissance 12, par exemple des transistors, sont commandées par des

impulsions provenant des formeurs 13, 14 et 15 d'impul-

*sions de commande.

Ces impulsions sont produits par un modulateur triphasé 16 de largeur d'impulsion pour chacune des phases "a", "b", "c" séparément, la durée de ces impulsions étant soumise à l'écart consigne - mesure du courant instantané

de phase.

L'évaluation et la transformation de ces écarts se font dans les formeurs 17, 18 et 19 d'écart de courant

dont les erntrées de commande reçoivent, du formeur trans-

vectoriel 20 de courants instantanés de phase de consigne, des signaux triphasés de consigne de courant statorique, par exemple, sous forme de trois tensions de commande U., Ui*, Ui* sa sb sc

Le formeur transvectoriel 20 de courants instan-

tanés 'de phase de consigne produit un signal triphasé de consigne des tensions de commande Ui*., Ui*, Ui*

sa sb sc.

en fonction des actions de commande exercées sur les entrées 3, 4 et 5 de l'onduleur transvectoriel 2, la phase initiale instantanée Eso = Cso du signal triphasé de consigne étant fixée arbitrairement par le formeur 20, ce qui est tolérable en cas de commande d'un moteur

asynchrone.

Les signaux de consigne des tensions de commande Ui., Ui.*'U., ipour i* =i i** = 0 se 1Sb 1Sc 5s y syo s i* = 0, ont pour effet l'apparition, à la sortie de sx l'onduleur transvectoriel 2, de courants continus: iS = i* cos s se syo So isb = c os (pso 2 (46) isb =syo *3 = i* cos +2T, syo + 2 o isy =K-.Ui, KL étant le faczeur de transfert sycs'o L en courant. Dès qu'un signal de consicne déterminanz une autre composante de consigne* = K. U. d'amplitude Sxo i' _ sxo de courant statorique apparaet, à l'entrée 3, il y a un saut presqu'instantané (le temps de régulation est de 0,0005 s au plus) de la phase du courant statorique ou

fait que le formeur transvectoriel 20 de courants instan-

tané de phase de consigne calcule les signaux de consigne des tensions de commande Ui*(S Ui*sb et ede a i*sbcs consigne des courants instantanés de phase i sz Ki * Ui*, i* =Ki'UlKb i*sa sb sb sc sc

d'après les formules suivantes de transformation vecto-

rielle du système initial d'axes biorthogonaux Y, X dans un système d'axe triorthogonaux fixes "a", "b", "c": i = i* cos CS * - i*. sin * sa S V SX '

i = \ i* sing.* + i*_ cos 9?* -

sb S- in's sxs 1 2 sWcos * + 2.* sinq* b:-sy s 2 sx s i i* si qs*; i i* co sx

i I i*. cos%* + - sx' sins* -

sc 2 sy 5 - _. i*. sinx i-xcos sy si-nS 2 sx' (47) En vertu des équations (47), le décalage de phase ú = a s du vecteur i de courant statorique par rapport à sa phase initiale *so = so tient à l'arc tangente du rapport entre les valeurs des grandeurs de commande appliquées aux entrées 3 et 5 de l'onduleur transvectoriel 2: = c Ui. i=_*sx =ûFarc tg -- arc tg (485 _s = r gUi*S i*

26144 1

L'équation 48 se matérialise à l'aide de l'ondu-

lateur transvectoriel 2 qui produit les courants instan-

tanés de phase du stator suivant la loi (47) définissant le vecteur i1 de courant statorique par ses projections s i, i en coordonnées cartésiennes Y, X pour une sx sy rotation initiale de l'axe Y par rapport à l'axe de référence fixe "a" de l'enroulement de phase de référence "A" du stator d'un angle so = so Par conséquent, à un deuxième signal de consigne de composante i* de courant, le vecteur i de courant sx s statorique subit un décalage brutal en coordonnées cartésiennes Y, X d'un angle initial de phase *o = et d'une valeur initiale de module i i i = sIO so syo jusqu'à un angle de phase: is = S;0 + As = so + s(49) le module is varie alors, lui aussi, brusquement i 2 i +2 i2 (50) s SO sX Ce saut de la phase s et de l'amplitude is du courant statorique produit, dans les enroulements de phase du moteur asynchrone 1, des courants continus (faiblement pulsatoires à la fréquence de commutation des

portes de l'onduleur de puissance 12).

L'intensité et le sens de ces courants ont changé

par bonds par rapport aux valeurs initiales.

Comme le courant continu initial du stator io so engendre, dans le moteur asynchrone 1, un champ magnétique tel que le vecteur initial I ro du flux effectif total du rotor a la même direction que le vecteur iso du courant statorique, le saut suivant de la phase Es et de l'amplitude is du courant statorique entraîne celui du couple M du moteur asynchrone selon l'équation (1).

Un signal de consigne de fréquence de synchronisa-

tion s* appliqué à l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur -s transvectoriel 2 se traduit par la variation, dans les enroulements de phase du stator du moteur asynchrone 1, des courants instantanés de phase du stator à une fréquence dÉs is =dt =,as* Xvu le fait que la tension s analogique U. est appliquée par l'entrée de fréquence 4 t's de l'onduleur transvectoriel 2 à l'entrée du bloc de balayage 21. Par ses deux sorties, le bloc de balayage 21 applique, aux deux entrées de synchronisation du formeur transvectoriel 20 des courants instantanés de phase de consigne, des signaux impulsionnels de "1" et de "0" logiques. L'une des deux voies achemine les impulsions à une fréquence multiple de la fréquence de synchronisation 'J* (dela fréquence synchrone ts).Ces impulsions ont s pour effet de décaler d'un pas incrémentiel /'s la phase synchrone ls. C'est de cette façon que se produit le balayage du signal de consigne Us * de la fréquence s

synchrone;As donnant la phase synchrone 's.

L'autre voie conduit un signal de "1" ou de "0" logiques du bloc de balayage 21,correspondant au signe sign ''* de la tension U, * de consigne de fréquence de s synchronisation;* . Cette voie sert à fixer le sens de s rotation du système d'axes orthogonaux Y, X. Moins le pas incrémentiel * de variation de la phase de synchronisation 's est grand, d'autant plus précis et plus régulier est le déplacement angulaire du système d'axes orthogonaux Y, X par rapport à l'axe, de référence fixe "a" de l'enroulement de phase de référence

du stator "A".

La régulation des courants instantanés de phase

a pour effet de créer, à la sortie de l'onduleur trans-

vectoriel 2, un système de courants triphasés en équilibre, dont la variation suit la loi (47) lorsque la phase synchrone i du courant statorique varie en conformité s avec l'équation: À-i= *=. ,J*.dt +,2 (51) t oi = =t + s So o i est la phase synchrone du courant statorique, et s est la phase de synchronisation de l'onduleur s

transvectoriel 2.

La variation de l'une des tensions de consigne de

Ui ou de U* aux entrées 3, 5 de l'onduleur trans-

sx sy vectoriel 2 entraîne, selon l'équation (48), la variation du déphasage C _0 = t t. S_ SO sS Etant donné que dans le procédé de commande proposé, la fréquence instantanée.is des courants is instantanés de phase du stator est déterminée comme la vitesse de variation de la phase du courant statorique, la variation de la phase du courant statorique fait naître

une composante de fréquence du courant statorique, complé-

mentaire de la fréquence synchrone Ais du courant stato-

rique égale à la fréquence de synchronisation L * de s l'onduleur transvectoriel 2, suivant l'équation: =.-C* +:o5_2; +) "is s dt s dt (52) La variation simultanée des deux tensions de consigne de Ui* et de Ui* peut engendrer, aux entrées sx sy

3,5 de l'onduleur transvectoriel 2, une composante supplé-

mentaire de fréquence d ( /\ 5)/dt, si les tensions Ui.* et Ui. ne varient pas dans la même proportion mais sx sy

suivant des lois entraînant le changement de leur rapport.

Le fait d'exploiter concurremment les propriétés fonctionnelles de l'onduleur transvectoriel 2 permet la commande vectorielle du moteur asynchrone 1 par action sur le vecteur is de courant statorique en conformité s avec n'importe quelle loi adéquate de variation, y compris par bonds, de la phase, de la fréquence et de l'amplitude

du courant statorique.

Dans le cas o le rapport entre les signaux de commande à l'entrée (les deuxième et première composantes en quadrature) i*, i* subit une variation brutale, sx sy l'onduleur transvectoriel 2 est capable d'une commande autonome de la phase [s du courant statorique, à partir de la fréquence a.i du courant statorique et de la s fréquence de synchronisation.5 s A l'aide de l'onduleur transvectoriel 2, la phase du courant statorique est variable par bonds de tout angle -\s voulu dans une plage de 0 à 360 pour toute valeur (y compris constante) de fréquence c i du s courant statorique et de fréquence de synchronisation Dès Le temps que l'onduleur transvectoriel 2 met à faire varier par bonds la phase -s du courant statorique d'un angle ALs compris entre 0 et 45 , constitue environ 0,0002 s, soit à peu près dix fois moins qu'il n'en faut pour décaler d'autant la phase synchrone <e

du flux effectif total du rotor du moteur asynchrone 1.

L'onduleur transvectoriel 2 a pour caractère de synchroniser la commande de la transformation d'énergie électrique. La synchronisation de la commande du courant triphasé du stator (du vecteur spatial is de courant statorique du moteur asynchrone 1) s'effectue par rapport à un certain vecteur temporel H de synchronisation

(vecteur spatial directeur).

La pulsation du vecteur spatial directeur Ho par rapport à l'axe géométrique L du stator, confondu avec l'axe "a" de l'enroulement de phase de référence "A" du moteur asynchrone 1, est modifiée en proportion de l'action de commande (la grandeur de référence) sur l'entrée de

fréquence 4 de l'onduleur transvectoriel 2.

La position angulaire spatiale instantanée du vecteur H par rapport à l'axe X du stator est asservie o à la fréquence de synchronisation L. La position angulaire spatiale instantanée du vecteur Ho correspond à la phase temporelle de synchronisation. La phase synchrone ts résulte du balayage de la fréquence de

synchronisation CJ* en conformité avec l'équation (51).

s Le balayage impulsionnel de la fréquence de synchronisation L'I s'effectue à l'aide du bloc de s balayage 21. Le vecteur de synchronisation Ho est déphasé d'un pas incrémentiel + A * sur chaque impulsion de s

balayage à la sortie du bloc de balayage 21.

Le sens de rotation du vecteur de synchronisation Ho est défini par le signe sign có* de la fréquence de o s

synchronisation ''*.

s

Selon les équations (47), l'onduleur trans-

vectoriel 2 effectue deux transformations vectorielles.

La première consiste à changer les coordonnées cartésien-

nes Y, X en rotation synchrone (à la fréquence de synchro-

nisation y) en coordonnées cartésiennes fixes D,.

s La seconde transformation vectorielle opère le changement de coordonnées cartésiennes fixes en coordonnées

triorthogonales fixes a, b, c.

De cette façon, ledit onduleur transvectoriel 2 a pour rôle de gérer la transformation d'énergie électrique, non pas dans un système d'axes fixes, mais dans un système d'axes orthogonaux tournants Y, X. En assignant la fréquence de synchronisation u*, on détermine alors la vitesse angulaire du déplacement spatial du système d'axes orthogonaux Y, X par rapport à l'axe géométrique

fixe "a" de l'enroulement de phase de référence "A".

Les signaux de commande i*, i* aux entrées 3 et 5 sx sy de l'onduleur transvectoriel 2 définissent les projections du vecteur de courant statorique du moteur asynchrone 1 dans le système d'axes orthogonaux tournants Y, X. Par le jeu du rapport i* /i* de ces grandeurs de sx /sy commande, on fixe, selon les équations (52, 48), la rotation du vecteur i1 du courant statorique dans le s

système d'axes orthogonaux tournants Y,X.

L'effet de cette variation du rapport i* (t) sx F(t) i* (t) sy est la régulation de la vitesse relative de rotation du vecteur i1 de courant statorique autour du vecteur de s synchronisation H. on A condition de définir, sur l'entrée 4 de l'onduleur transvectoriel, une fréquence de synchronisation

* égale à la vitesse angulaire de l'un des huit vec-

teurs spatiaux d'état du moteur asynchrone 1, représentés à la figure 1, le vecteur temporel de synchronisation H o constitue en même temps un vecteur spatial directeur soumis au déplacement spatial angulaire par rapport à l'axe fixe "a" de l'enroulement de phase de référence "A"

du stator du moteur asynchrone 1.

Avec le procédé de commande proposé, l'orientation spatiale des vecteurs d'état du moteur asynchrone se fait

par la gestion du processus temporel décrit de synchronisa-

tion de l'onduleur transvectoriel 2.

Cette corrélation des processus spatiaux et temporels de commande produit des dissemblances dans la nature physique et fonctionnelle des deux signaux de commande is*x, isy* et des deux entrées de commande sx SY respectives 3, 5 de l'onduleur transvectoriel 2. Comme il vient des équations (47, 48), en l'absence du signal

de commande ( i*x = O) à l'entrée 3 de l'onduleur trans-

sX vectoriel 2, le courant dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator est déterminé par la phase synchrone s et par l'amplitude du signal de commande i* à l'entrée 5 de l'onduleur transvectoriel: sy isa(t i(t) = ic(t) os j'(t) sa s sy s (53) i* =0 0 s x

Dans ce cas, la phase ES(t) du courant instan-

tané de phase du stator i a(t) dans l'enroulement de Sa phase de référence "A" du moteur asynchrone 1 coincide avec la phase de synchronisation *: s (t (t) =,5st(t)54 et la fréquence instantanée tai du courant instantané s de phase isa(t) du stator est égale à la fréquence de synchronisation c*: d ds(t) d s(t) = '(55) t, = -, (55) À,i dt dt s Ce processus de commande du vecteur is du courant statorique a pour caractère une variation cophasée du vecteur temporel i du courant statorique et du vecteur s temporel de synchronisation H Dans ce cas, le vecteur spatial i du courant statorique est toujours orienté S suivant le vecteur spatial directeur Ho du système d'axes Y, X, c'est-à-dire que le vecteur H est identique O au vecteur i: s _ H0 i (56) Or, il est raisonnable, en vue de poursuivre la

description de l'action sur le moteur asynchrone, d'appeler

le processus de commande du vecteur i du courant stato-

s rique la "commande cophasée" et le courant instantané de phase i sa (t) du stator, défini par l'équation (53), pour l'enroulement de phase de référence "A"du stator, le "courant cophasé" i En accord avec cette définition syn et avec l'équation (53), et à condition de reproduire le vecteur réel i du courant statorique i = i le s s s courant cophasé est déterminé par la projection isy du vecteur réel i du courant statorique sur l'axe Y du vecteur de synchronisation Ho:

vecteur de synchronisation o.

i = i cosV, (57) syn sy s o %s est la phase de synchronisation de l'onduleur s transvectoriel 2 déterminée par une grandeur de commande

à l'entrée 4 de l'onduleur transvectoriel 2.

Il est utile que l'entrée d'un bloc ou d'un

dispositif, par exemple l'entrée 5 de l'onduleur trans-

vectoriel 2, qui subit une action de commande proportion-

nelle à l'amplitude isy du courant cophasé i, soit sy syn

appelée l'entrée cophasée.

En l'absence de courant cophasé (isyn = 0); le syn courant instantané de phase dans l'enroulement de phase de référence est défini par l'amplitude i* d'action de sx

commande sur l'entrée orthophasée 3 de l'onduleur trans-

vectoriel 2: i a(t) = - i* (t).sin- * (t) (58) sa sx s i' = 0 sy Dans ce cas, le courant instantané de phase

i sa-(t) est décalé, par rapport à la phase de synchronisa-

tion rs>* du vecteur de synchronisation Ho, d'un angle de +. Cela correspond à la commande de la projection ix du vecteur is du courant statorique sur l'axe X sx s orthogonal au vecteur de synchronisation Ho. Aussi est-il o raisonnable d'appeler ce processus de commande la

"commande orthophasée".

Il est utile que le courant instantané de phase dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator, déphasé par rapport au vecteur de synchronisation H o d'un angle de + 2 soit appelé le "courant orthophasé iort:

iort = isx.sin s(59).

Il est également utile que l'entrée d'un bloc ou d'un dispositif, par exemple l'entrée 3 de l'onduleur transvectoriel 2, qui subit une action de commande, proportionnelle à l'amplitude isx du courant orthophasé iort, soit appelée l'entrée orthophasée" pour la

reconnaître de l'entrée cophasée.

Dans le cas o l'action de commande est exercée simultanément sur l'entrée orthophasée 3 et sur l'entrée cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2, le courant instantané de phase i dans l'enroulement de phase de sa référence "A" du stator est déterminé, selon les équations (47), (57), (59), par la différence des courants cophasé et orthophasé: sa syn ort (0) Il en résulte un déphasage 'A s du courant instantané de phase ia du stator dans l'enroulement de sa

phase de référence "A" par rapport à la phase de synchro-

nisation courante L* d'un angle défini, suivant l'équa-

tion (48), par l'arc tangente du rapport entre le courant orthophasé ix et le courant cophasé i: SX sy i /\ = arc tgsx sy Si les amplitudes i, i des courants sx sy orthophasé et cophasé varient au cours du temps t, lafréquence instantanée ( is du courant statorique, qui s'entend comme la vitesse de variation de la phase du courant instantané de phase isa du stator dans l'enroulement de phase de référence "A", diffère de la fréquence de synchronisation (0'*, présente à l'entrée -s de fréquence 4 de l'onduleurtransvectoriel 2, d'une fréquence de glissement H du vecteur i de courant is du vecteur s de courant statorique par rapport au vecteur de synchronisation H0 - o' égale à la vitesse de variation du déphasage: d(arc tg Lsx) Ho= -sy is dt D'une manière générale, la fréquence Cis du courant statorique du moteur asynchrone 1 alimenté par l'onduleur transvectoriel 2 est donnée par la somme de la fréquence synchrone _s= s* et de la fréquence de glissement is du courant statorique par rapport au vecteur de synchronisation Ho: is vecteur de synchronisation H d(arc tg sx) i sy dt (61) B7is >ès +dt En cas de saut des amplitudes ix, isy des sx sy courants orthophasé et cophasé à un certain moment t, le déphasage du courant statorique se fait sans provoquer de variation de fréquence du courant statorique, égale en l'occurrence à la fréquence synchrone t = s puisque (O'Ho = 0 pour t> t Cela permet d'avoir is o une gestion autonome de la phase instantanée s du courant -S statorique, indépendamment de la fréquence de courant

statorique et'is et de la voie de commande de la fré-

quence de synchronisation Ls*. Cette commande se range 1 s

parmi les commandes phase-courant (par phase et courant).

L'entraînement asynchrone doté de l'ondulateur transvectoriel 2 (figure 4) est réalisé conformément à ce procédé de commande phase-courant, aussi peut-on le placer

parmi les entraînements électriques de commande phase-

courant. Par exemple,en l'absence de fréquence de synchro-

nisation t s *( ts = 0) on peut imposer, par une modification brutale de l'amplitude isx du courant orthophasé iort, à l'entraînement électrique proposé, un saut d'une grandeur is sin E..=isx provoquant en présence d'un flux effectif total constant du rotor Y r = Lm *isy, la variation brutale du couple M du moteur asynchrone selon l'équation (1). Ce saut du couple M est légèrement en retard sur celui du signal de commande i* sx ce qui tient à une constante de temps réduite non compensée T. de la boucle interne des courants instantanés de phase. La minimisation de la constante de temps non compensée Ti obtenue par un réglage adéquat, par exemple à l'optimum en module, du régulateur 22 de courants instantanés de phase permet d'obtenir un saut du couple instantané M du moteur asynchrone 1 pour un temps de

régulation minimal. De par ses fonctionnalités, l'entraîne-

ment électrique à commande phase-courant (figure 4) se range parmi les entraînements par couple dans lesquels l'impulsion du couple M = M* du moteur asynchrone 1 est déterminée par une grandeur de commande M* proportionnelle

à l'amplitude iS = i* du courant orthophasé.

sx isx Pour obtenir une impulsion du couple M du moteur asynchrone 1, on applique, à l'entrée cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2, à l'instant to, un signal permanent de commande i* = i, en l'absence de sy syo signaux de commande i*X = 0, = 0, aux entrées sx s

orthophasée et de fréquence 3 et 4 de l'onduleur trans-

vectoriel 2.

En vertu de l'équation (22), à condition d'une invariabilité de l'amplitude isyo du courant cophasé et syo d'une absence de la fréquence de synchronisation <O*= Wj s k et de la vitesse OJ de rotation du rotor, il y a une croissance de l'amplitude vr(t) du flux effectif total du rotor suivant une loi apériodique avec une constante L r de temps Tr = R r Au bout d'un certain temps, supérieur à celui de croissance de l'amplitude yr(t) du flux effectif total du rotor, c'est-à-dire plus grand que le temps 4Tr l'amplitude yr(t) du flux effectif total du rotor atteint sa valeur fixe 1roa = w ro = Lm'isyo Après l'établissement de l'amplitude YrIo du flux effectif total du rotor on applique, à l'instant t1 >t + 4Tr, un signal de commande i*x, proportionnel o r sx au couple de consigne M* du moteur asynchrone 1, à l'entrée 3 de l'onduleur transvectoriel 2. Ainsi qu'il a été décrit dans ce qui précède, après un délai de 0,0002 à 0,0004 s, on a un saut de phase /V\ = du courant statorique et un saut d'amplitude

i=+2.2 du courant statorique.

is = so + sx Par l'équation (1), il en résulte un saut du couple M du moteur asynchrone 1. En vue de maintenir, au cours du temps, le couple M du moteur asynchrone 1, la fréquence de synchronisation cs* doit être gérée compte s tenu du déplacement angulaire du vecteur r du flux effectif total du rotor. En l'absence de fréquence de synchronisation ó"s*, l'impulsion du couple M = M* du s moteur asynchrone 1 décroît. Au bout d'un certain temps, supérieur à 4Tr, le couple M du moteur asynchrone 1 est réduit à zéro par le déplacement angulaire du vecteur ' du flux effectif total du rotor, jusqu'à sa coincidence avec une nouvelle position angulaire du vecteur i du s

courant statorique.

L'entraînement par couple asynchrone à commande par phase et par courant que nous venons d'examiner sert de base aux procédés ci-dessous de commande invariante du couple d'un moteur asynchrone et d'asservissement optimal du vecteur du flux effectif total du rotor consistant à faire varier, simultanément et corrélativement, la fréquence synchrone Js' et les courants orthophasé et cophasé irt et isyn ort syn Afin de faire varier la vitesse W- du rotor, il

faut modifier la pulsation r'is du courant statorique.

Pour un couple résistant nul en marche à vide parfait, la vitesse angulaire ce du rotor est égale à la pulsation du courant statorique: dE = -w'n - s (62) p 30 is t (62) o)j est la vitesse rotorique en radians électriques par seconde; Z est le nombre de paires de pôles du moteur P asynchrone 1; n est la vitesse de rotation du rotor en tours

par minute.

Avec l'augmentation du couple résistant, la vites-

se o du rotor diminue du glissement LOis du courant statorique par rapport au rotor: + d 'r. J A r - + (63) is = dt = dt dt o l'angle ('Or +), comme le montre la figure 1, représente l'angle de phase du vecteur is du courant s

statorique par rapport à l'axe longitudinal d du rotor.

Comme au régime statique fixé du moteur asynchrone,

le déphasage entre le vecteur is du courant stato-

s rique et le vecteur 'r du flux effectif total du rotor est invariable, la deuxième composante d c /dt du glissement L(<is du courant statorique par rapport au rotor est nulle et les vitesses angulaires relatives des vecteurs is et r vecteurs i et r par rapport au rotor (à l'axe d) sont identiques: d7 r, (64) îs dt si d a 0 dt o r est l'angle de phase du vecteur t+r du flux effectif total du rotor par rapport à l'axe longitudinal

du rotor.

iL< est le glissement du vecteur 'r du flux

effectif total du rotor par rapport au rotor.

Etant donné l'invariabilité, au régime statique fixe du moteur asynchrone 1, de l'amplitude Yr du flux effectif total du rotor, le glissement /!is du courant statorique par rapport au rotor est, selon les équations (29) et (64), proportionnel au couple M du moteur asynchrone. Le procédé de commande de la vitesse et du rotor du moteur asynchrone 1 par modification de la fréquence du courant statorique est mis en oeuvre par l'entraînement asynchrone à commande fréquence-courant (par fréquence et courant) dont le schéma fonctionnel est

donné à la figure 5.

L'entraînement électrique ainsi conçu comporte un moteur asynchrone I dont les enroulements statoriques sont reliés aux sorties 6, 7 et 8 du régulateur 22 de courants instantanés de phase décrit dans ce qui précède et doté

de trois entrées de commande 23, 24 et 25.

Les sorties 6, 7 et 8 du régulateur 22 de courants instantanés de phase forment les sorties d'un onduleur à fréquence et à courant variables 26 qui contient, en plus du régulateur 22 de courants instantanés de phase, le bloc de balayage 21 décrit plus haut, et un formeur 27 de courants

instantanés de phase de consigne. Le formeur27de courants instan-

tanés de phase de consigne peut être tel que décrit dans le brevet US N 4384244, 1983 ou le brevet US N 4418308, 1983. Le formeur 27 de courants instantanés de phase de consigne a ses trois sorties reliées aux entrées de

commande 23, 24 et 25 du régulateur 22 de courants insta-

tanés de phase. Les deux entrées d'impulsions du formeur 27 de courants instantanés de phase de consigne sont reliées

aux sorties du bloc de balayage 21, dont l'entrée repré-

sente l'entrée de fréquence 28 de l'onduleur à fréquence

et à courant variables 26.

L'entrée analogique du formeur 27 de courants instantanés de phase de consigne constitue l'entrée d'amplitude 29 de l'onduleur à fréquence et à courant variables 26. L'entrée de fréquence 28 de l'onduleur à fréquence et à courant variables 26 est raccordée à la sortie d'un bloc 30 de consigne de fréquence instantanée du courant statorique, l'entrée d'amplitude 29 de l'onduleur à fréquence et à courant variables 26 étant reliée à la sortie d'un bloc 31 de consigne d'amplitude

instantanée du courant statorique.

Le bloc 30 de consigne de fréquence instantanée du courant statorique et le bloc 31 de consigne d'amplitude instantanée du courant statorique peuvent être, dans le plus simple-des cas, des potentiomètres classiques à

réglage manuel de la tension de sortie.

L'entraînement asynchrone à commande fréquence- courant, réalisé selon le schéma de la figure 5,fonctionne

de la manière suivante.

Les enroulements statoriques du moteur asynchrone 1 sont parcourus par des courants instantanés de phase

résultant d'un processus de régulation, comme décrit ci-

dessus, des courants de phase en fonction des écarts consigne-mesure des courants instantanés de phase du stator. Aux pulsations près, les courants instantanés

de phase isa, isb, iSc aux sorties 6, 7 et 8 du régula-

teur 22 de courants instantanés de phase, sont égaux à leurs consignes i* i* i* établies aux entrées sa 'sb Sc 23, 24 et 25 du régulateur 22 de courants instantanés de phase de l'onduleur à fréquence et à courant variables 26 par le formeur 27 de courants instantanés de phase de consigne. La fréquence des courants instantanés de phase de consigne i*, i*, i*, variables suivant la loi (3), sa sb sc est rendue proportionnelle à celle des impulsions, venant de l'une des sorties du bloc de balayage 21, à la première entrée d'impulsions du formeur 27 de courants instantanés de phase de consigne. Un signal de I ou de 0 logique qui arrive de l'autre sortie du bloc de balayage 21 à la deuxième entrée d'impulsions du formeur 27 de courants instantanés de phase de consigne détermine le sens de rotation du vecteur de courant statorique en fonction de la polarité de la tension d'entrée U is du bloc de balayage 21 produisant la tension déterminant la fréquence de consigne ti i du courant de sortie de l'onduleur à is fréquence et à courant variables 26, égale à la fréquence

Cis du courant statorique du moteur asynchrone 1.

Si la tension de consigne de fréquence ('is du courant statorique manque à l'entrée de fréquence 28 de l'onduleur à fréquence et à courant variables 26, les courants continus de phase du stator du moteur asynchrone 1 sont déterminés, suivant les équations (46), pour une phase initiale quelconque J correspondant à la phase initiale qso, établie dans le formeur de courants instantanés de phase de consigne, par analogie avec l'état initial décrit ci-dessus de l'onduleur transvectoriel 2 (figure 4). Les courants continus de phase tiennent alors à l'action de commande sur l'entrée d'amplitude 29

(figure 5) de l'onduleur à fréquence et à courant varia-

bles 26. L'entrée d'amplitude 29 de cet onduleur 26 correspond à l'entrée cophasée 5 (figure 4) de l'onduleur transvectoriel 2, car la phase;: du courant statorique s du moteur asynchrone I dans l'entraînement asynchrone

représenté à la figure 5 est égale à la phase de synchro-

nisation I s de l'onduleur à fréquence et à courant variables 26, variable par le balayage de la fréquence de synchronisation CQ2* égale à la fréquence de consigne s du courant statorique. Aussi, les processus de is commande d'un entraînement asynchrone (figure 5) utilisant un onduleur à fréquence et à courant variables 26 sont-ils du type de ceux de la commande par fréquence et courant et analogues aux processus de commande dans l'entraînement asynchrone (figure 4) dans le cas particulier de l'emploi de l'onduleur transvectoriel 2 en régime de commande par l'entrée cophasée 5 en l'absence du courant orthophasé: i = 0, et du signal de commande i*x = 0, à l'entrée ort sx

orthophasée 3 de l'onduleur transvectoriel 2.

A condition d'exercer une action de commande constante sur l'entrée 29 (figure 5) de l'onduleur à fréquence et à courant variables 26, l'amplitude de consigne i* du courant statorique est constante et, s partant, l'amplitude du courant statorique l'est aussi,

malgré la variation de phase L s(t) du courant statorique.

Pour une amplitude constante iS=iSO du courant statorique, on fait varier, en faisant varier le signal de commande àc.* à l'entrée de fréquence 28 de l'onduleur is à fréquence et à courant variables 26, la vitesse (J du

rotor du moteur asynchrone 1.

En l'absence de couple résistant, la vitesse rotorique J est proportionnelle, selon l'équation (62), au signal de commande à l'entrée de fréquence 28 de

l'onduleur à fréquence et à courant variables 26.

Avec la croissance du couple résistant sur l'arbre du moteur asynchrone 1, la vitesse rotorique (- diminue de la valeur de chute de vitesse égale au glissement

Aw is du courant statorique par rapport au rotor.

Ce procédé de commande du moteur asynchrone 1

peut être rangé parmi les procédés de commande en coordon-

nées polaires. Pour contribuer à la précision de régula-

tion de la vitesse rotorique ci, la commande se réalisant en coordonnées polaires, le bloc 30 de consigne de fréquence instantanée du courant statorique est réalisable sous forme d'un additionneur des valeurs de glissement is et de vitesse rotorique cA, et le bloc 31 de consigne d'amplitude instantanée du courarnt statorique, sous forme d'un bloc de calcul de la somme en quadrature des deux composantes de courant d'après la formule i* i*2 +i * is = 1SX + syo

* = +

syo o iso= '- roL

Pourtant, l'amélioration du comportement énergé-

tique de l'entraînement asynchrone par l'effet du rapport

accru entre le couple M du moteur asynchrone et l'ampli-

tude i du courant statorique s'obtient, comme l'indi-

s quent les graphiques à la figure 3, par l'augmentation de l'amplitude vropt du flux effectif total du rotor

avec l'augmentation du couple M du moteur asynchrone 1.

Aux régimes statiques du moteur asynchrone 1 (figure 5), lorsque la loi de variation du couple résistant en fonction de la vitesse rotorique ' est connue, la commande corrélative en coordonnées polaires de la fréquence de consigne 'is et de l'amplitude de consigne i* du courant statorique est accessible s par la réunion de l'entrée du bloc 30 de consigne de fréquence instantanée du courant statique à celle du bloc 31 de consigne d'amplitude instantanée du courant statorique (la connexion entre les entrées n'étant pas

représentée à la figure 5).

Dans ce cas, on applique, à l'entrée commune des blocs 39 et 31, un signal de consigne de vitesse rotorique De*, la fréquence de consigne cris et l'amplitude de consigne i* du courant statorique étant S calculées en fonction de la vitesse rotorique de consigne. La fréquence de consigne L i est is alors trouvée à l'aide de la formule: À

LI' + A,

lis = *+ t is '(65) o is est la valeur de consigne de glissement du is

courant statorique par rapport au rotor.

Il est bon, en vue de déterminer la loi de gestion du glissement du courant statorique L *, en is commande optimale en minimum de courant aux régimes statiques caractérisés par les équations (44) et (45), d'adopter, pour vecteur spatial directeur H, le vecteur spatial iS du courant statorique dont le module s

est intégré au critère d'optimalité (45).

La condition d'orientation suivant le vecteur i S du courant statorique pour Ho = iS est: i=i; s sy i = O; sx i k (66) rSi Yrx r t-) = À *cos F Des équations (1), (22) et (23),il ressort, avec la condition d'orientation exprimée par les équations (66), qu'aux régimes statiques, compte tenu de la condition (44), le glissement Lis du courant statorique par rapport au rotor définit la relation entre l'amplitude is du courant statorique et le couple M du moteur asynchrone 1 sous la forme suivante:

R 2 2

2 2 r + Lr is(67) is 3Z- (67) pm R r is o - Lm est la mutuelle qui est exprimée en fonction de l'amplitude Mm du flux effectif total dans l'entrefer par les équations (15); - Lr Lm + Lr est l'inductance du rotor dépendant du degré de saturation du circuit magnétique et de la valeur de 'm du flux effectif total dans l'entrefer;

- Lor est l'inductance de fuite du rotor.

En vertu de l'équation (67), le maximum du rapport M/is est soumis à la condition R __, Lr +'1is/5opt Lr (68) o le signe "+" marque le sens positif du couple du moteur asynchrone 1 pour M ' 0 et le signe "-", le

sens négatif du couple moteur asynchrone 1 pour M < 0.

La valeur optimale du glissement \(?.

is/opt à de faibles valeurs du flux effectif total Ym dans l'entrefer est constante, comme l'indiquent les figures 2 et 3, ce qui tient à l'invariabilité de l'inductance Lr = Lro du rotor en cas de non

saturation du moteur asynchrone 1.

Comme,aux régimes statiques, les sept vecteurs d'état (U; i s ' lm ', m ' r), sauf s ' Zs' s' m 'rr le vecteur R, ont une même vitesse de rotation, la statique vérifie l'égalité entre le glissement V du flux effectif total du rotor et le glissement 'is du courant statorique: 2R AL- ÉC.2 r (9

= M. (69)

iS3z, w 2 p r Par conséquent, la commande étant réalisée suivant la loi (68), avec la croissance du couple M du moteur asynchrone I d'après l'équation (69), l'amplitude du flux effectif total du rotor augmente suivant la formule 2L r M (70) 4ropt 3Zp M (70) En vertu des équations (16), (18), (44) et (69) et compte tenu des conditions du régime statique, la croissance de l'amplitude -'r du flux effectif total r du rotor est liée à celle de l'amplitude Ym du flux effectif total dans l'entrefer par la formule: Rr (71) Ohm =i 1+/ R r.Là)71 A partir des équations (68), (69) et (71), on a que l'amplitude 1 m du flux effectif total dans l'entrefer, pour une commande optimale en minimum de courant, varie suivant la loi

--M/ = (72)

mopt 3Z Comme il ressort des équations (15) et (72), avec la croissance du couple M du moteur asynchrone, la mutuelle Lm baisse d'une manière significative, ce qui a pour effet de réduire de 1,5 à 3 fois l'inductance Lr du rotor et, suivant la loi (68), d'accroître la valeur optimale de glissement LA2is du courant statorique

comme il est apparent aux figures 2 et 3.

Avec une loi bien déterminée de variation du couple résistant en fonction de la vitesse rotorique c;, ce qui est le cas de certaine types d'unités de traction, d'un moteur de traction de chariot électrique robotisé, aux régimes statiques, le couple de consigne M* du moteur asynchrone i est lié à la vitesse de consigne e)* du rotor par une certaine loi M* ( c*) définie par le

type de l'unité de traction.

Dans ce cas, la vitesse de consigne Ce* du rotor est déterminée par une grandeur de référence à l'entrée du bloc 30 de consigne de fréquence instantanée

du courant statorique et du bloc 31 de consigne d'ampli-

tude instantanée du courant statorique, ces blocs pouvant être réalisés soit avec des circuits analogiques et des amplificateurs opérationnels courants soit sous la forme d'un microprocesseur, par exemple tel que décrit dans le livre "Circuits numériques et analogiques intégrés" par S. V.Yakoubovski, Moscou, Editions "Radio i svyaz", 1985, pages 223 à 231, 240, 241, 262,263 et dans le catalogue de la Société "Stromag" D 782, 6. 84.5000

"Mikrosin 3000", pages 2 à 7.

Le bloc 30 de consigne de fréquence instantanée du courant statorique évalue le glissement Yis du is courant statorique d'après les formules (15), (65), (68) et (72), pour une valeur du couple de consigne M* du moteur asynchrone 1 égale au couple réel M du moteur asynchrone 1 et pour chaque valeur de consigne de vitesse rotorique c*, compte tenu de la loi de variation du couple en fonction de la vitesse M*( J *) imposée à

l'unité de fraction considérée.

Le bloc 31 de consigne d'amplitude instantanée du courant statorique calcule la valeur de i* d'après s la formule (67) de façon à vérifier les équations (15),

(68) et (72) et la loi M* (O_ *).

Suivant le procédé ci-dessus de commande en coordonnées polaires, par modification de la grandeur de commande à l'entrée, proportionnelle à la vitesse de consigne LN* du rotor, on fait varier la fréquence instantanée -iJ. et l'amplitude instantanée i du

1S S

courant statorique tout en remplissant deux conditions: la vitesse réelle L'1- du rotor est égale à la vitesse de consigne cL * du rotor; pour des valeurs prescrites de vitesse L' du rotor et de couple M du moteur

asynchrone 1, l'amplitude instantanée du courant stato-

rique est minimale, la condition maximum du rapport

M/is exprimée par l'équation (45) étant satisfaite.

Ce mode de commande se classe parmi les commandes optimales des régimes statiques à minimum de courant statorique, ce qui permet d'augmenter la réserve de marche de l'entraînement électrique en alimentation

sur batterie d'accumulateurs.

Pourtant, les servocommandes à grande vitesse

desrobots et les entraînements électriques des machines-

outils nécessitent que le couple du moteur asynchrone et la vitesse du rotor soient modifiables pendant un temps plusieurs fois plus court que celui mis par l'amplitude \ r du flux effectif total du rotor pour varier de la valeur optimale initiale ropt à la valeur prescrite finale "- r. Cela conduit à l'interférence, dans l'entraînement asynchrone, entre

les processus mécaniques et électromécaniques transi-

toires rapides et les processus électromagnétiques transitoires complexes de formation du champ magnétique

et du flux effectif total du rotor.

Il est de plus nécessaire, en vertu de l'équation (1), pour inverser sans inertie le couple M du moteur asynchrone, par exemple au passage du régime moteur au régime de freinage à couple négatif (-M) du moteur asynchrone, de modifier par bond le déphasage E y du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor. Cela s'avère impossible pour la commande en coordonnées polaires utilisant un onduleur à fréquence et à courant variables 26 (figure 5), car la phase ús du courant statorique est déterminée d'une façon univoque par la phase de synchronisation /*, c'est-à-dire, suivant l'équation (51), résulte d'un balayage dans le temps de la fréquence de consigne u'. = c* du is

courant statorique.

Suivant le procédé de commande proposé, on

obtient des processus dynamiques dans le moteur asyn-

* chrone par une variation autonome de la phase du courant

statorique et du déphasage du vecteur de courant stato-

rique par rapport au flux effectif total du rotor, lors de la commande par phase et courant, à l'aide d'un onduleur transvectoriel. En même temps, on établit les caractéristiques énergétiques optimales du moteur asynchrone et, pour ce faire, on fait varier l'amplitude du flux effectif total du rotor par une modification corrélative des courants cophasé et orthophasé et de la fréquence de synchronisation de l'onduleur transvectoriel et par la formation d'un déphasage, optimal en minimum de courant statorique, entre le vecteur de courant statorique et le vecteur de flux effectif total du rotor. Examinons l'organisation de l'entraînement électrique doté d'un onduleur transvectoriel mettant en application le procédé selon l'invention dont le schéma

fonctionnel est représenté à la figure 6.

Le moteur asynchrone 1 est raccordé aux sorties de puissance d'un onduleur transvectoriel 2 qui comporte trois entrées de commande 3, 4 et 5. Les trois sorties de puissance 6, 7 et 8 de l'onduleur transvectoriel 2 sont reliées aux enroulements statoriques du moteur asynchrone 1. L'arbre du moteur asynchrone 1 est accouplé à un capteur de vitesse rotorique 32 qui peut être une génératrice tachymétrique classique. L'entrée de commande 4 de l'onduleur transvectoriel 2, formant son entrée de fréquence, est reliée à la sortie d'un formeur 33 de fréquence synchrone du courant statorique dont la première entrée est raccordée à la sortie du

capteur de vitesse rotorique 32.

Le formeur 33 de fréquence synchrone du courant statorique est réalisable sous forme d'un amplificateur

opérationnel additionneur classique.

L'entrée de commande 3 de l'onduleu.r trans-

vectoriel 2, représentant son entrée orthophasée, est reliée à la sortie d'un formeur 34 de composante "couple" d'amplitude du courant statorique. La deuxième entrée du formeur 33 de fréquence synchrone du courant statorique est raccordée à la sortie d'un formeur 35 de glissement

du flux effectif total du rotor.

L'entrée de commande 5 de l'onduleur trans-

vectoriel 2, formant son entrée cophasée, est raccordée à la sortie d'un formeur 36 d'amplitude du flux effectif total du rotor. Les formeurs 34, 35 et 36 peuvent être des amplificateurs opérationnels comportant des diodes à l'entrée et dans les boucles de réaction, comme décrit dans le livre " Amplificateurs opérationnels intégrés. Manuel d'application", par Nesterenko B.K.,

Moscou, Editions "Energuia", 1982, page 70.

Les entrées des-formeurs 34, 35 et 36 ont un point commun raccordé à la sortie d'un bloc 37 de

consigne de couple du moteur asynchrone 1.

Le bloc 37 de consigne de couple du moteur asynchrone peut être réalisé sous forme d'un régulateur PI

de la vitesse avec un amplificateur opérationnel clas-

sique comme décrit dans le livre " Introduction à la technique électronique de régulation " par Frer F. et Ortenburger F., traduit de l'allemand, Moscou, Editions

"Energuia" 1973, page 78.

L'une des entrées du bloc 37 de consigne de couple du moteur asynchrone est raccordée à la sortie d'un bloc 38 de consigne de vitesse rotorique qui peut être

un potentiomètre classique.

La deuxième entrée du bloc 37 est reliée à

la sortie du capteur de vitesse rotorique 32.

L'entraînement électrique (figure 6) fonctionne

de la façon suivante.

Les enroulements statoriques du moteur asynchrone 1 sont traversées par les courants instantanés de phase

isa, isb, isc formés à l'aide de l'onduleur trans-

vectoriel 2 et asservis en phase Ls, en fréquence is et en amplitude is, comme décrit ci-dessus, aux signaux de commande ou de consigne i* * i* sx s sy appliqués respectivement à l'entrée orthophasée 3, à l'entrée de fréquence 4 et à l'entrée cophasée 5 de

l'onduleur transvectoriel 2.

La fréquence de synchronisation * de s l'onduleur transvectoriel 2 à son entrée de fréquence 4, en l'absence du couple de consigne M* du moteurasynchrone 1 (M* = O), est égale à la vitesse angulaire C) du rotor grâce à la réaction en vitesse existant entre la sortie du capteur de vitesse rotorique 32 (génératrice tachymétrique) et la première entrée du

formeur 33 de fréquence synchrone du courant statorique.

A ce régime, le courant orthophasé manque (iort = 0), son intensité étant déterminée par le signal de sortie du formeur 34 de composante "couple"d'amplitude du courant statorique appliqué à l'entrée orthophasée 3

de l'o-nduleur transvectoriel 2.

La tension de sortie du formeur 35 de glissement

du flux effectif total du rotor est, elle aussi, nulle.

Le courant cophasé isyn est égal au courant syn initial d'excitation, déterminé en tenant compte de l'inégalité (43), par la formule: rmin * = i (73) isy symin = L (73) m L'amplitude initiale rmin du flux effectif total du rotor est définie par la consigne initiale de tension de sortie du formeur 36 d'amplitude du flux

effectif total du rotor.

Les enroulements statoriques du moteur asyn-

chrone 1 conduisent des courants continus qui excitent un flux magnétique initial ayant une valeur initiale rmin. de module du vecteur rmin du flux effectif rmin rmin total du rotor. La direction du vecteur 'Frmin est celle du vecteur initial ismin = io du courant statotique; le déphasage Ecç entre les vecteurs t rmin et i smin, le couple du moteur asynchrone 1

et la vitesse rotoriqueLj sont nuls.

Un couple actif externe sur l'arbre du moteur asynchrone 1 dû, par exemple, à la préhension d'une charge par l'organe de préhension d'un robot industriel, engendre un certain accroissement initial de la vitesse rotorique qui fait naître et croître la tension à la sortie du capteur de vitesse rotorique 32. Au premier temps, grâce à la boucle de réaction en vitesse rotorique ó!, la tension à la première entrée du formeur 33 de fréquence synchrone du courant

statorique et sa tension de sortie commencent à croître.

Si la deuxième entrée du formeur 33 est à zéro de la tension, la fréquence de synchronisation C * de l'onduleur s transvectoriel 2 tend à croître, ce qui a pour conséquence, en l'absence du courant orthophasé, iort = 0, la rotation du vecteur i de courant statorique dans le sens de rotation s

de l'arbre du moteur asynchrone 1 à l'application d'une-

charge active. Ce processus d'asservissement du vecteur is du courant statorique au vecteur R de position du rotor

n'engendre aucun couple antagoniste M du moteur asynchrone 1.

Un couple M antagoniste au couple résistant actif du moteur asynchrone est l'effet de la simultanéité d'apparition de tensions aux sorties du formeur 34 de composante "couple" d'amplitude du courant statorique, du formeur 35 de glissement du flux effectif total du rotor et du formeur 36 d'amplitude du flux effectif total du rotor. Ces signaux résultent de l'apparition et de l'augmentation du signal de consigne de couple M* à la sortie du bloc 37 de consigne de couple du moteur asynchrone à cause de la contre-réaction en vitesse rotorique G établie entre la sortie du capteur de vitesse rotorique 32 et la première entrée du bloc 37. La

première entrée (entrée de contre-réaction) du bloc 37-

de consigne de couple du moteur asynchrone reçoit une tension négative proportionnelle à la vitesse mesurée du rotor. Comme à l'état initial de l'entraînement électrique, aucune grandeur de référence déterminant la vitesse de consigne rotorique G * n'est appliquée à la deuxième entrée (entrée de commande du bloc 37 de consigne de couple du moteur asynchrone) à partir du bloc 38 de consigne de vitesse rotorique, le bloc 37 de consigne de couple du moteur asynchrone commence à délivrer une tension croissante déterminant le couple de consigne M* du moteur asynchrone 1. Le couple de consigne M* est de signe opposé par rapport au couple résistant, ce qui fait croître l'intensité de consigne du courant orthophasé iort dans le sens inverse de celui du couple résistant. Grâce à l'amplification du signal M* fourni par le bloc 37 de consigne de couple du moteur asynchrone, un incrément de vitesse rotorique G) dans un certain sens entraîne l'accroissement brutal du signal à l'entrée et à la sortie du formeur 34 de la composante "couple" de courant statorique qui engendre un saut de la phase du courant statorique dans le sens contraire à celui du couple résistant. L'effet en est qu'un déphasage E Q du vecteur is du courant statorique par rapport au vecteur

:rr du flux effectif total du rotor se produit pratique-

ment par bond. Cela entraîne, selon l'équation (1), un saut du couple du moteur asynchrone 1 antagoniste au couple résistant, la vitesse rotorique) revient à zéro en quelques millisecondes en conformité de la consigne

de zéro de la vitesse rotorique CO*.

Une consigne non nulle de vitesse rotorique GO* a pour effet une régulation astatique de la vitesse rotorique C) qui se fait d'une manière analogue, suivant une loi de régulation PI réalisée par le bloc 37 de

consigne de couple du moteur asynchrone.

L'inversion du signal de consigne de vitesse rotorique C* inverse le signal de consigne de couple M* du moteur asynchrone, ce qui conduit à l'inversion du signal de consigne de courant orthophasé et à l'inversion

sans inertie du couple M du moteur asynchrone.

L'optimisation des processus énergétiques dans la solution technique proposée s'obtient par le fait que, en plus de modifier le courant orthophasé dont la valeur de consigne est fonction du couple de consigne M*, on fait en même temps varier le glissement W du flux effectif total du rotor, la fréquence synchrone Us du courant statorique, égale en l'occurence à la fréquence du flux effectif total du rotor, et le courant cophasé,

tout cela compte tenu de la saturation du circuit magné-

tique du moteur asynchrone et de la variation de sa mutuelle. A cet effet, le formeur 33 de fréquence synchrone du courant statorique modifie la valeur de consigne d'entrée de la vitesse du rotor, de la valeur optimale de glissement Cisopt = AWCopt, variable à l'aide du sopt opt' formeur 35 de glissement du flux effectif total du rotor qu'il forme en fonction de la grandeur de commande ou de la grandeur de référence à l'entrée proportionnelle

au couple de consigne M* du moteur asynchrone 1, notam-

ment, suivant une loi: R -r (74) s - Lm(M*) + Lr (74) o la fonction L (M*) est déduitedes formules (15) et

(72) pour M=M*.

Simultanément, l'entrée orthophasée 3 de l'onduleur transvectoriel 2 est soumise à une action de commande proportionnelle à la valeur de consigne de la composante

"couple" isx, optimale au minimum de courant, de l'ampli-

tude du courant statorique qui, selon les expressions (28) et (70), varie avec le couple de consigne M* suivant une loi: i* =M / (75) sx opt mLm(M*) 3Z L'expression (75) est matérialisée par le formeur 34 de composante "couple" d'amplitude du courant

statorique. Simultanément, l'entrée cophasée 5 de l'on-

duleur transvectoriel 2 subit une action de commande proportionnelle à la composante de consigne "flux" en quadrature i* optimale au minimum de courant sy opt ' de l'amplitude du courant statorique qui, d'après les

expressions (27) et (70), varie avec l'amplitude opti-

maie de consijne R* du flux effectif total du rotor ropt suivant une loi rpt iroPt (76) sy opt Lm( ropt) 6) o: la fonction L () opt est déterminée par les ropt expressions: Lm= m ctg I'rmk 1mk [L er 2 r m = Vro Pt (77) Les expressions (70), (76) et (77) fournissent la relation non linéaire entre la valeur de consigne de la composante "flux" en quadrature i* de l'amplitude s y du courant statorique et le couple de consigne M* du moteur asynchrone 1. Cette relation i' (M*) est sy réalisée par-le formeur 36 d'amplitude du flux effectif

total du rotor.

En cas de variation, aux entrées 3, 4 et 5, des trois actions de commande suivant les lois (74) à (77), le déphasage F- entre le courant statorique et le flux effectif total du rotor, formé à l'aide de l'onduleur transvectoriel 2, suit une loi i* y= arc tg _ sx opt (78) sy opt La fréquence instantanée G is du courant statorique résulte de l'addition de la fréquence synchrone G)s = CJ* s s et de la vitesse de variation du déphasage ôcp: d ap Gis s + dt (79) sdtdE ' la variation de la phase ú du courant statorique étant s soumise à la loi: Es = Es + ú ç (80)

L'amplitude instantanée minimale de courant stato-

rique, égale au module minimal du vecteur i de courant S

statorique, est formée à l'aide de l'onduleur transvec-

toriel 2 en fonction du couple de consigne M* du moteur asynchrone défini par les grandeurs de commande aux

entrées orthophasée et cophasée de l'onduleur transvec-

toriel 2, variables suivant les lois (75) et (76).

L'amplitude minimale est en l'occurrence égale à: 1 0 i (i- 2 2i = (8i 1u 1ismin = V (sx opt) + (sy opt (81) De cette façon, ledit procédé de commande consiste essentiellement à gérer la phase Es du courant statorique en tant que la somme de la phase synchrone (Ps résultant du balayage de la fréquence de synchronisation (J* évaluée s en fonction de la vitesse rotorique C et du couple requis M* du moteur asynchrone sous contrainte d'égalité

de la fréquence synchrone Cs = (* du courant statori-

s s que à la fréquence du flux effectif total du rotor (6s: ys = s = W* (t)dt = s (t)dt, (82) s s= /S

et du déphasage icpque l'on fait varier, suivant l'équa-

tion (78), comme l'arc tangente du rapport entre les valeurs requises des composantes "couple" et "flux" en

quadrature i* et i* d'amplitude du courant statorique.

sx sy En même temps, on modifie, selon les équations (75) et (76), les composantes "couple" et "flux" d'amplitude du courant statorique, la valeur de consigne d'amplitude -LF du flux effectif total du rotor étant variable, en vertu de l'équation (70), comme la racine carrée du couple de consigne M* du moteur asynchrone 1 asservi au signal de commande M* à l'entrée d'un

entraînement par couple asynchrone.

Par entraînement par couple asynchrone, on entend un entraînement asynchrone dont l'action de commande représente un signal de consigne du couple M* du moteur asynchrone, le moteur asynchrone fournissant un couple réel M égal à la consigne. Par exemple, la partie de l'entraînement asynchrone à vitesse réglable de la

figure 6 qui a pour entrée la sortie du bloc 37 de con-

signe du couple du moteur asynchrone se rapporte à

l'entraînement par couple asynchrone.

Le formeur 36 d'amplitude du flux effectif total du rotor assigne, au moteur asynchrone 1, une amplitude, optimale en minimun de courant statorique, du flux effectif total du rotor, selon la formule (70). Pourtant comme, il résulte de l'équation (22),l'amplitude 1rr du flux effectif total du rotor, variable dans le temps t, est liée, sous contrainte d'orientation (25), au signal de commande i*, appliqué à l'entrée cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2, par une équation différentielle: Lr d A+r r L.i* (83) R dt + sy r

La fréquence de synchronisation CJ* dans l'entrai-

s nement électrique réalisé comme dans le schéma de la figure 6 étant prise égale à la fréquence synchrone s

du flux effectif total du rotor, la contrainte d'orien-

tation (25) sert, dans ledit entraînement électrique, à asservir le vecteur de courant statorique; par conséquent, au régime dynamique, le courant cophasé i n'est égal syn à la valeur réelle de la composante "flux" en quadrature i synde l'amplitude du courant statorique, caractérisée s yn

par la projection du vecteur réel iS du courant statori-

que du moteur asynchrone 1 par rapport au vecteur réel vr du flux effectif total du rotor, qu'à la condition d'une variation complémentaire avec le temps des grandeurs i* (t) et A M*(t). Cela oblige à corriger sx les processus dynamiques de commande du courant

orthophasé et de la fréquence de synchronisation.

2 6 1 4 4 8 1

En vue de former un transitoire électromagnétique adéquat de la variation mutuelle de l'amplitude du flux effectif total du rotor, du courant orthophasé et de la fréquence de synchronisation, il faut tenir compte de la dépendance de la valeur couranted'amplitude Y. du flux r effectif total du rotor par rapport au temps t suivant l'équation (83) et sous contrainte d'asservir, sans inertie, le courant cophasé isyn au couple de consigne M* syn

du moteur asynchrone.

Le procédé de gestion corrélative du courant orthophasé et de la fréquence de synchronisation en fonction de la valeur courante d'amplitude de consigne Y'*(t) du flux effectif total du rotor, variable selon r l'équation (83), est mis en application par l'entraînement

électrique schématisé à la figure 7.

L'entraînement électrique (figure 7) comporte un moteur asynchrone 1 dont les enroulements statoriques

sont'reliés aux entrées 6, 7 et 8 d'un onduleur trans-

vectoriel 2, son rotor étant accouplé à un capteur de vitesse 32. A l'entrée de l'entraînement électrique, il y a un bloc 37 de consigne de couple du moteur asynchrone qui a sa sortie raccordée à l'entrée d'un formeur 36

d'amplitude du flux effectif total du rotor.

La sortie du bloc 37 de consigne du couple du moteur asynchrone est raccordée à l'entrée de dividende d'un premier organe de division 39 dont la sortie est reliée à l'entrée de dividende d'un deuxième organe de division 40 et à l'entrée orthophasée 3 de l'onduleur

transvectoriel 2. La sortie du deuxième organe de divi-

sion 40 et celle du capteur de vitesse 32 sont raccordées aux entrées d'un additionneur 41 dont la sortie est raccordée à l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur

transvectoriel 2.

La sortie du bloc 37 de consigne de couple du moteur

asynchrone est raccordée à l'entrée du formeur 36 d'ampli-

tude du flux effectif total du rotor. La sortie du formeur

36 d'amplitude du flux effectif total du rotor est raccor-

dée à un point commun aux entrées d'un élément apériodique 42 et d'un bloc 43 de consigne de composante "flux" d'amplitude du courant statorique. La sortie de l'élément apériodique 42 est raccordée aux entrées de diviseur des premier et deuxième organes de division 39 et 40. Le bloc 43 de consigne de la composante "flux" d'amplitude du courant statorique a sa sortie reliée à l'entrée cophasée

de l'onduleur transvectoriel 2.

L'élément apériodique 42 peut être un amplifica-

teur opérationnel classique, dont la boucle en réaction a une constante de temps égale à la constante de temps électromagnétique Tr du rotor du moteur asynchrone 1. Le schéma de l'élément apériodique est décrit, par exemple, dans le livre "Introduction à la technique électronique de formation" par FrÈhr F. et Orttenburger F., Moscou,

Editions "Energuia", 1973, page 99.

Les organes de division 39 et 40 peuvent être du

type de diviseurs classiques réalisés autour de multi-

plicateurs courants, comme décrit, par exemple, dans le livre "Circuits analogiques et numériques intégrés" par S.V. Yakoubovski, Moscou, Editions "Radio i svyaz",

1985, pages 320, 321, 322.

L'entraînement électrique (figure 7) fonctionne de

la façon suivante.

Tant que le couple de consigne M* du moteur asyn-

chrone 1 est invariable, les processus de commande dans l'entraînement électrique sont les mêmes que dans

l'entraînement électrique schématisé à la figure 6.

A la modification du couple de consigne M*(t) du moteur asynchrone, le formeur 36 d'amplitude du flux effectif total du rotor fournit un signal de consigne d'amplitude '*r du flux effectif total du rotor, établi rlz,

selon la formule (70) en fonction de la valeur cou-

rante du couple de consigne M*(t) du moteur asynchrone

26 I1448 1

provenant du bloc 37 de consigne du couple du moteur asynchrone. En fonction de l'amplitude de consigne

yr ' on fixe, à l'aide de l'élément apériodique 42,.

r - la valeur courante d'amplitude de consigne Vf*(t) du r flux effectif total du rotor et, à l'aide du bloc 43 de consigne de la composante "flux" d'amplitude du courant

statorique, on définit, d'après les formules (76) et (77),.

la valeur de i* (rV*) compte tenu de la saturation.

sy r La gestion de la phase, de la fréquence et de l'amplitude du courant statorique s'effectue, dans ce cas, par deux procédés choisis suivant que la valeur de consigne du couple M* est supérieure ou inférieure à

la limite du couple de consigne M* du moteur asynchrone 1.

g La limite du couple de consigne M* du moteur g asynchrone 1, élaborée dans l'entraînement électrique par fixation d'une référence d'amplitude initiale Y'* rmin du flux effectif total du rotor, est caractéristique d'une valeur de couple de consigne du moteur asynchrone 1 pour laquelle la référence d'amplitude initiale t* min du rmin flux effectif total du rotor est optimale en minimum de courant et correspond à la condition d'optimalité en minimum de courant statorique exprimée par l'équation (70) , en effet, la limite du couple de consigne du moteur asynchrone 1 est égale à: 25. 3.r.)2 MZ = - ZL ( -Yr =)2 (84) g p P' r rmin Si le couple initial de consigne M* du moteur o asynchrone est inférieur à la limite M*, la phase, g la fréquence et l'amplitude du courant statorique sont gérées à une amplitude constante Y r min = r min du r min rmi flux effectif total du rotor, plusieurs fois moindre (deux fois au moins) que l'amplitude nominale Vrn du flux effectif total du rotor, c'est-à-dire que la condition (43) une fois satisfaite, la condition suivante l'est aussi: R-w- 0,5 Y (85) r min rn

La petitesse de l'amplitude r du flux effec-

r min til total du rotor permet, selon l'équation (41) et la condition (62), de réduire de quatre fois au moins les

pertes d'excitation AP V dans les enroulements statoriques.

Dans cette zone de commande du couple M du moteur asynchrone 1, la phase Es du courant statorique est variable en fonction du couple de consigne M* et de la vitesse mesurée CJ du rotor, d'après les équations (9), (29), (31) et (32), suivant une loi: s ( 37( *% m)2 M*) dt + ±3pp r min

2L

+ arc t9 3Z ( r min)2 M* (86) p r min Dans cette relation, la déphasage E P du courant statorique, par rapport au flux effectif total du rotor, est caractérisé par l'arc tangente du couple de consigne M* du moteur asynchrone 1, ce qui correspond au changement de coordonnées cartésiennes selon les équations (37) et (38). Si le couple de consigne M* du moteur asynchrone 1 dépasse la limite M*, la phase Es du courant statorique g s est variable, en conformité des équations (50), (53), (54), (55) et (57), suivant un autre procédé par lequel l'amplitude du flux effectif total du rotor varie avec le couple de consigne du moteur asynchrone 1. La phase du courant statorique est alors régie à l'aide de l'onduleur transvectoriel 2 suivant une loi: s: _ L(M.) dt W _ 2 [Lm(M*) + L M* + arc tg [P* L _ __ _ (87) opt En cas de variations rapides du couple de consigne

M*(t) du moteur asynchrone 1, la rigueur de liaison exis-

tant entre l'amplitude de consigne '* du flux effectif r total du rotor et le couple de consigne M*(t) du moteur asynchrone 1 défini par l'action d'entrée conduit, suivant les équations (22) et (23), à un retard dans la variation de l'amplitude réelle -L (t) du flux effectif total du rotor par rapport à sa consigne -*(t) ce qui contredit r

les conditions (4), (5) et (6) d'invariance de l'asser-

vissement du moteur asynchrone 1.

Aussi, faut-il soit forcer, au régime dynamique, la variation de l'amplitude réelle courante X4(t) du flux r effectif total du rotor, soit retarder dynamiquement la variation de l'amplitude de consigne courante l<*(t) r du flux effectif total du rotor par rapport à celle du

couple de consigne M*(t).

Suivant le procédé mis en oeuvre par l'entraîne-

ment électrique (figure 7), on utilise, aux régimes dynami-

ques, la seconde voie d'obtention de l'invariance de la commande. Aux régimes statiques, l'entraînement électrique

(figure 7) assure un régime de minimum de courant stato-

rique, c'est-à-dire que is = is min pour une charge spécifiée sur l'arbre du moteur asynchrone 1 à un couple résistant constant M. Plus le couple résistant M est grand, d'autant plus importante est l'amplitude r opt (M)

du flux effectif total du rotor.

26 1 44 81

A cet effet, dans l'entraînement électrique (figure 7), le formeur 36 d'amplitude du flux effectif total du rotor fixe l'amplitude requise Yr r du flux

effectif total du rotor en conformité avec la caracté-

ristique rr opt(M) représentée à la figure 3. Cela étant, le bloc 43 de consigne de la composante "flux" d'amplitude du courant statorique définit, en fonction de la valeur de Vr = opt la valeur de r. r opt' consigne de la composante "flux" en quadrature i* sy opt de l'amplitude du courant statorique suivant les expressions

(55) et (56).

Le signal déterminant la consigne de la composante "flux" en quadrature i* est appliqué- l'entrée sy opt

cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2 (figure 7).

La régulation des courants instantanés de phase

du stator du moteur asynchrone 1 a pour effet la forma-

tion de la composante "flux" en quadrature isy de l'ampli-

sy

tude du courant statorique telle que isy = i*sy opt.

sy sy Selon l'équation (83), le moteur asynchrone 1 est le siège d'un phénomène apériodique de variation de l'amplitude vrr du flux effectif total du rotor, la constante de temps du phénomène apériodique étant définie

par l'expression (71).

Cela permet d'utiliser la fonction apériodique à constante de temps T pour calculer, à l'aide d'un élément r apériodique 42, la valeur courante de l'amplitude de consigne a*(t) du flux effectif total du rotor d'après r l'équation: t t (88) 54 r(t) = (1 - e r) v (88) r r c>o L'équation (88) se matérialise par l'élément

apériodique 42.

Apres cela, un organe de division 39 modifie, en conformité avec l'équation (28), la composante "couple"

?614481

en quadrature isx de l'amplitude du courant statorique suivant une loi:

2 L M*

p m r isx(t) = i* (t) Lm (89) sx s 3 Zp Ot) la composante de fréquence synchrone caractéristique du glissement LW du flux effectif total du rotor étant modifiée à l'aide d'un deuxième organe de division 40 suivant une loi: R i* r sx

=ZE = L (90)

= - L r(t) (9) Lrr Dans ce cas, on fait varier la fréquence dynamique s (t) de synchronisation de la commande, égale à la sd fréquence dynamique Jsd(t) du flux effectif total du

rotor, par rapport à la fréquence statique de synchroni-

sation O0*, définie au régime statique d'après l'équation S (74), par modification supplémentaire du glissementd!n6

suivant la loi (90).

Le procédé de gestion de la phase du courant

statorique a alors pour caractère une variation supplé-

mentaire de la phase E s(t) du courant statorique, consé-

s cutive à celle de la phase q s = Es en fonction du temps t du transitoire électromagnétique selon l'équation R i* Ct* CI =| (t) + Lr s x dt (91) s S L Y*+ L m) r r et un changement de déphasage q du vecteur is du courant s statorique par rapport au vecteur vr du flux effectif total du rotor d'un angle variable avec la durée t du transitoire électromagnétique d'après la formule: i* (t) s x arc tg i* (92) sy opt(M*) o i* (t) est donné par la relation (89), i* opt(M* étan di prs équations (8), (7)sy opt(M

étant défini par les équations (70), (76) et (77).

Comme il résulte de l'équation (88), avec ledit procédé, la commande invariante du couple M (t) = M*(t) s'opère par introduction d'un retard dynamique dans la variation de la valeur courante de l'amplitude de consigne V-* (t) du flux effectif total du rotor et par conséquent r de l'amplitude réelle ' r(t) du flux effectif total du

rotor à la variation du couple M du moteur asynchrone 1.

En cas de transitoires électromagnétiques lents de variation de la vitesse G)(t) du rotor et du couple M(t) du moteur asynchrone 1 qui ont une durée supérieure à la constante de temps électromagnétique T du circuit r rotorique, de même qu'aux régimes statiques prolongés, ce procédé de commande du moteur asynchrone I permet de réduire la moyenne quadratique du courant statorique par cycle de fonctionnement de l'entraînement électrique, de diminuer l'échauffement du moteur asynchrone 1 grâce à la minimisation de l'amplitude du courant statorique aux régimes statiques et à la diminution de l'amplitude du courant statorique aux régimes dynamiques pour une

accélération limitée de l'entraînement électrique.

Pourtant, lorsqu'il s'agit de réaliser, pendant une courte durée, de petits déplacements et de rétablir la vitesse requise du rotor en régime de croissance de couple résistant, ce procédé de commande conduit, au contraire, à l'augmentation de la moyenne quadratique du courant statorique du fait que l'amplitude du flux effectif-total du rotor n'arrive pas à prendre des valeurs

à peu près optimales en minimum de courant statorique.

Dans ces cas, pour l'entraînement donné, on augmente l'amplitude initiale iro du flux effectif total du rotor ro de façon à rapprocher le régime de commande du moteur asynchrone 1 de celui à amplitude constante du flux effectif total du rotor, ce qui est intéressant pour des mécanismes de production à grand couple statorique en

marche à vide.

Pour certaines machines de production, dont quelques types de robots industriels à intervalle restreint de variation du couple du moteur asynchrone en présence de jeux et de vibrations élastiques, la variation brutale du couple du moteur asynchrone n'est pas toujours souhai- table, pas plus que des régimes à couple et à accélération maximaux du moteur asynchrone. Dans ces cas, on peut faire

appel à un moteur asynchrone à commande fréquence -

courant (par fréquence et amplitude du courant) à amplitude constante du flux effectif total du rotor, schématisé à la

figure 8.

L'entraînement électrique comporte un moteur asyn-

chrone I (figure 8) dont les enroulements statoriques sont raccordés aux sorties 6', 7' et 8' d'un onduleur à fréquence et à courant variables 26 possédant deux entrées de commande: une entrée de fréquence 28 et une entrée d'amplitude 29. Le rotor du moteur asynchrone 1 est accouplé à un capteur de vitesse 32 dont la sortie est raccordée, à travers un premier additionneur 41, à l'entrée de fréquence 28 de l'onduleur à fréquence et à courant variables 26. Le capteur de vitesse 32 peut être une génératrice tachymétrique classique comme cela est

le cas pour l'entraînement électrique précèdent (figure 7).

La sortie du capteur de vitesse 32 (figure 8) est également raccordée à l'entrée d'un deuxième additionneur 44 qui a sa deuxième entrée réunie à la sortie d'un bloc 38 de consigne de vitesse du rotor. La sortie du deuxième additionneur 44 est reliée à l'entrée d'un régulateur PI 45 de la vitesse. La sortie du régulateur PI 45 est reliée à un point commun aux entrées d'un bloc 46

de consigne d'angle de déphasage, d'un élément propor-

tionnel 47 et d'un bloc 48 de calcul de la "somme en quadrature". Ici et dans ce qui suit, on entend par la "somme en quadrature" la racine carrée de la somme des carrés de grandeurs en quadrature. La deuxième entrée dubloc 48 de calcul de la "somme en quadrature" est raccordée à la sortie d'un bloc 49 de consigne d'amplitude constante du flux effectif total du rotor. La sortie du bloc 46 de consigne d'angle de déphasage est raccordée à l'entrée d'un bloc 50 de calcul de la composante dynamique de

fréquence du courant statorique.

La sortie de l'élément proportionnel 47 est reliée à la deuxième entrée du premier additionneur 41. La sortie

du bloc 50 de calcul de la composante dynamique de fré-

quence du courant statorique est raccordée à la troisième

entrée du premier additionneur.

Les blocs 38, 47, 49 et les additionneurs 41 et 44

peuvent être réalisés avec des amplificateurs opération-

nels classiques tels que décrits, par exemple, dans le livre "Amplificateurs opérationnels intégrés. Manuel d'application" par B.K. Nesterenko, Moscou, Editions

"Energuia", 1982, page 107.

Le bloc 46 de consigne d'angle de déphasage représente un bloc de nonlinéarité en arc tangente, monté classiquement en un amplificateur opérationnel utilisant des diodes à l'entrée et dans la boucle de réaction, comme décrit, par exemple, dans le livre

"Amplificateurs opérationnels intégrés, Manuel d'appli-

cation" par B.K.Nesterenko, Moscou, Editions "Energuia"",

1982, page 70.

Le bloc 48 de calcul de la "somme en quadrature"

est un bloc de non-linéarité réalisable avec un amplifi-

cateur opérationnel classique par analogie avec le

bloc 46 de consigne d'angle de déphasage.

Le bloc 50 de calcul de la composante dynamique de fréquence du courant statorique représente un élément différentiateur utilisant un amplificateur opérationnel classique à entrée par condensateur tel que décrit, par exemple, dans le livre "Introduction à la technique électronique de régulation" par Frôhr F., Orttenburger F., traduit de l'allemand, Moscou, Editions

"Energuia", 1973, page 82.

L'entraînement électrique fonctionne de la façon suivante. En l'absence du couple de consigne M* = 0, les

enroulements statoriques du moteur asynchrone 1 sont parcou-

rus par des courants continus qui, comme nous l'avons vu ci-dessus, produisent un champ magnétique à amplitude

constante ro du flux effectif total du rotor.

ro Les courants instantanés de phase aux sorties 6', 7' et 8' de l'onduleur à fréquence et à courant variables 26 sont constants et à la faible pulsation, définie par la fréquence de pilotage (de commutation) de l'onduleur à fréquence et à courant variables 26, près car sur l'entrée de fréquence 28 de l'onduleur à fréquence et à courant variables 26 il n'y a pas de consigne de fréquence

X du courant statorique.

is

Les courants instantanés de constants de phase tien-

nent à la phase initiale E de l'onduleur à fréquence $0 et à courant variables 26 qui peut être quelconque et

à la consigne d'amplitude initiale is* du courant stato-

s rique, égale à la valeur constante de consigne de la composante "flux" en quadrature i* d'amplitude du sy o courant statorique que l'on fixe à l'entrée d'amplitude 29

de l'onduleur transvectoriel 26.

Comme il n'y a pas de déphasage f du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor, le couple du moteur asynchrone 1, la vitesse rotorique et la tension de sortie du capteur de vitesse '32 sont

nuls.

La sortie du bloc 38 de consigne de vitesse rotorique étant à zéro de la tension, les tensions de sortie des additionneurs 41 et 44 sont nulles. Les tensions aux sorties des blocs 45, 46 et 47 sont, elles aussi, nulles et la tension à la sortie du bloc 48 de calcul

de la "somme de quadrature" est constante et corres-

pond à une valeur de consigne constante de la composante "flux" en quadrature i* du courant statorique, imposée sy o par la tension continue Ui* à la sortie du bloc 49 syo de consigne d'amplitude du flux effectif total du rotor qui est proportionnelle à l'amplitude de consigne cons-

* tante T* du flux effectif total du rotor.

ro La tension de sortie du bloc 46 de consigne d'angle de déphasage étant nulle, la tension à la sortie du bloc 50 de calcul de la composante dynamique de fréquence du

courant statorique n'existe pas non plus.

Dès qu'un couple résistant actif apparaît sur l'arbre du moteur asynchrone 1 ou dès que l'on assigne, au

rotor, une vitesse de consigne non nulle C'*, proportion-

nelle à la tension de sortie du bloc 38 de consigne de

vitesse rotorique, il y a un transitoire électromagné-

tique de rétablissement de la vitesse rotorique M à un niveau de consigne C.* fixé à l'entrée de commande de l'additionneur 44. Le régulateur PI 45 de la vitesse qui reçoit un écart consigne-mesure de vitesse rotorique 6 C a, à sa sortie, un saut et une croissance de

tension de consigne de couple M* du moteur asynchrone 1.

Cela conduit à un saut de tension à la sortie du bloc 48 de calcul de la "somme en quadrature" qui évalue la tension déterminant l'amplitude de consigne i* de courant s statorique par la formule: is i(M*) 2 + i (93) sy o la valeur de la composante "couple" requise i* (M*) du s x courant statorique étant variable, en vertu de l'équation (28), en proportion avec le couple de consigne M* du

moteur asynchrone.

En conformité de l'équation (1), le saut et la croissance suivante de l'amplitude i de courant statorique s ne peuvent avoir pour effet un saut et une croissance du couple M du moteur asynchrone qu'après un

déphasage LRTdu courant statorique par rapport au rotor.

Selon l'équation, le déphasage úEX du courant stato-

rique par rapport au flux effectif total du rotor en commande fréquencecourant en coordonnées polaires s'effectue par forçage de la vitesse de variation de la phase Es du courant statorique par rapport à celle de la phase synchrone Cs du flux effectif total du rotor en fonction de la vitesse (de la cadence) de variation

du couple de consigne M* du moteur asynchrone 1 (dM*/dt).

A cet effet, à l'aide de l'élément proportionnel 47, on calcule, d'après la formule (29), la valeur de consigne de glissement AC* du flux effectif total du rotor par rapport au rotor, proportionnelle au couple de consigne M* du moteur asynchrone 1. La somme des deux tensions fournies par l'élément proportionnel 47 et le capteur de vitesse 32 à l'additionneur 41 est proportionnelle à la fréquence de consigne du flux effectif total du rotor

évaluée par l'additionneur 41 suivant l'équation (33).

La phase synchrone s du courant statorique, s égale à la phase du flux effectif total du rotor, résulte du balayage dans le temps de la fréquence synchrone *

c s = X s suivant l'expression (32).

La croissance du couple de consigne M* fait monter la tension à la sortie du bloc 46 fournissant l'angle de déphasage de consigne. qui matérialise la dépendance non linéaire de la tension de sortie UE servant de consigne d'angle de déphasage. par rapport à la tension d'entrée UM* proportionnelle au couple de consigne M* du moteur asynchrone 1 selon la formule (48) compte tenu des expressions (27) et (28), c'est-à-dire suivant l'équation i* 2Lr Et = arc tg sx = arc tg r.M* (94) i* 3Z Vr*2 sy o p ro La croissance du signal de consigne d'angle de déphasage fait apparaître une tension à la sortie du bloc 50 de calcul de la composante dynamique de la

fréquence du courant statorique. Cette tension est propor-

tionnelle à la vitesse d Et/dt de variation de l'angle de déphasage de consigne L. La vitesse d úL/dt de variation d'angle de déphasage Eq= 6qreprésente la troisième composante dynamique a d de fréquence du courant statorique, égale à la vitesse de rotation du vecteur de courant statorique par rapport au

vecteur de flux effectif total du rotor.

De cette manière, la vitesse de rotation de la phase Es du courant statorique, égale à la fréquence instantanée.is du courant statorique, diffère de la is fréquence synchrone Ws du courant statorique, égale à la vitesse de variation de la phase synchrone CPs du flux effectif total du rotor, de la valeur de la composante

dynamique,Ad de fréquence du courant statorique, propor-

tionnelle à la tension de sortie du bloc 50 et déterminée par la formule: 2Lr d(arc tg 3Z -'2 M*) ^d = - P-ro __ (95) Ad= dt La variation de la fréquence du courant statorique suit une loi: d ús dt s = + A + d (96) dt= is la phase du courant statorique résultant de l'addition des trois angles: - es = ?-s + CFs + Et (97) L'apparition de la troisième composante dynamique de fréquence Acd du courant statorique entraîne la

croissance du déphasage Eq au cours du balayage.

Cela fait croître le couple M du moteur asynchrone 1 jusqu'à ce que les vitesses de consigne et mesurée du rotor soient exactement au même niveau C = > grâce à la régulation astatique de la vitesse à l'aide du régulateur PI 45 de la vitesse.

L'entraînerment électrique en question met en appli-

cation le procédé de commande de la vitesse de variation de la phase du courant statorique d Es/dt, égale à la fréquence instantanée.is du courant statorique, qui 1s représente la somme de la vitesse rotorique C, de la vitesse d rer/dt de variation de la phase du flux effectif total du rotor par rapport au rotor et de la vitesse da dt du déphasage du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor, la vitesse de déphasage étant fonction de la vitesse de variation de l'action

d'entrée M* de l'entraînement par couple.

Quand la plage de variation du couple de consigne M* du moteur asynchrone 1 est peu importante et que l'amplitude de consigne M4rro du flux effectif total du rotor a une valeur élevée, voisine de la valeur nominale d'amplitude Vrn du flux effectif total du rotor, la loi en arc tangente (94) régissant la variation du * déphasage de consigne Ebi avec le couple de consigne M*

du moteur asynchrone 1 se rapproche d'une loi proportion-

nelle Es = Kei. M* o KF. est la constante multi-

plicative. Le bloc 46 de consigne d'angle de déphasage peut se présenter comme un amplificateur proportionnel

à gain fixe égal à Ki, la troisième composante dynami-

que de fréquence t Cd du courant statorique étant variable avec la vitesse de variation du couple de consigne M* du moteur asynchrone 1, proportionnel à la grandeur de commande à l'entrée de l'entraînement par couple asynchrone, selon la formule: -C K d M8* Ad KEú dt (98) Avec ce procédé de commande mis en oeuvre par l'entraînement électrique (figure 8) , le moteur asynchrone 1 fonctionne à une vitesse limitée de variation de son couple car un saut ou une variation brusque de la grandeur de commande à l'entrée, proportionnelle au couple de consigne M* du moteur asynchrone, n'entraîne pas la variation similaire du couple réel M du moteur asynchrone vu la saturation du bloc 50 de calcul de la composante dynamique de fréquence du courant statorique et la restriction de sa tension de sortie limitant la troisième composante dynamique de fréquence du courant statorique à une certaine valeur maximale d max d d max Avec la commande fréquence-courant ci-dessus, il est impossible d'assurer une gestion invariante du couple asynchrone en coordonnées polaires lorsque le couple

varie rapidement, y compris par bonds.

Etant donné que la variation de phase instantanée du stator du moteur asynchrone est toujours sujette à une certaine inertie due à la restriction des performances énergétiques de l'onduleur de puissance chargé par une inductance, la rapidité d'acquittement d'un saut de phase du courant statorique qui est, physiquement, un saut de courants de phase, est limitée, elle aussi, par les performances énergétiques de l'onduleur de puissance (par la tension de sortie maximale) et les paramètres de la charge. Pourtant, l'asservissement du vecteur de courant statorique apporte une inertie supplémentaire dépendant des principes de formation des signaux de consigne de courants instantanés de phase et d'orientation du circuit de puissance du convertisseur

d'énergie électrique.

2614 4 8 1

Dans le cas o les entraînements électriques à commande fréquence-courant (figures 5 et 8) conservent le principe ci-dessus de formation des signaux de consigne de courants instantanés de phase i* i* i *sc la limite sa' sb' so'l lmt en rapidité de variation de la phase s du courant s statorique, imposée uniquement par les performances énergétiques de l'onduleur de puissance, est accessible grâce à un procédé de commande du moteur asynchrone par lequel les enroulements de phase du stator sont alimentés par un système de deux courants: un système triphasé équilibré de courants cophasés isyn isyn b' syn a' syn b' iyn c et un système triphasé équilibré de courants syn c orthophasés iort a ' iort b ' iort c formés suivant le procédé de commande fréquence-courant à l'aide de six

onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables.

Chacun des six onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables est alors commandé par deux voies comme c'est le cas pour l'entraînement électrique à commande fréquence-courant de la figure 5: une voie sert à gérer la fréquence du courant, et l'autre,

l'amplitude du courant.

Un exemple de réalisation de l'entrainement électrique suivant ce procédé de commande est donné à la

figure 9 pour l'un des enroulements de phase du stator.

L'entraînement électrique comporte un moteur asyn-

chrone 1 (figure 9) dont chaque enroulement de phase (A, B, C) est raccordé aux sorties de deux onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables 51 et 52. Un point commun aux deux premières sorties 53 et 54 des onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables 51 et 52 est raccordé à l'une des entrées

de l'enroulement de phase A du stator du moteur asyn-

chrone 1, un point commun aux deux autres sorties 55 et 56 des onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables 51 et 52 étant raccordé à une autre entrée de l'enroulement de phase A du stator du moteur asynchrone 1. Les entrées de fréquence 28 et 57 des onduleurs à fréquence et à courant variables 51 et 52 ont un point commun raccordé à la sortie du bloc 30 de consigne de

fréquence instantanée du courant statorique (les enroule-

ments B et C ont un raccordement analogue).

L'entrée d'amplitude 29 du premier onduleur à fréquence et à courant variables 51 est raccordée à la sortie du bloc 31 de consigne d'amplitude instantanée de courant statorique, formant un bloc de consigne

d'amplitude de courant cophasé.

L'entrée d'amplitude 58 du deuxième onduleur mono-

phasé à fréquence et à courant variables 52 est raccordée à la sortie d'un autre bloc 59 de consigne d'amplitude de courant orthophasé. La sortie d'un inverseur 60 de courant orthophasé est raccordée à l'une des entrées d'impulsions d'un formeur 61 de courants instantanés de phase de consigne (figure 5) de l'onduleur monophasé

à fréquence et à courant variables 52 (figure 9).

Les trois paires d'onduleurs à fréquence et à courant variables 51 et 52 constituent un convertisseur à phase et à courant variables 62 dont lessorties sont raccordées aux trois enroulements de phase A, B, C

du stator du moteur asynchrone 1.

Les onduleurs à fréquence et à courant variables 51 et 52 peuvent être utilisés comme décrit ci-dessus

(figure 5) de façon à utiliser une seule phase du régula-

teur 22 des courants instantanés de phase.

Le formeur 61 de courants instantanés de phase de consigne de l'onduleur à fréquence et à courant variables 51 peut être le même que dans l'entraînement

électrique de la figure 5.

Le bloc 30 de consigne de fréquence du courant statorique est réalisable comme décrit à propos de l'entraînement électrique doté d'un onduleur à fréquence

et à courant variables (figure 5).

Les blocs 31 et 59 peuvent être tels que décrits

à propos de l'entraînement électrique de la figure 5.

L'inverseur 60 de courant orthophasé peut être un comparateur classique décrit dans le livre "Circuits intégrés analogiques et numériques, Manuel de référence" sous la rédaction de S.V.Yakouboski, Moscou, Editions

"Radio i svyaz" 1985, pages 312, 313.

Le convertisseur à phase et à courant variables 62 peut être réalisé, comme indiqué à la figure 9, avec six

onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables.

L'entraînement électrique (figure 9) fonctionne de

la façon suivante.

Chacun des enroulements A, B, C du stator du moteur asynchrone 1 s'alimente sur deux sources d'énergie isolées, dont l'une est l'onduleur monophasé à fréquence et à courant variables 51 et l'autre, l'onduleur à fréquence et à courant variables 52. Le formeur 61 des courants instantanés de phase de consigne de l'onduleur monophasé à fréquence et à courant variables 52 produit un signal de consigne de courant instantanés de phase décalé de + 90 degrés électriques sur le signal de consigne de courant instantané de phase formé par le formeur 27 de courants instantanés de phase de consigne (figure 5) de l'onduleur monophasé à fréquence et à

courant variables (figures 5 et 9).

Un point commun aux entrées de fréquence 28 et 57 des onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables

51 et 52 reçoit un signal de consigne de fréquence syn-

chrone CÀ du courant statorique qui définit la fréquence instantanée.is du courant statorique aux régimes

statiques du moteur asynchrone I à condition d'invaria-

bilité des signaux de consigne d'amplitude des courants

orthophasé et cophasé à l'entrée.

Le bloc 31 de consigne d'amplitude instantanée du courant statorique envoie, à l'entrée d'amplitude 29 de l'onduleur monophasé à fréquence et à courant variables 51,

un signal de consigne d'amplitude Isyn de courant cophasé.

syn Dans l'enroulement statorique du moteur asynchrone I,il y a un courant cosinusoidal instantané de phase isa = Isyn.cos c s formant le courant cophasé isyn dont l'amplitude est proportionnelle au signal de sortie du bloc 31 de consigne d'amplitude instantanée du courant statorique, sa phase synchrone qs étant formée par

le balayage de la fréquence synchrone) : Cs' propor-

s tionnelle au signal de sortie du bloc 30 de consigne

de fréquence instantanée du courant statorique.

Tant qu'aucun signal ne sort du bloc 31 de con-

signe d'amplitude instantanée du courant statorique, le courant cophasé manque (isyn = 0). A ce régime, à syn

l'arrivée à l'entrée d'amplitude 29 de l'onduleur mono-

phasé à fréquence et à courant variables 51 d'un signal de consigne d'amplitude Iort de courant orthophasé issu du bloc 59 de consigne d'amplitude du courant orthophasé du stator, l'enroulement statorique du moteur asynchrone 1 se met à conduire un courant sinusoïdal instantané de phase isa = Iort.sin Cs formant le courant orthophasé iort dont l'amplitude est proportionnelle au signal de sortie du bloc 59 de consigne d'amplitude de courant orthophasé

du stator.

En cas de simultanéité des deux actions d'entrée exercées par les blocs 31 et 59, l'enroulement de phase A du moteur asynchrone 1 est parcouru par un courant dont la valeur instantanée est déterminée par la différence des courants cophasé et orthophasé selon la formule: ceI sin q (99) isa = cIsynC S s- ort'sin s sa syn Le sens du courant orthophasé dépend du sens d'évolution du compteur qui reçoit les impulsions arrivant

à l'entrée d'impulsions du formeur 61 de courants instan-

tanés de phase de consigne.

Le sens du courant orthophasé est défini par le

signal logique fourni par l'inverseur de courant ortho-

phasé 60.

Pour les phases "b", "c", les phénomènes de varia-

tion des courants sont les mêmes, mais avec un déphasage de + 120 degrés électriques par rapport aux courants de la phase "a", vu l'exécution triphasée du convertisseur

à phase et à courant variables 62.

La formation d'un système équilibré de courants instantanés de phase isa, isb, iSc du stator du moteur asynchrone i a pour effet que la gestion du vecteur i s

de courant statorique s'effectue en coordonnées carté-

siennes Y, X, tournant par rapport à l'axe "" de l'enroulement de phase de référence A du moteur asynchrone à la fréquence de synchronisation G > comme dans le cas

de la commande à onduleur transvectoriel 2 (figure 4).

Les processus de commande du moteur asynchrone intégré à l'entraînement électrique de la figure 9 sont analogues à ceux décrits à propos de l'entraînement

électrique de la figure 4.

En imposant, à l'amplitude Isyn du courant cophasé, syn une valeur constante, on produit, pour une fréquence de synchronisation Os nulle, dans le moteur asynchrone 1, un champ magnétique tel que l'amplitude du flux effectif total du rotor soit proportionnelle à l'amplitude du

courant cophasé.

Ensuite, par modification de l'amplitude Iort du courant orthophasé, on augmente simultanément l'amplitude instantanée du courant instantané de phase selon la formule:

- 12 + I2)12

s syn ort(100) et on fait décaler la phase Es du courant statorique par rapport à la phase synchrone initiale so d'un

2 6 1 4 4 8 1

angle dont la valeur et le sens, variables comme l'arc tangente du rapport des amplitudes Iort et Isyn des courants orthophasé et cophasé, ont pour expression: Ior Es = CFso + arc tg I (101) 50 syn Le déphasage Es du courant statorique par rapport à la phase synchrone initiale <-so du flux effectif total du rotor a pour effet de produire un couple M du moteur asynchrone 1, proportionnel à l'amplitude Iort

du courant orthophasé; la vitesse rotorique) augmente.

Pour que le couple M du moteur asynchrone i reste constant avec la variation de la vitesse rotorique I, la fréquence synchrone est à modifier par un signal de consigne adéquat en provenance du bloc 30

de consigne de fréquence instantanée du courant statorique.

Si la consigne de fréquence de synchronisation s (t) ne correspond pas à la valeur courante de fréquence ós (t) = d s (t)/dt du flux effectif total du rotor, le couple réel M du moteur asynchrone 1 est hors de la commande invariante et varie d'une manière indépendante de la valeur d'amplitude Iort du courant orthophasé et

de l'action de commande à l'entrée.

Lorsque la fréquence de synchronisation de consigne Cs)(t), calculée par le bloc 30, est égale à la fréquence courante G (t) du flux effectif total réel du rotor, s l'amplitude du courant cophasé Isyn est égale à la syn composante "flux" isy d'amplitude du courant statorique, sy

et l'amplitude Iort du courant orthophasé, à la compo-

sante "couple" isx d'amplitude du courant statorique.

Le déphasage Eqdu courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor est alors déterminé par la formule: A = arc tg Iyrt (102) csyn Dans ce procédé, réalisable d'une manière identique à celle indiquée aux schémas des figures 4, 6, 7 et 9, le courant instantané de phase dans l'enroulement de phase de référence A du stator représente la différence entre le courant cophasé et le courant orthophasé ayant pour expression: sa = isyn -iort' (103) la commande du courant cophasé i étant synchronisée syn. par la fréquence de synchronisation (J s' égale à la fréquence synchrone Us du flux effectif total du rotor qui est la somme des deux fréquences J + j L. L'une de ces composantes de fréquence (vitesse rotorique C0) est mesurée à l'aide du capteur de vitesses 32 comme indiqué

aux figures 6 et 7.

L'autre composante de fréquence (le glissement a W du flux effectif total du rotor par rapport au rotor) est calculée à partir de l'équation différentielle (23) et de l'équation (1) en fonction du couple de consigne

M*=M du moteur asynchrone 1.

En cas de commande en coordonnées cartésiennes à l'aide d'un onduleur transvectoriel 2 (figure 4) ou d'un convertisseur à phase et à courant variables 62 (figure 9), on n'a pas à calculer à titre supplémentaire le glissement )i r du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor car, avec la transformation transvectorielle d'énergie, cette troisième composante dynamique ad = b S de fréquence du courant satorique est Ad = Nir formée non pas par une voie de commande séparée comme c'est le cas pour l'entraînement électrique à commande

fréquence-courant représenté à la figure 8, mais direc-

tement par la transformation transvectorielle d'énergie

schématisée aux figures 4 et 7. Lors d'une commande phase-

courant à transformation transvectorielle d'énergie, la troisième composante dynamique de fréquence A d résulte

de la variation dans le temps du rapport des courants ortho-

26 1' 448 1

phasé et cophasé, définie par les actions d'entrée selon la formule: d(arc tg Iort syn y = =di dt (104) dt Ce déplacement angulaire du vecteur iS du courant statorique par rapport au vecteur v r du flux effectif total du rotor fait varier la phase 8 s(t) du courant statorique, tant pour l'onduleur transvectoriel 2 (figure 4) que pour le convertisseur à phase et à courant variables 62 (figure 9), suivant une même loi: Iort (t) =(t)= %0+ rCJ(t)dt + arc tg - (105) ES(t=, I it) / syn o La commande phase-courant suivant les lois (100) et (105) permet une modification autonome et arbitraire, y compris par bonds, du module (amplitude i) et de s

l'argument (phase Es) du vecteur iS de courant statorique.

La gestion autonome du module (amplitude iS) séparé

de l'argument (phase Es) s'opère par une variation propor-

tionnelle simultanée des courants orthophasé et cophasé

Iort(t) = Kort.Isyn(t), o Kort est un facteur constant.

Alors, selon l'équation (105), l'argument (phase Es) est constant avec les amplitudes Iort, Isyn, et le module (amplitude is) varie en proportion des courants orthophasé et cophasé d'après la formule: is (t) = Isyn(t) 1 + ort (106) La gestion autonome de l'argument (phase es) indépendamment du module, amplitude is) s'effectué par une modification simultanée des courants orthophasé et cophasé suivant une loi: 2 12 it I ort(t) = 2 I2 (t) (107) ot so els yn o i est le module constant du vecteur i À so s En cas d'invariabilité du courant cophasé Isyn = Isyn o' le module (amplitude is) et l'argument (phase ús) du vecteur is du courant statorique se

prêtent à une gestion corrélative en fonction de l'ampli-

tude Iort(t) du courant orthophasé. En raison des propriétés ci-dessus de la commande phase-courant, l'onduleur transvectoriel 2 (figure 4) et le convertisseur à phase et à courant variables 62 (figure 9) ont un caractère commun, celui de maîtrise parfaite du vecteur is du courant statorique et, en ce sens, représentent des convertisseurs universels pour

la commande des moteurs électriques à courant alternatif.

Comme les fonctions de commande sont les mêmes pour l'onduleur transvectoriel 2 (figure 4) et le convertisseur

à phase et à courant Variables 62 (figure 9) et oue l'onduleur trans-

vectoriel 2 (figure 4) a quatre fois moins de pertes de puissance que le convertisseur à phase et à courant variables 62 (figure 9), les entraînements électriques dont il sera question plus loin utilisent un onduleur transvectoriel 2 (figure 4). Dans certains cas spécifiques d'application d'entraînements électriques,il peut être remplacé par un convertisseur à phase et à courant variables 62 qu'on vient de décrire (figure 9).

Selon l'invention, la réunion de l'invariance et de l'optimalité de gestion des processus dynamiques, énergétiques et thermiques dans le moteur asynchrone s'obtient par une commande vectorielle intégrale du

courant statorique lors de la transformation transvec-

torielle d'énergie et une commande corrélative de tous les paramètres du vecteur de courant statorique compte tenu de leurs liaisons dynamiques avec les paramètres

d'autres vecteurs d'état du moteur asynchrone, repré-

sentés à la figure 1.

Pour ce faire, on fait appel aux principes de syn-

chronisation de la commande ci-dessus permettant de réaliser une commande phase-vecteur par laquelle le déphasage entre les vecteurs d'état du moteur asynchrone est réglé suivant des lois optimales. En même temps, on utilise la seconde méthode d'optimisation en rapidité de fonctionnement: la réduction extrême du temps t = tmin

du transitoire électromagnétique de variation de l'ampli-

tude Ir (t) du flux effectif total du rotor depuis un état fixé optimal Yr opt(Mo) à un autre état fixé optimal Vr opt (M1) au passage d'un couple Mo du moteur

asynchrone à l'autre, M1.

Une commande, optimale en rapidité de réponse, d'un moteur asynchrone, s'exprime par la condition de minimum de temps T^ du transitoire électromécanique de variation de la vitesse du rotor ( depuis une vitesse initiale Mo du rotor à la vitesse de consigne finale 1 du rotor: TW, = CT min La limitation principale est celle sur l'amplitude maximale du courant statorique: i 4 i s s max

o i est le courant admissible à la sortie de l'ondu-

s max

leur de puissance.

Si le courant admissible à la sortie de l'onduleur de puissance dépasse de beaucoup l'amplitude du courant de démarrage estimé du stator du moteur asynchrone en régime de démarrage direct, la limitation principale est celle

sur l'échauffement de l'isolement de l'enroulement stato-

rique du moteur asynchrone, exprimée par l'équation suivante T Q = KQ i (t)dt Qmax, (108) o Q est la quantité de chaleur dégagée dans l'enroulement

statorique pendant le temps TO du transitoire électro-

mécanique; Qmax est la quantité maximale de chaleur admissible pour l'enroulement statorique au suréchauffement tolérable de l'isolement de l'enroulement statorique;

KQ est un facteur de proportionnalité.

Le transitoire électromécanique de variation de la

vitesse (. (t) du rotor et du couple M(t) du moteur asyn-

chrone est simultané à un transitoire électromagnétique de création et de variation du champ magnétique et de

l'amplitude Y r (t) du flux effectif total du rotor.

L'unité des transitoires électromécanique et électromagné-

tique s'exprime, d'une part, par une loi de variation des paramètres du vecteur is du courant statorique unique s pour les deux transitoires et, d'autre part, par une variation du couple M du moteur asynchrone commune aux

deux transitoires.

Selon l'invention, le procédé de commande proposé

permet d'optimiser en rapidité le transitoire électro-

mécanique et le transitoire électromagnétique à la fois, sous les contraintes ci-dessus et de satisfaire en même temps aux conditions d'optimalité en minimum de courant

aux régimes statiques.

Le procédé repose sur les processus de gestion du vecteur de courant statorique défini par la méthode de linéarisation algorithmique pour un moteur asynchrone assimilé à un objet de commande multidimensionnel non linéaire, décrit par les équations non linéaires (1) et (19), (20)à(23) et par l'équation de mouvement: I dCi) M - Mc = Id, (109) c Zp dt l9 o M est le couple résistant statique; c I est le moment d'inertie ramené à l'arbre du moteur asynchrone; Z est le nombre de paires de pôles du moteur Pasynchrone. asynchrone. La méthode de linéarisation algorithmique consiste à assurer la linéarité de la relation "entrée-sortie"d'un objet multidimensionnel non linéaire à plusieurs vecteurs d'état, dont le vecteur énergétique d'état, par exemple le vecteur de courant statorique, par la réalisation d'algorithmes de commande corrélative de la totalité des paramètres du vecteur énergétique d'état. Dans l'algorithme, ces paramètres sont liés entre eux par des équations différentielles et au moyen de paramètres d'autres vecteurs d'état de l'objet de commande, sous contraintes supplémentaires d'optimalité du processus de commande et de façon à vérifier les conditions de synchronisation d'asservissement du vecteur énergétique d'état dans les coordonnées d'un autre vecteur d'état servant de directeur. Les paramètres du vecteur d'état directeur doivent figurer tant dans la fonctionnelle liée au critère d'optimalité d'asservissement que dans l'équation pour la variable de sortie d'état de l'objet de commande qui

est en l'occurrence le couple M du moteur asynchrone.

Un algorithme non linéaire de commande trouvé par la méthode de linéarisation algorithmique représente une "image" des relations non linéaires existant dans l'objet et qu'il faut assurer par une loi de commande optimale sous contrainte que la variable de sortie représentative de l'état de l'objet soit définie et égale à la valeur de consigne, fixée à l'entrée du

système de commande de l'objet.

Cette méthode fait décroître l'ordre des équations différentielles non linéaires à la recherche d'un algorithme de commande, compte tenu du choix d'un système adéquat d'axes orthogonaux permettant de réaliser l'algorithme non linéaire le plus simple

de commande des paramètres du vecteur énergétique d'état.

Le concept de base de la méthode de linéarisation algorithmique est la loi de commande qui représente la condition nécessaire à la définition de l'algorithme de commande. La relation entre la variable de sortie traduisant l'état du couple M et le vecteur énergétique d'état i s de courant statorique se détermine par l'équation (1) o figure également un autre vecteur d'état, le vecteur r du flux effectif total du rotor, qu'on peut introduire dans la condition de limitation (108) et qui tient le rôle de vecteur directeur H. La condition de synchronisation de la commande par rapport au vecteur directeur Ho = r a pour o r expression: Àry r 'rrx 0, Q3K

= = C4* (110)

s s K

U K U= A O,

i = iS.sin i = i cos sy S'5 La loi permettant la commande invariante du couple M*(t) = M(t) pour T> = TUmm et en limitation selon l'équation (108) résulte des équations différentielles (22) et (23) du moteur asynchrone, transformées de façon à respecter la condition de synchronisation de la commande donnée par les équations (110): Lr d Brr r L i R '

=. (111)

R * dt + r m sy r R r Lr Lm.isx A -. rr = 12 Lm M = 327. =A*Y,L (112) r M = 7. Z pLr i r. sx (113)

2 6 1 4 4 8 1

L'équation (111) régit le transitoire électromagné-

tique de variation de l'amplitude Yr(t) du flux effectif total du rotor. Il en résulte qu'un saut de la composante "flux" isx d'amplitude du courant statorique, égale, sous contrainte de synchronisation (110), à l'amplitude Isyn syn du courant cophasé, fait varier avec inertie l'amplitude Y r' du flux effectif total du rotor suivant une loi apériodique avec une constante de temps égale à la constante de temps de transitoire électromagnétique Tr du circuit rotorique, définie par la formule: Lr L -d. gr T r -L- m r (114) r R ff R r r De l'équation (109), il résulte que le temps minimal T du transitoire électromagnétique pour un certain couple résistant statique M est accessible à condition d'avoir s un maximum de couple M (t) = Mmax(t) du moteur asynchrone en chaque point de la trajectoire du mouvement à partir de la vitesse initiale o jusqu'à la vitesse finale.1

du rotor.

Cela implique le respect des limitations sur le

courant statorique et l'échauffement.

Par conséquent, la condition nécessaire d'optimalité en rapidité de fonctionnement est celle de maximum de rapport de la valeur courant du couple M(t) du moteur asynchrone au carré de l'amplitude courante is (t) du courant statorique: M-(t) KM = KMmx (115) iz(t) oa o KMe, KMomax est le rapport du couple du moteur asynchrone au carré de l'amplitude du courant statorique pour un échauffement limité de l'isolement de l'enroulement statorique. Le respect de la condition (115) est nécessaire à la limitation de l'amplitude i = i max du courant s s max statorique. En condition nécessaire (115), l'optimalité du transitoire électromécanique W (t) du moteur asynchrone

constitue la condition suffisante d'optimalité du transi-

toire électromagnétique de variation de l'amplitude V r(t) du flux effectif total du rotor, ce qui résulte des lois de gestion du vecteur de courant statorique qui

leur sont communes.

L'équation (111) du processus électromagnétique entraîne que la fonction de transfert du module du vecteur de flux effectif total du rotor en module du vecteur de courant statorique varie avec l'angle de déphasage Et suivant l'équation: = r(S) Lm. cos (116) Wi(S) i5 i(S) = Tr S+1

La rapidité de régulation du courant dans l'ondu-

leur transvectoriel 2 (figure 4), caractérisée par le temps T. de régulation du courant instantané de phase du

stator est plus de dix fois supérieure à celle de régula-

tion du module (amplitude 1Vr du flux effectif total du rotor) du vecteur de flux effectif total du rotor, car T 0,1 Tr Ti r'

Selon l'équation (1), le couple M du moteur asyn-

chrone est déterminé par le produit de trois paramètres iss Fr, E de commande par trois voies de commande: la voie de commande du module (amplitude is du courant statorique) du vecteur de courant statorique, la voie de commande du module (amplitude Yr du flux effectif total du rotor) du vecteur de flux effectif total du rotor et

la voie de commande du sinus de l'angle de déphasage.

Comme il résulte des équations (111) à (113), ces trois voies de commande ont la propriété commune de dépendre du déphasage Dq. Aussi est-il bon que la voie de commande d'un moteur asynchrone ait la forme d'une

26'14481

fonction de l'angle de déphasage' qui est un paramètre

de commande à inertie minimale.

Dans ce cas, la rapidité et l'invariance de la commande du couple d'un moteur asynchrone tiennent à la rapidité de réponse et à la corrélation des deux voies les plus rapides de commande des paramètres is et La troisième voie de commande sert à-modifier le troisième paramètre de commande -r de manière qu'il soit conforme r à une loi de commande du déphasage _ optimale en critère (115), compte tenu de la condition d'invariance de la commande.

Le maximum du rapport du couple M du moteur asyn-

chrone à l'amplitude is du courant statorique et le maximum de rapidité, sous contrainte imposée à l'échauffement de l'isolement, de l'enroulement statorique par le critère exprimé par la formule (115), sont accessibles en dynamique, au cours du transitoire électromagnétique de variation de l'amplitude -rr(t) du flux effectif total du rotor, si le facteur de transfert KMi de l'entraînement par couple, unique pour les trois voies de commande, qui lie, selon les équations (1), (113) et (116), à chaque instant t, le couple M du moteur asynchrone au carré de l'amplitude i2 du courant statorique, atteint son maximum s (sa limite): K z LM cos sin = KMi|max (117) Kmi = 2 Zp Lr a o KMi est le facteur généralisé de transfert en couple du moteur asynchrone;

KMilmax est le facteur généralisé maximal de trans-

fert en couple du moteur asynchrone pour un carré donné

de l'amplitude du courant statorique.

Pour satisfaire à la condition (117) fournissant le couple maximal en dynamique, on doit agir sur la phase Es du courant statorique de façon que l'angle de déphasage vérifie la condition suivante de maximum KMi KMi max d (cos sin (1

- = . (118)

d E Par la condition de synchronisation (110), les grandeurs V et isy sont toujours positives, ce qui vérifie sy la condition: cos cp (119) Par les équations (118) et (119), la loi de commande d'un moteur asynchrone, optimale en maximum de couple, est: opt = - (120) Le signe "+" dans l'expression (120) marque le sens positif du couple, +M, du moteur asynchrone (le déphasage antihoraire du vecteur iS du courant statorique par rapport au vecteur r du flux effectif total du rotor,

comme indiqué en trait continu à la figure 1).

Le signe "-" dans l'expression (120) marque le sens négatif du couple, -M, du moteur asynchrone (le déphasage horaire, comme indiqué en trait discontinu à

la figure 1 pour le vecteur i du courant statorique).

s

La loi (120) de commande optimale du moteur asyn-

chrone établit que le déphasage de + 45 degrés électriques par rapport à la phase de synchronisation qs de la commande du courant statorique, sous contrainte d'égalité de la phase de synchronisation Es et de la phase synchrone Es du flux effectif total du rotor, offre le maximum de couple M du moteur asynchrone, quelle que soit

l'amplitude du courant statorique.

Dans le cas du renversement du couple M du moteur asynchrone en commande optimale suivant la loi (120), la phase s du courant statorique doit subir un saut de degrés électriques car la gestion optimale de la phase Es du courant statorique se fait selon une loi: (121) ús opt = Cs opt + 4 (121) o s opt est la phase du flux effectif total du rotor en commande suivant la loi (120). La variation brutale de la phase ú du courant s statorique suivant la loi (121) n'est réalisable qu'à l'aide d'un onduleur transvectoriel 2 (figure 4) ou d'un convertisseur à phase et à courant variables 62 (figure 9) sous réserve de respecter la condition suivante de synchronisation de la commande: =S oti=*6 dt + = p t1 * çs oPt f CJ s opt Odt + s= s opt, (122) * o U est la phase initiale de synchronisation SO L est la phase synchrone du flux effectif total Ls

du rotor.

Si les conditions imposées par les équations (121) et (122) sont remplies, il suffit, pour satisfaire à la

loi (120) de commande optimale, de faire varier les cou-

rants cophasé et orthophasé suivant les lois: i s I =i S.(123) Isyn = isy opt ' (123) i s Iort isx opt = Isnisy opt =± (124) o isy opt i sx opt sont les valeurs optimales des composantes "couple" et "flux" d'amplitude du courant statorique; is = isl est le module du vecteur de courant statorique égal à l'amplitude du courant de phase du stator; Isyn, Iort sont les amplitudes des courants cophasé et orthophasé. Aux régimes statiques, ayec un courant IS périodique de stator, la valeur de - est caractéristique de la valeur efficace I du courant de phase du stator: s i s \S_ Aussi, en commande optimale suivant la loi (123), les amplitudes des courants orthophasé et cophasé sont les mêmes et égales à la valeur efficace du courant de phase du stator:

I, (125)

syn s (125)

I = + I (126)

opt - s En cas de commande optimale suivant la loi (120), le courant instantané de phase ia dans l'enroulement de sa phase de référence "A" du stator suit la loi: i ia (t) -- (cos (sopt (t); sin s opt (t)). (127) s a V-7+op Le signe "-" dans l'expression (127) marque le sens positif du couple, +M, du moteur asynchrone, et le signe

"+" le sens négatif du couple, -M, du moteur asynchrone.

L'angle de déphasage Ey du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor étant constant, le glissement A ivJ du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor, lors de la commande suivant la loi (120), est nul IC)i V = (128) et la fréquence Wis/opt du courant statorique est égale à la fréquence s opt du flux effectif total du rotor: (dis/opt opt = + C opt (129) ob opt est le glissement optimal du flux effectif total du rotor par rapport au rotor en commande suivant la

*loi (120).

Par les équations (112), (122) et (129), la valeur optimale du glissement OCJopt du flux effectif total du rotor par rapport au rotor, égale à la valeur optimale du glissement du courant statorique par rapport au rotor, varie proportionnellement au rapport de l'amplitude du courant orthophasé, égale à la composante "couple" isx/opt de l'amplitude du courant statorique, à l'amplitude courante rr/opt(t) du flux effectif total du rotor Rr isx/opt (t) Acopt = L, L sx/opt (130) r Mr/opt(t) La voie de gestion optimale de l'amplitude Iort du courant orthophasé, égale à la composante "couple" de l'amplitude du courant statorique, a pour expression le rapport: 2 Lr M(t) I i=r__

= = (131)

ort sx/opt 3 (131) pm a-r/opt(t) En commande suivant la loi (120), la composante "flux" isy/opt de-l'amplitude du courant statorique varie avec la valeur absolue de couple IMI du moteur asynchrone selon une loi: 2 Lr i f/p!M(t)l (132) syn = sy/opt 2 p M(t)i (132) 3Z L' Yr/opt Comme il résulte des équations (121), (129), (131)

et (132), tous les paramètres du vecteur de courant stato-

rique lors d'une commande optimale en maximum de couple dépendent de la variation de la valeur courante d'amplitude

yr/opt(t) du flux effectif total du rotor.

En portant l'expression pour la composante "flux" isy/opt d'amplitude de courant statorique, qui figure dans l'équation (132),dans l'équation initiale (111), on peut trouver la loi de variation de l'amplitude courante Yr/opt(t) du flux effectif total du rotor avec le couple M(t) du moteur asynchrone selon l'équation différentielle suivante: Lr d Yr(t) + r(t) = IM(t) r (133) R dt rrt) r 26 1448 t En multipliant les premier et deuxième membres de l'équation (133) par la fonction r (t), compte tenu de l'égalité d irt dI d Yr(t). -(t) - d 2'2 (t) (134)

dt r 2 5-

on trouve la loi de gestion, optimale en maximum de couple, de l'amplitude Y r/opt (t) du flux effectif total du rotor en fonction du couple M(t) du moteur asynchrone, exprimée par l'équation différentielle: L 2 (t)2 2L 2-r. d là r (t) + (t) r M(t) (135) 2R dt r p De l'équation (135), il vient qu'en commande

optimale suivant la loi (120), le transitoire électromagné-

tique de variation de l'amplitude du flux effectif total du rotor est deux fois plus rapide que celui dans l'entraînement électrique de la figure 7. La constante de temps T - du transitoire électromagnétique de formation d'une amplitude quadratique, optimale en maximum de couple, du flux effectif du rotor et par conséquent de l'amplitude optimale r opt (t) du flux effectif total du rotor, est de moitié moindre que la constante de temps électromagnétique Tr du circuit rotorique:

T L

r r T r = 2 = 2R (136) r La formation de l'amplitude du flux effectif total du rotor en conformité de l'équation (135) est dans ce cas indépendante du sens du couple du moteur asynchrone, constante avec le signe du coupe +M du moteur asynchrone et univoquement régie par la loi de variation de la valeur

absolue M(t) du couple du moteur asynchrone.

La solution combinée des équations (130), (131), (132) et (135) définit la manière optimale d'exécuter des opérations corrélatives sur les paramètres du vecteur teur énergétique d'état du moteur asynchrone (le vecteur s de courant statorique) en fonction de la grandeur de commande à l'entrée d'un entraînement par couple asynchrone,

proportionnelle au couple de consigne M* du moteur asyn-

chrone sous contrainte d'invariance de la commande M*(t)=M(t). Ce procédé de commande invariante optimale du moteur asynchrone selon l'invention est mis en application par

l'entraînement électrique schématisé à la figure 10.

L'entraînement électrique mettant ce procédé en oeuvre comporte un moteur asynchrone 1 (figure 10) qui a ses enroulements statoriques reliés aux sorties 6, 7 et 8 d'un onduleur transvectoriel 2, dont les entrées de commande 3, 4 et 5 représentent respectivement ses entrées orthophasée, de fréquence et cophasée. Le rotor du moteur asynchrone 1 est accouplé à un capteur de

vitesse 32 (par exemple, à une génératrice tachymétrique).

L'entrée de fréquence 4 de l'onduleur transvec-

toriel 2 est reliée à la sortie d'une suite d'un bloc 38

de consigne de vitesse rotorique, d'un premier addition-

neur 44, d'un régulateur PI de la vitesse 45, de premier et second organes de division 39 et 40 et d'un deuxième additionneur 41 dont la sortie est en

liaison directe avec l'entrée de fréquence 4 de l'ondu-

leur transvectoriel 2. Les deuxièmes entrées des additionneurs 41 et 44 sont raccordées à la sortie du capteur de vitesse 32. La sortie du premier organe de division 39 est reliée en direct à l'entrée orthophasée 3 et, à travers un bloc 63 de consigne de courant cophasé, à l'entrée cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2. La sortie d'un bloc 63 de consigne de courant cophasé est raccordée, à travers un élément apériodique 42, à l'entrée d'un bloc 64 de non-linéarité de la saturation qui a sa sortie reliée aux entrées de diviseur des premier

et second organes de division 39 et 40.

Les éléments 38, 39, 40, 41, 42, 44 et 45 peuvent être réalisés par analogie avec ceux de l'entraînement

électrique de la figure 7.

Le bloc 63 de consigne de courant cophasé est réalisable autour d'un amplificateur opérationnel classique monté en sélecteur de module, tel que décrit dans le livre "Circuits fonctionnels analogiques intégrés" par Chilo V.P., Moscou, Editions "Radio i svyaz", 1979, page 184 et dans le livre "Principaux éléments d'un entraînement à courant continu réglable" par F.Frer et F.Ortenburguer, traduit de l'allemand, Moscou, Editions "Energuia", 1977,

pages 178, 179.

Le bloc 64 de non-linéarité de la saturation peut être réalisé avec un amplificateur opérationnel classique monté

en élément non linéaire, décrit dans le livre "Amplifica-

teurs opérationnels intégrés. Manuel d'application "par B.K.Nesterenko, Moscou, Editions "Energuia", 1982,

page 70.

L'entraînement électrique de la figure 10 fonction-

ne de la façon suivante.

Au départ, les enroulements statoriques du moteur

asynchrone 1 sont alimentés en courants continus ins-

tantanés de phase isa (0), isb(O)),' isc(O), que l'on régule par un procédé de modulation de largeur d'impulsions à l'aide de l'onduleur transvectoriel 2, comme décrit plus haut. Aux entrées de commande 3 et 4 de l'onduleur transvectoriel 2, les signaux sont nuls et à son entrée cophasée 5, il y a un signal i*syo de consigne d'amplitude initiale Isyno du courant cophasé, égale à la composante "flux initial" isyo d'amplitude du courant statorique.

Une valeur initiale de la composante isyo d'ampli-

syo tude du courant statorique est alors adoptée qui est au

moins de moitié moindre que sa valeur nominale iy n corres-

syn pondant à l'amplitude nominale Vrn du flux effectif total du rotor: is = i* =- 0,5

0, 5, (137)

syo syo Lmo Lm n 3 o rn est l'amplitude nominale du flux effectif total de phase du rotor au régime nominal du moteur asynchrone pour M = M n; Lm n est la valeur nominale de mutuelle au régime mn nominale du moteur asynchrone pour M = Mn; Lmo est la valeur initiale de mutuelle pour de faibles valeurs d'amplitude X r du flux effectif- total

du rotor, inférieuresà 0,5 Rrn.

Les courants continus aux sorties 6, 7 et 8 de l'onduleur transvectoriel 2 ont pour effet d'exciter, dans le moteur asynchrone 1, un champ magnétique constant et un flux effectif total du rotor caractérisé par un vecteur initial V ro avec une phase synchrone initiale so par rapport à l'axe "a" de l'enroulement de phase de référence "A" du stator du moteur asynchrone 1, la phase synchrone initiale Y so du flux effectif total du rotor

étant égale à la phase initiale & so du courant statorique.

A ce régie, le couple M du moteur asynchrone 1 et la vitesse rotorique 0 sont nuls et, partant, le capteur de vitesse 32 ne délivre aucun signal. Comme il n'y a pas de signal de consigne de vitesse rotorique * à la sortie du bloc 38 de consigne de vitesse rotorique, le signal de consigne de fréquence U s du flux effectif total du rotor à la sortie de l'additionneur 41 est nul,

et la phase de synchronisation P s de l'onduleur transvec-

s toriel 2 est invariable et égale à la phase initiale so so so Si une perturbation intervient du côté de la charge sur l'arbre du moteur asynchrone 1 ou qu'un signal apparaît à la sortie du bloc 38 de consigne de vitesse rotorique, le premier additionneur 44 délivre un signal qui engendre, à la sortie du régulateur PI de la vitesse 45, un signal, variable avec le temps, de consigne de couple M*(t) du

moteur asynchrone 1.

Les éléments 39, 40, 42, 63 et 64 calculent les paramètres optimaux du vecteur de courant statorique en fonction du couple de consigne M*(t)=M(t) conformément

à l'algorithme de commande décrit par l'équation diffé-

rentielle non linéaire (135) et par les équations (130), (131) et (132). Le premier organe de division 39 fournit un signal de consigne de l'amplitude Iort du courant orthophasé, égal à la valeur requise de la composante "couple" en quadrature i* d'amplitude du courant sx statorique.

Au premier temps (t=0) du transitoire électromagné-

tique, le signal de consigne d'amplitude Y */t du r/t=0 flux effectif total du rotor à l'entrée de diviseur du premier organe de division 39 correspond à l'amplitude initiale v O du flux effectif total du rotor, définie ro par la formule (137): r /t = 0 r O'

Cela est dû à la régulation de la composante con-

tinue du signal de sortie du bloc 63 de consigne de cou-

rant cophasé proportionnellement à la valeur initiale de consigne de la composante "flux"en quadrature isyo de syo l'amplitude du courant statorique, définie par la formule (137). Du fait qu'au départ, pour t=0, le signal en palier à la sortie de l'élément apériodique 42 est égal à son signal d'entrée, qui représente la composante continue

du signal de sortie du bloc 63 de consigne de courant co-

phase, le signal initial à la sortie de l'élément apé-

26 14481

riodique 42 est proportionnel à la valeur initiale de consigne de la composante "flux" en quadrature i* sy o de l'amplitude du courant statorique. L'entrée de l'élément apériodique 42 étant reliée à l'entrée cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2, le signal initial i* à la sortie de l'élément apériodique 42 sy o est caractéristique de l'amplitude! =i* du courant syn sy o

cophasé de l'onduleur transvectoriel 2.

Le bloc 64 de non-linéarité de la saturation, régie par l'équation (14), a un facteur de transfert variable Lm, caractéristique du rapport du signal de sortie au signal d'entrée du bloc 64 de non-linéarité de la saturation mfm L i* i (138) i* i sy m Tant que la valeur initiale de signal d'entrée i* Odu bloc 64 de non-linéarité de la saturation est sy o petite, le facteur de transfert Lm est, selon l'équation (15), pratiquement constant et égal à la mutuelle

maximale Lm o du moteur asynchrone non saturé.

Aussi, à l'instant t=O, le signal de sortie du bloc 64 de non-linéarité de la saturation est proportionnel à la valeur initiale de l'amplitude de consigne vro

du flux effectif total du rotor.

POur un facteur de transfert unitaire de l'élément apériodique 42 et un facteur de transfert initial du bloc 64 de non-linéarité de la saturation correspondant à la mutuelle maximale Lm O. le courant cophasé initial isyn produit, dans le moteur asynchrone 1, un flux syn effectif total permanent du rotor ( ro =) conforme au signal de sortie du bloc 64 de non- linéarité

de la saturation. La division du couple de consigne M*(t) du moteur asynchrone par

l'amplitude initiale de consigne Ior * r0

26 1 4481

du flux effectif total du rotor engendre, selon l'équa-

tion (131), à la sortie du premier organe de division 39, un signal proportionnel à la composante "couple" requise

isx/opt d'amplitude du courant statorique que l'on appli-

que à l'entrée orthophasée 3 de l'onduleur transvectoriel Le saut d'amplitude!opt du courant orthophasé a pour effet la création, suivant l'équation (131), d'un

couple M du moteur asynchrone 1 égal au couple de con-

signe M*.

En même temps, le signal isx/opt à la sortie du premier organe de division 39 arrive aux deux entrées suivantes: entrée du second organe de division 40 et

entrée du bloc 63 de consigne du courant cophasé.

Comme la deuxième entrée (celle de diviseur) du

second organe de division 40 reçoit un signal de sor-

tie ro du bloc 64 de non-linéarité de la saturation, ce second organe de division 40 fournit un signal de consigne de glissement A AD * du flux effectif total opt du rotor par rapport au rotor, conformément à l'équation

(130).

L'apparition du couple M du moteur asynchrone 1 conduit à celle de la vitesse rotorique M et d'un signal de sortie du capteur de vitesse 32. Un signal de consigne de glissement 4 * issu du second organe de division opt s'ajoute, au niveau du deuxième additionneur 41, au signal de vitesse mesurée U) du rotor (compte tenu des polarités des signaux A D opt et J) Le signal de sortie du deuxième additionneur 41, caractéristique de la fréquence de synchronisation (Js de l'onduleur transvectoriel 2, vient sur l'entrée de

fréquence 4 de l'onduleur transvectoriel 2.

Eta nt donné que l'apparition du courant orthopha-

sé iort fait décaler le vecteur i du courant statorique d'une angle de déphasage par rapport à sa position angle de déphasage par rapport è sa position angulaire initiale so = s, le vecteur ro du flux effectif total du rotor du moteur asynchrone 1 subit, lui aussi, un déplacement angulaire (t). En vertu des équations différentielles (20) à s (23) et des équations (111) et (112), la physique de la formation du champ magnétique dans le moteur asynchrone 1 est telle que le vecteur MTr du flux effectif total

du rotor tend, avec un retard dû à l'inertie électro-

magnétique, à prendre la position angulaire du vecteur i du courant statorique et à annuler l'angle de déphasage s & y et le couple M du moteur asynchrone. Pour maintenir pendant longtemps le couple requis M=M* du moteur asynchrone, il faut conserver l'angle requis E/ de déphasage et, à cet effet, déplacer en permanence le vecteur is du courant s statorique en synchronisme avec le vecteur 1r du flux effectif total du rotor. Ce déplacement synchrone du vecteur is du courant statorique est assuré par la formation d'une composante de fréquence synchrone 0 du courant statorique, égale à la fréquence du flux effectif total du rotor, grâce à la variation adéquate du signal sur l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur transvectoriel. 2 à l'aide du second

organe de division 40 et du deuxième additionneur 41.

Le signal de sortie isx du premier organe de division 39 venant sur l'entrée du bloc 63 de consigne de courant cophasé a un effet différent sur l'amplitude Isyn du syn courant cophasé, en fonction de la valeur courante dudit

signal de sortie iSY (t).

sy Si la valeur courante de la composante "couple" isx (t) est inférieure à la consigne d'amplitude initiale I =i * du courant cophasé, établie par le bloc 63 syn syo de consigne du courant cophasé, l'élément apériodique 42 ne modifie pas ses signaux d'entrée et de sortie à l'apparition et à la variation du signal de sortie

i* (t) du premier organe de division 39.

sx 26'i 4481 Dans ce cas, le moteur asynchrone 1 fonctionne à une amplitude constante du flux effectif total du rotor suivant une loi: =y h * i * Lm r Y ro W ro isyo M (139) r io syi* o isx syo Ce régime de fonctionnement se conserve dans une plage restreinte de variation du couple de consigne M*(t) du moteur asynchrone 1, jusqu'à sa valeur limite M*, définie selon l'équation (84) par la condition: g M*(t) M* Mg -- Z. L (q * (140) g = 2 p ro Dans cette zone d'asservissement du couple M du

moteur asynchrone 1, l'amplitude Isyn de courant copha-

syn

sé est constante, l'amplitude Tort de courant orthopha-

sé et le glissement AUW sont proportionnels au couple de consigne M* du moteur asynchrone 1, car les entrées de diviseur des organes de division 39 et 40 reçoivent un signal fixe Vro du bloc 64 de non-linéarité de la saturation. La phase & sdu courant statorique varie alors s

suivant la loi donnée par l'équation (86) sous contrain-

te de

C* V *

rmin ro

Ce régime a été décrit ci-dessus à propos de l'en-

traînement électrique de la figure 7.

Le fonctionnement à amplitude constante du flux effectif total du rotor suivant les équations (139),

(140) et (86) est caractéristique de l'entraînement éle-

ctrique de la figure 10, lorsque le moteur asynchrone 1

marche à vide pendant un certain temps.

Aux régimes dynamiques de l'entraînement électri-

que, le signal de sortie du régulateur PI de la vi-

tesse 45 (fioure 0l dépasse la valeur du couple limite M* et le signal i* à la sortie du premier organe de division 39 et à l'entrée sx du bloc 63 de consigne de courant cophasé se trouve

au-dessus de la consigne initiale i* du bloc 63 de consigne de cou-

ss o rant cophasé. De ce fait,le signal de sortie i* du sy bloc 63 de consigne de courant cophasé est égal à la

valeur absolue de son signal d'entrée isx; le fonc-

s x tionnement de l'entraînement électrique est régi par les équations:

IM*|> M. (141)

g Wxui syo i*Y =li 4SX (142)

Les équations (141) et (142) déterminent la deu-

xième zone d'asservissement du couple M du moteur asyn-

chrone 1 qui est celle de commande du moteur asyn-

chrone, optimale en maximum de couple et en maximum de

rapidité, suivant la loi (120).

L'égalité de l'amplitude syn du courant cophasé à syn

la valeur absolue d'amplitude lIorti du courant ortho-

phasé est assurée à ce régime par le fait que l'entrée

orthophasée 3 et l'entrée cophasée 5 de l'onduleur trars-

vectoriel 2 reçoivent des signaux de commande de va-

leur égale, respectivement, il (t) et i* (t) =]i*(t) sx sy sx

Ce régime correspond à la loi (120) si l'onduleur trans-

vectoriel 2 a, à son entrée de fréquence 4, un signal de consigne de fréquence de synchronisation U) * égale à la fréquence synchrone courante) 5 du flux effectif total du rotor: w) * = dYs D (13 s s (4dt) =opt(

o le glissement optimal A opt est déterminé par l'équa-

tion (130), compte tenu de la condition exprimée par

l'équation différentielle (135).

La vérification associative des conditions (143) (130)et(135) est nécessaire pour atteindre le maximum de rapidité de fonctionnement et la loi de commande (120), car la condition de synchronisation suivant les. équations (110), qui est à la base des lois (120), (130), (131) et

(132) n'est respectée, selon la méthode de linéari-

sation algorithmique, qu'à l'égalité de la fréquence de synchronisation D * et de la fréquence synchrone réelle s

courante t du flux effectif total du rotor ( à la vi-

s

tesse angulaire du vecteur directeur R = r).

Cette condition de synchronisation est réalisée par le fait que les entrées de division des premier et

second organes de division 39 et 40 reçoivent un si-

gnal, variable en fonction du temps t du transitoire électromagnétique, de consigne d'amplitude optimale rpt (t) du flux effectif total du rotor, à peu près ropt égal à l'amplitude réelle X1 ropt (t) du flux effectif total du rotor, variable dans le moteur asynchrone 1 à cause de la variation de l'amplitude I syn(t) du syn

courant cophasé avec les signaux i* (t) et i* (t).

sy sy Suivant l'équation (111), l'amplitude réelle V r(t)

du flux effectif total du rotor varie avec la gran-

deur isy (t) suivant une loi apériodique avec une con-

sy stante de temps Tr. A l'aide de l'élément apériodique 42, dont la constante de temps est égale à la constante de temps électromagnétique Tr du circuit rotorique, on

trouve la solution de l'équation différentielle liné-

aire (111) du moteur asynchrone 1. Dans ce cas, le fac-

teur de transfert L qui figure dans l'équation m

différentielle résolue à l'aide de l'élément apériodi-

que 42 est supposé constant dans l'intervalle de varia-

tion du signal i* (t) correspondant à la portion li-

sy néaire de la caractéristique vr m (im) d'aimantation du moteur asynchrone 1. Lorsque le signal i* (t) est à de sy fortes valeurs, on réduit, è l'aide de la portion non linéaire de la courbe V * (i*) matérialisée par le r sy

2 6 1 4 4 8 1

bloc 64 de non-linéarité de la saturation, le facteur Lm égal à la mutuelle courante L (r j. Cela entraîne m m r le ralentissement progressif de l'accroissement du

signal de sortie du bloc 64 de non-linéarité de la sa-

turation par rapport à celui du signal de sortie de l'élément apériodique 42, ce qui correspond au processus réel de saturation du circuit magnétique du moteur asynchrone I en cas de croissance du courant magnétisant i et de la composante "flux" iy d'amplitude de m sy

courant statorique.

La simulation, par l'élément apériodique 42 et le bloc 64 de nonlinéarité de la saturation, des processus dynamiques de variation de l'amplitude V r(t) du flux effectif total du rotor du moteur asynchrone 1 a pour effet que les opérations de division par le signal Y r (t) = (t), effectuées par les organes de

division 39 et 40, correspondent au processus physi-

que réel d'interaction du courant statorique et du flux effectif total du rotor suivant les équations (130),

(131) et (132) et représentent l'"image" de cette inter-

action dans le moteur asynchrone 1 en cas de définition des valeurs courantes de fréquence asynchrone s = = s du courant statorique, de courant orthophasé iort = =i* et de courant cophasé i =i* ort syn syn

Cette simulation des processus de commande du vec-

teur i du'courant statorique dans l'entraînement s

électrique permet de satisfaire à la fois aux condi-

tions de synchronisation suivant les équations (111), (129), (130) et (143), aux conditions d'optimalité suivant

la loi (120) et à la condition d'invariance de la ges-

tion du couple (M(t) = M*(t) du moteur asynchrone.

Au démarrage, le couple requis M* du moteur asyn-

chrone 1 croît brutalement jusqu'à sa valeur maxi-

male M*ax définie par la saturation du régulateur PI max de la vitesse 45. Etant donné qu'aux entrées de diviseur des organes de division 39 et 40, le saut du

2 6 1 4 4 8 1

signal de consigne d'amplitude tr du flux effectif

total du rotor est impossible vue l'inertie de l'élé-

ment apériodique 42, la division du couple maximal de consigne M* du moteur asynchrone par l'amplitude de max consigne minimale * = rmin du flux effectif total Yro r*mîn du rotor provoque un saut de signal de sortie i du premier organe de division 39 à sa valeur maximale i*sxlmax définie par la condition de limitation de

l'amplitude maximale i ax du courant statorique sui-

s max vant l'équation: i i.I = iI =+ ssmax isx i xmax = + -- ---- (144) = mx sx max - V

Le signal de sortie du bloc 63 de consigne de cou-

rant cophasé fait, lui aussi, un saut à partir de sa

valeur initiale minimale i* à sa valeur maximale, dé-

syo finie par l'équation: i* i I sy max= isy max (145) La définition des projections maximales et égales en valeur du vecteur i du courant statorique a pour effet, selon les équations (54, 55), la variation brutale de l'angle de déphasage ú du vecteur iS du courant

statorique par rapport à la position initiale du vec-

teur Y ro du flux effectif total du rotor d'une valeur optimale _ _, fournie par la loi de commande

optimale (120).

Par la suite, la loi de commande optimale (120) con-

tinue à être respectée par le fait qu'il y a un saut de glissement max du flux effectif total du rotor par rapport au rotor, dû à la fixation de la composante "couplet

en quadrature maximale i* max de l'amplitude du cou-

sx max

rant statorique et un saut respectif du signal de con-

signe de glissement t4 m, fourni par le second or-

max

2 6 1 4 4 8 1

gane de division 40 au deuxième additionneur 41. La valeur maximale du signal b"D max et sa polarité sont alors max déterminées par la valeur maximale et la polarité du signal de sortie du premier organe de division 39 suivant la formule: R ij à Ri D_ *W Rr isx max r.L ismax_ (145)

. -.

max max L m r min r r = Lm rr min VNr o Ce saut de glissement A max a pour effet que la fréquence instantanée du courant statorique au premier

temps t = 0 atteint brutalement une certaine valeur im-

iportante= s = == LL) max malgré l'absence, à

l'instant t=0, du signal de vitesse réelle = 0 du ro-

tor. Ensuite, il y a un transitoire électromagnétique de variation de l'amplitude v r(t) du flux effectif total r

du rotor, décrit par l'équation différentielle (135).

Comme le signal i* à l'entrée de l'élément apério-

sy

dique 42 a opéré un saut, pour t = 0, à sa valeur maxi-

male i* depuis sa valeur minimale i mi n = syl max SY min =i*, le signal de sortie de l'élément apériodique syo 42 croît suivant une loi apériodique avec une constante de temps Tr jusqu'à rejoindre un nouveau palier i i* = _s-max. Si l'amplitude maximale i syi max - s max du courant statorique est très supérieure à la valeur optimale requise de l'amplitude en palier ii2 2 sopt = sx opt + isy opt du courant statorique pour le couple de consigne M* du moteur asynchrone, max au départ, le signal de consigne d'amplitude Y * (t) du flux effectif total du rotor à la sortie du bloc 64 de non-linéarité de la saturation subit une croissance brutale. Ensuite, à mesure que l'amplitude du flux effectif total du rotor approche de sa valeur optimale permanente ropt, la variation de l'amplitude * ropt

de consigne r(t) du flux effectif total du rotor ra-

lentit à cause de trois processus simultanés de commande:

l'augmentation du signal de sortie de l'élément apériodi-

que 42 fait déplacer le point de travail sur la caracté- ristique "entréesortie" du bloc 64 de non-linéarité de la saturation dans la zone de saturation à faible facteur de transfert correspondant à la mutuelle Lm (f m) réduite d'un moteur asynchrone I dont le circuit magnétique est

saturé; l'augementation de l'amplitude de consigne cou-

rante W * (t) du flux effectif total du rotor provoque r la montée rapide des signaux aux entrées de diviseur

des organes de division 39 et 40, conduisant à la décrois-

sance brutale des valeurs de consigne des composantes "couple" et "flux" d'amplitude du courant statorique et, par conséquent, du signal d'entrée de l'élément apériodique 42; la variation du signal de sortie de l'élément

apériodique 42 ralentit au voisinage du palier.

Ces processus de commande et les phénomènes élec-

tromagnétiques qu'ils engendrent dans le moteur asyn-

chrone i font que le couple maximal M = M* du max max moteur asynchrone 1 est formé et maintenu constant pour un échauffement minimal possible avec un couple donné M de l'isolement de l'enroulement statorique, max c'est-àdire qu'on a une commande du moteur asynchrone

1 optimale en rapidité de réponse.

A l'identité des valeurs de la vitesse requise et

mesurée ( = D) du rotor, le signal de sortie du ré-

gulateur PI de la vitesse 45 est abaissé à une valeur M* = M correspondant au couple résistant statique Es M s Au début, cela fait décroîte le signal i* (t) sx à la sortie du premier organe de division 39 au-dessous

de son palier i sx(M*) correspondant au couple résis-

sx tant Ms. Pourtant, le moteur asynchrone 1 fournit un couple M égal au couple de consigne M* = M grâce à une amplitude élevée Y rmax du flux effectif total du rotor, atteinte lors du démarrage. Ensuite, l'amplitude Yr(t)

du flux effectif total du rotor descend à une valeur op-

timale permanente, définie par l'équation:

L

I Xropte = --r M (147) 3Z p

o Ms = Mon est le couple résistant statique, égal au pa-

lier de couple Mo du moteur asynchronel.

Le palier d'amplitude V r du flux effectif o0 total du rotor est atteint grâce l'abaissement du signal de sortie i*sy (t) du bloc 63 de consigne de courant cophasé au-dessous de sa valeur permanente i* sy qui met en palier l'amplitude Y roptJ du flux

effectif total du rotor.

De cette façon, pendant l'ensemble de la durée du transitoire électromécanique de variation de la vitesse, jusqu'à sa valeur requise *, l'entraînement électrique

de la figure 10 est le siège de transitoires électro-

magnétiques de variation de l'amplitude Y r(t) du flux effectif total du rotor: d'abord on produit un faible flux magnétique ( rmin) permettant de réduire au moins

dans un rapport de 4 les pertes d'excitation à l'échauf-

fement initial de l'enroulement statorique. Ensuite, on a

une augmentation forcée de l'amplitude du flux effec-

tif total du rotor jusqu'au valeurs supérieures à la valeur nominale de l'amplitude v rn du flux effectif total rn du rotor de 20 à 35%, mettant momentanément le moteur asynchrone dans la zone de saturation profonde du circuit magnétique dont le degré est d'autant plus

grand que l'amplitude admissible ismax du courant sta-

torique et le couple de consigne M*max du moteur asyn-

* chrone sont plus importants. On arrive ainsi à assurer le minimum d'intégrale de la moyenne quadratique du courant statorique pendant le temps de maintien du

couple de consigne maximal M* M du moteur asyn-

max = max du moteur asyn-

chrone 1, ce qui réalise la condition d'optimalité de la

commande en rapidité.

Il y a ensuite un processus inverse de diminution de l'amplitude du flux effectif total du rotor à une valeur requise au régime statique de fonctionnement du moteur asynchrone 1 avec un couple résistant statique spécifié. Dans ce processus transitoire, l'échauffement de l'enroulement statorique et l'amplitude du courant statorique sont inférieurs à leurs valeurs minimales en régime statique à amplitude en palier du flux effectif

total du rotor.

Au régime statique, sous cette commande, le mo-

teur asynchrone I fonctionne avec une amplitude en pa-

lier du courant statorique minimale is min pour un couple spécifié M du moteur asynchrone 1, ce qui a pour effet de minimiser l'échauffement de l'isolement de

l'enroulement statorique et d'assurer un régime pour le-

quel les pertes totales de puissance dans le moteur asyn-

chrone I sont à peu près à leur minimum.

La fréquence du courant statorique est égale, avec cette commande, à la fréquence du flux effectif total du rotor. Elle augmente rapidement au début du transitoire électromagnétique avec le couple de consigne du moteur asynchrone 1, pour baisser en raison inverse de la valeur courante d'amplitude de consigne 4r (t) du flux r effectif total du rotor avant d'augmenter de nouveau

avec la vitesse de rotation du rotor.

De cette manière, l'entraînement électrique de la

figure 10 réalise un procédé de commande du moteur asyn-

chrone par lequel la variation du couple asynchrone s'effectue dans des conditions flottantes de variation de l'amplitude et de la fréquence du courant statorique et de l'amplitude du flux effectif total du rotor. Les mêmes valeurs de couple du moteur asynchrone sont obtenues pour des valeurs essentiellement différentes d'amplitude

du courant statorique et du flux effectif total du rotor.

Les mêmes valeurs de couple et de vitesse rotorique du moteur asynchrone sont disponibles dans l'entraînement électrique donné pour des valeurs substantiellement différentes de fréquence du courant statorique. Dans ce procédé de commande, tous les paramètres du vecteur de courant statorique se déterminent non seulement par l'intensité et le caractère de variation du couple du

moteur asynchrone mais par la préhistoire du transi-

toire électromagnétique et l'état courant du système magnétique du moteur asynchrone, c'est-à-dire qu'ils dépendent du temps t du transitoire électromagnétique

en tant que paramètre de commande indépendant.

Selon l'invention, le procédé de commande optimale du moteur asynchrone mis en oeuvre par l'entraînement électrique de la figure 10 consiste en ce qu'un saut du couple de consigne M* du moteur asynchrone,

effectué à partir de son palier initial M* face à un pa-

o lier initial d'amplitude Y ro du flux effectif total du rotor, proportionnel à la racine carrée du couple initial de consigne M* du moteur asynchrone: o 2Lp* V ro = ' (148) Vro = Z o 3p fait varier le carré V 2 de l'amplitude courante r r(t) du flux effectif total du rotor avec le temps t

du transitoire électromagnétique suivant une loi apé-

riodique avec une constante de temps égale à la moitié de la constante de temps électromagnétique Tr du circuit rotorique: 2 2L f (t)= -3Z [ M*+(M*M*)e Tr 149) 3p r ilp 0 r -(149)

o M* est la valeur finale du couple de consigne du mo-

teur asynchrone; M* est la valeur initiale du couple de consigne du moteur asynchrone; t est le temps du transitoire électromagnétique compté à partir de l'instant o le couple de consigne du moteur asynchrone a passé par bond d'une valeur M* à une valeur M*, c'est-à-dire, à partir de l'instant de modification de l'action de commande à l'entrée de l'entraînement par couple asynchrone.

L'équation (149) représente la solution de l'équa-

tion différentielle (135) en commande optimale sui-

vant la loi (120).

Cette variation accélérée de l'amplitude du flux effectif total du rotor pendant un temps minimal du

transitoire électromagnétique s'obtient par une varia-

tion corrélative des paramètres du courant statorique du moteur asynchrone 1 suivant les lois (131) et (132)

compte tenu de l'équation (149), de façon que l'ampli-

tude du courant statorique, proportionnelle aux com-

posantes "couple" et "flux" d'amplitude du courant statorique, suive un loi: |/Lr

2- VM3 *M*

2. 3Z

i àà (150) is L L- 2t l fqM*+(M*-M*)e Tr 0r la fréquence M is du courant statorique, égale à la fréquence M du flux effectif total du rotor, étant régie par une loi: À = = + r -- (151) M*+(M*-M*) e. Tr

o L est la vitesse mesurée du rotor du moteur asyn-

chrone. Les lois de commande (150) et(151) qui résultent de la solution combinée des équations (130), (131) et (132), compte tend de l'équation (59), se réalisent

26'1448'1

dans l'entraînement électrique de la figure 10, comme décrit ci-dessus, lors de la régulation automatique de l'amplitude de consigne * (t) = (t) du flux r 4) r effectif total du rotor selon la loi (149). Cette régulation de l'amplitude variable V r(M*,t) du flux effectif total du rotor s'effectue à l'aide de la réaction dynamique non linéaire, appliquée au premier organe de division 39, et à l'aide de la gestion, en fonction du signal de sortie de l'organe de division 39,

des trois signaux de commande i t et i appli-

sx ' s sy qués aux entrées orthophasée, de fréquence et cophasée de

l'onduleur transvectoriel 2, respectivement.

Etant donné que lors du réglage des éléments 39, 40,

42, 63 et 64 selon les équations ci-dessus, les para-

mètres de commande sont pratiquement impossibles à ajus-

ter en stricte conformité avec les paramètres électriques et électromagnétiques du moteur asynchrone 1, il se produit une certaine divergence des algorithmes de commande,

suivant les équations ci-dessus, des processus électro-

magnétiques réels dans le moteur asynchrone 1. Dans les entraînements électriques des figures 6, 7 et 8, ayant à l'entrée plusieurs voies autonomes de gestion du couple du moteur asynchrone I en fonction de l'action de commande, proportionnelle au couple de consigne M* du moteur asynchrone, cette inadéquation de l'algorithme de commande entraîne des variations rapides du couple réel M du moteur asynchrone. L'entraînement électrique de la figure 10 possède à l'entrée une voie unique de

gestion du couple du moteur asynchrone 1 qui n'est par-

tagée en trois voies de gestion du vecteur is du cou-

rant statorique qu'après la réalisation de l'algorithme principal. Cela supprime pratiquement les variations rapides du couple réel M du moteur asynchrone par l'effet d'une régulation astatique de la vitesse et d'une certaine ondulation des courants orthophasé et cophasé et de la fréquence de synchronisation de façon que les valeurs moyennes des paramètres de commande correspondent aux paramètres réels des vecteurs d'état du moteur asynchrone 1 produisant un couple M égal au

couple de consigne M* du moteur asynchrone.

Cette correspondance subsiste dans l'entraînement électrique de la figure 10, tant que les paramètres des vecteurs de courant et de tension n'atteignent pas leurs valeurs limites imposées par les restrictions énergétiques de l'onduleur de puissance 12 (figure 4)

de l'onduleur transvectoriel 2.

Aux régimes dynamiques et pour un surcouple supé-

rieur à plusieurs fois le couple nominal M du moteur

asynchrone 1 dans l'entraînement électrique de la fi-

gure 10, l'intensité du champ magnétique et l'ampli-

tude de flux effectif total du rotor peuvent, comme décrit plus haut, passer à des valeurs élevées, de 20

à 35% au-dessus de la normale. Simultanément, le cou-

rant statorique peut augmenter dans un rapport multiple.

En cas de croissance de la vitesse G du rotor et de la

fréquence L) ix du courant statorique au-dessus de cer-

taines limites, la formation d'une amplitude optimale du flux effectif total du rotor en simultanéité avec une

forte surcharge en amplitude du courant statorique de-

vient énergétiquement impossible à cause de la restric-

tion de la tension de sortie maximale de l'onduleur transvectoriel 2. Dans ce cas, on a une distinction

significative entre les processus de commande à l'ent-

rée de l'onduleur transvectoriel 2 et les transitoires électromagnétiques réels dans le moteur asynchrone 1,

distinction qui est responsable d'une dérive substantiel-

le des paramètres de commande dans le dispositif de com-

mande de l'entraînement électrique comme du couple réel M du moteur asynchrone 1, jusqu'à la perte de stabilité

de l'entraînement électrique. Pour conserver la "spé-

cularité" de représentation des processus réels de va-

riation des vecteurs effectifs d'état du moteur asyn-

chrone 1 à l'approche de la frontière énergétique de la plage de commande admissible, il faut modifier, suivant la méthode précitée de linéarisation algorithmique,

l'algorithme de commande et la structure de l'entraîne-

ment électrique en vue de réaliser le principe de sû- reté structurelle et énergétique.

Suivant le principe de sûreté structurelle et éner-

gétique,la linéarisation algorithmique d'un objet non linéaire de commande est réalisable si, d'une part, à

l'approche de la frontière de la plage de commande admis-

sible,l'algorithme de commande et la structure du dis-

positif de commande changent en conformité avec un nouveau modèle dynamique de l'objet de commande, la nouvelle loi de commande choisie consistant à maintenir à son maximum le paramètre du vecteur énergétique d'état de l'objet et que d'autre part, pour l'algorithme de commande adopté et la structure existante du dispositif de commande, subsiste la condition de réalisabilité énergétique de la variation de la totalité des paramètres des vecteurs d'état à la frontière de la plage de commande admissible, définie par les limitations sur certains paramètres énergétiques des vecteurs d'état (vecteurs de courant

statorique et de tension statorique).

Dans l'entraînement électrique de la figure 10, le principe de sûreté structurelle et énergétique, pour un signal is = is max' se réalise à l'aide du bloc 63 de consigne de courant cophasé. Dans la zone de faible signal i*sx de consigne de courant orthophasé (i* < i*s yo), la variation du signal de sortie i* s x syo s x du premier organe de division 39 est sans effet sur le

bloc 63 de consigne de courant cophasé,dont le signal.

de sortie i* est indépendant de son signal d'entrée sy

i*sx et égal à une valeur constante (i*y = i*syo).

sx sy sy Cela est nécessaire pour permettre une modification invariante brusque du couple initial M [ t:O = M*| t=o

du moteur asynchrone 1.

174 2614481

Quoique le couple maximal en palier M =M max max o du moteur asynchrone 1, pour l'amplitude maximale i ax s max du courant statorique, soit supérieur au couple initial

maximal Mmax/t0, tant que le couple maximal de con-

signe M*mx du moteur asynchrone l est limité à la va- max

leur initial M*ax Mmax/t, l'entraînement électri-

que de la figure 10 se prête à la commande invariante

M(t) = M*(t).

En l'absence d'un certain courant cophasé initial (Isino=iyo), le couple Mmax/ t=O du moteur asynchrone 1 ne peut être formé pour une amplitude admissible i s ax smax du courant statorique, jusqu'à la fin du transitoire électromagnétique de formation d'amplitude v rmin du

flux effectif total du rotor.

Cela contredit la condition d'invariance de gestion du couple dans l'intervalle de temps dudit transitoire électromagnétique. A des fins d'invariance de la gestion du couple

M(t) = M*(t) du moteur asynchrone, l'entraînement élec-

trique de la figure 10 utilise le principe de régulation bizonale de la phase du courant statorique. Le passage

d'une zone de régulation de la phase du courant stato-

rique à l'autre s'opère par modification des lois de

régulation corrélative des courants orthophasé et co-

phasé et du glissement du flux effectif total du ro-

tor par rapport au rotor,lié à la phase de synchronisa-

tion.

Quand la vitesse rotorique GO est élevée, l'ent-

raînement électrique passe en régime de limitation de l'amplitude maximale Us max de la tension statorique. Plus le couple M du moteur asynchrone I et l'amplitude V r de flux effectif total du rotor sont importants,moins q nde est la valeur limite de la vitesse rotorique g9 par laquelle commence la limitation de tension

statorique.

L'entraînement électrique doit dans ce cas avoir

une structure variable à régulation adaptative phase-

-courant trizonale. Cet entraînement électrique est

représenté à la figure 11.

L'entraînement électrique comporte un moteur asyn-

chrone 1 dont les enroulements statoriques sont rac-

cordés aux sorties de puissance d'un onduleur transvec-

toriel 2 possédant trois entrées de commande 3, 4 et 5 et trois sorties de puissance 6, 7 et 8 raccordées

aux enroulements statoriques du moteur asynchrone 1.

L'arbre du moteur asynchrone 1 est accouplé à un cap-

teur de vitesse 32 dont la sortie est raccordée à tra-

vers un premier additionneur 44 à l'entrée d'un régula-

teur PI de la vitesse 45.

Entre le régulateur PI de la vitesse 45 et l'on-

duleur transvectoriel 2 est raccordé un régulateur adaptatif

de couple 65.

La première entrée 66 du régulateur adaptatif de couple 65 est reliée à la sortie du régulateur PI de la vitesse 45. La deuxième entrée 67 est raccordée à la sortie du capteur de vitesse 32 et à l'entrée du premier

additionneur 44.

La sortie orthophasée 68 du régulateur adaptatif de couple 65 est reliée à l'entrée orthophasée 3 de

l'onduleur transvectoriel 2.

La sortie de fréquence 69 du régulateur adaptatif de couple 65 est raccordée à l'entrée de fréquence 4

de l'onduleur transvectoriel 2.

La sortie cophasée 70 du régulateur adaptatif de

couple 65 est reliée à l'entrée cophasée 5 de l'ondu-

leur transvectoriel 2.

Le régulateur adaptatif de couple 65 comporte un premier organe de division 39 dont la sortie, formant la sortie orthophasée 68,est reliée à la première entrée 1 7 6 d'un second organe de division 40, dont la sortie est raccordée à la première entrée d'un deuxième additionneur 41 dont la sortie représente la sortie de fréquence 69 du

régulateur adaptatif de couple 65.

La première entrée du premier organe de division 39 est reliée à la sortie d'un limiteur réglable de couple 71 dont la première entrée constitue la première entrée

66 du régulateur adaptatif de couple 65.

La deuxième entrée du limiteur réglable de couple 71 est reliée à la sortie d'un bloc 72 de non-linéarité de limitation du couple, dont l'entrée est raccordée à

la sortie d'un sélecteur de module 73.

La deuxième entrée 67 du régulateur adaptatif de couple 65 est reliée à l'entrée du sélecteur de module

73 et à la deuxième entrée du deuxième additionneur 41.

La sortie du sélecteur de module 73 est reliée à l'entrée d'un bloc 74 de non-linéarité d'affaiblissement

du champ.

La sortie du premier organe de division 39, formant la sortie orthophasée 68 du régulateur adaptatif de couple 65, est raccordée à l'entrée du bloc 63 de consigne de courant cophasé qui a sa sortie reliée à la première entrée d'un troisième additionneur 75. La deuxième entrée du troisième additionneur 75 est reliée à la sortie du bloc 74 de non-linéarité d'affaiblissement

du champ.

La sortie du troisième additionneur 75, représentant la sortie cophasée 70 du régulateur adaptatif de couple

,est raccordée à l'entrée d'un élément apériodique 42.

La sortie de l'élément apériodique 42 est reliée à

l'entrée d'un bloc 64 de non-linéarité de la saturation.

La sortie du bloc 64 de non-linéarité de la saturation est raccordée aux deuxièmes entrées des premier

et second organes de division 39 et 40.

Les éléments 1, 2, 32, 39, 40, 41, 42, 44, 45, 63 et 64 sont réalisables par analogie avec les éléments

respectifs de l'entraînement électrique de la figure 10.

Les éléments 71, 72, 73 et 74 (figure 11) peuvent être réalisés autour d'amplificateurs opérationnels

classiques, comme décrit dans les livres "Circuits fonc-

tionnels analogiques intégrés" par Chilo V.L., Moscou, éditions "Radio i sviaz", 1979, page 184 et "Principaux éléments d'un entrainement à courant continu réglable" par F.Frôhr, F.Orttenburger, traduit de l'allemand, Moscou,

éditions "Energuia", 1977, pages 164 à 167.

L'entrainement de la figure 11 fonctionne de la

façon suivante.

Tant que la régulation de la vitesse rotorique CV s'effectue au-dessous d'une certaine limite O9, le fonctionnement de l'entraînement électrique est analogue à celui de l'entraînement électrique de la figure 10. Aux faibles valeurs de couple requis M* dû M, on fait g varier la phase Es du courant statorique de façon à la rendre égale à la somme de la phase synchrone s résultant du balayage de la somme de la vitesse rotorique cJ et du glissement t OJ du flux effectif total du rotor, proportionnel au couple de consigne M* du moteur asynchrone 1, et de l'angle de déphasage & variable en fonction arc

tangente du couple de consigne M* du moteur asynchrone 1.

A de fortes valeurs du couple de consigne M* > Mg la phase Es(t) du courant statorique est variable par balayage de la fréquence synchrone cis pour un

déphasage constant == +.

-4- Avec l'augmentation de la vitesse rotorique (' selon les équations (19, 20, 21, 22 et 23), l'amplitude U de la tension statorique, égale à la "somme en quadrature" de deux projections U, U sx sy dans un système d'axes orthogonaux Y, X qui a son axe orienté suivant le vecteur ' r de flux effectif total du rotor augmente: Us U2 + U2 Us = Usx sy (152) L'amplitude maximale possible Usmax de la tension statorique est limitée par la tension continue

d'entrée Ud appliquée aux entrées de puissance de l'ondu-

leur de puissance 12 (figure 4) de l'onduleur transvec-

toriel 2.

Si le régime de l'entraînement électrique de la figure 11 offre une amplitude maximale Usmax de la tension statorique, -une vitesse rotorique w) de plus en plus grande n'est accessible que par la réduction du

couple M du moteur asynchrone 1, réalisable par l'abaisse-

ment du couple de consigne M* du moteur asynchrone 1 en fonction de la vitesse mesurée () du rotor à partir d'une certaine vitesse limite _)g du rotor, compte tenu de la nouvelle loi de commande

U = U

s smax ( (153) La loi de commande (153) est à compléter par la

loi prescrite de réduction du couple M du moteur asyn-

chrone 1 avec la croissance de la vitesse rotorique.

Pour des entraînements assurant le mouvement de coupe sur des machinesoutils à commande numérique, cette loi de réduction du couple M du moteur asynchrone 1 tient à l'impératif technologique de maintenir constante la puissance mécanique de sortie P2 du moteur asynchrone 1 lorsque la vitesse rotorique CL) dépasse la limite cO ce qui a pour expression: ce qui a pour expression: P2 = pi = P2g (154) o P2g est la puissance permanente limite sur l'arbre du moteur asynchrone 1 dans le haut de la plage de régulation de la vitesse rotorique. Le fonctionnement de l'entraînement électrique suivant la loi (153) sous contrainte de la constance de la puissance mécanique suivant l'équation (154) s'effectue par la modification des lois de commande et des relations structurelles entre les amplitudes Iort, Isyn des strucureles etre es aplitdes ort, synde courants orthophasé et cophasé. L'adaptation de la commande par l'effet de la commutation de la structure de commande de l'entraînement électrique s'opère à l'aide

du régulateur adaptatif de couple 65.

En fonction du signal de consigne de couple M* du moteur asynchrone 1, appliqué à la première entrée 66 du régulateur adaptatif de couple 65, et du signal de vitesse mesurée c& du rotor, appliqué à la deuxième entrée 67 du régulateur adaptatif de couple 65, celui-ci modifie, sur ses sorties 68, 69 et 70, les lois de gestion des signaux de consigne de grandeurs Iort ' cOs et Isyn, respectivement. L'effet de l'adaptation de la commande est que le moteur asynchrone 1 fournit un couple M égal au couple de consigne adaptatif M* du moteur asynchrone, établi en proportion du signal de sortie du limiteur de couple réglable 71 dont l'entrée, formant la première entrée 66 du régulateur adaptatif de couple 65, reçoit un signal de consigne de couple M* du moteur asynchrone,

La valeur maximale de couple de consigne adapta-

tif M* du moteur asynchrone diminue avec la croissance de la vitesse mesurée t) du rotor, pour IJ)> OOg, à cause de la limitation du signal de sortie du limiteur réglable de couple 71 en fonction du signal de sortie du bloc 72 de non-linéarité de limitation du couple. Le signal de sortie du bloc 72 varie avec la valeur absolue

26'1448'1

de la vitesse mesurée j I du rotor du fait que le signal de vitesse mesurée c) du rotor, fourni par le capteur de vitesse 32, vient par la deuxième entrée 67 du régulateur adaptatif du couple 65 sur l'entrée du sélecteur de module 73. Le signal de sortie I du sélecteur de module 73 arrive à la fois sur l'entrée du bloc 72 de non-linéarité de limitation du couple et sur l'entrée du bloc 74 de

non-linéarité d'affaiblissement du champ.

Les caractéristiques "entrée-sortie" des quatre éléments 63, 64, 72 et 74 sont indiquées aux figures 12 a, b, c, d. Les relations non linéaires, réalisables à l'aide du bloc 64 de non-linéarité de la saturation

(figure 12 a) et du bloc 74 de non-linéarité d'affaiblisse-

ment du champ (figure 12 b), peuvent être rapprochées par trois ou quatre portions linéaires comportant des points anguleux. En vertu de la caractéristique "entrée-sortie" du bloc 72 de non-linéarité de limitation du couple (figure 12 c), à partir d'une certaine valeur ( <9) de la vitesse absolue 1)i du rotor, un signal AM* de limitation du couple du moteur asynchrone 1, appliqué à l'entrée de limitation du limiteur de couple réglable 71,

apparaît et croît avec la vitesse rotorique.

La caractéristique "entrée-sortie" du bloc 63 de consigne de courant cophasé (figure 12 d) correspond à la loi de gestion du signal de consigne de courant cophasé

I*syn = i*sy dans les zones de régulation I et II.

syn sy L'entrée de commande du limiteur réglable de couple 77 (figure 11) reçoit un signal M* du régulateur PI de la vitesse 45. Le limiteur réglable 71 délivre un signal de consigne de couple adaptatif M* du moteur asynchrone I défini par les équations: a = Mg, sI|cg}9 (155) Ma =M* AM*(Ic i), si a La fonction ALM*(j aJ), sous contrainte de la

constance de la puissance mécanique P2 du moteur asyn-

chrone 1 suivant l'équation (154), prend la forme

AM* = K t I!u), o KA est un facteur constant.

La diminution du couple de consigne M* du moteur asynchrone 1 d'une quantité LM*, en cas de croissance de la vitesse rotorique 4J) au delà de la limite)9g entraîne une baisse d'amplitude Iort = i*sx du courant orthophasé à cause de la décroissance du signal de sortie i*sx du premier organe de division 39 arrivant de la sortie orthophasée 68 du régulateur adaptatif de

couple à l'entrée orthophasée 3 de l'onduleur trans-

vectoriel 2.

En charge et aux régimes dynamiques, le couple M du moteur asynchrone 1 dépasse le couple limite Mg9, ce

qui fait que le point de travail de la courbe "entrée-

sortie" du bloc 63 de consigne de courant cophasé (figure 12 d) se trouve sur l'axe i*sy au-dessus de la sy valeur i*syo, ce qui correspond à la zone de régulation II o, comme indiqué à la figure 12 d, se vérifie l'égalité i*sy =Ii*sxl sy =s Aussi, l'amplitude Isyn du courant cophasé en syn est-elle diminuée vu la réduction du signal d'entrée i*sx sx du bloc 63 de consigne de courant cophasé (figure 11)

en provenance du premier organe de division 39.

L'abaissement de l'amplitude Isyn du courant syn cophasé avec la croissance de la valeur absolue de la vitesse M > CJ est plus accentué que celui de l'amplitude Iort du courant orthophasé grâce à une réduction supplémentaire du signal i*sy de consigne sy

d'amplitude Isyn du courant cophasé à l'aide de l'addi-

s yn

tionneur 75. Le signal de sortie du bloc 74 de non-

linéarité d'affaiblissement du champ croît avec la valeur absolue de vitesse L0)l du rotor selon la caractéristique représentée à la figure 12 b. L'additionneur 75 (figure 11) soustrait le signal de sortie A i*sy du bloc 74 de non linéarité d'affaiblissement du champ du signal i*sy sy

fourni par le bloc 63 de consigne de courant cophasé.

Le signal de sortie (i*y - i*sy) de l'additionneur 75 sy sy

qui est la différence de deux signaux d'entrée unidirec-

tionnels arrive de la sortie cophasée 70 du régulateur adaptatif de couple 65 sur l'entrée cophasée 5 de

l'onduleur transvectoriel 2.

Simultanément, le signal de sortie (i* - i* sy sy de l'additionneur 75 vient à l'entrée de l'élément apériodique 42 dont le signal de sortie diminue avec la croissance de la vitesse rotorique W cu) suivant une loi apériodique avec une constante de temps égale à la constante de temps électromagnétique Tr du circuit

rotorique du moteur asynchrone 1.

La diminution du signal de sortie de l'élément apériodique 42 provoque celle du signal de consigne d'amplitude.S* du flux effectif total du rotor venant r du bloc 64 de non-linéarité de la saturation aux entrées de diviseur des premier et second organes de division 39 et 40. La baisse de l'amplitude de consigne v;(t) du flux effectif total du rotor au cours du temps t du transitoire électromagnétique produit l'augmentation de l'amplitude Iort du courant orthophasé par l'effet d'une certaine augmentation du signal de sortie i*sx du

premier organe de division 39 et la croissance significa-

tive du glissement At du flux effectif total du rotor par rapport au rotor à cause de l'augmentation du signal i*sx à l'entrée de dividende du second organe de SX division 40 et de la diminution du signal r à son r

entrée de diviseur.

La croissance du signal de sortie t >* du second organe de division 40 fait augmenter, à la sortie de fréquence 69 du régulateur adaptatif de couple 65, le signal M* appliqué à l'entrée de fréquence 4 de S

l'onduleur transvectoriel.

Comparé au régime soumis à la loi (120), le régime de fonctionnement de l'entraînement électrique selon la loi (153) a pour caractère un processus corrélatif de réduction du couple M du moteur asynchrone 1 et de l'amplitude vr du flux effectif total du rotor, d'augmentation du glissement LtbJ du flux effectif total du rotor par rapport au rotor et de croissance du déphasage | I | >.r du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor dans le cas o la vitesse rotorique

W dépasse la limite c.}g.

La régulation adaptative corrélative du couple du moteur asynchrone 1 et de l'amplitude du flux effectif total du rotor à l'aide du régulateur adaptatif de couple fait intervenir la condition d'invariance de la gestion du couple M du moteur asynchrone 1: M(t) = M*(t) (156) o M*a(t) est le couple adaptatif de consigne du moteur asynchrone, proportionnel au signal de sortie du limiteur

de couple réglable 71.

La conservation de la condition d'invariance de la gestion suivant l'équation (156) permet une extension substantielle de la plage de régulation de la vitesse rotorique WJ vers le haut, au-dessus de la limite J, sans sacrifier pour autant l'astatisme de régulation de

la vitesse dans le zone de faibles tensions statoriques.

Selon l'invention, cet entraînement électrique (figure 11) réalise le procédé de commande adaptative phase-courant du moteur asynchrone, par lequel la phase du courant statorique est créée différemment dans trois zones de régulation du couple et de la vitesse rotorique en tant que paramètre autonome et principal de commande du moteur asynchrone en vue d'une formation simultanée et

d'une gestion optimale des processus dynamiques, énergé-

tiques et thermiques dans le moteur asynchrone.

Dans ce cas, le changement de lois de variation de la phase du courant statorique s'opère automatiquement dans le système auto-adaptable de commande à l'aide du

26 1 448 1

régulateur adaptatif de couple 65 placé à l'entrée de

l'onduleur transvectoriel 2.

Selon ce procédé de commande adaptative phase-

courant, la phase du courant statorique est variable comme indiqué à la figure 13, dans la zone I (figure 13a) par fixation d'une valeur constante de la composante "flux" isyo de l'amplitude du courant statorique et modification, en proportion du couple de consigne M* du moteur asynchrone, de la composante "couple" ix de sX l'amplitude du courant statorique (les valeurs fixes de la composante couple variable isxl isx2 ' ix3 'isx4

du courant statorique et les positions angulaires respec-

tives du vecteur is de courant statorique sont visibles

à la figure 13, diagramme a).

* Dans cette zone de régulation I du couple du moteur asynchrone et de la vitesse rotorique, la loi de commande du moteur asynchrone est influencée par la valeur de l'amplitude admissible ismax du courant statorique, le couple courant M(t) du moteur asynchrone et la vitesse courante W (t) du rotor sont inférieurs à leurs limites respectives Mg et L9, l'amplitude Yr du flux effectif total du rotor étant constante et égale à la valeur initiale vro = r 1,2,3,4 * Lorsque le couple courant de consigne M*(t)=M (t) du moteur asynchrone est supérieur à sa limite M* = M et que la vitesse courante g g CL. du rotor est inférieure à sa limite 2g, la phase du courant statorique varie suivant une autre loi (zone II

à la figure 13 b).

Dans cette zone de régulation principale II, la loi de commande du moteur asynchrone est insensible aux limitations énergétiques de sa plage de commande par les amplitudes du courant statorique et de la tension statorique et le régime du moteur asynchrone tient aux conditions d'optimalité d'utilisation des parties actives du moteur asynchrone en maximum de couple et en rapidité aux régimes dynamiques et en minimum de courant statorique et de

pertes de puissance aux régimes statiques pour un échauf-

fement limité de l'isolement de l'enroulement statorique en régime dynamique et son échauffement minimal aux régimes statiques. La zone de régulation II est soumise à la loi de commande (120) consistant à faire varier simultanément et de valeurs égales les composantes "couple" et "flux" isy = 1isxI d'amplitude du courant statorique. (Les valeurs fixes de la composante "couple" variable isx5, isx6 ix7 ix8, isx9, iSX 0 du courant statorique et les positions angulaires respectives du vecteur i1 du courant statorique sont représentées s à la figure 13 b). Les valeurs fixées de l'amplitude -\rI du flux effectif total du rotor et de la r ce> position du vecteur Vrv du flux effectif total du rotor aux régimes respectifs pour i sx5 - iSxIO sont

indiquées dans le même diagramme à la figure 13 b).

Dans le cas o la vitesse rotorique W dépasse sa limite L4, la loi de commande du moteur asynchrone est affectée par la limitation d'amplitude de la tension statorique, le moteur asynchrone passe automatiquement dans la zone de régulation III (figure 13c) o il y a un affaiblissement du champ magnétique et de l'amplitude 1v î r du flux effectif total du rotor dû à la diminution de

la composante "flux" i d'amplitude du courant statorique.

sy La figure 13c montre également les valeurs fixes de la composante "flux" en décroissance isyll isy12, isy13 du courant statorique et les positions respectives du vecteur is du courant statorique, ainsi que la position permanente du vecteur >r_ du

flux effectif total du rotor.

Comme il est visible à la figure 13c, dans la zone de régulation III, le déphasage du vecteur is de courant statorique par rapport au vecteur de flux effectif total du rotor est en excès, d'autant plus important sur l'angle | ' que la composante "flux" is d'amplitude du courant est plus petite, c'est-à-dire que la vitesse

rotorique L) est plus élevée.

La variation des lois de commande de la phase du courant statorique dans les zones de régulation I, II et III du couple du moteur asynchrone et de la vitesse rotorique a pour effet de faire différemment varier l'amplitude 1r du flux effectif total du rotor avec le couple du moteur asynchrone et la vitesse rotorique, ce qui est illustré par les graphiques des figures 13 d,

e, f.

Dans la zone de régulation I (figure 13d),

l'amplitude du flux effectif total du rotor est indiffé-

rente à l'importance du couple M du moteur asynchrone et égale à l'amplitude initiale v1ro du flux effectif total du rotor, nécessaire à la formation sans inertie du couple de démarrage Mmax du moteur asynchrone avec

une amplitude limitée is max du courant statorique.

Dans la zone de régulation II (figure 13e), pour I MI > Mg, l'amplitude en palier Vr C du flux effectif total du rotor augmente suivant la loi optimale ropt (M); avec le croissance du couple M du moteur asynchrone suivant la loi non linéaire, le degré de saturation du circuit magnétique du moteur asynchrone est d'autant plus important que le couple M du moteur

asynchrone est plus élevé.

Dès que le couple M du moteur asynchrone dépasse le double du couple nominal Mn, l'intensité de croissance de l'amplitude 1ropt du flux effectif total du rotor diminue sensiblement à cause de la saturation du circuit magnétique, de la réduction brutale (dans le rapport de 2 à 3) de la mutuelle Lm et, par le fait même, de la croissance de plus en plus grande de la composante "flux" i de l'amplitude du courant statorique en vue de sy la création de l'incrément d'amplitude ropt du flux

effectif total du rotor.

Ce processus de ralentissement de la croissance de l'amplitude iropt du fluc effectif total du rotor correspond au déplacement du point de travail sur la caractéristique "entrée-sortie" du bloc 64 de non- linéarité de la saturation (figure 11), indiquée à la figure 12a, sur la portion _4r3' o l'incrément du signal de sortie r est faible par rapport à celui du signal d'entrée siy

Au delà de la limite de vitesse rotorique cA.

g' l'entraînement électrique de la figure 11 passe dans la zone de régulation III du couple du moteur asynchrone 1 et de la vitesse rotorique, caractérisée par la réduction de l'amplitude en palier vr du flux effectif total

du rotor comme indiqué à la figure 13f.

Plus la vitesse rotorique i WJI est élevée, d'autant moins grands sont le couple maximal Mmax du moteur asynchrone et l'amplitude en palier V r 'c du flux effectif total du rotor représentée à la figure 13f par des valeurs vril ' Vr12, r13 devant les les valeurs fixes de couple M1l, M12, M13 du moteur asynchrone créées pour les positions respectives du vecteur is de courant statorique: isl 1s2, sl3 Selon ce procédé de commande, le passage d'une zone de régulation à celle qui lui est adjacente s'effectue sans que des variations brutales de quelques paramètres de commande ou de paramètres des vecteurs d'état aient lieu au point de passage d'une zone dans l'autre. A l'égalité du couple de consigne M* du moteur asynchrone à sa limite (M* = M*), on a un régime de commande du moteur asynchrone (g g, dans lequel tous les paramètres de commande correspondent à la loi de commande dans la zone de régulation I (figure

13) ainsi qu'à la loi de commande dans la zone de régula-

tion II, c'est-à-dire que le point M*=M =M du régime g g

de commande est commun aux zones de régulation I et II.

A l'égalité de la valeur absolue de la vitesse rotorique mesurée 4cdJ à la valeur limite de la vitesse rotorique c)9, le point \0\= tD9 du régime de

commande est commun aux zones de régulation II et III.

Cette condition d'interface des lois de commande est assurée dans l'entraînement électrique de la figure 11 par l'ensemble des éléments 39, 40, 42, 63 et 64 qui représentent un modèle des transitoires électromagnétiques continus ayant lieu dans le moteur asynchrone 1. Le modèle réalise la gestion des paramètres du vecteur du courant statorique dans les trois zones de régulation

phase-courant. Ce procédé, mis en'application par l'entraînement électrique de la figure

11, a pour caractéristique que, dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator, le courant instantané de phase du stator isa(t) varie selon les lois suivantes: ia(t) o= cos + t + r + sa L so L=3Z M * 2dt mo LP ro r M* sin + ct + (157) 3Z *L À s p mo ro 2R + r M*)dt

3 ZP. 2

sip 1ro si \M*\/ Mg 2 -Lr L M* e Tr +0 +(D+rM d 18 2t s r ( + R _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _ _) t -(1 5 8) M*+(M*-M*) *e T 0 r sin[Yso g ( ) g M*tt1

R M *

sn If, L dt - (18 r 2t M*+ (Mo M) 'e T si 'M*| > Mg a|$" sa () - fr p M*IK1,2,3(luD1- Ldg)}cos l+?s+ sa 3%p L a(t ff 2R M* f ( 2R+ a (159) {0 -3 L sin)} [(+J 3z t)dt p r si ç)l> C92 > g

Dans l'équation (159), le facteur de proportionna-

152, lité K1,2,3 est constant dans les intervalles respectifs de variation de la vitesse rotorique cAJ comme l'indique la caractéristique "entrée-sortie" de la figure 12b pour l'affaiblisseur de champ 74 (figure 11). La valeur du couple adaptatif de consigne M*, du moteur asynchrone dans l'équation (159) est déterminée suivant l'équation (155) à condition que! .l> u.g g La valeur courante de l'amplitude de consigne V *(t) du flux effectif total du rotor qui figure dans l'équation (159) varie selon l'équation (111) avec la composante "flux" isx d'amplitude du courant statorique en fonction du couple adaptatif de consigne M* du moteur a asynchrone 1 et de la vitesse mesurée en valeur absolue L d Vr(t) + Br- r Rr dt r

2 z Lr.

= 2 _ 4 r t)*| Ma l K1,2,3 Lm( I g9 (160)

3 PNs(t)-

Dans les équations (158) à (160), la valeur du facteur de transfert Lm égale à la mutuelle, diminue par rapport à Lmo rolisyo avec l'augmentation de l'amplitude requise -r > ro du flux effectif total du rotor, suivant l'équation (15), qui peut être approchée par la relation: Lm (t) '? ctg(t L(t) > qr* k.ct g 1r(t), (161) o les grandeurs ik et tk sont constantes dans les

intervalles d'approximation de la caractéristique d'aiman-

tation du moteur asynchrone qui a pour expression Ym(im) et est réductible, suivant l'équation (138), à gr=F(isy) Une relation plus exacte r(isy) pour ajuster le bloc 64 de non-linéarité de la saturation (figure 11) est accessible à partir des équations (16),

(17) et (18).

Les erreurs admissibles d'approximation de la caractéristique d'aimantation du moteur asynchrone 1 par la caractéristique vir(isy) du bloc 64 de non-linéarité r sy de la saturation, qui tiennent à la précision avec laquelle doivent être obtenues les grandeurs énergétiques limites du

moteur asynchrone 1, peuvent être de l'ordre de + 3 à 5%.

Malgré la complexité des relations mathématiques entre les grandeurs de commande à l'entrée M, j r et les paramètres de sortie du courant statorique, décrites par les équations (157) à (161), la commande adaptative phase-courant est réalisable dans l'entraînement électrique de la figure 11 avec des moyens techniques relativement

simples à l'aide du régulateur adaptatif de couple 65.

Le procédé de commande précité peut également être mis en oeuvre par un entraînement électrique doté d'un régulateur adaptatif de couple à microprocesseur,

schématiqé à la figure 11, et conçu autour d'un micro-

processeur multiboîtier décrit dans le livre "Circuits analogiques et numériques intégrés. Manuel de référence sous la rédaction de S.V. Yakoubovski, Moscou, Editions

"Radio i sviaz", 1985, pages 223 à 225.

En cas de perturbations brutales du côté charge du moteur asynchrone, il est nécessaire, en vue de rétablir la vitesse requise du rotor en un minimum de temps, de forcer, pendant quelques millisecondes, le couple du moteur asynchrone au-dessus de sa valeur nominale Mn n Il est souvent nécessaire, pour annuler en un minimum de temps, une erreur de positionnement d'un organe de travail, d'augmenter rapidement, pour une courte durée, le couple du moteur asynchrone aux valeurs extrêmes,

supérieures à 8 jusqu'à 10 fois la valeur nominale.

Dans l'entraînement électrique de la figure 11, le couple maximal Mmax du moteur asynchrone, pour une amplitude admissible du courant statorique 5 fois plus grande que l'amplitude nominale isn (adoptée généralement pour de nombreux moteurs asynchrones à titre de courant de démarrage maximal admissible), dans la zone de régulation II, peut être porté à 6 jusqu'à 7 fois le couple nominal Mn du

moteur asynchrone à la saturation du circuit magnétique.

Pourtant un tel forçage du couple Mmax= (6 à 7)Mn du

2 6 1 4 4 8 1

moteur asynchrone n'est possible que dans deux cas.

Primo, ce forçage est possible si le courant admissible à la sortie de l'onduleur de puissance est très supérieur à la valeur nominale d'amplitude 5.isn du courant statorique du moteur asynchrone. Il est à noter, à ce propos, que moins l'amplitude courante gr(t) du flux effectif total du rotor était grande avant le forçage de couple du moteur asynchrone, d'autant plus importante doit être la marge de courant admissible de l'onduleur de puissance pour permettre d'amener, pour quelques millisecondes, l'amplitude de courant statorique, selon l'équation (158), à plus de 5.isn en vue d'avoir

un couple sextuple ou septuple du moteur asynchrone.

Ensuite, à mesure que l'amplitude <r(t) du flux effectif total du rotor subit une croissance forcée, l'amplitude is(t) du courant statorique tombe brutalement, en quelques millisecondes, sans provoquer pour autant la perte de couple du moteur asynchrone qui reste sextuple ou septuple du couple nominal à cause de l'augmentation de l'amplitude Or du flux effectif total du rotor. Pourtant, les portes de l'onduleur de puissance dans l'onduleur transvectoriel 2 (figure 11) doivent pouvoir supporter une augmentation substantielle de courant admissible, ce qui fait payer plus cher l'entraînement électrique de la figure 11, rend plus encombrant l'onduleur de puissance et détériore la

fiabilité de l'entraînement électrique.

Secundo, un forçage élevé du couple Mmax est possible en cas de croissance continue du couple M(t) du moteur asynchrone avec une amplitude maximale limitée constante i max du courant statorique, égale au s max courant de démarrage admissible du moteur asynchrone (i = 5-i). Dans ce cas, au début du forçage, pour s max sn %r= 4 % 0,5 Vrn le couple M du moteur asynchrone ro rn' n'arrive pas à sa valeur maximale Mmax; pendant la durée du transitoire électromagnétique, égale à peu près au double de la constante de temps électromagnétique 2Tr du circuit rotorique, l'amplitude 4 r(t) du flux effectif total du rotor se rapproche, suivant l'équation (149), de la valeur de consigne optimale et le couple maximal Mma max

du moteur asynchrone s'établit.

Ce temps de croissance du couple M(t) à sa

valeur maximale Mmax est d'autant plus court que l'ampli-

tude initiale Pro du flux effectif total du rotor, existant avant le forçage-du couple du moteur asynchrone,

est plus grande.

Aux régimes de travail du moteur asynchrone dans l'entraînement électrique de la figure 11, l'amplitude -4r du flux éffectif total du rotor varie dans une plage voisine de l'amplitude nominale Vrn du flux effectif total du rotor, ce que qui fait que le temps mis par le couple M(t) du moteur asynchrone à rejoindre sa valeur

Mmax est dans ce cas à peu près de 5 à 15 milli-

max secondes. En vue de pousser à l'extrême la rapidité de forçage de couple du moteur asynchrone pour une amplitude limitée d courant statorique, selon l'invention, on utilise un procédé commande du moteur asynchrone par lequel la phase du courant statorique subit un décalage brutal d'un angle correspondant à l'angle maximal de déphasage du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor, égal au quart de la période de la fréquence synchrone courante du courant statorique, c'est-à-dire de ± 2 par rapport à la phase de synchronisation sIt à l'instant t=0 de début du forçage de couple du moteur asynchrone. L'entraînement électrique mettant ce procédé de

commande en oeuvre est représenté à la figure 14.

L'entrainement électrique comporte un moteur asynchrone 1 (figure 14) et un onduleur transvectoriel 2 muni d'une entrée orthophasée 3, d'une entrée de fréquence 4 et d'une entrée cophasée 5. Les sorties 6, 7 et 8 de l'onduleur transvectoriel 2 sont raccordées aux enroulements

statoriques du moteur asynchrone 1.

L'arbre du moteur asynchrone 1 est accouplé à un capteur de vitesse 32 dont la sortie est reliée à

l'entrée d'un régulateur adaptatif de couple 65.

La première entrée 66 du régulateur adaptatif de couple 65 représente l'entrée de consigne de couple M* du moteur asynchrone 1. Sa deuxième entrée 67 est reliée à

la sortie du capteur de vitesse 32.

Le régulateur adaptatif de couple 65, comportant une sortie orthophasée 68, une sortie de fréquence 69 et une sortie cophasée 70, a sa sortie de fréquence 69 reliée

à l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur transvectoriel 2.

Entre les sorties orthophasée et cophasée 68 et 70 du régulateur adaptatif de couple 65 et les entrées orthophasée et cophasée 3 et 5 de l'onduleur transvectoriel 2, est raccordé un bloc de forçage du couple 76 possédant trois

entrées 77, 78 et 79 et deux sorties 80 et 81.

La première entrée 77 du bloc de forçage du couple 76, formant son entrée orthophasée, est raccordée à la sortie orthophasée 68 du régulateur adaptatif de

couple 65.

La dexuième entrée 78 du bloc de forçage du couple 76, représentant son entrée cophasée, est reliée à la sortie cophasée 70 du régulateur adaptatif de

couple 65.

La troisième entrée du bloc de forçage du couple

76 constitue son entrée de commande.

La première sortie 80 du bloc de forçage du couple 76, formant sa sortie orthophasée 80, est raccordée

à l'entrée orthophasée 3 de l'onduleur transvectoriel 2.

La deuxième sortie 81 du bloc de forçage du couple 76, formant sa sortie cophasée, est reliée à

l'entrée cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2.

Le bloc de forçage du couple 76 comporte un additionneur 82 dont la première entrée constitue l'entrée

orthophasée 77 du bloc de forçage du couple 76.

La sortie de l'additionneur 82 est reliée à l'entrée d'un amplificateur limiteur 83, dont la sortie est raccordée à la sortie orthophasée 80 du bloc de

forçage du couple 76.

L'entrée orthophasée 77 du bloc de forçage du couple 76 est reliée également à l'entrée d'un comparateur 84 dont la sortie est reliée à l'entrée de commande d'un

dispositif de commutation 85.

L'entrée commutable du dispositif de commutation 85 est reliée à l'entrée d'un amplificateur inverseur 86 dont la sortie, réunie à la sortie du dispositif de commutation

85, est raccordée à la deuxième entrée de l'additionneur 82.

L'entrée de l'amplificateur inverseur 86 est reliée à la première sortie d'un commutateur 87 du bloc de forçage du couple 76 dont l'entrée commutable est raccordée à l'entrée cophasée 78 du bloc de forçage du

couple 76.

La deuxième sortie du commutateur 87 est reliée

à la sortie cophasée 81 du bloc de forçage du couple 76.

L'entrée de commande du commutateur 87, constituant l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76, est raccordée à la sortie d'un bloc 88 de consigne de

forçage du couple.

L'onduleur transvectoriel 2 et le régulateur

adaptatif de couple 65 sont les mêmes que dans l'entraîne-

ment électrique de la figure 11.

L'additionneur 82 (figure 14), l'amplificateur limiteur 83 et l'amplificateur inverseur 86 peuvent être réalisés avec des amplificateurs opérationnels classiques, décrits dans le livre "Amplificateurs opérationnels intégrés. Manuel d'application" par B.K. Nesterenko, Moscou,

Editions "Energuia", 1982, page 107.

Le dispositif de commutation 85 et le commutateur 87 peuvent utiliser des commutateurs multivoies intégrés classiques tels que décrits dans le livre "circuits fonctionnels analogiques intégrés" par V.L. Chilo, Moscou,

Editions "Radio i sviaz", 1979, pages 321, 326, 327.

Le comparateur 84 et le bloc 88 de consigne de forçage du couple peuvent être réalisés autour des comparateurs intégrés classiques, décrits dans le livre

"amplificateurs opérationnels intégrés. Manuel d'applica-

tion" par B.K.Nesterenko, Moscou, Editions "Energuia",

1982, pages 114 et 115.

L'entraînement électrique de la figure 14 fonc-

tionne de la façon suivante.

Les enroulements statoriques du moteur asynchrone 1 conduisent des courants de phase isa, isb, iSc, dont les valeurs instantanées sont asservies à l'aide de l'onduleur transvectoriel 2 en phase s', en fréquence is et en amplitude instantanée i aux trois signaux (grandeurs) de commande I* 7* et I* appliqués ort ' s syn aux entrées orthophasée, de fréquence et cophasée 3, 4 et 5, respectivement. Les courants instantanés réels de phase isa(t), i (t), i (t) du stator présents aux sorties 6, 7 et 8 de l'onduleur transvectoriel 2 subissent une variation pratiquement instantanée sur tout saut du rapport entre les amplitudes des ccurants orthophasé et cophasé

Iort /I = I* /I*, comme décrits ci-dessus.

ort syn art syn L'amplitude instantanée is du courant statorique résulte alors de l'addition des courants orthophasé et cophasé en quadrature d'après la formule: s i rt+s = II2+2 1*2 + (162) s ort syn ort syn

o I* est l'amplitude de consigne du courant ortho-

ort phasé, proportionnelle à l'action de commande (à la grandeur de référence) sur l'entrée orthophasée 3 de l'onduleur transvectoriel 2; I* est l'amplitude de consigne du courant cophasé, syn proportionnelle à l'action de commande sur l'entrée

cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2.

La phase Ls du courant statorique, égale à la phase instantanée du courant instantané de phase isa(t) du stator dans l'enroulement de phase de référence "A"

du stator, représente la somme de la phase de synchronisa-

tion 'f et de l'angle de déphasage EP ayant pour expression: I* Es = o + (t) + arctg ort (163) syn o arctg Iort (164) 1* syn Le déphasage E % du vecteur i de courant statorique est compté en radians de déplacement du vecteur i par rapport à la phase de synchronisation courante,* zs égale à la phase synchrone du courant statorique: s9(t) = ?so + le(t) (165) La fréquence synchrone U du courant statorique est alors égale à la vitesse de variation de la phase synchrone du courant statorique d s(t) d * s(t) C)s(t) = dt = t(166) s dt d Ainsi, le déphasage ú f du vecteur de courant statorique se traduit-il par un angle de phase à l'intérieur de la période synchrone courante Ts du courant statorique représentant la fonction inverse de la fréquence synchrone courante cO.s du courant statorique: 2 F s T(t) =a21-r (167) T5 <.0s(t) Dans l'entraînement électrique de la figure 14, la fréquence synchrone C) du courant statorique est s produite, comme dans le cas de l'entraînement électrique

de la figure 11, par le jeu de la fréquence de synchroni-

sation cO* à l'entrée de fréquence 4 (figure 14) de s l'onduleur transvectoriel 2 et elle dépend de la vitesse mesurée a) du rotor, fournie par le capteur de vitesse 32, et de la valeur de consigne de glissement tc adu

flux effectif total du rotor par rapport au rotor.

La génération de la fréquence de synchronisation cs* s'effectue à l'aide du régulateur adaptatif de s couple 65 qui reçoit, à sa première entrée 66, un signal de consigne de couple M* du moteur asynchrone 1 et, à sa deuxième entrée 67, un signal de vitesse mesurée du rotor du capteur de vitesse 32. Les régimes de fonctionnement du régulateur adaptatif de couple 65 sont décrits ci-avant à propos du fonctionnement de

l'entraînement électrique de la figure 11.

A la sortie orthophasée 68 (figure 14) du régulateur adaptatif de couple 65 apparaît un signal de consigne de composante "couple" en quadrature i* de sx

l'amplitude du courant statorique.

De la sortie de fréquence 69 du régulateur adaptatif de couple 65, le signal de consigne de fréquence de synchronisation LQ* du flux effectif total s du rotor vient sur l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur

transvectoriel 2.

Comme le signal de consigne de fréquence de synchronisation ci)* du flux effectif total du rotor s synchronise la commande de l'onduleur transvectoriel 2 dans les axes orthogonaux Y, X o sont portées les projections du vecteur is de courant statorique sur les entrées orthophasée et cophasée 3 et 5 de l'onduleur transvectoriel 2, le signal de consigne de fréquence de synchronisation))* du flux effectif total du rotor est s égal à la fréquence de synchronisation de la gestion du vecteur de courant statorique, la fréquence synchrone cs

du courant statorique étant égale à la fréquence de syn-

chronisation de consigne u)* du flux effectif total du s rotor. A la sortie cophasée 70 du régulateur adaptatif de couple 65, on a un signal de consigne de composante "flux" en quadrature i* de l'amplitude du courant sy statorique, égale à la projection requise du vecteur is s de courant statorique sur l'axe Y orienté suivant l'axe

du vecteur vr du flux effectif total du rotor.

Au départ, le bloc de forçage du couple 76

transfère tels quels les signaux de consigne des compo-

santes "couple" et "flux" en quadrature i*, i* de sx sy l'amplitude du courant statorique à des sorties 68 et 70 du régulateur adaptatif de couple 65 vers les entrées

respectives 3 et 5 de l'onduleur transvectoriel 2.

De ce fait, l'entrée orthophasée 77 du bloc de forçage du couple 76 reçoit, de la sortie orthophasée 68 du régulateur adaptatif de couple 65, un signal de consigne de composante "couple" i* de l'amplitude du sx courant statorique et à l'entrée cophasée 78 du bloc de forçage du couple 76 vient un signal de consigne de composante "flux" i* de l'amplitude du courant sy statorique, issu de la sortie cophasée 70 du régulateur adaptatif de couple 65 L'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76 n'a, au départ (avant le forçage du couple),

aucun signal.

Dans ce cas, le signal de consigne de la compo-

sante "couple" en quadrature i* de l'amplitude du sx courant statorique à l'entrée orthophasée 77 du bloc de forçage du couple 76 est égal au signal à sa sortie orthophasée 80, le signal i* à l'entrée cophasée 78 sy du bloc de forçage du couple 76 étant égal au signal à

sa sortie cophasée 81.

Cette égalité des signaux d'entrée et de sortie du bloc de forçage 76 est due, au départ, au fait que le signal i* à l'entrée orthophasée 77 du bloc de sx forçage du couple 76 vient sur la première entrée 82,

dont la deuxième entrée n'a initialement aucun signal.

Le signal de sortie de l'additionneur 82, égal, dans ce cas, au signal de consigne de composante "couple"

2 6 1 4 4 8 1

en quadrature i* de l'amplitude du courant s x statorique, arrive à travers l'amplificateur limiteur 83 à gain unitaire sur la sortie orthophasée 80 du bloc de

forçage du couple 76.

Pour tout état du comparateur 84 et du dispositif de commutation 85, le signal de sortie de l'amplificateur inverseur 86 est nul au départ car initialement le commutateur 87 se trouve, tant qu'il n'y a pas de signal à son entrée de commande, dans la position de départ o l'entrée commutable du commutateur 87 est séparée de la première entrée du même commutateur, réunie à l'entrée

de l'amplificateur inverseur 86.

L'effet en est qu'en l'absence de signal à l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76, le commutateur 87 sépare l'entrée de l'amplificateur inverseur 86 de l'entrée cophasée 78 du bloc de forçage

du couple 76.

Simultanément, lorsqu'à l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76, le signal est nul, le commutateur 87 met en liaison l'entrée cophasée 78 du bloc de forçage du couple 76 avec sa sortie cophasée 81 (comme l'indique à la figure 14 la ligne continue entre l'entrée et la sortie du commutateur 87). L'effet en est que le signal de consigne de la composante "flux" en quadrature i* de l'amplitude du courant statorique sy vient de l'entrée cophasée 78 sur la sortie cophasée 81

du bloc de forçage du couple 76.

Dans cet état initial, le signal de sortie du bloc 88 de consigne de forçage du couple manque et l'entraînement électrique de la figure 14 est analogue à celui de la figure 11. Le procédé de commande du moteur asynchrone et les régimes de fonctionnement de l'entraînement électrique de la figure 14 sont dans ce

cas définis par les équations (157) à (160).

Sur un signal de commande fourni par le bloc 88 de consigne de forçage du couple (figure 14) à l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76, le commutateur 87 sépare l'entrée cophasée 78 du bloc de

forçage du couple 76 de la sortie cophasée 81 dudit bloc.

Dans le même temps, l'entrée cophasée 78 du bloc de forçage du couple 76 est raccordée par le commutateur

87 à l'entrée de l'amplificateur inverseur 86.

Le signe du signal de sortie de l'amplificateur inverseur 86 tient aux états du comparateur 84 et du

dispositif de commutation 85.

Si le signal de consigne de la composante "couple" en quadrature i* de l'amplitude du courant statorique, sx venant de l'entrée orthophasée 77 du bloc de forçage du couple 76 sur l'entrée du comparateur 84, est positif, une tension apparue à la sortie du comparateur 84 arrive

à l'entrée de commande du dispositif de commande 85.

De ce fait,l'entrée commutable du dispositif de commutation 85 se trouve fermée sur sa sortie, le circuit entre l'entrée et la sortie de l'amplificateur inverseur 86 est fermé par le dispositif de commutation 85 et le signal de consigne de la composante "flux" en quadrature i*y de l'amplitude du courant statorique à l'entrée SY cophasée 78 du bloc de forçage du couple 76 vient à travers le dispositif de commutation 85 sur la deuxième

entrée de l'additionneur 82.

Comme le signal i* est toujours positif, sy l'additionneur 82 a à sa sortie la somme inversée de ses deux signaux d'entrée ( i* + KF iy) o KF est sx F syF la constante de forçage établie à la deuxième entrée de

l'additionneur 82.

Le gain de l'amplificateur limiteur 83 étant

unitaire, l'entrée orthophasée 3 de l'onduleur trans-

vectoriel 2 reçoit, de la sortie de l'amplificateur limiteur 83, formant la sortie orthophasée 80 du bloc de forçage du couple 76, la somme des signaux d'entrée de l'additionneur 82 avec une certaine constante de forçage KF pour le signal i* sy

26 14 48 1

L'effet de la double inversion de la somme des signaux i* et K i* (à la sortie de l'additionneur 82 six F' sy et à la sortie de l'amplificateur limiteur 83) est que, sur un signal de commande fourni par le bloc 88 de consigne de forçage du couple à l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76, l'amplitude Iort du courant orthophasé passe par bonds d'une valeurinitiale positive ot =] i* à une valeur définie par la formule Iort t=O = +isx r 0= i*+ KF-i (168) Iort tI O t >0 = IS*x F!S En même temps, l'amplitude I du courant syn cophasé tombe d'une valeur initiale syn +i* sy à zéro:

I - O (169)

Isyn I t> 0 = 0 Si à l'instant t = 0 d'application d'un signal de commande à l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76, le signal de consigne de composante "couple" en quadrature i* de l'amplitude du courant statorique, sx arrivant sur l'entrée orthophasée 77 du bloc de forçage du couple 76, est négatif (-i*x), la tension de sortie du sx comparateur 84 est nulle et le dispositif de commutation sépare l'entrée de l'amplificateur inverseur 86 de sa sortie. Le signal de consigne de la composante "flux" en quadrature +i* venant de l'entrée cophasée 78 du sy bloc de forçage du couple 76 à travers le commutateur 87 à l'entrée de l'amplificateur inverseur 86, est inversé

par celui-ci et arrive à la deuxiàme entrée de l'addi-

tionneur 82 avec le même signe négatif que le signal -i* -sx Dans ce cas, à l'entrée orthophasée 3 de l'onduleur transvectoriel 2, l'amplitude initiale négative = - i* du courant orthophasé rejoint par ort t =0 sx bond une nouvelle valeur négative, définie par la formule:

2 6 1 4 4 8 1

I =i = - (j* + K i* (17 0) ort t >O iortl t > 0 (sx + KF i*Sy) (17) La coupure du courant cophasé fait brutalement décaler la phase E.s du courant statorique d'un angle t ú soumis au rapport initial des courants orthophasé et cophasé. Avant l'apparition d'un signal de commande à l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76, le déphasage du vecteur is du courant statorique par rapport au vecteur T r du flux effectif total du rotor avait une valeur égale à: i* ú = arctg sx = arctg ort t= (171) sx syni t=0 Après l'application d'un signal de commande à l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76, le déphasage IF monte brutalement à une valeur: úy= + try (172) -- 2 Le-saut de phase t s du courant statorique est alors déterminé par la différence des déphasages s 2 o Dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator, le courant instantané de phase isa du stator change par bonds d'une valeur initiale, pour t = 0 i sin (173) isa t = isy' cos t= isx si s t=O à une valeur ayant pour expression: sa J t > 0 isx sinf s t=O (174) Le sens de ce saut de déphasage tient à la

polarité du signal i* pour t) 0.

sx Ce régime a pour caractère l'absence de la projection du vecteur i1 de courant statorique sur s l'axe Y, orienté suivant le vecteur vr du flux effectif total du rotor, et l'égalité de l'amplitude is du statorique à la projection du vecteur is du courant statorique sur l'axe orthogonal X. Comme le sinus de l'angle de déphasage est dans ce cas maximal et égal à + 1, le couple du moteur asynchrone 1 passe par bonds, selon l'expression (1), à son maximum:

3 L

Mmax -. 2 Zp L OJr t= -s (175) ma 2 pL r 1t=O "s ' l'amplitude i du courant statorique étant donnée par s la formule: is= isx + KF isy (176) En cas de commande du moteur asynchrone 1 suivant l'équation (158) dans la zone de régulation II, pour Et= + 4,avant l'apparition d'un signal de commande à l'entrée de commande 78 du bloc de forçage du couple 76, le couple du moteur asynchrone est égal à: 3 L m M0 = + r t ij t=o (177) 22 Lr Si l'amplitude is du courant statorique après l'apparition d'un signal de commande à l'entrée de commande 78 du bloc de forçage du couple 76 reste invariable, de la comparaisons des équations (175) et (177), on déduit que la coupure du courant cophasé et l'augmentation de l'amplitude du courant orthophasé à l'amplitude initiale is lt=O du courant statorique font croître brusquement le couple M du moteur asynchrone 1 de \2 fois, soit de plus de 40% par rapport au couple M o du moteur asynchrone 1 avant le forçage, sans provoquer pour autant l'augmentation de l'amplitude du courant statorique. Dans ce cas, pour des raisons d'invariabilité de l'amplitude is du courant statorique, la constante de forçage KF doit être égale à:

KF = F - 1 (178)

La fixation du couple maximal requis M* à max l'entrée 66 du régulateur adaptatif de couple 65 dans la zone de régulation II a pour effet que l'amplitude i s du courant statorique atteint sa valeur maximale admissible is max Si, après que l'amplitude 1+r(t) du flux effectif total du rotor a pris sa valeur optimale permanente, le bloc 88 de consigne deforçage du couple émet un signal de commande vers l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76, le couple maximal Mmax du moteur asynchrone 1 monte brutalement à sa valeur limite M = max M supérieure à \2 fois max

la valeur définie par la formule (177).

Pour une amplitude admissible quintuple i = 5. i du courant statorique, le couple maximal smax sn Mmax du moteur asynchrone 1 atteint des valeurs de Mmax=(6 à 7)Mn et au forçage à l'aide du bloc de forçage du couple 76, le couple limite max Mma du moteur max asynchrone 1 tend, pour une amplitude quintuple ismax= 5in, vers des valeurs M = max M a= (8 à 10)Mn smax sn 'maxn Si le courant admissible à la sortie de l'onduleur transvectoriel 2 dépasse la valeur de i = 5.i smax sn le forçage décuple de couple du moteur asynchrone 1 est pratiquement instantané par le fait que la constante de forçage K à la deuxième entrée de l'additionneur 82 F

est supérieure à la valeur donnée par la formule (178).

Dans ce cas, la restriction du signal de sortie de l'amplificateur limiteur 83 doit satisfaire à la condition de limitation de l'amplitude maximale imx du courant sma x statorique, pendant le forçage du couple, à celle du

courant admissible à la sortie de l'onduleur trans-

vectoriel 2.

Selon l'invention, ledit procédé de commande d'un moteur asynchrone mis en oeuvre par l'entraînement électrique de la figure 14 en vue d'augmenter la rapidité de fonctionnement de l'entraînement électrique, est caractérisé par le fait que le forçage de courte durée

du couple du moteur asynchrone est effectué par modifica-

tion brutale de la phase du courant statorique d'un angle jusqu'à + --par rapport à la phase de synchronisation, -2 ce qui constitue un quart de période de la fréquence synchrone du courant statorique au début du forçage du couple du moteur asynchrone et, pour ce faire, on coupe le courant cophasé et simultanément on fait brusquement

varier le courant orthophasé d'une quantité proportion-

nelle au courant cophasé coupé.

Associé aux trois zones, déjà décrites, de régulation du couple et de la vitesse du rotor du moteur asynchrone réalisée dans les entraînements électriques de la figure 11 et de la figure 14 à l'aide d'un régulateur adaptatif de couple 65, le procédé ci-dessus de forçage du couple du moteur asynchrone dans l'entraînement électrique de la figure 14, mis en oeuvre

à l'aide du.bloc de forçage du couple 76, est caracté-

ristique de la quatrième zone de régulation phase-courant

du couple et de la vitesse rotorique du moteur asynchrone.

Avec cette régulation adaptative phase-courant quadrizonale, dans l'entraînement électrique de la figure 14, le déphasage E du vecteur is du courant statorique par rapport au vecteur vr du flux effectif total du rotor est régi, suivant la zone de régulation, par les lois suivantes: zone I: Etl X si IM* M*g zone II si |M* > M*g 4 g t!4 óg w(179) zone III > 4 ' i ll > g zone IV t 2, si Isyn = 0 Les lois (179) de gestion de la phase du courant

statorique permettent d'utiliser, à leur limite fonction-

nelle, les parties actives du moteur asynchrone 1 aux régimes dynamiques et statiques sous contraintes sur l'échauffement, sur le courant et sur la tension

statorique.

La commande du moteur asynchrone 1 dans la quatrième zone de régulation pour = + 2 ne peut -2 être de longue durée car la coupure du courant cophasé et la nullité de la composante "flux" (isy = O) de l'amplitude du courant statorique font diminuer à zéro l'amplitude 4vr du flux effectif total du rotor suivant une loi apériodique, avec une constante de temps égale à la constante de temps électromagnétique Tr du circuit rotorique, selon l'équation: Lr d_. *1 9 O=0 (180) R dt r r Lors du forçage, le couple limite du moteur asynchrone 1 décroît, lui aussi, suivant une loi apériodique, le forçage du couple du moteur asynchrone 1 à l'aide du bloc de forçage du couple 76 n'est donc justifié que pendant une période limitée à la constante de temps électromagnétique Tr du circuit rotorique qui peut être

de dix millisecondes à quelques dizaines de millisecondes.

Au bout de ce temps de forçage, le signal de sortie du bloc 88 de consigne de forçage du couple disparaît de nouveau et le régime de commande du moteur asynchrone 1 passe à l'une des trois premières zones de régulation suivant les lois de commande exprimées par les

équations (179).

L'optimisation des régimes dynamiques et statiques du moteur asynchrone, comme il ressort des schémas ci-dessus des entraînements électriques des figures 11 et 14, impose des frais supplémentaires et un réglage compliqué du régulateur adaptatif de couple et du bloc

de forçage du couple.

S'il s'agit de simplifier au maximum le circuit de commande d'un moteur asynchrone, de minimiser les frais d'appareillage et l'encombrement du dispositif de commande ainsi que de faciliter à l'extrême le réglage

des régulateurs, il est utile de faire appel à l'entraîne-

ment électrique présenté à la figure 15.

L'entraînement électrique comporte un moteur asynchrone 1 (figure 15) et un onduleur transvectoriel 2 doté d'entrées de commande 3, 4 et 5 et de sorties de puissance 6, 7 et 8 raccordées aux enroulements statoriques

du moteur asynchrone 1.

L'arbre du moteur asynchrone 1 est accouplé à

un capteur de vitesse 32 (génératrice tachymétrique).

L'entrée orthophasée 3 de l'onduleur transvectoriel 2 est raccordée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 89 d'un bloc 37 de consigne de couple requis du moteur asynchrone 1, la sortie de fréquence 4 de l'onduleur transvectoriel 2 étant reliée à la première entrée du deuxième amplificateur opérationnel 90 d'un formeur

33 de fréquence synchrone du courant statorique.

L'entrée cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2 est reliée à la sortie du troisième amplificateur opéra- tionnel 91 d'un formeur 36 d'amplitude du flux effectif total du rotor dont l'entrée est raccordée à une source

de tension continue (invisible à la figure 15).

La première entrée du premier amplificateur opérationnel 89 est raccordée à la sortie d'un bloc de

consigne de vitesse 38 (non représenté à la figure 15).

Un point commun aux deuxièmes entrées des premier et deuxième amplificateurs opérationnels 89 et 90 est raccordé à la sortie du capteur de vitesse 32 ( de

la génératrice tachymétrique).

L'onduleur transvectoriel 2 peut être réalisé comme décrit ci-avant à propos des entraînements

électriques des figures 4, 7, 10, 11 et 14.

Le capteur de vitesse 32 (génératrice tachymé-

trique) peut être une génératrice tachymétrique à courant continu classique comme c'est le cas des entraînements

*électriques des figures 7 et 8.

Les amplificateurs opérationnels 89, 90 et 91 peuvent être des amplificateurs opérationnels intégrés classiques, décrits dans le livre " Amplificateurs opérationnels intégrés. Manuel d'application" par B.K. Nesterenko, Moscou, Editions "Energuiae, 1982,

page 107.

L'entraînement électrique fonctionne de la façon suivante. Au départ, le rotor du moteur asynchrone 1 est immobile. Les enroulements statoriques du moteur

asynchrone 1, raccordés aux sorties de l'onduleur trans-

vectoriel 2, conduisent des courants continus qui excitent

un flux effectif total du rotor dont l'amplitude cons-

tante v ro est proche de l'amplitude nominale % rn

du flux effectif total du rotor du moteur asynchrone 1.

L'onduleur transvectoriel 2 a, à ses entrées de commande 3, 4 et 5, des tensions de consigne de courant orthophasé, de fréquence synchrone du courant statorique

et de courant cophasé, respectivement.

Initialement, la tension Ui* de consigne de sx courant orthophasé à l'entrée orthogonale 3 de l'onduleur transvectoriel 2 est nulle. La tension U<j* de consigne de fréquence synchrone du courant statorique à l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur transvectoriel 2 est, elle aussi, nulle. La tension Ui* de consigne de courant sy cophasé à l'entrée cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2 a une valeur constante correspondant à l'amplitude constante de consigne du flux effectif total du rotor et est déterminée par la formule: i _ _ Ui*syo -Y_ Ui = K. K.L (181) syo i i mo o K. est le facteur de transfert en courant de l'onduleur i transvectoriel 2; isyo est la composante constante "flux" de l'amplitude syo du courant statorique, égale à I; syn est l'amplitude constante de consigne du flux effectif total du rotor; Lmo est la mutuelle correspondant à l'amplitude Mo constante de consigne ro = du flux effectif

total du rotor.

La phase initiale FSo du courant statorique est égale à la phase initiale so du flux effectif total du rotor ( 4 so = so) puisque les courants instantanés de phase aux sorties 6,7 et 8 de l'onduleur transvectoriel 2 sont constants, le courant de phase constant iao dans l'enroulement de phase de référence Sao "A" du stator du moteur asynchrone 1 ayant pour expression: = d- cos = coso, (182) sdo syo so Lmo

o Iso est une phase initiale quelconque de synchroni-

sation de l'onduleur transvectoriel 2.

A ce régime initial, le vecteur i du courant s -. statorique a la même direction que le vecteur Pro du flux effectif total du rotor, le déphasage t entre ces vecteurs n'existe pas et le couple M du moteur

asynchrone 1 est (selon l'équation 1) nul.

Tant qu'aucune perturbation n'intervient du côté charge du moteur asynchrone 1, la vitesse rotorique W est nulle, la tension Ui) à la sortie du capteur de vitesse 32 (de la génératrice tachymétrique) est nulle, car la tension U,_ se détermine par la formule:

-3Z *K

UI = K O' 30= 3Zp Kn.KU), (183) o K cJ est le facteur de transfert de la boucle de vitesse; Kn est la pente de la caractéristique du capteur de vitesse 32 (de la génératrice tachymétrique) en volts par tour par minute (V/t/mn); est- la vitesse rotorique en radians électriques

par seconde.

A l'état premier, les tensions aux entrées et aux sorties des deux premiers amplificateurs opérationnels

89 et 90 sont nulles et à l'entrée du troisième amplifi-

cateur opérationnel 91, il y a une tension continue U * déterminant l'amplitude de consigne r r0 du flux effectif total du rotor. A la sortie du troisième amplificateur opérationnel 91, la tension est constante et égale à la tension Ui* déterminant la composante sy "flux" en quadrature de consigne i* de l'amplitude syo

du courant statorique.

L'apparition, à la première entrée du premier

amplificateur opérationnel 89, d'une tension UM)* déter-

minant la vitesse rotorique de consigne c2* produit un saut de tension UM* à la sortie du premier amplificateur opérationnel 89, ce dernier étant bouclé, selon le schéma du régulateur PI de la vitesse, par une suite d'une résistance et d'un condensateur comme indiqué à

la figure 15.

La tension UM* à la sortie du premier amplifica- teur opérationnel 89, formant un régulateur PI de la

vitesse, est égale à la tension de consigne du couple M*-

du moteur asynchrone 1 et est déterminée par la formule:

UM* KM* '(184)

UM* KM y o KM est le facteur constant de transfert en couple

de l'entraînement électrique.

Le saut de la tension UM* engendre le saut de l'amplitude Iort du courant orthophasé car la tension UM*

vient sur l'entrée orthophasée 3 de l'onduleur trans-

vectoriel 2 et par là même, elle est égale à celle de consigne d'amplitude Iort du courant orthophasé: ort U i* K.r = UM* (185) sx 1 Le saut de courant orthophasé produit à l'aide de l'onduleur transvectoriel 2 un déphasage ú du vecteur i du courant statorique par rapport à la s _ position première du vecteur gro du flux effectif total du rotor: Ui* 2Lr sx -__ _ a r c __ _g arct = arctg U i.sÀ M* (186) Ui* 3Z., syoP ro Cela entraîne un saut du couple M du moteur asynchrone 1 et de ce fait M = M* = UMKM Il y a ensuite trois processus simultanés: un

processus rapide de croissance de la tension UM* détermi-

nant le couple de consigne M* du moteur asynchrone 1, dO à l'action de la partie intégrale du régulateur PI de la vitesse, un processus de variation de la phase %s* de synchronisation de l'onduleur transvectoriel 2 rsul synchronisation de l'onduleur transvectoriel 2 résul

tant du balayage temporel de la fréquence de synchronisa-

tion Js* qui croit avec la croissance de la tension Uf.* s de consigne du couple du moteur asynchrone 1; un processus d'augmentation de la vitesse rotorique &J et de la tension de sortie U.L du capteur de vitesse 32 (de la génératrice tachymétrique) en raison de la formation de

la variation du couple M du moteur asynchrone 1.

A la suite du premier processus, la tension UM* atteint rapidement sa valeur maximale UM* max ' égale à la tension de sortie maximale pour la premier amplificateur opérationnel 89, ce qui revient à fixer le couple de

consigne maximal M*a du moteur asynchrone 1.

max Le deuxième processus caractérise la variation de la position angulaire du vecteur O4r du flux effectif total du rotor dans le moteur asynchrone 1 de la façon suivante. Le premier amplificateur opérationnel 89 fournit à la première entrée du deuxième amplificateur 90 la tension courante UM* de consigne de couple M* du moteur

asynchrone 1.

La valeur ohmique de la résistance placée dans la boucle du deuxième amplificateur opérationnel 90 est supérieure à autant de fois celle de la résistance à la première entrée du deuxième amplificateur opérationnel 90 qu'il faut pour réduire le signal de consigne de couple M* du moteur asynchrone 1 pour avoir un signal U

déterminant le glissement de consigne t u*du flux effec-

tif total du rotor par rapport au rotor, suivant l'équation (29):

A. * 2R KM*

- r* KM* UM*, (187) Kcs 320r Kcj 3Z' ro 's o Kis est le facteur de transfert en fréquence de l'onduleur transvectoriel 2 (par la voie de commande

à l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur transvectoriel 2).

A la vitesse rotorique À) nulle, la tension de sortie U <As* du deuxième amplificateur opérationnel 90 s est entièrement définie par la tension UM* de consigne

de couple du moteur asynchrone 1.

Cette tension, proportionnelle au glissement requis t du flux effectif total du rotor par rapport au rotor, arrive à l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur

transvectoriel 2.

L'onduleur transvectoriel 2 transforme, par balayage dans le temps, le signal * de consigne de glissement At du flux effectif total du rotor par rapport au rotor en phase de consigne fr* du flux effectif total du rotor par rapport au rotor: = K * dt. (188) o r A la vitesse rotorique k nulle, la phase r représente la phase de synchronisation * de s l'onduleur transvectoriel 2: r* f*so * (189) 9s r +SO C'est par rapport à cette phase de synchronisation f s que l'on situe le courant cophasé isyn =I*syn cos Ys* et le courant orthophasé iort = I*ort' sin s L'effet des deux premiers processus est que le courant instantané de phase dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator suit une loi: (190) 2L f 2Rr i = ro cos t2Rr,M*dt- 2Lr.M*,sin 2Rr.M*dt *25 Lm3 r 3Z-Lmro 3Z p. r*2pm o o Le troisième processus se caractérise par la variation de la vitesse rotorique L4) et de la tension de sortie U,_) du capteur de vitesse 32 (de la génératrice tachymétrique). La tension de sortie U cJ du capteur de vitesse 32 (de la génératrice tachymétrique) vient à la fois

sur les deuxièmes entrées des premier et deuxième ampli-

ficateurs opérationnels 89 et 90.

Une fois arrivée à la deuxième entrée du premier amplificateur opérationnel 89, la tension U.), propor- tionnelle à la vitesse rotorique mesurée oJ, diminue, à mesure que la vitesse rotorique c croît, le couple de

consigne M* du moteur asynchrone 1, car elle est en oppo-

sition avec la tension Utj * déterminant la vitesse

rotorique de consigne >* (contre-réaction en vitesse).

La tension de sortie U u du capteur de vitesse 32 (de la génératrice tachymétrique), en venant sur la deuxième entrée du deuxième amplificateur opérationnel 90, augmente sa tension de sortie U *S, car en régime moteur du moteur asynchrone 1, la tension de sortie UM* du premier amplificateur opérationnel 89 et la tension de sortie Uni du capteur de vitesse 32 (de la génératrice tachymétrique) ont le même sens (réaction en vitesse positive). L'effet simultané des réactions négative et positive en vitesse rotorique est que la vitesse rotorique

subit une régulation astatique assurant, en régime perma-

nent, l'égalité entre les vitesses de consigne et réelle du rotor: ci = ci* De ce fait, le deuxième amplificateur opérationnel

a,à sa sortie,une tension U cú* de consigne de fré-

s quence de synchronisation M* du flux effectif total du s rotor résultant de l'addition des deux tensions: U<)*= UnO+ U * (191) sA Cette tension, arrivant à l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur transvectoriel 2, fait fonction de consigne de

fréquence de synchronisation sj* de l'onduleur trans-

vectoriel 2.

La fréquence de synchronisation L.* de s l'onduleur transvectoriel 2 caractérise une fréquence synchrone Cs du courant statorique égale à la fréquence du flux effectif total du rotor: s:*: (U) + UA c)) Kcs À (192) La-réunion des processus de commande que nous venons de décrire a pour effet que le courant instantané de phase i sa (t) dans l'enroulement de phase de référence

"A" du stator du moteur asynchrone 1 varie selon l'équa-

tion (157) à condition que la référence d'amplitude (l'amplitude constante de consigne) vro du flux effectif total du rotor reste voisine de l'amplitude nominale.rn du flux effectif total du rotor dans tout l'intervalle de variation du couple de consigne M* du moteur asynchrone 1, de zéro à +M* max et dans toute la plage de régulation de la vitesse rotorique CJ, de zéro à + Cv _ max Dans ce cas, dans l'entraînement électrique de la figure 15, les valeurs admissibles d'amplitude de courant et de tension statoriques sont supérieures aux valeurs courantes respectives d'amplitudes de courant et tension statoriques dans toute la plage de variation du couple M du moteur asynchrone 1 et de la vitesse rotorique 4J, c'est-à-dire que la commande ne doit pas être aux

frontières de la plage de commande admissible.

L'entraînement électrique de la figure 15 réalise le procédé précité de commande phase-courant en coordonnées

cartésiennes à l'aide d'un onduleur transvectoriel 2.

A des fins d'invariance de gestion du couple du moteur asynchrone et d'astatisme de régulation de la vitesse dans l'entraînement électrique de la figure 15, la phase du courant statorique varie, selon les équations (181) à (192), en fonction de deux actions de commande à l'entrée, imposant les valeurs de consigne de couple M* du moteur asynchrone 1 et d'amplitude -ro du flux effectif total du rotor et en fonction de la vitesse rotorique mesurée C., suivant une loi: __ oM dtr +

+) 2L (193)

Ls1-is 0 3ZP %* * 2L pro La simplicité du dispositif de commande et la facilité du réglage dans l'entraînement électrique de la figure 15 tiennent au fait qu'il n'y a, à l'entrée de l'onduleur transvectoriel 2, que trois amplificateurs opérationnels 89, 90 et 91, le réglage de l'entraînement par couple asynchrone de la figure 15 étant ramené à choisir seulement deux résistances d'entrée aux deux entrées du deuxième amplificateur opérationnel 90 pour une tension de sortie donnée du troisième amplificateur

opérationnel 91.

Quoique doté d'un dispositif de commande simple, l'entraînement électrique de la figure 15 offre une grande rapidité de réponse de la boucle de régulation de la vitesse: à l'application, à la première entrée du premier amplificateur opérationnel 89, d'un signal harmonique U * destiné à établir la vitesse rotorique requise suivant une loi Uc*=O,O1- U*max. sin2 T.f, o UWmax = 10 V, est la tension maximale de consigne de vitesse rotorique tj* et fi est la fréquence du signal harmonique Ui * de consigne de vitesse rotorique, l'arbre du moteur asynchrone 1 tourne de façon à suivre la loi harmonique de variation de la vitesse rotorique imposée à l'entrée jusqu'à une fréquence du signal harmonique f&, = -400 Hz, pour atteindre une amplitude de vitesse rotorique réelle de quelque 70% de l'amplitude de la vitesse rotorique de consigne J. Un déphasage de 90 entre les tensions harmoniques UJ* et U j (vitesses de consigne et réelle du rotor) arrive à une fréquence f,

de variation harmonique de la vitesse égale à 250 Hz.

Il est à remarquer qu'aux régimes statiques, la plage de régulation de la vitesse rotorique à faible écart de vitesse est d'environ 1: 10000 (le rapport de la vitesse minimale du rotor pour Uw)*min à sa valeur maximale pour U*J*max) Les difficultés rencontrées pour obtenir une plage de plus en plus étendue de régulation de la vitesse rotorique et une rigidité accrue de caractéristiques mécaniques du moteur asynchrone i proviennent du fait que le déphasage Ir(t) du flux effectif total du rotor par rapport à l'axe rotorique, lié au déphasage ú du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor, dans l'entraînement électrique de la figure 15, tout comme dans les entraînements électriques des figures 4, 5, 6, 7, 8, 9, 10, 11 et 14 résulte du balayage de la somme de deux tensions,dont l'une est proportionnelle à la vitesse A u- de variation du déphasage %fr(t) du flux effectif total du rotor par

rapport à l'axe rotorique et l'autre, à la vitesse roto-

rique Co) égale à la vitesse de variation du déphasage X de l'axe rotorique par rapport à l'axe statorique

(figure 1).

Pourtant, l'addition de ces tensions est sujette à des erreurs dues tant au rapport inexact des grandeurs qui s'ajoutent, établi par les résistances à l'entrée de l'additionneur (le deuxième amplificateur opérationnel 90 de la figure 15) qu'à l'imprécision de la mesure de la vitesse rotorique à l'aide du capteur

de vitesse rotorique 32.

En portant l'expression (29), pour le glisse-

ment tc.) du flux effectif total du rotor par rapport au rotor, la valeur du couple M du moteur asynchrone 1 de l'équation (1), on peut trouver la forme analytique du rapport entre le déphasage fr du flux effectif total du rotor par rapport à l'axe rotorique et le déphasage t du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor pour une amplitude en palier '1r su flux effectif total du rotor: dR L i R i dLFr = = RrL sx r sx (194) L r X(1 94) dt Lr m Yr Lr isy En vertu de l'équation (194), la vitesse de variation du déphasage Yr du flux effectif total du rotor par rapport à l'axe rotorique, égale au glissement A t) du flux effectif total du rotor par rapport au rotor pour une amplitude permanente 4r du flux effectif total du rotor, est proportionnelle à la tangente de l'angle de déphasage ty9 du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor: 1 0 dtfr Rr d9r = Rr tg t (195) dt Lr L'erreur de consigne de glissement A4LJdu flux effectif total du rotor par rapport au rotor, due à l'addition analogique des deux tensions UW + UAC entraîne, selon l'équation (195), celle de consigne de déphasage y du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor et une certaine incertitude de

gestion du couple M du moteur asynchrone 1.

La précision de gestion de la phase du courant statorique et de régulation de la vitesse rotorique est améliorée dans l'entraînement électrique de la figure 16 qui jouit d'une précision accrue de régulation du déphasage Yr du flux effectif total du rotor par

rapport au rotor.

L'entraînement électrique comporte un moteur asynchrone 1 (figure 16) et un onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor. L'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor possède deux entrées d'impulsions

93 et 94, une entrée orthophasée 95 et une entrée co-

phasée 96.

L'oRduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor comporte un régulateur 22 de courants instantanés de phase dont les sorties constituent les sorties 97, 98 et 99 de l'onduleur transuectoriel 92 synchronisé par le rotor,

reliées aux enroulements statoriques du moteur asynchrone 1.

Les trois entrées de commande 23, 24 et 25 du

régulateur 22 de courants instantanés de phase sont raccor-

dées aux sorties d'un formeur transvectoriel 20 de

courants instantanés de phase requis dont l'entrée ortho-

phasée représente l'entrée orthophasée 95 de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor, son entrée

cophasée formant l'entrée cophasée 96 de l'onduleur trans-

vectoriel 92 synchronisé par le rotor.

Les entrées d'impulsions du formeur transvectoriel de courants instantanés de phase requis sont reliées aux

sorties d'impulsions d'un démultiplicateur électronique 100.

Les deux entrées d'impulsions du démultiplicateur élec-

tronique 100 forment les entrées d'impulsions 93 et 94 de

l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor.

Le rotor du moteur asynchrone 1 est accouplé à un capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 qui a ses deux sorties d'impulsions raccordées aux entrées d'impulsions 93 et 94 de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par

le rotor.

Les sorties d'impulsions du capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 sont raccordées également aux deux entrées d'impulsions d'un convertisseur "fréquence-tension" 102 dont la sortie est reliée à l'une des deux entrées de l'amplificateur opérationnel 89, dont la deuxième entrée est raccordée à la sortie d'un bloc de consigne

de vitesse rotorique (non représenté à la figure 16).

Le premier amplificateur opérationnel 89 constitue un

régulateur PI de la vitesse.

L'entrée d'un deuxième amplificateur opérationnel 91 est raccordée à la sortie d'un bloc de consigne

d'amplitude du flux effectif total du rotor (non repré-

senté à la figure 16). Le deuxième amplificateur opéra-

tionnel 91 représente un amplificateur inverseur.

Entre les sortiesdes premier et deuxième amplificateurs opérationnels 89 et 91 et les entrées

orthophasée et cophasée 95 et 96 de l'onduleur transvecto-

riel 92 synchronisé par le rotor est raccordé un conver-

tisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes

103.

Le convertisseur numérique-analogique de coordon-

nées cartésiennes 103 possède trois entrées: entrée orhtophasée 104, entrée de fréquence 105 et entrée cophasée 106. Un point commun aux entrées orthophasée et

de fréquence 104 et 105 du convertisseur numérique-

analogique de coordonnées cartésiennes 103 est raccordé à la sortie du premier amplificateur opérationnel 89

constituant le régulateur PI de la vitesse.

L'entrée cophasée 106 du convertisseur numérique-

analogique de coordonnées cartésiennes 103 est reliée à

la sortie du deuxième amplificateur opérationnel 91.

Le convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 contient un bloc de balayage impulsionnel 107 dont l'entrée forme l'entrée de fréquence 105 du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103, les deux sorties du bloc de balayage impulsionnel 107 étant raccordées aux deux entrées d'un compteur bidirectionnel d'adresses 108. Les sorties numériques du compteur bidirectionnel d'adresses 108 sont reliées aux entrées numériques de deux mémoires permanentes pro-

grammables,dites PROM 109 et 110, la première PROM 109 étant programmée suivant une loi sinusoïdale et la seconde

PROM 110, suivant une loi cosinusoidale.

Les sorties numériques de la première PROM 109 sont raccordées aux entrées numériques de premier et

deuxième convertisseurs numériques-analogiques 111 et 112.

Les entrées numériques de la seconde PROM 110 sont reliées

aux entrées numériques de troisième et quatrième conver-

tisseurs numériques-analogiques 113 et 114.

Un point commun aux entrées analogiques des premier et troisième convertisseurs numériques-analogiques 111 et 113 forme l'entrée orthophasée 104 du convertisseur

numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103.

Un point commun aux entrées analogiques des deuxième et quatrième convertisseurs numériques-analogiques 112 et 114 constitue l'entrée cophasée 106 du convertisseur

numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103.

Les sorties des deuxième et troisième convertis-

seurs numériques-analogiques 112 et 113 sont reliées aux entrées d'un premier additionneur 115; les sorties des premier et quatrième convertisseurs numériques-analogiques 111 et 114 sont raccordées aux entrées d'un deuxième

additionneur 116.

La sortie du premier additionneur 115 représente

la sortie orthophasée 117 du convertisseur numérique-

analogique de coordonnées cartésiennes 103.

La sortie du deuxième additionneur 116 représente la sortie cophasée 118 du convertisseur numérique-analogique

de coordonnées cartésiennes 103.

Le régulateur 22 de courants instantanés de phase et le formeur transvectoriel 20 de courants instantanés de phase requis peuvent être tels que décrits à propos de

l'entraînement électrique de la figure 4.

Le démultiplicateur électronique 100 est réali-

sable avec des compteurs bidirectionnels classiques décrits

dans le livre "Circuits analogiques et numériques intégrés.

Manuel de référence" sous la rédaction de S.V. Yakoubovski,

Moscou, Editions "Radio i svyaz", 1985, page 81.

Le capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 peut être un capteur photoélectrique incrémentiel de déplacement classique, décrit, par exemple, dans la catalogue N67-040E-0 Karl Zeis Iena "Capteur incrémentiel du type rotationnel",

pages 2, 3, 4, 5, 6.

Le convertisseur "fréquence-tension" 102 peut être réalisé classiquement comme décrit, par exemple, dans

le livre 'Circuits analogiques et numériques intégrés.

Manuel de référence" par S.V. Yakoubovski, Moscou,

Editions "Radio i svyaz", 1985, pages 368, 369.

Les amplificateurs opérationnels 89 et 91 peuvent être des amplificateurs opérationnels intégrés classiques, tels que décrits à propos de l'entraînement électrique de la figure 15. L'additionneur 115 représente un amplificateur opérationnel classique, monté en amplificateur additionneur comme décrit dans le livre "Amplificateurs opérationnels intégrés. Manuel d'application", par B.K. Nesterenko,

Moscou, Editions "Energuia", 1982, page 107.

L'additionneur 116 est un amplificateur opéra-

tionnel classique, monté en amplificateur différentiel comme décrit dans le livre "Amplificateurs opérationnels intégrés. Manuel d'application" par B.K.Nesterenko, Moscou,

Editions "Energuia", 1982, page 107.

Le bloc de balayage impulsionnel 107 est réalisable par analogie avec le bloc de balayage 21 décrit

à propos de l'entraînement électrique de la figure 4.

Le compteur bidirectionnel d'adresses 108 peut être réalisé avec des compteurs bidirectionnels classiques, décrits dans le livre "Circuits analogiques et numériques intégrés. Manuel de référence" sous la rédaction de S.V. Yakoubovski, Moscou, Editions "Radio y svyaz", 1985,

- pages 80, 90.

Les PROM 109 et 110 peuvent être des PROM inté-

grées classiques telles que décrites, par exemple, dans

le livre "Circuits analogiques et numériques intégrés.

Manuel de référence" sous la rédaction de S.V. Yakoubovski, Moscou, Editions "Radio i svyaz", 1985, pages 263, 268,

269.

Les convertisseurs numériques-analogiques 111,

112, 113 et 114 peuvent être réalisés avec des convertis-

seurs numériques-an-alogiques intégrés classiques décrits, par exemple, dans le livre "Circuits analogiques intégrés du matériel radioélectrique" par V.L. Chilo, Moscou,

Editions "Radio y svyaz", 1979, pages 344, 345.

L'entraînement électrique de la figure 16

fonctionne de la façon suivante.

Les enroulements statoriques du moteur asynchrone 1 sont alimentés par l'onduleur trbnsvectoriel 92 synchronisé par le rotor en courants instantanés équilibrés de phase isa, isb, isc commandés dans un système d'axes orthogonaux d, q (figure 1) orienté suivant le

vecteur R de position rotorique.

La synchronisation de la commande de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor (figure 16) s'effectue par des impulsions venant sur deux entrées d'impulsions 93 et 94 de l'ànduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor. Chaque paire d'impulsions arrivant

aux entrées 93 et 94 fait décaler la phase de synchronisa-

tion As d'un incrément + A sq Le signal de consigne U,* de projection i*S

du vecteur i1 de courant statorique sur l'axe trans-

s versal q (figure 1), orthogonal à l'axe longitudinal d, confondu avec l'axe du vecteur R de position rotorique, vient à l'entrée orthophasée 95 (figure 16) de l'onduleur

transvectoriel 92 synchronisé par le rotor.

Ce signal Ui* définit l'amplitude Iort du sq courant orthophasé iort *s ort= Iort sin s sq sin s = KiUi* sin * (196) o >*S est la phase de synchronisation; s i*sq est la valeur requise de projection du vecteur sq de courant statorique sur l'axe transversal "q", orthogonal au vecteur R de position rotorique;

K. est le facteur de transfert en courant.

i L'entrée cophasée 96 de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor reçoit un signal de consigne Ui* s de projection i*sd du vecteur i1 de courant sd sd s statorique sur l'axe longitudinal d (figure 1) orienté

suivant le vecteur R de position rotorique.

Le signal Uisd définit le courant cophasé isyn i = I s* i*.cosXY z* K.U. cosq' (197) isyn syn cos s≥ i*sd cos S=Kiui*sd s (197) L'apparition simultanée aux entrées 95 et 96 (figure 16) de signaux de consigne Ui*, Ui* engendre, sq sd aux sorties 97,98 et 99 de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor, des courants instantanés de phase dont l'amplitude est proportionnelle à la somme quadratique des signaux d'entrée Ui*, Ui* sq sd i= Ki. u* + i* sd (198) îNlsq 1sd le courant instantané de phase ia dans l'enroulement de sa phase de référence "A" du stator du moteur asynchrone 1 étant la différence entre le courant cophasé et le courant orthophasé donnée par l'équation: (199) i i - i = i* cos i* synC* sa syn ort sd- s sq s Selon l'invention, dans l'entraînement électrique de la figure 16, la phase de synchronisation X*s de l'onduleur transvectoriel 92,synchronisé par le rotor, est variable discrètement par les impulsions fournies par le capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 à la suite d'un

déplacement angulaire du rotor du moteur asynchrone 1.

Lors du déplacement angulaire du rotor du moteur asynchrone 1, le capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 produit deux suites d'impulsions déphasées de 90 degrés électriques. Chaque paire d'impulsions venant de deux sorties du capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 aux entrées d'impulsions 93 et 94 de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor est représentative d'un incrément A s du déplacement angulaire du rotor du moteur asynchrone 1, cet incrément étant exprimé en radians mécaniques par l'équation:

2 6 1 4 4 8 1

t2 (200) sm N N z o Nz est le nombre d'impulsions par tour du capteur

incrémentiel (impulsionnel) 101 à l'une de ses sorties.

Par exemple, le nombre N d'impulsions par tour peut être N = 1024. z

Le formeur transvectoriel 20 de courants instan-

tanés de phase de consigne fait varier, d'une façon incré-

mentielle, la phase Es du courant statorique, le nombre N & d'incréments à Es par période de courant statorique étant fonction de la longueur des codes jointifs formés par le formeur transvectoriel 20 de courants instantanés de phase à l'apparition, à son entrée d'impulsions, d'une

suite d'impulsions.

Par exemple, avec un mot de code de huit caractè-

res, le nombre Na_ d'incréments t s de la phase ús

du courant statorique est de 28= 256.

La valeur d'un incrément As de la phase du courant statorique, en radians électriques, est déterminée par la formule: t Es = 'P (201) s N Pour pouvoir synchroniser les variations de

phase Es du courant statorique et de déplacement angu-

laire XLs(t) du rotor, on doit traduire la valeur de l'incrément mécanique Atsm de déplacement angulaire du rotor en celle de l'incrément A;X de la phase de s synchronisation i* exprimée en radians électriques par s la formule: A z A sm ' (202) o Z est le nombre de paires de pôles du moteur

asynchrone 1.

L'opération de transformation de l'incrément AL Xsm de l'angle de rotation du rotor en incrément t * de la phase de synchronisation suivant l'équation (202)

2 6 1 4 4 8 1

s'effectue à l'aide du démultiplicateur électronique 100 qui reçoit les impulsions du capteur incrémentiel

(impulsionnel) 101.

Le signal signS; de variation de la phase de synchronisation tS est défini selon que l'une ou l'autre des deux suites d'implusions issues du capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 est en retard de 90

sur l'autre.

En l'absence du couple M et de la charge sur l'arbre du moteur asynchrone 1, celui-ci est en marche à vide parfaite o la fréquence I.)is du courant statorique est égale à la fréquence synchrone cJ du courant statorique et le rotor a une vitesse angulaire L: Zp zm - p n égale à la vitesse angulaire du vecteur is de courant

statorique.

Dans ce cas, chaque incrément t/ de la phase s de synchronisation créé sur chaque impulsion délivrée par

le démultiplicateur électronique 100 à l'entrée d'impul-

sions du formeur transvectoriel 20 de courants instantanés de phase de consigne provoque le décalage de la phase du courant statorique d'un incrément 'As = Axs Par conséquent, suivant les équations (200) à (202), la synchronisation de la commande oblige à remplir la condition: 21 22IZT'.z A s ? = *(203) s. Nz De l'équation (203), il ressort que le nombre Na, d'incréments As par période de courant statorique et le nombre d'incréments AÀ m par tour fournis par le capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 dans l'entraînement électrique de la figure 16 doivent répondre à l'équation: Nz = Kz Zp N, (204) o K = 1, 2, 3... est la suite naturelle des nombres; z Z est le nombre de paires de pôles du moteur asynchrone 1; 26'i14481 Ne est le nombre d'incréments de la phase du

courant statorique par période de courant statorique.

Le produit du facteur K par le nombre de z paires de pôles Z du moteur asynchrone 1 représente le P rapport de transformation iz du démultiplicateur élec- tronique 100: i = K * Z (205) zz p La valeur du facteur K doit être choisie z maximale possible, par exemple K = 4, pour les dimensions z données du capteur incrémentiel (impulsionnel) 101, car plus le facteur Kz est important, plus la transformation de la fréquence f de récurrence des impulsions issues du z capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 en tension analogique U A, proportionnelle à la vitesse rotorique cJ, à l'aide du convertisseur "fréquence-tension" 102

est précise.

La tension U.J proportionnelle à la vitesse rotorique y et résultant de la transformation des deux suites d'impulsions fournies par le capteur incrémentiel

(impulsionnel) 101 aux entrées du convertisseur "fréquence-

tension" 102 est appliquée de sa sortie à l'entrée du

premier amplificateur opérationnel 89, formant un régula-

teur PI de la vitesse, grâce au bouclage du premier amplificateur opérationnel 89 par une suite d'une résistance et d'un condensateur. La deuxième entrée du premier amplificateur opérationnel reçoit une tension Un* de

consigne de vitesse rotorique.

A l'état initial de l'entraînement électrique, l'entrée du deuxième amplificateur opérationnel 91 reçoit une tension Uy'* déterminant l'amplitude constante de ro consigne vr* du flux effectif total du rotor. A la ro sortie du deuxième amplificateur opérationnel 91 apparaît une tension Ui* déterminant la consigne de la composante sy "flux" en quadrature i*y d'amplitude i du courant

s35 statorique.

*statorique.

Initialement, les tensions d'entrée UJ*, U.) du premier amplificateur opérationnel 89 manquent et la tension UM* de consigne de couple M* du moteur asynchrone 1 est nulle. Au départ, le convertisseur numériqueanalogique de coordonnées cartésiennes 103 peut

avoir une phase initiale quelconque y*. de synchronisa-

ro

tion de ce convertisseur.

Ni l'entrée orthophasée 104 ni l'entrée de fréquence 105 du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 ne reçoivent initialement la tension du premier amplificateur opérationnel 89 vu que

UM* =.

L'entrée cophasée 106 du convertisseur numérique-

analogique de coordonnées cartésiennes 103 reçoit une tension U.* de consigne de composante constante en 1 syo

quadrature i*syo de l'amplitude de courant statorique.

syo

Comme de l'entrée de fréquence 105 du convertis-

seur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 ne vient aucune tension vers l'entrée du bloc de balayage impulsionnel 107, le compteur bidirectionnel d'adresses 108 positionne les PROM 109 et 110 à une phase initiale fixe <9* de synchronisation. La première PROM 109 établit Àro à sa sortie un code numérique fixe de sin r*, et la ro seconde PROM 110, un code numérique fixé de cos *o ro Comme, aux entrées analogiques des premier et troisième convertisseurs numériques-analogiques 111 et 113, la tension UM* manque, leurs sorties sont à zéro de la

tension. Les deux autres convertisseurs numériques-

analogiques, les deuxième et quatrième 112 et 114, ont, à leurs sorties, des tensions proportionnelles au produit de la valeur numériquement codée par la valeur analogique présente à l'entrée analogique de chacun des

convertisseurs numériques-analogiques 112 et 114.

Alors, à la sortie du premier additionneur 115 apparaît une tension Ui* définie par la formule: sq Ui = Ui. sin,r * (206) Ul* ro sq syo Le deuxième additionneur 116 ayant, à sa sortie, une tension Ui* définie par la formule: sd Ui. = Ui*. cos *o(207) sd syo La tension Ui*, fournie par le premier sq

additionneur 115 à la sortie orthophasée 117 du conver-

tisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103, est caractéristique de la projection transversale de consigne i*sq du vecteur is du courant statorique sq s (figure 1) par rapport à la direction première du vecteur Ro de position initiale du rotor du moteur asynchrone 1

(figure 16).

La tension Ui* sd délivrée par le deuxième sd additionneur 116 à la sortie cophasée 118 du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 est représentative de la projection de consigne longitudinale i*sd du vecteur is (figure 1) de courant statorique sur l'axe du vecteur R de position initiale du rotor o

du moteur asynchrone 1 (figure 16).

La tension Ui*. de consigne de projection sq transversale du vecteur de courant statorique à la sortie orthophasée 117 du convertisseur numériqueanalogique de coordonnées cartésiennes 103 vient à l'entrée orthophasée de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le

rotor.

La tension Ui*. de consigne de projection sd longitudinale du vecteur de courant statorique de la sortie cophasée 118 du convertisseur numériqueanalogique de coordonnées cartésiennes 103 arrive à l'entrée cophasée 96

de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor.

En conformité des équations (196) à (199), l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor 26 1i4481 débite, par ses sorties 97, 98 et 99, des courants constants de phase, dont le rapport dans les enroulements de phase A, B, C du stator du moteur asynchrone 1 tient à la phase initiale fo de synchronisation du convertisseur ro numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 et à la phase initiale de synchronisation L * de l'onduleur so transvectoriel 92 synchronisé par le rotor. Selon les équations (196), (197), 206) et (207): i O= i* sin t * sin *, (208) ort o syo ro so i = i cos cos.* (209) isyn o syo ro so Le courant constant initial de phase isao sao dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator du moteur asynchrone 1, formé suivant l'équation (199), compte tenu des équations (208) et (209), est déterminé par la formule suivante: i = i* * cos COS - i *.sin f* sinX* sao syo ro so syo ro 50 (210) Etant donné que, dans l'équation (210), la différence du produit des cosinus de deux angles et du produit des sinus des mêmes angles s'exprime par le cosinus de la somme des deux angles, l'enroulement de phase de référence "A" du stator est traversé par un courant constant isao égal à: isao = syo ' cos ('* + so * (211) Selon l'équation (10), la somme des deux angles représente l'angle initial de phase du vecteur r du flux effectif total du rotor (figure 1) par rapport à

l'axe "c du stator.

Par conséquent, la phase initiale tso du courant statorique, confondue avec la phase synchrone initiale so du flux effectif total du rotor, est déterminée 'par l'équation: s so = =s so + (212)

SO 0 SO S '

et les courants constants de phase isao, isbo, isco, des enroulements de phase A, B, C du stator du moteur asynchrone 1 (figure 16) sont régis par le système d'équations (46). Une tension Ur,* de consigne de vitesse rotorique c<* apparue à la deuxième entrée du premier amplificateur opérationnel 89, formant le régulateur PI de la vitesse, ou un couple résistant actif exercé sur l'arbre du moteur asynchrone 1, engendre, à la sortie du premier amplificateur opérationnel 89, une tension UM* de consigne de couple M* du moteur asynchrone 1. Cette tension

arrive à l'entrée orthophasée 104 et à l'entrée de fré-

quence 105 du convertisseur numérique-analogique de

coordonnées cartésiennes 103.

La tension UM* de consigne de couple M* du moteur asynchrone 1 vient par l'entrée orthophasée 104 sur

les entrées analogiques des premier et troisième conver-

tisseurs numériques-analogiques 111 et 113. L'effet en est qu'aux entrées des additionneurs 115 et 116, sont appliquées des tensions dont les valeurs instantanées dépendent de la valeur courante de la phase de synchronisation t r(t) du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 qui varie avec le changement de code

sortant des PROM 109 et 110.

La tension UM* de consigne de couple M* du moteur asynchrone I venant par l'entrée de fréquence 105, sur l'entrée du bloc de balayage impulsionnel 107, se transforme en une suite d'impulsions de balayage dont la fréquence f* est proportionnelle à la valeur courante r de la tension UM* de consigne de couple du moteur

asynchrone 1.

La fréquence f* des impulsions de balayage est r un multiple de la fréquence requise fr de glissement du flux effectif total du rotor par rapport au rotor qui, selon l'équation (29), a pour expression:

233 261448'1

f 'Ali Rr f r Mt *o (213)

r 2-t-

L'ordre de multiplicité Nf de la fréquence f* r des impulsions de balayage est défini par la longueur des combinaisons de codage du sinus et du cosinus arrivant aux entrées des convertisseurs numériques- analogiques 111, 112, 113 et 114. Par exemple, avec huit caractères de code de nombre d'incréments du sinus et du cosinus par

période, on a Nf = 256.

Dans ce cas, la fréquence f* des impulsions de r balayage est déterminée par la formule: f = N *f = 256 f (214) r f r r La deuxième sortie du bloc de balayage impulsionnel 107 passe à "1" ou à "0" suivant la polarité de la tension U,* définissant le sens du couple de consigne M* du

moteur asynchrone.

A chaque impulsion de balayage en provenance du

bloc de balayage impulsionnel 107, le compteur bidirec-

tionnel d'adresses 108 fait décaler la phase de synchronisa-

tion r* du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 d'un incrément r dans le sens déterminé par le signal de I ou de 0 arrivant à

la deuxième entrée du compteur bidirectionnel d'adresses 108.

Le nombre d'incréments tPr par période de la fréquence fr de glissement du flux effectif total du rotor

par rapport au rotor constitue le nombre Nf.

Les impulsions de balayage qui se présentent en continu à l'entrée du compteur bidirectionnel d'adresses 108 font varier la phase de synchronisation qr du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 suivant une loi: Or pro + p tr '(215) o Zf est le nombre d'impulsions de balayage dans le sens positif (+Zf) et dans le sens négatif (-Zf) La variation de la phase de synchronisation Pr r a pour effet que la tension U.* à la sortie orthophasée l sq 117 et la tension Ui* à la sortie cophasée 118 du sd

convertisseur numérique-analogique de coordonnées carté-

siennes 103 varient suivant les lois: Ui* = Ui*sy sin + u Ci*x'Cosr (216) Uisq sysX r Ui=.=. Cos -U sin r (217) Usd i*sy ri*sx r( et la tension Ui. *, définie par l'équation (216), sq vient, par la sortie orthophasée 117 du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103, à l'entrée orthophasée 95 de l'onduleur transvectoriel 92

synchronisé par le rotor.

La tension Ui*sd, définie par l'équation (217),

arrive à la sortie cophasée 118 du convertisseur numérique-

analogique de coordonnées cartésiennes 103 à l'entrée cophasée 96 de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé

par le rotor.

Le déphasage ú du courant statorique, par rapport au flux effectif total du rotor, engendre un couple M du moteur asynchrone 1, ce qui entraîne un déplacement angulaire de son rotor. Le capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 délivre deux suites d'impulsions qui font décaler la phase de synchronisation ?. de s d l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor dans le sens déterminé par celui du déplacement angulaire

du rotor du moteur asynchrone 1.

Avec le déplacement angulaire du rotor du moteur asynchrone 1, la phase de synchronisation X* de s l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor varie suivant une loi: X = ^I*s + Z Àia *, (218) so + S s o Z est le nombre d'impulsions arrivant de la sortie du démultiplicateur électronique 100 à l'entrée d'impulsions du formeur transverctoriel 20 de courants

instantanés de phase de consigne.

Le nombre d'incréments Z est positif lorsque le déplacement angulaire du rotor du moteur asynchrone 1 l'est aussi (le déplacement angulaire du vecteur R de position rotorique dans le sens anti-horaire, comme

indiqué à la figure 1).

Lorsque le déplacement angulaire du rotor est négatif et que celui du vecteur R de position rotorique est dans le sens horaire, le nombre d'incréments Z

est négatif.

Selon les équations (199), (216) et (217), le régulateur 22 de courants instantanés de phase (figure 16) fait apparaître, dans le stator du moteur asynchrone 1, des courants instantanés équilibrés de phase isa(t), isb(t), isc (t) variables en phase, en fréquence et en amplitude de façon que le courant instantané de phase i (t) dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator suive une loi:

i (t)= - 0r cos *- r.cM*sin q.cos X -

sa L t o orcosIs rr o s mo p m ro (219, Vro L sin qr.sin -( L mo r. M*. cos r Sins 3Z r Lo p m r r o la phase de synchronisation f varie avec le couple de consigne M* du moteur asynchrone suivant une loi: 2L = -1-M*dt 2)(220) % Mo ó; 0(3Z*moeé) L'entrainement électrique de la figure 16 met en oeuvre un procédé de commande phase-vecteur (par phase et par vecteur) du moteur asynchrone à gestion vectorielle à deux étages, du courant statorique, en coordonnées cartésiennes X, Y (figure 1), synchronisées par rapport_ au premier vecteur directeur H01, qui est le vecteur ro du flux effectif total du rotor, et ensuite 'en coordonnées cartésiennes d, q, synchronisées par le rotor du moteur asynchrone 1 par rapport au deuxième vecteur directeur H02'

qui est le vecteur R de position rotorique.

La gestion isolée des paramètres du vecteur de

courant statorique dans les deux systèmes d'axes orthogo-

naux, pour 01 =.r et H02 = R, permet de satisfaire

à la loi (219) et d'améliorer, dans l'entraînement élec-

trique de la figure 18, la précision de la régulation du déphasage t P du courant statorique par rapport au flux effectif total du rotor, grâce à l'existence d'une relation univoque rigoureuse entre la phase de synchronisation de l'onduleur transvectoriel et la position angulaire du rotor, d'augmenter la précision de gestion du couple du moteur asynchrone 1 et celle de régulation de la vitesse par l'effet d'une précision accrue de gestion de la phase du courant statorique comme de la phase du flux effectif

total du rotor.

Pour obtenir une précision de plus en plus grande de régulation de la vitesse, l'entraînement électrique de la figure 16 peut être complété par un capteur de vitesse analogique (par exemple, la génératrice tachymétrique 32

représentée en trait mixte à la figure 16).

Dans ce cas, l'arbre du moteur asynchrone 1 (figure 16) est porteur de deux capteurs: un capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 et un capteur de vitesse 32

(génératrice tachymétrique).

Le convertisseur "fréquence-tension" 102 étant

inutile, la sortie du capteur de vitesse 32 (de la géné-

ratrice tachymétrique) est raccordée à la première entrée du premier amplificateur opérationnel 89, comme indiqué

en trait mixte à la figure 16.

Pour un déplacement angulaire du rotor du moteur asynchro-

ne 1 (figure 16), les impulsions de sortie du capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 synchronisent la commande par rapport au vecteur R de position rotorique (figure 1), comme ci-dessus, et la tension de sortie U, ) du capteur de vitesse 32 (de la génératrice tachymétrique) (figure 16), qui est comparée à la tension UJ* déterminant la vitesse de consigne.)* du rotor, fait fonction de contre-réaction de vitesse rotorique en vue de la régulation astatique de la vitesse rotorique, comme c'est le cas de l'entraînement électrique de la figure 15, ce qui offre, à l'entraînement électrique de la figure 16, une stabilité accrue en vitesse rotorique instantanée dans le bas de la plage de régulation de la vitesse et en vitesse rotorique

voisine de zéro.

Les robots industriels à positionnement et à contournage automatiques nécessitent qu'une régulation exacte de la vitesse et une mise en position très précise des organes de travail (une bonne répétabilità), quels que soient les couples résistants et les moments d'inertie, soient alliées à une erreur dynamique minimale sur la position de l'organe de travail et à une masse et à un encombrement minimaux du servomoteur pour une capacité

de charge donnée du robot. Pour permettre au moteur asynchrone d'être la servocommande des organes de

travail d'un robot, il faut minimiser la masse du moteur asynchrone, ce qui implique une exploitation des parties actives du moteur asynchrone à la limite de leurs performances physiques en régimes statiques et dynamiques, compte tenu des limitations sur l'échauffement du moteur asynchrone, le courant et la tension à la sortie de l'onduleur de puissance. En même temps, la régulation de la position angulaire du rotor du moteur asynchrone doit s'effectuer avec des erreurs statiques et dynamiques minimales, ce qui oblige à obtenir un couple maximal possible d'un moteur asynchrone de masse minimale sans rien ôter à la haute fiabilité dudit

servomoteur en service continu.

L'entraînement électrique (servocommande asynchrone) d'un robot réalisant lesdites conditions est représenté à la figure 17. L'entraînement électrique (servocommande asynchrone) d'un robot comporte un moteur asynchrone 1 dont l'arbre est accouplé à un capteur de vitesse 32 et à

un capteur incrémentiel (impulsionnel) 101.

Les enroulements statoriques du moteur asyn-

chrone 1 sont raccordés aux sorties 97, 98 et 99 d'un onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor, qui a ses entrées d'impulsions 93 et 94 reliées aux sorties

du capteur incrémentiel (impulsionnel) 101.

L'entrée orthophasée 95 de l'onduleur transvecto-

riel 92 synchronisé par le rotor est raccordée à la sortie orhtophasée 117 d'un convertisseur numérique-analogique

de coordonnées cartésiennes 103.

L'entrée cophasée 96 de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor est raccordée à la sortie cophasée 118 du convertisseur numériqueanalogique de

coordonnées cartésiennes 103.

L'entrée orthophasée 104 du convertisseur numérique-

analogique de coordonnées cartésiennes 103 est reliée à la sortie orthophasée 80 d'un bloc de forçage du couple 76. L'entrée cophasée 106 du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 est reliée à la sortie cophasée 81 du bloc de forçage du

couple 76.

L'entrée de fréquence 105 du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 est raccordée à la sortie de fréquence 119 d'un régulateur adaptatif de couple 65, formée par la sortie d'un organe de division 40 du régulateur adaptatif de couple 65 qui a son entrée raccordée à la sortie d'un autre organe de

239 2614481

division 39 du régulateur adaptatif de couple 65.

L'entrée orthophasée 77 du bloc de forçage du couple 76 est reliée à la sortie orthophasée 68 du régulateur adaptatif de couple 65, l'entrée cophasée 78 du bloc 76 étant raccordée à la sortie cophasée 70 du

régulateur 65.

La première entrée 6.6 du régulateur adaptatif de couple 65 est reliée à la sortie d'un amplificateur

opérationnel 89.

La deuxième entrée 67 du régulateur 65 est

reliée à la sortie du capteur de vitesse 32.

La sortie du capteur de vitesse 32 est également raccordée à la première entrée de l'amplificateur

opérationnel 89.

L'association du régulateur adaptatif de

couple 65, du bloc de forçage du couple 76 et du conver-

tisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 constitue un processeur 120 de commande adaptative phase-vecteur, dont les première et deuxième entrées sont formées par les première et deuxième entrées 66 et 67 du régulateur adaptatif de couple 65, la fonction de troisième entrée du processeur.120 de commande adaptative phase-vecteur étant remplie par l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76. La sortie orthophasée 117 du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 représente la sortie orthophasée du processeur 120 de commande adaptative phase-vecteur, alors que sa sortie cophasée 118 sert de sortie cophasée au processeur 120 de commande adaptative

phase-vecteur.

La deuxième entrée de l'amplificateur opéra-

tionnel 89 est raccordée à la sortie d'un bloc de consigne de régime 121 qui a son entrée reliée à la

sortie d'un convertisseur numérique-analogique 122.

L'entrée du convertisseur numérique-analogique 122 est

240 2614481

raccordée aux sorties numériques d'un régulateur numérique 123 de position rotorique, dont la sortie d'impulsions est raccordée à l'entrée de commande 79 du bloc de forçage

du couple 76.

Les entrées numériques du régulateur de position rotorique 123 sont reliées aux sorties numériques d'un détecteur d'écart entre les codes 124 qui a ses entrées d'impulsions raccordées aux sorties du capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 et ses entrées numériques reliées aux sorties numériques d'un processeur 125 de commande d'un robot qui a ses deux autres entrées reliées aux deuxième et troisième entrées du bloc de consigne

de régime 120.

Le capteur de vitesse 32 peut être tel que décrit à propos des entraînements électriques des

figures 11l et 14.

Le capteur incrémentiel (impulsionnel)101 peut être tel que décrit à propos de l'entraînement électrique

de la figure 16.

L'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor et le convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 peuvent être tels que décrits à propos de l'entraînement électrique de la

figure 16.

Le bloc de forçage du couple 76 peut être tel que décrit à propos de l'entraînement électrique de la

figure 14.

Le régulateur adaptatif 65 peut être tel que décrit

à propos de l'entraînement électrique de la figure 11.

L'amplificateur opérationnel 89 peut être tel que décrit à propos de l'entraînement électrique de la

figure 16.

Le bloc de consigne ou de sélection de régime 121 peut être un dispositif de communication classique à deux voies, décrit dans le livre "Circuits fonctionnels analogiques intégrés" par V.P. Chilo, Moscou, Editions "Radio i svyaz", 1979, pages 326 et 327 et dans le livre "Circuits analogiques et numériques intégrés. Manuel de référence" par S.V. Yakoubovski, Moscou, Editions "Radio i svyaz", 1985, page 375. Le convertisseur numérique-analogique 122 peut être un convertisseur numérique -analogique intégré classique, décrit dans le livre "Circuits intégrés linéaires du matériel radio-électrique" par V.P. Chilo,

Moscou, Editions "Sovietskoie Radio", 1979, pages 344, 3L5.

Le régulateur numérique de position 123 peut être tel que décrit dans le programme de fabrication de

Gould Hettue, Technique des entraînements, page 3.

Le détecteur d'écart entre les codes 124 peut être réalisé avec des circuits intégrés classiques, décrits

dans le livre "Circuits analogiques et numériques intégrés.

Manuel de référence" par S.V. Yakoubovski, Moscou,

Editions "Radio i svyaz", 1985, page 150.

Le processeur 125 de commande du robot peut être réalisé comme décrit dans la fiche de présentation

"Commande numérique YPM", pages 1 à 5.

L'entraînement électrique de la figure 17

fonctionne de la façon suivante.

Les courants instantanés de phase isa, isb, isc, du stator du moteur asynchrone 1, ayant sur son arbre le capteur de vitesse 32 et le capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 sont gérés en fonction des signaux de consigne d'amplitude I*rt du courant orthophasé et d'amplitude I* du courant cophasé à l'aide de l'onduleur syn

transvectoriel 92 synchronisé par le rotor et du conver-

tisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 comme décrit à propos de l'entraînement électrique

de la figure 16.

L'entrée de fréquence 105 (figure 17) du

convertisseur numérique-analogique de coordonnées carté-

siennes 103 reçoit, de la sortie de fréquence 119 du

242 2614481

régulateur adaptatif de couple 65,un signal UA)* de consigne de glissement AÀCO* du flux effectif total du

rotor par rapport au rotor.

A la suite du changement de coordonnées carté-

siennes Y, X - d, q, décrit à propos de l'entraînement électrique de la figure 16, le signal UA(,w* de consigne de glissement du flux effectif total du rotor par rapport au rotor dans l'entraînement électrique de la figure 17 est transformé par le balayage temporel en phase Cr de synchronisation du vecteur i du courant statorique à s l'aide du convertisseur numérique-analogique de coordonnées

cartésiennes 103.

Etant donné que l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor a ses entrées d'impulsions 93 et

94 reliées aux sorties du capteur incrémentiel (impulsion-

nel) 101, solidaire de l'arbre du moteur asynchrone 1, le signal qui vient de la sortie orthophasée 117 du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 sur l'entrée orthophasée 95 de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor, constitue le signal Ui* de consigne de projection i (figure 1) du sq sq vecteur spatial iS du courant statorique sur l'axe q s orthogonal à l'axe R du rotor du moteur asynchrone 1

(figure 17).

Le signal arrivant de la sortie cophasée 118 du convertisseur numériqueanalogique de coordonnées cartésiennes 103 sur l'entrée cophasée 96 de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor, représente le signal Ui* de consigne de projection isd (figure 1) sd du vecteur spatial is du courant statorique sur l'axe longitudinal d du rotor, confondu avec l'axe du vecteur R de position du rotor du moteur asynchrone 1

(figure 17).

Le signal UAzQJ* qui vient de la sortie de fréquence 119 du régulateur adaptatif de couple 65 sur

l'entrée de fréquence 105 du convertisseur numérique-

analogique de coordonnées cartésiennes 103 est créé

à l'aide du deuxième organe de division 40 du régula-

teur adaptatif de couple 65 de façon que sa valeur cou-

rante U& j D*(t) soit proportionnelle à la valeur cou-

rante de glissement réel A u9 (t) du flux effectif total du rotor par rapport au rotor.

Aussi, la phase t * de synchronisation du conver-

r tisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103 est-elle égale à l'angle spatial Yr (figure 1) du vecteur spatial Y r du flux effectif total du rotor par

rapport à l'axe d du vecteur R de position du rotor.

De même que pour l'entraînement électrique de la figure 14, en l'absence du signal de commande à l'entrée de commande 79 (figure 17) du bloc de forçage du couple 76, la sortie orthophasée 68 du régulateur adaptatif de couple 65 est raccordée par l'entrée orthophasée 77 et la sortie orthophasée 80 du bloc de forçage du couple 76

à l'entrée orthophasée 104 du convertisseur numérique-ana-

logique de coordonnées cartésiennes 103, la sortie copha-

sée 70 du régulateur adaptatif de couple 65 étant réunie par l'entrée cophasée 78 et la sortie cophasée 81 du bloc

de forçage du couple 76 à l'entrée cophasée du conver-

tisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103. L'angle spatial s (figure 1) du vecteur spatial Y r

du flux effectif total du rotor par rapport à l'axeoL-

fixe du stator, confondu avec l'axe "a" de l'enroule-

ment de phase de référence "A" du stator du moteur asyn-

chrone 1, est la somme de l'angle spatial 7\ s du vecteur R de positiondu rotor (axe d) par rapport à l'axe fixeoL dustator et de l'angle spatial ? r du vecteur spatial v3 rdu flux effectif total du rotor par r

rapport au vecteur R de position du rotor (axe d).

Aussi, le montage série du convertisseur numéri-

que-analogique de coordonnées cartésiennes (103)(figure 17) et de l'onduleur transvectoriel 92 synchronisé par le rotor constitue-t-il un convertisseur à deux étages de 26 i 4481 coordonnées cartésiennes, conforme à la succession de

transformations: Y, X.) d, q > _,) (figure 1).

Le régulateur adaptatif de couple 65 (figure 17) permet la gestion du vecteur is du courant statorique (figure 1) en coordonnées cartésiennes Y, X, dont l'axe Y est orien- té suivant le vecteur 1V du flux effectif total du r rotor. La projection du vecteur i du courant statorique, s égale à la composante "couple" d'amplitude iS du courant statorique, varie en proportion du signal Ui* sx de consigne de la composante "couple", qui est l'une des composantes en quadrature, i*sx de l'amplitude i*S sxs du courant statorique, formé à la sortie orthophasée 68 du régulateur adaptatif de couple 65 (figure 17) comme décrit à propos de l'entraînement électrique de

la figure 11.

A la sortie cophasée 70 (figure 17) du régulateur adaptatif de couple 65 apparaît un signal Ui*sy de consigne de la composante "flux" i*sy qui est la sy deuxième des composantes en quadrature de l'amplitude requise i*s du courant statorique, formé comme décrit s

à propos de l'entraînement électrique de la figure 11.

Le processus 120 de commande adaptative phase-ve-

cteur a, à ses sorties orthopasée et cophasée 117

et 118, respectivement, des signaux de consigne d'ampli-

tudes instantanées I* rt(t), I* (t) des courants ortho-

oft ' syn phasé et cophasé variables suivant des lois: I* = i*.sin +i*. cos P, (221) ort sy r sx r yn=.si* -i*.sin r (222) Isyn =sy r sx r o * est la phase de synchronisation du convertisseur r numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103

du processeur 120 de commande adaptative phase-vecteur.

La phase de synchronisation < *est formée en con-

r formité de la loi suivante: * o=+ ( _-- L. sx dt (223) r ro L m '41 r* 0 r o0 rest l'amplitude de consigne du flux effectif total r

du rotor.

Cette formation de la phase de synchronisation r r s'effectue par les deux organes de division 39 et 40 du régulateur adaptatif de couple 65 comme cela le cas pour l'entraînement électrique de la figure Il. Le deuxième organe de division 40 (figure 17) a,à sa sortie, un signal L- * de consigne de glissement du flux effectif total du rotor, par rapport au rotor, variable suivant une loi: L- * Lm * -V- *-- - ' (224) R i* Lr r r qui, dans la première zone de régulation du régulateur adaptatif de couple 65 (zone 1 aux figures 13a et 13d)

est proportionnel au couple de consigne M* du moteur asyn-

chrone 1 (figure 17) fixé à la première entrée du proces-

seur 120 de commande adaptative phase-vecteur, constituée par la première entrée 66 du régulateur adaptatif de couple 65, conformément à une loi:

U) 2R

I= - r)2R r M* (225) I 3Zp 'r*) ro oẢ *est le glissement de consigne du flux effectif

total du rotor par rapport au rotor dans la zone de ré-

gulation I;Wro 4 rn est l'amplitude initiale du flux effectif total du rotor, établie comme décrit à propos

de l'entraînement électrique de la figure 11.

Dans les zones de régulation II, III et IV (figure 13), la variation du glissement de consigne A II III

II' III'

t O IV suit la loi (224), compte tenu des différentes lois de variation des valeurs requises de la composante "couple"

261 4481

i* de l'amplitude du courant statorique et de l'amplitude sx w r(t) du flux effectif total du rotor comme cela est r le cas des entraînements électriques des figures 11 et 14. Tant que le signal de commande manque à la troisième

entrée du processeur 120 de commande adaptative phase-

-vecteur (figure 17), dont la fonction est remplie par l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du couple 76, le courant instantané de phase isa (t) dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator varie, suivant les lois (157), (158) et (159), avec le rapport des valeurs courantes

de couple de consigne M* du moteur asynchrone 1 et de vi-

tesse mesurée i à leurs valeurs limites M* U, gM g g Initialement, le bloc de consigne de régime 121

n'a aucun signal à ses deux entrées de commande; l'en-

trée du bloc de consigne de régime 121, reliée à la sor-

tie du convertisseur numérique-analogique 122, est réu-

nie à la sortie du bloc de consigne de régime 121 et, de ce fait, le signal de consigne de vitesse rotorique * vient de la sortie du convertisseur numérique-analogique

122 sur l'entrée de commande de l'amplificateur opération-

nel 89.

A cet état initial, l'entraînement électrique fonc-

tionne en servocommande.

Lorsque le moteur asynchrone 1 fonctionne en servo-

commande, le code numérique de consigne de vitesse roto-

riqueC * arrive aux entrées numériques du convertis-

seur numérique-analogique 122, des sorties du régulateur numérique de position du rotor 123 qui reçoit les codes d'écart A As * - X consignemesure de position s s s angulaire du rotor du détecteur d'écart entre les codes 124. Les deux entrées d'impulsions du détecteur d'écart entre les codes 124 reçoivent des impulsions du capteur incrémentiel (impulsionnel) 101, solidaire de l'arbre du

moteur asynchrone 1. Le détecteur d'écart entre les co-

*247 26 1 4 48 1

des 124 produit, à partir de deux suites d'impulsions de sortie du capteur incrémentiel (impulsionnel) 101, un code numérique de position angulaire réelle s du s rotor du moteur asynchrone 1. La longueur d'un mot dudit code tient à celle d'un mot du code de consigne de posi- tion angulaire ?; du rotor, par exemple pour un mot du

code de consigne -de ( s) de seize caractères, le détec-

s teur d'écart entre le code 124 élabore un mot de code

de seize caractères représentatif de la position angu-

laire réelle ts du rotor.

Les entrées numériques du détecteur d'écart entre

les codes 124 reçoivent des codes de consigne de dépla-

cement angulaire \ s du rotor, des sorties numériques du s

processeur 125 de commande du robot.

Au régime d'apprentissage du robot, les impulsions issues du capteur incrémentiel (impulsionnel) 101 viennent également aux deux entrées du processeur 125 de 'commande du robot. Le régime d'apprentissage du robot s'affiche au pupitre de commande manuelle du robot (invisible à la figure 17), dont les sorties sont raccordées aux entrées de commande du processeur 125 de commande du robot. En fonctionnement automatique du robot, le programme introduit dans le processeur 125 de commande du robot, lors de l'apprentissage, fait varier les codes numériques de consigne de position angulaire K s du rotor fournis par s

le processeur 125 de commande du robot aux entrées numé-

riques du détecteur d'écart entre les codes 124.

Lors du positionnement automatique du robot, l'écart

entre les codes, exprimé en incréments de position an-

gulaire A k du rotor, à la sortie du détecteur d'écart s entre les codes 124, au premier moment, croît par bonds à son maxmmaxum = X pour diminuer ensuite à mesure que l'arbre du moteur asynchrone 1 tourne

jusqu'à prendre la position angulaire o A =t.

S s

2 4 8 4

En contournage, comme c'est le cas, par exemple, pour des robots soudeurs et ajusteurs, l'écart entre les codes, exprimé en incréments de la position angulaires Xs du rotor, à la sortie du détecteur d'écart entre les codes 124, reste minimal A/ s min et égal à l'erreur

globale dynamique admissible de l'entraînement électri-

que asservi. Cette erreur globale dynamique admissible, exprimée en incréments de la position angulaire A min s min.

du rotor, qui dépend de la précision requise de contour-

nage suivant une coordonnée de l'organe de préhension du robot, est comprise entre un et quelques incréments de la

position angulaire A s du rotor et du capteur incrémen-

tiel (impulsionnel) 101.

Des variations soudaines du couple résistant du mo-

teur asynchrone I ou un saut du moment d'inertie réduit

à l'une des coordonnées de déplacement du robot en con-

tournage, tout comme un régime de maintien de l'organe

de travail en positionnement automatique, peuvent provo-

quer des déviations de la position angulaire réelle X s du rotor par rapport à la consigne N * d'une quantité s

À Xs supérieure à l'erreur admissible de positionnement.

Cela tient à la limitation sur l'accélération et le couple du moteur asynchrone 1 dans la zone de régulation II

(figure 12).

En vue d'améliorer la précision de positionnement

du robot lorsque l'écart entre les codes, exprimé en in-

créments à \ de la position angulaire du rotor, à l'ent-

rée du régulateur numérique 123 de position du rotor (figure 17), tend vers une valeur voisine de l'erreur de positionnement admissible, un 1 logique apparu à la

sortie d'impulsions du régulateur numérique 123 de po-

sition du rotor vient à l'entrée de commande du processeur de commande adaptative phase-vecteur dont le rôle est tenu par l'entrée de commande 79 du bloc de forçage du

couple 76.

Cela a pour effet, comme cela est le cas pour l'en-

trainement électrique de la figure 14, la commutation du signal de consigne de composante "flux" en quadrature i*sy sy

de l'amplitude du courant statorique qui, après la commu-

tation de l'entrée 78 (figure 17) du bloc de forçage du couple 76 sur sa sortie orthophasée 80, est affectée d'un certain facteur de proportionnalité KF fourni, par exem-

ple, par l'équation (178) dans le cas o, avant la commu-

tation, l'amplitude i du courant statorique était déjà s à son maximum (i smax) défini dans la zone de régulation II

(figure 13) par l'égalité imax = 2 ixmax.

smax sxmax.

L'amplitude requise Iort du courant orthophasé, égale avant la commutation à l'amplitude de consigne I* syn du courant cophasé et ayant pour expression, selon l'équation (221), la formule: i* = i*, ort sxmax sin ro lorsqu' un 1 logique apparaît à la sortie de commande du régulateur numérique de position du rotor 123 (figure 17), subit une croissance brutale à une valeur: i* I= i* sin le + KF.iyaO ros ort t> O 0 sxmax sin ro + KF isymakos ro Comme avant la commutation du courant cophasé,

pour t=0, la zone de régulation II (figure 13) satisfai-

sait à la condition i I I. =smax sxmax 1xma = tout de suite après la commutation, pour t > 0, l'équation (224) devient: ort t > 0 smax (sin ro + KFcos ro)

o i est l'amplitude maximale du courant statorique.

smax Avant la commutation, pour t = 0, dans la zone de régulation II, le courant instantané de phase ia o dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator, 26 144 t lorsque l'amplificateur opérationnel 89 (figure 17) est saturé et que le signal UM*max de consigne de couple maximal M* > 0 du moteur asynchrone 1 à la première max

entrée 66 du régulateur adaptatif de couple 65 est maxi-

mal, est défini par l'amplitude maximale admissible imx smax du courant statorique suivant l'équation: i

isao = smax_ (cos 0 ro' cos so - sin.ro cos A -

- sin.sin - cos ro sinX, (226) ro SO ro SO o Y ro est le déphasage initial du flux effectif total du rotor par rapport à l'axe rotorique; so est la position angulaire initiale du rotor par

rapport à l'axe statorique.

Après la commutation du courant cophasé pour un facteur de proportionnalité (constante de forçage) KF égal à

KF = 2 + 1,

l'amplitude i du courant statorique n'a pas changé, s car i | = i + KF *1 carSX 1t0 sxo syo d'ou: is t>0= isx t 0 + Sy \t>O =

= matt____x_+ (f _ 1) smax -

1ama

=imx- I --T V _ -

\F 2 V2 smax Pour une même amplitude ismax du courant statorique, après la disparition du signal Ui*sy à l'entrée cophasée 106 du convertisseur analogique-numérique de coordonnées cartésiennes 103, l'onduleur transverctoriel 92 synchronisé par le rotor a, à sa sortie, un saut de phase du courant statorique du fait que la courant instantané de phase i sa dans l'enroulement de phase de référence "A" du stator

26 1 448 1

2 51 suit une loi: isa t 0= - ismax (sin Y os + cos Y sin X = sa jt> o smax ro SQ ro 50 iSmx si.n + sin (ro so),i (228) Max' ro S- smax so o I so est la position angulaire du vecteur r du flux effectif total du rotor par rapport à l'axe 0' du

stator à l'instant de la commutation.

Des équations (226) à (228), il résulte que l'appa-

rition d'un i logique à la sortie de commande du régulateur numérique de position du rotor 123 produit un saut de phase E- s du courant statorique allant jusqu'à un angle + _-_ par rapport à l'axe Y (figure 1) du vecteur de flux effectif total du rotor entraînant, suivant l'équation (1), un saut de couple Mmax du moteur asynchrone à sa valeur limite max M: max max Mmax = KF Mmax ( 2 - 1) Mmax (229) Ce forçage du couple du moteur asynchrone permet d'augmenter l'accélération du rotor et de minimiser l'erreur dynamique, exprimée en incréments de la position angulaire s du rotor, sur la position angulaire s du rotor

du moteur asynchrone 1 (figure 17).

Dès que l'erreur dynamique, exprimée en incréments de la position angulaire D s du rotor, est réduite à une s

valeur imposée par la précision nécessaire d'asservisse-

ment de position rotorique, la sortie de commande du régulateur numérique de position du rotor 123 passe à un O logique, le bloc de forçage du couple 76 reprend son état premier et le couple du moteur asynchrone 1 est déterminé par les régimes de commande dans la zone de

régulation II (figure 13).

Pour un 1 logique venu à l'entrée de commande du

bloc de consigne de régime 121 (figure 17) de la pre-

mière sortie de commande du processeur 125 de commande

26 1448 1

du robot, le bloc de consigne de régime 121 sépare l'entrée de commande de l'amplificateur opérationnel 89 de la sortie du convertisseur numérique-analogique 122 pour réunir l'entrée de commande de l'amplificateur opérationnel 89 à la sortie de programmation de vitesse

du processeur 125 de commande du robot.

L'entraînement électrique fonctionne alors au ré-

gime à vitesse réglable o la loi de variation de la vitesse de consigne) * du rotor est donnée par un programme implanté dans le processeur 125 de commande du robot (c'est le cas, par exemple, pour les robots

peintureurs et soudeurs aux régimes programmés de vi-

tesse de marche technologique de déplacement de l'or-

gane de préhension du robot).

Les courants instantanés de phase du stator sont réglables suivant les lois (157),(158), et (159), comme cela est le cas pour les zones de régulation I, II, III (figure 13), le déphasage du courant statorique étant variable suivant des lois déterminées par les rapports existant entre les valeurs courantes du couple de

consigne M* du moteur asynchrone I et de la vitesse me-

surée L du rotor.

La tension U à la sortie du capteur de vitesse

32 (génératrice tachymétrique) (figure 17), proportionnel-

le à la vitesse mesurée ( du rotor, vient sur l'entrée de l'amplificateur opérationnel 89 et sur la deuxième entrée 67 du régulateur adaptatif de couple 65. La comparaison de la vitesse de consigne du rotor * et de la vitesse mesurée du rotor à l'entrée de l'amplificateur opérationnel 89 a pour effet la régulation astatique de la vitesse du rotor du moteur asynchrone 1

en conformité du programme adopté.

En fonction du signal U M à la deuxième entrée 67 du régulateur adaptatif de couple 65, la loi de gestion 26 i 448 1 de la phase du courant dans la zone de régulation III

(figure 13) varie suivant l'équation (159). Pour un 0 logique venu de la première sortie de commande du processeur 125

de commande du robot (figure 17) à l'entrée de commande du bloc de consigne de régime 121, l'entraînement électrique à vitesse réglable est séparé de la sortie de programmation de vitesse du processeur 125 de commande du robot et est raccordé, à travers le convertisseur numériqueanalogique 122, à la sortie du régulateur numérique de position du rotor 123. Cela étant,l'entraînement électrique reprend le

régime de servocommande dont il a déjà été question.

Certains régimes technologiques des robots ajus-

teurs et soudeurs nécessitent que la gestion autonome programmée du couple du moteur asynchrone soit assurée directement par le processeur 125 de commande du robot

(par-exemple, en cas d'opérations de vissage et d'ébar-

bage). En vue d'une gestion'autonome programmée du couple du moteur asynchrone, l'entraînement électrique de la

figure 17 peut comporter, entre la sortie de l'ampli-

ficateur opérationnel 89 et la première entrée 66 du régulateur adaptatif de couple 65, comme indiqué en

trait mixte à la figure 17, un commutateur 126 d'ent-

raînement électrique par couple qui a son entrée de com-

mande raccordée à la deuxième sortie de commande du pro-

cesseur 125 de commande du robot et sa deuxième entrée

de programmation du couple, reliée à la sortie de program-

mation de couple du moteur asynchrone du processeur 125 de commande du robot (liaisons en trait mixte de la

figure 17).

La troisième entrée du commutateur 126 d'entraî-

nement par couple est raccordée à la sortie de l'ampli-

ficateur opérationnel 89, sa sortie étant reliée à la

première entrée 66 du régulateur adaptatif de couple 65.

Pour un 1 logique arrivé de la deuxième sortie de commande du processeur 125 de commande du robot à

l'entrée de commande du commutateur 126 de l'entraine-

ment par couple, la première entrée 66 du régulateur adaptatif de couple 65 se trouve séparée de la' sortie de l'amplificateur opérationnel 89 et se trouve raccordée à la sortie de programmation de couple du

processeur 125 de commande du robot.

Un programme mémorisé dans le processeur 125 de com-

mande du robot effectue la gestion invariante du cou-

ple M (t) du moteur asynchrone 1 en conformité de la loi de variation du couple de consigne M*(t) du moteur asynchrone 1, définie par le programme pour l'entraînement

par couple.

Pour un 0 logique venu de la deuxième entrée de com-

mande du processeur 125 de commande du robot à l'ent-

rée de commande du commutateur 126 de l'entraînement par couple, celui-ci est séparé de la sortie de programmation du couple du moteur asynchrone du processeur 125 de commande du robot et la première entrée 66 du régulateur adaptatif de couple 65 est raccordée à la sortie de l'amplificateur opérationnel 89. Dans ce cas, l'entraînement

asynchrone fonctionne comme décrit ci-dessus, en servo-

commande ou en entraînement à vitesse réglable.

La régulation phase-vecteur quadrizonale du moteur asynchrone 1, réalisable à l'aide du processeur 120 de

commande adaptative phase-vecteur et de l'onduleur trans-

vectoriel 92 synchronisé par le rotor, fait le meil-

leur compromis entre les caractéristiques pondérales et

dimensionnelles du servomoteur asynchrone 1 et la capa-

cité de charge et la précision d'asservissement du robot.

Cela exige la diminution de poids et d'encombrement

des capteurs à incorporer dans le moteur asynchrone 1.

Aussi, est-il raisonnable, en vue de réduire le

poids et l'encombrement du module électromécanique asyn-

chrone du robot comportant des capteurs sur l'arbre du

moteur asynchrone, que le capteur incrémentiel (impul-

sionnel) 101 fasse fonction tant de transducteur de dé- placement du rotor que de transducteur de vitesse. Dans

ce cas, le capteur de vitesse 32 (la génératrice tachy-

métrique) n'est pas à monter sur l'arbre du moteur asyn-

chrone 1 et entre l'entrée-de l'amplificateur opération-

nel 89, réunie à la deuxième entrée 67 du régulateur

adaptatif de couple 65, et la sortie du capteur incré-

mentiel (impulsionnel) 101 peut être placé un convertis-

seur "fréquence-tension" 102 (montré en traint-point à

la figure 17) dont le signal de sortie U U assure la ré-

action en vitesse comme c'est le cas de l'entraînement

électrique de la figure 16.

La polyvalence de la servocommande asynchrone du robot de la figure 17 permet de l'utiliser en robotique pour améliorer les qualités économiques, la productivité

et la précision de fonctionnement du robot.

Le processeur 120 de commande adaptative phase-vec-

teur peut alors être un microprocesseur programmable spécialisé en vue de réaliser les procédés précités de gestion quadrizonale de la phase du courant statorique

suivant les équations données plus haut.

Le microprocesseur pour la commande d'un moteur asynchrone peut être tel que décrit dans le catalogue MIKROSYN 3000 (Drukschrift NI D182 6.84.5000)

pages 2 à 7.

La productivité des systèmes flexibles de production tient à la fréquence des cycles de travail de leurs

éléments, dont les robots industriels, les centres d'usi-

nage, les systèmes de transport équipés d'entraînements électriques.

Avec la fréquence des cycles de travail, l'échauf-

fement des moteurs électriques augmente: plus le facteur

26'14481

de surcouple Mmax/Mn du moteur asynchrone est grand aux régimes de démarrage-freinage, plus le moteur asynchrone atteint rapidement la surtempérature. Pourtant, la réduction à une unité, par le réglage de l'entraînement électrique de la figure 17 du facteur de surcouple initial Mmax/M, auquel cas l'augmentation de la fréquence des cycles n'entraîne pas un suréchauffement du moteur asynchrone, intolérable en régime nominal continu, provoque l'augmentation du temps de positionnement du fait d'une baisse considérable d'accélération et d'une

durée sensiblement accrue des régimes de démarage-

freinage, ce qui est à l'origine de l'abaissement de la fréquence admissible des cycles et de la perte de productivité.

Pour des raisons de productivité maximale des sy-

stèmes polyvalents de production et des robots indus-

triels, il faut assurer un couple maximal au moteur éle-

ctrique, quel que soit le cycle de travail du poste

flexible de production, tout en limitant le suréchauffe-

ment des moteurs asynchrones à des températures admissibles.

AUssi, la valeur optimale de couple maximale Mmax du moteur asynchrone et la fréquence optimale des cycles

de travail dépendent-elles de la température de suréchauffe-

ment du moteur asynchrone qui peut être mesurée par un élément thermosensible incorporé dans chaque moteur asynchrone. Il est à remarquer également que la régulation

quadrizonale précitée de la phase E s du courant sta-

torique est réalisable à l'aide du processeur 120 de

commande adaptative phase-vecteur (figure 17) à condi-

tion d'égalité de la valeur courante du glissement de consigne. O (t) du flux effectif total du rotor par rapport au rotor, fixée par le signal U U_ * à la sortie de fréquence 119 du régulateur adaptatif de

couple 65, et à l'entrée de fréquence 105 du convertis-

seur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes 103, avec la valeur courante réelle de glissement L) (t) =

= d F r(t)/dt du flux effectif total du rotor, par rap-

port au rotor.

Dans l'entraînement électrique de la figure 17, le signal UA U* de consigne de glissement t6 * du flux effectif total du rotor par rapport au rotor est établi en fonction de la référence adoptée de résistance pure

R du rotor d'après les formules (146), (151) et (225).

r Lors d'une variation de la température d'échauffement

du rotor du moteur asynchrone 1 au cours du fonctionne-

ment de la servocommande de la figure 17, la valeur ohmique réelle de la résistance R du rotor du moteur asynchrone r 1 ne reste pas constante mais varie, vu le changement de conductivité des barres rotoriques, avec la température & r d'échauffement des barres rotoriques selon la formule:

R= R 1 + ( - 200), (230)

r ro r o Rr est la valeur ohmique courante de la résistance du r rotor en fonction de la température d'échauffement des barres rotoriques; Rro est la fréquence pure du rotor à +20 C; ro 0oL est le coefficient de température, égal à peu près à 0,004 pour le cuivre et l'aluminium; G r est la température courante d'échauffement des barres rotoriques en degrés centésimaux ( C);

(6 r- 20) est la surtempérature du rotor par rap-

port à la température ambiante de référence + 20 C.

En cas de fonctionnement prolongé du moteur asyn-

chrone I dans l'entraînement électrique de la figure 17,

la régulation de la phase du courant statorique est su-

jette à une erreur cumulée due à l'écart entre la va-

leur ohmique réelle de la résistance R du rotor r variable suivant l'équation (230), et la référence de

résistance pure Rr du rotor utilisée au réglage du deu-

xième organe de division 40 du régulateur adaptatif de couple 65 dans le processeur 120 de commande adaptative phase-vecteur. Comme l'entraînement électrique de la figure 17 réalise une régulation astatique de la vitesse du rotor du moteur asynchrone 1, la précision de régulation de la vitesse du rotor et l'invariance de gestion du couple du moteur asynchrone sont assurées pour une amplitude plus élevée de courant statorique, dont la croissance est due à celle de la composante "couple" isx d'amplitude de SX courant statorique à cause de l'échauffement du rotor et de l'augmentation de la valeur réelle de glissement t o du flux effectif total du rotor par rapport au rotor en conformité des équations (146, 151, 225 et 230) selon la formule: A r=( tr o 1:+ I r - 200)] (231) o A ( r) est la valeur courante du glissement réel du flux effectif total du rotor, par rapport au rotor, variable avec la température d'échauffement des barres rotoriques; jG U est le glissement du flux effectif total du

rotor, par rapport au rotor, à la température d'échauffe-

ment des barres rotoriques de +20 C.

Afin de réduire au minimum l'amplitude du courant statorique pour un couple donné du moteur asynchrone à rotor chauffé, il faut corriger les lois de gestion de

la phase du courant statorique en fonction de la tempé-

rature d'échauffement du moteur asynchrone.

Il est bon, pour des raisons de productivité maximale des machines et mécanismes et des systèmes flexibles de production tout entiers, que la commande adaptative d'un moteur asynchrone comporte une adaptation thermique comme

cela est le cas de la servocommande la la figure 18.

2 6 1 4 4 8 1

L'entraînement asynchrone à adaptation thermique comporte un moteur asynchrone 1 dont le rotor est

accouplé à un capteur incrémentiel (impulsionnel) 101.

L'alésage statorique du moteur asynchrone 1 porte un élément thermosensible 127. Les enroulements statoriques du moteur asynchrone 1

sont raccordés à un onduleur transvectoriel 92 asynchro-

nisé par le rotor, doté d'une entrée orthophasée 95 et

d'une entrée cophasée 96. Les entrées orthophasée et co-

phasée 95 et 96 de l'onduleur transvectoriel 92, synchro-

nisé par le rotor, sont raccordées respectivement à la sortie orthophasée 117 et à la sortie cophasée 118 d'un processeur 120 de commande adaptative phase-vecteur dont l'entrée est reliée aux sorties d'un processeur 125 de

commande du robot.

Les sorties de l'élément thermosensible 127 sont raccordées aux entrées de mesure 128 et 129 d'un bloc d'adaptation thermique 130, formées par les entrées d'un

amplificateur de mesure 131 du bloc d'adaptation ther-

mique 130.

La sortie de l'amplificateur de mesure 131 du bloc d'adaptation thermique 130 est reliée à l'une des entrées d'un organe de comparaison 132 du bloc d'adaptation thermique 130, dont la deuxième entrée est raccordée à la sortie d'un bloc 133 de consigne de température

initiale du bloc 130.

Dans le bloc d'adaptation thermique 130, la sortie de l'organe de comparaison 132 est reliée à l'entrée d'un limiteur de suréchauffement 134 et à celle d'un convertisseur analogique-numérique 135 dont les sorties sont reliées aux entrées numériques d'un convertisseur

numérique-analogique 136.

La sortie du convertisseur numérique-analogique 136 est raccordée à l'une des entrées d'un additionneur 137 du bloc d'adaptation thermique 130 La deuxième entrée de l'additionneur 137, réunie à l'entrée analogique du convertisseur numérique-analogique

136, représente l'entrée de fréquence 138 du bloc d'adap-

tation thermiquel30, la sortie de l'additionneur 137 étant la sortie de fréquence 139 du bloc d'adaptation thermique 130. Dans le bloc d'adaptation thermique 130, la première sortie du limiteur de suréchauffement 134 est raccordée à la première entrée d'un comparateur 140 et à la première

entrée d'un sélecteur de valeur maximale 141.

La deuxième sortie du limiteur de suréchauffement 134 est reliée à la deuxième entrée du comparateur 140 dont la sortie constitue la sortie de blocage thermique 142 du

bloc d'adaptation thermique 130.

L'entrée du sélecteur de valeur maximale 141 repré-

sente l'entrée de limitation du couple 143 du bloc d'adap-

tation thermique 130 et la sortie du sélecteur de valeur maximale 141 fait fonction de sortie de limitation du

couple 144 du bloc d'adaptation thermique 130.

Les sorties numériques du convertisseur analogique-

-numérique 135 forment les sorties numériques 145 du bloc d'adaptation thermique 130, raccordées aux entrées

numériques du processeur 125 de commande du robot.

L'entrée de limitation du couple 143 du bloc d'adap-

tation thermique 130 est raccordée à la sortie de limi-

tation du couple 146 du régulateur adaptatif de couple , formée par la sortie du bloc 72 de non-linéarité de

limitation du couple du régulateur adaptatif de couple 65.

La sortie de limitation du couple 144 du bloc d'adap-

tation thermique 130 est reliée à l'entrée de limitation

du couple 147 du régulateur adaptatif de couple 65, for-

* mée par l'entrée de limitation du limiteur de couple ré-

glable 71 du régulateur adaptatif de couple 65.

L'entrée de fréquence 138 du bloc d'adaptation ther-

mique 130 est raccordée à la sortie de fréquence 119 du régulateur adaptatif de couple 65, formée par la sortie du deuxième organe de division 40 du régulateur

adaptatif de couple 65.

La sortie de fréquence 139 du bloc d'adaptation thermique 130 est reliée à l'entrée de fréquence 148 du processeur de commande adaptative phasevecteur, formée par l'entrée de fréquence 105 duc onvertisseur numérique analogique de coordonnées cartésiennes 103 du processeur

de commande adaptative phase-vecteur.

Le processeur 120 de commande adaptative phase-vec-

teur comporte un bloc de forçage du couple 76 (invisible à la figure 18), dont les liaisons sont telles que dans

l'entraînement électrique de la figure 17.

Le processeur 120 de commande adaptative phase-vec-

teur et le bloc d'adaptation thermique 130 constituent un processeur 149 de commande adaptative phase-vecteur à

adaptation thermique.

L'élément thermosensible 127 (figure 18) et l'ampli-

ficateur de mesure 131 sont réalisables comme décrit dans le livre "Circuits intégrés linéaires du matériel

radio-électrique" par V.P.Chilo, Moscou, Editions "So-

vietskoie radio", 1979, pages 166, 167, 168 et 169.

L'organe de comparaison 132 et le bloc 133 de con-

signe de température initiale peuvent être réalisés avec des amplificateurs opérationnels intégrés classiques,

décrits, par exemple, dans le livre "Amplificateurs opé-

rationnels intégrés. Manuel d'application" par B.K.Nes-

terenko, Moscou, Editions "Energuia", 1982, page 107.

Le limiteur de suréchauffement 134 peut prendre la forme de deux amplificateurs opérationnels qui peuvent être les mêmes amplificateurs opérationnels intégrés classiques que dans les éléments 132 et 133, l'un des deux amplificateurs opérationnels étant réalisé sous forme d'un élément apériodique dont la sortie est reliée à travers une diode à l'entrée du deuxième amplificateur

opérationnel.

26 1 4481

Le convertisseur analogique-numérique 135 et le convertisseur numériqueanalogique 136 utilisent des circuits intégrés classiques, décrits, par exemple, dans

le livre "Circuits analogiques et numériques intégrés.

Manuel de référence" par S.V.Yakoubovski, Moscou, Editions

"Radio i svyaz", 1985 pages 355, 356, 357, 358 et 359.

L'additionneur 137 peut être réalisé avec un amplifi-

cateur opérationnel classique comme c'est le cas de l'or-

gane de comparaison 132.

Le comparateur 140 peut être un montage classique à deux entrées tel que décrit, par exemple, dans le livre

"Amplificateurs opérationnels intégrés. Manuel d'applica-

tion" par B.K.Nesterenko, Moscou, Editions "Energuia",

1982, pages 114 et 115.

Le sélecteur de valeur maximale 141 peut être réalisé avec deux amplificateurs opérationnels classiques, montés

comme décrit, par exemple, dans le livre "Principaux élé-

ments d'un entraînement à courant continu réglable" par F.Frohr et F. Orttenburger, traduit de l'allemand, Moscou,

Editions "Energuia", 1977 pages 176 et 175.

L'entraînement électrique de la figure 18 fonctionne

de la façon suivante.

A une température initiale fixe d'échauffement du

moteur asynchrone 1, égale, par exemple, à +20 C, l'en-

traînement asynchrone de la figure 18 fonctionne par ana-

logie avec l'entraînement électrique précité de la figure 17. Cela tient à l'égalité des tensions de commande à la sortie 146 et à l'entrée 147 de limitation du couple du

régulateur adaptatif de couple 65 et à l'égalité des ten-

sions UÉE * de consigne de glissement du flux effectif

total du rotor par rapport au rotor, à la sortie de fré-

quence 119 du régulateur adaptatif de couple 65 et à l'entrée de fréquence 148 du processeur 120 de commande

adaptative phase-vecteur.

L'effet en est que les enroulements statoriques du

moteur asynchrone 1 sont alimentés par l'onduleur trans-

vectoriel 92,synchronisé par le rotor,en courantsinstantanés de phase conformément aux lois précitées dans les zone de régulation I, II, III et IV (figure 13) et au régime de servocommande du robot imposé par le processeur 125 de

commande du robot (figure 17).

Dans ce cas, tous les paramètres des éléments du processeur 120 de commande adaptative phase-vecteur sont ajustés en conformité des équations ci-dessus à une valeur ohmique de la résistance Rro du rotor correspondant à ro une valeur initiale fixe d'échauffement du moteur asynchrone

égale, par exemple, à +20 C.

Au fur et à mesure du fonctionnement du moteur asyn-

chrone 1, sa température augmente, ce qui fait varier les régimes de gestion de la phase e. s du courant statorique

avec la température d'échauffement du moteur asynchrone 1.

L'élément thermosensible 127 est placé sur l'alésage sta-

torique, aussi pour des moteurs asynchrones à un entre-

fer relativement petit, la température i s d'échauffement s

de l'isolement de l'enroulement statorique et de l'élé-

ment thermosensible 127 est-elle à peu près égale à la

température courante & r d'échauffement des barres roto-

riques du moteur asynchrone 1.

Avec la variation de la température & r d'échauffe-

r

ment des barres rotoriques et de la température 6 s d'é-

s chauffement de l'isolement de l'enroulement statorique du moteur asynchrone 1 (figure 18), les propriétés physiques du capteur thermosensible varient de façon que la connexion des sorties de l'élément thermosensible 127 aux entrées de mesure 128 et 129 du bloc d'adaptation thermique 130 fasse apparaître, à la sortie de l'amplificateur de mesure 131, une tension U G à peu près proportionnelle à la température courante & r d'échauffement des barres rotoriques du moteur asynchrone 1 et à la température courante & s d'échauffement de l'isolement de l'enroulement statorique. Cette tension U ó arrive à l'entrée de l'organe de comparaison 132 qui la compare à la tension U de consigne de température initiale a = + 200C envoyée à la deuxième entrée de l'organe de comparaison 132-par le bloc 133 de consigne de température initiale. La différence de tension (U8 - Us o) = U proportionnelle à la température courante d'échauffement du moteur asynchrone 1, vient de la sortie de l'organe de comparaison 132 à l'entrée du limiteur de suréchauffement 134 et à l'entrée du convertisseur analogique-numérique 135. Le convertisseur analogique-numérique 135 transforme

la tension analogique U r en un code numérique de tempé-

rature courante A 6 de suréchauffement du moteur asyn-

chrone 1 qui vient aux entrées numériques du convertisseur

numérique-analogique 136.

La tension de sortie du convertisseur numérique-ana-

logique 136 arrive à l'une des entrées de l'additionneur 137 qui reçoit, à son autre entrée, une tension UA * de consigne de glissement L D du flux effectif total du rotor, par rapport au rotor, de l'entrée de fréquence 138

du bloc d'adaptation thermique 130.

SImultanément, une tension U L 0 * de consigne de

glissement A OL* du flux effectif total du rotor, par rap-

port au rotor, vient de l'entrée de fréquence 138 du bloc

d'adaptation thermique 130 à l'entrée analogique du con-

vertisseur numérique-analogique 136 qui fait le produit du

code numérique de température courante à 6 de suréchauf-

fement du moteur asynchrone i par la tension U D * de

consigne de glissement A* du flux effectif total. du ro-

tor,-par rapport au rotor.

L'effet en est que la tension de sortie du conver-

tisseur numérique analogique 136 est proportionnelle au pro-

duit A. * et celle de l'additionneur 137, à la somme LU)o +s (.6 ) La tension de sortie de l'additionneur 137 arrive à

la sortie de fréquence 139 du bloc d'adaptation thermi-

que 130 pour engendrer, à sa sortie de fréquence 139, une tension U * * de consigne de valeur courante du glissement L (O r) du flux effectif total du rotor, par rapport au rotor, compte tenu de la température O r des barres rotoriques du moteur asynchrone 1: (Or)6 4À +l * ( - 20 = *I+( &r -20 )) (232) En même temps, le limiteur de suréchauffement 134

fournit, à l'une des entrées du comparateur 140, une ten-

sion U(,A) de consigne de suréchauffement maximal max 6 max du moteur asynchrone 1. La deuxième entrée du comparateur 140 reçoit une tension U de limitation du suréchauffement, variable avec la tension d'entrée U Èe du limiteur de suréchauffement 134 suivant une dU loi apériodique T + U = U (233

T +U (233)

o Te est la constante de temps du suréchauffement

dynamique admissible du moteur asynchrone.

Pour U < U(ô) max' à la sortie du compara-

teur 140, la tension est nulle.

Simultanément, dans le limiteur de suréchauffement 134, la tension U de liimtation du suréchauffement est comparée à la tension U g de suréchauffement limite du moteur asynchrone 1. Pour U 4 U A e,la tension à la première entrée du sélecteur 141 en provenance de la troisième sortie du limiteur de suréchauffement 134

est nulle.

La tension U à Og de suréchauffement limite est

caractéristique de la température limite 1g de suréchauf-

fement du moteur asynchrone 1 qui interdit, sous peine de suréchauffement inadmissible du moteur asynchrone 1, à

l'entraînement électrique de fonctionner à cyclage fré-

quent de démarrage-freinage avec un couple maximal Mmax

26 1 44 8 1

du moteur asynchrone 1 établi à l'aide du régulateur adap-

tatif de couple 65 pour la zone de régulation II (figure 13), compte tenu de l'amplitude maximale admissible i smax

de courant statorique.

La température limite A 9 de suréchauffement du moteur asynchrone 1 (figure 8) est ajustée au réglage du

limiteur de suréchauffement 134 au-dessous de la tempéra-

ture maximale admissible a max qui est fonction de la max tolérance standard sur la température de suréchauffement pour la classe donnée d'isolement de l'enroulement

statorique du moteur asynchrone 1.

La température limite t S est déterminée par la g formule: 4a g = K. max (234) o K est le facteur d'utilisation du moteur asynchrone 1 en suréchauffement (la valeur raisonnable de K qui tient à la marge de suréchauffement du moteur asynchrone

1 est choisie dans la plage: K 6 0,75 à 0,9).

Tant que la température réelle de suréchauffement du moteur asynchrone 1 reste comprise entre la température limite de suréchauffement 89g et la température maximale

admissible a de suréchauffement, l'entraînement éle-

max ctrique continue à fonctionner dans l'une des quatre zones de régulation définies par le processeur 120 de commande adaptative phasevecteur mais à moindre couple maximal du moteur asynchrone aux régimes de démarrage-freinage et, par conséquent, à moindre amplitude maximale imx smax

de courant statorique. A ce régime, l'entraînement éle-

ctrique se trouve, jusqu'au moment o la température ré-

elle: de suréchauffement du moteur asynchrone atteint sa limite ax et o le comparateur 140 a à sa rmax

sortie une tension de thermoblocage qui vient par la sor-

tie de thermoblocage 142 du bloc d'adaptation thermique

, mettre l'entraînement électrique en régime de frei-

nage (à vitesse rotorique nulle).

261'i4481

Si la valeur courante de la tension U de limita-

tion du suréchauffement n'est pas à son maximum I U(A)max' l'entraînement électrique conserve le régime imposé

par le processeur 125 de commande du robot.

Dès que la tension U a de limitation de suréchauf-

fement rejoint la tension U 69 de suréchauffement limi-

te du moteur asynchrone 1, une tension UA M2 de limi-

tation du couple maximal du moteur asynchrone 1, apparue à la troisième sortie du limiteur de suréchauffement 134, arrive à la première entrée du sélecteur de valeur maximale 141.

Le sélecteur de valeur maximale 141 compare cette ten-

sion de limitation du couple maximal à une tension U A Mi de limitation du couple maximal appliquée à la deuxième

entrée du sélecteur de valeur maximale 14i lorsque l'en-

traînement électrique travaille dans la zone de régula-

tion III (figure 13).

Le sélecteur de valeur maximale 141 (figure 18) pro-

duit une tension maximale U M max de limitation du couple maximal du moteur asynchrone 1 qui vient sur la sortie

de limitation du couple 144 du bloc d'adaptation thermi-

que 130.

Plus la tension de sortie du sélecteur de valeur maximale 141 est élevée,moins la valeur de couple maximal du moteur asynchrone 1 et d'amplitude maximale ima du smax courant statorique est grande et, par conséquent, plus

la fréquence de cycles de positionnement est élevée, as-

surée par l'entraînement électrique jusqu'à une certaine fréquence limite de cycles de positionnement, imposée par

le temps accru de démarrage et de freinage du moteur asyn-

chrone 1.

Pour que le robot ait le maximum de productivité pour une fréquence maximale de cycles de positionnement,

le code numérique de température courante-de suréchauffe-

ment du moteur asynchrone 1 à la sortie du convertis-

seur analogique-numérique 135 arrive par la sortie numé-

rique 145 du bloc d'adaptation thermique 130 à l'entrée numérique d'adaptation thermique du processeur 125 de

commande du robot.

En cas d'apprentissage d'un robot ou de réoutillage du système flexible de production auquel il est intégré,

le processeur 125 de commande du robot programme la fré-

quence maximale admissible de cycles de positionnement pour chaque degré de mobilité du robot assurée par ledit

moteur asynchrone.

L'entrée du bloc de consigne de régime 121, reliée à la sortie de thermoblocage 142 du bloc d'adaptation

thermique 130, sert à séparer le processeur 120 de com-

mande adaptative phase-vecteur du processeur 125 de com-

mande du robot dans le cas o la température de suréchauf-

fement du moteur asynchrone 1 atteint la valeur maximale admissible pour la classe donnée d'isolement du moteur asynchrone 1. L'intervention du thermoblocage annule, à la

sortie du bloc 121, la tension U * de consigne de vi-

tesse,ce qui a pour effet le freinage du moteur asyn-

chrone 1 qui est maintenu immobile quel que soit son couple résistant avant l'émission de l'ordre d'arrêt

d'urgence par le processeur 125 de commande du robot.

Tant que la température de suréchauffement du mo-

teur asynchrone 1 reste dans les limites de tolérance, le bloc 72 de nonlinéarité de limitation du couple n'envoie

pas, par la sortie de limitation du couple 146 du proces-

sus 120 de commande adaptative phase-vecteur, la tension

de limitation du couple dans les zones précitées de ré-

gulation I, II et IV (figure 13) à l'entrée de limitation du couple 147 et la tension U M2 de limitation du couple maximal à la troisième sortie du limiteur de

suréchauffement 134 (figure 18) vient, à travers le sélec-

teur de valeur maximale 141, sur la sortie de limitation du couple 144 du bloc d'adaptation thermique 130 et par l'entrée de limitation du couple 147 du processeur 120

de commande adaptative phase-vecteur, sur l'entrée de li-

26 14481

mitation du couple du limiteur de couple réglable 71

du régulateur adaptatif de couple 65.

Selon l'invention, le processeur 149 de commande

adaptative phase-vecteur à adaptation thermique, compor-

tant le bloc d'adaptation thermique 130, permet de réali-

ser les opérations corrélatives supplémentaires préci-

tées sur la phase du courant statorique et son amplitude en fonction de la température mesurée de suréchauffement du moteur asynchrone 1, y compris la correction de la phase synchrone du courant statorique, égale à la phase

du flux effectif total du rotor, en fonction de la va-

leur ohmique courante de résistance du rotor, détermi-

née à partir de la mesure de température du moteur asyn-

chrone 1 suivant l'équation (230), par la formule:

C 2R [1+L (6- 200__

= +0 s (2 + r) - M*) dt (235)

0 3 Z 2

p ro

Le couple maximal et l'accélération du moteur asyn-

chrone, l'amplitude maximale de courant statorique et

les pertes de puissance en chaleur sont modifiés auto-

matiquement en fonction de la température mesurée de suréchauffement du moteur asynchrone 1, lorsque celle-ci

dépasse la consigne.

Un entraînement électrique jouissant de propriétés précitées d'adaptation au milieu ambiant, y compris à la température, à la fréquence des cycles de positionnement, à la durée des régimes de démarrage-freinage et à celle du fonctionnement, ainsi qu'à l'état thermique du moteur

asynchrone, permet d'assurer au robot et au système poly-

valent de production, la productivité maximale grâce à une fréquence plus élevée des cycles de positionnement, à une accélération et à une précision accrues de la servocommande, à une meilleure fiabilité de celle- ci et à une durée de vie augmentée du moteur asynchrone dues

à la limitation de son suréchauffement.

Dans le cas o le nombre de degrés de mobilité 26 i4481

d'un robot est important (6 à 9), ladite commande adap-

tative phase-vecteur à adaptation thermique de l'entraînement électrique de chaque degré de mobilité du robot confère la propriété d'adaptation thermique au robot et à l'ensemble du poste robotisé qui jouissent ainsi d'une commande adaptative optimale en maximum de productivité, alliée à la

fiabilité requise.

Pour une capacité de charge maximale donnée du robot et un cyclage de mise en position et une vitesse limites, imposés par des charges dynamiques, la commande adaptative phase-vecteur à adaptation thermique précitée permet de

minimiser la masse et l'encombrement des servomoteurs asyn-

chrones grâce à l'utilisation de leurs parties actives à

la limite de leurs possibilités physiques à tous les ré-

gimes possibles de fonctionnement, ce qui contribue égale-

ment à l'efficacité économique et à la productivité des

postes robotisés et des systèmes flexibles de production.

Le processeur 149 de commande adaptative phase-vecteur à adaptation thermique constitue un calculateur hybride (numérique et analogique) spécialisé, dont la partie numérique peut subir une extension par rapport à la

configuration précitée, notamment quant au régulateur adap-

tatif de couple 65 et au régulateur de position et de vitesse. Dans l'ensemble, le processeur 149 de commande adaptative phase-vecteur à adaptation thermique peut être entièrement à microprocesseurs qui, configurés compte

tenu des procédés et des équations proposés ci-dessus, per-

mettent d'avoir l'architecture désirée du microcontrôleur

de la servocommande asynchrone.

Etant donnée que l'absence de contacts, un coût ré-

duit et la simplicité du moteur asynchrone à cage repré-

sentent ses principaux avantages sur d'autres types de

moteurs électriques, dans un grand nombre de cas d'appli-

cation de l'entraînement électrique à vitesse réglable,

ces qualités importantes en service, en économie, en fa-

cilités de fabrication et de conception du moteur asyn-

chrone prennent toute leur valeur en l'absence de capteurs

incorporés au moteur asynchrone, si la plage de régula-

tion de la vitesse, la régularité de rotation, la rigidi-

té statique et dynamique des caractéristiques mécaniques, la bande passante de vitesse, sont voisines de celles des entraînements électriques à courant continu et alternatif

bouclés en vitesse.

Cet entraînement asynchrone sans capteur est le meilleur choix pour de nombreuses commandes assurant le

mouvement de coupe des machines-outils à commande numéri-

que, pour les électrobroches, y compris celles à grande

vitesse (jusqu'à plus de 20000 t/mn), pour les entraîne-

ments régulés pour zones chimiques actives et.milieux abrasifs, pour les entraînements du matériel de soudage (soudeuses semi-automatiques et automatiques à l'arc),

pour les entraînements des installations pour dépôts mé-

talliques à pulvérisation par plasma (plasmotrons).

Les entraînements asynchrones précités reposent sur

le principe de régulation subordonnée de la vitesse con-

sistant à avoir une boucle interne isolée de régulation vectorielle du couple du moteur asynchrone, subordonnée à la boucle de régulation de la vitesse, ce qui oblige à introduire une réaction en vitesse et à installer un capteur sur l'arbre du moteur asynchrone. Aussi,ce procédé de commande d'un moteur asynchrone est-il basé sur des lois de gestion vectorielle du couple du moteur asynchrone ce qui permet, une fois l'invariance de gestion du couple atteinte, de résoudre sans difficultés techniques le problème de la régulation précise de la vitesse rotorique, comme on l'a vu précédemment, dans

un système de régulation bouclé en vitesse.

Or il est techniquement difficile, avec un entraîne-

ment asynchrone non bouclé en vitesse, d'assurer la gestion précise de la vitesse rotorique pour une loi arbitraire de variation, y compris par bonds, du couple résistant sur l'arbre du moteur asynchrone, comme

cela est le cas de la majorité des applications de l'en-

traînement asynchrone régulé.

* Aux régimes dynamiques de l'entraînement asynchrone non bouclé en vitesse, les paramètres inconnus sont le couple de consigne M* du moteur asynchrone ainsi que le

couple réel M du moteur asynchrone; une ambiguïté appa-

raît de plus sur le rapport dynamique entre la fréquence (la phase)de synchronisation et la fréquence (la phase) du vecteur directeur d'état RH du moteur asynchrone (par exemple, du vecteur1V r du flux effectif total du

rotor), ce qui s'oppose à l'application du principe préci-

té de synchronisation de la commande à gestion isolée des

courants cophasé et orthophasé.

Selon l'invention, le procédé de commande d'un mo-

teur asynchrone sans capteur sur son arbre consiste à gé-

rer la vitesse rotorique indépendamment du couple résis-

tant du moteur asynchrone par synchronisation des mesures de courant biphasé et de flux effectif total biphasé du rotor avec la phase de synchronisation, imposée par une action d'entrée proportionnelle à la vitesse rotorique requise, variable, à titre supplémentaire, en fonction du

courant orthophasé mesuré.

L'entraînement électrique selon ce procédé est

représenté à la figure 19.

L'entraînement électrique comporte un moteur asyn-

chrone 1 dont les enroulements statoriques sont raccor-

dés aux sorties d'un onduleur transvectoriel 2 à travers un convertisseur de mesure 150 qui a ses trois entrées de puissance 151, 152 et 153 raccordées aux trois sorties de puissance 6, 7 et 8 de l'onduleur transvectoriel 2,

les sorties de puissance 154, 155 et 156 du convertis-

seur de mesure 150 étant reliées aux enroulements sta-

toriques du moteur asynchrone 1.

Les sorties de mesure 157, 158, 159 et 160 du con-

vertisseur de mesure 150 sont raccordées aux entrées

d'un convertisseur inverse numérique-analogique bivec-

toriel 161 de coordonnées cartésiennes, les deux pre-

mières sorties de mesure 157 et 158 du convertisseur de mesure 150, qui constituent les sorties de mesure du

courant statorique biphasé, étant reliées aux deux pre-

mièresentrées 162 et 163 du convertisseur inverse numéri-

que-analogique bivectoriel 161 de coordonnées cartésien- nes. Les troisième et quatrième sorties de mesure 159 et 160 du convertisseur 150, qui servent de sorties de mesure du flux effectif total biphasé du rotor, sont reliées aux troisième et quatrième entrées 164 et 165 du

convertisseur 161 de coordonnées cartésiennes.

Le convertisseur inverse numérique-analogique bivec-

toriel 161 de coordonnées cartésiennes possède trois sorties 166, 167 et 168 dont la sortie 166, est celle d'un mesureur du courant orthophasé, la deuxième sortie 167 est la sortie d'un mesureur du flux effectif total cophasé du rotor et la troisième sortie 168 est la sortie d'un mesureur du flux effectif total orthophasé

du rotor.

Le convertisseur inverse numérique-analogique bivec-

toriel 161 de coordonnées cartésiennes a deux entrées nu-

mériques 169 et 170, formant respectivement l'entrée "sinus" de synchronisation de la mesure 169 et l'entrée "cosinus" de synchronisation de la mesure 170, reliées aux entrées numériques des six convertisseurs numériques

-analogiques 171, 172, 173, 174, 175 et 176 du convertis-

seur inverse numérique-analogique bivectoriel 161 de

coordonnées cartésiennes.

L'entrée numérique "sinus" de synchronisation 169 est reliée aux entrées numériques des premier, troisième

et cinquième convertisseurs numériques-analogiques 171,.

173 et 175, l'entrée numérique "cosinus" de synchronisa-

tion 170 étant raccordée aux entrées numériques des

deuxième,quatrième et sixième convertisseurs numériques-

analogiques, 172, 174 et 176.

L'entrée analogique des premier et deuxième conver-

tisseurs numériques-analogiques 171 et 172 est raccordée respectivement à la première et à la deuxième entrées 162

et 163 du convertisseur inverse numérique-analogique bivec-

toriel 161 de coordonnées cartésiennes. Un point commun aux entrées analogiques des troisième et sixième convertisseurs numériquesanalogiques 173 et 176 est relié à la troisième entrée 164 du convertisseur 161. Un point commun aux entrées analogiques des quatrième et cinquième convertisseurs numériques-analogiques 174 et

est relié à la quatrième entrée 165 du convertisseur 161.

La sortie du premier convertisseur numérique-analo-

gique 171 est raccordée, à travers un amplificateur in-

verseur 177, et la sortie du deuxième convertisseur nu-

mérique-analogique 172, directement, aux deux entrées d'un

premier amplificateur additionneur 178 dont la sortie con-

stitue la sortie 166 du mesureur de courant orthophasé.

Les sorties des troisième et quatrième convertis-

seurs numériques-analogiques 173 et 174 sont raccordées aux deux entrées d'un deuxième amplificateur additionneur 179 dont la sortie représente la sortie 167 d'un mesureur de flux effectif total cophasé du rotor du convertisseur

inverse numérique-analogique bivectoriel 161 de coordon-

nées cartésiennes.

La sortie du cinquième convertisseur numérique-ana-

logique 175 est reliée, directement, et la sortie du sixième convertisseur numérique-analogique, 176, à travers un amplificateur inverseur 181, aux deux entrées d'un troisième amplificateur additionneur 180, dont la sortir constitue la sortie 168 du mesureur de flux effectif total orthophasé du rotor du convertisseur 161 reliée à l'entrée d'un premier régulateur PI 182 qui forme un régulateur

astatique du flux effectif total orthophasé du rotor.

La sortie 167 du mesureur du flux effectif total cophasé du rotor est raccordée à la première entrée d'un deuxième régulateur PI 183 qui constitue un régulateur

astatique du flux effectif total cophasé du rotor.

La sortie 166 du mesureur de courant orthophasé est reliée à la première entrée d'un amplificateur additionneur

formeur de fréquence synchrone 184.

L'association du convertisseur inverse numérique-

-analogique bivectoriel 161 de coordonnées cartésiennes,

du régulateur astatique 182 du flux effectif total ortho-

phasé du rotor, du régulateur astatique 183 du flux effec-

tif total cophasé du rotor et de l'amplificateur addition-

neur-formeur de fréquence synchrone 184 forme un régulateur

vectoriel de champ magnétique 185 à quatre entrées de me-

sure 162, 163,164 et 165, à deux entrées de commande 186 et

187 et à trois sorties 188, 189 et 190.

La première entrée de commande 186 du régulateur vec-

toriel de champ magnétique 185, réunie à la deuxième ent-

rée de l'amplificateur additionneur-formeur de fréquence synchrone 184, est reliée à la sortie d'un bloc 38 de

consigne de vitesse.

La deuxième entrée de commande 187 du régulateur vectoriel de champ magnétique 185, réunie-à la deuxième entrée du régulateur astatique 183 du flux effectif total cophasé du rotor, est reliée à la sortie d'un bloc 36 de

consigne d'amplitude du flux effectif total du rotor.

La sortie du régulateur astatique 182 du flux effec-

tif total orthophasé du rotor, constituant la sortie ortho-

phasée 188 du régulateur vectoriel de champ magnétique 185,

est reliée à l'entrée orthophasée 3 de l'onduleur trans-

vectoriel 2.

La sortie de l'amplificateur additionneur-formeur de fréquence synchrone 184, formant la sortie de fréquence 189 du régulateur vectoriel de champ magnétique 185, est

raccordée à l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur trans-

vectoriel 2.

La sortie du régulateur PI 183 du flux effectif total cophasé du rotor, qui représente la sortie cophasée 190 du régulateur vectoriel de champ magnétique , est reliée à l'entrée cophasée 5 de l'onduleur

transvectoriel 2.

Les entrées numériques 169 et 170 du convertisseur inverse numériqueanalogique bivectoriel 161 de coordonnées cartésiennes, servant d'entrées numériques au régulateur

vectoriel de champ magnétique 185, sont reliées aux sor-

ties numériques 191 et 192 de l'onduleur transvectoriel 2, formées par les sorties numériques "cosinus" et "sinus" d'un formeur transvectoriel 20 de courants instantanés

requis de phase.

La sortie numérique 191 de l'onduleur transvectoriel 2, constituant la sortie numérique "cosinus", et la sortie numérique 192, constituant la sortie numérique "sinus"

de l'onduleur transvectoriel 2, sont reliées respective-

ment à l'entrée numérique "cosinus" 169 et à l'entrée numérique "sinus" 170 du régulateur vectoriel de champ

magnétique 185.

L'onduleur transvectoriel 2 comporte en sortie un onduleur de puissance 12 (figure 10) avec six portes de puissance 193, 194, 195, 196, 197 et 198 (figure 20)

montées en pont triphasé.

Le point milieu a, b, et c de chaque bras de l'onduleur de puissance 12, composé de deux portes de puissance en série 193 et 194, 195 et 196, 197 et 198, est raccordé respectivement à des capteurs de courant de phase 199,

et 201 de l'onduleur de puissance 12.

Les deux entrées de puissance 202 et 203 de l'ondu-

leur de puissance 12 sont raccordées à une source de tension

continue (invisible à la figure 20).

Les six entrées de commande 204, 205, 206, 207, 208 et 209 de l'onduleur de puissance 12, réunies aux entrées de commande des portes de puissance respectives 193, 194, 195,

196, 197 et 198 de l'onduleur de puissance 12, sont raccor-

dées deux par deux aux sorties des trois formeurs 13, 14 et

d'impulsions de commande de l'onduleur transvectoriel 2.

La sortie de puissance. 6 de l'onduleur de puissance 12, raccordée à travers le capteur de courant de phase 199 de l'onduleur de puissance 12 à un point commun aux portes de

puissance 193 et 194 de la phase "a" de l'onduleur de puis-

sance 12, est reliée à la première entrée 151 du convertis-

seur de mesure 150.

Les deux autres sorties de puissance 7 et 8 de l'on-

duleur 12, raccordées à travers les capteurs respectifs de courant de phase 200 et 201 aux points respectifs communs aux portes de puissance 195 et 196, 197 et 198, sont reliées

respectivement aux deuxième et troisième entrées de puis-

sance 152 et 153 du convertisseur de mesure 150.

Le convertisseur de mesure 150 comprend un mesureur de courant 210 constitué par deux capteurs de courant de phase 211 et 212 du convertisseur 150 et un mesureur de tension 213 composé des résistances 214 et 215, 216 et 217, 218 et 219, groupées deux par deux en série et montées en étoile double avec un point zéro 220. Le capteur de courant de phase 211 du mesureur de courant 210 du convertisseur de mesure 150 est placé entre la première entrée de puissance

151 et la première sortie de puissance 154.

La première sortie de puissance 154 du convertisseur de mesure 150, à laquelle est raccordée une résistance 214 du mesureur de tension 213, est reliée à l'enroulement

de phase "A" du stator du moteur asynchrone 1, les enroule-

ments de phase du stator étant couplés en étoile.

2 6 1 4 4 8 1

Le deuxième capteur de courant de phase 212 du me-

sureur de courant 210 est placé entre la deuxième entrée de puissance 152 et la deuxième sortie de puissance 155

du convertisseur de mesure 150.

La deuxième sortie de puissance 155 du convertisseur de mesure 150, à laquelle est raccordée une résistance

216 du mesureur de tension 213, est reliée à l'enroule-

ment de phase "B" du stator du moteur asynchrone 1.

Un point commun à l'entrée de puissance 153 et à la sortie de puissance 156 du convertisseur de mesure 150, raccordées à une résistance 218 du mesureur de tension 213, est relié à l'enroulement de phase "C" du stator du

moteur asynchrone 1.

Un point commun aux sorties des trois autres résis-

tances 215, 217 et 219 du mesureur de tension 213 consti-

tue un point milieu 220.

Les sorties des capteurs de courant de phase 211 et 212 du mesureur de courant 210 sont raccordées aux entrées respectives de premier et deuxième découpleurs galvaniques 221 et 222. La sortie de la résistance 216, réunie à l'entrée de la résistance 217 du mesureur de tension 213, est raccordée à la première entrée d'un

troisième découpleur galvanique 223.

La sortie de la résistance 214, réunie à l'entrée de la résistance 215 du mesureur de tension 213, est raccordée à la première entrée d'un quatrième découpleur

galvanique 224.

Le point milieu 220 du mesureur de tension 213 est raccordé à un point commun aux deuxièmes entrées des

troisième et quatrième découpleurs galvaniques 223 et 224.

Les points communs aux premières sorties des quatre découpleurs galvaniques 221, 222, 223 et 224 constituent

des barres neutres 225 du convertisseur de mesure 150.

Les deuxièmes sorties des troisième et quatrième découpleurs galvaniques 223 et 224 sont raccordées aux entrées d'un premier additionneur 226 du convertisseur de mesure 150; la troisième entrée du premier additionneur 226 est reliée à la sortie d'un deuxième additionneur 227 qui a ses entrées raccordées aux deuxièmes sorties des

premier et deuxième découpleurs galvaniques 221 et 222.

La deuxième sortie du quatrième découpleur galvani- que 224 est raccordée à la première entrée d'un troisième additionneur 228 dont la deuxième entrée est raccordée à

travers un amplificateur inverseur 229 à la deuxième sor-

tie du premier découpleur galvanique 221.

La sortie du troisième additionneur 228 est reliée à

l'entrée d'un premier intégrateur 230, la sortie du pre-

mier additionneur 226 étant raccordée à l'entrée d'un deu-

xième intégrateur 231 qui a sa sortie reliée à la première entrée d'un quatrième additionneur 232. La deuxième entrée du quatrième additionneur 232 est reliée à la sortie du

deuxième additionneur 227.

La sortie du premier intégrateur 230 est reliée à la première entrée d'un cinquième additionneur 233 dont la deuxième entrée, réunie à la deuxième entrée du troisième

additionneur 228, est raccordée à la sortie de l'amplifi-

cateur inverseur 229.

La sortie du deuxième additionneur 227 est la première sortie de mesure 157 du convertisseur de mesure 150 qui forme la première sortie de mesure du courant statorique

biphasé.

La sortie de l'amplificateur inverseur 229 est la deuxième sortie de mesure 158 du convertisseur de mesure qui représente la deuxième sortie de mesure du courant

statorique biphasé.

L'ensemble formé par les premier et deuxième inté-

grateurs 230 et 231, les quatrième et cinquième addition-

neurs 232 et 233 constitue un mesureur 234 du flux effectif total biphasé du rotor, dont les sorties 159 et 160 sont

formées par les sorties des cinquième et quatrième addition-

neurs 233 et 232 respectivement.

La sortie du cinquième additionneur 233 est raccordée à la troisième sortie de mesure 159 du convertisseur de mesure 150 représentant la première sortie de mesure du

flux effectif total biphasé du rotor.

La sortie du quatrième additionneur 232 est reliée à la quatrième sortie de mesure 160 du convertisseur de mesure 150 formant la deuxième sortie de mesure du flux

effectif total biphasé du rotor.

Le moteur asynchrone 1, l'onduleur transvectoriel 2,

le bloc 38 de consigne de vitesse et le bloc 36 de con-

signe d'amplitude du flux effectif total du rotor peuvent être tels que décrits à propos de l'entraînement électrique

de la figure 6.

Les convertisseurs numériques-analogiques 171 à 176 (figure 19) sont réalisables avec des circuits intégrés classiques comme cela est le cas pour l'entraînement

électrique de la figure 16.

Les amplificateurs inverseurs et additionneurs 177 à 181 (figure 19), les régulateurs PI 182 et 183 (régulateurs

astatiques), l'amplificateur additionneur-formeur de fré-

quence synchrone 184, l'amplificateur inverseur 229 (figure 20), les additionneurs 226, 227, 228, 232 et 233, les intégrateurs 230 et 231 peuvent être réalisés avec des amplificateurs opérationnels intégrés classiques, décrits, par exemple, dans le livre "Amplificateurs opérationnels intégrés. Manuel d'application" par B.K. Nesterenko, Moscou,

Editions "Energuia", 1982, page 107.

Les portes de puissance 193 à 198 peuvent être réalisées comme décrit dans le brevet américain NI 4 384 244, du 15 Mars, 1983."Torque controlai systems of

induction motors" Mitsuo Matsumoto, Japon, figure 9.

Les capteurs de courant 199, 200, 201, 211 et 212 et les découpleurs galvaniques 221 à 224 peuvent être tels que décrits dans le livre "Principaux éléments d'un entraînement à courant continu réglable" par F. Frôhr, F.Orttenburger, traduit de l'allemand en russe, Moscou,

Editions "Energuia", 1977,pages 143 à 149.

L'entraînement électrique de la figure 19 et de la

figure 20 fonctionne de la façon suivante.

L'enroulement statorique du moteur asynchrone 1

(figure 19) est alimenté, à l'aide de l'onduleur trans-

vectoriel 2, en courants instantanés de phase, dont la phase, la fréquence et l'amplitude varient en fonction des grandeurs de commande appliquées à l'entrée orthophasée 3, l'entrée de fréquence 4 et l'entrée cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2 comme cela est le cas pour

l'entraînement électrique de la figure 4.

Le convertisseur de mesure 150 (figure 19), raccor-

dé aux sorties 6, 7 et 8 de l'onduleur transvectoriel 2, mesure les courants instantanés réels de phase ia et sa isb du stator et les tension instantanées réelles de phase s5 Usa et Usb du stator du moteur asynchrone 1. Le convertisseur de mesure 150 a, à ses sorties de mesure 157 et 158, des signaux inversés - i, - i de courant biphasé mesuré de stator, caractérisés par deux courants décalés de 90 degrés électriques,, dont l'un isa est égal au courant instantané mesuré de phase ia dans l'enroulement de phase sa de référence "A" du stator du moteur asynchrone 1: i = i a ' (236) s sa et l'autre i_ résulte de l'addition des deux courants instantanés mesurés de phase selon l'expression

1 2

i = i sb.(237) iB 3sa sb Le courant biphasé is50, ism du stator du moteasynchrone 1 représente les valeurs courantes de deux projections du vecteur is de courant statorique (figure 1) sur les axes o,, d'un système d'axes orthogonaux fixes dont l'axe C est confondu avec l'axe "a" de l'enroulement de phase de référence "A" du stator du moteur asynchrone 1

(figure 19).

Le convertisseur inverse numérique-analogique bivecto-

riel 161 de coordonnées cartésiennes effectue la transfor-

26 14481

mation vectorielle inverse du courant biphasé mesuré isd, i X du stator en courant orthophasé mesuré iort du stator

du moteur asynchrone 1.

Simultanément, le convertisseur de mesure 150 mesure la tension biphasée UsM, Us, du stator du moteur asynchrone 1 suivant les expressions:

U = U, (238)

u Us 2 Usb ' (235) us u7sa+ 3 sb o U sa Usb sont les tensions instantanées de phase o Usa, Ub mesurées dans l'enroulement de phase de référence "A" et dans l'enroulement de phase "B" du stator du moteur

asynchrone 1.

En vertu du diagramme vectoriel de la figure 1, la tension biphasée Usd, UsA du stator est définie par deux projections du vecteur Os de tension sur les axes db, 3d'un système d'axes orthogonaux fixes dont l'axe est confondu avec l'axe " a " de l'enroulement de phase

de référence "A" du stator du moteur asynchrone 1.

Les signaux du flux effectif total biphasé mesuré

vt raZ 'v r. du rotor, formés en conformité de l'équa-

tion (19) par le convertisseur de mesure 150 (figure 19), ont pour expression: tI roL 'E oC.' o V r 5 ( Lj ( U sj _Rs.iL).(sL, (241) o t1 est le temps compté depuis l'instant zéro à l'instant de mesure, L2 L= 1 --L- est le facteur de dissipation Ls.L résultant du moteur asynchrone 1,

RS est la résistance pure du stator.

Les signaux du flux effectif total biphasé mesuré

V r ot ' V r-a du rotor sont caractéristiques des projec-

tions du vecteur V1 du flux effectif total du rotor r (figure 1) dans un système d'axes orthogonaux fixescO,/ dont l'axed, est confondu avec l'axe "a" de l'enroulement

de phase de référence "A" du stator du moteur asynchrone 1.

Les signaux inversés du courant biphasé mesuré is'p, isd_ et du flux effectif total biphasé mesuré

- V roL ' r-. du rotor aux sorties de mesure res-

pectives 157, 158, 159 et 160 (figure 19) du convertisseur de mesure 150 viennent sur les quatre premières entrées respectives 162, 163, 164 et 165 du convertisseur inverse

numérique-analogique bivectoriel 161 de coordonnées carté-

siennes pour faire apparaître à ses sorties 166, 167 et 168, respectivement, l'tamplitude mesurée Iort du courant orthophasé du stator (sortie 166), le flux effectif total cophasé mesuré syn du rotor (sortie 167) et le flux rsyn effectif total orthophasé mesuré t ort du rotor (sortie 168), synchronisés par la phase de synchronisation P dont le cosinus Cos O * et le sinus Sin Y * sont s s définis par des signaux numériques arrivant respectivement aux entrées numériques 169 et 170 du convertisseur inverse

numérique-analogique bivectoriel 161 de coordonnées carté-

siennes. A l'aide des six convertisseurs numériques-analogiques 171, 172, 173, 174, 175 et 176 avec trois amplificateurs additionneurs et deux amplificateurs inverseurs 177, 1.78,

179, 180 et 181, le convertisseur inverse numérique-analo-

gique bivectoriel 161 de coordonnées cartésiennes effectue la synchronisation des mesures de courant biphasé is, is O du stator et de flux effectif total biphasé yr0, v rj du rotor par la phase de synchronisation s selon 26 i 4481 les expressions: Iort = is os s (242) cosn s i, (2 43) rort rB co s - ro, (243) 1_ rsyn ssin * s cos. (244) W rsyn rkb s rd-. s Les convertisseurs numériques-analogiques 171 à 176

inversent, à leurs sorties, les signaux analogiques d'en-

trée et les amplificateurs additionneurs et inverseurs 177

à 180 sont conçus de façon à en tenir compte.

L'équation (242), réalisée par les premier et deu-

sième convertisseurs numériques-analogiques 171 et 172,

le premier amplificateur inverseur 177 et le premier am-

plificateur additionneur 178 du convertisseur 161, corres-

pond à l'équation de transformation vectorielle de co-

ordonnées i s, i du vecteur i du courant s Or s 1 s statorique rapportée à un système d'axes orthogonaux fixeso/,8 (figure 1) en projection orthogonale isx sur l'axe X orthogonal à l'axe Y de référence de phase de synchronisation ( s d'un système d'axes orthogonaux tournants Y, X. A la sortie 166 (figure 19) du convertisseur 161 apparaît un signal d'amplitude mesurée Iort de courant

orthophasé, déterminée par l'équation (242).

Les équations (243) et (244), réalisées par les troisième, quatrième, cinquième et sixième convertisseurs numériques-analogiques 173, 174, 175 et 176, les deux

amplificateurs additionneurs 179 et 180 et l'amplifi-

cateur inverseur 181, correspondent aux équations de transposition du vecteur Y r du flux effectif total du rotor d'un système d'axes orthogonaux fixesoc>, i (figure 1) dans un système d'axes orthogonaux tournants

Y, X dont l'axe Y fait un angle sP de phase de synchro-

nisation avec l'axe=.s nisation avec l'axeQ._ Comme les amplificateurs additionneurs 179 et 180 (figure 19) inversent la somme de leurs signaux d'entrée, à la sortie 167 du mesureur de flux effectif total cophasé du rotor du convertisseur 161, il y a un signal inversé de mesure du flux effectif total cophasé du rotor ( -IV rsyn), et à la sortie 168 du mesureur du flux effectif total orthophasé du rotor, un signal inversé de mesure de flux effectif total orthophasé du rotor rort) La condition de synchronisation Ps =, o P s est la phase synchrone du flux effectif total du rotor par rapport au rotor du moteur asynchrone 1, implique que la projection du vecteur réel du flux effectif total r du rotor sur l'axe orthogonal X (figure 1) soit nulle à tous les régimes du moteur asynchrone 1: V rx = ropt 0. (245)

Sous la réserve de respecter les conditions de syn-

chronisation o = s exprimée par l'identité (245), le vecteur du flux effectif total du rotor est r toujours orienté suivant l'axe Y d'un système d'axes orthogonaux Y, X tournant par rapport à l'axe fixeoL (l'axe "a" de l'enroulement de phase de référence "A" du stator du moteur asynchrone 1 à la figure 19) à la fréquence de synchronisation * s Le signal inversé - rort du flux effectif total

orthophasé mesuré du rotor à la sortie 168 du conver-

tisseur 161 vient sur l'entrée du premier régulateur PI 182 (du régulateur astatique du flux effectif total

orthophasé du rotor).

Comme la deuxième entrée de commande manque au premier régulateur PI 182, la régulation astatique du flux effectif total orthophasé du rotor s'effectue par rapport à l'amplitude de consigne ort du flux rort effectif total orthophasé du rotor, identiquement nulle: y' (246)

rort -

Etant donné qu'en régulation astatique, l'erreur statique de régulation est nulle:

*41 -"V = 0 (247)

rort rort le régulateur PI 182 fait annuler, selon les équations (246) et (247), le flux effectif total orthophasé mesuré

* du rotor, ce qui réalise la condition de synchronisa-

tion s = Ys donnée par l'équation (245).

En vertu du diagramme vectoriel à la figure 1, l'an-

nulation de la projection Y rx du vecteur r du flux effectif total du rotor sur l'axe X du système d'axes orthogonaux Y, X signifie une orientation forcée de l'axe Y dudit système d'axes orthogonaux Y, X suivant

le vecteur r du flux effectif total du rotor en con-

formité des équations (25).

UN signal - rsyn de contre-réaction en flux effec-

rsyn tif total cophasé du rotor à la sortie 167 du mesureur de flux effectif total cophasé du rotor du convertisseur 161 arrive sur l'entrée de réaction du deuxième régulateur PI 183 (du régulateur astatique du flux effectif total

cophasé du rotor).

En même temps, le mesureur de courant orthophasé du convertisseur 161 envoie, par sa sortie 166,à la première entrée de l'amplificateur additionneur-formeur de fréquence synchrone 184, un signal de réaction en courant orthophasé qui, pour une amplitude constante r = ro du flux r ro effectif total du rotor, varie avec le glissement A du

flux effectif total du rotor par rapport au rotor en con-

formité des équations (26), (28) et (29) par la formule:

R L

r m Aw= L _ (248) r Vro ort (248) L'amplificateur additionneur-formeur de fréquence

synchrone 184 produit une fréquence de synchronisa-

s tion du régulateur vectoriel de champ magnétique 185, égale à la fréquence de consigne du flux effectif total

du rotor, à partir de la somme du signal 6 LM, propor-

tionnel,en vertu de la formule (248), à l'amplitude mesu-

rée Iort du courant orthophasé, et du signal de vitesse ort *

rotorique de consigne M' qui vient sur la deuxième en-

trée de commande 186 du régulateur vectoriel de champ ma-

gnétique 185, de la sortie du bloc 38 de consigne de vi- tesse. La troisième entrée de commande 187 du régulateur vectoriel de champ magnétique 185, formant la deuxième

entrée du régulateur PI 183 du flux effectif total co-

phasé du rotor, reçoit en permanence un signal de con-

signe d'amplitude v * du flux effectif total du rotor ro du bloc 36 de consigne d'amplitude du flux effectif

total du rotor.

Aux sorties 188, 189 et 190 du régulateur vectoriel de champ magnétique 185, il y a des signaux de consigne du vecteur iS du courant statorique sur les axes s orthogonaux X, Y, dont l'axe Y est orienté suivant le vecteur W r du flux effectif total du rotor avec une r

certaine erreur angulaire dynamique A q sur la posi-

tion angulaire réelle de la phase synchrone Ys du

vecteur y4 de flux effectif total du rotor.

L'erreur angulaire dynamique Y du régulateur ve-

ctoriel du champ magnétique 185 est occasionnée soit par une perturbation du côté charge du moteur asynchrone 1, soit par l'apparition d'un signal * de consigne de vitesse rotorique à l'entrée de commande 186. Un signal de consigne de fréquence de synchronisation y * à la s sortie de fréquence-189 du régulateur vectoriel de champ magnétique 185 arrive à l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur transvectoriel 2 qui le transforme en phase Y s s de synchronisation égale à = + R Lm s y + f ( + L Iort)dt. (249) s son Lr Vro Le formeur transvectoriel 20 de courants instantanés de phase de consigne de l'onduleur transvectoriel 2 envoie,

26 4 481

par ses sorties numériques, à la sortie numérique 191 de l'onduleur transvectoriel 2, un code numérique cos Ys de la phase de synchronisation Ys, et à s s la sortie numérique 192, un code numérique sin s s de la phase de synchronisation Ys * Ces codes se s présentent respectivement aux entrées 169 et 170 du régulateur vectoriel de champ magnétique 185 et sont utilisés pour la transformation des deux vecteurs mesurés: vecteur is du courant statorique et vecteur r du flux

effectif total du rotor.

A l'instant zéro, t = 0, la phase & du courant so statorique est constante et égale à la phase initiale de synchronisation T o 0 L'axe Y (figure 1) du système d'axes orthogonaux Y, X-fait avec l'axe 0c du système d'axes orthogonaux fixes, un angle initial s = Y*; dans ce cas,

l'entrée orthophasée 3 (figure 19) de l'onduleur trans-

vectoriel 2 manque de signal; les courants constants de phase isa, isb, isc du stator du moteur asynchrone 1 sont définis par l'amplitude constante Isyn du courant syn cophasé, engendrée par un signal fixe i* à l'entrée syo

cophasée 5 de l'onduleur transvectoriel 2.

Ce régime initial correspond à l'orientation du vecteur i du courant statorique suivant l'axe Y s (figure 1) du système d'axes orthogonaux Y, X dont les équations différentielles (22) et (23) sont: L dW L Lr ry.r rx+ Lmis, (250) + rxm Rr ' dt ry R is R r Lr dlT.r.x Lr Rr dt V rx R is ry (251) o i est le module du vecteur de courant statorique, s égal à l'instant zéro t = 0 à i* = I syo syn'

26 1448 1

dF r tS =-dt est le glissement du vecteur de courant is dt

statorique, par rapport au rotor.

r est l'angle de phase du courant statorique, par rapport à l'axe du rotor, '1 ry est la projection du vecteur de flux effectif ry

total du rotor sur l'axe du vecteur de courant statori-

que, Vrx est la projection du vecteur de flux effectif total du rotor sur l'axe orthogonal au vecteur de courant

statorique.

Un couple résistant actif appliqué à l'arbre du moteur asynchrone 1 produit un déplacement angulaire du

rotor (de l'axe R à la figure 1) suivant le couple résis-

tant actif, dans le sens horaire (l'axe R se déplace dans le sens horaire) , l'angle r- croît, sa dérivée d r

d r = à - est positive.

dt is Comme, à l'instant zéro, t = 0, le vecteur initial ro du flux effectif total du rotor se confond avec le -rO vecteur i du courant statorique, pour t = 0, X4rrx = O, et ry = L roL'apparition du glissement positif L is du courant statorique par rapport au rotor lorsque la valeur de ry = ro est positive fait ry ro

apparaître, en conformité de l'équation (251), une projec-

tion négative - rx du vecteurv du flux effectif total du rotor, orthogonale au vecteur iS du courant statorique, qui se met à croître dans le sens négatif de l'axe X suivant une loi apériodique avec une constante Lr

de temps Tr = -

R r L'effet en est la diminution de la projection positive Vry du vecteur i r du flux effectif total du rotor suivant l'équation (250) et l'abaissement de la cadence de variation de la projection - 4 rx suivant l'équation

(251).

261 4481

La réduction de la projectionV ry du vecteur V r ryr

du flux effectif total du rotor se traduit par l'abais-

sement du signal négatif - à rsyn à la sortie 166 du mesureur de flux effectif total cophasé du rotor (figure 19) et par l'apparition d'un signal positif

d'écart entre les signaux d'entrée du régulateur 183.

Cela fait croître l'amplitude is > iso du courant statorique suivant l'axe Y de direction initiale du vecteur i du courant statorique jusqu'au moment o s l'amplitude du flux effectif total cophasé mesuré du rotor rejoint l'amplitude de consigne W ro du flux

effectif total du rotor.

Simultanément, l'apparition d'un signal positif - ( -V rsyn) de contreréaction à la sortie 167 du

mesureur de flux effectif total orthophasé du rotor con-

duit à celle du courant orthophasé positif Iort grâce

à un saut du signal i* sx à la sortie du régulateur 182.

Ainsi qu'il est apparent sur le diagramme vectoriel à la figure 1, l'apparition de la projection orthogonale positive isx sur l'axe X du système d'axes orthogonaux Y, X témoigne d'un déphasage du vecteur is de courant

statorique dans le sens positif (sens antihoraire).

Ce déphasage du vecteur is de courant statorique produit un couple M du moteur asynchrone opposé au couple résistant actif sur l'arbre du moteur asynchrone 1

(figure 19).

En même temps, le déphasage du vecteur is de courant statorique dans le sens positif par rapport à la

position première de l'axe Y, définie par la phase ini-

tiale de synchronisation f so, fait apparaître un 0

signal Iort à la sortie 166 du mesureur de courant ortho-

phasé et un signal de consigne de fréquence de synchro-

nisation sZ à la sortie de l'amplificateur additionneur-

s

formeur de fréquence synchrone 184.

Par l'équation (249), cela fait varier la phase de synchronisation s dans le sens positif, ce qui conduit

à la synchronisation de la variation de position angu-

laire Ys de l'axe Y de synchronisation par rapport au s déplacement angulaire du vecteur v r du flux effectif total du rotor sans modifier pour autant l'angle requis e- Y de déphasage du courant statorique par rapport au

flux effectif total du rotor.

Ledit processus de création et de maintien d'un cou-

ple M du moteur asynchrone 1 antagoniste au couple ré-

sistant actif confère aux caractéristiques mécaniques du

moteur asynchrone 1 une rigidité et une linéarité voi-

sines de celles des caractéristiques mécaniques d'un entraînement asynchrone bouclé en vitesse et doté d'une régulation astatique de la vitesse. On y parvient grâce

au processus automatique précité de réorientation du sys-

tème d'axes orthogonaux Y, X, telle que son axe Y change

d'orientation suivant le vecteur i de courant stato-

s rique (H01 = is) pour celle suivant le vecteur r

du flux effectif total du rotor (R02 - r) La réorien-

tation s'effectue par le régulateur vectoriel de champ

magnétique 185 qui fait varier la phase de synchronisa-

tion Y s à la phase synchrone P s du flux effectif total s du rotor et par une régulation astatique du flux effectif total orthophasé du rotor jusqu'à l'annulation v rort

= rx = 0, effectuée à l'aide du régulateur 182.

En régime permanent, à l'égalité du couple M du moteur asynchrone à un couple résistant constant M, le courant instantané de phase ia, dans l'enroulement sa de phase de référence "A" du stator du moteur asynchrone 1, suit une loi i sa(t) _ * so+.L sa(t L scos + + - - Iort)d -Lm si L (252) - Io 'in ? s o + rkdt orts n o Iort o

2 6 1 4 4 8 1

o Iort est le courant orthophasé mesuré, déterminé par la formule (242), V4T* est l'amplitude de consigne du flux effectif ro total du rotor, M3 est la vitesse de consigne du rotor.

La modification du signal de consigne de vitesse ro-

torique (r* à l'entrée de commande 186 du régulateur vec-

toriel de champ magnétique 185 produit une erreur angulai-

re dynamique L de la phase de synchronisation s par spa rapport à la phase synchrone s du flux effectif total du rotor qui a pour expression s s

o est l'erreur angulaire dynamique de phase de syn-

chronisation, Ys est la phase de synchronisation exprimée par l'angle courant de l'axe de synchronisation "Y" avec

l'axe fixe t du stator.

Le décalage du vecteur r du flux effectif total

du rotor d'un angle 4 < par rapport à l'axe de synchro-

nisation "Y" engendre, à la sortie 168 du mesureur de flux effectif total orthophasé du rotor, un signal Y rort de flux effectif total orthophasé du rotor qui, comparé

au niveau zéro du flux effectif total orthophasé du ro-

tor à la sortie du régulateur astatique 182 du flux

effectif total orthophasé du rotor, fait croître le si-

gnal i* de consigne de courant orthophasé Iort. Cela sx entraîne la croissance du signal d'amplitude mesurée Iort de courant orthophasé à la sortie 166 du mesureur

art -

de courant orthophasé et la variation du signal L de consigne de fréquence synchrone du courant statorique à

l'entrée de fréquence 4 de l'onduleur transvectoriel 2.

La stabilité du processus précité de synchronisa-

tion de la commande provient du fait que les actions exercées sur le déplacement angulaire du vecteur de

courant statorique par rapport à la phase de synchro-

nisation par deux régulateurs 182 et 183 sont de sens opposé. L'effet en est l'orientation forcée de l'axe "Y" de synchronisation suivant le vecteur v r du flux effectif total du rotor, la position angulaire de l'axe de synchronisation "Y" qui coincide avec celle du vecteur V r du flux effectif total du rotor étant

définie par la voie de gestion de la fréquence de syn-

chronisation s * à l'entrée de fréquence 4 de l'on-

s

-10 duleur transvectoriel 2.

En cas de perturbations intervenant du côté commande

et du côté charge, la synchronisation forcée de la com-

mande et de la mesure du vecteur i du courant stato-

rique par rapport au vecteur r du flux effectif total r

du rotor s'opère de la façon suivante.

Le flux effectif total biphasé mesuré du rotor est déterminé par les équations: rc. ra =r cos s (253) rS =Vr sin s X,(254)

o y s est la phase du flux effectif total réel du ro-

tor, r est l'amplitude de flux effectif total réel du rotor. Le flux effectif total biphasé mesuré du rotor agit

sur la voie de commande de l'amplitude de courant ortho-

phasé Iort de façon que le flux effectif total ortho-

phasé, mesuré suivant l'équation (243), rejoigne le ni-

veau zéro "Xrort = 0 qui vérifie l'égalité: v A. cos * = y sin r, (255) o s est la phase courante de synchronisation, imposée

par le signal de consigne de vitesse rotorique.

En vertu des équations (253), (254), et (255), l'annu-

lation du flux effectif total orthophasé du rotor a pour conséquence l'égalité: r s in s Ys c. cos sinP =0 (256) r s ' S r' s s L'égalité (256) entraîne l'égalité v r *sin (L - s) = 0 (257)

qui est vraie tant que la phase courante de synchronisa-

tion Ys est égale à la phase synchrone s du flux s

effectif total réel du rotor.

Les équations (255) et (257) caractérisent l'orienta-

tion automatique du vecteur de courant statorique suivant

le vecteur de flux effectif total du rotor à la varia-

tion du signal * de consigne de vitesse et à celle du couple résistant. Il en résulte une gestion vectorielle du champ magnétique avec régulation automatique de la

position angulaire et du module du vecteur de flux effec-

tif total du rotor et une commande invariante du couple du moteur asynchrone en proportion de la composante

"couple" d'amplitude du courant statorique i, défi-

sx

nie par le palier d'amplitude Iort du courant orthophasé.

La mesure de l'amplitude Iort du courant orthophasé, du flux effectif total orthophasé et cophasé du rotor rort ' rsyn s'opère par synchronisation de la mesure des grandeurs Iort, Vrort ' v rsyn par la phase de synchronisation de la commande 'P, définie par le signal de consigne de vitesse rotorique en provenance du bloc 38 de consigne de vitesse. Le flux effectif total biphasé du rotor ( v r ' r) et le

courant statorique biphasé (i i), synchroni-

s 's'a sés par la phase ó de synchronisation de la commande,

sont mesurés par le convertisseur de mesure 150.

sont mesurés par le convertisseur de mesure 150.

Le convertisseur de mesure 150 fonctionne de la

manière suivante.

Les six portes de puissance 193, 194, 195, 196, 197

et 198 (figure 20) de l'onduleur de puissance 12 sont commu-

tées par les impulsions de commande en fonction de l'écart consignemesure des courants instantanés de phase ia, isb ic mesurés à l'aide de capteurs 199, 200 et 201 de courant de phase de l'onduleur de puissance 12. Les

entrées de puissance 202 et 203 de l'onduleur de puis-

sance 12 reçoivent une tension continue de sa source d'ali-

mentation (par exemple, d'une batterie d'accumulateurs ou

d'un redresseur de tension secteur).

Les trois paires d'entrées de commande 204 et 205,

206 et 207, 208 et 209 reçoivent à tour de rôle les im-

pulsions de commande des trois formeurs d'impulsions de

commande 13, 14 et 15, ce qui a pour effet que les enrou-

lements de phase "A", "B"I, "C" du stator du moteur asyn-

chrone 1 sont raccordés un par un aux entrées de puis-

sance 202 et 203 de l'onduleur de puissance 12 par les entrées 151, 152 et 153 et les sorties de puissance 154,

et 156 du convertisseur de mesure 150.

La variation successive de la durée de conduction et de blocage des portes de puissance 193, 195 et 197 et des portes de puissance 194, 196 et 198 a pour

effet une régulation par variation de largeur d'impul-

sions des courants instantanés de phase, mesurés aux phases "a" et "b" par le mesureur de courant 210 du convertisseur de mesure 150. Le capteur de courant de phase 211 du mesureur de courant 210 fournit un signal de courant instantané mesuré de phase isa Y et le capteur de courant de phase 212 du mesureur de courant

210 un signal de courant instantané mesuré de phase isb.

En cas de connexion en étoile des enroulements statoriques du moteur asynchrone 1, les tensions de phase du stator se mesurent par le mesureur de tension 213 monté en double étoile avec trois paires de résistances 214 et 215 (phase "a,216 et 217 (phase "b"), 218 et 219 (phase "c"). Le point zéro artificiel 220 du montage résistif en double étoile qui en résulte sert à mesurer

les tensions entre les phases "a" et "'b" et le neutre.

Les découpleurs galvaniques 221 et 222 ont à leurs sorties les signaux de courants instantanés mesurés de phase isa, isb, séparés du circuit de puissance

de l'onduleur de puissance 12, et aux sorties des dé-

coupleurs galvaniques 223 et 224,il y a des signaux de tensions instantanées mesurées de phase Usb, Usa,

séparés galvaniquement, eux aussi, du circuit de puis-

sance de l'onduleur de puissance 12.

Les points communs aux premières sorties des dé-

coupleurs galvaniques 221, 222, 223 et 224 constituent la barre neutre 225 du convertisseur de mesure 150 servant de référence à la transformation subséquente des tensions de sortie des découpleurs galvaniques 221, 222, 223 et 224. Le premier additionneur 226 produit, en conformité des équations (239) et (237), un signal inversé de différence (Usg5 - Rs. isS), le deuxième additionneur 227 ayant, en vertu de l'équation (237), à sa sortie,un

signal de courant inversé ( - iSJ5).

A la sortie du troisième additionneur 228 il y a, suivant les équations (238) et (236), un signal inversé de différence (Usc> - Rs. is5); un signal de courant inversé ( - is_), élaboré selon l'équation (236) par l'amplificateur inverseur 229, vient sur la deuxième

entrée de l'additionneur 228.

Les intégrateurs 230 et 231 ont,à leurs sorties, des signaux de flux effectif total biphasé du stator, déterminés par les équations: t1 Vtf it 258) s.: J (Us. - Rs iS)dt,(258) o t1

Ys =X (Us! - Rs is) dt(259).

o Les équations (258) et (259) résultent des équations (20) et (21) à condition que l'axe "Y" (figure 1) du système d'axes orthogonaux Y, X soit orienté suivant l'axe td'un système d'axes orthogonaux fixes 0L,)X et que / K = 0, ce qui est vrai pour les mesures effectuées par un convertisseur de mesure 150 conçu comme décrit

ci-dessus (figure 20).

En vertu de l'équation (19), à la sortie du quatrième additionneur 232, il y a un signal inversé du flux effectif total mesuré du rotor suivant l'axe 1B, défini par

l'expression (241), et à la sortie du cinquième addition-

neur 233, il y a un signal inversé du flux effectif total

mesuré du rotor suivant l'axe ct, défini par l'expres-

sion (240), le signal inversé - is c étant produit par l'amplificateur inverseur 229 du convertisseur de mesure 150. Un signal de courant inversé - iS à la sortie du deuxième additionneur 227 vient sur la première sortie de mesure 157 et un signal de courant inversé - iSL à la sortie de l'amplificateur inverseur 229 arrive à la deuxième sortie de mesure 158 du convertisseur de mesure 150. Un signal de flux effectif total inversé - vr du rotor à la sortie du cinquième additionneur 233 vient sur la troisième sortie de mesure 159, le signal de flux effectif total inversé -Yrr du rotor étant disponible

à la sortie du quatrième additionneur 232.

Les signaux inversés de courant biphasé - i - iA du stator et de flux effectif total biphasé 'r Y du rotor aux sorties de mesure 157 et 158 duconvertisseur de mesure 150 et aux sorties 159 et 160 du convertisseur de mesure 234 du flux effectif total biphasé du rotor du convertisseur de mesure 150 viennent sur les entrées de mesure respectives 162, 163 et 164, 165 (figure 19) du régulateur vectoriel de champ

magnétique 185.

Dans l'entraînement électrique non bouclé en vi-

tesse des figures 19 et 20, la gestion de la vitesse du rotor du moteur asynchrone 1 s'effectue sans capteur de

vitesse ni aucun autre capteur incorporé au moteur asyn-

chrone 1, ce qui permet au moteur asynchrone I de commu-

niquer avec la partie électronique autonome de l'entraî-

nement électrique par un câble de puissance tripolaire, raccordé aux sorties 154, 155 et 156 (figures 19, 20) du convertisseur de mesure 150, réuni technologiquement à l'onduleur transvectoriel 2 (figure 19) de façon à former, avec le régulateur vectoriel de champ magnétique 185,

une partie électronique unique de l'entraînement élec-

trique. Cela permet d'améliorer la fiabilité des organes mécaniques, de réduire leur encombrement et leur coût grâce à la suppression des capteurs incorporés au moteur asynchrone, de réguler la vitesse dans une plage étendue sans perdre pour autant en linéarité et en rigidité des

caractéristiques mécaniques. Pour des raisons de simpli-

cité électrique, on peut n'utiliser, au lieu des cap-

teurs 199, 200, 201, que deux capteurs de courant de

phase 211 et 212.

Les procédés précités de commande vectorielle d'un moteur asynchrone et les entraînements électriques pour les réaliser permettent une régulation corrélative des processus dynamiques, énergétiques et thermiques dans un moteur asynchrone par l'effet de la commande phase-courant et de la variation mutuelle d'intensité et de position spatiale du champ magnétique en fonction du couple requis du moteur asynchrone au moyen d'une gestion de la phase instantanée du courant statorique ce qui, en plus d'augmenter la rapidité et la précision de gestion de la vitesse rotorique et du couple du moteur asynchrone, réduit les pertes de puissance et l'échauffement du

moteur asynchrone.

Les procédés selon l'invention de commande adaptati-

ve phase-courant offrent des solutions aux difficultés techniques principales de la commande d'un moteur asynchrone constituant une limitation dans leur application dans les systèmes les plus précis et les plus rapides d'entraînement des robots, machines-outils à commande numérique et systèmes flexibles de production, à savoir: 1. On parvient à assurer une gestion du couple d'un moteur asynchrone invariante avec l'intensité et la position angulaire du flux magnétique, ce qui permet de faire largement varier, sans inertie, le couple du moteur

asynchrone suivant toute loi, y compris par bonds, im-

posée par la consigne de couple du moteur asynchrone,

quelle que soit l'intensité courante du champ magnétique.

L'invariance de gestion du couple atteinte sur les ent-

raînements électriques bouclés en vitesse précités a per-

mis de réduire le temps de régulation du couple du mo-

teur asynchrone à 0,0005 s et d'accroître la rapidité de l'entraînement électrique à vitesse réglable dans une bande passante de la boucle de régulation de la vitesse rotorique à 250 Hz (asservissement en vitesse du moteur

asynchrone possible jusqu'à un déphasage limité à 90 ).

2. On obtient une gestion du courant statorique et du champ magnétique, optimale en critères énergétiques, tant aux régimes statiques que dynamiques d'un moteur asynchrone: aux régimes statiques, on a un minimum de courant statorique pour un couple résistant donné, un minimum de courant initial d'excitation, un minimum

d'échauffement de l'isolement de l'enroulement stato-

rique hors du couple résistant, un minimum d'échauffement de l'isolement de l'enroulement statorique à la variation du couple résistant; aux régimes dynamiques, on a un maximum de couple du moteur asynchrone pour un courant statorique limité et un échauffement admissible de l'isolement de l'enroulement statorique, et un maximum

d'accélération du rotor pour un courant statorique limité.

La commande optimale en critères énergétiques, ré-

alisée par l'entraînement électrique précité à commande 26 i4481 adaptative phase-vecteur quadrizonale, permet, par rapport aux entraînements électriques existants, de réduire de moitié, au moins, le courant initial

d'excitation, de diminuer dans un rapport de 4 l'échauffe-

ment de l'isolement de l'enroulement statorique en régime d'excitation initiale, de doubler le rapport du couple maximal admissible du moteur asynchrone à l'amplitude du courant statorique, de porter à deux le rapport du

surcouple maximal du moteur asynchrone à la surinten-

sité du courant statorique, de forcer d'au moins 40% le couple du moteur asynchrone pour une même amplitude de courant statorique, d'avoir un couple du moteur

asynchrone découplé du nominal pour une amplitude ad-

missible du courant statorique quintuple de la nominale, d'élargir d'au moins deux fois la plage de régulation de la vitesse, vers le haut, à partir de la vitesse nominale,

sans altérer la précision de régulation de la vitesse.

L'entraînement électrique selon l'invention à commande optimale en critères énergétiques permet de 2 minimiser la masse, l'encombrement et le coût du module électromécanique (moteur asynchrone avec capteurs) pour les servocommandes de robots de capacité de charge et de productivité données et d'assurer la précision et

la répétabilité requises de positionnement du robot.

L'entraînement électrique selon l'invention à adaptation thermique permet d'utiliser le moteur asynchrone au maximum de son couple,de son accélération et de sa puissance pour un échauffement admissible de l'isolement de l'enroulement statorique, d'améliorer la productivité

des systèmes flexibles de production grâce à l'augmenta-

tion maximale de la fréquence des cycles de positionnement

des servocommandes dans des processus technologiques, évolu-

*tifs et reprogrammables.

L'optimalité de la commande en critères énergéti-

ques et thermiques, alliée, dans les entraînements éle-

ctriques selon l'invention, au maximum de couple et de puissance mécanique, permet, au moins, de doubler le couple spécifique maximal du module électromécanique à moteur asynchrone démultiplié et, dans le cas des moteurs asynchrones pour haute fréquence (à fréquence nominale de 200 et de 400 Hz) et des transmissions mécaniques rapides à forte démultiplication (jusqu'à à 500), de rendre le module électromécanique au moins deux fois plus léger que son homologue à moteur à courant continu. C'est là que réside le grand effet économique de généralisation des moteurs asynchrones en robotique et dans des systèmes automatiques au détriment

des moteurs à aimants permanents.

3. On arrive à associer des performances dynamiques limites et une optimisation de l'entraînement électrique en maximum de rapidité de fonctionnement à une régulation linéaire de vitesse et de position du rotor, quel que soit

le couple résistant, jusqu'à la vitesse nulle.

L'entraînement électrique à vitesse réglable à com-

mande fréquence-courant selon l'invention offre une régu-

lation astatique linéaire de la vitesse rotorique dont l'erreur, à la vitesse rotorique la plus basse (10000 fois plus petite que la nominale), est au plus de 0,02 à 0,04 t/mn.Il devient possible de maintenir longuement

l'arbre du moteur asynchrone à la vitesse nulle (ré-

gime de freinage sans frein) lors de la variation du couple

résistant actif. En cas d'un saut de couple résistant no-

minal, le temps de reprise de la vitesse rotorique (temps

de régulation) est inférieur à 0,01 seconde.

Dans l'entraînement électrique (servocommande asyn-

chrone) selon l'invention, en positionnement automatique du robot, l'erreur statique de mise en position constitue un incrément du capteur incrémentiel (impulsionnel), soit

moins de huit secondes angulaires pour un module élec-

tromécanique ayant un rapport de vitesses de 200.

En contournage, l'erreur dynamique constitue deux incréments du capteur incrémentiel (impulsionnel), ce qui correspond à une erreur sur l'arbre secondaire du

module électromécanique inférieure à 15 secondes angu-

laires. La haute précision de positionnement et une excellente répétabilité des mouvements en tout état thermique du moteur asynchrone permettent d'utiliser l'entraînement électrique (servocommande asynchrone) selon l'invention pour les robots soudeurs et ajusteurs

les plus précis et d'en tirer un effet économique impor-

tant grâce à un coût et à une masse moindres du module électromécanique, alliés à uen précision et une rapidité accrues. Des qualités en régulation de vitesse, proches de celles qu'ont des entraînements électriques bouclés en

vitesse, sont offertes par l'entraînement électrique se-

lon l'invention non bouclé en vitesse à régulateur vecto-

riel de champ magnétioue dépourvu de capteurs incorporés

au moteur asynchrone, ce qui permet une régulation pré-

cise de la vitesse des mécanismes situés dans des mi-

lieux atypiques chimiquement actifs et des volumes ré-

duits s'opposant à l'emploi de capteurs reliés au moteur asynchrone. Le procédé de commande d'un moteur asynchrone selon l'invention et l'entraînement électrique pour le réaliser ont à leur avantage la flexibilité du système de commande de l'entraînement électrique, dont la structure est reconfigurable et le principe modulaire de réalisation des divers systèmes d'entraînement basés sur différentes

combinaisons des propriétés fonctionnelles et techno-

logiques du lot proposé de modules fonctionnels de commande, intégrables dans un processeur de commande qui peut

avoir la forme hybride précitée ou être entièrement à mi-

croprocesseur, capable de réaliser les procédés et al-

gorithmes précités de commande suivant les équations

exposées plus haut en vue d'assurer des qualités de ré-

gulation et des caractéristiques fonctionnelles requises

à l'entraînement par moteur asynchrone.

Cela permet de multiplier les applications des entraînements électriques selon l'invention tant pour des machines et mécanismes à usage industriel général que pour des systèmes automatiques flexibles de grande

précision à commande par microprocesseur programmable.

Il est évident, pour les spécialistes,que les ent-

raînements électriques précités mettant en application les procédés de commande-selon l'invention peuvent être autrement architecturés à base d'une technologie

intégrée à plus grande échelle.

Claims (25)

R E V E N D I C A T I 0 N S

1. Procédé de commande d'un moteur asynchrone du type consistant à asservir la vitesse rotorique () et le couple (M) du moteur asynchrone aux régimes statiques et,

pour ce faire, à définir une action de commande propor-

tionnelle à l'amplitude de consigne ( v r) du flux ef-

fectif total du rotor, égale à la valeur réelle de l'ampli-

tude ( r) du flux effectif total du rotor, à élaborer une première des composantes en quadrature (i*y) de sy l'amplitude de consigne (i*) du courant statorique, S

caractéristique de la composante "flux" (i) de l'am-

sy plitude (i) du courant statorique, en fonction de s l'amplitude de consigne ( *r) du flux effectif total du r

rotor, à définir une deuxième action de commande, pro-

portionnelle au couple de consigne (M*) du moteur asyn-

chrone, en fonction de la vitesse de consigne ( I) et

de la vitesse réelle ( U) du rotor, à élaborer la deu-

xième des composantes en quadrature (i*sx) de l'ampli-

tude de consigne (i*) du courant statorique, carac-

s

téristique de la composante "couple" (isx) de l'ampli-

tude (i) du courant statorique, en fonction du cou-

s ple de consigne (M*) du moteur asynchrone, à définir la fréquence statique des courants instantanés équilibrés de phase (isa s isb, isc) du stator en régime statique du moteur asynchrone en fonction de la vitesse rotorique ( U)) et du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, à asservir, phase par phase, les courants instantanés équilibrés de phase (isa, isb, isc) du stator dans ses enroulements de phase (A, B, C) à l'écart consigne-mesure des courants instantanés de phase (i* i* i*) , (i is, i sc) du stator, sa sb sc sa sb Sc l'amplitude de consigne (i*) du courant statorique, égale S à l'amplitude de consigne des courants instantanés de phase du stator et à l'amplitude (i) du courant statorique,

26 1 4481

étant rendue égale à la "somme en quadrature" qui est la racine carrée de la somme des carrés de la première et de la deuxième composantes en quadrature (i*), (i*x) sy s de l'amplitude de consigne (is*) du courant statorique, s caractérisé en ce qu'on asservit, à titre supplémentaire, l'amplitude ( X r) du flux effectif total du rotor,

compte tenu des processus statiques, dynamiques, électro-

magnétiques, énergétiques et thermiques dans le moteur

asynchrone, au moyen d'une commande vectorielle phase-

courant, consistant à modifier d'une façon corrélative la phase ( C s) et l'amplitude (is) du courant statorique, l'intensité et la position angulaire dans l'espace du champ magnétique, caractérisées par la phase ( s) et l'amplitude ( r) du flux effectif total du rotor, en fonction du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone,

que, pour ce faire, on produit une fréquence de synchro-

nisation ( s) dont la valeur est égale à celle de la fréquence statique des courants instantanés équilibrés de phase (isa, isb, iSc) du stator en régime statique du moteur asynchrone, caractéristique de la fréquence synchrone ( M s) du courant statorique, égale

à la somme des deux composantes de fréquence de synchro-

nisation, dont l'une est variable avec la vitesse rotorique

( 0,e '), et l'autre 4, est asservie au rapport du-

couple de consigne (M*) du moteur asynchrone au carré de l'amplitude de consigne (XVr) du flux effectif total du rotor, en ce qu'ensuite on élabore une phase de synchronisation ( s é)', égale à la phase synchrone ( 4 s)

du courant statorique et caractéristique de la phase ins-

tantanée du courant instantané de phase (isa) du stator dans l'un des enroulements de phase (A, B, C) du stator, servant d'enroulement de référence (A), pour un couple de consigne (M*) nul du moteur asynchrone, en ce qu'ensuite on élabore une phase ( t) du courant statorique S caractéristique de la phase instantanée du courant instantané de phase (ia) du stator dans l'enroulement sa de phase de référence (A) du stator du moteur asynchrone, en la faisant varier par rapport à la phase synchrone ( s) du courant statorique d'un angle de déphasage ( p) du courant statorique, proportionnel à l'arc tangente du rapport entre la composante "couple" (isx) de l'amplitude du courant statorique et la composante "flux" (isy) de l'amplitude du courant statorique, sy que l'on modifie, en fonction du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, par l'augmentation de l'amplitude de consigne (V r) du flux effectif total du rotor avec l'augmentation du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, tout en faisant varier d'une manière analogue et symétrique les courants instantanés de phase dans les

autres enroulements de phase (B, C) du stator.

2. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour permettre la commande du moteur asynchrone en coordonnées cartésiennes synchronisées par la fréquence _ * de synchronisation (vYs) avec la phase de synchronisation (), on effectue, à titre supplémentaire, la gestion de s* la phase de synchronisation ( s) par modification de s

la deuxième composante (ÀXD *) de fréquence de synchroni-

saiton, caractéristique du glissement (A UL) du flux effectif total du rotor, par rapport au rotor du moteur asynchrone, en proportion du rapport entre la valeur de la composante "couple" (isx) de l'amplitude du courant statorique et la valeur courant de l'amplitude de consigne ( Vr) du flux effectif total du rotor, en ce qu'en cas d'augmentation du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, on fait croître la valeur courante d'amplitude de consigne (4 r) du flux effectif total du rotor avec le temps (t)

suivant une loi apériodique, en ce qu'on asservit la compo-

sante "flux" (isy) de l'amplitude du courant statorique, sy égale à la première des composantes en quadrature (i* y) sy de l'amplitude de consigne (i*) du courant statorique, à la valeur permanente ( 1 r4) d'amplitude de consigne du flux effectif total du rotor, ledit asservissement étant conditionné par la courbe d'aimantation du moteur asynchrone, et en ce qu'on fait varier la composante "couple" (isx) d'amplitude du courant statorique, égale à la deuxième des composantes en quadrature (i*) sx

d'amplitude de consigne du courant statorique, en pro-

portion du-rapport du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone à l'amplitude de consigne courante ( r)

de flux effectif total du rotor.

3. Procédé selon la revendication 1, caractérisé en ce que, pour permettre la commande d'un moteur asynchrone en coordonnées polaires, on crée une phase de synchronisation ( -) par balayage de la fréquence s de consigne ( is) du courant statorique, égale à la is vitesse de variation de la phase instantanée (. s) du courant instantané de phase ( ia) dans l'enroulement sa de phase de référence (A) du stator, on impose, pour ce faire, une valeur constante à l'amplitude de consigne ( R *) du flux effectif total du rotor et, respectivement, r à la première composante en quadrature (i*) d'amplitude sy de consigne du courant statorique et à la composante "flux" (isy) d'amplitude du courant statorique, ensuite sy on fait varier la deuxième des composantes en quadrature (i*x) de l'amplitude de consigne (i*) du courant statorique en proportion du- couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, on élabore l'amplitude de consigne (i*s) du courant statorique égale à la "somme en quadature" de la première et de la deuxième composantes en quadrature (i*, i*) de l'amplitude de consigne sy sx du courant statorique, on obtient la fréquence de consigne ( Z is) du courant statorique, caractéristique de la is fréquence de synchronisation, égale à la somme des trois composantes de fréquence de synchronisation, en faisant varier la première desdites composantes en proportion de la vitesse rotorique ( I), la deuxième composante (À *) de fréquence de synchronisation, en proportion du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, et la troisième composante dynamique (ALDd) de fréquence de synchronisation ainsi que la troisième composante dynamique (A L d) de fréquence du courant statorique, qui lui correspond, sont rendues égales, en cas de variation du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, à la vitesse de variation de l'arc tangente d'une grandeur proportionnelle au couple de consigne (M*) du moteur

asynchrone, en cas de variation linéaire du couple de con-

signe (M*) du moteur asynchrone, la troisième composante dynamique ( A L d) de fréquence du courant statorique étant variable suivant une loi 2L r

3Z V. *2

15.Äd - - ro_ * a 2L raM 2t2 1 + r--M* t 3Z y 2 p ro o Li)d est la troisième composante dynamique de fréquence du courant statorique; Lr est l'inductance du rotor; Zp est le nombre de paires de pôles du moteur asynchrone;

*v est l'amplitude constante de consigne du flux ef-

ro fectif total du rotor; dM* est la vitesse de 8M - dt variation du couple de consigne M* du moteur asynchrone; t est le temps courant de variation linéaire du couple

de consigne (M*) du moteur asynchrone.

4. Procédé selon la revendication 2, caractérisé en ce qu'on fait varier, en valeur et en sens, le déphasage ( t.) du courant statorique par rapport à la phase synchrone ( Y s) du courant statorique, égale à la phase de synchronisation ( * s) par création, dans s l'enroulement de phase de référence (A) du stator, d'un courant instantané de phase (isa) du stator, égal à

la différence des deux courants périodiques dont le pre-

mier, qui est le courant cophasé (isyn), est obtenu par

synchronisation de la variation, à la fréquence de syn-

* chronisation ( L s), de la composante "flux" (isy) s s y

d'amplitude du courant statorique suivant une loi cosi-

nusoidale en fonction de la phase de synchronisation ( (s), le second courant périodique, qui est le courant s orthophasé (iort), étant produit par synchronisation de ort la variation, à la fréquence de synchronisation ( s), de la composante "couple" (ix) de l'amplitude du courant SX statorique suivant une loi sinusoïdale en fonction de la phase de synchronisation ( s), en ce qu'en cas s d'accroissement instantané du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, on fait décaler par bond, dans le bon sens, la phase ( s) du courant statorique par rapport à la phase de synchronisation ( s) au moyen d'une s variation brutale de l'intensité et du sens du courant orthophasé (i ort), et en ce que, face à la variation de la valeur courant d'amplitude de consigne ( v r) du r flux effectif total du rotor, on décale en permanence la phase ( E s) du courant statorique par modification du courant cophasé (i syn), la valeur courante de l'amplitude *syn de consigne ( M r) du flux effectif total du rotor étant modifiée en fonction de la composante "flux" (isy) de sy

l'amplitude du courant statorique suivant une loi apério-

dique avec une constante de temps (Tr) égale à la

constante de temps électromagnétique du rotor.

5. Procédé selon la revendication 4, caractérisé en ce qu'on décale la phase instantanée ( s) du courant instantané de phase (isa) du stator dans son enroulement de phase de référence (A) par rapport à la phase synchrone ( T s) du courant statorique, d'une quantité constante () jusqu'à +, par un changement égal et simultané des composantes "couple" (isx) et "flux" (isy) de l'amplitude du courant statorique en fonction du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, et en ce que, face à l'accroissement instantané du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, on crée une amplitude instantanée

(is) du courant statorique, proportionnelle aux compo-

santes "couple" (isx) et "flux" (i) d'amplitude du sx sy courant statorique suivant une loi 2Lr r

-37-- M

i 2: 2. 2Pt s =-L M* + (M*-M*)(1-e -At Lm o o - 7-r' o is est l'amplitude instantanée du courant de phase

du stator.

e est le nombre naturel, t est le temps courant du transitoire, Lr est l'inductance du rotor,

Zp est le nombre de paires de pôles du moteur asyn-

Zp chrone, Lm est une mutuelle, M* est le couple consigne du moteur asynchrone,

M* est le couple de consigne initial du moteur asyn-

o chrone, L r Tr R- est la constante de temps électromagnétique r du rotor, Rr est la résistance pure du rotor,

la deuxième composante de fréquence du courant sta-

torique correspondant au glissement (t DO) du flux effec-

tif total du rotor et égale au glissement du courant statorique, étant variable suivant une loi R<Rr

C 1- -r -______----- -- - - ----

r r M* + (M*-M*) (1 - e Tr) o o

6. Procédé selon la revendication 5, caractérisé en ce qu'on modifie les lois de commande du déphasage ( E_ 9) du courant statorique par rapport à la phase synchrone ( t s) du courant statorique et à la phase de synchronisation ( f s*) en fonction des valeurs limites

2 6 1 4 4 8 1

d'amplitudes maximales de courant (is ax) et de tension s max (Us max) du stator, du couple de consigne limite (M*)

s Max g.

du moteur asynchrone, de la vitesse rotorique mesurée ( Lg) et du temps requis (t) de forçage du couple du moteur asynchrone, en ce qu'on fait varier le degré de saturation du circuit magnétique du moteur asynchrone en fonction desdites valeurs limites par une commande phase-courant multizonale du moteur asynchrone consistant à modifier dans chaque zone les lois de variation corrélatives des courants orthophasé et cophasé (iort, isyn), à réduire de moitié, au moins dans la première zone de commande phase-courant du moteur asynchrone, lorsque le couple de consigne (M*) et la vitesse mesurée ( D) du rotor sont inférieurs à leurs limites (M*) et (), les valeurs d'amplitude de g consigne ('\ ro) du flux effectif total du rotor, de composante "flux" (i syo) d'amplitude du courant statorique syo et de courant cophasé (i yno) par rapport aux valeurs syno respectives en régime statique nominal du moteur asynchrone, à exciter, dans le moteur asynchrone, un champ magnétique initial tel que l'amplitude constante ( 4 ro) du flux effectif total du rotor soit proportionnelle à l'amplitude (I) du courant cophasé (i) en fonction de la valeur syn syn limite de l'amplitude maximale (i ax) du courant statorique s max et de la valeur initiale de couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, à asservir le déphasage (. <) du courant statorique par rapport à la phase de synchronisation ( s) et à la phase synchrone ( P s) du courant statorique

au couple de consigne (M*) du moteur asynchrone par modifi-

cation de l'amplitude (Iort) du courant orthophasé (iort) en proportion du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone, le courant instantané de phase (ia) dans l'enroulement sa de phase de référence (A) du stator du moteur asynchrone étant variable suivant une loi t t isa(t) = Klro cos ( + K2M*)dt-KM*sin (i+K2M*)dt, o0 o

261'448 1

o i (t) est le courant instantané de phase dans l'en-

sa roulement de phase de référence (A) du stator, M* est le couple de consigne du moteur asynchrone, K1, K2, K3 sont des facteurs constants dépendant des paramètres du moteur asynchrone,

Vro o 0,5 v rn est l'amplitude initiale du flux ef-

fectif total du rotor, 1Yrn est l'amplitude nominale du flux effectif total du rn rotor, est la vitesse rotorique, en ce que, dans la deuxième zone de commande phase-courant, quand le couple de consigne (M*) du moteur asynchrone est supérieur à sa limite (M*) et que la vitesse rotorique

mesurée ( >) est inférieure à sa limite ( I), on pro-

duit un déphasage constant ú = + E du courant stato-

-4 rique par rapport à la phase de synchronisation (l s) et à la phase synchrone ( s.) du courant statorique en modifiant également et simultanément les amplitudes (Iort), (Isyn) de courants orthophasé et cophasé en fonction du couple de consigne (M*) du moteur asynchrone

tout en faisant varier, suivant une loi apériodique, l'am-

plitude de consigne ( v) du flux effectif total du

rotor avec l'amplitude (I syn) du courant cophasé corres-

syn pondant à la caractéristique d'aimantation du moteur asynchrone, en ce que, dans la troisième zone de commande phase-courant, lorsque la vitesse rotorique mesurée ( D) dépasse sa valeur limite ( O), on augmente la valeur absolue du déphasage |E |> '1t du courant statorique par

rapport à la phase synchrone ( < s) du courant statori-

que avec la vitesse rotorique par réduction de l'ampli-

tude (Isyn) du courant cophasé en fonction de la valeur

limite d'amplitude maximale (Us max) de la tension stato-

rique et de la vitesse rotorique ( D).

7. Procédé selon l'une quelconque des revendications 4,

5, ou 6, caractérisé en ce qu'on réduit le couple limite 26 'i4481 (M mx) du moteur asynchrone, en régime temporaire de max forçage limite du couple et d'accélération pendant le

forçage, au-dessous de la constante de temps électroma-

gnétique (Tr) du rotor par un décalage brutal de la phase ( _) du courant statorique jusqu'à + L par s 2

rapport à la phase synchrone ( s) du courant statori-

que dû à la coupure du courant cophasé (isyn), en ce que, pour ce faire, on coupe le courant cophasé (isyn) pendant le forçage du couple (M) du moteur asynchrone, en ce I0 qu'ensuite on porte par bond le courant orthophasé (iort) à une valeur limitée à l'amplitude maximale (is max) du courant statorique, en ce que, dans la deuxième zone de régulation phasecourant, on produit un couple (MmaX) du moteur asynchrone supérieur à au moins 1,4 fois celui en régime antérieur au forçage (M), en ce qu'on maintient l'amplitude (i) du courant statorique au régime de s forçage après la coupure du courant cophasé (i syn) égale syn à l'amplitude (i o) du courant statorique au régirme 0 précédent par augmentation du courant orthophasé (iort) d'une quantité inférieure d'environ f 2-1 fois le courant

cophasé (i yn) coupé.

8. Procédé selon l'une quelconque des revendications

1, 2 ou 4, caractérisé en ce qu'on fait varier la fréquence synchrone ( s) du courant statorique par modification de l'action de commande à l'entrée, proportionnelle à la vitesse de consigne () du rotor, d'une quantité proportionnelle à l'amplitude mesurée (Iort) du courant orthophasé du stator obtenue par synchronisation du courant biphasé mesuré (is c), (is) du stator par la fréquence

synchrone ( 0) du courant statorique.

s

9. Procédé selon la revendication 8, caractérisé en ce qu'on effectue la gestion de la vitesse rotorique () du moteur asynchrone, quel que soit le couple résistant (Ms) du moteur asynchrone, au moyen d'une régulation PI des composantes orthophasée et cophasée

26 14481

( rort' 14 rsyn) du flux effectif total du rotor dont les mesures sont fournies par la synchronisation de la mesure du flux effectif total biphasé ( vrc), ( rj=) du rotor, ledit flux étant obtenu par la mesure du courant biphasé (is_), (isë) du stator et de sa tension biphasée (Usd_), (Us) en ce qu'on régule la composante cophasé ( rsyn) du flux effectif total du rotor, cophasée par rapport à la phase synchrone ( T s) du courant statorique, au niveau de l'amplitude de consigne () du flux effectif total du rotor, r imposée par la deuxième action d'entrée, l'écart de vitesse rotorique ( D) de la consigne ( 0) déterminée par la première action d'entrée étant compensé par un décalage de la phase ( s) du courant statorique et par une modification du courant orthophasé (iort) en fonction de l'écart de la composante orthophasée ( v rort) du flux

effectif total du rotor du zéro de la composante ortho-

phasée de consigne ( rort = 0) de flux effectif total

du rotor.

10. Procédé selon l'une quelconque des revendica-

tions 1, 4, 5, 6 ou 7, caractérisé en ce qu'on fait varier, à titre supplémentaire, la phase synchrone ( s) du courant statorique en fonction de la température d'échauffement ( 6) du moteur asynchrone, en ce que, pour ce faire, on mesure la température courante du moteur asynchrone, en ce qu'on la compare à la valeur constante de température de consigne ( 6 O) à laquelle on réalise le préréglage de l'asservissement de la deuxième composante ( t 4) de la fréquence synchrone ( 2 s) du courant statorique, en ce qu'on forme l'accroissement requis de la deuxième composante () de fréquence synchrone ( s) du courant statorique en proportion

du produit de la valeur de consigne de la deuxième compo-

sante ( j *) de fréquence synchrone (." s) du s courant statorique, correspondant à ladite valeur de consigne de température d'échauffement ( 6 o) du moteur

26 1 448 1

asynchrone, par l'écart consigne-mesure de température (, r), en ce qu'on modifie la valeur de consigne de la deuxième composante ( *) de fréquence synchrone

( s) du courant statorique de la valeur d'accroisse-

ment de la deuxième composante ( *CD) de fréquence synchrone ( s) du courant statorique, tandis qu'on diminue la valeur maximale du couple de consigne du moteur asynchrone avec l'augmentation de l'écart ( r) r entre lesdites deux températures lorsque cet écart dépasse le seuil de suréchauffement (A & g) du moteur asynchrone et on réduit à zéro la vitesse de consigne rotorique ( I *) s'il y a dépassement de la tolérance

(L i rmax) de suréchauffement du moteur asynchrone.

11. Entraînement électrique pour réaliser le procédé de commande d'un moteur asynchrone selon la revendication

1,du type comportant un moteur asynchrone dont les enrou-

lements statoriques sont raccordés aux sorties d'un con-

vertisseur de puissance,le rotor du moteur asynchrone étant accouplé à un capteur de vitesse rotorique raccordé à une première entrée d'un bloc de consigne de couple du moteur asynchrone qui a sa deuxième entrée reliée à un bloc de consigne de vitesse rotorique, la sortie du bloc de consigne de couple du moteur asynchrone étant reliée à l'entrée d'un formeur de la composante "couple" d'amplitude du courant statorique, l'entrée de fréquence du convertisseur de puissance étant reliée, à travers un formeur de fréquence synchrone du courant statorique, à la sortie du bloc de consigne de couple du moteur asynchrone, la deuxième entrée du formeur de fréquence synchrone du courant statorique étant raccordée à la sortie du capteur de vitesse rotorique, caractérisé en ce que le convertisseur de puissance représente un onduleur transvectoriel (2) à trois entrées de commande (3, 4, 5) dont la première est

l'entrée de fréquence (4), la deuxième est l'entrée or-

thophasée (3) et la troisième est l'entrée cophasée (5), en ce que l'entraînement électrique possède un formeur (36)

26 14481

d'amplitude du flux effectif total du rotor et un formeur (35) de glissement du flux effectif total du rotor, la sortie du bloc (37) de consigne de couple du moteur asynchrone étant raccordée aux entrées des formeurs (36, 35) d'amplitude et de glissement du flux effectif total du rotor, la sortie du formeur (34) de la composante "couple" d'amplitude du courant statorique étant reliée à l'entrée orthophasée (3) de l'onduleur transvectoriel

(2), la sortie du formeur (36) d'amplitude du flux ef-

fectif total du rotor étant raccordée à l'entrée cophasée (5) de l'onduleur transvectoriel (2), et la sortie du formeur (35) de glissement du flux effectif total du rotor étant reliée à la première entrée du formeur (33)

de fréquence synchrone du courant statorique.

12. Entraînement électrique selon la revendication 11, caractérisé en ce qu'il est doté d'un élément apériodique (42) et d'un bloc (43) de consigne de la composante "flux" d'amplitude du courant statorique qui ont leurs entrées raccordées par un point commun à la sortie du formeur (36) d'amplitude du flux effectif total du rotor, la sortie du bloc (43) de consigne de la composante "flux" d'amplitude du courant statorique étant réunie à l'entrée cophasée (5) de l'onduleur transvectoriel (2), en ce que le formeur (34) de la composante "couple" d'amplitude du courant statorique est un organe de division (39) dont l'entrée de diviseur est raccordée à la sortie de l'élément apériodique (42), en ce que le formeur (35) de glissement du flux effectif total du rotor représente un deuxième organe de division (40) qui a, lui aussi, son entrée de diviseur reliée à la sortie de l'élément apériodique (42) dont l'entrée est reliée à la sortie du formeur (36) d'amplitude du flux effectif total du rotor, en ce que la sortie du premier organe de division (39) est raccordée à l'entrée orthophasée (3) de l'onduleur transvectoriel (2) 26 i44 et à l'entrée de dividende du deuxième organe de division (40), le formeur (33) de fréquence synchrone du courant

statorique étant un additionneur (41).

13. Entraînement électrique pour réaliser le procédé

selon l'une quelconque des revendications lou3, du type

comportant un moteur asynchrone dont les enroulements statoriques sont raccordés aux sorties d'un convertisseur de puissance, le rotor du moteur asynchrone étant accouplé à un capteur de vitesse rotorique qui a sa sortie raccordée aux entrées de deux additionneurs, dont le premier est placé entre la sortie du bloc de consigne de vitesse rotorique et l'entrée d'un régulateur PI de la vitesse, et le deuxième est branché entre la sortie d'un

élément proportionnel et l'une des entrées d'un convertis-

seur de puissance, alors que la sortie du régulateur PI

de la vitesse est reliée à l'entrée de l'élément propor-

tionnel et à l'entrée d'un bloc de calcul de la "somme en quadrature", une deuxième entrée du bloc de calcul de la "somme en quadrature" étant raccordée à la sortie d'un bloc de consigne d'amplitude du flux effectif total du

rotor, la sortie du bloc de calcul de la "somme en quadra-

ture" étant reliée à l'entrée d'amplitude du convertisseur de puissance, caractérisé en ce qu'il contient en série un bloc (46) de consigne d'angle de déphasage et un bloc (50) de calcul de la composante dynamique de fréquence du courant statorique, en ce que l'entrée du bloc (46) est reliée à la sortie du régulateur PI de la vitesse (45), en ce que la sortie du bloc (50) de calcul de la composante dynamique de fréquence du courant statorique est reliée à une troisième entrée du deuxième additionneur (41), le convertisseur de puissance étant réalisé sous forme d'un

onduleur à fréquence et à courant variables (26).

14. Entraînement électrique selon la revendication

26 1448 1

11, caractérisé en ce qu'il comporte un bloc (31) de consigne d'amplitude instantanée du courant statorique, un bloc (30) de consigne de fréquence instantanée du courant statorique, un bloc (59) de consigne d'amplitude du courant orthophasé et un inverseur de courant orthophasé (60), en ce que l'onduleur transvectoriel est un convertisseur à phase et à courant variables (62) comprenant trois premiers et trois deuxièmes onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables (51 et 52),

que les sorties (53 et 55) des trois premiers et les sor-

ties (54 et 56) des trois deuxièmes onduleurs monophasés

à fréquence et à courant variables (51 et 52) sont rac-

cordées en parallèle, deux par deux, aux enroulements

respectifs de phase (A, B, C) du stator du moteur asyn-

chrone (1), en ce que les entrées d'amplitude (28 et 29) des trois premiers onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables (51) ont un point commun relié à la sortie du bloc (31) de consigne d'amplitude du courant cophasé dont l'entrée est raccordée à la sortie du formeur (36)d'amplitude du flux effectif total du rotor, en ce que les entrées de fréquence (28 et 57) des trois premiers et des trois deuxièmes onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables (51 et 52) ont un point commun raccordé à la sortie du bloc (30) de consigne de fréquence instantanée du courant statorique dont l'entrée est reliée au formeur (33) de fréquence synchrone du courant statorique, que les entrées d'amplitude (58) des trois deuxièmes onduleurs monophasés à fréquence et à courant variables (52) sont raccordées à la sortie du bloc (59) de consigne d'amplitude du courant orthophasé, que les entrées d'impulsions de chacun des formeurs (61) de

courant instantanés de phase de consigne des trois deu-

xièmes onduleurs monophasés à fréquence et à courant va-

riables (52) ont un point commun relié à la sortie de

l'inverseur de courant orthophasé (60) dont l'entrée, ré-

unie à l'entrée du bloc (59) de consigne d'amplitude du courant orthophasé, est raccordée à la sortie du formeur (34) de la composante "couple" d'amplitude du courant statorique.

15. Entraînement électrique pour réaliser le procédé

de commande selon l'une quelconque des revendications 1,

2 ou 4, du type comportant un moteur asynchrone qui a des enroulements statoriques raccordés aux sorties d'un convertisseur de puissance et son rotor accouplé à un capteur de vitesse rotorique raccordé à une première entrée d'un premier additionneur qui a sa deuxième entrée reliée à la sortie du bloc de consigne de vitesse rotorique et sa sortie, raccordée à l'entrée d'un régulateur PI de la vitesse, caractérisé en ce qu'il contient des premier et deuxième organes de division (39 et 40), un deuxième additionneur (41), un élément apériodique (42), un bloc (63) de consigne de courant cophasé et un bloc (64) de non-linéarité de la saturation, le convertisseur de puissance représentant l'onduleur transvectoriel (2) doté d'une entrée orthophasée (3), d'une entrée de fréquence (4)

et d'une entrée cophasée (5), alors que la 'sortie du régu-

lateur PI de la vitesse (45) est reliée à l'entrée de dividende du premier organe de division (39) dont la sortie, reliée à l'entrée orthophasée (3) de l'onduleur transvectoriel (2), est raccordée à l'entrée de dividende du deuxième organe de division (40) et à l'entrée du bloc (63) de consigne de courant cophasé, en ce que les sorties du deuxième organe de division (40) et du capteur de vitesse rotorique (32) sont raccordées aux entrées du deuxième additionneur (41), en ce que la sortie du deuxième additionneur (41) est reliée à l'entrée de fréquence (4) de l'onduleur transvectoriel (2) dont l'entrée cophasée

(5) est reliée à la sortie du bloc (63) de consigne de cou-

rant cophasé, en ce que de plus la sortie du bloc (63) de consigne de courant cophasé est raccordée à l'entrée de l'élément apériodique (42) dont la sortie est reliée à l'entrée du bloc (64) de non-linéarité de la saturation, dont la sortie est raccordée aux entrées de diviseur des

premier et deuxième organes de division (39 et 40).

16. Entraînement électrique selon la revendication , caractérisé en ce qu'il comporte un limiteur de couple réglable (71), un troisième additionneur (75), un bloc (72) de non-linéarité de limitation du couple, un sélecteur de module (73) et un bloc (74) de non-linéarité d'affaiblissement du champ, qui, associés aux organes de division (39 et 40), au deuxième additionneur (41), au bloc (63) de consigne de courant cophasé, au bloc (64) de non-linéarité de la saturation et à l'élément apériodique (42), forment un régulateur adaptatif de couple (65), en ce que le limiteur de couple réglable (71) a sa première entrée, servant de première entrée (66) au régulateur adaptatif de couple (65), raccordée à la sortie du régulateur PI (45), sa deuxième entrée, raccordée à la sortie du bloc (72) de non-linéarité de limitation du couple et sa sortie, reliée à l'entrée de dividende du premier organe de division (39), en ce que la sortie de l'organe de division (39) formant la sortie orthophasée (68) du régulateur adaptatif de couple (65), est reliée à la fois à l'entrée du bloc (63) de consigne de courant cophasé et à l'entrée de dividende du

deuxième organe de division (40) dont la sortie est raccor-

dée à la première entrée du deuxième additionneur (41), en ce que la sortie du deuxième additionneur (41) constitue la sortie de fréquence (69) du régulateur adaptatif de couple (65), en ce que la sortie du bloc (63) de consigne de courant cophasé est raccordée à la première entrée du troisième additionneur (75) qui a sa sortie, formant la sortie cophasée (70) du régulateur adaptatif de couple (65), raccordée à l'entrée de l'élément apériodique (42), dont la sortie est reliée à l'entrée du bloc (64) de non-linéarité de la saturation dont la sortie est raccordée aux entrées de diviseur des premier et deuxième organes 26 i 4481 de division (39 et 40), en ce que l'entrée du bloc (72) de non-linéarité de limitation du couple, réunie à celle du bloc (74) de non-linéarité d'affaiblissement du champ, est reliée à la sortie du sélecteur de module (73) dont l'entrée, réunie à la deuxième entrée du deuxième addition- neur (41), constitue la deuxième entrée (67) du régulateur adaptatif de couple (65), en ce que la première entrée (66) du régulateur adaptatif de couple (65) est raccordée à la sortie du régulateur PI de la vitesse (45), en ce que la deuxième entrée (67) du régulateur adaptatif de couple (65) est reliée à la sortie du capteur de vitesse (32), les sorties orthophasée, de fréquence et cophasée (68, 69 et 70) du régulateur adaptatif de couple (65) étant raccordées respectivement aux entrées orthophasée, de

fréquence et cophasée (3, 4 et 5) de l'onduleur trans-

vectoriel (2).

17. Entraînement électrique selon la revendication 16, caractérisé en ce qu'il est doté d'un bloc (88) de consigne de forçage du couple et d'un bloc (76) de forçage du couple comportant un additionneur (82), un amplificateur limiteur (83), un comparateur (84), un dispositif de commutation (85), un amplificateur inverseur (86) et un commutateur (87), en ce que la première entrée de l'additionneur (82) et l'entrée du comparateur (84) ont un point commun formant l'entrée orthophasée (77) du bloc (76) de forçage du couple, la sortie de l'additionneur (82) est raccordée à l'entrée de l'amplificateur limiteur (83) dont la sortie représente la sortie orthophasée (80) du bloc (76) de forçage du couple, la sortie du comparateur (84) est reliée à l'entrée de commande du dispositif de commutation (85) qui a son entrée commutable, réunie à l'entrée de l'amplificateur inverseur (86), raccordée à une première sortie du commutateur (87) dont l'entrée commutable constitue l'entrée cophasée (78) du bloc de forçage du couple (76), les sortie du dispositif de commutation (85) et de l'amplificateur inverseur (86) sont raccordées par leur point commun à une deuxième entrée de l'additionneur (82), une deuxième sortie du commutateur (87) sert de sortie cophasée (81) au bloc de forçage du couple (76), l'entrée de commande du commutateur (87) forme l'entrée de commande (79) du bloc de forçage du couple (76), la sortie du bloc (88) de consigne de forçage du couple est reliée à l'entrée de commande (79) du bloc de forçage du couple (76), les sorties orthophasée et cophasée (80 et 81) du bloc de forçage du couple (76) sont raccordées, respectivement, aux entrées orthophasée et cophasée (3

et 5) de l'onduleur transvectoriel (2), les entrées ortho-

phasée et cophasée (77 et 78) du bloc de forçage du cou-

ple (76) étant reliées, respectivement, aux sorties ortho-

phasée et cophasée (68 et 70) du régulateur adaptatif de

couple (65).

18. Entraînement électrique pour réaliser le pro-

cédé de commande selon l'une quelconque des revendications

1 ou 4,du type comportant un moteur asynchrone qui a ses enroulements statoriques raccordés à un convertisseur de puissance et son rotor accouplé à un capteur de vitesse rotorique, caractérisé en ce qu'il contient un bloc (37) de consigne de couple du moteur asynchrone, un formeur (33) de fréquence synchrone du courant statorique et un

formeur (36) d'amplitude du flux effectif total du ro-

tor conçus respectivement autour de premier, deuxième et troisième amplificateurs opérationnels (89, 90 et 91), le convertisseur de puissance est réalisé sous forme

d'un onduleur transvectoriel (2) doté d'une entrée ortho-

phasé (3), d'une entrée de fréquence (4) et d'une entrée cophasée (5), les premières entrées des premier et deuxième amplificateurs opérationnels (89 et 90) ont un point commun raccordé à la sortie du capteur de vitesse rotorique (32), la sortie du premier amplificateur opérationnel (89), reliée à la deuxième entrée du deuxième amplificateur opérationnel (90), est raccordée à l'entrée orthophasée (3) de l'onduleur transvectoriel (2), la sortie du deuxième amplificateur opérationnel (90) est reliée à l'entrée de fréquence (4) de l'onduleur transvectoriel (2), la sortie du troisième amplificateur opérationnel (91) étant raccordée à l'entrée cophasée (5) de l'onduleur transvectoriel (2).

19. Entraînement électrique pour réaliser le procédé

selon l'une quelconque des revendications 1 ou 4 du type

comportant un moteur asynchrone dont les enroulements statoriques sont raccordés aux sorties d'un convertisseur de puissance, caractérisé en ce qu'il contient un premier amplificateur opérationnel (89) représentant un régulateur PI de la vitesse, un deuxième amplificateur opérationnel (91), formant un bloc de consigne d'amplitude du flux effectif total du rotor, un capteur incrémentiel (101),

un convertisseur fréquence-tension (102) et un convertis-

seur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes (103), en ce que le convertisseur de puissance se présente comme un onduleur transvectoriel (92) synchronisé par le rotor et comportant: un démultiplicateur électronique (100), un formeur transvectoriel (20) de courants instantanés de phase de consigne et un régulateur (22) de courants instantanés de phase, le rotor du moteur asynchrone (1) étant en liaison mécanique avec le capteur incrémentiel (101) dont les sorties, formant les entrées d'impulsions (93 et 94) de l'onduleur transvectoriel (92) synchronisé par le rotor, sont raccordées aux entrées du démultiplicateur électronique (100) et aux entrées du convertisseur

fréquence-tension (102),en ce que les sorties du démultipli-

cateur électronique (100) sont reliées aux entrées d'impulsions du formeur transvectoriel (20) de courants instantanés de phase de consigne, ses deux autres entrées formant l'entrée orthophasée (95) et l'entrée cophasée (96) de l'onduleur transvectoriel (92) synchronisé par le rotor, en ce que les sorties du formeur transvectoriel (20) de courants instantanés de phase de consigne sont raccordées aux entrées de commande (23, 24 et 25) du régulateur (22) de courants instantanés de phase dont les sorties (97, 98 et 99), servant de sorties à l'onduleur transvectoriel (92) synchronisé par le rotor sont reliées aux enroulements

statoriques du moteur asynchrone (1), en ce que le convertis-

seur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes (103) contient: un bloc de balayage impulsionnel (107), un compteur bidirectionnel d'adresses (108), deux mémoires

permanentes programmées ou PROM (109 et 110), quatre con-

vertisseurs numériques-analogiques (111, 112, 113 et 114) et deux additionneurs (115 et 116), les sorties du bloc de balayage impulsionnel (107) étant raccordées aux entrées du compteur bidirectionnel d'adresses (108) dont les sorties sont reliées aux entrées des première et deuxième PROM ( 109 et 110), les sorties de la première PROM ( 109), programmée

selon une loi sinusoïdale, étant raccordées aux entrées numé-

riques des premier et deuxième convertisseurs numériques-

-analogiques (111 et 112), les sorties de la deuxième PROM (110), programmée suivant une loi cosinusoidale, étant reliées aux entrées numériques des troisième et quatrième convertisseurs numériquesanalogiques (113 et 114), les

sorties des deuxième et du troisième convertisseurs numéri-

ques-analogiques (112 et 113) étant raccordées aux entrées du premier additionneur (115), les sorties des premier et quatrième convertisseurs numériques-analogiques (111 et 114) étant reliées aux entrées du deuxième additionneur (116),

les entrées analogiques des premier et troisième convertis-

seurs numériques-analogiques (111 et 113) étant réunies entre elles pour former l'entrée orthophasée (104) du

convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésien-

nes (103), alors que l'entrée du bloc de balayage impulsion-

nel (107) constitue l'entrée de fréquence (105) du

convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésien-

nes (103), les entrées analogiques des deuxième et quatrième convertisseurs numériques-analogiques (112 et 114) étant réunies entre elles pour former l'entrée cophasée (106) du, convertisseur numériqueanalogique de coordonnées cartésiennes (103) dont les sorties orthophasée et cophasée (117 et 118) servent, respectivement, de sortie aux premier et deuxième additionneurs (115 et 116), en ce que de plus, la sortie du premier amplificateur opérationnel (89), formant le régulateur PI de la vitesse, est raccordée aux entrées orthophasée

et de fréquence (104 et 105) du convertisseur numérique-

analogique de coordonnées cartésiennes (103), en ce que la sortie du deuxième amplificateur opérationnel

(91) est reliée à l'entrée cophasée (106) du convertis-

seur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes (103) qui a ses sorties orthophasée et cophasée (117

et 118) raccordées, respectivement, aux entrées orthopha-

sée et cophasée (95 et 96) de l'onduleur transvectoriel

(92) synchronisé par le rotor, l'entrée du premier ampli-

ficateur opérationnel (89) étant reliée à la sortie du convertisseur fréquence-tension (102) dont les entrées

sont raccordées aux sorties du capteur incrémentiel (101).

20. Entraînement électrique selon la revendication 19, caractérisé en ce que les entrées du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes (103) sont raccordées au bloc de forçage du couple (76) et au régulateur adaptatif de couple (65) formant, avec le

convertisseur numérique-analogique de coordonnées carté-

siennes (103), un processeur (120) de commande adaptative phase-vecteur qui a, à son entrée, un bloc de consigne de régime (121), un convertisseur numérique-analogique (122), un régulateur numérique (123) de position du rotor,

un détecteur (124) d'écart entre les codes et un proces-

seur (125) de commande du robot, en ce que les sorties orthophasée et cophasée (68 et 70) du régulateur adaptatif de couple (65) sont raccordées respectivement à l'entrée orthophasée et à l'entrée cophasée (77 et 78) du bloc de

26 14481

forçage du couple (76), les sorties orthophasée et cophasée (80 et 81) du bloc de forçage du couple (76) étant reliées respectivement aux entrées orthophasée et cophasée (104 et 106) du convertisseur numériqueanalogique de coordonnées cartésiennes (103), en ce que la sortie de fréquence (119) du régulateur adaptatif de couple (65), formée par la sortie de son-deuxième organe de division (40) est raccordée à l'entrée de fréquence (105) du convertisseur numérique-analogique de coordonnées cartésiennes (103) dont

les sorties représentent respectivement la sortie orthopha-

sée et la sortie cophasée (117 et 118) du processeur (120) de commande adaptative phase-vecteur, en ce que la première et la deuxième entrées (66 et 67) du régulateur adaptatif de couple (65) forment respectivement les première et deuxième entrées du processeur (120) de commande adaptative phase-vecteur, dont une troisième entrée est formée par l'entrée de commande (79) du bloc de forçage du couple (76), en ce que les sorties orthophasée et cophasée (117 et 118) du processeur (120) sont raccordées respectivement aux entrées orthophasée et cophasée (95 et 96) de l'onduleur transvectorielle (92) synchronisé par le rotor, en ce que la première entrée (66) du processeur (120) est reliée à la sortie du premier amplificateur opérationnel (89) qui a sa

première entrée, réunie à la deuxième entrée (67) du proces-

seur (120), reliée à la sortie du capteur de vitesse (32), et sa deuxième entrée raccordée à la sortie du bloc de consigne de régime (121) dont la première

entrée est raccordée à la sortie du convertisseur numérique-

analogique (122), en ce que les entrées numériques du convertisseur numérique-analogique (122) sont reliées aux sorties numériques du régulateur de position rotorique (123), dont les entrées sont raccordées aux sorties du détecteur d'écart entre les codes (124) qui a ses premières entrées raccordées aux sorties du processeur (125) de 26 5i 4481 commande du robot et ses deuxièmes entrées reliées aux sorties du capteur incrémentiel (101), en ce que les entrées du processeur (125) de commande du robot sont reliées aux sorties du capteur incrémentiel (101), en ce que deux sorties du processeur (125) de commande du robot sont raccordées aux entrées du bloc de consigne du régime (121), la sortie d'impulsions du régulateur numérique (123) de position rotorique étant reliée à la troisième entrée (79) du processeur (120) de commande adaptative phase-vecteur formée par l'entrée de commande

du bloc de forçage du couple (76).

21. Entraînement électrique selon l'une quelconque

des revendications 19 ou 20, caractérisé en ce qu'il

comporte un commutateur (126) d'entraînement par couple, placé entre la sortie du premier amplificateur opérationnel (89) et la première entrée (66) du processeur (120) de commande adaptative phase-vecteur, les deux entrées de commande du commutateur (126) d'entraînement par couple étant reliées aux deux sorties supplémentaires du

* processeur (125) de commande du robot.

22. Entraînement électrique selon l'une quelconque

des revendications 19 ou 20,caractérisé en ce qu'il

possède un élément thermosensible (127), incorporé au moteur asynchrone (1) et un bloc d'adaptation thermique (130) formant, avec le processeur (120) de commande adaptative phase-vecteur, un processeur (149) de commande adaptative phase-vecteur à adaptation thermique, en ce que

le bloc d'adaptation thermique (130) comporte un amplifi-

cateur de mesure (131), un organe de comparaison (132), un bloc (133) de consigne de température initiale, un limiteur

de suréchauffement (134), un convertisseur analogique-

numérique (135), un convertisseur numérique-analogique (136), un additionneur (137), un comparateur (140) et un sélecteur (141) de valeur maximale, en ce que les entrées de mesure (128 et 129) du bloc d'adaptation thermique (130),

26'14481

raccordées aux sorties de l'élément thermosensible (127), sont reliées à l'amplificateur de mesure (131), les deux entrées de l'organe de comparaison (132) sont raccordées aux sorties du bloc (133) de consigne de température initiale et de l'amplificateur de mesure (131), la sortie de l'organe de comparaison (132) est reliée aux

entrées du limiteur de suréchauffement (134) et du con-

vertisseur numérique-analogique (135), dont la sortie nu-

mérique, formant la sortie numérique du bloc d'adaptation thermique (130), est raccordée à la fois à l'entrée numérique du convertisseur numériqueanalogique (136) qui a son entrée analogique et sa sortie reliées aux entrées de l'additionneur (137), les deux sorties du limiteur de

suréchauffement (134) sont reliées aux entrées du compara-

teur (140), une troisième entrée du limiteur de suréchauffe-

ment (134) est raccordée à la première entrée du sélecteur (141) de valeur maximale dont une deuxième entrée constitue l'entrée (143) de limitation du couple du bloc d'adaptation thermique (130), la sortie du sélecteur (141) de valeur maximale représente la sortie (144) de limitation du couple

du bloc d'adaptation thermique (130), la sortie du compara-

teur (140) forme la sortie (142) de blocage thermique du bloc d'adaptation thermique (130), l'entrée analogique du convertisseur numérique-analogique (136) représente l'entrée de fréquence (138) du bloc d'adaptation thermique (130),

la sortie de l'additionneur (137) forme la sortie de fré-

quence (139) du bloc d'adaptation thermique (130), et de plus, la sortie (142) de blocage thermique du bloc

d'adaptation thermique (130) est reliée à l'entrée supplé-

mentaire du bloc de consigne de régime (121), l'entrée (143)

et la sortie (144) de limitation du couple du bloc d'adapta-

tion thermique (130) sont raccordées respectivement à la sortie du bloc (72) de non-linéarité de limitation du couple et à la deuxième entrée du limiteur de couple réglable (71) du régulateur adaptatif de couple (65),

26' 4 4

l'entrée de fréquence (138) du bloc d'adaptation thermique (130) est reliée à la sortie de fréquence (119) du régulateur adaptatif de couple (65), formée par la sortie du deuxième organe de division (40) du régulateur adaptatif de couple (65), la sortie de fréquence (139) du bloc d'adaptation (130) est raccordée à l'entrée de fréquence

(148) du processeur (120) de commande adaptative phase-

vecteur, constituée par l'entrée (105) du convertisseur numériqueanalogique de coordonnées cartésiennes (103) dont la sortie orthophasée et la sortie cophasée (117 et 118) représentent respectivement la sortie orthophasée et la sortie cophasée du processeur (149) de commande adaptative phase-vecteur à adaptation thermique qui a sa sortie numérique, formée par la sortie numérique (145) du bloc d'adaptation thermique (130) , raccordée à l'entrée numérique supplémentaire du processeur (125) de commande

du robot.

23. Entraînement électrique pour réaliser le procédé

selon l'une quelconque des revendications 8, 9 ou 10,du

type comportant un moteur asynchrone dont les enroulements statoriques sont reliés à un convertisseur de puissance, caractérisé en ce que le convertisseur de puissance représente un onduleur transvectoriel (2) doté de sorties numériques (191 et 192), et d'entrées orthophasée, de fréquence et cophasée (3, 4 et 5) respectivement, en ce que l'entraînement électrique comporte également un

régulateur vectoriel (185) du champ magnétique, un convertis-

seur de mesure (150), qui a ses entrées de puissance (151, 152 et 153) raccordées aux sorties de puissance de l'onduleur transvectoriel (2) et ses sorties de puissance (154, 155 et 156), reliées aux enroulements statoriques du moteur asynchrone, un bloc (38) de consigne de vitesse et un bloc (36) de consigne d'amplitude du flux effectif total du rotor, en ce que le régulateur vectoriel (185) du champ magnétique contient deux régulateurs PI (182 et 183),

composés respectivement de premier et troisième amplifica-

teurs opérationnels (89, 91), un amplificateur additionneur-

formeur de fréquence synchrone (184), formé par un

deuxième amplificateur opérationnel (90), et un convertis-

seur inverse numérique-analogique de coordonnées cartésien-

nes (161) qui a ses quatre premières entrées (162, 163, 164 et 165) raccordées aux quatre sorties de mesure (157, 158, 159 et 160) du convertisseur de mesure (150) et ses deux entrées numériques (169 et 170), raccordées aux deux

sorties numériques (191 et 192) de l'onduleur transvec-

toriel (2), formées par deux sorties numériques "sinus" et "cosinus" du formeur transvectoriel (20) de courants

instantanés de phase de consigne de l'onduleur transvec-

toriel (2), en ce que la sortie (166) du mesureur de

courant orthophasé du convertisseur inverse numérique-

analogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes (161) est raccordée à une première entrée de l'amplificateur (184), dont une deuxième entrée, formant la première entrée de commande (186) du régulateur vectoriel de champ magnétique (185), est reliée à la sortie du bloc (38) de consigne de vitesse, en ce que la sortie (167) du mesureur de flux effectif total cophasé du rotor du convertisseur inverse numérique-analogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes

(161) est raccordée à la première entrée du deuxième régula-

teur PI (183) dont la deuxième entrée (187), formant la deuxième entrée de commande du régulateur vectoriel de champ magnétique (185), est reliée à la sortie du bloc (36) de consigne d'amplitude du flux effectif total du

rotor, en ce que la sortie (168) du mesureur de flux effec-

tif total orthophasé du rotor du convertisseur inverse nu-

mérique-analogique bivectoriel de coordonnées cartésien-

nes (161) est raccordée à l'entrée du premier régulateur PI (182) dont la sortie constitue la sortie orthophasée (188) du régulateur vectoriel du champ magnétique (185), en ce que la sortie de l'amplificateur additionneur-formeur de fréquence synchrone (184) représente la sortie de fréquence (189) du régulateur vectoriel de champ magnétique (185), la sortie du deuxième régulateur PI (183) servant de sortie cophasée (190) au régulateur (185), en ce que la sortie orthophasée, la sortie de fréquence et la sortie cophasée (188, 189 et 190) du régulateur vectoriel de champ magnétique (185) sont raccordées, respectivement, à l'entrée orthophasée, à l'entrée de fréquence et à

l'entrée cophasée (3, 4 et 5) de l'onduleur transvecto-

riel (2).

24. Entraînement électrique selon la revendication 23, caractérisé en ce que le convertisseur inverse

numérique-analogique bivectoriel de coordonnées cartésien-

nes (161) utilise six convertisseurs numériques-analogiques (171, 172, 173, 174, 175 et 176) avec trois amplificateurs (178, 179, 180) et deux amplificateurs inverseurs (177, 181) à leurs sorties, en ce que l'entrée numérique "cosinus"

(169) est reliée aux entrées numériques des premier, troi-

sième et cinquième convertisseurs numériques-analogiques (171, 173 et 175) , l'entrée numérique "sinus" (170) étant raccordée aux entrées numériques des deuxième, quatrième et sixième convertisseurs numériques-analogiques (172, 174 et 176), en ce que les entrées analogiques des premier et deuxième convertisseurs numériques-analogiques (171 et 172) sont reliées aux entrées (162 et 163), en ce

que les entrées analogiques des troisième et sixième con-

vertisseurs numériques-analogiques (173 et 176) ont un point commun raccordé à l'entrée (164), en ce que les entrées analogiques des quatrième et cinquième convertisseurs numériques-analogiques (174 et 175) ont, elles aussi, un point commun relié à l'entrée (165) du convertisseur inverse numérique-analogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes (161) , en ce que la sortie du premier convertisseur numérique-analogique (171) est raccordée à travers le premier amplificateur inverseur (177), et la sortie du deuxième convertisseur numérique-analogique (172) directement, aux entrées du premier amplificateur additionneur (178) dont la sortie représente la sortie (166) du mesureur de courant orthophasé, en ce queles sorties des troisième et quatrième conver- tisseurs numériquesanalogiques (173, 174) sont reliées aux entrées du deuxième amplificateur additionneur (179) dont la sortie constitue la sortie (167) du mesureur de flux effectif total cophasé du rotor, en ce que la sortie du cinquième convertisseur numérique-analogique (175) est reliée directement, et la sortie du sixième convertisseur numérique-analogique (176),à travers le deuxième amplificateur inverseur (181), aux entrées du troisième amplificateur additionneur (180) dont la sortie forme la sortie (168) du mesureur de flux effectif total orthophasé du rotor, en ce que les trois sorties du convertisseur inverse numérique-analogique bivectoriel de coordonnées cartésiennes (161) sont formées par les sorties (166, 167, 168) du mesureur de courant orthophasé, du mesureur de flux effectif total cophasé et du mesureur

de flux effectif total orthophasé du rotor, respectivement.

25. Entraînement électrique selon l'une quelconque

des revendications 23 ou 24, caractérisé en ce que le con-

vertisseur de mesure (150) comporte un mesureur de cou-

rant (210), un mesureur de tension (213), quatre dé-

coupleurs galvaniques (221, 222, 223, 224), cinq addition-

neurs (226, 227, 228, 232, 233), un amplificateur inver-

seur (229), deux intégrateurs (230, 231), en ce que les sorties du mesureur de courant (210) sont raccordées aux entrées des deux premiers découpleurs galvaniques (221,

222), les sorties du mesureur de tension (213) sont re-

liées aux sorties des troisième et quatrième découpleurs galvaniques (223, 224), dont les sorties sont raccordées aux deux premières entrées du premier additionneur (226),

dont une troisième entrée est reliée, à travers le deu-

xième additionneur (227), aux sorties des deux pre-

miers découpleurs galvaniques (221, 222), la sortie du premier découpleur galvanique (221) est raccordée à travers l'amplificateur inverseur (229), et la sortie du quatrième découpleur galvanique (224) directement, aux entrées du troisième additionneur (228) dont la sortie est reliée à l'entrée du premier intégrateur (230), la sortie du premier additionneur (226) est reliée à l'entrée du deuxième intégrateur (231), dont la sortie est raccordée à la première entrée du quatrième additionneur (232), qui a sa deuxième entrée raccordée à la sortie du

deuxième additionneur (227), la sortie du premier intégra-

teur (230) est reliée à la première entrée du cinquième additionneur (233) qui a sa deuxième entrée réunie à la sortie de l'amplificateur inverseur (229), les quatre entrées de mesure (157, 158, 159 et 160) du convertisseur de mesure (150) sont formées, respectivement,par les sorties du deuxième additionneur (227), de l'amplificateur inverseur (229) , des cinquième et quatrième additionneur (233 et 232), les sorties du cinquième et quatrième additionneur (233 et 232) représentant les sorties (159, ) du mesureur de flux effectif total biphasé du rotor (234), composé de deux intégrateurs (230, 231) et de deux

additionneurs (233,232).