WO2019038815A1 - 電力変換装置および電動パワーステアリング装置 - Google Patents

電力変換装置および電動パワーステアリング装置 Download PDF

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WO2019038815A1
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voltage
inverter
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辰也 森
古川　晃
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a power conversion device having a configuration for reducing a capacitor current, and an electric power steering device including the power conversion device.
  • An example of a conventional power converter includes a power converter configured to apply a voltage to each winding set of a multi-phase rotating machine having two winding sets using two inverters (for example, , Patent Document 1).
  • the following control method is employed to avoid a mode in which two inverters discharge at the same time and to reduce the capacitor current. That is, while shifting so that the central value of the voltage command value corresponding to one inverter is below the outputtable duty range, the duty range in which the central value of the voltage command value corresponding to the other inverter can be output It is shifted to be higher than it.
  • Patent No. 4941686 gazette
  • Patent Document 1 The control method described in Patent Document 1 is effective for a power converter configured to supply a discharge current from one common capacitor to two inverters.
  • the capacitor provided in parallel with the inverter is disposed as close to the inverter as possible, thereby making the wiring inductance and wiring resistance between the capacitor and the inverter It is necessary to reduce the resulting impedance.
  • the present invention has been made in view of the above problems, and contributes to the reduction of the capacitor current even when the configuration in which capacitors are individually provided for each of two inverters is adopted.
  • An object of the present invention is to obtain a power conversion device and an electric power steering device provided with the power conversion device.
  • the power converter in the present invention has a plurality of semiconductor switching elements, and the semiconductor switching elements are switched on and off to convert the DC voltage output from the DC power supply into a three-phase AC voltage, Two inverters outputting phase AC voltage, and two capacitors provided in parallel between the DC power supply and the inverter corresponding to each inverter individually, based on the inputted control command value Control that calculates a voltage command value that is a command value of a three-phase AC voltage output from an inverter, and outputs an on / off signal that switches each semiconductor switching element of each inverter on and off according to the voltage command value calculated for each inverter And the controller, for each inverter, generates a plurality of voltage vectors determined according to the pattern of the on / off signal. , The voltage command vector based on the voltage command value, in which second-phase voltage vector and the third close phase outputs on and off signals as voltage vectors closer is formed.
  • FIG. 7 is a table showing voltage vectors output according to the patterns of on / off signals Qup1 to Qwn1 in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. FIG. 5 is a diagram showing voltage vectors V0 (1) to V7 (1) of FIG. 3;
  • FIG. 7 is a diagram showing a voltage vector that is output when phase ⁇ v1 of voltage command vector V1 * in Embodiment 1 of the present invention is 30 degrees or more and less than 90 degrees.
  • FIG. 7 is a table showing the duty of the voltage vector output according to the phase ⁇ v1 of the voltage command vector V1 * in the first embodiment of the present invention. It is a table showing a voltage vector outputted according to phase ⁇ v2 of voltage command vector V2 * in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 7 is a table showing voltage vectors output according to the patterns of on / off signals Qup2 to Qwn2 in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. FIG. 9 is a diagram showing voltage vectors V0 (2) to V7 (2) of FIG. 8;
  • FIG. 7 is a diagram showing a voltage vector output when phase ⁇ v2 of voltage command vector V2 * in Embodiment 1 of the present invention is 30 degrees or more and less than 90 degrees.
  • FIG. 7 is a table showing the duty of the voltage vector output according to the phase ⁇ v2 of the voltage command vector V2 * in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 5 is a diagram showing waveforms of voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 and currents Iu1, Iv1 and Iw1 in the first embodiment of the present invention. It is a figure which shows the waveform of the capacitor
  • FIG. 17 is a diagram showing a voltage vector output when the phase ⁇ i1 of the current vector in the second embodiment of the present invention is 30 degrees or more and less than 90 degrees.
  • FIG. 10 is a diagram showing waveforms of voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 and currents Iu1, Iv1 and Iw1 in the second embodiment of the present invention. It is a figure which shows the comparative example of the control method in Embodiment 2 of this invention.
  • FIG. 16 is a table showing a voltage modulation method adopted according to the phase ⁇ i1 of the current vector in the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 17 is a diagram showing a waveform of a capacitor current Ic1 in the case where the phase ⁇ i1 of the current vector in the third embodiment of the present invention is 30 degrees or more and less than 90 degrees.
  • FIG. 21 is a table showing a voltage modulation method adopted according to the phase ⁇ i2 of the current vector in the third embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a table showing a voltage modulation method adopted according to the phase ⁇ i1 of the current vector in the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 20 is a diagram showing a waveform of a capacitor current Ic1 in the case where the phase ⁇ i1 of the current vector in Embodiment 4 of the present invention is slightly smaller than 60 degrees.
  • FIG. 21 is a diagram showing a waveform of a capacitor current Ic1 in the case where the phase ⁇ i1 of the current vector in Embodiment 4 of the present invention is slightly larger than 60 degrees.
  • FIG. 17 is a diagram showing a waveform of motor torque in the case where the carrier inversion phase is switched each time the phase ⁇ i1 of the current vector changes by 30 degrees in the fourth embodiment of the present invention. It is a figure which shows the comparative example of FIG.
  • FIG. 21 is a diagram showing a waveform of a capacitor current Ic1 when the phase ⁇ i1 of the current vector in the fifth embodiment of the present invention is 30 degrees or more and less than 90 degrees. It is a figure which shows the whole structure of the power converter device in Embodiment 6 of this invention.
  • FIG. 17 is a diagram showing a waveform of motor torque in the case where the carrier inversion phase is switched each time the phase ⁇ i1 of the current vector changes by 30 degrees in the fourth embodiment of the present invention. It is a figure which
  • FIG. 21 is a diagram showing waveforms of capacitor currents Ic1 and Ic2 when failure of two inverters in the sixth embodiment of the present invention is not detected.
  • FIG. 21 is a diagram showing waveforms of voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 and currents Iu1, Iv1 and Iw1 in the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a diagram showing waveforms of voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2 and currents Iu2, Iv2 and Iw2 in the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 21 is a diagram showing waveforms of capacitor currents Ic1 and Ic2 when failure of two inverters in the seventh embodiment of the present invention is not detected. It is a figure which shows the whole structure of the electric-power-steering apparatus in Embodiment 8 of this invention.
  • FIG. 1 is a diagram showing an entire configuration of a power conversion device according to a first embodiment of the present invention. Note that FIG. 1 also shows a direct current power supply 3 connected to the input side of the power conversion device, and a motor 1 connected to the output side thereof.
  • the power conversion device includes a capacitor 4a, a capacitor 4b, an inverter 6a, an inverter 6b, a current detector 7a, a current detector 7b, a controller 8a, a controller 8b, and a relay 16a. And a relay 16b.
  • the motor 1 includes a three-phase winding composed of a U1 phase winding U1, a V1 phase winding V1 and a W1 phase winding W1, a U2 phase winding U2, a V2 phase winding V2 and W2 phase And a three-phase winding constituted by the winding W2 of
  • a permanent magnet synchronous motor, an induction motor, a synchronous reluctance motor etc. are mentioned as a specific example of the motor 1, if it is a motor which has two three-phase winding as the motor 1, what kind of motor is used It is also good.
  • a non-salient-pole permanent magnet synchronous motor is used as the motor 1 is illustrated.
  • the position detector 2 detects the rotational position ⁇ of the motor 1 and outputs the detected rotational position ⁇ to the controller 8a and the controller 8b.
  • the DC power supply 3 has a high potential side terminal and a low potential side terminal, and outputs a DC voltage Vdc to the inverter 6a and the inverter 6b as a voltage between both terminals.
  • the DC power supply 3 includes all devices that output a DC voltage, such as a battery, a DC-DC converter, a diode rectifier, a PWM rectifier and the like.
  • the two capacitors 4a and 4b are provided in parallel between the DC power supply 3 and the inverters 6a and 6b, corresponding to the inverters 6a and 6b individually.
  • the capacitor 4a is a capacitor whose capacitance is C1. Capacitor 4a is connected in parallel to DC power supply 3, and suppresses fluctuations in DC voltage Vdc input to inverter 6a to realize a stable DC voltage.
  • the capacitor 4b is a capacitor whose capacitance is C2. Capacitor 4b is connected in parallel to DC power supply 3, and suppresses fluctuations in DC voltage Vdc input to inverter 6b to realize a stable DC voltage.
  • the inductance 5 represents the inductance value included in the cable inside and on the way of the DC power supply 3.
  • a common mode choke coil is connected in the vicinity of the DC power supply 3 as a noise filter in order to suppress noise flowing out to the DC power supply 3 from each of the inverter 6 a and the inverter 6 b.
  • the inductance value of such a noise filter is also included in the inductance 5.
  • the two inverters 6a and 6b have a plurality of semiconductor switching elements, and the semiconductor switching elements are switched on and off to convert the DC voltage Vdc output from the DC power supply 3 into a three-phase AC voltage. Output the three-phase AC voltage.
  • the inverter 6a is a three-phase inverter including three semiconductor switching elements Sup1 to Swp1 on the high potential side and three semiconductor switching elements Sun1 to Swn1 on the low potential side.
  • the semiconductor switching elements Sup1 to Swp1 and the semiconductor switching elements Sun1 to Swn1 are switched on and off based on the on / off signals Qup1 to Qwn1 from the controller 8a.
  • the inverter 6a converts the DC voltage Vdc input from the DC power supply 3 into an AC voltage.
  • the inverter 6a applies the AC voltage after conversion to the winding U1, the winding V1 and the winding W1 of the motor 1 to thereby apply a current Iu1 and a current to the winding U1, the winding V1 and the winding W1, respectively. Apply Iv1 and current Iw1.
  • the on / off signals Qup1, Qun1, Qvp1, Qvn1, Qwp1 and Qwn1 are switching signals for switching the semiconductor switching elements Sup1, Sun1, Svp1, Svn1, Swp1 and Swn1 on and off, respectively. Thereafter, in the on / off signals Qup1 to Qwn1, when the value of the signal is 1, a signal for turning on the semiconductor switching element corresponding to the on / off signal is output, and when the value of the signal is 0. A signal for turning off the semiconductor switching element corresponding to the on / off signal is output.
  • semiconductor switching elements Sup1 to Swn1 for example, a semiconductor switching element such as an IGBT, a bipolar transistor, or a MOS power transistor and a diode connected in reverse parallel are used.
  • the inverter 6b is a three-phase inverter including three semiconductor switching elements Sup2 to Swp2 on the high potential side and three semiconductor switching elements Sun2 to Swn2 on the low potential side.
  • the semiconductor switching elements Sup2 to Swp2 and the semiconductor switching elements Sun2 to Swn2 are switched on and off based on the on / off signals Qup2 to Qwn2 from the controller 8b.
  • the inverter 6 b converts the DC voltage Vdc input from the DC power supply 3 into an AC voltage.
  • the inverter 6b applies the alternating voltage after conversion to the winding U2, the winding V2 and the winding W2 of the motor 1, whereby the current Uu2 and the current are respectively applied to the winding U2, the winding V2 and the winding W2. Apply Iv2 and current Iw2.
  • the on / off signals Qup2, Qun2, Qvp2, Qvn2, Qwp2 and Qwn2 are switching signals for switching the semiconductor switching elements Sup2, Sun2, Svp2, Svn2, Swp2 and Swn2 on and off, respectively. Thereafter, in the on / off signals Qup2 to Qwn2, when the value of the signal is 1, a signal for turning on the semiconductor switching element corresponding to the on / off signal is output, and when the value of the signal is 0. A signal for turning off the semiconductor switching element corresponding to the on / off signal is output.
  • semiconductor switching elements Sup2 to Swn2 for example, a semiconductor switching element such as an IGBT, a bipolar transistor, or a MOS power transistor and a diode connected in reverse parallel are used.
  • the current detector 7a detects the values of the current Iu1, current Iv1 and current Iw1 flowing through the winding U1, winding V1 and winding W1 of the motor 1 as current detection values Ius1, Ivs1 and Iws1, respectively.
  • the current detector 7a is, for example, a current detector of a method of providing a current detection resistor in series with each of the semiconductor switching elements Sun1, Svn1 and Swn1 of the inverter 6a to detect current detection values Ius1, Ivs1 and Iws1. It may be In addition, the current detector 7a provides a current detection resistor between the inverter 6a and the capacitor 4a, detects the inverter input current Iin1, and calculates the current detection values Ius1, Ivs1 and Iws1 from the detected value. It may be a detector.
  • the current detector 7b detects the values of the current Iu2, current Iv2 and current Iw2 flowing through the winding U2, the winding V2 and the winding W2 of the motor 1 as current detection values Ius2, Ivs2 and Iws2, respectively.
  • the current detector 7b is, for example, a current detector of a method of providing a current detection resistor in series with each of the semiconductor switching elements Sun2, Svn2 and Swn2 of the inverter 6b to detect current detection values Ius2, Ivs2 and Iws2. It may be In addition, the current detector 7b provides a current detection resistor between the inverter 6b and the capacitor 4b, detects the inverter input current Iin2, and obtains the current detection values Ius2, Ivs2 and Iws2 from the detected value. It may be a detector.
  • the two relays 16a and 16b are provided in series between the DC power supply 3 and the capacitors 4a and 4b, corresponding to the inverters 6a and 6b individually.
  • the relay 16a is provided between the DC power supply 3 and the capacitor 4a, and has a function of electrically opening the DC power supply 3 and the inverter 6a.
  • the relay 16a is configured using, for example, a semiconductor switching element such as an electromagnetic contactor, or an IGBT, a bipolar transistor, or a MOS power transistor.
  • the relay 16a conducts or opens between the DC power supply 3 and the inverter 6a in response to an on / off signal (not shown) from the controller 8a. For example, when any of the current detection values Ius1, Ivs1 and Iws1 exceeds a preset threshold, the controller 8a detects a failure of the inverter 6a or the current detector 7a and opens the relay 16a. Output a signal. Thereby, the space between the DC power supply 3 and the inverter 6a is opened.
  • the relay 16a makes it possible to eliminate the influence on the DC power supply 3 and the inverter 6b due to a failure of the inverter 6a or the current detector 7a.
  • the relay 16 b is provided between the DC power supply 3 and the capacitor 4 b and has a function of electrically opening the DC power supply 3 and the inverter 6 b.
  • the relay 16 b is configured using, for example, a semiconductor switching element such as an electromagnetic contactor, or an IGBT, a bipolar transistor, or a MOS power transistor.
  • Relay 16b conducts or opens between DC power supply 3 and inverter 6b in response to an on / off (not shown) signal from controller 8b. For example, when any of the current detection values Ius2, Ivs2 and Iws2 exceeds a preset threshold, the controller 8b detects a failure of the inverter 6b or the current detector 7b and opens the relay 16b. Output a signal. Thereby, the space between the DC power supply 3 and the inverter 6b is opened. The relay 16b makes it possible to eliminate the influence of the failure of the inverter 6b or the current detector 7b on the DC power supply 3 and the inverter 6b.
  • the controller 8a and the controller 8b detect a failure of either of the two inverters 6a and 6b, the controller opens the relay corresponding to the failed inverter.
  • the current command values Id_target1 and Iq_target1 set as the control command value of the motor 1 are input to the controller 8a.
  • the controller 8a is based on the input current command values Id_target1 and Iq_target1, the rotational position ⁇ input from the position detector 2, and the current detection values Ius1, Ivs1 and Iws1 input from the current detector 7a.
  • the on / off signals Qup1 to Qwn1 are output.
  • the command value of the electric current supplied with electricity to motor 1 was set as a control command value of motor 1 was illustrated here, it is not limited to this.
  • the control command value is the speed command value of the motor 1.
  • the control command value is the position command value of the motor 1.
  • the controller 8a exemplifies the case of determining the on / off signals Qup1 to Qwn1 based on the current detection values Ius1, Ivs1 and Iws1 input from the current detector 7a, the present invention is not limited thereto.
  • the controller 8a may determine on / off signals Qup1 to Qwn1 in a feedforward manner from the current command values Id_target1 and Iq_target1.
  • the controller 8a includes a coordinate converter 9a, a subtractor 10a, a subtractor 11a, a current controller 12a, a current controller 13a, a coordinate converter 14a, and an on / off signal generator 15a.
  • the controller 8a can update and sequentially rewrite stored data, for example, a microcomputer that executes arithmetic processing, and a ROM (Read Only Memory) that stores data such as program data and fixed value data. It is realized by RAM (Random Access Memory).
  • the coordinate converter 9a generates the currents Id1 and Iq1 on the two rotational axes based on the current detection values Ius1, Ivs1 and Iws1 input from the current detector 7a and the rotational position ⁇ input from the position detector 2. The operation is performed, and the current Id1 is output to the subtractor 10a, and the current Iq1 is output to the subtractor 11a.
  • the subtractor 10a subtracts the current Id1 on the two rotational axes from the current command value Id_target1 and outputs the result to the current controller 12a.
  • the subtractor 11a subtracts the current Iq1 on the two rotational axes from the current command value Iq_target1 and outputs the result to the current controller 13a.
  • the current controller 12a calculates the voltage Vd1 on the two rotational axes by performing proportional and integral control on the value of the subtractor 10a so that the output value of the subtractor 10a becomes zero, and the voltage Vd1 is calculated by the coordinate converter 14a. Output to
  • the current controller 13a calculates the voltage Vq1 on the two rotational axes by performing proportional and integral control on the value of the subtractor 11a so that the output value of the subtractor 11a becomes zero, and the voltage Vq1 is calculated by the coordinate converter 14a. Output to
  • the coordinate converter 14a calculates the voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 based on the voltages Vd1 and Vq1 on the two rotational axes and the rotational position ⁇ input from the position detector 2, and outputs the result as an on / off signal. It outputs to the generator 15a.
  • the on / off signal generator 15a outputs on / off signals Qup1 to Qwn1 based on the voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1.
  • FIG. 2 is a table showing voltage vectors output in accordance with phase ⁇ v1 of voltage command vector V1 * according to the first embodiment of the present invention.
  • the on / off signal generator 15a selects and outputs two types of voltage vectors in accordance with the phase ⁇ v1 of the voltage command vector V1 * based on the voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1. For example, when the phase ⁇ v1 is equal to or greater than 30 degrees and less than 90 degrees, two voltage vectors of V1 (1) and V3 (1) are selected. When the phase ⁇ v1 is 90 degrees or more and less than 150 degrees, two types of voltage vectors of V2 (1) and V4 (1) are selected.
  • the on / off signal generator 15a selects two types of voltage vectors in accordance with the phase ⁇ v1, as shown in FIG.
  • FIG. 3 is a table showing voltage vectors output according to the pattern of on / off signals Qup1 to Qwn1 in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing the voltage vectors V0 (1) to V7 (1) of FIG.
  • the voltage vector is a voltage vector determined according to the pattern of the on / off signals Qup1 to Qwn1 as shown in FIG.
  • the voltage vectors V0 (1) to V7 (1) of FIG. 3 are illustrated as shown in FIG.
  • voltage vectors V1 (1) to V6 (1) are effective voltage vectors having magnitudes at every phase difference of 60 degrees, and voltage vectors V0 (1) and V7 (1) are large. It is a zero voltage vector that has no magnitude.
  • FIG. 5 is a diagram showing a voltage vector output when phase ⁇ v1 of voltage command vector V1 * in the first embodiment of the present invention is 30 degrees or more and less than 90 degrees.
  • the voltage vector closest in phase to the voltage command vector V1 * is the voltage vector V2 (1).
  • the voltage vector output in this case is a voltage vector V3 (1) whose phase is second closest to the voltage command vector V1 * and a voltage vector V1 (1) whose phase is third closest.
  • voltage command vector V1 * is calculated according to the following equation (1-1) using voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1.
  • V1 * 0.8165 ⁇ (Vu1 + a ⁇ Vv1 + a 2 ⁇ Vw1) ⁇ (1-1)
  • a exp (j ⁇ 120 )
  • a j 2 -1.
  • the on / off signal generator 15a calculates the voltage command vector V1 * in accordance with the equation (1-1).
  • the on / off signal generator 15a adjusts the magnitudes of the voltage vectors V1 (1) and V3 (1) so that the composite vector of these voltage vectors matches the voltage command vector V1 *.
  • FIG. 6 is a table showing the duty of the voltage vector output according to phase ⁇ v1 of voltage command vector V1 * in the first embodiment of the present invention.
  • V ⁇ (1) and V ⁇ (1) are voltages representing voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 on two stationary axes. However, the ⁇ axis and the U1 phase axis are made to coincide, and the ⁇ axis is a phase advanced by 90 degrees with respect to the ⁇ axis.
  • D1 (1), D2 (1), D3 (1), D4 (1), D5 (1) and D6 (1) respectively represent voltage vectors V1 (1), V2 (1), V3 (1), Output duty for V4 (1), V5 (1) and V6 (1).
  • the voltage vector V1 (1) is D1 (1) ⁇ Ts for the output time of each voltage vector.
  • the voltage vector V3 (1) is D3 (1) ⁇ Ts, and the zero voltage vector, that is, the voltage vector V0 (1) or V7 (1) is (1-D1 (1) ⁇ D3 (1)) ⁇ Ts do it.
  • the phase ⁇ v1 is another condition.
  • the current command values Id_target2 and Iq_target2 set as the control command value of the motor 1 are input to the controller 8b.
  • the controller 8b is based on the input current command values Id_target2 and Iq_target2, the rotational position ⁇ input from the position detector 2, and the current detection values Ius2, Ivs2 and Iws2 input from the current detector 7b. It outputs on / off signals Qup2 to Qwn2.
  • the command value of the electric current supplied with electricity to motor 1 was set as a control command value of motor 1 was illustrated here, it is not limited to this.
  • the control command value is the speed command value of the motor 1.
  • the control command value is the position command value of the motor 1.
  • the controller 8b illustrates the case where the on / off signals Qup2 to Qwn2 are determined based on the current detection values Ius2, Ivs2 and Iws2 input from the current detector 7b, the invention is not limited thereto.
  • the controller 8b may determine the on / off signals Qup2 to Qwn2 in a feedforward manner from the current command values Id_target2 and Iq_target2.
  • the controller 8b includes a coordinate converter 9b, a subtractor 10b, a subtractor 11b, a current controller 12b, a current controller 13b, a coordinate converter 14b, and an on / off signal generator 15b.
  • the controller 8 b can update and sequentially rewrite stored data, for example, a microcomputer that executes arithmetic processing, and a ROM (Read Only Memory) that stores data such as program data and fixed value data. It is realized by RAM (Random Access Memory).
  • the coordinate converter 9b generates the currents Id2 and Iq2 on the two rotational axes based on the current detection values Ius2, Ivs2 and Iws2 input from the current detector 7b and the rotational position ⁇ input from the position detector 2. The operation is performed, and the current Id2 is output to the subtractor 10b, and the current Iq2 is output to the subtractor 11b.
  • the subtractor 10b subtracts the current Id2 on the two rotating shafts from the current command value Id_target2, and outputs the result to the current controller 12b.
  • the subtractor 11b subtracts the current Iq2 on the two rotating shafts from the current command value Iq_target2, and outputs the result to the current controller 13b.
  • the current controller 12b calculates the voltage Vd2 on the two rotational axes by performing proportional and integral control on the value of the subtractor 10b so that the output value of the subtractor 10b becomes zero, and the voltage Vd2 is calculated by the coordinate converter 14b. Output to
  • the current controller 13b performs proportional and integral control on the value of the subtractor 11b so that the output value of the subtractor 11b becomes zero, thereby calculating the voltage Vq2 on the two rotational axes, and the voltage Vq2 is calculated by the coordinate converter 14a.
  • the coordinate converter 14b calculates the voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2 based on the voltages Vd2 and Vq2 on the two rotational axes and the rotational position ⁇ input from the position detector 2, and outputs the result as an on / off signal. Output to the generator 15b.
  • the on / off signal generator 15b outputs on / off signals Qup2 to Qwn2 based on the voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2.
  • FIG. 7 is a table showing voltage vectors output according to phase ⁇ v2 of voltage command vector V2 * in the first embodiment of the present invention.
  • the on / off signal generator 15b selects and outputs two types of voltage vectors in accordance with the phase ⁇ v2 of the voltage command vector V2 * based on the voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2. For example, when the phase ⁇ v2 is equal to or greater than 30 degrees and less than 90 degrees, two types of voltage vectors V1 (2) and V3 (2) are selected. When the phase ⁇ v2 is equal to or greater than 90 degrees and less than 150 degrees, two types of voltage vectors V2 (2) and V4 (2) are selected.
  • the on / off signal generator 15b selects two types of voltage vectors according to the phase ⁇ v2, as shown in FIG.
  • FIG. 8 is a table showing voltage vectors output according to the patterns of on / off signals Qup2 to Qwn2 in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram showing the voltage vectors V0 (2) to V7 (2) of FIG.
  • the voltage vector is a voltage vector determined according to the pattern of the on / off signals Qup2 to Qwn2 as shown in FIG.
  • the voltage vectors V0 (2) to V7 (2) of FIG. 8 are illustrated in FIG.
  • voltage vectors V1 (2) to V6 (2) are effective voltage vectors having magnitudes at every phase difference of 60 degrees, and voltage vectors V0 (2) and V7 (2) are large. It is a zero voltage vector that has no magnitude.
  • FIG. 10 is a diagram showing a voltage vector that is output when phase ⁇ v2 of voltage command vector V2 * is 30 degrees or more and less than 90 degrees in the first embodiment of the present invention.
  • the voltage vector closest in phase to the voltage command vector V2 * is the voltage vector V2 (2).
  • the voltage vector output in this case is a voltage vector V3 (2) having the second closest phase to the voltage command vector V2 * and a voltage vector V1 (2) having the third closest phase.
  • voltage command vector V2 * is calculated according to the following equation (1-2) using voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2.
  • V2 * 0.8166 ⁇ (Vu2 + a ⁇ Vv2 + a 2 ⁇ Vw2) ⁇ (1-2)
  • a exp (j ⁇ 120 )
  • a j 2 -1.
  • the on / off signal generator 15b calculates the voltage command vector V2 * in accordance with the equation (1-2).
  • the on / off signal generator 15b adjusts the magnitudes of the voltage vectors V1 (2) and V3 (2) so that the composite vector of these voltage vectors matches the voltage command vector V2 *.
  • FIG. 11 shows the duty value for each voltage vector output according to the phase ⁇ v2 of the voltage command vector V2 *.
  • FIG. 11 is a table showing the duty of the voltage vector output according to phase ⁇ v2 of voltage command vector V2 * in the first embodiment of the present invention.
  • V ⁇ (2) and V ⁇ (2) are voltages representing voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2 on two stationary axes. However, the ⁇ axis and the U 2 phase axis are made to coincide, and the ⁇ axis is a phase advanced by 90 degrees with respect to the ⁇ axis.
  • D1 (2), D2 (2), D3 (2), D4 (2), D5 (2) and D6 (2) respectively represent voltage vectors V1 (2), V2 (2), V3 (2), Output duty for V4 (2), V5 (2) and V6 (2).
  • the voltage vector V1 (2) is D1 (2) ⁇ Ts for the output time of each voltage vector
  • the voltage vector V3 (2) be D3 (2) ⁇ Ts
  • the zero voltage vector, ie, the voltage vector V0 (2) or V7 (2) be (1-D1 (2) ⁇ D3 (2)) ⁇ Ts do it.
  • the phase ⁇ v2 is another condition.
  • the control unit configured by the controller 8a and the controller 8b is a voltage command that is a command value of the three-phase AC voltage output from each of the inverters 6a and 6b based on the input control command value.
  • the values Vu1 to Vw1 and Vu2 to Vw2 are calculated.
  • the control unit switches on / off signal Qup1 to switch each of semiconductor switching elements Sup1 to Swn1 and Sup2 to Swn2 of each inverter 6a and 6b on and off according to voltage command values Vu1 to Vw1 and Vu2 to Vw2 calculated for each inverter 6a and 6b.
  • control unit causes the plurality of voltage vectors V0 (1) to V7 (1) and V0 (2) to V7 (2) to be determined according to the patterns of the on / off signals Qup1 to Qwn1 and Qup2 to Qwn2 for each of the inverters 6a and 6b.
  • the voltage command values Vu1 to Vw1 and Vu2 to Vw2 among the voltage command values Vu1 to Vw2 so that a voltage vector having the second closest phase and a voltage vector having the third closest phase are formed.
  • the signals Qup1 to Qwn1 and Qup2 to Qwn2 are output.
  • the inverter input current Iin1 is shown in the eighth column corresponding to the voltage vector shown in the seventh column.
  • the inverter input current Iin1 becomes zero.
  • the effective voltage vectors V1 (1) to V6 (1) are output, respectively, the current value is equal to one of the currents Iu1, Iv1 and Iw1, or the sign of the current is inverted. It becomes.
  • FIG. 12 is a diagram showing waveforms of voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 and currents Iu1, Iv1 and Iw1 in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 shows waveforms in the case where the amplitudes of the currents Iu1, Iv1 and Iw1 are 100 A and the amplitudes of the voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 are 1V.
  • FIG. 13 is a diagram showing a waveform of capacitor current Ic1 in the case where phase ⁇ v1 of voltage command vector V1 * in the first embodiment of the present invention is 30 degrees or more and less than 90 degrees.
  • the waveforms of the inverter input current Iin1 and the direct current Ib1 are also illustrated.
  • the controller 8a includes, for example, V1 (1), V0 (1), V3 (1), V0 (1) and V0 (1) in the control cycle Tc, including the zero voltage vector V0 (1). It switches in order of V1 (1) and outputs a voltage vector.
  • the inverter input current Iin1 changes in the order of Iu1, 0, Iv1, 0 and Iu1 according to the change of the voltage vector.
  • the inverter input current Iin1 is a current input to the inverter 6a and is a combined current of the DC current Ib1 and the capacitor current Ic1.
  • the path passing through the DC power supply 3 and the path passing through the capacitor 4a are in parallel.
  • the impedance on the DC power supply 3 side is represented by ⁇ L, where ⁇ is an angular frequency and L is an inductance value. Since the impedance value is proportional to ⁇ , the impedance is low for low frequency components and high for high frequency components.
  • the impedance on the capacitor 4a side is represented by 1 / ⁇ C1, where ⁇ is an angular frequency and C1 is a capacitance value. Since the impedance value is inversely proportional to ⁇ , the impedance is low for high frequency components and high for low frequency components.
  • the low frequency component of the inverter input current Iin1 corresponds to the direct current Ib1, and the high frequency component corresponds to the capacitor current Ic1. Therefore, as shown in FIG. 13, average value Iave1 of inverter input current Iin1 corresponds to DC current Ib1, and fluctuation component of inverter input current Iin1 excluding average value Iave1 corresponds to capacitor current Ic1. Therefore, as shown in FIG. 13, the maximum value Ic_max_min of the fluctuation of the capacitor current Ic1 is 50A.
  • FIG. 14 is a view showing a comparative example of FIG. 14 also shows the waveforms of the inverter input current Iin1, the direct current Ib1, the voltage command values Vu1 to Vw1, and the on / off signals Qup1 to Qwp1.
  • the waveforms of the on / off signals Qun1 to Qwn1 are not shown because they are the inverted waveforms of the on / off signals Qup1 to Qwp1.
  • the voltage command values Vu1 to Vw1 and the carrier triangular wave corresponding to the carrier wave are compared to generate patterns of on / off signals Qup1 to Qwp1. Specifically, when voltage command values Vu1 to Vw1 are larger than the value of the carrier wave, the value of on / off signals Qup1 to Qwp1 is 1, otherwise the values of on / off signals Qup1 to Qwp1 are 0. It becomes.
  • the switching control in the first embodiment can reduce the capacitor current more than the PWM control of the general triangular wave comparison method.
  • the controller 8a corresponding to the inverter 6a has been described above, the same can be said for the controller 8b corresponding to the inverter 6b. Therefore, as in the case of the capacitor current Ic1 of the capacitor 4a, the capacitor current Ic2 of the capacitor 4b can be reduced.
  • control method described in Patent Document 1 is compared with the control method in the first embodiment.
  • the discharge timings of the two inverters are made different by making the central value, that is, the average value of the voltage command value different between the inverter 6a and the inverter 6b.
  • the voltage vector of inverter 6a is V1 (1) to V6 (1) and the voltage vector of inverter 6b is a zero voltage vector, that is, V0 (2) or V7 (2)
  • the following effects are obtained Is obtained. That is, the inverter input current Iin1 is equivalent to the current output from the DC power supply 3, the capacitor 4a and the capacitor 4b, and as a result, the effect of reducing the discharge current of one capacitor can be obtained.
  • Iin1 -Iw1 is obtained by the control method described in Patent Document 1, that is, when the voltage vector V2 (1) is output, the inverter input current Iin1 is a direct current. Due to the capacitor currents Ic1 and Ic2 in addition to Ib, -Iw1 is obtained. Therefore, the amplitude of the capacitor current Ic1 can be reduced compared to the case where the inverter input current Iin becomes ⁇ Iw1 due to the direct current Ib and the capacitor current Ic1.
  • inverter input current Iin1 is not equally supplied from two of capacitor 4a and capacitor 4b.
  • the capacitor current Ic2 discharged from the capacitor 4b to the inverter 6a is limited by the parasitic inductance 100 and the impedances of the relays 16a and 16b. As a result, the capacitor current Ic1 discharged from the capacitor 4a becomes larger than the capacitor current Ic2.
  • the controller 8b opens the relay 16b due to the failure of the inverter 6b, the current path from the capacitor 4b to the inverter 6a is cut off. Therefore, the inverter input current Iin1 is caused by the capacitor current Ic1 discharged from the capacitor 4a in addition to the direct current Ib. In this case, the effect of reducing the capacitor current Ic1 can not be obtained at all.
  • control method in the first embodiment is as follows. That is, as described above, a voltage vector having the second closest phase and a voltage vector having the third closest phase with respect to voltage command vector V1 * for controlling inverter 6a are output, whereby inverter input current Iin1 is obtained. Is reduced. Similarly, with respect to voltage command vector V2 * for controlling inverter 6b, an inverter input current Iin2 is reduced by outputting a voltage vector having the second closest phase and a voltage vector having the third closest phase. Ru.
  • the capacitor currents Ic1 and Ic2 are reduced without being affected by the parasitic inductance 100 of the path between the capacitor 4a and the capacitor 4b and the impedances of the relays 16a and 16b. Is possible. Therefore, the control method in the first embodiment has a high reduction effect of the capacitor current as compared with the control method described in Patent Document 1.
  • the inverter input current Iin1 itself is reduced in the control method according to the first embodiment, so the capacitor current Ic1 does not increase. Therefore, even when one of the two inverters fails and the operation of the motor 1 is continued only by the other, the reduction effect of the capacitor current can be continued by the control method in the first embodiment. The remarkable effect of being possible is obtained.
  • the voltage vector and the third one having the second closest phase to the voltage command vector are configured to output an on / off signal such that a voltage vector close to the phase is formed.
  • Second Embodiment In a second embodiment of the present invention, a power conversion device provided with a controller 8a and a controller 8b that are different in configuration from the first embodiment will be described.
  • the description of the same points as those in the first embodiment is omitted, and the differences from the first embodiment are mainly described.
  • FIG. 15 is a diagram showing an entire configuration of a power conversion device according to a second embodiment of the present invention.
  • the power conversion device is configured as follows.
  • controller 8a and controller 8b further include current vector phase calculator 17a and current vector phase calculator 17b, respectively, and the operations of on / off signal generator 15a and on / off signal generator 15b are different.
  • controller 8a and controller 8b in the second embodiment, and therefore, the configuration of the controller 8a will be representatively described.
  • Expression (2-1) is an expression that holds true when a non-salient pole permanent magnet synchronous motor is used as the motor 1.
  • current vector phase calculator 17a may calculate phase ⁇ i1 according to the following equation (2-3) using detected current values Ius1, Ivs1 and Iws1 without using rotational position ⁇ of motor 1.
  • ⁇ i1 atan ⁇ (0.866 ⁇ Ivs1-0.866 ⁇ Iws1) / (Ius1-0.5 ⁇ Ivs1-0.5 ⁇ Iws1) ⁇ [deg] (2-3)
  • the current vector phase calculator 17a uses the three-phase current command value obtained by subjecting the current command values Id_target1 and Iq_target1 to coordinate conversion, in place of the current detection values Ius1, Ivs1 and Iws1, and
  • the phase ⁇ i1 may be calculated according to
  • Expression (2-4) is an expression that holds true when a non-salient pole permanent magnet synchronous motor is used as the motor 1.
  • current vector phase calculator 17b may calculate phase ⁇ i2 according to the following equation (2-6) using current detection values Ius2, Ivs2 and Iws2 without using rotational position ⁇ of motor 1.
  • ⁇ i 2 a tan ⁇ (0.866 ⁇ Ivs2-0.866 ⁇ Iws2) / (Ius2-0.5 ⁇ Ivs2-0.5 ⁇ Iws2) ⁇ [deg] (2-6)
  • the current vector phase calculator 17b uses the three-phase current command value obtained by coordinate-converting the current command values Id_target2 and Iq_target2 in place of the current detection values Ius2, Ivs2 and Iws2, to obtain The phase ⁇ i2 may be calculated according to
  • the on / off signal generator 15a generates on / off signals Qup1 to Qwn1 based on the voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 input from the coordinate converter 14a and the phase ⁇ i1 of the current vector input from the current vector phase calculator 17a.
  • FIG. 16 is a table showing voltage vectors output in accordance with the phase ⁇ i1 of the current vector in the second embodiment of the present invention.
  • the on / off signal generator 15a selects and outputs two types of voltage vectors according to the phase ⁇ i1 of the current vector. For example, when the phase ⁇ i1 is equal to or greater than 30 degrees and less than 90 degrees, two types of voltage vectors V1 (1) and V3 (1) are selected. When the phase ⁇ i1 is 90 degrees or more and less than 150 degrees, two types of voltage vectors V2 (1) and V4 (1) are selected.
  • the on / off signal generator 15a selects two types of voltage vectors in accordance with the phase ⁇ i1, as shown in FIG.
  • the range of the phase ⁇ i1 of the current vector shown in FIG. 16 may be determined according to the code relationship of the current detection values Ius1, Ivs1 and Iws1. For example, if Ius1> 0, Ivs1> 0, and Iws1 ⁇ 0 for the code relationship, the range of the phase ⁇ i1 can be determined as 30 ⁇ i1 ⁇ 90. This is also apparent from FIG. 18 described later.
  • FIG. 17 is a diagram showing a voltage vector output when the phase ⁇ i1 of the current vector in the second embodiment of the present invention is 30 degrees or more and less than 90 degrees.
  • the voltage vector closest in phase to the current vector is the voltage vector V2 (1).
  • the voltage vector output in this case is a voltage vector V3 (1) having the second closest phase and a voltage vector V1 (1) having the third closest phase to the current vector.
  • the output times at which these voltage vectors V1 (1) and V3 (1) are output are adjusted such that the combined vector created by voltage vectors V1 (1) and V3 (1) matches the voltage command vector V1 * .
  • the control unit configured by the controller 8a and the controller 8b has a plurality of voltage vectors V0 (1) determined according to the patterns of the on / off signals Qup1 to Qwn1 and Qup2 to Qwn2 for each of the inverters 6a and 6b.
  • Voltage vector second and third phase closest to current vector based on current supplied with output of three-phase AC voltage among V7 (1) and V0 (2) to V7 (2)
  • Output on-off signals Qup1 to Qwn1 and Qup2 to Qwn2 so that voltage vectors close to one another are formed.
  • FIG. 18 is a diagram showing waveforms of voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 and currents Iu1, Iv1 and Iw1 in the second embodiment of the present invention.
  • FIG. 18 shows waveforms in the case where the amplitudes of the currents Iu1, Iv1 and Iw1 are 100 A and the amplitudes of the voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 are 1V.
  • Currents Iu1, Iv1 and Iw1 in the lower stage have a phase delay of 30 degrees with respect to voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 in the upper stage.
  • the power factor angle is 30 degrees, and the power factor value is cos (30) ⁇ 0.8666.
  • phase of the current vector is ⁇ i16262 degrees
  • Iu1 ⁇ ⁇ 50 A, Iv1 ⁇ 50 A, Iw1-- for the currents Iu1, Iv1 and Iw1 as shown in the lower broken line in FIG. It will be 100A.
  • the phase ⁇ v1 of the voltage command vector V1 * is approximately 92 degrees.
  • the controller 8a outputs the voltage vectors V1 (1) and V3 (1) according to the phase ⁇ i1 of the current vector.
  • the controller 8a includes the zero voltage vector V0 (1) in the control period Tc, for example, in V1 (1), V0 (1), V3 (1), V0 (1) and V1 (1). It switches in order and outputs a voltage vector.
  • the inverter input current Iin1 and the capacitor current Ic1 exhibit the same changes as in FIG. 13 described above. Therefore, the maximum value Ic_max_min of the fluctuation of the capacitor current Ic1 is 50A as understood from FIG. 13 described above.
  • FIG. 19 is a diagram showing a comparative example of the control method in the second embodiment of the present invention. In FIG. 19, the waveforms of the inverter input current Iin1 and the direct current Ib1 are also illustrated.
  • phase ⁇ i1 of the current vector is approximately 62 degrees
  • the phase ⁇ v1 of approximately 92 degrees is the phase of the voltage command vector V1 *. Therefore, when the control method in the first embodiment is applied instead of the control method in the second embodiment, the following voltage vector is output. That is, voltage vector V2 (1) having the second closest phase and voltage vector V4 (1) having the third closest phase are selected and output to voltage command vector V1 * shown in FIG.
  • V2 (1), V7 (1), V4 (1), V7 (1) and V2 (including zero voltage vector V7 (1) in control period Tc).
  • the voltage vector is output by switching in the order of 1).
  • the inverter input current Iin1 changes in the order of -Iw1, 0, -Iu1, 0 and -Iw1 according to the change of the voltage vector. Therefore, the maximum value Ic_max_min of the fluctuation of the capacitor current Ic is 150 A as understood from FIG.
  • the capacitor current can be made smaller by adopting the control method in the second embodiment instead of the control method in the first embodiment.
  • the voltage vector and the third phase closest to the current vector among the plurality of voltage vectors determined according to the on / off signal pattern for each inverter is configured to output an on / off signal such that voltage vectors close in phase are formed.
  • the capacitor current can be reduced without depending on the power factor.
  • the power conversion device is configured as follows. That is, the operations of the on / off signal generator 15a and the on / off signal generator 15b are different. The same can be said of the controller 8a and the controller 8b in the third embodiment, and therefore, the configuration of the controller 8a will be described as a representative.
  • FIG. 20 is a table showing a voltage modulation method adopted according to the phase ⁇ i1 of the current vector in the third embodiment of the present invention.
  • the second column of FIG. 20 shows a voltage vector closest in phase to the current vector, corresponding to the range of the phase ⁇ i1 of the current vector shown in the first column.
  • the third column in FIG. 20 shows the voltage modulation method adopted corresponding to the range of the phase ⁇ i1 of the current vector shown in the first column.
  • lower solid two-phase modulation means equalizing voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 such that the smallest voltage command value among voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 matches the minimum value of the carrier wave. It is a modulation method to shift. A section adopting this modulation method is defined as "lower solid two-phase modulation section”.
  • upper solid two-phase modulation shifts voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 equally so that the largest voltage command value among voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 matches the maximum value of the carrier wave. Modulation method. A section adopting this modulation method is defined as "upper solid two-phase modulation section".
  • “lower solid two-phase modulation” is adopted as the voltage modulation method because the voltage vector closest in phase to the current vector is V2 (1), V4 (1) and V6 (1).
  • the voltage vectors V2 (1), V4 (1) and V6 (1) turn on the two semiconductor switching elements on the high potential side, as can be seen from FIG. Is a voltage vector formed by turning on one of the semiconductor switching elements.
  • the voltage vector closest in phase to the current vector is formed by turning on the two semiconductor switching elements on the high potential side and turning on the one semiconductor switching element on the low potential side.
  • “lower solid two-phase modulation” is adopted as a voltage modulation method.
  • “upper solid two-phase modulation” is adopted as the voltage modulation method because the voltage vector closest in phase to the current vector is V1 (1), V3 (1) and V5 ( It is a case of 1).
  • voltage vectors V1 (1), V3 (1) and V5 (1) turn on one semiconductor switching element on the high potential side, as shown in FIG. Is a voltage vector formed by turning on the two semiconductor switching elements.
  • a voltage vector closest in phase to the current vector is formed by turning on one semiconductor switching element on the high potential side and turning on two semiconductor switching elements on the low potential side.
  • “upper solid two-phase modulation” is adopted as a voltage modulation method.
  • the carrier inversion phase shown in the fourth column of FIG. 20 means a phase for inverting the carrier corresponding to the center of the carrier relative to the carrier corresponding to the other phase.
  • the carrier reverse phase is one of the remaining two phases other than the smallest phase in which the voltage command value is minimum among the three phases. That is, in the remaining two phases other than the minimum phase, the carrier corresponding to one phase which is the carrier inversion phase is inverted with respect to the carrier corresponding to the other phase with reference to the center of the carrier.
  • the carrier inversion phase is one of the three phases other than the maximum phase with the largest voltage command value and one of the other two phases. Do. That is, in the remaining two phases other than the maximum phase, the carrier corresponding to one phase which is the carrier inversion phase is inverted with respect to the carrier corresponding to the other phase with reference to the center of the carrier.
  • control unit configured by the controller 8a and the controller 8b compares the carrier wave with the voltage command values Vu1 to Vw1 and Vu2 to Vw2 for each of the inverters 6a and 6b to turn on / off signals Qup1 to Qwn1. , Qup2 to Qwn2 are output.
  • the control unit sets one of the three phases as the carrier inversion phase and the carrier wave of the other phase in the remaining two phases other than the minimum phase.
  • the carrier of the carrier inversion phase is inverted with reference to the center value.
  • the control unit sets one of the three phases as the carrier inversion phase and the carrier wave of the other phase in the remaining two phases other than the maximum phase.
  • the carrier of the carrier inversion phase is inverted with reference to the center value.
  • FIG. 21 is a diagram showing a waveform of the capacitor current Ic1 in the case where the phase ⁇ i1 of the current vector in the third embodiment of the present invention is 30 degrees or more and less than 90 degrees.
  • waveforms of voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1, inverter input current Iin1 and direct current Ib1 are also shown.
  • the carrier inversion phase is one of the remaining U1 phase and V1 phase other than the W1 phase which is the smallest phase at which the voltage command value is the smallest among the three phases. That is, as shown in FIG. 21, the U1 phase carrier corresponding to the U1 phase is inverted with respect to the center of the V1 phase carrier with respect to the V1 phase carrier corresponding to the V1 phase.
  • the control method in the third embodiment can obtain the same effect as the control method in the second embodiment.
  • FIG. 22 is a table showing a voltage modulation method adopted according to the phase ⁇ i2 of the current vector in the third embodiment of the present invention.
  • the capacitor current Ic2 can be reduced like the capacitor current Ic1. .
  • the power conversion device of the third embodiment when “lower solid two-phase modulation” is adopted as the voltage modulation method, one of the remaining two phases other than the minimum phase is the carrier inversion phase.
  • “upper solid two-phase modulation” when “upper solid two-phase modulation” is employed, one of the remaining two phases other than the maximum phase is configured to be the carrier inversion phase. Even in the case of such a configuration, the same effect as that of the second embodiment can be obtained.
  • the power conversion device is configured as follows. That is, the operations of the on / off signal generator 15a and the on / off signal generator 15b are different. Also, a sawtooth wave is employed as a carrier wave. The same can be said of the controller 8 a and the controller 8 b in the fourth embodiment, so the configuration of the controller 8 a will be representatively described.
  • FIG. 23 is a table showing a voltage modulation method adopted according to the phase ⁇ i1 of the current vector in the fourth embodiment of the present invention.
  • the voltage modulation method shown in the third column of FIG. 23 is adopted corresponding to the range of the phase ⁇ i1 of the current vector shown in the first column, as in FIG.
  • the carrier inversion phase shown in the fourth column of FIG. 23 is the center of the range of the phase ⁇ i1 corresponding to the “lower solid two-phase modulation section” and one of the two phases other than the smallest phase to the remaining one phase. Switch to Similarly, in the center of the range of the phase ⁇ i1 corresponding to the “upper solid two-phase modulation section”, the carrier inversion phase is switched from one of the two phases other than the maximum phase to the remaining one. Thus, the carrier inversion phase is switched every time the phase ⁇ i1 of the current vector changes by 30 degrees.
  • control unit configured by the controller 8a and the controller 8b is configured such that the carrier inversion phase is one of the phases in the middle of the "lower solid two-phase modulation section" where the "lower solid two-phase modulation” is adopted. Switch to the other phase. Further, the control unit switches the carrier inversion phase from one phase to the other at the center of the “upper solid two-phase modulation section” in which the “upper solid two-phase modulation” is adopted.
  • FIG. 24 is a diagram showing a waveform of the capacitor current Ic1 in the case where the phase ⁇ i1 of the current vector in the fourth embodiment of the present invention is slightly smaller than 60 degrees.
  • FIG. 25 is a diagram showing a waveform of the capacitor current Ic1 in the case where the phase ⁇ i1 of the current vector in the fourth embodiment of the present invention is slightly larger than 60 degrees.
  • FIG. 24 and FIG. 25 the waveforms of voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1, inverter input current Iin1 and DC current Ib1 are also shown.
  • phase ⁇ i1 of the current vector is in the range of 30 degrees or more and less than 60 degrees
  • “lower solid two-phase modulation” is adopted as the voltage modulation method, and a sawtooth wave is further adopted as the carrier wave.
  • the carrier inversion phase is either one of the U1 phase other than the W1 phase which is the smallest phase at which the voltage command value is minimum among the three phases, and the V1 phase. That is, as shown in FIG. 24, the U1-phase carrier, which is a sawtooth wave falling to the right, is inverted with respect to the V1-phase carrier, which is a sawtooth rising to the right, with respect to the center of the V1 phase carrier.
  • a voltage vector V1 (1) having a phase closest to the current vector and a voltage vector V3 (1) having a phase closest to the third are output. That is, in the control cycle Tc, the voltage vector is output by switching in the order of V3 (1), V0 (1) and V1 (1), for example, including the zero voltage vector V0 (1).
  • the maximum value Ic_max_min of the fluctuation of the capacitor current Ic1 is 50A.
  • phase ⁇ i of the current vector is in the range of 60 degrees or more and less than 90 degrees
  • “lower solid two-phase modulation” is adopted as the voltage modulation method, and a sawtooth wave is adopted as the carrier wave. Be done.
  • the carrier inversion phase is switched from U1 phase which is one of two phases other than W1 phase which is the minimum phase to V1 phase which is the remaining one phase. That is, the V1-phase carrier wave, which is a sawtooth wave falling to the right, is inverted with respect to the U1-phase carrier wave, which is a sawtooth wave rising to the right, with reference to the center of the U1-phase carrier.
  • a voltage vector V3 (1) having the second closest phase to the current vector and a voltage vector V1 (1) having the third closest phase are output. That is, in the control cycle Tc, the voltage vector is output by switching in the order of V1 (1), V0 (1) and V3 (1), for example, including the zero voltage vector V0 (1).
  • the maximum value Ic_max_min of the fluctuation of the capacitor current Ic1 is 50A.
  • control method in the fourth embodiment can obtain the same effect as the control method in the third embodiment.
  • FIG. 26 is a diagram showing a waveform of a motor torque in the case where the carrier inversion phase is switched each time the phase ⁇ i1 of the current vector changes by 30 degrees in the fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 27 is a view showing a comparative example of FIG.
  • FIG. 27 shows, as a comparative example, a waveform of a motor torque in the case where the carrier inversion phase is switched every time the phase ⁇ i1 of the current vector changes by 60 degrees as in the control method in the above-mentioned third embodiment. Further, in FIG. 26 and FIG. 27, the waveforms of the current detection values Ius1, Ivs1 and Iws1 are also illustrated.
  • the carrier wave is a sawtooth wave as compared with the configuration of the third embodiment described above, and the carrier inversion phase is one at the center of the “lower solid two-phase modulation interval”.
  • the carrier inversion phase is switched from one phase to the other phase.
  • Embodiment 5 In a fifth embodiment of the present invention, a power conversion device provided with a controller 8a and a controller 8b that are different in configuration from the second to fourth embodiments described above will be described. In the fifth embodiment, the description of the same points as the first to fourth embodiments is omitted, and the differences from the first to fourth embodiments are mainly described.
  • the method of setting the carrier wave is different in the power conversion device.
  • the same can be said of the controller 8 a and the controller 8 b in the fourth embodiment, so the configuration of the controller 8 a will be representatively described.
  • the carrier corresponding to the middle phase having the second largest voltage command value among the three phases has a frequency twice that of the carrier corresponding to the remaining two phases other than the middle phase.
  • control unit configured by the controller 8a and the controller 8b compares the carrier wave with the voltage command values Vu1 to Vw1 and Vu2 to Vw2 for each of the inverters 6a and 6b to turn on / off signals Qup1 to Qwn1. , Qup2 to Qwn2 are output. Further, the control unit sets the frequency of the intermediate-phase carrier wave with the second largest voltage command value among the three phases to be twice the frequency of the remaining two-phase carrier waves other than the intermediate phase.
  • FIG. 28 is a diagram showing a waveform of the capacitor current Ic1 in the case where the phase ⁇ i1 of the current vector in the fifth embodiment of the present invention is 30 degrees or more and less than 90 degrees.
  • waveforms of voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1, inverter input current Iin1 and direct current Ib1 are also shown.
  • the controller 8a sets the frequency of the U1 phase carrier corresponding to the U1 phase to twice the frequency of the carrier corresponding to the remaining two phases.
  • the control method in the fifth embodiment can obtain the same effect as the control method in the second to fourth embodiments.
  • the frequency of the carrier wave of the intermediate phase is set to be twice the frequency of the carrier waves of the remaining two phases other than the intermediate phase. It is configured. Even in the case of such a configuration, the same effect as that of the second embodiment can be obtained.
  • a power conversion device provided with a controller 8a and a controller 8b that are different in configuration from the second embodiment described above will be described.
  • the description of the same points as the first to fifth embodiments is omitted, and the differences from the first to fifth embodiments are mainly described.
  • FIG. 29 is a diagram showing an entire configuration of a power conversion device according to a sixth embodiment of the present invention.
  • the power conversion device is configured as follows. That is, the operations of the on / off signal generator 15a of the controller 8a and the on / off signal generator 15b of the controller 8b are different.
  • the on / off signal generator 15a differs in the method of generating the on / off signals Qup1 to Qwn1 when the failure of the two inverters 6a and 6b is not detected and when the failure of the inverter 6b is detected.
  • the on / off signal generator 15b has different methods of generating the on / off signals Qup2 to Qwn2 when the failure of the two inverters 6a and 6b is not detected and when the failure of the inverter 6a is detected.
  • FIG. 30 is a diagram showing waveforms of capacitor currents Ic1 and Ic2 when a failure of two inverters 6a and 6b is not detected in the sixth embodiment of the present invention.
  • waveforms of inverter input currents Iin1 and Iin2 voltage command values Vu1 'to Vw1' and Vu2 'to Vw2', and on / off signals Qup1 to Qwp1 and Qup2 to Qwp2 are also illustrated.
  • FIG. 31 is a diagram showing waveforms of voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 and currents Iu1, Iv1 and Iw1 in the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 32 is a diagram showing waveforms of voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2 and currents Iu2, Iv2 and Iw2 in the sixth embodiment of the present invention.
  • voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 and currents Iu1, Iv1 and Iw1 are instantaneous values shown by the broken line frame in FIG. 31
  • current Iu2 and Iv2 And Iw2 are instantaneous values shown in the broken line frame in FIG.
  • the carrier C is common, that is, without phase difference, and further, the maximum value of the carrier C is Vdc / 2 and the minimum value is -Vdc. Set the center value to 0.
  • voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 are calculated according to the following equations (6-1) to (6-3) such that maximum value Vmax matches carrier maximum value Vdc / 2: Each is shifted equally.
  • the maximum value Vmax is the largest voltage command value among the voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1.
  • Vu1 ′ Vu1 + (Vdc / 2 ⁇ Vmax) (6-1)
  • Vv1 ′ Vv1 + (Vdc / 2 ⁇ Vmax) (6-2)
  • Vw1 ′ Vw1 + (Vdc / 2 ⁇ Vmax) (6-3)
  • voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 are shifted to voltage command values Vu1 ', Vv1' and Vw1 'whose average value Vave1 is larger than the center value 0 of carrier C as shown in FIG. Ru.
  • Voltage command values Vu 1 ′, Vv 1 ′ and Vw 1 ′ are compared with carrier wave C.
  • voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2 are calculated according to the following equations (6-4) to (6-6) so that the minimum value Vmin matches the carrier minimum value -Vdc / 2. Equally shifted.
  • the minimum value Vmin is the smallest voltage command value among the voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2.
  • Vu2 ′ Vu2 ⁇ (Vdc / 2 + Vmin) (6-4)
  • Vv2 ′ Vv2 ⁇ (Vdc / 2 + Vmin) (6-5)
  • Vw2 ′ Vw2 ⁇ (Vdc / 2 + Vmin) (6-6)
  • voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2 are shifted to voltage command values Vu2 ', Vv2' and Vw2 'whose average value Vave2 is smaller than the center value 0 of carrier wave C, as shown in FIG. Ru.
  • Voltage command values Vu 2 ′, Vv 2 ′ and Vw 2 ′ are compared with carrier wave C.
  • inverter input currents Iin1 and Iin2 and capacitor currents Ic1 and Ic2 will be described.
  • Iin1 100A
  • Iin2 0A
  • the voltage vector corresponding to the inverter 6a is an effective voltage vector
  • the voltage vector corresponding to the inverter 6b is a zero voltage vector. Therefore, the capacitor current Ic1 and the capacitor current Ic2 are supplied to the inverter 6a. However, since the capacitor current Ic2 is supplied to the inverter 6a via the parasitic inductance 100 and the relays 16a and 16b, the value is smaller than the capacitor current Ic1.
  • the voltage vector corresponding to each of inverters 6a and 6b is a zero voltage vector. Therefore, charging current from DC power supply 3 is supplied to capacitors 4a and 4b.
  • the voltage vector corresponding to inverter 6a is a zero voltage vector, and the voltage vector corresponding to inverter 6b is an effective voltage vector. Therefore, the capacitor current Ic1 and the capacitor current Ic2 are supplied to the inverter 6b. However, since the capacitor current Ic1 is supplied to the inverter 6b via the parasitic inductance 100 and the relays 16a and 16b, the value is smaller than the capacitor current Ic2.
  • the voltage vector corresponding to one of the two inverters is the effective voltage vector, and the voltage vector corresponding to the other is the zero voltage vector. It becomes. Therefore, the two capacitors 4a and 4b supply capacitor current to one inverter, and as a result, the magnitude of capacitor current supplied by one capacitor can be reduced.
  • the average value of the three-phase voltage command values corresponding to one inverter is the center value of the carrier wave.
  • the average value of the three-phase voltage command values corresponding to the remaining one inverter is set to be smaller than the center value of the carrier wave.
  • control unit configured by the controller 8a and the controller 8b performs control as follows when failure of both of the two inverters 6a and 6b is not detected.
  • the control unit causes the phases of the carrier waves corresponding to the inverters 6a and 6b to coincide with each other. Further, the control unit sets the average value of the voltage command values calculated for one of the two inverters 6a and 6b to be larger than the center value of the carrier wave. Furthermore, the control unit sets the average value of the voltage command values calculated for the other inverter to be smaller than the center value of the carrier wave.
  • the effective voltage vectors corresponding to the two inverters are voltage vectors V2 (1) and V2 (2).
  • Voltage vectors V2 (1) and V2 (2) are voltage vectors closest in phase to voltage command vectors V1 * and V2 * in the range of phases ⁇ v1 and ⁇ v2 shown by the broken line frames in FIGS. 31 and 32.
  • control unit configured by the controller 8a and the controller 8b performs control as follows when failure of both of the two inverters 6a and 6b is not detected.
  • the control unit controls the voltage command vectors V1 * and V2 * among the plurality of voltage vectors V0 (1) to V7 (1) and V0 (2) to V7 (2) for each of the inverters 6a and 6b to have the most phase.
  • the on / off signals Qup1 to Qwn1 and Qup2 to Qwn2 are output such that close voltage vectors are formed.
  • each of the controller 8a and the controller 8b controls the capacitor to reduce the overlapping ratio of the period in which the effective voltage vector is generated. The current is reduced and the ripple current supplied to the motor 1 is reduced.
  • capacitor currents Ic1 and Ic2 are supplied to inverter 6a, so the magnitudes of capacitor currents Ic1 and Ic2 are relatively small.
  • the capacitor current Ic2 is not supplied to the inverter 6a. In this case, the capacitor current Ic1 increases to compensate for the loss of the capacitor current Ic2. If a capacitor is designed in consideration of such a situation, miniaturization of the capacitor can not be realized.
  • any one of the first to fifth embodiments described above can be applied to the inverter on the normal side only when a failure of one of the two inverters 6a and 6b is detected.
  • Apply control methods That is, as described in the first to fifth embodiments, a voltage vector having the second closest phase and a voltage vector having the third closest phase are output to the voltage command vector or the current vector. Therefore, the fluctuations of inverter input currents Iin1 and Iin2 themselves are reduced, and as a result, the capacitor current is reduced.
  • the controller corresponding to the other inverter is the voltage having the second closest phase to the voltage command vector or current vector
  • An on / off signal is output such that a vector and a third closest voltage vector are formed.
  • the phases of carrier waves corresponding to the respective inverters are made to coincide with each other, and
  • the average value of the voltage command values calculated for one inverter is set to be larger than the center value of the carrier wave, and the average value of the voltage command values calculated for the other inverter is smaller than the center value of the carrier wave It is configured to set to. This makes it possible to reduce the capacitor current both when the two inverters are normal and when either of the two inverters fails.
  • Embodiment 7 In a seventh embodiment of the present invention, a power conversion device provided with a controller 8a and a controller 8b which are different in the configuration of the previous sixth embodiment will be described.
  • the description of the same points as the first to sixth embodiments is omitted, and the difference from the first to sixth embodiments is mainly described.
  • the power conversion device is configured as follows. That is, when the failure of the two inverters 6a and 6b is not detected, the on / off signal generator 15a generates the on / off signals Qup1 to Qwn1 and the on / off signal generator 15b generates the on / off signals Qup2 to Qwn2. It is different.
  • FIG. 33 is a diagram showing waveforms of capacitor currents Ic1 and Ic2 when a failure of two inverters 6a and 6b is not detected in the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 33 also shows the waveforms of inverter input currents Iin1 and Iin2, voltage command values Vu1 'to Vw1' and Vu2 'to Vw2', and on / off signals Qup1 to Qwp1 and Qup2 to Qwp2.
  • carrier C1 is compared with voltage command values Vu1 ′, Vv1 ′ and Vw1 ′ instead of one carrier in FIG. 33, and voltage command values Vu2 ′, Vv2 ′ and Vw2 'Uses two carriers of carrier C2 to be compared.
  • the carrier wave C2 is the same as the carrier wave C shown in FIG. 30, and the carrier wave C1 is 180 degrees out of phase with the carrier wave C2 with the control cycle Tc being 360 degrees.
  • Voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 are equal to each other so that minimum value Vmim matches carrier minimum value -Vdc / 2 by calculation according to the following equations (7-1) to (7-3). Be shifted.
  • Vu1 ′ Vu1 ⁇ (Vdc / 2 + Vmin) (7-1)
  • Vv1 ′ Vv1 ⁇ (Vdc / 2 + Vmin) (7-2)
  • Vw1 ′ Vw1 ⁇ (Vdc / 2 + Vmin) (7-3)
  • voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 are shifted to voltage command values Vu1 ', Vv1' and Vw1 'whose average value Vave1 is smaller than the center value 0 of carrier wave C1, as shown in FIG. Ru.
  • Voltage command values Vu1 ', Vv1' and Vw1 ' are compared with carrier wave C1.
  • voltage command values Vu2 ', Vv2' and Vw2 ' are obtained by the calculation according to the above-mentioned equations (6-4) to (6-6).
  • Voltage command values Vu2 ', Vv2' and Vw2 ' are compared with carrier wave C2.
  • capacitor currents Ic1 and Ic2 can be reduced as in the sixth embodiment.
  • the phases of carrier waves corresponding to the two inverters are made to differ from each other by 180 degrees, and further three-phase
  • the average value of voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 and the average value of three-phase voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2 are set to be smaller than the center value of the carrier wave.
  • the capacitor current can be reduced and the ripple current supplied to the motor 1 can be reduced by reducing the ratio of overlapping of the periods in which the effective voltage vector is generated.
  • the carrier waves corresponding to each of the two inverters are made 180 degrees different from each other, and the average value of the three-phase voltage command values Vu1, Vv1 and Vw1 and the average value of the three-phase voltage command values Vu2, Vv2 and Vw2 are Both may be set to be larger than the center value of the carrier wave. Even in this case, it is possible to reduce the rate at which the periods in which the effective voltage vectors occur overlap, and as a result, it is possible to reduce the capacitor current and to reduce the ripple current supplied to the motor 1.
  • the phases of carrier waves corresponding to the respective inverters are made to differ by 180 degrees, and calculation is performed for each of the inverters. Is configured to be smaller than the center value of the carrier wave or larger than the center value of the carrier wave. Even in the case of such a configuration, the same effect as that of the sixth embodiment can be obtained.
  • FIG. 34 is a diagram showing an entire configuration of an electric power steering apparatus according to an eighth embodiment of the present invention.
  • the driver of the vehicle on which the electric power steering apparatus is mounted rotates the steering wheel 101 to the left and right to steer the front wheel 102.
  • the torque detector 103 detects the steering torque Ts of the steering system, and outputs the detected steering torque Ts to a control command generator 105 described later.
  • the motor 1 generates an assist torque that assists the driver's steering via the gear 104.
  • the motor 1 in the eighth embodiment has the same configuration as the motor 1 in the first embodiment except that the rotor is mechanically connected to the gear 104.
  • the control command generator 105 calculates a control command value for controlling the motor 1 to a desired state based on the steering torque Ts input from the torque detector 103, and outputs the calculated control command value.
  • the control command generator 105 calculates current command values Iq_target1 and Iq_target2 as a control command according to, for example, the following equation (8-1).
  • ka is a constant, but may be set to vary according to the steering torque Ts or the traveling speed of the vehicle.
  • current command values Iq_target1 and Iq_target2 are determined according to equation (8-1), but current command values Iq_target1 and Iq_target2 may be determined based on known compensation control according to the steering condition.
  • the electric power steering apparatus is required to be downsized. By reducing the size of the electric power steering apparatus, the mountability to a vehicle is increased, the degree of freedom in arrangement is increased, and the size of the vehicle itself can be reduced.
  • the size reduction of passive elements such as a capacitor and a coil constituting an inverter provided in the electric power steering apparatus directly leads to the miniaturization of the inverter.
  • the ratio of the size of the capacitor for stabilizing the voltage supplied from the battery to the entire inverter is very large. Therefore, the capacitor is an adverse effect on the miniaturization of the electric power steering apparatus.
  • a motor having two three-phase windings is driven using two inverters, and when one inverter fails, another one is driven. It is desirable to continue the power supply to the motor by means of the inverter.
  • the power conversion device By applying the power conversion device according to any one of the first to seventh embodiments to an electric power steering device, the reliability of power supply to the motor by two inverters can be improved, and the capacitor can be miniaturized by reducing the capacitor current. Coexistence.
  • control method of any one of the first to seventh embodiments is applied to the configuration of a power conversion device provided with a relay that opens between the inverter and the DC power supply when the inverter fails.
  • the following effects can be obtained. That is, by removing the influence of the failed inverter on the battery or other vehicle equipment by opening the relay disposed close to the failed inverter, the capacitor current is reduced by the normal side inverter. The operation of the electric power steering apparatus can be continued.
  • the electric power steering apparatus includes the power conversion device according to any one of the first to seventh embodiments. As a result, it is possible to obtain the remarkable effect which can be realized that the size of the capacitor can be reduced while securing extremely high reliability in the electric power steering apparatus.
  • SYMBOLS 1 motor 2 position detector, 3 DC power supply, 4a, 4b capacitor, 5 inductance, 6a, 6b inverter, 7a, 7b current detector, 8a, 8b controller, 9a, 9b coordinate converter, 10a, 10b subtractor , 11a, 11b subtractor, 12a, 12b current controller, 13a, 13b current controller, 14a, 14b coordinate converter, 15a, 15b on-off signal generator, 16a, 16b relay, 17a, 17b current vector phase calculator, 100 parasitic inductance, 101 steering wheel, 102 front wheels, 103 torque detectors, 104 gears, 105 control command generators.

Landscapes

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Abstract

電力変換装置は、直流電源から出力される直流電圧を三相交流電圧に変換する２台のインバータの各インバータについて、各インバータの各半導体スイッチング素子をオンとオフに切り替えるオンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、各インバータについて演算した電圧指令値に基づく電圧指令ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力するように構成されている。

Description

電力変換装置および電動パワーステアリング装置
　本発明は、コンデンサ電流の低減を図った構成を備えた電力変換装置、およびその電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置に関する。
　従来の電力変換装置の一例として、２台のインバータを用いて２つの巻線組を有する多相回転機の各巻線組に電圧を印加するように構成されている電力変換装置が挙げられる（例えば、特許文献１参照）。
　特許文献１に記載の電力変換装置では、２台のインバータが同時に放電となるモードを回避し、コンデンサ電流を低減させるために、以下のような制御手法が採用されている。すなわち、一方のインバータに対応する電圧指令値の中心値が出力可能なデューティ範囲よりも下側になるようにシフトさせるともに、他方のインバータに対応する電圧指令値の中心値が出力可能なデューティ範囲よりも上側になるようにシフトさせている。
特許第４９４１６８６号公報
　特許文献１に記載の制御手法は、１つの共通のコンデンサから２台のインバータに放電電流を供給する構成の電力変換装置に対しては有効である。ここで、インバータに印加する電圧を一定にするためには、インバータに対して並列に設けられるコンデンサを可能な限りインバータに近接させて配置することで、コンデンサとインバータ間の配線インダクタンスおよび配線抵抗に起因するインピーダンスを小さくする必要がある。
　したがって、電力変換装置においては、１つの共通のコンデンサを設ける構成ではなく、２台のインバータのそれぞれに対してコンデンサを個別に設ける構成を採用する方が好ましい。特許文献１に記載の制御手法は、このような構成を採用した電力変換装置に対しは、コンデンサ電流を十分に低減させる手法として適していない。
　本発明は、上記のような問題を鑑みてなされたものであり、２台のインバータのそれぞれに対してコンデンサを個別に設ける構成が採用された場合であっても、コンデンサ電流の低減に寄与する電力変換装置およびその電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置を得ることを目的とする。
　本発明における電力変換装置は、複数の半導体スイッチング素子を有し、各半導体スイッチング素子がオンとオフに切り替えられることで、直流電源から出力される直流電圧を三相交流電圧に変換して、三相交流電圧を出力する２台のインバータと、インバータごとに個別に対応して、直流電源とインバータとの間に並列に設けられた２つのコンデンサと、入力された制御指令値に基づいて、各インバータから出力される三相交流電圧の指令値である電圧指令値を演算し、各インバータについて演算した電圧指令値に従って、各インバータの各半導体スイッチング素子をオンとオフに切り替えるオンオフ信号を出力する制御部と、を備え、制御部は、各インバータについて、オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、電圧指令値に基づく電圧指令ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力するものである。
　本発明によれば、２台のインバータのそれぞれに対してコンデンサを個別に設ける構成が採用された場合であっても、コンデンサ電流の低減に寄与する電力変換装置およびその電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置を得ることができる。
本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。 本発明の実施の形態１におけるオンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１のパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。 図３の電圧ベクトルＶ０（１）～Ｖ７（１）を示す図である。 本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。 本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて出力される電圧ベクトルのデューティを示す表である。 本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。 本発明の実施の形態１におけるオンオフ信号Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２のパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。 図８の電圧ベクトルＶ０（２）～Ｖ７（２）を示す図である。 本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。 本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて出力される電圧ベクトルのデューティを示す表である。 本発明の実施の形態１における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。 本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。 図１３の比較例を示す図である。 本発明の実施の形態２における電力変換装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。 本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。 本発明の実施の形態２における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。 本発明の実施の形態２における制御手法の比較例を示す図である。 本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。 本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。 本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ２に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。 本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。 本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が６０度よりも若干小さい場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。 本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が６０度よりも若干大きい場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。 本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替えられる場合のモータトルクの波形を示す図である。 図２６の比較例を示す図である。 本発明の実施の形態５における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。 本発明の実施の形態６における電力変換装置の全体構成を示す図である。 本発明の実施の形態６における２台のインバータの故障が検知されない場合のコンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２の波形を示す図である。 本発明の実施の形態６における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。 本発明の実施の形態６における電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２と、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２の波形を示す図である。 本発明の実施の形態７における２台のインバータの故障が検知されない場合のコンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２の波形を示す図である。 本発明の実施の形態８における電動パワーステアリング装置の全体構成を示す図である。
　以下、本発明による電力変換装置および電動パワーステアリング装置を、好適な実施の形態にしたがって図面を用いて説明する。なお、図面の説明においては、同一部分または相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。
　実施の形態１．
　図１は、本発明の実施の形態１における電力変換装置の全体構成を示す図である。なお、図１では、電力変換装置の入力側に接続される直流電源３と、その出力側に接続されるモータ１も図示されている。
　図１に示すように、本実施の形態１における電力変換装置は、コンデンサ４ａ、コンデンサ４ｂ、インバータ６ａ、インバータ６ｂ、電流検出器７ａ、電流検出器７ｂ、制御器８ａ、制御器８ｂ、リレー１６ａおよびリレー１６ｂを備える。
　モータ１は、Ｕ１相の巻線Ｕ１、Ｖ１相の巻線Ｖ１およびＷ１相の巻線Ｗ１によって構成される三相巻線と、Ｕ２相の巻線Ｕ２、Ｖ２相の巻線Ｖ２およびＷ２相の巻線Ｗ２によって構成される三相巻線とを有する三相交流モータである。モータ１の具体例として、永久磁石同期モータ、誘導モータ、同期リラクタンスモータ等が挙げられるが、モータ１として、２つの三相巻線を有するモータであれば、どのような種類のモータを用いてもよい。ここでは、モータ１として、非突極形の永久磁石同期モータを用いる場合を例示する。
　位置検出器２は、モータ１の回転位置θを検出し、検出した回転位置θを制御器８ａおよび制御器８ｂに出力する。
　直流電源３は、高電位側端子および低電位側端子を有し、両端子間の電圧として、直流電圧Ｖｄｃをインバータ６ａおよびインバータ６ｂに出力する。直流電源３は、バッテリ、ＤＣ－ＤＣコンバータ、ダイオード整流器、ＰＷＭ整流器等といった、直流電圧を出力する全ての機器を含む。
　２つのコンデンサ４ａおよび４ｂは、インバータ６ａ，６ｂごとに個別に対応して、直流電源３とインバータ６ａ，６ｂとの間に並列に設けられている。
　コンデンサ４ａは、静電容量がＣ１であるコンデンサである。コンデンサ４ａは、直流電源３に並列に接続され、インバータ６ａに入力される直流電圧Ｖｄｃの変動を抑制して安定した直流電圧を実現する。
　コンデンサ４ｂは、静電容量がＣ２であるコンデンサである。コンデンサ４ｂは、直流電源３に並列に接続され、インバータ６ｂに入力される直流電圧Ｖｄｃの変動を抑制して安定した直流電圧を実現する。
　インダクタンス５は、直流電源３の内部および途中のケーブルに含まれるインダクタンス値を表すものである。一般に、電力変換装置においては、インバータ６ａおよびインバータ６ｂのそれぞれから直流電源３に流出するノイズを抑制するために、ノイズフィルタとして、コモンモードチョークコイルが直流電源３の近傍に接続される。このようなノイズフィルタのインダクタンス値もインダクタンス５に含まれるものとする。
　２台のインバータ６ａおよび６ｂは、複数の半導体スイッチング素子を有し、各半導体スイッチング素子がオンとオフに切り替えられることで、直流電源３から出力される直流電圧Ｖｄｃを三相交流電圧に変換して、その三相交流電圧を出力する。
　インバータ６ａは、高電位側の３つの半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１～Ｓｗｐ１と、低電位側の３つの半導体スイッチング素子Ｓｕｎ１～Ｓｗｎ１とを有する三相インバータである。制御器８ａからのオンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１に基づいて、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１～Ｓｗｐ１と、半導体スイッチング素子Ｓｕｎ１～Ｓｗｎ１が、オンとオフに切り替わる。これにより、インバータ６ａは、直流電源３から入力された直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。インバータ６ａは、その変換後の交流電圧を、モータ１の巻線Ｕ１、巻線Ｖ１および巻線Ｗ１に印加することで、巻線Ｕ１、巻線Ｖ１および巻線Ｗ１にそれぞれ、電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１および電流Ｉｗ１を通電する。
　ここで、オンオフ信号Ｑｕｐ１、Ｑｕｎ１、Ｑｖｐ１、Ｑｖｎ１、Ｑｗｐ１およびＱｗｎ１は、それぞれ、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１、Ｓｕｎ１、Ｓｖｐ１、Ｓｖｎ１、Ｓｗｐ１およびＳｗｎ１を、オンとオフに切り替えるためのスイッチング信号である。以下、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１において、信号の値が１である場合には、そのオンオフ信号に対応する半導体スイッチング素子をオンにするための信号が出力され、信号の値が０である場合には、そのオンオフ信号に対応する半導体スイッチング素子をオフにするための信号が出力される。
　半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１～Ｓｗｎ１としては、例えば、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチング素子と、ダイオードを逆並列に接続したものを用いる。
　インバータ６ｂは、高電位側の３つの半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２～Ｓｗｐ２と、低電位側の３つの半導体スイッチング素子Ｓｕｎ２～Ｓｗｎ２とを有する三相インバータである。制御器８ｂからのオンオフ信号Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２に基づいて、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２～Ｓｗｐ２と、半導体スイッチング素子Ｓｕｎ２～Ｓｗｎ２が、オンとオフに切り替わる。これにより、インバータ６ｂは、直流電源３から入力された直流電圧Ｖｄｃを交流電圧に変換する。インバータ６ｂは、その変換後の交流電圧を、モータ１の巻線Ｕ２、巻線Ｖ２および巻線Ｗ２に印加することで、巻線Ｕ２、巻線Ｖ２および巻線Ｗ２にそれぞれ、電流Ｉｕ２、電流Ｉｖ２および電流Ｉｗ２を通電する。
　ここで、オンオフ信号Ｑｕｐ２、Ｑｕｎ２、Ｑｖｐ２、Ｑｖｎ２、Ｑｗｐ２およびＱｗｎ２は、それぞれ、半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２、Ｓｕｎ２、Ｓｖｐ２、Ｓｖｎ２、Ｓｗｐ２およびＳｗｎ２を、オンとオフに切り替えるためのスイッチング信号である。以下、オンオフ信号Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２において、信号の値が１である場合には、そのオンオフ信号に対応する半導体スイッチング素子をオンにするための信号が出力され、信号の値が０である場合には、そのオンオフ信号に対応する半導体スイッチング素子をオフにするための信号が出力される。
　半導体スイッチング素子Ｓｕｐ２～Ｓｗｎ２としては、例えば、ＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチング素子と、ダイオードを逆並列に接続したものを用いる。
　電流検出器７ａは、モータ１の巻線Ｕ１、巻線Ｖ１および巻線Ｗ１に流れる電流Ｉｕ１、電流Ｉｖ１および電流Ｉｗ１の値を、それぞれ、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１として検出する。
　なお、電流検出器７ａは、例えば、インバータ６ａの半導体スイッチング素子Ｓｕｎ１、Ｓｖｎ１およびＳｗｎ１のそれぞれに直列に電流検出用抵抗を設けて、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１を検出する方式の電流検出器であってもよい。また、電流検出器７ａは、インバータ６ａとコンデンサ４ａの間に電流検出用抵抗を設けて、インバータ入力電流Ｉｉｎ１を検出し、その検出値から、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１を求める方式の電流検出器であってもよい。
　電流検出器７ｂは、モータ１の巻線Ｕ２、巻線Ｖ２および巻線Ｗ２に流れる電流Ｉｕ２、電流Ｉｖ２および電流Ｉｗ２の値を、それぞれ、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２として検出する。
　なお、電流検出器７ｂは、例えば、インバータ６ｂの半導体スイッチング素子Ｓｕｎ２、Ｓｖｎ２およびＳｗｎ２のそれぞれに直列に電流検出用抵抗を設けて、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２を検出する方式の電流検出器であってもよい。また、電流検出器７ｂは、インバータ６ｂとコンデンサ４ｂの間に電流検出用抵抗を設けて、インバータ入力電流Ｉｉｎ２を検出し、その検出値から、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２を求める方式の電流検出器であってもよい。
　２つのリレー１６ａおよび１６ｂは、インバータ６ａ，６ｂごとに個別に対応して、直流電源３とコンデンサ４ａ，４ｂとの間に直列に設けられている。
　リレー１６ａは、直流電源３とコンデンサ４ａとの間に設けられ、直流電源３とインバータ６ａの間を電気的に開放する機能を有する。リレー１６ａは、例えば、電磁接触器、またはＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチング素子を用いて構成される。
　リレー１６ａは、制御器８ａからのオンオフ信号（図示せず）に応じて、直流電源３とインバータ６ａとの間を、導通または開放する。例えば、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１のいずれかが、予め設定される閾値を超えた場合、制御器８ａは、インバータ６ａまたは電流検出器７ａの故障を検知し、リレー１６ａを開放するための信号を出力する。これにより、直流電源３とインバータ６ａとの間が開放される。リレー１６ａによって、インバータ６ａまたは電流検出器７ａの故障による直流電源３およびインバータ６ｂへの影響を排除することが可能となる。
　リレー１６ｂは、直流電源３とコンデンサ４ｂとの間に設けられ、直流電源３とインバータ６ｂの間を電気的に開放する機能を有する。リレー１６ｂは、例えば、電磁接触器、またはＩＧＢＴ、バイポーラトランジスタ、ＭＯＳパワートランジスタ等の半導体スイッチング素子を用いて構成される。
　リレー１６ｂは、制御器８ｂからのオンオフ（図示せず）信号に応じて、直流電源３とインバータ６ｂとの間を、導通または開放する。例えば、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２のいずれかが、予め設定される閾値を超えた場合、制御器８ｂは、インバータ６ｂまたは電流検出器７ｂの故障を検知し、リレー１６ｂを開放するための信号を出力する。これにより、直流電源３とインバータ６ｂとの間が開放される。リレー１６ｂによって、インバータ６ｂまたは電流検出器７ｂの故障による直流電源３およびインバータ６ｂへの影響を排除することが可能となる。
　このように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、２台のインバータ６ａおよび６ｂのいずれかの故障を検知した場合には、故障側のインバータに対応するリレーを開放する。
　制御器８ａには、モータ１の制御指令値として設定される電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ１が入力される。なお、ここでは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１＝０に設定される場合を例示する。制御器８ａは、入力された電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ１と、位置検出器２から入力された回転位置θと、電流検出器７ａから入力された電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１とに基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１を出力する。
　なお、ここでは、モータ１の制御指令値として、モータ１に通電する電流の指令値が設定される場合を例示したが、これに限定されない。例えば、モータ１をＶ／Ｆ制御する場合、制御指令値は、モータ１の速度指令値となる。モータ１の回転位置を制御する場合、制御指令値は、モータ１の位置指令値となる。また、制御器８ａは、電流検出器７ａから入力された電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１に基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１を決定する場合を例示したが、これに限定されない。例えば、制御器８ａは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ１からフィードフォワード的にオンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１を決定してもよい。
　次に、制御器８ａを構成する各要素について説明する。制御器８ａは、座標変換器９ａ、減算器１０ａ、減算器１１ａ、電流制御器１２ａ、電流制御器１３ａ、座標変換器１４ａおよびオンオフ信号発生器１５ａを有する。なお、制御器８ａは、例えば、演算処理を実行するマイクロコンピュータと、プログラムデータ、固定値データ等のデータを記憶するＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）と、格納されているデータを更新して順次書き換えられるＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）とによって実現される。
　座標変換器９ａは、電流検出器７ａから入力された電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１と、位置検出器２から入力された回転位置θとに基づいて、回転二軸上の電流Ｉｄ１およびＩｑ１を演算し、その電流Ｉｄ１を減算器１０ａに出力し、その電流Ｉｑ１を減算器１１ａに出力する。
　減算器１０ａは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１から、回転二軸上の電流Ｉｄ１を減算し、その結果を電流制御器１２ａに出力する。
　減算器１１ａは、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１から、回転二軸上の電流Ｉｑ１を減算し、その結果を電流制御器１３ａに出力する。
　電流制御器１２ａは、減算器１０ａの出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｄ１を演算し、その電圧Ｖｄ１を座標変換器１４ａに出力する。
　電流制御器１３ａは、減算器１１ａの出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｑ１を演算し、その電圧Ｖｑ１を座標変換器１４ａに出力する。
　座標変換器１４ａは、回転二軸上の電圧Ｖｄ１およびＶｑ１と、位置検出器２から入力された回転位置θとに基づいて、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を演算し、その結果をオンオフ信号発生器１５ａに出力する。
　オンオフ信号発生器１５ａは、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１に基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１を出力する。
　次に、オンオフ信号発生器１５ａの動作について詳細に述べる。図２は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。
　図２に示すように、オンオフ信号発生器１５ａは、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１に基づく電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択して出力する。例えば、位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合、Ｖ１（１）およびＶ３（１）の２種類の電圧ベクトルが選択される。位相θｖ１が９０度以上１５０度未満である場合、Ｖ２（１）およびＶ４（１）の２種類の電圧ベクトルが選択される。以下、同様に、オンオフ信号発生器１５ａは、図２に示すとおり、位相θｖ１に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択する。
　ここで、電圧ベクトルについて説明する。図３は、本発明の実施の形態１におけるオンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１のパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。図４は、図３の電圧ベクトルＶ０（１）～Ｖ７（１）を示す図である。
　電圧ベクトルとは、図３に示すように、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１のパターンに応じて定まる電圧ベクトルである。図３の電圧ベクトルＶ０（１）～Ｖ７（１）を図示すると、図４のようになる。図４に示すように、電圧ベクトルＶ１（１）～Ｖ６（１）は、位相差６０度ごとに大きさを持つ有効電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶ０（１）およびＶ７（１）は、大きさを持たない零電圧ベクトルである。
　引き続き、オンオフ信号発生器１５ａの動作について述べる。図５は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。なお、図５では位相θｖ１≒６２度である。
　位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合、図５に示すように、電圧指令ベクトルＶ１＊に最も位相が近い電圧ベクトルは、電圧ベクトルＶ２（１）である。この場合に出力される電圧ベクトルは、電圧指令ベクトルＶ１＊に、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３（１）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１（１）となる。
　これらの電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）が出力される出力時間は、電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）が作る合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ１＊に一致するように調節される。ここで、電圧指令ベクトルＶ１＊は、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を用いて、以下の式（１－１）に従って計算される。
　　Ｖ１＊＝０．８１６５×（Ｖｕ１＋ａ×Ｖｖ１＋ａ2×Ｖｗ１）・・・（１－１）
　ただし、ａ＝ｅｘｐ（ｊ×１２０）、ｊ2＝－１である。
　このように、オンオフ信号発生器１５ａは、式（１－１）に従って、電圧指令ベクトルＶ１＊を演算する。オンオフ信号発生器１５ａは、電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）の大きさを調節することで、これらの電圧ベクトルの合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ１＊に一致するようにする。
　具体例として、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて出力される電圧ベクトルごとのデューティ値を図６に示す。図６は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１に応じて出力される電圧ベクトルのデューティを示す表である。
　図６において、Ｖα（１）およびＶβ（１）は、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を静止二軸上で表現した電圧である。ただし、α軸とＵ１相軸を一致させ、β軸は、α軸に対して９０度進んだ位相とする。Ｄ１（１）、Ｄ２（１）、Ｄ３（１）、Ｄ４（１）、Ｄ５（１）およびＤ６（１）は、それぞれ、電圧ベクトルＶ１（１）、Ｖ２（１）、Ｖ３（１）、Ｖ４（１）、Ｖ５（１）およびＶ６（１）に対する出力デューティである。
　例えば、制御周期をＴｓとして、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が、３０度以上９０度未満である場合、各電圧ベクトルの出力時間について、電圧ベクトルＶ１（１）をＤ１（１）×Ｔｓとし、電圧ベクトルＶ３（１）をＤ３（１）×Ｔｓとし、零電圧ベクトル、すなわち電圧ベクトルＶ０（１）またはＶ７（１）を、（１－Ｄ１（１）－Ｄ３（１））×Ｔｓとすればよい。位相θｖ１が他の条件である場合も同様である。
　図１の説明に戻り、制御器８ｂには、モータ１の制御指令値として設定される電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２が入力される。なお、ここでは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２＝０に設定される場合を例示する。制御器８ｂは、入力された電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２と、位置検出器２から入力された回転位置θと、電流検出器７ｂから入力された電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２とに基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を出力する。
　なお、ここでは、モータ１の制御指令値として、モータ１に通電する電流の指令値が設定される場合を例示したが、これに限定されない。例えば、モータ１をＶ／Ｆ制御する場合、制御指令値は、モータ１の速度指令値となる。モータ１の回転位置を制御する場合、制御指令値は、モータ１の位置指令値となる。また、制御器８ｂは、電流検出器７ｂから入力された電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２に基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を決定する場合を例示したが、これに限定されない。例えば、制御器８ｂは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２からフィードフォワード的にオンオフ信号Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を決定してもよい。
　次に、制御器８ｂを構成する各要素について説明する。制御器８ｂは、座標変換器９ｂ、減算器１０ｂ、減算器１１ｂ、電流制御器１２ｂ、電流制御器１３ｂ、座標変換器１４ｂおよびオンオフ信号発生器１５ｂを有する。なお、制御器８ｂは、例えば、演算処理を実行するマイクロコンピュータと、プログラムデータ、固定値データ等のデータを記憶するＲＯＭ（Ｒｅａｄ　Ｏｎｌｙ　Ｍｅｍｏｒｙ）と、格納されているデータを更新して順次書き換えられるＲＡＭ（Ｒａｎｄｏｍ　Ａｃｃｅｓｓ　Ｍｅｍｏｒｙ）とによって実現される。
　座標変換器９ｂは、電流検出器７ｂから入力された電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２と、位置検出器２から入力された回転位置θとに基づいて、回転二軸上の電流Ｉｄ２およびＩｑ２を演算し、その電流Ｉｄ２を減算器１０ｂに出力し、その電流Ｉｑ２を減算器１１ｂに出力する。
　減算器１０ｂは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２から、回転二軸上の電流Ｉｄ２を減算し、その結果を電流制御器１２ｂに出力する。
　減算器１１ｂは、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２から、回転二軸上の電流Ｉｑ２を減算し、その結果を電流制御器１３ｂに出力する。
　電流制御器１２ｂは、減算器１０ｂの出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｄ２を演算し、その電圧Ｖｄ２を座標変換器１４ｂに出力する。
　電流制御器１３ｂは、減算器１１ｂの出力値が零となるように、その値に比例および積分制御を行うことによって、回転二軸上の電圧Ｖｑ２を演算し、その電圧Ｖｑ２を座標変換器１４ａに出力する。
　座標変換器１４ｂは、回転二軸上の電圧Ｖｄ２およびＶｑ２と、位置検出器２から入力された回転位置θとに基づいて、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を演算し、その結果をオンオフ信号発生器１５ｂに出力する。
　オンオフ信号発生器１５ｂは、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２に基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を出力する。
　次に、オンオフ信号発生器１５ｂの動作について詳細に述べる。図７は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。
　図７に示すように、オンオフ信号発生器１５ｂは、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２に基づく電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択して出力する。例えば、位相θｖ２が３０度以上９０度未満である場合、Ｖ１（２）およびＶ３（２）の２種類の電圧ベクトルが選択される。位相θｖ２が９０度以上１５０度未満である場合、Ｖ２（２）およびＶ４（２）の２種類の電圧ベクトルが選択される。以下、同様に、オンオフ信号発生器１５ｂは、図７に示すとおり、位相θｖ２に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択する。
　ここで、電圧ベクトルについて説明する。図８は、本発明の実施の形態１におけるオンオフ信号Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２のパターンに応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。図９は、図８の電圧ベクトルＶ０（２）～Ｖ７（２）を示す図である。
　電圧ベクトルとは、図８に示すように、オンオフ信号Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２のパターンに応じて定まる電圧ベクトルである。図８の電圧ベクトルＶ０（２）～Ｖ７（２）を図示すると、図９のようになる。図９に示すように、電圧ベクトルＶ１（２）～Ｖ６（２）は、位相差６０度ごとに大きさを持つ有効電圧ベクトルであり、電圧ベクトルＶ０（２）およびＶ７（２）は、大きさを持たない零電圧ベクトルである。
　引き続き、オンオフ信号発生器１５ｂの動作について述べる。図１０は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。なお、図１０では、位相θｖ２≒６２度である。
　位相θｖ２が３０度以上９０度未満である場合、図１０に示すように、電圧指令ベクトルＶ２＊に最も位相が近い電圧ベクトルは、電圧ベクトルＶ２（２）である。この場合に出力される電圧ベクトルは、電圧指令ベクトルＶ２＊に、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３（２）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１（２）となる。
　これらの電圧ベクトルＶ１（２）およびＶ３（２）が出力される出力時間は、電圧ベクトルＶ１（２）およびＶ３（２）が作る合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ２＊に一致するように調節される。ここで、電圧指令ベクトルＶ２＊は、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を用いて、以下の式（１－２）に従って計算される。
　　Ｖ２＊＝０．８１６６×（Ｖｕ２＋ａ×Ｖｖ２＋ａ2×Ｖｗ２）・・・（１－２）
　ただし、ａ＝ｅｘｐ（ｊ×１２０）、ｊ2＝－１である。
　このように、オンオフ信号発生器１５ｂは、式（１－２）に従って、電圧指令ベクトルＶ２＊を演算する。オンオフ信号発生器１５ｂは、電圧ベクトルＶ１（２）およびＶ３（２）の大きさを調節することで、これらの電圧ベクトルの合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ２＊に一致するようにする。
　具体例として、電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて出力される電圧ベクトルごとのデューティ値を図１１に示す。図１１は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２に応じて出力される電圧ベクトルのデューティを示す表である。
　図１１において、Ｖα（２）およびＶβ（２）は、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２を静止二軸上で表現した電圧である。ただし、α軸とＵ２相軸を一致させ、β軸は、α軸に対して９０度進んだ位相とする。Ｄ１（２）、Ｄ２（２）、Ｄ３（２）、Ｄ４（２）、Ｄ５（２）およびＤ６（２）は、それぞれ、電圧ベクトルＶ１（２）、Ｖ２（２）、Ｖ３（２）、Ｖ４（２）、Ｖ５（２）およびＶ６（２）に対する出力デューティである。
　例えば、制御周期をＴｓとして、電圧指令ベクトルＶ２＊の位相θｖ２が、３０度以上９０度未満である場合、各電圧ベクトルの出力時間について、電圧ベクトルＶ１（２）をＤ１（２）×Ｔｓとし、電圧ベクトルＶ３（２）をＤ３（２）×Ｔｓとし、零電圧ベクトル、すなわち電圧ベクトルＶ０（２）またはＶ７（２）を、（１－Ｄ１（２）－Ｄ３（２））×Ｔｓとすればよい。位相θｖ２が他の条件である場合も同様である。
　以上のように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、入力された制御指令値に基づいて、各インバータ６ａ，６ｂから出力される三相交流電圧の指令値である電圧指令値Ｖｕ１～Ｖｗ１，Ｖｕ２～Ｖｗ２を演算する。制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて演算した電圧指令値Ｖｕ１～Ｖｗ１，Ｖｕ２～Ｖｗ２に従って、各インバータ６ａ，６ｂの各半導体スイッチング素子Ｓｕｐ１～Ｓｗｎ１，Ｓｕｐ２～Ｓｗｎ２をオンとオフに切り替えるオンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を出力する。
　また、制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルＶ０（１）～Ｖ７（１），Ｖ０（２）～Ｖ７（２）のうち、電圧指令値Ｖｕ１～Ｖｗ１，Ｖｕ２～Ｖｗ２に基づく電圧指令ベクトルＶ１＊，Ｖ２＊に、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を出力する。
　次に、電圧指令ベクトルＶ１＊に、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが選択されて出力されることで実現される効果について説明する。
　まず、各電圧ベクトルと、インバータ６ａへのインバータ入力電流Ｉｉｎ１の関係について述べる。先の図３では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、７列目に示す電圧ベクトルに対応して、８列目に示されている。図３に示すように、零電圧ベクトルＶ０（１）およびＶ７（１）がそれぞれ出力される場合には、インバータ入力電流Ｉｉｎ１が０となる。また、有効電圧ベクトルＶ１（１）～Ｖ６（１）がそれぞれ出力される場合には、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１のうちの１つの電流値に等しいか、あるいは、その電流の符号が反転した値となる。
　図１２は、本発明の実施の形態１における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。なお、図１２では、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の振幅が１００Ａであり、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の振幅が１Ｖである場合の波形を示している。
　図５に示すように、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１≒６２度である場合、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１について、図１２の下段の破線枠に示すように、Ｉｕ１≒５０Ａ、Ｉｖ１≒５０Ａ、Ｉｗ１≒－１００Ａとなる。
　ここで、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１≒６２度である場合、図２に示すように、電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）が出力される。図１３は、本発明の実施の形態１における電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。なお、図１３では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１および直流電流Ｉｂ１の波形も図示されている。
　図１３に示すように、制御器８ａは、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０（１）を含めて、例えば、Ｖ１（１）、Ｖ０（１）、Ｖ３（１）、Ｖ０（１）およびＶ１（１）の順に切り替えて電圧ベクトルを出力する。この場合、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、電圧ベクトルの変化に応じて、Ｉｕ１、０、Ｉｖ１、０およびＩｕ１の順に変化する。
　ここで、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、図１に示すように、インバータ６ａに入力される電流であり、直流電流Ｉｂ１とコンデンサ電流Ｉｃ１との合成電流となる。図１に示すように、インバータ６ａから見ると、直流電源３を通る経路とコンデンサ４ａを通る経路が並列となっている。
　直流電源３側にはインダクタンス５が存在するため、直流電源３側のインピーダンスは、ωを角周波数、Ｌをインダクタンス値として、ωＬで表される。そのインピーダンス値は、ωに比例することから、低い周波数成分に対しては低インピーダンスとなり、高い周波数成分に対しては高インピーダンスとなる。
　コンデンサ４ａ側のインピーダンスは、ωを角周波数、Ｃ１をキャパシタンス値として、１／ωＣ１で表される。そのインピーダンス値は、ωに反比例することから、高い周波数成分に対しては低インピーダンスとなり、低い周波数成分に対しては高インピーダンスとなる。
　以上のことから、インバータ入力電流Ｉｉｎ１のうち、低周波成分は直流電流Ｉｂ１に対応し、高周波成分はコンデンサ電流Ｉｃ１に対応する。したがって、図１３に示すように、インバータ入力電流Ｉｉｎ１の平均値Ｉａｖｅ１は、直流電流Ｉｂ１に対応し、平均値Ｉａｖｅ１を除くインバータ入力電流Ｉｉｎ１の変動成分は、コンデンサ電流Ｉｃ１に対応する。そのため、図１３に示すように、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは、５０Ａとなる。
　次に、比較例として、一般的な三角波比較方式のＰＷＭ制御が行われた場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の変化について説明する。図１４は、図１３の比較例を示す図である。なお、図１４では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１と、直流電流Ｉｂ１と、電圧指令値Ｖｕ１～Ｖｗ１と、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｐ１の波形も図示されている。なお、オンオフ信号Ｑｕｎ１～Ｑｗｎ１の波形は、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｐ１の波形を反転したものであるので、図示を省略している。
　図１４に示すように、電圧指令値Ｖｕ１～Ｖｗ１と、搬送波に相当するキャリア三角波とが比較されることで、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｐ１のパターンが生成される。具体的には、搬送波の値よりも電圧指令値Ｖｕ１～Ｖｗ１の方が大きい場合には、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｐ１の値が１となり、そうでない場合には、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｐ１の値が０となる。
　このようなＰＷＭ制御が行われると、制御周期Ｔｃにおいて、電圧ベクトルは、Ｖ０（１）、Ｖ２（１）、Ｖ７（１）、Ｖ２（１）およびＶ０（１）の順に出力される。つまり、このようなＰＷＭ制御では、電圧指令ベクトルＶ１＊に最も位相が近い電圧ベクトルＶ２（１）が出力される。この場合、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、電圧ベクトルの変化に応じて、０、－Ｉｗ１、０、－Ｉｗおよび０の順に変化する。したがって、図１４に示すように、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは、１００Ａとなる。
　以上から分かるように、一般的な三角波比較方式のＰＷＭ制御に比べて、本実施の形態１におけるスイッチング制御の方が、コンデンサ電流をより低減できる。
　なお、上記においては、インバータ６ａに対応する制御器８ａについて述べたが、インバータ６ｂに対応する制御器８ｂについても同様のことがいえる。したがって、コンデンサ４ａのコンデンサ電流Ｉｃ１と同様に、コンデンサ４ｂのコンデンサ電流Ｉｃ２を低減することが可能となる。
　次に、特許文献１に記載の制御手法と、本実施の形態１における制御手法を比較する。特許文献１に記載の制御手法では、インバータ６ａとインバータ６ｂとで、電圧指令値の中心値、すなわち平均値を異ならせることで、２台のインバータの放電タイミングを異ならせている。
　これにより、例えば、インバータ６ａの電圧ベクトルがＶ１（１）～Ｖ６（１）であり、インバータ６ｂの電圧ベクトルが零電圧ベクトル、すなわちＶ０（２）またはＶ７（２）である場合、以下の効果が得られる。すなわち、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、直流電源３、コンデンサ４ａおよびコンデンサ４ｂの３つから出力される電流と等価となり、その結果、１つあたりのコンデンサの放電電流が低減する効果が得られる。なお、電圧ベクトルが零電圧ベクトルである場合、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２について、Ｉｉｎ１≠０、かつＩｉｎ２＝０が成り立つ。
　先の図５を用いて述べると、特許文献１に記載の制御手法によって、Ｉｉｎ１＝－Ｉｗ１となる場合、すなわち、電圧ベクトルＶ２（１）が出力される場合、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、直流電流Ｉｂの他にコンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２に起因して、－Ｉｗ１となる。したがって、直流電流Ｉｂおよびコンデンサ電流Ｉｃ１に起因してインバータ入力電流Ｉｉｎが－Ｉｗ１となる場合と比べて、コンデンサ電流Ｉｃ１の振幅を減らすことが可能となる。
　しかしながら、実際の実装においては、図１に示すように、コンデンサ４ａとコンデンサ４ｂの間の経路の寄生インダクタンス１００が存在し、さらに、リレー１６ａおよびリレー１６ｂのインピーダンスが存在する。したがって、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、コンデンサ４ａおよびコンデンサ４ｂの２つから均等に供給されることはない。
　コンデンサ４ｂからインバータ６ａに放電されるコンデンサ電流Ｉｃ２は、寄生インダクタンス１００と、リレー１６ａおよびリレー１６ｂのインピーダンスによって制限される。その結果、コンデンサ電流Ｉｃ２よりも、コンデンサ４ａから放電されるコンデンサ電流Ｉｃ１の方が大きくなる。
　さらに、インバータ６ｂの故障によって、制御器８ｂがリレー１６ｂを開放した場合、コンデンサ４ｂからインバータ６ａへの電流の経路が遮断される。したがって、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、直流電流Ｉｂの他にコンデンサ４ａから放電されるコンデンサ電流Ｉｃ１に起因する。この場合、コンデンサ電流Ｉｃ１を低減させる効果が全く得られない。
　これに対して、本実施の形態１における制御手法は、以下のとおりである。すなわち、上述したとおり、インバータ６ａを制御するための電圧指令ベクトルＶ１＊に対して、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが出力されることで、インバータ入力電流Ｉｉｎ１が低減される。同様に、インバータ６ｂを制御するための電圧指令ベクトルＶ２＊に対して、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが出力されることで、インバータ入力電流Ｉｉｎ２が低減される。
　したがって、本実施の形態１における制御手法は、コンデンサ４ａとコンデンサ４ｂの間の経路の寄生インダクタンス１００と、リレー１６ａおよびリレー１６ｂのインピーダンスの影響を受けることなく、コンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２を低減することが可能である。そのため、本実施の形態１における制御手法は、特許文献１に記載の制御手法と比べて、コンデンサ電流の低減効果が高い。
　さらに、例えばインバータ６ｂの故障によってリレー１６ｂが開放された場合であっても、本実施の形態１における制御手法では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１自体を小さくするので、コンデンサ電流Ｉｃ１が増大することがない。したがって、２台のインバータのうち、一方が故障し、他方のみでモータ１の運転を継続する場合であっても、本実施の形態１における制御手法によって、コンデンサ電流の低減効果を継続することが可能であるといった顕著な効果が得られる。
　以上、本実施の形態１の電力変換装置によれば、各インバータについて、オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、電圧指令ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力するように構成されている。
　これにより、２台のインバータのそれぞれに対してコンデンサを個別に設ける構成が採用された場合であっても、コンデンサから放電されるコンデンサ電流を低減することが可能となり、その結果、コンデンサの小型化に寄与することができる。
　実施の形態２．
　本発明の実施の形態２では、先の実施の形態１と構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態２では、先の実施の形態１と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１と異なる点を中心に説明する。
　図１５は、本発明の実施の形態２における電力変換装置の全体構成を示す図である。ここで、先の実施の形態１の構成との相違点として、本実施の形態２では、電力変換装置は、以下のように構成されている。
　すなわち、制御器８ａおよび制御器８ｂは、それぞれ、電流ベクトル位相演算器１７ａおよび電流ベクトル位相演算器１７ｂをさらに有し、オンオフ信号発生器１５ａおよびオンオフ信号発生器１５ｂの動作が異なる。以下、本実施の形態２における制御器８ａと制御器８ｂについては同様のことがいえるので、制御器８ａの構成を代表して説明する。
　電流ベクトル位相演算器１７ａは、以下の式（２－１）に従って、位置検出器２から入力された回転位置θに基づいて、電流ベクトルの位相θｉ１を演算する。ただし、位相θｉ１の基準軸は、Ｕ１相とする（図５参照）。
　　θｉ１＝θ＋９０［ｄｅｇ］・・・（２－１）
　式（２－１）は、モータ１として非突極形の永久磁石同期モータを用いる場合に成り立つ式である。モータ１として、突極形の永久磁石同期モータまたは誘導モータを用いる場合、電流ベクトル位相演算器１７ａは、以下の式（２－２）に従って、位相θｉ１を演算すればよい。
　　θｉ１＝θ＋ａｔａｎ（Ｉｑ１／Ｉｄ１）［ｄｅｇ］・・・（２－２）
　さらに、電流ベクトル位相演算器１７ａは、モータ１の回転位置θを用いずに、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１を用いて、以下の式（２－３）に従って、位相θｉ１を演算してもよい。
　　θｉ１＝ａｔａｎ｛（０．８６６×Ｉｖｓ１－０．８６６×Ｉｗｓ１）／（Ｉｕｓ１－０．５×Ｉｖｓ１－０．５×Ｉｗｓ１）｝［ｄｅｇ］・・・（２－３）
　また、電流ベクトル位相演算器１７ａは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ１を座標変換することで得られる三相電流指令値を、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１の代わりに用いて、式（２－３）に従って、位相θｉ１を演算してもよい。
　電流ベクトル位相演算器１７ｂは、以下の式（２－４）に従って、位置検出器２から入力された回転位置θに基づいて、電流ベクトルの位相θｉ２を演算する。ただし、位相θｉ２の基準軸は、Ｕ２相とする（図１０参照）。
　　θｉ２＝θ＋９０［ｄｅｇ］・・・（２－４）
　式（２－４）は、モータ１として非突極形の永久磁石同期モータを用いる場合に成り立つ式である。モータ１として、突極形の永久磁石同期モータまたは誘導モータを用いる場合、電流ベクトル位相演算器１７ｂは、以下の式（２－５）に従って、位相θｉ２を演算すればよい。
　　θｉ２＝θ＋ａｔａｎ（Ｉｑ２／Ｉｄ２）［ｄｅｇ］・・・（２－５）
　さらに、電流ベクトル位相演算器１７ｂは、モータ１の回転位置θを用いずに、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２を用いて、以下の式（２－６）に従って、位相θｉ２を演算してもよい。
　　θｉ２＝ａｔａｎ｛（０．８６６×Ｉｖｓ２－０．８６６×Ｉｗｓ２）／（Ｉｕｓ２－０．５×Ｉｖｓ２－０．５×Ｉｗｓ２）｝［ｄｅｇ］・・・（２－６）
　また、電流ベクトル位相演算器１７ｂは、電流指令値Ｉｄ＿ｔａｒｇｅｔ２およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２を座標変換することで得られる三相電流指令値を、電流検出値Ｉｕｓ２、Ｉｖｓ２およびＩｗｓ２の代わりに用いて、式（２－６）に従って、位相θｉ２を演算してもよい。
　オンオフ信号発生器１５ａは、座標変換器１４ａから入力された電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流ベクトル位相演算器１７ａから入力された電流ベクトルの位相θｉ１とに基づいて、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１を出力する。
　次に、オンオフ信号発生器１５ａの動作について詳細に述べる。図１６は、本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて出力される電圧ベクトルを示す表である。
　図１６に示すように、オンオフ信号発生器１５ａは、電流ベクトルの位相θｉ１に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択して出力する。例えば、位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合、Ｖ１（１）およびＶ３（１）の２種類の電圧ベクトルが選択される。位相θｉ１が９０度以上１５０度未満である場合、Ｖ２（１）およびＶ４（１）の２種類の電圧ベクトルが選択される。以下、同様に、オンオフ信号発生器１５ａは、図１６に示すとおり、位相θｉ１に応じて、２種類の電圧ベクトルを選択する。
　なお、図１６に示す電流ベクトルの位相θｉ１の範囲を、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１の符号関係に応じて判別してもよいことは言うまでもない。例えば、符号関係について、Ｉｕｓ１＞０、Ｉｖｓ１＞０かつＩｗｓ１＜０であるならば、位相θｉ１の範囲は、３０＜θｉ１＜９０と判別できる。これは、後述する図１８からも明らかである。
　図１７は、本発明の実施の形態２における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合に出力される電圧ベクトルを示す図である。なお、図１７では、位相θｉ１≒６２度である。
　位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合、図１７に示すように、電流ベクトルに最も位相が近い電圧ベクトルは、電圧ベクトルＶ２（１）である。この場合に出力される電圧ベクトルは、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３（１）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１（１）となる。
　これらの電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）が出力される出力時間は、電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）が作る合成ベクトルが電圧指令ベクトルＶ１＊に一致するように調節される。
　以上のように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルＶ０（１）～Ｖ７（１），Ｖ０（２）～Ｖ７（２）のうち、三相交流電圧の出力に伴って供給される電流に基づく電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を出力する。
　次に、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが選択されて出力されることで実現される効果について説明する。
　図１８は、本発明の実施の形態２における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。
　なお、図１８では、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の振幅が１００Ａであり、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の振幅が１Ｖである場合の波形を示している。上段の電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１に対して、下段の電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１は、３０度の位相遅れを有する。力率角が３０度であり、力率値で述べると、ｃｏｓ（３０）≒０．８６６６である。
　図１８に示すように、電流ベクトルの位相θｉ１≒６２度である場合、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１について、図１８の下段の破線枠に示すように、Ｉｕ１≒５０Ａ、Ｉｖ１≒５０Ａ、Ｉｗ１≒－１００Ａとなる。この場合、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１≒９２度である。
　ここで、位相θｉ１≒６２度であるので、図１６に示すように、制御器８ａは、電流ベクトルの位相θｉ１に応じて、電圧ベクトルＶ１（１）およびＶ３（１）を出力する。また、制御器８ａは、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０（１）を含めて、例えば、Ｖ１（１）、Ｖ０（１）、Ｖ３（１）、Ｖ０（１）およびＶ１（１）の順に切り替えて電圧ベクトルを出力する。
　この場合、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびコンデンサ電流Ｉｃ１は、先の図１３と同様の変化を示す。そのため、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは、先の図１３から分かるように、５０Ａである。
　次に、比較例として、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１が９０度以上１５０度未満である場合に先の実施の形態１における制御手法が適用されるときのコンデンサ電流Ｉｃ１の変化について説明する。図１９は、本発明の実施の形態２における制御手法の比較例を示す図である。なお、図１９では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１および直流電流Ｉｂ１の波形も図示されている。
　ここで、上述したとおり、電流ベクトルの位相θｉ１≒６２度である場合、電圧指令ベクトルＶ１＊の位相θｖ１≒９２度である。したがって、本実施の形態２における制御手法ではなく、先の実施の形態１における制御手法が適用される場合、以下の電圧ベクトルが出力される。すなわち、図１７に示す電圧指令ベクトルＶ１＊に、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ２（１）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ４（１）が選択されて出力される。
　この場合、図１９に示すように、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ７（１）を含めて、例えば、Ｖ２（１）、Ｖ７（１）、Ｖ４（１）、Ｖ７（１）およびＶ２（１）の順に切り替えて電圧ベクトルが出力される。
　また、インバータ入力電流Ｉｉｎ１は、電圧ベクトルの変化に応じて、－Ｉｗ１、０、－Ｉｕ１、０および－Ｉｗ１の順に変化する。そのため、コンデンサ電流Ｉｃの変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは、図１９から分かるように、１５０Ａである。
　したがって、力率が１よりも小さい場合には、先の実施の形態１における制御手法ではなく、本実施の形態２における制御手法を採用した方が、コンデンサ電流をより小さくできる。
　以上、本実施の形態２の電力変換装置によれば、各インバータについて、オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力するように構成されている。これにより、先の実施の形態１の制御手法と比べて、力率に依存せずにコンデンサ電流を低減できる。
　実施の形態３．
　本発明の実施の形態３では、先の実施の形態２と構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態３では、先の実施の形態１および２と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１および２と異なる点を中心に説明する。
　ここで、先の実施の形態２の構成との相違点として、本実施の形態３では、電力変換装置は、以下のように構成されている。すなわち、オンオフ信号発生器１５ａおよびオンオフ信号発生器１５ｂの動作が異なる。以下、本実施の形態３における制御器８ａと制御器８ｂについては同様のことがいえるので、制御器８ａの構成を代表して説明する。
　図２０は、本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。
　図２０の２列目には、１列目に示す電流ベクトルの位相θｉ１の範囲に対応して、電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルが示されている。図２０の３列目には、１列目に示す電流ベクトルの位相θｉ１の範囲に対応して、採用される電圧変調方式が示されている。
　ここで、「下ベタ２相変調」とは、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１のうちの最も小さい電圧指令値が搬送波の最小値に一致するように、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を等しくシフトする変調方法である。この変調方式を採用する区間を「下ベタ２相変調区間」と定義する。
　一方、「上ベタ２相変調」とは、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１のうちの最も大きい電圧指令値が搬送波の最大値に一致するように、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１を等しくシフトする変調方法である。この変調方式を採用する区間を「上ベタ２相変調区間」と定義する。
　図２０に示すように、電圧変調方式として、「下ベタ２相変調」が採用されるのは、電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルがＶ２（１）、Ｖ４（１）およびＶ６（１）の場合である。ここで、共通点として、電圧ベクトルＶ２（１）、Ｖ４（１）およびＶ６（１）は、先の図３から分かるように、高電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである。
　したがって、実施の形態３では、電流ベクトルに最も位相が近い電圧ベクトルが、高電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、電圧変調方式として、「下ベタ２相変調」が採用される。
　一方、図２０に示すように、電圧変調方式として、「上ベタ２相変調」が採用されるのは、電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルがＶ１（１）、Ｖ３（１）およびＶ５（１）である場合である。ここで、共通点として、電圧ベクトルＶ１（１）、Ｖ３（１）およびＶ５（１）は、先の図３から分かるように、高電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである。
　したがって、実施の形態３では、電流ベクトルに最も位相が近い電圧ベクトルが、高電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、電圧変調方式として、「上ベタ２相変調」が採用される。
　図２０の４列目に示す搬送波反転相とは、他の相に対応する搬送波に対して、その搬送波の中心を基準に対応する搬送波を反転させる相のことを意味する。
　電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用される場合、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最小となる最小相以外の残りの２相のうちの１相とする。すなわち、最小相以外の残りの２相において、搬送波反転相である一方の相に対応する搬送波は、他方の相に対応する搬送波に対して、その搬送波の中心を基準に反転している。
　一方、電圧変調方式として「上ベタ２相変調」が採用される場合、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最大となる最大相以外の残りの２相のうちの１相とする。すなわち、最大相以外の残りの２相において、搬送波反転相である一方の相に対応する搬送波は、他方の相に対応する搬送波に対して、その搬送波の中心を基準に反転している。
　以上のように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて、搬送波と電圧指令値Ｖｕ１～Ｖｗ１，Ｖｕ２～Ｖｗ２とを比較することでオンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を出力するように構成されている。
　制御部は、「下ベタ２相変調」を採用する場合、３相の中で、最小相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させる。また、制御部は、「上ベタ２相変調」を採用する場合、３相の中で、最大相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させる。
　次に、具体例を挙げながら、制御器８ａの動作についてさらに説明する。例えば、電流ベクトルの位相θｉ１が先の図１７のようになり、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形が先の図１８のようになる場合を考える。
　図２１は、本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。なお、図２１では、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、インバータ入力電流Ｉｉｎ１と、直流電流Ｉｂ１の波形も図示されている。
　この場合、電流ベクトルの位相θｉが約６２度であるので、図２０から分かるように、電圧変調方式として、「下ベタ２相変調」が採用される。したがって、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最小となる最小相であるＷ１相以外の残りのＵ１相およびＶ１相のうちのどちらかとなる。すなわち、図２１に示すように、Ｕ１相に対応するＵ１相搬送波は、Ｖ１相に対応するＶ１相搬送波に対して、Ｖ１相搬送波の中心を基準に反転している。
　また、図２１に示すように、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。したがって、本実施の形態３における制御手法は、先の実施の形態２における制御手法と同様の効果が得られる。
　以上、オンオフ信号発生器１５ａの動作を代表して説明したが、制御器８ｂのオンオフ信号発生器１５ｂについても同様のことがいえる。図２２は、本発明の実施の形態３における電流ベクトルの位相θｉ２に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。
　すなわち、オンオフ信号発生器１５ｂについても、図２２に示すように、電流ベクトルの位相θｉ２に応じて電圧変調方式を採用することで、コンデンサ電流Ｉｃ１と同様に、コンデンサ電流Ｉｃ２を低減することができる。
　以上、本実施の形態３の電力変換装置によれば、電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用される場合、最小相以外の残りの２相のうちの一方の相を搬送波反転相とし、「上ベタ２相変調」が採用される場合、最大相以外の残りの２相のうちの一方の相を搬送波反転相とするように構成されている。このように構成した場合であっても、先の実施の形態２と同様の効果が得られる。
　実施の形態４．
　本発明の実施の形態４では、先の実施の形態３と構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態４では、先の実施の形態１～３と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１～３と異なる点を中心に説明する。
　ここで、先の実施の形態３の構成との相違点として、本実施の形態４では、電力変換装置は、以下のように構成されている。すなわち、オンオフ信号発生器１５ａおよびオンオフ信号発生器１５ｂの動作が異なる。また、搬送波としてのこぎり波が採用される。以下、本実施の形態４における制御器８ａと制御器８ｂについては同様のことがいえるので、制御器８ａの構成を代表して説明する。
　図２３は、本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１に応じて採用される電圧変調方式を示す表である。図２３の３列目に示す電圧変調方式は、先の図２０と同様に、１列目に示す電流ベクトルの位相θｉ１の範囲に対応して採用される。
　また、図２３の４列目に示す搬送波反転相は、「下ベタ２相変調区間」に対応する位相θｉ１の範囲の中央で、最小相以外の２相のうちの１相から残りの１相に切り替わる。同様に、搬送波反転相は、「上ベタ２相変調区間」に対応する位相θｉ１の範囲の中央で、最大相以外の２相のうちの１相から残りの１相に切り替わる。このように、電流ベクトルの位相θｉ１が３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替わる。
　以上のように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、「下ベタ２相変調」が採用される「下ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替える。また、制御部は、「上ベタ２相変調」が採用される「上ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替える。
　次に、具体例を挙げながら、制御器８ａの動作についてさらに説明する。例えば、電流ベクトルの位相θｉ１が先の図１７のようになり、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形が先の図１８のようになる場合を考える。
　図２４は、本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が６０度よりも若干小さい場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。図２５は、本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が６０度よりも若干大きい場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。
　なお、図２４および図２５では、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、インバータ入力電流Ｉｉｎ１と、直流電流Ｉｂ１の波形も図示されている。
　電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上６０度未満の範囲にある場合、図２３から分かるように、電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用され、さらに、搬送波としてのこぎり波が採用される。
　また、搬送波反転相は、３相の中で電圧指令値が最小となる最小相であるＷ１相以外のＵ１相およびＶ１相のうちのどちらかとなる。すなわち、図２４に示すように、右肩下がりののこぎり波であるＵ１相搬送波は、右肩上がりののこぎり波であるＶ１相搬送波に対して、Ｖ１相搬送波の中心を基準に反転している。
　また、図２４に示すように、制御周期Ｔｃにおいて、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１（１）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３（１）が出力される。すなわち、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０（１）を含めて、例えば、Ｖ３（１）、Ｖ０（１）およびＶ１（１）の順に切り替えて電圧ベクトルが出力される。この場合、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。
　一方、電流ベクトルの位相θｉが６０度以上９０度未満の範囲にある場合、図２３から分かるように、電圧変調方式として「下ベタ２相変調」が採用され、さらに、搬送波としてのこぎり波が採用される。
　また、搬送波反転相は、最小相であるＷ１相以外の２相のうちの１相であるＵ１相から残りの１相であるＶ１相に切り替わる。すなわち、右肩下がりののこぎり波であるＶ１相搬送波は、右肩上がりののこぎり波であるＵ１相搬送波に対して、Ｕ１相搬送波の中心を基準に反転している。
　また、図２５に示すように、制御周期Ｔｃにおいて、電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルＶ３（１）および３番目に位相が近い電圧ベクトルＶ１（１）が出力される。すなわち、制御周期Ｔｃにおいて、零電圧ベクトルＶ０（１）を含めて、例えば、Ｖ１（１）、Ｖ０（１）およびＶ３（１）の順に切り替えて電圧ベクトルが出力される。この場合、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。
　以上から、本実施の形態４における制御手法は、先の実施の形態３における制御手法と同様の効果が得られる。
　図２６は、本発明の実施の形態４における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替えられる場合のモータトルクの波形を示す図である。図２７は、図２６の比較例を示す図である。
　なお、図２７では、比較例として、先の実施の形態３における制御手法のように電流ベクトルの位相θｉ１が６０度変化するたびに搬送波反転相を切り替える場合のモータトルクの波形を示している。また、図２６および図２７では、電流検出値Ｉｕｓ１、Ｉｖｓ１およびＩｗｓ１の波形も図示されている。
　図２６に示すように、電流ベクトルの位相θｉ１が３０度変化するたびに搬送波反転相が切り替わる場合、モータトルクの脈動が０．０４ｐ．ｕ．となる。一方、図２７に示すように、電流ベクトルの位相θｉ１が６０度変化するたびに搬送波反転相が切り替わる場合、モータトルクの脈動が０．０６ｐ．ｕ．となる。したがって、本実施の形態４における制御手法は、モータトルクのリップルを抑制することができる効果が得られる。
　以上、本実施の形態４の電力変換装置によれば、先の実施の形態３の構成に対して、搬送波をのこぎり波とし、「下ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替え、「上ベタ２相変調区間」の中央で、搬送波反転相を一方の相から他方の相に切り替えるように構成されている。これにより、先の実施の形態２と同様の効果が得られるとともに、モータトルクのリップルをより抑制することができる。
　実施の形態５．
　本発明の実施の形態５では、先の実施の形態２～４と構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。本実施の形態５では、先の実施の形態１～４と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１～４と異なる点を中心に説明する。
　ここで、先の実施の形態２～４の構成との相違点として、本実施の形態５では、電力変換装置では、搬送波の設定方法が異なる。以下、本実施の形態４における制御器８ａと制御器８ｂについては同様のことがいえるので、制御器８ａの構成を代表して説明する。
　本実施の形態５では、３相の中で電圧指令値が２番目に大きい中間相に対応する搬送波は、中間相以外の残りの２相に対応する搬送波に対して、周波数が２倍となるように設定される。
　以上のように、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて、搬送波と電圧指令値Ｖｕ１～Ｖｗ１，Ｖｕ２～Ｖｗ２とを比較することでオンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を出力するように構成されている。また、制御部は、３相の中で電圧指令値が２番目に大きい中間相の搬送波の周波数は、中間相以外の残りの２相の搬送波の周波数の２倍となるように設定する。
　次に、具体例を挙げながら、制御器８ａの動作についてさらに説明する。例えば、電流ベクトルの位相θｉ１が先の図１７のようになり、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形が先の図１８のようになる場合を考える。
　図２８は、本発明の実施の形態５における電流ベクトルの位相θｉ１が３０度以上９０度未満である場合のコンデンサ電流Ｉｃ１の波形を示す図である。なお、図２８では、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、インバータ入力電流Ｉｉｎ１と、直流電流Ｉｂ１の波形も図示されている。
　この場合、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の大小関係について、Ｖｖ１＞Ｖｕ１＞Ｖｗ１となるので、中間相は、Ｕ１相である。したがって、制御器８ａは、Ｕ１相に対応するＵ１相搬送波の周波数を、残りの２相に対応する搬送波の周波数の２倍に設定する。
　また、Ｕ１相搬送波の周波数が、残りの２相に対応する搬送波の周波数の２倍に設定される場合、図２１に示すように、コンデンサ電流Ｉｃ１の変動の最大値Ｉｃ＿ｍａｘ＿ｍｉｎは５０Ａである。したがって、本実施の形態５における制御手法は、先の実施の形態２～４における制御手法と同様の効果が得られる。
　以上、本実施の形態５の電力変換装置によれば、各インバータについて、中間相の搬送波の周波数が、中間相以外の残りの２相の搬送波の周波数の２倍となるよう設定されるように構成されている。このように構成した場合であっても、先の実施の形態２と同様の効果が得られる。
　実施の形態６．
　本発明の実施の形態６では、先の実施の形態２と構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態６では、先の実施の形態１～５と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１～５と異なる点を中心に説明する。
　図２９は、本発明の実施の形態６における電力変換装置の全体構成を示す図である。ここで、先の実施の形態２の構成との相違点として、本実施の形態６では、電力変換装置は、以下のように構成されている。すなわち、制御器８ａのオンオフ信号発生器１５ａと、制御器８ｂのオンオフ信号発生器１５ｂの動作が異なる。
　オンオフ信号発生器１５ａは、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合と、インバータ６ｂの故障が検知される場合とで、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１を生成する手法が異なる。同様に、オンオフ信号発生器１５ｂは、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合と、インバータ６ａの故障が検知される場合とで、オンオフ信号Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を生成する手法が異なる。
　次に、２台のインバータの故障が検知されない場合のオンオフ信号発生器１５ａおよびオンオフ信号発生器１５ｂの動作について述べる。
　図３０は、本発明の実施の形態６における２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合のコンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２の波形を示す図である。なお、図３０では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２と、電圧指令値Ｖｕ１’～Ｖｗ１’およびＶｕ２’～Ｖｗ２’と、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｐ１およびＱｕｐ２～Ｑｗｐ２の波形も図示されている。
　図３１は、本発明の実施の形態６における電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１の波形を示す図である。図３２は、本発明の実施の形態６における電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２と、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２の波形を示す図である。
　ここで、具体例として、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１と、電流Ｉｕ１、Ｉｖ１およびＩｗ１は、図３１の破線枠に示す瞬時値とし、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２と、電流Ｉｕ２、Ｉｖ２およびＩｗ２は、図３２の破線枠に示す瞬時値とする。
　また、オンオフ信号発生器１５ａとオンオフ信号発生器１５ｂの間で、搬送波Ｃは、共通のもの、すなわち位相差無しのものとし、さらに、搬送波Ｃの最大値をＶｄｃ／２、最小値を－Ｖｄｃ／２、中心値を０とする。
　この場合、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１は、以下の式（６－１）～（６－３）に従った演算によって、最大値Ｖｍａｘが搬送波の最大値Ｖｄｃ／２に一致するように、それぞれ等しくシフトされる。なお、最大値Ｖｍａｘは、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１のうちの最も大きい電圧指令値である。
　　Ｖｕ１’＝Ｖｕ１＋（Ｖｄｃ／２－Ｖｍａｘ）・・・（６－１）
　　Ｖｖ１’＝Ｖｖ１＋（Ｖｄｃ／２－Ｖｍａｘ）・・・（６－２）
　　Ｖｗ１’＝Ｖｗ１＋（Ｖｄｃ／２－Ｖｍａｘ）・・・（６－３）
　上記の演算によって、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１は、図３０に示すように、その平均値Ｖａｖｅ１が搬送波Ｃの中心値０よりも大きい電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’にシフトされる。
　電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’は、搬送波Ｃと比較される。時刻ｔ１～ｔ２と、時刻ｔ５～ｔ６にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝１、Ｑｗｐ１＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ２（１）が出力される。また、時刻ｔ２～ｔ５にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝Ｑｗｐ１＝１となり、その結果、電圧ベクトルＶ７（１）が出力される。
　一方、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２は、以下の式（６－４）～（６－６）に従った演算によって、最小値Ｖｍｉｎが搬送波の最小値－Ｖｄｃ／２に一致するようにそれぞれ等しくシフトされる。なお、最小値Ｖｍｉｎは、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２のうちの最も小さい電圧指令値である。
　　Ｖｕ２’＝Ｖｕ２－（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（６－４）
　　Ｖｖ２’＝Ｖｖ２－（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（６－５）
　　Ｖｗ２’＝Ｖｗ２－（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（６－６）
　上記の演算によって、電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２は、図３０に示すように、その平均値Ｖａｖｅ２が搬送波Ｃの中心値０よりも小さい電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’にシフトされる。
　電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’は、搬送波Ｃと比較される。時刻ｔ１～ｔ３と、時刻ｔ４～ｔ６にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝Ｑｗｐ１＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ０（２）が出力される。時刻ｔ３～ｔ４にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝１、Ｑｗｐ１＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ２（２）が出力される。
　続いて、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２と、コンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２について述べる。
　図３０において、時刻ｔ１～ｔ２と、時刻ｔ５～ｔ６では、Ｉｉｎ１＝１００Ａであり、Ｉｉｎ２＝０Ａである。インバータ６ａに対応する電圧ベクトルは、有効電圧ベクトルであり、インバータ６ｂに対応する電圧ベクトルは、零電圧ベクトルである。したがって、コンデンサ電流Ｉｃ１とコンデンサ電流Ｉｃ２がインバータ６ａに供給される。ただし、コンデンサ電流Ｉｃ２は、寄生インダクタンス１００と、リレー１６ａおよび１６ｂを経由してインバータ６ａに供給されるので、コンデンサ電流Ｉｃ１に比べて値が小さい。
　時刻ｔ２～ｔ３と、時刻ｔ４～ｔ５では、Ｉｉｎ１＝Ｉｉｎ２＝０である。インバータ６ａおよび６ｂのそれぞれに対応する電圧ベクトルは、零電圧ベクトルである。したがって、コンデンサ４ａおよび４ｂには、直流電源３からの充電電流が供給される。
　時刻ｔ３～ｔ４では、Ｉｉｎ１＝０Ａであり、Ｉｉｎ２＝１００Ａである。インバータ６ａに対応する電圧ベクトルは、零電圧ベクトルであり、インバータ６ｂに対応する電圧ベクトルは、有効電圧ベクトルである。したがって、コンデンサ電流Ｉｃ１とコンデンサ電流Ｉｃ２がインバータ６ｂに供給される。ただし、コンデンサ電流Ｉｃ１は、寄生インダクタンス１００と、リレー１６ａおよび１６ｂを経由して、インバータ６ｂに供給されるので、コンデンサ電流Ｉｃ２に比べて値が小さい。
　以上から、時刻ｔ１～ｔ２と、時刻ｔ３～ｔ４と、時刻ｔ５～ｔ６では、２台のインバータのうち、一方に対応する電圧ベクトルが有効電圧ベクトルとなり、他方に対応する電圧ベクトルが零電圧ベクトルとなる。したがって、２つのコンデンサ４ａおよび４ｂは、１台のインバータにコンデンサ電流を供給することとなり、その結果、１つのコンデンサが供給するコンデンサ電流の大きさを小さくできる。
　以上のように、本実施の形態６における制御手法では、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合、１台のインバータに対応する三相の電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも大きくなるように設定され、残りの１台のインバータに対応する三相の電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも小さくなるように設定される。
　換言すると、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、２台のインバータ６ａおよび６ｂの両方の故障を検知しない場合には、以下のように制御する。制御部は、各インバータ６ａ，６ｂに対応する搬送波の位相を互いに一致させる。また、制御部は、２台のインバータ６ａおよび６ｂのうちの一方のインバータについて演算される電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも大きくなるように設定する。さらに、制御部は、他方のインバータについて演算される電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも小さくなるように設定する。
　したがって、２台のインバータのそれぞれに対応する電圧ベクトルにおいて、１台のインバータに対応する電圧ベクトルを有効電圧ベクトルとし、残りの１台に対応する電圧ベクトルを零電圧ベクトルとする状態を発生させることが可能となる。その結果、１つのコンデンサが供給するコンデンサ電流の大きさを小さくできる。さらに、２台のインバータに対応する有効電圧ベクトルは、電圧ベクトルＶ２（１）およびＶ２（２）である。電圧ベクトルＶ２（１）およびＶ２（２）は、図３１および図３２の破線枠に示す位相θｖ１およびθｖ２の範囲では、電圧指令ベクトルＶ１＊およびＶ２＊に最も位相が近い電圧ベクトルである。
　このように、本実施の形態６における制御手法では、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合には、先の実施の形態１～５の制御手法とは異なり、電圧指令ベクトルＶ１＊におよびＶ２＊にそれぞれ位相が最も近い電圧ベクトルが出力されるようにしている。これにより、モータ１に通電される電流のリップルを小さくできる効果がある。
　換言すると、制御器８ａおよび制御器８ｂによって構成される制御部は、２台のインバータ６ａおよび６ｂの両方の故障を検知しない場合には、以下のように制御する。制御部は、各インバータ６ａ，６ｂについて、複数の電圧ベクトルＶ０（１）～Ｖ７（１），Ｖ０（２）～Ｖ７（２）のうち、電圧指令ベクトルＶ１＊，Ｖ２＊に、位相が最も近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１，Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を出力する。
　すなわち、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合には、制御器８ａおよび制御器８ｂのそれぞれは、有効電圧ベクトルが発生する期間が重複する割合を減らすように制御することで、コンデンサ電流を低減するとともに、モータ１に通電されるリップル電流を低減する。
　これに対して、２台のインバータ６ａおよび６ｂのうちの一方のインバータが故障した場合に、上記で説明した制御手法をそのまま適用すると、以下のような問題が生じる。すなわち、故障側のインバータに近接するリレーが開放されることになるので、故障側のインバータに近接するコンデンサからのコンデンサ電流の供給がなくなり、その結果、残りの１つのコンデンサが供給するコンデンサ電流が増大してしまう。
　例えば、Ｉｉｎ１≠０、Ｉｉｎ２＝０のとき、リレー１６ｂが閉じられていれば、コンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２がインバータ６ａ供給されるので、コンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２の大きさは比較的小さい。しかしながら、インバータ６ｂの故障が検知されてリレー１６ｂが開放されると、コンデンサ電流Ｉｃ２がインバータ６ａに供給されなくなる。この場合、コンデンサ電流Ｉｃ２が無くなった分を補うため、コンデンサ電流Ｉｃ１が増大する。このような状況を考慮して、コンデンサを設計すると、コンデンサの小型化を実現できない。
　そこで、本実施の形態６における制御手法では、２台のインバータ６ａおよび６ｂのいずれかのインバータの故障が検知された場合に限り、正常側のインバータにおいて、先の実施の形態１～５のいずれかの制御手法を適用する。すなわち、先の実施の形態１～５に述べたように、電圧指令ベクトルまたは電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが出力されるようにする。したがって、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２自体の変動が低減され、その結果、コンデンサ電流が低減される。
　すなわち、２台のインバータ６ａおよび６ｂのうちの一方のインバータの故障が検知された場合には、他方のインバータに対応する制御器は、電圧指令ベクトルまたは電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるようにオンオフ信号を出力する。
　以上、本実施の形態６の電力変換装置によれば、２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する搬送波の位相を互いに一致させ、２台のインバータのうちの一方のインバータについて演算される電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも大きくなるように設定し、他方のインバータについて演算される電圧指令値の平均値が搬送波の中心値よりも小さくなるように設定するように構成されている。これにより、２台のインバータが正常である場合と、２台のうちのいずれかのインバータが故障する場合の両方において、コンデンサ電流を低減できる。
　実施の形態７．
　本発明の実施の形態７では、先の実施の形態６の構成が異なる制御器８ａおよび制御器８ｂを備えた電力変換装置について説明する。なお、本実施の形態７では、先の実施の形態１～６と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１～６と異なる点を中心に説明する。
　ここで、先の実施の形態６の構成との相違点として、本実施の形態７では、電力変換装置は、以下のように構成されている。すなわち、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合において、オンオフ信号発生器１５ａがオンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｎ１を生成する手法と、オンオフ信号発生器１５ｂがオンオフ信号Ｑｕｐ２～Ｑｗｎ２を生成する手法が異なる。
　図３３は、本発明の実施の形態７における２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合のコンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２の波形を示す図である。なお、図３３では、インバータ入力電流Ｉｉｎ１およびＩｉｎ２と、電圧指令値Ｖｕ１’～Ｖｗ１’およびＶｕ２’～Ｖｗ２’と、オンオフ信号Ｑｕｐ１～Ｑｗｐ１およびＱｕｐ２～Ｑｗｐ２の波形も図示されている。
　ここで、先の図３０と比較すると、図３３では、１つの搬送波ではなく、電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’と比較される搬送波Ｃ１と、電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’と比較される搬送波Ｃ２の２つの搬送波を用いている。搬送波Ｃ２は、先の図３０に示す搬送波Ｃと同じであり、搬送波Ｃ１は、搬送波Ｃ２に対して、制御周期Ｔｃを３６０度として１８０度位相がずれている。
　電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１は、以下の式（７－１）～（７－３）に従った演算によって、最小値Ｖｍｉｍが搬送波の最小値－Ｖｄｃ／２に一致するように、それぞれ等しくシフトされる。
　　Ｖｕ１’＝Ｖｕ１－（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（７－１）
　　Ｖｖ１’＝Ｖｖ１－（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（７－２）
　　Ｖｗ１’＝Ｖｗ１－（Ｖｄｃ／２＋Ｖｍｉｎ）・・・（７－３）
　上記の演算によって、電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１は、図３３に示すように、その平均値Ｖａｖｅ１が搬送波Ｃ１の中心値０よりも小さい電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’にシフトされる。
　電圧指令値Ｖｕ１’、Ｖｖ１’およびＶｗ１’は、搬送波Ｃ１と比較される。時刻ｔ１～ｔ２と、時刻ｔ５～ｔ６にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝１、Ｑｗｐ１＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ２（１）が出力される。また、時刻ｔ２～ｔ５にて、Ｑｕｐ１＝Ｑｖｐ１＝Ｑｗｐ１＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ０（１）が出力される。
　一方、電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’は、上述した式（６－４）～（６－６）に従った演算によって得られる。
　電圧指令値Ｖｕ２’、Ｖｖ２’およびＶｗ２’は、搬送波Ｃ２と比較される。時刻ｔ１～ｔ３と、時刻ｔ４～ｔ６にて、Ｑｕｐ２＝Ｑｖｐ２＝Ｑｗｐ２＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ０（２）が出力される。時刻ｔ３～ｔ４にて、Ｑｕｐ２＝Ｑｖｐ２＝１、Ｑｗｐ２＝０となり、その結果、電圧ベクトルＶ２（２）が出力される。
　以上から、図３３に示すように、インバータ６ａとインバータ６ｂのそれぞれに対応する電圧ベクトルが同時に有効電圧ベクトルとなる期間が生じなくなる。したがって、先の実施の形態６と同様に、コンデンサ電流Ｉｃ１およびＩｃ２を低減できる。
　以上のように、本実施の形態７における制御手法では、２台のインバータ６ａおよび６ｂの故障が検知されない場合、２台のインバータに対応する搬送波の位相を互いに１８０度異ならせ、さらに、三相の電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の平均値と、三相の電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の平均値がともに搬送波の中心値よりも小さくなるように設定される。
　したがって、２台のインバータの故障が検知されない場合、有効電圧ベクトルが発生する期間が重複する割合を減らすことで、コンデンサ電流を低減するとともにモータ１に通電されるリップル電流を低減することができる。
　なお、２台のインバータのそれぞれに対応する搬送波を互いに１８０度異ならせ、三相の電圧指令値Ｖｕ１、Ｖｖ１およびＶｗ１の平均値と、三相の電圧指令値Ｖｕ２、Ｖｖ２およびＶｗ２の平均値がともに搬送波の中心値よりも大きくなるように設定されてもよい。この場合であっても、有効電圧ベクトルが発生する期間が重複する割合を減らすことができ、その結果、コンデンサ電流を低減するとともに、モータ１に通電されるリップル電流を低減することができる。
　以上、本実施の形態７の電力変換装置によれば、２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する搬送波の位相を互いに１８０度異ならせ、各インバータについて演算される電圧指令値の平均値が、搬送波の中心値よりも小さくなる、または搬送波の中心値よりも大きくなるよう設定するように構成されている。このように構成した場合であっても、先の実施の形態６と同様の効果が得られる。
　実施の形態８．
　本発明の実施の形態８では、先の実施の形態１～７のいずれかの電力変換装置を備えた電動パワーステアリング装置について説明する。なお、本実施の形態８では、先の実施の形態１～７と同様である点の説明を省略し、先の実施の形態１～７と異なる点を中心に説明する。
　図３４は、本発明の実施の形態８における電動パワーステアリング装置の全体構成を示す図である。
　電動パワーステアリング装置が搭載される車両の運転者は、ハンドル１０１を左右に回転させて前輪１０２の操舵を行う。トルク検出器１０３は、ステアリング系の操舵トルクＴｓを検出し、検出した操舵トルクＴｓを後述する制御指令生成器１０５に出力する。モータ１は、ギア１０４を介して運転者の操舵を補助するアシストトルクを発生させるものである。本実施の形態８におけるモータ１は、ロータがギア１０４と機械的に接続されている以外、先の実施の形態１におけるモータ１と同様の構成である。
　制御指令生成器１０５は、トルク検出器１０３から入力された操舵トルクＴｓに基づいて、モータ１を所望の状態に制御するための制御指令値を演算し、演算した制御指令値を出力する。制御指令生成器１０５は、例えば、以下の式（８－１）に従って、制御指令として、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２を演算する。
　　Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１＝Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ２＝ｋａ×Ｔｓ／２・・・（８－１）
　ここで、ｋａは、定数であるが、操舵トルクＴｓまたは車両の走行速度に応じて変動させるように設定してもよい。ここでは、式（８－１）に従って、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２が決定されるが、操舵状況に応じた公知の補償制御に基づいて、電流指令値Ｉｑ＿ｔａｒｇｅｔ１およびＩｑ＿ｔａｒｇｅｔ２が決定されてもよい。
　次に、本実施の形態８における電動パワーステアリング装置によって得られる効果について説明する。
　電動パワーステアリング装置は、サイズの小型化が求められる。電動パワーステアリング装置を小型にすることで、車両への搭載性が増し、配置の自由度が増し、車両そのものの小型化にも寄与できる。
　電動パワーステアリング装置に具備されるインバータを構成するコンデンサおよびコイルといった受動素子のサイズダウンがインバータの小型化に直結する。特に、バッテリから供給された電圧を安定化させるコンデンサのサイズの、インバータ全体に占めるサイズの割合は非常に大きい。したがって、コンデンサは、電動パワーステアリング装置の小型化への弊害となっている。一方、電動パワーステアリング装置の信頼性の要求の高さから、２つの三相巻線を有するモータを、２台のインバータを使って駆動し、１台のインバータが故障した際にはもう１台のインバータによってモータへの電力供給を継続することが望まれる。
　先の実施の形態１～７のいずれかの電力変換装置を電動パワーステアリング装置に適用することによって、２台のインバータによるモータへの電力供給の信頼性向上と、コンデンサ電流の低減によるコンデンサの小型化が両立できる。
　特に、インバータが故障した際にそのインバータと直流電源との間を開放するリレーを備えた電力変換装置の構成に対して、先の実施の形態１～７のいずれかの制御手法を適用することで、以下の効果が得られる。すなわち、故障したインバータに近接して配置されたリレーを開放することによって、故障したインバータによるバッテリまたは他の車載機器への影響を排除した上で、正常側のインバータによってコンデンサ電流を低減した状態で電動パワーステアリング装置の動作を継続できる。
　以上、本実施の形態８の電動パワーステアリング装置によれば、先の実施の形態１～７のいずれかの電力変換装置を備えて構成されている。これにより、電動パワーステアリング装置において非常に高い信頼性を確保した上で、コンデンサのサイズダウンを実現できるという従来にない顕著な効果が得られる。
　１　モータ、２　位置検出器、３　直流電源、４ａ，４ｂ　コンデンサ、５　インダクタンス、６ａ，６ｂ　インバータ、７ａ，７ｂ　電流検出器、８ａ，８ｂ　制御器、９ａ，９ｂ　座標変換器、１０ａ，１０ｂ　減算器、１１ａ，１１ｂ　減算器、１２ａ，１２ｂ　電流制御器、１３ａ，１３ｂ　電流制御器、１４ａ，１４ｂ　座標変換器、１５ａ，１５ｂ　オンオフ信号発生器、１６ａ，１６ｂ　リレー、１７ａ，１７ｂ　電流ベクトル位相演算器、１００　寄生インダクタンス、１０１　ハンドル、１０２　前輪、１０３　トルク検出器、１０４　ギア、１０５　制御指令生成器。

Claims (14)

  1. 　複数の半導体スイッチング素子を有し、各半導体スイッチング素子がオンとオフに切り替えられることで、直流電源から出力される直流電圧を三相交流電圧に変換して、前記三相交流電圧を出力する２台のインバータと、
    　前記インバータごとに個別に対応して、前記直流電源と前記インバータとの間に並列に設けられた２つのコンデンサと、
    　入力された制御指令値に基づいて、各インバータから出力される前記三相交流電圧の指令値である電圧指令値を演算し、各インバータについて演算した前記電圧指令値に従って、各インバータの各半導体スイッチング素子をオンとオフに切り替えるオンオフ信号を出力する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、
    　　各インバータについて、前記オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、前記電圧指令値に基づく電圧指令ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるように前記オンオフ信号を出力する
    　電力変換装置。
  2. 　前記インバータごとに個別に対応して、前記直流電源と前記コンデンサとの間に直列に設けられた２つのリレーをさらに備え、
    　前記制御部は、
    　　前記２台のインバータのいずれかの故障を検知した場合には、故障側のインバータに対応するリレーを開放する
    　請求項１に記載の電力変換装置。
  3. 　前記制御部は、
    　　前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータについて、前記複数の電圧ベクトルのうち、前記電圧指令ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルが形成されるように前記オンオフ信号を出力する
    　請求項１または２に記載の電力変換装置。
  4. 　前記制御部は、
    　　各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
    　　前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する前記搬送波の位相を互いに一致させ、前記２台のインバータのうちの一方のインバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が前記搬送波の中心値よりも大きくなるように設定し、他方のインバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が前記搬送波の中心値よりも小さくなるように設定する
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  5. 　前記制御部は、
    　　各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
    　　前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する前記搬送波の位相を互いに１８０度異ならせ、各インバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が、前記搬送波の中心値よりも小さくなる、または前記搬送波の中心値よりも大きくなるように設定する
    　請求項３に記載の電力変換装置。
  6. 　複数の半導体スイッチング素子を有し、各半導体スイッチング素子がオンとオフに切り替えられることで、直流電源から出力される直流電圧を三相交流電圧に変換して、前記三相交流電圧を出力する２台のインバータと、
    　前記インバータごとに個別に対応して、前記直流電源と前記インバータとの間に並列に設けられた２つのコンデンサと、
    　入力された制御指令値に基づいて、各インバータから出力される前記三相交流電圧の指令値である電圧指令値を演算し、各インバータについて演算した前記電圧指令値に従って、各インバータの各半導体スイッチング素子をオンとオフに切り替えるオンオフ信号を出力する制御部と、
    　を備え、
    　前記制御部は、
    　　各インバータについて、前記オンオフ信号のパターンに応じて定まる複数の電圧ベクトルのうち、前記三相交流電圧の出力に伴って供給される電流に基づく電流ベクトルに、２番目に位相が近い電圧ベクトルおよび３番目に位相が近い電圧ベクトルが形成されるように前記オンオフ信号を出力する
    　電力変換装置。
  7. 　前記制御部は、
    　　各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
    　　前記電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルが、前記複数の半導体スイッチング素子のうち、高電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、電圧変調方式として、下ベタ２相変調を採用し、
    　　前記電流ベクトルに位相が最も近い電圧ベクトルが、前記複数の半導体スイッチング素子のうち、高電位側の１つの半導体スイッチング素子をオンにし、低電位側の２つの半導体スイッチング素子をオンにすることで形成される電圧ベクトルである場合、前記電圧変調方式として、上ベタ２相変調を採用し、
    　前記制御部は、
    　　前記下ベタ２相変調を採用する場合、前記電圧指令値のうちの最小の電圧指令値が前記搬送波の最小値と一致するように、前記電圧指令値を等しくシフトし、３相の中で電圧指令値が最小である最小相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、前記搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させ、
    　　前記上ベタ２相変調を採用する場合、前記電圧指令値のうちの最大の電圧指令値が前記搬送波の最大値と一致するように、前記電圧指令値を等しくシフトし、３相の中で電圧指令値が最大である最大相以外の残りの２相において、一方の相を搬送波反転相とし、他方の相の搬送波に対して、前記搬送波反転相の搬送波を、中心値を基準に反転させる
    　請求項６に記載の電力変換装置。
  8. 　前記制御部は、
    　　前記搬送波をのこぎり波とし、
    　　前記下ベタ２相変調が採用される下ベタ２相変調区間の中央で、前記搬送波反転相を前記一方の相から前記他方の相に切り替え、
    　　前記上ベタ２相変調が採用される上ベタ２相変調区間の中央で、前記搬送波反転相を前記一方の相から前記他方の相に切り替える
    　請求項７に記載の電力変換装置。
  9. 　前記制御部は、
    　　各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
    　　３相の中で電圧指令値が２番目に大きい中間相の搬送波の周波数は、前記中間相以外の残りの２相の搬送波の周波数の２倍となるように設定する
    　請求項６に記載の電力変換装置。
  10. 　前記インバータごとに個別に対応して、前記直流電源と前記コンデンサとの間に直列に設けられた２つのリレーをさらに備え、
    　前記制御部は、
    　　前記２台のインバータのいずれかの故障を検知した場合、故障側のインバータに対応するリレーを開放する
    　請求項６から９のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  11. 　前記制御部は、
    　　前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータについて、前記複数の電圧ベクトルのうち、前記電圧指令値に基づく電圧指令ベクトルに、位相が最も近い電圧ベクトルが形成されるように前記オンオフ信号を出力する
    　請求項６から１０のいずれか１項に記載の電力変換装置。
  12. 　前記制御部は、
    　　各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
    　　前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する前記搬送波の位相を互いに一致させ、前記２台のインバータのうちの一方のインバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が前記搬送波の中心値よりも大きくなるように設定し、他方のインバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が前記搬送波の中心値よりも小さくなるように設定する
    　請求項１１に記載の電力変換装置。
  13. 　前記制御部は、
    　　各インバータについて、搬送波と前記電圧指令値とを比較することで前記オンオフ信号を出力するように構成され、
    　　前記２台のインバータの両方の故障を検知しない場合には、各インバータに対応する前記搬送波の位相を互いに１８０度異ならせ、各インバータについて演算される前記電圧指令値の平均値が、前記搬送波の中心値よりも小さくなる、または前記搬送波の中心値よりも大きくなるように設定する
    　請求項１１に記載の電力変換装置。
  14. 　請求項１から１３のいずれか１項に記載の電力変換装置を備えた
    　電動パワーステアリング装置。
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