WO2016121237A1 - インバータ制御装置及びモータ駆動システム - Google Patents

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control device
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峻 谷口
鈴木　健太郎
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Definitions

  • Embodiments of the present invention relate to an inverter control device.
  • An inverter control device includes an inverter main circuit, a current command generation unit, a voltage command generation unit, an estimation unit, and a high frequency superposition unit.
  • the inverter main circuit can be electrically connected to a predetermined rotational drive target.
  • the current command generation unit generates a current command.
  • the voltage command generation unit generates a voltage command in which the current output from the inverter main circuit is equal to the current command.
  • the estimation unit calculates an estimated rotation phase angle of the rotation drive target.
  • the high frequency superimposing unit superimposes the high frequency on the current command or the voltage command in accordance with the relationship between the feature value of the rotational drive target and the threshold value.
  • generation part of FIG. The figure which shows the inductance table of FIG.
  • the figure which shows the electric current phase angle table of FIG. The figure which shows the structure of the voltage command production
  • FIG. 14 is a diagram for explaining the operation of the bandpass filter of FIG. 13.
  • movement of the FFT analysis part of FIG. The figure which shows an example of high frequency current idc 'and iqc'.
  • movement of the high frequency superimposition part of FIG. The figure which shows the structure of the modification of a high frequency superimposition part.
  • FIG. 1 The figure explaining the other example of operation
  • generation part of FIG. The figure which shows the structure of the control system switching part of FIG.
  • FIG. 1 is a diagram illustrating a configuration of a motor drive system according to the present embodiment.
  • the motor drive system according to the present embodiment includes a motor 1 and an inverter control device 2 (hereinafter referred to as “control device 2”).
  • the motor 1 is a rotational drive target of the control device 2 and is connected to the control device 2.
  • the SynRM 1 includes a stator and a rotor.
  • the stator has three excitation phases (U phase, V phase, and W phase).
  • the stator generates a magnetic field by a three-phase alternating current flowing in each excitation phase.
  • the rotor does not have a permanent magnet and rotates by magnetic interaction with the magnetic field generated by the stator.
  • the control device 2 controls the rotational phase angle ⁇ of the SynRM 1 without the rotational phase sensor.
  • the control device 2 includes an inverter main circuit 21, a current detector 22, a coordinate conversion unit 23, a current command generation unit 24, a voltage command generation unit 25, and a coordinate A conversion unit 26, a PWM modulation unit 27, a speed / rotation phase angle estimation unit 28, an adder 29, and a high frequency superimposing unit 30 are provided.
  • the inverter main circuit 21 is a circuit including a switching element.
  • the inverter main circuit 21 converts power from a power source (not shown) into alternating current by switching ON / OFF of the switching element, and supplies it to SynRM1.
  • the inverter main circuit 21 receives a control signal for controlling ON / OFF of each switching element from the PWM modulation unit 27.
  • the current detector 22 detects a two-phase or three-phase current among the three-phase AC current flowing through the stator of the SynRM1.
  • FIG. 1 shows a configuration for detecting two-phase (U-phase and W-phase) currents iu and iw. Note that the three-phase alternating current flowing through the stator of the SynRM 1 may be obtained by calculation based on the direct current on the inverter main circuit 21.
  • the coordinate conversion unit 23 converts the currents iu and iw detected by the current detector 22 from the three-phase fixed coordinate system to the dcqc axis rotation coordinate system, and generates currents idc and iqc.
  • the current idc is a dc axis component of the current flowing through the stator
  • the current iqc is a qc axis component of the current flowing through the stator.
  • the three-phase fixed coordinate system is a fixed coordinate system composed of an ⁇ axis and a ⁇ axis.
  • the ⁇ axis is set in the U-phase direction
  • the ⁇ axis is set in a direction perpendicular to the ⁇ axis.
  • the currents iu and iw detected by the current detector 22 are represented on such three-phase fixed coordinates.
  • the dcqc axis rotational coordinate system is a rotational coordinate system composed of a dc axis and a qc axis.
  • the dc axis is set in the direction estimated by the control device 2 as the d-axis direction (the direction in which the rotor inductance is minimum), and the qc axis is the q-axis direction in the q-axis direction (the direction in which the rotor inductance is maximum). Is set in the estimated direction.
  • the inductance ellipse in FIG. 2 indicates the inductance of the rotor.
  • the dcqc axis and the dq axis do not always coincide with each other.
  • the actual rotational phase angle ⁇ of the rotor is represented by an angle from the ⁇ axis to the d axis.
  • the estimated rotational phase angle ⁇ est of the rotor estimated by the control device 2 is represented by an angle from the ⁇ axis to the dc axis.
  • an error between the rotational phase angle ⁇ and the estimated rotational phase angle ⁇ est is referred to as an error ⁇ .
  • the coordinate conversion unit 23 can convert the three-phase fixed coordinate system into the dcqc axis rotation coordinate system by using the estimated rotation phase angle ⁇ est output from the speed / rotation phase angle estimation unit 28.
  • the current command generator 24 generates current commands idc * and iqc * based on the torque command T * and the estimated speed ⁇ est.
  • the torque command T * is a torque value generated in the rotor. In the present embodiment, it is assumed that the torque command T * is input from an external device.
  • the estimated speed ⁇ est is the rotor speed ⁇ estimated by the control device 2.
  • the current command idc * is a dc axis component of a current that flows through SynRM1.
  • the current command iqc * is a qc-axis component of a current that flows through the SynRM1.
  • FIG. 3 is a diagram illustrating a configuration of the current command generation unit 24.
  • the current command generator 24 includes an inductance table 31 and a current phase angle table 32.
  • the inductance table 31 is a table showing the relationship between the current command and the inductance. As shown in FIG. 4, the inductance table 31 includes a table indicating the relationship between the current command idc * and the inductance Ld and a table indicating the relationship between the current command iqc * and the inductance Lq.
  • the inductance Ld is a d-axis component of the inductance of SynRM1
  • the inductance Lq is a q-axis component of the inductance of SynRM1.
  • the current command idc * is fed back to iqc *, the current command idc *, iqc * in accordance inductance Ld, may output the Lq.
  • the current phase angle table 32 is a table showing the relationship between the torque command T * and the estimated angular velocity ⁇ * and the current phase angle ⁇ .
  • the current phase angle ⁇ is the phase angle of the current vector corresponding to the current flowing through the stator.
  • the current phase angle table 32 receives the torque command T * and the estimated speed ⁇ * , and outputs a current phase angle ⁇ corresponding to the torque command T * and the estimated angular speed ⁇ * .
  • the current command generator 24 calculates the current Idq based on the torque command T * , the inductances Ld and Lq, and the current phase angle ⁇ .
  • the current Idq is the magnitude of the current flowing through the stator.
  • the current Idq is calculated by the following formula.
  • P is the number of pole pairs of SynRM1.
  • the current command generator 24 generates current commands idc * and iqc * from the current Idq and the current phase angle ⁇ .
  • the current command idc * is a dc-axis component of a current vector whose magnitude is the current Idq and whose phase angle is the current phase angle ⁇ .
  • the current command iqc * is a qc-axis component of a current vector having a current Idq and a phase angle ⁇ .
  • the method of calculating the current commands idc * and iqc * is not limited to the above method, and can be arbitrarily selected.
  • the voltage command generation unit 25 (current control unit) is configured to output a current output from the inverter main circuit 21 based on the currents idc and iqc, the current commands idc * and iqc * , and the estimated speed ⁇ est (that is, a current flowing through the SynRM1). Voltage commands vdc * and vqc * are generated so that becomes current commands idc * and iqc * .
  • the voltage command vdc * is a dc axis component of a voltage applied to the stator of SynRM1.
  • the voltage command vqc * is a qc-axis component of a voltage applied to the stator of SynRM1.
  • FIG. 6 is a diagram illustrating a configuration of the voltage command generation unit 25.
  • the voltage command generation unit 25 includes a PI controller 41, a feedforward command generation unit 42, and adders 43 and 44.
  • the PI controller 41 receives the currents idc and iqc and the current commands idc * and iqc * , and calculates the voltages ACRd and ACRq at which the currents idc and iqc become the current commands idc * and iqc * by PI control.
  • the voltages ACRd and ACRq are voltages generated according to the error ⁇ , and when the set motor parameter matches the true value and the error ⁇ is 0, both are 0.
  • the voltages ACRd and ACRq output from the PI controller 41 are input to adders 43 and 44, respectively.
  • Feedforward command generating unit 42 current command idc *, and iqc *, is input and estimated speed .omega.est, the feedforward voltage Vd_ FF, generates a Vq_ FF.
  • R is the winding resistance of the stator.
  • Feedforward command generating unit 42 is feedforward voltage Vd_ FF outputted, Vq_ FF is inputted to adders 43 and 44.
  • the adder 43 adds the voltage ACRd and feedforward voltage Vd_ FF, generates a voltage command vdc *.
  • the adder 44 adds the voltage ACRq and feedforward voltage Vq_ FF, generates a voltage command Vdq *.
  • the coordinate conversion unit 26 converts the voltage command vdc * output from the voltage command generation unit 25 and the voltage output from the adder 29 from the dcqc axis rotation coordinate system to the three-phase fixed coordinate system. As with the coordinate conversion unit 23, the coordinate conversion unit 26 converts the dcqc axis rotation coordinate system into a three-phase fixed coordinate system by using the estimated rotation phase angle ⁇ est.
  • the voltages coordinate-converted by the coordinate conversion unit 26 are referred to as voltage commands vu * , vv * , vw * .
  • the voltage command vu * is a voltage applied to the U phase of the stator
  • the voltage command vv * is a voltage applied to the V phase of the stator
  • the voltage command vw * is applied to the W phase of the stator. Voltage.
  • the PWM modulation unit 27 modulates the voltage commands vu * , vv * , and vw * by PWM (Pulse-Width Modulation) using a triangular wave, and is a binary value corresponding to ON or OFF of each switching element of the inverter main circuit 21. Control signal is generated.
  • the PWM modulation unit 27 inputs the generated control signal to the inverter main circuit 21.
  • the speed / rotation phase angle estimation unit 28 (hereinafter referred to as “estimation unit 28”) estimates the rotor speed ⁇ and the rotation phase angle ⁇ of the SynRM 1 based on the voltage commands vdc * and vqc * and the currents idc and iqc. Then, the estimated speed ⁇ est and the estimated rotational phase angle ⁇ est are calculated.
  • the estimated speed ⁇ est output from the estimation unit 28 is input to the current command generation unit 24, the voltage command generation unit 25, and the high frequency superimposition unit 30.
  • the estimated rotational phase angle ⁇ est is input to the coordinate conversion units 23 and 26 and used for coordinate conversion.
  • the estimation unit 28 estimates the speed ⁇ and the rotation phase angle ⁇ using the expansion induced voltage.
  • an estimation method using the extended induced voltage will be described.
  • vd is the d-axis component of the voltage applied to SynRM1
  • vq is the q-axis component of the voltage applied to SynRM1
  • id is the d-axis component of the current flowing through SynRM1
  • iq is the current flowing through SynRM1.
  • q-axis component, p is a differential operator (d / dt).
  • Equation (4) vdc is a dc axis component of the voltage applied to SynRM1, and vqc is a qc axis component of the voltage applied to SynRM1.
  • Equation (3) is expressed as follows.
  • the voltage Ex represented by the above formula (12) is referred to as an extended induced voltage.
  • Equation (14) When the terms of Equation (14) are divided, the following equation is established.
  • the estimation unit 28 can calculate the estimated speed ⁇ est by calculating the error ⁇ based on the equation (16) and performing the PLL control so that the error ⁇ becomes 0, thereby calculating the estimated speed ⁇ est. Further, by integrating the estimated speed ⁇ est, the rotational phase angle ⁇ can be estimated and the estimated rotational phase angle ⁇ est can be calculated.
  • FIG. 7 is a diagram illustrating a configuration of the estimation unit 28 that estimates the speed ⁇ and the rotation phase angle ⁇ by the above-described method.
  • the estimation unit 28 includes a high frequency detection unit 51, a ⁇ calculation unit 52, a PLL control unit 53, and an integrator 54.
  • the high frequency detector 51 detects the high frequency components of the currents idc and iqc and calculates the current differential terms pidc and picc.
  • the current differential terms pidc and piqc output from the high frequency detection unit 51 are input to the ⁇ calculation unit 52.
  • the error ⁇ calculated by the ⁇ calculation unit 52 is input to the PLL control unit 53. The details of the high-frequency detector 51 will be described later.
  • the PLL control unit 53 performs PLL control so that the error ⁇ becomes 0, and calculates the estimated speed ⁇ est.
  • the estimated speed ⁇ est output from the PLL control unit 53 is input to the integrator 54.
  • the integrator 54 integrates the estimated speed ⁇ est to calculate the estimated rotational phase angle ⁇ est.
  • the adder 29 adds the voltage command vdc * output from the voltage command generator 25 and the high frequency voltage vh output from the high frequency superimposing unit 30. Thereby, the high frequency voltage vh is superimposed on the voltage command vdc * .
  • the voltage command vdc * superimposed with the high frequency voltage vh is input to the coordinate conversion unit 26.
  • the high frequency superimposing unit 30 outputs the high frequency voltage vh when the voltage amplitude command Vdqc * or the power Pm of the SynRM 1 is lower than the threshold value.
  • the power Pm is the rated output (shaft output) of SynRM1.
  • the output high frequency voltage vh is superimposed on the voltage command vdc * by the adder 29.
  • the reason why the high-frequency voltage vh is superimposed on the voltage command vdc * will be described.
  • the estimation unit 28 calculates the error ⁇ using the extended induced voltage Ex, and estimates the speed ⁇ and the rotation phase angle ⁇ .
  • the expansion induced voltage Ex of Expression (12) is small.
  • FIG. 8 and FIG. 9 are diagrams showing the characteristics of torque, power Pm, and voltage amplitude command Vdqc * with respect to the speed of conventional PMSM and SynRM.
  • FIG. 8 shows characteristics at the time of heavy load in which each motor outputs a large torque.
  • FIG. 9 shows characteristics at light loads where each motor outputs a small torque.
  • the conventional PMSM and SynRM can obtain a sufficient expansion induced voltage Ex at the time of heavy load. For this reason, the control device for controlling PMSM and SynRM performs stable control without stepping out PMSM and SynRM even if the superposition of the high-frequency voltage vh on the voltage command vdc * is stopped with a certain speed ⁇ n as a reference. Can continue.
  • the conventional PMSM generates a magnet voltage corresponding to the rotational speed even at a light load, so that a relatively large expansion induced voltage Ex can be obtained.
  • the control device that controls PMSM can control PMSM without stepping out even if superposition of high-frequency voltage vh to voltage command vdc * is stopped with reference to a certain speed ⁇ n.
  • the control device 2 superimposes the high frequency voltage vh on the voltage command vdc * when the voltage amplitude command Vdqc * or the power Pm of the SynRM 1 is lower than the threshold value.
  • the expansion induced voltage Ex is increased to stabilize the control of SynRM1.
  • the dc-axis current differential term of Equation (4) is as follows when ⁇ is extremely small.
  • FIG. 11 is a diagram illustrating an example of the configuration of the high-frequency superimposing unit 30.
  • the high frequency superimposing unit 30 in FIG. 11 switches the presence / absence of high frequency superimposition based on the power Pm of SynRM1.
  • the high frequency superimposing unit 30 includes a determination unit 60.
  • the determination unit 60 determines whether to superimpose the high-frequency voltage vh based on the power Pm of SynRM1.
  • the determination unit 60 outputs a signal corresponding to the determination result.
  • the determination unit 60 outputs 0 when it is determined that the expansion induced voltage Ex is large, and outputs 1 when it is determined that the expansion induced voltage Ex is small.
  • the high frequency superimposing unit 30 does not output the high frequency voltage vh when the determining unit 60 determines that the expansion induced voltage Ex is large (outputs 0). In this case, the voltage command vdc * is input to the coordinate conversion unit 26.
  • the high frequency superimposing unit 30 outputs the high frequency voltage vh when the determining unit 60 determines that the load is small (outputs 1).
  • the voltage command vdc * obtained by adding the high frequency voltage vh by the adder 29 is input to the coordinate conversion unit 26.
  • the high frequency voltage vh is expressed by the following equation.
  • Vh is an amplitude setting value
  • fh is a frequency setting value
  • FIG. 12 is a diagram illustrating an example of the determination unit 60 in FIG.
  • the determination unit 60 determines whether high-frequency superimposition is necessary based on the power Pm of SynRM1. Specifically, the determination unit 60 calculates the power Pm of the SynRM 1 based on the torque command T * and the estimated speed ⁇ est, and compares the power Pm with a predetermined threshold value Pr. The determination unit 60 determines that the load is small when the power Pm is smaller than the threshold Pr (Pm ⁇ Pr).
  • the threshold value Pr is set so that the estimation accuracy of the speed ⁇ and the rotational phase angle ⁇ is improved. For example, when the minimum value that can accurately estimate the rotational phase angle ⁇ using the extended induced voltage Ex is n, the extended induced voltage Ex corresponding to the threshold Pr when the motor pole pair number is 1 is expressed by the following equation.
  • the threshold value Pr that satisfies the minimum value of the extended induced voltage n that can accurately estimate the rotational phase angle ⁇ from Equations (22) and (23) is as follows.
  • the determination unit 60 may calculate the threshold value Pr that satisfies Equation (24) sequentially or in advance and compare it with the power Pm. Thereby, when the power Pm is smaller than the threshold value Pr, the high frequency voltage vh is superimposed on the voltage command vdc * .
  • the power Pm may be calculated using the following mathematical formula instead of formula (23).
  • the high frequency superimposing unit 30 may switch the presence / absence of high frequency superposition based on the voltage amplitude command Vdqc * of SynRM1. In this case, voltage commands vdc * and vqc * are input to the high frequency superimposing unit 30 instead of the torque command T * and the estimated speed ⁇ est.
  • the determination unit 60 calculates the voltage amplitude command Vdqc * of SynRM1 based on the voltage commands vdc * and vqc * , compares the voltage amplitude command Vdqc * with the threshold value Vr, and compares Vdqc *. If ⁇ Vr, it may be determined that the load is small. Thereby, when the voltage amplitude command Vdqc * is smaller than the threshold value Vr, the high frequency voltage vh is superimposed on the voltage command vqc * .
  • the high frequency superimposing unit 30 superimposes the high frequency voltage vh on the voltage command vdc * to increase the expansion induced voltage Ex, and the speed ⁇ and the rotation phase angle using the expansion induced voltage Ex.
  • the estimation accuracy of ⁇ can be improved.
  • the high frequency superimposing unit 30 superimposes the high frequency voltage vh on the voltage command vqc * when the load of the SynRM 1 is small.
  • the estimation unit 28 calculates the error ⁇ by Expression (16) when the high-frequency voltage vh is not superimposed, and calculates the error ⁇ by Expression (20) when the high-frequency voltage vh is superimposed.
  • the high frequency detection unit 51 calculates the current differential terms pidc and picc.
  • the estimation unit 28 calculates the error ⁇ by substituting the current differential terms pidc and piqc calculated by the high frequency detection unit 51 into the equation (20).
  • FIG. 14 is a diagram illustrating a configuration of the high-frequency detection unit 51.
  • the high frequency detection unit 51 includes a band pass filter 55 and an FFT analysis unit 56.
  • the band-pass filter 55 passes a frequency component in a predetermined range including the frequency fh of the high-frequency voltage vh out of the input currents idc and iqc, and attenuates the frequency component outside the range. Thereby, the band pass filter 55 detects the high frequency currents idc ′ and iqc ′ having the frequency fh from the currents idc and idq.
  • the high-frequency currents idc ′ and iqc ′ output from the bandpass filter 55 are input to the FFT analysis unit 56.
  • the extra high frequency currents idc ′ and iqc ′ have their extra frequency components removed by the band pass filter 55. Therefore, the FFT analyzer 56 can calculate the amplitudes idc′pp and iqc′pp with high accuracy as shown in FIG.
  • the high-frequency detector 51 calculates the current differential terms pidc and picc by dividing the amplitudes idc′pp and iqc′pp calculated by the FFT analyzer 56 by the sampling period dt, respectively.
  • the inverter control device 2 superimposes the high-frequency voltage vh on the voltage command vqc * when the load of the SynRM 1 is low.
  • the extended induced voltage Ex is increased and the rotational phase angle ⁇ and the speed ⁇ of the SynRM1 are accurately determined using the expanded induced voltage Ex. Can be estimated well. Therefore, instability and step-out of the control of SynRM1 can be suppressed.
  • the inverter control device 2 may be a PMSM or a winding field that supplies field magnetic flux by a secondary winding. It can also be used as a control device for a synchronous machine.
  • the inverter control device 2 may superimpose the high frequency voltage vh on the voltage command vqc * , or may superimpose the high frequency current on the current commands idc * and iqc * . In either case, since the expansion induced voltage Ex can be increased, the above-described effect can be obtained.
  • the high frequency superimposing unit 30 may switch the presence / absence of high frequency superposition based on the rotational phase angle error ⁇ of the SynRM 1.
  • the error ⁇ calculated by the estimating unit 28 is input to the high frequency superimposing unit 30 instead of the torque command T * and the estimated speed ⁇ est.
  • the determination unit 60 may compare the error ⁇ with the threshold value ⁇ r and determine that the load is small when
  • the rotational phase angle error ⁇ is controlled to approach zero, and when the error ⁇ exceeds the threshold value, the phase angle error can be easily converged to zero by superimposing high frequency. Instability and step-out of the control of SynRM1 can be suppressed.
  • the inverter control device 2 can be applied not only to sensorless control using the expanded induced voltage Ex but also to sensorless control using an observer or PWM harmonics.
  • the inverter control device 2 may control the SynRM 1 without the current sensor 22 and without a current sensor. In this case, the same effect can be obtained.
  • FIG. 19 is a diagram illustrating a configuration of the high frequency superimposing unit 30. As shown in FIG. 19, the high frequency superimposing unit 30 further includes an amplitude calculating unit 61.
  • the amplitude calculation unit 61 calculates the amplitude Vh of the high-frequency voltage vh based on the power Pm of the SynRM 1 or the voltage amplitude command Vdqc * .
  • the amplitude calculating unit 61 calculates the amplitude Vh so that the smaller the power Pm or the voltage amplitude command Vdqc * of the SynRM 1 is.
  • the amplitude calculation unit 61 calculates the amplitude Vh by the following formula based on the torque command T * and the estimated speed ⁇ est. calculate.
  • the amplitude Vh increases as the power Pm decreases. What is necessary is just to determine the value of amplitude Vh so that the relationship of Formula (24) may be satisfy
  • the amplitude calculation unit 61 may calculate the amplitude Vh by the following equation.
  • the amplitude Vh decreases in inverse proportion to the speed ⁇ without depending on the voltage amplitude command Vdqc * when a constant current is applied, and has a characteristic as shown in FIG.
  • the inverter control device 2 can vary the superposed high-frequency voltage vh using the relationship between the speed ⁇ and the expansion induced voltage Ex.
  • the high frequency superimposing unit 30 may change the frequency fh of the high frequency current vh according to the load of the SynRM 1. Further, the high frequency superimposing unit 30 may change the amplitude Vh according to the estimated speed ⁇ est and the torque command T * without being limited to the power Pm and the voltage amplitude command Vdqc * .
  • the inverter control device 2 according to the present embodiment uses two types of estimation methods of the rotational phase angle ⁇ and the speed ⁇ , and switches between these estimation methods according to the load of the SynRM 1.
  • FIG. 22 is a diagram showing a configuration of a motor drive system according to the present embodiment. As shown in FIG. 22, the inverter control device 2 according to the present embodiment further includes a control method switching unit 70. Hereinafter, differences from the first embodiment will be described.
  • the voltage command generator 25 outputs the voltage ACRd together with the voltage commands vdc * and vqc * .
  • the voltage ACRd output from the voltage command generation unit 25 is input to the estimation unit 28.
  • the control method switching unit 70 outputs a binary control switching signal according to the voltage amplitude command Vdqc * or the power Pm of SynRM1.
  • the control method such as the estimation method of the rotational phase angle ⁇ and the speed ⁇ is switched by this control switching signal.
  • the control method switching unit 70 outputs 0 when the voltage amplitude command Vdqc * or the power Pm is small, and outputs 1 when the voltage amplitude command Vdqc * or the power Pm is large.
  • the control method switching unit 70 calculates the voltage amplitude command Vdqc * of SynRM1 based on the voltage commands vdc * and vqc * , compares the voltage amplitude command Vdqc * with the threshold value Vr, and compares Vdqc *. If ⁇ Vr, it may be determined that the load is small.
  • control method switching unit 70 calculates the power Pm of the SynRM 1 based on the torque command T * and the estimated speed ⁇ est, compares the power Pm with a predetermined threshold Pr, and the load is small when Pm ⁇ Pr. May be determined.
  • control method switching unit 70 may compare the estimated speed ⁇ est with a predetermined threshold value ⁇ r and determine that the high frequency voltage vh needs to be superimposed when ⁇ est ⁇ r.
  • the high frequency superimposing unit 30 receives a control switching signal from the control method switching unit 70.
  • the high frequency superimposing unit 30 outputs the high frequency voltage vh when 0 is input as the control switching signal, and does not output the high frequency voltage vh when 1 is input as the control switching signal.
  • the high frequency voltage vh output from the high frequency superimposing unit 30 is input to the estimating unit 28 and the adder 29.
  • the adder 29 adds the voltage command vdc * and the high-frequency voltage vh and inputs them to the coordinate conversion unit 26. Thereby, the high frequency voltage vh is superimposed on the voltage command vdc * .
  • the estimation unit 28 includes a PLL control unit 53, an integrator 54, a first estimation unit 57, a second estimation unit 58, and a switch 59.
  • the first estimation unit 57 and the second estimation unit 58 calculate the error ⁇ by different methods.
  • the first estimation unit 57 calculates the error ⁇ based on the high frequency voltage vh and the current idc.
  • the current differential term pidc is expressed by the following equation.
  • the first estimation unit 57 calculates the error ⁇ based on the equation (29).
  • Second estimation unit 58 calculates an error ⁇ by using the voltage ACRd the PI controller 41 is output, feedforward voltage Vd_ FF, and Vq_ FF, the relationship. Specifically, the second estimation unit 58 calculates the error ⁇ based on the currents idc and iqc and the voltage ACRd.
  • the second estimation unit 58 calculates the error ⁇ based on the equation (32).
  • the switch 59 switches the error ⁇ input to the PLL control unit 53 in accordance with the control switching signal.
  • the switch 59 inputs the error ⁇ output from the first estimation unit 57 to the PLL control unit 53 when 0 is input as the control switching signal.
  • the switch 59 inputs the error ⁇ output from the first estimation unit 58 to the PLL control unit 53 when 1 is input as the control switching signal.
  • the PLL control unit 53 performs PLL control on the error ⁇ , and calculates the estimated speed ⁇ est.
  • the integrator 54 integrates the estimated speed ⁇ est to calculate the estimated rotational phase angle ⁇ est.
  • the inverter control device 2 includes the first control method that estimates the rotational phase using the harmonic current generated by superimposing the high-frequency voltage vh.
  • the SynRM 1 is controlled by using two types of control methods, that is, a second control method that estimates the rotational phase using the voltage generated by the flux linkage.
  • the inverter control unit 2 In the first control mode, the inverter control unit 2 superimposes a high frequency voltage vh to the voltage command vdc *, calculates an error ⁇ based on the high-frequency voltage vh voltage command vdc superimposed *, based on the error ⁇ Thus, the rotational phase angle ⁇ and the speed ⁇ are estimated. Thereby, the inverter control apparatus 2 can enlarge the expansion induced voltage Ex, and can improve the estimation precision of rotational phase angle (theta) and speed (omega).
  • the inverter control device 2 estimates the rotational phase angle ⁇ and the speed ⁇ without superimposing the high-frequency voltage vh on the voltage command vdc * . Thereby, the inverter control apparatus 2 can reduce a torque ripple and the noise resulting from it, a noise, and a high frequency loss.
  • any method that does not use the high-frequency voltage vh can be selected as a method for calculating the error ⁇ by the second estimating unit 58.
  • the second estimation unit 58 may calculate the error ⁇ using an observer or voltages ACRd and ACRq.
  • control method switching unit 70 may be configured so that the control switching signal is not frequently changed by a hysteresis operation.
  • the present invention is not limited to the above-described embodiments as they are, and can be embodied by modifying the constituent elements without departing from the scope of the invention in the implementation stage.
  • various inventions can be formed by appropriately combining a plurality of constituent elements disclosed in the above embodiments. Further, for example, a configuration in which some components are deleted from all the components shown in each embodiment is also conceivable. Furthermore, you may combine suitably the component described in different embodiment.

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Abstract

【課題】　モータの回転位相角を精度よく推定できるインバータ制御装置及びモータ駆動システムを提供する。 【解決手段】　一実施形態に係るインバータ制御装置は、インバータ主回路と、電流指令生成部と、電圧指令生成部と、推定部と、高周波重畳部と、を備える。インバータ主回路は、所定の回転駆動対象と電気的に接続可能である。電流指令生成部は、電流指令を生成する。電圧指令生成部は、インバータ主回路から出力される電流が、電流指令と等しくなる電圧指令を生成する。推定部は、回転駆動対象の推定回転位相角を算出する。高周波重畳部は、回転駆動対象の特徴量と閾値との関係に応じて、電流指令又は電圧指令に、高周波を重畳する。

Description

インバータ制御装置及びモータ駆動システム
　本発明の実施形態は、インバータ制御装置に関する。
　従来、永久磁石同期モータ（ＰＭＳＭ）やシンクロナスリラクタンスモータ（ＳｙｎＲＭ）の回転位相角センサレス制御において、高速域では誘起電圧を利用した回転位相角の推定方法が利用されている。しかしながら、磁石磁束が小さいＰＭＳＭや、ＳｙｎＲＭでは、高速域であっても、低負荷の状態では、鎖交磁束により生じる誘起電圧が小さいため、回転位相角の推定精度が悪化するという問題があった。
特開２０１１－２４４６５５号公報 特開２００２－５８２９４号公報 特開２００９－１５３３４７号公報 特開２０１０－１５４５９８号公報
　モータの回転位相角を精度よく推定できるインバータ制御装置及びモータ駆動システムを提供する。
　一実施形態に係るインバータ制御装置は、インバータ主回路と、電流指令生成部と、電圧指令生成部と、推定部と、高周波重畳部と、を備える。インバータ主回路は、所定の回転駆動対象と電気的に接続可能である。電流指令生成部は、電流指令を生成する。電圧指令生成部は、インバータ主回路から出力される電流が、電流指令と等しくなる電圧指令を生成する。推定部は、回転駆動対象の推定回転位相角を算出する。高周波重畳部は、回転駆動対象の特徴量と閾値との関係に応じて、電流指令又は電圧指令に、高周波を重畳する。
第１実施形態に係るモータ駆動システムの構成を示す図。 三相固定座標系及びｄｃｑｃ軸回転座標系を説明する図。 図１の電流指令生成部の構成を示す図。 図３のインダクタンステーブルを示す図。 図３の電流位相角テーブルを示す図。 図１の電圧指令生成部の構成を示す図。 図１の速度・回転位相角推定部の構成を示す図。 従来のＰＭＳＭ及びＳｙｎＲＭの重負荷時の特性を示す図。 従来のＰＭＳＭ及びＳｙｎＲＭの軽負荷時の特性を示す図。 高周波重畳の切替方法の一例を示す図。 図１の高周波重畳部の一例を示す図。 図１１の判定部の一例を示す図。 図７の高周波検出部の構成を示す図。 図１３のバンドパスフィルタの動作を説明する図。 図１３のＦＦＴ解析部の動作を示す図。 高周波電流ｉｄｃ′，ｉｑｃ′の一例を示す図。 図１１の高周波重畳部の動作の一例を説明する図。 高周波重畳部の変形例の構成を示す図。 図１８の高周波重畳部の動作の一例を説明する図。 図１８の高周波重畳部の動作の他の例を説明する図。 図１８の高周波重畳部の動作の他の例を説明する図。 第２実施形態に係るモータ駆動システムの構成を示す図。 図２２の電圧指令生成部の構成を示す図。 図２２の制御方式切替え部の構成を示す図。 図２２の速度・回転位相角推定部の構成を示す図。 図２２のインバータ制御装置の動作を説明する図。
　以下、本発明の実施形態について図面を参照して説明する。
（第１実施形態）
　第１実施形態に係るインバータ制御装置について、図１～図２１を参照して説明する。図１は、本実施形態に係るモータ駆動システムの構成を示す図である。図１に示すように、本実施形態に係るモータ駆動システムは、モータ１と、インバータ制御装置２（以下、「制御装置２」という）と、を備える。
　モータ１は、制御装置２の回転駆動対象であり、制御装置２に接続される。以下では、モータ１がシンクロナスリラクタンスモータ（以下、「ＳｙｎＲＭ１」という）である場合を例として説明する。ＳｙｎＲＭ１は、固定子と、回転子と、を備える。固定子は、３つの励磁相（Ｕ相、Ｖ相、及びＷ相）を有する。固定子は、各励磁相に流れる３相交流電流によって磁界を発生させる。回転子は、永久磁石を有さず、固定子が発生させた磁界との磁気的相互作用により回転する。
　制御装置２は、ＳｙｎＲＭ１の回転位相角θを、回転位相センサレスで制御する。図１に示すように、本実施形態に係る制御装置２は、インバータ主回路２１と、電流検出器２２と、座標変換部２３と、電流指令生成部２４と、電圧指令生成部２５と、座標変換部２６と、ＰＷＭ変調部２７と、速度・回転位相角推定部２８と、加算器２９と、高周波重畳部３０と、を備える。
　インバータ主回路２１は、スイッチング素子を備える回路である。インバータ主回路２１は、スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを切替えることにより、電源（図示省略）からの電力を交流に変換して、ＳｙｎＲＭ１に供給する。インバータ主回路２１は、各スイッチング素子のＯＮ／ＯＦＦを制御する制御信号をＰＷＭ変調部２７から入力される。
　電流検出器２２は、ＳｙｎＲＭ１の固定子に流れる３相交流電流のうち、２相又は３相の電流を検出する。図１は、２相（Ｕ相及びＷ相）の電流ｉｕ，ｉｗを検出する構成を示している。尚、ＳｙｎＲＭ１の固定子に流れる３相交流電流は、インバータ主回路２１の直流側電流に基づき演算により求めてもよい。
　座標変換部２３は、電流検出器２２が検出した電流ｉｕ，ｉｗを、三相固定座標系からｄｃｑｃ軸回転座標系に座標変換し、電流ｉｄｃ，ｉｑｃを生成する。電流ｉｄｃは、固定子に流れる電流のｄｃ軸成分であり、電流ｉｑｃは、固定子に流れる電流のｑｃ軸成分である。ここで、三相固定座標系及びｄｃｑｃ軸回転座標系について、図２を参照して説明する。
　図２に示すように、三相固定座標系は、α軸とβ軸とからなる固定座標系である。図２において、α軸は、Ｕ相方向に設定され、β軸は、α軸と垂直な方向に設定されている。電流検出器２２により検出された電流ｉｕ，ｉｗは、このような三相固定座標上で表される。
　これに対して、ｄｃｑｃ軸回転座標系は、ｄｃ軸とｑｃ軸とからなる回転座標系である。ｄｃ軸は、制御装置２がｄ軸方向（回転子のインダクタンスが最小の方向）と推定した方向に設定され、ｑｃ軸は、制御装置２がｑ軸方向（回転子のインダクタンスが最大の方向）と推定した方向に設定される。図２のインダクタンス楕円は、回転子のインダクタンスを示している。
　図２に示すように、ｄｃｑｃ軸と、ｄｑ軸と、は必ずしも一致するとは限らない。回転子の実際の回転位相角θは、α軸からｄ軸までの角度で表される。また、制御装置２が推定した回転子の推定回転位相角θｅｓｔは、α軸からｄｃ軸までの角度で表される。以下では、回転位相角θと推定回転位相角θｅｓｔとの誤差を、誤差Δθという。
　座標変換部２３は、速度・回転位相角推定部２８が出力した推定回転位相角θｅｓｔを用いることにより、三相固定座標系をｄｃｑｃ軸回転座標系に変換することができる。
　電流指令生成部２４は、トルク指令Ｔ＊及び推定速度ωｅｓｔに基づいて、電流指令ｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊を生成する。トルク指令Ｔ＊とは、回転子に発生させるトルク値である。本実施形態では、トルク指令Ｔ＊は、外部装置から入力されるものとする。推定速度ωｅｓｔとは、制御装置２が推定した回転子の速度ωのことである。電流指令ｉｄｃ＊とは、ＳｙｎＲＭ１に流す電流のｄｃ軸成分である。電流指令ｉｑｃ＊とは、ＳｙｎＲＭ１に流す電流のｑｃ軸成分である。
　ここで、図３は、電流指令生成部２４の構成を示す図である。図３に示すように、電流指令生成部２４は、インダクタンステーブル３１と、電流位相角テーブル３２と、を備える。
　インダクタンステーブル３１は、電流指令とインダクタンスとの関係を示すテーブルである。インダクタンステーブル３１には、図４に示すように、電流指令ｉｄｃ＊とインダクタンスＬｄとの関係を示すテーブルと、電流指令ｉｑｃ＊とインダクタンスＬｑとの関係を示すテーブルと、が含まれる。インダクタンスＬｄは、ＳｙｎＲＭ１のインダクタンスのｄ軸成分であり、インダクタンスＬｑは、ＳｙｎＲＭ１のインダクタンスのｑ軸成分である。インダクタンステーブル３１は、電流指令ｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊をフィードバックされ、電流指令ｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊に応じたインダクタンスＬｄ，Ｌｑをそれぞれ出力してもよい。
　電流位相角テーブル３２は、図５に示すように、トルク指令Ｔ＊及び推定角速度ω＊と、電流位相角βと、の関係を示すテーブルである。電流位相角βは、固定子に流れる電流に対応する電流ベクトルの位相角である。電流位相角テーブル３２は、トルク指令Ｔ＊及び推定速度ω＊を入力され、トルク指令Ｔ＊及び推定角速度ω＊に応じた電流位相角βを出力する。
　まず、電流指令生成部２４は、トルク指令Ｔ＊、インダクタンスＬｄ，Ｌｑ、及び電流位相角βに基づいて、電流Ｉｄｑを算出する。電流Ｉｄｑは、固定子に流れる電流の大きさである。電流Ｉｄｑは、以下の式により算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　式（１）において、Ｐは、ＳｙｎＲＭ１の極対数である。
　次に、電流指令生成部２４は、電流Ｉｄｑと、電流位相角βと、から電流指令ｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊を生成する。電流指令ｉｄｃ＊は、大きさが電流Ｉｄｑかつ位相角が電流位相角βの電流ベクトルのｄｃ軸成分となる。また、電流指令ｉｑｃ＊は、大きさが電流Ｉｄｑかつ位相角が電流位相角βの電流ベクトルのｑｃ軸成分となる。
　なお、電流指令ｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊の算出方法は、上記の方法に限られず、任意に選択可能である。
　電圧指令生成部２５（電流制御部）は、電流ｉｄｃ，ｉｑｃ、電流指令ｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊、及び推定速度ωｅｓｔに基づいて、インバータ主回路２１から出力される電流（すなわち、ＳｙｎＲＭ１に流れる電流）が電流指令ｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊となるように、電圧指令ｖｄｃ＊，ｖｑｃ＊を生成する。電圧指令ｖｄｃ＊は、ＳｙｎＲＭ１の固定子に印加する電圧のｄｃ軸成分である。電圧指令ｖｑｃ＊は、ＳｙｎＲＭ１の固定子に印加する電圧のｑｃ軸成分である。
　図６は、電圧指令生成部２５の構成を示す図である。図６に示すように、電圧指令生成部２５は、ＰＩ制御器４１と、フィードフォワード指令生成部４２と、加算器４３，４４と、を備える。
　ＰＩ制御器４１は、電流ｉｄｃ，ｉｑｃ及び電流指令ｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊を入力され、ＰＩ制御により、電流ｉｄｃ，ｉｑｃが電流指令ｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊となる電圧ＡＣＲｄ，ＡＣＲｑを算出する。電圧ＡＣＲｄ，ＡＣＲｑは、誤差Δθに応じて生成される電圧であり、設定したモータパラメータが真値と一致し、なおかつ誤差Δθが０の場合、いずれも０となる。ＰＩ制御器４１が出力した電圧ＡＣＲｄ，ＡＣＲｑは、加算器４３，４４にそれぞれ入力される。
　フィードフォワード指令生成部４２は、電流指令ｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊と、推定速度ωｅｓｔと、を入力され、フィードフォワード電圧Ｖｄ＿ＦＦ，Ｖｑ＿ＦＦを生成する。フィードフォワード電圧Ｖｄ＿ＦＦ，Ｖｑ＿ＦＦは、例えば、以下の式により算出される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000002
　式（２）において、Ｒは固定子の巻線抵抗である。フィードフォワード指令生成部４２が出力したフィードフォワード電圧Ｖｄ＿ＦＦ，Ｖｑ＿ＦＦは、加算器４３，４４にそれぞれ入力される。
　加算器４３は、電圧ＡＣＲｄ及びフィードフォワード電圧Ｖｄ＿ＦＦを加算し、電圧指令ｖｄｃ＊を生成する。加算器４４は、電圧ＡＣＲｑ及びフィードフォワード電圧Ｖｑ＿ＦＦを加算し、電圧指令ｖｄｑ＊を生成する。
　座標変換部２６は、電圧指令生成部２５が出力した電圧指令ｖｄｃ＊及び加算器２９が出力した電圧を、ｄｃｑｃ軸回転座標系から三相固定座標系に座標変換する。座標変換部２６は、座標変換部２３と同様、推定回転位相角θｅｓｔを用いることにより、ｄｃｑｃ軸回転座標系を三相固定座標系に変換する。
　以下では、座標変換部２６が座標変換した電圧を電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊という。電圧指令ｖｕ＊は、固定子のＵ相に印加する電圧であり、電圧指令ｖｖ＊は、固定子のＶ相に印加する電圧であり、電圧指令ｖｗ＊は、固定子のＷ相に印加する電圧である。
　ＰＷＭ変調部２７は、電圧指令ｖｕ＊，ｖｖ＊，ｖｗ＊を、三角波を用いたＰＷＭ（Pulse-Width Modulation）によって変調し、インバータ主回路２１の各スイッチング素子のＯＮ又はＯＦＦに対応した２値の制御信号を生成する。ＰＷＭ変調部２７は、生成した制御信号をインバータ主回路２１に入力する。
　速度・回転位相角推定部２８（以下、「推定部２８」という）は、電圧指令ｖｄｃ＊，ｖｑｃ＊及び電流ｉｄｃ，ｉｑｃに基づいて、ＳｙｎＲＭ１の回転子の速度ω及び回転位相角θを推定し、推定速度ωｅｓｔ及び推定回転位相角θｅｓｔを算出する。推定部２８が出力した推定速度ωｅｓｔは、電流指令生成部２４、電圧指令生成部２５、及び高周波重畳部３０に入力される。また、推定回転位相角θｅｓｔは、座標変換部２３，２６に入力され、座標変換に利用される。
　本実施形態に係る推定部２８は、拡張誘起電圧を用いて速度ω及び回転位相角θを推定する。以下で、拡張誘起電圧を用いた推定方法について説明する。
　回転位相角θと推定回転位相角θｅｓｔとの誤差Δθが０である場合、すなわち、ｄｑ軸とｄｃｄｑ軸とが一致する場合、以下の電圧方程式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000003
　式（３）において、ｖｄはＳｙｎＲＭ１に印加される電圧のｄ軸成分、ｖｑはＳｙｎＲＭ１に印加される電圧のｑ軸成分、ｉｄはＳｙｎＲＭ１に流れる電流のｄ軸成分、ｉｑはＳｙｎＲＭ１に流れる電流のｑ軸成分、ｐは微分演算子（ｄ／ｄｔ）である。
　これに対して、誤差Δθが生じ、ｄｑ軸とｄｃｄｑ軸とがずれている場合、以下の電圧方程式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000004
　式（４）において、ｖｄｃはＳｙｎＲＭ１に印加される電圧のｄｃ軸成分であり、ｖｑｃはＳｙｎＲＭ１に印加される電圧のｑｃ軸成分である。
　式（４）～（８）より、式（４）の各項に含まれるインダクタンスは、誤差Δθに依存して変化する。このため、Δθを式（３），（４）から直接求めることは難しい。そこで、式（３）を、拡張誘起電圧表現に書き換えると、式（３）は以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000005
　同様に、式（４）～（８）を、拡張誘起電圧表現に書き換えると、以下のように表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000006
　上記の式（１２）で表される電圧Ｅｘを、拡張誘起電圧という。
　ここで、式（１０）を変形すると以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000007
　式（１１）と式（１３）とは等しいので、以下の式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000008
　式（１４）の各項を除算すると、以下の式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000009
　さらに、式（１５）の逆正接をとると、以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000010
　推定部２８は、式（１６）に基づいて、誤差Δθを算出し、誤差Δθが０となるようにＰＬＬ制御を行うことで、速度ωを推定し、推定速度ωｅｓｔを算出することができる。また、推定速度ωｅｓｔを積分することで、回転位相角θを推定し、推定回転位相角θｅｓｔを算出することができる。
　図７は、上記の方法で速度ω及び回転位相角θを推定する推定部２８の構成を示す図である。図７に示すように、推定部２８は、高周波検出部５１と、Δθ算出部５２と、ＰＬＬ制御部５３と、積分器５４と、を備える。
　高周波検出部５１は、電流ｉｄｃ，ｉｑｃの高周波成分を検出し、電流微分項ｐｉｄｃ，ｐｉｑｃを算出する。高周波検出部５１が出力した電流微分項ｐｉｄｃ，ｐｉｑｃは、Δθ算出部５２に入力される。Δθ算出部５２が算出した誤差Δθは、ＰＬＬ制御部５３に入力される。なお、高周波検出部５１の詳細は後述する。
　ＰＬＬ制御部５３は、誤差Δθが０になるようにＰＬＬ制御を行い、推定速度ωｅｓｔを算出する。ＰＬＬ制御部５３が出力した推定速度ωｅｓｔは、積分器５４に入力される。
　積分器５４は、推定速度ωｅｓｔを積分し、推定回転位相角θｅｓｔを算出する。
　加算器２９は、電圧指令生成部２５が出力した電圧指令ｖｄｃ＊と、高周波重畳部３０が出力した高周波電圧ｖｈと、を加算する。これにより、電圧指令ｖｄｃ＊に高周波電圧ｖｈが重畳される。高周波電圧ｖｈを重畳された電圧指令ｖｄｃ＊は、座標変換部２６に入力される。
　高周波重畳部３０は、ＳｙｎＲＭ１の電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊又はパワーＰｍが閾値を下回る場合、高周波電圧ｖｈを出力する。ここでいう電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊とは、電圧指令ｖｄｃ＊，ｖｑｃ＊により設定されるＳｙｎＲＭ１の端子電圧のことであり、Ｖｄｑｃ＊＝（ｖｄｃ＊２＋ｖｄｃ＊２）１／２となる。また、パワーＰｍとは、ＳｙｎＲＭ１の定格出力（軸出力）のことである。出力された高周波電圧ｖｈは、加算器２９により電圧指令ｖｄｃ＊に重畳される。以下で、電圧指令ｖｄｃ＊に高周波電圧ｖｈを重畳する理由を説明する。
　上述の通り、推定部２８は、拡張誘起電圧Ｅｘを用いて誤差Δθを算出し、速度ω及び回転位相角θを推定する。しかしながら、ＳｙｎＲＭ１の負荷が小さい場合、式（１２）の拡張誘起電圧Ｅｘは小さくなる。
　ここで、図８及び図９は、従来のＰＭＳＭ及びＳｙｎＲＭの速度に対するトルク、パワーＰｍ、及び電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊の特性を示す図である。図８は、各モータが大きなトルクを出力する重負荷時の特性を示す。図９は、各モータが小さなトルクを出力する軽負荷時の特性を示す。
　図８に示すように、従来のＰＭＳＭ及びＳｙｎＲＭは、重負荷時には十分な拡張誘起電圧Ｅｘが得られる。このため、ＰＭＳＭ及びＳｙｎＲＭを制御する制御装置は、ある速度ωｎを基準として、電圧指令ｖｄｃ＊に対する高周波電圧ｖｈの重畳を停止したとしても、ＰＭＳＭ及びＳｙｎＲＭを脱調させることなく、安定した制御を継続することができる。
　また、図９に示すように、従来のＰＭＳＭは、軽負荷時においても、回転速度に応じた磁石電圧が発生するため、比較的大きな拡張誘起電圧Ｅｘが得られる。このため、ＰＭＳＭを制御する制御装置は、ある速度ωｎを基準として、電圧指令ｖｄｃ＊に対する高周波電圧ｖｈの重畳を停止したとしても、ＰＭＳＭを脱調させることなく制御することができる。
　これに対して、図９に示すように、従来のＳｙｎＲＭは、軽負荷時に拡張誘起電圧Ｅｘが小さくなる。これは、上述の通りである。このため、ＳｙｎＲＭを制御する制御装置は、ある速度ωｎを基準として、電圧指令ｖｄｃ＊に対する高周波電圧ｖｈの重畳を停止すると、回転位相の推定が困難となり、ＳｙｎＲＭの脱調や、制御の不安定化を招く恐れがある。
　そこで、本実施形態に係る制御装置２は、図１０に示すように、ＳｙｎＲＭ１の電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊又はパワーＰｍが閾値を下回る場合に、電圧指令ｖｄｃ＊に高周波電圧ｖｈを重畳することにより、拡張誘起電圧Ｅｘを大きくし、ＳｙｎＲＭ１の制御を安定化させる。高周波電圧ｖｈを重畳すると、式（４）のｄｃ軸の電流微分項は、Δθが極めて小さい場合以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000011
　また、電流Ｉｄｑが小さい場合、式（１２）の拡張誘起電圧Ｅｘは、以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000012
　式（１７）及び式（１８）より、拡張誘起電圧Ｅｘは以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000013
　式（１９）より、高周波電圧ｖｈを重畳することにより、拡張誘起電圧Ｅｘが大きくなることがわかる。したがって、拡張誘起電圧Ｅｘを用いて回転位相角θを推定することができる。このとき、誤差Δθは、以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000014
　ここで、図１１は、高周波重畳部３０の構成の一例を示す図である。図１１の高周波重畳部３０は、ＳｙｎＲＭ１のパワーＰｍに基づいて、高周波重畳の有無を切り替える。図１１に示すように、高周波重畳部３０は、判定部６０を備える。
　判定部６０は、ＳｙｎＲＭ１のパワーＰｍに基づいて、高周波電圧ｖｈを重畳するか否かを判定する。判定部６０は、判定結果に応じた信号を出力する。以下では、判定部６０は、拡張誘起電圧Ｅｘが大きいと判定した場合に０を出力し、拡張誘起電圧Ｅｘが小さいと判定した場合に１を出力するものとする。
　高周波重畳部３０は、判定部６０が、拡張誘起電圧Ｅｘは大きいと判定した（０を出力した）場合、高周波電圧ｖｈを出力しない。この場合、座標変換部２６には、電圧指令ｖｄｃ＊が入力される。
　これに対して、高周波重畳部３０は、判定部６０が、負荷は小さいと判定した（１を出力した）場合、高周波電圧ｖｈを出力する。この場合、座標変換部２６には、加算器２９により高周波電圧ｖｈを加算された電圧指令ｖｄｃ＊が入力される。なお、高周波電圧ｖｈは、以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000015
　式（２０）において、Ｖｈは振幅の設定値、ｆｈは周波数の設定値である。
　図１２は、図１１の判定部６０の一例を示す図である。この判定部６０は、上述の通り、ＳｙｎＲＭ１のパワーＰｍに基づいて、高周波重畳が必要か否か判定する。具体的には、判定部６０は、トルク指令Ｔ＊及び推定速度ωｅｓｔに基づいて、ＳｙｎＲＭ１のパワーＰｍを算出し、パワーＰｍと所定の閾値Ｐｒとを比較する。判定部６０は、パワーＰｍが閾値Ｐｒより小さい場合（Ｐｍ＜Ｐｒ）、負荷が小さいと判定する。
　閾値Ｐｒは、速度ω及び回転位相角θの推定精度が向上するように設定される。例えば、拡張誘起電圧Ｅｘを用いて回転位相角θを精度よく推定できる最低値をｎとすると、モータ極対数を１とした場合の閾値Ｐｒに対応する拡張誘起電圧Ｅｘは以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000016
　また、ＳｙｎＲＭ１のパワーＰｍは以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000017
　したがって、式（２２），（２３）より、回転位相角θを精度よく推定できる拡張誘起電圧最低値ｎを満たす閾値Ｐｒは、以下のようになる。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000018
　判定部６０は、式（２４）を満たす閾値Ｐｒを逐次、或いは事前に算出し、パワーＰｍと比較すればよい。これにより、パワーＰｍが閾値Ｐｒより小さい場合に、高周波電圧ｖｈが電圧指令ｖｄｃ＊に重畳される。
　なお、パワーＰｍは、式（２３）以外の代わりに、下記の数式を用いて演算してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000019
　また、高周波重畳部３０は、ＳｙｎＲＭ１の電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊に基づいて、高周波重畳の有無を切り替えてもよい。この場合、高周波重畳部３０には、トルク指令Ｔ＊及び推定速度ωｅｓｔの代わりに、電圧指令ｖｄｃ＊，ｖｑｃ＊が入力される。
　そして、図１３に示すように、判定部６０は、電圧指令ｖｄｃ＊，ｖｑｃ＊に基づいてＳｙｎＲＭ１の電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊を算出し、電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊と閾値Ｖｒとを比較し、Ｖｄｑｃ＊＜Ｖｒの場合に負荷が小さいと判定してもよい。これにより、電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊が閾値Ｖｒより小さい場合に、高周波電圧ｖｈが電圧指令ｖｑｃ＊に重畳される。
　このように、負荷が小さい場合に、高周波重畳部３０が高周波電圧ｖｈを電圧指令ｖｄｃ＊に重畳することにより、拡張誘起電圧Ｅｘを大きくし、拡張誘起電圧Ｅｘを用いた速度ω及び回転位相角θの推定精度を向上させることができる。
　ここで、推定部２８の高周波検出部５１の詳細について説明する。上述の通り、高周波重畳部３０は、ＳｙｎＲＭ１の負荷が小さい場合、電圧指令ｖｑｃ＊に高周波電圧ｖｈを重畳する。推定部２８は、高周波電圧ｖｈが重畳されていない場合、式（１６）により誤差Δθを算出し、高周波電圧ｖｈが重畳されている場合、式（２０）により誤差Δθを算出する。
　式（２０）からわかるように、高周波電圧ｖｈが重畳された場合、誤差Δθを算出するために、電流微分項ｐｉｄｃ，ｐｉｑｃが必要となる。高周波検出部５１は、この電流微分項ｐｉｄｃ，ｐｉｑｃを算出する。推定部２８は、高周波検出部５１が算出した電流微分項ｐｉｄｃ，ｐｉｑｃを式（２０）に代入して、誤差Δθを算出する。
　図１４は、高周波検出部５１の構成を示す図である。図１４に示すように、高周波検出部５１は、バンドパスフィルタ５５と、ＦＦＴ解析部５６と、を備える。
　バンドパスフィルタ５５は、図１５に示すように、入力された電流ｉｄｃ，ｉｑｃのうち、高周波電圧ｖｈの周波数ｆｈを含む所定の範囲の周波数成分を通過させ、範囲外の周波数成分を減衰させる。これにより、バンドパスフィルタ５５は、電流ｉｄｃ，ｉｄｑから、周波数ｆｈを有する高周波電流ｉｄｃ′，ｉｑｃ′を検出する。バンドパスフィルタ５５が出力した高周波電流ｉｄｃ′，ｉｑｃ′は、ＦＦＴ解析部５６に入力される。
　ＦＦＴ解析部５６は、バンドパスフィルタ５５が検出した高周波電流ｉｄｃ′，ｉｑｃ′の振幅ｉｄｃ′ｐ－ｐ，ｉｑｃ′ｐ－ｐをそれぞれ算出する。ＦＦＴ解析部５６は、例えば、図１６に示すように、高周波電流ｉｄｃ′，ｉｑｃ′に対して、高周波電圧ｖｈの１周期（＝１／ｆｈ）中に４回サンプリングを行い、サンプリングされた４つの電流値から振幅ｉｄｃ′ｐ－ｐ，ｉｑｃ′ｐ－ｐをそれぞれ算出する。
　高周波電流ｉｄｃ′，ｉｑｃ′は、バンドパスフィルタ５５によって余計な周波数成分を除去されている。このため、ＦＦＴ解析部５６は、図１７に示すように、振幅ｉｄｃ′ｐ－ｐ，ｉｑｃ′ｐ－ｐを精度よく算出することができる。
　高周波検出部５１は、ＦＦＴ解析部５６により算出した振幅ｉｄｃ′ｐ－ｐ，ｉｑｃ′ｐ－ｐを、サンプリング期間ｄｔでそれぞれ除算することにより、電流微分項ｐｉｄｃ，ｐｉｑｃを算出する。
　以上説明した通り、本実施形態に係るインバータ制御装置２は、ＳｙｎＲＭ１の負荷が低い場合、電圧指令ｖｑｃ＊に高周波電圧ｖｈを重畳する。これにより、ＳｙｎＲＭ１の負荷が低く、鎖交磁束により生じる誘起電圧が小さい場合であっても、拡張誘起電圧Ｅｘを大きくし、拡張誘起電圧Ｅｘを用いてＳｙｎＲＭ１の回転位相角θ及び速度ωを精度よく推定することができる。したがって、ＳｙｎＲＭ１の制御の不安定化や脱調を抑制することができる。
　なお、以上の説明では、インバータ制御装置２がＳｙｎＲＭ１の動作を制御する場合について説明したが、このインバータ制御装置２は、ＰＭＳＭや、界磁磁束を二次巻線にて供給する巻線界磁式同期機の制御装置として利用することも可能である。
　また、インバータ制御装置２は、高周波電圧ｖｈを電圧指令ｖｑｃ＊に重畳してもよいし、高周波電流を電流指令ｉｄｃ＊，ｉｑｃ＊に重畳してもよい。いずれの場合も、拡張誘起電圧Ｅｘを大きくすることができるため、上述の効果が得られる。
　また、高周波重畳部３０は、ＳｙｎＲＭ１の回転位相角の誤差Δθに基づいて、高周波重畳の有無を切り替えてもよい。この場合、高周波重畳部３０には、トルク指令Ｔ＊及び推定速度ωｅｓｔの代わりに、推定部２８が算出した誤差Δθが入力される。
　そして、判定部６０は、誤差Δθと閾値Δθｒとを比較し、|Δθ|＞Δθｒの場合に負荷が小さいと判定してもよい。これにより、図１８に示すように、誤差Δθが閾値Δθｒより大きい場合に、高周波電圧ｖｈが電圧指令ｖｑｃ＊に重畳される。
　センサレス制御においては、回転位相角の誤差Δθは、ゼロに近づくように制御されており、誤差Δθが閾値を超える場合に高周波重畳することで、位相角誤差をゼロへ収束しやすくすることができ、ＳｙｎＲＭ１の制御の不安定化や脱調を抑制することができる。
　また、インバータ制御装置２は、拡張誘起電圧Ｅｘを用いたセンサレス制御に限らず、オブザーバやＰＷＭ高調波を用いたセンサレス制御に適用することも可能である。
　また、インバータ制御装置２は、電流検出器２２を備えず、電流センサレスでＳｙｎＲＭ１を制御してもよい。この場合も、同様の効果が得られる。
（第１実施形態の変形例）
　次に、第１実施形態に係る高周波重畳部３０の変形例について、図１９～図２１を参照して説明する。この高周波重畳部３０は、ＳｙｎＲＭ１の負荷に応じて、重畳する高周波電圧ｖｈの振幅Ｖｈを変化させる。図１９は、この高周波重畳部３０の構成を示す図である。図１９に示すように、高周波重畳部３０は、振幅算出部６１を更に備える。
　振幅算出部６１は、ＳｙｎＲＭ１のパワーＰｍ又は電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊に基づいて、高周波電圧ｖｈの振幅Ｖｈを算出する。振幅算出部６１は、ＳｙｎＲＭ１のパワーＰｍ又は電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊が小さいほど、振幅Ｖｈが大きくなるように算出する。
　例えば、判定部６０がＳｙｎＲＭ１のパワーＰｍを用いて判定を行う場合、図１９に示すように、振幅算出部６１は、トルク指令Ｔ＊及び推定速度ωｅｓｔに基づいて、以下の式により振幅Ｖｈを算出する。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000020
　これにより、図２０に示すように、振幅Ｖｈは、パワーＰｍが小さい程大きくなる。振幅Ｖｈの値は、式（２４）の関係を満たすように決定すればよい。
　また、電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊を用いて高周波電圧ｖｈの振幅Ｖｈを変更する場合、振幅算出部６１は、以下の式により振幅Ｖｈを算出してもよい。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000021
　これにより、振幅Ｖｈは、一定の電流を通電している場合は、電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊に依存せずに、速度ωに反比例して減少し、図２１に示すような特性となる。
　このような構成により、インバータ制御装置２は、速度ωや拡張誘起電圧Ｅｘの関係を用いて重畳する高周波電圧ｖｈを可変することが可能となる。
　なお、この高周波重畳部３０は、ＳｙｎＲＭ１の負荷に応じて高周波電流ｖｈの周波数ｆｈを変更させてもよい。また、高周波重畳部３０は、パワーＰｍや電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊に限らず、推定速度ωｅｓｔやトルク指令Ｔ＊に応じて、振幅Ｖｈを変化させてもよい。
（第２実施形態）
　次に、第２実施形態に係るインバータ制御装置２について、図２２～図２６を参照して説明する。本実施形態に係るインバータ制御装置２は、回転位相角θ及び速度ωの推定方法を２種類利用し、ＳｙｎＲＭ１の負荷に応じて、これらの推定方法を切替える。
　図２２は本実施形態に係るモータ駆動システムの構成を示す図である。図２２に示すように、本実施形態に係るインバータ制御装置２は、制御方式切替え部７０を更に備える。以下、第１実施形態との相違点について説明する。
　電圧指令生成部２５は、図２３に示すように、電圧指令ｖｄｃ＊，ｖｑｃ＊と共に、電圧ＡＣＲｄを出力する。電圧指令生成部２５が出力した電圧ＡＣＲｄは、推定部２８に入力される。
　制御方式切替え部７０は、ＳｙｎＲＭ１の電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊又はパワーＰｍに応じて２値の制御切替え信号を出力する。本実施形態では、この制御切替え信号によって、回転位相角θ及び速度ωの推定方法などの制御方式が切替えられる。以下では、制御方式切替え部７０は、電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊又はパワーＰｍが小さい場合に０を出力し、電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊又はパワーＰｍが大きい場合に１を出力するものとする。
　制御方式切替え部７０は、図２４に示すように、電圧指令ｖｄｃ＊，ｖｑｃ＊に基づいてＳｙｎＲＭ１の電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊を算出し、電圧振幅指令Ｖｄｑｃ＊と閾値Ｖｒとを比較し、Ｖｄｑｃ＊＜Ｖｒの場合に負荷が小さいと判定してもよい。
　また、制御方式切替え部７０は、トルク指令Ｔ＊及び推定速度ωｅｓｔに基づいて、ＳｙｎＲＭ１のパワーＰｍを算出し、パワーＰｍと所定の閾値Ｐｒとを比較し、Ｐｍ＜Ｐｒの場合に負荷が小さいと判定してもよい。
　さらに、制御方式切替え部７０は、推定速度ωｅｓｔと所定の閾値ωｒとを比較し、ωｅｓｔ＜ωｒの場合に高周波電圧ｖｈを重畳する必要があると判定してもよい。
　高周波重畳部３０は、制御方式切替え部７０から制御切替え信号を入力される。高周波重畳部３０は、制御切替え信号として０を入力された場合、高周波電圧ｖｈを出力し、制御切替え信号として１を入力された場合、高周波電圧ｖｈを出力しない。高周波重畳部３０が出力した高周波電圧ｖｈは、推定部２８及び加算器２９に入力される。
　加算器２９は、電圧指令ｖｄｃ＊と高周波電圧ｖｈとを加算し、座標変換部２６に入力する。これにより、高周波電圧ｖｈが電圧指令ｖｄｃ＊に重畳される。
　推定部２８は、図２５に示すように、ＰＬＬ制御部５３と、積分器５４と、第１推定部５７と、第２推定部５８と、スイッチ５９と、を備える。第１推定部５７及び第２推定部５８は、それぞれ異なる方法で誤差Δθを算出する。
　第１推定部５７は、高周波電圧ｖｈと電流ｉｄｃとに基づいて、誤差Δθを算出する。電圧指令ｖｄｃ＊に高周波電圧ｖｈが重畳された場合、電流微分項ｐｉｄｃは以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000022
　誤差Δθが十分に小さい場合、式（２８）より、誤差Δθは以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000023
　第１推定部５７は、式（２９）に基づいて、誤差Δθを算出する。
　第２推定部５８は、ＰＩ制御器４１が出力した電圧ＡＣＲｄと、フィードフォワード電圧Ｖｄ＿ＦＦ，Ｖｑ＿ＦＦと、の関係を用いて誤差Δθを算出する。具体的には、第２推定部５８は、電流ｉｄｃ，ｉｑｃ及び電圧ＡＣＲｄに基づいて、誤差Δθを算出する。
　誤差Δθが生じる場合、式（２）より、フィードフォワード電圧Ｖｄ＿ＦＦ，Ｖｑ＿ＦＦは、以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000024
 ０）
　ここで、式（３０）のｄｃ軸成分に着目すると、以下の式が成り立つ。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000025
　誤差Δθが十分に小さい場合、式（３１）より、誤差Δθは以下の式で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000026
　第２推定部５８は、式（３２）に基づいて、誤差Δθを算出する。
　スイッチ５９は、ＰＬＬ制御部５３に入力される誤差Δθを、制御切替え信号に応じて切替える。スイッチ５９は、制御切替え信号として０を入力された場合、第１推定部５７が出力した誤差ΔθをＰＬＬ制御部５３に入力する。スイッチ５９は、制御切替え信号として１を入力された場合、第１推定部５８が出力した誤差ΔθをＰＬＬ制御部５３に入力する。
　ＰＬＬ制御部５３は、誤差Δθに対してＰＬＬ制御を行い、推定速度ωｅｓｔを算出する。積分器５４は、推定速度ωｅｓｔを積分し、推定回転位相角θｅｓｔを算出する。
　以上説明した通り、本実施形態に係るインバータ制御装置２は、図２６に示すように、高周波電圧ｖｈを重畳することで発生する高調波電流を用いて回転位相を推定する第１の制御方式と、鎖交磁束による電圧を用いて回転位相を推定する第２の制御方式と、の２種類の制御方式を用いてＳｙｎＲＭ１を制御する。
　第１の制御方式では、インバータ制御装置２は、電圧指令ｖｄｃ＊に高周波電圧ｖｈを重畳し、高周波電圧ｖｈが重畳された電圧指令ｖｄｃ＊に基づいて誤差Δθを算出し、この誤差Δに基づいて回転位相角θ及び速度ωを推定する。これにより、インバータ制御装置２は、拡張誘起電圧Ｅｘを大きくし、回転位相角θ及び速度ωの推定精度を向上させることができる。
　また、第２の制御方式では、インバータ制御装置２は、電圧指令ｖｄｃ＊に高周波電圧ｖｈを重畳せずに、回転位相角θ及び速度ωを推定する。これにより、インバータ制御装置２は、トルクリプルやそれに起因した騒音、ノイズ、及び高周波損失を低減することができる。
　なお、第２推定部５８による誤差Δθの算出方法として、高周波電圧ｖｈを用いない任意の方法を選択することができる。例えば、第２推定部５８は、オブザーバや電圧ＡＣＲｄ，ＡＣＲｑを用いて誤差Δθを算出してもよい。
　また、制御方式切替え部７０は、ヒステリシス動作により、制御切替え信号が頻繁に変更されないように構成されてもよい。
　なお、本発明は上記各実施形態そのままに限定されるものではなく、実施段階ではその要旨を逸脱しない範囲で構成要素を変形して具体化できる。また、上記各実施形態に開示されている複数の構成要素を適宜組み合わせることによって種々の発明を形成できる。また例えば、各実施形態に示される全構成要素からいくつかの構成要素を削除した構成も考えられる。さらに、異なる実施形態に記載した構成要素を適宜組み合わせてもよい。
１：モータ（ＳｙｎＲＭ）、２：インバータ制御装置、２１：インバータ主回路、２２：電流検出器、２３：座標変換部、２４：電流指令生成部、２５：電圧指令生成部、２６：座標変換部、２７：ＰＷＭ変調器、２８：速度・回転位相角推定部、２９：加算器、３０：高周波重畳部、３１：インダクタンステーブル、３２：電流位相角テーブル、４１：ＰＩ制御器、４２：フィードフォワード指令生成部、４３，４４：加算器、５１：高周波検出部、５２：Δθ算出部、５３：ＰＬＬ制御部、５４：積分器、５５：バンドパスフィルタ、５６：ＦＦＴ解析部、５７：第１推定部、５８：第２推定部、５９：スイッチ、６０：判定部、６１：振幅算出部、７０：制御方式切替え部

Claims (12)

  1. 　所定の回転駆動対象と電気的に接続可能なインバータ主回路と、
    　電流指令を生成する電流指令生成部と、
    　前記インバータ主回路から出力される電流が、前記電流指令と等しくなる電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
    　前記回転駆動対象の推定回転位相角を算出する推定部と、
    　前記回転駆動対象の特徴量と閾値との関係に応じて、前記電流指令又は前記電圧指令に高周波を重畳する高周波重畳部と、
    を備えるインバータ制御装置。
  2. 　前記特徴量は、前記回転駆動対象のパワーである
    請求項１に記載のインバータ制御装置。
  3. 　前記特徴量は、前記回転駆動対象への電圧振幅指令である
    請求項１に記載のインバータ制御装置。
  4. 　前記高周波重畳部は、前記パワーが所定の閾値より小さいとき、前記高周波を重畳する
    請求項２に記載のインバータ制御装置。
  5. 　前記高周波重畳部は、前記電圧振幅指令が所定の閾値より小さいとき、前記高周波を重畳する
    請求項３に記載のインバータ制御装置。
  6. 　前記高周波重畳部は、前記推定回転位相角の誤差が所定の閾値より大きいとき、前記高周波を重畳する
    請求項１乃至請求項５のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
  7. 　前記高周波重畳部は、前記特徴量の大きさに応じて、前記高周波の振幅を変化させる
    請求項１乃至請求項６のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
  8. 　前記推定部は、拡張誘起電圧を用いて前記推定回転位相角を算出する
    請求項１乃至請求項７のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
  9. 　前記推定部は、
    　前記高周波に基づいて前記推定回転位相角を算出する第１推定部と、
    　前記第１推定部と異なる方法で前記推定回転位相角を算出する第２推定部と、
    を備える請求項１乃至請求項８のいずれか１項に記載のインバータ制御装置。
  10. 　前記回転駆動対象のパワーが所定の閾値より小さいとき、前記第１推定部が算出した前記推定回転位相角を用いて制御する
    請求項９に記載のインバータ制御装置。
  11. 　前記回転駆動対象への電圧振幅指令が所定の閾値より小さいとき、前記第１推定部が算出した前記推定回転位相角を用いて制御する
    請求項９に記載のインバータ制御装置。
  12. 　モータと、
    　前記モータに接続されるインバータ主回路と、
    　電流指令を生成する電流指令生成部と、
    　前記インバータ主回路から出力される電流が、前記電流指令と等しくなる電圧指令を生成する電圧指令生成部と、
    　前記モータの推定回転位相角を算出する推定部と、
    　前記モータの特徴量と閾値との関係に応じて、前記電流指令又は前記電圧指令に高周波を重畳する高周波重畳部と、
    を備えるモータ駆動システム。
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