WO2014038338A1

WO2014038338A1 - 光通信モジュール、宅側装置および発光素子の制御方法

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Publication number: WO2014038338A1
Application number: PCT/JP2013/071362
Authority: WO
Inventors: 秀逸湯田; 成斗田中
Original assignee: 住友電気工業株式会社
Priority date: 2012-09-06
Filing date: 2013-08-07
Publication date: 2014-03-13
Also published as: WO2014038239A1; JP6152852B2; US9525480B2; US20150188627A1; JPWO2014038338A1; CA2884166A1

Abstract

　光通信モジュール（２１）は、バースト光信号を送信するための発光素子（ＬＤ）に、送信すべきデータの論理値に応じた大きさの変調電流を供給するための変調電流供給回路（６３）と、発光素子（ＬＤ）から受けた光の強度に応じた電流を出力するためのモニタ用受光素子（ＰＤ）と、設定された測定タイミングにおいてモニタ用受光素子（ＰＤ）の出力電流を測定するための測定部（３１）と、測定部（３１）による出力電流の測定結果に基づいて、変調電流の大きさを調整するための調整部（３２）と、バースト光信号の送信を制御するための制御信号に基づいて測定タイミングを設定するための測定タイミング設定部（３３）とを備える。

Description

光通信モジュール、宅側装置および発光素子の制御方法

　本発明は、光通信モジュール、宅側装置、および発光素子の制御方法に関する。特に、本発明は、送信光信号をモニタする光通信モジュール、宅側装置、および発光素子の制御方法に関する。

　近年、インターネットが広く普及しており、利用者は世界各地で運営されているサイトの様々な情報にアクセスし、その情報を入手することが可能である。これに伴って、ＡＤＳＬ（Asymmetric　Digital　Subscriber　Line）およびＦＴＴＨ（Fiber　To　The　Home）等のブロードバンドアクセスが可能な装置も急速に普及してきている。

　ＩＥＥＥ　Ｓｔｄ　８０２．３ａｈ（登録商標）－２００４（非特許文献１）には、受動的光ネットワーク（ＰＯＮ：Passive　Optical　Network）の１つの方式が開示されている。受動的光ネットワークは、複数の宅側装置（ＯＮＵ：Optical　Network　Unit）が光通信回線を共有して局側装置（ＯＬＴ：Optical　Line　Terminal）とデータ伝送を行なうという媒体共有形通信を実現する。すなわち、非特許文献１では、ＰＯＮを通過するユーザ情報およびＰＯＮを管理運用するための制御情報を含めた、すべての情報がイーサネット（登録商標）フレームの形式で通信されるＥＰＯＮ（Ethernet（登録商標）　PON）と、ＥＰＯＮのアクセス制御プロトコル（ＭＰＣＰ（Multi-Point　Control　Protocol））およびＯＡＭ（Operations　Administration　and Maintenance）プロトコルとが規定されている。局側装置と宅側装置との間でＭＰＣＰフレームをやりとりすることによって、宅側装置の加入、離脱、および上りアクセス多重制御などが行なわれる。また、非特許文献１では、ＭＰＣＰメッセージによる、新規宅側装置の登録方法、帯域割り当て要求を示すレポート、および送信指示を示すゲートについて記載されている。

　ＧＥ－ＰＯＮ（Giga　Bit　Ethernet（登録商標）　Passive　Optical　Network）は、１ギガビット／秒の通信速度を実現するＥＰＯＮである。ＧＥ－ＰＯＮの次世代の技術として、ＩＥＥＥ８０２．３ａｖ（登録商標）－２００９として標準化が行なわれた１０Ｇ－ＥＰＯＮがある。１０Ｇ－ＥＰＯＮは、通信速度が１０ギガビット／秒相当のＥＰＯＮである。１０Ｇ－ＥＰＯＮにおいても、アクセス制御プロトコルはＭＰＣＰが前提となっている。

　ＯＮＵおよび局側装置等の光通信装置の伝送用発光体として一般に用いられている発光素子は、以下のような光学的特性を有している。すなわち、注入電流と出力光との関係を表す発光効率が強い温度依存性を有している。また、発光素子の老化によっても発光効率の特性が劣化する。このため、広範囲の環境温度および経年劣化に対応し、所望の光出力パワーすなわちＤＣ特性、および所望の消光比すなわちＡＣ特性を得られるよう、発光素子の制御を行なうことが重要である。

　１０Ｇ－ＥＰＯＮのＯＮＵでは、たとえば、発光素子に供給するバイアス電流および変調電流を直接制御する直接変調方式が採用されている。ここで、変調電流は、送信すべきデータの論理値に応じた大きさの電流である。

　この直接変調方式では、バイアス電流については、たとえば、発光素子の前方光に比例した後方光をモニタ用受光素子で受光し、受光量をバイアス電流供給回路へフィードバックする方法が採用されている。

　一方、変調電流については、装置の周囲温度と変調電流の制御値との対応関係を示すルックアップテーブルを用いてフィードフォワード制御を行なう方法が考えられる。

　あるいは、変調電流の制御方法として、１Ｇｂｐｓおよび２．５Ｇｂｐｓ等の比較的低速な光通信装置においては、変調電流についても、モニタ用受光素子から出力された信号の振幅を検知して変調電流供給回路へフィードバック制御する方法が考えられる（たとえば、特許文献１（国際公開ＷＯ２００７／１０３８０３）参照）。

　また、光信号が連続的に送信される光通信装置では次の方式が考えられる。すなわち、主信号とは別に、たとえば、約１００ｍｓ周期で、主信号の振幅の数％の振幅を有する低速かつ微小なパイロット電流を、発光素子への供給電流に重畳する。後方光に基づく約１００ｍｓ周期の信号の変化量をモニタする。そして、モニタ結果に基づいて発光効率を算出し、算出結果を変調電流供給回路へフィードバックする（たとえば、特許文献２（国際公開ＷＯ９８／４３３３０）参照）。

国際公開ＷＯ２００７／１０３８０３国際公開ＷＯ９８／４３３３０

IEEE　Std　802.3ah（登録商標）-2004

　変調電流について、上記のようなフィードフォワード制御を行なう方法では、環境温度の変化に対しては適切な変調電流を設定することができる。しかし、発光素子の経年劣化に対して適切な変調電流を設定することは困難である。

　また、変調電流について、上記のようなルックアップテーブルを作成するためには、たとえば、低温、室温および高温での変調電流の値を用いた３点近似式を使用する必要がある。このため作成コストが高くなる。

　そこで、変調電流についても、特許文献１に記載の技術のように、モニタ用受光素子を用いたフィードバック制御を行なうことが好ましい。たとえば１０Ｇ－ＥＰＯＮでは、スクランブルされた１０Ｇｂｐｓの光信号をモニタする必要がある。しかしながら、モニタ用受光素子の寄生容量の影響により、当該光信号について安定した振幅をモニタすることが困難である。

　たとえば、モニタ用受光素子の寄生容量を１０ｐＦとし、直列抵抗を５００Ωとすると、時定数は５ｎｓとなる。このような時定数では、たとえば、”０１０１…”等のように、”０”信号および”１”信号が交互に送信されるデータの光信号をモニタする場合、当該光信号の基本周波数は約５ＧＨｚすなわち周期が２００ｐｓ（ピコ秒）となる。このために、光信号をモニタするための帯域が不足することになる。

　また、光信号のモニタ回路の応答性を向上させるために、１０Ｇｂｐｓ用トランスインピーダンスアンプを使用する構成が考えられる。しかしながら、部品コストおよび実装コストが高くなる。低コストが求められるＯＮＵでは、この構成を採用することは困難である。

　また、特許文献２に記載の技術のように、パイロット電流を発光素子への供給電流に重畳する方法でも、約１００ｍｓ周期のパイロット電流によって、たとえば１０Ｇ－ＥＰＯＮのＯＮＵに求められる５１２ｎｓのバースト応答、あるいはフィードバック制御によって所望の光信号レベルに到達するまでの数十ｕｓ（マイクロ秒）の要求時間を満たすことは困難である。

　また、１０Ｇ－ＥＰＯＮのＯＮＵから送信されるフレームのペイロードの信号は、ＰＲＢＳ（Pseudo　Random　Bit　Stream）３１段のスクランブル処理された信号である。すなわち、最大同符号連続ビット数が３１ビットであり、最低周波数成分が４．７Ｈｚである。したがって、この信号に対して、約１００ｍｓ周期のパイロット電流よりも高速な電流を重畳すると、後方光の変化量を正確にモニタすることができなくなる。

　この発明は、上述の課題を解決するためになされたもので、その目的は、発光素子から送信されるバースト光信号を良好にモニタして当該発光素子を適切に制御するとともに、製造コストの上昇を抑制することが可能な光通信モジュール、宅側装置および発光素子の制御方法を提供することである。

　この発明のある局面に係る光通信モジュールは、バースト光信号を送信するための発光素子に、送信すべきデータの論理値に応じた大きさの変調電流を供給するための変調電流供給回路と、上記発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するためのモニタ用受光素子と、設定された測定タイミングにおいて上記モニタ用受光素子の出力電流を測定するための測定部と、上記測定部による上記出力電流の測定結果に基づいて、上記変調電流の大きさを調整するための調整部と、上記バースト光信号の送信を制御するための制御信号に基づいて上記測定タイミングを設定するための測定タイミング設定部とを備え、上記測定部は、上記測定タイミング設定部によって設定された上記測定タイミング内に、上記出力電流または、上記出力電流に相当する値をサンプリングして、上記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するサンプルホールド回路を含み、上記測定タイミング設定部は、上記制御信号から上記測定タイミングを生成する遅延回路を含み、上記バースト光信号のビットレートは２．５ギガビット／秒より大きい。

　このような構成により、特に大幅な回路追加を行なうことなく、高速なバースト光信号について安定した振幅をモニタすることができる。また、作成コストが高くなるルックアップテーブルを作成することなく、また、１０Ｇｂｐｓ用トランスインピーダンスアンプ等、高コストとなる部品を使用することなく、低コストで、変調電流のフィードバック制御を行なうことができる。この変調電流のフィードバック制御により、発光素子の経年劣化に対して適切な変調電流を設定することができる。したがって、発光素子から送信されるバースト光信号を良好にモニタし、当該発光素子を適切に制御するとともに、製造コストの上昇を抑制することができる。

　好ましくは、上記光通信モジュールは、さらに、上記発光素子にバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給回路を備え、上記変調電流供給回路は、上記バイアス電流供給回路が上記バイアス電流の供給を開始した後に上記変調電流の供給を開始し、上記測定タイミングは、上記バイアス電流の供給開始タイミング後、かつ上記変調電流の供給開始タイミングから遡って所定時間以内のタイミングである。

　このような構成により、モニタ用受光素子の出力電流の直流レベルを測定すればよい。このため、追加回路が少なくてすみ、構成の簡易化を図ることができる。また、たとえば、発光素子に対してバイアス電流が単独で供給されている段階で適切な変調電流を早期に設定することができる。

　より好ましくは、上記測定タイミングは、上記バイアス電流の供給開始タイミング後、かつ上記変調電流の供給開始タイミングから遡って所定時間以内の第１のタイミング、および上記変調電流の供給開始タイミングの後の第２のタイミングである。

　このような構成により、変調電流の供給開始前のタイミングおよび変調電流の供給開始後のタイミングにおいて測定したモニタ用受光素子の出力電流に基づいて、より適切な変調電流値を設定することができる。

　好ましくは、上記光通信モジュールは、さらに、上記発光素子にバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給回路を備え、上記バイアス電流供給回路は、上記変調電流供給回路が上記変調電流の供給を停止した後に上記バイアス電流の供給を停止し、上記測定タイミングは、上記変調電流の供給停止タイミング後、かつ上記バイアス電流の供給停止タイミングから遡って所定時間以内のタイミングである。

　このような構成により、モニタ用受光素子の出力電流の直流レベルを測定すればよいことから、追加回路が少なくてすみ、構成の簡易化を図ることができる。また、たとえば、発光素子に対してバイアス電流が単独で供給されている段階で、適切な変調電流を早期に設定することができる。

　より好ましくは、上記測定タイミングは、上記変調電流の供給停止タイミング後、かつ上記バイアス電流の供給停止タイミングから遡って所定時間以内の第１のタイミング、および上記変調電流の供給停止タイミングの前の第２のタイミングである。

　このような構成により、変調電流の供給停止後のタイミングおよび変調電流の供給停止前のタイミングにおいて測定したモニタ用受光素子の出力電流に基づいて、より適切な変調電流値を設定することができる。

　より好ましくは、上記測定部は、上記出力電流の直流レベルを測定し、上記調整部は、上記第２のタイミングにおいて測定された上記出力電流の直流レベルが、上記第１のタイミングにおいて測定された上記出力電流の直流レベルの所定数倍になるように上記変調電流の大きさを調整する。

　このような構成により、変調電流の供給開始前におけるモニタ用受光素子の出力電流の直流レベルを基準として、変調電流の供給開始後におけるモニタ用受光素子の出力電流を適切に設定することができる。

　好ましくは、上記測定タイミングは、上記バースト光信号における所定のビット列の区間に含まれる。

　このような構成により、モニタ用受光素子の出力電流が安定するタイミングにおいて測定を行ない、より適切な変調電流値を設定することができる。

　より好ましくは、上記測定部は、上記区間における上記出力電流の振幅を測定し、上記調整部は、上記測定部によって測定された上記振幅が目標値になるように、上記変調電流の大きさを調整する。

　このような構成により、モニタ用受光素子の出力電流が安定するタイミングにおいて測定したモニタ用受光素子の出力電流の振幅から、変調電流の設定値を適切に算出することができる。

　より好ましくは、上記光通信モジュールは、さらに、上記変調電流より小さいパイロット電流を生成し、生成した上記パイロット電流を、上記出力電流に影響を与える影響点に重畳するためのパイロット電流生成部を備え、上記調整部は、上記影響点と上記測定部の測定結果との関係に基づいて、上記変調電流の大きさを調整する。

　このように、バースト光信号と比べて振幅が安定したパイロット信号を用いる構成により、より正確に変調電流のフィードバック制御を行なうことができる。

　より好ましくは、上記光通信モジュールは、さらに、上記発光素子にバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給回路を備え、上記調整部は、さらに、上記測定部による上記出力電流の測定結果に基づいて、上記バイアス電流の大きさを調整し、上記測定部は、さらに、上記バイアス電流を測定し、上記パイロット電流生成部は、上記影響点として上記出力電流に上記パイロット電流を重畳し、上記調整部は、上記出力電流の変動に対応する上記バイアス電流の変動が目標値になるように、上記変調電流の大きさを調整する。

　このような構成により、パイロット電流の重畳先を適切に選択し、変調電流のフィードバック制御を良好に行なうことができる。

　より好ましくは、上記光通信モジュールは、さらに、上記発光素子にバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給回路を備え、上記パイロット電流生成部は、上記影響点として上記バイアス電流に上記パイロット電流を重畳し、上記調整部は、上記パイロット電流の変動に対応する上記出力電流の変動が目標値になるように、上記変調電流の大きさを調整する。

　より好ましくは、上記パイロット電流生成部は、上記影響点として上記変調電流に上記パイロット電流を重畳し、上記調整部は、上記パイロット電流の変動に対応する上記出力電流の変動が目標値になるように、上記変調電流の大きさを調整する。

　より好ましくは、上記測定部は、上記区間における上記出力電流の振幅を測定し、上記パイロット電流生成部は、上記バースト光信号の変調レートよりも低い周波数を有し、かつ上記変調電流の振幅より所定割合以上小さい振幅を有するパイロット電流を生成する。

　より好ましくは、上記パイロット電流の周波数は、上記区間の長さの逆数よりも大きい。

　このような構成により、１つの同期パターン区間において少なくとも１回、モニタ用受光素子の出力電流の振幅変化を測定し、変調電流の設定変更を行なうことができるため、変調電流が所望の値に収束するまでに要する時間を短縮することができる。

　より好ましくは、上記測定部は、上記区間における上記出力電流の直流レベルを測定し、上記パイロット電流生成部は、上記変調電流の振幅よりも小さい電流値のパイロット電流を生成し、上記バースト光信号を単位として、上記影響点へ供給する上記パイロット電流の電流値を変動させる。

　このような構成により、モニタ用受光素子の出力電流の変動ではなく、出力電流そのものを測定すればよいことから、出力電流のサンプリング回数を減らすことができる。

　好ましくは、上記測定タイミングは、上記バースト光信号における所定のビット列の区間に含まれる第１のタイミング、および、上記変調電流の供給開始タイミングの後の第２のタイミングである。

　好ましくは、上記測定部は、上記第１のタイミングにおいて、上記所定のビット列の区間における上記出力電流のピークレベルを測定し、上記第２のタイミングにおいて、上記出力電流の直流レベルを測定する。上記調整部は、上記第２のタイミングにおいて測定された上記出力電流の上記直流レベルが、上記第１のタイミングにおいて測定された上記出力電流の上記ピークレベルの所定数倍となるように、上記変調電流の大きさを調整する。

　このような構成により、電流量が大きいときの出力電流をモニタすることができる。これにより、変調電流の供給開始後におけるモニタ用受光素子の出力電流を適切に設定することができる。さらに、バースト光信号における所定のビット列の区間は、上記バイアス電流の供給開始タイミングより遅いため、測定タイミング設定部に要求される応答時間を長く設定することができる。

　好ましくは、上記光通信モジュールは、さらに、上記発光素子にバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給回路と、上記出力電流を電圧に変換する電流電圧変換部とを備える。上記測定部は、上記電流電圧変換部からの出力電圧を測定することにより上記出力電流を測定する。

　このような構成により、バイアスセトリング区間の短縮を図ることができるので、バースト光信号のプリバイアス区間が短い場合であっても適切に出力電流をサンプリングすることができる。

　より好ましくは、上記変調電流供給回路は、上記バイアス電流供給回路が上記バイアス電流の供給を開始した後に上記変調電流の供給を開始する。上記測定タイミングは、上記バースト光信号の送信を許可するための命令が発せられたタイミングの後、かつ上記変調電流の供給開始タイミングから遡って所定時間以内のタイミングである。

　好ましくは、上記測定タイミングは、上記バイアス電流の供給開始タイミング後、かつ上記変調電流の供給開始タイミングから遡って所定時間以内の第１のタイミング、および上記変調電流の供給開始タイミングの後の第２のタイミングである。

　このような構成により、出力電流の直流レベルを、より正確に測定することが可能となる。

　より好ましくは、上記光通信モジュールは、さらに、上記電流電圧変換部からの電圧を第２の出力電流に変換する電圧電流変換部を備える。上記調整部は、上記電圧電流変換部からの上記第２の出力電流に基づいて、上記バイアス電流の大きさを調整する。

　このような構成によれば、電流電圧変換部によって、モニタ用受光素子の出力電流が電圧に変換される。たとえばモニタ用受光素子の出力電流をカレントミラー回路によって、調整部に供給する場合、カレントミラー回路を構成するトランジスタの微分抵抗値が時定数（応答性）に影響を与える可能性がある。上記の構成によれば、電圧電流変換部を用いることによって、調整部によるバイアス電流の調整と、測定部によるモニタ用受光素子の出力電流の測定とを分離できるので、モニタ用受光素子の出力電流をモニタするための周波数帯域を広げることができる。

　好ましくは、上記光通信モジュールは、さらに、上記出力電流の大きさと上記変調電流の大きさとの比を表す情報を記憶するための記憶部を備え、上記調整部は、上記情報を用いて上記変調電流の大きさを調整する。

　このような構成により、記憶部における情報の書き換えにより、任意の消光比を得ることができる。また、モニタ用受光素子の出力電流から変調電流の設定値を簡易な処理で算出することができる。

　好ましくは、上記光通信モジュールは、さらに、上記光通信モジュールの周囲温度と上記変調電流の初期値との対応関係を記憶するための記憶部と、上記測定部によって前回測定された上記出力電流の振幅に対する、今回測定された上記出力電流の振幅の変化幅が所定値未満となる場合に、上記対応関係において、検出された上記光通信モジュールの周囲温度に対応する上記初期値を、今回測定された上記出力電流の振幅に変更するための初期値更新部とを備える。

　このような構成により、変調電流が所望の値に収束するまでに要する時間を短縮することができる。また、ルックアップテーブルを環境温度の変化だけでなく経年劣化にも対応させることができる。

　またこの発明の別の局面に係る光通信モジュールは、バースト光信号を送信するための発光素子に、送信すべきデータの論理値に応じた大きさの変調電流を供給するための変調電流供給回路と、上記発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するためのモニタ用受光素子と、設定された測定タイミングにおいて上記モニタ用受光素子の出力電流を測定するための測定部と、上記測定部による上記出力電流の測定結果に基づいて、上記変調電流の大きさを調整するための調整部と、上記バースト光信号の送信を制御するための制御信号に基づいて上記測定タイミングを設定するための測定タイミング設定部とを備え、上記測定部は、上記測定タイミング設定部によって設定された上記測定タイミング内に、上記出力電流または、上記出力電流に相当する値をサンプリングして、上記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するサンプルホールド回路を含み、上記測定タイミング設定部は、上記制御信号から上記測定タイミングを生成する遅延回路を含み、上記バースト光信号のビットレートは、上記出力電流に対する上記測定部の応答速度より大きい。

　この発明のある局面に係る宅側装置は、局側装置と光信号を送受信するための宅側装置であって、バースト光信号を送信するための発光素子と、送信すべきデータの論理値に応じた大きさの変調電流を上記発光素子に供給するための変調電流供給回路と、上記発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するためのモニタ用受光素子と、設定された測定タイミングにおいて上記モニタ用受光素子の出力電流を測定するための測定部と、上記測定部による上記出力電流の測定結果に基づいて、上記変調電流の大きさを調整するための調整部と、上記測定タイミングを設定するための測定タイミング設定部と、上記発光素子および上記モニタ用受光素子を少なくとも含む光通信モジュールを制御するための制御部とを備え、上記制御部は、上記バースト光信号の送信を制御するための制御信号を上記光通信モジュールへ出力し、上記測定タイミング設定部は、上記制御信号に基づいて上記測定タイミングを設定し、上記測定部は、上記測定タイミング設定部によって設定された上記測定タイミング内に、上記出力電流または、上記出力電流に相当する値をサンプリングして、上記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するサンプルホールド回路を含み、上記測定タイミング設定部は、上記制御信号から上記測定タイミングを生成する遅延回路を含み、上記バースト光信号のビットレートは２．５ギガビット／秒より大きい。

　好ましくは、上記測定タイミングは、上記バースト光信号が送信されていない非送信タイミングを含む。

　このような構成により、より適切な変調電流値を設定することができる。たとえば、測定部に使用される部品等に、入出力オフセットの温度依存性が存在する可能性がある。このような温度依存性が、消光比の温度依存性をもたらしうる。そこで、バースト光信号が送信されていないタイミングでモニタ用受光素子の出力電流を測定する。このような測定により、調整部は、その測定された値を変調電流の大きさの調整に用いることができる。したがって、より適切な変調電流値を設定することができる。

　より好ましくは、上記調整部は、前記非送信タイミングにおいて測定された上記出力電流に基づいて、上記モニタ用受光素子または前記測定部のオフセット値を取得して、上記オフセット値を用いて上記変調電流の大きさを調整する。

　このような構成により、より適切な変調電流値を設定することができる。
　またこの発明の別の局面に係る宅側装置は、局側装置と光信号を送受信するための宅側装置であって、バースト光信号を送信するための発光素子と、送信すべきデータの論理値に応じた大きさの変調電流を上記発光素子に供給するための変調電流供給回路と、上記発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するためのモニタ用受光素子と、設定された測定タイミングにおいて上記モニタ用受光素子の出力電流を測定するための測定部と、上記測定部による上記出力電流の測定結果に基づいて、上記変調電流の大きさを調整するための調整部と、上記測定タイミングを設定するための測定タイミング設定部と、上記発光素子および上記モニタ用受光素子を少なくとも含む光通信モジュールを制御するための制御部とを備え、上記制御部は、上記バースト光信号の送信を制御するための制御信号を上記光通信モジュールへ出力し、上記測定タイミング設定部は、上記制御信号に基づいて上記測定タイミングを設定し、上記測定部は、上記測定タイミング設定部によって設定された上記測定タイミング内に、上記出力電流または、上記出力電流に相当する値をサンプリングして、上記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するサンプルホールド回路を含み、上記測定タイミング設定部は、上記制御信号から上記測定タイミングを生成する遅延回路を含み、上記バースト光信号のビットレートは、上記出力電流に対する上記測定部の応答速度より大きい。

　この発明のある局面に係る発光素子の制御方法は、バースト光信号を送信するための発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するモニタ用受光素子、の出力電流を測定する測定タイミングを、上記バースト光信号の送信を制御するための制御信号、および遅延回路に基づいて設定するステップと、設定した上記測定タイミングにおいて上記出力電流を測定するステップと、上記設定した測定タイミング内に、上記出力電流または、上記出力電流に相当する値をサンプリングして、上記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するステップと、上記発光素子に供給する電流であって送信すべきデータの論理値に応じた大きさを有する電流である変調電流、の大きさを、上記出力電流の測定結果に基づいて調整するステップとを含み、上記バースト光信号のビットレートは２．５ギガビット／秒より大きい。

　これにより、特に大幅な回路追加を行なうことなく、高速なバースト光信号について安定した振幅をモニタすることができる。また、作成コストが高くなるルックアップテーブルを作成することなく、また、１０Ｇｂｐｓ用トランスインピーダンスアンプ等、高コストとなる部品を使用することなく、低コストで、変調電流のフィードバック制御を行なうことができる。この変調電流のフィードバック制御により、発光素子の経年劣化に対して適切な変調電流を設定することができる。したがって、発光素子から送信されるバースト光信号を良好にモニタし、当該発光素子を適切に制御するとともに、製造コストの上昇を抑制することができる。

　またこの発明の別の局面に係る発光素子の制御方法は、バースト光信号を送信するための発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するモニタ用受光素子、の出力電流を測定する測定タイミングを、上記バースト光信号の送信を制御するための制御信号、および遅延回路に基づいて設定するステップと、設定した上記測定タイミングにおいて上記出力電流を測定するステップと、上記設定した測定タイミング内に、上記出力電流または、上記出力電流に相当する値をサンプリングして、上記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するステップと、上記発光素子に供給する電流であって送信すべきデータの論理値に応じた大きさを有する電流である変調電流、の大きさを、上記出力電流の測定結果に基づいて調整するステップとを含み、上記バースト光信号のビットレートは、上記出力電流の測定における応答速度より大きい。

　本発明によれば、発光素子から送信されるバースト光信号を良好にモニタして当該発光素子を適切に制御するとともに、製造コストの上昇を抑制することができる。

本発明の第１の実施の形態に係るＰＯＮシステムの構成を示す図である。本発明の第１の実施の形態に係るＰＯＮシステムにおける宅側装置の構成を示す図である。本発明の第１の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの構成を示す図である。本発明の第１の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける駆動回路の構成を示す図である。本発明の第１の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける光出力およびバーストディスエーブル信号を概略的に示す図である。本発明の第１の実施の形態に係るＰＯＮシステムにおけるバースト光信号の一例を示す図である。モニタ用受光素子の出力電流と消光比との関係を示す図である。本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールにおける変調電流調整の具体例を示す図である。本発明の第１の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。本発明の第１の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおけるモニタ用制御信号の一例を示す図である。本発明の第１の実施の形態に係る発光素子の制御方法の手順を示すフローチャートである。本発明の第２の実施の形態に係る光通信モジュールにおけるモニタ用受光素子の出力電流の測定タイミングを説明するための図である。本発明の第２の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。本発明の第２の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおけるモニタ用制御信号の一例を示す図である。本発明の第３の実施の形態に係る光通信モジュールにおいて重畳するパイロット電流を示す図である。本発明の第３の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの構成を示す図である。本発明の第３の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。本発明の第３の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの変形例１の構成を示す図である。本発明の第３の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの変形例２の構成を示す図である。本発明の第３の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールの変形例２における測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。本発明の第５の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。本発明の第５の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおけるモニタ用制御信号の一例を示す図である。本発明の第６の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。本発明の第６の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおけるモニタ用制御信号の一例を示す図である。ゲート信号が論理ローレベルである期間と、サンプルホールド回路８６の出力電圧との関係を説明するための図である。カレントミラーを構成するトランジスタの微分抵抗値を説明するためのグラフである。図９に示されるオフディレイ回路の一構成例を示した図である。本発明の第６の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの変形例１の構成を示す図である。図２８に示された測定タイミング設定部の動作を説明するためのタイミング図である。本発明の第６の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの変形例２の構成を示す図である。図３０に示された測定タイミング設定部の動作を説明するためのタイミング図である。本発明の第７の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。本発明の第７の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおけるモニタ用制御信号の一例を示す図である。

　以下、本発明の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

　＜第１の実施の形態＞
　図１は、本発明の第１の実施の形態に係るＰＯＮシステムの構成を示す図である。

　図１を参照して、ＰＯＮシステム３０１は、たとえば１０Ｇ－ＥＰＯＮであり、ＯＮＵ２０２Ａ，２０２Ｂ，２０２Ｃ，２０２Ｄと、局側装置２０１と、スプリッタＳＰ１，ＳＰ２とを備える。ＯＮＵ２０２Ａ，２０２Ｂ，２０２Ｃと局側装置２０１とは、スプリッタＳＰ１およびＳＰ２ならびに光ファイバＯＰＴＦを介して接続され、互いに光信号を送受信する。ＯＮＵ２０２Ｄと局側装置２０１とは、スプリッタＳＰ２および光ファイバＯＰＴＦを介して接続され、互いに光信号を送受信する。ＰＯＮシステム３０１では、ＯＮＵ２０２Ａ，２０２Ｂ，２０２Ｃ，２０２Ｄから局側装置２０１への光信号が時分割多重される。

　図２は、本発明の第１の実施の形態に係るＰＯＮシステムにおける宅側装置の構成を示す図である。

　図２を参照して、ＯＮＵ２０２は、光通信モジュール２１と、ＰＯＮ受信処理部２２と、バッファメモリ２３と、ＵＮ送信処理部２４と、ＵＮＩ（User　Network　Interface）ポート２５と、ＵＮ受信処理部２６と、バッファメモリ２７と、ＰＯＮ送信処理部２８と、制御部２９とを備える。

　光通信モジュール２１は、ＯＮＵ２０２に対して脱着可能である。光通信モジュール２１は、局側装置２０１から送信される下り光信号を受信し、電気信号に変換して出力する。

　ＰＯＮ受信処理部２２は、光通信モジュール２１から受けた電気信号からフレームを再構成するとともに、フレームの種別に応じて制御部２９またはＵＮ送信処理部２４にフレームを振り分ける。具体的には、ＰＯＮ受信処理部２２は、データフレームを、バッファメモリ２３経由でＵＮ送信処理部２４へ出力し、制御フレームを制御部２９へ出力する。

　制御部２９は、各種制御情報を含む制御フレームを生成し、その制御フレームをＵＮ送信処理部２４へ出力する。

　ＵＮ送信処理部２４は、ＰＯＮ受信処理部２２から受けたデータフレームおよび制御部２９から受けた制御フレームを、ＵＮＩポート２５経由で、図示しないパーソナルコンピュータ等のユーザ端末へ送信する。

　ＵＮ受信処理部２６は、ＵＮＩポート２５経由でユーザ端末から受信したデータフレームを、バッファメモリ２７経由でＰＯＮ送信処理部２８へ出力する。ＵＮ受信処理部２６は、ＵＮＩポート２５経由でユーザ端末から受信した制御フレームを、制御部２９へ出力する。

　制御部２９は、ＭＰＣＰおよびＯＡＭ等、局側装置２０１およびＯＮＵ２０２の間のＰＯＮ回線の制御および管理に関する宅側処理を行なう。すなわち、制御部２９は、ＰＯＮ回線に接続されている局側装置２０１と、ＭＰＣＰメッセージおよびＯＡＭメッセージをやりとりすることによって、アクセス制御等の各種制御を行なう。制御部２９は、各種制御情報を含む制御フレームを生成し、ＰＯＮ送信処理部２８へ出力する。また、制御部２９は、ＯＮＵ２０２における各ユニットの各種設定処理を行なう。

　ＰＯＮ送信処理部２８は、ＵＮ受信処理部２６から受けたデータフレームおよび制御部２９から受けた制御フレームを、光通信モジュール２１へ出力する。

　光通信モジュール２１は、ＰＯＮ送信処理部２８から受けたデータフレームおよび制御フレームを光信号に変換し、その光信号を局側装置２０１へ送信する。

　図３は、本発明の第１の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの構成を示す図である。

　図３を参照して、光通信モジュール２１は、測定部３１と、調整部３２と、測定タイミング設定部３３と、プリアンプ６１と、駆動回路５１と、電源６６と、タイミング回路６７と、発光回路７５と、モニタ用受光素子ＰＤと、マスタＩ／Ｆ（インタフェース）６９とを含む。調整部３２は、ＣＰＵ（Central　Processing　Unit）７０と、スレイブＩ／Ｆ７１と、ＡＰＣ（Auto　Power　Control）制御部７２とを含む。駆動回路５１は、出力バッファ回路（変調電流供給回路）６３と、バイアス電流供給回路６８とを含む。発光回路７５は、発光素子ＬＤと、インダクタ７８，７９とを含む。ＣＰＵ７０は、たとえばＥＥＰＲＯＭ（Electrically　Erasable　Programmable　Read　Only　Memory）である記憶部７３を含む。

　たとえば、プリアンプ６１と、駆動回路５１と、電源６６と、タイミング回路６７と、測定部３１と、調整部３２と、測定タイミング設定部３３とは、プリント基板（ＰＣＢ：Print　Circuit　Board）に実装されている。また、たとえば、発光素子ＬＤおよびモニタ用受光素子ＰＤは、アセンブリされた発光モジュール（以下、ＴＯＳＡ：Transmitter　Optical　Sub-Assemblyとも称する。）に内蔵されている。これらプリント基板およびＴＯＳＡの間は、たとえばフレキシブルプリント基板（ＦＰＣ：Flexible　Print　Circuit　Board）を介して接続されている。すなわち、本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールは、光信号の送信機能を有する光トランスミッタとして実施可能である。

　なお、発光素子ＬＤおよびモニタ用受光素子ＰＤは、下り光信号を受信するための受光素子とともにアセンブリされたＢＯＳＡ（Bi-directional　Optical　Sub-Assembly）に内蔵されてもよい。この場合、ＢＯＳＡの送信部分が、図３に示すＴＯＳＡに相当する。本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールは、光信号の送信機能および受信機能を有する光トランシーバとして実施可能である。

　プリアンプ６１は、ＵＮ受信処理部２６からのデータフレームおよび制御部２９からの制御フレームである、送信データを受けて、当該送信データを増幅して出力する。たとえば、プリアンプ６１は、当該送信データを、信号線ＩＮＰ，ＩＮＮからバランス信号として受ける。

　駆動回路５１は、発光回路７５における発光素子ＬＤを駆動する。より詳細には、出力バッファ回路６３は、たとえば２つのトランジスタを有する差動駆動回路を含む。出力バッファ回路６３は、プリアンプ６１から受けた送信データに基づいて、発光回路７５に差動変調電流を供給する。この変調電流は、局側装置２０１へ送信すべきデータの論理値に応じた大きさの電流である。差動駆動回路を用いる構成により、送信データの論理値の変化に対する変調電流の応答速度を向上させることができる。

　発光回路７５は、上り光信号を局側装置２０１へ送信する。発光回路７５において、発光素子ＬＤは、固定電圧たとえば電源電圧Ｖｃｃが供給される電源ノードに電気的に接続され、光信号を送信する。具体的には、発光素子ＬＤは、電源電圧Ｖｃｃの供給される電源ノードにインダクタ７８を介して接続され、また、バイアス電流供給回路６８にインダクタ７９を介して接続されている。発光素子ＬＤは、バイアス電流供給回路６８から供給されたバイアス電流、および出力バッファ回路６３から供給された変調電流に基づいて、発光し、かつ発光強度を変更する。

　電源６６は、出力バッファ回路６３に、電力としてたとえば電流を供給し、電力供給の開始および停止を制御することが可能である。より詳細には、電源６６は、制御部２９から受けたバーストディスエーブル信号に基づいて、出力バッファ回路６３に電力を供給するか否かを切り替える。

　具体的には、電源６６は、バーストディスエーブル信号が非活性化されている場合に出力バッファ回路６３への電力供給を行なう。電源６６は、バーストディスエーブル信号が活性化されている場合に当該電力供給を停止する。

　また、タイミング回路６７は、出力バッファ回路６３から発光素子ＬＤへの変調電流の供給を強制的に停止する制御を行なう。

　バイアス電流供給回路６８は、発光回路７５に、電力としてバイアス電流を供給する。また、バイアス電流供給回路６８は、制御部２９から受けたバーストディスエーブル信号に基づいて、発光回路７５にバイアス電流を供給するか否かを切り替える。ここで、光通信モジュール２１では、発光素子ＬＤへの変調電流の大きさがゼロの状態において、バイアス電流が発光素子ＬＤに供給されると発光素子ＬＤが発光するように、バイアス電流の値が設定される。なお、光通信モジュール２１は、バイアス電流供給回路６８を含まない構成であってもよい。

　バイアス電流供給回路６８および出力バッファ回路６３は、バースト光信号の送信開始タイミングに従って、バイアス電流Ｉｂｉａｓおよび変調電流Ｉｍｏｄの発光素子ＬＤへの供給をそれぞれ開始する。バイアス電流供給回路６８および出力バッファ回路６３は、バースト光信号の送信終了タイミングに従ってバイアス電流Ｉｂｉａｓおよび変調電流Ｉｍｏｄの発光素子ＬＤへの供給をそれぞれ停止する。

　発光回路７５において、インダクタ７８は、電源電圧Ｖｃｃの供給される電源ノードに電気的に接続された第１端と、第２端とを有する。発光素子ＬＤは、たとえばレーザダイオードであり、インダクタ７８の第２端に電気的に接続されたアノードと、インダクタ７９の第１端に電気的に接続されたカソードとを有する。出力バッファ回路６３から出力された変調電流は、発光素子ＬＤのアノードからカソードへ流れる。

　モニタ用受光素子ＰＤは、発光素子ＬＤから受けた光の強度に応じた電流を出力する。具体的には、モニタ用受光素子ＰＤは、たとえばフォトダイオードであり、発光素子ＬＤの前方光に比例した後方光を受光する。モニタ用受光素子ＰＤは、受けた光の強度に応じた電流、たとえば当該強度に比例した電流を出力する。モニタ用受光素子ＰＤは、固定電圧、たとえば接地電圧が供給される接地ノードに電気的に接続されている。

　測定部３１は、測定タイミング設定部３３によって設定された測定タイミングにおいて、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎを測定する。

　調整部３２は、測定部３１による出力電流Ｉｍｏｎの測定結果に基づいて、変調電流Ｉｍｏｄの大きさ、たとえば振幅を調整する。

　具体的には、調整部３２は、測定部３１による測定結果を受けて、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流の大小に応じて発光素子ＬＤの動作を制御する。たとえば、調整部３２は、出力電流Ｉｍｏｎの大小を判定する。調整部３２は、その判定結果に基づいて変調電流のフィードバック制御を行なう、すなわち変調電流の大きさを調整する。

　測定タイミング設定部３３は、バースト光信号の送信を制御するための制御信号に基づいて、測定部３１の測定タイミングを設定する。具体的には、測定タイミング設定部３３は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎを測定する、すなわちサンプリングする期間を示すゲート信号を生成して、そのゲート信号を測定部３１へ出力する。

　ここで、発光素子ＬＤによって送信されるバースト光信号のビットレートは２．５ギガビット／秒より大きい。また、発光素子ＬＤによって送信されるバースト光信号のビットレートは、出力電流Ｉｍｏｎに対する測定部３１の応答速度より大きい。

　電源６６は、ＡＰＣ制御部７２から受けた制御データＡＰＣ１に基づいて、出力バッファ回路６３への供給電流量を変更する。

　バイアス電流供給回路６８は、ＡＰＣ制御部７２から受けた制御データＡＰＣ２に基づいて、発光回路７５への供給電流量を変更する。

　ＣＰＵ７０は、たとえば、信号線ＳＣＬおよび信号線ＳＤＡからなるＩ２Ｃバス経由で、制御部２９との間で各種データをやりとりする。

　マスタＩ／Ｆ６９は、ＣＰＵ７０およびＩ２Ｃバスの間のインタフェース機能を提供する。

　スレイブＩ／Ｆ７１は、ＣＰＵ７０およびＡＰＣ制御部７２の間のインタフェース機能を提供する。

　ＣＰＵ７０は、スレイブＩ／Ｆ７１を介して、種々の制御データをＡＰＣ制御部７２のレジスタ（図示せず）に書き込む。

　図４は、本発明の第１の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける駆動回路の構成を示す図である。

　図４を参照して、駆動回路５１は、さらに、抵抗１３，１４と、フィルタ回路１７とを含む。出力バッファ回路６３は、抵抗１１，１２と、差動駆動回路１８とを含む。差動駆動回路１８は、Ｎ型トランジスタ１５，１６を含む。バイアス電流供給回路６８は、電流源４２を含む。

　差動駆動回路１８は、送信データの論理値に応じて、発光素子ＬＤに電流を供給するか否かを切り替える。

　抵抗１１，１２は、差動駆動回路１８の差動出力間に接続されている。抵抗１１および抵抗１２は、Ｎ型トランジスタ１５の第１電極、およびＮ型トランジスタ１６の第１電極にそれぞれ接続されている。

　より詳細には、抵抗１１は、電源電圧Ｖｃｃの供給される電源ノードに接続された第１端と、第２端とを有する。抵抗１２は、電源電圧Ｖｃｃの供給される電源ノードに接続された第１端と、第２端とを有する。Ｎ型トランジスタ１５は、抵抗１１の第２端に接続された第１電極と、電源６６の第１端に接続された第２電極と、データノードＮ０に接続された制御電極とを有する。Ｎ型トランジスタ１６は、抵抗１２の第２端に接続された第１電極と、電源６６の第１端に接続された第２電極と、データノードＮ１に接続された制御電極とを有する。電源６６の第２端は、接地電圧の供給される接地ノードに接続されている。また、バイアス電流供給回路６８における電流源４２は、インダクタ７９の第２端と接地ノードとの間に接続されている。

　データノードＮ０は、送信データが論理値「０」のときに活性化される。データノードＮ１は、送信データが論理値「１」のときに活性化される。

　差動駆動回路１８および発光回路７５はＤＣ結合（直流結合）されている。すなわち、Ｎ型トランジスタ１５および抵抗１１の接続ノードが、発光素子ＬＤのアノードと、直流電源電圧である電源電圧Ｖｃｃが供給されるノードとの接続ノードに、直流結合されている。Ｎ型トランジスタ１６および抵抗１２の接続ノードが、発光素子ＬＤのカソードと、バイアス電流供給回路６８との接続ノードに、直流結合されている。

　より詳細には、抵抗１１の第２端およびＮ型トランジスタ１５の第１電極の接続ノードと、インダクタ７８の第２端および発光素子ＬＤのアノードの接続ノードとが、抵抗１３を介して接続されている。抵抗１２の第２端およびＮ型トランジスタ１６の第１電極の接続ノードと、インダクタ７９の第１端および発光素子ＬＤのカソードの接続ノードとが、抵抗１４を介して接続されている。

　出力バッファ回路６３において、抵抗１１，１２は、インピーダンス整合用の終端抵抗である。特に１０Ｇ－ＥＰＯＮでは、バースト光信号のリンギングを防ぐために有用である。

　出力バッファ回路６３における差動駆動回路１８の差動出力と、発光素子ＬＤとの間は伝送路で接続されている。より詳細には、Ｎ型トランジスタ１５の第１電極および抵抗１１の接続ノードと、発光素子ＬＤのアノードとの間が、マイクロストリップライン等の伝送路で接続されている。また、Ｎ型トランジスタ１６の第１電極および抵抗１２の接続ノードと、発光素子ＬＤのカソードとの間が、マイクロストリップライン等の伝送路で接続されている。この伝送路の長さは、たとえば２５ｍｍ～３０ｍｍであり、特性インピーダンスは、たとえば２５Ωである。

　発光回路７５およびバイアス電流供給回路６８は、特にインピーダンスを考慮する必要はない。好ましくは、発光回路７５およびバイアス電流供給回路６８は、ＤＣ的にローインピーダンス、かつＡＣ的にハイインピーダンスである。

　抵抗１３，１４は、バースト光信号の周波数特性を補正し、かつ出力バッファ回路６３側の寄生容量によるインピーダンスの低下を補償するために設けられたダンピング抵抗である。

　フィルタ回路１７は、差動駆動回路１８および発光回路７５間を流れる変調電流等の高周波成分を除去するために、抵抗１３および抵抗１４の間に設けられている。

　駆動回路５１の動作は、以下のようになる。すなわち、送信データが論理値「１」のとき、Ｎ型トランジスタ１５がオフし、Ｎ型トランジスタ１６がオンする。これにより、発光回路７５の電源ノードから、発光素子ＬＤおよび差動駆動回路１８のＮ型トランジスタ１６経由で、出力バッファ回路６３の接地ノードへ電流ＩＭ１が流れる。すなわち、発光素子ＬＤにはある程度の大きさの変調電流が供給される。

　また、送信データが論理値「０」のとき、Ｎ型トランジスタ１５がオンし、Ｎ型トランジスタ１６がオフする。これにより、発光回路７５の電源ノードから、発光素子ＬＤを介さずに、差動駆動回路１８のＮ型トランジスタ１５経由で、出力バッファ回路６３の接地ノードへ電流ＩＭ０が流れる。すなわち、発光素子ＬＤへの変調電流の大きさはゼロになる。

　また、送信データの論理値に関わらず、電流源４２により、発光回路７５の電源ノードから発光素子ＬＤを介してバイアス電流供給回路６８の接地ノードへバイアス電流Ｉｂｉａｓが流れる。

　なお、Ｎ型トランジスタ１５，１６は、たとえばＮＰＮトランジスタまたはＮチャネルＭＯＳトランジスタとすることができる。Ｎ型トランジスタ１５，１６の各々がＮＰＮトランジスタである場合、上記の「第１電極」、「第２電極」および「制御電極」は、それぞれコレクタ、エミッタおよびベースに対応する。一方、Ｎ型トランジスタ１５，１６の各々がＮチャネルＭＯＳトランジスタである場合、上記の「第１電極」、「第２電極」および「制御電極」は、それぞれドレイン、ソースおよびゲートに対応する。

　図５は、本発明の第１の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける光出力およびバーストディスエーブル信号を概略的に示す図である。なお、光出力の波形において、「データ」で示している部分は、実際には、送信データの論理値に応じて「バイアス」部分のみのレベルと「バイアス」部分および「データ」部分を合わせたレベルとで変化する波形となる。

　図５を参照して、まず、局側装置２０１から上り光信号の送信を許可されていない期間において、バーストディスエーブル信号は活性化される。この場合、バイアス電流供給回路６８は動作せず、バイアス電流は生成されない。

　次に、局側装置２０１から上り光信号の送信が許可されると、ＯＮＵ２０２から上り光信号を送信するために、バーストディスエーブル信号が非活性化される（図５において「イネーブル」と示す）。そうすると、バイアス電流供給回路６８が動作を開始する。バイアス電流供給回路６８は、バイアス電流を生成して発光素子ＬＤに供給する。

　また、バーストディスエーブル信号が非活性化されると、電源６６が動作を開始し、出力バッファ回路６３に電流が供給される。ただし、出力バッファ回路６３からの変調電流は、タイミング回路６７の制御により、発光素子ＬＤには供給されない（タイミングｔ１）。

　すなわち、タイミング回路６７は、タイミングｔ１から、時間ＴＤＬ経過後のタイミングｔ２までの期間、出力バッファ回路６３から発光素子ＬＤへの変調電流の供給を強制的に停止する。これにより、バイアス電流のレベルが不安定な状態で変調電流が流れることに起因するオーバーシュート等の発生を防ぐことができるため、回路動作を安定させることができる。

　次に、時間ＴＤＬが経過し、発光素子ＬＤへの変調電流の供給が開始されると（タイミングｔ２）、無効データであるアイドルパターンが送信され始める。その後、有効なデータの送信が開始される。

　次に、ＯＮＵ２０２からの上り光信号の送信を停止するために、タイミングｔ３においてバーストディスエーブル信号が活性化される（図５において「ディスエーブル」と示す）。出力バッファ回路６３が動作を停止して、変調電流の供給が停止される。その後、バイアス電流供給回路６８が動作を停止して、バイアス電流の供給が停止される。

　図６は、本発明の第１の実施の形態に係るＰＯＮシステムにおけるバースト光信号の一例を示す図である。

　１０Ｇ－ＥＰＯＮでは、ＧＥ－ＰＯＮと比べて、回線速度の高速化によって各ＯＮＵからのバースト光信号の送信時間が短くなり、局側装置に接続可能なＯＮＵの数が多くなる。したがって１０Ｇ－ＥＰＯＮでは、各ＯＮＵからのバースト光信号の間隔を短くして、ＰＯＮシステムのスループットを向上させる必要がある。このため、バースト光信号のモニタ回路に要求される応答時間も短くなる。

　具体的には、図６を参照して、たとえばＩＥＥＥ８０２．３ａｖ（登録商標）－２００９では、ＯＮＵ２０２から送信される上り光信号のタイミングについて、以下のように規定されている。すなわち、同期パターンの長さＴｓｙｎｃが１．２ｕｓ（マイクロ秒）であり、データすなわちペイロードの長さＴｄａｔａが最小２０８ｎｓ（ナノ秒）であり、バーストの終了を示すＥＯＢ（End　of　Burst）の長さＴｅｂが２０ｎｓであり、発光回路７５の立ち上がり時間Ｔｏｎが５１２ｎｓ以下であり、発光回路７５の立ち下がり時間Ｔｏｆｆが５１２ｎｓ以下である。なお、Ｔｄａｔａの最大値は１．０５ｍｓ（ミリ秒）である。また、Ｔｓｙｎｃは、セトリングタイムの８００ｎｓと、局側装置２０１におけるロック時間の４００ｎｓとを含む。発光回路７５の立ち上がり時間Ｔｏｎの区間の最後において、アイドルパターンが送信される。

　また、バーストディスエーブル信号が非活性化されてから発光素子ＬＤが光を出力するまでの遅延時間Ｔｅｏ１は、たとえば２ｎｓ程度である。また、バーストディスエーブル信号が活性化されてから変調電流Ｉｍｏｄの供給が停止されるまでの遅延時間Ｔｅｏ２は、たとえば２ｎｓ程度である。

　また、たとえば、バーストディスエーブル信号が非活性化されて発光素子ＬＤが光を出力するタイミングｔｓから、バイアス電流が所定値に達するタイミングｔｐｂｓまでのバイアスセトリング区間の長さが５５ｎｓである。タイミングｔｐｂｓからバイアス電流が安定するタイミングｔｐｂｅまでのプリバイアス区間の長さが１０ｎｓである。無効データであるアイドルパターンが送信されるタイミングｔｐｂｅから、タイミングｔｉｐまでの区間の長さが４４７ｎｓである。

　また、発光回路７５の立ち下がり時間Ｔｏｆｆをポストバイアス区間とも称する。発光回路７５の立ち下がり時間Ｔｏｆｆとは、バーストディスエーブル信号が活性化された（バーストディスエーブル信号が立上がった）後のタイミングｔｍｅから、発光素子ＬＤが光出力を停止するまでの区間のうち、タイミングｔｐｏｓからタイミングｔｐｏｅまでの区間である。タイミングｔｍｅは、バーストディスエーブル信号が活性化されてから遅延時間Ｔｅｏ２が経過したタイミングである。

　光通信モジュール２１では、出力バッファ回路６３は、バイアス電流供給回路６８がバイアス電流Ｉｂｉａｓの供給を開始した後に、変調電流Ｉｍｏｄの供給を開始する。

　そして、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、バイアス電流Ｉｂｉａｓの供給開始タイミングｔｓ後、かつ変調電流Ｉｍｏｄの供給開始タイミングｔｐｂｅから遡って所定時間以内のタイミングである。

　具体的には、光通信モジュール２１は、図５に示すタイミングｔ１からタイミングｔ２までの期間において、バイアスレベルすなわちモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの大きさを測定する。この期間は、詳細には、図６に示す、発光回路７５の立ち上がり時間Ｔｏｎに相当する区間のうち、バイアスセトリング区間およびアイドルパターンの区間を除いた区間である、プリバイアス区間である。そして、光通信モジュール２１は、この測定結果を用いて、バースト光信号の消光比が所望の値になるように、発光素子ＬＤへの変調電流をフィードバック制御する。

　ここで、光通信モジュール２１は、プリバイアス区間において、バイアス電流Ｉｂｉａｓが安定したタイミング、すなわちプリバイアス区間が終わる直前の出力電流Ｉｍｏｎをモニタする構成が好ましい。

　なお、光通信モジュール２１は、プリバイアス区間において出力電流Ｉｍｏｎをモニタする構成に限らず、ポストバイアス区間において出力電流Ｉｍｏｎをモニタする構成であってもよい。

　すなわち、光通信モジュール２１では、バイアス電流供給回路６８は、出力バッファ回路６３が変調電流Ｉｍｏｄの供給を停止した後に、バイアス電流Ｉｂｉａｓの供給を停止する。

　そして、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、変調電流Ｉｍｏｄの供給停止タイミングｔｍｅ後、かつバイアス電流Ｉｂｉａｓの供給停止タイミングｔｐｏｅから遡って所定時間以内のタイミングである。

　具体的には、光通信モジュール２１は、図５に示すタイミングｔ３以降の期間において、バイアスレベルすなわちモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの大きさを測定する。この区間は、詳細には、図６に示す、発光回路７５の立ち下がり時間Ｔｏｆｆに相当する区間のうちのバイアス電流が一定となる区間である、ポストバイアス区間である。そして、光通信モジュール２１は、この測定結果を用いて、バースト光信号の消光比が所望の値になるように、発光素子ＬＤへの変調電流をフィードバック制御する。

　図７は、モニタ用受光素子の出力電流と消光比との関係を示す図である。
　図７を参照して、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎが閾値Ｉｔｈ以上になると、発光素子ＬＤが発光し始める。発光素子ＬＤの光出力Ｐ０は、発光素子ＬＤにバイアス電流Ｉｂｉａｓが供給されるとともに発光素子ＬＤへの変調電流Ｉｍｏｄの大きさがゼロである状態の発光素子ＬＤの光出力である。発光素子ＬＤの光出力Ｐ１は、発光素子ＬＤにバイアス電流Ｉｂｉａｓおよび、ある程度の大きさの変調電流Ｉｍｏｄが供給されている状態の発光素子ＬＤの光出力Ｐ１である。光出力Ｐ０と光出力Ｐ１との比が消光比である。

　図７から、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整することにより、発光素子ＬＤの消光比を調整できることが分かる。

　図８は、本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールにおける変調電流調整の具体例を示す図である。図８において、横軸は時間であり、縦軸はモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎである。また、Ｉｍｏｎ＿ｄｃは、出力電流Ｉｍｏｎの直流レベル、すなわち平均レベルである。

　図８を参照して、たとえば、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングはタイミングｔ３１、およびタイミングｔ３２である。タイミングｔ３１は、バイアス電流Ｉｂｉａｓの供給開始タイミングｔｓの後、かつ、変調電流Ｉｍｏｄの供給開始タイミングｔｐｂｅから遡って所定時間以内のタイミングである。タイミングｔ３２は、変調電流Ｉｍｏｄの供給開始タイミングｔｐｂｅの後のタイミングである。タイミングｔ３１およびｔ３２において、測定部３１は、出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを測定する。

　そして、調整部３２は、タイミングｔ３２において測定された出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルが、タイミングｔ３１において測定された出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルの所定数倍になるように変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　具体的には、たとえば、所望の消光比が７［ｄＢ］である場合、すなわち”１”信号のレベルが”０”信号のレベルの約５倍となる状態を目標とする場合を考える。

　この場合、プリバイアス区間における出力電流ＩｍｏｎがＸ［ｍＡ］とモニタされたとする。調整部３２は、変調電流印加後の出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルＩｍｏｎ＿ｄｃが３Ｘ［ｍＡ］となるように、変調電流の値を決定する。

　具体的には、タイミングｔ３２の一例であるタイミングｔｉｐ，ｔｃ１～ｔｃ３において、出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルが３Ｘ［ｍＡ］に達していない場合、変調電流Ｉｍｏｄを段階的に大きくしていく。このとき、出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルが３Ｘ［ｍＡ］に近づくにつれて、変調電流Ｉｍｏｄの制御幅が小さく設定される。

　ここで、プリバイアス区間における出力電流Ｉｍｏｎは、プリバイアス区間において発光素子ＬＤに供給されるバイアス電流に対応する。

　あるいは、たとえば、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、タイミングｔ３３、および変調電流Ｉｍｏｄの供給停止タイミングｔｍｅの前のタイミングｔ３２である。タイミングｔ３３は、変調電流Ｉｍｏｄの供給停止タイミングｔｍｅ後、かつバイアス電流Ｉｂｉａｓの供給停止タイミングｔｐｏｅから遡って所定時間以内のタイミングである。この場合のタイミングｔ３２は、たとえば、タイミングｔ３３に対応するバースト光信号の次に、同じ光通信モジュール２１から送信されるバースト光信号におけるタイミングである。タイミングｔ３３およびｔ３２において、測定部３１は、出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを測定する。

　そして、調整部３２は、タイミングｔ３２において測定された出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルが、タイミングｔ３３において測定された出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルの所定数倍になるように変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　この場合、ポストバイアス区間における出力電流ＩｍｏｎがＸ［ｍＡ］とモニタされたとする。調整部３２は、変調電流印加後の出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルＩｍｏｎ＿ｄｃが３Ｘ［ｍＡ］となるように、変調電流の値を決定する。

　ここで、ポストバイアス区間における出力電流Ｉｍｏｎは、ポストバイアス区間において発光素子ＬＤに供給されるバイアス電流に対応する。

　調整部３２において、記憶部７３は、出力電流Ｉｍｏｎの大きさと変調電流Ｉｍｏｄの大きさとの比を表す情報、たとえば比例定数を記憶する。上記の例では、比例定数は「３」である。調整部３２は、当該情報を用いて変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　図９は、本発明の第１の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。

　図９を参照して、測定部３１は、オペアンプ８１，８２と、抵抗８３，８４，９９と、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）８５と、サンプルホールド回路８６，８７と、カレントミラー回路９８とを含む。調整部３２は、ＣＰＵ７０と、ＡＰＣ制御部７２と、抵抗８８，８９と、コンパレータ９０とを含む。測定タイミング設定部３３は、ＯＲゲート９１，９７と、オフディレイ回路９３，９４，９５と、ＮＯＴゲート９６と、抵抗９２とを含む。

　測定部３１において、カレントミラー回路９８は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎに対応するミラー電流を生成して出力する。モニタ用受光素子ＰＤには、カレントミラー回路９８を介してバイアス電圧が供給される。

　ＡＰＣ制御部７２は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流の大小に応じて発光素子ＬＤへのバイアス電流の大きさを調整する。ＡＰＣ制御部７２は、カレントミラー回路９８の出力電流を電圧に変換する。ＡＰＣ制御部７２は、変換した電圧と、たとえばＣＰＵ７０によってＡＰＣ制御部７２のレジスタ（図示せず）に書き込まれた参照電圧とを比較する。ＡＰＣ制御部７２は、その比較結果に基づいて制御データＡＰＣ２を作成する。ＡＰＣ制御部７２は、発光素子ＬＤから出力される光信号の強度が一定になるように制御データＡＰＣ２を作成する。

　抵抗９９は、カレントミラー回路９８からのミラー電流を受ける第１端と、接地電圧の供給されるノードに接続された第２端とを有する。抵抗９９により、カレントミラー回路９８からのミラー電流が受光電圧に変換される。

　なお、抵抗９９は、可変抵抗であってもよい。この場合、たとえば、ＣＰＵ７０が抵抗９９の抵抗値を調整する。これにより、モニタ用受光素子ＰＤのダイナミックレンジ等の個体ばらつきに対処することができるとともに、消光比の調整を行なうことができる。

　オペアンプ８１は、バッファとして動作し、抵抗８３および抵抗８４の抵抗値によって決まるゲインで、抵抗９９によって変換された受光電圧を増幅して出力する。具体的には、抵抗８３の抵抗値をＲ１とし、抵抗８４の抵抗値をＲ２とすると、オペアンプ８１は、受光電圧のレベルを（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１）倍した電圧を出力する。

　サンプルホールド回路８６は、ゲート信号Ｓｇ１を受けて、たとえばゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルになると、オペアンプ８１から受けた電圧をサンプリングして、サンプリングした電圧をコンパレータ９０へ出力する。また、サンプルホールド回路８６は、ゲート信号Ｓｇ１が論理ハイレベルとなる期間、サンプリングした電圧を保持するとともに、その保持した電圧をコンパレータ９０へ出力する。ゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルである期間は、測定タイミング設定部３３によって設定された測定タイミング内の区間に相当する。一方、ゲート信号Ｓｇ１が論理ハイレベルとなる期間は、その測定タイミング外の区間である。サンプルホールド回路８６は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎに相当する値、すなわち、オペアンプ８１から出力される電圧（増幅された受光電圧）の値をサンプリングする。サンプルホールド回路８６は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの値をサンプリングしてもよい。

　オペアンプ８２は、バッファとして動作し、抵抗９９によって変換された受光電圧をローパスフィルタ８５へ出力する。

　ローパスフィルタ８５は、オペアンプ８２から受けた電圧の周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させる。このローパスフィルタ８５により、図６に示すアイドルパターン、同期パターン、およびペイロードの期間である、変調区間における出力電流Ｉｍｏｎの高周波成分がカットされて、変調区間における出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルをモニタすることが可能となる。

　サンプルホールド回路８７は、ゲート信号Ｓｇ２を受けて、たとえばゲート信号Ｓｇ２が論理ローレベルになると、ローパスフィルタ８５を通過した電圧をサンプリングして、サンプリングした電圧をコンパレータ９０へ出力する。また、サンプルホールド回路８７は、ゲート信号Ｓｇ２が論理ハイレベルとなる期間、サンプリングした電圧を保持するとともに、その保持した電圧をコンパレータ９０へ出力する。ゲート信号Ｓｇ２が論理ローレベルである期間は、測定タイミング設定部３３によって設定された測定タイミング内の区間に相当する。一方、ゲート信号Ｓｇ２が論理ハイレベルとなる期間は、その測定タイミング外の区間である。サンプルホールド回路８７は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎに相当する値、すなわち、ローパスフィルタ８５を通過した電圧の値をサンプリングする。サンプルホールド回路８７は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの値をサンプリングしてもよい。

　測定タイミング設定部３３において、ＯＲゲート９１は、たとえば制御部２９から出力されるバーストディスエーブル信号および送信ディスエーブル信号の論理和を示す信号を出力する。ここで、送信ディスエーブル信号は、ＯＮＵ２０２において省電力制御を行なうために、各種回路の動作を停止するための制御信号である。

　ＯＲゲート９１の出力信号は、抵抗９２の第１端が接続される信号ラインを介してオフディレイ回路９３～９５へ出力される。抵抗９２は、固定電圧たとえば電源電圧Ｖｃｃが供給される電源ノードに接続された第２端を有する。

　オフディレイ回路９３～９５は、制御信号であるＯＲゲート９１の出力信号から測定タイミングを生成する遅延回路である。オフディレイ回路９３～９５は、バーストディスエーブル信号がディスエーブル（論路ハイレベル）からイネーブル（論理ローレベル）に変化すると、その変化を所定時間遅延させた信号を出力する。具体的に説明すると、オフディレイ回路９３～９５は、ＯＲゲート９１の出力信号の立ち下がりエッジをそれぞれ５５ｎｓ、６５ｎｓおよび５１０ｎｓ遅延させ、かつＯＲゲート９１の出力信号の論理レベルを反転させた信号Ｓａ１、Ｓａ２およびＳａ３をそれぞれ出力する。

　バーストディスエーブル信号がイネーブル（論理ローレベル）からディスエーブル（論路ハイレベル）に変化した場合には、オフディレイ回路９３～９５は、その出力信号を変化させる。ただし、オフディレイ回路９３～９５の各々は、その出力信号の変化を遅延させなくてもよい。これにより、バーストディスエーブル信号と同期した測定タイミング設定部を構成することができる。

　図２７は、図９に示されるオフディレイ回路９３の一構成例を示した図である。図２７を参照して、オフディレイ回路９３は、ダイオード１５１と、抵抗１５２，１５４と、コンデンサ１５３と、Ｎ型トランジスタ１５５とを備える。

　ＯＲゲート９１からの信号はダイオード１５１のアノードに入力される。抵抗１５２は、ダイオード１５１のカソードと、Ｎ型トランジスタ１５５の制御電極との間に接続される。コンデンサ１５３は、抵抗１５２およびダイオード１５１の接続点と接地との間に接続される。

　抵抗１５４は、電源電圧Ｖｃｃが供給される電源ノードと、Ｎ型トランジスタ１５５の第１電極との間に接続される。Ｎ型トランジスタ１５５の第２電極は接地される。Ｎ型トランジスタ１５５の第１電極からは、ダイオード１５１のアノードに入力される信号とは、論理レベルが反転した信号が出力される。Ｎ型トランジスタ１５５は、たとえばＮＰＮトランジスタである。上記の「第１電極」、「第２電極」および「制御電極」は、それぞれＮＰＮトランジスタのコレクタ、エミッタおよびベースに対応する。

　ダイオード１５１のアノードに入力される信号のレベルが論理ローレベルである場合（バーストディスエーブル信号がイネーブルの場合）、ダイオード１５１は、ハイインピーダンス（Ｈｉ－Ｚ）となるので、τ＝Ｒ×Ｃによって決定される遅延が生じる。ここでＲは、抵抗１５２の抵抗値であり、Ｃは、コンデンサ１５３の容量値である。一方、ダイオード１５１のアノードに入力される信号のレベルが論理ハイレベルである場合（バーストディスエーブル信号がディスエーブルの場合）、ダイオード１５１がローインピーダンスとなる。したがって時定数τ（＝Ｒ×Ｃ）での遅延が生じない。

　図９に示されるオフディレイ回路９４，９５は、図２７に示される構成と同じ構成を採用することができる。オフディレイ回路９４，９５は、オフディレイ回路９３とは時定数τが異なる。抵抗１５３の抵抗値および／またはコンデンサ１５２の容量値を適宜調整することで、オフディレイ回路９４，９５の時定数を適切に設定することができる。

　なお、バーストディスエーブル信号に代えてバーストイネーブル信号が用いられる場合には、オフディレイ回路をオンディレイ回路に置き換えることができる。この場合、オンディレイ回路は、バーストイネーブル信号がディスエーブル（論理ローレベル）からイネーブル（論路ハイレベル）に変化したときに、その変化を所定時間遅延させた信号を出力する。一方、バーストイネーブル信号がイネーブル（論路ハイレベル）からディスエーブル（論理ローレベル）に変化したときには、オンディレイ回路は、その出力信号を変化させる。ただしオンディレイ回路の出力信号の変化を遅延させなくてもよい。

　図９に戻り、ＯＲゲート９７は、オフディレイ回路９３から受けた信号Ｓａ１の論理レベルを反転させた信号と、オフディレイ回路９４から受けた信号Ｓａ２との論理和を示すゲート信号Ｓｇ１をサンプルホールド回路８６へ出力する。

　ＮＯＴゲート９６は、オフディレイ回路９５から受けた信号Ｓａ３の論理レベルを反転させたゲート信号Ｓｇ２をサンプルホールド回路８７およびＣＰＵ７０へ出力する。

　調整部３２において、コンパレータ９０は、サンプルホールド回路８６から受けた電圧とサンプルホールド回路８７から受けた電圧とを比較する。コンパレータ９０は、その比較結果を示す信号ＩｃｏｍｐをＣＰＵ７０へ出力する。

　ＣＰＵ７０は、コンパレータ９０から受けた信号Ｉｃｏｍｐに基づいて、変調電流の制御値を決定する。ＣＰＵ７０は、抵抗８８，８９の第１端がそれぞれ接続される信号線ＳＣＬおよび信号線ＳＤＡからなるＩ２Ｃバス経由で、当該制御値をＡＰＣ制御部７２へ出力する。なお、光通信モジュール２１の電源投入直後は、ＣＰＵ７０において保持する初期値が制御値としてＡＰＣ制御部７２へ出力される。抵抗８８，８９は、固定電圧たとえば電源電圧Ｖｃｃが供給される電源ノードに接続された第２端を有する。

　ＡＰＣ制御部７２は、ＣＰＵ７０から受けた制御値に基づく制御データＡＰＣ１を電源６６へ出力する。

　この場合、光通信モジュール２１では、受光電圧のレベルを５倍した電圧がオペアンプ８１から出力されるように、抵抗８３，８４の抵抗値を設定する。そうすると、コンパレータ９０の出力信号は、たとえば、変調区間における出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルがプリバイアス区間における出力電流Ｉｍｏｎの５倍より大きい場合には論理ハイレベルとなり、小さい場合には論理ローレベルとなる。

　たとえば、電源６６の出力電流の標準値を４０ｍＡとした場合、ＣＰＵ７０は、コンパレータ９０の出力信号が論理ハイレベルの場合には、変調電流が２ｍＡ小さくなるように制御値を決定する。ＣＰＵ７０は、コンパレータ９０の出力信号が論理ローレベルの場合には、変調電流が２ｍＡ大きくなるように制御値を決定する。

　これにより、プリバイアス区間におけるバイアスレベルすなわちモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを一定倍した直流レベルを有する変調電流を生成することができるため、発光素子ＬＤの消光比を所望の値にすることができる。

　なお、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの測定および変調電流の制御値の決定は、変調区間において１回だけ行ってもよいし、複数回行ってもよい。

　また、コンパレータ９０の代わりにオペアンプを用いてもよい。この場合、ＣＰＵ７０は、当該オペアンプから、サンプルホールド回路８６の出力電圧とサンプルホールド回路８７の出力電圧との差分を示す信号Ｉｃｏｍｐを受ける。

　このとき、たとえば、信号Ｉｃｏｍｐのレベルと所定の基準値との差の絶対値が大きい場合には、フィードバック制御における変調電流の制御幅すなわち変化量を大きくする。信号Ｉｃｏｍｐのレベルと所定の基準値との差の絶対値が小さい場合には、フィードバック制御における変調電流の制御幅すなわち変化量を小さくする。

　これにより、変調電流のフィードバック制御における収束時間を短縮し、かつ安定して収束させることが可能となる。一方、コンパレータを用いる構成では、オペアンプを用いる構成と比べて、応答速度を向上させることができる。

　具体的には、上記所定の基準値が１．６５Ｖである場合、ＣＰＵ７０は、信号Ｉｃｏｍｐのレベルが２．９Ｖのとき、変調電流の制御幅を－２ｍＡステップとする。

　また、ＣＰＵ７０は、信号Ｉｃｏｍｐのレベルが１．８Ｖのとき、変調電流の制御幅を－０．１ｍＡステップとする。

　また、ＣＰＵ７０は、信号Ｉｃｏｍｐのレベルが１．５Ｖのとき、変調電流の制御幅を＋０．１ｍＡステップとする。

　また、ＣＰＵ７０は、信号Ｉｃｏｍｐのレベルが０．４Ｖのとき、変調電流の制御幅を＋２ｍＡステップとする。

　なお、光通信モジュール２１は、プリバイアス区間またはポストバイアス区間における出力電流Ｉｍｏｎのバイアスレベルと、変調区間における出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルとに基づいて変調電流の値を決定する構成に限らない。光通信モジュール２１は、プリバイアス区間またはポストバイアス区間における出力電流Ｉｍｏｎのバイアスレベルに基づいて変調電流の値を決定する構成であってもよい。また、光通信モジュール２１は、プリバイアス区間またはポストバイアス区間の出力電流Ｉｍｏｎの測定結果に基づいて変調電流の値を決定した後、変調区間の出力電流Ｉｍｏｎの測定結果に基づいて当該値を補正する構成であってもよい。

　また、光通信モジュール２１は、バーストディスエーブル信号または送信ディスエーブル信号が活性化されている状態においてＣＰＵ７０によるコンパレータ９０の出力信号に基づく変調電流の変更動作を停止させることが可能である場合には、バースト光信号の送信停止時であってもサンプルホールド回路８６に与える制御信号をサンプルモードに対応する論理レベルとすることが可能である。この場合、オフディレイ回路９４およびＯＲゲート９７を設けない構成とすることができる。ただし、サンプルホールド回路８６は、論理ハイレベルの制御信号が与えられた場合にサンプルモードで動作させる。

　図１０は、本発明の第１の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおけるモニタ用制御信号の一例を示す図である。

　図１０を参照して、タイミングｔ１１からタイミングｔ１３までの期間がプリバイアス区間に相当する。タイミングｔ１３からタイミングｔ１４までの期間が、無効データであるアイドルパターンが送信される区間に相当する。タイミングｔ１４からタイミングｔ１５までの期間（Ｔｇ２）が、有効データである同期パターンおよびペイロードが送信される区間に相当する。

　まず、タイミングｔ１１において、バーストディスエーブル信号が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。このとき、ゲート信号Ｓｇ１およびＳｇ２は、論理ハイレベルである。

　次に、タイミングｔ１１から５５ｎｓ後のタイミングｔ１２において、オフディレイ回路９３の出力信号Ｓａ１が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、ゲート信号Ｓｇ１が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。

　次に、タイミングｔ１１から６５ｎｓ後のタイミングｔ１３において、オフディレイ回路９４の出力信号Ｓａ２が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、ゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。

　また、タイミングｔ１１から５１０ｎｓ後のタイミングｔ１４において、オフディレイ回路９５の出力信号Ｓａ３が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、ゲート信号Ｓｇ２が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。

　次に、タイミングｔ１４の後のタイミングｔ１５において、バーストディスエーブル信号が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、オフディレイ回路９３～９５の出力信号Ｓａ１～Ｓａ３が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。出力信号Ｓａ３の当該遷移により、ゲート信号Ｓｇ２が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。

　このように、ゲート信号Ｓｇ１は、タイミングｔ１２まで論理ハイレベルであり、タイミングｔ１２からタイミングｔ１３までの期間（Ｔｇ１）において論理ローレベルになり、タイミングｔ１３以降、再び論理ハイレベルになる。

　すなわち、測定タイミング設定部３３は、プリバイアス区間におけるタイミングを示すゲート信号Ｓｇ１を生成する。

　また、ゲート信号Ｓｇ２は、タイミングｔ１４まで論理ハイレベルであり、タイミングｔ１４からタイミングｔ１５までの期間において論理ローレベルになり、タイミングｔ１５以降、再び論理ハイレベルになる。

　すなわち、測定タイミング設定部３３は、有効データの送信される区間におけるタイミングを示すゲート信号Ｓｇ２を生成する。

　図１１は、本発明の第１の実施の形態に係る発光素子の制御方法の手順を示すフローチャートである。

　図１１を参照して、まず、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎを測定する測定タイミングを、バースト光信号の送信を制御するための制御信号たとえばバーストディスエーブル信号および送信ディスエーブル信号に基づいて設定する（ステップＳ１）。

　次に、設定した測定タイミングにおいて出力電流Ｉｍｏｎを測定する（ステップＳ２）。

　次に、出力電流Ｉｍｏｎの測定結果に基づいて、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する（ステップＳ３）。

　ところで、変調電流について、前述のようなフィードフォワード制御を行なう方法では、環境温度の変化に対しては適切な変調電流を設定することができる。しかしながら、発光素子の経年劣化に対して適切な変調電流を設定することは困難である。また、変調電流について、前述のようなルックアップテーブルを作成すると、作成コストが高くなる。

　また、変調電流についてモニタ用受光素子を用いたフィードバック制御を行なう場合、たとえば１０Ｇ－ＥＰＯＮでは、スクランブルされた１０Ｇｂｐｓの光信号をモニタする必要がある。しかしながら、モニタ用受光素子の寄生容量の影響により、当該光信号について安定した振幅をモニタすることが困難である。

　また、光信号のモニタ回路の応答性を向上させるために、１０Ｇｂｐｓ用トランスインピーダンスアンプを使用する構成では、部品コストおよび実装コストが高くなる。低コストが求められるＯＮＵでは、この構成を採用することは困難である。

　また、パイロット電流を発光素子への供給電流に重畳する方法でも、たとえば１０Ｇ－ＥＰＯＮのＯＮＵに求められるバースト応答、あるいはフィードバック制御によって所望の光信号レベルに到達するまでの要求時間を満たすことは困難である。

　また、１０Ｇ－ＥＰＯＮのＯＮＵから送信されるフレームのペイロードの信号に対して約１００ｍｓ周期のパイロット電流よりも高速な電流を重畳すると、後方光の変化量を正確にモニタすることができなくなる。

　これに対して、本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールでは、測定部３１は、設定された測定タイミングにおいてモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎを測定する。調整部３２は、測定部３１による出力電流Ｉｍｏｎの測定結果に基づいて、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。そして、測定タイミング設定部３３は、バースト光信号の送信を制御するための制御信号に基づいて上記測定タイミングを設定する。

　このような構成により、特に大幅な回路追加を行なうことなく、高速なバースト光信号について安定した振幅をモニタすることができる。また、作成コストが高くなるルックアップテーブルを作成することなく、また、１０Ｇｂｐｓ用トランスインピーダンスアンプ等、高コストとなる部品を使用することなく、低コストで、変調電流のフィードバック制御を行なうことができる。この変調電流のフィードバック制御により、発光素子の経年劣化に対して適切な変調電流を設定することができる。

　したがって、本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールでは、発光素子から送信されるバースト光信号を良好にモニタし、当該発光素子を適切に制御するとともに、製造コストの上昇を抑制することができる。

　また、本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールでは、出力バッファ回路６３は、バイアス電流供給回路６８がバイアス電流Ｉｂｉａｓの供給を開始した後に変調電流Ｉｍｏｄの供給を開始する。そして、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、バイアス電流Ｉｂｉａｓの供給開始タイミング後、かつ変調電流Ｉｍｏｄの供給開始タイミングから遡って所定時間以内のタイミングである。

　このような構成により、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを測定すればよいことから、追加回路が少なくてすみ、構成の簡易化を図ることができる。また、たとえば、発光素子ＬＤに対してバイアス電流が単独で供給されている段階で適切な変調電流を早期に設定することができる。

　また、本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールでは、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、バイアス電流Ｉｂｉａｓの供給開始タイミング後、かつ変調電流Ｉｍｏｄの供給開始タイミングから遡って所定時間以内の第１のタイミング、および変調電流Ｉｍｏｄの供給開始タイミングの後の第２のタイミングである。

　このような構成により、変調電流の供給開始前のタイミングおよび変調電流の供給開始後のタイミングにおいて測定したモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎに基づいて、より適切な変調電流値を設定することができる。

　また、本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールでは、バイアス電流供給回路６８は、出力バッファ回路６３が変調電流Ｉｍｏｄの供給を停止した後にバイアス電流Ｉｂｉａｓの供給を停止する。そして、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、変調電流Ｉｍｏｄの供給停止タイミング後、かつバイアス電流Ｉｂｉａｓの供給停止タイミングから遡って所定時間以内のタイミングである。

　また、本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールでは、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、変調電流Ｉｍｏｄの供給停止タイミング後、かつバイアス電流Ｉｂｉａｓの供給停止タイミングから遡って所定時間以内の第１のタイミング、および変調電流Ｉｍｏｄの供給停止タイミングの前の第２のタイミングである。

　このような構成により、変調電流の供給停止後のタイミングおよび変調電流の供給停止前のタイミングにおいて測定したモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎに基づいて、より適切な変調電流値を設定することができる。

　また、本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールでは、測定部３１は、出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを測定する。調整部３２は、第２のタイミングにおいて測定された出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルが、第１のタイミングにおいて測定された出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルの所定数倍になるように変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　このような構成により、変調電流の供給開始前における出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを基準として、変調電流の供給開始後における出力電流Ｉｍｏｎを適切に設定することができる。

　また、本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールでは、記憶部７３は、出力電流Ｉｍｏｎの大きさと変調電流Ｉｍｏｄの大きさとの比を表す情報を記憶する。そして、調整部３２は、当該情報を用いて変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　このような構成により、記憶部７３における情報の書き換えにより、任意の消光比を得ることができる。また、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎから変調電流の設定値を簡易な処理で算出することができる。

　次に、本発明の他の実施の形態について図面を用いて説明する。なお、図中同一または相当部分には同一符号を付してその説明は繰り返さない。

　＜第２の実施の形態＞
　本実施の形態は、第１の実施の形態に係る光通信モジュールと比べて測定タイミングを変更した光通信モジュールに関する。以下で説明する内容以外は第１の実施の形態に係る光通信モジュールと同様である。

　本発明の第２の実施の形態に係る光通信モジュールでは、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、バースト光信号における所定のビット列の区間たとえば同期パターン区間に含まれる。測定部３１は、この同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎの振幅を測定する。

　そして、調整部３２は、測定部３１によって測定された振幅が目標値になるように、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　図１２は、本発明の第２の実施の形態に係る光通信モジュールにおけるモニタ用受光素子の出力電流の測定タイミングを説明するための図である。図１２において、横軸は時間であり、縦軸はモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎである。また、Ｉｍｏｎ＿ｂｉａｓは、出力電流Ｉｍｏｎに含まれるバイアス電流成分であり、Ｉｍｏｎ＿ｍｏｄは出力電流Ｉｍｏｎに含まれる変調電流成分である。

　図１２を参照して、光通信モジュール２１は、バースト光信号の同期パターン区間における振幅をモニタし、所望の消光比が得られるように、変調電流をフィードバック制御する。具体的には、測定部３１は、出力電流Ｉｍｏｎに含まれるバイアス電流成分Ｉｍｏｎ＿ｍｏｄを、バースト光信号の振幅としてモニタする。

　前述のように、光信号をモニタするための帯域が不足すると、ペイロード区間において、スクランブルされた１０Ｇｂｐｓの信号、特に”０”信号と”１”信号が交互に送信されるデータの光信号をモニタすることが困難となる。これに対して、同期パターンは各バースト光信号において常に固定のデータパターンであり、また、最大同符号連続ビット数は６ビットであることから、バースト光信号の振幅を安定してモニタすることができる。

　図１３は、本発明の第２の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。

　図１３を参照して、測定部３１は、カレントミラー回路１０１と、抵抗１０２と、振幅検知部１０３と、サンプルホールド回路１０４とを含む。調整部３２は、ＣＰＵ７０と、ＡＰＣ制御部７２と、コンパレータ１０７と、抵抗１０５，１０６とを含む。測定タイミング設定部３３は、ＯＲゲート１０８，１１２と、オフディレイ回路１１０，１１１と、抵抗１０９とを含む。

　測定部３１において、カレントミラー回路１０１は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎに対応するミラー電流を生成して出力する。モニタ用受光素子ＰＤには、カレントミラー回路１０１を介してバイアス電圧が供給される。

　ＡＰＣ制御部７２は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流の大小に応じて発光素子ＬＤへのバイアス電流の大きさを調整する。ＡＰＣ制御部７２は、カレントミラー回路１０１の出力電流を電圧に変換する。ＡＰＣ制御部７２は、変換した電圧と、たとえばＣＰＵ７０によって自己のレジスタ（図示せず）に書き込まれた参照電圧とを比較する。ＡＰＣ制御部７２は、その比較結果に基づいて制御データＡＰＣ２を作成する。ＡＰＣ制御部７２は、発光素子ＬＤから出力される光信号の強度が一定になるように制御データＡＰＣ２を作成する。

　抵抗１０２は、カレントミラー回路１０１からのミラー電流を受ける第１端と、接地電圧の供給されるノードに接続された第２端とを有する。抵抗１０２により、カレントミラー回路１０１からのミラー電流が受光電圧に変換される。

　なお、抵抗１０２は、可変抵抗であってもよい。この場合、たとえば、ＣＰＵ７０が抵抗１０２の抵抗値を調整する。これにより、モニタ用受光素子ＰＤのダイナミックレンジ等の個体ばらつきに対処し、また、消光比の調整を行なうことができる。

　振幅検知部１０３は、抵抗１０２によって変換された受光電圧の交流成分すなわち振幅を検知し、検知した振幅を示す信号を出力する。たとえば、振幅検知部１０３は、受光電圧の最大ピークおよび最小ピークを検出し、これらの差分を示す信号を出力する。

　サンプルホールド回路１０４は、ゲート信号Ｓｇ１１を受けて、たとえばゲート信号Ｓｇ１１が論理ローレベルになると、振幅検知部１０３から受けた信号をサンプリングして、サンプリングした電圧をコンパレータ１０７へ出力する。また、サンプルホールド回路１０４は、ゲート信号Ｓｇ１１が論理ハイレベルとなる期間、サンプリングした信号を保持するとともに、その保持した電圧をコンパレータ１０７へ出力する。後述するように、ゲート信号Ｓｇ１１は、バースト光信号の同期パターン区間におけるタイミングを示す。サンプルホールド回路１０４は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎに相当する値として、振幅検知部１０３からの信号の値をサンプリングする。

　測定タイミング設定部３３において、ＯＲゲート１０８は、たとえば制御部２９から出力されるバーストディスエーブル信号および送信ディスエーブル信号の論理和を示す信号を出力する。ここで、送信ディスエーブル信号は、ＯＮＵ２０２において省電力制御を行なうために、各種回路の動作を停止するための制御信号である。

　ＯＲゲート１０８の出力信号は、抵抗１０９の第１端が接続される信号ラインを介してオフディレイ回路１１０，１１１へ出力される。抵抗１０９は、固定電圧たとえば電源電圧Ｖｃｃが供給される電源ノードに接続された第２端を有する。

　オフディレイ回路１１０，１１１は、ＯＲゲート１０８の出力信号の立ち下がりエッジをそれぞれ５１０ｎｓおよび１．７ｕｓ遅延させ、かつ論理レベルを反転させた信号Ｓａ１およびＳａ１２をそれぞれ出力する。オフディレイ回路１１０，１１１は、制御信号であるＯＲゲート１０８の出力信号から測定タイミングを生成する遅延回路である。

　ＯＲゲート１１２は、オフディレイ回路１１０から受けた信号Ｓａ１１の論理レベルを反転させた信号と、オフディレイ回路１１１から受けた信号Ｓａ１２との論理和を示すゲート信号Ｓｇ１１をサンプルホールド回路１０４およびＣＰＵ７０へ出力する。

　調整部３２において、コンパレータ１０７は、サンプルホールド回路１０４から受けた電圧とＣＰＵ７０から受けた振幅の基準値とを比較する。コンパレータ１０７は、その比較結果を示す信号ＩｃｏｍｐをＣＰＵ７０へ出力する。この基準値は、たとえば２００ｍＶである。

　ＣＰＵ７０は、コンパレータ１０７から受けた信号Ｉｃｏｍｐに基づいて、変調電流の制御値を決定する。ＣＰＵ７０は、抵抗１０５，１０６の第１端がそれぞれ接続される信号線ＳＣＬおよび信号線ＳＤＡからなるＩ２Ｃバス経由で、当該制御値をＡＰＣ制御部７２へ出力する。なお、光通信モジュールの電源投入直後は、ＣＰＵ７０において保持する初期値が制御値としてＡＰＣ制御部７２へ出力される。抵抗１０５，１０６は、固定電圧たとえば電源電圧Ｖｃｃが供給される電源ノードに接続された第２端を有する。

　具体的には、たとえば、所望の消光比が７［ｄＢ］である場合、すなわち”１”信号のレベルが”０”信号のレベルの約５倍となる状態を目標とする場合を考える。上記振幅の基準値は、この７［ｄＢ］に相当する値が設定される。

　この場合、コンパレータ１０７の出力信号は、たとえば、同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルが上記基準値より大きい場合には論理ハイレベルとなり、小さい場合には論理ローレベルとなる。

　たとえば、電源６６の出力電流の標準値を４０ｍＡとした場合、ＣＰＵ７０は、コンパレータ１０７の出力信号が論理ハイレベルの場合には、変調電流が２ｍＡ小さくなるように制御値を決定する。ＣＰＵ７０は、コンパレータ１０７の出力信号が論理ローレベルの場合には、変調電流が２ｍＡ大きくなるように制御値を決定する。

　これにより、同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎの振幅が一定になるように変調電流を制御することができるため、発光素子ＬＤの消光比を所望の値にすることができる。

　なお、本発明の第２の実施の形態に係る光通信モジュールにおいても、コンパレータ１０７の代わりにオペアンプを用いてもよい。この場合の動作内容は本発明の第１の実施の形態に係る光通信モジュールと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

　図１４は、本発明の第２の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおけるモニタ用制御信号の一例を示す図である。

　図１４を参照して、タイミングｔ２１からタイミングｔ２２までの期間が、プリバイアス区間およびアイドルパターンの区間に相当する。タイミングｔ２２からタイミングｔ２３までの期間（Ｔｇ１１）が、同期パターン区間に相当する。タイミングｔ２３からタイミングｔ２４までの期間が、有効データであるペイロードが送信される区間に相当する。

　まず、タイミングｔ２１において、バーストディスエーブル信号が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。このとき、ゲート信号Ｓｇ１１は、論理ハイレベルである。

　次に、タイミングｔ２１から５１０ｎｓ後のタイミングｔ２２において、オフディレイ回路１１０の出力信号Ｓａ１１が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、ゲート信号Ｓｇ１１が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。

　次に、タイミングｔ２１から１．７ｕｓ後のタイミングｔ２３において、オフディレイ回路１１１の出力信号Ｓａ１２が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、ゲート信号Ｓｇ１１が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。

　次に、タイミングｔ２３の後のタイミングｔ２４において、バーストディスエーブル信号が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、オフディレイ回路１１０，１１１の出力信号Ｓａ１１，Ｓａ１２が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。

　このように、ゲート信号Ｓｇ１１は、タイミングｔ２２まで論理ハイレベルであり、タイミングｔ２２からタイミングｔ２３までの期間において論理ローレベルになり、タイミングｔ２３以降、再び論理ハイレベルになる。

　すなわち、測定タイミング設定部３３は、同期パターン区間におけるタイミングを示すゲート信号Ｓｇ１１を生成する。

　以上のように、本発明の第２の実施の形態に係る光通信モジュールでは、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、バースト光信号における所定のビット列の区間たとえば同期パターン区間に含まれる。

　このような構成により、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎが安定するタイミングにおいて測定を行ない、より適切な変調電流値を設定することができる。

　また、本発明の第２の実施の形態に係る光通信モジュールでは、測定部３１は、同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎの振幅を測定する。そして、調整部３２は、測定部３１によって測定された振幅が目標値になるように、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　このような構成により、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎが安定するタイミングにおいて測定したモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの振幅から、変調電流の設定値を適切に算出することができる。

　その他の構成および動作は第１の実施の形態に係る光通信モジュールと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

　＜第３の実施の形態＞
　本実施の形態は、第１の実施の形態に係る光通信モジュールと比べてパイロット電流を重畳する光通信モジュールに関する。以下で説明する内容以外は第２の実施の形態に係る光通信モジュールと同様である。

　図１５は、本発明の第３の実施の形態に係る光通信モジュールにおいて重畳するパイロット電流を示す図である。図１５において、横軸は時間であり、縦軸はモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎである。また、Ｉｍｏｎ＿ｂｉａｓは、出力電流Ｉｍｏｎに含まれるバイアス電流成分であり、Ｉｍｏｎ＿ｍｏｄは出力電流Ｉｍｏｎに含まれる変調電流成分であり、Ｉｍｏｎ＿ｍｏｄ＿ｐは、パイロット電流である。

　図１５を参照して、本発明の第３の実施の形態に係る光通信モジュールでは、バースト光信号における同期パターン区間においてパイロット電流を供給することにより、比較的周期の短いパイロット電流を用いることを可能とする。

　具体的には、同期パターンの最大同符号連続ビット数は６ビットであることから、最大同符号連続ビット数である３１ビットのペイロード信号の最低周波数成分に対して、同期パターンの最低周波数成分は約１５６ＭＨｚと格段に周波数が高くなる。

　これに着目して、本発明の第３の実施の形態に係る光通信モジュールでは、数十ＭＨｚのパイロット電流を用いる。これにより、１０Ｇ－ＥＰＯＮのＯＮＵに求められる５１２ｎｓのバースト応答、あるいはフィードバック制御によって所望の光信号レベルに到達するまでの数十ｕｓ（マイクロ秒）の要求時間を満たすことができる。

　この構成では、光通信モジュール２１においてパイロット電流生成器を追加する必要がある。一方で、振幅の安定したパイロット電流を用いて、発光素子ＬＤへのバイアス電流が十分に安定してから変調電流のフィードバック制御処理を行なうことができる。このため、より安定してバースト光信号の振幅をモニタすることができる。

　具体的には、同期パターン区間においてたとえば変調電流にパイロット電流を重畳し、出力電流Ｉｍｏｎの振幅変化ΔＶｍｏｎをモニタする。そして、ΔＶｍｏｎが一定の目標値となるように、変調電流をフィードバック制御する。この目標値は、所望の消光比に相当する値に設定される。パイロット電流の振幅は、変調電流Ｉｍｏｄの振幅のたとえば２％に設定する。同期パターン区間以外では、パイロット電流の供給および出力電流Ｉｍｏｎの振幅変化ΔＶｍｏｎのモニタは停止する。

　同期パターン区間は、バーストディスエーブル信号が非活性化されたタイミングから０．５１ｕｓ～１．７ｕｓの区間であり、本発明の第２の実施の形態に係る光通信モジュールと同様の構成および方法により、ゲート信号Ｓｇ１１を生成して使用することができる。

　なお、光通信モジュール２１の電源投入直後は、ＣＰＵ７０において保持する初期値が制御値としてＡＰＣ制御部７２へ出力される。

　ここで、ΔＶｍｏｎが一定であれば消光比が一定に保たれる理由は、以下の通りである。すなわち、（発光素子ＬＤの平均電流Ｉｌｄ－発光素子ＬＤの閾値電流Ｉｔｈ）から発光素子ＬＤの発光強度、そして当該発光強度から出力電流Ｉｍｏｎへの変換効率が一定である場合、出力電流Ｉｍｏｎは（平均電流Ｉｌｄ－閾値電流Ｉｔｈ）に比例する。

　この場合、発光素子ＬＤへのバイアス電流Ｉｂｉａｓが一定である状態で変調電流Ｉｍｏｄを変化させれば、当該変化は、一定の変換効率で出力電流Ｉｍｏｎの振幅Ｖｍｏｎの変化としてモニタされる。

　そして、変調電流Ｉｍｏｄは、（バイアス電流Ｉｂｉａｓ－閾値電流Ｉｔｈ）および消光比から決めることができるため、パイロット電流によってΔＶｍｏｎを変調電流Ｉｍｏｄのｘ％に設定すると、消光比とΔＶｍｏｎとは１対１で対応する。したがって、ΔＶｍｏｎが一定であれば消光比が一定に保たれる。

　図１６は、本発明の第３の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの構成を示す図である。

　図１６を参照して、光通信モジュール２１は、本発明の第２の実施の形態に係る光通信モジュールと比べて、さらに、パイロット電流生成部７７を含む。パイロット電流生成部７７は、パイロット信号生成回路６２と、電源６４とを含む。

　パイロット電流生成部７７は、バースト光信号の変調レートよりも低い周波数を有し、かつ変調電流Ｉｍｏｄの振幅より所定割合以上小さい振幅を有するパイロット電流を生成する。パイロット電流生成部７７は、生成したパイロット電流を変調電流Ｉｍｏｄに重畳する。たとえば、パイロット電流の周波数は、同期パターン区間の長さの逆数よりも大きい。

　より詳細には、電源６４は、パイロット信号生成回路６２から受けたパイロット制御信号に基づいて、パイロット電流を生成して出力バッファ回路６３に供給する。

　パイロット信号生成回路６２は、測定タイミング設定部３３から受けたゲート信号Ｓｇ１１に基づいて、パイロット制御信号を電源６４へ出力する。具体的には、パイロット信号生成回路６２は、パイロット制御信号を出力することにより、同期パターン区間において電源６４の電流出力の開始および停止を繰り返し、他のタイミングにおいて電源６４の電流出力を停止する。

　測定部３１は、同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎの振幅を測定する。そして、調整部３２は、パイロット電流の変動に対応する出力電流Ｉｍｏｎの変動が目標値になるように、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　図１７は、本発明の第３の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。

　図１７を参照して、測定部３１は、図１３に示す測定部３１と比べて、さらに、ローパスフィルタ（ＬＰＦ）１１３を含む。

　ローパスフィルタ１１３は、抵抗１０２によって変換された受光電圧の周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させる。このローパスフィルタ１１３により、出力電流Ｉｍｏｎの高周波成分がカットされ、振幅検知部１０３がたとえば同期パターンの最低周波数より高い成分を検知することを防ぐことができる。

　振幅検知部１０３は、ローパスフィルタ１１３を通過した受光電圧の振幅を検知し、検知した振幅を示す信号を出力する。たとえば、振幅検知部１０３は、受光電圧の最大ピークおよび最小ピークを検出し、これらの差分を示す信号を出力する。

　測定タイミング設定部３３において、ＯＲゲート１１２は、オフディレイ回路１１０から受けた信号Ｓａ１１の論理レベルを反転させた信号と、オフディレイ回路１１１から受けた信号Ｓａ１２との論理和を示すゲート信号Ｓｇ１１を、サンプルホールド回路１０４、パイロット信号生成回路６２およびＣＰＵ７０へ出力する。

　なお、パイロット電流生成部７７は、温度センサ等を用いることにより、温度等の外部環境を参照することでパイロット電流の振幅値を変更する構成であってもよい。

　ここで、パイロット電流が各温度で一定である場合、たとえば発光素子ＬＤの発光効率が高い低温の環境下では、バースト光信号に対するパイロット信号の割合が大きくなってしまう。上記のように温度等を参照してパイロット電流の振幅値を変更する構成により、パイロット電流の振幅を外部環境に応じて適切に設定することができる。

　以上のように、本発明の第３の実施の形態に係る光通信モジュールでは、パイロット電流生成部７７は、変調電流Ｉｍｏｄより小さいパイロット電流を生成し、生成したパイロット電流を、出力電流Ｉｍｏｎに影響を与える影響点に重畳する。そして、調整部３２は、影響点と測定部３１の測定結果との関係に基づいて、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　また、本発明の第３の実施の形態に係る光通信モジュールでは、パイロット電流生成部７７は、上記影響点として変調電流Ｉｍｏｄにパイロット電流を重畳する。そして、調整部３２は、パイロット電流の変動に対応する出力電流Ｉｍｏｎの変動が目標値になるように、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　また、本発明の第３の実施の形態に係る光通信モジュールでは、測定部３１は、同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎの振幅を測定する。そして、パイロット電流生成部７７は、バースト光信号の変調レートよりも低い周波数を有し、かつ変調電流Ｉｍｏｄの振幅より所定割合以上小さい振幅を有するパイロット電流を生成する。

　また、本発明の第３の実施の形態に係る光通信モジュールでは、パイロット電流の周波数は、同期パターン区間の長さの逆数よりも大きい。

　このような構成により、１つの同期パターン区間において少なくとも１回、出力電流Ｉｍｏｎの振幅変化ΔＶｍｏｎを測定し、変調電流の設定変更を行なうことができる。このため、変調電流が所望の値に収束するまでに要する時間を短縮することができる。

　なお、光通信モジュール２１では、図４等において説明したように、バースト光信号のビットレートおよび変調レートは等しい。しかしながら、このような構成に限らず、光通信モジュール２１によるバースト光信号の送信においてたとえば多値の振幅変調が行なわれてもよい。この場合、バースト光信号のビットレートは変調レートよりも大きくなる。

　［変形例］
　図１８は、本発明の第３の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの変形例１の構成を示す図である。

　図１８を参照して、変形例１において、測定部３１は、同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎの振幅を測定する。

　パイロット電流生成部７７は、バースト光信号の変調レートよりも低い周波数を有し、かつ変調電流Ｉｍｏｄの振幅より所定割合以上小さい振幅を有するパイロット電流を生成する。パイロット電流生成部７７は、生成したパイロット電流をバイアス電流Ｉｂｉａｓに重畳する。

　調整部３２は、パイロット電流の変動に対応する出力電流Ｉｍｏｎの変動が目標値になるように、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　電源６４は、パイロット信号生成回路６２から受けたパイロット制御信号に基づいて、パイロット電流を生成して、そのパイロット電流を発光回路７５に供給する。なお、パイロット電流の振幅は、発光素子ＬＤの閾値電流を考慮した値に設定される。

　すなわち、変形例１では、パイロット電流生成部７７は、上記影響点としてバイアス電流Ｉｂｉａｓにパイロット電流を重畳する。そして、調整部３２は、パイロット電流の変動に対応する出力電流Ｉｍｏｎの変動が目標値になるように、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　このような構成でも、バースト光信号と比べて振幅が安定したパイロット信号を用いる構成により、より正確に変調電流のフィードバック制御を行なうことができる。また、パイロット電流の重畳先を適切に選択し、変調電流のフィードバック制御を良好に行なうことができる。

　図１９は、本発明の第３の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの変形例２の構成を示す図である。

　図１９を参照して、変形例２において、測定部３１は、同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎの振幅を測定する。

　パイロット電流生成部７７は、バースト光信号の変調レートよりも低い周波数を有し、かつ出力電流Ｉｍｏｎの振幅より所定割合以上小さい振幅を有するパイロット電流を生成する。パイロット電流生成部７７は、そのパイロット電流を出力電流Ｉｍｏｎに重畳する。

　調整部３２は、出力電流Ｉｍｏｎの変動に対応するバイアス電流Ｉｂｉａｓの変動が目標値になるように、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　より詳細には、測定部３１は、図１６に示す測定部３１と比べて、さらに、電流測定回路４１を含む。

　電流測定回路４１は、発光回路７５に供給されるバイアス電流Ｉｂｉａｓの交流成分を測定し、測定結果を示す信号を出力する。

　電源６４は、パイロット信号生成回路６２から受けたパイロット制御信号に基づいて、パイロット電流を生成する。電源６４は、そのパイロット電流をモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎに重畳する。

　図２０は、本発明の第３の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールの変形例２における測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。

　図２０を参照して、測定部３１は、図１７に示す測定部３１と比べて、抵抗１０２を含まない。ローパスフィルタ１１３は、カレントミラー回路１０１のミラー電流ではなく電流測定回路４１からの信号を受ける。

　ローパスフィルタ１１３は、電流測定回路４１からのバイアス電流の測定結果を示す信号の周波数成分のうち、所定の周波数以上の成分を減衰させる。このローパスフィルタ１１３により、バイアス電流Ｉｂｉａｓの高周波成分がカットされ、振幅検知部１０３がたとえば同期パターンの最低周波数より高い成分を検知することを防ぐことができる。

　振幅検知部１０３は、ローパスフィルタ１１３を通過した信号の振幅を検知し、検知した振幅を示す信号を出力する。たとえば、振幅検知部１０３は、受光電圧の最大ピークおよび最小ピークを検出し、これらの差分を示す信号を出力する。

　変形例２では、パイロット電流の振幅変動がバイアス電流に反映され、当該バイアス電流の振幅変化ΔＶｍｏｎに基づいて、変調電流が制御される。

　すなわち、変形例２では、調整部３２は、さらに、測定部３１による出力電流Ｉｍｏｎの測定結果に基づいて、バイアス電流Ｉｂｉａｓの大きさを調整する。測定部３１は、さらに、バイアス電流Ｉｂｉａｓを測定する。パイロット電流生成部７７は、上記影響点として出力電流Ｉｍｏｎにパイロット電流を重畳する。そして、調整部３２は、出力電流Ｉｍｏｎの変動に対応するバイアス電流Ｉｂｉａｓの変動が目標値になるように、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　なお、光通信モジュール２１は、同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎの振幅変化ΔＶｍｏｎを１または複数回モニタする。しかしながら、このような構成に限定するものではない。

　光通信モジュール２１は、以下のようなパイロット電流を用いる構成であってもよい。すなわち、測定部３１は、同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを測定する。

　パイロット電流生成部７７は、変調電流Ｉｍｏｄの振幅よりも小さい電流値のパイロット電流を変調電流Ｉｍｏｄまたはバイアス電流Ｉｂｉａｓに重畳する。パイロット電流生成部７７は、バースト光信号を単位として、たとえばバースト光信号ごとにパイロット電流の供給および停止を切り替える。

　そして、調整部３２は、パイロット電流の変動に対応する出力電流Ｉｍｏｎの変動が目標値になるように、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　より詳細には、調整部３２は、パイロット電流を重畳したときの出力電流Ｉｍｏｎとパイロット電流を重畳しないときの出力電流Ｉｍｏｎとの差分をΔＶｍｏｎとすることができる。なお、１つの同期パターン区間において重畳されるパイロット電流の大きさは一定である。

　すなわち、この変形例では、測定部３１は、同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを測定する。そして、パイロット電流生成部７７は、変調電流Ｉｍｏｄの振幅よりも小さい電流値のパイロット電流を生成し、バースト光信号を単位として、パイロット電流の影響点への供給および停止を切り替える。

　このような構成により、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの変動ではなく、出力電流Ｉｍｏｎそのものを測定すればよいことから、出力電流Ｉｍｏｎのサンプリング回数を減らすことができる。

　なお、パイロット電流生成部７７は、パイロット電流の影響点への供給および停止を切り替える構成に限らず、影響点へ供給するパイロット電流を変動させる、具体的には、バースト光信号を単位として、影響点へ供給するパイロット電流の電流値を増やしたり減らしたりする構成であってもよい。

　さらに、パイロット電流の重畳先を、出力電流Ｉｍｏｎとしてもよい。すなわち、パイロット電流生成部７７は、変調電流Ｉｍｏｄの振幅よりも小さい電流値のパイロット電流を出力電流Ｉｍｏｎに重畳する。パイロット電流生成部７７は、バースト光信号を単位として、たとえばバースト光信号ごとにパイロット電流の供給および停止を切り替える。

　調整部３２は、パイロット電流の変動に対応するバイアス電流Ｉｂｉａｓの変動が目標値になるように、変調電流Ｉｍｏｄの大きさを調整する。

　これらのような構成でも、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの変動ではなく、出力電流Ｉｍｏｎそのものを測定すればよいことから、出力電流Ｉｍｏｎのサンプリング回数を減らすことができる。

　その他の構成および動作は第２の実施の形態に係る光通信モジュールと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

　＜第４の実施の形態＞
　本実施の形態は、第１～第３の実施の形態に係る光通信モジュールと比べて変調電流の初期値を変更する光通信モジュールに関する。以下で説明する内容以外は第１～第３の実施の形態に係る光通信モジュールと同様である。

　本発明の第４の実施の形態に係る光通信モジュールでは、変調電流の初期値について、ルックアップテーブルを用いてフィードフォワード制御を行なう。そして、前述のような変調電流のフィードバック制御によって変調電流の変動が小さくなり、安定したと判断された場合に、現在の周囲温度で用いるべき変調電流の初期値として、現在の変調電流の設定値をルックアップテーブルに上書きする。

　より詳細には、たとえば、ＣＰＵ７０には、周囲温度を検出するための温度センサが内蔵されている。

　記憶部７３は、温度センサによって検出された光通信モジュール２１の周囲温度と、変調電流Ｉｍｏｄの初期値との対応関係を記憶する。具体的には、記憶部７３は、光通信モジュール２１の周囲温度と変調電流の初期値との対応関係を示すルックアップテーブルを記憶する。

　ＡＰＣ制御部（初期値更新部）７２は、測定部３１によって前回測定された出力電流Ｉｍｏｎの振幅に対する、今回測定された出力電流Ｉｍｏｎの振幅の変化幅が所定値未満となる場合に、上記対応関係において、検出された光通信モジュール２１の周囲温度に対応する上記初期値を、今回測定された出力電流Ｉｍｏｎの振幅に変更する。なお、上記変化幅は、差分であってもよいし、比であってもよい。

　具体的には、ＡＰＣ制御部７２は、変調電流のフィードバック制御が行われている状態において、測定部３１から受けた出力電流Ｉｍｏｎの振幅の測定結果をｘ１とし、測定部３１から前回受けた出力電流Ｉｍｏｎの振幅の測定結果をｘ２とし、変調電流が安定したと判断される閾値をΔｘとする。そして、ＡＰＣ制御部７２は、Δｘ＞｜ｘ１－ｘ２｜となると、現在の周囲温度で用いるべき変調電流の初期値として、ｘ１に対応する変調電流の制御値をルックアップテーブルに上書きする。たとえば、ＡＰＣ制御部７２は、Δｘが０．１ｍＡである場合、出力電流Ｉｍｏｎの振幅の測定値の差分が０．０５ｍＡとなると、初期値の書き換えを行なう。ここで、閾値Δｘは、たとえば記憶部７３に記憶されている。

　このように、本発明の第４の実施の形態に係る光通信モジュールでは、記憶部７３は、光通信モジュール２１の周囲温度と変調電流Ｉｍｏｄの初期値との対応関係を記憶する。そして、ＡＰＣ制御部７２は、測定部３１によって前回測定された出力電流Ｉｍｏｎの振幅に対する、今回測定された出力電流Ｉｍｏｎの振幅の変化幅が所定値未満となる場合に、上記対応関係において、検出された光通信モジュール２１の周囲温度に対応する上記初期値を、今回測定された出力電流Ｉｍｏｎの振幅に変更する。

　その他の構成および動作は第１～第３の実施の形態に係る光通信モジュールと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

　＜第５の実施の形態＞
　本実施の形態は、第１～第４の実施の形態に係る光通信モジュールと比べて測定タイミングを変更した光通信モジュールに関する。以下で説明する内容以外は第１～第４の実施の形態に係る光通信モジュールと同様である。

　本発明の第５の実施の形態に係る光通信モジュールでは、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、同期パターン区間（第１のタイミング）と、変調電流が供給される区間（第２のタイミング）である。

　図２１は、本発明の第５の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。

　図２１を参照して、測定部３１は、オペアンプ８１，８２の構成の点で図９に示す測定部３１と異なる。図２１に示された構成では、オペアンプ８１は、バッファとして動作し、抵抗９９によって変換された受光電圧を出力する。オペアンプ８２は、バッファとして動作し、抵抗８３および抵抗８４の抵抗値によって決まるゲインで、抵抗９９によって変換された受光電圧を増幅して出力する。具体的には、抵抗８３の抵抗値をＲ１とし、抵抗８４の抵抗値をＲ２とすると、オペアンプ８２は、受光電圧のレベルを（（Ｒ１＋Ｒ２）／Ｒ１）倍した電圧を出力する。

　さらに測定部３１は、ピーク検知部１２１を備える点において図９に示す測定部３１と異なる。ピーク検知部１２１は、オペアンプ８１の出力すなわち受光電圧のピークレベルを検知する。ピーク検知部１２１は、その検知したピークレベルを示す信号をサンプルホールド回路８６に出力する。

　さらに、測定タイミング設定部３３は、オフディレイ回路９３，９４に代えて、オフディレイ回路１１０，１１１を備える点で、図９に示す測定タイミング設定部３３と異なる。オフディレイ回路１１０，１１１は、ＯＲゲート１０８の出力信号の立ち下がりエッジをそれぞれ５１０ｎｓおよび１．７ｕｓ遅延させ、かつ論理レベルを反転させた信号Ｓａ１およびＳａ１２をそれぞれ出力する。すなわち、オフディレイ回路１１０，１１１は、図１３に示したオフディレイ回路１１０，１１１と、それぞれ同じ機能を有する。

　ＯＲゲート９７は、オフディレイ回路１１０から受けた信号Ｓａ１１の論理レベルを反転させた信号と、オフディレイ回路１１１から受けた信号Ｓａ１２との論理和を示すゲート信号Ｓｇ１をサンプルホールド回路８６およびＣＰＵ７０へ出力する。

　図２２は、本発明の第５の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおけるモニタ用制御信号の一例を示す図である。

　図２２を参照して、タイミングｔ４１からタイミングｔ４２までの期間が、プリバイアス区間およびアイドルパターンの区間に相当する。タイミングｔ４２からタイミングｔ４３までの期間が、同期パターン区間に相当する。タイミングｔ４３からタイミングｔ４４までの期間が、有効データであるペイロードが送信される区間に相当する。

　まず、タイミングｔ４１において、バーストディスエーブル信号が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。このとき、ゲート信号Ｓｇ１は、論理ハイレベルである。

　次に、タイミングｔ４１から５１０ｎｓ後のタイミングｔ４２において、オフディレイ回路１１０の出力信号Ｓａ１１が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、ゲート信号Ｓｇ１が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。

　次に、タイミングｔ４１から１．７ｕｓ後のタイミングｔ４３において、オフディレイ回路１１１の出力信号Ｓａ１２が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、ゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。

　次に、タイミングｔ４３の後のタイミングｔ４４において、バーストディスエーブル信号が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、オフディレイ回路１１０，１１１の出力信号Ｓａ１１，Ｓａ１２が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。

　このように、ゲート信号Ｓｇ１は、タイミングｔ４２まで論理ハイレベルであり、タイミングｔ４２からタイミングｔ４３までの期間において論理ローレベルになり、タイミングｔ４３以降、再び論理ハイレベルになる。

　すなわち、測定タイミング設定部３３は、同期パターン区間におけるタイミングを示すゲート信号Ｓｇ１を生成する。

　また、タイミングｔ４２において、オフディレイ回路９５の出力信号Ｓａ３が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、ゲート信号Ｓｇ２が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。

　次に、タイミングｔ４４において、バーストディスエーブル信号が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、オフディレイ回路９５の出力信号Ｓａ３が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。出力信号Ｓａ３の当該遷移により、ゲート信号Ｓｇ２が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。

　このように、ゲート信号Ｓｇ２は、タイミングｔ４２まで論理ハイレベルであり、タイミングｔ４２からタイミングｔ４４までの期間において論理ローレベルになり、タイミングｔ４４以降、再び論理ハイレベルになる。

　すなわち、測定タイミング設定部３３は、有効データ（同期パターンおよびペイロード）の送信される区間におけるタイミングを示すゲート信号Ｓｇ２を生成する。

　図２１に戻り、サンプルホールド回路８６は、ゲート信号Ｓｇ１を受ける。サンプルホールド回路８６は、ゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルになると、ピーク検知部１２１から受けた電圧（受光電圧のピークレベル）をサンプリングして、サンプリングした電圧をコンパレータ９０へ出力する。また、サンプルホールド回路８６は、ゲート信号Ｓｇ１が論理ハイレベルとなる期間、サンプリングした電圧を保持するとともに、その保持した電圧をコンパレータ９０へ出力する。すなわちサンプルホールド回路８６は、同期パターン区間における出力電流Ｉｍｏｎのピークレベルを示す電圧値を取得する。

　サンプルホールド回路８７は、ゲート信号Ｓｇ２を受ける。サンプルホールド回路８７は、ゲート信号Ｓｇ２が論理ローレベルになると、ローパスフィルタ８５を通過した電圧をサンプリングして、サンプリングした電圧をコンパレータ９０へ出力する。また、サンプルホールド回路８７は、ゲート信号Ｓｇ２が論理ハイレベルとなる期間、サンプリングした電圧を保持するとともに、その保持した電圧をコンパレータ９０へ出力する。すなわちサンプルホールド回路８７は、ペイロード区間における出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを示す電圧値を取得する。

　なお、調整部３２の機能は第１の実施の形態に係る調整部３２の機能と同じであるので以後の詳細な説明は繰り返さない。すなわち調整部３２は、変調電流の供給開始後の第２のタイミングにおける出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルが、同期パターン区間に含まれる第１のタイミングにおける出力電流Ｉｍｏｎのピークレベルの所定数倍（たとえば５倍）となるように、変調電流の大きさを調整する。

　以上のように、第５の実施の形態に係る光通信モジュールでは、出力電流Ｉｍｏｎの第１の測定タイミングは、同期パターン区間に含まれる。同期パターンは各バースト光信号において常に固定のデータパターンであり、また、最大同符号連続ビット数は６ビットであることから、バースト光信号のピークレベルを安定してモニタすることができる。

　一方、第５の実施の形態に係る光通信モジュールでは、出力電流Ｉｍｏｎの第２の測定タイミングは、変調電流の供給開始後のタイミングである。たとえば第２の測定タイミングは、ペイロード区間に含まれる。ペイロード区間ではスクランブルされた１０Ｇｂｐｓの信号が発生する。すなわちペイロード区間では”０”信号と”１”信号とがランダムに発生する。しかしながら、ＩＥＥＥ８０２．３ａｖ（登録商標）－２００９の「７６．３．２．３　Ｓｃｒａｍｂｌｅｒ」節、および、関連するＩＥＥＥ８０２．３ａｅ（登録商標）－２００２の「４９．２．６　Ｓｃｒａｍｂｌｅｒ．」節および図４９－８によれば、シフトレジスタと排他的論理和とを用いたＰＲＢＳ信号生成器と同じ原理に従って、ペイロードの信号が生成される。

　ＰＲＢＳは、「０」信号と「１」信号との間のバランスが取れていることを特徴とする。したがって、ペイロード区間（第２のタイミング）における出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルは、「０」と「１」とのならびによらず、ほぼ同じになると見積もられる。したがって、第２のタイミングをペイロード区間内とすることができる。なお、ペイロードの区間におけるスクランブルが理想的なスクランブルでない場合には、第２のタイミングは、同期パターン区間に含まれてもよい。この場合、測定タイミング設定部の構成３３には、図１３に示された構成と同様の構成を採用することができる。

　以上のように、第５の実施の形態によれば、所定のビット列の区間としての同期パターン区間において出力電流Ｉｍｏｎのピークレベルが測定されるとともに、変調電流の供給開始タイミングの後の第２のタイミングにおいて出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルが測定される。第２のタイミングにおける出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルが第１のタイミングにおける出力電流Ｉｍｏｎのピークレベルの所定数倍（たとえば５倍）となるように、変調電流の大きさが調整される。

　同期パターン区間およびペイロード区間において、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎが安定する。出力電流Ｉｍｏｎが安定するタイミングにおいて出力電流Ｉｍｏｎが測定され、その測定された出力電流Ｉｍｏｎに基づいて変調電流の大きさが調整される。これにより、より適切な変調電流値を設定することができる。

　第１の実施の形態では、プリバイアス区間におけるバイアス電流が測定される。しかしながら図６に示されるように、プリバイアス区間は短い。さらにプリバイアス区間におけるバイアス電流は小さい。一方、第５の実施の形態では、同期パターン区間において出力電流Ｉｍｏｎのピークレベルが測定される。同期パターン区間における出力電流のピークレベルは、プリバイアス区間におけるバイアス電流よりも大きい。

　したがって、同期パターン区間における出力電流のピークレベルを、変調電流を調整する際の基準とすることによって、たとえばＣＰＵ７０においてＡ／Ｄ変換の際の精度を高めることができるので、変調電流の供給開始後におけるモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎを適切に設定することができる。

　さらに、図６に示されるように、プリバイアス区間は、発光素子ＬＤが光を出力するタイミングｔｓから比較的早い期間（５５ｎｓ～６５ｎｓ）である。すなわち、第１の実施の形態では、バーストディスエーブル信号がイネーブルとなってから比較的早いタイミングにおいて、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎが測定される。これに対して、第５の実施の形態では、バーストディスエーブル信号がイネーブルとなってから比較的遅いタイミングにおいて、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎが測定される。これによって、測定タイミング設定部３３に要求される応答時間を長く設定することができる。

　なお、第２のタイミングは、変調電流の供給開始タイミングの後のタイミングであればよい。したがって第２のタイミングはペイロード区間に含まれるものと限定されない。第２のタイミングは、同期パターン区間に含まれていてもよい。

　その他の構成および動作は第１～第４の実施の形態に係る光通信モジュールと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。

　＜第６の実施の形態＞
　本実施の形態は、第１～第５の実施の形態に係る光通信モジュールと比べて、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングを変更した光通信モジュールに関する。以下で説明する内容以外は第１から第５の実施の形態に係る光通信モジュールと同様である。

　第６の実施の形態では、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、バーストディスエーブル信号がイネーブルとなったときから、変調電流の供給が開始されるまでの間のタイミングである。

　図２３は、本発明の第６の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。

　図２３を参照して、測定部３１は、カレントミラー回路９８および抵抗９９に代えてオペアンプ１３１、抵抗１３２およびコンデンサ１３３を備える点において図９に示す測定部３１と異なる。

　オペアンプ１３１は、たとえば電流帰還型オペアンプである。オペアンプ１３１の帯域幅は、たとえば２００ＭＨｚである。

　抵抗１３２は、オペアンプ１３１の出力端子と、オペアンプ１３１の反転入力端子（－端子）との間に接続される。抵抗１３２の抵抗値は特に限定されないが、たとえば１ｋΩである。なお、抵抗１３２は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎを電圧に変換する機能を担う。すなわち抵抗１３２は、電流／電圧（Ｉ／Ｖ）変換部を構成する。

　コンデンサ１３３は、位相補償用のコンデンサであり、抵抗１３２と並列にオペアンプ１３１に接続される。コンデンサ１３３の容量値は、たとえば０．５ｐＦである。

　オペアンプ１３１の非反転入力端子（＋端子）は、基準電圧Ｖｒｅｆを与えるノードに接続される。基準電圧Ｖｒｅｆの大きさは特に限定されないが、たとえば１．３Ｖである。基準電圧Ｖｒｅｆの大きさを１．３Ｖとすることで、モニタ用受光素子ＰＤの周波数帯域を十分に確保できるバイアス電圧とすることができるので好ましい。

　なお、オペアンプ１３１、抵抗１３２およびコンデンサ１３３はトランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）と等価な構成を有する。

　さらに、測定タイミング設定部３３は、オフディレイ回路９３が省略される点、および、ＯＲゲート９７に、オフディレイ回路９３を介さずに信号Ｓａ１が入力される点において、図９に示す測定タイミング設定部３３と異なる。

　調整部３２は、電圧／電流（Ｖ／Ｉ）変換部１４１をさらに備える点で、図９に示す調整部３２と異なる。電圧／電流変換部１４１は、オペアンプ１３１（ＴＩＡ）の出力電圧を電流に変換する。なお電圧／電流変換部１４１は、調整部３２に設けられるものと限定されず、測定部３１に設けられてもよい。電圧／電流変換部１４１は、たとえば定電流回路によって実現することができる。

　図２４は、本発明の第６の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおけるモニタ用制御信号の一例を示す図である。

　図２４を参照して、タイミングｔ５１からタイミングｔ５３までの期間がプリバイアス区間に相当する。タイミングｔ５３からタイミングｔ５４までの期間が、無効データであるアイドルパターンが送信される区間に相当する。タイミングｔ５４からタイミングｔ５５までの期間（Ｔｇ２）が、有効データである同期パターンおよびペイロードが送信される区間に相当する。

　まず、タイミングｔ５１において、バーストディスエーブル信号が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。同じく、信号Ｓａ１が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。信号Ｓａ１の遷移により、ゲート信号Ｓｇ１は、タイミングｔ５１において論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。

　次に、タイミングｔ５１から６５ｎｓ後のタイミングｔ５３において、オフディレイ回路９４の出力信号Ｓａ２が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、ゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。

　また、タイミングｔ５１から５１０ｎｓ後のタイミングｔ５４において、オフディレイ回路９５の出力信号Ｓａ３が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、ゲート信号Ｓｇ２が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。

　次に、タイミングｔ５４の後のタイミングｔ５５において、バーストディスエーブル信号が論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。これにより、信号Ｓａ１がタイミングｔ５５において、論理ローレベルから論理ハイレベルに遷移する。さらに、オフディレイ回路９４，９５のそれぞれの出力信号Ｓａ２，Ｓａ３が、タイミングｔ５５において、論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。

　このように、ゲート信号Ｓｇ１は、タイミングｔ５１からタイミングｔ５３までの期間において論理ローレベルであり、タイミングｔ５３以降において論理ハイレベルである。タイミングｔ５１は、バーストディスエーブル信号がイネーブルとなったタイミング、すなわち、バースト光信号の送信を許可するための命令が発せられたタイミングである。タイミングｔ５３は、変調電流の供給が開始されるタイミングである。

　すなわち測定タイミング設定部３３は、バースト光信号の送信を許可するための命令が発生した後、かつ変調電流の供給開始タイミングから遡って所定時間以内のタイミングを示すゲート信号Ｓｇ１を生成する。

　また、ゲート信号Ｓｇ２は、タイミングｔ５４まで論理ハイレベルであり、タイミングｔ５４からタイミングｔ５５までの期間において論理ローレベルになり、タイミングｔ５５以降、再び論理ハイレベルになる。

　すなわち、測定タイミング設定部３３は、有効データ（同期パターンおよびペイロード）の送信される区間におけるタイミングを示すゲート信号Ｓｇ２を生成する。このゲート信号Ｓｇ２は、変調電流の供給開始後のタイミングを示す信号に相当する。

　図２３に戻り、第６の実施の形態では、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎを、オペアンプを用いた構成（ＴＩＡ）によって電圧に変換する。これによってバースト光信号のプリバイアス区間が短い場合であっても、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎを適切にサンプリングすることができる。

　図２５は、ゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルである期間と、サンプルホールド回路８６の出力電圧との関係を説明するための図である。図２５を参照して、第６の実施の形態では、タイミングｔ５１からタイミングｔ５３までの期間（図２５に示す期間Ｔｇ２１）、ゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルである。これに対して、第１の実施の形態では、タイミングｔ５２からタイミングｔ５３までの間の期間Ｔｇ１において、ゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルである。なお、タイミングｔ５２は、図１０に示すタイミングｔ１２に対応する。したがって、期間Ｔｇ１の長さは、たとえば１０ｎｓ程度である。

　ゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルである期間が期間Ｔｇ１である場合、サンプルホールド回路８６の出力電圧が立上がる時間が短い。このために、図２５に示されるように、サンプルホールド回路８６の出力電圧が十分に立上がらない状態のまま、受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎがサンプリングされる可能性が考えられる。

　一方、第６の実施の形態では、ゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルである期間が期間Ｔｇ２１である。期間Ｔｇ２１の長さは、たとえば６５ｎｓ程度であり、期間Ｔｇ１の長さ（たとえば１０ｎｓ程度）に比べて長い。

　タイミングｔ５１から、オペアンプ１３１に電圧Ｖｒｅｆが入力される。すなわち、バースト光信号の送信が許可されたときから、ＴＩＡに電圧Ｖｒｅｆが入力される。ＴＩＡの出力電圧の立上がりは、電圧Ｖｒｅｆが支配的となる。これによりバイアスセトリング区間（図６に示すタイミングｔｓからタイミングｔｂｐｓまでの期間）の短縮を図ることができる。また、バースト光信号のプリバイアス区間が短い場合であっても、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎを適切にサンプリングすることができる。

　さらに第６の実施の形態では、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流ＩｍｏｎをＡＰＣ制御部７２に出力するための構成の点において第１～第５の実施の形態と異なる。

　ＡＰＣ制御部７２は、電圧／電流変換部１４１から入力された電流を電圧に変換する。ＡＰＣ制御部７２は、その変換した電圧と参照電圧とを比較して、制御データＡＰＣ２を生成する。ＡＰＣ制御部７２は、発光素子ＬＤから出力される光信号の強度が一定になるように制御データＡＰＣ２を作成する。すなわち制御データＡＰＣ２は、発光素子ＬＤの平均パワーを表わしている。

　第１から第５の実施の形態では、カレントミラー回路９８からの電流が、ＡＰＣ制御部７２に入力される。カレントミラー回路９８は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎに対応するミラー電流を生成して出力する。一般にカレントミラー回路はトランジスタを含む。第１から第５の実施の形態によれば、カレントミラー回路を構成するトランジスタの微分抵抗値が時定数に影響を与える可能性がある。

　図２６は、カレントミラーを構成するトランジスタの微分抵抗値を説明するためのグラフである。図２６を参照して、グラフの横軸は、カレントミラーを構成するトランジスタの電圧（Ｖ）を示し、グラフの縦軸は、そのトランジスタに流れる電流（Ｉ）を示す。

　微分抵抗値ＲｄはｄＶ／ｄＩと表わされる。電圧Ｖが大きくなると、トランジスタがオンする。これにより微分抵抗値Ｒｄが小さくなる。したがって、トランジスタの応答が速くなる。一方、電圧Ｖが小さくなると、微分抵抗値Ｒｄが大きくなり、応答が遅くなる。

　第６の実施の形態によれば、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流をＴＩＡによって電圧に変換する。そして、その変換後の電圧を電圧／電流変換部１４１によって電流に変換する。これによって、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎをモニタするための周波数帯域を広げることができる。すなわち、より高い周波数を有する出力電流Ｉｍｏｎをモニタすることができる。

　なお、電圧／電流変換部１４１からの出力電流は、発光素子ＬＤの平均パワーの検知、および、ＡＰＣ制御部７２における発光素子ＬＤの出力パワーの制御に用いられる。したがって、電圧／電流変換部１４１の周波数帯域は狭くてもよい。これに限定されるものではないが、たとえば電圧／電流変換部１４１の周波数帯域は１０～２０ＭＨｚ程度であってもよい。

　その他の構成および動作は第１～第５の実施の形態に係る光通信モジュールと同様であるため、ここでは詳細な説明を繰り返さない。したがって、第２から第５の実施の形態において、カレントミラー回路９８に代えて、図２３に示したオペアンプ１３１、抵抗１３２およびコンデンサ１３３を適用することができる。さらに、この場合には、オペアンプ１３１の出力電圧を電圧／電流変換部１４１によって電流に変換して、その変換した電流をＡＰＣ制御部７２に入力する構成を採用することができる。

　なお、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎは、モニタ用受光素子ＰＤによって検知された、発光素子ＬＤの後方光の強度を反映している。電流Ｉｍｏｎは、製造ばらつきの影響を受けやすい。たとえば、ＤＣ電流が１００μＡ～１０００μＡの範囲でばらついたとする。このとき、たとえば、所望の消光比が７［ｄＢ］であるとすると、プリバイアスのレベルに対応した出力電流量は、上記のＤＣ電流の１／３である。したがって、プリバイアスのレベルに対応した出力電流量は、３３μＡ～３３３μＡとなる。

　このようなばらつきの問題を考慮して、たとえば以下の構成を採用することができる。まず、抵抗１３２は、可変抵抗であってもよい。この場合、たとえばＣＰＵ７０は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎに基づいて、抵抗１３２の抵抗値を調整する。これにより、モニタ用受光素子ＰＤのダイナミックレンジ等の個体ばらつきに対処し、また、消光比の調整を行なうことができる。

　また、図９に示した構成では、オペアンプ８１が、抵抗８３および抵抗８４の抵抗値によって決まるゲインで、抵抗９９によって変換された受光電圧を増幅して出力する。すなわち、オペアンプ８１は、出力電圧が入力電圧の一定倍となるように、入力電圧を増幅する。この構成に代えて、オペアンプ８２が、出力電圧が入力電圧の一定倍となるように、入力電圧を増幅してもよい。後段の回路に応じて、上記の２通りの構成のいずれを採用するかを決定することができる。

　また、図９、図１３、図１７、図２０に示された構成では、２つの電圧信号のレベルがコンパレータあるいはオペアンプによって比較される。その比較結果は、ＣＰＵ７０へと送られる。ただし、２つの電圧信号がＣＰＵ７０へと入力されてもよい。この場合、ＣＰＵ７０は、２つの電圧信号の比を計算するとともに、その比が一定となるように消光比を制御すればよい。この構成によれば、２つの電圧信号のレベルの違いが比較的大きい場合であっても、消光比を制御することができる。

　また、図２７では、抵抗およびコンデンサによって構成されるＲＣ回路を含むオフディレイ回路が例示される。しかし、オフディレイ回路の構成は図２７に示されるように限定されるものではない。たとえば、測定タイミング設定部は、デジタルディレイライン素子を含むオフディレイ回路を備えていてもよい。

　また、上記の実施の形態では、遅延回路（オフディレイ回路）は、バーストディスエーブル信号がオフしたときのみ遅延を生じさせる。すなわち、バーストディスエーブル信号がディスエーブルからイネーブルに変化したときには、オフディレイ回路からの出力信号に遅延が生じる。一方で、バーストディスエーブル信号がイネーブルからディスエーブルに遷移したときには、オフディレイ回路からの出力信号に遅延が生じない。しかしながら、測定タイミング設定方法によっては、バーストディスエーブル信号と、その遅延信号とを組合わせることによって、バーストディスエーブル信号がオンしたときにも遅延を生じさせることができる。

　図２８は、本発明の第６の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの変形例１の構成を示す図である。図２３および図２８を参照して、図２８に示された構成において、測定タイミング設定部３３は、ＯＲゲート９７Ａをさらに備える点で、図２３に示された構成と相違する。ＯＲゲート９７Ａは、信号Ｓａ１と、ＮＯＴゲート９６の出力信号（信号Ｓａ３の論理レベルを反転させた信号）との論理和を示す信号を、ゲート信号Ｓｇ２として出力する。ゲート信号Ｓｇ２は、サンプルホールド回路８７に入力されるとともにＣＰＵ７０に入力される。

　なお、以後の説明の便宜上、図２８に示した構成において、オフディレイ回路９４，９５はバーストイネーブル信号のオフ時およびオン時の両方において遅延を生じさせるものとする。

　図２９は、図２８に示された測定タイミング設定部の動作を説明するためのタイミング図である。なお、図２９は図２４と対比される。図２９に示されるように、信号Ｓａ２は、タイミングｔ５５よりも遅いタイミングｔ５６において、論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。さらに、信号Ｓａ３は、タイミングｔ５６よりも遅いタイミングｔ５７において、論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移する。

　なお、タイミングｔ５５からタイミングｔ５６までの区間は、タイミングｔ５１からタイミングｔ５３までの区間と同等の区間である。また、タイミングｔ５１からタイミングｔ５４までの区間は、タイミングｔ５５からタイミングｔ５７までの区間と同等の区間である。

　ＯＲゲート９７は、信号Ｓａ１と信号Ｓａ２との論理和を示すゲート信号Ｓｇ１を出力する。タイミングｔ５５以後、信号Ｓａ１は論理ハイレベルである。したがって、タイミングｔ５５以後において、信号Ｓａ２が論理ハイレベルおよび論理ローレベルのいずれであっても、信号Ｓｇ１は論理ハイレベルとなる。

　ＯＲゲート９７Ａは、信号Ｓａ１と、信号Ｓａ３の論理レベルを反転させた信号との論理和を示すゲート信号Ｓｇ２を出力する。上記のとおり、タイミングｔ５５以後、信号Ｓａ１は論理ハイレベルである。したがって、タイミングｔ５５以後において、信号Ｓａ３が論理ハイレベルおよび論理ローレベルのいずれであっても、信号Ｓｇ２は論理ハイレベルとなる。

　すなわち、図２４と図２９とでは、ゲート信号Ｓｇ１，Ｓｇ２の遷移のタイミングが同じである。したがって、図２８に示された測定タイミング設定部３３の構成によれば、バーストディスエーブル信号がオンしたときに信号Ｓａ２，Ｓａ３に遅延が生じたとしても、ゲート信号Ｓｇ１，Ｓｇ２への影響を生じなくすることができる。

　図３０は、本発明の第６の実施の形態に係る宅側装置における光通信モジュールの変形例２の構成を示す図である。図２３および図３０を参照して、図３０に示された構成において、測定タイミング設定部３３は、オフディレイ回路９５に代えてオフディレイ回路９５Ａを備える点、ＯＲゲート９７Ａをさらに備える点およびＮＯＴゲート９６が省略される点において、図２３に示された構成と相違する。なお、図３０に示された構成は、ＮＯＴゲート９６が省略される点で図２８に示された構成と相違する。オフディレイ回路９５Ａは、オフディレイ回路９５と同じく、制御信号であるＯＲゲート９１の出力信号から測定タイミングを生成する遅延回路である。

　図３１は、図３０に示された測定タイミング設定部の動作を説明するためのタイミング図である。図３１は図２９と対比される。したがって図２９と共通する部分について、詳細な説明は繰り返さない。

　タイミングｔ５４からタイミングｔ５４ａまでの期間が、同期パターン区間に相当する。タイミングｔ５４ａからタイミングｔ５５までの期間が、ペイロードが送信される区間に相当する。

　ＯＲゲート９７は、信号Ｓａ１と信号Ｓａ２との論理和を示すゲート信号Ｓｇ１を出力する。したがって、タイミングｔ５１からタイミングｔ５３までの間の区間において、ゲート信号Ｓｇ１は論理ローレベルである。一方、タイミングｔ５１以前およびタイミングｔ５３以後において、ゲート信号Ｓｇ１は論理ハイレベルである。

　ＯＲゲート９７Ａは、信号Ｓａ１と、信号Ｓａ３との論理和を示すゲート信号Ｓｇ２を出力する。信号Ｓａ１は、タイミングｔ５１からタイミングｔ５５までの間の区間において論理ローレベルである。一方、信号Ｓａ３は、バーストディスエーブル信号が論理ハイレベルから論理ローレベルに遷移した時点（タイミングｔ５１）から所定の遅延時間が経過した後に、論理ローレベルから論理ハイレベルへと遷移する。したがって、信号Ｓａ３が論理ローレベルである区間の長さは、オフディレイ回路９５Ａの遅延時間に依存する。

　１つの例では、タイミングｔ５４からタイミングｔ５４ａまでの間の区間すなわち同期パターン区間内に、信号Ｓａ３が論理ローレベルから論理ハイレベルへと遷移するようにオフディレイ回路９５Ａの遅延時間が設定される。信号Ｓａ３が論理ローレベルから論理ハイレベルへと遷移するのに応じて、ゲート信号Ｓｇ２が論理ローレベルから論理ハイレベルへと遷移する。すなわち測定タイミング設定部３３は、同期パターン区間におけるタイミングを示すゲート信号Ｓｇ２を生成する。

　なお、タイミングｔ５４からタイミングｔ５５までの間の区間に信号Ｓａ３が論理ローレベルから論理ハイレベルへと遷移するように、オフディレイ回路９５Ａの遅延時間を設定してもよい。この場合、測定タイミング設定部３３は、同期パターン区間およびペイロード区間を含む区間におけるタイミングを示すゲート信号Ｓｇ２を生成する。すなわち測定タイミング設定部３３は、変調電流の供給開始後のタイミングを示すゲート信号Ｓｇ２を生成する。たとえばタイミングｔ５４ａからタイミングｔ５５までの間に信号Ｓａ３が論理ローレベルから論理ハイレベルへと遷移するように、オフディレイ回路９５Ａの遅延時間を設定してもよい。この場合には、測定タイミング設定部３３は、ペイロード区間におけるタイミングを示すゲート信号Ｓｇ２を生成する。

　上記のとおり、第６の実施の形態では、タイミングｔ５１から、変調電流の供給開始後のタイミング（たとえば同期パターン区間内のタイミングあるいはペイロード区間内のタイミング）までの区間において、ゲート信号Ｓｇ２が論理ローレベルである。この区間においてはサンプルホールド回路８７の出力電圧が十分に立上がっている。したがってモニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを、より正確にモニタすることが可能となる。

　＜第７の実施の形態＞
　本実施の形態は、上記の各実施の形態に係る光通信モジュールと比べて、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングが追加された光通信モジュールに関する。以下で説明する内容以外は、各実施の形態に係る光通信モジュールと同様である。

　本実施の形態では、出力電流Ｉｍｏｎの測定タイミングは、上記の各実施形態における測定タイミングに加えて、バーストディスエーブル信号が活性化されている期間（ディスエーブル状態の期間）内の非送信タイミングを含む。すなわち、この実施の形態では、上記の各実施形態における測定タイミングだけでなく、バースト光信号が送信されていない非送信タイミングにも出力電流Ｉｍｏｎが測定される。このような構成により、より適切な変調電流値を設定することができる。

　図３２は、本発明の第７の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおける測定部、調整部および測定タイミング設定部の詳細構成の一例を示す図である。図９および図３２を参照して、測定タイミング設定部３３は、タイミング発生回路１１４をさらに含む。この点において、第７の実施の形態は第１の実施の形態と異なっている。

　さらに、調整部３２は、オフセット調整回路１２６，１２７を備える。この点で第７の実施の形態は第１の実施の形態と異なっている。

　タイミング発生回路１１４は、バーストディスエーブル信号が活性化されている期間内の所定のタイミングにおいて、ゲート信号Ｓｇ１，Ｓｇ２を論理ローレベルに設定する。タイミング発生回路１１４の構成は特に限定されるものではなく、たとえばタイミング発生回路１１４は、タイマで設定された期間のみゲート信号Ｓｇ１，Ｓｇ２を論理ローレベルに設定してもよい。別の例では、タイミング発生回路１１４は、オフディレイ回路９３，９４およびＯＲゲート９７によって構成される回路と同様の構成を有していてもよい。

　サンプルホールド回路８６は、ゲート信号Ｓｇ１が論理ローレベルになると、オペアンプ８１から受けた電圧をサンプリングして、サンプリングした電圧をオフセット調整回路１２６へ出力する。オフセット調整回路１２６は、サンプルホールド回路８６の出力電圧の値をオフセット値として取得するとともに、そのオフセット値を保持する。同じく、サンプルホールド回路８７は、ゲート信号Ｓｇ２が論理ローレベルになると、ローパスフィルタ８５を通過した電圧をサンプリングして、サンプリングした電圧をオフセット調整回路１２７へ出力する。オフセット調整回路１２７は、サンプルホールド回路８７の出力電圧の値をオフセット値として取得するとともに、そのオフセット値を保持する。

　オペアンプ８１から出力される電圧、およびローパスフィルタ８５を通過した電圧は、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎを反映している。すなわち、オフセット調整回路１２６，１２７の各々は、バースト光信号が送信されていないタイミング（非送信タイミング）において測定された、モニタ用受光素子ＰＤの出力電流Ｉｍｏｎに基づいて、オフセット値を算出する。

　オフセット調整回路１２６，１２７で保持されたオフセット値は、モニタ用受光素子ＰＤあるいは測定部３１のオフセット値として、調整部３２でのフィードバック制御における演算に反映される。たとえば、バイアス電流の供給開始タイミング後、かつ変調電流の供給開始タイミングから遡って所定時間以内の第１のタイミングに、測定部３１により出力電流Ｉｍｏｎが測定される。サンプルホールド回路８６は、出力電流Ｉｍｏｎの測定値に相当する電圧を出力する。オフセット調整回路１２６は、この電圧の値から、予め保持されたオフセット値を減算して、減算後の電圧値をコンパレータ９０に出力する。

　同じく、変調電流の供給開始タイミングの後の第２のタイミングに、測定部３１により出力電流Ｉｍｏｎが測定される。サンプルホールド回路８７は、出力電流Ｉｍｏｎの測定値に相当する電圧を出力する。オフセット調整回路１２７は、この電圧の値から、予め保持されたオフセット値を減算して、減算後の電圧値をコンパレータ９０に出力する。

　第１の実施の形態と同様に、コンパレータ９０は、サンプルホールド回路８６から受けた電圧とサンプルホールド回路８７から受けた電圧とを比較する。コンパレータ９０は、その比較結果を示す信号ＩｃｏｍｐをＣＰＵ７０へ出力する。ＣＰＵ７０は、コンパレータ９０の出力電圧に基づいて、変調電流の大きさを制御（調整）する。コンパレータ９０の入力電力は、オフセット値が除かれた電圧であるので、より適切な変調電流値を設定することができる。

　図３３は、本発明の第７の実施の形態に係る宅側装置の光通信モジュールにおけるモニタ用制御信号の一例を示す図である。図３３を参照して、タイミングｔ１１以前、および、タイミングｔ１５以後においては、バーストディスエーブル信号が活性化されて、論理ハイレベルとなる。すなわち、バーストディスエーブル信号はディスエーブル状態である（図５を参照）。この場合、バイアス電流供給回路６８は動作せず、バイアス電流は生成されない。したがって、タイミングｔ１１以前、および、タイミングｔ１５以後における非送信期間において、バースト光信号が送信されない。図３３において、タイミングｔ１１以前のタイミング、および、タイミングｔ１５以後のタイミングが非送信タイミングに相当する。

　タイミングｔ０１からタイミングｔ０２までの期間は、タイミングｔ１１以前の期間である。したがってバーストディスエーブル信号がディスエーブル状態となる。タイミングｔ０１からタイミングｔ０２までの期間において、タイミング発生回路１１４は、ゲート信号Ｓｇ１，Ｓｇ２をともに論理ローレベルに設定する。したがって、サンプルホールド回路８６，８７の各々が、入力電圧をサンプリングする。オフセット調整回路１２６，１２７は、それぞれ、サンプルホールド回路８６，８７においてサンプリングされた電圧からオフセット値を算出するとともに、そのオフセット値を保持する。

　測定部３１、調整部３２および測定タイミング設定部３３のタイミングｔ１１以後の動作は、第１の実施の形態に係る各々の動作と同様であるので、以後の詳細な説明は繰り返さない。タイミングｔ１２からタイミングｔ１３までの期間において、ゲート信号Ｓｇ１は論理ローレベルである。この期間において、サンプルホールド回路８６は、オペアンプ８１から受けた電圧をサンプリングして、サンプリングした電圧をオフセット調整回路１２６へ出力する。オフセット調整回路１２６は、サンプルホールド回路８６の出力電圧から、予め保持されたオフセット値を減算して、減算後の電圧値をコンパレータ９０に出力する。

　さらに、タイミングｔ１４からタイミングｔ１５までの期間において、ゲート信号Ｓｇ２は論理ローレベルである。この期間において、サンプルホールド回路８７は、ローパスフィルタ８５を通過した電圧をサンプリングして、サンプリングした電圧をオフセット調整回路１２７へ出力する。オフセット調整回路１２７は、サンプルホールド回路８７の出力電圧から、予め保持されたオフセット値を減算して、減算後の電圧値をコンパレータ９０に出力する。

　なお、オフセット値は、バイアス電流の供給開始前（上記の「第１の測定タイミング」前）に取得されるものと限定されない。図３３に示されるように、オフセット値が、バイアス電流の供給終了後（タイミングｔ１５以後）に取得されてもよい。この場合にも、オフセット調整回路１２６は、第１の測定タイミングで取得した電圧値から、オフセット値を減算して、減算後の電圧値をコンパレータ９０に出力することができる。同じく、オフセット調整回路１２７は、第２の測定タイミングで取得した電圧値から、オフセット値を減算して、減算後の電圧値をコンパレータ９０に出力することができる。

　測定部３１に使用される部品等において、入出力オフセットの温度依存性が大きい可能性がある。入出力オフセットの温度依存性が大きいことは、制御される消光比の値に温度依存性をもたらしうる。

　上記のように、第７の実施の形態によれば、バーストディスエーブル信号が活性化されている場合（ディスエーブル状態）に、出力電流の値をサンプリングし、そのレベルをオフセット値として、調整部でのフィードバック制御のための演算に反映させる。この実施の形態によれば、出力電流Ｉｍｏｎの測定値において、測定部３１に使用される部品等の入出力オフセットの温度依存性を打ち消すことができる。したがって、制御される消光比の値の温度依存性を軽減することができる。これにより、各温度において、より適切な変調電流値を設定することができる。

　第７の実施の形態に係る光通信モジュールの構成は、図３２に示された構成に限定されるものではない。たとえば、上記の各実施の形態に係る光通信モジュールにおいて、測定タイミング設定部３３にタイミング発生回路１１４を追加するとともに、調整部３２のコンパレータの入力側に、オフセット調整回路１２６または１２７と同様のオフセット調整回路を追加してもよい。

　なお、上記の各実施の形態においては、「所定のビット列の区間」として、同期パターン区間を採用した。しかしながら、「所定のビット列の区間」として、ＥＯＢ（End　Of　Burst）区間（図６を参照）を採用してもよい。すなわち、測定部３１は、ＥＯＢ区間に含まれる第１のタイミングにおいて出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを測定してもよい。ＩＥＥＥ８０２．３ａｖ－２００９の第１１４頁に説明されているように、ＥＯＢ区間における信号は「１０１０」が繰り返される信号である。したがってＥＯＢ区間を、「所定のビット列の区間」に含めることができる。

　ＥＯＢ区間では「１０１０」のパターンが繰り返されるため、同期パターン区間に比べて、マーク率をさらに安定させることができる。したがって出力電流Ｉｍｏｎの直流レベルを、より安定的に取得することができる。

　上記実施の形態は、すべての点で例示であって制限的なものではないと考えられるべきである。本発明の範囲は、上記説明ではなく請求の範囲によって示され、請求の範囲と均等の意味および範囲内でのすべての変更が含まれることが意図される。

　１５，１６，１５５　Ｎ型トランジスタ、１７　フィルタ回路、１８　差動駆動回路、２１　光通信モジュール、２２　ＰＯＮ受信処理部、２３　バッファメモリ、２４　ＵＮ送信処理部、２５　ＵＮＩポート、２６　ＵＮ受信処理部、２７　バッファメモリ、２８　ＰＯＮ送信処理部、２９　制御部、３１　測定部、３２　調整部、３３　測定タイミング設定部、４２　電流源、５１　駆動回路、６１　プリアンプ、６２　パイロット信号生成回路、６３　出力バッファ回路（変調電流供給回路）、６４，６６　電源、６７　タイミング回路、６８　バイアス電流供給回路、６９　マスタＩ／Ｆ（インタフェース）、７０　ＣＰＵ、７１　スレイブＩ／Ｆ、７２　ＡＰＣ制御部（初期値更新部）、７３　記憶部、７５　発光回路、７７　パイロット電流生成部、７８，７９　インダクタ、８１，８２，１３１　オペアンプ、１１，１２，１３，１４，８３，８４，８８，８９，９２，９９，１０２，１０５，１０６，１０９，１３２，１５２，１５４　抵抗、８５，１１３　ローパスフィルタ、８６，８７，１０４　サンプルホールド回路、９０，１０７　コンパレータ、９１，９７，１０８，１１２　ＯＲゲート、９６　ＮＯＴゲート、９８，１０１　カレントミラー回路、９３，９４，９５，９５Ａ，１１０，１１１　オフディレイ回路、１０３　振幅検知部、１１４　タイミング発生回路、１２１　ピーク検知部、１２６，１２７　オフセット調整回路、１３３，１５３　コンデンサ、１４１　電圧／電流変換部、１５１　ダイオード、２０１　局側装置、２０２Ａ，２０２Ｂ，２０２Ｃ，２０２Ｄ　ＯＮＵ、３０１　ＰＯＮシステム、ＰＤ　モニタ用受光素子、ＬＤ　発光素子、ＳＰ１，ＳＰ２　スプリッタ、ＯＰＴＦ　光ファイバ。

Claims

　バースト光信号を送信するための発光素子に、送信すべきデータの論理値に応じた大きさの変調電流を供給するための変調電流供給回路と、
　前記発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するためのモニタ用受光素子と、
　設定された測定タイミングにおいて前記モニタ用受光素子の出力電流を測定するための測定部と、
　前記測定部による前記出力電流の測定結果に基づいて、前記変調電流の大きさを調整するための調整部と、
　前記バースト光信号の送信を制御するための制御信号に基づいて前記測定タイミングを設定するための測定タイミング設定部とを備え、
　前記測定部は、
　前記測定タイミング設定部によって設定された前記測定タイミング内に、前記出力電流または、前記出力電流に相当する値をサンプリングして、前記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するサンプルホールド回路を含み、
　前記測定タイミング設定部は、前記制御信号から前記測定タイミングを生成する遅延回路を含み、
　前記バースト光信号のビットレートは２．５ギガビット／秒より大きい、光通信モジュール。
　前記光通信モジュールは、さらに、
　前記発光素子にバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給回路を備え、
　前記変調電流供給回路は、前記バイアス電流供給回路が前記バイアス電流の供給を開始した後に前記変調電流の供給を開始し、
　前記測定タイミングは、前記バイアス電流の供給開始タイミング後、かつ前記変調電流の供給開始タイミングから遡って所定時間以内のタイミングである、請求項１に記載の光通信モジュール。
　前記測定タイミングは、前記バイアス電流の供給開始タイミング後、かつ前記変調電流の供給開始タイミングから遡って所定時間以内の第１のタイミング、および前記変調電流の供給開始タイミングの後の第２のタイミングである、請求項２に記載の光通信モジュール。
　前記光通信モジュールは、さらに、
　前記発光素子にバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給回路を備え、
　前記バイアス電流供給回路は、前記変調電流供給回路が前記変調電流の供給を停止した後に前記バイアス電流の供給を停止し、
　前記測定タイミングは、前記変調電流の供給停止タイミング後、かつ前記バイアス電流の供給停止タイミングから遡って所定時間以内のタイミングである、請求項１に記載の光通信モジュール。
　前記測定タイミングは、前記変調電流の供給停止タイミング後、かつ前記バイアス電流の供給停止タイミングから遡って所定時間以内の第１のタイミング、および前記変調電流の供給停止タイミングの前の第２のタイミングである、請求項４に記載の光通信モジュール。
　前記測定部は、前記出力電流の直流レベルを測定し、
　前記調整部は、前記第２のタイミングにおいて測定された前記出力電流の直流レベルが、前記第１のタイミングにおいて測定された前記出力電流の直流レベルの所定数倍になるように前記変調電流の大きさを調整する、請求項３または請求項５に記載の光通信モジュール。
　前記測定タイミングは、前記バースト光信号における所定のビット列の区間に含まれる、請求項１に記載の光通信モジュール。
　前記測定部は、前記区間における前記出力電流の振幅を測定し、
　前記調整部は、前記測定部によって測定された前記振幅が目標値になるように、前記変調電流の大きさを調整する、請求項７に記載の光通信モジュール。
　前記光通信モジュールは、さらに、
　前記変調電流より小さいパイロット電流を生成し、生成した前記パイロット電流を、前記出力電流に影響を与える影響点に重畳するためのパイロット電流生成部を備え、
　前記調整部は、前記影響点と前記測定部の測定結果との関係に基づいて、前記変調電流の大きさを調整する、請求項７に記載の光通信モジュール。
　前記光通信モジュールは、さらに、
　前記発光素子にバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給回路を備え、
　前記調整部は、さらに、前記測定部による前記出力電流の測定結果に基づいて、前記バイアス電流の大きさを調整し、
　前記測定部は、さらに、前記バイアス電流を測定し、
　前記パイロット電流生成部は、前記影響点として前記出力電流に前記パイロット電流を重畳し、
　前記調整部は、前記出力電流の変動に対応する前記バイアス電流の変動が目標値になるように、前記変調電流の大きさを調整する、請求項９に記載の光通信モジュール。
　前記光通信モジュールは、さらに、
　前記発光素子にバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給回路を備え、
　前記パイロット電流生成部は、前記影響点として前記バイアス電流に前記パイロット電流を重畳し、
　前記調整部は、前記パイロット電流の変動に対応する前記出力電流の変動が目標値になるように、前記変調電流の大きさを調整する、請求項９に記載の光通信モジュール。
　前記パイロット電流生成部は、前記影響点として前記変調電流に前記パイロット電流を重畳し、
　前記調整部は、前記パイロット電流の変動に対応する前記出力電流の変動が目標値になるように、前記変調電流の大きさを調整する、請求項９に記載の光通信モジュール。
　前記測定部は、前記区間における前記出力電流の振幅を測定し、
　前記パイロット電流生成部は、前記バースト光信号の変調レートよりも低い周波数を有し、かつ前記変調電流の振幅より所定割合以上小さい振幅を有するパイロット電流を生成する、請求項９から請求項１２のいずれか１項に記載の光通信モジュール。
　前記パイロット電流の周波数は、前記区間の長さの逆数よりも大きい、請求項１３に記載の光通信モジュール。
　前記測定部は、前記区間における前記出力電流の直流レベルを測定し、
　前記パイロット電流生成部は、前記変調電流の振幅よりも小さい電流値のパイロット電流を生成し、前記バースト光信号を単位として、前記影響点へ供給する前記パイロット電流の電流値を変動させる、請求項９から請求項１２のいずれか１項に記載の光通信モジュール。
　前記測定タイミングは、前記バースト光信号における所定のビット列の区間に含まれる第１のタイミング、および、前記変調電流の供給開始タイミングの後の第２のタイミングである、請求項１に記載の光通信モジュール。
　前記測定部は、前記第１のタイミングにおいて、前記所定のビット列の区間における前記出力電流のピークレベルを測定し、前記第２のタイミングにおいて、前記ペイロードの区間における前記出力電流の直流レベルを測定し、
　前記調整部は、前記第２のタイミングにおいて測定された前記出力電流の前記直流レベルが、前記第１のタイミングにおいて測定された前記出力電流の前記ピークレベルの所定数倍となるように、前記変調電流の大きさを調整する、請求項１６に記載の光通信モジュール。
　前記光通信モジュールは、さらに、
　前記発光素子にバイアス電流を供給するためのバイアス電流供給回路と、
　前記出力電流を電圧に変換する電流電圧変換部とを備え、
　前記測定部は、前記電流電圧変換部からの出力電圧を測定することにより前記出力電流を測定する、請求項１に記載の光通信モジュール。
　前記変調電流供給回路は、前記バイアス電流供給回路が前記バイアス電流の供給を開始した後に前記変調電流の供給を開始し、
　前記測定タイミングは、前記バースト光信号の送信を許可するための命令が発せられたタイミングの後、かつ前記変調電流の供給開始タイミングから遡って所定時間以内のタイミングである、請求項１８に記載の光通信モジュール。
　前記測定タイミングは、前記バイアス電流の供給開始タイミング後、かつ前記変調電流の供給開始タイミングから遡って所定時間以内の第１のタイミング、および前記変調電流の供給開始タイミングの後の第２のタイミングである、請求項１８に記載の光通信モジュール。
　前記光通信モジュールは、さらに、
　前記電流電圧変換部からの電圧を第２の出力電流に変換する電圧電流変換部を備え、
　前記調整部は、前記電圧電流変換部からの前記第２の出力電流に基づいて、前記バイアス電流の大きさを調整する、請求項１８に記載の光通信モジュール。
　前記光通信モジュールは、さらに、
　前記出力電流の大きさと前記変調電流の大きさとの比を表す情報を記憶するための記憶部を備え、
　前記調整部は、前記情報を用いて前記変調電流の大きさを調整する、請求項１から請求項２０のいずれか１項に記載の光通信モジュール。
　前記光通信モジュールは、さらに、
　前記光通信モジュールの周囲温度と前記変調電流の初期値との対応関係を記憶するための記憶部と、
　前記測定部によって前回測定された前記出力電流の振幅に対する、今回測定された前記出力電流の振幅の変化幅が所定値未満となる場合に、前記対応関係において、検出された前記光通信モジュールの周囲温度に対応する前記初期値を、今回測定された前記出力電流の振幅に変更するための初期値更新部とを備える、請求項１から請求項２１のいずれか１項に記載の光通信モジュール。
　バースト光信号を送信するための発光素子に、送信すべきデータの論理値に応じた大きさの変調電流を供給するための変調電流供給回路と、
　前記発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するためのモニタ用受光素子と、
　設定された測定タイミングにおいて前記モニタ用受光素子の出力電流を測定するための測定部と、
　前記測定部による前記出力電流の測定結果に基づいて、前記変調電流の大きさを調整するための調整部と、
　前記バースト光信号の送信を制御するための制御信号に基づいて前記測定タイミングを設定するための測定タイミング設定部とを備え、
　前記測定部は、
　前記測定タイミング設定部によって設定された前記測定タイミング内に、前記出力電流または、前記出力電流に相当する値をサンプリングして、前記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するサンプルホールド回路を含み、
　前記測定タイミング設定部は、前記制御信号から前記測定タイミングを生成する遅延回路を含み、
　前記バースト光信号のビットレートは、前記出力電流に対する前記測定部の応答速度より大きい、光通信モジュール。
　前記測定タイミングは、前記バースト光信号が送信されていない非送信タイミングを含む、請求項１から請求項２４のいずれか１項に記載の光通信モジュール。
　前記調整部は、前記非送信タイミングにおいて測定された前記出力電流に基づいて、前記モニタ用受光素子または前記測定部のオフセット値を取得して、前記オフセット値を用いて前記変調電流の大きさを調整する、請求項２５に記載の光通信モジュール。
　局側装置と光信号を送受信するための宅側装置であって、
　バースト光信号を送信するための発光素子と、
　送信すべきデータの論理値に応じた大きさの変調電流を前記発光素子に供給するための変調電流供給回路と、
　前記発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するためのモニタ用受光素子と、
　設定された測定タイミングにおいて前記モニタ用受光素子の出力電流を測定するための測定部と、
　前記測定部による前記出力電流の測定結果に基づいて、前記変調電流の大きさを調整するための調整部と、
　前記測定タイミングを設定するための測定タイミング設定部と、
　前記発光素子および前記モニタ用受光素子を少なくとも含む光通信モジュールを制御するための制御部とを備え、
　前記制御部は、前記バースト光信号の送信を制御するための制御信号を前記光通信モジュールへ出力し、
　前記測定タイミング設定部は、前記制御信号に基づいて前記測定タイミングを設定し、
　前記測定部は、
　前記測定タイミング設定部によって設定された前記測定タイミング内に、前記出力電流または、前記出力電流に相当する値をサンプリングして、前記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するサンプルホールド回路を含み、
　前記測定タイミング設定部は、前記制御信号から前記測定タイミングを生成する遅延回路を含み、
　前記バースト光信号のビットレートは２．５ギガビット／秒より大きい、宅側装置。
　局側装置と光信号を送受信するための宅側装置であって、
　バースト光信号を送信するための発光素子と、
　送信すべきデータの論理値に応じた大きさの変調電流を前記発光素子に供給するための変調電流供給回路と、
　前記発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するためのモニタ用受光素子と、
　設定された測定タイミングにおいて前記モニタ用受光素子の出力電流を測定するための測定部と、
　前記測定部による前記出力電流の測定結果に基づいて、前記変調電流の大きさを調整するための調整部と、
　前記測定タイミングを設定するための測定タイミング設定部と、
　前記発光素子および前記モニタ用受光素子を少なくとも含む光通信モジュールを制御するための制御部とを備え、
　前記制御部は、前記バースト光信号の送信を制御するための制御信号を前記光通信モジュールへ出力し、
　前記測定タイミング設定部は、前記制御信号に基づいて前記測定タイミングを設定し、
　前記測定部は、
　前記測定タイミング設定部によって設定された前記測定タイミング内に、前記出力電流または、前記出力電流に相当する値をサンプリングして、前記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するサンプルホールド回路を含み、
　前記測定タイミング設定部は、前記制御信号から前記測定タイミングを生成する遅延回路を含み、
　前記バースト光信号のビットレートは、前記出力電流に対する前記測定部の応答速度より大きい、宅側装置。
　バースト光信号を送信するための発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するモニタ用受光素子、の出力電流を測定する測定タイミングを、前記バースト光信号の送信を制御するための制御信号、および遅延回路に基づいて設定するステップと、
　設定した前記測定タイミングにおいて前記出力電流を測定するステップと、
　前記設定した測定タイミング内に、前記出力電流または、前記出力電流に相当する値をサンプリングして、前記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するステップと、
　前記発光素子に供給する電流であって送信すべきデータの論理値に応じた大きさを有する電流である変調電流、の大きさを、前記出力電流の測定結果に基づいて調整するステップとを含み、
　前記バースト光信号のビットレートは２．５ギガビット／秒より大きい、発光素子の制御方法。
　バースト光信号を送信するための発光素子から受けた光の強度に応じた電流を出力するモニタ用受光素子、の出力電流を測定する測定タイミングを、前記バースト光信号の送信を制御するための制御信号、および遅延回路に基づいて設定するステップと、
　設定した前記測定タイミングにおいて前記出力電流を測定するステップと、
　前記設定した測定タイミング内に、前記出力電流または、前記出力電流に相当する値をサンプリングして、前記測定タイミング外ではサンプリングされた値を保持するステップと、
　前記発光素子に供給する電流であって送信すべきデータの論理値に応じた大きさを有する電流である変調電流、の大きさを、前記出力電流の測定結果に基づいて調整するステップとを含み、
　前記バースト光信号のビットレートは、前記出力電流の測定における応答速度より大きい、発光素子の制御方法。