WO2015019450A1 - 電流電圧変換回路、光受信器及び光終端装置 - Google Patents

電流電圧変換回路、光受信器及び光終端装置 Download PDF

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雅樹 野田
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三菱電機株式会社
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    • H04B10/00—Transmission systems employing electromagnetic waves other than radio-waves, e.g. infrared, visible or ultraviolet light, or employing corpuscular radiation, e.g. quantum communication
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    • H04B10/69—Electrical arrangements in the receiver
    • H04B10/693—Arrangements for optimizing the preamplifier in the receiver
    • H04B10/6931—Automatic gain control of the preamplifier
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
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    • H04B10/27—Arrangements for networking
    • H04B10/272—Star-type networks or tree-type networks

Definitions

  • the present invention relates to a current-voltage conversion circuit that converts a burst current signal into a voltage signal, an optical receiver that receives a burst optical signal, and an optical termination device.
  • a point-to-point called a PON (Passive Optical Network) system realized by a public network using optical fibers.
  • PON Passive Optical Network
  • a multipoint (Point-to-Multi-point) access optical communication system is widely used.
  • the PON system is an ONU that is a plurality of subscriber-side terminal devices that are connected to one OLT (Optical Line Terminal) that is a station side apparatus and an optical star coupler (Star Coupler). (Optical Network Unit: optical network device).
  • OLT Optical Line Terminal
  • Star Coupler optical star coupler
  • optical network Unit optical network device
  • the optical wavelength band from 1480 to 1500 nm is used in the downstream direction from the OLT to the ONU.
  • the broadcast communication method used is used.
  • Each ONU extracts only the data of the assigned time slot from the optical signal transmitted from the OLT.
  • the upstream direction from each ONU to the OLT uses an optical wavelength band of 1290 to 1330 nm, and uses a time division multiplex communication system that controls transmission timing so that data transmitted by each ONU does not collide. Since the transmission timing is not constant and there is a no-signal period between data transmitted by each ONU, the signal received by the OLT is a burst optical signal.
  • the downstream direction from the OLT to the ONU uses the optical wavelength band 1575 to 1580 nm.
  • An information communication system is used.
  • Each ONU extracts only the data of the assigned time slot from the optical signal transmitted from the OLT.
  • the upstream direction from each ONU to the OLT uses an optical wavelength 1260 to 1280 nm band, and uses a time division multiplex communication system that controls transmission timing so that data transmitted by each ONU does not collide.
  • the OLT optical receiver since each ONU is located at a different distance from the OLT, the light reception level in the OLT of the optical signal transmitted by each ONU differs for each received packet received by the OLT from each ONU. Therefore, the OLT optical receiver is required to have a wide dynamic range characteristic (Wide Dynamic Range) for stably and rapidly reproducing packets having different light reception levels. For this reason, the OLT optical receiver includes an AGC (Automatic Gain Control) circuit that quickly changes the conversion gain of the transimpedance amplifier that converts the photocurrent into a voltage signal to an appropriate gain according to the received light level. Is provided.
  • AGC Automatic Gain Control
  • the OLT optical receiver Since the AGC circuit has a time constant until the conversion gain converges after starting to receive the packet signal, the OLT optical receiver stably reproduces the data after starting to receive the packet signal. A certain amount of time is required until. Here, the time required for the conversion gain to converge is limited according to the transmission rate of the system. In the case of the G-PON system or the XG-PON system, it is necessary to converge the conversion gain in several tens of ns or less, and a high-speed AGC function is required.
  • each packet signal is composed of an overhead area and a data area.
  • the overhead area is a “01” alternating fixed code string and the data area is a random code string.
  • the ideal operation of the AGC function of the optical receiver for OLT is to converge at a high speed in the overhead region and to maintain a fixed gain in the data region.
  • Patent Document 1 Various systems have been proposed for AGC circuits that have high-speed response and are stabilized with an appropriate gain in the data region (for example, Patent Document 1).
  • the automatic gain adjustment circuit described in Patent Document 1 has a function of controlling the conversion gain based on the detection result of the peak level detection circuit, and the response speed of the automatic gain adjustment circuit is only near the head of the received packet signal. I try to be fast.
  • the automatic gain adjustment circuit described in Patent Document 1 includes a time constant circuit including a capacitor or the like in the peak level detection circuit so that the transient response is completed in the overhead region.
  • the automatic gain adjustment circuit has high-speed response in the overhead region and can be operated with a stable gain in the data region after a predetermined time has elapsed.
  • This automatic gain adjustment circuit detects that the pulse train has been interrupted for a certain period of time at the end of the packet signal, so that the charge of the capacitor of the time constant circuit of the peak level detection circuit is discharged by the reset signal, so that an initial response capable of high-speed response Return to the state.
  • each packet signal in the G-PON system and the XG-PON system is a random code string in the data area and includes the same code continuous pattern.
  • the gain band of the automatic gain adjustment circuit is not appropriate for the bit rate, the peak level detection value varies in the data area in the packet signal, so that the automatic gain adjustment circuit is in the middle of the data area.
  • the amplification gain of the signal may change, and it becomes difficult to stably reproduce the received signal.
  • the present invention has been made in view of the above circumstances, and provides a current-voltage conversion circuit or the like that can make a conversion gain respond quickly at the start of packet reception and can be stabilized to an appropriate conversion gain in the data region.
  • the purpose is to provide.
  • a current-voltage conversion circuit of the present invention converts a current signal into a voltage signal, based on a transimpedance amplifier whose conversion gain is variable, and a bottom voltage of the voltage signal output from the transimpedance amplifier.
  • a gain control circuit that controls the conversion gain; and a convergence determination circuit that determines whether the gain control circuit is in a convergence state or a non-convergence state and outputs a determination signal to the gain control circuit.
  • the determination signal indicates that the non-convergence state has changed to the convergence state, the conversion gain is held at the value at the time of transition.
  • the conversion gain responds at a high speed at the start of packet reception, and to stabilize the conversion gain to an appropriate value in the data area.
  • the optical communication system 1 is a PON (Passive Optical Network) system adopting a point-to-multi-point format.
  • the optical communication system 1 includes a single OLT (Optical Line Terminal) 10 as a station side device and an ONU (Optical Network) as a plurality of subscriber side terminal devices.
  • the OLT 10 includes an optical receiver 11, an optical transmitter 12, a wavelength multiplexing coupler 13, and a transmission control unit 14.
  • the wavelength multiplexing coupler 13 is for outputting a downstream signal and an upstream signal having different optical wavelengths in a predetermined direction.
  • the optical signal output from the ONU 20 and transmitted through the optical fiber 32 is output to the optical receiver 11 side, and the optical signal output from the optical transmitter 12 is output to the optical fiber 32 side to which the ONU 20 is connected. .
  • the transmission control unit 14 generates a modulation signal based on a baseband signal input from an external network 40 such as the Internet and inputs the modulation signal to the optical transmitter 12.
  • the optical transmitter 12 modulates light emitted from a light emitting element such as a semiconductor laser with a modulation signal input from the transmission control unit 14.
  • the modulated optical signal is output as a downstream signal via the wavelength multiplexing coupler 13, transmitted through the optical fiber 32, and received by each ONU 20.
  • the upstream optical signal transmitted from the ONU 20 and transmitted through the optical fiber 32 is input to the optical receiver 11 via the wavelength multiplexing coupler 13.
  • the optical receiver 11 photoelectrically converts the input optical signal, demodulates the received optical signal into a received signal, and outputs the received signal to the transmission control unit 14.
  • the transmission control unit 14 converts the input received signal into a baseband signal and outputs it to the external network 40.
  • the optical signal transmitted from each ONU 20 is a burst signal in which a plurality of packet signals are intermittently continued, and an optical signal obtained by time-division multiplexing a plurality of packet signals is input to the OLT 10. Since each ONU 20 is connected to the OLT 10 via an optical fiber 32 of an arbitrary length and an arbitrary number of optical star couplers 30, the intensity of the optical signal received by the optical receiver 11 of the OLT 10 is different for each packet. to differ greatly. That is, in order to stably obtain a received signal from such an optical signal, the optical receiver 11 needs to have a configuration that can handle a wide dynamic range.
  • the optical receiver 11 of the OLT 10 includes a light receiving element 111 that outputs a current signal corresponding to the received optical signal, and a transimpedance amplifier that converts the current signal output from the light receiving element 111 into a voltage signal.
  • Trance-impedance-Amplifier (TIA) 112 and a limiting amplifier (Limiting Amplifier: LIM) 113 that outputs a reception signal obtained by amplifying the voltage signal output from the transimpedance amplifier 112 to substantially the same amplitude.
  • the optical receiver 11 detects the bottom voltage of the voltage signal output from the transimpedance amplifier 112, and controls the gain of the transimpedance amplifier 112 based on the detected bottom voltage, and the gain output from the gain control circuit 114.
  • a convergence determination circuit 115 that determines the convergence state of the control signal is further provided.
  • the transimpedance amplifier 112 includes a fixed resistor 1121 and a variable resistance element 1122, and the current / voltage conversion gain of the transimpedance 112 is determined by these resistance values.
  • the variable resistance element 1122 is configured by, for example, a field-effect transistor (FET) or the like, and is a circuit element whose resistance value can be controlled by an input voltage.
  • FET field-effect transistor
  • the variable gain element 1122 receives a gain control signal generated by the gain control circuit 114 based on the bottom voltage of the voltage signal.
  • the transimpedance amplifier 112 can output a voltage signal that is current-voltage converted with a conversion gain controlled based on the bottom voltage.
  • the gain control circuit 114 has a configuration in which the cathode side terminal of the diode 1142 is connected to the output part of the operational amplifier 1141, and the anode side terminal of the diode 1142 is connected to the inverting input part of the operational amplifier 1141.
  • a capacitor 1143 charged by the anode terminal voltage is also connected to the anode terminal of the diode 1142.
  • a switch 1144 for discharging the charge charged in the capacitor 1143 according to an external reset signal is provided in parallel with the capacitor 1143.
  • the external reset signal is a pulse signal output from an arbitrary circuit that detects the end of the packet signal, and is output from, for example, the transmission control unit 14.
  • the convergence determination circuit 115 compares the output voltage of the operational amplifier 1141 with a preset threshold voltage, and outputs a comparison result at a High / Low voltage, and the output signal of the comparator 1151 and the external
  • the logic circuit 1152 generates a convergence determination signal based on the reset signal.
  • the convergence determination signal output from the logic circuit 1152 of the convergence determination circuit 115 is input to the shutdown terminal of the operational amplifier 1141. Based on the convergence determination signal, the gain control circuit 114 operates to detect the bottom voltage by following the input voltage waveform in the non-convergence state, and stops the tracking operation in the convergence state regardless of the input voltage waveform. When the transition from the non-convergence state to the convergence state is performed, the bottom voltage detection result at the time is operated.
  • the packet signal received by the optical receiver 11 is composed of an overhead area composed of a fixed code sequence of “01” alternating and a data area composed of a random pattern including the same code continuous pattern. ing.
  • the packet signals input from the ONUs 20 to the OLT 10 are transmitted so as not to collide by time division multiplexing, but an external reset signal as shown in FIG. 3B is inserted between the packet signals.
  • an external reset signal as shown in FIG. 3B is inserted between the packet signals.
  • the switch 1144 is turned on, and the charge charged in the capacitor 1143 is discharged.
  • the output voltage (C point voltage) of the gain control circuit 114 is initialized to High, and the resistance value of the resistance variable element 1122 is maximized. That is, the current-voltage conversion gain of the transimpedance amplifier 112 is in the maximum gain state, and is prepared for the next input packet signal.
  • the output part (point A) of the transimpedance amplifier 112, which is an inverting amplifier, at the head of the overhead area receives the voltage signal amplified with the maximum gain, as shown in FIG. Output.
  • the voltage of the output part (point C) of the gain control circuit 114 starts to decrease, and the gain control circuit 114 starts the follow-up operation so as to become the same voltage as the bottom voltage of the voltage waveform at the point A.
  • the resistance value of the variable resistance element 1122 decreases and the conversion gain of the transimpedance amplifier 112 also decreases, so that the amplitude of the voltage waveform at the point A operates to become transiently small.
  • the voltage at the point C becomes equal to the bottom voltage at the point A, no current flows through the diode 1142, and no charge is charged in the capacitor 1143 of the gain control circuit 114, so the voltage at the point C does not drop any further.
  • the voltage at the output section (point B) of the operational amplifier 1141 decreases after receiving the packet signal, as with the point C. .
  • the voltage at point C becomes equal to the bottom voltage value at point A, the voltage at point B begins to rise.
  • the comparator 1151 of the convergence determination circuit 115 outputs High and Low voltages depending on whether or not the input voltage (point B) is higher than the threshold voltage (point D).
  • the threshold voltage (point D) of the comparator 1151 is set to a desired voltage within the fluctuation range of the point B voltage.
  • the voltage at the output part (point E) of the comparator 1151 increases from the high level to the low level when the voltage at the point B decreases. In this case, a transition is made from Low to High.
  • the logic circuit 1152 generates a gate signal (point F) that transitions from High to Low at the rising edge of the external reset signal and from Low to High at the rising edge of the E point voltage as shown in FIG.
  • the gate signal (point F) output from the logic circuit 1152 indicates whether or not the gain control circuit 114 has converged, and is a signal that becomes Low when in the non-convergent state and becomes High when in the converged state. .
  • the output (point F) of the logic circuit 1152 of the convergence determination circuit 115 is connected to the shutdown circuit unit of the operational amplifier 1141 of the gain control circuit 114.
  • the operational amplifier 1141 operates normally when the F point voltage is Low (non-convergence state), and shuts down and outputs a constant voltage when the F point voltage is High (convergence state).
  • the point F voltage is low, the point C voltage is lowered until it becomes the same as the bottom voltage of the voltage signal input to the operational amplifier 1141, and when the operational amplifier 1141 is shut down, the point F voltage is changed from low. The value at the time of transition to High is held.
  • the gain control circuit 114 operates so as to detect the bottom voltage following the input voltage waveform in the non-convergence state, and the bottom at the time of transition from the non-convergence state to the convergence state in the convergence state regardless of the input voltage waveform. It operates to hold the voltage detection result.
  • the gain of the transimpedance amplifier 112 is gradually decreased from a high gain in the non-convergent state, and is kept constant in the converged state.
  • an external reset signal is input from the outside such as the transmission control unit 14, so that the switch 1144 is turned on and the capacitor 1143 is charged. The charge is discharged.
  • the output voltage of the gain control circuit 114 is initialized to High, and the resistance value of the variable resistance element 1122 is maximized.
  • the conversion gain of the transimpedance amplifier 112 is in the maximum gain state, and prepares for the reception of the next packet signal.
  • the operations at points A and C in the overhead region are the same as the operations of the optical receiver 11 of this embodiment (FIG. 3). However, for example, when the gain band of the transimpedance amplifier 112 is insufficient with respect to the bit rate, the operation at the points A and C differs in the data area as shown in FIG. 4C.
  • the output amplitude of the transimpedance amplifier 112 is small because it contains a relatively high frequency component with respect to the “01” alternating.
  • a pattern string having the same sign, such as “00001111” contains a relatively large amount of low frequency components, so that the output amplitude of the transimpedance amplifier 112 becomes large.
  • the transimpedance amplifier includes an overhead area composed of a fixed code sequence having an alternating "01" and a data area composed of a random pattern including the same code continuous pattern.
  • the output amplitude of the output unit 112 (point A) and the minimum bottom voltage of the output waveform are different.
  • the gain control operation by the gain control circuit 114 is once completed in the overhead region and then the data region.
  • the gain of the transimpedance amplifier 112 may fluctuate as shown in FIG. 4D, making it difficult to reproduce the received signal stably.
  • the optical receiver 11 includes the convergence determination circuit 115, so that the gain control circuit 114 operates to detect the bottom voltage following the input voltage waveform when in the non-convergence state, In the convergence state, the bottom voltage detection result at the time of transition from the non-convergence state to the convergence state is maintained regardless of the input voltage waveform. For this reason, even if the gain band of the transimpedance amplifier 112 is insufficient with respect to the bit rate, the transimpedance amplifier after the bottom voltage detection operation converges in the overhead region composed of the “01” alternating fixed code string. The current-voltage conversion gain 112 is fixed to an appropriate value. Therefore, the optical receiver 11 does not fluctuate in the conversion gain even in the data area composed of a random pattern, and enables a stable reception signal reproduction operation.
  • the gain control circuit 114 detects the bottom voltage with respect to the voltage signal output from the transimpedance amplifier 112 that performs current-voltage conversion, and the transimpedance is based on the detection result.
  • the convergence determination circuit 115 determines whether the gain control is in the convergence state or the non-convergence state, and determines that the determination signal has transitioned from the non-convergence state to the convergence state.
  • the gain control circuit 114 maintains the conversion gain at the value at the time of transition. As a result, gain control in the overhead region can be made to respond at high speed, and in the data region, it is possible to increase resistance to the same code continuous data.
  • the present invention converts a current signal into a voltage signal, detects a transimpedance amplifier whose conversion gain is variable, and a bottom voltage of the voltage signal output from the transimpedance amplifier, and based on the detection result, transimpedance A gain control circuit that controls the conversion gain of the amplifier, and a convergence determination circuit that determines whether the gain control circuit is in a convergence state or a non-convergence state.
  • the conversion gain is held at the value at the time of transition.
  • the conversion gain can be made to respond at a high speed at the start of packet reception, and can be stabilized to an appropriate conversion gain in the data area.
  • the gain control is performed and the convergence state is determined based on the bottom voltage detected by the gain control circuit 114.
  • the convergence state is determined based on the detected peak voltage.
  • the convergence state may be determined while controlling the gain.
  • the photocurrent output from the light receiving element 111 is converted into a voltage signal and output.
  • the present invention is not limited to this, and a burst-like current signal having a large dynamic range is input.
  • the present invention can be applied to any current-voltage conversion circuit that outputs a voltage signal based thereon.
  • optical communication system 10 OLT, 20 ONU, 30 optical star coupler, 32 optical fiber, 40 external network, 11 optical receiver, 111 light receiving element, 112 transimpedance amplifier, 1121 fixed resistance, 1122 variable resistance element, 113 limiting Amplifier, 114 gain control circuit, 1141 operational amplifier, 1422 diode, 1143 capacitor, 1144 switch, 115 convergence determination circuit, 1151 comparator, 1152 logic circuit, 12 optical transmitter, 13 wavelength multiplexing coupler, 14 transmission control unit

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Abstract

　受光素子（１１１）が出力する電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプ（１１２）は電流電圧変換利得が可変である。トランスインピーダンスアンプ（１１２）が出力する電圧信号に対して、利得制御回路（１１４）がボトム電圧を検出し、この検出結果に基づいてトランスインピーダンスアンプ（１１２）の変換利得を制御する。収束判定回路（１１５）は利得の制御が収束状態であるか非収束状態であるかを判定し、判定結果を示す判定信号を利得制御回路（１１４）に出力する。利得制御回路（１１４）は、判定信号が非収束状態から収束状態に遷移したことを示すときに変換利得を遷移時の値に保持する。

Description

電流電圧変換回路、光受信器及び光終端装置
　本発明は、バースト電流信号を電圧信号に変換する電流電圧変換回路、バースト光信号を受信する光受信器、光終端装置に関する。
　近年、マルチメディアサービス（Multimedia Service）を各家庭に提供するためのアクセス系ネットワーク（Access Network）では、光ファイバを用いた公衆回路網で実現するＰＯＮ（Passive Optical Network）システムと呼ばれるポイント・トゥ・マルチポイント（Point to Multi-point）のアクセス系光通信システムが広く用いられている。
　ＰＯＮシステムは、局側装置である１台のＯＬＴ（Optical Line Terminal：光加入者線終端装置）と、光スターカプラ（Star Coupler）を介して接続される複数の加入者側端末装置であるＯＮＵ（Optical Network Unit：光ネットワーク装置）により構成される。多数のＯＮＵに対して、ＯＬＴと伝送路である光ファイバの大部分を共有できるため運用コストの低減が期待できることや、受動部品である光スターカプラには給電が必要なく屋外設置が容易であり、信頼性も高いという利点がある。これらの利点から、ブロードバンドネットワークを実現する光通信システムとして活発に導入が進められている。
　例えば、ＩＴＵ－Ｔの国際標準規格Ｇ．９８４シリーズで規格化されている、伝送速度が下り２．５Ｇｂｉｔ／ｓ、上り１．２５Ｇｂｉｔ／ｓのＧ－ＰＯＮシステムにおいては、ＯＬＴからＯＮＵへの下り方向は、光波長１４８０～１５００ｎｍ帯を用いた同報通信方式を用いている。各ＯＮＵは、ＯＬＴより送信された光信号から割り当てられたタイムスロットのデータのみ取り出す。一方、各ＯＮＵからＯＬＴへの上り方向は、光波長１２９０～１３３０ｎｍ帯を用い、各ＯＮＵが送信したデータが衝突しないように送出タイミングを制御する時分割多重通信方式を用いている。なお、送出タイミングは一定ではなく各ＯＮＵが送信するデータ間に無信号期間もあるため、ＯＬＴが受信する信号はバースト光信号である。
　また、ＩＴＵ－Ｔの国際標準規格Ｇ．９８７シリーズで規格化されている、伝送速度が下り１０Ｇｂｉｔ／ｓ、上り２．５Ｇｂｉｔ／ｓのＸＧ－ＰＯＮシステムにおいては、ＯＬＴからＯＮＵへの下り方向は、光波長１５７５～１５８０ｎｍ帯を用いた同報通信方式を用いている。各ＯＮＵは、ＯＬＴより送信された光信号から割り当てられたタイムスロットのデータのみ取り出す。一方、各ＯＮＵからＯＬＴへの上り方向は、光波長１２６０～１２８０ｎｍ帯を用い、各ＯＮＵが送信したデータが衝突しないように送出タイミングを制御する時分割多重通信方式を用いている。
　このようなＰＯＮシステムにおいて、各ＯＮＵはＯＬＴから異なる距離に位置するため、各ＯＮＵが送信した光信号のＯＬＴにおける受光レベルは、各ＯＮＵからＯＬＴが受信する受信パケット毎に異なる。よって、ＯＬＴの光受信器には異なる受光レベルのパケットを安定、かつ、高速に再生する広ダイナミックレンジ特性（Wide Dynamic Range）が求められる。このため、ＯＬＴ用の光受信器には、光電流を電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプの変換利得を受光レベルに応じた適切な利得に高速変化させるＡＧＣ（Automatic Gain Control：自動利得調整）回路が備えられている。
　ＡＧＣ回路は、パケット信号を受信開始した後に、変換利得が収束するまでの時定数を有しているために、ＯＬＴ用の光受信器は、パケット信号を受信開始した後安定的にデータ再生するまでに所定の時間を必要とする。ここで、変換利得が収束するまでに要する時間には、システムの伝送速度に応じた制限がある。Ｇ－ＰＯＮシステムやＸＧ－ＰＯＮシステムの場合には、数十ｎｓ以下で変換利得を収束させる必要があり、高速のＡＧＣ機能が要求される。
　ここで、各パケット信号は、オーバヘッド領域とデータ領域とによって構成され、オーバヘッド領域は“０１”交番の固定符号列、データ領域はランダムな符号列である。ＯＬＴ用の光受信器のＡＧＣ機能は、オーバヘッド領域で高速に収束し、かつ、データ領域では固定の利得を保持することが理想的な動作である。
　高速応答性を有し、データ領域で適切な利得で安定化させるＡＧＣ回路には様々な方式が提案されている（例えば特許文献１）。特許文献１に記載の自動利得調整回路は、ピークレベル検出回路の検出結果に基づいて変換利得を制御する機能を備えており、受信するパケット信号の先頭付近でのみ自動利得調整回路の応答速度が高速になるようにしている。
特開平５－７５５４４号公報
　特許文献１に記載の自動利得調整回路は、オーバヘッド領域で過渡応答が完了するように、ピークレベル検出回路にコンデンサ等からなる時定数回路を備えている。これにより、自動利得調整回路は、オーバヘッド領域における高速応答性を有し、一定時間経過後のデータ領域においては安定した利得で動作させることができると説明されている。この自動利得調整回路は、パケット信号の終了時には、パルス列が一定時間途絶えたことを検出することにより、ピークレベル検出回路の時定数回路のコンデンサの電荷がリセット信号により放電され、高速応答可能な初期状態に戻す。
　ここで、Ｇ－ＰＯＮシステムやＸＧ－ＰＯＮシステムにおける各パケット信号は、データ領域にランダムな符号列であり同符号連続パターンを含んでいる。自動利得調整回路の利得帯域がビットレートに対して適切でない場合には、パケット信号内のデータ領域でピークレベル検出値が変動することにより、データ領域の途中であるにもかかわらず自動利得調整回路の増幅利得が変化する可能性があり、安定した受信信号再生が困難となるという問題があった。つまり、過渡応答が収束するまでに必要とする時間と、データ領域に含まれる同符号連続パターンに対する耐性とがトレードオフの関係にあり、高速応答性とデータ領域における利得の安定化との両立が課題であった。
　本発明は、上記事情に鑑みてなされたものであり、パケット受信開始時には変換利得を高速に応答させ、かつ、データ領域においては適切な変換利得に安定させることが可能な電流電圧変換回路等を提供することを目的とする。
　上記目的を達成するため、本発明の電流電圧変換回路は、電流信号を電圧信号に変換し、変換利得が可変であるトランスインピーダンスアンプと、トランスインピーダンスアンプが出力する電圧信号のボトム電圧に基づいて変換利得を制御する利得制御回路と、利得制御回路が収束状態であるか非収束状態であるかを判定し、判定信号を利得制御回路に出力する収束判定回路と、を備え、利得制御回路は、判定信号が非収束状態から収束状態に遷移したことを示したときに、変換利得を遷移時の値に保持する。
　本発明によれば、パケット受信開始時には変換利得を高速に応答させ、かつ、データ領域においては適切な変換利得に安定させることが可能となる。
実施の形態に係る光通信システムの構成を示すブロック図である。 光受信器の回路構成を示す図である。 実施の形態に係る光受信器における各部の信号のタイミングチャートを示す図である。 収束判定回路がない場合の各部の信号のタイミングチャートを示す図である。
実施の形態．
　本発明の実施の形態について、図面を参照して詳細に説明する。
　実施の形態に係る光通信システム１は、ポイント・トゥ・マルチポイント（Point to Multi-point）の形式を採ったＰＯＮ（Passive Optical Network）システムである。光通信システム１は、図１に示すように、局側装置である１台のＯＬＴ（Optical Line Terminal：光加入者線終端装置）１０と、複数の加入者側端末装置であるＯＮＵ（Optical Network Unit：光ネットワーク装置）２０と、光信号を受動的に分岐・合流する光スターカプラ３０と、を備えている。全てのＯＮＵ２０は、１以上の光スターカプラ３０と、光ファイバ３２を介して、ＯＬＴ１０に接続されている。
　ＯＬＴ１０は、光受信器１１、光送信器１２、波長多重カプラ１３、伝送制御部１４から構成される。波長多重カプラ１３は、光波長の異なる下り信号と上り信号を所定の方向に出力するためのものである。ＯＮＵ２０から出力され光ファイバ３２を伝送してきた光信号を光受信器１１側に出力し、光送信器１２から出力される光信号を、ＯＮＵ２０が接続されている光ファイバ３２側に出力している。
　伝送制御部１４は、インターネット等の外部ネットワーク４０から入力されたベースバンド信号に基づいて変調信号を生成して光送信器１２に入力する。光送信器１２は、半導体レーザ等の発光素子が発光する光を、伝送制御部１４から入力される変調信号で変調する。変調された光信号は下り信号として波長多重カプラ１３を介して出力され、光ファイバ３２を伝送し、各ＯＮＵ２０で受光される。
　ＯＮＵ２０から送信され光ファイバ３２を伝送してきた上り信号の光信号は波長多重カプラ１３を介して光受信器１１に入力される。光受信器１１は、入力された光信号を光電変換し、電圧信号の受信信号に復調し、伝送制御部１４に出力する。伝送制御部１４は、入力された受信信号をベースバンド信号に変換し、外部ネットワーク４０に出力する。
　ここで、各ＯＮＵ２０から送信される光信号は、複数のパケット信号が間欠的に連続するバースト（burst）信号であり、複数のパケット信号を時分割多重した光信号がＯＬＴ１０に入力される。各ＯＮＵ２０は、任意の長さの光ファイバ３２と、任意の個数の光スターカプラ３０を介してＯＬＴ１０に接続されているため、ＯＬＴ１０の光受信器１１が受光する光信号の強度はパケット毎に大きく異なる。つまり、このような光信号から安定して受信信号を得るためには、光受信器１１が、広幅なダイナミックレンジに対応可能な構成である必要がある。
　ＯＬＴ１０の光受信器１１は、図２に示すように、受光した光信号に対応する電流信号を出力する受光素子１１１と、受光素子１１１が出力する電流信号を電圧信号に変換するトランスインピーダンスアンプ（Trance-impedance-Amplifier：ＴＩＡ）１１２と、トランスインピーダンスアンプ１１２が出力する電圧信号を略同一振幅に増幅した受信信号を出力するリミッティングアンプ（Limiting Amplifier：ＬＩＭ）１１３と、を備える。また、光受信器１１は、トランスインピーダンスアンプ１１２が出力する電圧信号のボトム電圧を検出し、それに基づいてトランスインピーダンスアンプ１１２の利得を制御する利得制御回路１１４と、利得制御回路１１４が出力する利得制御信号の収束状態を判定する収束判定回路１１５を更に備える。
　トランスインピーダンスアンプ１１２は、固定抵抗１１２１と、抵抗可変素子１１２２を備えており、これらの抵抗値によって、トランスインピーダンス１１２の電流／電圧変換利得が決定される。抵抗可変素子１１２２は、例えばＦＥＴ（field-effect transistor）等から構成され、入力電圧により抵抗値を制御することが可能な回路素子である。抵抗可変素子１１２２には、利得制御回路１１４が電圧信号のボトム電圧に基づいて生成した利得制御信号が入力される。これにより、トランスインピーダンスアンプ１１２は、ボトム電圧に基づいて制御された変換利得で電流電圧変換された電圧信号を出力することができる。
　利得制御回路１１４は、オペアンプ１１４１の出力部にダイオード１１４２のカソード側端子を接続し、ダイオード１１４２のアノード側端子をオペアンプ１１４１の反転入力部に接続した構成を有している。ダイオード１１４２のアノード端子には、アノード端子電圧により充電されるキャパシタ１１４３も接続している。また、キャパシタ１１４３と並列に、キャパシタ１１４３に充電された電荷を、外部リセット信号に応じて放電するためのスイッチ１１４４が配設されている。ここで、外部リセット信号は、パケット信号の終わりを検出する任意の回路から出力されるパルス信号であり、例えば、伝送制御部１４から出力される。
　収束判定回路１１５は、オペアンプ１１４１の出力電圧と予め設定しておいた閾値電圧とを比較して、比較結果をＨｉｇｈ／Ｌｏｗの電圧で出力する比較器１１５１と、比較器１１５１の出力信号と外部リセット信号に基づいて収束判定信号を生成するロジック回路１１５２により構成される。
　収束判定回路１１５のロジック回路１１５２が出力する収束判定信号はオペアンプ１１４１のシャットダウン端子に入力される。利得制御回路１１４は、収束判定信号に基づいて、非収束状態時には入力電圧波形に追従してボトム電圧を検出するように動作し、収束状態時には追従動作を停止して、入力電圧波形によらず非収束状態から収束状態へ遷移するとき時点のボトム電圧検出結果を保持するよう動作する。
　以上のように構成された光受信器１１の各部の動作について、図３のタイミングチャートを用いて説明する。光受信器１１が受信するパケット信号は、図３（ａ）に示すように、“０１”交番の固定符号列から成るオーバヘッド領域と、同符号連続パターンを含むランダムパターンから成るデータ領域から構成されている。
　各ＯＮＵ２０からＯＬＴ１０に入力されるパケット信号は時分割多重によりそれぞれが衝突しないよう送信されるが、図３（ｂ）に示すような外部リセット信号がそれぞれのパケット信号間に挿入される。この外部リセット信号により、スイッチ１１４４がＯＮ状態となり、キャパシタ１１４３に充電された電荷が放電される。これにより、図３（ｃ）に示すように、利得制御回路１１４の出力電圧（Ｃ点電圧）は初期化されてＨｉｇｈとなり、抵抗可変素子１１２２の抵抗値は最大となる。つまり、トランスインピーダンスアンプ１１２の電流電圧変換利得は最大利得の状態で、次に入力されるパケット信号に備える。
　次のパケット信号を受光すると、図３（ｃ）に示すように、オーバヘッド領域の先頭では、反転アンプであるトランスインピーダンスアンプ１１２の出力部（Ａ点）は、最大利得で増幅された電圧信号を出力する。同時に、利得制御回路１１４の出力部（Ｃ点）の電圧は下がり始め、Ａ点の電圧波形のボトム電圧と同一電圧になるように利得制御回路１１４は追従動作を開始する。
　Ｃ点の電圧が下がると、抵抗可変素子１１２２の抵抗値が下がり、トランスインピーダンスアンプ１１２の変換利得も低下するため、Ａ点における電圧波形の振幅は過渡的に小さくなるよう動作する。Ｃ点の電圧がＡ点のボトム電圧と同等になると、ダイオード１１４２に電流が流れずに利得制御回路１１４のキャパシタ１１４３に電荷が充電されなくなるため、Ｃ点の電圧はそれ以上下がらなくなる。
　また、ダイオード１１４２のアノード側端子（Ｃ点）がオペアンプ１１４１の反転入力端子に接続されているため、オペアンプ１１４１の出力部（Ｂ点）の電圧は、Ｃ点と同様にパケット信号受光後に低下する。そして、Ｃ点の電圧とＡ点のボトム電圧値とが同等になると、Ｂ点の電圧は上昇を始める。
　収束判定回路１１５の比較器１１５１は、入力電圧（Ｂ点）が閾値電圧（Ｄ点）より高いか否かによってＨｉｇｈ、Ｌｏｗの電圧を出力する。ここで比較器１１５１の閾値電圧（Ｄ点）をＢ点電圧の変動範囲内の所望の電圧に設定している。図３（ｄ）に示すように、比較器１１５１の出力部（Ｅ点）の電圧は、Ｂ点の電圧が低下している場合にはＨｉｇｈからＬｏｗへ、Ｂ点の電圧が上昇している場合にはＬｏｗからＨｉｇｈに遷移する。
　ロジック回路１１５２は、図３（ｅ）に示すような、外部リセット信号の立ち上がりエッジでＨｉｇｈからＬｏｗへ、Ｅ点電圧の立ち上がりエッジでＬｏｗからＨｉｇｈに遷移するゲート信号（Ｆ点）を生成する。ロジック回路１１５２が出力するゲート信号（Ｆ点）は、利得制御回路１１４が収束しているか否かを表しており、非収束状態のときはＬｏｗとなり、収束状態のときにＨｉｇｈとなる信号である。
　収束判定回路１１５のロジック回路１１５２の出力（Ｆ点）は、利得制御回路１１４のオペアンプ１１４１のシャットダウン回路部に接続されている。オペアンプ１１４１は、Ｆ点電圧がＬｏｗのとき（非収束状態）通常動作し、Ｆ点電圧がＨｉｇｈのとき（収束状態）シャットダウンし定電圧を出力する。これにより、Ｃ点電圧は、Ｆ点電圧がＬｏｗのとき、オペアンプ１１４１に入力される電圧信号のボトム電圧と同じになるまで下がる動きをし、オペアンプ１１４１がシャットダウンされるとＦ点電圧がＬｏｗからＨｉｇｈに遷移する時点の値を保持する。
　つまり、利得制御回路１１４は、非収束状態時には入力電圧波形に追従してボトム電圧を検出するよう動作し、収束状態時には入力電圧波形によらず、非収束状態から収束状態に遷移する時点のボトム電圧検出結果を保持するよう動作する。トランスインピーダンスアンプ１１２の利得は、図３（ｆ）に示すように非収束状態時には、高利得から徐々に利得を下げ、収束状態では一定の利得を保持する。
　そして、当該パケット信号の受信が終わり、次のパケット信号を受信する前に、伝送制御部１４等外部から外部リセット信号が入力されることにより、スイッチ１１４４がＯＮ状態となり、キャパシタ１１４３に充電された電荷が放電される。これにより、利得制御回路１１４の出力電圧は初期化されてＨｉｇｈとなり、抵抗可変素子１１２２の抵抗値は最大となる。トランスインピーダンスアンプ１１２の変換利得は最大利得の状態で、次のパケット信号受信に備える。
　本実施の形態に係る光受信器１１の効果を説明するために、収束判定回路１１５を備えない場合の動作について、図４のタイミングチャートを用いて説明する。
　オーバヘッド領域における、Ａ点及びＣ点の動作は本実施の形態の光受信器１１の動作（図３）と同様である。しかし、例えば、トランスインピーダンスアンプ１１２の利得帯域がビットレートに対して不十分である場合には、データ領域において図４（ｃ）に示すようにＡ点及びＣ点が異なる動作をする。
　“０１”交番に対して、相対的に高周波成分を多く含むためトランスインピーダンスアンプ１１２の出力振幅は小さくなる。一方、例えば“００００１１１１”のような同符号が連続するパターン列に対しては、相対的に低周波成分を多く含むためトランスインピーダンスアンプ１１２の出力振幅は大きくなる。
　つまり、トランスインピーダンスアンプ１１２の出力振幅にパターン依存性が生じることなり、“０１”交番の固定符号列から成るオーバヘッド領域と、同符号連続パターンを含むランダムパターンから成るデータ領域とで、トランスインピーダンスアンプ１１２の出力部（Ａ点）の出力振幅、及び出力波形の最小ボトム電圧が異なることとなる。
　この場合、本実施の形態のように収束判定回路１１５の判定信号に基づいてボトム電圧の保持を行うことがないため、オーバヘッド領域で一旦利得制御回路１１４による利得制御動作が完了後、データ領域で再度ボトム電圧検出動作を開始することにより、図４（ｄ）に示すようにトランスインピーダンスアンプ１１２の利得が変動する可能性があり、安定した受信信号再生が困難となる。
　これに対し、本実施の形態に係る光受信器１１は、収束判定回路１１５を備えることにより、利得制御回路１１４が非収束状態時には入力電圧波形に追従してボトム電圧を検出するよう動作し、収束状態時には入力電圧波形によらず、非収束状態から収束状態へ遷移する時点のボトム電圧検出結果を保持するよう動作する。このため、例えトランスインピーダンスアンプ１１２の利得帯域がビットレートに対して不十分であっても、“０１”交番の固定符号列から成るオーバヘッド領域においてボトム電圧検出動作が収束した後は、トランスインピーダンスアンプ１１２の電流電圧変換利得は適切な値に固定される。よって、光受信器１１は、ランダムパターンから成るデータ領域でも変換利得が変動することはなく、安定した受信信号再生動作が可能となる。
　以上説明したように、本実施の形態によれば、電流電圧変換するトランスインピーダンスアンプ１１２が出力する電圧信号に対して、利得制御回路１１４がボトム電圧を検出し、この検出結果に基づいてトランスインピーダンスアンプ１１２の変換利得を制御し、収束判定回路１１５が利得の制御が収束状態であるか非収束状態であるかを判定し、判定信号が非収束状態から収束状態に遷移したことを判定したときに利得制御回路１１４は変換利得を遷移時の値に保持するようにした。これにより、オーバヘッド領域における利得制御を高速に応答させることができ、かつ、データ領域においては、同符号連続データに対する耐性の高めることができる。
　このように本発明は、電流信号を電圧信号に変換し、変換利得が可変であるトランスインピーダンスアンプと、トランスインピーダンスアンプが出力する電圧信号のボトム電圧を検出し、この検出結果に基づいてトランスインピーダンスアンプの変換利得を制御する利得制御回路と、利得制御回路が収束状態であるか非収束状態であるかを判定する収束判定回路と、を備え、利得制御回路は、非収束状態から収束状態に遷移したときに、変換利得を遷移時の値に保持するようにした。これにより、パケット受信開始時には変換利得を高速に応答させ、かつ、データ領域においては適切な変換利得に安定させることが可能となる。
　なお、本発明は、上記実施の形態に限定されず、本発明の要旨を逸脱しない範囲での種々の変更は勿論可能である。
　例えば、上記実施の形態においては、利得制御回路１１４が検出したボトム電圧に基づいて、利得制御すると共に収束状態を判定することとしたが、ピーク電圧検出回路を備え、検出したピーク電圧に基づいて利得を制御すると共に収束状態を判定しても良い。
　また、上記の実施の形態においては、受光素子１１１から出力される光電流を電圧信号に変換して出力する構成としたが、これに限られず、ダイナミックレンジの大きいバースト状の電流信号が入力され、それに基づく電圧信号を出力する、任意の電流電圧変換回路に適用することが可能である。
　１　光通信システム、１０　ＯＬＴ、２０　ＯＮＵ、３０　光スターカプラ、３２　光ファイバ、４０　外部ネットワーク、１１　光受信器、１１１　受光素子、１１２　トランスインピーダンスアンプ、１１２１　固定抵抗、１１２２　抵抗可変素子、１１３　リミッティングアンプ、１１４　利得制御回路、１１４１　オペアンプ、１１４２　ダイオード、１１４３　キャパシタ、１１４４　スイッチ、１１５　収束判定回路、１１５１　比較器、１１５２　ロジック回路、１２　光送信器、１３　波長多重カプラ、１４　伝送制御部

Claims (9)

  1. 　電流信号を電圧信号に変換し、変換利得が可変であるトランスインピーダンスアンプと、
    　前記トランスインピーダンスアンプが出力する前記電圧信号のボトム電圧を検出し、この検出結果に基づいて前記トランスインピーダンスアンプの前記変換利得を制御する利得制御回路と、
    　前記利得制御回路が収束状態であるか非収束状態であるかを判定し、判定結果を示す判定信号を前記利得制御回路に出力する収束判定回路と、を備え、
    　前記利得制御回路は、前記判定信号が前記非収束状態から前記収束状態に遷移したことを示したときに、前記変換利得を前記遷移時の値に保持する、
    　電流電圧変換回路。
  2. 　前記利得制御回路は、前記トランスインピーダンスアンプが出力する前記電圧信号を入力するオペアンプと、カソード側端子が前記オペアンプの出力端子に接続されアノード側端子が前記オペアンプの反転入力端子に接続されるダイオードと、前記ダイオードの前記アノード側端子に接続されるキャパシタと、を有し、前記ダイオードの前記アノード側端子の電圧値に基づいて前記トランスインピーダンスアンプの前記変換利得を制御し、
    　前記収束判定回路は、前記オペアンプの出力電圧と基準電圧とを比較した結果に基づいて、前記利得制御回路が前記収束状態であるか前記非収束状態であるかを判定する、
    　請求項１に記載の電流電圧変換回路。
  3. 　前記利得制御回路の前記オペアンプは、前記判定信号が前記非収束状態を示すとき入力される前記電圧信号に基づいて動作させ、前記判定信号が前記収束状態を示すときは出力電圧を一定に保持する、
    　請求項２に記載の電流電圧変換回路。
  4. 　前記収束判定回路は、リセット信号の入力により、前記判定信号を前記収束状態から前記非収束状態に遷移させ、
    　前記利得制御回路の前記オペアンプは、前記非収束状態に遷移した前記判定信号に基づいて動作を開始する、
    　請求項３に記載の電流電圧変換回路。
  5. 　光信号を電流信号に変換する受光素子と、
    　前記受光素子から出力される電流信号を電圧信号に変換し、変換利得が可変であるトランスインピーダンスアンプと、
    　前記トランスインピーダンスアンプが出力する前記電圧信号を増幅して予め定めた振幅を有する受信信号を出力するリミッティングアンプと、
    　前記トランスインピーダンスアンプが出力する前記電圧信号のボトム電圧を検出し、この検出結果に基づいて前記トランスインピーダンスアンプの前記変換利得を制御する利得制御回路と、
    　前記利得制御回路が収束状態であるか非収束状態であるかを判定し、判定結果を示す判定信号を前記利得制御回路に出力する収束判定回路と、を備え、
    　前記利得制御回路は、前記判定信号が前記非収束状態から前記収束状態に遷移したことを示したときに、前記変換利得を前記遷移時の値に保持する、
    　光受信器。
  6. 　前記利得制御回路は、前記トランスインピーダンスアンプが出力する前記電圧信号を入力するオペアンプと、カソード側端子が前記オペアンプの出力端子に接続されアノード側端子が前記オペアンプの反転入力端子に接続されるダイオードと、前記ダイオードの前記アノード側端子に接続されるキャパシタと、を有し、前記ダイオードの前記アノード側端子の電圧値に基づいて前記トランスインピーダンスアンプの前記変換利得を制御し、
    　前記収束判定回路は、前記オペアンプの出力電圧と基準電圧とを比較した結果に基づいて、前記利得制御回路が前記収束状態であるか前記非収束状態であるかを判定する、
    　請求項５に記載の光受信器。
  7. 　前記利得制御回路の前記オペアンプは、前記判定信号が前記非収束状態を示すとき入力される前記電圧信号に基づいて動作させ、前記判定信号が前記収束状態を示すときは出力電圧を一定に保持する、
    　請求項６に記載の光受信器。
  8. 　前記収束判定回路は、リセット信号の入力により、前記判定信号を前記収束状態から前記非収束状態に遷移させ、
    　前記利得制御回路の前記オペアンプは、前記非収束状態に遷移した前記判定信号に基づいて動作を開始する、
    　請求項７に記載の光受信器。
  9. 　請求項５乃至８のいずれか１項に記載の光受信器を備えた光終端装置。
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