JPH11177360A - 増幅器 - Google Patents
増幅器Info
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- JPH11177360A JPH11177360A JP9346264A JP34626497A JPH11177360A JP H11177360 A JPH11177360 A JP H11177360A JP 9346264 A JP9346264 A JP 9346264A JP 34626497 A JP34626497 A JP 34626497A JP H11177360 A JPH11177360 A JP H11177360A
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- output voltage
- inverting
- voltage
- inverting amplifier
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Abstract
(57)【要約】
【課題】 増幅器に関し、入力信号振幅に対するダイ
ナミック・レンジが大きい増幅器を提供する。 【解決手段】 奇数段の単位の反転増幅器を縦続接続
した反転増幅器に対して、該反転増幅器の入力端子と出
力端子間に抵抗を接続し、該反転増幅器の入力端子と奇
数段目の該単位の反転増幅器の出力端子間に可変インピ
ーダンス素子を接続し、該反転増幅器の奇数段目の該単
位の反転増幅器の出力電圧をボトム検出した電圧と、ボ
トム検出する前の該単位の反転増幅器の出力電圧とを合
成した電圧によって、該可変インピーダンス素子のイン
ピーダンスを制御するように構成する。
ナミック・レンジが大きい増幅器を提供する。 【解決手段】 奇数段の単位の反転増幅器を縦続接続
した反転増幅器に対して、該反転増幅器の入力端子と出
力端子間に抵抗を接続し、該反転増幅器の入力端子と奇
数段目の該単位の反転増幅器の出力端子間に可変インピ
ーダンス素子を接続し、該反転増幅器の奇数段目の該単
位の反転増幅器の出力電圧をボトム検出した電圧と、ボ
トム検出する前の該単位の反転増幅器の出力電圧とを合
成した電圧によって、該可変インピーダンス素子のイン
ピーダンスを制御するように構成する。
Description
【０００１】
【発明の属する技術分野】本発明は、例えば光伝送用受
信機に用いられる増幅器に係り、特に、入力信号振幅に
対するダイナミック・レンジが大きい増幅器に関する。
信機に用いられる増幅器に係り、特に、入力信号振幅に
対するダイナミック・レンジが大きい増幅器に関する。
【０００２】光伝送用受信機における増幅器は、フォト
・ダイオードによって受信光信号から電気変換された電
流信号を入力とし、その電流信号を電圧信号に変換す
る。そして、受信機の初段増幅器であるから低雑音であ
ることが必要であり、又、入力されるパルス信号を忠実
に増幅するために広帯域であることが必要である。
・ダイオードによって受信光信号から電気変換された電
流信号を入力とし、その電流信号を電圧信号に変換す
る。そして、受信機の初段増幅器であるから低雑音であ
ることが必要であり、又、入力されるパルス信号を忠実
に増幅するために広帯域であることが必要である。
【０００３】更に、当該光伝送用受信機が接続される光
伝送路の伝送距離の長短によって、受信光信号の振幅は
大幅に変わり、従って、増幅器の入力である電流信号の
振幅もそれに応じて変化するが、このような入力信号振
幅の変動に対するダイナミック・レンジの広さも必要で
ある。
伝送路の伝送距離の長短によって、受信光信号の振幅は
大幅に変わり、従って、増幅器の入力である電流信号の
振幅もそれに応じて変化するが、このような入力信号振
幅の変動に対するダイナミック・レンジの広さも必要で
ある。
【０００４】
【従来の技術】図９は、従来の技術（その１）で、基本
的な構成の伝達インピーダンス型の増幅器である。
的な構成の伝達インピーダンス型の増幅器である。
【０００５】図９において、１はフォト・ダイオード、
２は入力と出力が逆位相である反転増幅器、３は該反転
増幅器２の出力端子から入力端子への帰還抵抗である。
そして、該反転増幅器２及び帰還抵抗３によって伝達イ
ンピーダンス型の増幅器が構成される。
２は入力と出力が逆位相である反転増幅器、３は該反転
増幅器２の出力端子から入力端子への帰還抵抗である。
そして、該反転増幅器２及び帰還抵抗３によって伝達イ
ンピーダンス型の増幅器が構成される。
【０００６】又、１２は該フォト・ダイオード１から該
増幅器の入力端子を見た時の浮遊容量である。ここで、
該反転増幅器２自体の利得を−Ｇ、該帰還抵抗３の抵抗
値をＲF 、該浮遊容量１２の容量値をＣINとし、ボルツ
マン定数をｋ、絶対温度をＴ、円周率をπとすれば、伝
達インピーダンス型増幅器の低周波領域の入力換算雑音
電流密度ｉN と帯域Ｂは次の式で与えられる。
増幅器の入力端子を見た時の浮遊容量である。ここで、
該反転増幅器２自体の利得を−Ｇ、該帰還抵抗３の抵抗
値をＲF 、該浮遊容量１２の容量値をＣINとし、ボルツ
マン定数をｋ、絶対温度をＴ、円周率をπとすれば、伝
達インピーダンス型増幅器の低周波領域の入力換算雑音
電流密度ｉN と帯域Ｂは次の式で与えられる。
【０００７】 ｉN ＝√（４ｋＴ／ＲF ） 〔式１〕 Ｂ＝Ｇ／（２πＲF ＣIN） 〔式２〕 従って、増幅器を低雑音化するためには帰還抵抗３の抵
抗値ＲF を大きく設定する必要があり、増幅器の帯域を
広くするためには反転増幅器２の利得の絶対値Ｇを大き
くする必要がある。
抗値ＲF を大きく設定する必要があり、増幅器の帯域を
広くするためには反転増幅器２の利得の絶対値Ｇを大き
くする必要がある。
【０００８】一方、伝達インピーダンス型増幅器の出力
電圧Ｖo と入力電流ＩINの関係（正確には直流出力電圧
ＶO と直流入力電流ＩINの関係というべきである。この
ことが理解されていることを前提に、以降でも単に入力
電流及び出力電圧と記載する。）は、増幅器が直線領域
で動作している時には、次の式で与えられる。
電圧Ｖo と入力電流ＩINの関係（正確には直流出力電圧
ＶO と直流入力電流ＩINの関係というべきである。この
ことが理解されていることを前提に、以降でも単に入力
電流及び出力電圧と記載する。）は、増幅器が直線領域
で動作している時には、次の式で与えられる。
【０００９】 ＶO ＝−ＩINＲF 〔式３〕 このように、出力電圧ＶO が入力電流ＩINと帰還抵抗３
の抵抗値ＲF の乗算に等しいことから、図９の構成の増
幅器を伝達インピーダンス型増幅器という訳である。従
って、図９の帰還抵抗のように増幅器の入力端子と出力
端子との間に接続されるインピーダンスのことを、通
常、伝達インピーダンスと呼ぶことがある。
の抵抗値ＲF の乗算に等しいことから、図９の構成の増
幅器を伝達インピーダンス型増幅器という訳である。従
って、図９の帰還抵抗のように増幅器の入力端子と出力
端子との間に接続されるインピーダンスのことを、通
常、伝達インピーダンスと呼ぶことがある。
【００１０】既述の如く、増幅器を低雑音化するために
帰還抵抗３の抵抗値ＲF を大きく設定しているから、入
力電流の振幅が大きくなると出力電圧の振幅は飽和しや
すい。
帰還抵抗３の抵抗値ＲF を大きく設定しているから、入
力電流の振幅が大きくなると出力電圧の振幅は飽和しや
すい。
【００１１】図１０は、図９の構成の入力電流−出力電
圧特性を示す図で、図１０（イ）は入力電流−出力電圧
特性そのものを示し、図１０（ロ）は飽和によるパルス
波形の変化を示している。
圧特性を示す図で、図１０（イ）は入力電流−出力電圧
特性そのものを示し、図１０（ロ）は飽和によるパルス
波形の変化を示している。
【００１２】図１０（イ）において縦軸は出力電圧
ＶO 、横軸は入力電流ＩINである。そして、増幅器が直
線領域にある場合、即ちＩINが図示の飽和電流ＩS より
小さい領域では出力電圧ＶO と入力電流ＩINの関係は上
記〔式３〕で表されるので、出力電圧は入力電流に対し
て図示の如く負勾配の直線になる。一方、増幅器が飽和
領域にある場合、即ちＩINが図示のＩS より大きい領域
では出力電圧ＶO は一定値となる。実際には図１０
（イ）のように折れ線特性にはならず、飽和電流ＩS の
前後で徐々に傾斜が変化するが、飽和を強調して図示す
るために折れ線で表現している。
ＶO 、横軸は入力電流ＩINである。そして、増幅器が直
線領域にある場合、即ちＩINが図示の飽和電流ＩS より
小さい領域では出力電圧ＶO と入力電流ＩINの関係は上
記〔式３〕で表されるので、出力電圧は入力電流に対し
て図示の如く負勾配の直線になる。一方、増幅器が飽和
領域にある場合、即ちＩINが図示のＩS より大きい領域
では出力電圧ＶO は一定値となる。実際には図１０
（イ）のように折れ線特性にはならず、飽和電流ＩS の
前後で徐々に傾斜が変化するが、飽和を強調して図示す
るために折れ線で表現している。
【００１３】飽和によるパルス波形の変化を示す図１０
（ロ）において、出力電圧ＶO を表す図においては、縦
軸が出力電圧ＶO 、横軸が時間ｔであり、入力電流ＩIN
を表す図においては、見かけ上の横軸が入力電流ＩIN、
見かけ上の縦軸が時間ｔである。そして、入力電流の振
幅が飽和点の電流ＩS より大きい場合を示している。
（ロ）において、出力電圧ＶO を表す図においては、縦
軸が出力電圧ＶO 、横軸が時間ｔであり、入力電流ＩIN
を表す図においては、見かけ上の横軸が入力電流ＩIN、
見かけ上の縦軸が時間ｔである。そして、入力電流の振
幅が飽和点の電流ＩS より大きい場合を示している。
【００１４】もし、増幅器が飽和しないものとすると、
入力電流ＩINに比例した出力電圧が生ずるので、出力電
圧ＶO の波形は図１０（ロ）の太い破線のようになる
（一部は太い実線と重なっている。）。即ち、出力波形
に劣化はない。
入力電流ＩINに比例した出力電圧が生ずるので、出力電
圧ＶO の波形は図１０（ロ）の太い破線のようになる
（一部は太い実線と重なっている。）。即ち、出力波形
に劣化はない。
【００１５】一方、増幅器が飽和電流ＩS で飽和すれ
ば、出力電圧ＶO は飽和電流ＩS に対応する振幅以上に
は変化しないので、出力電圧ＶO の波形は図１０（ロ）
の太い実線のようになる。即ち、出力波形のデューティ
比が変動して波形が劣化する。
ば、出力電圧ＶO は飽和電流ＩS に対応する振幅以上に
は変化しないので、出力電圧ＶO の波形は図１０（ロ）
の太い実線のようになる。即ち、出力波形のデューティ
比が変動して波形が劣化する。
【００１６】このように、基本的な構成の伝達インピー
ダンス型増幅器ではダイナミック・レンジが狭い。図１
１は、従来の技術（その２）で、図９の構成の伝達イン
ピーダンス型増幅器に可変インピーダンス素子を付加し
て、入力電流振幅が大きくなって出力電圧振幅が大きく
なる毎に、即ち１ビット毎に伝達インピーダンスを低下
させてダイナミック・レンジを広げるものである。
ダンス型増幅器ではダイナミック・レンジが狭い。図１
１は、従来の技術（その２）で、図９の構成の伝達イン
ピーダンス型増幅器に可変インピーダンス素子を付加し
て、入力電流振幅が大きくなって出力電圧振幅が大きく
なる毎に、即ち１ビット毎に伝達インピーダンスを低下
させてダイナミック・レンジを広げるものである。
【００１７】図１１において、１はフォト・ダイオー
ド、２は入力と出力が逆位相である反転増幅器、３は該
反転増幅器２の出力端子から入力端子への帰還抵抗、４
はＮチャネル型ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor ）
型トランジスタ、５は出力電圧ＶO を反転した電圧を該
Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４のゲートに供給して
該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４のドレイン−ソー
ス間のインピーダンスを制御する制御増幅器である。そ
して、該反転増幅器２、帰還抵抗３、Ｎチャネル型ＭＯ
Ｓトランジスタ４及び制御増幅器５によって伝達インピ
ーダンス型の増幅器が構成される。
ド、２は入力と出力が逆位相である反転増幅器、３は該
反転増幅器２の出力端子から入力端子への帰還抵抗、４
はＮチャネル型ＭＯＳ（Metal Oxide Semiconductor ）
型トランジスタ、５は出力電圧ＶO を反転した電圧を該
Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４のゲートに供給して
該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４のドレイン−ソー
ス間のインピーダンスを制御する制御増幅器である。そ
して、該反転増幅器２、帰還抵抗３、Ｎチャネル型ＭＯ
Ｓトランジスタ４及び制御増幅器５によって伝達インピ
ーダンス型の増幅器が構成される。
【００１８】図１１の構成において、入力電流ＩINが大
きくなって出力電圧ＶO の絶対値が小さくなると、該制
御増幅器５の出力電圧が上昇して該Ｎチャネル型ＭＯＳ
トランジスタ４のドレイン−ソース間のインピーダンス
を低下させる。該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４の
ドレイン−ソース間のインピーダンスは該帰還抵抗３に
並列接続されているから、この時の伝達インピーダンス
は該帰還抵抗３の抵抗値ＲF と該ＭＯＳトランジスタの
ドレイン−ソース間のインピーダンスとの幾何平均に等
しくなり、伝達インピーダンスが低下する。従って、図
９の構成によって増幅器のダイナミック・レンジを広げ
ることが可能である。
きくなって出力電圧ＶO の絶対値が小さくなると、該制
御増幅器５の出力電圧が上昇して該Ｎチャネル型ＭＯＳ
トランジスタ４のドレイン−ソース間のインピーダンス
を低下させる。該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４の
ドレイン−ソース間のインピーダンスは該帰還抵抗３に
並列接続されているから、この時の伝達インピーダンス
は該帰還抵抗３の抵抗値ＲF と該ＭＯＳトランジスタの
ドレイン−ソース間のインピーダンスとの幾何平均に等
しくなり、伝達インピーダンスが低下する。従って、図
９の構成によって増幅器のダイナミック・レンジを広げ
ることが可能である。
【００１９】図１２は、図１１の構成の入力電流−出力
電圧特性を示す図である。図１２に示す如く、出力電圧
は、入力電流ＩINが小さい間は伝達インピーダンスＲF
の傾斜で変化し、該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４
がオンする振幅になると該帰還抵抗３の抵抗値ＲF と該
ＭＯＳトランジスタ４のドレイン−ソース間のインピー
ダンスの並列インピーダンスで決まる伝達インピーダン
スの傾斜で変化するようになり、最後に該反転増幅器２
の飽和によって出力電圧ＶO は一定になる。尚、実際に
は図１２のような折れ線特性にはならず、徐々に傾斜が
小さくなってゆくが、図１１の構成によってダイナミッ
ク・レンジが広がることを強調するために折れ線で図示
している。そして、ダイナミック・レンジの拡大分は図
１２に矢印で示されているレベル範囲である。
電圧特性を示す図である。図１２に示す如く、出力電圧
は、入力電流ＩINが小さい間は伝達インピーダンスＲF
の傾斜で変化し、該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４
がオンする振幅になると該帰還抵抗３の抵抗値ＲF と該
ＭＯＳトランジスタ４のドレイン−ソース間のインピー
ダンスの並列インピーダンスで決まる伝達インピーダン
スの傾斜で変化するようになり、最後に該反転増幅器２
の飽和によって出力電圧ＶO は一定になる。尚、実際に
は図１２のような折れ線特性にはならず、徐々に傾斜が
小さくなってゆくが、図１１の構成によってダイナミッ
ク・レンジが広がることを強調するために折れ線で図示
している。そして、ダイナミック・レンジの拡大分は図
１２に矢印で示されているレベル範囲である。
【００２０】このようにダイナミック・レンジを広げる
ことは可能であるが、図１１の構成にも不都合なことが
ある。即ち、出力電圧ＶO が小さくなることに応じて該
Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４がオフからオンに変
わる時には応答が早いために、即ち伝達インピーダンス
が抵抗性のために、出力電圧ＶO の立ち下がり部の波形
には劣化が少ない。
ことは可能であるが、図１１の構成にも不都合なことが
ある。即ち、出力電圧ＶO が小さくなることに応じて該
Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４がオフからオンに変
わる時には応答が早いために、即ち伝達インピーダンス
が抵抗性のために、出力電圧ＶO の立ち下がり部の波形
には劣化が少ない。
【００２１】しかし、出力電圧ＶO が最低値から立ち上
がっていって該制御増幅器５の出力電圧が低下してゆく
時、該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４のオンからオ
フへの変化に遅延があるために、出力電圧ＶO の立ち上
がりが遅れて波形劣化を生ずる。
がっていって該制御増幅器５の出力電圧が低下してゆく
時、該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４のオンからオ
フへの変化に遅延があるために、出力電圧ＶO の立ち上
がりが遅れて波形劣化を生ずる。
【００２２】図１３は、図１１の構成の大入力時の出力
波形を示す図で、上記波形劣化を示している。図１３に
おいて、縦軸は出力電圧ＶO 、横軸は時間ｔである。そ
して、太い破線（立ち下がり部とボトム部で太い実線と
重なっている。）が望ましい出力電圧ＶO の波形、太い
実線が図１１の構成の実際の出力電圧ＶO の波形であ
る。この図に示すように、立ち下がり部では該Ｎチャネ
ル型ＭＯＳトランジスタ４のインピーダンス変化が高速
なので波形劣化は少ないが、立ち上がり部では該Ｎチャ
ネル型ＭＯＳトランジスタ４のインピーダンス変化に遅
延が生ずるために出力電圧ＶO の波形の立ち上がりに遅
延が生じて波形劣化が生ずる。
波形を示す図で、上記波形劣化を示している。図１３に
おいて、縦軸は出力電圧ＶO 、横軸は時間ｔである。そ
して、太い破線（立ち下がり部とボトム部で太い実線と
重なっている。）が望ましい出力電圧ＶO の波形、太い
実線が図１１の構成の実際の出力電圧ＶO の波形であ
る。この図に示すように、立ち下がり部では該Ｎチャネ
ル型ＭＯＳトランジスタ４のインピーダンス変化が高速
なので波形劣化は少ないが、立ち上がり部では該Ｎチャ
ネル型ＭＯＳトランジスタ４のインピーダンス変化に遅
延が生ずるために出力電圧ＶO の波形の立ち上がりに遅
延が生じて波形劣化が生ずる。
【００２３】図１４は、従来の技術（その３）で、図１
１の構成において出力端子と制御増幅器の間にボトム検
出回路を挿入した増幅器を示している。図１４におい
て、１はフォト・ダイオード、２は入力と出力が逆位相
である反転増幅器、３は該反転増幅器２の出力端子から
入力端子への帰還抵抗、４はＮチャネル型ＭＯＳ（Meta
l Oxide Semiconductor ）型トランジスタ、５は出力電
圧ＶO を反転した電圧を該ＭＯＳトランジスタ４のゲー
トに供給して該ＭＯＳトランジスタ４のドレイン−ソー
ス間のインピーダンスを制御する制御増幅器、６はボト
ム検出回路である。そして、該反転増幅器２、帰還抵抗
３、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４、制御増幅器５
及びボトム検出回路６によって伝達インピーダンス型の
増幅器が構成される。
１の構成において出力端子と制御増幅器の間にボトム検
出回路を挿入した増幅器を示している。図１４におい
て、１はフォト・ダイオード、２は入力と出力が逆位相
である反転増幅器、３は該反転増幅器２の出力端子から
入力端子への帰還抵抗、４はＮチャネル型ＭＯＳ（Meta
l Oxide Semiconductor ）型トランジスタ、５は出力電
圧ＶO を反転した電圧を該ＭＯＳトランジスタ４のゲー
トに供給して該ＭＯＳトランジスタ４のドレイン−ソー
ス間のインピーダンスを制御する制御増幅器、６はボト
ム検出回路である。そして、該反転増幅器２、帰還抵抗
３、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４、制御増幅器５
及びボトム検出回路６によって伝達インピーダンス型の
増幅器が構成される。
【００２４】図１４の構成の特徴は、該ボトム検出回路
６が一端出力電圧ＶO のボトムを検出した後は、入力信
号が継続している間は該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジス
タ４のゲートには常に一定の電圧が供給され続けるため
に、該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４のドレイン−
ソース間のインピーダンスもまた一定に保たれることで
ある。
６が一端出力電圧ＶO のボトムを検出した後は、入力信
号が継続している間は該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジス
タ４のゲートには常に一定の電圧が供給され続けるため
に、該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４のドレイン−
ソース間のインピーダンスもまた一定に保たれることで
ある。
【００２５】図１５は図１４の構成の入力電流−出力電
圧特性を示す図である。図１５において、縦軸は出力電
圧ＶO 、横軸は入力電流ＩINである。入力電流の振幅が
小さい間は、該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４はオ
フしているために出力電圧ＶO は伝達インピーダンスＲ
F の傾斜で変化してゆく（図１５にＡで示してい
る。）。
圧特性を示す図である。図１５において、縦軸は出力電
圧ＶO 、横軸は入力電流ＩINである。入力電流の振幅が
小さい間は、該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４はオ
フしているために出力電圧ＶO は伝達インピーダンスＲ
F の傾斜で変化してゆく（図１５にＡで示してい
る。）。
【００２６】更に、入力電流ＩINが大きくなって出力電
圧ＶO がボトム電圧に達すると該ボトム検出回路６が一
定の電圧を出力するようになり、該制御増幅器５を介し
て該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４のゲートに一定
の電圧が供給されるようになる。従って、該Ｎチャネル
型ＭＯＳトランジスタ４のドレイン−ソース間のインピ
ーダンスは一定になるため、図１４の構成の増幅器にお
ける伝達インピーダンスもまた一定になる。
圧ＶO がボトム電圧に達すると該ボトム検出回路６が一
定の電圧を出力するようになり、該制御増幅器５を介し
て該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４のゲートに一定
の電圧が供給されるようになる。従って、該Ｎチャネル
型ＭＯＳトランジスタ４のドレイン−ソース間のインピ
ーダンスは一定になるため、図１４の構成の増幅器にお
ける伝達インピーダンスもまた一定になる。
【００２７】そして、入力信号が継続している間は該ボ
トム検出回路６は一定の電圧を出力するので、入力信号
が継続している間は増幅器の伝達インピーダンスもまた
一定である。これが図１５にＢで示す特性である。
トム検出回路６は一定の電圧を出力するので、入力信号
が継続している間は増幅器の伝達インピーダンスもまた
一定である。これが図１５にＢで示す特性である。
【００２８】従って、図１４の構成によってダイナミッ
ク・レンジは広がり、且つ、１ビット毎に該ＭＯＳトラ
ンジスタ４をオン・オフさせないために、出力電圧ＶO
の立ち上がり部でも波形劣化が少なくなる。
ク・レンジは広がり、且つ、１ビット毎に該ＭＯＳトラ
ンジスタ４をオン・オフさせないために、出力電圧ＶO
の立ち上がり部でも波形劣化が少なくなる。
【００２９】しかし、図１４の構成でも新たな不都合が
生ずる。図１６は、ボトム検出回路と応答波形を示す図
である。図１６（イ）のボトム検出回路において、６１
は差動増幅器、６２はダイオード、６３はコンデンサで
ある。
生ずる。図１６は、ボトム検出回路と応答波形を示す図
である。図１６（イ）のボトム検出回路において、６１
は差動増幅器、６２はダイオード、６３はコンデンサで
ある。
【００３０】該差動増幅器６１の入力電圧は図１４の構
成における出力電圧ＶO である。出力電圧ＶO が低下し
てゆくと、該差動増幅器６１の出力電圧が低下するの
で、該ダイオード６２がオンし、該コンデンサ６３の電
荷が放出されて、該コンデンサ６３の端子電圧が低下す
る。
成における出力電圧ＶO である。出力電圧ＶO が低下し
てゆくと、該差動増幅器６１の出力電圧が低下するの
で、該ダイオード６２がオンし、該コンデンサ６３の電
荷が放出されて、該コンデンサ６３の端子電圧が低下す
る。
【００３１】該コンデンサ６３の低下した電圧が該差動
増幅器６１の反転入力端子に帰還されるので、該差動増
幅器６１の非反転入力端子に信号が印加され続ける間は
該コンデンサ６３の端子電圧は図１２の構成における出
力電圧ＶO のボトム電圧に保持される。従って、図１４
の構成で伝達インピーダンスが一定に保たれ、ダイナミ
ック・レンジが広がると共に出力波形の劣化も改善され
る。これが、図１６（ロ）の応答波形におけるボトム検
出電圧Ｖの平坦な部分における増幅器の特性である。
増幅器６１の反転入力端子に帰還されるので、該差動増
幅器６１の非反転入力端子に信号が印加され続ける間は
該コンデンサ６３の端子電圧は図１２の構成における出
力電圧ＶO のボトム電圧に保持される。従って、図１４
の構成で伝達インピーダンスが一定に保たれ、ダイナミ
ック・レンジが広がると共に出力波形の劣化も改善され
る。これが、図１６（ロ）の応答波形におけるボトム検
出電圧Ｖの平坦な部分における増幅器の特性である。
【００３２】しかし、該ボトム検出回路６がボトム電圧
を検出するために遅延時間が生ずるために、実は、増幅
器の出力波形にアンダー・シュートが生ずるという問題
がある。
を検出するために遅延時間が生ずるために、実は、増幅
器の出力波形にアンダー・シュートが生ずるという問題
がある。
【００３３】該コンデンサ６３の容量をＣ、該差動増幅
器６１への入力振幅をＶC 、該コンデンサ６３に流れる
放電電流をＩD とすると、該ボトム検出回路のボトム検
出時間τは次の式で与えられる。
器６１への入力振幅をＶC 、該コンデンサ６３に流れる
放電電流をＩD とすると、該ボトム検出回路のボトム検
出時間τは次の式で与えられる。
【００３４】 τ＝ＣＶC ／ＩD 〔式４〕 従って、図１６（ロ）に示す如く、ボトム電圧を検出す
る以前には、該ボトム検出回路６の出力電圧は十分に下
がりきらないために、図１４の構成において該ＭＯＳト
ランジスタ４のドレイン−ソース間のインピーダンスが
高いままの時間帯が生ずる。
る以前には、該ボトム検出回路６の出力電圧は十分に下
がりきらないために、図１４の構成において該ＭＯＳト
ランジスタ４のドレイン−ソース間のインピーダンスが
高いままの時間帯が生ずる。
【００３５】このため、図１４の構成の増幅器の伝達イ
ンピーダンスが図１５のＡからＢに切り替わるのが遅れ
て、増幅器の出力電圧にアンダー・シュートが生じて、
出力電圧ＶO の波形が劣化する。
ンピーダンスが図１５のＡからＢに切り替わるのが遅れ
て、増幅器の出力電圧にアンダー・シュートが生じて、
出力電圧ＶO の波形が劣化する。
【００３６】尚、アンダー・シュートが生じた波形は、
本発明の実施の形態の出力波形を示す時に同時に示すこ
とにする。
本発明の実施の形態の出力波形を示す時に同時に示すこ
とにする。
【００３７】
【発明が解決しようとする課題】以上、複数の従来の技
術について解析すると、いずれについても波形劣化に関
する問題点があることが明らかである。
術について解析すると、いずれについても波形劣化に関
する問題点があることが明らかである。
【００３８】即ち、図９の基本的な伝達インピーダンス
型増幅器においては、ダイナミック・レンジが狭いとい
う問題がある。これに対して、図１１の可変インピーダ
ンスを呈するＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを帰還抵
抗に並列に配置する構成においては、ダイナミック・レ
ンジが広がる代わりにＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ
のオンからオフへの切り替わりが遅いために出力電圧の
立ち上がり部で波形劣化が生ずるという問題があり、図
１４のボトム検出回路の出力で可変インピーダンスを呈
するＮチャネル型ＭＯＳトランジスタのドレイン−ソー
ス間のインピーダンスを制御する構成においては、やは
りダイナミック・レンジが広がる代わりに、ボトム検出
回路のボトム検出遅延時間のために、出力電圧に大きな
アンダー・シュートが生ずるという問題がある。
型増幅器においては、ダイナミック・レンジが狭いとい
う問題がある。これに対して、図１１の可変インピーダ
ンスを呈するＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを帰還抵
抗に並列に配置する構成においては、ダイナミック・レ
ンジが広がる代わりにＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ
のオンからオフへの切り替わりが遅いために出力電圧の
立ち上がり部で波形劣化が生ずるという問題があり、図
１４のボトム検出回路の出力で可変インピーダンスを呈
するＮチャネル型ＭＯＳトランジスタのドレイン−ソー
ス間のインピーダンスを制御する構成においては、やは
りダイナミック・レンジが広がる代わりに、ボトム検出
回路のボトム検出遅延時間のために、出力電圧に大きな
アンダー・シュートが生ずるという問題がある。
【００３９】本発明は、かかる従来の技術の問題点に鑑
み、光伝送用受信機における増幅器において、特に、入
力信号振幅に対するダイナミック・レンジが大きく、且
つ、波形劣化が少ない増幅器を提供することを目的とす
る。
み、光伝送用受信機における増幅器において、特に、入
力信号振幅に対するダイナミック・レンジが大きく、且
つ、波形劣化が少ない増幅器を提供することを目的とす
る。
【００４０】
【課題を解決するための手段】本発明の原理は、出力電
圧ＶO そのものと、出力電圧ＶO のボトムを検出した電
圧のいずれかによって、反転増幅器の入力端子と出力端
子との間に接続される固定の帰還抵抗に並列に配置す
る、可変インピーダンス素子であるＭＯＳトランジスタ
のドレイン−ソース間のインピーダンスを制御するもの
である。
圧ＶO そのものと、出力電圧ＶO のボトムを検出した電
圧のいずれかによって、反転増幅器の入力端子と出力端
子との間に接続される固定の帰還抵抗に並列に配置す
る、可変インピーダンス素子であるＭＯＳトランジスタ
のドレイン−ソース間のインピーダンスを制御するもの
である。
【００４１】本発明の原理により、出力電圧ＶO そのも
のによってＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間の
インピーダンスが制御される場合には、ボトム検出の遅
延時間の影響がなく、出力電圧ＶO をボトムを検出した
電圧によってＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間
のインピーダンスが制御される場合には、ＭＯＳトラン
ジスタがオンからオフに移行する時の遅延時間の影響が
なくなる。
のによってＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間の
インピーダンスが制御される場合には、ボトム検出の遅
延時間の影響がなく、出力電圧ＶO をボトムを検出した
電圧によってＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース間
のインピーダンスが制御される場合には、ＭＯＳトラン
ジスタがオンからオフに移行する時の遅延時間の影響が
なくなる。
【００４２】このため、ボトム検出の遅延時間の影響に
よって生ずるアンダー・シュートがなくなると共に、Ｍ
ＯＳトランジスタのオンからオフへの切り替わりの遅延
時間の影響による波形劣化がなくなる。
よって生ずるアンダー・シュートがなくなると共に、Ｍ
ＯＳトランジスタのオンからオフへの切り替わりの遅延
時間の影響による波形劣化がなくなる。
【００４３】しかも、出力電圧ＶO そのものによってＭ
ＯＳトランジスタのドレイン−ソース間のインピーダン
スを制御する場合にも、出力電圧ＶO をボトムを検出し
た電圧によってＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース
間のインピーダンスが制御する場合にも、増幅器のダイ
ナミック・レンジは改善される。
ＯＳトランジスタのドレイン−ソース間のインピーダン
スを制御する場合にも、出力電圧ＶO をボトムを検出し
た電圧によってＭＯＳトランジスタのドレイン−ソース
間のインピーダンスが制御する場合にも、増幅器のダイ
ナミック・レンジは改善される。
【００４４】従って、本発明の原理によって、増幅器の
ダイナミック・レンジを改善できると共に、出力電圧の
波形劣化を抑圧することができる増幅器を実現すること
が可能になる。
ダイナミック・レンジを改善できると共に、出力電圧の
波形劣化を抑圧することができる増幅器を実現すること
が可能になる。
【００４５】
【発明の実施の形態】図１は、本発明の第一の実施の形
態である。図１において、１はフォト・ダイオードであ
る。２は反転増幅器で、入力と出力の位相が反転の関係
にある単位の反転増幅器２−１、２−２、２─３によっ
て構成されている。３は帰還抵抗、４は可変インピーダ
ンス素子であるＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ、５は
入力と出力の位相が反転の関係にある制御増幅器、６は
ボトム検出回路、７及び８はそれぞれソース・フォロワ
を構成するＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ、９は該Ｐ
チャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８にバイアス電流
を供給する電流源である。
態である。図１において、１はフォト・ダイオードであ
る。２は反転増幅器で、入力と出力の位相が反転の関係
にある単位の反転増幅器２−１、２−２、２─３によっ
て構成されている。３は帰還抵抗、４は可変インピーダ
ンス素子であるＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ、５は
入力と出力の位相が反転の関係にある制御増幅器、６は
ボトム検出回路、７及び８はそれぞれソース・フォロワ
を構成するＰチャネル型ＭＯＳトランジスタ、９は該Ｐ
チャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８にバイアス電流
を供給する電流源である。
【００４６】そして、該反転増幅器２、帰還抵抗３、Ｎ
チャネル型ＭＯＳトランジスタ４、制御増幅器５、ボト
ム検出回路６、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び
８、電流源９によって増幅器が構成される。
チャネル型ＭＯＳトランジスタ４、制御増幅器５、ボト
ム検出回路６、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び
８、電流源９によって増幅器が構成される。
【００４７】図２は、図１の構成における該ボトム検出
回路６の入力電圧Ｖ1 と出力電圧Ｖ 2 を示す図で、図２
のＣが該ボトム検出回路６の入力電圧Ｖ1 の波形を示
し、Ｄが出力電圧Ｖ2 の波形を示している。
回路６の入力電圧Ｖ1 と出力電圧Ｖ 2 を示す図で、図２
のＣが該ボトム検出回路６の入力電圧Ｖ1 の波形を示
し、Ｄが出力電圧Ｖ2 の波形を示している。
【００４８】そして、該ボトム検出回路６の入力電圧Ｖ
1 と出力電圧Ｖ2 が等しい電圧の時には、原理的には、
該Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８からなる対
のソース・フォロワの出力電圧は該ボトム検出回路６の
入力電圧Ｖ1 （出力電圧Ｖ2）に等しくなる。
1 と出力電圧Ｖ2 が等しい電圧の時には、原理的には、
該Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８からなる対
のソース・フォロワの出力電圧は該ボトム検出回路６の
入力電圧Ｖ1 （出力電圧Ｖ2）に等しくなる。
【００４９】又、該ボトム検出回路６の入力電圧Ｖ1 が
該ボトム検出回路６の出力電圧Ｖ2より低い時には、原
理的には、該Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８
からなる対のソース・フォロワの出力電圧は該ボトム検
出回路６の入力電圧Ｖ1 に等しくなる。
該ボトム検出回路６の出力電圧Ｖ2より低い時には、原
理的には、該Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８
からなる対のソース・フォロワの出力電圧は該ボトム検
出回路６の入力電圧Ｖ1 に等しくなる。
【００５０】更に、該ボトム検出回路６の入力電圧Ｖ1
が該ボトム検出回路６の出力電圧Ｖ 2 より高い時には、
原理的には、該Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び
８からなる対のソース・フォロワの出力電圧は該ボトム
検出回路６の出力電圧Ｖ2 に等しくなる。
が該ボトム検出回路６の出力電圧Ｖ 2 より高い時には、
原理的には、該Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び
８からなる対のソース・フォロワの出力電圧は該ボトム
検出回路６の出力電圧Ｖ2 に等しくなる。
【００５１】つまり、図２において、の時間帯では該
Ｐ型ＭＯＳトランジスタ７及び８からなる対のソース・
フォロワの出力電圧は該ボトム検出回路６の入力電圧Ｖ
1 （出力電圧Ｖ2 ）に等しく、の時間帯では該Ｐチャ
ネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８からなる対のソース
・フォロワの出力電圧は該ボトム検出回路６の入力電圧
Ｖ1 に等しく、、、の時間帯では該Ｐチャネル型
ＭＯＳトランジスタ７及び８からなる対のソース・フォ
ロワの出力電圧は該ボトム検出回路６の出力電圧Ｖ2 に
等しく、、の時間帯では該Ｐチャネル型ＭＯＳトラ
ンジスタ７及び８からなる対のソース・フォロワの出力
電圧は該ボトム検出回路６の入力電圧Ｖ 1 （出力電圧Ｖ
2 ）に等しくなる。
Ｐ型ＭＯＳトランジスタ７及び８からなる対のソース・
フォロワの出力電圧は該ボトム検出回路６の入力電圧Ｖ
1 （出力電圧Ｖ2 ）に等しく、の時間帯では該Ｐチャ
ネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８からなる対のソース
・フォロワの出力電圧は該ボトム検出回路６の入力電圧
Ｖ1 に等しく、、、の時間帯では該Ｐチャネル型
ＭＯＳトランジスタ７及び８からなる対のソース・フォ
ロワの出力電圧は該ボトム検出回路６の出力電圧Ｖ2 に
等しく、、の時間帯では該Ｐチャネル型ＭＯＳトラ
ンジスタ７及び８からなる対のソース・フォロワの出力
電圧は該ボトム検出回路６の入力電圧Ｖ 1 （出力電圧Ｖ
2 ）に等しくなる。
【００５２】従って、該Ｐチャネル型ＭＯＳトランジス
タ７及び８からなる対のソース・フォロワの出力電圧
は、原理的には、該ボトム検出回路６のボトム検出遅延
時間がない場合の出力電圧になる。
タ７及び８からなる対のソース・フォロワの出力電圧
は、原理的には、該ボトム検出回路６のボトム検出遅延
時間がない場合の出力電圧になる。
【００５３】このように、該Ｐチャネル型ＭＯＳトラン
ジスタ７及び８より成る対のソース・フォロワは、該ボ
トム検出回路６の入力電圧Ｖ1 と出力電圧Ｖ2 とを合成
するように作用するので、電圧合成回路と呼ぶことにす
る。
ジスタ７及び８より成る対のソース・フォロワは、該ボ
トム検出回路６の入力電圧Ｖ1 と出力電圧Ｖ2 とを合成
するように作用するので、電圧合成回路と呼ぶことにす
る。
【００５４】図３は、電圧合成回路の出力電圧を示す図
である。図３に示す如く、該対のソース・フォロワより
成る電圧合成回路の出力電圧は、ほぼ上において説明し
た電圧波形と類似の波形になっている。従って、図１の
構成における該Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び
８からなる電圧合成回路によって、該ボトム検出回路６
にボトム検出遅延時間がない場合の出力電圧が得られて
いることが判る。尚、原理的には、上記からの時間
帯では該電圧合成回路の出力電圧はほぼ一定の電圧にな
る筈であるが、該電圧合成回路を構成する該Ｐチャネル
型ＭＯＳトランジスタ７及び８における電流切り替えの
過渡現象によって若干の振幅変化が生じていることが図
３のシミュレーション結果に示されているが、この振幅
変化は図１の構成における該Ｎチャネル型ＭＯＳトラン
ジスタ４のドレイン−ソース間のインピーダンスには殆
ど影響がないと考えてよい。
である。図３に示す如く、該対のソース・フォロワより
成る電圧合成回路の出力電圧は、ほぼ上において説明し
た電圧波形と類似の波形になっている。従って、図１の
構成における該Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び
８からなる電圧合成回路によって、該ボトム検出回路６
にボトム検出遅延時間がない場合の出力電圧が得られて
いることが判る。尚、原理的には、上記からの時間
帯では該電圧合成回路の出力電圧はほぼ一定の電圧にな
る筈であるが、該電圧合成回路を構成する該Ｐチャネル
型ＭＯＳトランジスタ７及び８における電流切り替えの
過渡現象によって若干の振幅変化が生じていることが図
３のシミュレーション結果に示されているが、この振幅
変化は図１の構成における該Ｎチャネル型ＭＯＳトラン
ジスタ４のドレイン−ソース間のインピーダンスには殆
ど影響がないと考えてよい。
【００５５】図４は、図１の構成、図１１の構成及び図
１４の構成の出力電圧波形を示す図である。いずれも同
一条件によるシミュレーションの結果であり、図４のＥ
が図１の構成の出力電圧、Ｆが図１１の構成の出力電
圧、Ｇが図１４の構成の出力電圧である。
１４の構成の出力電圧波形を示す図である。いずれも同
一条件によるシミュレーションの結果であり、図４のＥ
が図１の構成の出力電圧、Ｆが図１１の構成の出力電
圧、Ｇが図１４の構成の出力電圧である。
【００５６】図１１の構成の出力電圧Ｆは立ち上がり部
で波形劣化が大きい。又、図１４の構成の出力電圧Ｇは
最初の立ち下がり部で大きくアンダー・シュートしてお
り、更に、出力振幅が他と比較して著しく小さくなって
いる。これは、該ボトム検出回路６がアンダー・シュー
トのレベルを保持してしまうために、該Ｎチャネル型Ｍ
ＯＳトランジスタのインピーダンスが低くなり過ぎて、
振幅が低下するものである。
で波形劣化が大きい。又、図１４の構成の出力電圧Ｇは
最初の立ち下がり部で大きくアンダー・シュートしてお
り、更に、出力振幅が他と比較して著しく小さくなって
いる。これは、該ボトム検出回路６がアンダー・シュー
トのレベルを保持してしまうために、該Ｎチャネル型Ｍ
ＯＳトランジスタのインピーダンスが低くなり過ぎて、
振幅が低下するものである。
【００５７】一方、図１の構成の出力電圧Ｅは最初の立
ち下がり部や立ち上がり部での波形劣化が小さいことが
よく判る。従って、図１の構成によって、ダイナミック
・レンジが広く、且つ、波形劣化が少ない増幅器を実現
できる。
ち下がり部や立ち上がり部での波形劣化が小さいことが
よく判る。従って、図１の構成によって、ダイナミック
・レンジが広く、且つ、波形劣化が少ない増幅器を実現
できる。
【００５８】尚、図４には図９の構成の出力波形を図示
していないが、それは、図９の構成ではダイナミック・
レンジが狭いことは図１０にて説明しているため、無用
な波形を図示して図が煩雑になるのを避けるためであ
る。
していないが、それは、図９の構成ではダイナミック・
レンジが狭いことは図１０にて説明しているため、無用
な波形を図示して図が煩雑になるのを避けるためであ
る。
【００５９】図５は、本発明の第二の実施の形態であ
る。図５において、１はフォト・ダイオードである。２
は反転増幅器で、入力と出力の位相が反転の関係にある
単位の反転増幅器２−１、２−２、２─３によって構成
されている。３は帰還抵抗、４は可変インピーダンス素
子であるＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ、５ａは入力
と出力の位相が非反転の関係にある制御増幅器（以降、
非反転型制御増幅器と記載する。）、６ａはピーク検出
回路、１０及び１１はそれぞれソース・フォロワを構成
するＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ、９は該Ｎチャネ
ル型ＭＯＳトランジスタ１０及び１１にバイアス電流を
供給する電流源である。
る。図５において、１はフォト・ダイオードである。２
は反転増幅器で、入力と出力の位相が反転の関係にある
単位の反転増幅器２−１、２−２、２─３によって構成
されている。３は帰還抵抗、４は可変インピーダンス素
子であるＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ、５ａは入力
と出力の位相が非反転の関係にある制御増幅器（以降、
非反転型制御増幅器と記載する。）、６ａはピーク検出
回路、１０及び１１はそれぞれソース・フォロワを構成
するＮチャネル型ＭＯＳトランジスタ、９は該Ｎチャネ
ル型ＭＯＳトランジスタ１０及び１１にバイアス電流を
供給する電流源である。
【００６０】そして、該反転増幅器２、帰還抵抗３、Ｎ
チャネル型ＭＯＳトランジスタ４、制御増幅器５ａ、ピ
ーク検出回路６ａ、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１
０及び１１、電流源９によって増幅器が構成される。
チャネル型ＭＯＳトランジスタ４、制御増幅器５ａ、ピ
ーク検出回路６ａ、Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ１
０及び１１、電流源９によって増幅器が構成される。
【００６１】図５の構成と図１の構成で見かけ上違うと
ころは、図１の構成が奇数段目（図１では３段目）の単
位の反転増幅器の出力を取り出して該ボトム検出回路６
に供給し、該ボトム検出回路６の入力電圧と出力電圧を
該ＰチャネルＭＯＳトランジスタ７及び８より成る電圧
合成回路によって合成し、該制御増幅器５を介して該Ｎ
チャネル型ＭＯＳトランジスタのゲートに供給している
のに対して、図５の構成では偶数段目（図５では２段
目）の単位の反転増幅器の出力を取り出して該ピーク検
出回路６ａに供給し、該ピーク検出回路６ａの入力電圧
と出力電圧を該ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０及び
１１より成る電圧合成回路によって合成し、該非反転型
制御増幅器５ａを介して該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジ
スタ４に供給している点である。
ころは、図１の構成が奇数段目（図１では３段目）の単
位の反転増幅器の出力を取り出して該ボトム検出回路６
に供給し、該ボトム検出回路６の入力電圧と出力電圧を
該ＰチャネルＭＯＳトランジスタ７及び８より成る電圧
合成回路によって合成し、該制御増幅器５を介して該Ｎ
チャネル型ＭＯＳトランジスタのゲートに供給している
のに対して、図５の構成では偶数段目（図５では２段
目）の単位の反転増幅器の出力を取り出して該ピーク検
出回路６ａに供給し、該ピーク検出回路６ａの入力電圧
と出力電圧を該ＮチャネルＭＯＳトランジスタ１０及び
１１より成る電圧合成回路によって合成し、該非反転型
制御増幅器５ａを介して該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジ
スタ４に供給している点である。
【００６２】上記のように、見かけ上は構成が異なって
いるが、図１の構成で反転増幅器２の出力電圧ＶO がボ
トムになる時点では図５の構成の単位の反転増幅器２−
２の出力電圧はピークになるので、該ピーク検出回路６
ａを適用すると共に、該非反転型制御増幅器５ａを適用
するものである。
いるが、図１の構成で反転増幅器２の出力電圧ＶO がボ
トムになる時点では図５の構成の単位の反転増幅器２−
２の出力電圧はピークになるので、該ピーク検出回路６
ａを適用すると共に、該非反転型制御増幅器５ａを適用
するものである。
【００６３】従って、図５の構成の動作は図１の構成の
動作と本質的に同じであり、図２乃至図４によって説明
したのと同様に、図５の構成によってもダイナミック・
レンジが広く、且つ、波形劣化が少ない増幅器を実現で
きる。
動作と本質的に同じであり、図２乃至図４によって説明
したのと同様に、図５の構成によってもダイナミック・
レンジが広く、且つ、波形劣化が少ない増幅器を実現で
きる。
【００６４】このように見てくると、図１の構成におい
て可変インピーダンス素子としてＮチャネル型ＭＯＳト
ランジスタを適用することは必須ではなく、反転型の制
御増幅器の代わりに非反転型制御増幅器を適用するなら
ば可変インピーダンス素子としてＰチャネルＭＯＳトラ
ンジスタを適用することが可能になる。
て可変インピーダンス素子としてＮチャネル型ＭＯＳト
ランジスタを適用することは必須ではなく、反転型の制
御増幅器の代わりに非反転型制御増幅器を適用するなら
ば可変インピーダンス素子としてＰチャネルＭＯＳトラ
ンジスタを適用することが可能になる。
【００６５】同様に、図５の構成においても可変インピ
ーダンス素子としてＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを
適用することが必須ではなく、非反転型制御増幅器の代
わりに反転型制御増幅器を適用するならば可変インピー
ダンス素子としてＰチャネルＭＯＳトランジスタを適用
することが可能になる。
ーダンス素子としてＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを
適用することが必須ではなく、非反転型制御増幅器の代
わりに反転型制御増幅器を適用するならば可変インピー
ダンス素子としてＰチャネルＭＯＳトランジスタを適用
することが可能になる。
【００６６】又、可変インピーダンス素子として適用で
きる物はＭＯＳトランジスタには限定されない。例え
ば、接合ダイオードを用いて、それに流す電流を制御す
ることによっても可変インピーダンスを得ることができ
る。ただ、接合ダイオードを用いる場合には電流を制御
する電圧が増幅すべき信号に影響がないように配慮する
必要があるのに対して、ＭＯＳトランジスタを用いる場
合にはゲートが絶縁されているためにそういう配慮が不
要であるという利点がある。
きる物はＭＯＳトランジスタには限定されない。例え
ば、接合ダイオードを用いて、それに流す電流を制御す
ることによっても可変インピーダンスを得ることができ
る。ただ、接合ダイオードを用いる場合には電流を制御
する電圧が増幅すべき信号に影響がないように配慮する
必要があるのに対して、ＭＯＳトランジスタを用いる場
合にはゲートが絶縁されているためにそういう配慮が不
要であるという利点がある。
【００６７】上記のことは以降に示す実施の形態におい
ても同様である。更に、図１の構成においても、図５の
構成においても、可変インピーダンス素子としてのＮチ
ャネル型ＭＯＳトランジスタ４は単位の反転増幅器２−
１の入力端子と出力端子との間に接続されているが、図
１及び図５の場合、単位の反転増幅器２−１の入力端子
と単位の反転増幅器２−３の出力端子との間（反転増幅
器２の入力端子と出力端子との間）に接続してもよい。
即ち、可変インピーダンス素子は反転増幅器の入力端子
と、入力端子とは信号の位相が反対になる端子との間に
接続すればよい。
ても同様である。更に、図１の構成においても、図５の
構成においても、可変インピーダンス素子としてのＮチ
ャネル型ＭＯＳトランジスタ４は単位の反転増幅器２−
１の入力端子と出力端子との間に接続されているが、図
１及び図５の場合、単位の反転増幅器２−１の入力端子
と単位の反転増幅器２−３の出力端子との間（反転増幅
器２の入力端子と出力端子との間）に接続してもよい。
即ち、可変インピーダンス素子は反転増幅器の入力端子
と、入力端子とは信号の位相が反対になる端子との間に
接続すればよい。
【００６８】ただ、図１又は図５の構成においては反転
増幅器２の利得配分に注意を要する。今、単位の反転増
幅器２−１、２−２及び２−３の各々の電圧利得を−Ｇ
1 、−Ｇ2 及び−Ｇ3 とし、帰還抵抗３の抵抗値を
ＲF 、可変インピーダンス素子のインピーダンス値をＺ
とすると、図１又は図５の構成の増幅器における伝達イ
ンピーダンスはＲF Ｚ／（Ｚ＋ＲF ／Ｇ2 Ｇ3 ）となる
ので、単位の反転増幅器の電圧利得が一定の場合、Ｇ2
Ｇ3 が極めて大きいと上記伝達インピーダンスは信号振
幅の如何にかかわらず一定値ＲF となって、増幅器のダ
イナミック・レンジを広げることが不可能になる。即
ち、単位の反転増幅器の電圧利得が一定の場合には、Ｇ
2 Ｇ3 をあまり大きくしないような利得配分が望まし
い。
増幅器２の利得配分に注意を要する。今、単位の反転増
幅器２−１、２−２及び２−３の各々の電圧利得を−Ｇ
1 、−Ｇ2 及び−Ｇ3 とし、帰還抵抗３の抵抗値を
ＲF 、可変インピーダンス素子のインピーダンス値をＺ
とすると、図１又は図５の構成の増幅器における伝達イ
ンピーダンスはＲF Ｚ／（Ｚ＋ＲF ／Ｇ2 Ｇ3 ）となる
ので、単位の反転増幅器の電圧利得が一定の場合、Ｇ2
Ｇ3 が極めて大きいと上記伝達インピーダンスは信号振
幅の如何にかかわらず一定値ＲF となって、増幅器のダ
イナミック・レンジを広げることが不可能になる。即
ち、単位の反転増幅器の電圧利得が一定の場合には、Ｇ
2 Ｇ3 をあまり大きくしないような利得配分が望まし
い。
【００６９】逆に、図１又は図５の構成において、可変
インピーダンス素子の代わりに固定抵抗を適用し、単位
の反転増幅器の電圧利得を制御しても伝達インピーダン
スが可変な増幅器を実現することができる。
インピーダンス素子の代わりに固定抵抗を適用し、単位
の反転増幅器の電圧利得を制御しても伝達インピーダン
スが可変な増幅器を実現することができる。
【００７０】図６は、本発明の第三の実施の形態であ
る。図６において、１はフォト・ダイオードである。２
は反転増幅器で、入力と出力の位相が反転の関係にある
単位の反転増幅器２−１、２−２、２─３によって構成
されている。３は帰還抵抗、３ａは該単位の反転増幅器
２−１だけに帰還をかける帰還抵抗、５は入力と出力の
位相が反転の関係にある制御増幅器、６はボトム検出回
路、７及び８はそれぞれソース・フォロワを構成するＰ
チャネル型ＭＯＳトランジスタ、９は該Ｐチャネル型Ｍ
ＯＳトランジスタ７及び８にバイアス電流を供給する電
流源である。
る。図６において、１はフォト・ダイオードである。２
は反転増幅器で、入力と出力の位相が反転の関係にある
単位の反転増幅器２−１、２−２、２─３によって構成
されている。３は帰還抵抗、３ａは該単位の反転増幅器
２−１だけに帰還をかける帰還抵抗、５は入力と出力の
位相が反転の関係にある制御増幅器、６はボトム検出回
路、７及び８はそれぞれソース・フォロワを構成するＰ
チャネル型ＭＯＳトランジスタ、９は該Ｐチャネル型Ｍ
ＯＳトランジスタ７及び８にバイアス電流を供給する電
流源である。
【００７１】そして、該反転増幅器２、帰還抵抗３、帰
還抵抗３ａ、、制御増幅器５、ボトム検出回路６、Ｐチ
ャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８、電流源９によっ
て増幅器が構成される。
還抵抗３ａ、、制御増幅器５、ボトム検出回路６、Ｐチ
ャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８、電流源９によっ
て増幅器が構成される。
【００７２】図６の構成の特徴は、ボトム検出した電圧
によって可変インピーダンス素子を制御せず、単位の反
転増幅器２−２及び２−３の利得を制御する点にある。
単位の反転増幅器２−２及び２−３の電圧利得を各々−
Ｇ2 、−Ｇ3 とし、帰還抵抗３の抵抗値をＲF1、帰還抵
抗３ａの抵抗値をＲF2とすれば、図６の増幅器における
伝達インピーダンスは（ＲF1ＲF2）／（ＲF2＋ＲF1／Ｇ
2 Ｇ3 ）である。
によって可変インピーダンス素子を制御せず、単位の反
転増幅器２−２及び２−３の利得を制御する点にある。
単位の反転増幅器２−２及び２−３の電圧利得を各々−
Ｇ2 、−Ｇ3 とし、帰還抵抗３の抵抗値をＲF1、帰還抵
抗３ａの抵抗値をＲF2とすれば、図６の増幅器における
伝達インピーダンスは（ＲF1ＲF2）／（ＲF2＋ＲF1／Ｇ
2 Ｇ3 ）である。
【００７３】従って、入力振幅が小さく出力電圧のボト
ム値が検出されるまでの間は該単位の反転増幅器２−２
及び２−３の電圧利得の積Ｇ2 Ｇ3 を大きくしておき、
入力振幅が大きくなって出力電圧のボトム値が検出され
たら該単位の反転増幅器２−２及び２−３の電圧利得の
積Ｇ2 Ｇ3 を小さくなるように制御すれば、図６の構成
の増幅器の伝達インピーダンスを信号振幅によって可変
にすることができる。
ム値が検出されるまでの間は該単位の反転増幅器２−２
及び２−３の電圧利得の積Ｇ2 Ｇ3 を大きくしておき、
入力振幅が大きくなって出力電圧のボトム値が検出され
たら該単位の反転増幅器２−２及び２−３の電圧利得の
積Ｇ2 Ｇ3 を小さくなるように制御すれば、図６の構成
の増幅器の伝達インピーダンスを信号振幅によって可変
にすることができる。
【００７４】しかも、図６の構成でも図１の構成と同様
に、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタを対にした電圧合
成回路の出力電圧を利用するので、ボトム検出回路の検
出遅延時間の影響がない。
に、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタを対にした電圧合
成回路の出力電圧を利用するので、ボトム検出回路の検
出遅延時間の影響がない。
【００７５】従って、図６の構成によっても、ダイナミ
ック・レンジが広く、且つ、出力波形の劣化が少ない増
幅器を実現することが可能である。又、図６の構成は、
帰還抵抗に可変インピーダンス素子を適用していないの
で、回路の直線性に優れているという利点を有する。
ック・レンジが広く、且つ、出力波形の劣化が少ない増
幅器を実現することが可能である。又、図６の構成は、
帰還抵抗に可変インピーダンス素子を適用していないの
で、回路の直線性に優れているという利点を有する。
【００７６】更に、図６の構成では単位の反転増幅器２
−２と２−３の双方の利得を制御する例を示している
が、いずれか一方の利得を制御することで電圧利得の積
Ｇ2 Ｇ 3 の大小を制御することが可能なのでいずれか一
方を制御するだけでもよく、更に、単位の反転増幅器２
−１の利得を小さくしすぎない限り、単位の反転増幅器
２−１の利得を制御することも妨げるものではない。
−２と２−３の双方の利得を制御する例を示している
が、いずれか一方の利得を制御することで電圧利得の積
Ｇ2 Ｇ 3 の大小を制御することが可能なのでいずれか一
方を制御するだけでもよく、更に、単位の反転増幅器２
−１の利得を小さくしすぎない限り、単位の反転増幅器
２−１の利得を制御することも妨げるものではない。
【００７７】尚、単位の反転増幅器の利得を制御する具
体的な方法には、例えば単位の反転増幅器に縦続接続さ
れる抵抗減衰器をバイパスしている配線をボトム検出電
圧によってオープンにする方法や、単位の増幅器を差動
増幅器で構成しておき、その電流源の電流をボトム検出
電圧によって減少させる方法や、単位の増幅器をボトム
検出電圧によってバイパスする方法など、通常適用され
る方法が多数ある。
体的な方法には、例えば単位の反転増幅器に縦続接続さ
れる抵抗減衰器をバイパスしている配線をボトム検出電
圧によってオープンにする方法や、単位の増幅器を差動
増幅器で構成しておき、その電流源の電流をボトム検出
電圧によって減少させる方法や、単位の増幅器をボトム
検出電圧によってバイパスする方法など、通常適用され
る方法が多数ある。
【００７８】ところで、図６ではボトム検出電圧によっ
て単位の反転増幅器の利得を制御する例を示している
が、偶数断目の単位の増幅器の出力をピーク検出した電
圧で単位の増幅器の利得を制御しても同様な動作を得ら
れることは、図１の構成の説明と図５の構成の説明とか
ら容易に類推できることである。
て単位の反転増幅器の利得を制御する例を示している
が、偶数断目の単位の増幅器の出力をピーク検出した電
圧で単位の増幅器の利得を制御しても同様な動作を得ら
れることは、図１の構成の説明と図５の構成の説明とか
ら容易に類推できることである。
【００７９】図７は、本発明の第四の実施の形態であ
る。図７において、１はフォト・ダイオードである。２
は反転増幅器で、入力と出力の位相が反転の関係にある
単位の反転増幅器２−１、２−２、２─３によって構成
されている。４は可変インピーダンス素子であるＮチャ
ネル型のＭＯＳトランジスタ、５は入力と出力の位相が
反転の関係にある制御増幅器（以降、反転型制御増幅器
と記載する。）、６はボトム検出回路、７及び８はそれ
ぞれソース・フォロワを構成するＰチャネル型ＭＯＳト
ランジスタ、９は該Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７
及び８にバイアス電流を供給する電流源である。
る。図７において、１はフォト・ダイオードである。２
は反転増幅器で、入力と出力の位相が反転の関係にある
単位の反転増幅器２−１、２−２、２─３によって構成
されている。４は可変インピーダンス素子であるＮチャ
ネル型のＭＯＳトランジスタ、５は入力と出力の位相が
反転の関係にある制御増幅器（以降、反転型制御増幅器
と記載する。）、６はボトム検出回路、７及び８はそれ
ぞれソース・フォロワを構成するＰチャネル型ＭＯＳト
ランジスタ、９は該Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７
及び８にバイアス電流を供給する電流源である。
【００８０】そして、該反転増幅器２、Ｎチャネル型Ｍ
ＯＳトランジスタ４、制御増幅器５、ボトム検出回路
６、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８、電流源
９によって増幅器が構成される。
ＯＳトランジスタ４、制御増幅器５、ボトム検出回路
６、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８、電流源
９によって増幅器が構成される。
【００８１】図７の構成の特徴は、図１の構成におい
て、帰還抵抗３を除去した上に可変インピーダンス素子
であるＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを反転増幅器２
の入力端子と出力端子の間に接続した点にある。即ち、
帰還抵抗３が不要になり、可変インピーダンス素子であ
るＮチャネル型ＭＯＳトランジスタのインピーダンスを
制御するだけでダイナミック・レンジの拡大を行なう。
て、帰還抵抗３を除去した上に可変インピーダンス素子
であるＮチャネル型ＭＯＳトランジスタを反転増幅器２
の入力端子と出力端子の間に接続した点にある。即ち、
帰還抵抗３が不要になり、可変インピーダンス素子であ
るＮチャネル型ＭＯＳトランジスタのインピーダンスを
制御するだけでダイナミック・レンジの拡大を行なう。
【００８２】そして、ダイナミック・レンジの拡大に関
する動作は図１の構成と全く同じである。図８は、本発
明の第五の実施の形態である。
する動作は図１の構成と全く同じである。図８は、本発
明の第五の実施の形態である。
【００８３】図８において、１はフォト・ダイオードで
ある。２は反転増幅器で、入力と出力の位相が反転の関
係にある単位の反転増幅器２−１、２−２、２─３によ
って構成されている。４は可変インピーダンス素子であ
るＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ、５は入力と出力
の位相が反転の関係にある制御増幅器、６はボトム検出
回路、７及び８はそれぞれソース・フォロワを構成する
Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ、９は該Ｐチャネル型
ＭＯＳトランジスタ７及び８にバイアス電流を供給する
電流源である。
ある。２は反転増幅器で、入力と出力の位相が反転の関
係にある単位の反転増幅器２−１、２−２、２─３によ
って構成されている。４は可変インピーダンス素子であ
るＮチャネル型のＭＯＳトランジスタ、５は入力と出力
の位相が反転の関係にある制御増幅器、６はボトム検出
回路、７及び８はそれぞれソース・フォロワを構成する
Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ、９は該Ｐチャネル型
ＭＯＳトランジスタ７及び８にバイアス電流を供給する
電流源である。
【００８４】そして、該反転増幅器２、Ｎチャネル型Ｍ
ＯＳトランジスタ４、制御増幅器５、ボトム検出回路
６、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８、電流源
９によって増幅器が構成される。
ＯＳトランジスタ４、制御増幅器５、ボトム検出回路
６、Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ７及び８、電流源
９によって増幅器が構成される。
【００８５】図８の構成の特徴は、図７の構成におい
て、制御増幅器５の出力によって単位の増幅器２−１、
２−２、２−３の利得を低下させる点にある。ボトムを
検出した電圧によって該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジス
タ４のインピーダンスを低下させる時、該反転増幅器２
の利得を一定にしておくと、該反転増幅器２と該Ｎチャ
ネル型ＭＯＳトランジスタ４によって構成される帰還増
幅器の帰還量（所謂μβ）の絶対値が１になる周波数で
の位相余裕及び帰還量の位相が１８０度回転する周波数
における利得余裕を確保できなくなって、該反転増幅器
２と該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４によって構成
される帰還増幅器が発振する恐れがある。
て、制御増幅器５の出力によって単位の増幅器２−１、
２−２、２−３の利得を低下させる点にある。ボトムを
検出した電圧によって該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジス
タ４のインピーダンスを低下させる時、該反転増幅器２
の利得を一定にしておくと、該反転増幅器２と該Ｎチャ
ネル型ＭＯＳトランジスタ４によって構成される帰還増
幅器の帰還量（所謂μβ）の絶対値が１になる周波数で
の位相余裕及び帰還量の位相が１８０度回転する周波数
における利得余裕を確保できなくなって、該反転増幅器
２と該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ４によって構成
される帰還増幅器が発振する恐れがある。
【００８６】そこで、ボトムを検出した電圧によって該
Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタのインピーダンスを低
下させる時に、同じ電圧によって該反転増幅器２の利得
を低下させれば、該反転増幅器２と該Ｎチャネル型ＭＯ
Ｓトランジスタ４によって構成される帰還増幅器の帰還
量自体が全周波数帯域で小さくなるので、帰還量の絶対
値が１になる周波数での位相余裕及び帰還量の位相が１
８０度回転する周波数における利得余裕をとりやすくな
って、該反転増幅器２と該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジ
スタ４によって構成される帰還増幅器の安定性が増す。
Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタのインピーダンスを低
下させる時に、同じ電圧によって該反転増幅器２の利得
を低下させれば、該反転増幅器２と該Ｎチャネル型ＭＯ
Ｓトランジスタ４によって構成される帰還増幅器の帰還
量自体が全周波数帯域で小さくなるので、帰還量の絶対
値が１になる周波数での位相余裕及び帰還量の位相が１
８０度回転する周波数における利得余裕をとりやすくな
って、該反転増幅器２と該Ｎチャネル型ＭＯＳトランジ
スタ４によって構成される帰還増幅器の安定性が増す。
【００８７】尚、単位の反転増幅器２−１、２−２及び
２−３の利得を制御する具体的な方法には、例えば単位
の反転増幅器に縦続接続される抵抗減衰器をバイパスし
ている配線をボトム検出電圧によってオープンにする方
法や、単位の増幅器を差動増幅器で構成しておき、その
電流源の電流をボトム検出電圧によって減少させる方法
や、単位の増幅器をボトム検出電圧によってバイパスす
る方法など、通常適用される手段が多数ある。
２−３の利得を制御する具体的な方法には、例えば単位
の反転増幅器に縦続接続される抵抗減衰器をバイパスし
ている配線をボトム検出電圧によってオープンにする方
法や、単位の増幅器を差動増幅器で構成しておき、その
電流源の電流をボトム検出電圧によって減少させる方法
や、単位の増幅器をボトム検出電圧によってバイパスす
る方法など、通常適用される手段が多数ある。
【００８８】この場合、図８では該単位の増幅器２−
１、２−２、２−３の全ての利得を制御する例を示して
いるが、位相余裕及び利得余裕が確保できる範囲で利得
制御をすればよいので全ての利得を制御することは必須
ではなく、少なくとも一の単位の反転増幅器の利得を制
御すればよい。
１、２−２、２−３の全ての利得を制御する例を示して
いるが、位相余裕及び利得余裕が確保できる範囲で利得
制御をすればよいので全ての利得を制御することは必須
ではなく、少なくとも一の単位の反転増幅器の利得を制
御すればよい。
【００８９】いずれの手段によっても安定性を増すこと
が可能であるが、二の単位の増幅器をボトム検出電圧に
よってバイパスすれば反転増幅器は１段の増幅器になる
ため、理想的には帰還量の位相回転は１８０度以下にな
って（現実的には１段の増幅器でも寄生素子の影響によ
ってロール・オフが２次以上になるが、寄生素子の影響
が出る周波数は帰還量の絶対値が１になる周波数より十
分に高いのが通常であるので、実質的に帰還量の位相回
転は１８０度以下と考えてよい。）、最も安定な回路を
得ることができる。
が可能であるが、二の単位の増幅器をボトム検出電圧に
よってバイパスすれば反転増幅器は１段の増幅器になる
ため、理想的には帰還量の位相回転は１８０度以下にな
って（現実的には１段の増幅器でも寄生素子の影響によ
ってロール・オフが２次以上になるが、寄生素子の影響
が出る周波数は帰還量の絶対値が１になる周波数より十
分に高いのが通常であるので、実質的に帰還量の位相回
転は１８０度以下と考えてよい。）、最も安定な回路を
得ることができる。
【００９０】この意味では、図６の構成において単位の
反転増幅器２−２及び２−３の利得を制御する場合、該
単位の反転増幅器２−２及び２−３をボトム検出電圧に
よってバイパスするのが最も好ましいといえる。
反転増幅器２−２及び２−３の利得を制御する場合、該
単位の反転増幅器２−２及び２−３をボトム検出電圧に
よってバイパスするのが最も好ましいといえる。
【００９１】尚、図８では図７の構成に対して単位の反
転増幅器の利得を制御する例を示しているが、図７の構
成に反転増幅器２の入力端子と出力端子の間に接続され
る帰還抵抗を付加した回路や、図１又は図５の回路にお
いて単位の反転増幅器の利得をボトム検出電圧又はピー
ク検出電圧によって制御することも可能である。
転増幅器の利得を制御する例を示しているが、図７の構
成に反転増幅器２の入力端子と出力端子の間に接続され
る帰還抵抗を付加した回路や、図１又は図５の回路にお
いて単位の反転増幅器の利得をボトム検出電圧又はピー
ク検出電圧によって制御することも可能である。
【００９２】いずれの場合にも、反転増幅器２の利得は
任意ではなく、少なくとも１より十分大きく保つ必要が
ある。ところで、図７及び図８では反転増幅器２の出力
のボトム検出電圧によって可変インピーダンス素子４の
インピーダンスを制御する例を示しているが、偶数断目
の単位の反転増幅器の出力のピーク検出電圧によって可
変インピーダンス素子のインピーダンスを制御しても同
様な作用が得られることは、図１と図５の説明を対比す
れば容易に類推がつくことである。
任意ではなく、少なくとも１より十分大きく保つ必要が
ある。ところで、図７及び図８では反転増幅器２の出力
のボトム検出電圧によって可変インピーダンス素子４の
インピーダンスを制御する例を示しているが、偶数断目
の単位の反転増幅器の出力のピーク検出電圧によって可
変インピーダンス素子のインピーダンスを制御しても同
様な作用が得られることは、図１と図５の説明を対比す
れば容易に類推がつくことである。
【００９３】最後に、本発明は光伝送用受信機の開発に
際して行なわれたものであるために光伝送用受信機を例
にした説明をしたが、伝達インピーダンス型の増幅器で
あれば用途は限定しないことを付言しておく。
際して行なわれたものであるために光伝送用受信機を例
にした説明をしたが、伝達インピーダンス型の増幅器で
あれば用途は限定しないことを付言しておく。
【００９４】
【発明の効果】本発明により、伝達インピーダンスを可
変にすることができ、且つ、ボトム又はピーク検出の遅
延の影響を受けずに伝達インピーダンスを可変にするこ
とが可能な増幅器が実現できる。これにより、波形劣化
が少なくてダイナミック・レンジが広い増幅器を実現で
きる。
変にすることができ、且つ、ボトム又はピーク検出の遅
延の影響を受けずに伝達インピーダンスを可変にするこ
とが可能な増幅器が実現できる。これにより、波形劣化
が少なくてダイナミック・レンジが広い増幅器を実現で
きる。
【図１】 本発明の第一の実施の形態。
【図２】 図１の構成における該ボトム検出回路６の入
力電圧Ｖ1 と出力電圧Ｖ2 を示す図
力電圧Ｖ1 と出力電圧Ｖ2 を示す図
【図３】 電圧合成回路出力電圧を示す図
【図４】 図１の構成、図１１の構成及び図１４の構成
の出力電圧波形を示す図
の出力電圧波形を示す図
【図５】 本発明の第二の実施の形態。
【図６】 本発明の第三の実施の形態。
【図７】 本発明の第四の実施の形態。
【図８】 本発明の第五の実施の形態。
【図９】 従来の技術（その１）。
【図１０】 図９の構成の入力電流−出力電圧特性。
【図１１】 従来の技術（その２）。
【図１２】 図１１の構成の入力電流−出力電圧特性。
【図１３】 図１１の構成の大入力時の出力波形。
【図１４】 従来の技術（その３）。
【図１５】 図１４の構成の入力電流−出力電圧特性。
【図１６】 ボトム検出回路と応答波形。
１ フォト・ダイオード ２ 反転増幅器 ２−１、２−２、２−３ 単位の反転増幅器 ３ 帰還抵抗 ３ａ 帰還抵抗 ４ Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ ５ 制御増幅器 ５ａ 非反転型制御増幅器 ６ ボトム検出回路 ６ａ ピーク検出回路 ７、８ Ｐチャネル型ＭＯＳトランジスタ ９ 電流源 １０、１１ Ｎチャネル型ＭＯＳトランジスタ １２ 浮遊容量 ６１ 差動増幅器 ６２ ダイオード ６３ コンデンサ
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.6 識別記号 ＦＩ Ｈ０４Ｂ 10/06 (72)発明者 松山 哲 北海道札幌市中央区北一条西２丁目１番地 富士通北海道ディジタル・テクノロジ株 式会社内
Claims (7)
- 【請求項１】 奇数段の単位の反転増幅器を縦続接続し
た反転増幅器に対して、 該反転増幅器の入力端子と出力端子間に抵抗を接続し、 該反転増幅器の入力端子と奇数段目の該単位の反転増幅
器の出力端子の間に可変インピーダンス素子を接続し、 該反転増幅器の奇数段目の該単位の反転増幅器の出力電
圧をボトム検出した電圧と、ボトム検出する前の該反転
増幅器の奇数段目の該単位の反転増幅器の出力電圧とを
合成した電圧によって、該可変インピーダンス素子のイ
ンピーダンスを制御することを特徴とする増幅器。 - 【請求項２】 奇数段の単位の反転増幅器を縦続接続し
た反転増幅器に対して、 該反転増幅器の入力端子と出力端子間に抵抗を接続し、 該反転増幅器の入力端子と奇数段目の該単位の反転増幅
器の出力端子の間に可変インピーダンス素子を接続し、 該反転増幅器の偶数段目の該単位の反転増幅器の出力電
圧をピーク検出した電圧と、ピーク検出する前の該反転
増幅器の偶数段目の該単位の反転増幅器の出力電圧とを
合成した電圧によって、該可変インピーダンス素子のイ
ンピーダンスを制御することを特徴とする増幅器。 - 【請求項３】 奇数段の単位の反転増幅器を縦続接続し
た反転増幅器に対して、 該反転増幅器の入力端子と出力端子間に第一の抵抗を接
続し、 該反転増幅器の入力端子と奇数段目の該単位の反転増幅
器の出力端子間に第二の抵抗を接続し、 該反転増幅器の奇数段目の該単位の反転増幅器の出力電
圧をボトム検出した電圧と、ボトム検出する前の該単位
の反転増幅器の出力電圧とを合成した電圧によって、少
なくとも一の該単位の反転増幅器の利得を制御すること
を特徴とする増幅器。 - 【請求項４】 奇数段の単位の反転増幅器を縦続接続し
た反転増幅器に対して、 該反転増幅器の入力端子と出力端子間に第一の抵抗を接
続し、 該反転増幅器の入力端子と奇数段目の該単位の反転増幅
器の出力端子間に第二の抵抗を接続し、 該反転増幅器の偶数段目の該単位の反転増幅器の出力電
圧をピーク検出した電圧と、ピーク検出する前の該反転
増幅器の偶数段目の該単位の反転増幅器の出力電圧とを
合成した電圧によって、少なくとも一の該単位の反転増
幅器の利得を制御することを特徴とする増幅器。 - 【請求項５】 奇数段の単位の反転増幅器を縦続接続し
た反転増幅器に対して、 該反転増幅器の入力端子と奇数段目の該単位の反転増幅
器の出力端子の間に可変インピーダンス素子を接続し、 該反転増幅器の奇数段目の該単位の反転増幅器の出力電
圧をボトム検出した電圧と、ボトム検出する前の該反転
増幅器の奇数段目の該単位の反転増幅器の出力電圧とを
合成した電圧によって、該可変インピーダンス素子のイ
ンピーダンスを制御することを特徴とする増幅器。 - 【請求項６】 奇数段の単位の反転増幅器を縦続接続し
た反転増幅器に対して、 該反転増幅器の入力端子と奇数段目の該単位の反転増幅
器の出力端子の間に可変インピーダンス素子を接続し、 該反転増幅器の偶数段目の該単位の反転増幅器の出力電
圧をボトム検出した電圧と、ボトム検出する前の該反転
増幅器の偶数段目の該単位の反転増幅器の出力電圧とを
合成した電圧によって、該可変インピーダンス素子のイ
ンピーダンスを制御することを特徴とする増幅器。 - 【請求項７】 請求項１、請求項２、請求項５、請求
項６のいずれかに記載の増幅器において、 前記可変インピーダンス素子のインピーダンスを制御す
ると共に、少なくとも一の前記単位の反転増幅器の利得
を制御することを特徴とする増幅器。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9346264A JPH11177360A (ja) | 1997-12-16 | 1997-12-16 | 増幅器 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP9346264A JPH11177360A (ja) | 1997-12-16 | 1997-12-16 | 増幅器 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH11177360A true JPH11177360A (ja) | 1999-07-02 |
Family
ID=18382232
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP9346264A Withdrawn JPH11177360A (ja) | 1997-12-16 | 1997-12-16 | 増幅器 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH11177360A (ja) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7330670B2 (en) | 2002-04-19 | 2008-02-12 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Bottom level detection device for burst mode optical receiver |
| WO2015019450A1 (ja) * | 2013-08-07 | 2015-02-12 | 三菱電機株式会社 | 電流電圧変換回路、光受信器及び光終端装置 |
| CN105262548A (zh) * | 2015-10-20 | 2016-01-20 | 中国电子科技集团公司第四十四研究所 | 光接收电路 |
-
1997
- 1997-12-16 JP JP9346264A patent/JPH11177360A/ja not_active Withdrawn
Cited By (7)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7330670B2 (en) | 2002-04-19 | 2008-02-12 | Samsung Electronics Co., Ltd. | Bottom level detection device for burst mode optical receiver |
| WO2015019450A1 (ja) * | 2013-08-07 | 2015-02-12 | 三菱電機株式会社 | 電流電圧変換回路、光受信器及び光終端装置 |
| JP6058140B2 (ja) * | 2013-08-07 | 2017-01-11 | 三菱電機株式会社 | 電流電圧変換回路、光受信器及び光終端装置 |
| JPWO2015019450A1 (ja) * | 2013-08-07 | 2017-03-02 | 三菱電機株式会社 | 電流電圧変換回路、光受信器及び光終端装置 |
| US9712254B2 (en) | 2013-08-07 | 2017-07-18 | Mitsubishi Electric Corporation | Current-voltage conversion circuit, optical receiver, and optical terminator |
| CN105262548A (zh) * | 2015-10-20 | 2016-01-20 | 中国电子科技集团公司第四十四研究所 | 光接收电路 |
| CN105262548B (zh) * | 2015-10-20 | 2017-09-22 | 中国电子科技集团公司第四十四研究所 | 光接收电路 |
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Legal Events
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Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20050301 |