JP2007274032A - 光受信器 - Google Patents

Abstract

【課題】幅広い信号光強度に亘ってデータを正確に受信でき、且つ回路規模を小型化できる光受信器を提供する。
【解決手段】光受信器１は、ＴＩＡ回路２、差動出力回路３、平均化回路４、及びフォトダイオード１１を備える。ＴＩＡ回路２は、フォトダイオード１１からの光電流Ｉを、電圧信号である受信信号Ｓに変換する。平均化回路４は、受信信号Ｓの平均値を参照電圧Ｖｒｅｆとして差動出力回路３へ提供する。差動出力回路３は、ＴＩＡ回路２からの受信信号Ｓ、及び平均化回路４からの参照電圧Ｖｒｅｆに基づいて差動信号Ｓｉｎ＋，Ｓｉｎ−を生成する。ＴＩＡ回路２は、ＴＩＡ回路２の変換利得を光電流Ｉの大きさに応じて受動的に変化させる利得可変手段（ＦＥＴ２３）を有する。平均化回路４の時定数は、電気的な制御信号Ｓｃに従って可変となっている。
【選択図】図２

Description

本発明は、光通信において信号光を受信する光受信器に関するものである。

近年、光ファイバによる家庭向けのデータ通信サービス（ＦＴＴＨ：Fiber To The Home）の分野において、ＧＰＯＮ（Gigabit passive optical network）と呼ばれるシステムが注目されている。このＧＰＯＮシステムにおいては、局側から敷設された１本の光ファイバをカプラにより複数の端末へ分岐する。このＧＰＯＮシステムは、局と端末とを一対一で接続する場合と比較して、端末を容易に追加できる等の利点を有する。

このＧＰＯＮシステムにおいては、各端末から局への信号は時分割多重（ＴＤＭＡ：Time Division Multiple Access）方式によって送られる。しかし、各端末と局との間の伝送距離は各端末毎に異なるため、局側の受信器において受信される信号光の強度は、各端末からのパケット毎に大きく異なる（バーストモード）。従って、局側の受信器には、幅広い信号光強度に亘ってデータを正確に受信できる性能が望まれる。

局側の受信器においてこのような性能を実現するため、例えば特許文献１に開示された光受信システム、または特許文献２に開示された光受信装置では、電流電圧変換時の利得をパケット毎に能動的に切り替えている。また、特許文献３に開示された回路は、電流電圧変換のための前置増幅回路の後段に直流変動除去回路を備える。そして、直流変動除去回路においては、受信信号のピーク値及びボトム値の中間値を差動増幅時の参照レベルとすることにより、受信信号に含まれる直流レベル変動分を除去しようとしている。

特許第３４５６５７４号公報 特開２００４−２６０３９６号公報 特許第３６７４７５３号公報

しかしながら、電流電圧変換時の利得をパケット毎に能動的に切り替える方式（特許文献１，２）では、変換後の受信信号の大きさに応じて複数の帰還抵抗の中から最適なものを選択するための選択回路（複数の比較器及び複数の閾値など）が必要となり、回路規模が大型化してしまう。また、ピーク値及びボトム値の中間値を差動増幅時の参照レベルとする方式（特許文献３）では、ピーク検出回路及びボトム検出回路といった２つの回路が必要であり、且つ、これらの回路同士の時定数や温度特性などのバランスも考慮する必要がある。従って、この方式でも回路規模が大型化してしまう。

本発明は、上記課題を鑑みてなされたものであり、幅広い信号光強度に亘ってデータを正確に受信でき、且つ回路規模を小型化できる光受信器を提供することを目的とする。

上記課題を解決するため、本発明の光受信器は、受信した信号光に対応する光電流を生成する受光素子と、光電流を、電圧信号である受信信号に変換する電流電圧変換回路と、受信信号を平均化して参照電圧を生成する平均化回路と、電流電圧変換回路からの受信信号、及び平均化回路からの参照電圧に基づいて差動信号を生成する差動出力回路とを備え、電流電圧変換回路が、光電流を受信信号に変換する際の変換利得を光電流の大きさに応じて受動的に変化させる利得可変手段を有し、平均化回路の時定数を、電気的な制御信号により変更できることを特徴とする。

上記した光受信器においては、電流電圧変換回路が利得可変手段を有する。利得可変手段は、電流電圧変換回路の変換利得を光電流の大きさに応じて受動的に変化させる。これにより、信号光強度に応じて変換利得を素早く変化させ得るとともに、変換後の受信信号の大きさに応じて変換利得を能動的に切り換える方式（例えば特許文献１，２）と比較して、複数の比較器といった利得選択のための回路が不要となり、回路規模を小型化できる。

また、電流電圧変換回路において受動的に変換利得を変化させると、光電流が大きいほど（すなわち、信号光強度が大きいほど）変換後の受信信号の波形が歪み、受信信号のパルス幅が実際よりも短くなる傾向がある。この問題に対処するため、上記した光受信器においては、平均化回路からの参照電圧（すなわち受信信号の平均レベル）に基づいて、差動出力回路が差動信号を生成している。受信信号のパルス幅が短くなると、受信信号の平均レベルも下がる。また、受信信号に含まれるパルス波形は一般的に台形状となっており、差動出力回路に入力される参照電圧値が下がるほど、差動信号のパルス幅が長くなる。このように、上記した光受信器によれば、受信信号の歪みを補償するように差動出力回路の参照電圧が変化するので、各パケット毎に信号光強度が大きく異なる場合においてもデータを正確に受信できる。

また、受信信号を平均化して差動出力回路の参照電圧とする場合、平均化に係る時定数が問題となる。すなわち、各パケットの開始後においては、当該パケット内の連続ビット信号（同値のビットが連続するような信号）によって参照電圧が容易に変動しないように、平均化回路の時定数は大きいことが好ましい。逆に、各パケットの終了後においては、信号光強度が異なる後続のパケットの参照電圧への影響を抑えるために、平均化回路の時定数は小さいことが好ましい。上記した光受信器においては、平均化回路の時定数を、電気的な制御信号により変更できる構成を採用している。これにより、各パケットの開始や終了などに応じて平均化回路の時定数を可変にできるので、各パケット毎に信号光強度が異なる場合でも、データを正確に受信できる。

また、光受信器は、電流電圧変換回路が、変換利得に寄与する帰還抵抗を有し、利得可変手段が、所定電位にバイアスされたゲートを有する電界効果トランジスタを含むことを特徴としてもよい。信号光強度が大きくなると、帰還抵抗を流れる光電流が増大し、帰還抵抗における電圧降下量が大きくなる。このとき、電界効果トランジスタにおけるゲート−ソース間の電位差が大きくなるので、ソース−ドレイン間の等価抵抗値が低下する。その結果、電流電圧変換回路のトランスインピーダンスが低下し、変換利得が低下することとなる。このように、電流電圧変換回路の変換利得を光電流の大きさに応じて受動的に変化させる構成（利得可変手段）を実現できる。

また、光受信器は、電流電圧変換回路が、変換利得に寄与する帰還抵抗を有し、利得可変手段が、帰還抵抗と並列に接続されたダイオードを含むことを特徴としてもよい。上述したように、信号光強度が大きくなると、帰還抵抗における電圧降下量が大きくなる。帰還抵抗における電圧降下量が或る値を超えると、ダイオードが導通してトランスインピーダンスが低下し、変換利得が低下する。従って、電流電圧変換回路の変換利得を光電流の大きさに応じて受動的に変化させる構成（利得可変手段）を実現できる。

また、光受信器は、平均化回路が、抵抗素子及び容量素子を有し、抵抗素子の抵抗値を制御信号に従って変更できることを特徴としてもよい。

また、光受信器は、信号光がパケット信号であり、制御信号が、各パケットに同期して平均化回路の時定数を変化させることを特徴としてもよい。この場合、制御信号が、各パケットの開始時に平均化回路の時定数を大きくし、各パケットの終了時に平均化回路の時定数を小さくすることが好ましい。各パケットの開始後においては、当該パケット内の連続ビット信号によって参照電圧が容易に変動しないように、平均化回路の時定数は大きいことが好ましい。逆に、各パケットの終了後においては、信号光強度が異なる後続のパケットの参照電圧への影響を抑えるために、平均化回路の時定数は小さいことが好ましい。この光受信器によれば、このような時定数の制御を好適に行うことができる。

本発明によれば、幅広い信号光強度に亘ってデータを正確に受信でき、且つ回路規模を小型化できる光受信器を提供できる。

以下、図面を参照しつつ本発明に係る光受信器の好適な実施形態について詳細に説明する。なお、図面の説明においては同一又は相当部分には同一符号を付し、重複する説明を省略する。

図１は、本発明の好適な一実施形態である光受信器を備える光モジュールの構成を示す図である。同図に示す光モジュール１０は、入力された信号光Ｐｉｎに対応する電気的な受信信号ＤＡＴＡ＋，ＤＡＴＡ−を外部に提供するための光通信装置である。光モジュール１０は、光受信器１及び信号処理部１６を備える。光受信器１は、信号光Ｐｉｎに基づいて差動信号Ｓｉｎ＋，Ｓｉｎ−を生成する。光受信器１は、差動信号Ｓｉｎ＋及びＳｉｎ−を信号処理部１６へ提供するためのリード端子１３及び１４を備える。信号処理部１６は、光受信器１からの差動信号Ｓｉｎ＋，Ｓｉｎ−を増幅・成形して受信信号ＤＡＴＡ＋，ＤＡＴＡ−を生成する。本実施形態の信号処理部１６は、更に、差動信号Ｓｉｎ＋，Ｓｉｎ−に基づいて制御信号Ｓｃ（後述）を生成する制御回路としての機能を有する。光受信器１は、信号処理部１６から制御信号Ｓｃを受けるためのリード端子１５を備える。

図２は、光受信器１の内部構成例を示す回路図である。光受信器１は、例えばＲＯＳＡ（Receiver Optical Sub Assembly）といった小型のパッケージ構成を有する。光受信器１は、フォトダイオード１１、トランスインピーダンスアンプ（以下ＴＩＡという）回路２、差動出力回路３、及び平均化回路４を備える。フォトダイオード１１は、信号光Ｐｉｎに対応した光電流Ｉを生成する受光素子であり、ＰＩＮフォトダイオードやアバランシェフォトダイオード等が好適に用いられる。なお、フォトダイオード１１のカソードは電源電位線１２に接続されており、フォトダイオード１１には逆バイアス電圧が印加されている。

ＴＩＡ回路２は、フォトダイオード１１のアノードから光電流Ｉを受け、この光電流Ｉを電圧信号である受信信号Ｓに変換するための電流電圧変換回路である。ＴＩＡ回路２は、反転増幅器２１と、帰還抵抗である抵抗素子２２と、電界効果トランジスタ（以下、ＦＥＴという）２３と、定電圧源２４とを有する。増幅器２１は、ＴＩＡ回路２の入力端２ａに電気的に接続された入力端２１ａと、ＴＩＡ回路２の出力端２ｂに電気的に接続された出力端２１ｂとを有する。なお、ＴＩＡ回路２の入力端２ａはフォトダイオード１１のアノードと電気的に接続され、ＴＩＡ回路２の出力端２ｂは差動出力回路３及び平均化回路４と電気的に接続される。また、抵抗素子２２は、その一端及び他端のそれぞれが増幅器２１の入力端２１ａ及び出力端２１ｂそれぞれと電気的に接続されており、光電流Ｉを受信信号Ｓに変換する際の変換利得に寄与する。

ＦＥＴ２３は、ＮチャネルのＦＥＴ（例えば、ＭＯＳＦＥＴ）である。ＦＥＴ２３のゲート端子は、定電圧源２４と電気的に接続されており、所定電位のバイアス電圧Ｖｇを受ける。ＦＥＴ２３のソース端子は、抵抗素子２２の一端と電気的に接続（すなわち、増幅器２１の入力端２１ａと電気的に接続）されている。ＦＥＴ２３のドレイン端子は、抵抗素子２２の他端と電気的に接続（すなわち、増幅器２１の出力端２１ｂと電気的に接続）されている。

抵抗素子２２及びＦＥＴ２３は、増幅器２１の入力端２１ａと出力端２１ｂとの間に接続された抵抗成分を構成しており、ＴＩＡ回路２におけるトランスインピーダンスを規定している。また、ＦＥＴ２３は、本実施形態において利得可変手段を構成している。すなわち、ＦＥＴ２３は、光電流Ｉを受信信号Ｓに変換する際の変換利得を、フォトダイオード１１からの光電流Ｉの大きさに応じて受動的に変化させる。ＦＥＴ２３の具体的な作用は次のとおりである。信号光Ｐｉｎの強度が大きくなると、フォトダイオード１１からの光電流Ｉが大きくなり、この光電流Ｉが流れる抵抗素子２２の電圧降下量も増大する。このとき、ＦＥＴ２３におけるゲート−ソース間の電位差が大きくなるので、ソース−ドレイン間の抵抗値（等価抵抗値）が低下する。その結果、増幅器２１の入力端２１ａと出力端２１ｂとの間のトランスインピーダンスが低下することとなり、ＴＩＡ回路２における変換利得が低下する。これによって、信号光Ｐｉｎの強度が大きい場合のＴＩＡ回路２の飽和を避けることができる。

ここで、図３は、ＴＩＡ回路２における変換利得と光電流Ｉの大きさとの相関を概念的に示すグラフである。図３に示すように、光電流Ｉの大きさが或る値Ｉ_１を超えると、ＦＥＴ２３におけるソース−ドレイン間の抵抗値が低下し、変換利得が低下する。この低下幅は、光電流が大きいほど顕著となる。他方、光電流の大きさが或る値Ｉ_１を超えなければ、変換利得は殆ど変化しない。この要因は、主に、（１）ＦＥＴ２３のソース−ドレイン間の抵抗値がゲート−ソース間の電位差に対して非線形に変化すること（本実施形態ではソース−ドレイン間の電位差も光電流Ｉの大きさに応じて変動する）、及び（２）ＦＥＴ２３のソース及びドレインは抵抗素子２２と並列に接続されているため、光電流Ｉが小さい場合にはＦＥＴ２３のソース−ドレイン間の抵抗値が相対的にほぼ無限大とみなせること、の２点である。従って、光電流Ｉが小さい場合には、ＴＩＡ回路２のトランスインピーダンスは抵抗素子２２の抵抗値によってほぼ決定される。

再び図２を参照する。差動出力回路３は、ＴＩＡ２からの受信信号Ｓを差動信号Ｓｉｎ＋（正相），Ｓｉｎ−（逆相）に変換するための回路である。差動出力回路３は、差動入力端子３ａ及び３ｂと、差動出力端子３ｃ及び３ｄとを有する。差動入力端子３ａは、ＴＩＡ回路２の出力端２ｂを介して増幅器２１の出力端２１ｂと電気的に接続されている。差動入力端子３ｂは、平均化回路４と電気的に接続されている。差動出力端子３ｃ及び３ｄは、それぞれ光受信器１のリード端子１３及び１４と電気的に接続されている。差動出力回路３は、平均化回路４から出力された参照電圧Ｖｒｅｆと、ＴＩＡ回路２からの受信信号Ｓとに基づいて、差動信号Ｓｉｎ＋，Ｓｉｎ−を生成する。

平均化回路４は、ＴＩＡ回路２から出力された受信信号Ｓを平均化して参照電圧Ｖｒｅｆを生成し、この参照電圧Ｖｒｅｆを差動出力回路３へ提供するための回路である。平均化回路４は、ＴＩＡ回路２の出力端２ｂに電気的に接続された入力端４ａと、差動出力回路３の差動入力端子３ｂに電気的に接続された出力端４ｂとを有する。また、本実施形態の平均化回路４は、その平均化に係る時定数が、電気的な制御信号Ｓｃに応じて可変となっている。平均化回路４は、リード端子１５と電気的に接続された入力端４ｃを更に有しており、光受信器１の外部（信号処理部１６：図１参照）からリード端子１５を介して制御信号Ｓｃを受ける。平均化回路４は、例えば抵抗素子及び容量素子により構成されたローパスフィルタ（積分器）によって構成されることができる。そして、その抵抗成分の大きさを制御信号Ｓｃに従って可変とする等により、時定数を好適に変更できる。

続いて、光受信器１の動作について説明するとともに、光受信器１が有する効果について述べる。光受信器１に信号光Ｐｉｎが入力されると、信号光Ｐｉｎに応じた大きさの光電流Ｉがフォトダイオード１１によって生成される。この光電流Ｉは、ＴＩＡ回路２へ提供され、ＴＩＡ回路２において電圧信号である受信信号Ｓに変換される。

ここで、図４（ａ）は、信号光Ｐｉｎに含まれるバースト信号の一例を示す図である。なお、光受信器１に入力される信号光Ｐｉｎは、バースト信号に限られるものではない。バースト信号には、時分割された複数のパケットＰａが断続的に含まれている。複数のパケットＰａは、それぞれ異なる端末（加入者）から送信された信号列であり、各パケットＰａの信号光強度は端末からの伝送距離によって大きく異なっている。なお、例えばＩＴＵ−Ｔ／Ｇ．９８４規格により光モジュール１０に要求されるパケットＰａの信号光強度の許容幅（入力ダイナミックレンジ）Ｒａは、２１デシベル以上である。各パケット信号Ｐａには、パケットが開始したことを光モジュール１０に知らせるプリアンブル信号（例えば１０１０・・・）Ｓｐと、データ開始位置を知らせるデリミタ信号（例えばＢ５９８３ｈ）Ｓｄと、受信対象となるデータであるペイロードＤとが含まれている。

本実施形態の光受信器１は、このように大きく変動する信号光強度に対応してＴＩＡ回路２の変換利得を受動的に変化させるために、ＦＥＴ２３といった利得可変手段を備えている。すなわち、入力したパケットＰａの信号光強度が大きく、光電流Ｉの大きさが図３に示す値Ｉ_１よりも大きい場合には、その大きさに応じてＴＩＡ回路２の変換利得が低下する。逆に、入力したパケットＰａの信号光強度が小さく、光電流Ｉの大きさが図３に示す値Ｉ_１よりも小さい場合には、ＴＩＡ回路２の変換利得は低下しない。これによって、光電流Ｉは飽和することなく受信信号Ｓに変換される。

ＴＩＡ回路２から出力された受信信号Ｓは、差動出力回路３の差動入力端３ａへ提供されるとともに、平均化回路４へ提供される。このうち、平均化回路４へ提供された受信信号Ｓは、平均化され、参照電圧Ｖｒｅｆとして差動出力回路３の差動入力端３ｂへ提供される。そして、差動出力回路３において、受信信号Ｓと参照電圧Ｖｒｅｆとの差に基づいて差動信号Ｓｉｎ＋及びＳｉｎ−が生成される。差動信号Ｓｉｎ＋及びＳｉｎ−は、それぞれリード端子１３及び１４を介して光受信器１の外部（図１に示す信号処理部１６等）へ提供される。

ここで、図５（ａ）及び（ｂ）は、信号光Ｐｉｎの強度が小さい（すなわち光電流Ｉが小さい）場合（図５（ａ））、及び信号光Ｐｉｎの強度が大きい（すなわち光電流Ｉが大きい）場合（図５（ｂ））のそれぞれにおける、受信信号Ｓの波形及び受信信号Ｓの平均レベル（参照電圧Ｖｒｅｆ）を示す図である。受信信号Ｓに含まれるパルス波形は、一般的に、同図に示されるような台形状となる。また、差動出力回路３においては、受信信号Ｓに含まれるパルス波形のうち参照電圧Ｖｒｅｆを超える部分の幅に基づいて、差動信号Ｓｉｎ＋及びＳｉｎ−のパルス幅ｔｐが定まる。

信号光Ｐｉｎの強度が小さい場合と比較して、信号光Ｐｉｎの強度が大きい場合には、ＴＩＡ回路２における変換利得が光電流Ｉの大きさに応じて低下する。従って、信号光Ｐｉｎの強度が大きい場合、図５（ｂ）に示すように、受信信号Ｓのパルス波形が歪んでしまい、パルス幅が狭くなる。しかしながら、本実施形態の差動出力回路３においては、受信信号Ｓの平均値を参照電圧Ｖｒｅｆとしているので、受信信号Ｓのパルス幅が狭くなると同時に参照電圧Ｖｒｅｆの値も低下する。これにより、信号光Ｐｉｎの強度変化による差動信号Ｓｉｎ＋及びＳｉｎ−のパルス幅ｔｐの変動（すなわちデューティ比の変動）を緩和できる。なお、信号光Ｐｉｎの強度が小さい場合（図５（ａ））には、受信信号Ｓのパルス波形の歪みが殆どないので、受信信号Ｓの平均値（参照電圧Ｖｒｅｆ）はパルス波形の中間値となり、差動信号Ｓｉｎ＋及びＳｉｎ−のデューティ比はほぼ５０％となる。

また、平均化回路４において受信信号Ｓを平均化する際には、時系列に並んだパルス波形を平均化するため、必ず遅れが生じる。平均化回路４が例えばローパスフィルタによって実現される場合、平均化の遅れは、ローパスフィルタの時定数として表される。そして、図４（ａ）に示したような断続的なパケットを受信する場合、各パケットＰａ（特に、信号光強度が小さなパケットＰａ）の先頭（プリアンブル信号Ｓｐ）を光モジュール１０において認識するためには、参照電圧Ｖｒｅｆが、その直前のパケットＰａの信号光強度の影響を受けていないことが好ましい。すなわち、各パケットＰａ間のガード時間（無信号状態の時間）ｔｇにおいては、平均化回路４の時定数は小さいことが好ましい。なお、例えばＩＴＵ−Ｔ／Ｇ．９８４規格により光モジュール１０に要求されるガード時間ｔｇは、２５．６ナノ秒以上である。

これに対し、各パケットＰａを受信している間は、パケットＰａに含まれる連続ビット信号によって参照電圧Ｖｒｅｆが容易に変動しないように、平均化回路４の時定数は大きいことが好ましい。このように、差動出力回路３への参照電圧Ｖｒｅｆとして受信信号Ｓの平均値を用いる場合には、平均化回路４の時定数に対し相反する要求がある。なお、この相反する要求の為、従来の光受信器では、差動出力回路への参照電圧として受信信号の平均値ではなくピーク値やボトム値が用いられていた。

このような平均化回路４の時定数に関するトレードオフに鑑み、本実施形態の平均化回路４の時定数は、電気的な制御信号Ｓｃに従って変更できるようになっている。ここで、図４（ｂ）は、平均化回路４へ入力される制御信号Ｓｃの波形の一例を示す図である。また、図４（ｃ）は、平均化回路４において生成される参照電圧Ｖｒｅｆの波形の一例である。

図４（ｂ）に示すように、制御信号Ｓｃは、各パケットＰａに同期してＯＮ／ＯＦＦを繰り返すことにより、平均化回路４の時定数を各パケットＰａに同期して変化させる。なお、平均化回路４においては、制御信号ＳｃがＯＮのときに時定数が小さくなり、制御信号ＳｃがＯＦＦのときに時定数が大きくなる。より具体的には、制御信号Ｓｃは、各パケットＰａの開始に伴って平均化回路４の時定数を大きくするとともに、各パケットＰａの終了に伴って平均化回路４の時定数を小さくする。これにより、各パケットＰａ内（区間Ａ）においては平均化回路４の時定数が大きくなり、参照電圧Ｖｒｅｆの値が安定するので、パケットＰａ内の連続ビット信号による参照電圧Ｖｒｅｆの変動を抑止できる。また、各パケットＰａ間（区間Ｂ）においては平均化回路４の時定数が小さくなり、パケットＰａが終了した後の参照電圧Ｖｒｅｆの値は素早くゼロに収束するので、信号光強度が異なる後続のパケットＰａによる参照電圧Ｖｒｅｆへの影響を抑えることができる。

例えば、区間Ａにおける平均化回路４の時定数を７６０ナノ秒とし、区間Ｂにおける平均化回路４の時定数を３．２ナノ秒とした場合、先に受信したパケットＰａの信号光強度が３１６倍（＝２５デシベル）大きな場合であっても、ガード時間ｔｇの間にその影響が１０％以下に抑えられる。また、パケットＰａ内に１００ビットの連続同値信号が存在した場合であっても、参照電圧Ｖｒｅｆのレベル変動を１０％以下（データ伝送速度が１．２５ギガビット／秒の場合）に抑えることができる。

以上説明したように、本実施形態の光受信器１によれば、ＴＩＡ回路２の変換利得が光電流Ｉの大きさに応じて受動的に変化することにより、信号光強度に応じてＴＩＡ回路２の変換利得を好適に可変にできる。更に、変換後の受信信号の大きさに応じて変換利得を能動的に切り換える方式と比較して、複数の比較器といった利得選択のための回路が不要となり、回路規模を小型化できる。

また、本実施形態の光受信器１によれば、参照電圧Ｖｒｅｆとして受信信号Ｓの平均値を用いることにより、受信信号Ｓのパルス波形の歪みを補償するように参照電圧Ｖｒｅｆが変化するので、各パケットＰａ毎に信号光強度が大きく異なる場合においてもデータを正確に受信できる。更に、各パケットＰａの開始や終了などに応じて平均化回路４の時定数を変更できるので、各パケットＰａ毎に信号光強度が異なる場合に、データをより正確に受信できる。

（第１の変形例）
図６は、上記実施形態の第１変形例に係る光受信器１ａの構成を示す回路図である。本変形例の光受信器１ａと上記実施形態の光受信器１との相違点は、平均化回路の構成である。本変形例の光受信器１ａは、上記実施形態の平均化回路４に代えて、平均化回路５を備えている。

平均化回路５は、受信信号Ｓを平均化して参照電圧Ｖｒｅｆを生成するための回路である。本変形例の平均化回路５は、抵抗素子及び容量素子により構成されたローパスフィルタであり、抵抗成分の抵抗値を制御信号Ｓｃに従って変更できる構成を有する。具体的には、平均化回路５は、第１の抵抗素子５１、容量素子５２、第２の抵抗素子５３、及びＮチャネルのＦＥＴ５４を有する。抵抗素子５１の一端は、平均化回路５の入力端５ａを介してＴＩＡ回路２の出力端２ｂと電気的に接続されている。また、抵抗素子５１の他端は、平均化回路５の出力端５ｂを介して差動出力回路３の差動入力端３ｂと電気的に接続されている。

容量素子５２は、抵抗素子５１の他端とＧＮＤライン等の基準電位線との間に電気的に接続されている。また、抵抗素子５３及びＦＥＴ５４は抵抗素子５１と並列に接続されており、互いに直列に接続されている。すなわち、ＦＥＴ５４のソース端子は、平均化回路５の入力端５ａを介してＴＩＡ回路２の出力端２ｂと電気的に接続されている。ＦＥＴ５４のドレイン端子は抵抗素子５３の一端と電気的に接続されており、抵抗素子５３の他端は平均化回路５の出力端５ｂを介して差動出力回路３の差動入力端３ｂと電気的に接続されている。ＦＥＴ５４のゲート端子は、光受信器１のリード端子１５と電気的に接続されている。

この平均化回路５では、制御信号ＳｃがＯＮ（Ｈレベル）のときにＦＥＴ５４のソース−ドレイン間が導通する。従って、ローパスフィルタを構成する抵抗成分は抵抗素子５１及び５３による並列抵抗値となるので、平均化回路５の時定数は、容量素子５２の容量値と、抵抗素子５１及び５３による並列抵抗値との積によって定まる。また、制御信号ＳｃがＯＦＦ（Ｌレベル）のときにはＦＥＴ５４のソース−ドレイン間は導通しないので、ローパスフィルタを構成する抵抗成分は抵抗素子５１の抵抗値のみとなり、平均化回路５の時定数は、容量素子５２の容量値と抵抗素子５１の抵抗値との積によって定まる。従って、制御信号ＳｃがＯＦＦ（Ｌレベル）のときの時定数は、制御信号ＳｃがＯＮ（Ｈレベル）のときの時定数よりも大きくなる。

なお、先の説明において、平均化回路５の時定数を７６０ナノ秒及び３．２ナノ秒に設定する場合を例示したが、これらの時定数を実現するためには、例えば、容量素子５２の容量値を２０ｐＦとし、抵抗素子５１の抵抗値を３８ｋΩとし、抵抗素子５３の抵抗値を１６０Ωとするとよい。

本変形例によれば、抵抗素子及び容量素子により構成されたローパスフィルタを有し、抵抗成分の大きさを制御信号Ｓｃに従って変更できる平均化回路５を好適に実現できる。なお、本変形例では抵抗素子５３をＦＥＴ５４と直列に設けているが、ＦＥＴ５４のソース−ドレイン間に寄生的に存在する等価抵抗値で十分な場合などに、抵抗素子５３を省略することもできる。

（第２の変形例）
図７は、上記実施形態の第２変形例に係る光受信器１ｂの構成を示す回路図である。本変形例の光受信器１ｂと上記実施形態の光受信器１との相違点は、ＴＩＡ回路の構成である。本変形例の光受信器１ｂは、上記実施形態のＴＩＡ回路２に代えて、ＴＩＡ回路２０ａを備えている。

ＴＩＡ回路２０ａは、フォトダイオード１１のアノードから光電流Ｉを受け、この光電流Ｉを受信信号Ｓに変換するための回路である。ＴＩＡ回路２０ａは、増幅器２１、抵抗素子２２、及びダイオード２５を有する。このうち、増幅器２１及び抵抗素子２２の構成については、上記第１実施形態と同様なので詳細な説明を省略する。

ダイオード２５は、抵抗素子２２と並列に接続されている。すなわち、ダイオード２５のアノードは、ＴＩＡ回路２０ａの入力端２ａを介してフォトダイオード１１のアノードと電気的に接続されている。また、ダイオード２５のカソードは、ＴＩＡ回路２０ａの出力端２ｂを介して差動出力回路３の差動入力端３ａ及び平均化回路４の入力端４ａと電気的に接続されている。従って、抵抗素子２２及びダイオード２５は、増幅器２１の入力端２１ａと出力端２１ｂとの間に接続された抵抗成分を構成しており、ＴＩＡ回路２０ａにおけるトランスインピーダンスを規定している。

また、ダイオード２５は、本変形例において利得可変手段を構成している。すなわち、ダイオード２５は、フォトダイオード１１からの光電流Ｉの大きさに応じてＴＩＡ回路２０ａの変換利得を受動的に変化させる。ダイオード２５の具体的な作用は次のとおりである。信号光Ｐｉｎの強度が大きくなると、フォトダイオード１１からの光電流Ｉが大きくなり、この光電流Ｉが流れる抵抗素子２２の電圧降下量も増大する。このとき、ダイオード２５におけるアノード−カソード間の電位差が或る値（０．６Ｖ程度）を超えると、ダイオード２５が導通し、ダイオード２５のアノード−カソード間の抵抗値（微分等価抵抗値）が低下する。その結果、増幅器２１の入力端２１ａと出力端２１ｂとの間のトランスインピーダンス値が低下することとなり、ＴＩＡ回路２０ａにおける変換利得が低下する。

本変形例のように、ＴＩＡ回路の利得可変手段はダイオードによって実現されてもよく、ＴＩＡ回路２０ａの変換利得を光電流Ｉの大きさに応じて受動的に変化させる構成を好適に実現できる。

（第３の変形例）
図８は、上記実施形態の第３変形例に係る光受信器１ｃの構成を示す回路図である。本変形例の光受信器１ｃと上記実施形態の光受信器１との相違点は、ＴＩＡ回路の構成である。本変形例の光受信器１ｃは、上記実施形態のＴＩＡ回路２に代えて、ＴＩＡ回路２０ｂを備えている。

ＴＩＡ回路２０ｂは、フォトダイオード１１のアノードから光電流Ｉを受け、この光電流Ｉを受信信号Ｓに変換するための回路である。ＴＩＡ回路２０ｂは、増幅器２１、抵抗素子２２、及びＦＥＴ２６を有する。このうち、増幅器２１及び抵抗素子２２の構成については、上記第１実施形態と同様である。

ＦＥＴ２６は、ＰチャネルのＦＥＴである。ＦＥＴ２６のソース端子は、抵抗素子２２の一端と電気的に接続（すなわち、増幅器２１の入力端２１ａと電気的に接続）されている。ＦＥＴ２６のゲート端子は、抵抗素子２２の他端と電気的に接続（すなわち、増幅器２１の出力端２１ｂと電気的に接続）されている。ＦＥＴ２６のドレイン端子は、ＧＮＤライン等の基準電位線と電気的に接続されている。

抵抗素子２２及びＦＥＴ２６は、増幅器２１の入力端２１ａと出力端２１ｂとの間に接続された抵抗成分を構成しており、ＴＩＡ回路２０ｂにおけるトランスインピーダンスを規定している。また、ＦＥＴ２６は、本変形例において利得可変手段を構成している。すなわち、ＦＥＴ２６は、フォトダイオード１１からの光電流Ｉの大きさに応じてＴＩＡ回路２０ｂの変換利得を受動的に変化させる。信号光Ｐｉｎの強度が大きくなると、光電流Ｉが流れる抵抗素子２２の電圧降下量が増大し、ＦＥＴ２６におけるソース−ゲート間の電位差が大きくなるので、ソース−ドレイン間の抵抗値が低下する。その結果、光電流Ｉの一部がＦＥＴ２６のドレインから基準電位線へ流出するので、増幅器２１の入力端２１ａと出力端２１ｂとの間のトランスインピーダンスが低下することとなり、ＴＩＡ回路２０ｂにおける変換利得が低下する。これによって、信号光Ｐｉｎの強度が大きい場合のＴＩＡ回路２０ｂの飽和を避けることができる。

本発明による光受信器は、上記した実施形態に限られるものではなく、様々な変形が可能である。例えば、上記実施形態及び各変形例において、電流電圧変換回路の利得可変手段としてＦＥＴやダイオードを用いる構成を説明したが、本発明の利得可変手段はこれらに限らず、電流電圧変換回路の変換利得を光電流の大きさに応じて受動的に変化させ得る様々な構成を適用できる。また、上記実施形態においては、平均化回路の時定数を変化させるための電気的な制御信号を光受信器の外部（信号処理部）から提供しているが、本発明における制御信号は、光受信器の内部において生成されてもよい。

図１は、本発明の好適な一実施形態である光受信器を備える光モジュールの構成を示す図である。 図２は、光受信器の回路図である。 図３は、ＴＩＡ回路における変換利得と光電流の大きさとの相関を概念的に示すグラフである。 図４（ａ）は、信号光に含まれるバースト信号の一例を示す図である。図４（ｂ）は、平均化回路へ入力される制御信号の波形の一例を示す図である。図４（ｃ）は、平均化回路において生成される参照電圧の波形の一例を示す図である。 図５（ａ）は、信号光の強度が小さい（すなわち光電流が小さい）場合における、受信信号の波形及び受信信号の平均値（参照電圧）の大きさを示す図である。図５（ｂ）は、信号光の強度が大きい（すなわち光電流が大きい）場合における、受信信号の波形及び受信信号の平均値（参照電圧）の大きさを示す図である。 図６は、第１変形例に係る光受信器の構成を示す回路図である。 図７は、第２変形例に係る光受信器の構成を示す回路図である。 図８は、第３変形例に係る光受信器の構成を示す回路図である。

符号の説明

１，１ａ〜１ｃ…光受信器、２，２０ａ，２０ｂ…トランスインピーダンスアンプ（ＴＩＡ）回路、３…差動出力回路、３ａ，３ｂ…差動入力端、４，５…平均化回路、１０…光モジュール、１１…フォトダイオード、１３〜１５…リード端子、１６…信号処理部、２１…増幅器、２２，５１，５３…抵抗素子、２４…定電圧源、２５…ダイオード、５２…容量素子、Ｉ…光電流、Ｐｉｎ…信号光、Ｓ…受信信号、Ｓｃ…制御信号、Ｓｉｎ＋，Ｓｉｎ−…差動信号、Ｖｒｅｆ…参照電圧。

Claims (6)

1. 受信した信号光に対応する光電流を生成する受光素子と、
   前記光電流を、電圧信号である受信信号に変換する電流電圧変換回路と、
   前記受信信号を平均化して参照電圧を生成する平均化回路と、
   前記電流電圧変換回路からの前記受信信号、及び前記平均化回路からの前記参照電圧に基づいて差動信号を生成する差動出力回路と
   を備え、
   前記電流電圧変換回路が、前記光電流を前記受信信号に変換する際の変換利得を前記光電流の大きさに応じて受動的に変化させる利得可変手段を有し、
   前記平均化回路の時定数を、電気的な制御信号により変更できることを特徴とする、光受信器。
2. 前記電流電圧変換回路が、前記変換利得に寄与する帰還抵抗を有し、
   前記利得可変手段が、所定電位にバイアスされたゲートを有する電界効果トランジスタを含むことを特徴とする、請求項１に記載の光受信器。
3. 前記電流電圧変換回路が、前記変換利得に寄与する帰還抵抗を有し、
   前記利得可変手段が、前記帰還抵抗と並列に接続されたダイオードを含むことを特徴とする、請求項１に記載の光受信器。
4. 前記平均化回路が、抵抗素子及び容量素子を有し、
   前記抵抗素子の抵抗値を前記制御信号に従って変更できることを特徴とする、請求項１〜３のいずれか一項に記載の光受信器。
5. 前記信号光がパケット信号であり、
   前記制御信号が、各パケットに同期して前記平均化回路の時定数を変化させることを特徴とする、請求項１〜４のいずれか一項に記載の光受信器。
6. 前記制御信号が、各パケットの開始時に前記平均化回路の時定数を大きくするとともに、各パケットの終了時に前記平均化回路の時定数を小さくすることを特徴とする、請求項５に記載の光受信器。
   

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