WO2013094075A1 - 永久磁石型モータ - Google Patents

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WO2013094075A1
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permanent magnet
rotor
motor
rotor core
type motor
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PCT/JP2011/079948
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中野　正嗣
浅尾　淑人
阿久津　悟
瀧口　隆一
勇二 滝澤
迪 廣谷
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三菱電機株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a permanent magnet type motor, and more particularly to a motor used in an electric power steering device for a vehicle.
  • Patent Document 1 discloses a concentrated magnet surface magnet type, 10-pole, 12-slot multiphase multiplexed permanent magnet type motor. Further, Patent Document 2 discloses an example of a permanent magnet type motor for an electric power steering apparatus in which a permanent magnet is arranged more than the number of concentrated winding salient poles (number of slots). Patent Document 3 discloses a 14 pole 12 slot continuous pole type permanent magnet motor driven by a first drive circuit and a second drive circuit.
  • Patent Document 1 is a surface magnet type motor, there is a problem that reluctance torque cannot be obtained and torque at high speed rotation is small.
  • Patent Document 2 and Patent Document 3 an electromagnetic excitation force with a low spatial order is generated, which causes a problem that vibration and noise increase in the electric power steering apparatus.
  • the present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and reduces the electromagnetic excitation force having a low spatial order, reduces the influence of the magnetomotive force harmonics of the rotor, and reduces the low torque ripple.
  • the object is to obtain a permanent magnet motor.
  • the present invention includes a rotor having a rotor core and a plurality of permanent magnets provided on the rotor core, a stator core, and a plurality of slots formed in the plurality of slots formed in the stator core.
  • a stator having a set of three-phase armature windings, one armature winding being supplied with current from the first inverter and the other one armature winding from the second inverter
  • M and Q satisfy the relationship M ⁇ Q, and the greatest common divisor of M and Q is 3 or more.
  • the rotor is provided with the rotor core on a side closer to the stator than an intermediate diameter between the maximum outer diameter and the minimum inner diameter of the permanent magnet,
  • the phase difference between the three-phase currents supplied from the first inverter and the second inverter is controlled to be a value between 20 ° and 40 ° in electrical angle.
  • the electromagnetic excitation force with a spatial order of 2 or less can be greatly reduced, the vibration noise can be greatly reduced, and the rotor side magnetomotive force can be reduced to the fifth and seventh harmonics in terms of electrical angle. Even if there is, a permanent magnet motor with low torque ripple, low vibration and low noise can be obtained.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram showing a drive circuit of the permanent magnet type motor according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view showing another example of the permanent magnet motor according to the first embodiment.
  • FIG. 6 is a cross-sectional view showing a permanent magnet type motor according to a second embodiment.
  • FIG. 3 is an explanatory diagram schematically illustrating the arrangement of armature windings in the permanent magnet type motor according to the first embodiment.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view showing another example of the permanent magnet type motor according to the third embodiment.
  • FIG. 10 is a cross-sectional view showing another example of the permanent magnet motor according to the fifth embodiment. It is explanatory drawing which shows the rotational speed and torque characteristic of a motor. It is explanatory drawing which shows the permanent magnet type motor provided with the rotation angle sensor. It is explanatory drawing which shows the permanent magnet type motor provided with the resolver. It is explanatory drawing which shows the electric power steering apparatus of Embodiment 6 of this invention.
  • FIG. 1 is a cross-sectional view showing the permanent magnet type motor 10 according to the first embodiment, and shows an example in which a plate-like permanent magnet 13 is used and configured with 8 poles and 48 slots.
  • the rotor 11 is provided inside the stator 21 so as to be rotatable, and is embedded in the shaft 14, the rotor core 12 provided on the outside thereof, and the rotor core 12, and further provided at eight equal intervals.
  • the plate-shaped permanent magnet 13 is provided.
  • N and S in FIG. 1 represent the polarity of the permanent magnet 13. That is, in FIG. 1, magnets having different polarities are arranged alternately.
  • the stator 21 includes a stator core 22 provided with a core back 23, a tooth 24 and a slot 25, and distributed armature windings 30 housed in the slots 25.
  • the armature windings 30 of U 1, U 2, W 1, W 2, V 1, V 2 are accommodated in the numbers of the slots 25 indicated by 1 to 6 in FIG.
  • the 7th to 48th slots 25 are arranged so that the patterns of U1, U2, W1, W2, V1, and V2 are repeated seven times.
  • U1, U2, W1, W2, V1, and V2 indicate that there are two sets of three-phase armature windings 30.
  • the first U-phase winding is U1
  • the second U-phase winding is U2
  • the first V-phase winding is V1
  • the second V-phase winding is V2
  • the first W-phase winding is W1
  • the second W-phase winding is W2.
  • U1, V1, W1 constitutes the first armature winding 30-1, is connected to the first inverter
  • U2, V2, W2 constitutes the second armature winding 30-2, and the second Connected to the inverter.
  • the rotor 11 is provided with a rotor core 12 on the side closer to the stator 21 than the intermediate diameter between the maximum outer diameter Rmax and the minimum inner diameter Rmin of the permanent magnet 13.
  • Rmax is a distance of a straight line centering on the rotation center O and connecting the rotation center and a point farthest from the rotation center of the permanent magnet 13.
  • the rotation center O and the points farthest from the rotation center are two points on a plane perpendicular to the shaft 14.
  • This Rmax is defined as the maximum outer diameter of the permanent magnet 13.
  • Rmin is a distance of a straight line centered on the rotation center O and connecting the rotation center and a point closest to the rotation center of the permanent magnet 13.
  • the rotation center O and the points closest to the rotation center are two points on a plane perpendicular to the shaft 14.
  • This Rmin is defined as the minimum outer diameter of the permanent magnet 13.
  • the magnetic gap length is smaller than that of the surface magnet type, so that the electromagnetic excitation force and torque ripple tend to increase.
  • the magnetomotive force harmonics generated on the rotor side tend to include more fifth-order and seventh-order (components with a period of 360 ° electrical angle as the first order) than the surface magnet type.
  • the excitation force and torque ripple become large.
  • a rotation including a rotor core 12 and a plurality of permanent magnets 13 provided on the rotor core 12 is provided.
  • a stator 21 including a child 11, a stator core 22, and two sets of three-phase armature windings 30 housed in a plurality of slots 25 formed in the stator core 22.
  • One armature winding 30-1 is supplied with current from the first inverter, and the other one armature winding 30-2 is supplied with current from the second inverter.
  • the rotor 11 When the number of poles of the rotor 11 is M and the number of slots 25 of the stator core 22 is Q, M and Q satisfy the relationship M ⁇ Q, and the greatest common divisor of M and Q is 3 or more. Further, the rotor 11 is provided with the rotor core 12 on the side closer to the stator 21 than the intermediate diameter between the maximum outer diameter and the minimum inner diameter of the permanent magnet 13, The phase difference between the three-phase currents supplied from the first inverter and the second inverter is controlled so as to be a value between 20 ° and 40 ° in electrical angle.
  • FIG. 2 is a circuit configuration diagram showing a drive circuit of the motor 10 in the first embodiment.
  • the motor 10 is the distributed winding permanent magnet type motor described in FIG. 1 having 8 poles and 48 slots. In FIG. 2, the details are omitted for the sake of simplicity, and only the armature winding 30 of the motor 10 is shown.
  • the armature winding 30 of the motor 10 includes a first armature winding 30-1 constituted by a first U-phase winding U1, a first V-phase winding V1, and a first W-phase winding W1. , A second U-phase winding U2, a second V-phase winding V2, and a second armature winding 30-2 constituted by a second W-phase winding W2.
  • the ECU 101 includes two inverters 102, and supplies three-phase currents to the first and second armature windings 30-1 and 30-2 from the respective inverters 102-1 and 102-2.
  • the ECU 101 is supplied with DC power from a power source 103 such as a battery, and is connected to a power relay 105 through a noise removing coil 104.
  • the power source 103 is depicted as if inside the ECU 101, but in reality, power is supplied from an external power source such as a battery via a connector.
  • the power relay 105 includes two power relays 105-1 and 105-2, each composed of two MOS-FETs. When a failure occurs, the power relay 105 is opened to prevent excessive current from flowing.
  • the power supply relay 105 is connected in the order of the power supply 103, the coil 104, and the power supply relay 105, but it goes without saying that the power supply relay 105 may be provided at a position closer to the power supply 103 than the coil 104.
  • the inverter 102-1 and the inverter 102-2 are each constituted by a bridge using six MOS-FETs.
  • a MOS-FET 107-1 and a MOS-FET 107-2 are connected in series, and the MOS-FET 107 -3, MOS-FET 107-4 are connected in series, MOS-FET 107-5 and MOS-FET 107-6 are connected in series, and these three sets of MOS-FETs are connected in parallel.
  • one shunt resistor is connected to each of the lower three MOS-FETs 107-2, 4 and 6 on the GND (ground) side.
  • the shunt 109-1, the shunt 109-2, and the shunt 109-3 are connected to each other. It is said. These shunt resistors are used for detecting the current value.
  • the example of three shunts was shown, since two shunts may be used, current detection is possible even with one shunt. Needless to say.
  • the current is supplied to the motor 10 side between the MOS-FETs 107-1 and 2 through the bus bar to the U1 phase of the motor 10, and between the MOS-FETs 107-3 and 4 through the bus bar. Is supplied to the W1 phase of the motor 10 from between the MOS-FETs 107-5 and 6 through a bus bar or the like.
  • the inverter 102-2 has the same configuration. In the inverter 102-2, the MOS-FET 108-1 and the MOS-FET 108-2 are connected in series, and the MOS-FET 108-3 and the MOS-FET 108-4 are connected in series.
  • MOS-FET 108-5 and MOS-FET 108-6 are connected in series, and these three sets of MOS-FETs are connected in parallel. Further, one shunt resistor is connected to each of the GND (ground) sides of the lower three MOS-FETs 108-2, 4 and 6, and a shunt 110-1, a shunt 110-2, and a shunt 110-3 are connected. It is said. These shunt resistors are used for detecting the current value. In addition, although the example of three shunts was shown, since two shunts may be used, current detection is possible even with one shunt. Needless to say.
  • the current is supplied to the motor 10 from between the MOS-FETs 108-1 and 2 to the U2 phase of the motor 10 through a bus bar, and from between the MOS-FETs 108-3 and 4 to the motor 10 through the bus bar.
  • the two inverters 102-1 and 102-2 are switched by sending a signal from a control circuit (not shown) to the MOS-FET according to the rotation angle detected by the rotation angle sensor 111 provided in the motor 10.
  • a desired three-phase current is supplied to the second armature windings 30-1 and 30-2.
  • a resolver, a GMR sensor, an MR sensor, or the like is used for the rotation angle sensor 111.
  • the first inverter 102-1 and the second inverter 102-2 cause a three-phase current to flow through the armature winding 30-1 and the armature winding 30-2.
  • the phase difference of the winding 30-2 is set to an electrical angle of 20 ° to 40 °, preferably an electrical angle of 30 °, the sixth-order component of torque ripple (the component with a period of 360 ° electrical angle as the primary) is greatly reduced.
  • the magnetomotive harmonic generated on the rotor 11 side includes the fifth and seventh orders (the component of the electrical angle 360 degree period is the first order), the armature winding 30-1 and the electric machine
  • the fifth-order and seventh-order components of the magnetomotive force waveform on the armature side can be eliminated or made very small by changing the phase of the current of the child winding 30-2.
  • This phase difference may be changed according to the driving state of the motor 10, for example, may be fixed at an electrical angle of 30 °, or when the phase difference is 30 °, the winding coefficient is equivalent. Since the torque is improved and the torque is improved, it is possible to obtain a large torque with a small number of permanent magnets 13 and to contribute to the cost reduction of the motor 10.
  • Patent Document 1 discloses an example of 10 poles and 12 slots, which generates a spatial secondary electromagnetic excitation force.
  • Patent Document 2 discloses an example of 10 poles, 9 slots, 20 poles, 18 slots, 22 poles, and 21 slots. These generate space secondary, space primary, and space secondary electromagnetic excitation forces, respectively.
  • Patent Document 3 discloses a continuous pole type with 14 poles (7 magnets) and 12 slots.
  • Force is generated. As described above, in the conventional example, a spatial primary or spatial secondary electromagnetic excitation force is generated, and the electric power steering apparatus has problems of vibration and noise.
  • the space primary electromagnetic excitation force is an electromagnetic force that constantly vibrates the rotor in the radial direction, and thus particularly large vibration and noise.
  • the secondary secondary electromagnetic excitation force deforms the stator 21 into an elliptical shape, the amount of deformation of the stator and the frame is larger than when the spatial excitation is the third or higher even if the electromagnetic excitation force value is the same. May cause vibration and noise. Furthermore, since the rotor core is provided on the side closer to the stator than the intermediate diameter between the maximum outer diameter and the minimum inner diameter of the permanent magnet in the magnet-embedded motor, there is a problem that this electromagnetic excitation force also increases. .
  • an electromagnetic excitation force having a spatial order of 2 or less is not generated.
  • FIG. 1 there are 8 poles and 48 slots, and the arrangement of the armature windings 30 has symmetry every 6 slots, that is, every 45 degrees of mechanical angle as described above.
  • the rotor 11 is rotationally symmetric every pole, that is, every 45 degrees of mechanical angle, although the polarity is reversed. Therefore, the spatial distribution of electromagnetic force has symmetry for each pole and six slots, and the spatial order of electromagnetic excitation force is as high as 8, which can greatly reduce vibration and noise. .
  • the spatial order 8 of the electromagnetic excitation force is the greatest common divisor of the number of poles and the number of slots.
  • the maximum common divisor of the number of poles and the number of slots of a motor with 10 poles and 9 slots disclosed in the conventional example is 1, and the spatial order of the electromagnetic excitation force is tripled to 30 or more. There are 27 poles. Similarly, in the case of 20 poles and 18 slots, 30 poles and 27 slots, in the pole number 22 and slot number 21 examples, 44 poles and 42 slots, 14 poles (7 magnets), and 12 slots. In the Quant Pole type, the greatest common divisor of the number of poles and the number of slots is 2, so to make the spatial order of electromagnetic excitation force 3 or more, there are 28 poles (14 magnets) and 24 continuous slots. Must be a type.
  • M and Q are such that M> Q. Since the maximum common divisor of the number of poles and the number of slots is small in a motor that satisfies this condition, the number of poles is too large for the spatial order of the electronic excitation force to be 3 or more. If the number of poles is large, the frequency becomes high even at the same rotational speed, and the load of control calculation (microcomputer) becomes high, resulting in high cost. In addition, when the number of poles is large, the value when the position error of the rotation angle sensor is converted to an electrical angle becomes large, resulting in a problem that torque ripple, vibration and noise increase.
  • the number of poles may be small, so that the effect of reducing the control calculation load can be obtained.
  • the electromagnetic excitation force with a spatial order of 2 or less can be greatly reduced, and vibration noise can be greatly reduced.
  • a motor with low torque ripple, low vibration and low noise can be obtained even if the rotor side magnetomotive force has fifth and seventh harmonics in electrical angle.
  • the number of poles is large, and even at the same rotation speed, the frequency is high and the load of control computation (microcomputer) is high and the cost is high.
  • the number of poles can be small, so the load of control computation is small. .
  • the NT curve of a motor having a rated torque equal to T0 and driven by two inverters and having a larger rated current than the motor driven by the one inverter is C2.
  • the rated rotational speed N20 is N20> N10, and high output can be realized.
  • No-load rotation speed N21 is also N21> N11, and a motor having high torque even in a high rotation range can be obtained. If two inverters are provided and the heat radiation area is increased, the temperature rise of the inverter is reduced even if the driver repeats steering for a long time, so that the motor can continue to assist the steering force for a long time. Therefore, it can contribute to the performance improvement as an electric power steering device.
  • the permanent magnet type motor 10 of FIG. 1 since the shape of the permanent magnet 13 is flat, there is an effect that the material yield of the permanent magnet is good and the cost is low. In the normal Camaboko type, there is a problem that the magnet thickness is thin, and it is easy to demagnetize in that part. However, the flat type has the effect that it is difficult to demagnetize because the thickness is uniform. In addition, since the permanent magnet 13 is embedded in the rotor core 12, a magnet scattering prevention measure such as providing a metal cover such as SUS or aluminum is not required, and the cost is reduced.
  • FIG. 1 shows the case where the flat permanent magnet 13 is embedded in the rotor core 12 and the circumferential width of the permanent magnet 13 is larger than the radial thickness, the present invention is not limited thereto.
  • FIG. 3 shows another example of the permanent magnet type motor 10, which has a rectangular cross-sectional shape, and a permanent magnet 13 having a longer radial direction than a circumferential length is embedded in the rotor core 12.
  • the magnetization direction of the permanent magnet 13 is magnetized so that N and S shown in FIG. That is, the facing surfaces of the adjacent permanent magnets 13 are magnetized so as to have the same pole.
  • a rotor core 12 is interposed between adjacent permanent magnets 13.
  • the surface of the rotor core 12 that faces the stator 21 has a curved surface portion 15, and the curved surface has a convex shape that shortens the gap length with the stator 21 at an intermediate point between adjacent permanent magnets 13.
  • a curved surface is formed.
  • the radially outer side of the curved surface portion 15 protrudes closer to the stator 21 than the intermediate diameter between the maximum outer diameter and the minimum inner diameter of the permanent magnet 13 defined as in the case of FIG. With such a shape, the waveform of the magnetic flux density generated in the air gap can be smoothed, so that cogging torque and torque ripple can be reduced.
  • a nonmagnetic portion 16a is provided so as to contact the inner surface of the permanent magnet 13.
  • a connecting portion 17 is provided between the rotor core 12 between the adjacent permanent magnets 13 and the rotor core 12 provided so as to surround the outer periphery of the shaft 14. This has the function of mechanically connecting the two.
  • the magnetic flux can be concentrated on the rotor core 12 and the torque becomes high.
  • the structure in which the permanent magnet 13 is embedded in the rotor core 12 has a problem that the torque ripple is larger and the vibration noise is larger than that of the surface magnet type, but it is driven by two sets of three-phase inverters shown in FIG.
  • the sixth-order torque ripple can be reduced by setting the phase difference between the armature winding 30-1 and the armature winding 30-2 to an electrical angle of 20 ° to 40 °, preferably 30 °.
  • the spatial order of the electromagnetic excitation force is as high as 8 as in FIG. 1, and vibration and noise can be greatly reduced.
  • FIG. 5A shows an example in which each pole has two phases, but the number of slots in each pole and each phase shown in FIG. 5B may be four.
  • the armature windings 30 are arranged in the order of U11, U12, U21, U22, W11, W12, W21, W22, V11, V12, V21, V22.
  • U11, U12, W11, W12, V11, V12 indicate the armature windings for the first inverter 102-1
  • U21, U22, W21, W22, V21, V22 are for the second inverter 102-2.
  • the armature winding is shown. If the number of slots per pole / phase is an even number of 4 or more, the harmonics of the armature winding magnetomotive force are reduced, and the torque ripple can be further reduced.
  • the even number is because two sets of armature windings for driving with two inverters are necessary.
  • the number of slots Q / (3M) per pole / phase is an integer, and Q / (3M) is an even number of 2 or more, the magnetomotive force harmonic generated by the armature winding Even-numbered order (electrical angle 360 degree period is assumed to be the primary) is included, so even if the magnetomotive force of the rotor 11 includes even-order harmonics (electrical angle 360 degree period is assumed to be the primary), the torque ripple Therefore, a motor with low torque ripple, low vibration and low noise can be obtained. Further, when Q / (3M) is an even number of 2 or more, the slot pitch is 30 ° or less, and two sets of three-phase armature windings can be easily constructed.
  • FIG. FIG. 4 is an explanatory view of a cross section of the permanent magnet type motor 10 according to the second embodiment, showing an example in which concentrated winding is employed and 20 poles and 24 slots are configured.
  • the rotor 11 is provided so as to be rotatable inside the stator 21, and the permanent magnet 14 is provided at equal intervals on the outer periphery of the rotor core 12 and the rotor core 12 provided outside the shaft 14. It has a magnet 13.
  • the stator 21 includes an annular core back 23, a total of 24 teeth 24 extending in the inner diameter direction from the core back 23, and a stator core 22 in which a slot 25 is provided between two adjacent teeth 24 and each tooth.
  • the armature winding 30 is wound around 24 in a concentrated manner.
  • an insulator provided between the armature winding 30 and the stator core 22 and a frame provided on the outer periphery of the stator core 22 are omitted.
  • numbers 1 to 24 are assigned to the teeth 24.
  • the armature windings (coils) 30 that are intensively wound around the teeth 24 are numbered for convenience so that they can be identified as any of the three-phase coils U, V, and W. Yes.
  • Each UVW phase is There are 8 U phases: U11, U12, U21, U22, U31, U32, U41, U42 V phase is 8 pieces of V11, V12, V21, V22, V31, V32, V41, V42
  • the W phase is composed of 8 pieces of W11, W12, W21, W22, W31, W32, W41, and W42.
  • each coil corresponds to each tooth, U11, U12, V11, V12, W11, W12, U21, U22, V21, V22, W21, W22, U31, U32, V31, V32, W31, W32, U41, U42, V41, V42, W41, W42 are arranged in this order.
  • the winding direction of the winding is U11 and U12 are opposite to each other, U21 and U22 are opposite to each other, U31 and U32 are opposite to each other, U41 and U42 are opposite to each other, and the same applies to the V phase and the W phase.
  • These are Y-connected or ⁇ -connected to form two sets of three-phase armature windings 30.
  • the first armature winding 30-1 is configured from U11, U21, U31, U41, V11, V21, V31, V41, W11, W21, W31, W41
  • a second armature winding 30-2 is constituted by U12, U22, U32, U42, V12, V22, V32, V42, W12, W22, W32, W42.
  • a protrusion 18 exists between the adjacent permanent magnets 13 of the rotor 11, and the protrusion 18 is made of a magnetic material like the rotor core 12. Further, the radially outer side of the protruding portion 18 protrudes closer to the stator 21 than the intermediate diameter between the maximum outer diameter and the minimum inner diameter of the permanent magnet 13 defined as in the case of FIG. In such a configuration, a reluctance torque can be obtained by utilizing a change in magnetic resistance of the rotor core 12. In a motor that generates reluctance torque, since the d-axis inductance is large, the flux-weakening control is effective, and the torque at high speed is improved.
  • the magnetic gap length is smaller than that of the surface magnet type, so that the fifth and seventh magnetomotive harmonics are generated on the rotor 11 side.
  • Q is the number of slots 25 in the stator core 22 in which the armature windings 30 are accommodated.
  • M and Q are M ⁇ Q Therefore, since the greatest common divisor of M and Q is 4, the spatial order of electromagnetic excitation force is 4, resulting in low vibration and low noise.
  • a three-phase current flows through the armature winding 30-1 and the armature winding 30-2 by the first inverter 102-1 and the second inverter 102-2. If the phase difference between the wire 30-1 and the armature winding 30-2 is an electrical angle of 20 ° to 40 °, preferably an electrical angle of 30 °, the sixth component of the torque ripple (the component of the cycle of the electrical angle of 360 ° is the primary) was greatly reduced.
  • the magnetomotive harmonic generated on the rotor 11 side includes the fifth and seventh orders (the component of the electrical angle 360 degree period is the first order), the armature winding 30-1 and the electric machine This is because the fifth-order and seventh-order components of the magnetomotive force waveform on the armature side can be eliminated or made very small by changing the phase of the electric current of the child winding 30-2. This phase difference may be changed according to the driving state of the motor, or may be fixed at an electrical angle of 30 °, for example.
  • FIG. 6 shows an example of a surface magnet type continuous pole motor 10 in which the stator 21 is distributed winding and has 8 poles and 48 slots.
  • the stator 21 is the same as in FIG. 1, and the stator 21 has a core core 23 provided with a core back 23, a tooth 24, and a slot 25, and an armature winding 30 housed in the slot 25.
  • the armature windings 30 of U 1, U 2, W 1, W 2, V 1, V 2 are accommodated in the numbers of the slots 25 indicated by 1 to 6 in FIG.
  • the 7th to 48th slots 25 are arranged so that the patterns of U1, U2, W1, W2, V1, and V2 are repeated seven times.
  • U1, U2, W1, W2, V1, and V2 indicate that there are two sets of three-phase armature windings 30.
  • the first U-phase winding is U1
  • the second U-phase winding is U2
  • the first V-phase winding is V1
  • the second V-phase winding is V2
  • the first W-phase winding is W1
  • the second W-phase winding is W2.
  • U1, V1, W1 constitutes the first armature winding 30-1, is connected to the first inverter 102-1
  • U2, V2, W2 constitutes the second armature winding 30-2. , Connected to the second inverter 102-2.
  • the rotor 11 is different from that shown in FIG. 1 in that four permanent magnets 13 are arranged in the circumferential direction, and the magnetization direction is shown as N pole in FIG. 6 and S pole in S. Is magnetized. That is, all four permanent magnets 13 are magnetized in the same direction.
  • a rotor core 12 exists between the permanent magnets 13, and a portion indicated by a salient pole Sc is a portion corresponding to the S pole of a normal motor. Further, the radially outer side of the salient pole Sc protrudes closer to the stator 21 than the intermediate diameter between the maximum outer diameter and the minimum inner diameter of the permanent magnet 13 defined as in the case of FIG.
  • FIG. 7 shows an example of a surface magnet type continuous pole type motor 10 having 10 poles and 60 slots.
  • the armature windings 30 of U1, U2, W1, W2, V1, and V2 are stored in the numbers of the slots 25 shown by 1 to 6 in FIG.
  • the 7th to 60th slots 25 are similarly arranged such that the patterns of U1, U2, W1, W2, V1, and V2 are repeated nine times.
  • the direction in which the current flows is arranged so as to be reversed between the windings at positions 6 slots apart.
  • U1, U2, W1, W2, V1, and V2 indicate that there are two sets of three-phase armature windings 30.
  • the first U-phase winding is U1, and the second U-phase winding is U2, the first V-phase winding is V1, the second V-phase winding is V2, the first W-phase winding is W1, and the second W-phase winding is W2.
  • U1, V1, W1 constitutes the first armature winding 30-1, is connected to the first inverter 102-1, and U2, V2, W2 constitutes the second armature winding 30-2. , Connected to the second inverter 102-2.
  • the magnetic circuit is not rotationally symmetric.
  • the structure shown in FIGS. 6 and 7 does not generate an electromagnetic excitation force having a low spatial order even in the continuous pole type.
  • the principle will be described.
  • the rotor 11 shown in FIGS. 6 and 7 has a continuous pole type, and the rotor 11 side has a periodic structure with two poles (electrical angle 360 degrees).
  • the stator 21 has a structure having periodicity for 6 slots (for an electrical angle of 180 degrees) as described above.
  • the electromagnetic force since a current in the reverse direction flows through the armature winding 30 at a position separated by an electrical angle of 180 degrees, the direction of the magnetic flux density is reversed.
  • the electromagnetic force is proportional to the square of the magnetic flux density
  • the electromagnetic force has a periodic structure with two poles, that is, an electrical angle of 360 degrees. Accordingly, the regions R1, R2, R3 surrounded by the straight lines OA, OB, OC, OD, OE connecting the rotation center 0 and the five points A, B, C, D, E in FIG. , R4, and R5 are summed up to balance, so no spatial primary electromagnetic excitation force is generated.
  • the spatial order of the electromagnetic excitation force is 5.
  • a motor with low vibration and low noise can be obtained even if the number of pole pairs is an odd-numbered pole, because an electromagnetic excitation force having a spatial order of 3 or less is not generated.
  • 6 and 7 have the effect that the permanent magnet 13 is provided on the surface of the rotor core 12, so that the leakage magnetic flux to the iron core is small and the utilization efficiency of the magnetic flux of the permanent magnet 13 is high.
  • the continuous pole type has an effect that the number of parts of the permanent magnet 13 can be reduced.
  • M / 2 magnets 13 are arranged in the circumferential direction of the rotor 11 with respect to the number M of poles of the rotor 11 and are provided on the surface of the rotor core 12. It has a structure that has the effect of reducing the number of parts, increasing the use efficiency of the magnet with less leakage flux, and realizing low torque ripple, low vibration and low noise even if the rotor magnetomotive force waveform includes even orders. .
  • FIG. 10 shows an example of a 10 pole 60 slot IPM in which the stator 21 is distributed winding and the rotor 11 is a continuous pole type.
  • the armature windings 30 of U1, U2, W1, W2, V1, and V2 are stored in the numbers of the slots 25 indicated by 1 to 6 in FIG.
  • the 7th to 60th slots 25 are similarly arranged such that the patterns of U1, U2, W1, W2, V1, and V2 are repeated nine times.
  • U1, U2, W1, W2, V1, and V2 indicate that there are two sets of three-phase armature windings 30.
  • the first U-phase winding is U1
  • the second U-phase winding is U2
  • the first V-phase winding is V1
  • the second V-phase winding is V2
  • the first W-phase winding is W1
  • the second W-phase winding is W2.
  • U1, V1, W1 constitutes the first armature winding 30-1, is connected to the first inverter 102-1
  • U2, V2, W2 constitutes the second armature winding 30-2. , Connected to the second inverter 102-2.
  • a flat permanent magnet 13 is arranged on the rotor 11 in the circumferential direction with respect to the number of poles M of the rotor 11, that is, five permanent magnets 13 are embedded in the rotor core 12.
  • the polarity is magnetized so that the portion indicated by N in FIG. 6 is an N pole and the portion indicated by S is an S pole.
  • the salient pole Sc of the rotor core 12 provided between the permanent magnets 13 is a part that performs the same function as the S pole of a normal motor.
  • the N pole and the salient pole Sc by the permanent magnet 13 are magnetically asymmetric.
  • FIGS. 8 and 9 show the magnetomotive force waveforms and the results of frequency analysis thereof.
  • the upper diagram in FIG. 8 shows the magnetomotive force waveform of the rotor in the case of a normal motor in which both the N pole and the S pole are composed of permanent magnets 13, and the lower diagram in FIG. 8 shows the frequency analysis result. It has a symmetrical waveform with positive and negative polarity at electrical angles of 0 to 180 degrees and 180 to 360 degrees. In this case, only odd-order harmonics are included (see below).
  • the waveform is not symmetric between the N pole and the salient pole Sc (or the S pole and the salient pole Nc corresponding to the N pole of a normal motor).
  • the upper diagram in FIG. 8 shows the magnetomotive force waveform of the rotor in the case of a normal motor in which both the N pole and the S pole are composed of permanent magnets 13
  • the lower diagram in FIG. 8 shows the frequency analysis result. It has a symmetrical waveform with positive and negative polarity at electrical angles of 0 to 180 degrees and 180 to 360 degrees. In this case, only odd-order harmonics
  • the armature winding 30 is a distributed winding, and the numbers of slots 25 indicated by 1 to 6 are respectively U1, U2 , W1, W2, V1, and V2 armature windings 30 are housed.
  • the 7th to 60th slots 25 are similarly arranged such that the patterns of U1, U2, W1, W2, V1, and V2 are repeated nine times.
  • the direction in which the current flows is arranged so as to be reversed between the windings at positions 6 slots apart.
  • even-order magnetomotive force harmonics do not appear in principle. Therefore, in the same way as in the third embodiment, the number of parts is reduced, the use efficiency of the magnet is reduced with less leakage magnetic flux, and the low torque ripple, low vibration and low noise can be realized even if the magnetomotive force waveform on the rotor side includes even order. There is an effect.
  • slits 19a to 19d are provided in the rotor core 12 of FIG. Further, the shape is symmetrical with respect to the magnetic pole center indicated by the dotted line, and the slit is closer to the magnetic pole center as the rotor 11 becomes closer to the outer diameter side. With such a shape, the magnetic flux is concentrated at the center of the magnetic pole and the effect of improving the torque can be obtained. At the same time, the asymmetry of the magnetomotive force waveform shown in FIG. There is an effect that the magnetic force waveform approximates to the magnetomotive force waveform of the magnetic pole by the permanent magnet 13. That is, since the effect of reducing even-order harmonics in FIG. 9 can be obtained, the effect of reducing cogging torque and torque ripple can be obtained.
  • FIG. 10 shows an example in which four slits are provided in each salient pole Sc. However, the present invention is not limited to this, and it goes without saying that the same effect can be obtained with four or fewer slits. .
  • FIG. FIG. 11 is an example in which the arrangement of the permanent magnets 13 and the shape of the rotor core 12 are different in the configuration of FIG.
  • the rotor 11 is provided inside the stator 21 so as to be rotatable.
  • the rotor 11 is provided with a shaft 14 serving as a rotating shaft and a rotor core 12 outside the shaft 14.
  • the permanent magnet 13 has a rectangular cross-sectional shape whose length in the radial direction is longer than the length in the circumferential direction, and M / 2 or five permanent magnets 13 with respect to the number of poles M of the rotor 11. Are arranged at equal intervals in the circumferential direction.
  • the permanent magnet 13 is magnetized in such a direction that N and S shown in FIG.
  • the adjacent permanent magnets 13 are magnetized so that the facing surfaces have different poles. Furthermore, a nonmagnetic portion 16b is provided between adjacent permanent magnets 13.
  • the nonmagnetic portion 16b may be air, filled with resin, or a nonmagnetic metal such as stainless steel or aluminum may be inserted.
  • the magnetic flux is concentrated on the rotor core 12 and the magnetic flux density is increased.
  • the rotor core 12 is present on both sides of the permanent magnet 13 in the circumferential direction. According to the magnetization direction of the permanent magnet 13, the salient pole Nc constitutes a magnetic pole corresponding to the N pole, and the salient pole Sc constitutes a magnetic pole corresponding to the S pole.
  • the rotor 11 operates as a 10-pole rotor.
  • the radially outer sides of the salient poles Nc and Sc project closer to the stator 21 than the intermediate diameter between the maximum outer diameter and the minimum inner diameter of the permanent magnet 13 defined in the same manner as in FIG. .
  • the nonmagnetic part 16a is provided so that the permanent magnet 13 and the end surface of the nonmagnetic part 16b on the inner diameter side may be in contact.
  • air may be used, resin may be filled, or a nonmagnetic metal such as stainless steel or aluminum may be inserted.
  • a connecting portion 17 is provided between the rotor core 12 between the adjacent permanent magnets 13 and the rotor core 12 provided so as to surround the outer periphery of the shaft 14. This has the function of mechanically connecting the two.
  • the rotor core 12 is provided with slits 19e to 19h. These slits are provided in all the magnetic poles. Further, the slits 19e to 19h are provided at positions symmetrical with respect to the center line of the permanent magnet 13 indicated by a dotted line passing through the rotation center 0 in FIG. Furthermore, the shape of the slit is such that the slit is present at a position farther from the center line of the permanent magnet 13 as it becomes radially outward of the rotor 11.
  • FIG. 11 shows an example in which a total of four are provided on both sides of each permanent magnet 13, this is not restrictive, and it goes without saying that the same effect can be obtained with four or fewer or six or more. .
  • FIG. 12 is an example in which the arrangement of the permanent magnets 13 and the shape of the rotor core 12 are different in the configuration of FIG.
  • the rotor 11 is provided inside the stator 21 so as to be rotatable.
  • the rotor 11 is provided with a shaft 14 serving as a rotating shaft and a rotor core 12 outside the shaft 14.
  • the permanent magnet 13 has a rectangular cross-sectional shape in which the length in the radial direction is longer than the length in the circumferential direction, and five permanent magnets 13 are arranged at equal intervals in the circumferential direction.
  • the magnetization direction of the permanent magnet 13 is magnetized in such a direction that N and S shown in FIG. That is, the adjacent permanent magnets 13 are magnetized so that the facing surfaces have different poles.
  • a nonmagnetic portion 16b is provided between adjacent permanent magnets 13.
  • the nonmagnetic portion 16b may be air, filled with resin, or a nonmagnetic metal such as stainless steel or aluminum may be inserted.
  • the magnetic flux is concentrated on the rotor core 12 and the magnetic flux density is increased.
  • the rotor core 12 is present on both sides of the permanent magnet 13 in the circumferential direction.
  • the salient pole Nc constitutes a magnetic pole corresponding to the N pole
  • the salient pole Sc constitutes a magnetic pole corresponding to the S pole. Therefore, the rotor 11 operates as a 10-pole rotor.
  • the radially outer sides of the salient poles Nc and Sc project closer to the stator 21 than the intermediate diameter between the maximum outer diameter and the minimum inner diameter of the permanent magnet 13 defined in the same manner as in FIG. .
  • a nonmagnetic part a is provided so as to be in contact with the end faces on the inner diameter side of the permanent magnet 13 and the nonmagnetic part 16b.
  • air may be used, resin may be filled, or a nonmagnetic metal such as stainless steel or aluminum may be inserted.
  • a connecting portion 17 is provided between the rotor core 12 between the adjacent permanent magnets 13 and the rotor core 12 provided so as to surround the outer periphery of the shaft 14. This has the function of mechanically connecting the two.
  • the rotor core 12 is provided with slits 19i and 19j. These slits are provided in all the magnetic poles. Further, the slits 19i and 19j are provided at positions symmetrical to the center line of the permanent magnet 13 indicated by a dotted line passing through the rotation center 0 in FIG. Furthermore, the shape of the slit is such that the slit is present at a position farther from the center line of the permanent magnet 13 as it becomes radially outward of the rotor 11. By adopting such a shape, it is possible to obtain an effect of improving the torque of the motor 10 by guiding the magnetic flux to the salient pole Nc and the salient pole Sc and concentrating the magnetic flux in the vicinity of the salient pole Nc and the salient pole Sc.
  • the rotor core 12 in the vicinity of the salient pole Nc and the salient pole Sc into a shape that is not rotationally symmetric, the magnetomotive force due to the asymmetry as shown in FIG. Since even-order components of harmonics can be reduced, the effect of reducing cogging torque and torque ripple can be obtained.
  • the surface 20a and the surface 20b of the rotor core 12 have curved surfaces that are symmetrical with respect to the center line of the permanent magnet 13 indicated by a dotted line.
  • the armature winding 30 is the same as that shown in FIG. In the configuration of the armature winding 30, even the magnetomotive force harmonics of even order do not appear in principle in the magnetomotive force of the armature winding 30 as described in the fourth embodiment. Therefore, it goes without saying that the torque ripple is hardly increased even if even-numbered magnetomotive harmonics are present on the rotor 11 side.
  • FIG. 12 shows an example in which a total of two permanent magnets 13 are provided on both sides of the permanent magnet 13.
  • the present invention is not limited to this, and it goes without saying that the same effect can be obtained with two or more magnets.
  • the permanent magnet 13 has a shape in which the length in the radial direction is longer than the length in the circumferential direction, and the magnetic flux is collected in the rotor core 12, thereby increasing the gap magnetic flux density. be able to. Therefore, the high torque motor 10 can be configured with a magnet having a small residual magnetic flux density. For example, even when an inexpensive permanent magnet 13 having a residual magnetic flux density of 1T or less, for example, 0.7T to 0.9T, is used, a neodymium sintered magnet having a residual magnetic flux density of about 1.2T to 1.3T is used. An equivalent torque can be obtained with the same size as the case, and the cost of the permanent magnet 13 can be reduced.
  • FIG. FIG. 16 is an explanatory diagram of an electric power steering apparatus for an automobile.
  • the driver steers a steering wheel (not shown), and the torque is transmitted to the shaft 201 via a steering shaft (not shown).
  • the torque detected by the torque sensor 202 is converted into an electrical signal and transmitted to the ECU 101 via the connector 203 through a cable (not shown).
  • vehicle information such as vehicle speed is converted into an electrical signal and transmitted to the ECU 101 via the connector 204.
  • the ECU 101 calculates necessary assist torque from the vehicle information such as the torque and the vehicle speed, and supplies current to the permanent magnet type motor 10 through the inverters 102-1 and 102-2 as shown in FIG.
  • the motor 10 is arranged in a direction parallel to the moving direction of the rack shaft (indicated by an arrow).
  • the power supply to the ECU 101 is sent from the battery or alternator via the power connector 205.
  • Torque generated by the permanent magnet motor 10 is decelerated by a gear box 206 containing a belt (not shown) and a ball screw (not shown), and a rack shaft (not shown) inside the housing 207 is moved in the direction of the arrow.
  • the driving force is generated to assist the driver's steering force.
  • the tie rod 208 moves and the tire can be steered to turn the vehicle.
  • the driver can turn the vehicle with a small steering force.
  • the rack boot 209 is provided so that foreign matter does not enter the apparatus.
  • the cogging torque and torque ripple generated by the motor 10 are transmitted to the driver via the gear, and therefore it is desirable that the cogging torque and torque ripple be small in order to obtain a good steering feeling. .
  • the vibration and noise can be reduced even if the motor has a large output, if the motor described in Embodiments 1 to 5 is applied, the electric power steering device can be applied to a large vehicle, and fuel consumption can be reduced. effective.
  • the motor of the present invention can also be applied to steer-by-wire, and the same effect can be obtained.
  • FIG. 14 shows an example of the permanent magnet type motor 10 in which the ECU is integrally arranged behind the permanent magnet type motor.
  • the rotation angle sensor 50 of the motor 10 includes a permanent magnet 52 at the end of the shaft 14.
  • the permanent magnet 52 rotates with the shaft 14.
  • a magnetic field detection element is arranged at a position facing the permanent magnet 52. The magnetic field is detected by this magnetic field detection element, and the rotation angle is detected from the direction of the magnetic field. If the permanent magnet 52 is magnetized in two poles, when the shaft 14, that is, the rotor 11, rotates once, the magnetic field also rotates once, so that it operates as a sensor with a shaft angle multiplier of 1X.
  • the frequency of vibration noise caused by the angle error of the sensor remains small because the frequency of the sensor error is constant even when the number of pole pairs of the motor 10 is increased to 3 or more, for example.
  • the effect of low noise is obtained. Since it can be driven for any number of pole pairs, there is a merit in the system that the rotation angle sensor can be shared even if the number of poles of the motor 10 changes.
  • FIG. 15 shows an example of the permanent magnet type motor 10 in which the ECU is integrally arranged behind the permanent magnet type motor.
  • a rotor 61 of a VR (variable reluctance) type resolver 60 having a shaft angle multiplier NX is provided at the end of the shaft 14, and a stator 62 of the resolver 60 is provided on the radially outer side of the rotor 61 of the resolver 60.
  • the NX VR resolver is an inexpensive rotational angle sensor with excellent environmental resistance, there is an effect that an inexpensive electric power steering system with excellent environmental resistance can be constructed.
  • the embodiments can be freely combined, or the embodiments can be appropriately modified or omitted.

Landscapes

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Abstract

　空間次数の低い電磁加振力を低減すると共に，回転子の起磁力高調波の影響を小さくし低トルクリップルの永久磁石型モータを得る。 一方の電機子巻線３０－１は第１のインバータから電流を供給され，他の一方の電機子巻線３０－２は第２のインバータから電流を供給されるように構成した永久磁石型モータ１０において，回転子１１の極数をMとし，固定子鉄心２２のスロット２５の数をQとしたとき，MとQはM＜Qなる関係をみたし，かつ，MとQの最大公約数が３以上となり，さらに，回転子１１は永久磁石１３の最大外径と最小内径の中間の径よりも固定子２１に近い側に前記回転子鉄心１２が設けられると共に，第１のインバータと前記第２のインバータから供給される電流の位相差が電気角で20°～40°の間の値になるように制御されるようにした。

Description

永久磁石型モータ
　この発明は，永久磁石型モータに関するもので，特に車両用の電動パワーステアリング装置に用いられるモータに関するものである。
　この種のモータとして，特許文献１には，集中巻の表面磁石型で，１０極１２スロットの多相多重化された永久磁石型モータが開示されている。
また，特許文献２には，電動パワーステアリング装置用永久磁石型モータで，集中巻突極数（スロット数）よりも多数の永久磁石が配置された磁石埋め込み型の例が開示されている。
また，特許文献３には，第１駆動回路と第２駆動回路で駆動される１４極１２スロットのコンシクエントポール型の永久磁石型モータが開示されている。
特開平7-264822号公報 特開2006-50709号公報 特開2011-114941号公報
　しかしながら，特許文献１の構造では表面磁石型モータであるため，リラクタンストルクが得られず高速回転でのトルクが小さいという課題がった。
特許文献２と特許文献３の構造では，低い空間次数の電磁加振力が発生するため，電動パワーステアリング装置において，振動・騒音が大きくなってしまうという課題があった。
　この発明は，上記のような問題点を解決するためになされたものであり，空間次数の低い電磁加振力を低減すると共に，回転子の起磁力高調波の影響を小さくし低トルクリップルの永久磁石型モータを得ることを目的としている。
　この発明は，回転子鉄心と，この回転子鉄心に設けられた複数の永久磁石とを具備する回転子と，固定子鉄心と，この固定子鉄心に形成された複数のスロットに納められた２組の３相の電機子巻線とを具備する固定子とを備え，一方の電機子巻線は第１のインバータから電流を供給され，他の一方の電機子巻線は第２のインバータから電流を供給されるように構成した永久磁石型モータにおいて，
前記回転子の極数をMとし，前記固定子鉄心のスロットの数をQとしたとき，
MとQはM＜Qなる関係をみたし，かつ，MとQの最大公約数が３以上となり，
さらに，前記回転子は前記永久磁石の最大外径と最小内径の中間の径よりも前記固定子に近い側に前記回転子鉄心が設けられると共に，
前記第１のインバータと前記第２のインバータから供給される３相の電流の位相差が電気角で20°～40°の間の値になるように制御されるようにしたものである。
　この発明によれば，空間次数が２以下の電磁加振力を大幅に低減でき，振動騒音も大幅に小さくできると共に，回転子側起磁力に電気角で５次，７次の高調波調波があっても低トルクリップル低振動・低騒音の永久磁石型モータを得ることができる。
この発明の実施の形態１の永久磁石型モータを示す断面図である。 実施の形態１の永久磁石型モータの駆動回路を示す回路構成図である。 実施の形態１の永久磁石型モータの他の例を示す断面図である。 実施の形態２の永久磁石型モータを示す断面図である。 実施の形態１の永久磁石型モータにおける電機子巻線の配置を模式化した説明図である。 この発明の実施の形態３の永久磁石型モータを示す断面図である。 実施の形態３の永久磁石型モータの他の例を示す断面図である。 通常のモータの回転子の起磁力波形とその周波数分析の結果を示す図である。 コンシクエントポール型モータの回転子の起磁力波形とその周波数分析を示す図である。 この発明の実施の形態４の永久磁石型モータを示す断面図である。 この発明の実施の形態５の永久磁石型モータを示す断面図である。 実施の形態５の永久磁石型モータの他の例を示す断面図である。 モータの回転速度とトルクの特性を示す説明図である。 回転角度センサを具備した永久磁石型モータを示す説明図である。 レゾルバを具備した永久磁石型モータ示す説明図である。 この発明の実施の形態６の電動パワーステアリング装置を示す説明図である。
以下，この発明の電動パワーステアリング用永久磁石型モータの好適な実施の形態につき図面を用いて説明する。
実施の形態１．
　図１は実施の形態１の永久磁石型モータ１０を示す断面図で，平板状の永久磁石１３を用い，８極，４８スロットに構成した例を示している。
回転子１１は固定子２１の内側に回転自在になるように設けられ，シャフト１４と，その外側に設けられた回転子鉄心１２と，回転子鉄心１２に埋め込まれ，さらに８個等間隔に設けられた平板状の永久磁石１３を有する。
図１におけるＮとＳは永久磁石１３の極性をあらわす。すなわち図１では異なる極性の磁石が交互に並ぶように配置されている。永久磁石１３から見て外周側の回転子鉄心１２における固定子鉄心２２に対向している表面は曲面を描くような形状となっている。
一方，固定子２１はコアバック２３とティース２４とスロット２５が設けられた固定子鉄心２２と，スロット２５に納められた分布巻の電機子巻線３０を有する。
電機子巻線３０の配置は，図１の１～６で示したスロット２５の番号にそれぞれ，U1，U2，W1，W2，V1，V2の電機子巻線３０が納められている。以下７～48番目までのスロット２５についても，同様にU1，U2，W1，W2，V1，V2のパターンが７回繰り返す配置となっている。ただし，電流の流れる向きは６スロット離れた位置の巻線同士では反転するような配置となっている。
ところで，U1，U2，W1，W2，V1，V2は３相の電機子巻線３０が２組あることを示しており，第１のU相巻線がU1，第２のU相巻線がU2，第１のV相巻線がV1，第２のV相巻線がV2，第１のW相巻線がW1，第２のW相巻線がW2としている。
U1，V1，W1が第１の電機子巻線３０－１を構成し，第１のインバータに接続され，U2，V2，W2が第２の電機子巻線３０－２を構成し，第２のインバータに接続される。
　図１では，回転子１１は永久磁石１３の最大外径Rmaxと最小内径Rminの中間の径よりも固定子２１に近い側に回転子鉄心１２が設けられている。
図１においてRmaxは回転中心Ｏを中心とし，この回転中心と永久磁石１３における回転中心から最も離れた点を結んだ直線の距離である。ただし，回転中心Ｏとこの回転中心から最も離れた点はシャフト１４に垂直な平面上にある２点とする。このRmaxを永久磁石１３の最大外径と定義する。
Rminは回転中心Ｏを中心とし，この回転中心と永久磁石１３における回転中心に最も近い点を結んだ直線の距離である。ただし，回転中心Ｏとこの回転中心に最も近い点はシャフト１４に垂直な平面上にある２点とする。このRminを永久磁石１３の最小外径と定義する。
永久磁石１３の最大外径Rmaxと最小外径Rminの中間の径Rcは
Rc=(Rmax+Rmin)/2
で定義される。
このような構成では回転子鉄心１２の磁気抵抗の変化を利用してリラクタンストルクを得ることができる。リラクタンストルクが出るモータではｄ軸インダクタンスが大きいため弱め磁束制御が効果的に作用し，高速回転でのトルクが向上する。
しかしながら，回転子鉄心１２が固定子２１に近いところに存在するために，磁気的なギャップ長が表面磁石型に比べて小さくなるため，電磁加振力やトルクリップルが大きくなる傾向がある。
また，磁石埋め込み型では回転子側が発生する起磁力高調波に５次，７次（電気角360度周期の成分を１次とした）が表面磁石型に比べて多く含まれる傾向にあり，電磁加振力やトルクリップルが大きくなるという課題もある。
　この発明はこの課題を解決し，トルクリップルも電磁加振力も低減する構成を提供するもので，回転子鉄心１２と，この回転子鉄心１２に設けられた複数の永久磁石１３とを具備する回転子１１と，固定子鉄心２２と，この固定子鉄心２２に形成された複数のスロット２５に納められた２組の３相の電機子巻線３０とを具備する固定子２１とを備え，
一方の電機子巻線３０－１は第１のインバータから電流を供給され，他の一方の電機子巻線３０－２は第２のインバータから電流を供給されるように構成した永久磁石型モータ１０において，
回転子１１の極数をMとし，固定子鉄心２２のスロット２５の数をQとしたとき，
MとQはM＜Qなる関係をみたし，かつ，MとQの最大公約数が３以上となり，
さらに，回転子１１は永久磁石１３の最大外径と最小内径の中間の径よりも固定子２１に近い側に前記回転子鉄心１２が設けられると共に，
第１のインバータと前記第２のインバータから供給される３相の電流の位相差が電気角で20°～40°の間の値になるように制御されるようにしたものである。
　図２は実施の形態１におけるモータ１０の駆動回路を示す回路構成図である。
モータ１０は図１で述べた極数が８，スロット数が４８の分布巻の永久磁石型モータである。図２では簡単のため詳細省略し，モータ１０の電機子巻線３０のみを示している。
モータ１０の電機子巻線３０は第１のU相巻線U1，第１のV相巻線V1，第1のW相巻線W1によって構成される第１の電機子巻線３０－１と，第２のU相巻線U2，第２のV相巻線V2，第２のW相巻線W2によって構成される第２の電機子巻線３０－２とから構成される。ＥＣＵ（コントロールユニット）１０１も簡単のため詳細は省略し，インバータのパワー回路部のみを示す。
ＥＣＵ１０１は２台のインバータ１０２から構成されていて，それぞれのインバータ１０２－１，２から第１及び第２の電機子巻線３０－１，２に３相の電流を供給する。
ＥＣＵ１０１にはバッテリーなどの電源１０３から直流電源が供給されており，ノイズ除去用のコイル１０４を介して，電源リレー１０５が接続されている。
図２では電源１０３がＥＣＵ１０１の内部にあるかのように描かれているが，実際はバッテリ等の外部の電源からコネクタを介して電力が供給される。
電源リレー１０５は電源リレー１０５－１，２の２個あり，それぞれ２個のMOS-FETで構成され，故障時などは電源リレー１０５を開放して，過大な電流が流れないようにする。
なお，図２では，電源リレー１０５は電源１０３，コイル１０４，電源リレー１０５の順に接続されているが，コイル１０４よりも電源１０３に近い位置に設けられてもよいことは言うまでもない。
　インバータ１０２－１とインバータ１０２－２はそれぞれ６個のMOS-FETを用いたブリッジで構成され，インバータ１０２－１では，MOS-FET１０７－１，MOS-FET１０７－２が直列接続され，MOS-FET１０７－３，MOS-FET１０７－４が直列接続され，MOS-FET１０７－５，MOS-FET１０７－６が直列接続されて，さらにこの３組のMOS-FETが並列に接続されている。
さらに，下側の３つのMOS-FET１０７－２，４，６のGND（グランド）側にはそれぞれシャント抵抗が１つずつ接続されており，シャント１０９－１，シャント１０９－２，シャント１０９－３としている。これらシャント抵抗は電流値の検出に用いられる。
なお，シャントは３個の例を示したが，２個のシャントであってもよいし，１個のシャントであっても電流検出は可能であるため，そのような構成であってもよいことは言うまでもない。
　モータ１０側への電流の供給は図２に示すようにMOS-FET１０７－１，２の間からバスバーなどを通じてモータ１０のU1相へ，MOS-FET１０７－３，４の間からバスバーなどを通じてモータ１０のV1相へ，MOS-FET１０７－５，６の間からバスバーなどを通じてモータ１０のW1相へそれぞれ供給される。
インバータ１０２－２も同様の構成となっていて，インバータ１０２－２では，MOS-FET１０８－１，MOS-FET１０８－２が直列接続され，MOS-FET１０８－３，MOS-FET１０８－４が直列接続され，MOS-FET１０８－５，MOS-FET１０８－６が直列接続されて，さらにこの３組のMOS-FETが並列に接続されている。
さらに，下側の３つのMOS-FET１０８－２，４，６のGND（グランド）側にはそれぞれシャント抵抗が１つずつ接続されており，シャント１１０－１，シャント１１０－２，シャント１１０－３としている。
これらシャント抵抗は電流値の検出に用いられる。なお，シャントは３個の例を示したが，２個のシャントであってもよいし，１個のシャントであっても電流検出は可能であるため，そのような構成であってもよいことは言うまでもない。
モータ１０側への電流の供給は図２に示すようにMOS-FET１０８－１，２の間からバスバーなどを通じてモータ１０のU2相へ，MOS-FET１０８－３，４の間からバスバーなどを通じてモータ１０のV2相へ，MOS-FET１０８－５，６の間からバスバーなどを通じてモータ１０のW2相へそれぞれ供給される。
２台のインバータ１０２－１，２はモータ１０に備えられた回転角度センサ１１１によって検出した回転角度に応じて制御回路（図示しない）からMOS-FETに信号を送ることでスイッチングし，第１及び第２の電機子巻線３０－１，２に所望の３相電流を供給する。
なお，回転角度センサ１１１はレゾルバやGMRセンサやMRセンサなどが用いられる。
　第１のインバータ１０２－１と第２のインバータ１０２－２によって電機子巻線３０－１と電機子巻線３０－２に３相の電流が流れるが，電機子巻線３０－１と電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°とするとトルクリップルの６次成分（電気角360度周期の成分を１次とした）が大幅に低減される。
これは，回転子１１側が発生する起磁力高調波に５次，７次（電気角360度周期の成分を１次とした）が含まれていたとしても，電機子巻線３０－１と電機子巻線３０－２の電流の位相を変化させることで電機子側の起磁力波形の５次，７次成分がなくなるか，あるいは非常に小さくできるためである。
この位相差はモータ１０の駆動状態に応じて変化させてもよいし，たとえば電気角30°で固定してもよい
また，位相差を電気角３０°としたときは巻線係数が等価的に向上し，トルクも向上するために，少ない永久磁石１３で大きなトルクを得ることができ，モータ１０の低コスト化に寄与できるという効果がある。
　特許文献１には極数１０，スロット数１２の例が開示されているが，これは空間２次の電磁加振力が発生する。特許文献２には極数１０，スロット数９の例，極数２０，スロット数１８の例，極数２２，スロット数２１の例が開示されている。これらはそれぞれ，空間２次，空間１次，空間２次の電磁加振力が発生する。
また，特許文献３には極数１４（磁石は７個），スロット数１２のコンシクエントポール型が開示されているが，これは磁気回路が回転対称とならないため，空間１次の電磁加振力が発生する。
このように，従来例では空間１次や空間２次の電磁加振力が発生し，電動パワーステアリング装置においては振動・騒音の課題があった。
空間１次の電磁加振力は回転子を常に径方向に振動させる電磁力となるため，特に大きな振動・騒音となる。空間２次の電磁加振力は固定子２１を楕円形状に変形させるため，電磁加振力の値が同じでも空間次数が３次以上の場合に比べて，固定子やフレームの変形量が大きくなり，振動・騒音の原因となることがある。
さらに，磁石埋め込み型のモータでは永久磁石の最大外径と最小内径の中間の径よりも固定子に近い側に回転子鉄心が設けられているため，この電磁加振力も大きくなる課題があった。
　しかし，図１の構成では，空間次数が２以下の電磁加振力が発生しない。図１は８極４８スロットとなっており，電機子巻線３０の配置は前述したように６スロット毎すなわち機械角４５度毎に対称性を持っている。回転子１１については，極性が逆にはなるが１極毎すなわち機械角４５度毎に回転対称となっている。
したがって，電磁力の空間的な分布が１極６スロット毎に対称性を持っていることとなり，電磁加振力の空間次数が８と高い値となり，振動・騒音を大幅に低減することができる。ここで，電磁加振力の空間次数８は極数とスロット数の最大公約数である。
　従来例に開示されている極数１０，スロット数９のモータの極数とスロット数の最大公約数は１であり，電磁加振力の空間次数を３以上にするには３倍とした３０極２７スロットとなる。
同様に考えると，極数２０，スロット数１８の例でも３０極２７スロット，極数２２，スロット数２１の例では４４極４２スロット，極数１４（磁石は７個），スロット数１２のコンシクエントポール型では極数とスロット数の最大公約数は２であるから，電磁加振力の空間次数を３以上にするには極数２８（磁石は１４個），スロット数２４のコンシクエントポール型とする必要がある。
これら従来例は永久磁石と回転子鉄心によって構成される回転子の極数をMとし，固定子鉄心において電機子巻線を納めるスロットの数をQとしたとき，MとQはM＞Qとなるモータであり，この条件をみたすモータは極数とスロット数の最大公約数が小さくなるため，電子加振力の空間次数を３以上とするには極数が大きくなりすぎる。
極数が多いと同じ回転数でも周波数が高くなり制御の演算（マイコン）の負荷が高くなり高コストとなってしまう。
また，極数が大きいと回転角度センサの位置誤差を電気角換算したときの値が大きくなりトルクリップルや振動・騒音が大きくなるという課題があった。
　しかしながら，図１の構成であれば極数が小さくてもいいため制御の演算の負荷が小さくてすむという効果が得られる。
また，空間次数が２以下の電磁加振力を大幅に低減でき，振動騒音も大幅に小さくできるという効果がある。
さらに，回転子側起磁力に電気角で５次，７次の高調波調波があっても低トルクリップル低振動・低騒音のモータを得ることができる。
従来では極数多い構成となり，同じ回転数でも周波数が高くなり制御の演算（マイコン）の負荷が高く，高コストとなっていたが極数が小さくてもいいため制御の演算の負荷が小さくてすむ。
また，極数が小さくても構成できるので回転角度センサの位置誤差を電気角換算したときの値が小さくなりトルクリップルや振動・騒音が小さくできる。
さらに，リラクタンストルクが得られ，高速回転でのトルクを大きくできる。
　ここで，図２のようにインバータ１０２を２台設ける場合の効果を述べておく。
インバータを２台としたほうが，インバータの容量や放熱面積が増えて，電機子巻線に大電流を流すことができる。すなわちモータ１０の定格電流を大きくできるので，同等トルクのモータ１０を設計した場合には，巻線抵抗低減により定格回転数を向上することができる。
図１３を使って説明する。
定格トルクがＴ０で１つのインバータで駆動されるモータのＮＴ曲線をＣ１で示す。定格回転数はＮ１０，無負荷回転数はＮ１１となっている。
一方，定格トルクが同じくＴ０で２つのインバータで駆動され，かつ上記の１つのインバータで駆動されるモータよりも定格電流が大きいモータのＮＴ曲線はＣ２のようになる。定格回転数Ｎ２０はＮ２０＞Ｎ１０となり高出力化が実現できる。無負荷回転数Ｎ２１もＮ２１＞Ｎ１１となり高回転域でも高トルクとなるモータを得ることができる。
インバータを２台設け放熱面積が増えると，運転者が操舵を長時間繰り返してもインバータの温度上昇が低減されるため，モータが操舵力を長時間アシストし続けることができる。したがって，電動パワーステアリング装置としての性能向上に寄与することができる。
　図１の永久磁石型モータ１０においては，永久磁石１３の形状が平板状であるため，永久磁石の材料歩留まりがよく低コストとなるという効果がある。通常のカマボコ形では磁石厚さが薄い部分ができるため，その部分で減磁しやすいという課題があったが，平板型では厚さが均一であるため減磁しにくいという効果がある．
また，永久磁石１３を回転子鉄心１２に埋め込んだ構造であるためSUSやアルミニウムなどの金属製カバーを設けるといった磁石飛散防止策が不要となり低コストとなるという効果もある。
　なお，図１では平板状の永久磁石１３が回転子鉄心１２に埋め込まれ，かつ，永久磁石１３の周方向の幅が径方向の厚みよりも大きい場合を示したが，この発明はそれに限らない。
図３は永久磁石型モータ１０の別の例で，断面形状が長方形であり，回転子鉄心１２に径方向長さが周方向長さに比べて長い永久磁石１３が埋め込まれている。永久磁石１３の着磁方向は図３に示すＮとＳがそれぞれＮ極，Ｓ極になるような方向に着磁されている。
すなわち，隣り合う永久磁石１３の向かい合う面が互いに同じ極になるように着磁されている。このような着磁方向とすることで，磁束を回転子鉄心１２に集中させて，磁束密度を高めるという効果がある。
また，隣り合う永久磁石１３の間には回転子鉄心１２が介在する。この回転子鉄心１２の固定子２１側に対向する面は曲面部１５を有し，その曲面の形状が隣り合う永久磁石１３間の中間地点において固定子２１との空隙長が短くなるような凸形状の曲面を形成している。
この曲面部１５の径方向外側は，図１の場合と同様に定義される永久磁石１３の最大外径と最小内径の中間の径よりも固定子２１に近い側に突出している。
このような形状により，空隙に発生する磁束密度の波形を滑らかにできるため，コギングトルクやトルクリップルを小さくすることができる。
さらに，永久磁石１３の内径側の端面に接するように非磁性部１６ａを設けている。ここは，空気としてもよいし，樹脂を充填してもよいし，ステンレスやアルミニウムのような非磁性の金属を挿入してもよい。
このようにすることで，永久磁石１３の漏れ磁束を低減することができるためモータ１０が高トルクとなる。
隣り合う永久磁石１３の間の回転子鉄心１２と，シャフト１４の外周を囲うように設けられた回転子鉄心１２との間に連結部１７が設けられている。これは両者を機械的に連結する働きを持っている。
　上記の例では，永久磁石１３の径方向長さが周方向長さに比べて長いため，磁束を回転子鉄心１２に集中させることができ高トルクとなる。
回転子鉄心１２に永久磁石１３が埋め込まれた構造では，表面磁石型に比べてトルクリップルが大きくなり振動騒音が大きくなるという課題があったが，図２に示す２組の３相インバータで駆動し，電機子巻線３０－１と電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°とすることによって６次のトルクリップルを低減することができる。
また，図１と同様に電磁加振力の空間次数が８と高い値となり，振動・騒音を大幅に低減することができる。
　図１と図３では毎極毎相のスロット数が２の例を示したが，これに限らない。
図５の（ａ）は毎極毎相２の例であるが，図５（ｂ）に示す毎極毎相のスロット数が４の場合であってもよい。
図５（ｂ）ではU11,　U12,　U21,　U22,　W11,　W12,　W21,　W22,　V11,　V12,　V21,　V22の順に電機子巻線３０が配置されている。このうちU11,　U12,　W11,　W12,　V11,　V12が第１のインバータ１０２－１用の電機子巻線を示し，U21,　U22,　W21,　W22,　V21,　V22が第２のインバータ１０２－２用の電機子巻線を示す。
毎極毎相のスロット数が４以上の偶数とすれば，電機子巻線起磁力の高調波が小さくなり，トルクリップルがより低減できるという効果がある。
ここで，偶数とするのは２台のインバータで駆動するための電機子巻線が２組必要であるためである。
一般化すると，毎極毎相のスロット数Q/（3M）の値が整数であり，さらにQ/（3M）が２以上の偶数とすれば，電機子巻線が発生する起磁力高調波に偶数次（電気角360度周期を１次とする）が含まれないので回転子１１の起磁力に偶数次（電気角360度周期を１次とする）の高調波があってもトルクリップルにはならず，低トルクリップル低振動・低騒音のモータを得ることができる。
さらに，Q/（3M）が２以上の偶数としたときの効果としては，スロットピッチが電気角30°以下となり，２組の３相の電機子巻線を構築しやすいという効果もある。
実施の形態２．
　図４は実施の形態２の永久磁石型モータ１０の断面の説明図で，集中巻を採用し２０極，２４スロットに構成した例を示す。
回転子１１は固定子２１の内側に回転自在になるように設けられ，シャフト１４とその外側に設けられた回転子鉄心１２と回転子鉄心１２の外周側に２０個等間隔に設けられた永久磁石１３を有する。
固定子２１は，円環状のコアバック２３とコアバック２３から内径方向に伸びた計２４個のティース２４と隣合う２つティース２４の間にスロット２５が設けられた固定子鉄心２２と各ティース２４に集中的に巻き回された電機子巻線３０を有す。
なお，図４では簡単のため，電機子巻線３０と固定子鉄心２２の間にもうけられるインシュレータや固定子鉄心２２の外周に設けられるフレームを省略している。また，便宜的にティース２４には１～２４まで番号を割り振っている。さらに，各ティース２４に集中的に巻き回されている電機子巻線（コイル）３０について，U,V,Wの３相のいずれのコイルか分かるように，便宜的に番号を付けて表している。
UVW各相は，
U相はU11，U12，U21，U22，U31，U32，U41，U42の8個
V相はV11，V12，V21，V22，V31，V32，V41，V42の8個
W相はW11，W12，W21，W22，W31，W32，W41，W42の８個
からそれぞれ構成され，図４に示すように各コイルはティースそれぞれに対応して，U11,　U12,　V11,　V12,　W11,　W12,　U21,　U22,　V21,　V22,　W21,　W22,　U31,　U32,　V31,　V32,　W31,　W32,　U41,　U42,　V41,　V42,　W41,　W42　の順に並んでいる構成となっている。
また，巻線の巻き方向は
U11とU12とは互いに逆であり，U21とU22とは互いに逆であり，
U31とU32とは互いに逆であり，U41とU42とは互いに逆であり，以下V相，W相も同様となっている。これらをY結線あるいはΔ結線して２組の３相の電機子巻線３０を構成する。
２組の電機子巻線を構成する際，U11，U21，U31，U41，V11，V21，V31，V41，W11，W21，W31，W41から第１の電機子巻線３０－１を構成し，U12，U22，U32，U42，V12，V22，V32，V42，W12，W22，W32，W42，から第２の電機子巻線３０－２を構成する。
これら電機子巻線３０－１と電機子巻線３０－２は図２に示すように２台のインバータ１とインバータ２に接続される。
　回転子１１の隣合う永久磁石１３の間には突出部１８が存在し，この突出部１８は回転子鉄心１２と同じく磁性体で構成される。また，この突出部１８の径方向外側は，図１の場合と同様に定義される永久磁石１３の最大外径と最小内径の中間の径よりも固定子２１に近い側に突出している。
このような構成では回転子鉄心１２の磁気抵抗の変化を利用してリラクタンストルクを得ることができる。リラクタンストルクが出るモータではｄ軸インダクタンスが大きいため弱め磁束制御が効果的に作用し，高速回転でのトルクが向上する。
しかしながら，回転子鉄心１２が固定子２１に近いところに存在するために，磁気的なギャップ長が表面磁石型に比べて小さくなるため，回転子１１側が発生する起磁力高調波に５次，７次（電気角360度周期の成分を１次とした）が多く含まれ，電磁加振力やトルクリップルが大きくなる傾向がある。固定子鉄心２２において電機子巻線３０を納めるスロット２５の数をQ
としたとき，MとQは
M＜Q
なる関係をみたし，MとQの最大公約数が４となるため，電磁加振力の空間次数が４となり，低振動・低騒音となる。
　この実施の形態においても，第１のインバータ１０２－１と第２のインバータ１０２－２によって電機子巻線３０－１と電機子巻線３０－２に３相の電流が流れるが，電機子巻線３０－１と電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°とするとトルクリップルの６次成分（電気角360度周期の成分を１次とした）が大幅に低減される。
これは，回転子１１側が発生する起磁力高調波に５次，７次（電気角360度周期の成分を１次とした）が含まれていたとしても，電機子巻線３０－１と電機子巻線３０－２の電電流の位相を変化させることで電機子側の起磁力波形の５次，７次成分がなくなるか，あるいは非常に小さくできるためである。
この位相差はモータの駆動状態に応じて変化させてもよいし，たとえば電気角30°で固定してもよい
実施の形態３．　
　図６は固定子２１が分布巻で８極４８スロットの表面磁石型のコンシクエントポール型モータ１０の例である。
固定子２１は図１と同様で，固定子２１はコアバック２３とティース２４とスロット２５が設けられた固定子鉄心２２とスロット２５に納められた電機子巻線３０を有する。
電機子巻線３０の配置は，図６の１～６で示したスロット２５の番号にそれぞれ，U1，U2，W1，W2，V1，V2の電機子巻線３０が納められている。以下７～48番目までのスロット２５についても，同様にU1，U2，W1，W2，V1，V2のパターンが7回繰り返す配置となっている。ただし，電流の流れる向きは６スロット離れた位置の巻線同士では反転するような配置となっている。
ところで，U1，U2，W1，W2，V1，V2は３相の電機子巻線３０が２組あることを示しており，第１のU相巻線がU1，第２のU相巻線がU2，第１のV相巻線がV1，第２のV相巻線がV2，第１のW相巻線がW1，第２のW相巻線がW2としている。U1，V1，W1が第１の電機子巻線３０－１を構成し，第１のインバータ１０２－１に接続され，U2，V2，W2が第２の電機子巻線３０－２を構成し，第２のインバータ１０２－２に接続される。
回転子１１は図１とは異なり，永久磁石１３が周方向に４個配置されていて，着磁方向については図６においてＮで示したところがＮ極，Ｓで示したところがＳ極となるように着磁されている。
すなわち，４個の永久磁石１３がすべて同じ向きに着磁された状態となっている。永久磁石１３の間には回転子鉄心１２が存在し，突極Ｓｃで示すところが通常のモータのＳ極に相当する部分となっている。
また，この突極Ｓｃの径方向外側は，図１の場合と同様に定義される永久磁石１３の最大外径と最小内径の中間の径よりも固定子２１に近い側に突出している。
　図７は１０極６０スロットの表面磁石型コンシクエントポール型モータ１０の例である。図７の１～６で示したスロット２５の番号にそれぞれ，U1，U2，W1，W2，V1，V2の電機子巻線３０が納められている。以下７～６０番目までのスロット２５についても，同様にU1，U2，W1，W2，V1，V2のパターンが９回繰り返す配置となっている。ただし，電流の流れる向きは６スロット離れた位置の巻線同士では反転するような配置となっている。
ところで，U1，U2，W1，W2，V1，V2は３相の電機子巻線３０が２組あることを示しており，第１のU相巻線がU1，第２のU相巻線がU2，第１のV相巻線がV1，第２のV相巻線がV2，第１のW相巻線がW1，第２のW相巻線がW2としている。U1，V1，W1が第１の電機子巻線３０－１を構成し，第１のインバータ１０２－１に接続され，U2，V2，W2が第２の電機子巻線３０－２を構成し，第２のインバータ１０２－２に接続される。
　特許文献３に開示されている極対数が奇数の例，極数１４（磁石は７個），スロット数１２のコンシクエントポール型では磁気回路が回転対称とならないため，空間１次の電磁加振力が発生し，電動パワーステアリング装置においては振動騒音が大きくなるという課題があった。
しかしながら，図６，図７の構造ではコンシクエントポール型でも空間次数の低い電磁加振力が発生しない。その原理について説明しておく。
図６，図７の回転子１１はコンシクエントポール型をしており，回転子１１側は２極分（電気角360度分）で周期性を持った構造となっている。
一方，固定子２１は先に説明したように６スロット分（電気角180度分）にて周期性を持った構造となっている。ただし，電気角180度離れた位置の電機子巻線３０には逆方向の電流が流れるため，磁束密度の向きが反転する周期性となっている。
上記と電磁力は磁束密度の自乗に比例する量であることを考慮すると，電磁力は２極分すなわち電気角360度分で周期性を持った構造となっている。
したがって，図７の回転中心０と電気角360度ごとの計５つの点A，B，C，D，Eを結んだ直線OA，OB，OC，OD，OEで囲まれる領域R1，R2，R3，R4，R5の電磁力を合計すると釣り合うことから空間１次の電磁加振力は発生しないことになる。
さらに，電磁力は２極分すなわち電気角360度分で周期性を持つため，電磁加振力の空間次数は５となる。
このように，本実施の形態の構造とすれば，極対数が奇数のコンシクエントポール型でも空間次数の３以下の電磁加振力が発生しないため，低振動・低騒音のモータが得られる。
また，図６，図７は永久磁石１３を回転子鉄心１２の表面に設けているので鉄心への漏れ磁束が少なく永久磁石１３の磁束の利用効率が高いという効果もある。コンシクエントポール型は永久磁石１３の部品点数が低減できるという効果がある。
　上記のように，実施の形態３においては，永久磁石１３は回転子１１の極数Mに対して回転子１１の周方向にM/2個並べると共に，回転子鉄心１２の表面に備え付けられた構造を有するもので，部品点数低減と漏れ磁束少なく磁石の利用効率アップ，回転子側の起磁力波形に偶数次が含まれていても低トルクリップル低振動・低騒音が実現できるという効果がある。
実施の形態４．
　実施の形態３ではコンシクエントポール型で回転子鉄心１２の表面に永久磁石を配置した例を示したが，回転子鉄心１２に永久磁石を埋め込んだIPM（Interior　Permanent　Magnet）型でもよい。
図１０は１０極６０スロットで固定子２１が分布巻，回転子１１がコンシクエントポール型のIPMの例を示す。図１０の１～６で示したスロット２５の番号にそれぞれ，U1，U2，W1，W2，V1，V2の電機子巻線３０が納められている。以下７～６０番目までのスロット２５についても，同様にU1，U2，W1，W2，V1，V2のパターンが９回繰り返す配置となっている。ただし，電流の流れる向きは６スロット離れた位置の巻線同士では反転するような配置となっている。ところで，U1，U2，W1，W2，V1，V2は３相の電機子巻線３０が２組あることを示しており，第１のU相巻線がU1，第２のU相巻線がU2，第１のV相巻線がV1，第２のV相巻線がV2，第１のW相巻線がW1，第２のW相巻線がW2としている。U1，V1，W1が第１の電機子巻線３０－１を構成し，第１のインバータ１０２－１に接続され，U2，V2，W2が第２の電機子巻線３０－２を構成し，第２のインバータ１０２－２に接続される。
　回転子１１には平板状の永久磁石１３が回転子１１の極数Mに対して周方向にM/2個すなわち５つ配置され，回転子鉄心１２に埋め込まれている。極性は図６のＮで示す部分がＮ極，Ｓで示す部分がＳ極となるように着磁されている。永久磁石１３の間に設けられた回転子鉄心１２の突極Ｓｃは通常のモータのＳ極と同じ働きをする部分である。
このように，コンシクエントポール型では永久磁石１３によるＮ極と突極Ｓｃが磁気的に非対称となる。この磁気的な非対称性の理解を助けるために，図８，図９に起磁力波形とその周波数分析の結果を示す。次数については電気角360度周期の成分を１次とした。
図８の上図はＮ極とＳ極の両方が永久磁石１３で構成される通常のモータの場合の回転子の起磁力波形である，図８の下図はその周波数分析結果である。電気角0～180度と180～360度で正負が反転した対称な波形となっている。この場合は，奇数次の高調波のみが含まれる（下図）。
一方，コンシクエントポール型の場合はＮ極と突極Ｓｃ（あるいはＳ極と通常のモータのＮ極に相当する突極Ｎｃの場合もありうる）で波形が対称とはならない。図９の上図はコンシクエントポール型の回転子の起磁力波形を示し，下図はその周波数分析結果を示す。起磁力波形が非対称となるため，２次，４次など偶数次の高調波が含まれていることが判る。従来の構成では回転子の起磁力波形に偶数次の高調波があるとコギングトルクやトルクリップルが増大し，電動パワーステアリング装置用のモータには適さないという課題があった。
しかしながら，特許文献３にある集中巻とは異なり，本実施の形態の図１０の構成では電機子巻線３０が分布巻で，かつ１～６で示したスロット２５の番号にそれぞれ，U1，U2，W1，W2，V1，V2の電機子巻線３０が納められている。以下７～６０番目までのスロット２５についても，同様にU1，U2，W1，W2，V1，V2のパターンが９回繰り返す配置となっている。ただし，電流の流れる向きは６スロット離れた位置の巻線同士では反転するような配置となっている。このような構成にすると，偶数次の起磁力高調波が原理上現れない。
したがって，実施の形態3と同様に，部品点数低減と漏れ磁束少なく磁石の利用効率アップ，回転子側の起磁力波形に偶数次が含まれていても低トルクリップル低振動・低騒音が実現できるという効果がある。
　さらに，図１０の回転子鉄心１２にスリット１９ａ～１９ｄが設けられている。また，その形状は点線で示した磁極中心に対して左右対称の形状であり，かつ，回転子１１の外径側になるにつれて，スリットが磁極中心に近づく形状となっている。
このような形状とすることで，磁束を磁極中心に集中させて，トルク向上の効果が得られるのと同時に，図９で示した起磁力波形の非対称性を緩和して，突極部分の起磁力波形が永久磁石１３による磁極の起磁力波形に近づける効果がある。
これはすなわち，図９の偶数次の高調波を低減する効果が得られるため，コギングトルク，トルクリップルの低減の効果が得られる。
　図１０では，スリットが各突極Ｓｃに４個設けられた例を示したが，これに限ったことではなく，４個以下でも６個以上でも同様の効果が得られることはいうまでもない。
実施の形態５．
　図１１は図３の構成において永久磁石１３の配置や回転子鉄心１２の形状が異なる例である。回転子１１は固定子２１の内側に回転自在になるよう設けられている。回転子１１は回転軸となるシャフト１４とシャフト１４の外側に回転子鉄心１２が設けられている。
永久磁石１３はその径方向の長さが周方向の長さに比べて長い長方形の断面形状をしており，回転子１１の極数Mに対してM/2個すなわち５個の永久磁石１３が周方向に等間隔に並んでいる。
永久磁石１３の着磁方向は図１１に示すＮとＳがそれぞれＮ極，Ｓ極になるような方向に着磁されている。すなわち，隣り合う永久磁石１３の向かい合う面が異なる極になるように着磁されている。
さらに，隣り合う永久磁石１３の間には非磁性部１６ｂが設けられている。この非磁性部１６ｂは空気としてもよいし，樹脂を充填してもよいし，ステンレスやアルミニウムのような非磁性の金属を挿入してもよい。先に述べた着磁方向とし，さらにこの非磁性部１６ｂを設けることで，磁束を回転子鉄心１２に集中させて，磁束密度を高めるという効果がある。
また，永久磁石１３の周方向の両側には回転子鉄心１２が存在する。永久磁石１３の着磁方向に従って，突極ＮｃはＮ極，突極ＳｃはＳ極に相当する磁極を構成することになる。したがって，この回転子１１は１０極の回転子として動作する。
なお、この突極Ｎｃ，Ｓｃの径方向外側は，図１の場合と同様に定義される永久磁石１３の最大外径と最小内径の中間の径よりも固定子２１に近い側に突出している。
　さらに，永久磁石１３と非磁性部１６ｂの内径側の端面に接するように非磁性部１６aを設けている。ここは，空気としてもよいし，樹脂を充填してもよいし，ステンレスやアルミニウムのような非磁性の金属を挿入してもよい。
このようにすることで，永久磁石１３の漏れ磁束を低減することができ，モータ１０を高トルクとできる。隣り合う永久磁石１３の間の回転子鉄心１２とシャフト１４の外周を囲うように設けられた回転子鉄心１２の間に連結部１７が設けられている。これは両者を機械的に連結する働きを持っている。
　このような回転子構造では，永久磁石１３の数が半分となっていることから図３の回転子構造と比較して磁束密度の分布が不均一となり，結果としてトルクリップルが増大するという課題があった。
その上，固定子鉄心２２が閉スロット構造となっていることから，ティース２４間の漏れ磁束に起因する鉄心の磁気飽和によってもトルクリップルが増加するという課題がった。
しかし，本実施の形態の構成によると図２のように２組の３相インバータで駆動し，電機子巻線３０－１と電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°としているため，トルクリップル６次成分が大幅に低減される。
　さらに，回転子鉄心１２にはスリット１９ｅ～１９ｈが設けられている。これらのスリットはすべての磁極に設けられている。また，スリット１９ｅ～１９ｈは図１１の回転中心０を通る点線で示した永久磁石１３の中心線に対して対称な位置に設けられている。
さらに，スリットの形状は，回転子１１の径方向外側になるほど永久磁石１３の中心線から離れたところにスリットが存在するような形状となっている。
このような形状とすることで，磁束を突極Ｎｃと突極Ｓｃ側に導き，磁束を突極Ｎｃと突極Ｓｃ付近に集中させモータ１０のトルクを向上させるという効果が得られる。
さらに，このように突極Ｎｃと突極Ｓｃ付近の回転子鉄心１２を回転対称ではない形状とすることによって，コンシクエントポール型で課題となる図９に示すような非対称性に起因する起磁力高調波の偶数次成分を低減させることができるので，コギングトルクやトルクリップルを低減できるという効果も得られる。
また，電機子巻線３０は図１０と同じである。この電機子巻線３０の構成では実施の形態４で述べたように電機子巻線３０の起磁力には偶数次の起磁力高調波が原理上現れない。したがって，回転子１１側に偶数次の起磁力高調波が存在してもトルクリップルがほとんど増加することがないという効果も得られることは言うまでもない。
図１１では，各永久磁石１３の両側に計４個設けた例を示したが，これに限ったことではなく，４個以下でも６個以上でも同様の効果が得られることはいうまでもない。
　図１２は図３の構成で永久磁石１３の配置や回転子鉄心１２の形状が異なる例である。回転子１１は固定子２１の内側に回転自在になるよう設けられている。回転子１１は回転軸となるシャフト１４とシャフト１４の外側に回転子鉄心１２が設けられている。
永久磁石１３はその径方向の長さが周方向の長さに比べて長い長方形の断面形状をしており，この永久磁石１３が周方向に等間隔に５個並んでいる。
永久磁石１３の着磁方向は図１２に示すＮとＳがそれぞれＮ極，Ｓ極になるような方向に着磁されている。すなわち，隣り合う永久磁石１３の向かい合う面が異なる極になるように着磁されている。
さらに，隣り合う永久磁石１３の間には非磁性部１６ｂが設けられている。この非磁性部１６ｂは空気としてもよいし，樹脂を充填してもよいし，ステンレスやアルミニウムのような非磁性の金属を挿入してもよい。先に述べた着磁方向とし，さらにこの非磁性部１６ｂを設けることで，磁束を回転子鉄心１２に集中させて，磁束密度を高めるという効果がある。
また，永久磁石１３の周方向の両側には回転子鉄心１２が存在する。永久磁石１３の着磁方向に従って，突極ＮｃはＮ極，突極ＳｃはＳ極に相当する磁極を構成することになる。したがって，この回転子１１は１０極の回転子として動作する。
なお，この突極Ｎｃ，Ｓｃの径方向外側は，図１の場合と同様に定義される永久磁石１３の最大外径と最小内径の中間の径よりも固定子２１に近い側に突出している。
　さらに，永久磁石１３と非磁性部１６ｂの内径側の端面に接するように非磁性部aを設けている。ここは，空気としてもよいし，樹脂を充填してもよいし，ステンレスやアルミニウムのような非磁性の金属を挿入してもよい。
このようにすることで，永久磁石１３の漏れ磁束を低減することができ，モータ１０を高トルクとできる。隣り合う永久磁石１３の間の回転子鉄心１２とシャフト１４の外周を囲うように設けられた回転子鉄心１２の間に連結部１７が設けられている。これは両者を機械的に連結する働きを持っている。
　このような回転子構造では，永久磁石１３の数が半分となっていることから図３の回転子構造と比較して磁束密度の分布が不均一となり，結果としてトルクリップルが増大するという課題があった。
その上，固定子鉄心２２が閉スロット構造となっていることから，ティース２４間の漏れ磁束に起因する鉄心の磁気飽和によってもトルクリップルが増加するという課題がった。
しかし，本実施の形態の構成によると図２のように２組の３相インバータで駆動し，電機子巻線３０－１と電機子巻線３０－２の位相差を電気角20°～40°，望ましくは電気角30°としているため，トルクリップル６次成分が大幅に低減される。
　さらに，回転子鉄心１２にはスリット１９ｉ，１９ｊが設けられている。これらのスリットはすべての磁極に設けられている。また，スリット１９ｉ，１９ｊは図１２の回転中心０を通る点線で示した永久磁石１３の中心線に対して対称な位置に設けられている。さらに，スリットの形状は，回転子１１の径方向外側になるほど永久磁石１３の中心線から離れたところにスリットが存在するような形状となっている。
このような形状とすることで，磁束を突極Ｎｃと突極Ｓｃ側に導き，磁束を突極Ｎｃと突極Ｓｃ付近に集中させモータ１０のトルクを向上させるという効果が得られる。
さらに，このように突極Ｎｃと突極Ｓｃ付近の回転子鉄心１２を回転対称ではない形状とすることによって，コンシクエントポール型で課題となる図９に示すような非対称性に起因する起磁力高調波の偶数次成分を低減させることができるので，コギングトルクやトルクリップルを低減できるという効果も得られる。
　さらに，回転子鉄心１２の表面２０ａと表面２０ｂでは点線で示した永久磁石１３の中心線に対して対称な形状となるような曲面を描いている。このような曲面を設けることで，起磁力波形の高調波を低減し，磁束密度波形を滑らかにすることでコギングトルクやトルクリップルを低減することができる。
　また，電機子巻線３０は図１０と同じである。この電機子巻線３０の構成では実施の形態４で述べたように電機子巻線３０の起磁力には偶数次の起磁力高調波が原理上現れない。したがって，回転子１１側に偶数次の起磁力高調波が存在してもトルクリップルがほとんど増加することがないという効果も得られることは言うまでもない。
図１２では，各永久磁石１３の両側に計２個設けた例を示したが，これに限ったことではなく，２個以上でも同様の効果が得られることはいうまでもない
　図１１や図１２のように永久磁石１３はその径方向の長さが周方向の長さに比べて長い形状をしていると磁束を回転子鉄心１２に集めることで，空隙磁束密度を高めることができる。したがって，残留磁束密度が小さい磁石でも高トルクのモータ１０を構成できる。
例えば，残留磁束密度が１Ｔ以下，例えば０．７Ｔ～０．９Ｔの安価な永久磁石１３を使った場合でも，残留磁束密度が約１．２Ｔ～１．３Ｔのネオジウムの焼結磁石を使った場合と同体格で同等のトルクを得ることができ，永久磁石１３のコストを低減できるという効果が得られる。
実施の形態６．
　図１６は自動車の電動パワーステアリング装置の説明図である。
運転者はステアリングホイール（図示しない）を操舵し，そのトルクがステアリングシャフト（図示しない）を介してシャフト２０１に伝達される。
このときトルクセンサ２０２が検出したトルクは電気信号に変換されケーブル（図示しない）を通じてコネクタ２０３を介してＥＣＵ１０１に伝達される。
一方，車速などの自動車の情報が電気信号に変換されコネクタ２０４を介してＥＣＵ１０１に伝達される。ＥＣＵ１０１はこのトルクと車速などの自動車の情報から，必要なアシストトルクを演算し，図４に示すようにインバータ１０２－１，２を通じて永久磁石型モータ１０に電流を供給する。モータ１０はラック軸の移動方向（矢印で示す）に平行な向きに配置されている。
また，　ＥＣＵ１０１への電源供給はバッテリやオルタネータから電源コネクタ２０５を介して送られる。永久磁石型モータ１０が発生したトルクはベルト（図示せず）とボールネジ（図示せず）が内蔵されたギアボックス２０６によって減速されハウジング２０７の内部にあるラック軸（図示せず）を矢印の方向に動かす推力を発生させ，運転者の操舵力をアシストする。
これにより，タイロッド２０８が動き，タイヤが転舵して車両を旋回させることができる。永久磁石型モータ１０のトルクによってアシストされ運転者は少ない操舵力で車両を旋回させることができる。
なお，ラックブーツ２０９は異物が装置内に侵入しないように設けられている。
　このような電動パワーステアリング装置においては，モータ１０が発生するコギングトルクやトルクリップルはギヤを介して運転者に伝わるため，良好な操舵感覚を得るためにはコギングトルクやトルクリップルが小さい方が望ましい。
また，モータ１０が動作するときの振動・騒音も小さい方が望ましい。
そこで，実施の形態１～５で述べたモータ１０を適用すると，各々の実施の形態で述べた効果を得ることができる。
また，モータが大出力化しても振動・騒音を小さくできるため，実施の形態１～５で述べたモータを適用すれば，大型の車両にも電動パワーステアリング装置が適用でき，燃費を低減できるという効果がある。
また，図示しないがこの発明のモータはステアバイワイヤにも適用でき，同様の効果が得られることは言うまでもない。
　図１４はＥＣＵが永久磁石型モータの後方に一体となって配置された永久磁石型モータ１０の例である。モータ１０の回転角度センサ５０はシャフト１４の端部に永久磁石５２を備えた。永久磁石５２はシャフト１４とともに回転する。
永久磁石５２に対向する位置に磁界検出素子を配置している。この磁界検出素子で磁界を検出し，磁界の向きから回転角度を検出する。永久磁石５２を２極に着磁しておけば，シャフト１４すなわち回転子１１が一回転するときに，磁界も一回転するので軸倍角１Ｘのセンサとして動作する。このように１Ｘのセンサとしておけば，モータ１０の極対数が例えば３以上に大きくなってもセンサ誤差の周波数が一定であるためセンサの角度誤差に起因する振動騒音の周波数が小さいままであり，聴感上低騒音となるという効果が得られる。
任意の極対数について駆動可能のためモータ１０極数が変わっても回転角度センサを共通化できるというシステム上のメリットがある。
　図１５はＥＣＵが永久磁石型モータの後方に一体となって配置された永久磁石型モータ１０の例である。シャフト１４の端部に軸倍角ＮＸのＶＲ（可変リラクタンス）型レゾルバ６０の回転子６１を設け，このレゾルバ６０の回転子６１の径方向外側にレゾルバ６０の固定子６２を設けている。
このように，ＮＸのＶＲ型レゾルバは，耐環境性の優れた安価な回転角度センサであるため耐環境性の優れた安価な電動パワーステアリングシステムが構築できるという効果がある。
　なお，この発明は，その発明の範囲内において，各実施の形態を自由に組み合わせたり，各実施の形態を適宜，変形，省略することが可能である。
１０：モータ
１１：回転子
１２：回転子鉄心
１３：永久磁石
１４：シャフト
１５：曲面部
１６ａ，１６ｂ：非磁性部
１７：連結部
１８：突出部
１９ａ～１９ｊ：スリット
２０ａ，２０ｂ：表面
２１：固定子
２２：固定子鉄心
２３：コアバック
２４：ティース
２５：スロット
３０：電機子巻線３０
３０－１：第１の電機子巻線
３０－２：第２の電機子巻線
４０：フレーム
５０：回転角度センサ
５１：磁界検出素子
５２：永久磁石
６０：レゾルバ
６１：レゾルバの回転子
６２：レゾルバの固定子
１０１：ＥＣＵ
１０２：インバータ
１０２－１：第１のインバータ
１０２－２：第２のインバータ
１０３：電源
１０４：コイル
１０５：電源リレー
１０５－１：第１の電源リレー
１０５－２：第２の電源リレー
１０６－１：コンデンサ
１０６－２：コンデンサ
１０７－１～６：MOS-FET
１０８－１～６：MOS-FET
１０９－１～３：シャント
１１０－１～３：シャント
１１１：回転角度センサ
２０１：シャフト
２０２：トルクセンサ
２０３：コネクタ
２０４：コネクタ
２０５：電源コネクタ
２０６：ギアボックス
２０７：ハウジング
２０８：タイロッド
２０９：ラックブーツ

Claims (20)

  1. 　回転子鉄心と，この回転子鉄心に設けられた複数の永久磁石とを具備する回転子と，
    固定子鉄心と，この固定子鉄心に形成された複数のスロットに納められた２組の３相の電機子巻線とを具備する固定子とを備え，
    一方の電機子巻線は第１のインバータから電流を供給され，他方の電機子巻線は第２のインバータから電流を供給されるように構成した永久磁石型モータにおいて，
    前記回転子の極数をMとし，前記固定子鉄心のスロット数をQとしたとき，
    MとQはM＜Qなる関係をみたし，かつ，MとQの最大公約数が３以上となり，
    さらに，前記回転子は前記永久磁石の最大外径と最小内径の中間の径よりも前記固定子に近い側に前記回転子鉄心が設けられると共に，
    前記第１のインバータと前記第２のインバータから供給される３相の電流の位相差が電気角で20°～40°の間の値になるように制御される
    ことを特徴とする永久磁石型モータ。
  2. 　請求項１において，
    前記電機子巻線は分布巻であり，毎極毎相のスロット数Q/（3M）の値が整数であり，さらにQ/（3M）が２以上の偶数であることを特徴とする永久磁石型モータ。
  3. 　請求項１において，
    前記永久磁石の形状が平板状であることを特徴とする永久磁石型モータ。
  4. 　請求項１において，
    前記永久磁石が前記回転子鉄心に埋め込まれていることを特徴とする永久磁石型モータ。
  5. 　請求項１において，
    前記永久磁石は径方向長さが周方向長さに比べて長い形状を有し，前記回転子鉄心に埋め込まれていることを特徴とする永久磁石型モータ。
  6. 　請求項１において，
    前記永久磁石は，径方向長さが周方向長さに比べて長い長方形の断面形状を有し，その着磁方向は隣り合う永久磁石の向かい合う面が互いに同じ極になるような向きであり，
    前記隣り合う永久磁石の間には前記回転子鉄心が介在し，この回転子鉄心の固定子側に対向する面は前記隣り合う永久磁石間の中間地点において前記固定子との空隙長が短くなるような凸形状の曲面部を形成しており，
    かつ，前記永久磁石の内径側の端面に接するように非磁性部を設けていることを特徴とする永久磁石型モータ。
  7. 　請求項１において，
    前記電機子巻線は集中巻であり，前記回転子の隣り合う永久磁石の間に磁性体の突出部が存在し，この突出部の径方向外側が前記永久磁石の最大外径と最小内径の中間の径よりも前記固定子に近い側に突出していることを特徴とする永久磁石型モータ。
  8. 　請求項１において，
    前記永久磁石は，前記回転子の極数Mに対して前記回転子の周方向にM/2個並べられていることを特徴とする永久磁石型モータ。
  9. 　請求項１において，
    前記永久磁石は，前記回転子の極数Mに対して前記回転子の周方向にM/2個並べられ，かつ，前記回転子鉄心の表面に備え付けられていることを特徴とする永久磁石型モータ。
  10. 　請求項１において，
    前記永久磁石は，前記回転子の極数Mに対して前記回転子の周方向にM/2個並べられ，かつ，前記回転子鉄心に埋め込まれていることを特徴とする永久磁石型モータ。
  11. 　請求項１０において，
    前記回転子の磁極中心に対して対称な形状のスリットを前記回転子鉄心に設けたことを特徴とする永久磁石型モータ。
  12. 　請求項１において，
    前記永久磁石は，前記回転子の極数Mに対して前記回転子の周方向にM/2個並べられ，かつ，径方向長さが周方向長さに比べて長い長方形の断面形状を有し，前記回転子鉄心に埋め込まれていることを特徴とする永久磁石型モータ。
  13. 　請求項１において，
    前記永久磁石は，前記回転子の極数Mに対して周方向にM/2個並べられ，かつ，径方向長さが周方向長さに比べて長い長方形の断面形状を有し，
    前記永久磁石の着磁方向は隣り合う永久磁石の向かい合う面が互いに同じ極になるような向きであり，
    前記隣り合う永久磁石の間には前記回転子鉄心が介在し，
    前記永久磁石の内径側の端面に接するように非磁性部を設けていることを特徴とする永久磁石型モータ。
  14. 　請求項１２において，
    前記永久磁石の中心線に対して対称な形状のスリットを前記回転子鉄心に設けたことを特徴とする永久磁石型モータ。
  15. 　請求項１２において，
    前記永久磁石の着磁方向に従って形成される前記回転子鉄心のＮ極に相当する部分とＳ極に相当する部分の付近の前記回転子鉄心を回転対称とならない形状とし，
    さらに，前記回転子鉄心の表面を前記永久磁石の中心線に対して対称な形状となる曲面を描く形状としたことを特徴とする永久磁石型モータ。
  16. 　請求項１において，
    前記第１のインバータと前記第２のインバータから供給される３相の電流の位相差が電気角30°になるように制御される永久磁石型モータ。
  17. 　請求項５，６，１２，１３のいずれか１項において，
    前記永久磁石の残留磁束密度を１Ｔ以下としたことを特徴とする永久磁石型モータ。
  18. 　請求項１～１７のいずれか１項に記載の永久磁石型モータを搭載した電動パワーステアリング装置。
  19. 　請求項１～１７のいずれか１項に記載の永久磁石型モータの後方にＥＣＵ（コントロールユニット）が一体に配置された電動パワーステアリング装置用永久磁石型モータにおいて，前記モータの回転角度センサは軸倍角１Ｘのセンサを使い，かつ前記モータの極対数が３以上であることを特徴とする電動パワーステアリング装置用永久磁石型モータ。
  20. 　請求項１～１７のいずれか１項に記載の永久磁石型モータの後方にＥＣＵ（コントロールユニット）が一体に配置された電動パワーステアリング装置用永久磁石型モータにおいて，モータの回転角度センサは軸倍角ＮＸのＶＲ型レゾルバを使い，かつ前記モータの極対数Ｎが３以上であることを特徴とする電動パワーステアリング装置用永久磁石型モータ。
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