CN103988399A - 永磁型电动机 - Google Patents

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Abstract

本发明提供一种能降低空间阶数较低的电磁激振力并能减小转子的磁动势谐波的影响的、低转矩波动的永磁型电动机。在该永磁型电动机(10)中，从第一逆变器朝一方的电枢绕组(30-1)供给电流，从第二逆变器朝另一方的电枢绕组(30-2)供给电流，当将转子(11)的极数设为M，并将定子铁心(22)的槽(25)数设为Q时，M和Q满足M＜Q的关系，且M和Q的最大公约数为3以上，此外，转子(11)在比永磁体(13)的最大外径与最小内径的中间直径更靠近定子(21)的一侧设有所述转子铁心(12)，并且从第一逆变器和所述第二逆变器供给来的电流的相位差被控制成处于20°～40°之间的电角度值。

Description

永磁型电动机
技术领域
本发明涉及一种永磁型电动机，特别涉及在车用电动动力转向装置中使用的电动机。
背景技术
作为这种电动机，在专利文献1中，公开了一种集中绕组的表面磁体型的、十极十二槽的多相多重化的永磁型电动机。
另外，在专利文献2中，公开了一种配置有数量比集中绕组突极数(槽数)多的永磁体的、磁体埋入型的电动动力转向装置用永磁型电动机的例子。
另外，在专利文献3中，公开了一种由第一驱动电路和第二驱动电路驱动的十四极十二槽的交替极型的永磁型电动机。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本专利特开平7-264822号公报
专利文献2：日本专利特开2006-50709号公报
专利文献3：日本专利特开2011-114941号公报
发明内容
发明所要解决的技术问题
然而，在专利文献1的结构中是表面磁体型电动机，因此，存在不能获得磁阻转矩、高速旋转下的转矩较小这样的技术问题。
在专利文献2和专利文献3的结构中，会产生较低的空间阶数的电磁激振力，因此，在电动动力转向装置中，存在振动、噪声变大这样的技术问题。
本发明为解决上述问题而作，其目的在于获得一种能降低空间阶数较低的电磁激振力并能减小转子的磁动势谐波的影响的、低转矩波动的永磁型电动机。
解决技术问题所采用的技术方案
本发明的永磁型电动机包括：转子，该转子具有转子铁心和设于该转子铁心的多个永磁体；以及定子，该定子具有定子铁心和收纳于多个槽的两组三相电枢绕组，这多个槽形成于定子铁心，从第一逆变器朝一方的电枢绕组供给电流，从第二逆变器朝另一方的电枢绕组供给电流，其特征是，当将上述转子的极数设为M，并将上述定子铁心的槽数设为Q时，M和Q满足M＜Q的关系，且M和Q的最大公约数为3以上，此外，上述转子在比上述永磁体的最大外径与最小内径的中间直径更靠近上述定子的一侧设有上述转子铁心，并且从上述第一逆变器和上述第二逆变器供给来的三相电流的相位差被控制成处于20°～40°之间的电角度值。
发明效果
根据本发明，能大幅降低空间阶数为二以下的电磁激振力，也能大幅减小振动噪声，并且即便在转子侧磁动势中根据电角度存在五阶、七阶的谐波，也能获得低转矩波动、低振动、低噪声的永磁型电动机。
附图说明
图1是表示本发明实施方式一的永磁型电动机的剖视图。
图2是表示实施方式一的永磁型电动机的驱动电路的电路结构图。
图3是表示实施方式一的永磁型电动机的另一例的剖视图。
图4是表示实施方式二的永磁型电动机的剖视图。
图5是将实施方式一的永磁型电动机中的电枢绕组的配置示意化的说明图。
图6是表示本发明实施方式三的永磁型电动机的剖视图。
图7是表示实施方式三的永磁型电动机的另一例的剖视图。
图8是表示通常的电动机的转子的磁动势波形及其频率分析的结果的图。
图9是表示交替极型电动机的转子的磁动势波形及其频率分析的图。
图10是表示本发明实施方式四的永磁型电动机的剖视图。
图11是表示本发明实施方式五的永磁型电动机的剖视图。
图12是表示实施方式五的永磁型电动机的另一例的剖视图。
图13是表示电动机的旋转速度和转矩的特性的说明图。
图14是表示具备旋转角度传感器的永磁型电动机的说明图。
图15是表示具备解析器的永磁型电动机的说明图。
图16是表示本发明实施方式六的电动动力转向装置的说明图。
具体实施方式
以下，使用附图，对本发明的电动动力转向用永磁型电动机的优选实施方式进行说明。
实施方式一
图1是表示实施方式一的永磁型电动机10的剖视图，其示出了使用平板状的永磁体13并构成为八极、四十八槽的例子。
转子11以能自由旋转的方式设于定子21的内侧，其具有：轴14；转子铁心12，该转子铁心12设于轴14的外侧；以及八个平板状的永磁体13，这八个平板状的永磁体13埋入转子铁心12并等间隔地设置。
图1中的N和S表示永磁体13的极性。即，在图1中，不同极性的磁体被配置成交替排列。从永磁体13观察时，外周侧的转子铁心12的与定子铁心22相对的表面呈描绘出曲面的形状。
另一方面，定子21具有：设有铁心背部23、极齿24及槽25的定子铁心22；以及收纳于槽25的分布卷绕的电枢绕组30。
关于电枢绕组30的配置，在图1的编号1～6所示的槽25中分别收纳有U1、U2、W1、W2、V1、V2的电枢绕组30。以下，编号7～48的槽25也同样，形成为U1、U2、W1、W2、V1、V2的图案重复七次的配置。但是，电流的流动方向形成在隔着六个槽的位置的绕组中彼此反转的配置。
U1、U2、W1、W2、V1、V2表示存在两组三相电枢绕组30，第一U相绕组为U1，第二U相绕组为U2，第一V相绕组为V1，第二V相绕组为V2，第一W相绕组为W1，第二W相绕组为W2。
U1、V1、W1构成第一电枢绕组30-1并与第一逆变器连接，U2、V2、W2构成第二电枢绕组30-2并与第二逆变器连接。
在图1中，转子11在比永磁体13的最大外径Rmax与最小内径Rmin的中间直径更靠近定子21的一侧设有转子铁心12。
在图1中，Rmax是以旋转中心O为中心、并将该旋转中心与永磁体13的最远离旋转中心的点连接的直线的距离。其中，旋转中心O和最远离该旋转中心的点设为位于与轴14垂直的平面上的两点。将该Rmax定义为永磁体13的最大外径。
Rmin是以旋转中心O为中心、并将该旋转中心与永磁体13的最靠近旋转中心的点连接的直线的距离。其中，旋转中心O和最靠近该旋转中心的点设为位于与轴14垂直的平面上的两点。将该Rmin定义为永磁体13的最小外径。
永磁体13的最大外径Rmax与最小外径Rmin的中间直径Rc由以下式子定义：Rc＝(Rmax+Rmin)/2。
在上述结构中，能利用转子铁心12的磁阻的变化来获得磁阻转矩。在产生磁阻转矩的电动机中，d轴电感较大，因此，较弱的磁通控制能有效地起作用，提高了高速旋转下的转矩。
然而，转子铁心12存在于距定子21较近的位置，因此，磁间隙长度比表面磁体型的磁间隙长度小，从而存在电磁激振力、转矩波动变大的倾向。
另外，在磁体埋入型中，与表面磁体型相比，存在转子侧产生的磁动势谐波中含有较多五阶、七阶(将电角度360度周期的分量设为一阶)的倾向，也存在电磁激振力、转矩波动变大这样的技术问题。
本发明为解决该技术问题，提供一种转矩波动和电磁激振力都降低了的结构，永磁型电动机10包括：转子11，该转子11具有转子铁心12和设于该转子铁心12的多个永磁体13；以及定子21，该定子21具有定子铁心22和收纳于多个槽25的两组三相电枢绕组30，这多个槽25形成于定子铁心22，从第一逆变器朝一方的电枢绕组30-1供给电流，从第二逆变器朝另一方的电枢绕组30-2供给电流，当将转子11的极数设为M，将定子铁心22的槽25的数量设为Q时，M和Q满足M＜Q的关系，且M和Q的最大公约数为3以上，此外，转子11在比永磁体13的最大外径与最小内径的中间直径更靠近定子21的一侧设有上述转子铁心12，并且从第一逆变器和上述第二逆变器供给来的三相电流的相位差被控制为处于20°～40°之间的电角度值。
图2是表示实施方式一的电动机10的驱动电路的电路结构图。
电动机10是图1中所说明的极数为八、槽数为四十八的分布绕组的永磁型电动机。在图2中，为简洁起见，省略了细节，仅示出了电动机10的电枢绕组30。
电动机10的电枢绕组30由第一电枢绕组30-1和第二电枢绕组30-2构成，其中，上述第一电枢绕组30-1由第一U相绕组U1、第一V相绕组V1、第一W相绕组W1构成，上述第二电枢绕组30-2由第二U相绕组U2、第二V相绕组V2、第二W相绕组W2构成。ECU(控制单元)101为简洁起见也省略了细节，仅示出了逆变器的功率电路部。
ECU101由两台逆变器102构成，其将三相的电流从各逆变器102-1、102-2供给到第一电枢绕组30-1及第二电枢绕组30-2。
从蓄电池等电源103将直流电源供给到ECU101，ECU101经由去除噪声用的线圈104而与电源继电器105连接。
在图2中，电源103看起来位于ECU101的内部，但实际是从蓄电池等外部电源经由连接器来供给电力的。
电源继电器105具有电源继电器105-1、105-2这两个电源继电器，这两个电源继电器分别由两个MOS－FET构成，在发生故障时等情况下，打开电源继电器105，以避免过大的电流流过。
另外，在图2中，电源103、线圈104、电源继电器105依次连接，但电源继电器105也能设置在比线圈104更靠近电源103的位置处，这点是自不待言的。
逆变器102-1和逆变器102-2分别由使用了六个MOS-FET的电桥构成，在逆变器102-1中，将MOS-FET107-1与MOS-FET107-2串联连接，将MOS-FET107-3与MOS-FET107-4串联连接，将MOS-FET107-5与MOS-FET107-6串联连接，然后，将这三组MOS-FET并联连接。
另外，在下侧的三个MOS-FET107-2、107-4、107-6的GND(接地)侧分别连接有一个分流电阻，以作为分流器109-1、分流器109-2、分流器109-3。上述分流电阻用于检测电流值。
另外，虽然示出了分流器为三个的例子，但也可以是两个分流器，由于即便是一个分流器，也能检测电流，因此，也可以是这样的结构，这点是自不待言的。
电流向电动机10一侧的供给如图2所示，从MOS-FET107-1、107-2之间经由母线等供给到电动机10的U1相，从MOS-FET107-3、107-4之间经由母线等供给到电动机10的V1相，从MOS-FET107-5、107-6之间经由母线等供给到电动机10的W1相。
逆变器102-2也为相同的结构，在逆变器102-2中，将MOS-FET108-1与MOS-FET108-2串联连接，将MOS-FET108-3与MOS-FET108-4串联连接，将MOS-FET108-5与MOS-FET108-6串联连接，然后，将这三组MOS-FET并联连接。
另外，在下侧的三个MOS-FET108-2、108-4、108-6的GND(接地)侧分别连接有一个分流电阻，以作为分流器110-1、分流器110-2、分流器110-3。
上述分流电阻用于检测电流值。另外，虽然示出了分流器为三个的例子，但也可以是两个分流器，由于即便是一个分流器，也能检测电流，因此，也可以是这样的结构，这点是自不待言的。
电流向电动机10一侧的供给如图2所示，从MOS-FET108-1、108-2之间经由母线等供给到电动机10的U2相，从MOS-FET108-3、108-4之间经由母线等供给到电动机10的V2相，从MOS-FET108-5、108-6之间经由母线等供给到电动机10的W2相。
根据由电动机10所具有的旋转角度传感器111检测出的旋转角度来将信号从控制电路(未图示)发送至MOS-FET，从而使两台逆变器102-1、102-2开闭，以将所希望的三相电流供给到第一电枢绕组30-1、第二电枢绕组30-2。
另外，旋转角度传感器111使用解析器、GMR传感器、MR传感器等。
利用第一逆变器102-1和第二逆变器102-2使三相电流在电枢绕组30-1和电枢绕组30-2中流动，但当将电枢绕组30-1和电枢绕组30-2的相位差设为20°～40°电角度、较为理想的是设为30°电角度时，转矩波动的六阶分量(电角度360度周期的分量设为一阶)被大幅降低。
这是由于以下原因：即便在转子11侧产生的磁动势谐波中含有五阶、七阶(电角度360度周期的分量设为一阶)分量，也能通过使电枢绕组30-1和电枢绕组30-2的电流相位发生变化，使电枢侧的磁动势波形的五阶、七阶分量消失或者变得非常小。
上述相位差既可以根据电动机10的驱动状态而变化，也可以例如固定在30°电角度。
另外，当将相位差设为30°电角度时，绕组系数等价提高，转矩也提高，因此，具有能用较少的永磁体13获得较大的转矩、并能有助于电动机10的低成本化这样的效果。
专利文献1中公开了极数为十、槽数为十二的例子，但这会产生二阶空间(second spatial order)的电磁激振力。在专利文献2中，公开了极数为十、槽数为九的例子，极数为二十、槽数为十八的例子，极数为二十二、槽数为二十一的例子。这些分别会产生二阶空间、一阶空间、二阶空间的电磁激振力。
另外，在专利文献3中，公开了一种极数为十四(磁体为七个)、槽数为十二的交替极型(consequent-pole type)，但这不会使磁回路变得旋转对称，因此，会产生一阶空间的电磁激振力。
这样，在现有例中，会产生一阶空间、二阶空间的电磁激振力，在电动动力转向装置中存在振动、噪声的技术问题。
一阶空间的电磁激振力是始终使转子在径向上振动的电磁力，因此，尤其会产生大的振动、噪声。二阶空间的电磁激振力使定子21呈椭圆形状变形，因此，即便电磁激振力的值相同，与空间阶数(spatial order)处于三阶以上的情况相比，定子、框架的变形量也会变大，有时会成为振动、噪声的原因。
此外，在磁体埋入型的电动机中，在比永磁体的最大外径与最小内径的中间直径更靠近定子的一侧设有转子铁心，因此，存在该电磁激振力也变大的技术问题。
然而，在图1的结构中，不产生空间阶数为二阶以下的电磁激振力。图1为八极四十八槽，电枢绕组30的配置如上所述按每六个槽、即按机械角45度具有对称性。在转子11中，虽然极性相反，但按每一极、即按机械角45度形成旋转对称。
因此，电磁力的空间分布按一极六槽具有对称性，电磁激振力的空间阶数为八，是较高的值，能大幅降低振动、噪声。此处，电磁激振力的空间阶数八是极数与槽数的最大公约数。
现有例公开的极数为十、槽数为九的电动机的极数与槽数的最大公约数为1，为了将电磁激振力的空间阶数设为三以上，要采用三倍的三十极二十七槽。
同样地，即便在极数为二十、槽数为十八的例子中，也需要三十极二十七槽，而在极数为二十二、槽数为二十一的例子中，需要四十四极四十二槽，在极数为十四(磁体为七个)、槽数为十二的交替极型中，极数与槽数的最大公约数为2，因此，为了将电磁激振力的空间阶数设为三以上，需采用极数为二十八(磁体为十四个)、槽数为二十四的交替极型。
在上述现有例的电动机中，当将由永磁体和转子铁心构成的转子的极数设为M，并将定子铁心中收纳电枢绕组的槽的数量设为Q时，M和Q为M＞Q，满足该条件的电动机的极数与槽数的最大公约数变小，因此，为了将电子激振力的空间阶数设为三以上，会使极数过多。
当极数较多时，即便是相同的转速，频率也会升高，使控制的运算(微机)负载升高，导致高成本。
另外，当极数较多时，将旋转角度传感器的位置误差换算成电角度时的值变大，从而存在转矩波动、振动和噪声变大这样的技术问题。
然而，若是图1的结构，则极数也可以较少，因此，能获得控制的运算负载也可较小这样的效果。
另外，存在以下效果：能大幅降低空间阶数为二以下的电磁激振力，并且也能大幅减小振动噪声。
此外，即便在转子侧磁动势中按电角度存在五阶、七阶的谐波，也能获得低转矩波动、低振动、低噪声的电动机。
现有技术中采用极数较多的结构，即便是相同的转速，频率也会提高，使控制的运算(微机)负载较高，导致高成本，但极数也可以较少，因此，控制运算的负载可以较小。
另外，即便极数较少也能构成，因此，将旋转角度传感器的位置误差换算成电角度时的值较小，能减小转矩波动、振动、噪声。
此外，能获得磁阻转矩，并能增大高速旋转下的转矩。
此处，说明如图2那样设置两个逆变器102的情况下的效果。
采用两台逆变器时，逆变器的容量、散热面积增加，从而能使大电流流过电枢绕组。即，能增大电动机10的额定电流，因此，在设计同等转矩的电动机10的情况下，能通过绕组电阻的降低来提高额定转速。
使用图13进行说明。
用C1表示额定转矩为T0且由一个逆变器驱动的电动机的NT曲线。额定转速为N10，无负载转速为N11。
另一方面，C2表示额定转矩同样为T0、由两个逆变器驱动且额定电流比由上述一个逆变器驱动的电动机大的电动机的NT曲线。额定转速N20为N20＞N10，能实现高输出化。无负载转速N21也为N21＞N11，能获得即便在高速旋转区域也形成高转矩的电动机。
当设置两台逆变器来增加散热面积时，即便驾驶员长时间反复进行转向，也可降低逆变器的温度上升，因此，电动机能长时间持续地对转向力进行辅助。因此，能有助于提高作为电动动力转向装置的性能。
在图1的永磁型电动机10中，永磁体13的形状为平板状，因此，存在永磁体的材料利用率较高、实现低成本这样的效果。通常的半圆柱形磁体中，存在磁体厚度较薄的部分，因此，存在该部分容易去磁这样的技术问题，但在平板型的磁体中，厚度均匀，因此，存在不易去磁这样的效果。
另外，采用了将永磁体13埋入转子铁心12的结构，因此，无需设置SUS、铝等金属制盖这样的防止磁体飞散的措施，也具有能实现低成本这样的效果。
另外，图1中示出了平板状的永磁体13埋入转子铁心12且永磁体13的周向宽度比径向厚度大的情况，但本发明并不限于此。
图3是永磁型电动机10的另一例，在转子铁心12埋入有截面形状呈长方形、径向长度比周向长度长的永磁体13。永磁体13的磁化方向朝使图3所示的N和S分别为N极、S极这样的方向磁化。
即，以使相邻的永磁体13的相对面彼此为相同极的方式进行磁化。通过设置这样的磁化方向，使磁通集中在旋转铁心12上，而具有提高磁通密度这样的效果。
此外，在相邻的永磁体13之间夹设有转子铁心12。上述转子铁心12的与定子21一侧相对的面具有曲面部15，该曲面的形状形成为在相邻的永磁体13之间的中间位置处使与定子21间的空隙长度变短这样的凸状的曲面。
该曲面部15的径向外侧比与图1的情况同样定义的永磁体13的最大外径与最小内径的中间直径更朝靠近定子21的一侧突出。
由于能利用这种形状来使在空隙处产生的磁通密度的波形平滑，因此，能减小齿槽转矩及转矩波动。
另外，以与永磁体13的内径侧的端面接触的方式设置非磁性部16a。此处，既可以是空气，也可以填充树脂，还可以插入不锈钢或铝这样的非磁性的金属。
通过采用上述结构，能降低永磁体13的漏磁通，因此，电动机10形成高转矩。
在相邻的永磁体13间的转子铁心12和以将轴14的外周包围的方式设置的转子铁心12之间设有连接部17。该连接部17具有将两者机械连接的作用。
在上述例子中，由于永磁体13的径向长度比周向长度长，因此，能使磁通集中在转子铁心12上，而成为高转矩。
在永磁体13埋入转子铁心12的结构中，与表面磁体型相比，存在转矩波动变大、振动噪声变大这样的技术问题，但通过使用图2所示的两组三相逆变器进行驱动，并将电枢绕组30-1与电枢绕组30-2的相位差设定为20°～40°的电角度，较理想设为30°的电角度，能降低六阶转矩波动。
另外，与图1相同，电磁激振力的空间阶数为八，是较高的值，能大幅降低振动、噪声。
在图1和图3中，示出了每极每相的槽数为二的例子，但并不限于此。
图5(a)是每极每相的槽数为二的例子，但也可以是图5(b)所示的每极每相的槽数为四的情况。
图5(b)中，按U11、U12、U21、U22、W11、W12、W21、W22、V11、V12、V21、V22的顺序配置电枢绕组30。其中，U11、U12、W11、W12、V11、V12表示第一逆变器102-1用的电枢绕组，U21、U22、W21、W22、V21、V22表示第二逆变器102-2用的电枢绕组。
若使每极每相的槽数为四以上的偶数，则电枢绕组磁动势的谐波减小，存在能进一步降低转矩波动这样的效果。
此处，采用偶数是由于需要两组用两台逆变器进行驱动的电枢绕组的缘故。
一般而言，每极每相的槽数Q/(3M)的值为整数，此外，若Q/(3M)为二以上的偶数，则在电枢绕组产生的磁动势谐波中不含有偶数阶(电角度360度周期设为一阶)，因此，即便在转子11的磁动势中存在偶数阶(电角度360度周期设为一阶)的谐波，也不会产生转矩波动，能获得低转矩波动、低振动、低噪声的电动机。
此外，作为Q/(3M)设为二以上的偶数时的效果，也存在槽间距处于30°电角度以下，容易构筑两组三相电枢绕组这样的效果。
实施方式二
图4是实施方式二的永磁型电动机10的截面的说明图，示出了采用集中绕组并构成为二十极、二十四槽的例子。
转子11在定子21的内侧设置成能自由旋转，其具有轴14、设于轴14外侧的转子铁心12及在转子铁心12的外周侧等间隔地设置有二十个的永磁体13。
定子21具有：定子铁心22，该定子铁心22设有圆环状的铁心背部23、从铁心背部23朝内径方向延伸的共计二十四个极齿24和在相邻的两个极齿24之间的槽25；以及电枢绕组30，该电枢绕组30集中地卷绕在各极齿24上。
另外，在图4中，为简洁起见，省略了设置在电枢绕组30与定子铁心22之间的绝缘体及设于定子铁心22外周的框架。此外，为了便于说明，对极齿24分配编号1～24。另外，对于集中地卷绕在各极齿24上的电枢绕组(线圈)30，为了便于说明，标注标号进行表示，以便能明白是U、V、W三个相中的哪一相的线圈。
UVW各相采用以下结构：U相由U11、U12、U21、U22、U31、U32、U41、U42这八个构成；V相由V11、V12、V21、V22、V31、V32、V41、V42这八个构成；W相由W11、W12、W21、W22、W31、W32、W41、W42这八个构成，如图4所示，各线圈分别对应于各个极齿，并按U11、U12、V11、V12、W11、W12、U21、U22、V21、V22、W21、W22、U31、U32、V31、V32、W31、W32、U41、U42、V41、V42、W41、W42的顺序排列。
另外，关于绕组的卷绕方向，U11和U12彼此相反，U21和U22彼此相反，U31和U32彼此相反，U41和U42彼此相反，以下V相、W相也是相同的。将上述线圈星形接线或三角形接线来构成两组三相电枢绕组30。
在构成两组电枢绕组时，由U11、U21、U31、U41、V11、V21、V31、V41、W11、W21、W31、W41构成第一电枢绕组30-1，由U12、U22、U32、U42、V12、V22、V32、V42、W12、W22、W32、W42构成第二电枢绕组30-2。
如图2所示，上述电枢绕组30-1及电枢绕组30-2与两台逆变器1及逆变器2连接。
在转子11的相邻的永磁体13之间存在突出部18，该突出部18与转子铁心12相同地由磁性体构成。另外，该突出部18的径向外侧比与图1的情况同样定义的永磁体13的最大外径与最小内径的中间直径更朝靠近定子21的一侧突出。
在上述结构中，能利用转子铁心12的磁阻的变化来获得磁阻转矩。在产生磁阻转矩的电动机中，d轴电感较大，因此，较弱的磁通控制能有效地起作用，提高了高速旋转下的转矩。
然而，转子铁心12存在于距定子21较近的位置，因此，磁间隙长度比表面磁体型的磁间隙长度小，因此，在转子11侧产生的磁动势谐波中包含较多的五阶、七阶(将电角度360度周期的分量设为一阶)，存在电磁激振力、转矩波动变大的倾向。
当将定子铁心22中收纳电枢绕组30的槽25的数量设为Q时，M和Q满足M＜Q的关系，M和Q的最大公约数为四，因此，电磁激振力的空间阶数为四，实现了低振动、低噪声。
在本实施方式中，也利用第一逆变器102-1和第二逆变器102-2使三相电流在电枢绕组30-1和电枢绕组30-2中流动，但当将电枢绕组30-1和电枢绕组30-2的相位差设为20°～40°电角度、较为理想的是设为30°电角度时，转矩波动的六阶分量(电角度360度周期的分量设为一阶)被大幅降低。
这是由于以下原因：即便在转子11侧产生的磁动势谐波中含有五阶、七阶(电角度360度周期的分量设为一阶)分量，也能通过使电枢绕组30-1和电枢绕组30-2的电流相位发生变化，使电枢侧的磁动势波形的五阶、五阶分量消失或者变得非常小。
上述相位差既可以根据电动机的驱动状态而变化，也可以例如固定在30°电角度。
实施方式三
图6是定子21为分布绕组且为八极四十八槽的表面磁体型的交替极型电动机10的例子。
定子21与图1相同，定子21具有：设有铁心背部23、极齿24及槽25的定子铁心22；以及收纳于槽25的电枢绕组30。
电枢绕组30的配置形成为：在图6的编号1～6所示的槽25中分别收纳有U1、U2、W1、W2、V1、V2的电枢绕组30。以下，编号7～48的槽25也同样，形成U1、U2、W1、W2、V1、V2的图案重复七次的配置。但是，电流的流动方向形成为在隔着六个槽的绕组中彼此反转的配置。
U1、U2、W1、W2、V1、V2表示存在两组三相电枢绕组30，第一U相绕组为U1，第二U相绕组为U2，第一V相绕组为V1，第二V相绕组为V2，第一W相绕组为W1，第二W相绕组为W2。U1、V1、W1构成第一电枢绕组30-1并与第一逆变器102-1连接，U2、V2、W2构成第二电枢绕组30-2并与第二逆变器102-2连接。
转子11与图1不同，永磁体13在周向上配置有四个，关于磁化方向，以在图6中N所示的部分为N极、S所示的部分为S极的方式被磁化。
即，四个永磁体13处于都被朝相同方向磁化的状态。在永磁体13之间存在转子铁心12，突极Sc所示的部分是与通常的电动机的S极相当的部分。
另外，该突极Sc的径向外侧比与图1的情况同样定义的永磁体13的最大外径与最小内径的中间直径更朝靠近定子21的一侧突出。
图7是十极六十槽的表面磁体型交替极型电动机10的例子。在图7的编号1～6所示的槽25中分别收纳有U1、U2、W1、W2、V1、V2的电枢绕组30。以下，编号7～60的槽25也同样，形成U1、U2、W1、W2、V1、V2的图案重复九次的配置。但是，电流的流动方向形成为在隔着六个槽位置的绕组中彼此反转的配置。
U1、U2、W1、W2、V1、V2表示存在两组三相电枢绕组30，第一U相绕组为U1，第二U相绕组为U2，第一V相绕组为V1，第二V相绕组为V2，第一W相绕组为W1，第二W相绕组为W2。U1、V1、W1构成第一电枢绕组30-1并与第一逆变器102-1连接，U2、V2、W2构成第二电枢绕组30-2并与第二逆变器102-2连接。
在专利文献3公开的极对数为奇数的例子、即极数为十四(磁体为七个)、槽数为十二的交替极型中，磁回路不呈旋转对称，因此，会产生一阶空间的电磁激振力，从而存在电动动力转向装置中振动噪声变大这样的技术问题。
然而，在图6、图7的结构中，即便是交替极型，也不会产生空间阶数较低的电磁激振力。对其原理进行说明。
图6、图7的转子11呈交替极型，转子11侧形成以每两极(每电角度360度)具有周期性的结构。
另一方面，定子21如之前说明的那样形成为以每六个槽(每电角度180度)具有周期性的结构。然而，在隔着180度电角度的位置的电枢绕组30中流动着反向的电流，因此，形成磁通密度的朝向反转的周期性。
根据上述情况以及电磁力是与磁通密度的平方成比例的量这点，形成了电磁力以每两极即每电角度360度具有周期性的结构。
因此，将由直线OA、OB、OC、OD、OE围住的区域R1、R2、R3、R4、R5的电磁力合在一起时是平衡的，不会产生一阶空间的电磁激振力，其中，上述直线OA、OB、OC、OD、OE将图7的旋转中心O和每隔360度电角度的共计五个点A、B、C、D、E连接。
此外，电磁力以每两极即每电角度360度具有周期性，因此，电磁激振力的空间阶数为五。
这样，若采用本实施方式的结构，则即便在极对数为奇数的交替极型中，也不会产生空间阶数为三以下的电磁激振力，因此，能获得低振动、低噪声的电动机。
另外，在图6、图7中，将永磁体13设于转子铁心12的表面，因此，也具有朝铁心的漏磁通较少、永磁体13的磁通的利用效率较高这样的效果。交替极型具有能减少永磁体13的零件个数这样的效果。
如上所述，在实施方式三中，永磁体13具有相对于转子11的极数M在转子11的周向上排列M/2个并设于转子铁心12的表面的结构，具有以下效果：零件个数减少且漏磁通降低，磁体的利用效率提高，即便在转子侧的磁动势波形中包含有偶数阶，也能实现低转矩波动、低振动、低噪声。
实施方式四
在实施方式三中，示出了交替极型、在转子铁心12的表面配置有永磁体的例子，但也可以是在转子铁心12埋入永磁体的IPM(Interior PermanentMagnet：内置永磁体)型。
图10示出了十极六十槽、定子21为分布绕组、转子11为交替极型的IPM的例子。在图10的编号1～6所示的槽25中分别收纳有U1、U2、W1、W2、V1、V2的电枢绕组30。以下，编号7～60的槽25也同样，形成U1、U2、W1、W2、V1、V2的图案重复九次的配置。但是，电流的流动方向形成为在隔着六个槽的位置的绕组中彼此反转的配置。U1、U2、W1、W2、V1、V2表示存在两组三相电枢绕组30，第一U相绕组为U1，第二U相绕组为U2，第一V相绕组为V1，第二V相绕组为V2，第一W相绕组为W1，第二W相绕组为W2。U1、V1、W1构成第一电枢绕组30-1并与第一逆变器102-1连接，U2、V2、W2构成第二电枢绕组30-2并与第二逆变器102-2连接。
在转子11中，相对于转子11的极数M沿周向配置有M/2个即五个平板状的永磁体13并将其埋入转子铁心12。极性以图6的N所示的部分为N极、S所示的部分为S极的方式被磁化。设于永磁体13之间的转子铁心12的突极Sc是起到与通常的电动机的S极相同作用的部分。
这样，在交替极型中，永磁体13的N极和突极Sc呈非磁对称。为了帮助理解该非磁对称性，图8、图9中示出了磁动势波形及其频率分析的结果。关于阶数，将电角度360度周期的分量设为一阶。
图8的上图是N极和S极这两个极由永磁体13构成的通常的电动机的情况下的转子的磁动势波形，图8的下图是其频率分析结果。形成在电角度0～180度和180～360度正负反转的对称的波形。在该情况下，仅包含有奇数阶的谐波(下图)。
另一方面，在交替极型的情况下，在N极和突极Sc(或者也可能是S极和相当于通常的电动机的N极的突极Nc的情况)波形不是对称的。图9的上图示出了交替极型的转子的磁动势波形，下图示出了其频率分析结果。磁动势波形是非对称的，因此，可知包含有二阶、四阶等偶数阶的谐波。在现有结构中，当在转子的磁动势波形中存在偶数阶的谐波时，齿槽转矩、转矩波动增大，存在不适于电动动力转向装置用的电动机这样的技术问题。
然而，与专利文献3中存在的集中绕组不同，在本实施方式的图10的结构中，电枢绕组30是分布绕组，且在编号1～6所示的槽25中分别收纳有U1、U2、W1、W2、V1、V2的电枢绕组30。以下，编号7～60的槽25也同样，形成U1、U2、W1、W2、V1、V2的图案重复九次的配置。但是，电流的流动方向形成为在隔着六个槽的位置的绕组中彼此反转的配置。当采用上述结构时，偶数阶的磁动势谐波在原理上不会出现。
因此，与实施方式三相同，具有以下效果：零件个数减少且漏磁通降低，磁体的利用效率提高，即便在转子侧的磁动势波形中包含有偶数阶，也能实现低转矩波动、低振动、低噪声。
此外，在图10的转子铁心12设有狭缝19a～19d。另外，其形状是相对于虚线所示的磁极中心呈左右对称的形状，且呈随着朝向转子11的外径侧而使狭缝靠近磁极中心。
通过采用上述形状，能使磁通集中于磁极中心，获得转矩提高的效果，同时，还具有缓和图9所示的磁动势波形的非对称性并使突极部分的磁动势波形接近永磁体13的磁极的磁动势波形的效果。
这能获得降低图9的偶数阶的谐波的效果，因此，能获得齿槽转矩、转矩波动降低的效果。
图10中，示出了四个狭缝设于各突极Sc的例子，但并不限于此，即便是四个以下或六个以上，当然也能获得相同的效果。
实施方式五
图11是在图3的结构中永磁体13的配置、转子铁心12的形状有所不同的例子。转子11在定子21的内侧设置成能自由旋转。转子11具有作为转轴的轴14和在轴14的外侧设置的转子铁心12。
永磁体13呈其径向长度比周向长度长的长方形的截面形状，相对于转子11的极数M，M/2个即五个永磁体13在周向上等间隔排列。
永磁体13的磁化方向朝使图11所示的N和S分别为N极、S极这样的方向磁化。即，以使相邻的永磁体13的相对面彼此为不同极的方式进行磁化。
另外，在相邻的永磁体13之间设置有非磁性部16b。该非磁性部16b既可以是空气，也可以填充树脂，还可以插入不锈钢或铝这样的非磁性的金属。通过设定为先前所述的磁化方向，进而设置上述非磁性部16b，能使磁通集中在转子铁心12，从而具有提高磁通密度这样的效果。
此外，转子铁心12位于永磁体13的周向两侧。根据永磁体13的磁化方向，突极Nc构成与N极相当的磁极，突极Sc构成与S极相当的磁极。因此，该转子11作为十极的转子进行动作。
另外，该突极Nc、Sc的径向外侧比与图1的情况同样定义的永磁体13的最大外径与最小内径的中间直径更朝靠近定子21的一侧突出。
另外，以与永磁体13和非磁性部16b的内径侧的端面接触的方式设置非磁性部16a。此处，既可以是空气，也可以填充树脂，还可以插入不锈钢或铝这样的非磁性的金属。
通过采用上述结构，能降低永磁体13的漏磁通，因此，电动机10形成高转矩。在相邻的永磁体13间的转子铁心12与以将轴14的外周包围的方式设置的转子铁心12之间，设置有连接部17。该连接部17具有将两者机械连接的作用。
在这种转子结构中，由于永磁体13的数量减半，因此，与图3的转子结构相比，磁通密度的分布不均匀，其结果是，存在转矩波动增大这样的技术问题。
除此之外，由于定子铁心22为闭合槽结构，因此，存在因极齿24之间的漏磁通所引起的铁心的磁饱和，而使转矩波动增加这样的技术问题。
但是，根据本实施方式的结构，由于使用图2所示的两组三相逆变器来进行驱动，并将电枢绕组30-1与电枢绕组30-2的相位差设定为20°～40°的电角度、较为理想是30°的电角度，因此，能大幅降低转矩波动的六阶分量。
此外，在转子铁心12设有狭缝19e～19h。上述狭缝设于所有磁极。另外，狭缝19e～19h相对于图11的穿过旋转中心O的虚线所示的永磁体13的中心线设于对称的位置。
此外，狭缝的形状形成为在越是靠近转子11的径向外侧则越远离永磁体13的中心线的位置存在狭缝这样的形状。
通过采用上述形状，能将磁通引导至突极Nc和突极Sc侧，能获得使磁通集中在突极Nc和突极Sc附近以提高电动机10的转矩这样的效果。
此外，通过这样将突极Nc和突极Sc附近的转子铁心12设为非旋转对称的形状，能降低在交替极型中作为技术问题的、因如图9所示的非对称性而引起的磁动势谐波的偶数阶分量，因此，也能获得可降低齿槽转矩、转矩波动这样的效果。
另外，电枢绕组30与图10相同。在该电枢绕组30的结构中，如实施方式四所述，偶数阶的磁动势谐波在原理上不会出现在电枢绕组30的磁动势中。因此，当然还能获得以下效果：即便在转子11侧存在偶数阶的磁动势谐波，转矩波动也几乎不会增加。
图11中，示出了在各永磁体13的两侧共计设有四个的例子，但并不限于此，即便是四个以下或六个以上，当然也能获得相同的效果。
图12是在图3的结构中永磁体13的配置、转子铁心12的形状有所不同的例子。转子11在定子21的内侧设置成能自由旋转。转子11具有作为转轴的轴14和在轴14的外侧设置的转子铁心12。
永磁体13呈其径向长度比周向长度长的长方形的截面形状，在周向上等间隔地排列有五个上述永磁体13。
永磁体13的磁化方向朝使图12所示的N和S分别为N极、S极这样的方向磁化。即，以使相邻的永磁体13的相对面彼此为不同极的方式进行磁化。
另外，在相邻的永磁体13之间设置有非磁性部16b。该非磁性部16b既可以是空气，也可以填充树脂，还可以插入不锈钢或铝这样的非磁性的金属。通过设定为先前所述的磁化方向，进而设置上述非磁性部16b，能使磁通集中在转子铁心12，从而具有提高磁通密度这样的效果。
此外，转子铁心12位于永磁体13的周向两侧。根据永磁体13的磁化方向，突极Nc构成与N极相当的磁极，突极Sc构成与S极相当的磁极。因此，该转子11作为十极的转子进行动作。
另外，该突极Nc、Sc的径向外侧比与图1的情况同样定义的永磁体13的最大外径与最小内径的中间直径更朝靠近定子21的一侧突出。
另外，以与永磁体13和非磁性部16b的内径侧的端面接触的方式设置非磁性部a。此处，既可以是空气，也可以填充树脂，还可以插入不锈钢或铝这样的非磁性的金属。
通过采用上述结构，能降低永磁体13的漏磁通，因此，电动机10能形成高转矩。在相邻的永磁体13间的转子铁心12与以将轴14的外周包围的方式设置的转子铁心12之间，设置有连接部17。该连接部17具有将两者机械连接的作用。
在这种转子结构中，由于永磁体13的数量减半，因此，与图3的转子结构相比，磁通密度的分布不均匀，其结果是，存在转矩波动增大这样的技术问题。
除此之外，由于定子铁心22为闭合槽结构，因此，存在因极齿24之间的漏磁通所引起的铁心的磁饱和，而使转矩波动增加这样的技术问题。
但是，根据本实施方式的结构，由于使用图2所示的两组三相逆变器来进行驱动，并将电枢绕组30-1与电枢绕组30-2的相位差设定为20°～40°的电角度、较为理想是30°的电角度，因此，能大幅降低转矩波动的六阶分量。
此外，在转子铁心12设有狭缝19i、19j。上述狭缝设于所有的磁极。另外，狭缝19i、19j相对于图12的穿过旋转中心O的虚线所示的永磁体13的中心线设于对称的位置。此外，狭缝的形状形成为在越是靠近转子11的径向外侧则越远离永磁体13的中心线的位置存在狭缝这样的形状。
通过采用上述形状，将磁通引导至突极Nc和突极Sc侧，能获得使磁通集中在突极Nc和突极Sc附近以提高电动机10的转矩这样的效果。
此外，通过这样将突极Nc和突极Sc附近的转子铁心12设为非旋转对称的形状，能降低在交替极型中作为技术问题的、因如图9所示的非对称性而引起的磁动势谐波的偶数阶分量，因此，也能获得可降低齿槽转矩、转矩波动这样的效果。
此外，在转子铁心12的表面20a和表面20b，描绘出了相对于虚线所示的永磁体13的中心线呈对称形状的曲面。通过设置上述曲面，能降低磁动势波形的谐波，通过使磁通密度波形变得平滑，能降低齿槽转矩、转矩波动。
另外，电枢绕组30与图10相同。在该电枢绕组30的结构中，如实施方式四所述，偶数阶的磁动势谐波在原理上不会出现在电枢绕组30的磁动势中。因此，当然还能获得以下效果：即便在转子11侧存在偶数阶的磁动势谐波，转矩波动也几乎不会增加。
图12中，示出了在各永磁体13的两侧共计设有两个的例子，但并不限于此，即便是两个以上，当然也能获得相同的效果。
当如图11、图12那样永磁体13呈其径向长度比周向长度长的形状时，能将磁通集中于转子铁心12，从而能提高空隙磁通密度。因此，即便是残留磁通密度较小的磁体，也能构成高转矩的电动机10。
例如，即便在使用残留磁通密度为1T以下、例如0.7T～0.9T的价格便宜的永磁体13的情况下，也能与使用残留磁通密度为约1.2T～1.3T的钕的烧结磁体的情况以相同体积获得相同的转矩，从而能获得可降低永磁体13的成本这样的效果。
实施方式六
图16是汽车的电动动力转向装置的说明图。
驾驶员将方向盘(未图示)转向，其转矩经由转向轴(未图示)而传递至轴201。
此时，转矩传感器202检测到的转矩变换为电信号，并通过线缆(未图示)，经由连接器203传递至ECU101。
另一方面，车速等汽车的信息变换为电信号，并经由连接器204传递至ECU101。ECU101根据上述转矩和车速等汽车的信息，运算出需要的辅助转矩，并如图4所示，通过逆变器102-1、102-2对永磁型电动机10供给电流。电动机10沿与齿条轴的移动方向(通过箭头示出)平行的方向配置。
此外，对ECU101的电源供给是从蓄电池或交流发电机经由电源连接器205输送的。永磁型电动机10所产生的转矩通过内置有皮带(未图示)和滚珠丝杠(未图示)的齿轮箱206而被减速，并产生使位于外壳207内部的齿条轴(未图示)朝箭头方向移动的推力，以对驾驶员的转向力进行辅助。
藉此，系杆208移动，能使轮胎转向来使车辆绕转。利用永磁型电动机10的转矩进行辅助，从而驾驶员能以较小的转向力来使车辆绕转。
另外，齿条保护罩209设置成避免异物进入装置内。
在这种电动动力转向装置中，由于电动机10产生的齿槽转矩及转矩波动经由齿轮传递至驾驶员，因此，为了获得良好的转向感觉，较为理想的是使齿槽转矩及转矩波动较小。
此外，较为理想的是，使电动机10动作时的振动及噪声也较小。
因此，若使用在实施方式一～实施方式五中说明的电动机10，则能获得各个实施方式中所说明的效果。
另外，即便电动机大输出化，也能减小振动、噪声，因此，若使用实施方式一～实施方式五所述的电动机，则也能将电动动力转向装置应用于大型车辆，存在能降低燃料费用这样的效果。
另外，虽未图示，但本发明的电动机也能应用于线控转向技术(steer-by-wire)，当然能获得相同的效果。
图14是ECU一体配置于永磁型电动机的后方的永磁型电动机10的例子。电动机10的旋转角度传感器50在轴14的端部包括永磁体52。永磁体52与轴14一起旋转。
在与永磁体52相对的位置配置着磁场检测元件。用该磁场检测元件对磁场进行检测，并根据磁场的朝向对旋转角度进行检测。若将永磁体52磁化成两极，则轴14、即转子11旋转一周时，磁场也旋转一周，因此，作为轴倍角1X的传感器进行动作。若这样作为1X的传感器，则即便电动机10的极对数增大到例如三以上，由于传感器误差的频率是一定的，因此，因传感器的角度误差而引起的振动噪声的频率还是较小，能获得听觉上噪声低这样的效果。
由于任意的极对数都能进行驱动，因此具有以下的系统上的优点：即便电动机10极数改变，也能共用旋转角度传感器。
图15是ECU一体配置于永磁型电动机的后方的永磁型电动机10的例子。在轴14的端部设置有轴倍角NX的VR(可变磁阻)型解析器60的转子61，在该解析器60的转子61的径向外侧设置有解析器60的定子62。
这样，NX的VR型解析器是耐环境性优异且价格便宜的旋转角度传感器，因此，具有能构筑耐环境性优异、价格便宜的电动动力转向系统这样的效果。
另外，在本发明的范围内可以对本发明的各实施方式进行自由组合，也可以对各实施方式进行适当变形、省略。
符号说明
10   电动机
11   转子
12   转子铁心
13   永磁体
14   轴
15   曲面部
16a、16b 非磁性部
17   连接部
18   突出部
19a～19j 狭缝
20a、20b 表面
21   定子
22   定子铁心
23   铁心背部
24   极齿
25   槽
30   电枢绕组30
30-1   第一电枢绕组
30-2   第二电枢绕组
40   框架
50   旋转角度传感器
51   磁场检测元件
52   永磁体
60   解析器
61   解析器的转子
62   解析器的定子
101   ECU
102   逆变器
102-1   第一逆变器
102-2   第二逆变器
103   电源
104   线圈
105   电源继电器
105-1   第一电源继电器
105-2   第二电源继电器
106-1   电容器
106-2   电容器
107-1～107-6 MOS－FET
108-1～108-6 MOS－FET
109-1～109-3 分流器
110-1～110-3 分流器
111   旋转角度传感器
201   轴
202   转矩传感器
203   连接器
204   连接器
205   电源连接器
206   齿轮箱
207   外壳
208   系杆
209   齿条保护罩

Claims (20)

1.一种永磁型电动机，包括：
转子，该转子具有转子铁心和设于该转子铁心的多个永磁体；以及
定子，该定子具有定子铁心和收纳于多个槽的两组三相电枢绕组，这多个槽形成于定子铁心，
从第一逆变器朝一方的电枢绕组供给电流，从第二逆变器朝另一方的电枢绕组供给电流，其特征在于，
当将所述转子的极数设为M，并将所述定子铁心的槽数设为Q时，M和Q满足M＜Q的关系，且M和Q的最大公约数为3以上，
此外，所述转子在比所述永磁体的最大外径与最小内径的中间直径更靠近所述定子的一侧设有所述转子铁心，并且从所述第一逆变器和所述第二逆变器供给来的三相电流的相位差被控制成处于20°～40°之间的电角度值。
2.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述电枢绕组是分布绕组，每极每相的槽数Q/(3M)的值是整数，此外，Q/(3M)是2以上的偶数。
3.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述永磁体的形状为平板状。
4.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述永磁体埋入所述转子铁心。
5.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述永磁体具有径向长度比周向长度长的形状，并埋入所述转子铁心。
6.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述永磁体具有径向长度比周向长度长的长方形的截面形状，其磁化方向是使相邻的永磁体的相对面彼此为相同极这样的朝向，
在所述相邻的永磁体之间存在所述转子铁心，该转子铁心的与定子侧相对的面形成在所述相邻的永磁体间的中间地点处与所述定子的空隙长度变短这样的凸形状的曲面部，且以与所述永磁体的内径侧端面接触的方式设置有非磁性部。
7.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述电枢绕组是集中绕组，在所述转子的相邻的永磁体之间存在磁性体的突出部，该突出部的径向外侧比所述永磁体的最大外径与最小内径的中间直径更朝靠近所述定子的一侧突出。
8.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述永磁体相对于所述转子的极数M在所述转子的周向上排列有M/2个。
9.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述永磁体相对于所述转子的极数M在所述转子的周向上排列有M/2个，且设于所述转子铁心的表面。
10.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述永磁体相对于所述转子的极数M在所述转子的周向上排列有M/2个，且埋入所述转子铁心。
11.如权利要求10所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述转子铁心设有相对于所述转子的磁极中心呈对称形状的狭缝。
12.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述永磁体相对于所述转子的极数M在所述转子的周向上排列有M/2个，且具有径向长度比周向长度长的长方形的截面形状，并埋入所述转子铁心。
13.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述永磁体相对于所述转子的极数M在周向上排列有M/2个，且具有径向长度比周向长度长的长方形的截面形状，
所述永磁体的磁化方向是使相邻的永磁体的相对面彼此为相同极这样的朝向，
在所述相邻的永磁体之间存在所述转子铁心，
以与所述永磁体的内径侧的端面接触的方式设置有非磁性部。
14.如权利要求12所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述转子铁心设有相对于所述永磁体的中心线呈对称形状的狭缝。
15.如权利要求12所述的永磁型电动机，其特征在于，
根据所述永磁体的磁化方向形成的、与所述转子铁心的N极相当的部分和与S极相当的部分附近的所述转子铁心设为非旋转对称的形状，
此外，所述转子铁心的表面设为描绘出相对于所述永磁体的中心线呈对称形状的曲面的形状。
16.如权利要求1所述的永磁型电动机，其特征在于，
从所述第一逆变器和所述第二逆变器供给来的三相电流的相位差控制为30°电角度。
17.如权利要求5、6、12、13中任一项所述的永磁型电动机，其特征在于，
所述永磁体的残留磁通密度设为1T以下。
18.一种电动动力转向装置，其特征在于，装设有权利要求1至17中任一项所述的永磁型电动机。
19.一种电动动力转向装置用永磁型电动机，在权利要求1至17中任一项所述的永磁型电动机的后方一体配置有ECU(控制单元)，其特征在于，
所述电动机的旋转角度传感器使用轴倍角1X的传感器，且所述电动机的极对数为3以上。
20.一种电动动力转向装置用永磁型电动机，在权利要求1至17中任一项所述的永磁型电动机的后方一体配置有ECU(控制单元)，其特征在于，
电动机的旋转角度传感器使用轴倍角NX的VR型解析器，且所述电动机的极对数N为3以上。
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