CN109716645A - 旋转电动机的控制方法、控制装置和旋转电动机驱动系统 - Google Patents

旋转电动机的控制方法、控制装置和旋转电动机驱动系统 Download PDF

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Abstract

本发明提供能够可靠地抑制旋转电动机的振动的旋转电动机的控制装置、控制方法和旋转电动机驱动系统。以规定的载波频率(fc)对旋转电动机进行PWM控制，在旋转电动机的空间阶次为0的固有模态的振动频率(f0)与能够产生该固有模态的电磁激振力的频率成分的频率(fc‑3f1)重叠的情况下，将载波频率的值从第一值(fc_1)切换为与第一值不同的第二值(fc_2)。

Description

旋转电动机的控制方法、控制装置和旋转电动机驱动系统
技术领域
本发明涉及旋转电动机的控制装置、控制方法和旋转电动机驱动系统。
背景技术
永磁式电机等旋转电动机的机械振动具有固有模态，该固有模态取决于转子、定子和机壳等的机械结构。而且，转子与定子之间的磁力会随着旋转电动机的旋转而发生变动，产生电磁激振力。当固有模态的频率与电磁激振力的频率重叠，引起共振时，旋转电动机将产生较大的振动。这种旋转电动机的振动是造成噪声的主要原因，并且是导致使用者舒适性降低的主要原因。
作为能够抑制旋转电动机产生振动的现有技术，已知专利文献1记载的技术。在此技术中，根据逆变器(inverter)的开关频率和永磁式电机的旋转频率计算共振频率，判断计算出的共振频率与永磁式电机的固有振动频率是否一致。当判断为共振频率与固有振动频率一致时，使逆变器的开关频率错开以避免产生共振。
现有技术文献
专利文献
专利文献1：日本特开2007-20246号公报
发明内容
发明要解决的技术问题
上述现有技术能够抑制因转子中的磁极、定子中设有绕组的齿部等的结构引起的电磁激振力所产生的振动。然而，上述现有技术并未考虑因旋转电动机中流动的电流的高次谐波成分引起的电磁激振力。因此，难以可靠地抑制旋转电动机的振动，存在产生较大振动的可能。
为此，本发明提供一种能够可靠地抑制旋转电动机的振动的旋转电动机的控制方法、控制装置和旋转电动机驱动系统。
解决问题的技术手段
为解决上述技术问题，本发明的旋转电动机的控制方法以规定的载波频率对旋转电动机进行PWM控制，在旋转电动机的空间阶次为0的固有模态的振动频率与能够产生该固有模态的电磁激振力的频率成分的频率重叠的情况下，将载波频率的值从第一值切换为与第一值不同的第二值。
并且，为了解决上述问题，本发明的旋转电动机的控制装置以规定的载波频率对旋转电动机进行PWM控制，包括：功率模块，其通过半导体开关元件的开/关来输出用于驱动旋转电动机的三相交流电力；驱动电路，其生成用于使半导体开关元件开/关的PWM选通脉冲；和运算控制装置，其利用规定的载波频率的PWM来生成选通驱动信号，该选通驱动信号用于指示驱动电路生成PWM选通脉冲，运算控制装置判断旋转电动机的空间阶次为0的固有模态的振动频率与能够产生该固有模态的电磁激振力的频率成分的频率是否重叠，在判断为重叠的情况下，将载波频率的值从第一值切换为与第一值不同的第二值。
并且，为了解决上述问题，本发明的旋转电动机驱动系统包括旋转电动机和驱动旋转电动机的逆变器，逆变器由上述本发明的旋转电动机的控制装置构成。
发明效果
依照本发明，通过切换载波频率，能够防止旋转电动机的空间阶次为0的固有模态的振动频率与能够产生该固有模态的电磁激振力的频率成分的频率重叠。由此，能够可靠地抑制电机产生振动。
上述以外的技术问题、技术特征和技术效果可通过以下实施方式的说明而明确。
附图说明
图1是表示本发明一实施方式的旋转电动机的控制装置和除控制装置外还包括了电机的驱动系统的框图。
图2是表示电机驱动时振动的产生和传递路径的概略图。
图3表示在电机振动时电机定子的变形的固有模态。
图4是表示本实施方式中使用的电机的结构的截面图。
图5a表示本实施方式中电机驱动时的三相电流的波形。
图5b表示相电流的频谱。
图6表示电机相电流的频率成分与电机转速的关系。
图7表示电机结构固有的振动频率与由电流高次谐波和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率重叠的情况。
图8a表示用于降低本实施方式的电机的声音和振动的方法。
图8b表示用于降低本实施方式的电机的声音和振动的方法。
图8c表示用于降低本实施方式的电机的声音和振动的方法。
图8d表示用于降低本实施方式的电机的声音和振动的方法。
具体实施方式
首先说明本发明实施方式的概要。
根据发明人的研究，在旋转电动机(下文记作“电机”)的振动的固有模态之中，容易产生声音和振动的空间阶次(即周向阶次)为0的固有模态(圆环状模态)，是由载波引起的电磁激振力之中的、频率成分fc±3f1(fc：逆变器装置的载波频率，f1：电机的旋转频率)引起的电磁激振力所产生的。
另外，根据发明者的研究，在产生了空间阶次为0的固有模态的振动频率与电磁激振力的频率fc±3f1重合的点的情况下，声音和振动会增大。
此处，空间阶次为0的固有模态的频率能够根据电机的结构来预测或者计算。因此，在本实施方式中，在逆变器装置以载波频率fc_a对电机进行驱动控制，电机以旋转频率f1旋转时，在空间阶次为0的固有模态的振动频率与电磁激振力的频率fc_a±3f1重叠的情况下，将载波频率从fc_a切换为大小与fc_a不同的fc_b。由此，使空间阶次为0的固有模态的振动频率f0与电磁激振力的频率fc_a±3f1重合的区域，即声音和振动增大的区域，向电机转速较低的区域或者电机转速较高的区域移动。更具体而言，如下所述。
在要使用的电机转速的区域为高速旋转区域的情况下，使空间阶次为0的固有模态的振动频率f0与由载波引起的电磁激振力的频率成分重合的区域移动到电机转速的低速旋转区域。
而在要使用的电机转速的区域为低速旋转区域的情况下，使空间阶次为0的固有模态的振动频率f0与由载波引起的电磁激振力的频率成分重合的区域移动到电机转速的高速旋转区域。
如此，通过使空间阶次为0的固有模态的振动频率与由载波引起的电磁激振力的频率成分重合的区域移动，能够降低电机产生的声音和振动。
下面使用附图，对本发明实施方式进行详细说明。
图1是表示本发明一实施方式的旋转电动机(下文记作“电机”)的控制装置和除控制装置外还包括了电机的驱动系统的框图。本实施方式的电机能够安装在电动汽车或者混合动力汽车上。
电机MG100例如是图1所示的具有Y型接线的三相电机。电机MG100包括U相线圈绕组C110、V相线圈绕组C120和W相线圈绕组C130。各线圈绕组C110、C120和C130在共同的中性点N100处连接在一起。电机MG100设置有用于检测电机转子的旋转角的旋转角传感器R140。作为电机MG100可以使用永磁式同步电机等。作为旋转角传感器R140，可以使用编码器或者旋转变压器(resolver)等。
电机MG100使用锂离子电池或者镍氢电池等二次电池构成的蓄电池(未图示)为电源，从逆变器INV100向各线圈绕组供给驱动电流来进行旋转驱动。
逆变器INV100如后文说明的那样，具有运算控制装置INV200、驱动电路INV300和功率模块INV400。
功率模块INV400包括分别构成U相臂、V相臂和W相臂的电力用半导体开关元件(下文记作“开关元件”)。功率模块INV400通过控制开关元件的ON/OFF的时刻，将蓄电池的直流电力转换为三相交流电力。功率模块INV400的开关动作，即开关元件的ON/OFF动作由来自驱动电路INV300的驱动信号控制。作为开关元件可以使用IGBT(Insulated Gate BipolarTransistor，绝缘栅双极晶体管)或者MOSFET(Metal Oxide Semiconductor Field EffectTransistor，金属氧化物半导体场效应管)。
运算控制装置INV200根据来自其他控制装置(上级控制器VCM100)或者传感器等的输入信息，通过脉宽调制(Pulse Width Modulation：下文简称为PWM)来生成用于控制开关元件的开关时刻的选通驱动信号(运转指令)。驱动电路INV300根据该选通驱动信号生成PWM选通脉冲信号，将其输出到功率模块INV400。运算控制装置INV200包括用于对开关时刻进行运算处理的微型计算机。作为输入到微型计算机的信息，包括所要求的目标扭矩值、电机MG100中流动的电流值、转子的旋转角信号和功率模块INV400的温度等。
目标扭矩值(扭矩指令)是从上级控制器VCM100输入到运算控制装置INV200中的。作为上级控制器VCM100，例如当电机MG100是车辆行驶用的电机时，对应于进行车辆整体的控制的车辆控制器。电机MG100中流动的电流值由电流传感器CT100检测。电机MG100的转子的旋转角由上述的旋转角传感器R140检测，并将其检测信号(位置信息)发送到逆变器INV100。功率模块INV400的温度(开关元件附近的温度)由温度传感器TS100检测。
运算控制装置INV200根据目标扭矩值计算旋转坐标系中的电机MG100的dq轴的电流指令值，并根据该计算出的dq轴的电流指令值与检测到的dq轴的电流值之差，计算dq轴的电压指令值。然后，运算控制装置INV200根据检测到的旋转角将计算出的dq轴的电压指令值变换为U相、V相和W相的电压指令值。进而，运算控制装置INV200对基于U相、V相和W相的电压指令值决定的基波(正弦波)与载波(三角波)进行比较，生成经脉宽调制的脉冲信号，将该生成的脉冲信号作为选通驱动信号输出到驱动电路INV300。驱动电路INV300将选通驱动信号放大而生成PWM选通脉冲信号，将生成的选通驱动信号输入到功率模块INV400中的各开关元件。由此，各开关元件进行开关动作。
图2是表示电机驱动时振动的产生和传递路径的概略图。
如图2所示，在正在旋转的电机中，主要产生轴振动(轴向和与轴向垂直的方向)和电机的径向的电磁噪声(振动)。这样的振动在电机的定子和外壳等结构中传递，进而经电机与车体间的装配部传递到车体一侧。因此，当电机产生较大的振动时，会产生噪声。
轴振动是由连接在电机轴上的减速齿轮的齿轮啮合力的变化或者轴的扭转等而产生的。径向的电磁噪声(振动)是由电磁力形成的激振力所产生的，具有电机结构系统固有的固有模态和固有频率。此外，径向的电磁噪声(振动)的大小随电机的工作点而不同。
此处，对与电机驱动时声音和振动的产生有关的主要原因(1)～(3)进行说明。
(1)电机结构系统的固有模态和固有频率
图3表示电机振动时电机定子的变形的固有模态。
如图3所示，电机定子的变形存在多个固有模态，分别具有由空间阶次(例如，空间阶次为0阶、2阶、4阶等)表示的空间上的固有振动状态。空间阶次越小，变形越大(容易振动)，电机振动的振幅越大。
这种电机变形的固有模态的固有频率依赖于电机机壳的结构。因此，即使电机转速随时间经过而上升，固有频率的频谱也不会变化。其中，固有频率能够通过使用脉冲锤(impulse hammer)等进行冲击测试来测量。
(2)电机结构系统固有的电磁激振力的频率
图4是表示本实施方式中使用的电机的结构的截面图。图示电机是所谓的内置式永磁电机。
如图4所示，定子1与转子2隔着规定的间隙相对。绕组4卷绕在定子1的齿3上。转子2内设置有永磁体5。当三相交流电流在绕组4中流动而产生了旋转磁场时，转子2在永磁体5的磁通与旋转磁场的相互作用下旋转。
电机结构系统固有的电磁激振力的频率是由电机结构系统决定的，取决于定子的槽(绕组所处的齿之间的空间)的个数、转子的磁体极数等。在图4所示的电机中，槽数为12個，极数为4极(极对数为2)。因此，在转子2机械旋转一周的期间，三相交流的每一相的齿的前面有磁极通过4次。相应地，作用在转子2上的电磁力变化4次。从而，在三个相中电磁力变化12次。由于这样的电磁力的变动，电机产生机械振动。
电机结构系统固有的电磁激振力的频率随上述电磁力的时间变化而由时间(旋转)阶数表示。在图4所示的电机的情况下，产生了时间(旋转)阶数为12阶、24阶……的电磁激振力。
根据上述电磁力的变化可知，电机结构系统固有的电磁激振力的频率不仅取决于转子的磁极数和定子的槽数等电机结构，还取决于电机转速。因此，在相同的电机中，电机转速越高，电机结构系统固有的电磁激振力的频率越高。
(3)由载波引起的电磁激振力
由载波引起的电磁激振力是在电流高次谐波与旋转磁场的相互作用下产生的。因此，由载波引起的电磁激振力的频率取决于载波频率、载波频率的边带和电机转速。从而，在载波频率一定的情况下，由载波引起的电磁激振力的频率在电机转速升高时呈现以载波频率为中心辐射状扩展的变化，在电机转速降低时接近载波频率。
因此，使用图5a、图5b和图6，对载波频率、载波频率的边带与电机转速的关系进行说明。
图5a表示本实施方式中电机驱动时的三相电流的波形。横轴和纵轴分别为时间和电流。
如图5a所示，在各相的电流中，载波的频率成分叠加在基频(电流频率)成分上。
图5b表示图5a所示的相电流的频谱。横轴和纵轴分别为频率和电流。图5b是对U相电流通过快速傅里叶变换来分析得到的结果。
如图5b所示，在本实施方式的相电流的频谱中，出现了基波的频率成分(f1)和载波频率(fc)的边带(fc±2f1，fc±4f1)。
通常已知，在PWM逆变器中，若对正弦波调制信号中的电机相电流(或者线间电压)进行傅里叶分析，会出现基波的频率成分和载波频率的边带(频率：fc±2f1，fc±4f1等)(fc：载波频率，f1：基频(电流频率))。因而如图5b所示，本实施方式也能够得到同样的分析结果。
图6表示如图5a、图5b所示的电机相电流的频率成分与电机转速的关系。横轴和纵轴分别为频率和电机转速。图中，fc为载波频率，f1为电流频率。fc±2f1、fc±4f1为边带(电流高次谐波)的频率，f1为电机驱动时的电流频率。
由于电流频率f1随电机转速而变化，因此如图6所示，边带的频率(fc±2f1，fc±4f1)呈现出以载波频率(fc)为中心辐射状扩展的变化。因而，当电机转速升高时即电流频率f1升高时，边带的频率(fc±2f1，fc±4f1)以逆变器中设定的载波频率fc_1为中心辐射状地增减，当电机转速降低时即电流频率f1降低时，边带的频率(fc±2f1，fc±4f1)接近载波频率fc_1。
另外，在逆变器动作期间使载波频率发生了变化的情况下，将会出现以变化后的载波频率为中心，与图6同样地随f1变化的边带。
当上述主要原因(1)～(3)中2个或者3个主要原因叠加时，电机产生的声音和振动将增大。其中，本实施方式考虑(1)与(3)叠加的情况。
根据发明人的研究，电机产生的声音和振动在电机结构系统固有的固有模态的固有频率与由载波引起的电磁激振力的频率重叠时表现得较强。发明人还研究发现，尤其是在电机结构系统固有的固有模态的空间阶次为0且由载波引起的电磁激振力的频率为fc±3f1的情况下，电机产生的声音和振动增大。
下面说明发明人的上述研究中进行的分析之概要。
首先，转子的磁体产生的旋转磁场由式(1)表示。
Brot·sin(pθ-ω1·t)……(1)
式(1)中，Brot：磁通密度，p：系数，θ：相位，ω1：电流的角频率，t：时间。
定子的旋转磁场主要包括由定子的绕组中流动的电流的基波成分引起的旋转磁场，和由定子线圈中流动的电流的高次谐波成分引起的旋转磁场。因此，前者由式(2)表示，后者由式(3)表示。
Bsta·sin(pθ-ω1t)……(2)
式(2)中，Bsta：磁通密度，p：系数，θ：相位，ω1：电流的角频率，t：时间。
Bpwm·sin[pθ+(ωc+2ω1)t)]+Bpwm·sin[pθ+(ωc-4ω1)t)]+Bpwm·sin[pθ-(ωc-2ω1)t)]+Bpwm·sin[pθ-(ωc+4ω1)t)]……(3)
式(3)中，Bpwm：磁通密度，p：系数，θ：相位，ωc：载波的角频率，ω1：电流的角频率，t：时间。
如上所述(图5)，定子的绕组中流动的电流的高次谐波成分包含载波频率fc的边带成分(fc±2f1，fc±4f1)，因此如式(3)所示，在由电流的高次谐波成分引起的旋转磁场中也存在同样的频率成分(ωc±2ω1，ωc±4ω1(ωc＝2πfc，ω1＝2πf1))。
此处，径向的电磁激振力在转子的旋转磁场与定子的旋转磁场的相互作用下产生。可认为电磁激振力的大小与[式(1)×(式(2)+式(3))]成正比。因此，使用所谓的三角函数的加法定理(sinα·sinβ＝-(1/2)·(cos(α+β)-cos(α-β)))计算[式(1)×(式(2)+式(3))]，得到式(4)～(8)的和。
Brot·Bsta×(-(1/2)·cos(2pθ-2ω1t)+(1/2))……(4)
Brot·Bpwm×(-(1/2)·cos(2pθ+(ωc+ω1)t)+(1/2)·cos(0θ-(ωc+3ω1)t))……(5)
Brot·Bpwm×(-(1/2)·cos(2pθ+(ωc-5ω1)t)+(1/2)·cos(0θ-(ωc-3ω1)t))……(6)
Brot·Bpwm×(-(1/2)·cos(2pθ-(ωc-ω1)t)+(1/2)·cos(0θ+(ωc-3ω1)t))……式(7)
Brot·Bpwm×(-(1/2)·cos(2pθ-(ωc+5ω1)t)+(1/2)·cos(0θ+(ωc+3ω1)t))……式(8)
着眼于上式(5)～(8)可知，角度包含由式(9)表示的成分。
0θ±2π(ωc±3ω1)t……(9)(任意合成)
式(9)中，可认为“0θ”相当于空间阶次为0的模态振型，“ωc±3ω1”具有相当于频率“fc±3f1”(ωc＝2πfc，ω1＝2πf1)的成分。即，在电磁激振力的频率为“fc±3f1”的情况下，推断为产生空间阶次为0的模态。
此外，在上式(5)～(8)中，可认为“2pθ”相当于阶次比空间阶次为0的模态高的模态振型，此时的电流高次谐波的频率(载波频率的边带)为“fc±f1”、“fc±5f1”。根据发明人的研究，由于电流高次谐波导致的激振力难以引起振动，由这些高阶次的模态振型引起的声音和振动比空间阶次为0的模态小。
当上述主要原因(1)～(3)中2个或者3个主要原因叠加时，电机产生的声音和振动增大。因此，在本实施方式中，寻求尤其是在主要原因(1)和(3)叠加的情况下，通过电机的驱动控制来降低声音和振动的方法。下面对本方法进行说明，首先，对上述主要原因(1)和(3)的频率重叠导致声音和振动增大的情况进行说明。
图7表示电机结构固有的振动频率与由电流高次谐波(载波频率的边带)和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率重叠的情况。
在图7中，fc、fc±f1、fc±2f1、fc±3f1是因旋转磁场和电流高次谐波产生的电磁激振力的频率成分。而f0是电机结构系统固有的固有模态(空间阶次为0)的固有频率。
在图7中，电磁激振力的旋转阶数(旋转阶数为N，2N)是电机结构系统固有的电磁激振频率，如上所述依赖于槽数和磁体数等。另外，该电磁激振频率依赖于电机转速，在电机转速低时较低，在电机转速高时较高。
如上所述，因旋转磁场和电流高次谐波(fc±4f1，fc±2f1)而产生的电磁激振力具有以空间阶次为0的固有模态振动、频率为fc±3f1的振动较大的频率成分。图7表示其中频率fc-3f1与f0在点P_1处的转速时一致的情况。即，在以载波频率fc_1驱动电机的情况下，当旋转频率f1为点P_1处的值时，电机结构固有的振动频率(f0)与由电流高次谐波和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率(fc-3f1)一致。在这样的点P_1附近的电机转速区域中，容易发生频率重叠，声音和振动会随之增大。
在频率于人的可听频带(20Hz～20kHz)重叠的情况下，尤其在使用频次较高的转速区域(FTP75模式：1000～5000r/min)，会导致乘客的舒适性降低。
图7表示了在点P_1处，旋转阶数为2N的电机结构系统固有的电磁激振频率也与f0一致的情况。此情况下，声音和振动显著变大。
在本实施方式中，通过抑制如上所述的电机结构固有的振动频率与由电流高次谐波和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率的重叠，能够降低电机的声音和振动。下面说明本实施方式中降低电机的声音和振动的方法。
图8a、8b、8c和8d表示本实施方式中降低电机的声音和振动的方法。在各图中，与图7同样，fc、fc±f1、fc±2f1、fc±3f1是由旋转磁场和电流高次谐波产生的电磁激振力的频率成分，f0是电机结构系统固有的固有模态(空间阶次为0)的固有频率，电磁激振力的旋转阶数(旋转阶数为N，2N)是电机结构系统固有的电磁激振频率。
在图8a、8b、8c和8d所示的各方法中，利用运算控制装置(图1的INV200)判断由旋转磁场和电流高次谐波产生的电磁激振力的频率fc±3f1是否与空间阶次为0的固有模态的频率f0一致。当判断为fc±3f1与f0一致时，将载波频率fc的值从第一值切换为第二值。此处，f0通过冲击试验等测量，测量值预先设定在运算控制装置中。旋转频率f1能够由运算控制装置根据旋转角传感器(图1的R140)检测出的电机的转子的旋转角来计算。
在使用PWM作为电机控制方式的情况下，为了得到恰当的电流控制响应，数据采样数优选为10个采样以上。因此，优选在载波频率的切换前后保持fc/f1＞10的关系。并且，将载波频率设定为与电机结构固有的振动频率不同的值，优选为远离振动频率的值。由此，在载波频率切换后，能够抑制fc±3f1再次接近f0导致电机的声音和振动增大。
此外，当载波频率升高时，功率模块INV400(图1)中的电力用半导体开关元件产生的电力损失会增大，因此优选在考虑了电力损失和随之而来的发热的基础上设定载波频率。
下面，对各个方法进行说明。
在图8a所示的方法中，在频率比电机结构系统固有的固有振动频率高的一侧，切换载波频率使得固有频率与由载波引起的电磁激振力的频率的重叠点向低速旋转侧移动。
如图8a所示，在以频率比固有振动频率f0高的载波频率fc_1对电机进行驱动控制时，电机结构固有的振动频率f0与由电流高次谐波(载波频率的边带)和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率fc-3f1(fc＝fc_1)在点P_1处一致。此时，在点P_1附近，电机的声音和振动增大。
此处，将载波频率从fc_1切换为比f0高且比fc_1低的频率fc_2。由此，固有振动频率f0与由电流高次谐波(载波频率的边带)和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率fc-3f1一致的点从P_1移动到电机转速比P_1处低的点P_2。
通过将载波频率从fc_1切换到fc_2，电机结构系统固有的固有频率与由载波引起的电磁激振力的频率的重叠点即声音和振动增大的区域向低速旋转侧移动。从而，通过以载波频率fc_2进行电机控制，即使电机转速处于中～高速旋转区域，也能够降低电机产生的声音和振动。
此外，在图8a的点P_1处，旋转阶数为2N的电机结构系统固有的电磁激振频率也与f0一致。此情况下，电机的声音和振动显著变大。从而，通过切换载波频率，固有振动频率、由载波引起的电磁激振力的频率以及电机结构系统固有的电磁激振频率的重叠区域向低速旋转侧移动，因此能够大幅降低声音和振动。
在图8b所示的方法中，在频率比电机结构系统固有的固有振动频率高的一侧，切换载波频率使得固有频率与由载波引起的电磁激振力的频率的重叠点向高速旋转侧移动。
如图8b所示，在以频率比固有频率f0高的载波频率fc_1对电机进行驱动控制时，电机结构固有的振动频率f0与由电流高次谐波(载波频率的边带)和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率fc-3f1(fc＝fc_1)在点P_1处一致。此时，在点P_1附近，电机的声音和振动增大。
此处，将载波频率从fc_1切换为比f0高且比fc_1高的频率fc_3。由此，固有振动频率f0与由电流高次谐波(载波频率的边带)和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率fc-3f1一致的点从P_1移动到电机转速比P_1处高的点P_3。
通过将载波频率从fc_1切换为fc_3，电机结构系统固有的固有频率与由载波引起的电磁激振力的频率的重叠点即声音和振动增大的区域向高速旋转侧移动。从而，通过以载波频率fc_3进行电机控制，即使电机转速处于低～中速旋转区域，也能够降低电机产生的声音和振动。
此外，在图8b的点P_1处，旋转阶数为2N的电机结构系统固有的电磁激振频率也与f0一致。此情况下，电机的声音和振动显著变大。从而，通过切换载波频率，固有振动频率、由载波引起的电磁激振力的频率以及电机结构系统固有的电磁激振频率的重叠区域向高速旋转侧移动，因此能够大幅降低声音和振动。
在图8c所示的方法中，与图8a的方法同样地，切换载波频率使得固有振动频率与由载波引起的电磁激振力的频率的重叠点向低速旋转侧移动，不过与图8a的方法不同的是，使切换后的载波频率比固有振动频率还低。
如图8c所示，在以频率比固有振动频率f0高的载波频率fc_1对电机进行驱动控制时，电机结构固有的振动频率f0与由电流高次谐波(载波频率的边带)和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率fc-3f1(fc＝fc_1)在点P_1处一致。此时，在点P_1附近，电机的声音和振动增大。
此处，将载波频率从fc_1切换为比f0低的频率fc_4。此情况下，固有振动频率f0与由电流高次谐波(载波频率的边带)和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率fc+3f1一致的点P_2位于电机转速比P_1处低的一侧。
通过将载波频率从fc_1切换为fc_4，电机结构系统固有的固有振动频率与由载波引起的电磁激振力的频率的重叠点即声音和振动增大的区域向低速旋转侧移动。从而，通过以载波频率fc_4进行电机控制，即使电机转速处于中～高速旋转区域，也能够降低电机产生的声音和振动。
此外，在图8c的点P_1处，旋转阶数为2N的电机结构系统固有的电磁激振频率也与f0一致。此情况下，电机的声音和振动显著变大。从而，通过切换载波频率，固有振动频率、由载波引起的电磁激振力的频率以及电机结构系统固有的电磁激振频率的重叠区域向低速旋转侧移动，因此能够大幅降低声音和振动。
在图8d所示的方法中，与图8c的方法同样地，使切换后的载波频率比固有振动频率还低，不过与图8c的方法不同的是，切换载波频率使得固有振动频率与由载波引起的电磁激振力的频率的重叠点向高速旋转侧移动。
如图8d所示，在以频率比固有振动频率f0高的载波频率fc_1对电机进行驱动控制时，电机结构固有的振动频率f0与由电流高次谐波(载波频率的边带)和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率fc-3f1(fc＝fc_1)在点P_1处一致。此时，在点P_1附近，电机的声音和振动增大。
此处，将载波频率从fc_1切换为比f0低的频率fc_5。此情况下，固有振动频率f0与由电流高次谐波(载波频率的边带)和电机的旋转磁场产生的电磁激振力的频率fc+3f1一致的点P_5位于电机转速比P_1处高的一侧。并且，若图8c中的f0和fc_1的值分别等于图8d中的f0和fc_1的值，则fc_5(图8d)是比fc_4(图8c)低的频率。
通过将载波频率从fc_1切换为fc_5，电机结构系统固有的固有振动频率与由载波引起的电磁激振力的频率的重叠点即声音和振动增大的区域向高速旋转侧移动。因此，通过以载波频率fc_5进行电机控制，即使电机转速处于低～中速旋转区域，也能够降低电机产生的声音和振动。
此外，在图8d的点P_1处，旋转阶数为2N的电机结构系统固有的电磁激振频率也与f0一致。此情况下，电机的声音和振动显著变大。从而，通过切换载波频率，固有振动频率、由载波引起的电磁激振力的频率以及电机结构系统固有的电磁激振频率的重叠区域向低速旋转侧移动，因此能够大幅降低声音和振动。
上述图8a～8d的方法能够根据固有振动频率和载波频率的大小以及所使用的电机转速来适当地选择。此外，在如图8c和图8d所示，将载波频率切换到比固有振动频率低的频率的情况下，能够使声音和振动增大的区域向电机转速低的区域和电机转速高的区域移动，而不会增大逆变器装置的电力损失和发热。
如上所述，依照本实施方式，当电机以规定的旋转频率f1旋转时，切换载波频率，使得空间阶次为0的固有模态的振动频率f0与电磁激振力的频率成分fc±3f1重合的区域向电机转速低的区域和电机转速高的区域移动。由此，能够降低电机产生的声音和振动。
另外，依照本实施方式，通过根据可推算或计量的空间阶次为0的固有模态的振动频率f0来设定切换前后的载波频率，可实现能够可靠地降低电机产生的声音和振动的电机控制。从而，可以无需进行先尝试制作电机驱动系统并评价声音和振动，再根据评价结果来调整电机驱动系统结构这样的繁琐的研究。
另外，依照本实施方式能够实现自由度较高的设计研究，例如，可以优先针对使用频次较高的(例如以规定的行驶模式为基准的情况等)电机转速区域采取声音和振动的降低措施等。
此外，本发明不限于上述的实施方式，能够包含各种变形例。例如，上述的实施方式为了使本发明容易理解而详细进行了说明，不过并非必须限于具有所说明的所有结构。并且，对于各实施方式的结构的一部分，能够增加、删除、置换为其他构成。
附图标记说明
VCM100 上级控制器
INV100 逆变器
INV200 运算控制装置
INV300 驱动电路
INV400 功率模块
CT100 电流传感器
TS100 温度传感器
MG100 电机
C110 U相线圈绕组，C120 V相线圈绕组，C130 W相线圈绕组
N100 中性点
R140 旋转角传感器
1 定子
2 转子
3 齿
4 绕组
5 永磁体

Claims (10)

1.一种以规定的载波频率对旋转电动机进行PWM控制的旋转电动机的控制方法，其特征在于：
在所述旋转电动机的空间阶次为0的固有模态的振动频率与能够产生所述固有模态的电磁激振力的频率成分的频率重叠的情况下，将所述载波频率的值从第一值切换为与所述第一值不同的第二值。
2.如权利要求1所述的旋转电动机的控制方法，其特征在于：
当令所述载波频率为fc，所述旋转电动机的旋转频率为f1时，所述电磁激振力的频率成分的频率为fc±3f1。
3.如权利要求1所述的旋转电动机的控制方法，其特征在于：
在所述旋转电动机的空间阶次为0的固有模态的振动频率与能够产生所述固有模态的电磁激振力的频率成分的频率重叠时，与所述第二值对应的旋转频率的值低于与所述第一值对应的旋转频率的值。
4.如权利要求3所述的旋转电动机的控制方法，其特征在于：
所述第一值高于所述固有模态的振动频率，
所述第二值低于所述第一值且高于所述固有模态的振动频率。
5.如权利要求3所述的旋转电动机的控制方法，其特征在于：
所述第一值高于所述固有模态的振动频率，
所述第二值低于所述第一值且低于所述固有模态的振动频率。
6.如权利要求1所述的旋转电动机的控制方法，其特征在于：
在所述旋转电动机的空间阶次为0的固有模态的振动频率与能够产生所述固有模态的电磁激振力的频率成分的频率重叠时，与所述第二值对应的旋转频率的值高于与所述第一值对应的旋转频率的值。
7.如权利要求6所述的旋转电动机的控制方法，其特征在于：
所述第一值高于所述固有模态的振动频率，
所述第二值高于所述第一值。
8.如权利要求6所述的旋转电动机的控制方法，其特征在于：
所述第一值高于所述固有模态的振动频率，
所述第二值低于所述第一值且低于所述固有模态的振动频率。
9.一种以规定的载波频率对旋转电动机进行PWM控制的旋转电动机的控制装置，其特征在于，包括：
功率模块，其通过半导体开关元件的开/关来输出用于驱动所述旋转电动机的三相交流电力；
驱动电路，其生成用于使所述半导体开关元件开/关的PWM选通脉冲；和
运算控制装置，其利用所述规定的载波频率的PWM来生成选通驱动信号，所述选通驱动信号用于指示所述驱动电路生成所述PWM选通脉冲，
所述运算控制装置判断所述旋转电动机的空间阶次为0的固有模态的振动频率与能够产生所述固有模态的电磁激振力的频率成分的频率是否重叠，在判断为重叠的情况下，将所述载波频率的值从第一值切换为与所述第一值不同的第二值。
10.一种旋转电动机驱动系统，包括旋转电动机和驱动所述旋转电动机的逆变器，
所述旋转电动机驱动系统的特征在于：
所述逆变器由权利要求9所述的旋转电动机的控制装置构成。
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