WO2018042895A1 - 回転電動機の制御方法および制御装置、並びに回転電動機駆動システム - Google Patents

回転電動機の制御方法および制御装置、並びに回転電動機駆動システム Download PDF

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motor
vibration
rotary motor
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吉田　毅
崇文 原
勝洋 星野
和人 大山
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日立オートモティブシステムズ株式会社
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Definitions

  • the present invention relates to a rotary motor control device and control method, and a rotary motor drive system.
  • Rotational motors such as permanent magnet motors have a natural mode of mechanical vibration that depends on the mechanical structure such as the rotor, stator and housing. Further, an electromagnetic excitation force is generated when the magnetic force between the rotor and the stator varies with the rotation of the rotary motor. When the frequency of the natural mode and the frequency of the electromagnetic excitation force overlap and resonance occurs, a large vibration is generated in the rotary motor. Such vibrations of the rotary motor may cause noise or cause a decrease in user comfort.
  • Patent Document 1 The technique described in Patent Document 1 is known as a conventional technique for suppressing vibration generation in a rotary motor.
  • the resonance frequency is calculated based on the switching frequency of the inverter and the rotation frequency of the permanent magnet type motor, and it is determined whether or not the calculated resonance frequency matches the natural vibration frequency of the permanent magnet type motor. The If it is determined that the resonance frequency and the natural vibration frequency match, the switching frequency of the inverter is shifted so as to avoid the occurrence of resonance.
  • the present invention provides a control method and control device for a rotary motor, and a rotary motor drive system that can reliably suppress vibration of the rotary motor.
  • a control method for a rotary motor is a method for PWM control of a rotary motor at a predetermined carrier frequency, and includes a vibration frequency of a natural zero-order mode of the rotary motor, When the frequency of the frequency component of the electromagnetic excitation force that generates the mode overlaps, the value of the carrier frequency is switched from the first value to a second value different from the first value.
  • a control apparatus for a rotary motor performs PWM control of the rotary motor at a predetermined carrier frequency, and drives the rotary motor by turning on and off a semiconductor switching element.
  • a power module that outputs three-phase alternating current power, a drive circuit that creates a PWM gate pulse for turning on and off the semiconductor switching element, and a gate drive signal that commands the drive circuit to create a PWM gate pulse
  • An arithmetic and control unit that creates by PWM with a predetermined carrier frequency, and the arithmetic and control unit includes the vibration frequency of the space zeroth-order eigenmode of the rotary motor and the frequency component of the electromagnetic excitation force that generates the eigenmode. If it is determined whether or not the frequency overlaps, the carrier frequency value is determined from the first value. The first value is switched to a different second value.
  • a rotary motor drive system includes a rotary motor and an inverter that drives the rotary motor, and the inverter is a control device for a rotary motor according to the present invention. Consists of.
  • the vibration frequency of the zeroth-order natural mode of the rotary motor by switching the carrier frequency, it is possible to prevent the vibration frequency of the zeroth-order natural mode of the rotary motor from overlapping with the frequency component of the electromagnetic excitation force that generates the natural mode. As a result, the vibration of the motor can be reliably suppressed.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a control apparatus for a rotary motor that is an embodiment of the present invention, and a drive system that includes a motor. It is the schematic which shows generation
  • the means for reducing the sound and vibration of the motor in this embodiment will be described.
  • the means for reducing the sound and vibration of the motor in this embodiment will be described.
  • the means for reducing the sound and vibration of the motor in this embodiment will be described.
  • the means for reducing the sound and vibration of the motor in this embodiment will be described.
  • the space zeroth-order eigenmode in which sound and vibration are likely to occur is caused by the carrier. Is generated by an electromagnetic excitation force due to a frequency component fc ⁇ 3f1 (fc: carrier frequency of the inverter device, f1: rotation frequency of the motor). Further, according to the study by the present inventor, when a point where the vibration frequency of the spatial zeroth-order eigenmode and the frequency fc ⁇ 3f1 of the electromagnetic excitation force overlap is generated, sound / vibration increases.
  • the frequency of the spatial zero order eigenmode can be predicted or measured based on the structure of the motor. Therefore, in the present embodiment, when the inverter device drives and controls the motor at the carrier frequency fc_a, and the motor rotates at the rotation frequency f1, the vibration frequency of the spatial zeroth-order eigenmode and the frequency fc_a ⁇ of the electromagnetic excitation force. When 3f1 overlaps, the carrier frequency is switched from fc_a to fc_b having a different size from fc_a.
  • the region where the vibration frequency f0 of the spatial zero-order eigenmode and the frequency fc_a ⁇ 3f1 of the electromagnetic excitation force overlap that is, the region where the sound / vibration becomes large, the region where the motor rotational speed is low, or the motor rotational frequency is Move to a higher area. More specifically, it is as follows.
  • the region where the vibration frequency f0 of the spatial zero-order eigenmode and the frequency component of the electromagnetic excitation force caused by the carrier overlap is the low-speed rotation region of the motor rotation speed.
  • the region where the vibration frequency f0 of the spatial zero-order eigenmode and the frequency component of the electromagnetic excitation force caused by the carrier overlap is the high-speed rotation region of the motor rotation number.
  • the sound and vibration generated by the motor can be reduced.
  • FIG. 1 is a block diagram showing a control device for a rotary electric motor (hereinafter referred to as “motor”), which is an embodiment of the present invention, and a drive system including the motor.
  • the motor in this embodiment is mounted on an electric vehicle or a hybrid vehicle.
  • the motor MG100 is, for example, a three-phase motor having a Y connection as shown in FIG.
  • Motor MG100 has U-phase coil winding C110, V-phase coil winding C120, and W-phase coil winding C130.
  • the coil windings C110, C120, and C130 are connected at a common neutral point N100.
  • the motor MG100 is provided with a rotation angle sensor R140 that detects the rotation angle of the motor rotor.
  • a permanent magnet type synchronous motor or the like is applied.
  • an encoder, a resolver, or the like is applied as the rotation angle sensor R140.
  • the motor MG100 is driven to rotate by supplying a drive current to each coil winding by an inverter INV100 using a battery (not shown) formed of a secondary battery such as a lithium ion battery or a nickel metal hydride battery as a power source. .
  • the inverter INV100 includes an arithmetic control device INV200, a drive circuit INV300, and a power module INV400, as will be described below.
  • the power module INV400 includes power semiconductor switching elements (hereinafter referred to as “switching elements”) that constitute a U-phase arm, a V-phase arm, and a W-phase arm.
  • the power module INV400 converts the DC power of the battery into three-phase AC power by controlling the on / off timing of the switching element.
  • the switching operation of the power module INV400 that is, the on / off operation of the switching element is controlled by a drive signal from the drive circuit INV300.
  • an IGBT Insulated Gate Bipolar Transistor
  • MOSFET Metal Oxide Semiconductor Semiconductor Field Field Effect Transistor
  • the arithmetic control device INV200 controls the switching timing of the switching element by pulse width modulation (hereinafter abbreviated as PWM) based on input information from another control device (the host controller VCM100) or a sensor. A gate drive signal (operation command) is generated.
  • the drive circuit INV300 creates a PWM gate pulse signal based on this gate drive signal and outputs it to the power module INV400.
  • the arithmetic control unit INV200 includes a microcomputer for performing arithmetic processing of switching timing.
  • the input information to the microcomputer includes a required target torque value, a current value flowing through the motor MG100, a rotation angle signal of the rotor, a temperature of the power module INV400, and the like.
  • the target torque value (torque command) is input from the host controller VCM100 to the arithmetic and control unit INV200.
  • the host controller VCM100 corresponds to a vehicle controller that controls the entire vehicle.
  • the value of current flowing through motor MG100 is detected by current sensor CT100.
  • the rotation angle of the rotor of the motor MG100 is detected by the rotation angle sensor R140 described above, and the detection signal (position information) is transmitted to the inverter INV100.
  • the temperature of the power module INV400 (the temperature in the vicinity of the switching element) is detected by the temperature sensor TS100.
  • Arithmetic controller INV200 calculates a dq-axis current command value of motor MG100 in the rotational coordinate system based on the target torque value, and the calculated dq-axis current command value and the detected dq-axis current value.
  • the dq axis voltage command value is calculated based on the difference between.
  • arithmetic control unit INV200 converts the calculated dq-axis voltage command value into U-phase, V-phase, and W-phase voltage command values based on the detected rotation angle.
  • the arithmetic and control unit INV200 generates a pulse signal subjected to pulse width modulation based on a comparison between a fundamental wave (sine wave) based on voltage command values of U phase, V phase and W phase and a carrier wave (triangular wave).
  • the generated pulse signal is output to the drive circuit INV300 as a gate drive signal.
  • the drive circuit INV300 amplifies the gate drive signal to create a PWM gate pulse signal, and outputs the created gate drive signal to each switching element in the power module INV400. Thereby, each switching element performs a switching operation.
  • FIG. 2 is a schematic diagram showing generation of vibration and transmission path when the motor is driven.
  • the rotating motor mainly generates axial vibration (axial direction, direction perpendicular to the axial direction) and electromagnetic sound (vibration) in the radial direction of the motor. These vibrations are transmitted through a structure such as a stator and a housing of the motor, and further transmitted to the vehicle body side via a mount portion between the motor and the vehicle body. For this reason, noise is generated when large vibrations are generated in the motor.
  • ⁇ Shaft vibration occurs due to changes in the gear meshing force of the reduction gear connected to the motor shaft, torsion of the shaft, and the like.
  • the radial electromagnetic sound (vibration) is generated by the excitation force of the electromagnetic force, and has a natural mode and a natural frequency inherent to the motor structure system. The magnitude of the radial electromagnetic sound (vibration) varies depending on the operating point of the motor.
  • FIG. 3 shows a natural mode of deformation of the motor stator during motor vibration.
  • the deformation of the motor stator has a plurality of natural modes, each having a spatial natural vibration state indicated by a spatial order (for example, spatial 0th order, second order, fourth order, etc.).
  • a spatial order for example, spatial 0th order, second order, fourth order, etc.
  • the smaller the spatial order the larger the deformation (easier to shake) and the larger the motor vibration amplitude.
  • FIG. 4 is a cross-sectional view showing the structure of a motor used in this embodiment.
  • the illustrated motor is a so-called embedded magnet type motor.
  • stator 1 and the rotor 2 face each other with a predetermined gap.
  • a winding 4 is wound around the teeth 3 of the stator 1.
  • a permanent magnet 5 is provided in the rotor 2.
  • the rotor 2 rotates due to the interaction between the magnetic flux of the permanent magnet 5 and the rotating magnetic field.
  • the frequency of the electromagnetic excitation force inherent to the motor structure system is attributed to the motor structure system, and depends on the number of stator slots (space between teeth where the windings are located), the number of poles of the rotor magnet, etc. To do. In the motor shown in FIG. 4, the number of slots is 12, and the number of poles is 4 (the number of pole pairs is 2). For this reason, while the rotor 2 makes one rotation mechanically, the magnetic pole passes through the front surface of the tooth per one phase of the three-phase alternating current four times. In response to this, the electromagnetic force acting on the rotor 2 changes four times. Therefore, the electromagnetic force changes 12 times for the three phases. Such fluctuations in electromagnetic force cause mechanical vibrations in the motor.
  • the frequency of the electromagnetic excitation force unique to the motor structure system is represented by the time (rotation) order according to the temporal change of the electromagnetic force as described above.
  • the frequency of the electromagnetic excitation force unique to the motor structure system depends not only on the motor structure such as the number of magnetic poles of the rotor and the number of slots of the stator but also on the motor rotation speed. . Therefore, even in the same motor, the frequency of the electromagnetic excitation force unique to the motor structure system increases as the motor rotation speed increases.
  • Carrier-induced electromagnetic excitation force Carrier-induced electromagnetic excitation force is generated by the interaction between current harmonics and a rotating magnetic field. For this reason, the frequency of the electromagnetic excitation force caused by the carrier depends on the carrier frequency, the sideband of the carrier frequency, and the motor rotation speed. Therefore, when the carrier frequency is constant, the frequency of the electromagnetic excitation force caused by the carrier changes so as to spread radially around the carrier frequency when the motor rotation speed increases, and approaches the carrier frequency when the motor rotation speed decreases. Go.
  • FIG. 5a shows a waveform of a three-phase current when the motor is driven in this embodiment.
  • the horizontal axis and the vertical axis are time and current, respectively.
  • a carrier-derived frequency component is superimposed on a fundamental frequency (current frequency) component.
  • FIG. 5b shows the frequency spectrum of the phase current shown in FIG. 5a.
  • the horizontal axis and the vertical axis are frequency and current, respectively.
  • FIG. 5b shows the result of analyzing the U-phase current by fast Fourier transform.
  • the frequency component (f1) of the fundamental wave and the sidebands (fc ⁇ 2f1, fc ⁇ 4f1) of the carrier frequency (fc) appear in the frequency spectrum of the phase current in this embodiment. .
  • FIG. 6 shows the relationship between the frequency component of the motor phase current and the motor rotation speed as shown in FIGS.
  • the horizontal axis and the vertical axis are frequency and motor rotation speed, respectively.
  • fc is a carrier frequency
  • f1 is a current frequency
  • fc ⁇ 2f1 and fc ⁇ 4f1 are sideband (current harmonic) frequencies
  • f1 is a current frequency when the motor is driven.
  • the sideband frequency (fc ⁇ 2f1, fc ⁇ 4f1) changes such that the current frequency f1 changes according to the motor rotation speed, so that it spreads radially around the carrier frequency (fc) as shown in FIG. Indicates. Therefore, the sideband frequency (fc ⁇ 2f1, fc ⁇ 4f1) increases or decreases radially around the carrier frequency fc_1 set in the inverter when the motor rotation speed increases, that is, when the current frequency f1 increases. When the number decreases, that is, when the current frequency f1 decreases, the carrier frequency fc_1 approaches.
  • the sound / vibration generated by the motor appears strongly when the natural frequency in the natural mode inherent to the motor structure system overlaps with the frequency of the electromagnetic excitation force caused by the carrier. Further, according to the study of the present inventor, the motor is generated particularly when the eigenmode inherent to the motor structure system is the zero order space and the frequency of the electromagnetic excitation force caused by the carrier is fc ⁇ 3f1. Increases sound and vibration.
  • Brot magnetic flux density
  • p coefficient
  • ⁇ phase
  • ⁇ 1 current angular frequency
  • t time
  • the rotating magnetic field of the stator is mainly composed of a rotating magnetic field due to the fundamental wave component of the current flowing through the stator windings and a rotating magnetic field due to the harmonic component of the current flowing through the stator coil. Therefore, the former is expressed by equation (2), and the latter is expressed by equation (3).
  • Equation (2) Bsta: magnetic flux density, p: coefficient, ⁇ : phase, ⁇ 1: current angular frequency, and t: time.
  • Bpwm magnetic flux density
  • p coefficient
  • ⁇ phase
  • ⁇ c carrier angular frequency
  • ⁇ 1 current angular frequency
  • t time.
  • Equation (9) 0 ⁇ ⁇ 2 ⁇ ( ⁇ c ⁇ 3 ⁇ 1) t (9) (Composite arbitrary)
  • 0 ⁇ corresponds to a spatial zero-order mode deformation
  • FIG. 7 shows a state in which the vibration frequency inherent to the motor structure, the current harmonic (carrier frequency sideband), and the frequency of the electromagnetic excitation force generated by the rotating magnetic field of the motor overlap.
  • fc, fc ⁇ f1, fc ⁇ 2f1, and fc ⁇ 3f1 are frequency components of electromagnetic excitation force generated by the rotating magnetic field and current harmonics. Further, f0 is a natural frequency in a natural mode (space 0th order) inherent to the motor structure system.
  • the rotation order (rotation N-order, rotation 2N-order) of the electromagnetic excitation force is an electromagnetic excitation frequency unique to the motor structure system, and depends on the number of slots, the number of magnets, and the like as described above.
  • the electromagnetic excitation frequency depends on the motor rotation speed, and is low when the motor rotation speed is low and high when the motor rotation speed is high.
  • the electromagnetic excitation force generated by the rotating magnetic field and the current harmonics has a frequency component with a relatively large vibration, which is a frequency fc ⁇ 3f1 in the spatial zero-order eigenmode.
  • FIG. 7 shows that the frequencies fc-3f1 and f0 coincide with each other at the rotation speed at the point P_1. That is, when the motor is driven at the carrier frequency fc_1, if the rotational frequency f1 is the value at the point P_1, the electromagnetic vibration generated by the motor structure-specific vibration frequency (f0), current harmonics, and the rotating magnetic field of the motor The force frequency (fc-3f1) matches. In such a motor rotation speed region near the point P_1, frequency overlap is likely to occur, and sound and vibration increase accordingly.
  • FIG. 7 shows that at the point P_1, the electromagnetic excitation frequency specific to the motor structure system that is the 2nd order of rotation also coincides with f0. In this case, sound and vibration are significantly increased.
  • the noise / vibration of the motor is reduced by suppressing the overlapping of the vibration frequency inherent to the motor structure as described above and the frequency of the electromagnetic excitation force generated by the current harmonics and the rotating magnetic field of the motor.
  • the means for reducing the sound and vibration of the motor in this embodiment will be described.
  • fc, fc ⁇ f1, fc ⁇ 2f1, fc ⁇ 3f1 are frequency components of electromagnetic excitation force generated by the rotating magnetic field and current harmonics, and f0 is unique to the motor structure system.
  • the natural frequency in the natural mode (space 0th order), and the rotational order (rotational Nth order, rotational 2Nth order) of the electromagnetic excitation force is an electromagnetic excitation frequency specific to the motor structure system.
  • the number of data sampling is preferably 10 samplings or more in order to obtain an appropriate current control response. Therefore, it is preferable that the relationship of fc / f1> 10 is maintained before and after switching of the carrier frequency.
  • the carrier frequency is set to a value different from the vibration frequency unique to the motor structure, preferably a value away from the carrier frequency. As a result, after switching the carrier frequency, fc ⁇ 3f1 and f0 are close again, and it is possible to suppress the increase in sound and vibration of the motor.
  • the carrier frequency increases, the power loss generated by the power semiconductor switching element in the power module INV400 (FIG. 1) increases. Therefore, it is preferable to set the carrier frequency in consideration of the power loss and accompanying heat generation.
  • the carrier frequency is shifted so that the overlap between the natural frequency and the frequency of the electromagnetic excitation force caused by the carrier moves to the low-speed rotation side on the higher frequency side than the natural vibration frequency inherent to the motor structure system. Switch.
  • the carrier frequency is switched from fc_1 to fc_2 which is higher than f0 and lower than fc_1.
  • the point at which the natural vibration frequency f0, the current harmonic (sideband of the carrier frequency), and the frequency fc-3f1 of the electromagnetic excitation force generated by the rotating magnetic field of the motor coincides with each other from P_1 to P_1.
  • P_2 where the speed becomes low.
  • the carrier frequency By switching the carrier frequency from fc_1 to fc_2, the overlap of the intrinsic frequency of the motor structure system and the frequency of the electromagnetic excitation frequency caused by the carrier, that is, the region where the sound / vibration increases, moves to the low-speed rotation side. Therefore, by performing motor control at the carrier frequency fc_2, it is possible to reduce the sound and vibration generated by the motor even when the motor rotation speed is in the middle to high speed rotation region.
  • the electromagnetic excitation frequency unique to the motor structure system that is the 2nd order of rotation also coincides with f0.
  • the sound and vibration of the motor are significantly increased. Therefore, by switching the carrier frequency, the overlapping region of the natural vibration frequency, the frequency of the electromagnetic excitation force due to the carrier, and the electromagnetic excitation frequency inherent to the motor structure system moves to the low-speed rotation side, greatly increasing the sound and vibration. Can be reduced.
  • the carrier frequency is switched from fc_1 to fc_3, which is higher than f0 and higher than fc_1.
  • the point at which the natural vibration frequency f0, the current harmonic (sideband of the carrier frequency), and the frequency fc-3f1 of the electromagnetic excitation force generated by the rotating magnetic field of the motor coincides with each other from P_1 to P_1. Moves to point P_3 where the speed becomes high.
  • the carrier frequency fc_1 to fc_3 By switching the carrier frequency from fc_1 to fc_3, the overlapping of the natural frequency unique to the motor structure system and the frequency of the electromagnetic excitation frequency caused by the carrier, that is, the region where the sound / vibration increases, moves to the high speed rotation side. Therefore, by performing motor control at the carrier frequency fc_3, it is possible to reduce the sound and vibration generated by the motor even when the motor rotation speed is in the low to medium speed rotation region.
  • the electromagnetic excitation frequency unique to the motor structure system that is the 2nd order of rotation also coincides with f0.
  • the sound and vibration of the motor are significantly increased. Therefore, by switching the carrier frequency, the overlapping area of the natural vibration frequency, the frequency of the electromagnetic excitation force due to the carrier, and the electromagnetic excitation frequency inherent to the motor structure system moves to the high-speed rotation side, greatly increasing the sound and vibration. Can be reduced.
  • the carrier frequency is switched so that the overlap between the natural vibration frequency and the frequency of the electromagnetic excitation force caused by the carrier is moved to the low-speed rotation side.
  • the carrier frequency after switching is set to be lower than the natural vibration frequency.
  • the carrier frequency is switched from fc_1 to fc_4, which is lower than f0.
  • the point P_2 where the natural vibration frequency f0, the current harmonic (sideband of the carrier frequency), and the frequency fc + 3f1 of the electromagnetic excitation force generated by the rotating magnetic field of the motor coincide with each other is lower than the P_1.
  • the carrier frequency fc_1 to fc_4 By switching the carrier frequency from fc_1 to fc_4, the overlap of the natural vibration frequency inherent to the motor structure system and the frequency of the electromagnetic excitation frequency caused by the carrier, that is, the region where the sound / vibration increases, moves to the low-speed rotation side. Therefore, by performing the motor control at the carrier frequency fc_4, it is possible to reduce the sound and vibration generated by the motor even when the motor rotation speed is in the middle to high speed rotation region.
  • the electromagnetic excitation frequency unique to the motor structure system that is the 2nd order of rotation also coincides with f0.
  • the sound and vibration of the motor are significantly increased. Therefore, by switching the carrier frequency, the overlapping region of the natural vibration frequency, the frequency of the electromagnetic excitation force due to the carrier, and the electromagnetic excitation frequency inherent to the motor structure system moves to the low-speed rotation side, greatly increasing the sound and vibration. Can be reduced.
  • the carrier frequency after switching is set to a frequency lower than the natural vibration frequency as in the means of FIG. 8c, but unlike the means of FIG.
  • the carrier frequency is switched so as to move the overlap with the frequency of the electromagnetic excitation force to the high-speed rotation side.
  • the carrier frequency is switched from fc_1 to fc_5, which is lower than f0.
  • the point P_5 where the natural vibration frequency f0, the current harmonic (sideband of the carrier frequency), and the frequency fc + 3f1 of the electromagnetic excitation force generated by the rotating magnetic field of the motor coincide with each other is higher than the P_1.
  • fc_5 (FIG. 8d) has a lower frequency than fc_4 (FIG. 8c).
  • the carrier frequency fc_1 to fc_5 By switching the carrier frequency from fc_1 to fc_5, the overlapping of the natural vibration frequency inherent to the motor structure system and the frequency of the electromagnetic excitation frequency caused by the carrier, that is, the region where the sound / vibration increases, moves to the high speed rotation side. Therefore, by performing motor control at the carrier frequency fc_5, it is possible to reduce the sound and vibration generated by the motor even when the motor rotation speed is in the low to medium speed rotation region.
  • the electromagnetic excitation frequency unique to the motor structure system that is the 2nd order of rotation also coincides with f0.
  • the sound and vibration of the motor are significantly increased. Therefore, by switching the carrier frequency, the region where the natural vibration frequency, the frequency of the electromagnetic excitation force caused by the carrier, and the electromagnetic excitation frequency unique to the motor structure system move to the low-speed rotation side, greatly increasing the sound and vibration. Can be reduced.
  • the above-described means shown in FIGS. 8a to 8d can be appropriately selected according to the natural vibration frequency, the carrier frequency, and the motor rotation speed to be used. As shown in FIGS. 8c and 8d, when switching to a carrier frequency that is lower than the natural vibration frequency, the region where the sound / vibration is increased without increasing the power loss or heat generation of the inverter device, It is possible to move to a region where the number is low and a region where the motor speed is high.
  • the motor rotates at the predetermined rotation frequency f1
  • the region where the vibration frequency f0 of the spatial zero-order eigenmode and the frequency component fc ⁇ 3f1 of the electromagnetic excitation force overlap each other.
  • the carrier frequency is switched so as to move to a region where the motor speed is low or a region where the motor speed is high. Thereby, the sound and vibration generated by the motor can be reduced.
  • the carrier frequency before and after switching is set according to the vibration frequency f0 of the spatial zero-order eigenmode that can be estimated or measured, the sound and vibration generated by the motor can be reliably reduced. Motor control can be realized. Therefore, it is not necessary to perform a complicated study such as making a prototype of a motor drive system, evaluating sound and vibration, and adjusting the configuration of the motor drive system based on the evaluation result.
  • design studies with a high degree of freedom can be performed, such as preferentially taking measures to reduce noise and vibration in the motor rotation speed region that is frequently used (for example, when conforming to a specified driving mode). It becomes possible.

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Abstract

回転電動機の振動を確実に抑えることができる回転電動機の制御装置および制御方法、並びに回転電動機駆動システムを提供する。　所定のキャリア周波数（ｆｃ）にて回転電動機をＰＷＭ制御し、回転電動機の空間０次の固有モードの振動周波数（ｆ０）と、固有モードを発生させる電磁加振力の周波数成分の周波数（ｆｃ－３ｆ１）とが重なる場合、キャリア周波数の値を、第一の値（ｆｃ＿１）から、第一の値とは異なる第二の値（ｆｃ＿２）に切り替える。

Description

回転電動機の制御方法および制御装置、並びに回転電動機駆動システム
　本発明は、回転電動機の制御装置および制御方法、並びに回転電動機駆動システムに関する。
　永久磁石型モータなどの回転電動機は、ロータ、ステータおよび筐体などの機械的構造に依存する機械的振動の固有モードを有している。また、回転電動機の回転に伴ってロータとステータ間の磁力が変動することにより、電磁加振力が発生する。固有モードの周波数と電磁加振力の周波数が重なり、共振が起きると、回転電動機に大きな振動が発生する。このような回転電動機の振動は、騒音の要因となったり、利用者の快適性低下の要因となったりする。
　回転電動機における振動発生を抑制する従来技術として、特許文献１に記載の技術が知られている。本技術においては、インバータのスイッチング周波数と永久磁石型モータの回転周波数とに基づき共振周波数を算出し、算出された共振周波数と永久磁石型モータの固有振動周波数とが一致するか否かが判定される。そして、共振周波数と固有振動周波数とが一致すると判定されると、共振が発生するのを避けるように、インバータのスイッチング周波数をずらす。
特開２００７－２０２４６号公報
　上記従来技術では、ロータにおける磁極や、ステータにおいて巻線が施されるティース部などの構造に起因する電磁加振力によって発生する振動を抑えることができる。しかし、上記従来技術においては、回転電動機に流れる電流の高調波成分に起因する電磁加振力については考慮されていない。このため、回転電動機の振動を確実に抑えることが難しく、大きな振動が発生するおそれがある。
　そこで、本発明は、回転電動機の振動を確実に抑えることができる回転電動機の制御方法および制御装置、並びに回転電動機駆動システムを提供する。
　上記課題を解決するために、本発明による回転電動機の制御方法は、所定のキャリア周波数にて回転電動機をＰＷＭ制御する方法であって、回転電動機の空間０次の固有モードの振動周波数と、固有モードを発生させる電磁加振力の周波数成分の周波数とが重なる場合、キャリア周波数の値を、第一の値から、第一の値とは異なる第二の値に切り替える。
　また、上記課題を解決するために、本発明による回転電動機の制御装置は、所定のキャリア周波数にて回転電動機をＰＷＭ制御するものであって、半導体スイッチング素子のオン・オフによって回転電動機を駆動するための三相交流電力を出力するパワーモジュールと、半導体スイッチング素子をオン・オフするためのＰＷＭゲートパルスを作成する駆動回路と、駆動回路に対してＰＷＭゲートパルスの作成を指令するゲート駆動信号を、所定のキャリア周波数によるＰＷＭによって作成する演算制御装置と、を備え、演算制御装置は、回転電動機の空間０次の固有モードの振動周波数と、固有モードを発生させる電磁加振力の周波数成分の周波数とが重なるか否かを判定し、重なると判定する場合、キャリア周波数の値を、第一の値から、第一の値とは異なる第二の値に切り替える。
　さらに、上記課題を解決するために、本発明による回転電動機駆動システムは、回転電動機と、回転電動機を駆動するインバータと、を備えるものであって、インバータは、上記本発明による回転電動機の制御装置からなる。
　本発明によれば、キャリア周波数の切り替えによって、回転電動機の空間０次の固有モードの振動周波数と、固有モードを発生させる電磁加振力の周波数成分の周波数との重なりが防止される。これによって、モータの振動発生を確実に抑えることができる。
　上記した以外の課題、構成および効果は、以下の実施形態の説明により明らかにされる。
本発明の一実施形態である回転電動機の制御装置、並びに、これにモータを含めた駆動システムを示すブロック図である。 モータ駆動時の振動の発生と伝達経路を示す概略図である。 モータ振動時におけるモータステータの変形の固有モードを示す。 本実施形態において用いられるモータの構造を示す断面図である。 本実施形態におけるモータ駆動時の三相電流の波形を示す。 相電流の周波数スペクトルを示す。 モータ相電流の周波数成分とモータ回転数の関係を示す。 モータ構造固有の振動周波数と、電流高調波とモータの回転磁界が作る電磁加振力の周波数が重なる様子を表す。 本実施形態におけるモータの音・振動を低減する手段を示す。 本実施形態におけるモータの音・振動を低減する手段を示す。 本実施形態におけるモータの音・振動を低減する手段を示す。 本実施形態におけるモータの音・振動を低減する手段を示す。
　まず、本発明の実施形態の概要を説明する。
　本発明者の検討によれば、回転電動機（以下、「モータ」と記す）の振動の固有モードの内、音・振動が発生し易い空間０次の固有モード（円環状モード）が、キャリア起因の電磁加振力の内、周波数成分ｆｃ±３ｆ１（ｆｃ：インバータ装置のキャリア周波数、ｆ１：モータの回転周波数）による電磁加振力で発生する。
さらに、本発明者の検討によれば、空間０次の固有モードの振動周波数と電磁加振力の周波数ｆｃ±３ｆ１とが重なり合うポイントが発生する場合、音・振動が大きくなる。
　ここで、空間０次の固有モードの周波数は、モータの構造に基づいて予測あるいは計測が可能である。そこで、本実施形態においては、インバータ装置がキャリア周波数ｆｃ＿ａでモータを駆動制御し、モータが回転周波数ｆ１で回転するときに、空間０次の固有モードの振動周波数と電磁加振力の周波数ｆｃ＿ａ±３ｆ１とが重なる場合、キャリア周波数を、ｆｃ＿ａから、ｆｃ＿ａと大きさが異なるｆｃ＿ｂに切り替える。これにより、空間０次の固有モードの振動周波数ｆ０と電磁加振力の周波数ｆｃ＿ａ±３ｆ１とが重なり合う領域、つまり音・振動が大きくなる領域を、モータ回転数が低い領域、あるいはモータ回転数が高い領域へ移動する。より具体的には、次のとおりである。
　使用するモータ回転数の領域が高速回転領域である場合、空間０次の固有モードの振動周波数ｆ０と、キャリア起因の電磁加振力の周波数成分の重なり合う領域は、モータ回転数の低速回転領域へ移動する。
　使用するモータ回転数の領域が低速回転領域である場合、空間０次の固有モードの振動周波数ｆ０と、キャリア起因の電磁加振力の周波数成分の重なり合う領域は、モータ回転数の高速回転領域へ移動する。
　このように、空間０次の固有モードの振動周波数とキャリア起因の電磁加振力の周波数成分の重なり合う領域を移動することにより、モータが発生する音・振動を低減することができる。
　以下、本発明の実施形態について、図面を用いて詳細に説明する。
　図１は、本発明の一実施形態である回転電動機（以下、「モータ」と記す）の制御装置、並びにこれにモータを含めた駆動システムを示すブロック図である。本実施形態におけるモータは、電気自動車やハイブリッド自動車に搭載される。
　モータＭＧ１００は、例えば、図１に示すようなＹ結線を有する３相モータである。モータＭＧ１００はＵ相コイル巻線Ｃ１１０、Ｖ相コイル巻線Ｃ１２０およびＷ相コイル巻線Ｃ１３０を有している。各コイル巻線Ｃ１１０，Ｃ１２０およびＣ１３０は、共通の中性点Ｎ１００で接続されている。また、モータＭＧ１００には、モータ回転子の回転角を検出する回転角センサＲ１４０が設けられている。なお、モータＭＧ１００としては、永久磁石式同期モータなどが適用される。また、回転角センサＲ１４０としては、エンコーダやレゾルバなどが適用される。
　モータＭＧ１００は、リチウムイオン電池やニッケル水素電池などの２次電池で構成されるバッテリ（図示なし）を電源として、インバータＩＮＶ１００により各コイル巻線に駆動電流が供給されることによって、回転駆動される。
　インバータＩＮＶ１００は、以下に説明するように、演算制御装置ＩＮＶ２００、駆動回路ＩＮＶ３００およびパワーモジュールＩＮＶ４００を備えている。
　パワーモジュールＩＮＶ４００は、Ｕ相アーム、Ｖ相アームおよびＷ相アームを構成する電力用半導体スイッチング素子（以下、「スイッチング素子」と記す）をそれぞれ備えている。パワーモジュールＩＮＶ４００は、スイッチング素子のオン・オフのタイミングを制御することにより、バッテリの直流電力を３相交流電力に変換する。パワーモジュールＩＮＶ４００のスイッチング動作、すなわちスイッチング素子のオン・オフ動作は、駆動回路ＩＮＶ３００からのドライブ信号によって制御される。なお、スイッチング素子としては、ＩＧＢＴ（Insulated Gate Bipolar Transistor）やＭＯＳＦＥＴ（Metal Oxide Semiconductor Field Effect Transistor）が適用される。
　演算制御装置ＩＮＶ２００は、他の制御装置（上位コントローラＶＣＭ１００）やセンサなどからの入力情報に基づいて、パルス幅変調（Pulse Width Modulation：以下ＰＷＭと略記）によってスイッチング素子のスイッチングタイミングを制御するためのゲート駆動信号（運転指令）を生成する。駆動回路ＩＮＶ３００は、このゲート駆動信号に基づいてＰＷＭゲートパルス信号を作成してパワーモジュールＩＮＶ４００に出力する。演算制御装置ＩＮＶ２００は、スイッチングタイミングを演算処理するためのマイクロコンピュータを備えている。マイクロコンピュータへの入力情報としては、要求される目標トルク値、モータＭＧ１００を流れている電流値、回転子の回転角信号およびパワーモジュールＩＮＶ４００の温度などがある。
　目標トルク値（トルク指令）は、上位コントローラＶＣＭ１００から演算制御装置ＩＮＶ２００へ入力される。上位コントローラＶＣＭ１００としては、例えば、モータＭＧ１００が車両走行用のモータであれば、車両全体の制御を行う車両コントローラが対応する。モータＭＧ１００を流れている電流値は、電流センサＣＴ１００により検出される。モータＭＧ１００の回転子の回転角は、前述した回転角センサＲ１４０により検出され、その検出信号（位置情報）はインバータＩＮＶ１００に送信される。パワーモジュールＩＮＶ４００の温度（スイッチング素子の近傍の温度）は、温度センサＴＳ１００によって検出される。
　演算制御装置ＩＮＶ２００は、目標トルク値に基づいて、回転座標系におけるモータＭＧ１００のｄｑ軸の電流指令値を演算し、この演算されたｄｑ軸の電流指令値と、検出されたｄｑ軸の電流値との差分に基づいてｄｑ軸の電圧指令値を演算する。さらに、演算制御装置ＩＮＶ２００は、演算されたｄｑ軸の電圧指令値を、検出された回転角に基づいてＵ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令値に変換する。さらに、演算制御装置ＩＮＶ２００は、Ｕ相、Ｖ相およびＷ相の電圧指令値に基づく基本波（正弦波）と、搬送波（三角波）との比較に基づいて、パルス幅変調されたパルス信号を生成し、この生成されたパルス信号をゲート駆動信号として駆動回路ＩＮＶ３００に出力する。駆動回路ＩＮＶ３００は、ゲート駆動信号を増幅してＰＷＭゲートパルス信号を作成し、作成したゲート駆動信号をパワーモジュールＩＮＶ４００における各スイッチング素子に出力する。これにより、各スイッチング素子はスイッチング動作を行なう。
　図２は、モータ駆動時の振動の発生と伝達経路を示す概略図である。
　図２に示すように、回転しているモータにおいては、主に、軸振動（軸方向、軸方向に垂直な方向）と、モータの径方向の電磁音（振動）とが発生する。これらの振動は、モータの固定子やハウジングなどの構造体を伝わり、さらにモータと車体とのマウント部を介して車体側に伝達される。このため、モータに大きな振動が発生すると、騒音が生じる。
　軸振動は、モータシャフトに接続された減速ギアのギア噛み合い力の変化や、シャフトのねじれなどにより発生する。また、径方向の電磁音（振動）は、電磁力による加振力により発生し、モータ構造系固有の固有モードと固有周波数を有する。なお、径方向の電磁音（振動）の大きさはモータの動作点により異なる。
　ここで、モータ駆動時における音・振動の発生に関わる主たる要因（１）～（３）について説明する。
（１）モータ構造系の固有モードと固有周波数
　図３は、モータ振動時におけるモータステータの変形の固有モードを示す。
　図３に示すように、モータステータの変形には、複数の固有モードがあり、それぞれ空間次数（例えば、空間０次、２次、４次など）によって示される空間的な固有振動状態を有する。空間次数が小さいほど、変形が大きく（振れやすく）、モータ振動の振幅が大きくなる。
　このようなモータ変形における固有モードの固有周波数は、モータの筐体の構造に依存する。そのため、固有周波数の周波数スペクトルは、時間の経過とともにモータ回転数が上昇しても変化しない。また、固有周波数は、インパルスハンマなどを用いる打撃試験により計測することができる。
（２）モータ構造系固有の電磁加振力の周波数
　図４は、本実施形態において用いられるモータの構造を示す断面図である。なお、図示のモータは、いわゆる埋込磁石型のモータである。
　図４に示すように、ステータ１とロータ２が所定の間隙を介して対向する。ステータ１におけるティース３には巻線４が巻かれている。ロータ２内には永久磁石５が設けられる。巻線４に三相交流電流が流れて回転磁界が発生すると、永久磁石５の磁束と回転磁界の相互作用によりロータ２が回転する。
　モータ構造系固有の電磁加振力の周波数は、モータ構造系に起因するものであり、ステータのスロット（巻線が位置するティース間の空間）の個数や、ロータの磁石の極数等に依存する。図４に示すモータにおいては、スロット数が１２個、極数が４極（極対数が２）である。このため、ロータ２が機械的に１回転する間、三相交流の１相あたりのティースの前面を磁極が４回通過する。これに応じて、ロータ２に作用する電磁力が４回変化する。従って、３相分では、電磁力が１２回変化することになる。この様な電磁力の変動により、モータに機械的な振動が生じる。
　モータ構造系固有の電磁加振力の周波数は、上記のような電磁力の時間的変化に応じて、時間（回転）次数で表される。図４に示すモータの場合、時間（回転）次数が１２次、２４次、・・・である電磁加振力が発生する。
　上述したような電磁力の変化から判るように、モータ構造系固有の電磁加振力の周波数は、ロータの磁極数およびステータのスロット数などのモータ構造だけでなく、モータ回転数にも依存する。従って、同じモータにおいても、モータ構造系固有の電磁加振力の周波数は、モータ回転数が高くなるほど高くなる。
（３）キャリア起因の電磁加振力
　キャリア起因の電磁加振力は、電流高調波と回転磁界の相互作用によって発生する。このため、キャリア起因の電磁加振力の周波数は、キャリア周波数と、キャリア周波数の側帯波と、モータ回転数とに依存する。従って、キャリア起因の電磁加振力の周波数は、キャリア周波数が一定の場合、モータ回転数が高くなるとキャリア周波数を中心として放射状に広がるように変化し、モータ回転数が低くなるとキャリア周波数に近づいていく。
　そこで、図５ａ，ｂおよび図６を用いて、キャリア周波数と、キャリア周波数の側帯波と、モータ回転数との関係について説明する。
　図５ａは、本実施形態におけるモータ駆動時の三相電流の波形を示す。横軸および縦軸は、それぞれ、時間および電流である。
　図５ａに示すように、各相の電流においては、基本周波数（電流周波数）成分に、キャリア由来の周波数成分が重畳している。
　図５ｂは、図５ａに示す相電流の周波数スペクトルを示す。横軸および縦軸は、それぞれ、周波数および電流である。なお、図５ｂは、Ｕ相電流を高速フーリエ変換により解析した結果である。
　図５ｂに示すように、本実施形態における相電流の周波数スペクトルには、基本波の周波数成分（ｆ１）、並びにキャリア周波数（ｆｃ）の側帯波（ｆｃ±２ｆ１、ｆｃ±４ｆ１）が現れている。
　一般に、ＰＷＭインバータにおいて、正弦波変調信号におけるモータ相電流（または線間電圧）をフーリエ解析すると、基本波の周波数成分およびキャリア周波数の側帯波（周波数：ｆｃ±２ｆ１，ｆｃ±４ｆ１等）が現れることが知られている（ｆｃ：キャリア周波数、ｆ１：基本周波数（電流周波数））。従って、図５ｂが示すように、本実施形態についても、同様の解析結果が得られている。
　図６は、図５ａ，ｂで示したようなモータ相電流の周波数成分とモータ回転数の関係を示す。横軸および縦軸は、それぞれ周波数およびモータ回転数である。図中、ｆｃはキャリア周波数であり、ｆ１は電流周波数である。また、ｆｃ±２ｆ１，ｆｃ±４ｆ１は、側帯波（電流高調波）の周波数、ｆ１はモータ駆動時の電流周波数である。
　側帯波の周波数（ｆｃ±２ｆ１，ｆｃ±４ｆ１）は、モータ回転数に応じて電流周波数ｆ１が変化するため、図６に示すように、キャリア周波数（ｆｃ）を中心として放射状に広がるような変化を示す。従って、側帯波の周波数（ｆｃ±２ｆ１，ｆｃ±４ｆ１）は、モータ回転数が高くなると、すなわち電流周波数ｆ１が高くなると、インバータにおいて設定されたキャリア周波数ｆｃ＿１を中心として放射状に増減し、モータ回転数が低くなると、すなわち電流周波数ｆ１が低くなると、キャリア周波数ｆｃ＿１に近づいていく。
　なお、インバータ動作中に、キャリア周波数を変化させる場合、変化後のキャリア周波数を中心に、ｆ１に対して図６と同様に変化する側帯波が現れる。
　上記要因（１）～（３）の内、２つあるいは３つの要因が重なるとモータが発生する音・振動は大きくなる。その内、本実施形態では、（１）と（３）が重なる場合を考慮する。
　本発明者の検討によれば、モータが発生する音・振動は、モータ構造系固有の固有モードにおける固有周波数とキャリア起因の電磁加振力の周波数が重なると強く現れる。さらに、本発明者の検討によれば、特に、モータ構造系固有の固有モードが空間０次であり、かつキャリア起因の電磁加振力の周波数がｆｃ±３ｆ１である場合に、モータが発生する音・振動が大きくなる。
　以下、上記のような本発明者による検討における解析の概要について説明する。
　まず、ロータの磁石が作る回転磁界を式（１）で表す。
　Ｂｒｏｔ・ｓｉｎ（ｐθ－ω１・ｔ）　・・・　（１）
　式（１）において、Ｂｒｏｔ：磁束密度、ｐ：係数、θ：位相、ω１：電流の角周波数、ｔ：時間である。
　ステータの回転磁界は、主にステータの巻線に流れる電流の基本波成分による回転磁界と、ステータコイルに流れる電流の高調波成分による回転磁界から成る。そこで、前者を式（２）で表し、後者を式（３）で表す。
　Ｂｓｔａ・ｓｉｎ（ｐθ－ω１ｔ）　・・・　（２）
　式（２）において、Ｂｓｔａ：磁束密度、ｐ：係数、θ：位相、ω１：電流の角周波数、ｔ：時間である。
　Ｂｐｗｍ・ｓｉｎ｛ｐθ＋（ωｃ＋２ω１）ｔ）｝＋Ｂｐｗｍ・ｓｉｎ｛ｐθ＋（ωｃ－４ω１）ｔ）｝＋Ｂｐｗｍ・ｓｉｎ｛ｐθ－（ωｃ－２ω１）ｔ）｝＋Ｂｐｗｍ・ｓｉｎ｛ｐθ－（ωｃ＋４ω１）ｔ）｝　・・・　（３）
　式（３）において、Ｂｐｗｍ：磁束密度、ｐ：係数、θ：位相、ωｃ：キャリアの角周波数、ω１：電流の角周波数、ｔ：時間である。
　前述のように（図５）、ステータの巻線に流れる電流の高調波成分は、キャリア周波数ｆｃの側帯波の成分（ｆｃ±２ｆ１，ｆｃ±４ｆ１）を含むため、式（３）が示すように、電流の高調波成分による回転磁界にも同様の周波数成分（ωｃ±２ω１，ωｃ±４ω１（ωｃ＝２πｆｃ，ω１＝２πｆ１））が存在する。
　ここで、径方向の電磁加振力は、ロータによる回転磁界とステータによる回転磁界の相互作用により発生する。したがって、電磁加振力の大きさは、｛式（１）×（式（２）＋式（３））｝に比例すると考えられる。そこで、いわゆる三角関数の加法定理（ｓｉｎα・ｓｉｎβ＝－（１／２）・（ｃｏｓ（α＋β）－ｃｏｓ（α－β）））を用いて｛式（１）×（式（２）＋式（３））｝を計算すると、式（４）～（８）の和となる。
　Ｂｒｏｔ・Ｂｓｔａ×（－（１／２）・ｃｏｓ（２ｐθ－２ω１ｔ）＋（１／２））　・・・　（４）
　Ｂｒｏｔ・Ｂｐｗｍ×（－（１／２）・ｃｏｓ（２ｐθ＋（ωｃ＋ω１）ｔ）＋（１／２）・ｃｏｓ（０θ－（ωｃ＋３ω１）ｔ））　・・・　（５）
　Ｂｒｏｔ・Ｂｐｗｍ×（－（１／２）・ｃｏｓ（２ｐθ＋（ωｃ－５ω１）ｔ）＋（１／２）・ｃｏｓ（０θ－（ωｃ－３ω１）ｔ））　・・・　（６）
　Ｂｒｏｔ・Ｂｐｗｍ×（－（１／２）・ｃｏｓ（２ｐθ－（ωｃ－ω１）ｔ）＋（１／２）・ｃｏｓ（０θ＋（ωｃ－３ω１）ｔ））　・・・　式（７）
　Ｂｒｏｔ・Ｂｐｗｍ×（－（１／２）・ｃｏｓ（２ｐθ－（ωｃ＋５ω１）ｔ）＋（１／２）・ｃｏｓ（０θ＋（ωｃ＋３ω１）ｔ））　・・・　式（８）
　上式（５）～（８）に着目すると、角度が式（９）で表される成分が含まれていることが分かる。
　０θ±２π（ωｃ±３ω１）ｔ　・・・　（９）　（複合任意）
　式（９）において、「０θ」は空間０次のモード変形に相当し、「ωｃ±３ω１」は周波数「ｆｃ±３ｆ１」（ωｃ＝２πｆｃ，ω１＝２πｆ１）に相当する成分を持つと考えられる。すなわち、電磁加振力の周波数が「ｆｃ±３ｆ１」である場合、空間０次のモードが発生すると推定される。
　なお、上式（５）～（８）において、「２ｐθ」は空間０次のモードよりも高次数のモード変形に相当し、この時の電流高調波の周波数（キャリア周波数の側波帯）は「ｆｃ±ｆ１」、「ｆｃ±５ｆ１」であると考えられる。本発明者の検討によれば、これら高次数のモード変形による音・振動は、電流高調波による加振力によっては振れにくいため、空間０次のモードよりも小さくなる。
　上記要因（１）～（３）の内、２つあるいは３つの要因が重なるとモータが発生する音・振動は大きくなる。そこで、本実施形態では、特に、（１）および（３）の要因が重なる場合に、モータの駆動制御により音・振動を低減する手段を講じる。以下、本手段について説明するが、まず、上記要因（１）および（３）における周波数が重なることにより音・振動が大きくなることについて説明する。
　図７は、モータ構造固有の振動周波数と、電流高調波（キャリア周波数の側帯波）とモータの回転磁界が作る電磁加振力の周波数が重なる様子を表す。
　図７において、ｆｃ，ｆｃ±ｆ１，ｆｃ±２ｆ１，ｆｃ±３ｆ１は、回転磁界および電流高調波によって生じる電磁加振力の周波数成分である。また、ｆ０はモータ構造系固有の固有モード（空間０次）における固有周波数である。
　さらに、図７において、電磁加振力の回転次数（回転Ｎ次、回転２Ｎ次）は、モータ構造系固有の電磁加振周波数であり、上述のようにスロット数や磁石数等に依存する。また、この電磁加振周波数は、モータ回転数に依存し、モータ回転数が低い場合は低く、モータ回転数が高い場合は高くなる。
　上述のように、回転磁界と電流高調波（ｆｃ±４ｆ１，ｆｃ±２ｆ１）によって生じる電磁加振力は、空間０次の固有モードで周波数ｆｃ±３ｆ１である、比較的振動が大きな周波数成分を有する。図７は、この内、周波数ｆｃ－３ｆ１とｆ０が、ポイントＰ＿１における回転数の時に、一致することを示している。すなわち、キャリア周波数ｆｃ＿１でモータが駆動されている場合、回転周波数ｆ１がポイントＰ＿１における値であると、モータ構造固有の振動周波数（ｆ０）と、電流高調波およびモータの回転磁界によって生じる電磁加振力の周波数（ｆｃ－３ｆ１）が一致する。このようなポイントＰ＿１付近のモータ回転数領域では、周波数の重なりが起きやすくなるため、それに伴い音・振動が大きくなる。
　人の可聴域（２０Ｈｚ～２０ｋＨｚ）において周波数が重なる場合、特に使用頻度が多い回転数領域（ＦＴＰ７５モード：１０００～５０００ｒ／ｍｉｎ程度）では、搭乗者の快適性の低下を招く。
　図７においては、ポイントＰ＿１において、回転２Ｎ次であるモータ構造系固有の電磁加振周波数もｆ０に一致することを示している。この場合、音・振動は顕著に大きくなる。
　本実施形態では、上述のようなモータ構造固有の振動周波数と、電流高調波およびモータの回転磁界によって生じる電磁加振力の周波数の重なりを抑制することにより、モータの音・振動を低減する。以下、本実施形態における、モータの音・振動を低減する手段について説明する。
　図８ａ，８ｂ，８ｃおよび８ｄは、本実施形態におけるモータの音・振動を低減する手段を示す。なお、各図において、図７と同様に、ｆｃ，ｆｃ±ｆ１，ｆｃ±２ｆ１，ｆｃ±３ｆ１は回転磁界および電流高調波によって生じる電磁加振力の周波数成分であり、ｆ０はモータ構造系固有の固有モード（空間０次）における固有周波数であり、電磁加振力の回転次数（回転Ｎ次、回転２Ｎ次）は、モータ構造系固有の電磁加振周波数である。
　図８ａ，８ｂ，８ｃおよび８ｄに示す各手段においては、回転磁界および電流高調波によって生じる電磁加振力の周波数ｆｃ±３ｆ１が、空間次数が０次である固有モードの周波数ｆ０に一致するか否かを、演算制御装置（図１のＩＮＶ２００）によって判定する。そして、ｆｃ±３ｆ１がｆ０に一致すると判定されるとキャリア周波数ｆｃの値を第一の値から第二の値に切り替える。ここで、ｆ０は打撃試験などにより計測し、計測値が予め演算制御装置に設定される。なお、回転周波数ｆ１は、回転角センサ（図１のＲ１４０）によって検出されるモータの回転子の回転角に基づいて演算制御装置によって算出される。
　モータ制御方式としてＰＷＭを適用する場合、適切な電流制御応答を得るために、データサンプリング数は１０サンプリング以上であることが好ましい。従って、キャリア周波数の切り替え前後において、ｆｃ／ｆ１＞１０の関係が保持されていることが好ましい。また、キャリア周波数は、モータ構造固有の振動周波数とは異なる値、好ましくは離れた値に設定される。これにより、キャリア周波数切り替え後に、再度、ｆｃ±３ｆ１とｆ０が近くなり、モータの音・振動が大きくなることが抑制できる。
　なお、キャリア周波数が高くなると、パワーモジュールＩＮＶ４００（図１）における電力用半導体スイッチング素子が発生する電力損失が増えるので、電力損失やそれに伴う発熱を考慮してキャリア周波数に設定することが好ましい。
　以下、個々の手段について説明する。
　図８ａに示す手段では、モータ構造系固有の固有振動周波数よりも高周波側において、固有周波数と、キャリア起因の電磁加振力の周波数との重なりを、低速回転側へと移動させるようにキャリア周波数を切り替える。
　図８ａに示すように、固有振動周波数ｆ０よりも高周波であるキャリア周波数ｆｃ＿１でモータを駆動制御しているとき、モータ構造固有の振動周波数ｆ０と、電流高調波（キャリア周波数の側帯波）とモータの回転磁界によって生じる電磁加振力の周波数ｆｃ－３ｆ１（ｆｃ＝ｆｃ＿１）は、ポイントＰ＿１において一致する。このとき、ポイントＰ＿１付近では、モータの音・振動が大きくなる。
　ここで、キャリア周波数を、ｆｃ＿１から、ｆ０よりも高周波でありかつｆｃ＿１よりも低周波であるｆｃ＿２に切り替える。これにより、固有振動周波数ｆ０と、電流高調波（キャリア周波数の側帯波）とモータの回転磁界が作る電磁加振力の周波数ｆｃ－３ｆ１が一致するポイントは、Ｐ＿１から、Ｐ＿１よりもモータ回転数が低速となるポイントＰ＿２へ移動する。
　ｆｃ＿１からｆｃ＿２にキャリア周波数を切り替えることにより、モータ構造系固有の固有周波数、キャリア起因の電磁加振周波数の周波数の重なり、つまり音・振動が大きくなる領域は低速回転側へと移動する。従って、キャリア周波数ｆｃ＿２でモータ制御を行うことにより、モータ回転数を中～高速回転領域としても、モータが発生する音・振動を低くすることができる。
　なお、図８ａのポイントＰ＿１においては、回転２Ｎ次であるモータ構造系固有の電磁加振周波数もｆ０に一致している。この場合、モータの音・振動は顕著に大きくなる。従って、キャリア周波数の切り替えにより、固有振動周波数と、キャリア起因の電磁加振力の周波数と、モータ構造系固有の電磁加振周波数の重なる領域が低速回転側に移動するので、音・振動を大幅に低減できる。
　次に、図８ｂに示す手段では、モータ構造系固有の固有振動周波数よりも高周波側において、固有周波数とキャリア起因の電磁加振力の周波数との重なりを、高速回転側へと移動させるようにキャリア周波数を切り替える。
　図８ｂに示すように、固有周波数ｆ０よりも高周波であるキャリア周波数ｆｃ＿１でモータを駆動制御しているとき、モータ構造固有の振動周波数ｆ０と、電流高調波（キャリア周波数の側帯波）とモータの回転磁界によって生じる電磁加振力の周波数ｆｃ－３ｆ１（ｆｃ＝ｆｃ＿１）は、ポイントＰ＿１において一致する。このとき、ポイントＰ＿１付近では、モータの音・振動が大きくなる。
　ここで、キャリア周波数を、ｆｃ＿１から、ｆ０よりも高周波でありかつｆｃ＿１よりも高周波であるｆｃ＿３に切り替える。これにより、固有振動周波数ｆ０と、電流高調波（キャリア周波数の側帯波）とモータの回転磁界が作る電磁加振力の周波数ｆｃ－３ｆ１が一致するポイントは、Ｐ＿１から、Ｐ＿１よりもモータ回転数が高速となるポイントＰ＿３へ移動する。
　ｆｃ＿１からｆｃ＿３にキャリア周波数を切り替えることにより、モータ構造系固有の固有周波数とキャリア起因の電磁加振周波数の周波数の重なり、つまり音・振動が大きくなる領域は高速回転側へと移動する。従って、キャリア周波数ｆｃ＿３でモータ制御を行うことにより、モータ回転数を低～中速回転領域としても、モータが発生する音・振動を低くすることができる。
　なお、図８ｂのポイントＰ＿１においては、回転２Ｎ次であるモータ構造系固有の電磁加振周波数もｆ０に一致している。この場合、モータの音・振動は顕著に大きくなる。従って、キャリア周波数の切り替えにより、固有振動周波数と、キャリア起因の電磁加振力の周波数と、モータ構造系固有の電磁加振周波数の重なる領域が高速回転側に移動するので、音・振動を大幅に低減できる。
　次に、図８ｃに示す手段では、図８ａの手段と同様に、固有振動周波数と、キャリア起因の電磁加振力の周波数との重なりを、低速回転側へと移動させるようにキャリア周波数を切り替えるが、図８ａの手段とは異なり、切り替え後のキャリア周波数を固有振動周波数よりも低周波とする。
　図８ｃに示すように、固有振動周波数ｆ０よりも高周波であるキャリア周波数ｆｃ＿１でモータを駆動制御しているとき、モータ構造固有の振動周波数ｆ０と、電流高調波（キャリア周波数の側帯波）とモータの回転磁界によって生じる電磁加振力の周波数ｆｃ－３ｆ１（ｆｃ＝ｆｃ＿１）は、ポイントＰ＿１において一致する。このとき、ポイントＰ＿１付近では、モータの音・振動が大きくなる。
　ここで、キャリア周波数を、ｆｃ＿１から、ｆ０よりも低周波であるｆｃ＿４に切り替える。この場合、固有振動周波数ｆ０と、電流高調波（キャリア周波数の側帯波）とモータの回転磁界が作る電磁加振力の周波数ｆｃ＋３ｆ１が一致するポイントＰ＿２は、Ｐ＿１よりもモータ回転数の低速側に位置する。
　ｆｃ＿１からｆｃ＿４にキャリア周波数を切り替えることにより、モータ構造系固有の固有振動周波数とキャリア起因の電磁加振周波数の周波数の重なり、つまり音・振動が大きくなる領域は低速回転側へと移動する。従って、キャリア周波数ｆｃ＿４でモータ制御を行うことにより、モータ回転数を中～高速回転領域としても、モータが発生する音・振動を低くすることができる。
　なお、図８ｃのポイントＰ＿１においては、回転２Ｎ次であるモータ構造系固有の電磁加振周波数もｆ０に一致している。この場合、モータの音・振動は顕著に大きくなる。従って、キャリア周波数の切り替えにより、固有振動周波数と、キャリア起因の電磁加振力の周波数と、モータ構造系固有の電磁加振周波数の重なる領域が低速回転側に移動するので、音・振動を大幅に低減できる。
　次に、図８ｄに示す手段では、図８ｃの手段と同様に、切り替え後のキャリア周波数を固有振動周波数よりも低周波とするが、図８ｃの手段とは異なり、固有振動周波数と、キャリア起因の電磁加振力の周波数との重なりを、高速回転側へと移動させるようにキャリア周波数を切り替える。
　図８ｄに示すように、固有振動周波数ｆ０よりも高周波であるキャリア周波数ｆｃ＿１でモータを駆動制御しているとき、モータ構造固有の振動周波数ｆ０と、電流高調波（キャリア周波数の側帯波）とモータの回転磁界によって生じる電磁加振力の周波数ｆｃ－３ｆ１（ｆｃ＝ｆｃ＿１）は、ポイントＰ＿１において一致する。このとき、ポイントＰ＿１付近では、モータの音・振動が大きくなる。
　ここで、キャリア周波数を、ｆｃ＿１から、ｆ０よりも低周波であるｆｃ＿５に切り替える。この場合、固有振動周波数ｆ０と、電流高調波（キャリア周波数の側帯波）とモータの回転磁界が作る電磁加振力の周波数ｆｃ＋３ｆ１が一致するポイントＰ＿５は、Ｐ＿１よりもモータ回転数の高速側に位置する。なお、図８ｃにおけるｆ０およびｆｃ＿１の値が、それぞれ図８ｄにおけるｆ０およびｆｃ＿１の値と等しいとすれば、ｆｃ＿５（図８ｄ）はｆｃ＿４（図８ｃ）よりも低周波となる。
　ｆｃ＿１からｆｃ＿５にキャリア周波数を切り替えることにより、モータ構造系固有の固有振動周波数とキャリア起因の電磁加振周波数の周波数の重なり、つまり音・振動が大きくなる領域は高速回転側へと移動する。従って、キャリア周波数ｆｃ＿５でモータ制御を行うことにより、モータ回転数を低～中速回転領域としても、モータが発生する音・振動を低くすることができる。
　なお、図８ｄのポイントＰ＿１においては、回転２Ｎ次であるモータ構造系固有の電磁加振周波数もｆ０に一致している。この場合、モータの音・振動は顕著に大きくなる。従って、キャリア周波数の切り替えにより、固有振動周波数と、キャリア起因の電磁加振力の周波数と、モータ構造系固有の電磁加振周波数の重なる領域が低速回転側に移動するので、音・振動を大幅に低減できる。
　上述した図８ａ～８ｄの手段は、固有振動周波数やキャリア周波数の大きさ並びに使用するモータ回転数に応じて、適宜選択することができる。なお、図８ｃおよび図８ｄのように、固有振動周波数よりも低周波のキャリア周波数へ切り替える場合は、インバータ装置の電力損失や発熱を増大することなく、音・振動が大きくなる領域を、モータ回転数が低い領域およびモータ回転数が高い領域へ移動することができる。
　上述のように、本実施形態によれば、モータが所定の回転周波数ｆ１で回転するとき、空間０次の固有モードの振動周波数ｆ０と電磁加振力の周波数成分ｆｃ±３ｆ１とが重なり合う領域を、モータ回転数が低い領域あるいはモータ回転数が高い領域へ移動するようにキャリア周波数を切り替える。これにより、モータの発生する音・振動を低減することができる。
　また、本実施形態によれば、推定あるいは計測可能な空間０次の固有モードの振動周波数ｆ０に応じて、切り替え前後のキャリア周波数を設定すれば、モータの発生する音・振動を確実に低減できるモータ制御を実現できる。従って、モータ駆動システムを試作して、音・振動を評価し、評価結果に基づいてモータ駆動システムの構成を調整していくような、繁雑な検討を行わなくても良い。
　また、本実施形態によれば、使用頻度の高い（例えば規定の走行モードに準拠した場合など）モータ回転数領域における音・振動の低減対策を優先的に行うなど、自由度の高い設計検討が可能となる。
　なお、本発明は前述した実施形態に限定されるものではなく、様々な変形例が含まれる。例えば、前述した実施形態は本発明を分かりやすく説明するために詳細に説明したものであり、必ずしも説明した全ての構成を備えるものに限定されるものではない。また、各実施形態の構成の一部について、他の構成の追加・削除・置き換えをすることが可能である。
ＶＣＭ１００　上位コントローラ
ＩＮＶ１００　インバータ
ＩＮＶ２００　演算制御装置
ＩＮＶ３００　駆動回路
ＩＮＶ４００　パワーモジュール
ＣＴ１００　電流センサ
ＴＳ１００　温度センサ
ＭＧ１００　モータ
Ｃ１１０　Ｕ相コイル巻線，Ｃ１２０　Ｖ相コイル巻線，Ｃ１３０　Ｗ相コイル巻線
Ｎ１００　中性点
Ｒ１４０　回転角センサ
１　ステータ
２　ロータ
３　ティース
４　巻線
５　永久磁石

Claims (10)

  1. 　所定のキャリア周波数にて回転電動機をＰＷＭ制御する回転電動機の制御方法において、
    　前記回転電動機の空間０次の固有モードの振動周波数と、前記固有モードを発生させる電磁加振力の周波数成分の周波数とが重なる場合、前記キャリア周波数の値を、第一の値から、前記第一の値とは異なる第二の値に切り替えることを特徴とする回転電動機の制御方法。
  2. 　請求項１に記載の回転電動機の制御方法において、
    　前記キャリア周波数をｆｃとし、前記回転電動機の回転周波数をｆ１とすると、前記電磁加振力の周波数成分の周波数はｆｃ±３ｆ１であることを特徴とする回転電動機の制御方法。
  3. 　請求項１に記載の回転電動機の制御方法において、
    　前記回転電動機の空間０次の固有モードの振動周波数と、前記固有モードを発生させる電磁加振力の周波数成分の周波数とが重なる時、前記第二の値に対する回転周波数の値は前記第一の値に対する回転周波数の値よりも低いことを特徴とする回転電動機の制御方法。
  4. 　請求項３に記載の回転電動機の制御方法において、
    　前記第一の値は前記固有モードの振動周波数よりも高く、
    　前記第二の値は、前記第一の値よりも低く、かつ前記固有モードの振動周波数よりも高いことを特徴とする回転電動機の制御方法。
  5. 　請求項３に記載の回転電動機の制御方法において、
    　前記第一の値は前記固有モードの振動周波数よりも高く、
    　前記第二の値は、前記第一の値よりも低く、かつ前記固有モードの振動周波数よりも低いことを特徴とする回転電動機の制御方法。
  6. 　請求項１に記載の回転電動機の制御方法において、
    　前記回転電動機の空間０次の固有モードの振動周波数と、前記固有モードを発生させる電磁加振力の周波数成分の周波数とが重なる時、前記第二の値に対する回転周波数の値は前記第一の値に対する回転周波数の値よりも高いことを特徴とする回転電動機の制御方法。
  7. 　請求項６に記載の回転電動機の制御方法において、
    　前記第一の値は前記固有モードの振動周波数よりも高く、
    　前記第二の値は、前記第一の値よりも高いことを特徴とする回転電動機の制御方法。
  8. 　請求項６に記載の回転電動機の制御方法において、
    　前記第一の値は前記固有モードの振動周波数よりも高く、
    　前記第二の値は、前記第一の値よりも低く、かつ前記固有モードの振動周波数よりも低いことを特徴とする回転電動機の制御方法。
  9. 　所定のキャリア周波数にて回転電動機をＰＷＭ制御する回転電動機の制御装置において、
    　半導体スイッチング素子のオン・オフによって前記回転電動機を駆動するための三相交流電力を出力するパワーモジュールと、
    　前記半導体スイッチング素子をオン・オフするためのＰＷＭゲートパルスを作成する駆動回路と、
    　前記駆動回路に対して前記ＰＷＭゲートパルスの作成を指令するゲート駆動信号を、前記所定のキャリア周波数によるＰＷＭによって作成する演算制御装置と、
    を備え、
    　前記演算制御装置は、前記回転電動機の空間０次の固有モードの振動周波数と、前記固有モードを発生させる電磁加振力の周波数成分の周波数とが重なるか否かを判定し、重なると判定する場合、前記キャリア周波数の値を、第一の値から、前記第一の値とは異なる第二の値に切り替えることを特徴とする回転電動機の制御装置。
  10. 　回転電動機と、
    　前記回転電動機を駆動するインバータと、
    を備える回転電動機駆動システムにおいて、
    　前記インバータは、請求項９に記載される回転電動機の制御装置からなることを特徴とする回転電動機駆動システム。
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Cited By (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019161704A (ja) * 2018-03-07 2019-09-19 本田技研工業株式会社 モータ制御装置
WO2021044457A1 (ja) * 2019-09-02 2021-03-11 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置及び電動機ドライブシステム
JP2022119590A (ja) * 2021-02-04 2022-08-17 ダイハツ工業株式会社 インバータの制御装置
JP2022553436A (ja) * 2020-06-15 2022-12-22 ジアンス・コンテンポラリー・アンプレックス・テクノロジー・リミテッド 永久磁石モーターの制御方法、装置、動力システム及び電気自動車

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
DE102019200992A1 (de) * 2019-01-28 2020-07-30 Robert Bosch Gmbh Verfahren zur Steuerung eines Inverters
CN111199124A (zh) * 2020-01-15 2020-05-26 山东大学 表贴式永磁同步电机空载电磁激振力波的计算方法
CN112468051B (zh) * 2020-11-13 2022-06-03 中国人民解放军海军工程大学 一种多相永磁电机高频振动快速分析方法及其抑制策略
JP7201952B2 (ja) * 2021-03-31 2023-01-11 ダイキン工業株式会社 モータ制御装置、モータ、圧縮機、冷凍装置及び車両

Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002325472A (ja) * 2001-04-26 2002-11-08 Okuma Corp インバータ制御装置
CN103633917A (zh) * 2013-12-11 2014-03-12 陈卫兵 一种降低电机振动噪音的方法和装置

Family Cites Families (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPH07200031A (ja) * 1993-12-28 1995-08-04 Sony Corp 数値制御方法と数値制御装置
IT1320375B1 (it) * 2000-05-26 2003-11-26 Fiat Ricerche Dispositivo di controllo di una macchina ad induzione ad ampio campodi velocita' realizzante un controllo basato su una stima di flusso
JP2007020246A (ja) 2005-07-05 2007-01-25 Nissan Motor Co Ltd 回転電動機の制御装置および回転電動機の制御方法
JP2009303288A (ja) * 2008-06-10 2009-12-24 Toyota Motor Corp インバータ制御装置
JP5471259B2 (ja) * 2009-10-02 2014-04-16 アイシン・エィ・ダブリュ株式会社 制御装置
JP5603607B2 (ja) * 2010-01-28 2014-10-08 セミコンダクター・コンポーネンツ・インダストリーズ・リミテッド・ライアビリティ・カンパニー リニア振動モータの駆動制御回路
WO2013094075A1 (ja) * 2011-12-23 2013-06-27 三菱電機株式会社 永久磁石型モータ
JP5861554B2 (ja) * 2012-04-18 2016-02-16 日産自動車株式会社 車両用制振制御装置

Patent Citations (2)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2002325472A (ja) * 2001-04-26 2002-11-08 Okuma Corp インバータ制御装置
CN103633917A (zh) * 2013-12-11 2014-03-12 陈卫兵 一种降低电机振动噪音的方法和装置

Cited By (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2019161704A (ja) * 2018-03-07 2019-09-19 本田技研工業株式会社 モータ制御装置
WO2021044457A1 (ja) * 2019-09-02 2021-03-11 東芝三菱電機産業システム株式会社 電力変換装置及び電動機ドライブシステム
US11716044B2 (en) 2019-09-02 2023-08-01 Toshiba Mitsubishi-Electric Industrial Systems Corporation Power conversion device and electric motor drive system
JP2022553436A (ja) * 2020-06-15 2022-12-22 ジアンス・コンテンポラリー・アンプレックス・テクノロジー・リミテッド 永久磁石モーターの制御方法、装置、動力システム及び電気自動車
JP7263628B2 (ja) 2020-06-15 2023-04-24 ジアンス・コンテンポラリー・アンプレックス・テクノロジー・リミテッド 永久磁石モーターの制御方法、装置、動力システム及び電気自動車
JP2022119590A (ja) * 2021-02-04 2022-08-17 ダイハツ工業株式会社 インバータの制御装置

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