WO2013046459A1 - 鉄道車両用主電動機 - Google Patents

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健太 金子
米谷　晴之
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三菱電機株式会社
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    • Y02T10/60—Other road transportation technologies with climate change mitigation effect
    • Y02T10/64—Electric machine technologies in electromobility

Definitions

  • the present invention relates to a main motor for railway vehicles.
  • an electric vehicle obtains propulsive power by converting power collected from an overhead line into three-phase AC power by an inverter circuit, and supplying this AC power to a main motor to drive it.
  • a DC overhead wire a configuration in which DC power supplied from the overhead wire is converted into AC power of variable voltage and variable frequency by an inverter circuit, and the main motor is driven using this AC power.
  • the AC power supplied from the overhead wire is once converted into DC power by a converter circuit, and this DC power is further converted into AC power of variable voltage and variable frequency by an inverter circuit.
  • the main motor is driven.
  • the main motor has a configuration including a stator and a rotor.
  • the circuit configuration of the stator winding is generally related to the loss of the main motor.
  • the stator winding is configured by a parallel circuit, it is known that a circulating current is generated in the stator winding depending on the relationship between the number of parallel circuits and the number of poles (see, for example, Patent Document 2). ).
  • a synchronous one-pulse waveform may be used as the voltage waveform output to the main motor, but the one-pulse waveform contains many low-order harmonic components.
  • the loss of the main motor increases due to these low-order harmonic voltages.
  • the voltage waveform output to the main motor is a PWM waveform obtained by pulse width modulation.
  • the voltage waveform is a PWM waveform
  • the inverter loss is larger than when a one-pulse waveform is used.
  • the present invention has been made in view of the above, and lower harmonic components included in the applied voltage are reduced, switching loss of the inverter circuit is suppressed, and generation of circulating current in the stator winding is suppressed.
  • An object of the present invention is to provide a railcar main motor that is suppressed.
  • the main motor for a railway vehicle according to the present invention is mounted on an electric vehicle and used to drive the electric vehicle, and is formed using a wide band gap semiconductor.
  • a three-phase AC railway vehicle that is driven to rotate by receiving AC power supplied from an inverter circuit having elements, and that is driven by applying a PWM waveform voltage from the inverter circuit for at least part of the speed range of the electric vehicle.
  • Main stator motor comprising an annular stator core provided with a plurality of slots in the circumferential direction, and a coil wound around the stator core and housed in the slot, and having a three-phase star connection And a stator having a stator winding composed of parallel circuits having the same number of parallel circuits as the number of poles for each phase, and a rotor disposed inside the stator core. And wherein the Rukoto.
  • a low-order harmonic component included in an applied voltage is reduced, switching loss of an inverter circuit is suppressed, and generation of circulating current in a stator winding is suppressed. There is an effect that it can be provided.
  • FIG. 1 is a diagram comparing the case (a) in which the stator winding is configured with four parallel circuits and the case (b) in which the stator winding is not configured with a parallel circuit.
  • FIG. 2 is a diagram illustrating a configuration of an end portion of the main motor according to the embodiment.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the stator winding of the main motor according to the embodiment.
  • FIG. 4 is a connection diagram of the stator winding of the main motor according to the embodiment.
  • FIG. 5 is a schematic diagram for explaining a 4-pole 5-parallel configuration.
  • FIG. 6 is a diagram showing the magnitude of the induced voltage generated in the parallel circuit in the case of four poles and five parallels as a vector for each parallel circuit number.
  • FIG. 1 is a diagram comparing the case (a) in which the stator winding is configured with four parallel circuits and the case (b) in which the stator winding is not configured with a parallel circuit.
  • FIG. 2 is a diagram
  • FIG. 7 is a diagram comparing the case (a) in which the stator winding is configured with four parallel circuits and the case (b) in which the stator winding is not configured with two parallel circuits.
  • FIG. 8 is a diagram showing a circuit configuration in the case of 4-pole 5-parallel.
  • FIG. 9 is a diagram showing a circuit configuration in the case of 4-pole 3-parallel.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating an example of a one-pulse waveform and a PWM waveform.
  • a railway vehicle main motor (hereinafter simply referred to as “main motor”) according to the present invention is an electric motor used for driving a vehicle mounted on an electric vehicle.
  • the main motor is a three-phase AC motor, for example, an induction motor.
  • the main motor may be a motor other than the induction motor as long as it has the same configuration as the stator described below, and may be a synchronous motor, for example.
  • power collected from an overhead wire is converted into three-phase AC power by an inverter circuit, and this AC power is supplied to a main motor.
  • the overhead wire is a DC overhead wire
  • DC power supplied from the overhead wire is converted into AC power of variable voltage and variable frequency by an inverter circuit, and this AC power is supplied to the main motor.
  • the overhead wire is an AC overhead wire
  • the AC power supplied from the overhead wire is once converted into DC power by a converter circuit, and this DC power is further converted into AC power of variable voltage and variable frequency by an inverter circuit.
  • the inverter circuit converts the DC power from the DC power source into AC power, and the main motor is driven to rotate by receiving AC power supplied from the inverter circuit.
  • the output capacity of the main motor is approximately proportional to the product of the current and voltage applied to the main motor, for example, when the applied current is reduced, it is necessary to increase the applied voltage in order to obtain the same output capacity. Further, the switching loss of the inverter circuit is reduced as the output current is smaller. Therefore, in the control of the main motor, the voltage applied to the main motor is controlled to the maximum for the purpose of minimizing the switching loss of the inverter circuit under the determined overhead wire voltage.
  • a so-called synchronous one-pulse waveform may be used as a voltage waveform applied to the main motor.
  • the 1-pulse waveform is a waveform that is energized with a motor terminal voltage of an electrical angle of 120 ° (see FIG. 10A), and gives the maximum voltage that can be output to the main motor.
  • one pulse waveform when frequency-analyzed, it is a waveform in which the proportion of low-order harmonics is large, such as 20% for the 5th harmonic and 14% for the 7th harmonic relative to 100% of the fundamental wave. I understand that. And since a harmonic component leads to the loss of a main motor, the loss of a main motor will become large if a low order harmonic is large. That is, since the harmonic current is expressed by harmonic voltage / impedance, when the voltage waveform is a one-pulse waveform, the low-order harmonic is large, so that the harmonic current is large.
  • the voltage waveform output to the main motor is a PWM waveform obtained by pulse width modulation (see FIG. 10B).
  • the fundamental wave voltage is lower than that in the case of a one-pulse waveform, and the fundamental wave current is larger than that in the case of a one-pulse waveform, so that the switching loss of the inverter is increased. There is a problem.
  • an inverter circuit including a switching element formed using a wide band gap semiconductor is applied to the main motor.
  • the wide band gap semiconductor is a semiconductor having a larger band gap than silicon, and is, for example, SiC (silicon carbide), GaN (gallium nitride), diamond, or the like.
  • a wide band gap semiconductor has low power loss, so that the switching element can be highly efficient.
  • the wide band gap semiconductor has high voltage resistance and high allowable current density, the switching element can be downsized.
  • the wide band gap semiconductor has high heat resistance, the heat sink fins can be downsized.
  • the inverter circuit using such a wide band gap semiconductor By applying the inverter circuit using such a wide band gap semiconductor to the main motor, there is an advantage that the switching loss is reduced even when a large current flows compared to the case where the conventional inverter circuit is applied.
  • the switching loss of the inverter circuit is small, so that a specification for flowing a large current through the main motor is possible. Therefore, in this case, a PWM waveform with a low voltage and a large current specification can be used without using a one-pulse waveform that maximizes the voltage as in the prior art under an overhead voltage of a predetermined magnitude. it can.
  • the voltage waveform can be made close to a sine wave, so that the loss of the main motor due to the lower harmonics can be reduced, and both the improvement of the efficiency of the main motor and the reduction of the switching loss of the inverter circuit are realized. be able to.
  • stator winding of the main motor of this embodiment will be described.
  • PWM control is mainly used for controlling the inverter circuit
  • a large current flows through the main motor as compared with the case of using the 1 pulse mode.
  • the stator winding is configured by a parallel circuit.
  • each of the winding circuits parallel to each other is referred to as a parallel circuit.
  • the number of parallel circuits means the number of winding circuits parallel to each other.
  • n in the case of n parallel circuits means the number of parallel circuits.
  • the stator winding is configured by four parallel circuits.
  • the current applied to the main motor is I
  • the current flowing through each parallel circuit is I / 4
  • the winding resistance of each parallel circuit is R
  • the copper loss of each parallel circuit is I 2 R / 16
  • the copper loss is given by (current) 2 ⁇ (winding resistance). Therefore, the copper loss for four parallel circuits is I 2 R / 4.
  • the winding resistance needs to be R / 4. For that purpose, it is necessary to quadruple the cross-sectional area of the wire (conductor).
  • FIG. 1 shows a comparison between the case (a) in which the stator winding is configured with four parallel circuits and the case (b) in which the stator winding is not configured with a parallel circuit.
  • FIG. 1 illustrates a coil 3 housed in one of the slots 30 provided on the inner peripheral side of the stator core 2, and the coil 3 is housed in the slot 30 in a two-layer structure. That is, the coil 3 includes an upper coil 3 b on the opening side of the slot 30 and a lower coil 3 a on the bottom side of the slot 30.
  • FIG. 1 illustrates a coil 3 housed in one of the slots 30 provided on the inner peripheral side of the stator core 2, and the coil 3 is housed in the slot 30 in a two-layer structure. That is, the coil 3 includes an upper coil 3 b on the opening side of the slot 30 and a lower coil 3 a on the bottom side of the slot 30.
  • the upper coil 3b and the lower coil 3a are each composed of four strands corresponding to four parallel circuits, and these are numbered 1 to 4 in the figure. It is represented by a turn. Further, in FIG. 1B, the upper coil 3b and the lower coil 3a are each configured by one strand corresponding to the configuration without the parallel circuit, and as described above, The cross-sectional area is four times that in the case of FIG. With such a configuration, the copper loss is the same and the magnetic flux densities are the same in both configurations of FIGS.
  • the cross-sectional area of each strand is 1 ⁇ 4 that in FIG. 1B, so even if the flux linkage 50 is linked, The generated circulating current is suppressed and the efficiency of the main motor can be maintained.
  • the stator winding is constituted by a plurality of parallel circuits.
  • FIG. 2 is a diagram showing the configuration of the end portion of the main motor according to the present embodiment, and mainly shows the configuration of the stator.
  • FIG. 3 is a circuit configuration diagram of the stator winding of the main motor according to the present embodiment.
  • FIG. 4 is a connection diagram of the stator windings of the main motor according to the present embodiment.
  • the stator of the main motor 1 includes a substantially annular stator core 2, a coil 3 mounted in each slot of the stator core 2, and a substantially C-shaped U-phase wire.
  • a circuit ring 11 (first circuit ring) used for connection, a circuit ring 12 (second circuit ring) used for connection of an approximately C-shaped V-phase wire, and a substantially C-shaped W-phase
  • the circuit ring 13 (third circuit ring) used for the connection of the element wire and the circuit ring 10 (fourth circuit ring) used for the neutral point connection in a substantially C shape.
  • the slots provided in the stator core 2 are arranged at substantially equal intervals along the circumferential direction, and accordingly the coils 3 are also arranged at substantially equal intervals along the circumferential direction.
  • the accommodation mode of the coil 3 in each slot is as having shown to Fig.1 (a).
  • a rotor is rotatably disposed on the inner peripheral side of the stator core 2 through a gap.
  • the circuit rings 10 to 13 are arranged coaxially with each other.
  • the circuit ring 10 is arranged, for example, on the innermost side compared with the circuit rings 11 to 13.
  • FIG. 2 shows a configuration example in which, for example, when the number of slots is 36, the number of poles is 4 and the number of parallel circuits of the stator windings is 4.
  • the number of parallel circuits and the number of poles of the stator winding are made equal.
  • the poles are configured with the coil 3 of three slots continuous in the circumferential direction as a set.
  • Each constitutes a pole. Therefore, for example, with respect to the U phase, the coil 3 of the three consecutive slots represented by U and the coil 3 of the three consecutive slots represented by the U bar are alternately arranged at substantially equal intervals in the circumferential direction. And appear in a total of four locations, each constituting a pole.
  • the U bar represents that the winding direction of the coil 3 is opposite to that of U. Further, these four poles constitute a parallel circuit (see FIG. 3). That is, as shown in FIG.
  • the pole and the parallel circuit correspond to each other, and the coil 3 of three slots continuous in the circumferential direction constitutes the pole and constitutes one of the four parallels.
  • the parallel circuits are arranged at substantially equal intervals in the circumferential direction corresponding to the positions of the poles, and are distributed in the circumferential direction. The same applies to the V phase and the W phase.
  • the circuit ring 10 is a joint bar used for three-phase star connection (see FIG. 3).
  • the circuit ring 10 is an approximately C-shaped plate-like metal member that is insulation-coated except for the connection points.
  • the circuit ring 10 extends along the circumferential direction of the stator core 2 so that the circuit ring 10 can be connected to the end of the wire of the coil 3.
  • the ends of the coils 3 constituting the parallel circuit are also distributed. Therefore, by using the circuit ring 10 extending in the circumferential direction, the end of the coil 3 can be connected to the circuit ring 10 at that position without drawing the wire of the coil 3 constituting the parallel circuit.
  • the circuit ring 10 can be connected in a lump in a state where the connection points are dispersed in the circumferential direction.
  • the connection place the insulating coating of the circuit ring 13 is removed, and the internal metal member and the end of the element wire of the coil 3 are connected in contact.
  • the connection location in this case is a total of 12 places, 4 places for each phase.
  • the connection structure of the parallel circuit of each phase and the circuit rings 10 to 13 is schematically shown. It is shown in.
  • the circuit ring 11 is a joint bar used for U-phase connection (see FIG. 3).
  • the circuit ring 11 is an approximately C-shaped plate-like metal member that is insulation-coated except for the connection points.
  • the circuit ring 11 extends along the circumferential direction of the stator core 2 so that the circuit ring 11 can be connected to the end of the wire of the coil 3.
  • the ends of the coils 3 constituting the parallel circuit are also distributed. Therefore, by using the circuit ring 11 extending in the circumferential direction, the end of the coil 3 can be connected to the circuit ring 11 at that position without drawing the wire of the coil 3 constituting the parallel circuit.
  • the circuit ring 11 can be connected in a lump in a state where the connection points are dispersed in the circumferential direction.
  • the insulation coating of the circuit ring 11 is removed, and the internal metal member and the end of the element wire of the coil 3 are connected in contact.
  • the circuit rings 12 and 13 are the same as the circuit ring 11.
  • each of the circuit rings 10 to 13 has, for example, a substantially C-shape, so that the gap between the opposing ends can be used for drawing out the wiring.
  • one end portion of the circuit ring 12 is drawn out to the outer diameter side through a gap between opposite end portions of the circuit ring 11 and connected to the lead wire 20.
  • the number of parallel circuits is larger than the number of poles.
  • a case of four poles and five parallels will be described.
  • FIG. 5 is a schematic diagram for explaining a configuration of four poles and five parallels, for example, U phase.
  • five coils 3 expressed in the order of U1 bar to U5 bar, five coils 3 expressed in the order of U5 to U1, and five coils expressed in the order of U1 bar to U5 bar. 3 and five coils 3 represented in the order of U5 to U1 are arranged in the circumferential direction.
  • the five coils 3 represented in the order of U1 bar to U5 bar are housed in five slots that are continuous in the circumferential direction, and constitute one pole.
  • the five coils 3 represented in the order of U5 to U1 are housed in five slots that are continuous in the circumferential direction, and constitute one pole. Therefore, in FIG. 5, a total of four poles are formed. The same applies to the V phase and the W phase.
  • the parallel circuit in this case is configured by connecting in series the coils 3 represented by the same parallel circuit number (the number assigned to the U or U bar, and the number for distinguishing the five parallel circuits).
  • U1 bar, U1, U1 bar, and U1 connected in the circumferential direction constitute one of the parallel circuits ('1' is the parallel circuit number), and U2 bar, U2, U2
  • the connection of the bar and U2 in the circumferential direction constitutes one of the parallel circuits ('2' is the parallel circuit number), and the connection of U3 bar, U3, U3 bar, and U3 in the circumferential direction is 1 of the parallel circuit.
  • ('3' is a parallel circuit number), etc., for a total of 5 parallels. The same applies to the V phase and the W phase.
  • FIG. 8 shows a circuit configuration in the case of the above-described 4-pole 5-parallel configuration. As shown in FIG. 8, the poles are configured across parallel circuits.
  • the arrangement of the parallel circuits is arranged for each pole as shown in the order of the arrangement in the circumferential direction: U1 bar to U5 bar, U5 to U1, U1 bar to U5 bar, U5 to U1. It is reversed. This is because a phase difference occurs between U1 bar and U5 bar or between U5 and U1 in one pole, so that the arrangement order of the parallel circuits in the poles is reversed between adjacent poles. In this configuration, the phase difference is canceled between each other so that no phase difference occurs between the parallel circuits.
  • FIG. 6 is a diagram showing the magnitude of the induced voltage generated in the parallel circuit in the case of four poles and five parallels as a vector for each parallel circuit number.
  • the U phase will be described as an example.
  • v1 represents the induced voltage generated at U1 in FIG. 5
  • v1 bar represents the induced voltage generated at U1 bar in FIG. 5
  • v2 represents the induced voltage generated at U2 in FIG. 5
  • v2 bar represents the U2 bar in FIG.
  • V3 represents an induced voltage generated at U3 in FIG. 5
  • v3 bar represents an induced voltage generated at U3 bar in FIG.
  • the phase difference is based on the phase of U3 and U3 bar.
  • the phases of v1 and v1 bars are opposite to each other, v2 and v2 bars are opposite to each other, and v3 and v3 bars are equal to each other.
  • the vector from P0 to P10 represents the sum of induced voltages for four poles
  • the vector from P0 to P11 is for four poles.
  • the vector from P0 to P12 represents the sum of the induced voltages for four poles.
  • the vector from P0 to P11 represents the sum of the induced voltages for the four poles
  • the parallel circuit of parallel circuit number 5 represents the sum of the induced voltages for the four poles.
  • FIG. 9 shows a circuit configuration in the case of 4-pole 3-parallel. As shown in FIG. 9, the poles are configured across parallel circuits.
  • FIG. 7 is a diagram comparing the case (a) in which the stator winding is configured with four parallel circuits and the case (b) in which the stator winding is not configured with two parallel circuits. Since FIG. 7A is the same as FIG. 1A, its description is omitted.
  • the upper coil 3b and the lower coil 3a are each composed of two strands corresponding to the number of parallel circuits of 2, and in the figure they are numbered 1-2. Is represented by the turn.
  • the cross-sectional area of the strand (conductor) is twice that of FIG.
  • the same components as those in FIG. 1 are denoted by the same reference numerals.
  • n is a positive even number
  • the number of poles is two, the core back 2a (see FIG. 2) of the stator core 2 becomes large, and there is a problem that the coil end part becomes long.
  • the number of poles is preferably four or six.
  • the number of slots for each pole and each phase is set to 3, for example, but it is generally preferable to set an integer of 3 or more. This is because if the number is less than 3, space harmonics (harmonics generated in the main motor) increase and loss increases.
  • an inverter circuit including a switching element formed using a wide band gap semiconductor is applied to the main motor 1, and at least a part of the speed region of the electric vehicle is changed from the inverter circuit to the main motor 1.
  • the output voltage is a PWM waveform.
  • the main motor 1 has a large current and low voltage specification by applying the inverter circuit, but the copper loss of the main motor 1 can be reduced by configuring the stator winding in a parallel circuit. While reducing, generation
  • the number of poles in parallel with the number of parallel circuits of the stator windings since the number of poles in parallel with the number of parallel circuits of the stator windings is set, a circulating current flows between the parallel circuits as in the case where the number of parallel circuits is larger than the number of poles, and the main motor The efficiency of 1 is not reduced.
  • the number of poles in parallel with the number of parallel circuits of the stator windings since the number of poles in parallel with the number of parallel circuits of the stator windings is set, the number of parallel circuits is less than the number of poles and the number of poles / parallel circuits is not an integer. The circulating current does not flow between the parallel circuits, and the efficiency of the main motor 1 does not decrease.
  • the number of pole circuits in parallel is equal to the number of poles
  • the number of parallel circuits is smaller than the number of poles and the number of poles / parallel circuits is an integer.
  • the circulating current does not flow through the strands, and the efficiency of the main motor 1 does not decrease, and there is no problem of deterioration in workability due to label dislocation in order to offset this circulating current.
  • connection of each phase of the stator winding is collectively performed by the circuit rings 11 to 13, and the neutral point connection is collectively performed by the circuit ring 10.
  • the end of the coil 3 can be connected to the circuit rings 10 to 13 at that position, so that the wire of the coil 3 does not have to be extended and routed to the location of the lead wire 20, and the connection is easy. Workability is also improved. Further, by providing insulation to each of the circuit rings 10 to 13, workability is improved as compared with the case where insulation is required for each strand as in the case where the strand is pulled out long.
  • strands are used for the connection of each phase of the stator winding and the connection of the neutral point.
  • the circuit rings 10 to 13 are preferably used because they are dispersed in the circumferential direction.
  • the present invention is suitable as a main motor for railway vehicles.

Landscapes

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  • Power Engineering (AREA)
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  • Insulation, Fastening Of Motor, Generator Windings (AREA)

Abstract

　鉄道車両用主電動機は、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子を備えたインバータ回路から交流電力の供給を受けて回転駆動する。インバータ回路は、電気車の速度領域の少なくとも一部について鉄道車両用主電動機にＰＷＭ波形の電圧を印加する。鉄道車両用主電動機の固定子は、周方向に複数個のスロットが設けられた環状の固定子鉄心と、この固定子鉄心に巻装され前記スロットに収められたコイルを備えて成るとともに三相スター結線でかつ各相ごとに極数と同数の並列回路数の並列回路で構成された固定子巻線とを備える。

Description

鉄道車両用主電動機
　本発明は、鉄道車両用主電動機に関するものである。
　一般に、電気車は、架線から集電された電力をインバータ回路により三相の交流電力に変換し、この交流電力を主電動機に供給しこれを駆動することで推進力を得ている。例えば、直流架線の場合は、架線から供給される直流電力をインバータ回路により可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力を用いて主電動機を駆動する構成が一般的である。また、交流架線の場合は、架線から供給される交流電力をコンバータ回路により一旦直流電力に変換し、さらにこの直流電力をインバータ回路により可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力を用いて主電動機を駆動する構成が一般的である。
　また、鉄道車両用主電動機の制御では、インバータ回路のスイッチング損失を最小にする目的で、交流電圧指令基本波の電気角３６０度で２回のみスイッチングして矩形波電圧を出力し、主電動機に出力する電圧を最大電圧に固定する１パルスモードが速度領域に応じて用いられている（例えば、特許文献１参照）。 
　一方、主電動機は、固定子と回転子とを備えた構成である。そして、固定子巻線の回路構成は、一般に主電動機の損失に関係する。例えば、固定子巻線を並列回路で構成した場合には、並列回路数と極数との関係によっては固定子巻線に循環電流が発生することが知られている（例えば、特許文献２参照）。
国際公開第２００８／１０７９９２号 特許第３５７８９３９号公報
　上記のように、鉄道車両用主電動機の制御では、主電動機に出力する電圧波形として、同期１パルス波形が用いられることがあるが、１パルス波形には低次高調波成分が多く含まれており、これらの低次高調波電圧に起因して主電動機の損失が大きくなるという問題があった。
　このような低次高調波電圧を低減する方法として、主電動機に出力する電圧波形をパルス幅変調させたＰＷＭ波形とすることが一般に知られている。しかしながら、電圧波形をＰＷＭ波形にした場合は、１パルス波形を用いる場合に比べて、インバータ損失が大きくなるという問題があった。
　また、上記のように、固定子巻線に並列回路を構成すると固定子巻線の回路構成及び極数によっては、固定子巻線に循環電流が発生し、主電動機の効率が低下するので、主電動機の効率を向上させるためには、固定子巻線の回路構成を適切に選択して循環電流を抑制する必要がある。
　本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、印加電圧に含まれる低次高調波成分が低減され、インバータ回路のスイッチング損失が抑制されるとともに、固定子巻線における循環電流の発生が抑制された鉄道車両用主電動機を提供することを目的とする。
　上述した課題を解決し、目的を達成するために、本発明に係る鉄道車両用主電動機は電気車に搭載されて当該電気車の駆動に用いられ、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子を備えたインバータ回路から交流電力の供給を受けて回転駆動し、前記電気車の速度領域の少なくとも一部については前記インバータ回路からＰＷＭ波形の電圧が印加されて駆動する三相交流の鉄道車両用主電動機であって、周方向に複数個のスロットが設けられた環状の固定子鉄心、及びこの固定子鉄心に巻装され前記スロットに収められたコイルを備えて成るとともに三相スター結線でかつ各相ごとに極数と同数の並列回路数の並列回路で構成された固定子巻線を備えた固定子と、前記固定子鉄心の内側に配置された回転子と、を備えることを特徴とする。
　本発明によれば、印加電圧に含まれる低次高調波成分が低減され、インバータ回路のスイッチング損失が抑制されるとともに、固定子巻線における循環電流の発生が抑制された鉄道車両用主電動機を提供することができる、という効果を奏する。
図１は、固定子巻線を４並列回路で構成した場合（ａ）と、固定子巻線を並列回路で構成しない場合（ｂ）を対比して示した図である。 図２は、実施の形態に係る主電動機の端部の構成を示す図である。 図３は、実施の形態に係る主電動機の固定子巻線の回路構成図である。 図４は、実施の形態に係る主電動機の固定子巻線の結線図である。 図５は、４極５並列の構成を説明するための模式図である。 図６は、４極５並列の場合に並列回路に生ずる誘起電圧の大きさを並列回路番号ごとにベクトルで示した図である。 図７は、固定子巻線を４並列回路で構成した場合（ａ）と、固定子巻線を２並列回路で構成しない場合（ｂ）を対比して示した図である。 図８は、４極５並列の場合の回路構成を示す図である。 図９は、４極３並列の場合の回路構成を示す図である。 図１０は、１パルス波形及びＰＷＭ波形の例を示した図である。
　以下に、本発明に係る鉄道車両用主電動機の実施の形態を図面に基づいて詳細に説明する。なお、この実施の形態によりこの発明が限定されるものではない。
実施の形態
　本発明に係る鉄道車両用主電動機（以下、単に「主電動機」という。）は、電気車に搭載された車両駆動に用いられる電動機である。主電動機は、三相の交流電動機であり、例えば誘導電動機である。ただし、主電動機は、以下に説明する固定子と同様の構成を有するものであれば、誘導電動機以外の他の電動機であってもよく、例えば同期電動機とすることもできる。
　電気車では、一般に、架線から集電された電力をインバータ回路により三相の交流電力に変換し、この交流電力を主電動機に供給している。ここで、架線が直流架線の場合は、架線から供給される直流電力をインバータ回路により可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力を主電動機に供給する。また、架線が交流架線の場合は、架線から供給される交流電力をコンバータ回路により一旦直流電力に変換し、さらにこの直流電力をインバータ回路により可変電圧可変周波数の交流電力に変換し、この交流電力を主電動機に供給する。いずれの場合も、インバータ回路は直流電源部からの直流電力を交流電力に変換し、主電動機はインバータ回路から交流電力の供給を受けて回転駆動される。
　ところで、主電動機の出力容量は主電動機に印加される電流と電圧の積におよそ比例するので、例えば印加電流を小さくした場合に同じ出力容量を得るためには印加電圧を大きくする必要がある。また、インバータ回路のスイッチング損失は、その出力電流が小さいほど低減される。そのため、主電動機の制御では、決められた大きさの架線電圧のもと、インバータ回路のスイッチング損失を最小にすることを目的として、主電動機に印加される電圧が最大となるように制御することがある。すなわち、主電動機に印加される電圧波形として、いわゆる同期１パルス波形を用いることがある。ここで１パルス波形は、モータ端子電圧で電気角１２０°区間通電する波形であり、（図１０（ａ）参照）、主電動機に出力可能な最大電圧を与える。
　しかしながら、１パルス波形を周波数分析すると、基本波の１００％に対して、５次高調波が２０％、７次高調波が１４％となるなど、低次高調波の占める割合が大きい波形であることがわかる。そして、高調波成分は主電動機の損失につながることから、低次高調波が大きいと主電動機の損失は大きくなる。すなわち、高調波電流は、高調波電圧／インピーダンスで表されることから、電圧波形が１パルス波形の場合は低次高調波が大きいため高調波電流が大きくなる。
　このような低次高調波電圧を低減する方法として、主電動機に出力する電圧波形をパルス幅変調させたＰＷＭ波形（図１０（ｂ）参照）とすることが一般に知られている。しかしながら、電圧波形をＰＷＭ波形にすると、その基本波電圧が１パルス波形の場合よりも低下し、その基本波電流が１パルス波形の場合よりも大きくなるので、インバータのスイッチング損失が大きくなってしまうという問題がある。
　そこで、本実施の形態では、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子を備えたインバータ回路を主電動機に適用する。ここで、ワイドバンドギャップ半導体は、シリコンに比べてバンドギャップが大きな半導体であり、例えば、ＳｉＣ（シリコンカーバイド）、ＧａＮ（窒化ガリウム）、又はダイヤモンド等である。ワイドバンドギャップ半導体は、電力損失が低いため、スイッチング素子の高効率化が可能である。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐電圧性が高く、許容電流密度も高いため、スイッチング素子の小型化が可能である。また、ワイドバンドギャップ半導体は、耐熱性も高いため、ヒートシンクの放熱フィンの小型化も可能になる。このようなワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータ回路を主電動機に適用することで、従来のインバータ回路を適用した場合と比較して、大きな電流が流れた場合でもスイッチング損失が小さくなるという利点がある（例えば、特開２０１１－０７８２９６号公報を参照）。つまり、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータ回路では、インバータ回路のスイッチング損失が小さいので、主電動機に大きな電流を流す仕様が可能となる。よって、この場合は、決められた大きさの架線電圧のもと、従来のように電圧を最大限とした１パルス波形を用いることなく、低電圧かつ大電流の仕様のＰＷＭ波形を用いることができる。これにより電圧波形を正弦波に近くすることができるので、低次高調波による主電動機の損失を低減することができ、主電動機の効率の改善及びインバータ回路のスイッチング損失の低減の双方を実現することができる。
　次に、本実施の形態の主電動機の固定子巻線について説明する。上記のように、本実施の形態では、インバータ回路の制御に主にＰＷＭ制御を用いるので、１パルスモードを用いる場合と比べて、大きな電流を主電動機に流すことになるが、この場合は、固定子巻線を複数の並列巻線で構成し、各並列巻線に流す電流を小さくする構成が有効である。すなわち、実施の形態では、固定子巻線を並列回路で構成する。以下、この理由について説明する。なお、以下では、互いに並列な巻線回路の各々を並列回路という。また、並列回路数とは互いに並列な巻線回路の個数をいう。また、ｎ並列回路というときのｎは並列回路数を意味するものとする。
　一例として、固定子巻線を４並列回路で構成する場合を想定する。この場合、主電動機に印加される電流をＩとすると、各並列回路に流れる電流はＩ／４となり、各並列回路の巻線抵抗をＲとすると、各並列回路の銅損はＩ２Ｒ／１６となる。ここで、銅損は（電流）２×（巻線抵抗）で与えられる。よって、４並列回路分の銅損はＩ２Ｒ／４となる。他方、固定子巻線を並列回路で構成しない場合は、電流の大きさはＩであるので、銅損を同一とするためには、その巻線抵抗をＲ／４とする必要がある。そのためには、素線（導体）の断面積を４倍にする必要がある。
　固定子巻線を並列回路で構成しない場合に、その素線（導体）の断面積を４並列回路の場合の４倍にする必要性は次のことからもわかる。まず、主電動機のサイズを同一にすることを前提にすると、このためには主電動機で発生させる磁束密度もほぼ等しくする必要がある。ところで、周波数一定の条件のもとで、Ｖ＝－Ｎ×ｄφ／ｄｔ＝－Ｎ×ｊ×ω×φ＝（Ｖは電圧、φは磁束、Ｎは巻数、ｊ＝√（－１）、ω＝２πｆ（ｆは周波数）、ｔは時間）が成り立つので、主電動機内の磁束密度は、電圧／巻数に比例する。そして、固定子巻線を並列回路で構成しない場合には、巻数は４並列回路の場合の１／４になるので、磁束密度を等しくするには、巻数を１／４にする必要がある。
　次に、銅損が同一の条件のもとで、並列回路を利用することが有効であることを説明する。図１は、固定子巻線を４並列回路で構成した場合（ａ）と、固定子巻線を並列回路で構成しない場合（ｂ）とを対比して示した図である。図１は、固定子鉄心２の内周側に設けられたスロット３０の一つに収められたコイル３を例示したものであり、スロット３０内にコイル３が二層構造で収められている。すなわち、コイル３は、スロット３０の開口部側の上コイル３ｂと、スロット３０の底部側の下コイル３ａとからなる。ただし、図１（ａ）では、上コイル３ｂ及び下コイル３ａは、４並列回路に対応して、それぞれ４つの素線で構成されており、図中ではこれらを１～４の番号を付したターンで表している。また、図１（ｂ）では、上コイル３ｂ及び下コイル３ａは、並列回路なしの構成に対応して、それぞれ１つの素線で構成されるとともに、上述したように、素線（導体）の断面積は図１（ａ）の場合の４倍になっている。このような構成により、図１（ａ），（ｂ）のいずれの構成においても、銅損は同じで、磁束密度も互いに等しくなっている。
　しかしながら、図１（ｂ）に示すように、スロット３０の開口部側の上コイル３ｂには、スロット３０の底部側の下コイル３ａからの漏れ磁束が鎖交し（鎖交磁束５０）、上コイル３ｂの素線（導体）内で鎖交磁束５０を打ち消すように循環電流Ｉｃが発生してしまう。そのため、この循環電流Ｉｃによる損失により、主電動機の効率が低下するという問題がある。これは、素線（導体）の断面積が図１（ａ）の場合に比べて大きいことに起因する。
　これに対し、図１（ａ）では、各素線の断面積は図１（ｂ）の場合の１／４になっているので、鎖交磁束５０が鎖交したとしても各素線内に発生する循環電流は抑制され、主電動機の効率を維持することができる。
　このように、ワイドバンドギャップ半導体を用いたインバータ回路を主電動機に適用する場合には、固定子巻線の並列回路数を多くすることにより、電流が大きい場合でも銅損を低減することができるとともに、循環電流の発生による損失も抑制することができる。このような理由から、本実施の形態では、固定子巻線を複数の並列回路で構成することとする。
　次に、固定子巻線の並列回路数と極数との関係について詳細に説明する。図２は、本実施の形態に係る主電動機の端部の構成を示す図であり、主に固定子の構成を示している。図３は、本実施の形態に係る主電動機の固定子巻線の回路構成図である。図４は、本実施の形態に係る主電動機の固定子巻線の結線図である。
　図２に示すように、主電動機１の固定子は、略環状の固定子鉄心２と、固定子鉄心２の各スロットに装着されたコイル３と、概略Ｃ字状でＵ相の素線の結線に用いられるサーキットリング１１（第１のサーキットリング）と、概略Ｃ字状でＶ相の素線の結線に用いられるサーキットリング１２（第２のサーキットリング）と、概略Ｃ字状でＷ相の素線の結線に用いられるサーキットリング１３（第３のサーキットリング）と、概略Ｃ字状で中性点結線に用いられるサーキットリング１０（第４のサーキットリング）とを備えて構成される。
　固定子鉄心２に設けられたスロットは周方向に沿って略等間隔に配置され、これに応じてコイル３も周方向に沿って略等間隔に配置されている。なお、各スロット内のコイル３の収納の態様は、図１（ａ）に示した通りである。また、図示は省略しているが、固定子鉄心２の内周側には空隙を介して回転子が回転自在に配置されている。サーキットリング１０～１３は互いに同軸的に配置されている。サーキットリング１０は、サーキットリング１１～１３に比べて、例えば最も内径側に配置されている。
　図２では、例えば、スロット数が３６個である場合に、極数を４、固定子巻線の並列回路数を４とした構成例を示している。このように、本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数とを等しくする構成とする。この場合、毎極毎相のスロット数は（総スロット数）／（相数×極数）＝３６／（３×４）＝３としている。これに対応して、図２では、周方向に連続する３個のスロットのコイル３を組として極が構成されている。具体的には、各相に応じてＵ，Ｖバー，Ｗ，Ｕバー，Ｖ，Ｗバー、Ｕ，Ｖバー，Ｗ，Ｕバー，Ｖ，Ｗバーで表された３個のコイル３の組がそれぞれ極を構成している。したがって、例えば、Ｕ相については、Ｕで表された連続する３個のスロットのコイル３とＵバーで表された連続する３個のスロットのコイル３とが交互にかつ略等間隔で周方向に配置されて合計４箇所に現れており、それぞれが極を構成する。なお、ＵバーはＵと比べてコイル３の巻回方向が逆向きであることを表している。また、これらの４つの極が並列回路を構成する（図３参照）。つまり、図３に示すように、極と並列回路が対応しており、周方向に連続する３個のスロットのコイル３が極を構成するとともに４並列のうちの一つを構成している。本実施の形態では、並列回路は極の位置に対応して周方向に略等間隔に配置され、周方向に分散して配置されることとなる。以上は、Ｖ相及びＷ相についても同様である。
　サーキットリング１０は、三相のスター結線（図３参照）に用いられるジョイントバーである。サーキットリング１０は、概略Ｃ字状の板状金属部材を、結線箇所を除いて絶縁被覆したものである。サーキットリング１０は、コイル３の素線の端部と結線できるように固定子鉄心２の周方向に沿って延伸している。上記のように、並列回路は周方向に分散配置されているので、並列回路を構成するコイル３の端部も分散配置されている。そこで、周方向に延伸するサーキットリング１０を用いることにより、並列回路を構成するコイル３の素線を引き回すことなく、コイル３の端部をその位置でサーキットリング１０と結線することができる。このように、サーキットリング１０は、結線箇所が周方向に分散した状態で一括して結線することを可能とする。結線箇所では、サーキットリング１３の絶縁被覆が除かれ、内部の金属部材とコイル３の素線の端部とが接触するようにして結線される。なお、図４に示すように、この場合の結線箇所は、各相ごとに４箇所で合計１２箇所である。図４では、周方向に配列されたコイル３に対して（実線は下コイル３ａ、点線は上コイル３ｂを表す。）、各相の並列回路とサーキットリング１０～１３との結線構造を模式的に示したものである。
　サーキットリング１１は、Ｕ相の結線（図３参照）に用いられるジョイントバーである。サーキットリング１１は、概略Ｃ字状の板状金属部材を、結線箇所を除いて絶縁被覆したものである。サーキットリング１１は、コイル３の素線の端部と結線できるように固定子鉄心２の周方向に沿って延伸している。上記のように、並列回路は周方向に分散配置されているので、並列回路を構成するコイル３の端部も分散配置されている。そこで、周方向に延伸するサーキットリング１１を用いることにより、並列回路を構成するコイル３の素線を引き回すことなく、コイル３の端部をその位置でサーキットリング１１と結線することができる。このように、サーキットリング１１は、結線箇所が周方向に分散した状態で一括して結線することを可能とする。なお、結線箇所では、サーキットリング１１の絶縁被覆が除かれ、内部の金属部材とコイル３の素線の端部とが接触するようにして結線される。図４に示すように、この場合の結線箇所は４箇所である。なお、サーキットリング１２，１３についてもサーキットリング１１と同様である。
　また、サーキットリング１０～１３はそれぞれ例えば概略Ｃ字状としているが、これにより、その対向する端部間の間隙を配線の引き出しなどに利用することができる。例えば、サーキットリング１２の一端部は、サーキットリング１１の対向する端部間の間隙を介して外径側に引き出されて口出線２０に接続されている。
　次に、極数と並列回路数を等しくする理由について説明する。そのため、以下では、極数よりも並列回路数が多い場合、及び、極数よりも並列回路数が少ない場合について順次説明し、極数と並列回路数を等しくした場合との対比を行う。
　まず、極数よりも並列回路数が多い場合について説明する。以下では、例えば４極５並列の場合について説明する。極数よりも並列回路数が多い場合は、極数と並列回路数とが等しい場合のように各極ごとに並列回路を構成することは困難である。そこで、５並列を実現するため、毎極毎相のスロット数を並列回路数と同数の５とし、並列回路を極間にわたって構成する。なお、この場合の総スロット数は３×５×４＝６０となる。
　これを、図５を参照して具体的に説明する。図５は、４極５並列の構成を説明するための模式図であり、例えばＵ相を例にしている。図５では、Ｕ１バー～Ｕ５バーの順で表された５つのコイル３と、Ｕ５～Ｕ１の順で表された５つのコイル３と、Ｕ１バー～Ｕ５バーの順で表された５つのコイル３と、Ｕ５～Ｕ１の順で表された５つのコイル３とが周方向に配列されている様子を示している。ここで、Ｕ１バー～Ｕ５バーの順で表された５つのコイル３は、周方向に連続する５つのスロットに収納されたもので、１つの極を構成する。Ｕ５～Ｕ１の順で表された５つのコイル３は、周方向に連続する５つのスロットに収納されたもので、１つの極を構成する。よって、図５では、合計４つの極が構成される。Ｖ相及びＷ相についても同様である。
　また、この場合の並列回路は、同じ並列回路番号（Ｕ又はＵバーに付された番号であって、５並列回路を区別するための番号）で表されたコイル３を直列接続して構成される。具体的には、図５において、Ｕ１バーとＵ１とＵ１バーとＵ１を周方向に接続したものが並列回路の１つを構成し（‘１’が並列回路番号）、Ｕ２バーとＵ２とＵ２バーとＵ２を周方向に接続したものが並列回路の１つを構成し（‘２’が並列回路番号）、Ｕ３バーとＵ３とＵ３バーとＵ３を周方向に接続したものが並列回路の１つを構成する（‘３’が並列回路番号）等であり、合計５並列となる。Ｖ相及びＷ相についても同様である。
　また、図５を用いて説明した極と並列回路の関係は、図８の回路構成から具体的に見ることもできる。図８は、上記の４極５並列の場合の回路構成を示したものである。図８に示すように、極は並列回路間にわたって構成される。
　ところで、図５では、周方向の配列がＵ１バー～Ｕ５バー、Ｕ５～Ｕ１、Ｕ１バー～Ｕ５バー、Ｕ５～Ｕ１とこの順序で記載されているように、極ごとに並列回路の配列順が逆になっている。これは、一つの極の中でＵ１バー～Ｕ５バー間又はＵ５～Ｕ１間にそれぞれ位相差が生ずるので、隣接する極間で極内の並列回路の配列順を互いに逆順にすることで、極間で位相差を互いに相殺し、並列回路間に位相差が生じないように構成したものである。
　ところが、Ｕ１バー～Ｕ５バー間又はＵ５～Ｕ１間に位相差が存在することで、並列回路間で誘起電圧の大きさにばらつきが生ずる。これを、図６を参照して具体的に説明する。図６は、４極５並列の場合に並列回路に生ずる誘起電圧の大きさを並列回路番号ごとにベクトルで示した図である。以下、図５と同様に例えばＵ相を例に説明する。図６において、ｖ１は図５のＵ１で生ずる誘起電圧を、ｖ１バーは図５のＵ１バーで生ずる誘起電圧を、ｖ２は図５のＵ２で生ずる誘起電圧を、ｖ２バーは図５のＵ２バーで生ずる誘起電圧を、ｖ３は図５のＵ３で生ずる誘起電圧を、ｖ３バーは図５のＵ３バーで生ずる誘起電圧をそれぞれ表している。なお、位相差は、Ｕ３及びＵ３バーの位相を基準にする。また、ｖ１とｖ１バーは位相が互いに逆で、ｖ２とｖ２バーは位相が互いに逆で、ｖ３とｖ３バーは位相が互いに等しい。そうすると、並列回路番号３の並列回路については、Ｐ０からＰ１０に至るベクトルが４極分の誘起電圧の総和を表し、並列回路番号２の並列回路については、Ｐ０からＰ１１に至るベクトルが４極分の誘起電圧の総和を表し、並列回路番号１の並列回路については、Ｐ０からＰ１２に至るベクトルが４極分の誘起電圧の総和を表している。つまり、誘起電圧の総和について位相差は存在しないものの、大きさが互いに異なっている。なお、図示は省略するが、並列回路番号４の並列回路については、Ｐ０からＰ１１に至るベクトルが４極分の誘起電圧の総和を表し、並列回路番号５の並列回路については、Ｐ０からＰ１２に至るベクトルが４極分の誘起電圧の総和を表す。
　このように、４極５並列の構成では、並列回路間の誘起電圧に格差が生じるので、この誘起電圧差を平均化するように、並列回路間で循環電流が流れることになり、主電動機１の効率が悪化する。すなわち、極数よりも並列回路数が多い場合は、並列回路間の循環電流により電動機効率が低下するという問題がある。
　次に、極数よりも並列回路数が少ない場合について説明する。この場合、極数／並列回路数が整数でない場合、及び、極数／並列回路数が整数の場合に分けて説明する。
　まず、極数／並列回路数が整数でない場合について説明する。この場合も、極数よりも並列回路数が多い場合と同様に、並列回路間に誘起電圧差が発生し、循環電流が流れる。そのため、電動機効率が低下するという問題がある。図９は、４極３並列の場合の回路構成を示したものである。図９に示すように、極は並列回路間にわたって構成される。
　続いて、極数／並列回路数が整数の場合について説明する。以下では、例えば４極２並列の構成について説明する。図７は、固定子巻線を４並列回路で構成した場合（ａ）と、固定子巻線を２並列回路で構成しない場合（ｂ）を対比して示した図である。図７（ａ）は、図１（ａ）と同じであるのでその説明を省略する。図７（ｂ）では、上コイル３ｂ及び下コイル３ａは、並列回路数２の構成に対応して、それぞれ２つの素線で構成されており、図中ではこれらを１～２の番号を付したターンで表している。なお、図１で説明したように、銅損を同一とするため、素線（導体）の断面積は図７（ａ）の場合の２倍になっている。なお、図７では、図１と同一の構成要素には同一の符号を付している。
　図７（ｂ）では、スロット３０の開口部側の上コイル３ｂには、スロット３０の底部側の下コイル３ａからの漏れ磁束が鎖交し（鎖交磁束５０）、上コイル３ｂの素線（導体）内で鎖交磁束５０を打ち消すように循環電流Ｉｃが発生してしまう。そのため、この循環電流Ｉｃによる損失により、主電動機１の効率が低下するという問題がある。
　このように、４極２並列の構成では、銅損を同一とするために素線（導体）の断面積を増大させる必要があるが、これにより、素線（導体）内の循環電流が顕著となる傾向にあり、電動機効率が低下するという問題がある。特に、高速運転時に周波数の高い電流を流す場合は、循環電流による損失が顕著となる。すなわち、極数よりも並列回路数が少なくかつ極数／並列回路数が整数の場合は、循環電流による損失により、電動機効率が低下するという問題がある。
　なお、この問題を回避する方法として、固定子巻線にレーベル転位を施すことが考えられる。ただし、レーベル転位を施す場合は、循環電流を相殺するために、素線を軸方向に１８０度以上捩る必要があり、工作性が悪化するという問題がある。
　以上の対比説明から明らかなように、極数と並列回路数を等しくした場合は、並列回路間及び素線内の循環電流がそれぞれ抑制され、主電動機１の効率を向上させることができることがわかる。
　なお、図２～図４では、例えば４極４並列の場合を例に示しているが、本実施の形態はこれに限定されず、一般に、ｎを正の偶数とし、固定子の並列回路数＝極数＝ｎとすることができる。例えば、毎極毎相のスロット数を３個とした場合において、６極６並列の構成にするにはスロット数を６×３×３＝５４個とすればよい。例えば、８極８並列の構成にするにはスロット数を８×３×３＝７２個とすればよい。
　ただし、極数を２極とした場合は、固定子鉄心２のコアバック２ａ（図２参照）も大きくなり、コイルエンド部が長くなるという問題点があり、一般に鉄道車両用主電動機には使われない。すなわち、主電動機は設置スペースが制限された電気車に搭載されることを考慮すると、極数は４極又は６極が好ましい。
　また、本実施の形態では、毎極毎相のスロット数を例えば３としたが、一般に３以上の整数に設定することが好ましい。これは、３未満にすると、空間高調波（主電動機内で発生する高調波）が増大し損失が増大するからである。
　本実施の形態の効果について説明する。まず、本実施の形態では、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子を備えたインバータ回路を主電動機１に適用し、電気車の速度領域の少なくとも一部についてインバータ回路から主電動機１へ出力する電圧をＰＷＭ波形としている。これにより、高調波を低減するというＰＷＭ制御の利点をいかしつつ、１パルスモードと同様にインバータ回路のスイッチング損失の低減も実現することができる。本実施の形態によれば、従来１パルスモードが用いられていた速度領域の少なくとも一部をＰＷＭ制御に置き換えることが可能であり、１パルス運転速度領域を少なくすることができる。
　本実施の形態では、上記インバータ回路を適用することにより、主電動機１は大電流かつ低電圧の仕様となるが、固定子巻線を並列回路で構成することにより、主電動機１の銅損を低減しつつ、素線（導体）内の循環電流の発生を抑制することができる。
　本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成としたので、極数よりも並列回路数が多い場合のように、並列回路間に循環電流が流れ、主電動機１の効率が低下するということがない。また、本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成としたので、極数よりも並列回路数が少なくかつ極数／並列回路数が整数でない場合のように、並列回路間に循環電流が流れ、主電動機１の効率が低下するということがない。さらにまた、本実施の形態では、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成としたので、極数よりも並列回路数が少なくかつ極数／並列回路数が整数の場合のように、素線内に循環電流が流れ、主電動機１の効率が低下するということがないし、この循環電流を相殺するためにレーベル転位を施すことによる工作性の悪化という問題もない。
　本実施の形態では、固定子巻線の各相の結線をそれぞれサーキットリング１１～１３により一括して行うとともに、中性点結線をサーキットリング１０により一括して行うようにしている。これにより、コイル３の端部をその位置でサーキットリング１０～１３と結線することができるので、口出線２０の箇所までコイル３の素線を延長し引き回す必要がなく、結線が容易であり、作業性も向上する。また、サーキットリング１０～１３にそれぞれ絶縁を施すことにより、素線を長く引き出した場合のように素線ごとに絶縁を施す必要のある場合に比べて、作業性が向上する。
　なお、従来の鉄道車両用主電動機では、固定子巻線の各相の結線及び中性点の結線には素線が用いられている。これに対し、本実施の形態では、従来の鉄道車両用主電動機では用いられていない構成、すなわち、固定子巻線の並列回路数と極数を等しくする構成を採用することで、並列回路が周方向に分散されることから、サーキットリング１０～１３の使用が好適である。
　本発明は、鉄道車両用主電動機として好適である。
　１　主電動機
　２　固定子鉄心
　２ａ　コアバック
　３　コイル
　３ａ　下コイル
　３ｂ　上コイル
　１０～１３　サーキットリング
　２０　口出線
　３０　スロット

Claims (4)

  1. 　電気車に搭載されて当該電気車の駆動に用いられ、ワイドバンドギャップ半導体を用いて形成されたスイッチング素子を備えたインバータ回路から交流電力の供給を受けて回転駆動し、前記電気車の速度領域の少なくとも一部については前記インバータ回路からＰＷＭ波形の電圧が印加されて駆動する三相交流の鉄道車両用主電動機であって、
    　周方向に複数個のスロットが設けられた環状の固定子鉄心、及びこの固定子鉄心に巻装され前記スロットに収められたコイルを備えて成るとともに三相スター結線でかつ各相ごとに極数と同数の並列回路数の並列回路で構成された固定子巻線を備えた固定子と、
    　前記固定子鉄心の内側に配置された回転子と、
    　を備えることを特徴とする鉄道車両用主電動機。
  2. 　前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられた概略Ｃ字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線のＵ相の結線に用いられる第１のサーキットリングと、
    　前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられた概略Ｃ字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線のＶ相の結線に用いられる第２のサーキットリングと、
    　前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられた概略Ｃ字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線のＷ相の結線に用いられる第３のサーキットリングと、
    　前記固定子鉄心に周方向に沿って設けられた概略Ｃ字状であって、板状金属部材を結線箇所を除いて絶縁被覆して成り、前記固定子巻線の中性点の結線に用いられる第４のサーキットリングと、
    　を備えることを特徴とする請求項１に記載の鉄道車両用主電動機。
  3. 　前記極数は、４又は６であることを特徴とする請求項１に記載の鉄道車両用主電動機。
  4. 　前記ワイドバンドギャップ半導体は、炭化珪素、窒化ガリウム、又はダイヤモンドであることを特徴とする請求項１に記載の鉄道車両用主電動機。
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Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP2016082762A (ja) * 2014-10-20 2016-05-16 株式会社日立製作所 回転電機並びにそれを用いる回転電機駆動システムおよび鉄道車両
JP2017034847A (ja) * 2015-07-31 2017-02-09 株式会社デンソー 回転電機の固定子
JPWO2015093138A1 (ja) * 2013-12-16 2017-03-16 三菱電機株式会社 機電一体型駆動装置及びその製造方法
JP2019080461A (ja) * 2017-10-26 2019-05-23 株式会社日立製作所 回転電機及びこれを備えた電動機車両
US11101723B2 (en) 2015-10-01 2021-08-24 Mitsubishi Electric Corporation Three-phase induction motor

Families Citing this family (4)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP7128702B2 (ja) * 2018-09-25 2022-08-31 株式会社Soken 回転電機
JP7441072B2 (ja) * 2020-02-25 2024-02-29 株式会社Subaru ステータ
DE102022206683A1 (de) * 2022-06-30 2024-01-04 Siemens Mobility GmbH Elektrisches Antriebssystem für ein Schienenfahrzeug
CN115276291B (zh) * 2022-07-29 2023-09-19 江门马丁电机科技有限公司 一种定子绕组、定子、电机及其用途、车辆

Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3578939B2 (ja) 1999-06-04 2004-10-20 株式会社日立製作所 回転電機の巻線方法および回転電機
WO2008107992A1 (ja) 2007-03-08 2008-09-12 Mitsubishi Electric Corporation 電気車の制御装置
JP2009219268A (ja) * 2008-03-11 2009-09-24 Daikin Ind Ltd 電力変換装置
JP2010259326A (ja) * 2010-08-11 2010-11-11 Hitachi Ltd Ｐｗｍインバータの制御装置
JP2011078296A (ja) 2009-09-04 2011-04-14 Mitsubishi Electric Corp 電力変換回路
JP2011182512A (ja) * 2010-02-26 2011-09-15 Nsk Ltd バスバーユニット及びこれを備えた回転電機

Family Cites Families (18)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
US2778962A (en) 1954-02-11 1957-01-22 Gen Electric Armature winding with four parallels per phase
JPS578939A (en) 1980-06-16 1982-01-18 Matsushita Electric Ind Co Ltd Magnetic recorder and reproducer
SI8912097B (sl) * 1989-10-30 1999-04-30 Iskra-Elektromotorji, P.O., Enofazni enosmerni motor brez krtačk z veliko hitrostjo in veliko močjo
JPH04208098A (ja) * 1990-11-30 1992-07-29 Meidensha Corp 大容量可変速装置
JP2003079079A (ja) * 2001-09-03 2003-03-14 Honda Motor Co Ltd 回転電機の集配電リング
JP3754063B1 (ja) 2005-03-31 2006-03-08 山洋電気株式会社 多巻線モータ
US7840537B2 (en) * 2006-12-22 2010-11-23 Commvault Systems, Inc. System and method for storing redundant information
CN101262200B (zh) * 2008-04-17 2011-06-22 沈阳工业大学 低压大功率多支路交流电动机的多变频器调速系统
JP5231950B2 (ja) * 2008-11-13 2013-07-10 株式会社東芝 回転電機の電機子巻線
EP2405275B1 (en) * 2009-03-05 2018-10-10 BML, Inc. Method for measuring glycated albumin contained in serum or plasma using mannitol as stabiliser for a control serum or plasma.
WO2010119662A1 (ja) * 2009-04-13 2010-10-21 パナソニック株式会社 同期電動機駆動システム
CN101610011B (zh) * 2009-07-21 2011-06-08 泰豪科技股份有限公司 船用无刷三相同步发电机分数槽绕组
JP2011177007A (ja) * 2010-01-29 2011-09-08 Sanyo Electric Co Ltd 電動モータ及び移動体
JP5335104B2 (ja) 2010-01-29 2013-11-06 三菱電機株式会社 インバータ一体型駆動モジュールおよびその製造方法
JP5740930B2 (ja) 2010-03-03 2015-07-01 日本電産株式会社 ステータ及びモータ
JP5241769B2 (ja) * 2010-05-12 2013-07-17 三菱電機株式会社 電動式パワーステアリング装置用モータ
JP5652004B2 (ja) * 2010-06-02 2015-01-14 日産自動車株式会社 配電構造部品およびその製造方法
JP2012044854A (ja) * 2010-08-13 2012-03-01 Hyundai Motor Co Ltd モータユニット、およびこれを備えた車両

Patent Citations (6)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3578939B2 (ja) 1999-06-04 2004-10-20 株式会社日立製作所 回転電機の巻線方法および回転電機
WO2008107992A1 (ja) 2007-03-08 2008-09-12 Mitsubishi Electric Corporation 電気車の制御装置
JP2009219268A (ja) * 2008-03-11 2009-09-24 Daikin Ind Ltd 電力変換装置
JP2011078296A (ja) 2009-09-04 2011-04-14 Mitsubishi Electric Corp 電力変換回路
JP2011182512A (ja) * 2010-02-26 2011-09-15 Nsk Ltd バスバーユニット及びこれを備えた回転電機
JP2010259326A (ja) * 2010-08-11 2010-11-11 Hitachi Ltd Ｐｗｍインバータの制御装置

Non-Patent Citations (1)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Title
See also references of EP2763287A4 *

Cited By (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPWO2015093138A1 (ja) * 2013-12-16 2017-03-16 三菱電機株式会社 機電一体型駆動装置及びその製造方法
JP2016082762A (ja) * 2014-10-20 2016-05-16 株式会社日立製作所 回転電機並びにそれを用いる回転電機駆動システムおよび鉄道車両
JP2017034847A (ja) * 2015-07-31 2017-02-09 株式会社デンソー 回転電機の固定子
US11101723B2 (en) 2015-10-01 2021-08-24 Mitsubishi Electric Corporation Three-phase induction motor
JP2019080461A (ja) * 2017-10-26 2019-05-23 株式会社日立製作所 回転電機及びこれを備えた電動機車両

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