CN103828195A

CN103828195A - 铁路车辆用主电动机

Info

Publication number: CN103828195A
Application number: CN201180073703.1A
Authority: CN
Inventors: 金子健太; 米谷晴之
Original assignee: Mitsubishi Electric Corp
Current assignee: Mitsubishi Electric Corp
Priority date: 2011-09-30
Filing date: 2011-09-30
Publication date: 2014-05-28
Anticipated expiration: 2031-09-30
Also published as: JPWO2013046459A1; KR101616657B1; WO2013046459A1; CN103828195B; JP5615443B2; EP2763287B1; AU2011377670A1; EP2763287A4; US10367388B2; AU2011377670B2; KR20140068223A; EP2763287A1; US20140319952A1

Abstract

本发明提供一种铁路车辆用主电动机，由具备用宽带隙半导体形成的开关元件的逆变器电路提供交流电来进行旋转驱动。逆变器电路在电车的至少一部分速度区域中对铁路车辆用主电动机施加PWM波形的电压。铁路车辆用主电动机的定子包括定子铁芯和定子绕组，该定子铁芯呈环状，且沿周向设有多个槽，该定子绕组具备卷绕在该定子铁芯上并被收纳在所述槽内的线圈，且采用三相星形连线的方式，且各相分别由并联电路数与极数相同的并联电路构成。

Description

铁路车辆用主电动机

技术领域

本发明涉及铁路车辆用主电动机。

背景技术

电车通常是利用逆变器电路将从架空线集电得到的电力转换成三相交流电，并将该交流电提供给主电动机来进行驱动，由此获得推进力。例如在直流架空线的情况下，通常采用的是利用逆变器电路将架空线所提供的直流电转换成电压可变、频率可变的交流电，并利用该交流电来驱动主电动机的结构。在交流架空线的情况下，通常采用的是以下结构：即，先利用整流器电路将架空线所提供的交流电暂时转换成直流电，再利用逆变器电路将该直流电转换成电压可变、频率可变的交流电，并利用该交流电来驱动主电动机。

另外，在铁路车辆用主电动机的控制中，为了使逆变器电路的开关损耗达到最小，根据速度区域而相应地采用单脉冲模式，该单脉冲模式是在交流电压指令基波的电角度360度下仅进行2次开关而输出矩形波电压，从而将输出到主电动机的电压固定在最大电压（例如参照专利文献1）。

另一方面，主电动机的结构包括定子和转子。而且，定子绕组的电路结构通常关系到主电动机的损耗。例如，在定子绕组由并联电路构成的情况下，已知并联电路数与极数之间的关系会导致固子绕组中产生循环电流（例如参照专利文献2）。

现有专利文献

专利文献

专利文献1：国际公开第2008/107992号

专利文献2：日本专利第3578939号公报

发明内容

发明所要解决的问题

如上所述，在铁路车辆用主电动机的控制中，有时会采用同步单脉冲波形来作为输出到主电动机的电压波形，但单脉冲波形中包含较多的低次谐波分量，而这些低次谐波电压会导致主电动机的损耗变大。

作为降低上述低次谐波电压的方法，通常已知的是采用将输出到主电动机的电压波形进行脉宽调制后的PWM波形。然而，在将电压波形变为PWM波形后，与使用单脉冲波形的情况相比，存在逆变器损耗变大的问题。

另外，如上所述，如果定子绕组由并联电路构成，则因固子绕组的电路结构及极数会导致定子绕组中产生循环电流，使得主电动机的效率降低，因此，为了提高主电动机的效率，需要选择合适的定子绕组电路结构来抑制循环电流的产生。

本发明是鉴于上述情况而完成的，其目的在于提供一种铁路车辆用主电动机，该铁路车辆用主电动机不仅能够降低施加电压中包含的低次谐波分量，抑制逆变器电路的开关损耗，还能抑制固子绕组中产生循环电流。

解决问题的技术方案

为了解决上述问题以达到上述目的，本发明所涉及的铁路车辆用主电动机是三相交流的铁路车辆用主电动机，该铁路车辆用主电动机装载在电车上，用于对该电车进行驱动，由具备用宽带隙半导体形成的开关元件的逆变器电路提供交流电而进行旋转驱动，在所述电车的至少一部分速度区域中，由所述逆变器电路向所述铁路车辆用主电动机施加PWM波形的电压来进行驱动，其特征在于，包括定子和转子，所述定子具有定子铁芯和定子绕组，所述定子铁芯呈环状，在周向上设有多个槽，所述定子绕组具备卷绕于所述定子铁芯且被收纳在所述槽内的线圈，所述定子绕组采用三相星形连线的方式，且各相由并联电路数与极数相同的并联电路构成，所述转子设置在所述定子铁芯的内侧。

发明效果

根据本发明，能够提供一种不仅能够降低施加电压中包含的低次谐波分量、抑制逆变器电路的开关损耗、还能抑制固子绕组中产生循环电流的铁路车辆用主电动机。

附图说明

图1是将定子绕组由4并联电路构成的情况（a）与定子绕组不是由并联电路构成的情况（b）进行对比来表示的图。

图2是表示实施方式所涉及的主电动机的端部结构的图。

图3是实施方式所涉及的主电动机的定子绕组的电路结构图。

图4是实施方式所涉及的主电动机的定子绕组的连线图。

图5是用于说明4极5并联的结构的示意图。

图6是用矢量按照并联电路编号来示出4极5并联的情况下并联电路中产生的感应电压的大小的图。

图7是将定子绕组由4并联电路构成的情况（a）与定子绕组不是由2并联电路构成的情况（b）进行对比来表示的图。

图8是表示4极5并联的情况下的电路结构的图。

图9是表示4极3并联的情况下的电路结构的图。

图10是表示单脉冲波形及PWM波形的示例的图。

具体实施方式

下面，参照附图，对本发明所涉及的铁路车辆用主电动机的实施方式进行详细说明。本发明并不限于此实施方式。

实施方式

本发明所涉及的铁路车辆用主电动机（以下简称为“主电动机”）是装载在电车上用于驱动车辆的电动机。主电动机是三相交流电动机，例如是感应电动机。但是，主电动机只要具有与以下说明的定子相同的结构，也可以是感应电动机以外的其它电动机，例如也可以是同步电动机。

电车通常是利用逆变器电路将由架空线集电的电力转换成三相交流电，并将该交流电提供给主电动机。这里，在架空线是直流架空线的情况下，利用逆变器电路将由架空线提供的直流电转换成电压可变、频率可变的交流电，并将该交流电提供给主电动机。当架空线是交流架空线时，先利用整流器电路将由架空线提供的交流电暂时转换成直流电，再利用逆变器电路将该直流电转换成电压可变、频率可变的交流电，并将该交流电提供给主电动机。两种情况下都是逆变器电路将来自直流电源部的直流电转换成交流电，主电动机接受逆变器电路提供的交流电而进行旋转驱动。

由于主电动机的输出容量与施加在主电动机上的电流和电压之积大致成正比，因此，例如在减小了施加电流的情况下，为了得到相同的输出容量，需要增大施加电压。另外，逆变器电路的输出电流越小，其开关损耗就越小。因此，在主电动机的控制中，在大小已被确定的架空线电压下，为了使逆变器电路的开关损耗达到最小，有时会进行控制使得主电动机上施加的电压为最大。即，施加在主电动机上的电压波形有时会使用所谓的同步单脉冲波形。这里所说的单脉冲波形是指以电动机端子电压在电角度120°的区间内通电的波形，（参照图10(a)），从而提供能够输出给主电动机的最大电压。

然而，通过对单脉冲波形进行频率分析可知，相对于基波的100%，五次谐波占了20%，七次谐波占了14%等，从而单脉冲波形是低次谐波所占比例较大的波形。而且，由于谐波分量关系到主电动机的损耗，因此，低次谐波越大，主电动机的损耗就越大。即，谐波电流由谐波电压/阻抗来表示，因此，当电压波形为单脉冲波形时，由于低次谐波较大，因此谐波电流变大。

作为降低上述低次谐波电压的方法，通常已知的是采用将输出到主电动机的电压波形进行脉宽调制后得到的PWM波形（参照图10(b)）。然而，若将电压波形变为PWM波形，则其基波电压低于单脉冲波形时的基波电压，其基波电流大于单脉冲波形时的基波电流，因此，存在逆变器的开关损耗变大的问题。

因此，在本实施方式中，在主电动机中采用具备用宽带隙半导体形成的开关元件的逆变器电路。这里，宽带隙半导体是带隙比硅要大的半导体，例如SiC（碳化硅）、GaN（氮化镓）或金刚石等。由于宽带隙半导体的功耗较低，因此能够提高开关元件的效率。另外，由于宽带隙半导体的耐电压性较高，容许电流密度也较高，因此，能够实现开关元件的小型化。另外，由于宽带隙半导体的耐热性也较高，因此，还能够使散热器的散热片也实现小型化。通过将使用这种宽带隙半导体的逆变器电路应用到主电动机中，使得与应用现有逆变器电路的情况相比，存在以下优点：即，即使有大电流流过，开关损耗也变小（例如参照日本专利特开2011-078296号公报）。也就是说，在使用宽带隙半导体的逆变器电路中，逆变器电路的开关损耗较小，因此能够使主电动机中流过大电流。从而此时，在大小已被确定的架空线电压下，无需使用以往使电压达到最大的单脉冲波形，而能够使用可以实现低电压且大电流的PWM波形。由此，能够使电压波形接近正弦波，因此，能够降低主电动机中因低次谐波造成的损耗，不仅能够改善主电动机的效率，还能降低逆变器电路的开关损耗。

下面，对本实施方式的主电动机的定子绕组进行说明。如上所述，在本实施方式中，逆变器电路的控制主要使用PWM控制，因此，与使用单脉冲模式的情况相比，虽然在主电动机中流过大电流，但在这种情况下，用多个并联绕组构成定子绕组并使各并联绕组中流过的电流减小的结构是有效的。即，实施方式中，用并联电路来构成定子绕组。下面，说明其理由。以下，将相互并联的绕组电路均称为并联电路。并将相互并联的绕组电路的个数称为并联电路数。此外，n并联电路的n就是并联电路数。

作为一例，假设固子绕组由4并联电路构成的情况。在这种情况下，若将施加在主电动机上的电流记为I，则各并联电路中流过的电流为I/4，若将各并联电路的绕组电阻记为R，则各并联电路的铜损为I²R/16。这里，铜损用（电流）²×（绕组电阻）来表示。从而，4并联电路的铜损就是I²R/4。另一方面，在定子绕组不是由并联电路构成的情况下，电流的大小为I，因此，为了使铜损都相同，需要使其绕组电阻为R/4。因此，裸线（导体）的截面积需要变成4倍。

在定子绕组不是由并联电路构成的情况下，其裸线（导体）的截面积需要是4并联电路时的4倍的理由也可由以下说明可知。首先，若以主电动机的尺寸相同为前提，则由此需要使主电动机中产生的磁通密度也大致相等。而在频率一定的条件下，

电压；磁通量；N：匝数；

ω＝2πf（f：频率）；t：时间）成立，因此，主电动机内的磁通密度与电压/匝数成正比。在定子绕组不是由并联电路构成的情况下，其匝数是4并联电路时的1/4，因此，为了使磁通密度相等，需要使匝数变为1/4。

接下来，说明在铜损相同的条件下采用并联电路是有效的。图1是将定子绕组由4并联电路构成的情况（a）与定子绕组不是由并联电路构成的情况（b）进行对比来表示的图。图1中举例示出了被收纳在设置于定子铁芯2 内周侧的一个槽30中的线圈3，在槽30内，线圈3以两层结构的方式被收纳在槽30中。即，线圈3由位于槽30开口部侧的上线圈3b和位于槽30底部侧的下线圈3a构成。在图1(a)中，对应于4并联电路，上线圈3b及下线圈3a分别由4根裸线构成，图中用标注了编号1～4的匝（英语：turn）来表示这些裸线。在图1(b)中，对应于无并联电路的结构，上线圈3b及下线圈3a分别由1根裸线构成，并且如上所述，裸线（导体）的截面积是图1(a)时的4倍。通过采用这种结构，图1(a)和图1(b)的结构中的铜损均相等，且磁通密度也相等。

然而，如图1(b)所示，位于槽30底部侧的下线圈3a所产生的漏磁通会在位于槽30开口部侧的上线圈3b处发生交链（交链磁通50），上线圈3b的裸线（导体）内产生循环电流Ic以抵消交链磁通50。因此，上述循环电流Ic所产生的损耗将导致主电动机的效率下降。这是由于裸线（导体）的截面积比图1(a)的情况要大而引起的。

而在图1(a)中，各裸线的截面积为图1(b)时的1/4，因此，即使交链磁通50发生了交链，也能够抑制各裸线内产生的循环电流，从而能够维持主电动机的效率。

如上所述，在将使用宽带隙半导体的逆变器电路应用到主电动机中的情况下，通过增多定子绕组的并联电路数，即使在电流较大的情况下也能够降低铜损，并且能够抑制因产生循环电流而引起的损耗。基于这一理由，在本实施方式中，用多个并联电路来构成定子绕组。

下面，对定子绕组的并联电路数与极数之间的关系进行详细说明。图2是表示本实施方式所涉及的主电动机的端部结构的图，主要示出了定子的结构。图3是本实施方式所涉及的主电动机的定子绕组的电路结构图。图4是本实施方式所涉及的主电动机的定子绕组的连线图。

如图2所示，主电动机1的定子包括：大致呈环状的定子铁芯2；安装在定子铁芯2的各个槽内的线圈3；大致呈C字形的用于U相裸线连线的电路环11（第一电路环）；大致呈C字形的用于V相裸线连线的电路环12（第二电路环）；大致呈C字形的用于W相裸线连线的电路环13（第三电路环）；以及大致呈C字形的用于中性点连线的电路环10（第四电路环）。

定子铁芯2上所设的槽沿着周向大致等间隔地配置，因此线圈3也相应地沿着周向大致等间隔地配置。线圈3在各槽内的收纳方式如图1(a)所示。另外，虽然省略了图示，但在定子铁芯2的内周侧隔出空隙地设置有能够自由旋转的转子。电路环10～13彼此同轴配置。与电路环11～13相比，电路环10例如设置在最靠内径侧。

图2中，示出了例如在槽数为36个的情况下，极数为4个、定子绕组的并联电路数为4个的结构例。从而，在本实施方式中，采用定子绕组的并联电路数与极数相等的结构。在这种情况下，每极每相的槽数为（总槽数）/（相数×极数）=36/(3×4)=3。对此，图2中相应地将周向上连续的3个槽内的线圈3划为一组来构成磁极。具体而言，对于各相，分别相应地用U、

W、

V、

U、

W、

V、

所表示的3个线圈3所组成的组来构成磁极。因此，例如对于U相，用U表示的连续3个槽内的线圈3与用

表示的连续3个槽内的线圈3交替且大致等间隔地配置在周向上，共计有4处，它们分别构成磁极。

与U相比，其线圈3的卷绕方向相反。这4个磁极构成并联电路（参照图3）。即，如图3所示，磁极与并联电路相对应，周向上连续的3个槽内的线圈3构成磁极，并且构成4并联中的一路。本实施方式中，并联电路对应于磁极位置而在周向上大致等间隔地配置，沿周向分散地进行配置。以上情况对于V相和W相也是一样的。

电路环10是用于三相星形连线（参照图3）的联接线。电路环10是将大致呈C字形的板状金属部件除连线部位以外进行绝缘覆盖后得到的。电路环10沿着定子铁芯2的周向延伸，从而能够与线圈3的裸线端部连接。如上所述，并联电路在周向上分散配置，因此，构成并联电路的线圈3的端部也分散配置。从而，通过使用沿周向延伸的电路环10，无需对构成并联电路的线圈3的裸线进行走线，就能够在线圈3的端部所在的位置上将线圈3的端部与电路环10连接。由此，电路环10能够在连线部位分散在周向上的状态下一并完成连线。在连线部位，电路环13的绝缘覆盖被去除，内部的金属构件与线圈3的裸线端部相接触，从而完成连线。如图4所示，这一情况下的连线部位对于各相分别有4处，共计12处。图4中，对于沿周向排列的线圈3（实线表示下线圈3a，虚线表示上线圈3b），示意性地表示了各相的并联电路与电路环10～13的连线结构。

电路环11是用于U相连线（参照图3）的联接线。电路环11是将大致呈C字形的板状金属部件除连线部位以外进行绝缘覆盖后得到的。电路环11沿着定子铁芯2的周向延伸，从而能够与线圈3的裸线端部连接。如上所述，并联电路在周向上分散配置，因此，构成并联电路的线圈3的端部也分散配置。从而，通过使用沿周向延伸的电路环11，无需对构成并联电路的线圈3的裸线进行走线，就能够在线圈3的端部所在的位置上将线圈3的端部与电路环11连接。由此，电路环11能够在连线部位分散在周向上的状态下一并完成连线。在连线部位，电路环11的绝缘覆盖被去除，内部的金属构件与线圈3的裸线端部相接触，从而完成连线。如图4所示，这一情况下的连线部位有4处。电路环12、13的情况也与电路环11相同。

另外，电路环10～13分别是例如大致呈C字形，这样能够利用其相对端部之间的间隙来进行布线的走线等。例如，电路环12的一个端部穿过电路环11的与之相对的端部之间的间隙而走线到外径侧，从而与出口线20相连接。

下面，说明使极数与并联电路数相等的理由。因此，依次说明并联电路数多于极数的情况、和并联电路数少于极数的情况，再与极数和并联电路数相等的情况进行对比。

首先，说明并联电路数多于极数的情况。下面，说明例如4极5并联的情况。当并联电路数多于极数时，难以像极数与并联电路数相等的情况那样按照各个磁极构成并联电路。因此，为了实现5并联，采用以下结构：即，使每极每相的槽数与并联电路数相等而均为5，并使并联电路横跨磁极之间。此时的总槽数为3×5×4=60。

参照图5来具体说明。图5是用于说明4极5并联的结构的示意图，例如以U相为例。图5中，示出了用依次表示的5个线圈3、用U5～U1依次表示的5个线圈3、用

依次表示的5个线圈3、用U5～U1依次表示的5个线圈3沿轴向排列的模式。这里，用

依次表示的5个线圈3被收纳在周向上连续的5个槽内，从而构成一个磁极。用U5～U1依次表示的5个线圈3被收纳在周向上连续的5个槽内，从而构成一个磁极。由此，图5中，共计构成了4个磁极。V相和W相也一样。

另外，此时的并联电路是用同一并联电路编号（标注了U或

的编号，是用于区分5并联电路的编号）所表示的线圈3串联连接而构成的。具体而言，图5中，

U1、

U1在周向上连接而构成一个并联电路（“1”是并联电路编号），

U2、

U2在周向上连接而构成一个并联电路（“2”是并联电路编号），

U3、

U3在周向上连接而构成一个并联电路（“3”是并联电路编号）等，共计是5并联。V相和W相也一样。

用图5所说明的磁极与并联电路之间的关系可以具体地从图8的电路结构看出。图8是表示上述4极5并联的情况下的电路结构的图。如图8所示，磁极横跨并联电路之间而构成。

图5中，按照各磁极并联电路的排列顺序相反，从而使周向上的排列按照

U5～U1、

U5～U1的顺序记载。这是因为一个磁极中

之间或U5～U1之间分别会产生相位差，因此，通过在相邻磁极间将磁极内的并联电路的排列顺序相反，能够使磁极间的相位差相互抵消，从而在并联电路之间不产生相位差。

然而，如果

之间或U5～U1之间存在相位差，会导致并联电路之间的感应电压大小出现偏差。参照图6来具体说明。图6是在4极5并联的情况下按照各个并联电路编号用矢量示出并联电路中产生的感应电压大小的图。以下与图5相同地例如以U相为例进行说明。图6中，v1表示图5的U1所产生的感应电压，

表示图5的

所产生的感应电压，v2表示图5的U2所产生的感应电压，

表示图5的所产生的感应电压，v3表示图5的U3所产生的感应电压，表示图5的

所产生的感应电压。相位差以U3及的相位为基准。另外，v1与

的相位彼此反相，v2与

的相位彼此反相，v3与

的相位相等。由此，对于并联电路编号3的并联电路，从P0到P10的矢量表示4个磁极的感应电压的总和，对于并联电路编号2的并联电路，从P0到P11的矢量表示4个磁极的感应电压的总和，对于并联电路编号1的并联电路，从P0到P12的矢量表示4个磁极的感应电压的总和。即，尽管感应电压的总和没有相位差，但其大小互不相同。虽然图中省略了图示，但是对于并联电路编号4的并联电路，从P0到P11的矢量表示4个磁极的感应电压的总和，对于并联电路编号5的并联电路，从P0到P12的矢量表示4个磁极的感应电压的总和。

从而，在4极5并联的结构中，并联电路之间的感应电压存在差异，因此会在并联电路之间流过循环电流以使该感应电压差平均化，从而导致主电动机1的效率变差。也就是说，在并联电路数多于极数的情况下，存在并联电路之间的循环电流导致电动机效率降低的问题。

接下来，说明并联电路数少于极数的情况。在这种情况下，分别说明极数/并联电路数为非整数的情况和极数/并联电路数为整数的情况。

首先，说明极数/并联电路数为非整数的情况。在这种情况下，与并联电路数多于极数的情况相同，会在并联电路之间产生感应电压差，从而有循环电流流过。因此，存在电动机效率降低的问题。图9是表示4极3并联的情况下的电路结构的图。如图9所示，磁极横跨并联电路之间而构成。

接着，说明极数/并联电路数为整数的情况。下面，说明例如4极2并联的结构。图7是将定子绕组由4并联电路构成的情况（a）与定子绕组不是由2并联电路构成的情况（b）进行对比来表示的图。图7(a)与图1(a)相同，因此省略其说明。在图7(b)中，对应于并联电路数为2的结构，上线圈3b及下线圈3a分别由2根裸线构成，图中用标注了编号1～2的匝来表示这些裸线。如图1中说明的那样，为了使铜损相等，裸线（导体）的截面积为图7(a)时的2倍。图7中，对与图1相同的构成要素标注相同的标号。

图7(b)中，位于槽30底部侧的下线圈3a所产生的漏磁通会在位于槽30开口部侧的上线圈3b处发生交链（交链磁通50），上线圈3b的裸线（导体）内产生循环电流Ic以抵消交链磁通50。因此，上述循环电流Ic所产生的损耗导致主电动机1的效率下降。

从而，在4极2并联的结构中，为了使铜损相等需要增大裸线（导体）的截面积，但随之而来的是裸线（导体）内的循环电流趋向于更加显著，从而导致电动机效率下降。尤其是在高速运转时流过高频率电流时，循环电流所导致的损失更加显著。也就是说，在并联电路数少于极数且极数/并联电路数为整数的情况下，存在因循环电流引起的损失而导致电动机效率降低的问题。

为了避免上述情况发生，考虑对定子绕组进行罗贝尔移位。但是，在实施罗贝尔移位的情况下，为了抵消循环电流，需要使裸线沿轴向扭转180度以上，这将导致操作性变差的问题。

由以上对比说明可知，在极数与并联电路数相等的情况下，并联电路之间及裸线内的循环电流均得到抑制，从而能够提高主电动机1的效率。

图2～图4中示出了例如4极4并联时的例子，但本实施方式不限于此，通常可以使n为正偶数，定子的并联电路数=极数=n。例如，在每极每相的槽数为3个的情况下，采用6极6并联的结构时的槽数为6×3×3=54个即可。例如，为了采用8极8并联的结构，将槽数设为8×3×3=72个即可。

但是，在极数为2极的情况下，定子铁芯2的铁芯后端2a（参照图2）也变大，从而存在线圈端部变长的问题，铁路车辆用主电动机中一般不使用此种结构。即，考虑到主电动机是搭载在设置空间有限的电车上，极数优选为4极或6极。

另外，本实施方式中，每极每相的槽数为例如3，但通常优选将其设为3以上的整数。这是因为，如果小于3，则会导致空间谐波（主电动机内产生的谐波）增大，从而造成损耗增大。

说明本实施方式的效果。首先，在本实施方式中，在主电动机1中采用具备用宽带隙半导体形成的开关元件的逆变器电路，在电车的至少一部分速度区域中将逆变器电路输出到主电动机1的电压变为PWM波形。从而，不仅能够获得减少谐波这样的PWM控制优点，还能与单脉冲模式同样地降低逆变器电路的开关损耗。根据本实施方式，能够将以往使用单脉冲模式的至少一部分速度区域替换为PWM控制，能够减少单脉冲运转速度区域。

本实施方式中，通过采用上述逆变器电路，主电动机1变为大电流且低电压的模式，但通过用并联电路构成定子绕组，既能减少主电动机1的铜损，又能抑制裸线（导体）内产生循环电流。

本实施方式中，采用定子绕组的并联电路数与极数相等的结构，因此，不会像并联电路数多于极数的情况那样在并联电路之间流过循环电流，主电动机1的效率不会下降。另外，本实施方式中，采用定子绕组的并联电路数与极数相等的结构，因此，不会像并联电路数少于极数且极数/并联电路数为非整数的情况那样在并联电路之间流过循环电流，使得主电动机1的效率下降。另外，本实施方式中，采用定子绕组的并联电路数与极数相等的结构，因此，不会像并联电路数少于极数且极数/并联电路数为整数的情况那样在裸线内流过循环电流，使得主电动机1的效率下降，并且也不存在为了抵消该循环电流而实施罗贝尔移位时导致的操作性变差的问题。

本实施方式中，分别利用电路环11～13来一并进行定子绕组各相的连线，并且利用电路环10来一并进行中性点连线。从而，能够在线圈3的端部所在的位置处将线圈3的端部与电路环10～13连接，因此，无需将线圈3的裸线延长并走线到出口线20的位置处，从而使连线变得容易，提高了操作性。另外，通过对电路环10～13分别进行绝缘，与将裸线延长进行走线那样需要对每一根裸线进行绝缘的情况相比，提高了操作性。

在现有的铁路车辆用主电动机中，定子绕组各相的连线及中性点连线使用的是裸线。与之相对，在本实施方式中，使用的是现有的铁路车辆用主电动机所没有采用的结构，即，采用定子绕组的并联电路数与极数相等的结构，从而，并联电路分散在周向上，因此，电路环10～13的使用是合适的。

工业上的实用性

本发明适用于铁路车辆用主电动机。

标号说明

1 主电动机

2 定子铁芯

2a 铁芯后端

3 线圈

3a 下线圈

3b 上线圈

10～13 电路环

20 出口线

30 槽。

Claims

1.一种铁路车辆用主电动机，该铁路车辆用主电动机是三相交流的铁路车辆用主电动机，所述铁路车辆用主电动机装载在电车上，用于对该电车进行驱动，由具备用宽带隙半导体形成的开关元件的逆变器电路提供交流电而进行旋转驱动，在所述电车的至少一部分速度区域中，由所述逆变器电路施加PWM波形的电压来进行驱动，所述铁路车辆用主电动机的特征在于，

包括定子和转子，

所述定子具有定子铁芯和定子绕组，所述定子铁芯呈环状，且在周向上设有多个槽，所述定子绕组具备卷绕于所述定子铁芯且被收纳在所述槽内的线圈，所述定子绕组采用三相星形连线的方式，且各相由并联电路数与极数相同的并联电路构成，

所述转子设置在所述定子铁芯的内侧。

2.如权利要求1所述的铁路车辆用主电动机，其特征在于，包括：

第一电路环，该第一电路环沿着周向设置在所述定子铁芯上，大致呈C字形，由对板状金属构件除连线部位以外的部位进行绝缘覆盖而构成，用于所述定子绕组的U相连线；

第二电路环，该第二电路环沿着周向设置在所述定子铁芯上，大致呈C字形，由对板状金属构件除连线部位以外的部位进行绝缘覆盖而构成，用于所述定子绕组的V相连线；

第三电路环，该第三电路环沿着周向设置在所述定子铁芯上，大致呈C字形，由对板状金属构件除连线部位以外的部位进行绝缘覆盖而构成，用于所述定子绕组的W相连线；以及

第四电路环，该第四电路环沿着周向设置在所述定子铁芯上，大致呈C字形，由对板状金属构件除连线部位以外的部位进行绝缘覆盖而构成，用于所述定子绕组的中性点连线。

3.如权利要求1所述的铁路车辆用主电动机，其特征在于，

所述极数为4或6。

4.如权利要求1所述的铁路车辆用主电动机，其特征在于，

所述宽带隙半导体是碳化硅、氮化镓或金刚石。