WO2008041666A1 - Convertisseur cc/cc - Google Patents

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WO2008041666A1
WO2008041666A1 PCT/JP2007/069161 JP2007069161W WO2008041666A1 WO 2008041666 A1 WO2008041666 A1 WO 2008041666A1 JP 2007069161 W JP2007069161 W JP 2007069161W WO 2008041666 A1 WO2008041666 A1 WO 2008041666A1
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voltage
current
converter
storage unit
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PCT/JP2007/069161
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Koji Yoshida
Hiroyuki Handa
Mitsuhiro Matsuo
Koji Akimasa
Original Assignee
Panasonic Corporation
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Publication date
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Priority to JP2008537524A priority patent/JP5099012B2/ja
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    • Y02B70/10—Technologies improving the efficiency by using switched-mode power supplies [SMPS], i.e. efficient power electronics conversion e.g. power factor correction or reduction of losses in power supplies or efficient standby modes

Definitions

  • the present invention relates to a DC / DC converter that converts an input DC voltage into an arbitrary target voltage.
  • DC / DC voltage converters (hereinafter referred to as “DC / DC converters”) that convert the voltage of a DC voltage source into an arbitrary target voltage and output it are used in various fields.
  • DC / DC converters for example, a configuration in which an input voltage is boosted and output is disclosed in Patent Document 1.
  • FIG. 12 is a block circuit diagram of a conventional DC / DC converter.
  • a power supply voltage line 101 to which a DC voltage source such as a battery is connected reaches an output terminal 108 via a booster circuit 103, a gate circuit 105, and a smoothing circuit 107.
  • the coil 109 connected to the power supply voltage line 101 and one end of the FET 111 are connected in series, and the other end of the FET 111 is connected to the ground.
  • a diode 113 is connected to the FET 111 in parallel.
  • a connection point between the coil 109 and the FET 111, that is, an output point of the booster circuit 103 is connected to one end of the FET 115 constituting the gate circuit 105.
  • a diode 117 is also connected in parallel to the FET 115. The other end of the FET 115 is connected to the smoothing circuit 107.
  • the FETs 111 and 115 have their on / off operations controlled by a sawtooth wave generation circuit 119, a pulse width control circuit 121, a soft start circuit 123, an AND circuit 125, an inverting circuit 127, and a step-up circuit 129. These wirings are as shown in FIG.
  • FIG. 13A is a time-dependent graph showing the voltage at the output terminal during normal startup of the conventional DC / DC converter.
  • the horizontal axis represents time t
  • the vertical axis represents voltage Vc.
  • FIG. 13B is a time-dependent change figure of the current which flows into the coil at the time of normal starting of the conventional DC / DC converter.
  • the horizontal axis represents time t
  • the vertical axis represents current IL.
  • the current IL is indicated by the arrow in FIG. As shown, the direction from the power supply voltage line 101 to the coil 109 is defined as positive.
  • the step-up circuit 129 controls the FET 115 to be cut off from the time tO to tl at the time of activation.
  • the FET 115 is turned off and the diode 117 is in the reverse connection state, so that current backflow from the output terminal 108 to the booster circuit 103 is prevented.
  • the FET 111 is turned off so as to gradually increase from the minimum on / off ratio, whereby the voltage boosting operation of the power supply voltage line 101 is started. That is, the voltage Vc at the output terminal 108 increases from time tO in FIG. 13A to time tl.
  • the current IL flowing through the coil 109 at this time rises up and down according to the on / off operation of the FET 111, as shown in FIG. 13B.
  • the current IL does not become negative in the vicinity of time tO immediately after the start-up. This is because the current backflow from the output terminal 108 to the booster circuit 103 is prevented by turning off the FET 115 as described above.
  • the DC / DC converter operates stably, and thereafter, the step-up circuit 129 transmits the on / off drive signal from the inverting circuit 127 to the FET 115 as it is.
  • the FET 111 and the FET 115 alternately perform on / off operations, and efficiently perform the boosting operation so that the target voltage VI set by the noise width control circuit 121 is obtained.
  • a power supply device using a conventional DC / DC converter can perform a boost operation that can simultaneously obtain high reliability by preventing current backflow and high efficiency by alternately turning on and off two FETs.
  • this conventional DC / DC converter is applied to a power storage unit (capacitor, secondary battery, etc.) connected to the output terminal 108, for example, the power of the DC voltage source is applied to the power storage unit at startup. When it is close to the full charge voltage, the following operation is performed.
  • FIG. 14A is a time-dependent graph of the voltage at the output terminal when the voltage at the output terminal in the conventional DC / DC converter is close to the target voltage.
  • the horizontal axis represents time t
  • the vertical axis represents voltage Vc.
  • FIG. 14B is a time-dependent change diagram of the current flowing through the coil when the voltage at the output terminal of the conventional DC / DC converter is close to the target voltage.
  • the horizontal axis represents time t
  • the vertical axis represents current IL.
  • the step-up circuit 129 transmits the on / off drive signal from the inverting circuit 127 to the FET 15 as it is, and the FET 11 and the FET 15 alternately perform the on / off operation.
  • the on / off ratio of the FET 111 is controlled to be the minimum, the on / off ratio of the FET 115 that performs the inversion operation is maximized.
  • the FET 115 that has been kept off until just before time tl repeats on / off with a large on / off ratio after time tl.
  • the current IL flows backward from the power storage unit connected to the output terminal 108 to the power supply voltage line 101 side via the FET 115 and the coil 109. This is shown after time tl in Fig. 14B. Since the ON time of the FET 115 is long near the time tl, the absolute value of the backflowing current IL increases rapidly. Along with this, current flows from the power storage unit, and the voltage Vc gradually decreases as shown in FIG. 14A.
  • the pulse width control circuit 121 adjusts the on / off ratios of the FETs 111 and 115 to control the voltage Vc to be the target voltage VI.
  • the on-time of the FET 115 is shortened, and the backflow of the current IL is reduced as shown in FIG. 14B.
  • the power storage unit is charged, and the voltage Vc begins to rise as shown in FIG. 14A. In this way, the voltage Vc is adjusted again to the target voltage VI, and thereafter the FETs 111 and 115 are turned on and off so as to maintain the voltage VI.
  • the voltage Vc is in the vicinity of the target voltage VI at the time of start-up, and reaches the time tl. If the voltage Vc reaches the target voltage VI before, the FET115 starts ON / OFF operation at time tl, and a large current flows backward at the same time. Therefore, it is necessary to use a FET with a large rated current to withstand a large current, resulting in high costs.
  • the DC / DC converter operates only when the DC / DC converter stops at all! /, Because the DC / DC converter stops at all! This may also occur when synchronous rectification of the DC / DC converter is started in advance in anticipation of the power consumption of the load connected to the output terminal 108 changing from a small state to a large state. This is assumed, for example, when a conventional DC / DC converter is applied to an electric power steering system of a vehicle.
  • the specific operation is as follows.
  • the DC / DC converter adjusts the voltage Vc to the target voltage VI by controlling the FET 111 to be turned off and the FET 115 to be turned off. As a result, the loss of the DC / DC converter is reduced.
  • the steering angle sensor built in the electric power steering system detects the steering operation.
  • the electric power steering system consumes a large amount of power because it drives the motor.
  • the DC / DC converter controls the FET 115 to be turned off while minimizing the on / off ratio of the FET 111, in this state, it cannot follow the sudden high power supply to the motor. Therefore, at the same time as detecting the handle operation by the rudder angle sensor, the DC / DC converter prepares for high power supply to the motor, and performs synchronous rectification operation at time tl in Figs. 14A and 14B (FET111, 11 5) The operation of turning 5 on and off each other is started. In this case as well, a large current backflow occurs as shown in Fig. 14B.
  • Patent Document 1 Japanese Patent No. 3175227
  • the present invention provides a low-cost DC / DC converter by reducing the backflow of current even when the voltage at the output terminal is close to the target voltage at the time of startup.
  • starting up it means that the operation starts when the DC / DC converter is completely stopped.
  • a DC / DC converter of the present invention is connected between a DC voltage source and a power storage unit, and includes a first switching element that repeatedly turns on and off, and a second switching element that repeatedly turns on and off alternately with the first switching element.
  • a voltage is applied by the DC voltage source to accumulate energy
  • the second switching element is on, the inductance element that charges the power storage unit with the energy is parallel to the second switching element.
  • a diode connected in the direction of current when charging the power storage unit, a PWM control circuit for adjusting the on / off ratio of the first switching element to detect the voltage of the power storage unit and control it to a target voltage, Is provided.
  • the PWM control circuit operates the first switching element so that it gradually increases from the minimum on / off ratio at the start-up, while turning off the second switching element and setting the target voltage higher than usual.
  • the second switching element starts on / off operation, and the target voltage is controlled to return to the normal voltage.
  • the on-time when the second switching element starts the on-off operation and the synchronous rectification is performed is set by setting the target voltage higher than normal at the time of startup. Since it is shorter than before, the absolute value of the backflowing current can be reduced. As a result, it is possible to use a first switching element and a second switching element with a small rated current, and to realize a DC / DC converter capable of reducing the cost.
  • FIG. 1 is a block circuit diagram of a DC / DC converter according to a first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2A is a time-dependent change diagram of the voltage of the power storage unit of the DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2B is a time-dependent change diagram of current flowing through the inductance element of the DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2C shows the reference voltage source of the DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • 6 is a timing chart of a target voltage selection signal for the target voltage selection signal.
  • FIG. 2D is a timing chart in the on / off operation of the first switching element of the DC / DC converter in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 2E is a timing chart in the on / off operation of the second switching element of the DC / DC converter in the first embodiment of the present invention.
  • FIG. 3 is a block circuit diagram of a DC / DC converter according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 4 is a block circuit diagram of another configuration of the DC / DC converter according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 5 is a block circuit diagram of a DC / DC converter according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 6 is a block circuit diagram of a DC / DC converter according to Embodiment 4 of the present invention.
  • FIG. 7 is a block circuit diagram of a DC / DC converter according to a fifth embodiment of the present invention.
  • FIG. 8 is a block circuit diagram of a DC / DC converter according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 9A is a time-dependent change diagram of the current command value of the DC / DC converter in Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 9B is a time-dependent change diagram of the current flowing through the inductance element of the DC / DC converter in Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 9C is a timing chart in the on / off operation of the second switching element of the DC / DC converter in the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 10 is a block circuit diagram of a DC / DC converter according to a seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 11A is a time-dependent change diagram of the voltage of the power storage unit of the DC / DC converter in the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 11B shows the inductance of the DC / DC converter according to Embodiment 7 of the present invention. It is a time-dependent change figure of the electric current which flows into a device.
  • FIG. 11C is a timing chart of a target voltage selection signal for the reference voltage source of the DC / DC converter in the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 11D is a timing chart of the on / off operation of the first selected switching element of the DC / DC converter in the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 11E is a timing chart of the on / off operation of the second selected switching element of the DC / DC converter in the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 11F is a timing chart of the on / off operation of the second switching element of the DC / DC converter in the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 11G is a timing chart of the on / off operation of the second switching element of the DC / DC converter in the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 12 is a block circuit diagram of a conventional DC / DC converter.
  • FIG. 13A is a time-dependent graph of the voltage at the output terminal during normal startup of the conventional DC / DC converter.
  • FIG. 13B is a time-dependent change diagram of the current flowing in the coil during normal startup of the conventional DC / DC converter.
  • FIG. 14A is a time-dependent change diagram of the output terminal voltage when the voltage of the output terminal in the conventional DC / DC converter is close to the target voltage.
  • FIG. 14B is a time-dependent change diagram of the current flowing through the coil when the voltage at the output terminal in the conventional DC / DC converter is close to the target voltage.
  • FIG. 1 is a block circuit diagram of a DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the DC voltage source 1 is composed of a battery
  • the power storage unit 3 is composed of an electric double layer capacitor.
  • a DC / DC converter 5 is connected between the DC voltage source 1 and the power storage unit 3.
  • inductance element 7 is connected to the positive electrode of DC voltage source 1.
  • the other end of the inductance element 7 is connected to a connection point between the first switching element 9 and the second switching element 11 made of FET in a series circuit.
  • the other end of second switching element 11 is connected to the positive electrode of power storage unit 3.
  • First 1 The other end of the switching element 9 is connected to the DC voltage source 1 and the negative electrode of the power storage unit 3.
  • a diode 13 is connected in parallel to the second switching element 11.
  • the anode side is connected to the inductance element 7 and the power sword side is charged so that the current IL flows in the direction of the current when charging the power storage unit 3, that is, in the direction of the arrow shown in FIG. It is connected to the positive electrode of part 3.
  • the diode 13 is an FET body diode.
  • the first switching element 9 performs an on / off repeated operation
  • the second switching element 11 performs an operation of alternately repeating on / off with respect to the first switching element 9.
  • a voltage is applied to the inductance element 7 from a DC voltage source, and energy is accumulated.
  • the energy stored when the second switching element 11 is on is charged in the power storage unit 3.
  • a series circuit composed of the first switching element 9 and the second switching element 11 is a power storage unit.
  • a series circuit including an inductance element 7 and a DC voltage source 1 is connected to both ends of the first switching element 9.
  • the negative electrode of DC voltage source 1 and the negative electrode of power storage unit 3 are connected.
  • An operational amplifier 17 that detects the voltage Vc of the power storage unit 3 and outputs a difference from the target voltage of the reference voltage source 15 is connected to the positive electrode of the power storage unit 3.
  • the reference voltage source 15 has a function capable of varying the output voltage in accordance with the target voltage selection signal Sel.
  • the output of the operational amplifier 17 is input to the control circuit 19.
  • the circuit configuration including the reference voltage source 15, the operational amplifier 17, and the control circuit 19 described above is referred to as a PWM control circuit 21.
  • the output voltage of the DC / DC converter 5 (equal to the voltage Vc of the storage unit 3! /,) Is adjusted by the PWM control circuit 21.
  • FIG. 6 is a time-dependent change diagram of the voltage of the power storage unit of the DC / DC converter in the first embodiment.
  • FIG. 2B is a time-dependent change diagram of the current flowing through the inductance element of the DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2C is a timing chart of the target voltage selection signal for the reference voltage source of the DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2D is a timing chart in the on / off operation of the first switching element of the DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 6 is a time-dependent change diagram of the voltage of the power storage unit of the DC / DC converter in the first embodiment.
  • FIG. 2B is a time-dependent change diagram of the current flowing through the inductance element of the DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2C is a timing chart of the target voltage selection signal for the reference voltage
  • FIG. 2E is a timing chart in the on / off operation of the second switching element of the DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the horizontal axis represents time t
  • the vertical axis represents the voltage Vc
  • FIG. 2B represents the current IL
  • FIG. 2C represents the content of the target voltage selection signal Sel.
  • the vertical axis in FIG. 2D and FIG. 2E indicates the on / off state.
  • the current IL is defined as positive when it flows in the direction of the arrow in Fig. 1.
  • the DC / DC converter 5 is started at time tO.
  • voltage Vc of power storage unit 3 is assumed to be in the vicinity of normal target voltage VI (equal to the full charge voltage) from the beginning as shown in FIG. 2A.
  • the control circuit 19 sets the reference voltage source 15 to a higher target voltage V 2 that is higher than normal. Specifically, as shown in FIG. 2C, the control circuit 19 transmits the target voltage selection signal Sel as the SelV2 signal to the reference voltage source 15 so that the reference voltage source 15 becomes the high target voltage V2. In response to this, the reference voltage source 15 sets the output voltage to the high target voltage V2.
  • the high target voltage V2 is about 5% larger than the normal target voltage VI. This is because even if a voltage about 5% higher than the normal target voltage VI is applied to the power storage unit 3 in a short time (between time tO and tl, about several tens of milliseconds in the first embodiment), the power storage unit 3 This is because the life of 3 is hardly affected.
  • the PWM control circuit 21 causes the first switching element 9 to gradually increase from the minimum on / off ratio as shown in FIG. 2D.
  • the second switching element 11 is controlled to be turned off as shown in FIG. 2E.
  • the broken line of time tO force and tl indicates the original operation of the DC / DC converter 5.
  • the operation is forcibly turned off here.
  • the current storage unit 3 is charged to the high target voltage V2 without causing a reverse current flow.
  • the high target voltage V2 is usually the target voltage.
  • the PWM control circuit 21 performs control so that the second switching element 11 starts an on / off operation alternately with the first switching element 9 as shown in FIGS. 2D and 2E. Furthermore, as shown in Fig. 2C, the target voltage selection signal Sel is switched to the SelVl signal to return to the normal target voltage VI. As a result, the reference voltage source 15 controls so that the voltage Vc becomes the normal target voltage VI. At this time, the ON period of the second switching element 11 is the same as the OFF period of the first switching element 9 (this corresponds to the period in which the diode 13 was ON immediately before the time tl). As shown in FIG.
  • the voltage applied to the inductance element 7 is the same regardless of whether the second switching element 11 is on or the diode 13 is on, so that it is applied to the inductance element 7 before and after the time tl.
  • the voltage waveform does not change. Therefore, the current IL of the inductance element 7 does not change abruptly.
  • the voltage Vc usually deviates greatly from the target voltage VI after the time tl, and it takes a long time to return.
  • the DC / DC converter according to Embodiment 1 of the present invention returns to the normal target voltage VI very early as shown in FIG. 2A, and the stability of the voltage Vc is also obtained.
  • the fluctuation of the current IL is reduced for the following reason.
  • the voltage Vc has reached the target voltage VI by the time tl. Therefore, the on-time of the first switching element 9 is extremely short, and the current IL is almost the same. It does n’t flow.
  • the second switching element 11 starts the on / off operation from time tl, the on-time of the second switching element 11 becomes extremely long.
  • the current IL flowing through the inductance element 7 becomes a negative large current. Therefore, as shown in FIG. 14A, the voltage Vc is greatly lowered and unstable due to the supply of a large current from the power storage unit 3.
  • the power storage unit is activated at the time of startup.
  • the voltage Vc of 3 will not normally exceed the target voltage VI. Therefore, by setting the higher target voltage V2 higher than that, it is possible to perform an operation in which the on / off ratio of the first switching element 9 at the time of startup gradually increases from the minimum value. At this time, the current IL of the inductance element 7 increases in the positive direction, it becomes a continuous mode that always takes a positive value, and it is only necessary to maintain the operation in which the first switching element 9 and the diode 13 are alternately turned on and off. The amount of change in the on-off ratio is small. Further, since the increase amount of the current IL of the inductance element 7 is also reduced, the charge amount to the power storage unit 3 is also reduced.
  • the high target voltage V2 is set at the start-up regardless of the magnitude of the voltage Vc of the power storage unit 3. Even if the high target voltage V2 is set when the starting voltage Vc is low, there is no difference in operation from the case where the normal target voltage VI is set. Therefore, in order to simplify the control of the control circuit 19, Is always set to the high target voltage V2.
  • FIG. 3 is a block circuit diagram of the DC / DC converter according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the DC voltage source 1 is connected to a series circuit composed of the first switching element 9 and the second switching element 11.
  • a series circuit composed of the inductance element 7 and the power storage unit 3 is connected to both ends of the second switching element 11.
  • the circuit configuration is such that the negative electrode of the DC voltage source 1 and the negative electrode of the power storage unit 3 are connected. As a result, the voltage Vb of the DC voltage source 1 is stepped down to charge the power storage unit 3.
  • the diode 13 has the anode side connected to the negative electrode of the DC voltage source 1 and the force sword side connected to the inductance element 7 so as to be in the direction of current when charging the power storage unit 3 (the direction of the arrow in FIG. 3). ing.
  • the operation of the DC / DC converter 5 is exactly the same as that of the first embodiment. That is, the reference voltage source 15 is set to the high target voltage V2 at the time of start-up, and the operation of switching to the normal target voltage VI at time tl is performed. As a result, as in the first embodiment, the fluctuation of the current IL flowing through the inductance element 7 after switching is reduced, and the low-cost DC / DC converter is correspondingly reduced.
  • FIG. 4 is a block circuit diagram of another configuration of the DC / DC converter according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the DC / DC converter 5 in Fig. 4 differs from the configuration in Fig. 3 in the following points:
  • DC voltage source 1 has a series circuit configuration including a first DC voltage source la and a second DC voltage source lb.
  • a series circuit is configured by connecting the negative electrode of the first DC voltage source la and the positive electrode of the second DC voltage source lb.
  • a series circuit including the first switching element 9 and the second switching element 11 is connected to the first DC voltage source la.
  • a series circuit including the inductance element 7, the power storage unit 3, and the second DC voltage source lb is connected to both ends of the second switching element 11! /.
  • FIG. 5 is a block circuit diagram of the DC / DC converter according to Embodiment 3 of the present invention.
  • the same components as those in FIG. 5 are identical to FIG. 5 in FIG. 5, the same components as those in FIG. 5.
  • a feature of the third embodiment is that the DC / DC converter 5 is an inverting DC / DC converter.
  • a series circuit composed of the first switching element 9 and the DC voltage source 1 is connected to both ends of the inductance element 7.
  • a series circuit composed of the second switching element 11 and the power storage unit 3 is connected to both ends of the inductance element 7.
  • the circuit configuration is such that the positive electrode of the DC voltage source 1 and the negative electrode of the power storage unit 3 are connected.
  • the diode 13 is connected to the inductance element 7 on the anode side and connected to the positive electrode of the power storage unit 3 so as to be in the direction of current when charging the power storage unit 3 (in the direction of the arrow in FIG. 5). Has been.
  • the negative electrode of the power storage unit 3 is connected to the positive electrode of the DC voltage source 1, for example, a load (not shown!) That intermittently consumes a large current in the vehicle is used as a starter. Electric power steering And a load that constantly consumes current (not shown, but electrical components such as audio and lighting). That is, when a large current is intermittently consumed, the voltage Vb of the DC voltage source 1 decreases, so that the supply voltage to the load can be reduced by supplying power from the power storage unit 3 to the load so as to compensate for this. When power consumption is stabilized and power consumption ends, power storage unit 3 is charged to prepare for the next large current consumption.
  • FIG. 6 is a block circuit diagram of a DC / DC converter according to Embodiment 4 of the present invention.
  • Figure 6 shows an example of a forward type DC / DC converter.
  • the same components as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the structural features of the fourth embodiment are as follows.
  • a series circuit composed of the primary winding 31a of the transformer 31 and the drive switching element 33 is connected to both ends of the DC voltage source 1!
  • the drive switching element 33 is connected to the DC voltage source 1 and the primary winding 31a is connected between them.
  • a series circuit including the first switching element 9 and the second switching element 11 is connected to both ends of the secondary winding 31b of the transformer 31.
  • the drive switching element 33 is connected to the control circuit 19 so as to be turned on / off in synchronization with the first switching element 9.
  • the drive switching element 33 is turned on / off in synchronization with the first switching element 9.
  • the drive switching element 33 also performs on / off operation according to the timing chart shown in FIG. 2D.
  • the first switching element 9 and the drive switching element 33 are simultaneously turned on and off from time tO to tl.
  • the drive switching element 33 is turned on, the voltage of the direct current voltage source 1 is applied to the primary winding 31a of the transformer 31.
  • a voltage is generated in the secondary winding 31b.
  • the first switching element 9 since the first switching element 9 is also on, the voltage generated in the secondary winding 31b is applied to the inductance element 7 and energy is accumulated.
  • the control circuit 19 sets the output voltage of the reference voltage source 15 to the high target voltage V2 by setting the target voltage selection signal Sel to the SelV2 signal at the time of start-up.
  • the target voltage selection signal Sel is switched to the SelVl signal at the time tl at the end of startup, and the output voltage of the reference voltage source 15 is set to the normal target voltage VI.
  • FIG. 7 is a block circuit diagram of the DC / DC converter according to Embodiment 5 of the present invention.
  • Fig. 7 shows an example of a flyback DC / DC converter.
  • a series circuit composed of the primary winding 31a of the transformer 31 and the first switching element 9 is connected to both ends of the DC voltage source 1.
  • the primary winding 3 la is connected between the DC voltage source 1 and the first switching element 9.
  • a series circuit composed of the second switching element 11 and the power storage unit 3 is connected to both ends of the secondary winding 31b of the transformer 31.
  • the inductance element 7 is not used.
  • the inductance element 7 is not used. In the fifth embodiment, the inductance element
  • the transformer 31 performs the role of the inductance element 7.
  • the current IL of the inductance element 7 corresponds to the exciting current of the transformer in the fifth embodiment.
  • the operation of the DC / DC converter 5 is basically the same as that shown in FIGS. 2A to 2E.
  • the control circuit 19 sets the output voltage of the reference voltage source 15 from the high target voltage V2 to the normal target voltage VI at time tl.
  • the maximum absolute value of current IL decreases. Therefore, the cost of the first switching element 9 and the second switching element 11 can be reduced, and at the same time, the stability of the voltage Vc can be obtained as shown in FIG. 2A. Further, since the inductance element 7 is not necessary, the size can be reduced as compared with the configuration of the fourth embodiment.
  • FIG. 8 is a block circuit diagram of the DC / DC converter according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 8 shows an example of a step-down DC / DC converter as in FIG. 3 of the second embodiment.
  • the same components as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and detailed description thereof is omitted.
  • the structural features of the sixth embodiment are as follows.
  • the control circuit 19 changes the on / off ratio of the first switching element 9 and the second switching element 11 to The current IL detected by the detector 41 is adjusted.
  • the current command value Is is also input to the control circuit 19.
  • the PWM control circuit 21 detects the voltage Vc of the power storage unit 3 and performs control so as to reach the target voltage. In the sixth embodiment, instead, the PWM control circuit 21 performs an operation of adjusting the on / off ratio in accordance with the current command value Is.
  • FIG. 9A is a time-dependent change diagram of the current command value of the DC / DC converter in the sixth embodiment of the present invention.
  • FIG. 9B is a time-dependent change diagram of the current flowing through the inductance element of the DC / DC converter according to Embodiment 6 of the present invention.
  • FIG. 9C is a timing chart in the on / off operation of the second switching element of the DC / DC converter in Embodiment 6 of the present invention.
  • the second embodiment performs an operation of setting the target voltage higher than normal.
  • the current command value generation circuit 43 instead, the current command value generation circuit 43 generates the current value command value Is so that the minimum value in one cycle of the current IL is larger than 0 amperes.
  • the current command value Is increases with time from the voltage Vb of the DC voltage source 1 and the voltage Vc of the power storage unit 3 as shown in FIG. Output as follows.
  • the on / off ratio output from the control circuit 19 changes.
  • the operation of the second switching element 11 is forcibly turned off as shown in FIG. 9C.
  • the first switching element 9 performs on / off operation at the time of start-up (the timing chart at this time is the same as in FIG. 2C).
  • the current IL flowing through the inductance element 7 is as shown in FIG. 9B. It gradually increases.
  • the minimum value in one period of the current IL becomes larger than 0 amperes after the time tc.
  • the operation of returning the target voltage to the normal voltage is performed. Is going.
  • the current command value Is is set to the target current value la, and control is performed so that the on / off operation of the second switching element 11 is started.
  • the control circuit 19 reads the current command value Is, and determines that tl at the end of startup is the time when the current current command value Is becomes equal to or greater than the predetermined current value.
  • the predetermined current value is stored in advance as the current command value Is when the minimum value in one cycle of the current IL is surely greater than 0 amperes.
  • the control circuit 19 should determine when the current command value Is exceeds the preset current value! /.
  • the current command value Is is set to a sufficiently large value to increase the detection certainty when the minimum value in one cycle of the current IL becomes larger than 0 amperes.
  • the current command direct generation circuit 43 lowers the current command value Is to the target current value la with time as shown in FIG. 9A.
  • the on / off operation of the second switching element 11 is started.
  • the current IL gradually decreases, and the average value in one cycle of the current IL is controlled so as to become the target current value la.
  • the maximum absolute value of the current IL after time tl is further smaller than that in FIG. 2B. Therefore, the first switching element 9 and the second switching element 11 can be reduced in cost.
  • the start end tl is obtained as the time when the current command value Is becomes equal to or greater than the predetermined current value. If the accuracy of the current detector 41 is sufficiently high, the instant (time tc) at which the minimum value in one cycle of the current IL becomes larger than 0 amperes may be directly obtained. In this case, instead of the current command value Is, the output of the current detector 41 is controlled by the control circuit 1
  • the configuration of the sixth embodiment includes the step-up DC / DC converter described in the first embodiment, the forward DC / DC converter described in the fourth embodiment, and the fly described in the fifth embodiment. You may apply to a buck type DC / DC converter. Further, in the present sixth embodiment, the power provided by current detector 41 to detect current IL on the output side of DC / DC converter 5 is not limited to this, and the input side of DC / DC converter 5 is not limited thereto. The current flowing in either the inductance element 7, the primary winding 31a of the transformer 31 or the secondary winding 31b may be detected.
  • FIG. 10 is a block circuit diagram of the DC / DC converter according to Embodiment 7 of the present invention.
  • Figure 10 shows an example of a full-bridge DC / DC converter.
  • a selective switching element 51 is provided between the DC voltage source 1 and the primary winding 31a of the transformer 31 instead of the first switching element 9.
  • the DC voltage source 1 is connected to the input side of the selective switching element 51, and the primary winding 31a is connected to the output side.
  • Two secondary windings of the transformer 31 are provided.
  • the first secondary winding 31c and the second secondary winding 31d are connected in series in the transformer 31.
  • a connection point between the first secondary winding 31c and the second secondary winding 31d is connected to the negative electrode of the power storage unit 3.
  • the second switching element 11a is connected between the other end of the connection point of the first secondary winding 31c and the inductance element 7.
  • a diode 13a is connected in parallel to the second switching element 11a.
  • the second switching element l ib is connected between the other end of the connection point of the second secondary winding 31d and the inductance element 7.
  • a diode 13b is connected in parallel to the second switching element l ib.
  • the selective switching element 51 includes two first selective switching elements 53 and two second selective switching elements 55. These are connected as follows!
  • the first selection switch A series circuit composed of the chucking element 53 and the second selection switching element 55 is connected on the input side of the selection switching element 51 connected to the DC voltage source 1. Furthermore, a series circuit composed of the second selection switching element 55 and the first selection switching element 53 is connected to the input side. Also, the connection point between the first selection switching element 53 and the second selection switching element 55 in both series circuits is the output side of the selection switching element 51, and is connected to the primary winding 31a! / .
  • the first selection switching element 53 and the second selection switching element 55 are! /, And the deviation is also constituted by an FET, so that it is turned on / off by the control circuit 19.
  • the two first selection switching elements 53 and the two second selection switching elements 55 are connected to be turned on and off simultaneously. Therefore, when the two first selection switching elements 53 are turned on in FIG. 10, the voltage Vb of the DC voltage source 1 is output to the primary winding 31a in the forward direction.
  • the two second selection switching elements 55 are turned on, the voltage Vb of the DC voltage source 1 is output to the primary winding 31a in the reverse direction. Further, when all of the first selection switching element 53 and the second selection switching element 55 are turned off, the output can be opened.
  • the selection switching element 51 outputs the voltage of the DC voltage source 1 in the forward direction or in the reverse direction depending on the combination of on / off of the first selection switching element 53 and the second selection switching element 55. Select the power to open the output, or the force to select the output.
  • FIG. 11A is a time-dependent change diagram of the voltage of the power storage unit of the DC / DC converter according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 11B is a time-dependent change diagram of the current flowing through the inductance element of the DC / DC converter according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 11C is a timing chart of the target voltage selection signal for the reference voltage source of the DC / DC converter in the seventh embodiment of the present invention.
  • FIG. 11D is a timing chart of the on / off operation of the first selective switching element of the DC / DC converter according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 11A is a time-dependent change diagram of the voltage of the power storage unit of the DC / DC converter according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 11B is a time-dependent change diagram of the current flowing through the inductance element of the DC / DC converter according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 11C is
  • FIG. 11E is a timing chart of the on / off operation of the second selection switching element of the DC / DC converter according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 11F is a timing chart of the on / off operation of the second switching element of the DC / DC converter according to Embodiment 7 of the present invention.
  • FIG. 11G shows the type of on / off operation of the second switching element of the DC / DC converter according to Embodiment 7 of the present invention. It is a ming chart.
  • the PWM control circuit 21 sets the target voltage of the reference voltage source 15 to a voltage V2 higher than the normal time as shown in FIG. 11C.
  • the DC / DC converter 5 controls the output voltage to be the voltage V2.
  • the PWM control circuit 21 first synchronizes with the period when the output of the selection switching element 51 selects the forward direction, that is, when the first selection switching element 53 is on as shown in FIG. 11D. Then, as shown in FIG. 11F, the second switching element 11a connected to the first secondary winding 31c is controlled to be turned on.
  • the period when the output of the selection switching element 51 selects the reverse direction that is, the period when the second selection switching element 55 is on as shown in FIG.
  • the second switching element l ib connected to the second secondary winding 31d is controlled so as to be turned on.
  • first selection switching element 53 and second switching element lla, and second selection switching element 55 and second switching are performed so that voltage Vc of power storage unit 3 becomes voltage V2.
  • the elements l ib perform on / off operations in synchronization with each other.
  • the current IL flowing through the inductance element 7 gradually increases as shown in FIG. 11B, and the voltage Vc approaches the voltage V2 as shown in FIG. 11A. Note that these behaviors are the same as those in FIGS. 2B and 2A, respectively, and thus detailed description thereof is omitted.
  • the PWM control circuit 21 thereafter sets the target voltage of the reference voltage source 15 to the normal voltage VI as shown in FIG. 11C.
  • the DC / DC converter 5 controls the output voltage to be the voltage VI.
  • the PWM control circuit 21 is in a period during which the output of the selection switching element 51 selects the forward direction, that is, in FIG. 1 ID time
  • the first selection switching element 53 is on, the on-off operation of the second switching element l ib connected to the second secondary winding 31d so as to invert it. (See Fig. 11G).
  • the current IL has a positive value as shown in FIG. 11B, and the diodes 13a and 13b are turned on while the second switching elements l la and l ib are simultaneously turned off. become. Therefore, even if the selective switching element 51 and the second switching elements l la and 11 b perform the on / off operation as described above after the time tl, the diodes are turned on when the second switching elements l la and l ib are simultaneously turned on. Since 13a and 13b are on, there is no change in operation. As a result, a large reverse current does not flow.
  • the current IL flowing through the inductance element 7 once decreases negatively as shown in FIG. 11B, but its absolute value is smaller than that of the conventional configuration. The size can be reduced. After that, the current IL gradually approaches 0 ampere. As a result, as shown in FIG. 11A, the voltage Vc of the power storage unit 3 approaches the voltage VI with time, and eventually stabilizes at the voltage VI. Since these behaviors are the same as those in FIG. 2B and FIG. 2A, detailed description of the portions is omitted.
  • the force is configured to have the function of opening the output of the selection switching element 51.
  • the output may be set to 0 volts.
  • wiring is made to the control circuit 19 so that the two first selection switching elements 53 and the two second selection switching elements 55 can be turned on and off independently.
  • the first selection switching element 53 and the second selection switching element 55 on the upper side of FIG. 10 are turned on, and the first selection switching element 53 and the second selection switching element on the lower side of FIG.
  • the power to turn off the child 55 or the on / off relationship described above may be reversed.
  • the output of the selective switching element 51 is short-circuited, so the force S for outputting 0 volt is reduced.
  • control is performed such that the target voltage at the output of DC / DC converter 5 is controlled to be higher than normal at startup and returned to the normal target voltage at the end of startup.
  • a current detector and a current command value generation circuit are provided to generate a current value command value so that the minimum value in one cycle of current is greater than 0 amperes at startup. Then, the current command value may be controlled to the target current value at the end of startup.
  • the second embodiment has two second switching elements l la and l ib, both of them are controlled as shown in FIGS. 11F and 11G, respectively.
  • the second switching elements lla and lib have the force S in which the diodes 13a and 13b are connected in parallel, respectively, as described in the first embodiment.
  • the second switching elements lla and l ib can be FETs, so that the diodes 13a and 13b can be configured as body diodes.
  • the second switching element is activated at the time tO to tl at the time of activation.
  • the diode 13a is turned on / off in synchronization with the on / off of the first selection switching element 53, and the diode 13b is turned on / off in synchronization with the on / off of the second selection switching element 55. 1 Same as IF. Therefore, as described above, the operation of turning on the second switching element 11a in synchronization with the period in which the output of the selection switching element 51 selects the forward direction does not require the second switching element 11a to be turned on. Since the diode 13a is turned on, the operation is the same.
  • Embodiments 1 to 7 an example in which an electric double layer capacitor is used as power storage unit 3 has been described.
  • other capacitors such as an electrochemical capacitor may be a secondary battery! /.
  • the DC / DC converter which is effective in the present invention, can reduce the magnitude of the reverse current after startup, and can reduce the cost. Therefore, the DC / DC used to convert the input DC voltage to an arbitrary target voltage, which is used for power supplies for vehicles and emergency power supplies that require a power storage unit. It is useful as a DC converter.

Landscapes

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Description

明 細 書
DCZDCコンノくータ
技術分野
[0001] 本発明は入力された直流電圧を任意の目標電圧に変換する DC/DCコンバータ に関する。
背景技術
[0002] 従来、直流電圧源の電圧を任意の目標電圧に変換して出力する DC/DC電圧変 換装置（以下、「DC/DCコンバータ」という。）が様々な分野で利用されている。この ような DC/DCコンバータとして、例えば入力電圧を昇圧して出力する構成のものが 特許文献 1に開示されてレ、る。
[0003] 図 12は従来の DC/DCコンバータのブロック回路図である。図 12において、バッ テリ等の直流電圧源が接続された電源電圧ライン 101は昇圧回路 103、ゲート回路 1 05、および平滑回路 107を介して出力端子 108に至る。昇圧回路 103において、電 源電圧ライン 101に接続されたコイル 109と FET111の一端とが直列に接続され、 F ET111の他端はグランドに接続されて!/、る。 FET111にはダイオード 113が並列に 接続されている。コイル 109と FET111との接続点、すなわち昇圧回路 103の出力 点は、ゲート回路 105を構成する FET115の一端に接続される。なお、 FET115に もダイオード 117が並列に接続されている。 FET115の他端は平滑回路 107に接続 されている。
[0004] FET111 , 115は、のこぎり波発生回路 119、パルス幅制御回路 121、ソフトスター ト回路 123、アンド回路 125、反転回路 127、およびステップアップ回路 129によって 、オンオフ動作が制御されている。なお、これらの配線は図 12に示した通りである。
[0005] 次に、このような DC/DCコンバータの通常起動時の動作を説明する。図 13Aは 従来の DC/DCコンバータの通常起動時の出力端子の電圧を示す経時変化図で ある。図 13Aの横軸は時間 tを、縦軸は電圧 Vcをそれぞれ示す。図 13Bは従来の D C/DCコンバータの通常起動時のコイルに流れる電流の経時変化図である。図 13 Bの横軸は時間 tを、縦軸は電流 ILをそれぞれ示す。また、電流 ILは図 12の矢印で 示したように電源電圧ライン 101からコイル 109に流れる方向を正と定義する。
[0006] 図 13A、 13Bにおいて、起動時である時間 tOから tlでは、ステップアップ回路 129 は FET115を遮断するように制御する。これにより、 FET115はオフになり、ダイォー ド 117は逆接状態であるので、出力端子 108から昇圧回路 103への電流逆流が阻 止される。この状態で、 FET111を最小オンオフ比から徐々に大きくなるようにオンォ フ動作させることにより、電源電圧ライン 101の電圧の昇圧動作が開始する。すなわ ち、図 13Aの時間 tOから tlに示すように出力端子 108の電圧 Vcが上昇していく。こ の時のコイル 109に流れる電流 ILは、図 13Bに示すように、 FET111のオンオフ動 作に応じて上下しながら上昇していく。しかし、起動直後である時間 tO近傍では電流 ILが負になることはない。これは、前述したように FET115をオフにすることにより、出 力端子 108から昇圧回路 103への電流逆流が阻止されるためである。
[0007] 次に、時間 tlになると、 DC/DCコンバータが安定動作となるので、それ以降はス テツプアップ回路 129が反転回路 127からのオンオフ駆動信号をそのまま FET115 に伝達する。これにより、 FET111と FET115は交互にオンオフ動作を行うことになり 、ノ ルス幅制御回路 121で設定された目標電圧 VIになるように効率よく昇圧動作を 行う。
[0008] このようにして、起動時の電流逆流を阻止しつつ、安定動作時には効率のよい昇圧 動作が可能な DC/DCコンバータを実現して!/、た。
[0009] 従来の DC/DCコンバータを用いた電源装置は、電流逆流防止による高信頼性と 、 2つの FETの交互オンオフ動作による高効率が同時に得られる昇圧動作が可能と なる。しかし、この従来 DC/DCコンバータを、例えば直流電圧源の電力を出力端 子 108に接続された蓄電部（キャパシタゃ二次電池等）に充電するような用途に応用 すると、起動時に蓄電部が満充電電圧に近い場合には次のような動作になる。
[0010] 図 14Aは従来の DC/DCコンバータにおける出力端子の電圧が目標電圧に近い 場合のその出力端子の電圧の経時変化図である。図 14Aの横軸は時間 tを、縦軸は 電圧 Vcを示す。図 14Bは従来の DC/DCコンバータにおける出力端子の電圧が目 標電圧に近い場合のコイルに流れる電流の経時変化図である。図 14Bの横軸は時 間 tを、縦軸は電流 ILを示す。 [0011] 図 14A、 14Bにおいて、起動時である時間 tOから tlでは、図 13A、図 13Bと同様 に、ステップアップ回路 129が FET115を遮断するように制御する。これにより、出力 端子 108から昇圧回路 103への電流逆流が阻止される。この状態で、 FET111を最 小オンオフ比から徐々に大きくなるようにオンオフ動作させて昇圧動作が開始する。 図 14Aの時間 tOから tlに示すように、出力端子 108の電圧 Vcは時間 tlに至るまで に目標電圧 VIに達したとする。その結果、 FET111のオンオフ比は再び最小になる ように制御される。 FET111のオンオフ比が最小であることと、 FET115がオフである こと力、ら、図 14Bに示すように電流 ILはほとんど流れない状態となり、電圧 Vcは目標 電圧 VIを維持する。この時も図 13Bと同様に、電流 ILが負になり逆流することはな い。
[0012] 次に、時間 tlになると、ステップアップ回路 129が反転回路 127からのオンオフ駆 動信号をそのまま FETl 15に伝達し、 FETl 11と FETl 15が交互にオンオフ動作を 行う。この時、 FET111のオンオフ比が最小になるように制御されていたので、その 反転動作を行う FET115のオンオフ比は最大になる。その結果、時間 tlの直前まで オフを維持していた FET115は、時間 tl以降で大きなオンオフ比によりオンオフを繰 り返す。従って、出力端子 108に接続された蓄電部から FET115とコイル 109を介し て、電源電圧ライン 101側に電流 ILが逆流する。この様子を図 14Bの時間 tl以降に 示す。時間 tl近傍では FET115のオン時間が長いので、逆流する電流 ILの絶対値 が急激に大きくなる。それに伴って、蓄電部から電流が流れていくので、図 14Aに示 すように電圧 Vcは徐々に低下していく。
[0013] このような動作により、電圧 Vcは目標電圧 VIより小さくなるので、パルス幅制御回 路 121は FET111 , 115のオンオフ比を調整して電圧 Vcが目標電圧 VIになるよう に制御する。その結果、 FET115のオン時間は短くなつていくので、図 14Bに示すよ うに電流 ILの逆流は少なくなる。やがて電流 ILが正になると蓄電部が充電されるの で、図 14Aに示すように電圧 Vcは上昇し始める。このようにして、電圧 Vcは再び目 標電圧 VIに調整され、以後は電圧 VIを維持するように FET111、 115がオンオフ 動作する。
[0014] 以上に説明したように、起動時に電圧 Vcが目標電圧 VI近傍であり、時間 tlに至る 前に電圧 Vcが目標電圧 VIに達すると、時間 tlで FET115がオンオフ動作を開始 すると同時に大電流が逆流してしまう。従って、大電流に耐えられるように定格電流 の大きな FETを用いなければならないため、高コスト化してしまう。
[0015] また、前述した大電流の逆流につ!/、ては、 DC/DCコンバータが全く止まって!/、た 状態から動作を開始させる場合だけでなぐ DC/DCコンバータが動作していても出 力端子 108に接続された負荷の消費電力が小さい状態から大きい状態に変化する ことを見越して事前に DC/DCコンバータの同期整流を開始する場合にも発生し得 る。これは、例えば従来の DC/DCコンバータを車両の電動パワーステアリングシス テムに適用した場合が想定される。この具体的な動作は以下の通りである。
[0016] ハンドル操作が行われていない通常走行時には電動パワーステアリング用モータ が停止しているので、電動パワーステアリングシステムに供給される電力は少なくてよ い。従って、 DC/DCコンバータは図 14A、 14Bの tlまでに示すように、 FET111の オンオフ比が最小に、 FET115がオフになるよう制御して電圧 Vcを目標電圧 VIに 調整する。これにより、 DC/DCコンバータによる損失の低減を図っている。
[0017] この状態で運転者がハンドルを操作すると、電動パワーステアリングシステムに内 蔵された舵角センサがハンドル操作を検出する。これにより、電動パワーステアリング システムはモータを駆動するので大電力を消費する。 DC/DCコンバータは FET11 1のオンオフ比を最小に、 FET115がオフになるよう制御しているので、この状態で は前記モータへの急激な大電力供給に追従できない。そこで、舵角センサによるハ ンドル操作を検出すると同時に、 DC/DCコンバータはモータへの大電力供給に備 え、図 14A、 14Bの時間 tlで同期整流動作（電圧 VIを維持するように FET111、 11 5が相互にオンオフする動作)を開始する。この場合も、図 14Bに示すように大電流 の逆流が発生する。
特許文献 1：特許第 3175227号公報
発明の開示
[0018] 本発明は、起動時に出力端子の電圧が目標電圧近傍であっても電流の逆流を低 減することで、低コストの DC/DCコンバータを提供する。なお、以下の説明におい て、起動時とは、 DC/DCコンバータが全く止まっていた状態から動作を開始する場 合、または、 DC/DCコンバータの FET111のオンオフ比が最小に、 FET115がォ フになるような制御から同期整流動作を開始する場合のいずれ力、を指すことと定義 する。
[0019] 本発明の DC/DCコンバータは、直流電圧源と蓄電部の間に接続されるとともに、 オンオフを繰り返す第 1スイッチング素子と、第 1スイッチング素子と交互にオンオフを 繰り返す第 2スイッチング素子と、第 1スイッチング素子がオンのとき前記直流電圧源 により電圧が印加されエネルギーを蓄積するとともに第 2スイッチング素子がオンのと きエネルギーを前記蓄電部に充電するインダクタンス素子と、第 2スイッチング素子と 並列に、かつ、蓄電部を充電する際の電流の方向に接続されたダイオードと、蓄電 部の電圧を検出し目標電圧に制御するために第 1スイッチング素子のオンオフ比を 調整する PWM制御回路と、を備える。そして、 PWM制御回路は、起動時に第 1スィ ツチング素子を最小オンオフ比から徐々に大きくなるように動作させ、その間は第 2ス イッチング素子をオフにするとともに、 目標電圧を通常時より高く設定するように制御 し、起動終了時に第 2スイッチング素子がオンオフ動作を開始するとともに、 目標電 圧を通常時の電圧に戻すように制御する。
[0020] 本発明の DC/DCコンバータによれば、起動時に目標電圧を通常より高く設定す ることで、第 2スイッチング素子がオンオフ動作を開始し同期整流が行われた時のォ ン時間が従来に比べ短くなるので、逆流する電流の絶対値を小さくすることができる 。その結果、定格電流が小さい第 1スイッチング素子、および第 2スイッチング素子を 使用することができ、低コスト化が可能な DC/DCコンバータを実現できる。
図面の簡単な説明
[0021] [図 1]図 1は本発明の実施の形態 1における DC/DCコンバータのブロック回路図で ある。
[図 2A]図 2Aは本発明の実施の形態 1における DC/DCコンバータの蓄電部の電圧 の経時変化図である。
[図 2B]図 2Bは本発明の実施の形態 1における DC/DCコンバータのインダクタンス 素子に流れる電流の経時変化図である。
[図 2C]図 2Cは本発明の実施の形態 1における DC/DCコンバータの基準電圧源に 対する目標電圧選択信号のタイミングチャートである。
[図 2D]図 2Dは本発明の実施の形態 1における DC/DCコンバータの第 1スィッチン グ素子のオンオフ動作におけるタイミングチャートである。
[図 2E]図 2Eは本発明の実施の形態 1における DC/DCコンバータの第 2スィッチン グ素子のオンオフ動作におけるタイミングチャートである。
[図 3]図 3は本発明の実施の形態 2における DC/DCコンバータのブロック回路図で ある。
[図 4]図 4は本発明の実施の形態 2における DC/DCコンバータの他の構成のブロッ ク回路図である。
[図 5]図 5は本発明の実施の形態 3における DC/DCコンバータのブロック回路図で ある。
[図 6]図 6は本発明の実施の形態 4における DC/DCコンバータのブロック回路図で ある。
[図 7]図 7は本発明の実施の形態 5における DC/DCコンバータのブロック回路図で ある。
[図 8]図 8は本発明の実施の形態 6における DC/DCコンバータのブロック回路図で ある。
[図 9A]図 9Aは本発明の実施の形態 6における DC/DCコンバータの電流指令値の 経時変化図である。
[図 9B]図 9Bは本発明の実施の形態 6における DC/DCコンバータのインダクタンス 素子に流れる電流の経時変化図である。
[図 9C]図 9Cは本発明の実施の形態 6における DC/DCコンバータの第 2スィッチン グ素子のオンオフ動作におけるタイミングチャートである。
[図 10]図 10は本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータのブロック回路図 である。
[図 11A]図 11Aは本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータの蓄電部の 電圧の経時変化図である。
[図 11B]図 11Bは本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータのインダクタン ス素子に流れる電流の経時変化図である。
[図 11C]図 11Cは本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータの基準電圧 源に対する目標電圧選択信号のタイミングチャートである。
[図 11D]図 11Dは本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータの第 1選択ス イッチング素子のオンオフ動作のタイミングチャートである。
[図 11E]図 11Eは本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータの第 2選択ス イッチング素子のオンオフ動作のタイミングチャートである。
[図 11F]図 11Fは本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータの第 2スィッチ ング素子のオンオフ動作のタイミングチャートである。
[図 11G]図 11Gは本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータの第 2スイツ チング素子のオンオフ動作のタイミングチャートである。
[図 12]図 12は従来の DC/DCコンバータのブロック回路図である。
[図 13A]図 13Aは従来の DC/DCコンバータの通常起動時の出力端子の電圧の経 時変化図である。
[図 13B]図 13Bは従来の DC/DCコンバータの通常起動時のコイルに流れる電流の 経時変化図である。
[図 14A]図 14Aは従来の DC/DCコンバータにおける出力端子の電圧が目標電圧 に近い場合のその出力端子の電圧の経時変化図である。
[図 14B]図 14Bは従来の DC/DCコンバータにおける出力端子の電圧が目標電圧 に近い場合のコイルに流れる電流の経時変化図である。
符号の説明
1 直流電圧源
la 第 1直流電圧源
lb 第 2直流電圧源
3 蓄電部
5 DC/DCコンノ ータ
7 インダクタンス素子
9 第 1スイッチング素子 11a, l ib 第 2スイッチング素子
13a, 13b ダイオード
21 PWM制御回路
31 トランス
31a 1次巻線
31b 2次巻線
31c 第 1の 2次巻線
31d 第 2の 2次巻線
33 駆動スイッチング素子
41 電流検出器
43 電流指令値発生回路
51 選択スイッチング素子
53 第 1選択スイッチング素子
55 第 2選択スイッチング素子
発明を実施するための最良の形態
[0023] 以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明す
[0024] (実施の形態 1)
図 1は本発明の実施の形態 1における DC/DCコンバータのブロック回路図である
。なお、本実施の形態 1においては、例えば直流電圧源の電力を昇圧して蓄電部に 充電する用途の昇圧 DC/DCコンバータにおける回路構成について説明する。
[0025] 図 1において、直流電圧源 1はバッテリで構成され、蓄電部 3は電気二重層キャパ シタで構成されている。直流電圧源 1と蓄電部 3の間には DC/DCコンバータ 5が接 続されている。
[0026] DC/DCコンバータ 5において、直流電圧源 1の正極にインダクタンス素子 7が接 続されている。インダクタンス素子 7の他端には、 FETからなる第 1スイッチング素子 9 と第 2スイッチング素子 11とで構成される直列回路における両者の接続点が接続さ れている。第 2スイッチング素子 11の他端は、蓄電部 3の正極に接続されている。第 1スイッチング素子 9の他端は、直流電圧源 1と蓄電部 3の負極に接続されている。ま た、第 2スイッチング素子 11には並列にダイオード 13が接続されている。ダイオード 1 3は蓄電部 3を充電する際の電流の方向、すなわち図 1のインダクタンス素子 7に記し た矢印の方向に電流 ILが流れるように、アノード側がインダクタンス素子 7に接続され 、力ソード側が蓄電部 3の正極に接続されている。なお、本実施の形態 1では第 2スィ ツチング素子 11を FETとしたので、ダイオード 13は FETのボディーダイオードとして いる。
[0027] このような構成において、第 1スイッチング素子 9はオンオフの繰り返し動作を行い、 第 2スイッチング素子 11は第 1スイッチング素子 9に対して交互にオンオフを繰り返す 動作を行う。第 1スイッチング素子 9がオンの時にインダクタンス素子 7に直流電圧源 より電圧が印加されてエネルギーが蓄積される。第 2スイッチング素子 11がオンの時 に蓄積されたエネルギーが蓄電部 3に充電される。
[0028] 第 1スイッチング素子 9と第 2スイッチング素子 11とで構成された直列回路が蓄電部
3に接続され、インダクタンス素子 7と直流電圧源 1とで構成された直列回路が第 1ス イッチング素子 9の両端に接続されている。そして、直流電圧源 1の負極と蓄電部 3の 負極とが接続されている。
[0029] 蓄電部 3の正極には、蓄電部 3の電圧 Vcを検出し、基準電圧源 15の目標電圧との 差を出力するオペアンプ 17が接続されている。基準電圧源 15は目標電圧選択信号 Selに応じて出力電圧を可変することができる機能を有している。オペアンプ 17の出 力は制御回路 19に入力されている。制御回路 19は、基準電圧源 15の出力電圧（= DC/DCコンバータ 5の出力目標電圧）を切り替えるための目標電圧選択信号 Sel を送信する。そして、電圧 Vcを目標電圧に制御するために第 1スイッチング素子 9の オンオフ比を調整し、第 1スイッチング素子 9と第 2スイッチング素子 11との交互オン オフ動作を繰り返す制御を行う。
[0030] 以上に述べた基準電圧源 15、オペアンプ 17、および制御回路 19からなる回路構 成を PWM制御回路 21という。 DC/DCコンバータ 5の出力電圧（蓄電部 3の電圧 V cと等し!/、）は PWM制御回路 21によって調整される。
[0031] 次に、このような DC/DCコンバータ 5の動作について、説明する。図 2Aは本発明 の実施の形態 1における DC/DCコンバータの蓄電部の電圧の経時変化図である。 図 2Bは本発明の実施の形態 1における DC/DCコンバータのインダクタンス素子に 流れる電流の経時変化図である。図 2Cは本発明の実施の形態 1における DC/DC コンバータの基準電圧源に対する目標電圧選択信号のタイミングチャートである。図 2Dは本発明の実施の形態 1における DC/DCコンバータの第 1スイッチング素子の オンオフ動作におけるタイミングチャートである。図 2Eは本発明の実施の形態 1にお ける DC/DCコンバータの第 2スイッチング素子のオンオフ動作におけるタイミングチ ヤートである。なお、図 2A〜図 2Eにおいて、横軸は時間 tを、縦軸は図 2Aが電圧 V cを、図 2Bが電流 ILを、図 2Cが目標電圧選択信号 Selの内容をそれぞれ示す。また 、図 2D、図 2Eの縦軸はオンオフの状態をそれぞれ示す。なお、電流 ILは図 1の矢 印の方向に流れる場合を正と定義する。
[0032] まず、時間 tOで DC/DCコンバータ 5を起動する。この時、蓄電部 3の電圧 Vcは最 初から図 2Aに示すように通常目標電圧 VI (満充電電圧と等しい）の近傍であつたと する。起動により、制御回路 19は基準電圧源 15に対し通常時より高い高目標電圧 V 2に設定する。具体的には、図 2Cに示すように制御回路 19は基準電圧源 15が高目 標電圧 V2になるように、 目標電圧選択信号 Selを SelV2信号にして基準電圧源 15 に送信する。これを受け、基準電圧源 15は出力電圧を高目標電圧 V2に設定する。
[0033] ここで、高目標電圧 V2は通常目標電圧 VIに対して約 5%大きい電圧とした。これ は、短時間（時間 tOから tlの間で、本実施の形態 1では数 10ミリ秒程度）では通常目 標電圧 VIより約 5%大きい電圧が蓄電部 3に印加されても、蓄電部 3の寿命にはほと んど影響しなレ、ためである。
[0034] このような状態で時間 tOから DC/DCコンバータ 5が起動を開始すると、 PWM制 御回路 21は図 2Dに示すように第 1スイッチング素子 9を最小オンオフ比から徐々に 大きくなるように動作させ、その間は図 2Eに示すように第 2スイッチング素子 11をオフ にするよう制御する。なお、図 2Eにおいて、時間 tO力も tlの破線は、 DC/DCコン バータ 5の本来の動作を示す。しかし、ここではその動作を強制的にオフにしている。 これにより、図 2Bの時間 tOから tlに示すように電流の逆流が起こることなく蓄電部 3 は高目標電圧 V2になるように充電されていく。また、高目標電圧 V2は通常目標電 圧 VIより高く設定されているので、蓄電部 3の電圧 Vcがほぼ満充電電圧（=V1)に 近い値であっても、常に充電方向の電流が流れる。この様子を図 2Bに示す。充電電 流は 0から徐々に増加して、時間 tcでインダクタンス素子 7の電流 ILが 0にならない連 続モード動作になる。これにより、第 1スイッチング素子 9とダイオード 13は交互にォ ンオフ動作を行い、同時にオフになる期間がほぼ 0になる。従って、蓄電部 3の電圧 Vcは経時的に高目標電圧 V2に向力、つて上昇していく。
[0035] 時間 tlになると、 DC/DCコンバータ 5の起動が終了する。 PWM制御回路 21は、 図 2D、図 2Eに示すように第 2スイッチング素子 11が第 1スイッチング素子 9と交互に オンオフ動作を開始するように制御する。さらに、図 2Cに示すように目標電圧選択信 号 Selを SelVl信号に切り替えることにより、通常目標電圧 VIに戻す。その結果、基 準電圧源 15は、電圧 Vcが通常目標電圧 VIになるように制御する。この時、第 2スィ ツチング素子 11のオン期間は第 1スイッチング素子 9のオフ期間（これは時間 tlの直 前までダイオード 13がオンしていた期間に相当）と同じになる。図 1より第 2スィッチン グ素子 11がオンであってもダイオード 13がオンであっても、インダクタンス素子 7に印 カロされる電圧は同じであるので、時間 tlの前後でインダクタンス素子 7に印加される 電圧波形は変化しない。従って、インダクタンス素子 7の電流 ILが急激に変化するこ とはない。
[0036] この様子を図 2A、図 2Bの時間 tl以降に示す。まず、図 2Aより電圧 Vcは徐々に低 下し、通常目標電圧 VIに至って安定する。この際、図 2Eに示すように電圧 Vcを通 常目標電圧 VIに近づけるために第 2スイッチング素子 11のオン時間が長くなり、図 2 Bに示すようにインダクタンス素子 7に流れる電流 ILは時間 tl以降で下降し、一旦負 に至る。しかし、電圧 Vcが通常目標電圧 VIに近づくにつれて、電流 ILは上昇し、や がて電圧 Vcが通常目標電圧 VIに至ると、図 2D、図 2Eに示すように第 1スィッチン グ素子 9と第 2スイッチング素子 11とのオンオフ比が等しくなつて安定する。
[0037] 従来の DC/DCコンバータでは、時間 tlの直前において FET115とダイオード 11 7がほぼオフであり、電流 ILの値がほぼ 0の状態である力 時間 tl以降は FET115 がオンになるため、大きな逆電流が流れた。
[0038] これに対し、本発明に実施の形態 1における DC/DCコンバータでは、時間 tlの 直前で蓄電部 3に電流が流れているため、ダイオード 13はオンである。従って、第 2 スイッチング素子 11がオン動作を開始しても大きな変化はない。ゆえに、電流 ILの最 大絶対値を図 2Bと従来の図 14Bとで比較すると、本実施の形態 1 (図 2B)の方が最 大絶対値が小さくなる。その結果、第 1スイッチング素子 9や第 2スイッチング素子 11 には定格電流の小さなものを使用することができ、その分、低コスト化が可能となる。
[0039] また、従来の DC/DCコンバータでは、図 14Aのように時間 tl以降で電圧 Vcが通 常目標電圧 VIから大きく外れ、元に戻るのに長時間を要していた。これに対し、本 発明の実施の形態 1における DC/DCコンバータでは、図 2Aに示すように極めて早 期に通常目標電圧 VIに戻り、電圧 Vcの安定性も得られる。
[0040] このように、電流 ILの変動が小さくなるのは以下の理由による。まず、従来の DC/ DCコンバータでは、図 14Bに示すように、時間 tlまでに電圧 Vcは目標電圧 VIに至 つているので、第 1スイッチング素子 9のオン時間は極めて短くなり、電流 ILはほとん ど流れない。この状態で、時間 tlから第 2スイッチング素子 11がオンオフ動作を開始 すると、第 2スイッチング素子 11のオン時間が極めて長くなる。その結果、蓄電部 3か ら直流電圧源 1に対して大電流が流れるので、インダクタンス素子 7に流れる電流 IL は負の大電流となる。そのため、図 14Aに示すように電圧 Vcは蓄電部 3からの大電 流の供給により大きく下がり不安定となる。
[0041] 一方、本発明の実施の形態 1における DC/DCコンバータでは、起動時に蓄電部
3の電圧 Vcが通常目標電圧 VIを超えることはない。よって、それよりも高い高目標電 圧 V2に設定することにより、起動時の第 1スイッチング素子 9のオンオフ比が最小値 力、ら徐々に大きくなる動作を行うことができる。この時、インダクタンス素子 7の電流 IL が正の方向に増加し、常に正の値をとる連続モードとなって、第 1スイッチング素子 9 とダイオード 13が交互にオンオフする動作を維持できればよいので、必要なオンオフ 比の変化量は小さくなる。また、インダクタンス素子 7の電流 ILの増加量も小さくなる ので、蓄電部 3への充電量も小さくなる。従って、時間 tlで第 2スイッチング素子 11が オンになり、蓄電部 3の電圧 Vcの充電目標電圧を高目標電圧 V2から通常目標電圧 VIに戻しても、前述したように蓄電部 3への充電量が小さいために、通常目標電圧 V 1に戻すための蓄電部 3の放電量も小さくなる。ゆえに、図 14Bに示したように電流 IL が負の大電流になることはなぐ図 2Bに示すように小幅な変動の末に安定する。この ようなことから、電流 ILの変動は小さくなる。
[0042] 以上のように、起動時に高目標電圧 V2を設定することで、蓄電部 3の電圧 Vcが通 常目標電圧 VIの近傍であっても、逆流する電流 ILの大きさを低減することができ、 低コストの DC/DCコンバータを実現できる。
[0043] なお、本実施の形態 1では蓄電部 3の電圧 Vcの大小に関わらず、起動時に高目標 電圧 V2を設定している。起動時の電圧 Vcが低い時に高目標電圧 V2に設定しても、 動作上は通常目標電圧 VIを設定した場合と何ら変わらないので、制御回路 19の制 御をシンプルにするために、起動時は必ず高目標電圧 V2に設定している。
[0044] また、本実施の形態 1では高目標電圧 V2の設定を通常目標電圧 VIより約 5%大き くした例について説明した。高目標電圧 V2は蓄電部 3の電圧 Vcがほぼ満充電電圧 (=V1)の状態からの起動後に、インダクタンス素子 7の電流 ILが時間 tl以内に連続 モードになるように設定すればよい。
[0045] (実施の形態 2)
図 3は本発明の実施の形態 2における DC/DCコンバータのブロック回路図である 。図 3において、図 1と同じ構成要素には同じ符号を用い、説明を省略する。すなわ ち、本実施の形態 2の特徴は、 DC/DCコンバータ 5を降圧 DC/DCコンバータとし た点である。直流電圧源 1に第 1スイッチング素子 9と第 2スイッチング素子 11とで構 成された直列回路を接続してレ、る。インダクタンス素子 7と蓄電部 3とで構成された直 列回路を第 2スイッチング素子 11の両端に接続している。また、直流電圧源 1の負極 と蓄電部 3の負極とを接続した回路構成としている。これにより、直流電圧源 1の電圧 Vbを降圧して蓄電部 3を充電する動作となる。なお、ダイオード 13は蓄電部 3を充電 する際の電流の方向（図 3の矢印の方向）になるように、アノード側が直流電圧源 1の 負極に接続され、力ソード側がインダクタンス素子 7に接続されている。
[0046] このような DC/DCコンバータ 5の動作は実施の形態 1と全く同じである。すなわち 、起動時に基準電圧源 15を高目標電圧 V2に設定し、時間 tlで通常目標電圧 VIに 切り替える動作を行う。その結果、実施の形態 1と同様に、切り替え後にインダクタン ス素子 7に流れる電流 ILの変動が小さくなり、その分、低コストの DC/DCコンバータ 5を得ること力 Sでさる。
[0047] 以上の構成、動作により、降圧 DC/DCコンバータであっても、起動時に高目標電 圧 V2を設定することで、逆流する電流 ILの大きさを低減することができ、低コストの D C/DCコンバータを実現できる。
[0048] 図 4は本発明の実施の形態 2における DC/DCコンバータの他の構成のブロック 回路図である。図 4の DC/DCコンバータ 5は、図 3の構成と比べ以下の点が異なる
[0049] 1)直流電圧源 1は第 1直流電圧源 laと第 2直流電圧源 lbとで構成される直列回路 構成である。第 1直流電圧源 laの負極と第 2直流電圧源 lbの正極とを接続して直列 回路を構成している。
[0050] 2)第 1直流電圧源 laに第 1スイッチング素子 9と第 2スイッチング素子 11とで構成さ れる直列回路が接続されて!/、る。
[0051] 3)インダクタンス素子 7、蓄電部 3、および第 2直流電圧源 lbとで構成される直列回 路が第 2スイッチング素子 11の両端に接続されて!/、る。
[0052] このような構成としても、図 3と同様の動作を行うことにより、逆流する電流 ILの大き さを低減することができ、低コストの DC/DCコンバータを実現できる。
[0053] (実施の形態 3)
図 5は本発明の実施の形態 3における DC/DCコンバータのブロック回路図である 。図 5において、図 1と同じ構成要素には同じ符号を用い、説明を省略する。
[0054] 本実施の形態 3の特徴は、 DC/DCコンバータ 5を反転 DC/DCコンバータとした 点である。第 1スイッチング素子 9と直流電圧源 1とで構成される直列回路はインダク タンス素子 7の両端に接続されている。第 2スイッチング素子 11と蓄電部 3とで構成さ れる直列回路はインダクタンス素子 7の両端に接続されている。さらに、直流電圧源 1 の正極と蓄電部 3の負極とを接続した回路構成としている。なお、ダイオード 13は蓄 電部 3を充電する際の電流の方向（図 5の矢印の方向）になるように、アノード側がィ ンダクタンス素子 7に接続され、力ソード側が蓄電部 3の正極に接続されている。
[0055] また、直流電圧源 1の正極に蓄電部 3の負極が接続されているので、例えば車両に ぉレ、て断続的に大電流を消費する負荷（図示しな!、が、スタータゃ電動パワーステ ァリング等）と、定常的に電流を消費する負荷（図示しないが、オーディオや灯火類 等の電装品）を有する場合に適用できる。すなわち、断続的に大電流が消費されると 、直流電圧源 1の電圧 Vbが低下するので、その分を補うように蓄電部 3から負荷に電 力を供給することで負荷への供給電圧を安定化し、大電流の消費が終わると蓄電部 3を充電しておき、次の大電流消費に備える。
[0056] このような DC/DCコンバータ 5においても、その動作は実施の形態 1と全く同じで ある。すなわち、起動時に基準電圧源 15を高目標電圧 V2に設定し、時間 tlで通常 目標電圧 VIに切り替える動作を行う。その結果、実施の形態 1と同様に、切り替え後 にインダクタンス素子 7に流れる電流 ILの変動が小さくなり、その分、低コストの DC/ DCコンノ ータ 5を得ることができる。
[0057] 以上の構成、動作により、反転 DC/DCコンバータであっても、起動時に高目標電 圧 V2を設定することで、逆流する電流 ILの大きさを低減することができ、低コストの D C/DCコンバータを実現できる。
[0058] (実施の形態 4)
図 6は本発明の実施の形態 4における DC/DCコンバータのブロック回路図である 。なお、図 6はフォワード型 DC/DCコンバータの例を示す。また、図 6において図 3 と同じ構成要素には同じ符号を用い、詳細な説明を省略する。本実施の形態 4の構 成上の特徴は以下に示す通りである。
[0059] 1)直流電圧源 1の両端にトランス 31の 1次巻線 31aと駆動スイッチング素子 33とで 構成される直列回路が接続されて!/、る。駆動スイッチング素子 33は直流電圧源 1に 接続されるとともに、両者の間に 1次巻線 31aが接続される構成となる。
[0060] 2)トランス 31の 2次巻線 31bの両端に第 1スイッチング素子 9と第 2スイッチング素 子 11とで構成される直列回路が接続されて!、る。
[0061] 3)駆動スイッチング素子 33は第 1スイッチング素子 9に同期してオンオフするように 制御回路 19と接続されている。
[0062] このような DC/DCコンバータ 5の動作は、基本的には実施の形態 1で説明した図
2A〜図 2Eと同じである。
[0063] まず、駆動スイッチング素子 33は第 1スイッチング素子 9と同期してオンオフするの で、図 2Dに示すタイミングチャートに従って駆動スイッチング素子 33もオンオフ動作 を行う。これにより、時間 tOから tlまでは第 1スイッチング素子 9と駆動スイッチング素 子 33が同時にオンオフする。その結果、駆動スイッチング素子 33がオンになると、直 流電圧源 1の電圧がトランス 31の 1次巻線 31aに印加される。それに応じて、 2次巻 線 31bに電圧が発生する。この時は第 1スイッチング素子 9もオンであるので、 2次巻 線 31bに発生した電圧がインダクタンス素子 7に印加され、エネルギーが蓄積される
[0064] このような動作から、第 1スイッチング素子 9と駆動スイッチング素子 33がオンになつ た時に、直流電圧源 1の電圧が間接的にインダクタンス素子 7に印加されることになる ので、実質的には図 3の構成（非絶縁型の降圧 DC/DCコンバータ）と同じ動作を行 う。図 2Cに示すように、制御回路 19は起動時に目標電圧選択信号 Selを SelV2信 号にして基準電圧源 15の出力電圧を高目標電圧 V2に設定する。また、起動終了時 の時間 tlで目標電圧選択信号 Selを SelVl信号に切り替えて基準電圧源 15の出力 電圧を通常目標電圧 VIに設定する。このような設定により、図 2Bに示すように時間 t 1以降の電流 ILの最大絶対値が小さくなるので第 1スイッチング素子 9や第 2スィッチ ング素子 11の低コスト化が得られ、同時に図 2Aに示すように電圧 Vcの安定性が得 られる。
[0065] 以上の構成、動作により、フォワード型 DC/DCコンバータであっても、起動時に 高目標電圧 V2を設定することで、逆流する電流 ILの大きさを低減することができ、低 コストの DC/DCコンバータを実現できる。
[0066] (実施の形態 5)
図 7は本発明の実施の形態 5における DC/DCコンバータのブロック回路図である
。なお、図 7はフライバック型 DC/DCコンバータの例を示す。また、図 7において図
6と同じ構成要素には同じ符号を用い、詳細な説明を省略する。本実施の形態 5の 構成上の特徴は以下に示す通りである。
[0067] 1)直流電圧源 1の両端にトランス 31の 1次巻線 31aと第 1スイッチング素子 9とで構 成される直列回路が接続されている。直流電圧源 1と第 1スイッチング素子 9の間に 1 次巻線 3 laが接続される構成となる。 [0068] 2)トランス 31の 2次巻線 31bの両端に第 2スイッチング素子 11と蓄電部 3とで構成 される直列回路が接続されてレ、る。
[0069] 3)インダクタンス素子 7を使用していない。本実施の形態 5ではインダクタンス素子
7に替えてトランス 31を備えることにより、インダクタンス素子 7の役割をトランス 31が 行う。なお、インダクタンス素子 7の電流 ILは本実施の形態 5ではトランスの励磁電流 に相当する。
[0070] このような DC/DCコンバータ 5の動作は、基本的には図 2A〜図 2Eと同じである。
[0071] まず、第 1スイッチング素子 9がオンになると直流電圧源 1の電圧がトランス 31の 1次 巻線 31aに印加される。それに応じて、 2次巻線 31bに電圧が発生する。この時イン ダクタンス素子 7がないため、トランス 31にエネルギーが蓄積される。
[0072] このような動作から、第 1スイッチング素子 9がオンになった時に、トランス 31にエネ ルギ一が蓄積され、第 2スイッチング素子 11がオンになった時、またはダイオード 13 がオンになった時に前述したエネルギーが蓄電部 3に充電される。従って、図 2Cに 示すように、制御回路 19は時間 tlで基準電圧源 15の出力電圧を高目標電圧 V2か ら通常目標電圧 VIに設定することで、図 2Bに示すように時間 tl以降の電流 ILの最 大絶対値が小さくなる。よって、第 1スイッチング素子 9や第 2スイッチング素子 11の 低コスト化が得られ、同時に図 2Aに示すように電圧 Vcの安定性が得られる。また、ィ ンダクタンス素子 7が不要であるので、実施の形態 4の構成に比べ小型化が可能で ある。
[0073] 以上の構成、動作により、フライバック型 DC/DCコンバータであっても、起動時に 高目標電圧 V2を設定することで、逆流する電流 ILの大きさを低減することができ、低 コストの DC/DCコンバータを実現できる。
[0074] (実施の形態 6)
図 8は、本発明の実施の形態 6における DC/DCコンバータのブロック回路図であ る。なお、図 8は実施の形態 2の図 3と同様に降圧 DC/DCコンバータの例を示す。 また、図 8において図 3と同じ構成要素には同じ符号を用い、詳細な説明を省略する 。本実施の形態 6の構成上の特徴は以下に示す通りである。
[0075] 1)インダクタンス素子 7と蓄電部 3の間、すなわち DC/DCコンバータ 5の出力側に 電流 ILを検出する電流検出器 41を設けている。電流検出器 41の電流出力信号は オペアンプ 17に入力される。
[0076] 2)電流指令値発生回路 43をオペアンプ 17に接続している。電流指令値発生回路
43は直流電圧源 1の電圧 Vbと蓄電部 3の電圧 Vcから電流指令値 Isを発生すること により、制御回路 19が第 1スイッチング素子 9と第 2スイッチング素子 11のオンオフ比 を変化させ、電流検出器 41で検出される電流 ILを調整する。また、電流指令値 Isは 制御回路 19にも入力される。
[0077] 次に、このような DC/DCコンバータ 5の動作を説明する。実施の形態 2では PWM 制御回路 21が蓄電部 3の電圧 Vcを検出して目標電圧になるように制御していた。本 実施の形態 6では、これに替わって PWM制御回路 21が電流指令値 Isに従ってオン オフ比を調整する動作を行う。
[0078] 図 9Aは本発明の実施の形態 6における DC/DCコンバータの電流指令値の経時 変化図である。図 9Bは本発明の実施の形態 6における DC/DCコンバータのインダ クタンス素子に流れる電流の経時変化図である。図 9Cは本発明の実施の形態 6に おける DC/DCコンバータの第 2スイッチング素子のオンオフ動作におけるタイミン グチャートである。
[0079] 起動時には、実施の形態 2では目標電圧を通常時より高く設定する動作を行って いる。本実施の形態 6ではこれに替わって、電流指令値発生回路 43が電流 ILの一 周期における最小値が 0アンペアより大きくなるように電流値指令値 Isを発生する。具 体的には、電流指令値発生回路 43は直流電圧源 1の電圧 Vbや蓄電部 3の電圧 Vc から、図 9Aに示すように、時間 tO以降で電流指令値 Isが経時的に大きくなるように出 力する。その結果、制御回路 19から出力されるオンオフ比が変化する。起動時にお いては実施の形態 2と同様に、図 9Cに示すように第 2スイッチング素子 11の動作を 強制的にオフにしている。従って、起動時は第 1スイッチング素子 9のみがオンオフ動 作を行い（この時のタイミングチャートは図 2Cと同じである）、その結果、インダクタン ス素子 7に流れる電流 ILは図 9Bに示すように、徐々に大きくなる。これにより、時間 tc 以降で電流 ILの一周期における最小値が 0アンペアより大きくなる。
[0080] 次に、起動終了時には、実施の形態 2では目標電圧を通常時の電圧に戻す動作を 行っている。本実施の形態 6ではこれに替わって、電流指令値 Isが既定電流値以上 の時に、電流指令値 Isを目標電流値 laにして第 2のスイッチング素子 11のオンオフ 動作を開始するように制御する。具体的には、制御回路 19は電流指令値 Isを読み込 み、現在の電流指令値 Isが既定電流値以上になった時点を起動終了時 tlと判断す る。なお、既定電流値は、電流 ILの一周期における最小値が 0アンペアより確実に大 きくなる時の電流指令値 Isとして、あらかじめ記憶してある。従って、制御回路 19は電 流指令値 Isが既定電流値を超えた時点を判断すればよ!/、。ここでは図 9Aに示すよう に、電流指令値 Isを十分大きな値に設定して、電流 ILの一周期における最小値が 0 アンペアより大きくなつた時点の検出確実性を増している。
[0081] 起動終了時である時間 tlに至れば、電流指令直発生回路 43は図 9Aに示すように 、経時的に電流指令値 Isを目標電流値 laに下げる。これと同時に図 9Cに示すように 、第 2スイッチング素子 11のオンオフ動作を開始する。その結果、図 9Bに示すように 電流 ILは徐々に小さくなり、電流 ILの一周期における平均値が目標電流値 laになる ように制卸される。
[0082] このような動作とすることにより、図 9Βに示すように、時間 tl以降の電流 ILの最大絶 対値が図 2Bに比べさらに小さくなるので、第 1スイッチング素子 9や第 2スイッチング 素子 11を低コスト化することができる。
[0083] 以上の構成、動作により、蓄電部 3の目標電圧を変更する替わりに蓄電部 3への電 流 ILを増減する制御を行うことによって、逆流する電流 ILの大きさを極めて低減する ことができ、低コストの DC/DCコンバータを実現できる。
[0084] なお、本実施の形態 6では起動終了時 tlを、電流指令値 Isが既定電流値以上にな つた時として求めている。これは電流検出器 41の精度が十分に高ければ、電流 ILの 一周期における最小値が 0アンペアより大きくなる瞬間（時間 tc)を直接求めるように してもよい。この場合は電流指令値 Isに替わって電流検出器 41の出力を制御回路 1
9に入力するようにすればよい。
[0085] また、本実施の形態 6の構成は、実施の形態 1で述べた昇圧 DC/DCコンバータ や、実施の形態 4で述べたフォワード型 DC/DCコンバータ、実施の形態 5で述べた フライバック型 DC/DCコンバータ等に適用してもよい。 [0086] また、本実施の形態 6においては、電流検出器 41が DC/DCコンバータ 5の出力 側の電流 ILを検出するように配した力 これに限らず、 DC/DCコンバータ 5の入力 側、インダクタンス素子 7、トランス 31の 1次巻線 31a、または 2次巻線 31bのいずれ かに流れる電流を検出するように配してもよい。
[0087] (実施の形態 7)
図 10は、本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータのブロック回路図で ある。図 10はフルブリッジ型 DC/DCコンバータの例を示す。図 10において図 6、図 7と同じ構成要素には同じ符号を用い、詳細な説明を省略する。すなわち、本実施の 形態 7の構成上の特徴は、実施の形態 5の図 7の構成に比べて、以下に示す通りで ある。
[0088] 1)直流電圧源 1とトランス 31の 1次巻線 31aの間に、第 1スイッチング素子 9に替わ つて選択スイッチング素子 51を設けている。選択スイッチング素子 51の入力側に直 流電圧源 1が接続され、出力側に 1次巻線 31aが接続されている。
[0089] 2)トランス 31の 2次巻線を 2つ設けている。第 1の 2次巻線 31cと第 2の 2次巻線 31 dとは、トランス 31内で直列に接続されている。
[0090] 3)蓄電部 3の正極にインダクタンス素子 7を設けて!/、る。
[0091] 4)第 1の 2次巻線 31cと第 2の 2次巻線 31dの接続点とを蓄電部 3の負極に接続し ている。
[0092] 5)第 1の 2次巻線 31cの接続点に対する他端とインダクタンス素子 7との間に第 2ス イッチング素子 11 aが接続されている。第 2スイッチング素子 11aには並列にダイォー ド 13aが接続されている。
[0093] 6)第 2の 2次巻線 31dの接続点に対する他端とインダクタンス素子 7との間に第 2ス イッチング素子 l ibが接続されている。第 2スイッチング素子 l ibには並列にダイォ ード 13bが接続されている。
[0094] ここで、選択スイッチング素子 51の詳細構成について説明する。選択スイッチング 素子 51は、 2つの第 1選択スイッチング素子 53と 2つの第 2選択スイッチング素子 55 とから構成される。これらは次のように接続されて!/、る。
[0095] 直流電圧源 1と接続される選択スイッチング素子 51の入力側には、第 1選択スイツ チング素子 53と第 2選択スイッチング素子 55とで構成される直列回路が接続されて いる。さらに、入力側には第 2選択スイッチング素子 55と第 1選択スイッチング素子 5 3とで構成される直列回路が接続されている。また、両方の直列回路の第 1選択スィ ツチング素子 53と第 2選択スイッチング素子 55との接続点が選択スイッチング素子 5 1の出力側となり、 1次巻線 31 aに接続されて!/、る。
[0096] 第 1選択スイッチング素子 53と第 2選択スイッチング素子 55は!/、ずれも FETで構成 されているので、制御回路 19によってオンオフされる。この時、 2つの第 1選択スイツ チング素子 53、および 2つの第 2選択スィッチング素子 55は同時にオンオフするよう に接続されている。従って、図 10において 2つの第 1選択スイッチング素子 53をオン にすると、直流電圧源 1の電圧 Vbが順方向で 1次巻線 31aに出力される。また、 2つ の第 2選択スイッチング素子 55をオンにすると、直流電圧源 1の電圧 Vbが逆方向で 1次巻線 31aに出力される。さらに、第 1選択スイッチング素子 53と第 2選択スィッチ ング素子 55を全てオフにすると、出力をオープンとすることができる。
[0097] このように、選択スイッチング素子 51は、第 1選択スイッチング素子 53と第 2選択ス イッチング素子 55のオンオフの組み合わせによって、直流電圧源 1の電圧を順方向 、または逆方向に出力するか、あるいは出力をオープンにする力、、のいずれかを選択 すること力 Sでさる。
[0098] 次に、このような DC/DCコンバータ 5の動作を説明する。図 11Aは本発明の実施 の形態 7における DC/DCコンバータの蓄電部の電圧の経時変化図である。図 11B は本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータのインダクタンス素子に流れ る電流の経時変化図である。図 11Cは本発明の実施の形態 7における DC/DCコ ンバータの基準電圧源に対する目標電圧選択信号のタイミングチャートである。図 1 1Dは本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータの第 1選択スイッチング素 子のオンオフ動作のタイミングチャートである。図 11Eは本発明の実施の形態 7にお ける DC/DCコンバータの第 2選択スイッチング素子のオンオフ動作のタイミングチ ヤートである。図 11Fは本発明の実施の形態 7における DC/DCコンバータの第 2ス イッチング素子のオンオフ動作のタイミングチャートである。図 11Gは本発明の実施 の形態 7における DC/DCコンバータの第 2スイッチング素子のオンオフ動作のタイ ミングチャートである。
[0099] まず、時間 tOから tlの起動時においては、 PWM制御回路 21は図 11Cに示すよう に基準電圧源 15の目標電圧を通常時より高い電圧 V2に設定する。これにより、 DC /DCコンバータ 5は出力電圧が電圧 V2になるように制御する。この時、 PWM制御 回路 21は、まず選択スイッチング素子 51の出力が順方向を選択している期間、すな わち図 11Dに示すように第 1選択スイッチング素子 53がオンの期間は、それに同期 して図 11Fに示すように第 1の 2次巻線 31cに接続された第 2スイッチング素子 11aを オンにするよう制御する。
[0100] 次に、選択スイッチング素子 51の出力がオープンの期間、すなわち図 11D、 HE に示すように第 1選択スイッチング素子 53と第 2選択スイッチング素子 55が同時にォ フの期間に同期して、図 11F、 11Gに示すように両方の第 2スイッチング素子 l la、 1 lbを同時にオフにするように制御する。この時、インダクタンス素子 7に流れる電流 IL は、 2つのダイオード 13a、 13bの両方に分割されて流れる。また、電流 ILの逆流は、 ダイ才ード 13a、 13bにより阻止される。
[0101] 次に、選択スイッチング素子 51の出力が逆方向を選択している期間、すなわち図 1 1Eに示すように第 2選択スイッチング素子 55がオンの期間は、それに同期して図 11 Gに示すように第 2の 2次巻線 31dに接続された第 2スイッチング素子 l ibがオンにな るよう制卸される。
[0102] このように、起動時には、蓄電部 3の電圧 Vcが電圧 V2になるように、第 1選択スイツ チング素子 53と第 2スイッチング素子 l la、および第 2選択スイッチング素子 55と第 2 スイッチング素子 l ibが、それぞれ同期してオンオフ動作を行う。これにより、図 11B に示すようにインダクタンス素子 7に流れる電流 ILが徐々に大きくなり、図 11Aに示 すように電圧 Vcが電圧 V2に近づく。なお、これらの挙動は、それぞれ図 2Bおよび図 2Aと同じであるので、その部分の詳細な説明は省略する。
[0103] 次に、時間 tlで起動が終了すると、それ以降、 PWM制御回路 21は図 11Cに示す ように基準電圧源 15の目標電圧を通常時の電圧 VIに設定する。これにより、 DC/ DCコンバータ 5は出力電圧が電圧 VIになるように制御する。この時、 PWM制御回 路 21は、選択スイッチング素子 51の出力が順方向を選択している期間、すなわち図 1 IDの時間 tl以降に示すように第 1選択スイッチング素子 53がオンの期間は、それ と反転するように第 2の 2次巻線 31dに接続された第 2スイッチング素子 l ibのオンォ フ動作を行うように制御する（図 11G参照）。これと同時に、選択スイッチング素子 51 の出力が逆方向を選択している期間、すなわち図 11Eの時間 tl以降に示すように第 2選択スイッチング素子 55がオンの期間は、それと反転するように第 1の 2次巻線 31c に接続された第 2スイッチング素子 11 aのオンオフ動作が行われるように制御される（ 図 11G参照)。
[0104] このように、時間 tlの直前では、電流 ILは図 11Bに示すように正の値であり、第 2ス イッチング素子 l la、 l ibが同時にオフの期間ではダイオード 13a、 13bがオンにな る。従って、時間 tl以降で選択スイッチング素子 51や第 2スイッチング素子 l la、 11 bが上記のようにオンオフ動作を行ったとしても、第 2スイッチング素子 l la、 l ibが同 時にオンになる時にはダイオード 13a、 13bがオンであるため、動作上の変化はない 。その結果、大きな逆電流が流れることがない。
[0105] このような動作を繰り返すことにより、図 11Bに示すようにインダクタンス素子 7に流 れる電流 ILは一旦負に下がるものの、その絶対値は従来の構成より小さいので、逆 流する電流 ILの大きさを低減できる。その後、電流 ILは徐々に 0アンペア近傍に近 づく。その結果、図 11Aに示すように、蓄電部 3の電圧 Vcは電圧 VIに経時的に近 づき、やがて電圧 VIで安定する。これらの挙動は、それぞれ図 2Bおよび図 2Aと同 じであるので、その部分の詳細な説明は省略する。
[0106] 以上の構成、動作により、フルブリッジ型 DC/DCコンバータであっても、起動時に 高目標電圧 V2を設定することで、逆流する電流 ILの大きさを低減することができ、低 コストの DC/DCコンバータを実現できる。
[0107] なお、本実施の形態 7では選択スイッチング素子 51の出力をオープンとする機能を 有するように構成している力 これに替わって、出力を 0ボルトにする構成としてもよい 。この場合は、 2つの第 1選択スイッチング素子 53、および 2つの第 2選択スィッチン グ素子 55が独立してオンオフできるように制御回路 19へ配線する。また、動作として は、図 10の上側の第 1選択スイッチング素子 53と第 2選択スイッチング素子 55をオン にするとともに図 10の下側の第 1選択スイッチング素子 53と第 2選択スイッチング素 子 55をオフにする力、、あるいは前述したオンオフ関係を逆にすればよい。これにより 、選択スイッチング素子 51の出力がショートされたことになるので、 0ボルトを出力す ること力 Sでさる。
[0108] また、本実施の形態 7においては、起動時に DC/DCコンバータ 5の出力における 目標電圧を通常時より高く制御し、起動終了時に通常の目標電圧に戻す制御を行つ ている。この他に実施の形態 6で述べたように、電流検出器と電流指令値発生回路を 備えて、起動時に電流の一周期における最小値が 0アンペアより大きくなるように電 流値指令値を発生し、起動終了時に電流指令値を目標電流値にするように制御して もよい。但し、本実施の形態 7においては 2つの第 2スイッチング素子 l la、 l ibを備 えているので、これらの両方をそれぞれ図 11F、 11Gに示すように制御する。
[0109] また、本実施の形態 7では、第 2スイッチング素子 l la、 l ibには、それぞれダイォ ード 13a、 13bを並列に接続した構成としている力 S、実施の形態 1で述べたように第 2 スイッチング素子 l l a、 l ibを FETとすることにより、ダイオード 13a、 13bをボディー ダイ才ードとする構成としてもよレ、。
[0110] さらに、本実施の形態 7においては起動時の時間 tOから tlで第 2スイッチング素子
11 a, l ibをオンオフ制御している力 S、起動時のみオフとするようにしてもよい。この場 合、第 1選択スイッチング素子 53のオンオフに同期してダイオード 13aがオンオフし、 第 2選択スイッチング素子 55のオンオフに同期してダイオード 13bがオンオフするの で、実質的な動作は図 11F、 1 IFと同じになる。ゆえに、前述したように、選択スイツ チング素子 51の出力が順方向を選択している期間に同期して第 2スイッチング素子 11 aをオンにする動作は、第 2スイッチング素子 11aをオンにしなくてもダイオード 13a がオンになるため、動作としては同じである。
[0111] また、実施の形態 1〜7では、蓄電部 3として電気二重層キャパシタを用いた例を示 したが、これは電気化学キャパシタ等の他のキャパシタゃ二次電池でもよ!/、。
産業上の利用可能性
[0112] 本発明に力、かる DC/DCコンバータは、起動後の逆流電流の大きさを低減するこ とができ、低コスト化が可能となる。従って、特に蓄電部を必要とする車両用電源や 非常用電源に用いられる、入力された直流電圧を任意の目標電圧に変換する DC/ DCコンバータ等として有用である。

Claims

請求の範囲
[1] 直流電圧源と蓄電部との間に接続した DC/DCコンバータであって、
前記 DC/DCコンバータは、
オンオフを繰り返す第 1スィッチング素子と、
前記第 1スィッチング素子と交互にオンオフを繰り返す第 2スィッチング素子と、 前記第 1スイッチング素子がオンのとき前記直流電圧源により電圧が印加されェネル ギーを蓄積するとともに、前記第 2スイッチング素子がオンのとき前記エネルギーを前 記蓄電部に充電するインダクタンス素子と、
前記第 2スイッチング素子と並列に、かつ、前記蓄電部を充電する際の電流の方向 に接続されたダイオードと、
前記蓄電部の電圧を検出し、 目標電圧に制御するために前記第 1スイッチング素子 のオンオフ比を調整する PWM制御回路と、
を備え、
前記 PWM制御回路は、
起動時に前記第 1スイッチング素子を最小オンオフ比から徐々に大きくなるように動 作させ、その間は前記第 2スイッチング素子をオフにするとともに、前記目標電圧を通 常時より高く設定するように制御し、
起動終了時に前記第 2スイッチング素子がオンオフ動作を開始するとともに、前記目 標電圧を通常時の電圧に戻すように制御するようにした
DC/DCコンバータ。
[2] 前記第 1スィッチング素子と前記第 2スィッチング素子とで構成された直列回路を前 記蓄電部に接続し、
前記インダクタンス素子と前記直流電圧源とで構成された直列回路を前記第 1スイツ チング素子の両端に接続するようにした
請求項 1に記載の DC/DCコンバータ。
[3] 前記直流電圧源に前記第 1スイッチング素子と前記第 2スイッチング素子とで構成さ れた直列回路を接続し、
前記インダクタンス素子と前記蓄電部とで構成された直列回路を前記第 2スィッチン グ素子の両端に接続するようにした
請求項 1に記載の DC/DCコンバータ。
[4] 前記直流電圧源は第 1直流電圧源と第 2直流電圧源とで構成された直列回路を備え 前記第 1直流電圧源に前記第 1スイッチング素子と前記第 2スイッチング素子とで構 成された直列回路を接続するとともに、前記インダクタンス素子、前記蓄電部、および 前記第 2直流電圧源とで構成された直列回路を前記第 2スィッチング素子の両端に 接続するようにした
請求項 1に記載の DC/DCコンバータ。
[5] 前記第 1スイッチング素子と前記直流電圧源とで構成された直列回路を前記インダク タンス素子の両端に接続し、
前記第 2スィッチング素子と前記蓄電部とで構成された直列回路を前記インダクタン ス素子の両端に接続するようにした
請求項 1に記載の DC/DCコンバータ。
[6] 前記直流電圧源に接続され、前記第 1スイッチング素子に同期してオンオフする駆 動スイッチング素子と、
前記直流電圧源と前記駆動スイッチング素子との間に 1次巻線が接続されるとともに 、前記第 1スイッチング素子と前記第 2スイッチング素子とで構成された直列回路に 2 次巻線が接続され、前記第 1スイッチング素子がオンの時に前記 2次巻線に発生す る電圧を前記インダクタンス素子に印加することによりエネルギーを蓄積するトランス とを、さらに備えた
請求項 1に記載の DC/DCコンバータ。
[7] 前記直流電圧源と前記第 1スイッチング素子との間に 1次巻線が接続されるとともに、 前記第 2スイッチング素子に 2次巻線が接続され、前記第 1スイッチング素子がオンの とき前記直流電圧源の電圧を前記 1次巻線に印加することでエネルギーを蓄積する とともに、前記第 2スイッチング素子がオンのとき前記エネルギーを前記蓄電部に充 電するトランスを、前記インダクタンス素子に替えて備えた
請求項 1に記載の DC/DCコンバータ。
[8] 前記 DC/DCコンバータの出力側、入力側、または前記インダクタンス素子のいず れかに流れる電流を検出する電流検出器と、
前記電流検出器で検出される前記電流を調整するための電流指令値を発生する電 流指令値発生回路と、をさらに備え、
前記 PWM制御回路は、
前記蓄電部の電圧を検出し、前記目標電圧に制御する動作に替わって、前記電流 指令値に従って前記オンオフ比を調整する動作を行うとともに、
起動時に前記目標電圧を通常時より高く設定する動作に替わって、前記電流指令 値発生回路は前記電流の一周期における最小値が 0アンペアより大きくなるように前 記電流値指令値を発生し、
起動終了時に前記目標電圧を通常時の電圧に戻す動作に替わって、前記最小値 力 SOアンペアより大きくなる力、、または前記電流指令値が既定電流値以上の時に、前 記電流指令値を目標電流値にして前記第 2スィッチング素子のオンオフ動作を開始 するように制御する
請求項 1に記載の DC/DCコンバータ。
[9] 前記直流電圧源に接続され、前記直流電圧源の電圧を順方向、または逆方向に出 力するか、 0ボルトを出力するか、あるいは出力をオープンとするか、のいずれかを選 択する選択スィッチング素子と、
前記選択スイッチング素子の出力に 1次巻線が接続されるとともに、第 1の 2次巻線と 前記インダクタンス素子との間、および第 2の 2次巻線と前記インダクタンス素子との 間にそれぞれ前記第 2スィッチング素子が接続され、前記第 1の 2次巻線と前記第 2 の 2次巻線との接続点が前記蓄電部の負極に接続されたトランスと、をさらに備え、 前記 PWM制御回路は、
起動時に前記目標電圧を通常時より高く設定している間は、前記選択スイッチング 素子の出力が前記順方向を選択している期間に同期して前記第 1の 2次巻線に接続 された前記第 2スイッチング素子をオンにし、前記選択スイッチング素子の出力が前 記逆方向を選択している期間に同期して前記第 2の 2次巻線に接続された前記第 2 スイッチング素子をオンにし、前記選択スイッチング素子の出力がオープンの期間に 同期して両方の前記第 2スイッチング素子をオフにするように制御し、 起動終了時に前記目標電圧を通常時の電圧に戻すように制御する
前記請求項 1に記載の DC/DCコンバータ。
[10] 前記 DCDCコンバータの出力側、入力側、前記インダクタンス素子、または前記トラ ンスの前記 1次巻線のいずれかに流れる電流を検出する電流検出器と、 前記電流検出器で検出される前記電流を調整するための電流指令値を発生する電 流指令値発生回路と、をさらに備え、
前記 PWM制御回路は、
前記蓄電部の電圧を検出し、前記目標電圧に制御する動作に替わって、前記電流 指令値に従って前記オンオフ比を調整する動作を行うとともに、
起動時に前記目標電圧を通常時より高く設定する動作に替わって、前記電流指令 値発生回路は前記電流の一周期における最小値が 0アンペアより大きくなるように前 記電流値指令値を発生し、
起動終了時に前記目標電圧を通常時の電圧に戻す動作に替わって、前記最小値 力 SOアンペアより大きくなる力、、または前記電流指令値が既定電流値以上の時に、前 記電流指令値を目標電流値にして両方の前記第 2スィッチング素子のオンオフ動作 を行うように制御する
請求項 9に記載の DC/DCコンバータ。
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