WO2013111437A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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細谷達也
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株式会社村田製作所
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    • Y02E60/10—Energy storage using batteries

Definitions

  • the present invention relates to a switching power supply capable of increasing the power conversion efficiency of the switching power supply and reducing the amount of power used.
  • Patent Document 1 when the power is off or at a light load, power supply to the system is stopped from a power supply unit such as an AC adapter, and power is supplied to the system from a charged battery to reduce power loss.
  • a power supply unit such as an AC adapter
  • the apparatus described in Patent Document 1 controls the supply of power from the power supply unit to the battery by looking at the load state regardless of the state of charge / discharge of the battery. For this reason, there is a problem that the energy of the battery cannot be effectively used, and the effect of reducing the power consumption is small.
  • the device described in Patent Document 1 needs to include a circuit for controlling charging / discharging of the battery or a circuit for controlling an output voltage from the battery, and compared with a case where power is directly supplied from the power supply unit to the load. As a result, the power conversion efficiency at a light load deteriorates, and as a result, there is a problem that, for example, the annual power consumption increases per unit period.
  • an object of the present invention is to provide a switching power supply device that can effectively reduce the amount of power used.
  • the switching power supply according to the present invention has a first converter that has a power characteristic that the power conversion efficiency of the rated load is higher than the power conversion efficiency of the light load, converts the input power supply voltage, and outputs a DC voltage; Based on a storage means for storing a DC voltage output from the first converter, a storage amount detection means for detecting a storage amount of the storage means, and a storage amount detected by the storage amount detection means, the first converter Control means for switching between driving and stopping of the battery, and the control means stops the first converter when the amount of electricity stored in the electricity storage means exceeds a first threshold value, and the amount of electricity stored in the electricity storage means exceeds a second threshold value.
  • the first converter When the voltage is lower, the first converter is driven, and when the first converter is driven, the DC voltage converted by the first converter is output, and the first converter
  • the converted DC voltage is stored in the storage means, and when the first converter is stopped, the DC voltage stored in the storage means is output, and the first converter stops and freezes according to the increase or decrease in output power.
  • the freeze period to be in a state is controlled, and the freeze period becomes longer as the output power decreases.
  • a DC voltage is output from the first converter or the power storage means according to the amount of power stored in the power storage means. For example, regardless of whether the load side is a light load or a heavy load (rated load), a DC voltage is supplied from the power storage means to the load when the amount of power stored in the power storage means is fully charged (when exceeding the first threshold). Thus, when the amount of electricity stored in the electricity storage means falls below the second threshold value, the DC voltage output from the first converter is supplied to the load. That is, when the load can be driven by the amount of power stored in the power storage means, the power storage means is used, so that the first converter can always be operated in a highly efficient state and the cumulative power consumption can be reduced. It becomes.
  • a configuration provided with voltage conversion means for performing voltage conversion of the DC voltage output from the power storage means may be adopted.
  • the voltage converting means may be a DC-DC converter.
  • power loss can be reduced and cumulative power consumption can be reduced compared to, for example, dropper voltage control.
  • the structure may further include an insulating second converter, and the first converter, the power storage unit, and the control unit may be provided on a primary side of the second converter.
  • the power storage means may be a secondary battery.
  • the amount of power storage can be increased by using the secondary battery, and the time that can be supplied from the secondary battery to the load can be further extended.
  • the cumulative power consumption of the switching power supply device can be reduced by shortening the drive time of the first converter.
  • the power storage means may be a capacitor.
  • the life of the charge / discharge cycle is longer than that of the secondary battery (characteristic deterioration is small), so that the life of the switching power supply device and the power storage means can be extended.
  • the electric storage means may be an electric double layer capacitor.
  • the amount of stored electricity can be increased compared to a normal capacitor, and the time for supplying voltage from the electric double layer capacitor to the load can be extended.
  • the power supply time from the power storage means to the load becomes longer, the ratio of the operation period of the first converter becomes relatively shorter, and the accumulated power consumption can be reduced.
  • the rectifier circuit of the first converter may be a synchronous rectifier circuit.
  • Output power detection means for detecting output power to an external load, and storage stop means for stopping supply of DC voltage to the storage means when the storage means is fully charged, the control means,
  • the configuration may be such that when the output power detected by the output power detection means exceeds a third threshold, the first converter is forcibly driven regardless of the amount of power stored in the power storage means.
  • the discharge rate of the power storage means is high, and when a DC voltage is supplied from the power storage means to the load, the time until the power storage amount of the power storage means falls below the second threshold is shortened. Therefore, the control that the charging of the power storage means is started immediately after the start of discharging of the power storage means is repeated, the number of times of charging / discharging of the power storage means is increased, and the life of the power storage means is shortened. For this reason, when the output power is large, the discharge of the power storage means is stopped regardless of the amount of power stored in the power storage means, and the DC voltage from the first converter is output to the load. Can be reduced. Moreover, when the power storage means is fully charged, overcharging can be prevented and the power storage means can be protected by stopping the charging of the power storage means.
  • State determination means for determining whether or not the external load is in a rated load state or a light load state, and storage stop means for stopping the supply of DC voltage to the storage means when the storage means is fully charged
  • the control means may be configured to forcibly drive the first converter regardless of the amount of power stored in the power storage means when the state determination means determines that the rated load state is in effect.
  • the discharge rate of the power storage means is high, and when a DC voltage is supplied from the power storage means to the load, the time until the amount of power stored in the power storage means falls below the second threshold is shortened in a short time. Therefore, the control that the charging of the power storage means is started immediately after the start of discharging of the power storage means is repeated, the number of times of charging / discharging of the power storage means is increased, and the life of the power storage means is shortened. For this reason, when the output power is large, the discharge of the power storage means is stopped regardless of the amount of power stored in the power storage means, and the DC voltage from the first converter is output to the load. Can be reduced. Moreover, when the power storage means is fully charged, overcharging can be prevented and the power storage means can be protected by stopping the charging of the power storage means.
  • the stop period in which the first converter stops is controlled according to the amount of power consumed by the load.
  • power is supplied using the power storage means, and in the operation period in which the first converter operates, Since the power is supplied not only to the load but also to the power storage means, the first converter can be used in a state of high power conversion efficiency, and the cumulative power consumption can be reduced.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply device according to Embodiment 1.
  • FIG. 4 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a second embodiment.
  • FIG. 5 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a third embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram showing a modification of the switching power supply device according to the third embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a fourth embodiment.
  • FIG. 6 is a circuit diagram of a switching power supply device according to a fifth embodiment.
  • FIG. 10 is a diagram illustrating a modification of the switching power supply device according to the fifth embodiment.
  • FIG. 1 is a circuit diagram of a switching power supply apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • the switching power supply device 1 converts an AC voltage (a power supply voltage of the present invention) input from the commercial power supply 100 into a DC voltage and supplies the DC voltage to the load 101.
  • the commercial power supply 100 is an AC power supply of 100V to 230V, for example. It is an electronic device such as a multifunction machine having a controller.
  • the switching power supply device 1 includes an insulating converter (first converter of the present invention) 2.
  • the isolated converter 2 is a DC-DC converter including a converter transformer, for example.
  • the secondary side rectifier circuit of the insulating converter 2 is, for example, a synchronous rectifier circuit.
  • the isolated converter 2 according to the present embodiment has efficiency characteristics in which the power conversion efficiency of the rated load is higher than the power conversion efficiency of the light load.
  • the isolated converter 2 is a synchronous rectification method, compared with diode rectification (asynchronous rectification), the loss in the rectifier element can be reduced and high efficiency can be realized.
  • the structure of the insulation type converter 2 is not specifically limited, It can change suitably.
  • the switching power supply device 1 includes an EMI (Electro Magnetic Interference) filter 11 and a diode bridge circuit 12 on the primary side.
  • the EMI filter 11 is connected to the commercial power supply 100 and prevents noise leakage or intrusion through the wiring.
  • the diode bridge circuit 12 performs full-wave rectification on the AC voltage from which noise has been removed by the EMI filter 11 and outputs it to the isolated converter 2.
  • the switching power supply device 1 includes, on the secondary side, a secondary battery (accumulation means of the present invention) 3, a DC-DC converter (voltage conversion means of the present invention) 4, a switch (accumulation switching means of the present invention) 5, a voltage detection A unit (electric storage amount detection means of the present invention) 6 and an MCU (Micro Control Unit) 7 are provided.
  • the voltage detector 6 outputs the charging voltage of the secondary battery 3 to the MCU 7.
  • the MCU (control means of the present invention) 7 includes, for example, a DSP (Digital Signal Processor) and the like, and based on the charge amount of the secondary battery 3 determined according to the voltage input from the voltage detection unit 6, the isolated converter 2 Drive control and on / off control of the switch 5 are performed.
  • DSP Digital Signal Processor
  • the switch 5 is an n-type MOSFET, the drain is connected to the isolated converter 2, the source is connected to the secondary battery 3, and the gate is connected to the MCU 7.
  • the switch 5 When the switch 5 is turned on and off, the secondary battery 3 discharges (outputs) the DC voltage charged or charged with the DC voltage output from the insulating converter 2, or stops charging.
  • the DC-DC converter 4 is connected to the isolated converter 2.
  • the DC-DC converter 4 performs voltage conversion of the DC voltage output from the insulating converter 2 or the secondary battery 3 and outputs the voltage to the load 101.
  • the power efficiency can be increased and the size of the DC-DC converter 4 can be reduced as compared with the case of using the dropper method. Then, space saving can be realized.
  • the MCU 7 when the charge amount of the secondary battery 3 obtained according to the voltage detected by the voltage detection unit 6 is lower than a threshold value (second threshold value of the present invention), the MCU 7 is insulated. The converter 2 is operated and the switch 5 is turned on.
  • This threshold is, for example, the charge amount of the secondary battery 3 that can supply a voltage capable of driving the load 101.
  • the load 101 is supplied with a DC voltage output from the insulation type converter 2 and subjected to voltage conversion by the DC-DC converter 4.
  • the DC voltage output from the insulating converter 2 is supplied to the secondary battery 3, and the secondary battery 3 starts charging.
  • a state in which the switch of the isolated converter 2 is turned on and the voltage from the commercial power supply 100 is supplied to the load 101 is referred to as a drive state of the switching power supply device 1.
  • the MCU 7 stops the operation of the isolated converter 2 so that the secondary battery 3 is not overcharged. Switch 5 is turned off.
  • the MCU 7 stops the operation of the isolated converter 2 and turns off the switch 5. You may do it.
  • the DC voltage output from the isolated converter 2 is not supplied to the load 101, but the DC voltage charged in the secondary battery 3 is applied to the body diode D of the switch 5 even when the switch 5 is turned off. And supplied to the load 101.
  • the MCU 7 turns on the switch 5 while the operation of the isolated converter 2 is stopped. At this time, the DC voltage charged in the secondary battery 3 is supplied to the load 101 via the source-drain of the switch 5.
  • a state in which the operation of the isolated converter 2 is stopped and the voltage charged in the secondary battery 3 is supplied to the load 101 is referred to as a freeze state of the isolated converter 2.
  • the switching power supply device 1 operates in either the drive state or the freeze state in accordance with the charge amount of the secondary battery 3, so that the device (for example, a copying machine) in which the switching power supply device 1 is mounted is operated.
  • the annual accumulated power consumption [Wh] can be greatly reduced as compared with the conventional efficiency improvement technology. The reason why the conventional efficiency improvement technology cannot sufficiently reduce the cumulative power consumption [Wh] will be described below.
  • the conventional configuration includes a secondary battery as in the present embodiment, and supplies a voltage from a commercial power source to the load when the load 101 is in a rated load state (a so-called operation mode), and a light load (a so-called standby mode). ), The charging voltage of the secondary battery is supplied to the load. As described above, efficiency is improved by efficiently supplying power to the load according to the state on the load side and reducing the power supply amount per unit time.
  • FIG. 2 is a diagram showing an efficiency curve in the conventional efficiency improvement technique.
  • the horizontal axis of the graph shown in FIG. 2 indicates the output current Io, and the vertical axis indicates the power supply efficiency ⁇ .
  • FIG. 2 shows that the efficiency ⁇ has been improved from the dashed curve to the solid curve by the conventional efficiency improvement technique.
  • the efficiency ⁇ at a light load is still small.
  • the light load (standby mode) time per day is longer than the rated load state (operation mode) time, and if the improvement rate of efficiency ⁇ at light load is small, the total improvement rate (cumulative power) Reduction in usage [Wh] is not expected.
  • FIG. 3 is a graph for explaining the peak value of efficiency ⁇ .
  • the power loss P loss in the isolated converter is a loss proportional to the output current (proportional loss) ⁇ Io, a loss not related to the output current (fixed loss) Pc, and a loss proportional to the square of the output current (square proportional loss) ⁇ Io. 2 is represented by the addition.
  • the efficiency ⁇ is expressed by the following formula (1).
  • the ratio of the fixed loss Pc to the output current decreases as the output current increases. That is, the efficiency ⁇ based on the fixed loss Pc increases as the output current increases.
  • FIG. 4 is a diagram showing an efficiency curve in the switching power supply device 1 according to the present embodiment.
  • Io ⁇ (Pc / ⁇ ) needs to be reduced. If ⁇ is increased, the square proportional loss ⁇ Io 2 is increased, resulting in an increase in power loss, which is not preferable. Therefore, it is necessary to reduce the fixed loss Pc.
  • the fixed loss Pc is not related to the output current Io, in order to reduce the fixed loss Pc, it must be a variable loss related to the output current Io. It is possible to change the fixed loss to the variable loss by supplying power by changing the period during which the isolated converter 2 is in the drive state and the period during which the isolated converter 2 is in the freeze state according to the weight of the load 101. That is, even if the load is light, if the charge amount of the secondary battery 3 is equal to or less than the threshold value, the isolated converter 2 is operated in a high efficiency state to charge the secondary battery 3, and the secondary battery 3 is frozen. Power is supplied to the load 101.
  • the isolated converter 2 Since the isolated converter 2 has an efficiency characteristic in which the power conversion efficiency of the rated load is higher than the power conversion efficiency of the light load, the drive state in which power is supplied from the insulating converter 2 to the DC-DC converter 4 and the secondary battery 3 is highly efficient. It becomes a state. As a result, the power loss in the freeze state is almost zero.
  • FIG. 5 is a diagram showing the efficiency characteristics in which the output power is changed by changing the period of the freeze state according to the load weight. As shown in FIG. 5, the efficiency characteristic of the switching power supply device 1 as a whole is high regardless of the load current and the output current Io even though the isolated converter 2 having the efficiency characteristic shown in FIG. 3 is used. It can be seen that the efficiency is constant.
  • FIG. 6 is a diagram showing periods in the freeze state and the drive state in the standby mode, and FIG. 6B and FIG. 6B show states where the load is lighter, respectively.
  • 6A and 6B show the charging voltage of the secondary battery 3 in the upper diagram, and the control signal of the MCU 7 and the signal for controlling the operation of the isolated converter 2 in the lower diagram, respectively.
  • the secondary battery 3 is fully charged when the charging voltage Vbat is Vth1 (first threshold), and needs to be charged when the charging voltage Vbat is Vth2 (second threshold). Accordingly, the charging voltage Vbat increases from Vth1 to Vth2 in the drive state, and decreases from Vth2 to Vth1 in the freeze state.
  • the period of the drive state is substantially constant regardless of the load, but as the load becomes smaller, the slope of the charging voltage Vbat in the freeze state becomes gentler. Therefore, the freeze state becomes longer. Further, the longer period of the freeze state means that the state where the insulating converter 2 is stopped is longer. If the period of the freeze state becomes longer, the time during which no current flows to the isolated converter 2 becomes longer. Therefore, the loss of the isolated converter 2 during the freeze state becomes zero, and the average loss of the switching power supply 1 is reduced. To do. For this reason, the accumulated power consumption [Wh] at a light load can be greatly reduced.
  • FIG. 7 is a circuit diagram of the switching power supply device according to the second embodiment.
  • the switching power supply apparatus 1A includes a post regulator (dropper) 8 for reducing high-frequency ripple, instead of the DC-DC converter 4 of the first embodiment.
  • the circuit can be reduced in size as compared with the case where the DC-DC converter 4 is provided. Since the other configuration and operation of the switching power supply device 1A are the same as those in the first embodiment, description thereof is omitted.
  • FIG. 8 is a circuit diagram of the switching power supply device according to the third embodiment.
  • the switching power supply device 1B according to the present embodiment includes a capacitor 9 as a power storage unit of the present invention. Since the switching power supply device 1B includes the capacitor 9, the life of the power storage unit can be extended as compared with the case where the secondary battery 3 is provided as in the first embodiment. Further, the capacitor 9 is not overcharged, and can be prevented from being overvoltaged by the control of the MCU 7 based on the voltage of the voltage detection unit 6, so that the switch 5 of the first embodiment can be omitted, and the switching power supply 1 The number of elements can be reduced.
  • the capacitor 9 stores electric charge as electrostatic energy, whereas the secondary battery 3 stores electricity by an electrochemical reaction.
  • the capacitor 9 can have a shorter charging time than the secondary battery 3.
  • the period of the drive state can be shortened, and accordingly, the period of the freeze state can be relatively lengthened, so that the loss of the insulating converter 2 can be reduced.
  • 8 does not include a post regulator, it may be provided.
  • FIG. 9 is a view showing a modification of the switching power supply device according to the third embodiment.
  • the switching power supply device 1C includes an electric double layer capacitor 9A. Since the electric double layer capacitor 9A can have a larger capacity than a normal capacitor, the period of the freeze state can be made longer, and the accumulated power consumption [Wh] can be further reduced. Although the switching power supply device 1C shown in FIG. 9 includes the post regulator 8, it may not be provided.
  • FIG. 10 is a circuit diagram of a switching power supply device 1D according to the fourth embodiment.
  • a switching power supply apparatus 1D according to the present embodiment includes an insulated DC-DC converter (hereinafter referred to as an insulated converter) 2A as an insulated second converter of the present invention, and includes an EMI filter 11 and a diode bridge on the primary side.
  • a circuit 12, a DC-DC converter (first converter of the present invention) 13, a secondary battery 3, a switch 5, an MCU 7 and the like are provided.
  • the DC-DC converter 13 is driven and controlled by the MCU 7 and converts the AC voltage that has been full-wave rectified by the diode bridge circuit 12 into a DC voltage.
  • the switch 5 is on / off controlled by the MCU 7.
  • the switch 5 When the switch 5 is turned on, the DC voltage from the DC-DC converter 13 is supplied to the secondary battery 3 to be charged, and is output to the isolated converter 2A. When the switch 5 is off, the DC voltage charged in the secondary battery 3 is supplied to the isolated converter 2A.
  • a current detection unit 6A that detects a direct current supplied to the secondary battery 3 is provided.
  • the current detection unit 6A detects a direct current to the secondary battery 3, and the MCU 7 reads the direct current to the secondary battery 3 as needed from this detection result. Since the direct current value decreases when the secondary battery 3 is fully charged, the MCU 7 determines whether or not the secondary battery 3 is fully charged based on the input direct current, and performs on / off control of each switch.
  • the switching power supply device 1D may include only one of the voltage detection unit 6 and the current detection unit 6A.
  • the cumulative power consumption [Wh] can be reduced as in the first embodiment, and when the size of the secondary side of the isolated converter 2A is increased due to the safety standards, etc.
  • the secondary battery 3 or the like it is possible to suppress an increase in size of the secondary side.
  • FIG. 11 is a circuit diagram of a switching power supply device 1E according to the fifth embodiment.
  • the switching power supply device 1E according to the fifth embodiment sets the isolated converter 2 in a frozen state when the output power to the load 101 is large even when the charge amount of the secondary battery 3 is equal to or greater than the threshold (full charge). Instead, the drive state is forced.
  • the switching power supply device 1E further includes an output power detection unit 21 that detects output power to the load 101.
  • the MCU 7 operates the isolated converter 2 when the output power to the load 101 obtained from the detection result of the output power detection unit 21 is greater than or equal to a predetermined value (third threshold), and the DC voltage from the isolated converter 2 is applied to the load 101. Control to be supplied to.
  • the predetermined value is, for example, power consumption at the rated load.
  • FIG. 12 is a view showing a modification of the switching power supply apparatus 1E according to the fifth embodiment.
  • the MCU 7 of the switching power supply device 1F illustrated in FIG. 12 determines whether the load 101 is in the rated load state (operation mode) or the light load state, and sets the isolated converter 2 in the drive state or the freeze state.
  • the MCU 7 receives an external signal, for example, and determines the state of the load 101.
  • the circuit that transmits the external signal is a circuit that determines the state of the load 101 and may be included in the load 101 or may be provided independently of the load 101.
  • the MCU 7 determines the rated load state, even if the charge amount of the secondary battery 3 is equal to or greater than the threshold value (full charge), the insulated converter 2 is set in the drive state and the switch 5 is turned off.
  • the discharge rate of the secondary battery 3 is high, and when the DC voltage is supplied from the secondary battery 3 in the frozen state, the charge amount of the secondary battery 3 rapidly decreases. For this reason, after the secondary battery 3 is discharged, the control that the charging of the secondary battery 3 is started in a short time is repeated. For this reason, the number of times of charging / discharging the secondary battery 3 is increased, resulting in shortening the life of the secondary battery 3. Therefore, in the rated load state, the drive state is forcibly set regardless of the charge amount of the secondary battery 3 so that a DC voltage is supplied from the isolated converter 2 to the load 101. Further, when the secondary battery 3 is fully charged, the MCU 7 turns off the switch 5 and stops charging the secondary battery 3. Thereby, the overcharge to the secondary battery 3 can be prevented and the secondary battery 3 can be protected.

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Abstract

　定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有し、電源電圧を変換して直流電圧を出力する絶縁型コンバータ（２）と、絶縁型コンバータ（２）から出力された直流電圧を充電する二次電池（３）と、二次電池（３）の蓄電量を検知する電圧検知部（６）と、検知した蓄電量に基づいて、絶縁型コンバータ（２）の駆動および停止を切り替えるＭＣＵ（７）とを備える。ＭＣＵ（７）は、二次電池（３）が満充電の場合には絶縁型コンバータ（２）を停止し、二次電池３の蓄電量が閾値以下の場合には絶縁型コンバータ（２）を駆動する。絶縁型コンバータ（２）の駆動時には、絶縁型コンバータ（２）で変換された直流電圧を負荷（１０１）へ出力し、絶縁型コンバータ（２）の停止時には、二次電池（３）に蓄電された直流電圧を負荷（１０１）へ出力する。これにより、電力使用量を効果的に抑えることができるスイッチング電源装置を提供する。

Description

スイッチング電源装置
　本発明は、スイッチング電源装置の電力変換効率を高め、電力使用量を削減することのできるスイッチング電源装置に関する。
　近年、省エネルギーの観点から、装置の不使用時における電力損失を低減させることが望まれている。特許文献１には、電源オフ時または軽負荷時に、ＡＣアダプタなどの電源部からシステムへの電力供給を停止して、充電されたバッテリからシステムに電力を供給することで、電力損失を削減する装置が開示されている。
特開２００２－６２９５２号公報
　しかしながら、特許文献１に記載の装置は、バッテリの充放電の状態とは無関係に、負荷の状態を見て電源部からバッテリへの電力の供給を切り替えるように制御している。このため、バッテリのエネルギーを有効に活用することができず、電力使用量の削減効果が小さいといった問題がある。また、特許文献１に記載の装置は、バッテリの充放電を制御する回路またはバッテリからの出力電圧を制御する回路を備える必要があり、電源部から直接的に負荷に電力を供給する場合と比較して、軽負荷での電力変換効率が悪化し、結果的に単位期間あたり、例えば年間の電力使用量は増加するといった問題もある。
　そこで、本発明の目的は、電力使用量を効果的に削減することができるスイッチング電源装置を提供することにある。
　本発明に係るスイッチング電源装置は、定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有し、入力される電源電圧を変換して直流電圧を出力する第１コンバータと、前記第１コンバータから出力された直流電圧を蓄電する蓄電手段と、前記蓄電手段の蓄電量を検知する蓄電量検知手段と、前記蓄電量検知手段が検知した蓄電量に基づいて、前記第１コンバータの駆動および停止を切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記蓄電手段の蓄電量が第１閾値を上回るときには前記第１コンバータを停止し、前記蓄電手段の蓄電量が第２閾値を下回ったときには前記第１コンバータを駆動し、前記第１コンバータの駆動時には、前記第１コンバータで変換された直流電圧を出力し、かつ、前記第１コンバータで変換された直流電圧を蓄電手段に蓄電し、前記第１コンバータの停止時には、前記蓄電手段に蓄電された直流電圧を出力し、出力電力の増減に応じて、前記第１コンバータが停止してフリーズ状態となるフリーズ期間が制御され、出力電力が減少するに伴って前記フリーズ期間が長くなることを特徴とする。
　この構成では、蓄電手段の蓄電量に応じて、第１コンバータまたは蓄電手段から直流電圧を出力する。例えば、負荷側が軽負荷又は重負荷（定格負荷）に拘わらず、蓄電手段の蓄電量が満充電となったとき（第１閾値を上回るとき）には、蓄電手段から負荷へ直流電圧が供給されることになり、蓄電手段の蓄電量が第２閾値を下回ったときには、第１コンバータから出力される直流電圧が負荷へ供給されることになる。すなわち、負荷の駆動を蓄電手段の蓄電量で賄える場合には蓄電手段を用いる構成であるため、第１コンバータの動作時に常に高効率状態で動作させることができ、累積電力使用量の削減が可能となる。
　前記蓄電手段から出力された直流電圧の電圧変換を行う電圧変換手段を備える構成でもよい。
　この構成では、蓄電手段からの直流電圧が変動しても、一定の電圧を出力できるなど、出力を高精度に保つことができる。
　前記電圧変換手段はＤＣ－ＤＣコンバータである構成でもよい。
　この構成では、例えばドロッパ方式の電圧制御を行う場合と比べて、電力損失を低減でき、累積電力使用量を削減できる。
　絶縁型の第２コンバータをさらに備え、前記第１コンバータ、前記蓄電手段及び前記制御手段は、前記第２コンバータの一次側に設けられている、構成でもよい。
　この構成では、回路基板上のサイズが規定されている場合、第１コンバータ等を第２コンバータの二次側に配置することで、二次側のサイズが大きくなることを防止できる。
　前記蓄電手段は二次電池である構成でもよい。
　この構成では、二次電池を用いることで蓄電量を大きくでき、二次電池から負荷へ供給できる時間をより長くすることができる。この結果、第１コンバータの駆動時間を短くすることで、スイッチング電源装置の累積電力使用量を削減できる。
　前記蓄電手段はキャパシタである構成でもよい。
　この構成では、二次電池と比べて充放電回数に対する寿命が長い（特性劣化が少ない）ため、スイッチング電源装置及び蓄電手段の寿命を長くできる。
　前記蓄電手段は電気二重層キャパシタである構成でもよい。
　この構成では、通常のキャパシタと比べて蓄電量を大きくでき、電気二重層キャパシタから負荷へ電圧を供給する時間を長くすることがきる。これにより、蓄電手段から負荷への電力供給時間が長くなり、相対的に第１コンバータの動作期間の割合が短くなって、累積電力使用量を削減できる。
　前記第１コンバータの整流回路は同期整流回路である構成でもよい。
　この構成では、ダイオード整流（非同期整流）と比べて、電流が流れるときの電圧降下を低くでき、整流素子での損失を小さくでき、高効率を実現できる。
　外部負荷への出力電力を検知する出力電力検知手段と、前記蓄電手段が満充電になったときに前記蓄電手段へ直流電圧の供給を停止する蓄電停止手段と、を備え、前記制御手段は、前記出力電力検知手段が検知した出力電力が第３閾値を超えたとき、前記蓄電手段の蓄電量にかかわらず、前記第１コンバータを強制的に駆動する、構成でもよい。
　出力電力が大きい（第３閾値を超える）場合、蓄電手段の放電率が高く、蓄電手段から直流電圧を負荷へ供給すると、蓄電手段の蓄電量が第２閾値を下回るまでの時間が短くなる。従って、蓄電手段の放電を開始した後すぐに蓄電手段の充電が開始されるといった制御が繰り返されることになり、蓄電手段の充放電回数が増え、蓄電手段の寿命が短くなる。このため、出力電力が大きい場合には、蓄電手段の蓄電量に拘わりなく、蓄電手段の放電を停止し、第１コンバータからの直流電圧を負荷へ出力することで、蓄電手段の充放電回数を低減させることができる。また、蓄電手段が満充電である場合には，蓄電手段の充電を停止させることで、過充電を防止し、蓄電手段を保護できる。
　外部負荷が定格負荷状態又は軽負荷状態であるか否かを判定する状態判定手段と、前記蓄電手段が満充電になったときに前記蓄電手段へ直流電圧の供給を停止する蓄電停止手段と、を備え、前記制御手段は、前記状態判定手段が前記定格負荷状態であると判定したとき、前記蓄電手段の蓄電量にかかわらず、前記第１コンバータを強制的に駆動する、構成でもよい。
　定格負荷状態である場合、蓄電手段の放電率が高く、蓄電手段から直流電圧を負荷へ供給すると、短時間で蓄電手段の蓄電量が第２閾値を下回るまでの時間が短くなる。従って、蓄電手段の放電を開始した後すぐに蓄電手段の充電が開始されるといった制御が繰り返されることになり、蓄電手段の充放電回数が増え、蓄電手段の寿命が短くなる。このため、出力電力が大きい場合には、蓄電手段の蓄電量に拘わりなく、蓄電手段の放電を停止し、第１コンバータからの直流電圧を負荷へ出力することで、蓄電手段の充放電回数を低減させることができる。また、蓄電手段が満充電である場合には，蓄電手段の充電を停止させることで、過充電を防止し、蓄電手段を保護できる。
　本発明によれば、負荷が消費する電力量に応じて第１コンバータが停止する停止期間が制御され、停止期間では蓄電手段を用いて電力を供給し、第１コンバータが動作する動作期間では、負荷だけでなく蓄電手段へも電力を供給する構成であるため、第１コンバータを高い電力変換効率の状態で使用することができ、累積の電力使用量を削減することが可能となる。
実施形態１に係るスイッチング電源装置の回路図。 従来の効率改善技術における効率曲線を示す図。 効率ηのピーク値を説明するためのグラフ。 実施形態１に係るスイッチング電源装置における効率曲線を示す図。 負荷の軽重に応じてフリーズ状態となる期間を変化させて出力電力を変化させた効率特性を示す図。 フリーズ状態とドライブ状態との期間を示す図。 フリーズ状態とドライブ状態との期間を示す図。 実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図。 実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図。 実施形態３に係るスイッチング電源装置の変形例を示す図。 実施形態４に係るスイッチング電源装置の回路図。 実施形態５に係るスイッチング電源装置の回路図。 実施形態５に係るスイッチング電源装置の変形例を示す図。
（実施形態１）
　図１は本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置の回路図である。スイッチング電源装置１は、商用電源１００から入力された交流電圧（本発明の電源電圧）を直流電圧に変換し、負荷１０１へ供給する。商用電源１００は、例えば１００Ｖ～２３０Ｖの交流電源である。コントローラを有する複合機等の電子機器である。
　スイッチング電源装置１は絶縁型コンバータ（本発明の第１コンバータ）２を備えている。絶縁型コンバータ２は、例えばコンバータトランスを備えるＤＣ－ＤＣコンバータである。この絶縁型コンバータ２の二次側の整流回路は、例えば同期整流回路である。本実施形態に係る絶縁型コンバータ２は、定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有する。また、絶縁型コンバータ２は同期整流方式であるため、ダイオード整流（非同期整流）と比べて、整流素子での損失を低減でき、高効率を実現できる。なお、絶縁型コンバータ２の構成は特に限定されず、適宜変更可能である。
　スイッチング電源装置１は、一次側に、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ　Ｍａｇｎｅｔｉｃ　Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）フィルタ１１およびダイオードブリッジ回路１２を備えている。ＥＭＩフィルタ１１は、商用電源１００が接続されていて、配線を介したノイズの漏洩または侵入を防止する。ダイオードブリッジ回路１２は、ＥＭＩフィルタ１１でノイズ除去された交流電圧を全波整流し、絶縁型コンバータ２へ出力する。
　スイッチング電源装置１は、二次側に、二次電池（本発明の蓄電手段）３、ＤＣ－ＤＣコンバータ（本発明の電圧変換手段）４、スイッチ（本発明の蓄電切替手段）５、電圧検知部（本発明の蓄電量検知手段）６及びＭＣＵ（Ｍｉｃｒｏ　Ｃｏｎｔｒｏｌ　Ｕｎｉｔ）７を備えている。電圧検知部６は二次電池３の充電電圧をＭＣＵ７へ出力する。ＭＣＵ（本発明の制御手段）７は、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ　Ｓｉｇｎａｌ　Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を備え、電圧検知部６から入力された電圧に応じて求まる二次電池３の充電量に基づいて、絶縁型コンバータ２の駆動制御及びスイッチ５のオンオフ制御を行う。
　スイッチ５はｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、ドレインが絶縁型コンバータ２に接続され、ソースが二次電池３に接続され、ゲートがＭＣＵ７に接続されている。スイッチ５がオンオフされることで、二次電池３は絶縁型コンバータ２から出力された直流電圧によって充電や充電した直流電圧を放電（出力）し、又は充電を停止する。
　ＤＣ－ＤＣコンバータ４は絶縁型コンバータ２に接続されている。ＤＣ－ＤＣコンバータ４は、絶縁型コンバータ２又は二次電池３から出力された直流電圧の電圧変換を行い、負荷１０１へ出力する。入力側からの直流電圧の電圧変換にＤＣ－ＤＣコンバータ４を用いることで、ドロッパ方式を用いた場合と比べて、電力効率を高くすることができ、かつ、ＤＣ－ＤＣコンバータ４のサイズを小さくすれば、省スペース化が実現できる。
　以上のような構成を有するスイッチング電源装置１において、電圧検知部６が検知した電圧に応じて求まる二次電池３の充電量が閾値（本発明の第２閾値）より下回るとき、ＭＣＵ７は絶縁型コンバータ２を動作させ、スイッチ５をオンにする。この閾値は、例えば、負荷１０１を駆動させることが可能な電圧を供給できる二次電池３の充電量である。このとき、負荷１０１には、絶縁型コンバータ２から出力され、ＤＣ－ＤＣコンバータ４で電圧変換された直流電圧が供給される。これと同時に、二次電池３には絶縁型コンバータ２から出力された直流電圧が供給され、二次電池３は充電を開始する。以下、絶縁型コンバータ２のスイッチをオンにして商用電源１００からの電圧を負荷１０１へ供給している状態を、スイッチング電源装置１のドライブ状態という。
　電圧検知部６の検知結果に基づいて、二次電池３が満充電となったことを検知した場合、ＭＣＵ７は、二次電池３が過充電とならないよう絶縁型コンバータ２の動作を停止させ、スイッチ５をオフにする。なお、二次電池３が満充電でなく、満充電に近い充電量（本発明の第１閾値）を上回ったときに、ＭＣＵ７は絶縁型コンバータ２の動作を停止させ、スイッチ５をオフにするようにしてもよい。このとき、絶縁型コンバータ２から出力された直流電圧は負荷１０１に供給されないが、スイッチ５がオフとなっていても、二次電池３に充電された直流電圧は、スイッチ５のボディーダイオードＤを通って負荷１０１に供給される。
　また、ＭＣＵ７は、絶縁型コンバータ２の動作を停止させた状態でスイッチ５をオンにする。このとき、二次電池３に充電された直流電圧はスイッチ５のソース－ドレインを介して負荷１０１へ供給される。以下、絶縁型コンバータ２の動作が停止し、二次電池３に充電された電圧を負荷１０１へ供給している状態を、絶縁型コンバータ２のフリーズ状態という。
　なお、絶縁型コンバータ２のフリーズ状態において、スイッチ５をオンさせ、ソース－ドレインを電流が流れる場合、スイッチ５のボディーダイオードＤに電流が流れる場合と比べて、ダイオードの順方向電圧による導通損失がなくなり、スイッチ５がオフの場合よりも高効率となる。
　本実施形態では、二次電池３の充電量に応じて、スイッチング電源装置１がドライブ状態及びフリーズ状態の何れかで動作することで、スイッチング電源装置１を搭載する機器（例えば、複写機）の年間の累積電力使用量［Ｗｈ］を、従来の効率改善技術と比べて大きく削減できる。以下に、従来の効率改善技術では、累積電力使用量［Ｗｈ］の削減を十分に得られない理由を説明する。
　従来の構成は、本実施形態と同様に二次電池を有し、負荷１０１が定格負荷状態（所謂稼働モード）である場合に商用電源からの電圧を負荷へ供給し、軽負荷（所謂待機モード）の場合に二次電池の充電電圧を負荷へ供給する構成であった。このように、負荷側の状態に応じて、負荷への電力供給を効率よく行い、単位時間あたりの電力供給量を低下させることで、効率改善が実現されていた。
　図２は、従来の効率改善技術における効率曲線を示す図である。図２に示すグラフの横軸を出力電流Ｉｏ、縦軸を電力供給の効率ηを示している。出力電流Ｉｏが大きい場合、負荷側が重負荷であることを示し、出力電流Ｉｏが小さい場合、軽負荷であることを示す。また、効率ηは、入力電力Ｐｉ、出力電力Ｐｏとすると、η＝Ｐｏ／Ｐｉである。また、入力電力Ｐｉは、電力損失Ｐｌｏｓｓとすると、Ｐｉ＝Ｐｏ＋Ｐｌｏｓｓである。
　図２は、従来の効率改善技術により、効率ηが破線曲線から実線曲線へと改善されたことを示している。従来では、電力変換回路における電子部品の性能向上などにより電力損失を低減させることで、図２に示すように、軽負荷から重負荷までの全体的に効率ηを上げ、全体的に電力損失を低減させている。しかし、この場合、軽負荷における効率ηは依然として小さい。例えば複写機は、１日における軽負荷（待機モード）の時間は定格負荷状態（稼働モード）の時間より長く、軽負荷での効率ηの改善率が小さいと、トータルでも大きな改善率（累積電力使用量［Ｗｈ］の削減）は望めない。
　次に、本実施形態に係るスイッチング電源装置１により、累積電力使用量［Ｗｈ］の大きな削減が可能となる理由について説明する。
　図３は効率ηのピーク値を説明するためのグラフである。一般に、絶縁型コンバータにおける電力損失Ｐｌｏｓｓは、出力電流に比例する損失（比例損）αＩｏ、出力電流に関係しない損失（固定損）Ｐｃ、出力電流の二乗に比例する損失（二乗比例損）βＩｏ２が足し合わされたもので表される。そうすると、効率ηは以下の式（１）で表される。
Figure JPOXMLDOC01-appb-M000001
　図３に示すように、固定損Ｐｃは出力電流に関係しないため、出力電流が大きくなるほど固定損Ｐｃの出力電流に対する割合は減少する。つまり、出力電流が大きくなるほど固定損Ｐｃに基づく効率ηは大きくなる。一方、二乗比例損βＩｏ２の出力電流に対する割合は、出力電流が大きくなるほど大きくなる。つまり、出力電流が大きくなるほど二乗比例損βＩｏ２に基づく効率ηは小さくなる。そのため、効率ηは、固定損Ｐｃおよび二乗比例損βＩｏ２が等しいときにピーク値となる。そうすると、Ｐｃ／Ｉｏ＝βＩｏが成り立つときに効率ηがピーク値となり、Ｉｏ＝√（Ｐｃ／β）のときに効率ηは最大となる。
　図４は本実施形態に係るスイッチング電源装置１における効率曲線を示す図である。図４は、効率ηのピーク値（Ｉｏ＝√（Ｐｃ／β））を軽負荷側に移動させることで、軽負荷での電力効率は大きく改善させることができることを示している。このためには、Ｉｏ＝√（Ｐｃ／β）を小さくする必要がある。仮に、βを大きくすると二乗比例損βＩｏ２が大きくなり、結果として、電力損失が増える方向となり好ましくない。そこで、固定損Ｐｃを小さくする必要がある。
　しかしながら、固定損Ｐｃは出力電流Ｉｏに関係がないため、固定損Ｐｃを小さくするには、出力電流Ｉｏに関係する変動損としなければならない。固定損を変動損に換えることは、負荷１０１の軽重に応じて、絶縁型コンバータ２をドライブ状態とする期間とフリーズ状態とする期間を変化させて電力を供給することで可能となる。すなわち、軽負荷であっても、二次電池３の充電量が閾値以下であれば、絶縁型コンバータ２を高効率状態で動作させて二次電池３を充電し、フリーズ状態で二次電池３から負荷１０１に電力を供給する。絶縁コンバータ２は定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有するので、絶縁コンバータ２からＤＣ－ＤＣコンバータ４と二次電池３に電力を供給するドライブ状態が高効率状態となる。これにより、フリーズ状態での電力損失は限りなくゼロに近くなる。
　図５は、負荷の軽重に応じてフリーズ状態となる期間を変化させて出力電力を変化させた効率特性を示す図である。図５に示すように、図３に示す効率特性を得ていた絶縁型コンバータ２を用いているにも拘わらず、スイッチング電源装置１全体の効率特性は負荷電流、出力電流Ｉｏによらずに高効率で一定となることが解る。
　図６は待機モードでのフリーズ状態とドライブ状態とにおける期間を示す図であり、図６Ａより図６Ｂがさらに軽負荷となっている状態をそれぞれ示している。また、図６Ａ及び図６Ｂはそれぞれ上図に二次電池３の充電電圧を示し、下図にＭＣＵ７の制御信号、及び絶縁型コンバータ２の動作を制御する信号をそれぞれ示している。
　二次電池３は、充電電圧ＶｂａｔがＶｔｈ１（第１閾値）のとき満充電となり、充電電圧ＶｂａｔがＶｔｈ２（第２閾値）のとき充電が必要となる。従って、ドライブ状態では、充電電圧ＶｂａｔはＶｔｈ１からＶｔｈ２へ上昇し、フリーズ状態では、Ｖｔｈ２からＶｔｈ１へ下降する。軽負荷状態の場合、ドライブ状態の期間は負荷に関係なく略一定であるのに対し、負荷がより小さくなると、フリーズ状態での充電電圧Ｖｂａｔの傾斜が緩やかとなる。従って、フリーズ状態が長くなる。また、フリーズ状態の期間がより長くなることは、絶縁型コンバータ２が停止している状態が長くなっていることを意味する。フリーズ状態の期間が長くなると、絶縁型コンバータ２に電流が流れない時間が長くなるため、フリーズ状態の期間での絶縁型コンバータ２の損失はゼロとなり、スイッチング電源装置１の平均的な損失は低減する。このため、軽負荷における累積電力使用量［Ｗｈ］を大きく削減することができる。
（実施形態２）
　図７は実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図である。本実施形態では、スイッチング電源装置１Ａは、実施形態１のＤＣ－ＤＣコンバータ４に代わり、高周波リップルを低減するためのポストレギュレータ（ドロッパ）８を備えている。スイッチング電源装置１Ａは、ポストレギュレータ８を備えた場合、ＤＣ－ＤＣコンバータ４を備えた場合と比べて回路を小型化できる。なお、スイッチング電源装置１Ａの他の構成及び動作等は実施形態１と同様であるため、説明は省略する。
（実施形態３）
　図８は実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図である。本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｂは、本発明の蓄電手段としてキャパシタ９を備えている。スイッチング電源装置１Ｂはキャパシタ９を備えることで、実施形態１のように二次電池３を備えた場合と比べて、蓄電手段の寿命を長くすることができる。また、キャパシタ９は過充電となることがなく、電圧検知部６の電圧に基づいてＭＣＵ７による制御によって過電圧となることを防止できるため、実施形態１のスイッチ５を不要とでき、スイッチング電源装置１の素子点数を少なくできる。また、キャパシタ９は電荷を静電エネルギーとして蓄えるのに対し、二次電池３は電気化学反応で電気を蓄える。つまり、二次電池３よりもキャパシタ９の方が内部抵抗は小さい。従って、キャパシタ９は二次電池３に比べて充電時間を短くできる。キャパシタ９を用いることで、ドライブ状態の期間を短くでき、それに伴い、フリーズ状態の期間を相対的に長くすることができるため、絶縁型コンバータ２の損失を少なくできる。なお、図８に示すスイッチング電源装置１Ｃはポストレギュレータを備えていないが、備えていてもよい。
　図９は実施形態３に係るスイッチング電源装置の変形例を示す図である。スイッチング電源装置１Ｃは電気二重層キャパシタ９Ａを備えている。電気二重層キャパシタ９Ａは通常のキャパシタよりも容量を大きくできるため、フリーズ状態の期間をより長くすることができ、累積電力使用量［Ｗｈ］をより大きく削減することができる。なお、図９に示すスイッチング電源装置１Ｃはポストレギュレータ８を備えているが、備えていなくてもよい。
（実施形態４）
　図１０は実施形態４に係るスイッチング電源装置１Ｄの回路図である。本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｄは、本発明の絶縁型第２コンバータとしての絶縁型ＤＣ－ＤＣコンバータ（以下、絶縁型コンバータという。）２Ａを備え、一次側に、ＥＭＩフィルタ１１、ダイオードブリッジ回路１２、ＤＣ－ＤＣコンバータ（本発明の第１コンバータ）１３、二次電池３、スイッチ５およびＭＣＵ７等を備えている。ＤＣ－ＤＣコンバータ１３は、ＭＣＵ７により駆動制御され、ダイオードブリッジ回路１２により全波整流された交流電圧を直流電圧に変換する。スイッチ５はＭＣＵ７によりオンオフ制御される。スイッチ５のオン時には、ＤＣ－ＤＣコンバータ１３からの直流電圧が二次電池３へ供給されて充電されると共に、絶縁型コンバータ２Ａへ出力される。スイッチ５のオフ時には、絶縁型コンバータ２Ａには二次電池３に充電された直流電圧が供給される。
　本実施形態では、二次電池３の充電電圧を検知する電圧検知部６に加え、二次電池３へ供給される直流電流を検知する電流検知部６Ａを備えている。電流検知部６Ａは二次電池３への直流電流を検知し、ＭＣＵ７はこの検知結果から随時二次電池３への直流電流を読み取る。二次電池３が満充電となると直流電流値は小さくなるため、ＭＣＵ７は、入力した直流電流によって、二次電池３が満充電であるか否かを判定し、各スイッチのオンオフ制御をする。なお、スイッチング電源装置１Ｄは電圧検知部６又は電流検知部６Ａの何れか一方のみを備えていてもよい。
　本実施形態では、実施形態１等のように累積電力使用量［Ｗｈ］を削減できると共に、安全規格上の規定等により絶縁型コンバータ２Ａの二次側のサイズが大きくなる場合に、一次側に二次電池３等を設けることで、二次側のサイズの大型化を抑制できる。
（実施形態５）
　図１１は実施形態５に係るスイッチング電源装置１Ｅの回路図である。実施形態５に係るスイッチング電源装置１Ｅは、二次電池３の充電量が閾値以上（満充電）であっても、負荷１０１への出力電力が大きい場合には、絶縁型コンバータ２をフリーズ状態にせず、強制的にドライブ状態とする。スイッチング電源装置１Ｅは、実施形態１のスイッチング電源装置１の構成に加え、負荷１０１への出力電力を検知する出力電力検知部２１をさらに備えている。ＭＣＵ７は、出力電力検知部２１の検知結果から求まる負荷１０１への出力電力が所定値（第３閾値）以上の場合、絶縁型コンバータ２を動作させ、絶縁型コンバータ２からの直流電圧が負荷１０１へ供給されるように制御する。ここで、所定値とは、例えば、定格負荷時の消費電力である。
　出力電力が大きい場合、すなわち、定格負荷状態（稼働モード）である場合、二次電池３の放電率が高く、フリーズ状態にして二次電池３から直流電圧を供給した場合、二次電池３の充電量が急速に低下する。このため、二次電池３の放電後、短時間で二次電池３の充電が開始されるといった制御が繰り返される。このため、二次電池３に対する充放電回数が増え、二次電池３の寿命を縮める結果となる。そこで、定格負荷状態である場合には、二次電池３の充電量に拘わらず、絶縁型コンバータ２から負荷１０１へ直流電圧を供給するようにする。また、ＭＣＵ７は、二次電池３が満充電である場合には、スイッチ５をオフにし、二次電池３への充電を停止する。これにより、二次電池３への過充電を防止し、二次電池３を保護することができる。
　図１２は実施形態５に係るスイッチング電源装置１Ｅの変形例を示す図である。図１２に示すスイッチング電源装置１ＦのＭＣＵ７は、負荷１０１が定格負荷状態（稼働モード）であるか軽負荷状態であるかを判定し、絶縁型コンバータ２をドライブ状態又はフリーズ状態とする。ＭＣＵ７は、例えば外部信号を受信し、負荷１０１の状態を判定する。外部信号を送信する回路は、負荷１０１の状態を判定する回路であって、負荷１０１が備えていてもよいし、負荷１０１とは独立して設けられていてもよい。ＭＣＵ７は定格負荷状態と判定した場合、二次電池３の充電量が閾値以上（満充電）であっても、絶縁型コンバータ２をドライブ状態にし、スイッチ５をオフにする。
　定格負荷状態である場合、二次電池３の放電率が高く、フリーズ状態にして二次電池３から直流電圧を供給した場合、二次電池３の充電量が急速に低下する。このため、二次電池３の放電後、短時間で二次電池３の充電が開始されるといった制御が繰り返される。このため、二次電池３に対する充放電回数が増え、二次電池３の寿命を縮める結果となる。そこで、定格負荷状態である場合には、二次電池３の充電量に拘わらず強制的にドライブ状態として、絶縁型コンバータ２から負荷１０１へ直流電圧を供給するようにする。また、ＭＣＵ７は、二次電池３が満充電である場合には、スイッチ５をオフにし、二次電池３への充電を停止する。これにより、二次電池３への過充電を防止し、二次電池３を保護することができる。
１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆ－スイッチング電源装置
２－絶縁型コンバータ（第１コンバータ）
２Ａ－絶縁型コンバータ（第２コンバータ）
３－二次電池（蓄電手段）
４－ＤＣ－ＤＣコンバータ（電圧変換手段）
５－スイッチ（蓄電停止手段）
６－検出部（検出手段）
７－ＭＣＵ（制御手段、状態判定手段）
８－ポストレギュレータ（電圧変換手段）
９－キャパシタ（蓄電手段）
９Ａ－電気二重層キャパシタ（蓄電手段）
１１－ＥＭＩフィルタ
１２－ダイオードブリッジ回路
１３－ＤＣ－ＤＣコンバータ（第１コンバータ）
１００－商用電源
１０１－負荷（外部負荷）

Claims (10)

  1. 　定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有し、入力される電源電圧を変換して直流電圧を出力する第１コンバータと、
    　前記第１コンバータから出力された直流電圧を蓄電する蓄電手段と、
    　前記蓄電手段の蓄電量を検知する蓄電量検知手段と、
    　前記蓄電量検知手段が検知した蓄電量に基づいて、前記第１コンバータの駆動および停止を切り替える制御手段と、
    　を備え、
    　前記制御手段は、前記蓄電手段の蓄電量が第１閾値を上回るときには前記第１コンバータを停止し、前記蓄電手段の蓄電量が第２閾値を下回ったときには前記第１コンバータを駆動し、
    　前記第１コンバータの駆動時には、前記第１コンバータで変換された直流電圧を出力し、かつ、前記第１コンバータで変換された直流電圧を蓄電手段に蓄電し、
    　前記第１コンバータの停止時には、前記蓄電手段に蓄電された直流電圧を出力し、
    　出力電力の増減に応じて、前記第１コンバータが停止してフリーズ状態となるフリーズ期間が制御され、出力電力が減少するに伴って前記フリーズ期間が長くなる、
    　スイッチング電源装置。
  2. 　前記蓄電手段から出力された直流電圧の電圧変換を行う電圧変換手段を備える、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 　前記電圧変換手段はＤＣ－ＤＣコンバータである、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 　絶縁型の第２コンバータをさらに備え、
    　前記第１コンバータ、前記蓄電手段及び前記制御手段は、前記第２コンバータの一次側に設けられている、請求項１から３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  5. 　前記蓄電手段は二次電池である、請求項１から４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  6. 　前記蓄電手段はキャパシタである、請求項１から４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  7. 　前記蓄電手段は電気二重層キャパシタである、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
  8. 　前記第１コンバータの整流回路は同期整流回路である、請求項１から７の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  9. 　外部負荷への出力電力を検知する出力電力検知手段と、
    　前記蓄電手段が満充電になったときに前記蓄電手段へ直流電圧の供給を停止する蓄電停止手段と、
    　を備え、
    　前記制御手段は、
    　前記出力電力検知手段が検知した出力電力が第３閾値を超えたとき、前記蓄電手段の蓄電量にかかわらず、前記第１コンバータを強制的に駆動する、
    　請求項１から８の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  10. 　外部負荷が定格負荷状態又は軽負荷状態であるか否かを判定する状態判定手段と、
    　前記蓄電手段が満充電になったときに前記蓄電手段へ直流電圧の供給を停止する蓄電停止手段と、
    　を備え、
    　前記制御手段は、
    　前記状態判定手段が前記定格負荷状態であると判定したとき、前記蓄電手段の蓄電量にかかわらず、前記第１コンバータを強制的に駆動する、
    　請求項１から８の何れかに記載のスイッチング電源装置。
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