JP6100175B2 - スイッチング電源装置 - Google Patents

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Description

本発明は、スイッチング電源装置の電力変換効率を高め、電力使用量を削減することのできるスイッチング電源装置に関する。
近年、省エネルギーの観点から、装置の不使用時における電力損失を低減させることが望まれている。特許文献１には、電源オフ時または軽負荷時に、ＡＣアダプタなどの電源部からシステムへの電力供給を停止して、充電されたバッテリからシステムに電力を供給することで、電力損失を削減する装置が開示されている。
特開２００２−６２９５２号公報
しかしながら、特許文献１に記載の装置は、バッテリの状態と無関係に、負荷の状態を見て電源部からバッテリへの電力の供給を切り替えるように制御しているため、バッテリのエネルギーを有効に活用することができず、電力使用量の削減効果が小さいといった問題がある。また、特許文献１に記載の装置は、バッテリの充放電を制御する回路またはバッテリからの出力電圧を制御する回路を備える必要があり、電源部から直接負荷に電力を供給する場合と比較して、軽負荷での電力変換効率が悪化し、結果的に年間の電力使用量が増加するといった問題もある。さらに、負荷の状態を見て電源部からバッテリへの電力の供給を切り替えるように制御するため、負荷の状態が頻繁に変化する場合は、バッテリの充放電が頻繁に繰り返されて、バッテリは劣化し、バッテリの寿命が短くなるという課題がある。
そこで、本発明の目的は、電力使用量を効果的に抑えることができるスイッチング電源装置を提供することにある。
本発明に係るスイッチング電源装置は、定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有し、電源電圧を変換して直流電圧を出力するコンバータ回路と、前記コンバータ回路への前記電源電圧の供給及び遮断を切り替える切替手段と、前記コンバータ回路から出力された直流電圧を蓄電する蓄電手段と、前記蓄電手段の蓄電量を検知する検知手段と、前記検知手段が検知した蓄電量に基づいて、前記切替手段を切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記蓄電手段の蓄電量が第１閾値を上回るときには前記切替手段を遮断状態にし、前記蓄電手段の蓄電量が第２閾値を下回るときには前記切替手段を供給状態にし、前記切替手段が供給状態のときには、前記コンバータ回路で変換された直流電圧を出力し、かつ、前記コンバータ回路で変換された直流電圧を蓄電手段に蓄電し、前記切替手段が遮断状態のときには、前記蓄電手段に蓄電された直流電圧を出力し、出力電力の増減に応じて前記切替手段が遮断状態となるフリーズ期間が制御され、出力電力が減少するに伴って前記フリーズ期間が長くなる、ことを特徴とする。
この構成のスイッチング電源装置は、蓄電手段の蓄電量に応じて、切替手段の供給状態と遮断状態とが制御される。出力電力の増減に応じて切替手段が遮断状態となるフリーズ期間が制御され、出力電力が減少するにともなってフリーズ期間が長くなることで、高効率状態で動作させることができ、累積電力使用量の削減が可能となる。
前記スイッチング電源装置は、前記蓄電手段から出力される直流電圧の電圧変換を行う電圧変換手段を備える構成でもよい。
この構成では、蓄電手段からの直流電圧が変動しても、一定の電圧を出力できるなど、出力を高精度に保つことができる。
前記電圧変換手段は、例えばＤＣ−ＤＣコンバータである。
この構成では、例えばドロッパ方式の電圧制御を行う場合と比べて、電力損失を低減でき、累積電力使用量を削減できる。
前記切替手段は、例えばトランジスタである。
この構成では、切替手段の小型化が可能となる。
前記切替手段は、例えば機械的スイッチ（リレー）である。
この構成では、機械的接点により電力ラインを遮断し、その遮断における安全性を高くし、遮断時の信頼性を高めることができる。
前記蓄電手段は二次電池であってもよい。
この構成では、二次電池を用いることで、蓄電量を大きくでき、二次電池から負荷へ供給できる時間をより長くすることができる。その結果、コンバータ回路を高効率で駆動することで、累積電力使用量を削減できる。
前記蓄電手段はキャパシタであってもよい。
この構成では、二次電池と比べて充放電回数に対する寿命が長いため、スイッチング電源装置及び蓄電手段の寿命を長くできる。
前記蓄電手段は電気二重層キャパシタであってもよい。
この構成では、通常のキャパシタと比べて蓄電量を大きくでき、電気二重層キャパシタから負荷へ電圧を供給する時間を長くすることがきる。これにより、蓄電手段から負荷への電力供給時間が長くなり、コンバータの動作期間の割合が相対的に短くなって、累積電力使用量を削減できる。
前記コンバータ回路は同期整流回路を有する構成でもよい。
この構成では、ダイオード整流（非同期整流）と比べて、電流が流れるときの電圧降下を低くでき、整流素子での損失を小さくでき、高効率を実現できる。
前記コンバータ回路は絶縁トランスを備えた絶縁型コンバータであり、前記制御手段は前記コンバータ回路の一次側に設けられている構成でもよい。
この構成では、切替手段を直接的に制御することが可能となり、切替手段を切替制御する回路を小型化できる。
前記コンバータ回路は絶縁トランスを備えた絶縁型コンバータであり、前記制御手段は前記コンバータ回路の二次側に設けられている構成でもよい。
この構成では、蓄電手段の状態を直接的に監視し、制御することが可能となり、蓄電手段の監視回路及び制御回路を小型化できる。
本発明によれば、負荷の駆動を蓄電手段の蓄電量で賄える場合には蓄電手段を用いる構成であるため、コンバータ回路の動作時には常に高効率状態で動作させることができ、累積電力使用量の削減が可能となる。
実施形態１に係るスイッチング電源装置の回路図。 従来の効率改善技術における効率曲線を示す図。 効率ηのピーク値を説明するためのグラフ。 実施形態１に係るスイッチング電源装置における効率曲線を示す図。 従来の構成における入力電力、累積時間及び電力変換効率を示す図。 実施形態の構成における出力電力、累積時間及び電力変換効率を示す図。 電力変換効率及び電力損失を従来と対比した結果を示す図であり、絶縁型コンバータの電力変換効率ηddを示す。 電力変換効率及び電力損失を従来と対比した結果を示す図であり、スイッチング電源装置の変換効率ηsysを示す。 電力変換効率及び電力損失を従来と対比した結果を示す図であり、商用電源の使用電力量Ｐinを示す。 電力変換効率及び電力損失を従来と対比した結果を示す図であり、スイッチング電源装置の電力損失Ｐlossを示す。 負荷の軽重に応じてフリーズ状態となる期間を変化させて出力電力を変化させた効率特性を示す図。 実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図。 実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図。 参考例に係るスイッチング電源装置の回路図。
（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置の回路図である。スイッチング電源装置１は、商用電源１００から入力された交流電圧（本発明の電源電圧）を直流電圧に変換し、負荷１０１，１０２へ供給する。商用電源１００は、例えば１００Ｖ〜２３０Ｖの交流電源である。負荷１０１，１０２は、例えば、スイッチング電源装置１が複写機に用いられた場合、複写機のモータや駆動制御回路などである。例えば、負荷１０１は大電力となる負荷、負荷１０２は小電力となる負荷である。負荷１０１は軽負荷状態（待機モード）では動作せず、負荷１０２は軽負荷状態（待機モード）を含め常に動作する回路などである。
スイッチング電源装置１は絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂを備えている。絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂはスイッチングトランスを備えるＤＣ−ＤＣコンバータである。絶縁型コンバータ２Ｂは、本発明の「コンバータ回路」に相当し、定格負荷状態の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有し、また、二次側の整流回路は、例えば同期整流回路であり、定格負荷状態の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有する。また、絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂは同期整流方式であるため、ダイオード整流（非同期整流）と比べて、整流素子での損失を低減でき、高効率を実現できる。なお、絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂの構成は特に限定されず、適宜設計が可能である。
スイッチング電源装置１は、一次側に、ＥＭＩ（Electro MagneticInterference）フィルタ１１、ダイオードブリッジ回路１２、ｎ型ＭＯＳＦＥＴ（以下、単にＦＥＴという。）１３およびＰＦＣ（power factor correction）コンバータ１４を備えている。ＥＭＩフィルタ１１は、商用電源１００が接続されていて、配線を介したノイズの漏洩または侵入を防止する。ダイオードブリッジ回路１２はＥＭＩフィルタ１１でノイズ除去された交流電圧を全波整流する。
ＦＥＴ１３は、ドレインがダイオードブリッジ回路１２に接続され、ソースがＰＦＣコンバータ１４及び絶縁型コンバータ２Ｂに接続されている。また、ＦＥＴ１３は、ゲートが後述のＭＣＵ（Micro Control Unit）８に接続され、ＭＣＵ８によりオンオフ制御される。なお、ＦＥＴ１３は本発明の切替手段であり、ＦＥＴによる電子スイッチ（トランジスタ）としているが、機械的接点により電力ラインを接続及び遮断するリレーとし、遮断時の安全性を高くし、信頼性を高めるようにしてもよい。ＰＦＣコンバータ１４は力率改善のための回路であり、絶縁型コンバータ２Ａに接続されている。
スイッチング電源装置１は、二次側に、二次電池３、ポストレギュレータ４、ＦＥＴ５、電圧検知部６、電流検知部７及びＭＣＵ８を備えている。電圧検知部６は、二次電池３の電圧を検知し、検知結果をＭＣＵ８へ出力する。電流検知部７は二次電池３へ流れる電流を検知し、検知結果をＭＣＵ８へ出力する。
ＭＣＵ８は、電圧検知部６及び電流検知部７の検知結果から求まる二次電池３の充電量に基づいて、ＦＥＴ１３及びＦＥＴ５のオンオフ制御を行う。
ＦＥＴ５は、ドレインが絶縁型コンバータ２Ｂに接続され、ソースが二次電池３に接続され、ゲートがＭＣＵ８に接続されている。ＦＥＴ５がオンオフされることで、二次電池３は絶縁型コンバータ２Ｂから出力された直流電圧を充電し、又は充電した直流電圧を放電（出力）する。ポストレギュレータ（ドロッパ）４は絶縁型コンバータ２Ｂに接続されている。ポストレギュレータ４は絶縁型コンバータ２Ｂ又は二次電池３から出力された直流電圧の高周波リップルを低減して負荷１０２へ出力する。
以上のような構成を有するスイッチング電源装置１において、二次電池３の充電量が閾値（本発明の第２閾値）以下となる場合、ＭＣＵ８はＦＥＴ１３及びＦＥＴ５をオンにする。この閾値は、例えば、負荷１０２を駆動させることが可能な電圧を供給できる二次電池３の充電量である。ＦＥＴ１３がオンされると、負荷１０１には絶縁型コンバータ２Ａから出力された直流電圧が供給される。また、負荷１０２には、絶縁型コンバータ２Ｂから出力され、ポストレギュレータ４を介して直流電圧が供給される。これと同時に、二次電池３には絶縁型コンバータ２Ｂから出力された直流電圧が供給され、二次電池３は充電を開始する。以下、ＦＥＴ１３をオンにして商用電源１００からの電圧を負荷１０１，１０２へ供給している状態を、絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂのドライブ状態という。
二次電池３が満充電となったことを検知した場合、ＭＣＵ８は二次電池３が過充電とならないようＦＥＴ１３をオフにする。なお、二次電池３が満充電でなく、満充電に近い充電量（本発明の第１閾値）以上である場合に、ＭＣＵ８はＦＥＴ１３をオフにするようにしてもよい。
また、ＭＣＵ８はＦＥＴ１３をオフにした状態でＦＥＴ５をオンにする。このとき、二次電池３に充電された直流電圧はＦＥＴ５のソース−ドレインを介して負荷１０２へ供給される。以下、ＦＥＴ１３がオフとなり、絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂが動作していない状態を、絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂのフリーズ状態という。このフリーズ状態では、二次電池３に充電された電圧が負荷１０２へ供給されているが、負荷１０１へは電圧が供給されていない。
なお、絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂのフリーズ状態において、ＦＥＴ５がオンとなり、ソース−ドレインを電流が流れる場合、ＦＥＴ５のボディーダイオードＤに電流が流れる場合と比べて、ダイオードの順方向電圧による導通損失がなくなり、ＦＥＴ５がオフのときよりも高効率となる。
本実施形態では、二次電池３の充電量に応じて、スイッチング電源装置１がドライブ状態及びフリーズ状態の何れかで動作することで、スイッチング電源装置１を搭載する機器（例えば、複写機）の一ケ月（又は一日、一週間）の累積電力使用量［Ｗｈ］を、従来の効率改善技術と比べて大きく削減できる。以下に、従来の効率改善技術では、累積電力使用量［Ｗｈ］の削減を十分に得られない理由を説明する。
従来の構成は、本実施形態と同様に二次電池を有し、負荷１０１が定格負荷状態（所謂稼働モード）である場合に商用電源からの電圧を負荷へ供給し、軽負荷状態（所謂待機モード）の場合に二次電池の充電電圧を負荷へ供給する構成であった。このように、負荷側の状態に応じて、負荷への電力供給を効率よく行い、単位時間あたりの電力供給量を低下させることで、効率改善が実現されていた。
図２は従来の効率改善技術における効率曲線を示す図である。図２に示すグラフの横軸を出力電流Ｉｏ、縦軸を電力供給の効率ηを示している。出力電流Ｉｏが大きい場合、負荷側が重負荷であることを示し、出力電流Ｉｏが小さい場合、軽負荷であることを示す。また、効率ηは、入力電力Ｐi、出力電力Ｐoとすると、η＝Ｐo／Ｐiとなる。また、入力電力Ｐiは、電力損失Ｐlossとすると、Ｐi＝Ｐo＋Ｐlossとなる。
図２は、従来の効率改善技術により、効率ηが破線曲線から実線曲線へと改善されたことを示している。従来では、電力変換回路における電子部品の性能向上などにより電力損失を低減させることで、図２に示すように、軽負荷から重負荷までの全体的に効率ηを上げ、全体的に電力損失を低減させている。しかし、この場合、軽負荷における効率ηは依然として小さい。例えば一般に複写機は、１日における軽負荷状態（待機モード）の時間は定格負荷状態（稼働モード）の時間より長く、軽負荷状態での効率ηの改善率が小さいと、トータルでも大きな改善率（累積電力使用量［Ｗｈ］の削減）は望めない。
次に、本実施形態に係るスイッチング電源装置１が累積電力使用量［Ｗｈ］の大きな削減が可能となる理由について、グラフを用いて説明する。
図３は効率ηのピーク値を説明するためのグラフである。一般に、絶縁型コンバータにおける電力損失Ｐlossは、出力電流に比例する損失（比例損）αＩo、出力電流に関係しない損失（固定損）Ｐc、出力電流の二乗に比例する損失（二乗比例損）βＩo 2が足し合わされたもので表される。そうすると、効率ηは以下の式（１）で表される。
Figure 0006100175
図３に示すように、固定損Ｐｃは出力電流に関係しないため、出力電流が大きくなるほど固定損Ｐｃの出力電流に対する割合は減少する。つまり、出力電流が大きくなるほど固定損Ｐｃに基づく効率ηは大きくなる。一方、二乗比例損βＩo 2の出力電流に対する割合は、出力電流が大きくなるほど大きくなる。つまり、出力電流が大きくなるほど二乗比例損βＩo 2に基づく効率ηは小さくなる。そのため、効率ηは、固定損Ｐcおよび二乗比例損βＩo 2が等しいときにピーク値となる。そうすると、Ｐc／Ｉo＝βＩoが成り立つときに効率ηがピーク値となり、Ｉo＝√（Ｐc／β）のときに効率ηは最大となる。
図４は本実施形態に係るスイッチング電源装置１における効率曲線を示す図である。図４は、効率ηのピーク値（Ｉo＝√（Ｐc／β））を軽負荷側に移動させることで、軽負荷での電力効率は大きく改善させることができることを示している。このためには、Ｉo＝√（Ｐc／β）を小さくする必要がある。仮に、βを大きくすると二乗比例損βＩo 2が大きくなり、結果として、電力損失が増える方向となり好ましくない。そこで、固定損Ｐcを小さくする必要がある。
しかしながら、固定損Ｐcは出力電流Ｉoに関係がないため、固定損Ｐcを小さくするには、出力電流Ｉoに関係する変動損としなければならない。固定損を変動損に換えることは、負荷１０１の軽重に応じて、絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂをドライブ状態とする期間とフリーズ状態とする期間を変化させて電力を供給することで可能となる。すなわち、軽負荷であっても、二次電池３の充電量が閾値以下であれば、絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂを高効率状態で動作させて二次電池３を充電し、フリーズ状態で二次電池３から負荷１０２に電圧を供給する。これにより、フリーズ状態での入力電力は限りなくゼロに近くなる。
次に、本実施形態に係るスイッチング電源装置１が累積電力使用量［Ｗｈ］の削減が可能となる理由について、式を用いて説明する。
図５Ａは従来の構成における出力電力、累積時間及び電力変換効率を示す図であり、図５Ｂは本実施形態の構成における出力電力、累積時間及び電力変換効率を示す図である。なお、図５Ｂの各値は負荷１０２に対するものである。
従来の構成の場合、図５Ａに示すように、待機モードでは、負荷１０２への出力電力をＰstby、電力変換効率をηlow、待機モードとなる累積時間をｈ１とする。稼働モードでは、負荷１０２への出力電力をＰrate、電力変換効率をηrate、稼働モードとなる累積時間をｈ２とする。
本実施形態の構成の場合、図５Ｂに示すように、待機モードにおけるドライブ状態及びフリーズ状態の総累積時間は、従来の待機モードの累積時間ｈ１と同じとし、稼働モードにおけるドライブ状態及びフリーズ状態の総累積時間は従来の稼働モードの累積時間ｈ２と同じとしている。また、待機モード及び稼働モードそれぞれのフリーズ状態の場合、すなわち、二次電池３から負荷１０２へ電力供給している場合、待機モードでの負荷１０２への出力電力は従来の出力電力Ｐstbyと同じにし、稼働モードでの負荷１０２への出力電力は従来の出力電力Ｐrateとしている。
待機モードのドライブ状態における出力電力Ｐmidとすると、二次電池３への充電電力を必要とするため、Ｐmid＞Ｐstbyとなる。また、待機モードのドライブ状態の累積時間をｈ３とすると、フリーズ状態の累積時間はｈ１−ｈ３となる。稼働モードのドライブ状態における出力電力Ｐmaxとすると、二次電池３への充電電力を必要とするため、Ｐmax＞Ｐrateとなる。また、稼働モードのドライブ状態の累積時間をｈ４とすると、フリーズ状態の累積時間はｈ２−ｈ４となる。さらに、待機モードのドライブ状態及びフリーズ状態の電力変換効率をそれぞれηhigh1及びηhigh2とし、稼働モードのドライブ状態及びフリーズ状態の電力変換効率をそれぞれηrate1及びηrate2とする。なお、フリーズ状態の電力変換効率ηhigh2及び電力変換効率ηrate2は二次電池３から負荷１０２への供給時の効率である。
出力電力は待機モードより稼働モードの方が大きい。そうすると、各出力電力の大小関係は、Ｐmax＞Ｐrate＞Ｐmid＞Ｐstbyとなる。一般に、負荷への出力電力が大きい場合に高効率が得られることから絶縁コンバータの電力変換効率の大小関係は、ηrate1≧ηrate2＞ηhigh1＞ηlowとなる。これより一般に電力変換効率の大小関係は、ηrate1≧ηrate2＞ηhigh2＞ηhigh1>>ηlowとなる。
従来と本実施形態との簡易的な電力使用量をそれぞれＷｈ（prior）、Ｗｈ（new）とすると、
Ｗｈ（prior）＝Ｐstby／ηlow×ｈ１＋Ｐrate／ηrate×ｈ２
Ｗｈ（new）＝Ｐmid／ηhigh1×ｈ３＋Ｐstby／ηhigh2×(ｈ１-ｈ３）＋Ｐmax／ηrate1×ｈ４＋Ｐrate／ηrate2×（ｈ２−ｈ４）
が成り立つ。
ここで、一般に、ηrate1≒ηrate2、Ｐstby／ηhigh2×(ｈ１−ｈ３)＜Ｐstby／ηlow×ｈ１が成り立つ。よって、Ｐmid／ηhigh1×ｈ３＜Ｐstby／ηlow×ｈ１が成り立つように、十分にηhigh1＞ηlowとなる絶縁コンバータを用いることによって、Ｗｈ（new）＜Ｗｈ（prior）が実現できる。このように、本実施形態に係るスイッチング電源装置１は、従来に対して単位期間あたりの電力使用量を低減することが可能となり、その結果、累積電力使用量［Ｗｈ］の削減が可能となる。
図６Ａから図６Ｄは電力変換効率及び電力損失を従来と対比した結果を示す図である。図６Ａから図６Ｄでは、従来の各値を破線で示し、本実施形態の各値を実線で示している。
図６Ａは絶縁型コンバータ２Ｂの電力変換効率ηddを示す。本実施形態では、待機モード及び稼働モードのフリーズ状態では、絶縁型コンバータ２Ｂからの出力電力はなく、絶縁型コンバータ２Ｂには電流が流れない。また、図５Ｂで示したように、稼働モードの出力電力は従来よりも大きい。従って、本実施形態の絶縁型コンバータ２Ｂの変換効率ηddは従来よりも良くなっている。
図６Ｂはスイッチング電源装置１の変換効率ηsysを示す。待機モードのフリーズ状態では絶縁型コンバータ２Ｂからではなく、二次電池３から負荷１０２へ電力が供給される。また、稼働モードのドライブ状態では、二次電池３への充電電力が加算されるため、入力電力は従来よりも大きい。従って、本実施形態のスイッチング電源装置１の変換効率ηsysは従来よりも良くなっている。
図６Ｃは、商用電源１００の使用電力量Ｐinを示す。従来の場合、待機モードであっても小さな使用電力量があり、稼働モードでは電力使用量が大きい。これに対し、本実施形態では、待機モードのフリーズ状態では電力使用量はなく、稼働モードのドライブ状態では、二次電池３を充電する充電電力が加算されるため、従来よりも大きい。
図６Ｄはスイッチング電源装置１の電力損失Ｐlossを示す。従来の場合は、待機モードで小さな電力損失があり、稼働モードでは電力損失は大きくなる。本実施形態では、待機モードのドライブ状態では二次電池３から電力が供給されるために、電力損失Ｐlossは小さい。稼働モードでは、二次電池３を充電する充電電力が加算されるため、従来よりも効率が高くなるが扱う電力が大きくなるために損失は同等程度となる。
図７は負荷の軽重に応じてフリーズ状態となる期間を変化させて出力電力を変化させた場合の効率特性を示す図である。図７に示すように、本実施形態では、図３に示す効率特性を得ていた絶縁型コンバータ２Ｂを用いているにも拘わらず、スイッチング電源装置１全体の効率特性は出力電流Ｉoによらずに高効率で一定となることが解る。
以上のように、本実施形態では、単位期間あたり、例えば一日又は一ケ月当たりの電力使用量を低減することができる。また、負荷となる電子機器の電源スイッチの切り忘れなどを考えても、電力使用量を低減し、年間当たりの電力使用量を削減し、節電が可能となる。
（実施形態２）
図８は実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図である。本実施形態では、スイッチング電源装置１ＡはＭＣＵ８を一次側に備えている点で実施形態１と相違している。他の構成要件は実施形態１と同じである。ＭＣＵ８を一次側に設けることで、二次側に設けた場合と比べて直接的にＦＥＴ１３のオンオフ制御が可能となる。また、実施形態２では、実施形態１等のように累積電力使用量［Ｗｈ］を削減できると共に、安全規格上の規定等により絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂの二次側のサイズが大きくなる場合に、一次側にＭＣＵ８等を設けることで、二次側のサイズの大型化を抑制できる。
（実施形態３）
図９は実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図である。実施形態３に係るスイッチング電源装置１Ｂは蓄電手段としてキャパシタ９を備えている。蓄電手段をキャパシタ９とした場合、二次電池３の場合と比べて、蓄電手段の寿命を長くすることができる。また、キャパシタ９は過充電となることがなく、電圧検知部６の電圧に基づいてＭＣＵ８による制御によって過電圧となることを防止できるため、実施形態１，２のＦＥＴ５を不要とでき、スイッチング電源装置１Ｂの素子点数を少なくできる。また、キャパシタ９は電荷を静電エネルギーとして蓄えるのに対し、二次電池３は電気化学反応で電気を蓄える。つまり、二次電池３よりもキャパシタ９の方が内部抵抗は小さい。従って、キャパシタ９は二次電池３に比べて充電時間を短くできる。キャパシタ９を用いることで、ドライブ状態の期間を短くでき、それに伴い、フリーズ状態の期間を相対的に長くすることができるため、絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂの損失を少なくできる。
なお、蓄電手段を電気二重層キャパシタとしてもよい。この場合、通常のキャパシタよりも容量が大きいため、フリーズ状態の期間をより長くすることができ、累積電力使用量［Ｗｈ］をより大きく削減することができる。
また、実施形態３に係るスイッチング電源装置１Ｂは、本発明の電圧変換手段として、ポストレギュレータ４に代えてＤＣ−ＤＣコンバータ４Ａを備えている。この場合、ドロッパ方式のポストレギュレータ４を用いた場合と比べて、電力効率を高くすることができ、かつ、素子サイズを小さくし、省スペース化が実現できる。
（参考例）
図１０は参考例に係るスイッチング電源装置１Ｄの回路図である。参考例に係るスイッチング電源装置１Ｄは、二次電池３の充電量が閾値以上（満充電）であっても、負荷１０２が定格負荷状態である場合には、絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂをフリーズ状態にせず、強制的にドライブ状態とする。本参考例では、ＭＣＵ８が負荷１０２が定格負荷状態であるか否かを判定する。
判定方法は、例えば、スイッチング電源装置１Ｄが負荷１０２への出力電力を検知する出力電力検知部を備え、出力電力検知部の検知結果から求まる負荷１０２への出力電力が所定値以上の場合に負荷１０２が定格負荷状態であると判定してもよい。又は、ＭＣＵ８は、例えば外部信号を受信し、負荷１０２の状態を判定するようにしてもよい。外部信号を送信する回路は、負荷１０２の状態を判定する回路であって、負荷１０２が備えていてもよいし、負荷１０２とは独立して設けられていてもよい。
ＭＣＵ８は定格負荷状態と判定した場合、二次電池３の充電量が閾値以上（満充電）であっても、絶縁型コンバータ２Ａ，２Ｂをドライブ状態にする。定格負荷状態である場合、二次電池３の放電率が高く、フリーズ状態にして二次電池３から直流電圧を供給した場合、二次電池３の充電量が急速に低下する。このため、二次電池３の放電後、短時間で二次電池３の充電が開始されるといった制御が繰り返される。このため、二次電池３に対する充放電回数が増え、二次電池３の寿命を縮める結果となる。そこで、定格負荷状態である場合には、二次電池３の充電量に拘わらず強制的にドライブ状態として、絶縁型コンバータ２Ｂから負荷１０２へ直流電圧を供給するようにする。また、ＭＣＵ８は、二次電池３が満充電である場合には、ＦＥＴ５をオフにし、二次電池３への充電を停止する。これにより、二次電池３への過充電を防止し、二次電池３を保護することができる。
以上説明した実施形態のスイッチング電源装置の具体的構成などは、適宜設計変更可能であり、上述の実施形態に記載された作用及び効果は、本発明から生じる最も好適な作用及び効果を列挙したに過ぎず、本発明による作用及び効果は上述の実施形態に記載されたものに限定されるものではない。
１，１Ａ，１Ｂ−スイッチング電源装置
２Ａ，２Ｂ−絶縁型コンバータ（コンバータ回路）
３−二次電池（蓄電手段）
４−ポストレギュレータ（電圧変換手段）
４Ａ−ＤＣ−ＤＣコンバータ（電圧変換手段）
５−ＦＥＴ
６−電圧検知部（検出手段）
７−電流検知部（検出手段）
８−ＭＣＵ（制御手段）
９−キャパシタ（蓄電手段）
１１−ＥＭＩフィルタ
１２−ダイオードブリッジ回路
１３−ＦＥＴ（切替手段）
１４−ＰＦＣ（Power Factor Correction）コンバータ
１００−商用電源
１０１−負荷
１０２−負荷

Claims (11)

  1. 負荷へ常に電力を供給するスイッチング電源装置であって、
    定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有し、電源電圧を変換して直流電圧を出力するコンバータ回路と、
    前記コンバータ回路への前記電源電圧の供給及び遮断を切り替える単一の切替手段と、
    前記コンバータ回路から出力された直流電圧を蓄電する蓄電手段と、
    前記蓄電手段の蓄電量を検知する検知手段と、
    前記検知手段が検知した蓄電量のみに基づいて前記切替手段を切り替えることにより、前記コンバータ回路へ電力供給状態となるドライブ状態と、前記コンバータ回路への電力を遮断して待機ゼロ電力となるフリーズ状態とを交互に動作させる制御手段と、
    を備え、
    前記制御手段は、前記蓄電手段の蓄電量が第１閾値を上回った時点で、前記切替手段を遮断状態にするとともに前記蓄電手段に蓄電された直流電圧を出力し、前記蓄電手段の蓄電量が第１閾値より小さい第２閾値を下回った時点で、前記切替手段を供給状態にするとともに前記コンバータ回路で変換された直流電圧を前記負荷へ出力し、かつ、前記コンバータ回路で変換された直流電圧を前記蓄電手段に蓄電し、
    前記フリーズ状態となる期間をフリーズ期間としたとき、前記負荷へ供給する出力電力が減少するに伴って前記フリーズ期間が長くなるように前記切替手段を制御する、
    スイッチング電源装置。
  2. 前記蓄電手段から出力される直流電圧の電圧変換を行う電圧変換手段を備える、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
  3. 前記電圧変換手段はＤＣ−ＤＣコンバータである、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
  4. 前記切替手段はトランジスタである、請求項１から３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  5. 前記切替手段は機械的スイッチ（リレー）である、請求項１から３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  6. 前記蓄電手段は二次電池である、請求項１から５の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  7. 前記蓄電手段はキャパシタである、請求項１から５の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  8. 前記蓄電手段は電気二重層キャパシタである、請求項７に記載のスイッチング電源装置。
  9. 前記コンバータ回路は同期整流回路を有する、請求項１から８の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  10. 前記コンバータ回路は絶縁トランスを備えた絶縁型コンバータであり、
    前記制御手段は前記コンバータ回路の一次側に設けられている、請求項１から９の何れかに記載のスイッチング電源装置。
  11. 前記コンバータ回路は絶縁トランスを備えた絶縁型コンバータであり、
    前記制御手段は前記コンバータ回路の二次側に設けられている、請求項１から９の何れかに記載のスイッチング電源装置。
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