CN104081625A - 开关电源装置 - Google Patents

Abstract

开关电源装置(1)具有：具有额定负载的电力变换效率比轻负载的电力变换效率高的效率特性，将电源电压进行变换并输出直流电压的绝缘型转换器(2B)；切换对于绝缘型转换器(2B)的电源电压的供给以及截止的FET(13)；蓄积从绝缘型转换器(2B)输出的直流电压的二次电池(3)；检测二次电池(3)的充电量的电压检测部(6)；基于二次电池(3)的充电量切换FET(13)的MCU(8)。开关电源装置当二次电池(3)的充电量为充满电时将FET(13)截止，输出在二次电池(3)中充电的直流电压。开关电源装置(1)在二次电池(3)低于阈值时将FET(13)截止，输出经绝缘型转换器(2B)变换后的直流电压。由此，开关电源装置(1)能够有效抑制电力使用量。

Description

开关电源装置

技术领域

本发明涉及能够提高开关电源装置的电力变换效率并减少电力使用量的开关电源装置。

背景技术

近年来，出于节能的观点，期望减少装置在不使用时的电力损失。专利文献1中公开了如下装置，即：在电源截止时或者轻负载时，停止由AC适配器等的电源部对系统的电力供给，从经过充电的蓄电池向系统供给电力，由此来减少电力损失。

专利文献1：日本特开2002-62952号公报

发明内容

-发明要解决的课题-

然而，由于专利文献1所记载的装置进行以下控制：无视蓄电池的状态而视乎负载的状态切换从电源部对蓄电池的电力的供给，因此无法有效活用蓄电池的能量，存在电力使用量的减少效果小的问题。另外，专利文献1所记载的装置需要具有控制蓄电池的充放电的电路或者控制来自蓄电池的输出电压的电路，与由电源部直接向负载供给电力的情况相比，轻负载情况下的电力变换效率变差，结果存在电力的年使用量增加的问题。进而，由于以视乎负载的状态切换从电源部对蓄电池的电力的供给的方式进行控制，因此当负载的状态频繁变化的情况下，蓄电池的充放电频繁重复，存在蓄电池恶化、蓄电池的寿命缩短的问题。

因此，本发明的目的在于提供一种能够有效地抑制电力使用量的开关电源装置。

本发明的开关电源装置的特征在于，具有：转换器电路，其具有额定负载的电力变换效率比轻负载的电力变换效率高的效率特性，将电源电压进行变换并输出直流电压；切换单元，其切换对于上述转换器电路的上述电源电压的供给以及截止；蓄电单元，其对从上述转换器电路输出的直流电压进行蓄积；检测单元，其检测上述蓄电单元的蓄电量；以及控制单元，其基于上述检测单元检测出的蓄电量切换上述切换单元，上述控制单元在上述蓄电单元的蓄电量高于第1阈值时将上述切换单元形成为截止状态，在上述蓄电单元的蓄电量低于第2阈值时将上述切换单元形成为供给状态，上述控制单元在上述切换单元为供给状态时，输出经上述转换器电路变换后的直流电压，并且将经上述第一转换器变换后的直流电压蓄积于蓄电单元，在上述切换单元为截止状态时，输出蓄积于上述蓄电单元的直流电压，上述控制单元根据输出电力的增减控制上述切换单元为截止状态的失效期间，使上述失效期间伴随着输出电力的减少而延长。

该结构的开关电源装置根据蓄电单元的蓄电量控制切换单元的供给状态与截止状态。根据输出电力的增减控制切换单元成为截止状态的失效期间，使失效时间伴随着输出电力的减少而延长，由此能够在高效率状态下进行动作，能够削减累积电力使用量。

上述开关电源装置可以构成为：具有电压变换单元，其对从上述蓄电单元输出的直流电压进行电压变换。

在该结构中，即使来自蓄电单元的直流电压变动，也能够输出恒定的电压等，能够高精度地保证输出。

上述电压变换单元例如为DC-DC转换器。

在该结构中，例如与进行降压方式的电压控制的情况相比，能够降低电力损失，削减累积电力使用量。

上述切换单元例如为晶体管。

在该结构中，能够实现切换单元的小型化。

上述切换单元例如为机械式的开关(继电器)。

在该结构中，利用机械式的触点将电力线路截止，能够提高该截止的安全性，提高截止时的可靠性。

上述蓄电单元可以是二次电池。

在该结构中，通过使用二次电池，能够增大蓄电量，能够进一步延长可从二次电池向负载供给的时间。其结果，通过高效地驱动转换器电路，能够削减累积电力使用量。

上述蓄电单元可以是电容器。

在该结构中，与二次电池与相比相对于充放电次数的寿命较长，因此能够延长开关电源装置以及蓄电单元的寿命。

上述蓄电单元可以是双电层电容器。

在该结构中，与通常的电容器相比能够增大蓄电量，能够延长从双电层电容器向负载供给电压的时间。由此，从蓄电单元向负载的电力供给时间变长，转换器的动作期间的比例相对缩短，能够减少累积电力使用量。

上述转换器电路可以构成为：具有同步整流电路。

在该结构中，与二极管整流(非同步整流)相比，能够降低电流流动时的电压下降，能够缩小在整流元件发生的损失，能够实现高效率。

可以构成为：上述转换器电路为具有绝缘变压器的绝缘型转换器，上述控制单元设置于上述转换器电路的一次侧。

在该结构中，能够直接控制切换单元，能够将切换控制切换单元的电路形成为小型化。

可以构成为：上述转换器电路为具有绝缘变压器的绝缘型转换器，上述控制单元设置于上述转换器电路的二次侧。

在该结构中，能够直接监视并控制蓄电单元的状态，能够将蓄电单元的监视电路以及控制电路形成为小型化。

根据本发明，当以蓄电单元的蓄电量提供负载的驱动的情况下使用蓄电单元，因此转换器电路在动作时能够始终以高效率状态动作，能够削减累积电力使用量。

附图说明

图1为实施方式1的开关电源装置的电路图。

图2为表示以往的效率改进技术的效率曲线的图。

图3为用于对效率η的峰值进行说明的曲线图。

图4为表示实施方式1的开关电源装置的效率曲线的图。

图5A为表示以往的结构中的输入电力、累积时间以及电力变换效率的图。

图5B为表示实施方式的结构中的输出电力、累积时间以及电力变换效率的图。

图6A为表示将电力变换效率以及电力损失与以往进行对比得出的结果的图，示出绝缘型转换器的电力变换效率ηdd。

图6B为表示将电力变换效率以及电力损失与以往进行对比得出的结果的图，示出开关电源装置的变换效率ηsys。

图6C为表示将电力变换效率以及电力损失与以往进行对比得出的结果的图，示出工业电源的使用电力量Pin。

图6D为表示将电力变换效率以及电力损失与以往进行对比得出的结果的图，示出开关电源装置的电力损失P_loss。

图7为表示根据负载的轻重使成为失效状态的期间变化并使输出电力变化的效率特性的图。

图8为实施方式2的开关电源装置的电路图。

图9为实施方式3的开关电源装置的电路图。

图10为实施方式4的开关电源装置的电路图。

具体实施方式

(实施方式1)

图1为本发明的实施方式1的开关电源装置的电路图。开关电源装置1将从工业电源100输入的交流电压(本发明的电源电压)变换为直流电压，向负载101、102供给。工业电源100例如为100V～230V的交流电源。负载101、102例如在开关电源装置1被用于复印机的情况下，为复印机的电机、驱动控制电路等。例如，负载101为大电力的负载，负载102为小电力的负载。负载101在为轻负载状态(待机模式)下不进行动作的电路等，负载102为包括轻负载状态(待机模式)在内始终动作的电路等。

开关电源装置1具有绝缘型转换器2A、2B。绝缘型转换器2A、2B为具有开关变压器的DC-DC转换器。绝缘型转换器2B相当于本发明的“转换器电路”，具有额定负载状态的电力变换效率比轻负载的电力变换效率高的效率特性，另外，二次侧的整流电路例如为同步整流电路，具有额定负载状态的电力变换效率比轻负载的电力变换效率高的效率特性。另外，由于绝缘型转换器2A、2B为同步整流方式，因此与二极管整流(非同步整流)相比，能够减少在整流元件发生的损失，能够实现高效率。此外，绝缘型转换器2A、2B的结构不受特别限定，可适当设计。

开关电源装置1在一次侧具有EMI(Electro Magnetic Interference)滤波器11、二极管电桥电路12、n型MOSFET(以下，简称为FET。)13以及PFC(power factor correction)转换器14。EMI滤波器11连接有工业电源100，防止经由布线发生的噪声的泄漏或者侵入。二极管电桥电路12对经EMI滤波器11除去噪声的交流电压进行全波整流。

FET13的漏极连接于二极管电桥电路12，源极连接于PFC转换器14以及绝缘型转换器2B。另外，FET13的栅极连接于后述的MCU(MicroControl Unit)8，由MCU8进行接通截止控制。此外，FET13为本发明的切换单元，为基于FET的电子开关(晶体管)，但也可以形成为通过机械式的触点连接及切断电力线路的继电器，提高切断时的安全性，提高可靠性。PFC转换器14为用于改进功率因数的电路，连接于绝缘型转换器2A。

开关电源装置1在二次侧具有二次电池3、后级调整器(post regulator)4、FET5、电压检测部6、电流检测部7以及MCU8。电压检测部6检测二次电池3的电压，将检测结果向MCU8输出。电流检测部7检测流向二次电池3的电流，将检测结果向MCU8输出。

MCU8基于由电压检测部6以及电流检测部7的检测结果求出的二次电池3的充电量对FET13以及FET5进行接通截止控制。

FET5的漏极连接于绝缘型转换器2B，源极连接于二次电池3，栅极连接于MCU8。通过将FET5进行接通截止，二次电池3将从绝缘型转换器2B输出的直流电压充电，或者将已经充电的直流电压放电(输出)。后级调整器(降压器dropper)4连接于绝缘型转换器2B。后级调整器4降低从绝缘型转换器2B或者二次电池3输出的直流电压的高频脉动并向负载102输出。

在具有以上的结构的开关电源装置1中，当二次电池3的充电量为阈值(本发明的第2阈值)以下的情况下，MCU8将FET13以及FET5接通。该阈值例如是能够供给可使负载102驱动的电压的二次电池3的充电量。如果FET13被接通，则向负载101供给从绝缘型转换器2A输出的直流电压。另外，从绝缘型转换器2B输出并经由后级调整器4的直流电压被供给至负载102。与此同时，向二次电池3供给从绝缘型转换器2B输出的直流电压，二次电池3开始充电。以下，将接通FET13并将来自工业电源100的电压向负载101、102供给的状态称为绝缘型转换器2A、2B的驱动状态。

当检测到二次电池3充满电的情况下，MCU8将FET13截止，以避免二次电池3成为过充电状态。此外，当二次电池3未充满电，为接近充满电的充电量(本发明的第1阈值)以上的情况下，MCU8便可将FET13截止。

另外，MCU8在将FET13截止的状态下接通FET5。此时，在二次电池3中充电的直流电压经由FET5的源极-漏极向负载102供给。以下，将FET13截止且绝缘型转换器2A、2B不动作的状态称为绝缘型转换器2A、2B的失效(freeze)状态。在该失效状态下，向负载102供给在二次电池3中充电的电压，而不向负载101供给电压。

此外，在绝缘型转换器2A、2B的失效状态下，当FET5接通并沿源极-漏极流过电流的情况下，与在FET5的体二极管D流过电流的情况相比，消除了二极管的顺向电压所产生的导通损失，与FET5截止时相比效率较高。

在本实施方式中，通过根据二次电池3的充电量使开关电源装置1在驱动状态以及失效状态的任意状态下工作，与以往的效率改进技术相比能够大幅削减搭载有开关电源装置1的机器(例如，复印机)的一个月(或者一天、一周)的累积电力使用量[Wh]。以下，对在以往的效率改进技术中累积电力使用量[Wh]无法充分降低的理由进行说明。

以往的结构具有与本实施方式相同的二次电池，是在负载101为额定负载状态(所谓运转模式)的情况下将来自工业电源的电压向负载供给、并在轻负载状态(所谓待机模式)的情况下将二次电池的充电电压向负载供给的结构。这样，根据负载侧的状态高效地进行对于负载的电力供给，使单位时间内的电力供给量降低，由此来实现效率改进。

图2为表示以往的效率改进技术中的效率曲线的图。图2所示的曲线图的横轴表示输出电流Io，纵轴表示电力供给的效率η。当输出电流Io大的情况下，示出负载侧为重负载，当输出电流Io小的情况，示出为轻负载。另外，如果将输入电力设为Pi，输出电力设为Po，则效率η为η＝Po/Pi。另外，如果将电力损失设为P_loss，则输入电力Pi为Pi＝Po+P_loss。

图2示出利用以往的效率改进技术将效率η由虚线曲线向实线曲线改进。以往，利用电力变换电路中的电子部件的性能提高等来降低电力损失，由此如图2所示，使从轻负载到重负载的整体的效率η提高，整体的电力损失降低。但是，在这种情况下，轻负载的效率η依然很小。例如通常情况下，复印机的1天的轻负载状态(待机模式)的时间比额定负载状态(运转模式)的时间长，如果轻负载状态下的效率η的改进率较小，则总量上将难以期望得到大的改进率(累积电力使用量[Wh]的削减)。

接下来，使用曲线图对于本实施方式的开关电源装置1能够实现累积电力使用量[Wh]的大幅削减的理由进行说明。

图3为用于对效率η的峰值进行说明的曲线图。通常情况下，绝缘型转换器的电力损失P_loss被表现为与输出电流成比例的损失(比例损)αIo、与输出电流无关的损失(固定损)Pc、与输出电流的平方成比例的损失(平方比例损)βIo²相加的值。如此一来，效率η由下式(1)表现。

式1

$\begin{array}{c}\mathrm{\η}=\frac{\mathrm{Po}}{\mathrm{Po}+P_{\mathrm{loss}}}\\ =\frac{\mathrm{Vo}\·\mathrm{Io}}{\mathrm{Vo}\·\mathrm{Io}+(\mathrm{Pc}+\mathrm{\αIo}+\mathrm{\β}{\mathrm{Io}}^2)}\\ =\frac{\mathrm{Vo}}{\mathrm{Vo}+(\frac{\mathrm{Pc}}{\mathrm{Io}}+\mathrm{\α}+\mathrm{\βIo})}\end{array}---\left(1\right)$

如图3所示，由于固定损Pc与输出电流无关，因此输出电流越大固定损Pc相对于输出电流的比例越少。换句话说，输出电流越大基于固定损Pc的效率η越大。另一方面，平方比例损βIo²的相对于输出电流的比例随着输出电流增大而变大。换句话说，输出电流越大基于平方比例损βIo²的效率η越小。因此，效率η在固定损Pc以及平方比例损βIo²相等时达到峰值。如此一来，当Pc/Io＝βIo成立时，效率η成为峰值，Io＝√(Pc/β)时效率η最大。

图4为表示本实施方式的开关电源装置1的效率曲线的图。图4示出能够通过使效率η的峰值(Io＝√(Pc/β))向轻负载侧移动而大幅改进轻负载情况下的电力效率。因此，需要减小Io＝√(Pc/β)。假设增大β，则平方比例损βIo²变大，结果电力损失趋向增加，不被优选。因此，需要减小固定损Pc。

然而，由于固定损Pc与输出电流Io无关，因此为了减小固定损Pc，必须使用与输出电流Io相关的变动损。将固定损变换成变动损，可以通过根据负载101的轻重使将绝缘型转换器2A、2B形成为驱动状态的期间与形成为失效状态的期间变化地供给电力的作业来实现。即，即使是轻负载，只要二次电池3的充电量为阈值以下，仍使绝缘型转换器2A、2B以高效率状态动作来对二次电池3充电，在失效状态下从二次电池3向负载102供给电压。由此，失效状态下的输入电力无线趋近零。

接下来，使用算式对于本实施方式的开关电源装置1可实现累积电力使用量[Wh]的削减的理由进行说明。

图5A为表示以往的结构中的输入电力、累积时间以及电力变换效率的图，图5B为表示本实施方式的结构中的输出电力、累积时间以及电力变换效率的图。此外，图5B的各值为相对于负载102的值。

在以往的结构的情况下，如图5A所示，在待机模式中，将对于负载102的输出电力设为Pstby、电力变换效率设为ηlow、作为待机模式的累积时间设为h1。在运转模式中，将对于负载102的输出电力设为Prate、电力变换效率设为ηrate、作为运转模式的累积时间设为h2。

在本实施方式的结构的情况下，如图5B所示，使待机模式中的驱动状态以及失效状态的总累积时间与以往的待机模式的累积时间h1相同，运转模式中的驱动状态以及失效状态的总累积时间与以往的运转模式的累积时间h2相同。另外，在待机模式以及运转模式各自的失效状态的情况下，即从二次电池3向负载102供给电力的情况下，使待机模式中的对负载102的输出电力与以往的输出电力Pstby相同，运转模式中的对负载102的输出电力为以往的输出电力Prate。

如果将待机模式的驱动状态下的输出电力设为Pmid，则由于需要对二次电池3的充电电力，因此为Pmid＞Pstby。另外，如果将待机模式的驱动状态的累积时间设为h3，则失效状态的累积时间为h1-h3。如果将运转模式的驱动状态下的输出电力设为Pmax，则由于需要对于次电池3的充电电力，因此为Pmax＞Prate。另外，如果将运转模式的驱动状态的累积时间设为h4，则失效状态的累积时间为h2-h4。进而将待机模式的驱动状态以及失效状态的电力变换效率分别设为ηhigh1以及ηhigh2，运转模式的驱动状态以及失效状态的电力变换效率分别设为ηrate1以及ηrate2。此外，失效状态的电力变换效率ηhigh2以及电力变换效率ηrate2为从二次电池3向负载102供给时的效率。

与待机模式相比运转模式的输出电力更大。如此一来，各输出电力的大小关系为Pmax＞Prate＞Pmid＞Pstby。通常情况下，当对于负载的输出电力大的情况下将得到较高的效率，因此绝缘转换器的电力变换效率为ηrate1≥ηrate2＞ηhigh1＞ηlow。由此通常情况下，电力变换效率为ηratel≥ηrate2＞ηhigh2＞ηhigh1＞＞ηlow。

如果将以往与本实施方式的简易的电力使用量分别设为Wh(prior)、Wh(new)，则下式成立，即：

Wh(prior)＝Pstby/ηlow×h1+Prate/ηrate×h2

Wh(new)＝Pmid/ηhigh1×h3+Pstby/ηhigh2×(h1-h3)+Prate/ηrate12×h4+Prate/ηrate2×(h2-h4)。

在此，通常情况下，Pstby/ηhigh2×(h1-h3)＜Pstby/ηlow×h1成立。因此，通过以使Pmid/ηhigh1×h3＜Pstby/ηlow×h1成立的方式使用可充分实现ηhigh1＞ηlow的绝缘转换器，能够实现Wh(new)＜Wh(prior)。这样，本实施方式的开关电源装置1相对于以往能够减少单位期间内的电力使用量，其结果，能够实现累积电力使用量[Wh]的削减。

图6A～图6D为表示将电力变换效率以及电力损失与以往对比得出的结果的图。在图6A～图6D中，以虚线示出以往的各值，并以实线示出本实施方式的各值。

图6A表示绝缘型转换器2B的电力变换效率ηdd。在本实施方式中，在待机模式以及运转模式的失效状态下，未从绝缘型转换器2B输出电力，在绝缘型转换器2B未流过电流。另外，如图5B所示，运转模式的输出电力比以往大。因此，本实施方式的绝缘型转换器2B的变换效率ηdd比以往更好。

图6B表示开关电源装置1的变换效率ηsys。在待机模式的失效状态下，由二次电池3向负载102供给电力而非绝缘型转换器2B。另外，在运转模式的驱动状态下，由于加上对于二次电池3的充电电力，因此输入电力比以往大。因此，本实施方式的开关电源装置1的变换效率ηsys比以往更好。

图6C表示工业电源100的使用电力量Pin。在以往的情况下，即便是待机模式也会有小的使用电力量，而在运转模式中电力使用量较大。与此相对，在本实施方式中，在待机模式的失效状态下没有电力使用量，而在运转模式的驱动状态下，由于加上对二次电池3充电的充电电力，因此比以往更大。

图6D表示开关电源装置1的电力损失P_loss。在以往的情况下，在待机模式中有小的电力损失，而在运转模式中电力损失变大。在本实施方式中，在待机模式的驱动状态下，由于从二次电池3供给电力，因此电力损失P_loss很小。在运转模式中，由于加上对二次电池3充电的充电电力，因此与以往相比效率升高，使用的电力变大，因此损失为同等程度。

图7为表示根据负载的轻重使成为失效状态的期间变化并使输出电力变化的情况的效率特性的图。如图7所示，可发现在本实施方式中，尽管使用可得出图3所示的效率特性的绝缘型转换器2B，开关电源装置1全体的效率特性却不受高效输出电流Io恒定地维持在高效率。

如上所述，在本实施方式中，能够减少单位期间、例如一天或者一个月内的电力使用量。另外，考虑到忘记关闭作为负载的电子仪器的电源开关等的情况，依然能够减少电力使用量，削减电力的年使用量，实现节电。

(实施方式2)

图8为实施方式2的开关电源装置的电路图。在本实施方式中，开关电源装置1A与实施方式1的不同之处在于在一次侧具有MCU8。其他结构要件与实施方式1相同。通过将MCU8设置于一次侧，与设置于二次侧的情况相比，能够直接进行FET13的接通截止控制。另外，在实施方式2中，如实施方式1等那样能够削减累积电力使用量[Wh]，并且当绝缘型转换器2A、2B的二次侧的尺寸因安全基准上的规定等变大的情况下，通过在一次侧设置MCU8等，能够抑制二次侧的尺寸的大型化。

(实施方式3)

图9为实施方式3的开关电源装置的电路图。实施方式3的开关电源装置1B作为蓄电单元具有电容器9。当将蓄电单元设为电容器9的情况下，与二次电池3的情况相比，能够延长蓄电单元的寿命。另外，由于电容器9不会成为过充电，能够防止因基于电压检测部6的电压由MCU8进行的控制致使产生过电压，因此可以无需实施方式1、2的FET5，能够减少开关电源装置1B的部件件数。另外，电容器9将电荷作为静电能量进行存储，与此相对二次电池3通过电气化学反应来存储电气。换句话说，与二次电池3相比电容器9的内部电阻更小。因此，电容器9与二次电池3相比能够缩短充电时间。通过使用电容器9，能够缩短驱动状态的期间，且随之能够相对地延长失效状态的期间，因此能够减少绝缘型转换器2A、2B的损失。

此外，可以将蓄电单元设为双电层电容器。在这种情况下，由于与通常的电容器相比容量更大，因此能够进一步延长失效状态的期间，能够更大地削减累积电力使用量[Wh]。

另外，实施方式3的开关电源装置1B作为本发明的电压变换单元代替后级调整器4转而具有DC-DC转换器4A。在这种情况下，与使用降压方式的后级调整器4的情况相比，能够提高电力效率，并且能够缩小元件尺寸，节约空间。

(实施方式4)

图10为实施方式4的开关电源装置1D的电路图。实施方式4的开关电源装置1D中，即使二次电池3的充电量为阈值以上(充满电)，当负载102为额定负载状态的情况下，不将绝缘型转换器2A、2B形成为失效状态，而强制地形成为驱动状态。在本实施方式中，MCU8判定负载102是否为额定负载状态。

作为判定方法，例如可以是开关电源装置1D具有检测对负载102的输出电力的输出电力检测部，当依据输出电力检测部的检测结果求得的对负载102的输出电力为规定值以上的情况下，判定负载102为额定负载状态。或者，可以是MCU8例如接收外部信号，判定负载102的状态。发送外部信号的电路可以是判定负载102的状态的电路，而可以由负载102具有该电路，也可以与负载102分开独立地设置该电路。

当MCU8判定为额定负载状态的情况下，即使二次电池3的充电量为阈值以上(充满电)，也将绝缘型转换器2A、2B形成为驱动状态。当为额定负载状态的情况下，二次电池3的放电率较高，而当形成为失效状态由二次电池3供给直流电压的情况下，二次电池3的充电量迅速降低。因此，在二次电池3的放电后，短时间内重复开始二次电池3的充电之类的控制。因此，对于二次电池3的充放电次数增加，结果缩短了二次电池3的寿命。因此，当为额定负载状态的情况下，不问二次电池3的充电量强制形成为驱动状态，从绝缘型转换器2B向负载102供给直流电压。另外，MCU8在二次电池3为充满电的情况下将FET5截止，停止对二次电池3的充电。由此，能够防止对二次电池3的过充电14，保护二次电池3。

关于以上说明的实施方式的开关电源装置的具体的结构等能够适当地变更设计，上述的实施方式所记载的作用以及效果不过是列举由本发明产生的最佳作用以及效果，本发明的作用以及效果并不局限于上述的实施方式所记载的情况。

-符号说明-

1、1A、1B-开关电源装置

2A、2B-绝缘型转换器 (转换器电路)

3-二次电池 (蓄电单元)

4-后级调整器 (电压变换单元)

4A-DC-DC转换器 (电压变换单元)

5-FET

6-电压检测部 (检测单元)

7-电流检测部 (检测单元)

8-MCU (控制单元)

9-电容器 (蓄电单元)

11-EMI 滤波器

12-二极管电桥电路

13-FET (切换单元)

14-PFC (Power Factor Correction)转换器

100-工业电源

101-负载

102-负载

Claims (11)

1.一种开关电源装置，其特征在于，具有：

转换器电路，其具有额定负载的电力变换效率比轻负载的电力变换效率高的效率特性，将电源电压进行变换并输出直流电压；

切换单元，其切换上述电源电压向上述转换器电路的供给以及截止；

蓄电单元，其对从上述转换器电路输出的直流电压进行蓄电；

检测单元，其检测上述蓄电单元的蓄电量；以及

控制单元，其基于上述检测单元检测出的蓄电量切换上述切换单元，

上述控制单元在上述蓄电单元的蓄电量高于第1阈值时将上述切换单元形成为截止状态，在上述蓄电单元的蓄电量低于第2阈值时将上述切换单元形成为供给状态，

上述控制单元在上述切换单元为供给状态时，输出经上述转换器电路变换后的直流电压，并且将经上述第一转换器变换后的直流电压蓄积于蓄电单元，在上述切换单元为截止状态时，输出蓄积于上述蓄电单元的直流电压，

根据输出电力的增减来控制上述切换单元为截止状态的失效期间，使上述失效期间伴随着输出电力的减少而延长。

2.根据权利要求1所述的开关电源装置，其特征在于，

具有电压变换单元，其对从上述蓄电单元输出的直流电压进行电压变换。

3.根据权利要求2所述的开关电源装置，其特征在于，

上述电压变换单元为DC-DC转换器。

4.根据权利要求1～3中任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，

上述切换单元为晶体管。

5.根据权利要求1～3中任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，

上述切换单元为机械式的开关、即继电器。

6.根据权利要求1～5中任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，

上述蓄电单元为二次电池。

7.根据权利要求1～5中任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，

上述蓄电单元为电容器。

8.根据权利要求7所述的开关电源装置，其特征在于，

上述蓄电单元为双电层电容器。

9.根据权利要求1～8中任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，

上述转换器电路具有同步整流电路。

10.根据权利要求1～9中任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，

上述转换器电路为具有绝缘变压器的绝缘型转换器，

上述控制单元设置于上述转换器电路的一次侧。

11.根据权利要求1～9中任意一项所述的开关电源装置，其特征在于，

上述转换器电路为具有绝缘变压器的绝缘型转换器，

上述控制单元设置于上述转换器电路的二次侧。