JPWO2013111437A1 - スイッチング電源装置 - Google Patents

Abstract

定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有し、電源電圧を変換して直流電圧を出力する絶縁型コンバータ（２）と、絶縁型コンバータ（２）から出力された直流電圧を充電する二次電池（３）と、二次電池（３）の蓄電量を検知する電圧検知部（６）と、検知した蓄電量に基づいて、絶縁型コンバータ（２）の駆動および停止を切り替えるＭＣＵ（７）とを備える。ＭＣＵ（７）は、二次電池（３）が満充電の場合には絶縁型コンバータ（２）を停止し、二次電池３の蓄電量が閾値以下の場合には絶縁型コンバータ（２）を駆動する。絶縁型コンバータ（２）の駆動時には、絶縁型コンバータ（２）で変換された直流電圧を負荷（１０１）へ出力し、絶縁型コンバータ（２）の停止時には、二次電池（３）に蓄電された直流電圧を負荷（１０１）へ出力する。これにより、電力使用量を効果的に抑えることができるスイッチング電源装置を提供する。

Description

本発明は、スイッチング電源装置の電力変換効率を高め、電力使用量を削減することのできるスイッチング電源装置に関する。

近年、省エネルギーの観点から、装置の不使用時における電力損失を低減させることが望まれている。特許文献１には、電源オフ時または軽負荷時に、ＡＣアダプタなどの電源部からシステムへの電力供給を停止して、充電されたバッテリからシステムに電力を供給することで、電力損失を削減する装置が開示されている。

特開２００２−６２９５２号公報

しかしながら、特許文献１に記載の装置は、バッテリの充放電の状態とは無関係に、負荷の状態を見て電源部からバッテリへの電力の供給を切り替えるように制御している。このため、バッテリのエネルギーを有効に活用することができず、電力使用量の削減効果が小さいといった問題がある。また、特許文献１に記載の装置は、バッテリの充放電を制御する回路またはバッテリからの出力電圧を制御する回路を備える必要があり、電源部から直接的に負荷に電力を供給する場合と比較して、軽負荷での電力変換効率が悪化し、結果的に単位期間あたり、例えば年間の電力使用量は増加するといった問題もある。

そこで、本発明の目的は、電力使用量を効果的に削減することができるスイッチング電源装置を提供することにある。

本発明に係るスイッチング電源装置は、定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有し、入力される電源電圧を変換して直流電圧を出力する第１コンバータと、前記第１コンバータから出力された直流電圧を蓄電する蓄電手段と、前記蓄電手段の蓄電量を検知する蓄電量検知手段と、前記蓄電量検知手段が検知した蓄電量に基づいて、前記第１コンバータの駆動および停止を切り替える制御手段と、を備え、前記制御手段は、前記蓄電手段の蓄電量が第１閾値を上回るときには前記第１コンバータを停止し、前記蓄電手段の蓄電量が第２閾値を下回ったときには前記第１コンバータを駆動し、前記第１コンバータの駆動時には、前記第１コンバータで変換された直流電圧を出力し、かつ、前記第１コンバータで変換された直流電圧を蓄電手段に蓄電し、前記第１コンバータの停止時には、前記蓄電手段に蓄電された直流電圧を出力し、出力電力の増減に応じて、前記第１コンバータが停止してフリーズ状態となるフリーズ期間が制御され、出力電力が減少するに伴って前記フリーズ期間が長くなることを特徴とする。

この構成では、蓄電手段の蓄電量に応じて、第１コンバータまたは蓄電手段から直流電圧を出力する。例えば、負荷側が軽負荷又は重負荷（定格負荷）に拘わらず、蓄電手段の蓄電量が満充電となったとき（第１閾値を上回るとき）には、蓄電手段から負荷へ直流電圧が供給されることになり、蓄電手段の蓄電量が第２閾値を下回ったときには、第１コンバータから出力される直流電圧が負荷へ供給されることになる。すなわち、負荷の駆動を蓄電手段の蓄電量で賄える場合には蓄電手段を用いる構成であるため、第１コンバータの動作時に常に高効率状態で動作させることができ、累積電力使用量の削減が可能となる。

前記蓄電手段から出力された直流電圧の電圧変換を行う電圧変換手段を備える構成でもよい。

この構成では、蓄電手段からの直流電圧が変動しても、一定の電圧を出力できるなど、出力を高精度に保つことができる。

前記電圧変換手段はＤＣ−ＤＣコンバータである構成でもよい。

この構成では、例えばドロッパ方式の電圧制御を行う場合と比べて、電力損失を低減でき、累積電力使用量を削減できる。

絶縁型の第２コンバータをさらに備え、前記第１コンバータ、前記蓄電手段及び前記制御手段は、前記第２コンバータの一次側に設けられている、構成でもよい。

この構成では、回路基板上のサイズが規定されている場合、第１コンバータ等を第２コンバータの二次側に配置することで、二次側のサイズが大きくなることを防止できる。

前記蓄電手段は二次電池である構成でもよい。

この構成では、二次電池を用いることで蓄電量を大きくでき、二次電池から負荷へ供給できる時間をより長くすることができる。この結果、第１コンバータの駆動時間を短くすることで、スイッチング電源装置の累積電力使用量を削減できる。

前記蓄電手段はキャパシタである構成でもよい。

この構成では、二次電池と比べて充放電回数に対する寿命が長い（特性劣化が少ない）ため、スイッチング電源装置及び蓄電手段の寿命を長くできる。

前記蓄電手段は電気二重層キャパシタである構成でもよい。

この構成では、通常のキャパシタと比べて蓄電量を大きくでき、電気二重層キャパシタから負荷へ電圧を供給する時間を長くすることがきる。これにより、蓄電手段から負荷への電力供給時間が長くなり、相対的に第１コンバータの動作期間の割合が短くなって、累積電力使用量を削減できる。

前記第１コンバータの整流回路は同期整流回路である構成でもよい。

この構成では、ダイオード整流（非同期整流）と比べて、電流が流れるときの電圧降下を低くでき、整流素子での損失を小さくでき、高効率を実現できる。

外部負荷への出力電力を検知する出力電力検知手段と、前記蓄電手段が満充電になったときに前記蓄電手段へ直流電圧の供給を停止する蓄電停止手段と、を備え、前記制御手段は、前記出力電力検知手段が検知した出力電力が第３閾値を超えたとき、前記蓄電手段の蓄電量にかかわらず、前記第１コンバータを強制的に駆動する、構成でもよい。

出力電力が大きい（第３閾値を超える）場合、蓄電手段の放電率が高く、蓄電手段から直流電圧を負荷へ供給すると、蓄電手段の蓄電量が第２閾値を下回るまでの時間が短くなる。従って、蓄電手段の放電を開始した後すぐに蓄電手段の充電が開始されるといった制御が繰り返されることになり、蓄電手段の充放電回数が増え、蓄電手段の寿命が短くなる。このため、出力電力が大きい場合には、蓄電手段の蓄電量に拘わりなく、蓄電手段の放電を停止し、第１コンバータからの直流電圧を負荷へ出力することで、蓄電手段の充放電回数を低減させることができる。また、蓄電手段が満充電である場合には，蓄電手段の充電を停止させることで、過充電を防止し、蓄電手段を保護できる。

外部負荷が定格負荷状態又は軽負荷状態であるか否かを判定する状態判定手段と、前記蓄電手段が満充電になったときに前記蓄電手段へ直流電圧の供給を停止する蓄電停止手段と、を備え、前記制御手段は、前記状態判定手段が前記定格負荷状態であると判定したとき、前記蓄電手段の蓄電量にかかわらず、前記第１コンバータを強制的に駆動する、構成でもよい。

定格負荷状態である場合、蓄電手段の放電率が高く、蓄電手段から直流電圧を負荷へ供給すると、短時間で蓄電手段の蓄電量が第２閾値を下回るまでの時間が短くなる。従って、蓄電手段の放電を開始した後すぐに蓄電手段の充電が開始されるといった制御が繰り返されることになり、蓄電手段の充放電回数が増え、蓄電手段の寿命が短くなる。このため、出力電力が大きい場合には、蓄電手段の蓄電量に拘わりなく、蓄電手段の放電を停止し、第１コンバータからの直流電圧を負荷へ出力することで、蓄電手段の充放電回数を低減させることができる。また、蓄電手段が満充電である場合には，蓄電手段の充電を停止させることで、過充電を防止し、蓄電手段を保護できる。

本発明によれば、負荷が消費する電力量に応じて第１コンバータが停止する停止期間が制御され、停止期間では蓄電手段を用いて電力を供給し、第１コンバータが動作する動作期間では、負荷だけでなく蓄電手段へも電力を供給する構成であるため、第１コンバータを高い電力変換効率の状態で使用することができ、累積の電力使用量を削減することが可能となる。

実施形態１に係るスイッチング電源装置の回路図。 従来の効率改善技術における効率曲線を示す図。 効率ηのピーク値を説明するためのグラフ。 実施形態１に係るスイッチング電源装置における効率曲線を示す図。 負荷の軽重に応じてフリーズ状態となる期間を変化させて出力電力を変化させた効率特性を示す図。 フリーズ状態とドライブ状態との期間を示す図。 フリーズ状態とドライブ状態との期間を示す図。 実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図。 実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図。 実施形態３に係るスイッチング電源装置の変形例を示す図。 実施形態４に係るスイッチング電源装置の回路図。 実施形態５に係るスイッチング電源装置の回路図。 実施形態５に係るスイッチング電源装置の変形例を示す図。

（実施形態１）
図１は本発明の実施形態１に係るスイッチング電源装置の回路図である。スイッチング電源装置１は、商用電源１００から入力された交流電圧（本発明の電源電圧）を直流電圧に変換し、負荷１０１へ供給する。商用電源１００は、例えば１００Ｖ〜２３０Ｖの交流電源である。コントローラを有する複合機等の電子機器である。

スイッチング電源装置１は絶縁型コンバータ（本発明の第１コンバータ）２を備えている。絶縁型コンバータ２は、例えばコンバータトランスを備えるＤＣ−ＤＣコンバータである。この絶縁型コンバータ２の二次側の整流回路は、例えば同期整流回路である。本実施形態に係る絶縁型コンバータ２は、定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有する。また、絶縁型コンバータ２は同期整流方式であるため、ダイオード整流（非同期整流）と比べて、整流素子での損失を低減でき、高効率を実現できる。なお、絶縁型コンバータ２の構成は特に限定されず、適宜変更可能である。

スイッチング電源装置１は、一次側に、ＥＭＩ（Ｅｌｅｃｔｒｏ Ｍａｇｎｅｔｉｃ Ｉｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃｅ）フィルタ１１およびダイオードブリッジ回路１２を備えている。ＥＭＩフィルタ１１は、商用電源１００が接続されていて、配線を介したノイズの漏洩または侵入を防止する。ダイオードブリッジ回路１２は、ＥＭＩフィルタ１１でノイズ除去された交流電圧を全波整流し、絶縁型コンバータ２へ出力する。

スイッチング電源装置１は、二次側に、二次電池（本発明の蓄電手段）３、ＤＣ−ＤＣコンバータ（本発明の電圧変換手段）４、スイッチ（本発明の蓄電切替手段）５、電圧検知部（本発明の蓄電量検知手段）６及びＭＣＵ（Ｍｉｃｒｏ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）７を備えている。電圧検知部６は二次電池３の充電電圧をＭＣＵ７へ出力する。ＭＣＵ（本発明の制御手段）７は、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を備え、電圧検知部６から入力された電圧に応じて求まる二次電池３の充電量に基づいて、絶縁型コンバータ２の駆動制御及びスイッチ５のオンオフ制御を行う。

スイッチ５はｎ型ＭＯＳＦＥＴであり、ドレインが絶縁型コンバータ２に接続され、ソースが二次電池３に接続され、ゲートがＭＣＵ７に接続されている。スイッチ５がオンオフされることで、二次電池３は絶縁型コンバータ２から出力された直流電圧によって充電や充電した直流電圧を放電（出力）し、又は充電を停止する。

ＤＣ−ＤＣコンバータ４は絶縁型コンバータ２に接続されている。ＤＣ−ＤＣコンバータ４は、絶縁型コンバータ２又は二次電池３から出力された直流電圧の電圧変換を行い、負荷１０１へ出力する。入力側からの直流電圧の電圧変換にＤＣ−ＤＣコンバータ４を用いることで、ドロッパ方式を用いた場合と比べて、電力効率を高くすることができ、かつ、ＤＣ−ＤＣコンバータ４のサイズを小さくすれば、省スペース化が実現できる。

以上のような構成を有するスイッチング電源装置１において、電圧検知部６が検知した電圧に応じて求まる二次電池３の充電量が閾値（本発明の第２閾値）より下回るとき、ＭＣＵ７は絶縁型コンバータ２を動作させ、スイッチ５をオンにする。この閾値は、例えば、負荷１０１を駆動させることが可能な電圧を供給できる二次電池３の充電量である。このとき、負荷１０１には、絶縁型コンバータ２から出力され、ＤＣ−ＤＣコンバータ４で電圧変換された直流電圧が供給される。これと同時に、二次電池３には絶縁型コンバータ２から出力された直流電圧が供給され、二次電池３は充電を開始する。以下、絶縁型コンバータ２のスイッチをオンにして商用電源１００からの電圧を負荷１０１へ供給している状態を、スイッチング電源装置１のドライブ状態という。

電圧検知部６の検知結果に基づいて、二次電池３が満充電となったことを検知した場合、ＭＣＵ７は、二次電池３が過充電とならないよう絶縁型コンバータ２の動作を停止させ、スイッチ５をオフにする。なお、二次電池３が満充電でなく、満充電に近い充電量（本発明の第１閾値）を上回ったときに、ＭＣＵ７は絶縁型コンバータ２の動作を停止させ、スイッチ５をオフにするようにしてもよい。このとき、絶縁型コンバータ２から出力された直流電圧は負荷１０１に供給されないが、スイッチ５がオフとなっていても、二次電池３に充電された直流電圧は、スイッチ５のボディーダイオードＤを通って負荷１０１に供給される。

また、ＭＣＵ７は、絶縁型コンバータ２の動作を停止させた状態でスイッチ５をオンにする。このとき、二次電池３に充電された直流電圧はスイッチ５のソース−ドレインを介して負荷１０１へ供給される。以下、絶縁型コンバータ２の動作が停止し、二次電池３に充電された電圧を負荷１０１へ供給している状態を、絶縁型コンバータ２のフリーズ状態という。

なお、絶縁型コンバータ２のフリーズ状態において、スイッチ５をオンさせ、ソース−ドレインを電流が流れる場合、スイッチ５のボディーダイオードＤに電流が流れる場合と比べて、ダイオードの順方向電圧による導通損失がなくなり、スイッチ５がオフの場合よりも高効率となる。

本実施形態では、二次電池３の充電量に応じて、スイッチング電源装置１がドライブ状態及びフリーズ状態の何れかで動作することで、スイッチング電源装置１を搭載する機器（例えば、複写機）の年間の累積電力使用量［Ｗｈ］を、従来の効率改善技術と比べて大きく削減できる。以下に、従来の効率改善技術では、累積電力使用量［Ｗｈ］の削減を十分に得られない理由を説明する。

従来の構成は、本実施形態と同様に二次電池を有し、負荷１０１が定格負荷状態（所謂稼働モード）である場合に商用電源からの電圧を負荷へ供給し、軽負荷（所謂待機モード）の場合に二次電池の充電電圧を負荷へ供給する構成であった。このように、負荷側の状態に応じて、負荷への電力供給を効率よく行い、単位時間あたりの電力供給量を低下させることで、効率改善が実現されていた。

図２は、従来の効率改善技術における効率曲線を示す図である。図２に示すグラフの横軸を出力電流Ｉｏ、縦軸を電力供給の効率ηを示している。出力電流Ｉｏが大きい場合、負荷側が重負荷であることを示し、出力電流Ｉｏが小さい場合、軽負荷であることを示す。また、効率ηは、入力電力Ｐｉ、出力電力Ｐｏとすると、η＝Ｐｏ／Ｐｉである。また、入力電力Ｐｉは、電力損失Ｐ_ｌｏｓｓとすると、Ｐｉ＝Ｐｏ＋Ｐ_ｌｏｓｓである。

図２は、従来の効率改善技術により、効率ηが破線曲線から実線曲線へと改善されたことを示している。従来では、電力変換回路における電子部品の性能向上などにより電力損失を低減させることで、図２に示すように、軽負荷から重負荷までの全体的に効率ηを上げ、全体的に電力損失を低減させている。しかし、この場合、軽負荷における効率ηは依然として小さい。例えば複写機は、１日における軽負荷（待機モード）の時間は定格負荷状態（稼働モード）の時間より長く、軽負荷での効率ηの改善率が小さいと、トータルでも大きな改善率（累積電力使用量［Ｗｈ］の削減）は望めない。

次に、本実施形態に係るスイッチング電源装置１により、累積電力使用量［Ｗｈ］の大きな削減が可能となる理由について説明する。

図３は効率ηのピーク値を説明するためのグラフである。一般に、絶縁型コンバータにおける電力損失Ｐ_ｌｏｓｓは、出力電流に比例する損失（比例損）αＩｏ、出力電流に関係しない損失（固定損）Ｐｃ、出力電流の二乗に比例する損失（二乗比例損）βＩｏ^２が足し合わされたもので表される。そうすると、効率ηは以下の式（１）で表される。

図３に示すように、固定損Ｐｃは出力電流に関係しないため、出力電流が大きくなるほど固定損Ｐｃの出力電流に対する割合は減少する。つまり、出力電流が大きくなるほど固定損Ｐｃに基づく効率ηは大きくなる。一方、二乗比例損βＩｏ^２の出力電流に対する割合は、出力電流が大きくなるほど大きくなる。つまり、出力電流が大きくなるほど二乗比例損βＩｏ^２に基づく効率ηは小さくなる。そのため、効率ηは、固定損Ｐｃおよび二乗比例損βＩｏ^２が等しいときにピーク値となる。そうすると、Ｐｃ／Ｉｏ＝βＩｏが成り立つときに効率ηがピーク値となり、Ｉｏ＝√（Ｐｃ／β）のときに効率ηは最大となる。

図４は本実施形態に係るスイッチング電源装置１における効率曲線を示す図である。図４は、効率ηのピーク値（Ｉｏ＝√（Ｐｃ／β））を軽負荷側に移動させることで、軽負荷での電力効率は大きく改善させることができることを示している。このためには、Ｉｏ＝√（Ｐｃ／β）を小さくする必要がある。仮に、βを大きくすると二乗比例損βＩｏ^２が大きくなり、結果として、電力損失が増える方向となり好ましくない。そこで、固定損Ｐｃを小さくする必要がある。

しかしながら、固定損Ｐｃは出力電流Ｉｏに関係がないため、固定損Ｐｃを小さくするには、出力電流Ｉｏに関係する変動損としなければならない。固定損を変動損に換えることは、負荷１０１の軽重に応じて、絶縁型コンバータ２をドライブ状態とする期間とフリーズ状態とする期間を変化させて電力を供給することで可能となる。すなわち、軽負荷であっても、二次電池３の充電量が閾値以下であれば、絶縁型コンバータ２を高効率状態で動作させて二次電池３を充電し、フリーズ状態で二次電池３から負荷１０１に電力を供給する。絶縁コンバータ２は定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有するので、絶縁コンバータ２からＤＣ−ＤＣコンバータ４と二次電池３に電力を供給するドライブ状態が高効率状態となる。これにより、フリーズ状態での電力損失は限りなくゼロに近くなる。

図５は、負荷の軽重に応じてフリーズ状態となる期間を変化させて出力電力を変化させた効率特性を示す図である。図５に示すように、図３に示す効率特性を得ていた絶縁型コンバータ２を用いているにも拘わらず、スイッチング電源装置１全体の効率特性は負荷電流、出力電流Ｉｏによらずに高効率で一定となることが解る。

図６は待機モードでのフリーズ状態とドライブ状態とにおける期間を示す図であり、図６Ａより図６Ｂがさらに軽負荷となっている状態をそれぞれ示している。また、図６Ａ及び図６Ｂはそれぞれ上図に二次電池３の充電電圧を示し、下図にＭＣＵ７の制御信号、及び絶縁型コンバータ２の動作を制御する信号をそれぞれ示している。

二次電池３は、充電電圧ＶｂａｔがＶｔｈ１（第１閾値）のとき満充電となり、充電電圧ＶｂａｔがＶｔｈ２（第２閾値）のとき充電が必要となる。従って、ドライブ状態では、充電電圧ＶｂａｔはＶｔｈ１からＶｔｈ２へ上昇し、フリーズ状態では、Ｖｔｈ２からＶｔｈ１へ下降する。軽負荷状態の場合、ドライブ状態の期間は負荷に関係なく略一定であるのに対し、負荷がより小さくなると、フリーズ状態での充電電圧Ｖｂａｔの傾斜が緩やかとなる。従って、フリーズ状態が長くなる。また、フリーズ状態の期間がより長くなることは、絶縁型コンバータ２が停止している状態が長くなっていることを意味する。フリーズ状態の期間が長くなると、絶縁型コンバータ２に電流が流れない時間が長くなるため、フリーズ状態の期間での絶縁型コンバータ２の損失はゼロとなり、スイッチング電源装置１の平均的な損失は低減する。このため、軽負荷における累積電力使用量［Ｗｈ］を大きく削減することができる。

（実施形態２）
図７は実施形態２に係るスイッチング電源装置の回路図である。本実施形態では、スイッチング電源装置１Ａは、実施形態１のＤＣ−ＤＣコンバータ４に代わり、高周波リップルを低減するためのポストレギュレータ（ドロッパ）８を備えている。スイッチング電源装置１Ａは、ポストレギュレータ８を備えた場合、ＤＣ−ＤＣコンバータ４を備えた場合と比べて回路を小型化できる。なお、スイッチング電源装置１Ａの他の構成及び動作等は実施形態１と同様であるため、説明は省略する。

（実施形態３）
図８は実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図である。本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｂは、本発明の蓄電手段としてキャパシタ９を備えている。スイッチング電源装置１Ｂはキャパシタ９を備えることで、実施形態１のように二次電池３を備えた場合と比べて、蓄電手段の寿命を長くすることができる。また、キャパシタ９は過充電となることがなく、電圧検知部６の電圧に基づいてＭＣＵ７による制御によって過電圧となることを防止できるため、実施形態１のスイッチ５を不要とでき、スイッチング電源装置１の素子点数を少なくできる。また、キャパシタ９は電荷を静電エネルギーとして蓄えるのに対し、二次電池３は電気化学反応で電気を蓄える。つまり、二次電池３よりもキャパシタ９の方が内部抵抗は小さい。従って、キャパシタ９は二次電池３に比べて充電時間を短くできる。キャパシタ９を用いることで、ドライブ状態の期間を短くでき、それに伴い、フリーズ状態の期間を相対的に長くすることができるため、絶縁型コンバータ２の損失を少なくできる。なお、図８に示すスイッチング電源装置１Ｃはポストレギュレータを備えていないが、備えていてもよい。

図９は実施形態３に係るスイッチング電源装置の変形例を示す図である。スイッチング電源装置１Ｃは電気二重層キャパシタ９Ａを備えている。電気二重層キャパシタ９Ａは通常のキャパシタよりも容量を大きくできるため、フリーズ状態の期間をより長くすることができ、累積電力使用量［Ｗｈ］をより大きく削減することができる。なお、図９に示すスイッチング電源装置１Ｃはポストレギュレータ８を備えているが、備えていなくてもよい。

（実施形態４）
図１０は実施形態４に係るスイッチング電源装置１Ｄの回路図である。本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｄは、本発明の絶縁型第２コンバータとしての絶縁型ＤＣ−ＤＣコンバータ（以下、絶縁型コンバータという。）２Ａを備え、一次側に、ＥＭＩフィルタ１１、ダイオードブリッジ回路１２、ＤＣ−ＤＣコンバータ（本発明の第１コンバータ）１３、二次電池３、スイッチ５およびＭＣＵ７等を備えている。ＤＣ−ＤＣコンバータ１３は、ＭＣＵ７により駆動制御され、ダイオードブリッジ回路１２により全波整流された交流電圧を直流電圧に変換する。スイッチ５はＭＣＵ７によりオンオフ制御される。スイッチ５のオン時には、ＤＣ−ＤＣコンバータ１３からの直流電圧が二次電池３へ供給されて充電されると共に、絶縁型コンバータ２Ａへ出力される。スイッチ５のオフ時には、絶縁型コンバータ２Ａには二次電池３に充電された直流電圧が供給される。

本実施形態では、二次電池３の充電電圧を検知する電圧検知部６に加え、二次電池３へ供給される直流電流を検知する電流検知部６Ａを備えている。電流検知部６Ａは二次電池３への直流電流を検知し、ＭＣＵ７はこの検知結果から随時二次電池３への直流電流を読み取る。二次電池３が満充電となると直流電流値は小さくなるため、ＭＣＵ７は、入力した直流電流によって、二次電池３が満充電であるか否かを判定し、各スイッチのオンオフ制御をする。なお、スイッチング電源装置１Ｄは電圧検知部６又は電流検知部６Ａの何れか一方のみを備えていてもよい。

本実施形態では、実施形態１等のように累積電力使用量［Ｗｈ］を削減できると共に、安全規格上の規定等により絶縁型コンバータ２Ａの二次側のサイズが大きくなる場合に、一次側に二次電池３等を設けることで、二次側のサイズの大型化を抑制できる。

（実施形態５）
図１１は実施形態５に係るスイッチング電源装置１Ｅの回路図である。実施形態５に係るスイッチング電源装置１Ｅは、二次電池３の充電量が閾値以上（満充電）であっても、負荷１０１への出力電力が大きい場合には、絶縁型コンバータ２をフリーズ状態にせず、強制的にドライブ状態とする。スイッチング電源装置１Ｅは、実施形態１のスイッチング電源装置１の構成に加え、負荷１０１への出力電力を検知する出力電力検知部２１をさらに備えている。ＭＣＵ７は、出力電力検知部２１の検知結果から求まる負荷１０１への出力電力が所定値（第３閾値）以上の場合、絶縁型コンバータ２を動作させ、絶縁型コンバータ２からの直流電圧が負荷１０１へ供給されるように制御する。ここで、所定値とは、例えば、定格負荷時の消費電力である。

出力電力が大きい場合、すなわち、定格負荷状態（稼働モード）である場合、二次電池３の放電率が高く、フリーズ状態にして二次電池３から直流電圧を供給した場合、二次電池３の充電量が急速に低下する。このため、二次電池３の放電後、短時間で二次電池３の充電が開始されるといった制御が繰り返される。このため、二次電池３に対する充放電回数が増え、二次電池３の寿命を縮める結果となる。そこで、定格負荷状態である場合には、二次電池３の充電量に拘わらず、絶縁型コンバータ２から負荷１０１へ直流電圧を供給するようにする。また、ＭＣＵ７は、二次電池３が満充電である場合には、スイッチ５をオフにし、二次電池３への充電を停止する。これにより、二次電池３への過充電を防止し、二次電池３を保護することができる。

図１２は実施形態５に係るスイッチング電源装置１Ｅの変形例を示す図である。図１２に示すスイッチング電源装置１ＦのＭＣＵ７は、負荷１０１が定格負荷状態（稼働モード）であるか軽負荷状態であるかを判定し、絶縁型コンバータ２をドライブ状態又はフリーズ状態とする。ＭＣＵ７は、例えば外部信号を受信し、負荷１０１の状態を判定する。外部信号を送信する回路は、負荷１０１の状態を判定する回路であって、負荷１０１が備えていてもよいし、負荷１０１とは独立して設けられていてもよい。ＭＣＵ７は定格負荷状態と判定した場合、二次電池３の充電量が閾値以上（満充電）であっても、絶縁型コンバータ２をドライブ状態にし、スイッチ５をオフにする。

定格負荷状態である場合、二次電池３の放電率が高く、フリーズ状態にして二次電池３から直流電圧を供給した場合、二次電池３の充電量が急速に低下する。このため、二次電池３の放電後、短時間で二次電池３の充電が開始されるといった制御が繰り返される。このため、二次電池３に対する充放電回数が増え、二次電池３の寿命を縮める結果となる。そこで、定格負荷状態である場合には、二次電池３の充電量に拘わらず強制的にドライブ状態として、絶縁型コンバータ２から負荷１０１へ直流電圧を供給するようにする。また、ＭＣＵ７は、二次電池３が満充電である場合には、スイッチ５をオフにし、二次電池３への充電を停止する。これにより、二次電池３への過充電を防止し、二次電池３を保護することができる。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆ−スイッチング電源装置
２−絶縁型コンバータ（第１コンバータ）
２Ａ−絶縁型コンバータ（第２コンバータ）
３−二次電池（蓄電手段）
４−ＤＣ−ＤＣコンバータ（電圧変換手段）
５−スイッチ（蓄電停止手段）
６−検出部（検出手段）
７−ＭＣＵ（制御手段、状態判定手段）
８−ポストレギュレータ（電圧変換手段）
９−キャパシタ（蓄電手段）
９Ａ−電気二重層キャパシタ（蓄電手段）
１１−ＥＭＩフィルタ
１２−ダイオードブリッジ回路
１３−ＤＣ−ＤＣコンバータ（第１コンバータ）
１００−商用電源
１０１−負荷（外部負荷）

スイッチング電源装置１は、二次側に、二次電池（本発明の蓄電手段）３、ＤＣ−ＤＣコンバータ（本発明の電圧変換手段）４、スイッチ（本発明の蓄電停止手段）５、電圧検知部（本発明の蓄電量検知手段）６及びＭＣＵ（Ｍｉｃｒｏ Ｃｏｎｔｒｏｌ Ｕｎｉｔ）７を備えている。電圧検知部６は二次電池３の充電電圧をＭＣＵ７へ出力する。ＭＣＵ（本発明の制御手段）７は、例えばＤＳＰ（Ｄｉｇｉｔａｌ Ｓｉｇｎａｌ Ｐｒｏｃｅｓｓｏｒ）等を備え、電圧検知部６から入力された電圧に応じて求まる二次電池３の充電量に基づいて、絶縁型コンバータ２の駆動制御及びスイッチ５のオンオフ制御を行う。

二次電池３は、充電電圧ＶｂａｔがＶｔｈ１（第１閾値）のとき満充電となり、充電電圧ＶｂａｔがＶｔｈ２（第２閾値）のとき充電が必要となる。従って、ドライブ状態では、充電電圧ＶｂａｔはＶｔｈ２からＶｔｈ１へ上昇し、フリーズ状態では、Ｖｔｈ１からＶｔｈ２へ下降する。軽負荷状態の場合、ドライブ状態の期間は負荷に関係なく略一定であるのに対し、負荷がより小さくなると、フリーズ状態での充電電圧Ｖｂａｔの傾斜が緩やかとなる。従って、フリーズ状態が長くなる。また、フリーズ状態の期間がより長くなることは、絶縁型コンバータ２が停止している状態が長くなっていることを意味する。フリーズ状態の期間が長くなると、絶縁型コンバータ２に電流が流れない時間が長くなるため、フリーズ状態の期間での絶縁型コンバータ２の損失はゼロとなり、スイッチング電源装置１の平均的な損失は低減する。このため、軽負荷における累積電力使用量［Ｗｈ］を大きく削減することができる。

（実施形態３）
図８は実施形態３に係るスイッチング電源装置の回路図である。本実施形態に係るスイッチング電源装置１Ｂは、本発明の蓄電手段としてキャパシタ９を備えている。スイッチング電源装置１Ｂはキャパシタ９を備えることで、実施形態１のように二次電池３を備えた場合と比べて、蓄電手段の寿命を長くすることができる。また、キャパシタ９は過充電となることがなく、電圧検知部６の電圧に基づいてＭＣＵ７による制御によって過電圧となることを防止できるため、実施形態１のスイッチ５を不要とでき、スイッチング電源装置１Ｂの素子点数を少なくできる。また、キャパシタ９は電荷を静電エネルギーとして蓄えるのに対し、二次電池３は電気化学反応で電気を蓄える。つまり、二次電池３よりもキャパシタ９の方が内部抵抗は小さい。従って、キャパシタ９は二次電池３に比べて充電時間を短くできる。キャパシタ９を用いることで、ドライブ状態の期間を短くでき、それに伴い、フリーズ状態の期間を相対的に長くすることができるため、絶縁型コンバータ２の損失を少なくできる。なお、図８に示すスイッチング電源装置１Ｂはポストレギュレータを備えていないが、備えていてもよい。

１，１Ａ，１Ｂ，１Ｃ，１Ｄ，１Ｅ，１Ｆ−スイッチング電源装置
２−絶縁型コンバータ（第１コンバータ）
２Ａ−絶縁型コンバータ（第２コンバータ）
３−二次電池（蓄電手段）
４−ＤＣ−ＤＣコンバータ（電圧変換手段）
５−スイッチ（蓄電停止手段）
６−電圧検知部（蓄電量検知手段）
７−ＭＣＵ（制御手段、状態判定手段）
８−ポストレギュレータ（電圧変換手段）
９−キャパシタ（蓄電手段）
９Ａ−電気二重層キャパシタ（蓄電手段）
１１−ＥＭＩフィルタ
１２−ダイオードブリッジ回路
１３−ＤＣ−ＤＣコンバータ（第１コンバータ）
１００−商用電源
１０１−負荷（外部負荷）

Claims (10)

1. 定格負荷の電力変換効率が軽負荷の電力変換効率よりも高い効率特性を有し、入力される電源電圧を変換して直流電圧を出力する第１コンバータと、
   前記第１コンバータから出力された直流電圧を蓄電する蓄電手段と、
   前記蓄電手段の蓄電量を検知する蓄電量検知手段と、
   前記蓄電量検知手段が検知した蓄電量に基づいて、前記第１コンバータの駆動および停止を切り替える制御手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、前記蓄電手段の蓄電量が第１閾値を上回るときには前記第１コンバータを停止し、前記蓄電手段の蓄電量が第２閾値を下回ったときには前記第１コンバータを駆動し、
   前記第１コンバータの駆動時には、前記第１コンバータで変換された直流電圧を出力し、かつ、前記第１コンバータで変換された直流電圧を蓄電手段に蓄電し、
   前記第１コンバータの停止時には、前記蓄電手段に蓄電された直流電圧を出力し、
   出力電力の増減に応じて、前記第１コンバータが停止してフリーズ状態となるフリーズ期間が制御され、出力電力が減少するに伴って前記フリーズ期間が長くなる、
   スイッチング電源装置。
2. 前記蓄電手段から出力された直流電圧の電圧変換を行う電圧変換手段を備える、請求項１に記載のスイッチング電源装置。
3. 前記電圧変換手段はＤＣ−ＤＣコンバータである、請求項２に記載のスイッチング電源装置。
4. 絶縁型の第２コンバータをさらに備え、
   前記第１コンバータ、前記蓄電手段及び前記制御手段は、前記第２コンバータの一次側に設けられている、請求項１から３の何れかに記載のスイッチング電源装置。
5. 前記蓄電手段は二次電池である、請求項１から４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
6. 前記蓄電手段はキャパシタである、請求項１から４の何れかに記載のスイッチング電源装置。
7. 前記蓄電手段は電気二重層キャパシタである、請求項６に記載のスイッチング電源装置。
8. 前記第１コンバータの整流回路は同期整流回路である、請求項１から７の何れかに記載のスイッチング電源装置。
9. 外部負荷への出力電力を検知する出力電力検知手段と、
   前記蓄電手段が満充電になったときに前記蓄電手段へ直流電圧の供給を停止する蓄電停止手段と、
   を備え、
   前記制御手段は、
   前記出力電力検知手段が検知した出力電力が第３閾値を超えたとき、前記蓄電手段の蓄電量にかかわらず、前記第１コンバータを強制的に駆動する、
   請求項１から８の何れかに記載のスイッチング電源装置。
10. 外部負荷が定格負荷状態又は軽負荷状態であるか否かを判定する状態判定手段と、
    前記蓄電手段が満充電になったときに前記蓄電手段へ直流電圧の供給を停止する蓄電停止手段と、
    を備え、
    前記制御手段は、
    前記状態判定手段が前記定格負荷状態であると判定したとき、前記蓄電手段の蓄電量にかかわらず、前記第１コンバータを強制的に駆動する、
    請求項１から８の何れかに記載のスイッチング電源装置。

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