JP4867619B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は電力供給源の電圧変動を補償する電源装置に関するものである。

近年、地球環境保護のために、特に自動車においては燃費向上の観点から、アイドリングストップ、電動パワーステアリング、電動ターボ、ブレーキ回生等の技術が開発されてきている。例えばこれらの技術の内、アイドリングストップ、電動パワーステアリング、および電動ターボは、それぞれスタータ、ステアリングモーター、およびタービン駆動モーターを動作させる場合に１００アンペアオーダーの大電流を消費するので、バッテリや発電機からなる電力供給源の電圧低下が発生する。この電圧低下が大きくなれば、電力供給源から電力を受けている負荷の動作が十分に行えなくなる。

また、ブレーキ回生を行うと、車速にもよるが、最大で１００アンペアオーダーの回生電流が発生するので、電力供給源の電圧は上昇する。これをそのまま負荷に供給すれば負荷への供給電圧の上昇を招き、やはり正常な動作が行えなくなる可能性がある。

このような一時的な電力供給源の電圧上下変動による負荷への影響を防止する方法として、例えば電圧低下に対しては特許文献１に示されているように、電圧低下保護回路をバッテリと補機類の間に設ける構成の提案がなされている。電圧低下保護回路は、特許文献１のように補助電源としてコンデンサを用い、バッテリ電圧が低下するとコンデンサの電力を補機類に供給することで電圧補償を行う構成としてもよいし、あるいは補助電源を用いずに、バッテリ電圧が低下するとバッテリの電圧を昇圧して補機類に供給することで電圧補償を行う構成としてもよい。

いずれの構成においても、電圧低下保護回路にはコンデンサやバッテリの電圧を補機類の動作に必要な電圧に変換するＤＣ／ＤＣコンバータが必要となる。ここでは、補助電源としてコンデンサを用いた場合の電圧低下保護回路の具体例を図２２により説明する。

図２２において、電圧低下保護回路１はＤＣ／ＤＣコンバータ回路構成を含み、その入力は、コイル２、ダイオード３を介し出力に接続されている。また、ダイオード３のカソード、および前記出力の接続点は、コンデンサ４を介してグランドに接続されている。さらに、コイル２とダイオード３の接続点はトランジスタ５を介してグランドに接続されるとともに、トランジスタ５のベースにはコントローラ６の出力が接続されている。コントローラ６は電圧低下保護回路１の出力電圧をモニタして、トランジスタ５をオンオフ制御する。また、コントローラ６は、外部からの動作オンオフ信号によって、動作が制御されている。

このような電圧低下保護回路１は、動作オンオフ信号によってコントローラ６が動作することにより、トランジスタ５がオンオフ制御され、コイル２を利用して昇圧された電圧を得てコンデンサ４を充電するとともに、電圧低下保護回路１の出力電圧をモニタしておき、その電圧を所望の出力設定値に維持することができる。従って、バッテリの電圧が下がっている状況においても、電圧低下保護回路１の出力電圧が低下しないようにすることができる。

以上のようにして、電力供給源の電圧低下を補償する電源装置を実現していた。

なお、特許文献１の例ではバッテリ電圧の低下を補償する構成であったが、例えばブレーキ回生時の電力をコンデンサ４に蓄電することにより、電圧低下保護回路１の出力電圧が上昇しないような構成としてもよい。
特開２００５−１１２２５０号公報

このような従来の電源装置は、確かに電力供給源の電圧が上下変動しても安定した電圧を負荷に供給できるのであるが、ここで問題となるのはコントローラ６の電圧出力設定値が一定な点である。すなわち、電力供給源を構成するバッテリ等は周囲温度の変動や劣化等の環境変化により、比較的小さな電圧変動（具体的には１２Ｖから１４Ｖ程度の範囲）が長期的に発生する。従って、コントローラ６の出力設定値は、一時的なバッテリの電圧変動が発生しない通常時において、バッテリの電力を優先して出力するために、バッテリの長期的電圧変動幅の最低値（１２Ｖ）より低い値（例えば１１Ｖ）に固定している。

これにより、通常のバッテリ電圧が最低値の１２Ｖ程度である時に、スタータ駆動等によりバッテリ電圧が一時的に低下したとすると、コンデンサ４から出力電圧が１１Ｖになるように制御されて負荷に電力供給されるので、負荷からみると１２Ｖであった供給電圧が１１Ｖに下がる程度なので、問題なく負荷を駆動させ続けることができる。

しかし、通常のバッテリ電圧が１４Ｖであったとすると、バッテリ電圧の一時的低下により電圧低下保護回路１から出力される電圧は１１Ｖと一定であるので、負荷からみると突然１４Ｖから１１Ｖまで３Ｖも電圧が下がることになる。これにより、負荷によっては動作が影響を受ける可能性があるという課題があった。

また、ブレーキによる回生動作を行う時も同様に、電力供給源の電圧が一時的に上昇するので、一定の既定電圧（例えば１４．５Ｖ）を超えた場合にはコントローラ６がコンデンサ４に充電を行うように動作する。この時、回生前のバッテリ等の電圧が１４Ｖであれば電圧変動は小さいが、１２Ｖであれば突然１４．５Ｖまで負荷への供給電圧が上がるので、上記と同様に負荷へ影響を及ぼす可能性があるという課題があった。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、通常時の電力供給源の電圧と、電力供給源の電圧上下変動時におけるＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧との差が常に小さい電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、電力供給源と、前記電力供給源に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、前記電力供給源から負荷に供給される電圧に相当する電圧をサンプルタイミング信号に応じてサンプルし、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力設定値としてホールドするサンプルホールド回路を有し、前記電力供給源の電圧が一時的に低下する以前の時点で前記サンプルタイミング信号がオンになると、前記電力供給源の電圧に相当する電圧を前記サンプルホールド回路でホールドするとともに前記ＤＣ／ＤＣコンバータを起動して、前記出力設定値となるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御することにより、前記出力電圧を前記電力供給源の電圧変動に追従させるとともに、前記電力供給源の電圧に相当する電圧が、ホールドされた電圧まで回復した時点以降で前記サンプルタイミング信号がオフになると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを停止するものである。

本発明の電源装置によれば、ＤＣ／ＤＣコンバータの出力設定値を、電圧上下変動直前の電力供給源の電圧に相当する値に更新しているので、通常時の電力供給源の電圧が環境の影響により変動しても、それに応じた電圧になるようにＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が制御される。これにより、通常時の電力供給源の電圧と、電力供給源の電圧変動時におけるＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧との差が常に小さくなり、負荷を安定動作させ続けられる電源装置を実現できる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図である。図２は、本発明の実施の形態１における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１の経時変化図を、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図を、（ｃ）は補助電源の電圧Ｖ３の経時変化図を、（ｄ）はサンプルホールド用コンデンサの電圧Ｖ４の経時変化図を、（ｅ）は第３スイッチのオンオフのタイミングチャートを、（ｆ）は切替スイッチの切り替えのタイミングチャートを、（ｇ）は第１、第２サンプルスイッチのオンオフのタイミングチャートを、それぞれ示す。図３は本発明の実施の形態１における他の構成の電源装置のブロック回路図である。

なお、本実施の形態１においては、スタータ駆動等により電力供給源の電圧が低下した場合に、補助電源の電力をＤＣ／ＤＣコンバータによって電圧変換し、直流出力を負荷に供給する構成について述べる。

図１において、電源装置２０は負荷２１に電力を供給するものであり、両者は電気的に接続されている。電源装置２０はバッテリや発電機からなる電力供給源２２、選択スイッチ２３、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４、第３スイッチ２６、サンプルホールド回路２８、および充放電が可能なコンデンサからなる補助電源３０から構成される。

ここで、選択スイッチ２３は負荷２１に電力を供給する電力源として、電力供給源２２の出力とＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力を切り替えるものである。具体的には、電力供給源２２の出力電圧Ｖ１が低下すると自動的に補助電源３０の電力を負荷２１に供給するように切り替えるために、選択スイッチ２３をダイオードで構成した。その結果、Ｖ１が一時的に低下した際に、補助電源３０からＤＣ／ＤＣコンバータ２４を介して出力される電流の電力供給源２２への逆流を防止することが可能となる。

また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は補助電源３０への充放電を１つの回路で実現できる双方向コンバータとした。さらに、第３スイッチ２６は並列に整流素子３２を有するとともに、外部からオンオフ制御が可能な構成のものとし、本実施の形態１ではＦＥＴを用いた。この場合、整流素子３２はＦＥＴのボディダイオードとなる。なお、補助電源３０を構成するコンデンサとしては、急速充放電特性に優れ、大容量の電気二重層コンデンサを用いた。これらにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は、電力供給源２２、または補助電源３０から出力電圧を得る構成となる。

第３スイッチ２６は一端がＤＣ／ＤＣコンバータ２４の第１入出力端子３４に、他端が選択スイッチ２３と負荷２１の接続点に接続されている。従って、電力供給源２２には第３スイッチ２６を介してＤＣ／ＤＣコンバータ２４が接続された構成となる。なお、整流素子３２は第１入出力端子３４側がアノード側になるように接続されている。

次に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の詳細構成を説明する。まず、第１入出力端子３４にはグランド３６との間に昇圧動作時の出力を平滑化するための平滑コンデンサ３８が接続されている。なお、補助電源３０の電気二重層コンデンサの容量は平滑コンデンサ３８の容量より大きいものを用いている。

平滑コンデンサ３８の両端には２つのスイッチ（第１スイッチ４０、および第２スイッチ４２）が直列接続されている。なお、第１スイッチ４０、および第２スイッチ４２は交互にオンオフを繰り返すよう外部から制御できる構成のものを用いており、本実施の形態１では第３スイッチ２６と同様にＦＥＴを用いた。従って、図１の配線中に点線で示したようにボディダイオード４４、４６がそれぞれ形成されている。また、第１スイッチ４０のオン時間が長いほどＤＣ／ＤＣコンバータ２４の第２入出力端子４８の電圧が高くなるように接続されている。

第１スイッチ４０と第２スイッチ４２の接続点にはインダクタンス素子であるコイル５０の一端が接続されている。コイル５０の他端には補助電源３０への電力の授受を行う第２入出力端子４８の正極側が接続されている。なお、本実施の形態１では省略しているが、第２入出力端子４８の正負極間に出力平滑用の平滑コンデンサを設けてもよい。

また、第１入出力端子３４の電圧Ｖ５を検出するために、第１入出力端子３４とグランド３６の間には電圧Ｖ５検出用抵抗５２、５４が２個直列に接続されている。これにより、電圧Ｖ５検出用抵抗５２、５４の接続点の電圧がＶ５に比例した電圧として検出できる。従って、前記接続点を第１エラーアンプ５６の一方の入力に、サンプルホールド回路２８で決められた出力設定値を他方の入力に、それぞれ接続することにより、第１エラーアンプ５６は補助電源３０の放電動作時、すなわち本実施の形態１ではＤＣ／ＤＣコンバータ２４の昇圧動作時にＶ５を前記出力設定値相当にするために両者の誤差を出力する。なお、サンプルホールド回路２８の詳細構成は後述する。

同様に、第２入出力端子４８の正極側電圧Ｖ３を検出するために、第２入出力端子４８の正極側と補助電源３０の負極側の間には電圧Ｖ３検出用抵抗５８、６０が２個直列に接続されている。これにより、電圧Ｖ３検出用抵抗５８、６０の接続点の電圧がＶ３に比例した電圧として検出できる。従って、前記接続点を第２エラーアンプ６２の一方の入力に、設定電圧源６４を他方の入力に、それぞれ接続することにより、第２エラーアンプ６２は補助電源３０の充電動作時、すなわち本実施の形態１ではＤＣ／ＤＣコンバータ２４の降圧動作時にＶ３を設定電圧値相当にするために両者の誤差を出力する。

第１エラーアンプ５６の出力と第２エラーアンプ６２の出力は、いずれか一方を選択するための切替スイッチ６６に接続されている。この切替スイッチ６６により、昇圧動作と降圧動作を切り替えている。すなわち、切替スイッチ６６が第１エラーアンプ５６の出力を選択すれば補助電源３０側から負荷２１側への昇圧動作を、第２エラーアンプ６２の出力を選択すれば電力供給源２２側から補助電源３０側への降圧動作を行うこととなる。

切替スイッチ６６で選択された出力はスイッチング信号生成回路６８に入力される。スイッチング信号生成回路６８は入力された信号を発振回路７０の出力と比較器７２で比較して第１スイッチ４０と第２スイッチ４２をオンオフするためのパルス信号を生成し、これを２系統に分け、一方を反転回路７４に入力することで、互いに反転したオンオフ信号を生成している。これらの信号を第１スイッチ４０と第２スイッチ４２にそれぞれ入力することで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の昇圧や降圧の電圧変換動作が行われる。なお、切替スイッチ６６の切り替え制御、スイッチング信号生成回路６８の動作制御、第３スイッチ２６のオンオフ制御、およびサンプルホールド回路２８の動作制御は制御回路７６によって行われる。この内、スイッチング信号生成回路６８は制御回路７６からスイッチング起動信号７７を受信することにより動作を制御されている。

次に、サンプルホールド回路２８の詳細構成について説明する。サンプルホールド回路２８は、例えばエンジンＥＣＵ等の外部から発せられるサンプルタイミング信号に応じて、現在、電力供給源２２から負荷２１に供給されている電圧Ｖ２に相当する電圧をサンプルし、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力設定値としてホールドする機能を有する。

そこで、まずＶ２をサンプルするために、負荷２１の正極側とグランド３６の間には電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０が２個直列に接続されている。これにより、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の接続点の電圧がＶ２に比例した電圧として検出できる。なお、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０は負荷２１の正極側とグランド３６の間に直接接続すると、電力供給源２２からの電流が電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０に常時流れてしまい損失が大きくなる。そこで、サンプルホールドしたい時だけ電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０が機能するように第１サンプルスイッチ８２が直列に接続されている。

電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の接続点は、ボルテージフォロワ８４、第２サンプルスイッチ８６を介してサンプルホールド用コンデンサ８８に接続されている。これにより、接続点でのＶ２に比例した電圧をサンプルホールド用コンデンサ８８にコピーした後、第２サンプルスイッチ８６をオフにすることで、Ｖ２相当の電圧がホールドされる。従って、第１、第２サンプルスイッチ８２、８６はサンプルホールド動作をしている間だけ同時にオンになるよう制御回路７６によって制御されている。また、サンプルホールド用コンデンサ８８にコピーされた電圧出力は、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力設定値として第１エラーアンプ５６に入力される。なお、前回ホールドしたサンプルホールド用コンデンサ８８の電圧Ｖ４が今回ホールドしたいＶ２相当電圧よりも高かった場合、Ｖ４をＶ２相当電圧まで低下させることができる回路構成として、ボルテージフォロワ８４を用いている。これにより、Ｖ４がＶ２相当電圧に低下するまで、ボルテージフォロワ８４の図示しないグランド端子を介してサンプルホールド用コンデンサ８８の電荷を自動的に逃がすことができる。

ここで、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値の設定について説明する。

本実施の形態１では、電力供給源２２の電圧Ｖ１の低下時に補助電源３０から負荷２１に供給される電圧が、通常時に電力供給源２２から負荷２１に供給される電圧よりも低くなるようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力設定値を決定している。この理由は後の動作説明で述べる。

このように、出力設定値を決定するためには、一例として電力供給源２２から負荷２１に供給する電圧より低い電圧をあらかじめ出力設定値としてホールドする構成とすればよい。具体的には、例えば一定割合で電圧が低くなるような抵抗値を有する電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０を用いればよい。本実施の形態１では約１０％低くなる抵抗値を選定している。

しかし、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は第１入出力端子３４の電圧Ｖ５が出力設定値になるように制御している。第１入出力端子３４と負荷２１の間には整流素子３２が接続されているので、これによる電圧降下が発生する。従って、上記のように単に一定割合で電圧が低くなるような抵抗値としただけでは、電圧降下の分、補助電源３０からの出力電圧が低くなりすぎてしまう。ゆえに、整流素子３２の電圧降下に相当する電圧分だけＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力設定値を上げておく構成としている。

以上のことから、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値としては、整流素子３２の電圧降下分を上げつつ、最終的に一定割合（約１０％）で電圧が低くなるような抵抗値を設定している。

なお、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値設定によりＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力設定値を決定しているが、これは電圧Ｖ５検出用抵抗５２、５４の抵抗値を上記と同様に設定して出力設定値を決定してもよい。

次に、このような構成の電源装置２０の動作について図１、および図２を用いて説明する。

電源装置２０の起動時（時間ｔ０）において、電力供給源２２の電圧Ｖ１が図２（ａ）に示すように、ある一定値であったとする。なお、図２（ａ）は実線と点線のグラフが記載されているが、これは周囲温度や劣化による電力供給源２２の変動幅を表すもので、Ｖ１の最大値を実線、最小値を点線で示した。

時間ｔ０では電力供給源２２の一時的な電圧低下が起こっていないので、負荷２１には電力供給源２２の電力が選択スイッチ２３を介して負荷２１に供給される。従って、図２（ｂ）に示すように、負荷２１の電圧Ｖ２もＶ１の変動幅に対応した実線と点線の幅内で一定値となる。

この時、電源装置２０は起動直後であるので、補助電源３０にはまだ電荷が蓄えられていない。そのため、図２（ｃ）に示すように、時間ｔ０では補助電源３０の電圧Ｖ３は低い状態である。

同様に、電源装置２０の起動直後ではＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧を設定するサンプルホールド用コンデンサ８８にも電荷が蓄えられていないので、図２（ｄ）に示すように、時間ｔ０ではサンプルホールド用コンデンサ８８の電圧Ｖ４も低い状態である。

この起動直後の状態では、アイドリングストップ後のスタータ動作時のように電力供給源２２の一時的な電圧低下を補償するため、補助電源３０を満充電しておく必要がある。そのために、制御回路７６は、図２（ｅ）に示すように第３スイッチ２６をオンに、図２（ｆ）に示すように切替スイッチ６６を降圧側にする。また、起動直後は図示しないＥＣＵからのサンプルタイミング信号がオフであるので、図２（ｇ）に示すように第１、第２サンプルスイッチ８２、８６はオフのままである。

この状態で、制御回路７６はスイッチング起動信号７７を発することにより、スイッチング信号生成回路６８を駆動する。これにより、切替スイッチ６６が降圧側に切り替えられているので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は電力供給源２２の電力を補助電源３０に充電する。この際、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４はＶ３が設定電圧源６４の電圧に相当するように降圧制御する。その結果、図２（ｃ）に示すように、Ｖ３は時間が経過するとともに増加していく。

やがて、Ｖ３が設定電圧源６４の電圧相当になると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４はＶ３が設定電圧源６４の電圧相当を維持するように動作する。その結果、図２（ｃ）に示すようにＶ３は安定する。

その後、自動車がアイドリングストップを行った後、エンジンを再起動するためにスタータを動作させるとする。スタータ動作は例えば運転者が停車中のブレーキペダルからアクセルペダルに踏み替える場合に行われる。従って、ＥＣＵは前記ペダルの踏み替えを検出すると同時にサンプルタイミング信号（パルス信号）を制御回路７６に発信する。この時点ではまだスタータは動作していない。

制御回路７６が時間ｔ１でサンプルタイミング信号を受信したとすると、制御回路７６は直ちに図２（ｅ）に示すように第３スイッチ２６をオフにするとともに、図２（ｇ）に示すように第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオンにする。その結果、まず第３スイッチ２６をオフにすることで、電力供給源２２からの電力入力を断つ。また、第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオンにすることで、現在負荷２１に供給している電圧Ｖ２を、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０で抵抗分割されたＶ２に比例する電圧としてサンプルホールド用コンデンサ８８にコピーする。この時、サンプルホールド用コンデンサ８８の電圧Ｖ４がＶ２相当電圧に至るまでには電荷を蓄える時間が必要である。そこで、図２（ｄ）に示すように、十分電荷を蓄えてＶ４が安定する時間ｔ２（あらかじめ決定しておく）まで第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオンのまま保持する。

時間ｔ２になればＶ４が安定するので、Ｖ２相当電圧がサンプルされたことになる。そこで、制御回路７６は図２（ｇ）に示すように、第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオフにすることでＶ４を一定値のままホールドする。それと同時に、図２（ｆ）に示すように、切替スイッチ６６を昇圧側に切り替える。これにより、時間ｔ２以降でスタータがいつ駆動してＶ１が低下しても、補助電源３０の電力を負荷２１に供給できるように準備しておく。

その後、時間ｔ３でＥＣＵがスタータを駆動したとする。これにより、電力供給源２２からスタータに大電流が流れるので、Ｖ１は図２（ａ）に示すように急激に低下する。この時、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は昇圧動作に切り替わっているので、補助電源３０の電圧を昇圧して直ちに負荷２１へ供給する。

ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧は時間ｔ２でホールドした出力設定値になるように制御される。従って、Ｖ２はスタータ動作前とほぼ同等の電圧とすることができる。その結果、図２（ｂ）の実線に示すように電力供給源２２が高い電圧値であれば、それに近い電圧が、点線に示すように電力供給源２２が低い電圧値であれば、それに近い電圧が、それぞれ負荷２１に供給される。ゆえに、サンプルホールド回路２８でサンプルした電圧Ｖ４が出力設定値となるようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧を変動制御することにより、出力電圧を電力供給源２２の長期的な電圧変動に追従させることができる。これにより、従来のような電力供給源２２からの電圧と補助電源３０からの電圧との差が電力供給源２２の条件によって変動し、負荷２１の動作に影響を及ぼしてしまう可能性を低減できる。

なお、本実施の形態１では図２（ｂ）に示すように、電力供給源２２からの電圧よりも補助電源３０からの電圧が僅かに低くなるようにしている。これは、前記したように電力供給源２２から負荷２１に供給する電圧より低い電圧をあらかじめ出力設定値としてホールドする構成としているためである。このような構成とする理由は、もし電力供給源２２からの電圧よりも補助電源３０からの電圧が高ければ、時間ｔ２からｔ３の間で、まだスタータが動作せずＶ１が低下していない時にも補助電源３０から電力が負荷２１に供給され、本当に補助電源３０からの電力が必要な時に不足してしまうという可能性を回避するためである。なお、この構成のための電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値設定についてはサンプルホールド回路２８の構成で説明した通りである。

Ｖ１の低下期間中は負荷２１へは補助電源３０から電力が供給されるので、図２（ｃ）に示すように、Ｖ３は時間ｔ３以降、経時的に低下していく。

やがて、時間ｔ４でエンジン始動が完了し、スタータの動作が停止したとする。この時、図２（ａ）に示すようにＶ１は急激に電圧低下前の電圧まで回復する。その結果、前記したようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧は電力供給源２２からの電圧より僅かに低く設定しているので、整流素子３２によりＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力の負荷２１への供給は停止し、電力供給源２２からの電力が引き続き供給される。従って、図２（ｂ）に示すようにＶ２は若干上昇して安定する。また、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力の負荷２１への供給が停止するので、図２（ｃ）に示すようにＶ３は時間ｔ４の電圧のまま一定となる。

その後、時間ｔ５で制御回路７６は補助電源３０を再度満充電するために、図２（ｅ）、（ｆ）に示すように第３スイッチ２６をオンにするとともに、切替スイッチ６６を降圧側に切り替える。この状態は時間ｔ０と同じであるので、時間ｔ０からｔ１までと同様の動作により補助電源３０が充電されていく。その結果、図２（ｃ）に示すように時間ｔ５以降でＶ３は上昇し、満充電になればその電圧を維持するように動作する。

以上の動作を繰り返すことで、Ｖ１が低下してもＶ２をほぼ同じ電圧に維持することが可能となる。

なお、図２（ｄ）に示すように、時間ｔ５以降もＶ４はホールドした電圧を維持し続けている。この状態で、再度サンプルタイミング信号を受信し、第１、第２サンプルスイッチ８２、８６がオンになると、Ｖ４はその時点でのＶ２相当電圧に更新されるが、Ｖ４がＶ２相当電圧より低ければ、Ｖ２相当電圧に至るまでの分、サンプルホールド用コンデンサ８８に電荷が蓄えられる。一方、Ｖ４がＶ２相当電圧より高ければ、サンプルホールド回路２８の構成で説明したように、Ｖ２相当電圧に至るまでの分の電荷がサンプルホールド用コンデンサ８８からボルテージフォロワ８４のグランドに放電される。このように、サンプルホールド回路２８を本実施の形態１の構成とすることにより、第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオンにするだけで自動的にＶ４をＶ２相当電圧に更新することができる。

以上の構成、動作により、通常時の電力供給源２２の電圧と、電力供給源２２の電圧低下時におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧との差が常に小さい電源装置２０を実現できた。

なお、本実施の形態１ではＤＣ／ＤＣコンバータ２４により補助電源３０の電圧を昇圧して負荷２１へ電力を供給する例を示したが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４として知られている降圧型や昇降圧型のコンバータを用いて、高電圧の補助電源３０から降圧して負荷２１に電力を供給する構成としても同様な効果が得られる。

また、本実施の形態１では電力供給源２２と補助電源３０がＤＣ／ＤＣコンバータ２４を介して並列に接続された構成を示したが、これは図３に示すように電力供給源２２と補助電源３０を直列接続してもよい。この場合のその他の回路構成は切替スイッチ６６の昇圧側と降圧側が逆になる以外は図１と同じである。また、図３の回路構成の場合、動作については補助電源３０への充電は電力供給源２２の電圧Ｖ１より高くなければならないので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は充電時には昇圧動作を行うことになる。従って、電力供給源２２の電圧低下期間は補助電源３０の高い電圧Ｖ３を降圧して負荷２に電圧を供給する動作となる。ゆえに、図１の動作とはＤＣ／ＤＣコンバータ２４の昇降圧動作が逆転することになるので、図２（ｆ）の昇圧と降圧は逆転させる必要がある。なお、それ以外の経時動作は図２と同じである。但し、図２（ｃ）の電圧低下期間（時間ｔ３〜ｔ４）におけるＶ３の電圧降下特性は直線状ではなく、図２（ａ）の同期間ｔ３〜ｔ４における変動と合成された特性、すなわち図示しないが図２（ａ）の短期的な電圧の変動を伴いながら全体として図２（ｃ）のように降下していく特性となる。

このような構成とすることで、図１の構成により得られる効果に加え、図１とは逆に電圧低下期間に降圧して負荷２１に電圧を供給する構成となるので、電圧が高い分、流れる電流が低減されＤＣ／ＤＣコンバータ２４における損失を低減することができるという効果も得られる。

また、本実施の形態１では例えば補助電源３０を満充電にした後も、満充電電圧を維持するためにＤＣ／ＤＣコンバータ２４を動作させ続けているが、補助電源３０に大容量の電気二重層コンデンサを用いているので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４を停止しても急激に電圧が下がることはない。従って、補助電源３０が充電、または放電している間のみＤＣ／ＤＣコンバータ２４を動作させてもよい。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４が停止している間はＤＣ／ＤＣコンバータ２４による電力消費がなくなる。ゆえに、電圧変動を低減し負荷の安定動作が可能になるという本来の効果に加え、さらに効率のよい電源装置２０を構成することができる。

また、本実施の形態１ではＤＣ／ＤＣコンバータ２４として双方向コンバータを用いた構成の例を示したが、従来のダイオード整流の構成からなるＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。

（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２における電源装置のブロック回路図である。図５は、本発明の実施の形態２における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１の経時変化図を、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図を、（ｃ）はサンプルホールド用コンデンサの電圧Ｖ４の経時変化図を、（ｄ）はスイッチング起動信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｅ）は第１、第２サンプルスイッチのオンオフのタイミングチャートを、それぞれ示す。図４において、図１と同じ構成については同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。なお、本実施の形態２ではバッテリと発電機からなる電力供給源の電圧低下時に、電力供給源の電圧を昇圧して、その直流出力を負荷に供給する構成について述べる。

まず、図４における図１との構成上の相違点は以下の通りである。

１）補助電源３０を廃し、補助電源３０が接続されていた第２入出力端子４８に電力供給源２２を接続した。

２）これに伴い、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４を昇圧コンバータ構成とした。

３）そのため、降圧制御が不要となるので、電圧Ｖ３検出用抵抗５８、６０と、第２エラーアンプ６２と、設定電圧源６４と、切替スイッチ６６を廃した。

４）ＤＣ／ＤＣコンバータ２４による補助電源３０の充電動作が不要となるので、第３スイッチ２６と整流素子３２を廃した。これにより、第１入出力端子３４の電圧Ｖ５は負荷２１への電圧Ｖ２と等しくなる。

上記以外の構成は実施の形態１と同様であるが、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値設定については整流素子３２がないため、その電圧降下を考慮する必要がない。従って、単に一定割合（約１０％）で電圧が低くなるような抵抗値を選定している。

次に、このような構成の電源装置２０の動作について図４、図５を用いて説明する。

電源装置２０の起動時（時間ｔ０）において、電力供給源２２の電圧Ｖ１が図５（ａ）に示すように、ある一定値であったとする。なお、図５（ａ）の実線と点線のグラフの意味は図２（ａ）と同じである。

時間ｔ０では電力供給源２２の一時的な電圧低下が起こっていないので、負荷２１には電力供給源２２の電力が選択スイッチ２３を介して負荷２１に供給される。従って、図５（ｂ）に示すように、負荷２１の電圧Ｖ２もＶ１の変動幅に対応した実線と点線の幅内で一定値となる。

この時、電源装置２０は起動直後であるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧を設定するサンプルホールド用コンデンサ８８には電荷が蓄えられていない。従って、図５（ｃ）に示すように、時間ｔ０ではサンプルホールド用コンデンサ８８の電圧Ｖ４は低い状態である。

この起動直後の状態では、電力供給源２２の一時的な電圧低下が発生していないため、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４を起動させる必要がない。従って、制御回路７６は、図５（ｄ）に示すようにスイッチング起動信号７７をオフのままとする。同様に、起動直後は図示しないＥＣＵからのサンプルタイミング信号がオフであるので、図５（ｅ）に示すように第１、第２サンプルスイッチ８２、８６もオフのままである。

その後、例えば自動車がアイドリングストップを行った後、エンジンを再起動するためのスタータを動作させる場合、その直前にＥＣＵはサンプルタイミング信号（パルス信号）を制御回路７６に発信する。

制御回路７６が時間ｔ１でサンプルタイミング信号を受信したとすると、制御回路７６は直ちに図５（ｅ）に示すように第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオンにする。その結果、現在負荷２１に供給している電圧Ｖ２を、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０で抵抗分割されたＶ２に比例する電圧としてサンプルホールド用コンデンサ８８にコピーする。この時、サンプルホールド用コンデンサ８８の電圧Ｖ４がＶ２相当電圧に至るまでには電荷を蓄える時間が必要なので、図５（ｃ）に示すように、十分電荷を蓄えてＶ４が安定する時間ｔ２（あらかじめ決定しておく）まで第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオンのまま保持する。

時間ｔ２になればＶ４が安定するので、Ｖ２相当電圧がサンプルされたことになる。そこで、制御回路７６は図５（ｅ）に示すように、第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオフにすることでＶ４を一定値のままホールドする。それと同時に、図５（ｄ）に示すように、スイッチング起動信号７７をオンにする。

ここで、後述するように電力供給源２２の出力電圧Ｖ１よりもＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２が僅かに低くなるように設定しているが、本実施の形態２のＤＣ／ＤＣコンバータ２４は昇圧型の構成であるため、時間ｔ２の時点ではＤＣ／ＤＣコンバータ２４の入力電圧Ｖ１より低い電圧Ｖ２への変換はできない。この場合は最も昇圧比が小さくなる動作、すなわち、第２スイッチ４２がオフ、第１スイッチ４０がオンを維持する動作を取るようにスイッチング信号生成回路６８によって制御される。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は時間ｔ２以降でスタータがいつ駆動してＶ１が低下しても、電力供給源２２の電圧を昇圧して負荷２１に供給できるように起動していることになる。なお、これにより電力供給源２２から負荷２１への電力供給は、選択スイッチ２３を介する配線、およびコイル５０と第１スイッチ４０の直列回路を介する配線により行われることになる。

その後、時間ｔ３でＥＣＵがスタータを駆動したとする。これにより、電力供給源２２からスタータに大電流が流れるので、Ｖ１は図５（ａ）に示すように急激に低下する。この時、同時にＶ２も低下するが、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４はすでに起動しているので、Ｖ２が出力設定値まで低下した時点から昇圧動作を開始することができる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は低下した電力供給源２２の電圧を昇圧して直ちに第１入出力端子３４から負荷２１へ供給するので、Ｖ２の安定化が図れる。

ここで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧は時間ｔ２でホールドした出力設定値になるように制御される。従って、実施の形態１で説明したようにＶ２はスタータ動作前とほぼ同等の電圧とすることができるので、従来のようなスタータ動作前後のＶ２の電圧差が電力供給源２２の条件によって変動し、負荷２１の動作に影響を及ぼしてしまう可能性を低減できる。

なお、本実施の形態２でも図５（ｂ）に示すように、電力供給源２２からの電圧よりもＤＣ／ＤＣコンバータ２４からの電圧が僅かに低くなるようにしているが、これは以下の理由による。もし電力供給源２２からの電圧よりもＤＣ／ＤＣコンバータ２４からの電圧が高ければ、時間ｔ２からｔ３の間で、まだスタータが動作せずＶ１が低下していない時にもＤＣ／ＤＣコンバータ２４から電力が負荷２１に供給されてしまう。この際、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４には損失があるので、それによる無駄な電力消費を少しでも低減するために図５（ｂ）のような電圧設定とした。

次に、時間ｔ４でエンジン始動が完了し、スタータの動作が停止したとする。この時、図５（ａ）に示すようにＶ１は急激に電圧低下前の電圧まで回復する。その結果、前記したようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧は電力供給源２２からの電圧より僅かに低く設定しているので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の第２スイッチ４２はオフ、第１スイッチ４０はオンを維持する動作となる。この時、負荷２１への電力は、選択スイッチ２３の配線、およびコイル５０と第１スイッチ４０の直列回路の配線を介して引き続き供給される。従って、図５（ｂ）に示すようにＶ２は若干上昇して安定する。

その後、時間ｔ５で制御回路７６はＤＣ／ＤＣコンバータ２４の動作を停止するために、図５（ｄ）に示すようにスイッチング起動信号７７をオフにする。これにより時間ｔ０と同じ状態となる。

以上の動作を繰り返すことで、Ｖ１が低下してもＶ２をほぼ同じ電圧に維持することが可能となる。なお、時間ｔ５以降のＶ４の更新については実施の形態１と同様の動作で行われる。

以上の構成、動作により、通常時の電力供給源２２の電圧と、電力供給源２２の電圧低下時におけるＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧との差が常に小さい電源装置２０を実現できた。

なお、本実施の形態２ではスイッチング起動信号７７がオフの場合はＤＣ／ＤＣコンバータ２４の動作を停止するように制御しているが、これは電力供給源２２の電圧が低下していない通常時、すなわちスイッチング起動信号７７がオフの時に、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の入出力間（第１入出力端子３４と第２入出力端子４８の間）に接続された方の第１スイッチ４０のみをオンにするように、スイッチング信号生成回路６８を動作させてもよい。これにより、スイッチング起動信号７７がオフの時も電力供給源２２から負荷２１への電力供給がＤＣ／ＤＣコンバータ２４を介して行われる。このように動作させると、通常時は第１スイッチ４０がオンなので、Ｖ２はＶ１と等しくなる。従って、サンプルホールドされる電圧Ｖ４はＶ１相当電圧となるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧が選択スイッチ２３の電圧降下の影響を受けなくなり、通常時と電力供給源２２の電圧低下時の負荷２１への供給電圧差をより小さくすることができる。ゆえに、Ｖ２がさらに安定するという効果が得られる。この場合、電力供給源２２の電力はコイル５０と第１スイッチ４０を介して負荷２１に供給されるので、選択スイッチ２３を介する配線は無くてもよい。

また、本実施の形態２では整流素子３２を設けない構成について説明したが、これは実施の形態１と同じ位置に設けてもよい。これにより、万一、平滑コンデンサ３８や、第１スイッチ４０、第２スイッチ４２がショート故障しても、電力供給源２２の電流がグランド３６に流れる異常を防止することができ、信頼性が向上する。但し、この場合は実施の形態１と同様に、整流素子３２の電圧降下分を考慮して電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値を設定する必要がある。

また、本実施の形態２ではＤＣ／ＤＣコンバータ２４として同期整流型の昇圧コンバータを用いた構成の例を示したが、従来のダイオード整流の構成からなるＤＣ／ＤＣコンバータにも適用可能である。

なお、実施の形態１、２で述べた構成はアイドリングストップ構成に限らず、電動パワーステアリングや電動ターボ等の大電流消費システムに適用してもよい。

（実施の形態３）
図６は、本発明の実施の形態３における電源装置のブロック回路図である。図７は、本発明の実施の形態３における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源からの電流Ｉ１の経時変化図を、（ｂ）はＤＣ／ＤＣコンバータへの電流Ｉ５の経時変化図を、（ｃ）は負荷への電流Ｉ２の経時変化図を、（ｄ）は負荷の電圧Ｖ２の経時変化図を、（ｅ）は補助電源の電圧Ｖ３の経時変化図を、（ｆ）はサンプルホールド用コンデンサの電圧Ｖ４の経時変化図を、（ｇ）は切替スイッチの切り替えのタイミングチャートを、（ｈ）は第１、第２サンプルスイッチのオンオフのタイミングチャートを、それぞれ示す。図６において、図１と同じ構成については同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。また、図６の矢印は電流の流れを示し、矢印の方向が正の電流と定義する。

なお、本実施の形態３においては、ブレーキによる制動エネルギーの電気エネルギーへの回生動作等のため、電力供給源の電圧が一時的に上昇した場合に、この上昇変動分をＤＣ／ＤＣコンバータによって電圧変換して補助電源で吸収し、回生動作が行われていない通常時に補助電源の電力を放出する構成について述べる。

まず、図６における図１との構成上の相違点は以下の通りである。

１）本実施の形態３では実施の形態１のような電力供給源２２の電圧降下が起こらない場合について述べるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力が電力供給源２２に逆流することはない。従って、逆流防止用の選択スイッチ２３は不要であるので廃した。

２）実施の形態１の構成では補助電源３０が満充電になれば、その電力が必要時以外に外部へ流出しないように第３スイッチ２６を設けていたが、本実施の形態３の構成では発生した回生電力をいつでもすぐに充電できるようにするために第３スイッチ２６を廃した。それに伴って整流素子３２も廃した。

３）補助電源３０の充電可能な容量は、回生動作時の最大電気エネルギーを全て吸収できる容量とした。

上記以外の構成は実施の形態１と同様であるが、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値設定については実施の形態２と同様に整流素子３２がないため、その電圧降下を考慮する必要がない。従って、電力供給源２２からの電圧と補助電源３０からの電圧が同じになるような抵抗値を選定している。

次に、このような構成の電源装置２０の動作について図６、図７を用いて説明する。

電源装置２０の起動完了後の通常時（時間ｔ０）において、電力供給源２２から流れる電流Ｉ１は、図７（ａ）に示すように負荷２１が消費する一定値であるとする。

これに対し、補助電源３０は時間ｔ０において放電された状態であるが、回生動作による電気エネルギーを全て回収するために、補助電源３０に充電されないように制御する必要がある。従って、補助電源３０はＤＣ／ＤＣコンバータ２４を介して充電される回路構成であるので、図７（ｂ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４への電流Ｉ５は０となるように制御される。ここで、補助電源３０には完全放電が可能な電気二重層キャパシタを用いた。

また、負荷２１は車両使用中、常に一定電流Ｉ２を消費しているとすると、図７（ｃ）に示すように時間ｔ０で一定電流Ｉ２が負荷２１に流れる。従って、時間ｔ０ではＩ１＝Ｉ２となる。

一方、負荷２１に印加される電圧Ｖ２は車両使用中、常に動作可能な電圧範囲内で一定になるように制御されているので、時間ｔ０では図７（ｄ）に示すように、ある一定値を保つ。なお、図７（ｄ）の実線と点線のグラフの意味は図２（ａ）と同じである。

補助電源３０は上記したように時間ｔ０では充電されないため、図７（ｅ）に示すように補助電源３０の電圧Ｖ３は０である。

また、電源装置２０の起動完了時にはＤＣ／ＤＣコンバータ２４における第１入出力端子３４の電圧（出力電圧）を設定するサンプルホールド用コンデンサ８８には電荷が十分蓄えられていないので、図７（ｆ）に示すように、時間ｔ０ではサンプルホールド用コンデンサ８８の電圧Ｖ４は低い状態である。

ここで、各種スイッチの動作についてタイミングチャートを基に説明する。

まず、時間ｔ０で補助電源３０に充電を行わないようにするために、制御回路７６は、切替スイッチ６６が降圧側（第２エラーアンプ６２側）を選択するように制御する。第２エラーアンプ６２に接続された設定電圧源６４の設定電圧はＤＣ／ＤＣコンバータ２４の昇圧動作が可能な最低電圧（例えば１Ｖ）としているので、上記選択により、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は補助電源３０の電圧Ｖ３が設定電圧になるように充電制御される。一旦充電されると、充電動作が停止する。

次に、第１、第２サンプルスイッチ８２、８６については、時間ｔ０では図示しないＥＣＵからのサンプルタイミング信号がオフであるので、図７（ｈ）に示すように、いずれもオフのままである。

この状態で、運転者が制動操作を行ったとする。この操作により、ブレーキペダルからブレーキ信号が車両のＥＣＵに入力される。これにより、ＥＣＵは直ちにサンプルタイミング信号を制御回路７６に発信する。この時点ではまだ発電機が回生動作を行っていない。

制御回路７６が時間ｔ１でサンプルタイミング信号を受信したとすると、制御回路７６は直ちに図７（ｈ）に示すように第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオンにする。その結果、実施の形態１と同様にして、現在負荷２１に供給している電圧Ｖ２に相当する電圧をサンプルホールド用コンデンサ８８にコピーする。この時、サンプルホールド用コンデンサ８８の電圧Ｖ４がＶ２相当電圧に至るまでには電荷を蓄える時間が必要なので、図７（ｆ）に示すように、十分電荷を蓄えてＶ４が安定する時間ｔ２（あらかじめ決定しておく）まで第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオンのまま保持する。

時間ｔ２になればＶ４が安定するので、Ｖ２相当電圧がサンプルされたことになる。そこで、制御回路７６は図７（ｈ）に示すように、第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオフにすることでＶ４を一定値のままホールドする。それと同時に、図７（ｇ）に示すように、切替スイッチ６６を昇圧側に切り替える。この時、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力は直前の電圧（ホールドした電圧）となるように動作する。従って、回生電流が発生するまで補助電源３０への充放電はほとんど行われない。これらの動作により、時間ｔ２以降でいつ回生動作によりＩ１が上昇しても、補助電源３０により回生電力を充電して吸収できるように準備しておく。

その後、時間ｔ３で車両制動のための回生動作が開始されたとする。これにより、電力供給源２２から一時的に大電流が流れてくるので、Ｉ１は図７（ａ）に示すように急激に増加する。この時、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は第１入出力端子３４の電圧Ｖ５がサンプルホールドされた電圧Ｖ４になるように制御するので、Ｉ１の増加に伴うＶ５の増大をＶ４にまで下げるために、図７（ｂ）に示したような回生による一時的な変動電流Ｉ５を、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４を介して補助電源３０に充電することで吸収する。

これにより、Ｉ２は図７（ｃ）に示すように回生動作前とほとんど同じ電流を負荷２１に供給し続けられる。

さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の第１入出力端子３４の電圧Ｖ５は時間ｔ２でホールドした出力設定値になるように制御されるので、Ｖ２は回生動作前とほとんど同じ電圧とすることができる。その結果、図７（ｄ）の実線に示すように電力供給源２２が高い電圧値であった場合は、それとほとんど同じ電圧が、点線に示すように電力供給源２２が低い電圧値であった場合は、それとほとんど同じ電圧が、それぞれ負荷２１に供給される。ゆえに、サンプルホールド回路２８でサンプルした電圧Ｖ４が出力設定値となるようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧を変動制御することにより、実施の形態１、２と同様に第１入出力端子３４の電圧Ｖ５を電力供給源２２の長期的な電圧変動に追従させることができる。これにより、従来のような電力供給源２２からの電圧と補助電源３０からの電圧との差が電力供給源２２の条件によって変動し、負荷２１の動作に影響を及ぼしてしまう可能性を低減できる。

なお、本実施の形態３では、実施の形態１のように電力供給源２２の電圧低下期間に補助電源３０から負荷２１へ電力供給する動作を行わないので、補助電源３０からの電力が必要な時に不足してしまうという可能性が本質的にない。従って、図２（ｂ）に示すように、電力供給源２２からの電圧よりも補助電源３０からの電圧が僅かに低くなるような出力設定値の設定を行う必要がない。ゆえに、図７（ｄ）に示すようにＶ２は、回生動作による大電流発電期間であっても、それ以外の通常時とほとんど同じ電圧としている。これにより、負荷２１への電圧変動をできるだけ低減している。

大電流発電期間中は電力供給源２２の電流Ｉ１の一時的な変動分Ｉ５がＤＣ／ＤＣコンバータ２４を介して補助電源３０で充電、吸収されるので、図７（ｅ）に示すように、Ｖ３は時間ｔ３以降、経時的に上昇していく。

やがて、時間ｔ４で回生動作が終了したとする。この時、図７（ａ）に示すようにＩ１は急激に低下し、電力供給源２２からはほとんど電流Ｉ１が流れない状態となる。これは、大電流発電期間に補助電源３０が吸収した充電電力を優先的に放出し、次の大電流発電期間における電流変動分の再吸収に備えるよう制御しているためである。

この結果、図７（ｂ）に示すように、時間ｔ４を越えると第１入出力端子３４での電流Ｉ５は負荷２１に供給するために負方向に流れる。従って、Ｉ２≒−Ｉ５となる。ゆえに、図７（ｃ）に示すように、時間ｔ４以降も引き続き負荷２１には同じ電流Ｉ２が供給され、図７（ｄ）に示すように負荷２１の電圧Ｖ２も一定のまま維持される。

これに伴い、補助電源３０の電力が負荷２１に供給されるに従って、時間ｔ４以降で経時的に電圧Ｖ３が低下していく。補助電源３０は次の一時的な大電流変動分の吸収のために、放電しきっておかなければならない。そこで、制御回路７６は時間ｔ５で切替スイッチ６６を降圧側に切り替える。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は補助電源３０の電圧Ｖ３が設定電圧源６４の電圧になるように動作する。その結果、補助電源３０の電力は全て放電され、その状態が維持される。

この時の動作の様子を図７（ｅ）に示す。時間ｔ６でＶ３が０Ｖとなり、それ以降は０Ｖを維持している。このような動作により、時間ｔ６以降は補助電源３０から負荷２１へ電力を供給できないので、この時点で図７（ａ）に示すように電力供給源２２から負荷２１に電流Ｉ１が供給される。この時、図７（ｂ）に示すように補助電源３０は放電が完了しているので、第１入出力端子３４での電流Ｉ５は０になる。

これらの動作により、図７（ｃ）、（ｄ）に示すように、負荷２１への電流Ｉ２と電圧Ｖ２は常に同じ値を保つので、負荷２１は安定して動作し続けることができる。

以上の動作を繰り返すことで、Ｉ１が上昇変動してもＩ２、Ｖ２をほぼ同じ値に維持することが可能となる。なお、切替スイッチ６６を切り替える時間ｔ５はｔ４とｔ６の間であればいつでもよい。また、ホールドされた電圧Ｖ４の更新は実施の形態１と同様にして行われる。

以上の構成、動作により、通常時の電力供給源２２の電圧と、電力供給源２２からの大電流発電による一時的な変動時のＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧との差が常に小さい電源装置２０を実現できた。

なお、本実施の形態３では補助電源３０に電気二重層キャパシタを用いたが、これは電気化学キャパシタ等の急速充放電が可能な他の蓄電素子でもよい。

（実施の形態４）
図８は、本発明の実施の形態４における電源装置のブロック回路図である。図９は、本発明の実施の形態４における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１の経時変化図を、（ｂ）は電力供給源からの電流Ｉ１の経時変化図を、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータへの電流Ｉ５の経時変化図を、（ｄ）は負荷への電流Ｉ２の経時変化図を、（ｅ）は負荷の電圧Ｖ２の経時変化図を、（ｆ）は補助電源の電圧Ｖ３の経時変化図を、（ｇ）はサンプルホールド用コンデンサの電圧Ｖ４の経時変化図を、（ｈ）は切替スイッチの切り替えのタイミングチャートを、（ｉ）は第１、第２サンプルスイッチのオンオフのタイミングチャートを、それぞれ示す。図８において、図１や図６と同じ構成については同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。また、図８の矢印の意味は図６と同じである。

なお、本実施の形態４においては、実施の形態１と実施の形態３を同時に行った場合、すなわちブレーキによる回生動作等で電力供給源の電圧が一時的に上昇する場合と、スタータの大電流消費により電力供給源の電圧が一時的に低下の場合の両方が発生しても、負荷に安定した電力を供給する電源装置の構成について述べる。

まず、図８における図６との構成上の相違点は次の通りである。

１）本実施の形態４では実施の形態１と同様に電力供給源２２の電圧降下が起こる場合が含まれるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力が電力供給源２２に逆流しないように選択スイッチ２３を設けた。従って、選択スイッチ２３の動作も実施の形態１と同様に、負荷２１への電力源として電力供給源２２の出力とＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力を切り替える動作と等価になる。

上記以外の構成は実施の形態１、３と同様であり、また電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値設定についても実施の形態３と同様に、電力供給源２２からの電圧と補助電源３０からの電圧が同じになるような抵抗値を選定している。

次に、このような構成の電源装置２０の動作について図８、図９を用いて説明する。

電源装置２０の起動完了後の通常時（時間ｔ０）において、大電流発電も電圧低下も発生していないので、電力供給源２２の出力電圧Ｖ１は、図９（ａ）に示すように一定値であるとする。なお、図９（ａ）の実線と点線の意味は実施の形態１と同じである。この場合、電流供給源２２から流れる電流Ｉ１は、図９（ｂ）に示すように、負荷２１の駆動による消費電流（Ｉ２）と、補助電源３０への充電電流（Ｉ５）の和に相当する一定値となる。従って、図９（ｃ）、（ｄ）に示すように、補助電源３０への充電電流Ｉ５、および負荷２１への電流Ｉ２も一定値になる。その結果、図９（ｅ）に示すように、負荷２１に印加される電圧Ｖ２も一定値を保つ。なお、これらの特性は実施の形態３と同様に負荷２１が車両使用中、常に一定電流Ｉ２を消費するとともに、常に動作可能な電圧範囲内で一定電圧Ｖ２になるように制御されているためである。

補助電源３０には図９（ｆ）に示すように、充電目標電圧に至るまで充電されるので、補助電源３０の電圧Ｖ３は時間ｔ０での低い状態から経時的に上昇する。ここで、実施の形態１では補助電源３０を満充電まで充電し、実施の形態３では補助電源３０に充電しないよう制御していたが、本実施の形態４では未充電と満充電の間の充電目標電圧まで充電するようにしている。これは、いつ大電流発電期間が来ても補助電源３０で吸収、充電できるように、補助電源３０における吸収分の余裕を持たせるとともに、いつ電圧低下期間が来ても補助電源３０から負荷２１に電力を供給できるように供給分だけは予め充電しておくためである。従って、大電流発電期間が過ぎれば速やかに吸収した電力を放電し、電圧低下期間が過ぎれば速やかに使用した電力分を充電することで、通常状態では常に充電目標電圧になるように制御されている。このことから、補助電源３０の容量は、大電流発電期間の電力吸収に必要な容量と、電圧低下期間の電力放出に必要な容量を合計した値としている。この容量値において電圧低下期間に負荷２１に電力を十分供給できるだけの電荷が蓄えられるように充電目標電圧が設定されている。

また、電源装置２０の起動完了時にはＤＣ／ＤＣコンバータ２４における第１入出力端子３４の電圧（出力電圧）を設定するサンプルホールド用コンデンサ８８には電荷が十分蓄えられていないので、図９（ｇ）に示すように、時間ｔ０ではサンプルホールド用コンデンサ８８の電圧Ｖ４は低い状態である。

この起動完了後の状態（時間ｔ０）では、上記したように電圧低下期間における電力供給源２２の一時的な電圧低下を補償するため、補助電源３０を充電目標電圧まで充電しておく必要がある。そのために、制御回路７６は、図９（ｈ）に示すように切替スイッチ６６を降圧側にする。また、起動完了後は図示しないＥＣＵからのサンプルタイミング信号がオフであるので、図９（ｉ）に示すように第１、第２サンプルスイッチ８２、８６はオフのままである。

この状態で、制御回路７６はスイッチング起動信号７７を発することにより、スイッチング信号生成回路６８を駆動する。これにより、切替スイッチ６６が降圧側に切り替えられているので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は電力供給源２２の電力を補助電源３０に充電する。この際、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４はＶ３が設定電圧源６４の電圧（充電目標電圧）に相当するように降圧制御する。その結果、図９（ｆ）に示すように、Ｖ３は時間が経過するとともに増加していく。

やがて、Ｖ３が設定電圧源６４の電圧相当になると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４はＶ３が設定電圧源６４の電圧相当を維持するように動作する。その結果、図９（ｆ）に示すように時間ｔ１でＶ３は安定する。これにより、補助電源３０への充電は完了するので、図９（ｃ）に示すように、補助電源３０を充電するための電流Ｉ５は０になる。従って、電力供給源２２からの電流Ｉ１は負荷２１への電流Ｉ２のみを流せばよくなるので、図９（ｂ）に示すように、Ｉ１は時間ｔ１で負荷消費電流Ｉ２まで下がる。

この状態で、運転者が制動操作を行ったとする。この操作により、ブレーキペダルからブレーキ信号が車両のＥＣＵに入力される。これにより、ＥＣＵは直ちにサンプルタイミング信号を制御回路７６に発信する。この時点ではまだ発電機が回生動作を行っていない。

制御回路７６が時間ｔ２でサンプルタイミング信号を受信したとすると、制御回路７６は直ちに図９（ｉ）に示すように第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオンにする。その結果、実施の形態３と同様にして、現在負荷２１に供給している電圧Ｖ２に相当する電圧をサンプルホールド用コンデンサ８８にコピーする。サンプルホールドが完了する時間ｔ３になると、図９（ｇ）に示すように電圧Ｖ４は安定するので、制御回路７６は図９（ｉ）に示すように、第１、第２サンプルスイッチ８２、８６をオフにすることでＶ４を一定値のままホールドする。それと同時に、図９（ｈ）に示すように、切替スイッチ６６を昇圧側に切り替える。これにより、時間ｔ３以降でいつ回生動作によりＩ１が上昇しても、あるいはいつ大電流消費によりＶ１が低下しても、補助電源３０による回生電力の吸収、または電圧低下の補償ができるように準備しておく。

その後、時間ｔ４で車両制動のための回生動作が開始されたとする。これにより、電力供給源２２から一時的に大電流が流れてくるので、Ｉ１は図９（ｂ）に示すように急激に増加する。この時、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は第１入出力端子３４の電圧Ｖ５がサンプルホールドされた電圧Ｖ４になるように制御するので、Ｉ１の増加に伴うＶ５の増大をＶ４にまで下げるために、図９（ｃ）に示したような回生による一時的な変動電流Ｉ５を、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４を介して補助電源３０に充電することで吸収する。

これにより、Ｉ２は図９（ｄ）に示すように回生動作前とほとんど同じ電流を負荷２１に供給し続けられる。

さらに、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の第１入出力端子３４の電圧Ｖ５は時間ｔ２でホールドした出力設定値になるように制御されるので、Ｖ１、およびＶ２は回生動作前とほとんど同じ電圧とすることができる。その結果、図９（ａ）、（ｅ）の実線に示すように電力供給源２２が高い電圧値であった場合は、それとほとんど同じ電圧に、点線に示すように電力供給源２２が低い電圧値であった場合は、それとほとんど同じ電圧になる。ゆえに、実施の形態１〜３と同様に第１入出力端子３４の電圧Ｖ５を電力供給源２２の長期的な電圧変動に追従させることができる。これにより、従来のような電力供給源２２からの電圧と補助電源３０からの電圧との差が電力供給源２２の条件によって変動し、負荷２１の動作に影響を及ぼしてしまう可能性を低減できる。

大電流発電期間中は電力供給源２２の電流Ｉ１の一時的な変動分Ｉ５がＤＣ／ＤＣコンバータ２４を介して補助電源３０で充電、吸収されるので、図９（ｆ）に示すように、Ｖ３は時間ｔ４以降、経時的に上昇していく。

やがて、時間ｔ５で回生動作が終了し、車両が停車（アイドリングストップ）したとする。この時、図９（ｂ）に示すようにＩ１は急激に低下し、電力供給源２２からはほとんど電流Ｉ１が流れない状態となる。これは、大電流発電期間に補助電源３０が吸収した充電電力を優先的に放出し、次の大電流発電期間における電流変動分の再吸収に備えるよう制御しているためである。

この結果、図９（ｃ）に示すように、時間ｔ５を越えると第１入出力端子３４での電流Ｉ５は負荷２１に供給するために負方向に流れる。従って、Ｉ２≒−Ｉ５となる。ゆえに、アイドリングストップでエンジンが停止しても、図９（ｄ）に示すように、時間ｔ５以降も引き続き負荷２１には同じ電流Ｉ２が供給され、図９（ｅ）に示すように負荷２１の電圧Ｖ２も一定のまま維持される。

これに伴って、補助電源３０の電力が負荷２１に供給されるに従って、時間ｔ５以降で経時的に電圧Ｖ３が低下していく。

その後、エンジンを再起動するためにスタータを動作させたとする。スタータ動作は例えば運転者が停車中のブレーキペダルからアクセルペダルに踏み替える場合に行われる。従って、ＥＣＵは前記ペダルの踏み替えを検出すると同時にサンプルタイミング信号を制御回路７６に発信する。この時点ではまだスタータは動作していない。

本来ならば、この時点で現在負荷２１に供給している電圧Ｖ２をサンプルホールド用コンデンサ８８にコピーするのであるが、アイドリングストップ機能において、回生動作からスタータの再起動までの時間は通常短く、その間に電力供給源２２を構成するバッテリの環境温度や劣化度合いの急変は考えられないので、ここでは時間ｔ３で既にサンプルホールドされた電圧Ｖ４を引き続き使用している。従って、時間ｔ５以降でサンプルホールド動作は行わない。

その後、補助電源３０が回生動作で吸収した電気エネルギーを負荷２１へ放電している途中の時間ｔ６でＥＣＵがスタータを駆動したとする。これにより、電力供給源２２からスタータに大電流が流れるので、Ｖ１は図９（ａ）に示すように急激に低下する。しかし、この時点では既に補助電源３０から負荷２１に電力が供給されているので、時間ｔ６以降も引き続き負荷２１へ電力が供給される。

ここで、時間ｔ６では電力供給源２２の電流はほぼ全てスタータに流れるので、図９（ｂ）に示すように、時間ｔ５で僅かに負荷２１へ流れていた電流Ｉ１は時間ｔ６で完全に０になる。従って、負荷２１に安定した電流Ｉ２を流し続けるには補助電源３０からＩ１相当分も含めて流さなければならない。このため、図９（ｃ）に示すように、時間ｔ６でＩ５は若干負側に大きくなる。その結果、図９（ｄ）に示すように、時間ｔ６以降もＩ２は安定し、図９（ｅ）に示すように、負荷２１の電圧Ｖ２も安定する。

このような動作により、電圧低下期間でもＶ２はスタータ動作前とほぼ同等の電圧とすることができるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧を電力供給源２２の長期的な電圧変動に追従させることができる。従って、本実施の形態４においても、従来のような電力供給源２２からの電圧と補助電源３０からの電圧との差が電力供給源２２の条件によって変動し、負荷２１の動作に影響を及ぼしてしまう可能性を低減できる。

Ｖ１の低下期間中は負荷２１へは補助電源３０から電力が供給されるので、図９（ｆ）に示すように、Ｖ３は時間ｔ６以降、経時的に低下していく。この際、電流供給源２２からの電流Ｉ１が０のため、時間ｔ５〜ｔ６のＶ３の低下傾きに比べ、電圧低下期間である時間ｔ６〜ｔ７のＶ３の低下傾きは若干大きくなる。

やがて、時間ｔ７でエンジン始動が完了し、スタータの動作が停止したとする。この時、図９（ａ）に示すようにＶ１は急激に電圧低下前の電圧まで回復する。その結果、時間ｔ５〜ｔ６と同じ状態になるため、図９（ｂ）に示すように、時間ｔ７で電力供給源２２からの僅かな電流Ｉ１が再び流れる。これに伴い、図９（ｃ）に示すように、時間ｔ７で補助電源３０から負荷２１に供給される電流Ｉ５は負側で僅かに小さくなる。従って、図９（ｆ）に示すように補助電源３０の電圧Ｖ３の低下傾きも小さくなる。

補助電源３０の電圧Ｖ３は前記したように充電目標電圧に調整しておかなければならないので、時間ｔ８で制御回路７６は切替スイッチ６６を降圧側に切り替える。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は補助電源３０の電圧Ｖ３を設定電圧源６４の充電目標電圧になるよう制御する。その結果、時間ｔ９でＶ３は充電目標電圧に達し、その後、その電圧を維持する。

Ｖ３が充電目標電圧に達すると、その電圧を維持するために補助電源３０から負荷２１への電力供給は停止される。従って、時間ｔ９で図９（ｂ）に示すように電力供給源２２から負荷２１に負荷消費電流Ｉ２が供給される。この時、図９（ｃ）に示すように補助電源３０からの電力供給は停止しているので、第１入出力端子３４での電流Ｉ５は０になる。

以上の動作を繰り返すことで、大電流発電期間や電圧低下期間が両方存在しても、図９（ｄ）、（ｅ）に示すように、負荷２１への電流Ｉ２と電圧Ｖ２は常にほとんど同じ値を保つので、負荷２１は安定して動作し続けることができる。なお、切替スイッチ６６を切り替える時間ｔ８はｔ７とｔ９の間であればいつでもよい。また、ホールドされた電圧Ｖ４の更新は実施の形態１と同様にして行われる。

以上の構成、動作により、通常時の電力供給源２２の電圧と、電力供給源２２からの大電流発電や電力供給源２２の電圧低下による一時的な変動時のＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧との差が常に小さい電源装置２０を実現できた。

なお、本実施の形態４ではアイドリングストップ機能のように、回生動作による大電流発電期間と、スタータ動作による電圧低下期間がほぼ連続して発生する場合について説明したが、これは両者の発生する時間間隔が長い場合でも同様に適用できる。その場合の動作は大電流発電期間、電圧低下期間のいずれが完了しても、常に補助電源３０の電圧Ｖ３が充電目標電圧になるように制御すればよい。

また、本実施の形態４においても補助電源３０に電気二重層キャパシタや電気化学キャパシタ等の急速充放電が可能な蓄電素子を用いればよい。但し、電気化学キャパシタは放電電位を０Ｖにできないので、電気化学キャパシタの動作可能な最低電圧を考慮して設定電圧源６４の充電目標電圧を決定すればよい。

（実施の形態５）
図１０は、本発明の実施の形態５における電源装置のブロック回路図である。図１１は、本発明の実施の形態５における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図を、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図を、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャートを、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図をそれぞれ示す。図１２は、本発明の実施の形態５における電源装置の他の構成のブロック回路図である。図１３は、本発明の実施の形態５における電源装置の他の構成の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図を、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図を、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャートを、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図をそれぞれ示す。

図１０と図１２において、図４と同じ構成については同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。また、太線は電力系統、細線は制御系統の配線を示す。なお、本実施の形態５では実施の形態２と同様に、例えばアイドリングストップ車において、バッテリと発電機からなる電力供給源の電圧低下時に、電力供給源の電圧を昇圧して、その直流出力を負荷に供給する構成について述べる。

まず、図１０の回路構成について説明する。負荷２１への電力供給は、図１０に太線で示したように、電力供給源２２の電力が選択スイッチ２３（本実施の形態５では選択スイッチ２３を外部信号に応じてオンオフ制御が可能な、例えばＦＥＴからなる構成とした）を介して直接供給される経路と、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４を介して供給される経路の２種類のいずれかにより行われる。

電力供給源２２の電圧Ｖ１は電圧Ｖ１検出用抵抗９０、９２により抵抗分割された際の中点電圧Ｖａとして検出される。すなわち、電圧Ｖ１検出用抵抗９０、９２の抵抗値をそれぞれＲ１、Ｒ２とすると、Ｖａ＝Ｖ１×Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）の関係になるので、電圧Ｖａは電圧Ｖ１に相当する電圧となる。この電圧Ｖａはサンプルホールド回路２８の入力端子ＩＮを介して入力されている。

また、負荷２１の電圧Ｖ２も同様に、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０により抵抗分割された際の中点電圧Ｖｂとして検出される。すなわち、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値をそれぞれＲ３、Ｒ４とすると、Ｖｂ＝Ｖ２×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）の関係になるので、電圧Ｖｂは電圧Ｖ２に相当する電圧となる。この電圧Ｖｂは、サンプルホールド回路２８の出力端子ＯＵＴから出力されるホールド電圧Ｖｈとともにオペアンプ９４に入力される。オペアンプ９４の出力はＤＣ／ＤＣコンバータ２４のフィードバック端子Ｆ／Ｂに入力される。

また、エンジンＥＣＵから発せられるサンプルタイミング信号は、サンプルホールド回路２８のホールド端子ｈｏｌｄに入力されるとともに、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号としてオンオフ端子ＯＮ／ＯＦＦにも入力される。さらに、サンプルタイミング信号は反転回路７４により反転されて選択スイッチ２３のオンオフ制御を行う。

なお、サンプルホールド回路２８の動作は実施の形態１〜４のものとは異なり、ホールド端子ｈｏｌｄがオフの時は、入力端子ＩＮの電圧をそのまま出力端子ＯＵＴから出力し、ホールド端子ｈｏｌｄがオンの時は、オンになった瞬間の入力端子ＩＮの電圧をホールドし、以後ホールド端子ｈｏｌｄがオンの間は常にホールドした電圧Ｖｈを出力端子ＯＵＴから出力し続ける。ホールド電圧Ｖｈを更新する場合はホールド端子ｈｏｌｄをオフにした後、ホールドしたい時にホールド端子ｈｏｌｄをオンにする。

次に、このような構成の電源装置２０の動作について図１１により説明する。なお、例えば図５に示した太点線の動作については、図５（ａ）、（ｂ）と同様に電圧が低くなるだけで太実線と同等の動作を行うため、図１１では省略している。

まず、時間ｔ０ではアイドリングストップが行われておらずエンジンが駆動している状態である。この時、発電機も動作しているので、電力供給源２２の電圧Ｖ１は例えば１４Ｖ程度で安定している。従って、電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａも図１１（ａ）に示すように高い電圧値で安定している。この時点では図１１（ｅ）に示すようにＥＣＵからのサンプルタイミング信号がオフなので、図１１（ｃ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４のオンオフ端子ＯＮ／ＯＦＦに入力される信号もオフのままであり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は停止した状態である。また、サンプルタイミング信号は反転回路７４で反転するため、図１１（ｅ）に示すように選択スイッチ２３にはオン信号が入力される。従って、選択スイッチ２３はオンになる。

これらの結果から、電力供給源２２の電圧Ｖ１は選択スイッチ２３がオンであるので、そのまま負荷２１に供給される。従って、図１１（ｂ）に示すように電圧Ｖｂは電圧Ｖａに相当する電圧値となり、図１１（ｆ）に示すように電圧Ｖ２は電圧Ｖ１と等しくなる。

次に、時間ｔ１でアイドリングストップが行われ、エンジンが停止したとする。ＥＣＵはエンジンが停止する以前の時点でサンプルタイミング信号を発する。なお、本実施の形態５ではサンプルタイミング信号はエンジンが停止する以前からオンになり、エンジン再始動完了以降の時点までオン状態を維持する信号とした。従って、サンプルタイミング信号はエンジン停止時からエンジン再始動完了時までは少なくともオン状態となる。

本実施の形態５では、時間ｔ１についてはサンプルタイミング信号が図１１（ｅ）に示すようにエンジン停止とほぼ同時に発せられた場合を示している。従って、図１１（ｅ）に示すように、時間ｔ１でサンプルタイミング信号はオン信号となる。これにより、サンプルホールド回路２８のホールド端子ｈｏｌｄがオンになるので、時間ｔ１での電力供給源２２の電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａがホールドされ、その電圧値（ホールド電圧Ｖｈ）が出力端子ＯＵＴから出力される。また、これと同時に図１１（ｃ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号（本実施の形態５ではサンプルタイミング信号と同等）がオンになり、これがオンオフ端子ＯＮ／ＯＦＦに入力されるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４が起動する。さらに、図１１（ｄ）に示すように選択スイッチ２３のオンオフ信号はＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号を反転したものであるので、オフ信号となる。その結果、選択スイッチ２３はオフになる。

以上をまとめると、電力供給源２２の電圧Ｖ１が低下する以前の時点（ここではほぼ低下する時点である時間ｔ１）でサンプルタイミング信号がオンになると、電力供給源２２の電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａをサンプルホールド回路２８でホールドするとともにＤＣ／ＤＣコンバータ２４を起動し、選択スイッチ２３をオフにする動作を行っている。なお、サンプルタイミング信号がオンになるのは電圧Ｖ１が低下する以前であれば構わないが、あまりオンになるのが早すぎると、その間に電圧Ｖ１が変動してもそれをホールドできず、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２の制御精度が悪くなるため、できるだけ電圧Ｖ１が低下する直近が望ましい。

このような動作の結果、負荷２１へはＤＣ／ＤＣコンバータ２４から電力が供給されることになる。ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は、その出力電圧Ｖ２に相当する電圧Ｖｂがサンプルホールド回路２８でホールドされた電圧Ｖｈになるように、オペアンプ９４からのフィードバック信号に基いて出力電圧Ｖ２を制御するので、図１１（ａ）に示すように時間ｔ１以降で発電機が停止したことによる電力供給源２２の電圧降下が起こっても、図１１（ｂ）に示すように出力電圧Ｖ２に相当する電圧Ｖｂはホールド電圧Ｖｈと等しくなり、電圧降下が発生しない。従って、図１１（ｆ）に示すように、時間ｔ１以降も電圧Ｖ２はホールド時の電圧Ｖ１と等しくなり、負荷２１に対して引き続き安定した電圧で電力を供給できる。

アイドリングストップが発生した時間ｔ１から短期間経過後の時間ｔ２までは、図１１（ａ）に示すように電力供給源２２の電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａは急激に下がるが、時間ｔ２以降では下がり方が緩やかになる。しかし、このような電圧Ｖａの変動があっても、図１１（ｂ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２に相当する電圧Ｖｂはホールド電圧Ｖｈのまま安定しているので、図１１（ｆ）に示すように電圧Ｖ２はホールド時の電圧Ｖ１と等しい状態を維持する。

次に、時間ｔ３でアイドリングストップを終了し、エンジンを再始動するためにスタータが駆動したとする。この場合はスタータに大電流が流れるので、電力供給源２２の電圧Ｖ１は６Ｖ程度まで急激に低下する。従って、図１１（ａ）に示すように電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａも急低下する。その後、エンジンの回転が安定するに従って、スタータへの電流は少なくなっていくので電圧Ｖａは上昇する。時間ｔ４でエンジンの再始動が完了すると発電機も再起動するので、電力供給源２２の電圧Ｖ１はアイドリングストップ前の電圧値（約１４Ｖ）に戻る。従って、電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａも時間ｔ０からｔ１の電圧値に回復する。

しかし、本実施の形態５では時間ｔ４の時は図１１（ｅ）に示すようにサンプルタイミング信号がオンのままであるので、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号も図１１（ｃ）に示すようにオンであり、動作し続けている。また、選択スイッチ２３も図１１（ｄ）に示すようにオフのままである。その結果、時間ｔ４では電圧Ｖａが回復してもＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力が負荷２１に供給され続けている。

その後、エンジンが再始動した時点（時間ｔ４）以降の時間ｔ５で、図１１（ｅ）に示すようにＥＣＵからのサンプルタイミング信号がオフになったとする。これによる動作は時間ｔ１での動作とは逆に、サンプルホールド回路２８のホールド端子ｈｏｌｄがオフになるので、サンプルホールド回路２８の出力端子ＯＵＴのホールド電圧Ｖｈは入力端子ＩＮの電圧Ｖａと等しくなる。また、図１１（ｃ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号はオフになるので、動作を停止する。さらに、図１１（ｄ）に示すように選択スイッチ２３はオンになるので、電力供給源２２の電圧Ｖ１が選択スイッチ２３を介して負荷２１に印加されることになる。これにより、エンジン動作時の状態、すなわち時間ｔ０の状態に再び戻ったことになる。

このように動作することで、図１１（ａ）に示した電圧低下期間（時間ｔ１〜ｔ４）ではＤＣ／ＤＣコンバータ２４が動作して負荷２１にホールド電圧Ｖｈに相当する電圧を供給し続けるので、電力供給源２２の電圧Ｖ１が大きく変動しても図１１（ｆ）に示すように電圧Ｖ２は安定している。従って、負荷２１を駆動し続けることができる。

なお、本実施の形態５ではエンジン再始動完了時の時間ｔ４より後の時間ｔ５でサンプルタイミング信号がオフになっているが、これは時間ｔ４でオフになってもよい。この場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の動作時間が短くなるので消費電力を低減できる。

ここまでで説明したエンジン再始動時の動作をまとめると、図１１（ａ）に示すように電力供給源２２の電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａが、ホールドされた電圧Ｖｈまで回復した時点（時間ｔ４）以降でサンプルタイミング信号がオフになると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４を停止するとともに、選択スイッチ２３をオンにすることになる。

なお、図１０の回路構成では、図１１の時間ｔ４からｔ５のように、電力供給源２２の電圧Ｖ１がアイドリングストップ前の電圧まで回復した後もＤＣ／ＤＣコンバータ２４が動作し続けているが、この場合のＤＣ／ＤＣコンバータ２４が出力しようとする電圧（目標制御電圧）は電圧Ｖ１とほぼ等しくなる。その結果、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２が電圧Ｖ１と等しくなるので、間欠動作を行うことになる。その結果、時間ｔ４からｔ５でＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力に電圧リップルが発生してしまう。

そこで、この電圧リップルが問題になる場合には、電源装置２０を図１２に示す回路構成としてもよい。図１２の構成は図１０と比べ、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２が、ホールドされた時の電力供給源２２の電圧Ｖ１より既定定数倍（ｋ倍）低くなるように電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値を設定した点が相違点である。すなわち、電圧Ｖ１検出用抵抗９０、９２の抵抗値をそれぞれＲ１、Ｒ２とし、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値をそれぞれＲ３、Ｒ４とした時、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝ｋ×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）が成立するようにＲ３、Ｒ４を設定している。ここで、電圧Ｖ２をホールド時の電圧Ｖ１（目標制御電圧）よりも低くするために、ｋは１未満の正の数値としている。本実施の形態５では実施の形態１と同様に、電圧Ｖ２がホールド時の電圧Ｖ１に対して１０％小さくなるように、ｋ＝０．９とした。

このような構成とした時のＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２の経時変化を図１３（ｆ）に示す。なお、図１３（ａ）〜（ｅ）は図１１（ａ）〜（ｅ）と全く同じであるので、説明を省略する。

時間ｔ１で図１３（ｅ）に示すようにサンプルタイミング信号がＥＣＵより発せられると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４がオンになり、選択スイッチ２３がオフになる。これにより、負荷２１へはＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２が印加される。この際、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の目標制御電圧は、時間ｔ１でのホールド時の電力供給源２２の電圧Ｖ１をｋ倍した電圧になるように制御される。従って、時間ｔ１では電圧Ｖ１の方が目標制御電圧（＝ｋ×Ｖ１＝０．９×Ｖ１）より大きくなる。ゆえに、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は前記したように昇圧コンバータであるので、起動しても昇圧動作が行われず、入力端子ＩＮの電圧Ｖ１がほぼそのまま出力端子ＯＵＴから出力される。

その後、図１３（ａ）に示すように、電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａはアイドリングストップ開始後に低下するので、電圧Ｖ１が目標制御電圧を下回る時間ｔ２までは図１３（ｆ）に示すように電圧Ｖ２が下がるが、時間ｔ２で電圧Ｖ１が目標制御電圧になれば、その電圧値（∝ｋ×Ｖｈ）を出力し、時間ｔ２以降はｋ×Ｖｈに比例した電圧を維持する。

その後、アイドリングストップが終了し、電力供給源２２の電圧Ｖ１が回復することにより、時間ｔ５で電圧Ｖ１が目標制御電圧を超えれば、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は上記したように入力端子ＩＮの電圧Ｖ１をほぼそのまま出力端子ＯＵＴから出力する。その結果、時間ｔ５から、電圧Ｖ１が回復し終わる時間ｔ６までの間、電圧Ｖ２は電圧Ｖ１と同様に電圧が上昇し、時間ｔ６以降は電圧Ｖ１が安定するので、電圧Ｖ２も安定する。

その後、図１３（ｅ）に示すように、時間ｔ７でサンプルタイミング信号がオフになると、図１３（ｃ）、（ｄ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４がオフになり、同時に選択スイッチ２３がオンになる。これにより、電圧Ｖ１が直接負荷２１に印加されるので、電圧Ｖ２は電圧Ｖ１と等しくなる。

このような動作において、時間ｔ６からｔ７では電圧Ｖ１が回復していてもＤＣ／ＤＣコンバータ２４が動作し続けている状態となる。しかし、目標制御電圧は回復後の電圧Ｖ１に対してｋ倍小さいので、図１０の構成のようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４が不安定な間欠動作を行うことがない。ゆえに、電圧リップルがほとんど発生しない安定した電圧Ｖ２を出力し続けることができる。

以上の構成、動作により、通常時の電力供給源２２の電圧と、電力供給源２２の電圧低下による一時的な変動時のＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧との差が常に小さい電源装置２０を実現できた。

（実施の形態６）
図１４は、本発明の実施の形態６における電源装置のブロック回路図である。図１５は、本発明の実施の形態６における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図を、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図を、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャートを、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図を、それぞれ示す。図１６は、本発明の実施の形態６における電源装置の他の構成のブロック回路図である。図１７は、本発明の実施の形態６における電源装置の他の構成の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図を、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図を、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャートを、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図をそれぞれ示す。図１８は、本発明の実施の形態６における電源装置のさらに他の構成のブロック回路図である。図１９は、本発明の実施の形態６における電源装置のさらに他の構成の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図を、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図を、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャートを、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図をそれぞれ示す。

図１４、図１６、および図１８において、図１０と同じ構成については同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。また、太線は電力系統、細線は制御系統の配線を示す。図１５、図１７、および図１９において、図５等で示した太点線の動作は図１１と同様に省略する。なお、本実施の形態６でも実施の形態２と同様に、例えばアイドリングストップ車において、バッテリと発電機からなる電力供給源の電圧低下時に、電力供給源の電圧を昇圧して、その直流出力を負荷に供給する構成について述べる。

まず、図１４の回路構成について説明する。図１０の構成と比べ、図１４における構成上の特徴は以下の通りである。

１）サンプルホールド回路２８の出力端子ＯＵＴにホールド電圧Ｖｈを既定定数倍（ｋ倍）するための電圧Ｖｈ定数倍用抵抗９６、９８を接続し、その中点電圧Ｖｃ（以下、しきい値電圧Ｖｃという）をオペアンプ９４、およびヒステリシスコンパレータ１００の非反転入力に接続する構成とした。なお、しきい値電圧Ｖｃは正でホールド電圧Ｖｈより低くなるように、すなわちｋ＜１となるように電圧Ｖｈ定数倍用抵抗９６、９８の抵抗値Ｒ５、Ｒ６を設定した。本実施の形態６では例えば実施の形態１と同様に、しきい値電圧Ｖｃがホールド電圧Ｖｈより１０％低くなるように、ｋ＝０．９とした。従って、Ｖｃ＝Ｖｈ×Ｒ６／（Ｒ５＋Ｒ６）＝０．９×Ｖｈとなる。

２）ヒステリシスコンパレータ１００の反転入力に電圧Ｖａを入力する構成とした。

３）ヒステリシスコンパレータ１００の出力をＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号とし、オンオフ端子ＯＮ／ＯＦＦと反転回路７４に接続する構成とした。

４）それに伴い、サンプルタイミング信号をサンプルホールド回路２８のホールド端子ｈｏｌｄにのみ接続した。

なお、しきい値電圧Ｖｃがホールド電圧Ｖｈより低くなるように設定したのは、実施の形態５で述べたように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の入力電圧Ｖ１と出力電圧Ｖ２が等しくなった場合、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４が間欠的に動作することにより発生する電圧リップルを回避するためである。すなわち、Ｖｈ＞Ｖｃとすることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４はＶ１＝Ｖ２となることがなくなり電圧リップルが発生しなくなるので、負荷２１に対してさらに安定した電圧を供給することができる。

次に、このような電源装置２０の動作について図１５を参照しながら説明する。まず、時間ｔ０からｔ１の動作は実施の形態５と同じであるので説明を省略する。

時間ｔ１でアイドリングストップが行われ、ＥＣＵからのサンプルタイミング信号がオンになったとする。その結果、電力供給源２２の電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａをサンプルホールド回路２８がホールドする。これにより、ホールド電圧Ｖｈを電圧Ｖｈ定数倍用抵抗９６、９８によりｋ倍したしきい値電圧Ｖｃがオペアンプ９４、およびヒステリシスコンパレータ１００に入力される。その結果、オペアンプ９４の出力は、電圧Ｖｂがしきい値電圧Ｖｃになるようにするためのフィードバック信号としてＤＣ／ＤＣコンバータ２４のフィードバック端子Ｆ／Ｂに入力される。また、ヒステリシスコンパレータ１００は、電圧Ｖａとしきい値電圧Ｖｃを比較し、Ｖａ＞ＶｃならばＬｏレベル（以下、オフ信号）を、Ｖａ＜ＶｃならばＨｉレベル（以下、オン信号）を出力する動作を行う。時間ｔ１では電圧Ｖａをホールドした直後であり、ｋ＝０．９であることから、図１５（ａ）に示すように、Ｖａ＞Ｖｃである。従って、ヒステリシスコンパレータ１００の出力はオフ信号となるので、図１５（ｃ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号はオフのままである。ゆえに、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は時間ｔ１の時点では停止したままである。同様に、ヒステリシスコンパレータ１００のオフ信号は反転回路７４で反転されるので、図１５（ｄ）に示すように選択スイッチ２３は時間ｔ１の時点ではオンのままである。

実施の形態５で説明したように、アイドリングストップ状態になった時間ｔ１以降では、電力供給源２２の電圧Ｖ１が低下していくので、図１５（ａ）に示すように、電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａも低下する。これに伴って、選択スイッチ２３がオンであるので、図１５（ｆ）に示すように負荷２１に印加される電圧Ｖ２も低下する。

一方、ホールド電圧Ｖｈは一定なので、しきい値電圧Ｖｃも一定である。従って、いずれ電圧Ｖａの方がしきい値電圧Ｖｃより小さくなる。その時間ｔ２に至ると、ヒステリシスコンパレータ１００はオン信号を出力する。この信号はＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号であるので、図１５（ｃ）、（ｄ）に示したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号がオンになり動作を開始するとともに、選択スイッチ２３がオフになる。これにより、時間ｔ２以降はＤＣ／ＤＣコンバータ２４から負荷２１に電力が供給されることになる。この時の出力電圧Ｖ２に相当する電圧Ｖｂは、図１５（ｂ）に示すように、しきい値電圧Ｖｃになるように制御されるので、ホールド電圧Ｖｈより低い電圧、すなわちアイドリングストップ前の電圧より１０％低い電圧が負荷２１に供給されることになる。従って、図１５（ｆ）に示すように負荷２１の電圧Ｖ２はｋ×Ｖｈ（＝Ｖｃ）に比例した電圧となる。

このような動作をまとめると、電力供給源２２の電圧Ｖ１が低下する以前の時点（ここではほぼ低下する時点である時間ｔ１）でサンプルタイミング信号がオンになると、電力供給源２２の電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａをサンプルホールド回路２８でホールドするとともに、電力供給源２２の電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａが、ホールドされた電圧Ｖｈより既定定数倍低い（本実施の形態６では既定定数ｋ＝０．９倍）正のしきい値電圧Ｖｃまで低下すればＤＣ／ＤＣコンバータ２４を起動し、選択スイッチ２３をオフにすることになる。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２は、ホールドされた時の電力供給源２２の電圧Ｖ１より既定定数倍（ｋ倍）低くなる。なお、実施の形態５で説明したように、サンプルタイミング信号がオンになるのは電圧Ｖ１が低下する以前であれば構わないが、できるだけ電圧Ｖ１が低下する直近が望ましい。

その後、時間ｔ３、ｔ４の動作は図１１の時間ｔ２、ｔ３とそれぞれ同じであるので説明を省略する。次に、時間ｔ５では、エンジンが再起動完了する直前の状態であるとする。この時、図１５（ａ）に示すように電圧Ｖａは急上昇するので、やがてしきい値電圧Ｖｃよりも大きくなる。これにより、ヒステリシスコンパレータ１００はオフ信号を出力する。その結果、図１５（ｃ）、（ｄ）に示したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号がオフになり動作を停止するとともに、選択スイッチ２３がオンになる。これにより、時間ｔ５以降は選択スイッチ２３を介して負荷２１に電力が供給されることになる。従って、図１５（ｆ）に示すように、電圧Ｖ２は電圧Ｖ１と等しくなり、電圧Ｖ１と同様に上昇する。

時間ｔ５以降は電力供給源２２の電圧Ｖ１が負荷２１に供給されることになるので、完全にエンジンが再始動を完了する時間ｔ６までは負荷２１の電圧Ｖ２に相当する電圧Ｖｂも図１５（ｂ）に示すように上昇する。その後、時間ｔ６でエンジン再始動が完了し、電力供給源２２の電圧Ｖ１が約１４Ｖで安定すると、図１５（ｆ）、（ｂ）にそれぞれ示すように、電圧Ｖ２、およびそれに相当する電圧Ｖｂも安定する。

その後、サンプルタイミング信号は図１５（ｅ）に示すようにエンジン再始動が完了した後の時間ｔ７でオフになるが、この時はすでにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の動作が停止し、選択スイッチ２３がオンになっているので、図１５（ｆ）、（ｂ）にそれぞれ示すように、電圧Ｖ２、およびそれに相当する電圧Ｖｂは変化しない。

このようなエンジン再始動時の動作をまとめると、電力供給源２２の電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａがしきい値電圧Ｖｃ以上に回復すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４を停止するとともに、選択スイッチ２３をオンにすることになる。これにより、時間ｔ６以降の状態は時間ｔ０の状態に戻ったことになる。

以上のように動作することで、図１５（ａ）に示した電圧低下期間（時間ｔ１〜ｔ６）の内、時間ｔ２からｔ５ではＤＣ／ＤＣコンバータ２４が動作して負荷２１にしきい値電圧Ｖｃに相当する電圧を供給し続け、また、時間ｔ１からｔ２と、時間ｔ５からｔ６の期間はホールド電圧Ｖｈとしきい値電圧Ｖｃの間の電圧に相当する電圧値が供給される。従って、図１５（ｆ）に示すように、電力供給源２２の電圧Ｖ１が大きく変動しても安定した電圧Ｖ２を出力し続けるので、負荷２１を駆動し続けることができる。

なお、本実施の形態６ではエンジン再始動完了時の時間ｔ６より後の時間ｔ７でサンプルタイミング信号がオフになっているが、これは時間ｔ６でオフになってもよい。

本実施の形態６の動作により、実施の形態５に比べてＤＣ／ＤＣコンバータ２４の動作時間を必要最小限にすることができる。その結果、電源装置２０としての消費電力を抑制することができる効果も得られる。

なお、図１４の回路構成では、しきい値電圧Ｖｃ（＝ホールド電圧Ｖｈ×ｋ）を目標制御電圧とすることで、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２を、ホールドされた時の電力供給源２２の電圧Ｖ１より既定定数倍（ｋ倍）低くしているが、これは実施の形態５で述べた図１２の構成を図１４の構成に適用してもよい。この場合の回路構成を図１６に示す。図１４の構成との違いは、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０の抵抗値Ｒ３、Ｒ４を図１２の構成と同様に、Ｒ２／（Ｒ１＋Ｒ２）＝ｋ×Ｒ４／（Ｒ３＋Ｒ４）が成立するように設定する点と、オペアンプ９４の非反転入力にしきい値電圧Ｖｃではなくホールド電圧Ｖｈを接続した点である。

このような電源装置２０の動作を図１７に示す。図１５と比較すると、動作が異なるものは電圧低下期間（時間ｔ１〜ｔ６）における電圧Ｖｂの挙動のみである。すなわち、オペアンプ９４の非反転入力にはホールド電圧Ｖｈが入力されるので、図１７（ｂ）において電圧Ｖｂは電圧低下期間にホールド電圧Ｖｈになるように制御される。ゆえに、図１７（ｂ）は図１３（ｂ）と同じになる。その結果、電圧低下期間における最終的な出力電圧Ｖ２は図１３（ｆ）と同じになる。これは図１５（ｆ）とも同じであるので、結果的には図１６の構成としても図１４の構成と同様に、電力供給源２２の電圧Ｖ１の変動によらず安定した電圧Ｖ２を出力し続けることができるという効果が得られる。従って、図１４の構成と図１６の構成のいずれを採用してもよい。

また、図１４の構成では、アイドリングストップ後のエンジン再始動終了時に電力供給源２２の電圧Ｖ１がアイドリングストップ前の電圧値にほぼ戻る場合に適用可能である。しかし、エンジン再始動終了時に電圧Ｖ１がアイドリングストップ前より低い電圧値までしか戻らなかった場合は、ヒステリシスコンパレータ１００の出力がオフにならないので、いつまでもＤＣ／ＤＣコンバータ２４が動作し続けることになる。

そこで、このような状態を回避することができる回路構成を図１８に示す。図１８の構成と図１４の構成の相違点は、ヒステリシスコンパレータ１００の出力とサンプルタイミング信号をそれぞれ入力するＡＮＤ回路１０１を設け、ＡＮＤ回路１０１の出力をＤＣ／ＤＣコンバータ２４のオンオフ端子ＯＮ／ＯＦＦと反転回路７４に接続した点である。このように構成することにより、電力供給源２２の電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａがしきい値電圧Ｖｃ以上に回復するか、またはサンプルタイミング信号がオフになると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４を停止することが可能になる。従って、エンジン再始動終了時に電圧Ｖ１がアイドリングストップ前より低い電圧値までしか戻らなかったとしても、サンプルタイミング信号がオフになればＤＣ／ＤＣコンバータ２４が停止する。これは、ＡＮＤ回路１０１に入力されるヒステリシスコンパレータ１００の出力とサンプルタイミング信号の少なくともいずれかがオフになれば、ＡＮＤ回路１０１の出力がオフになるためである。

このような電源装置２０の動作を図１９に示す。ここで、時間ｔ０からｔ５は図１５と同じであるので説明を省略する。

時間ｔ５でアイドリングストップ後のエンジン再始動が完了しても電力供給源２２の電圧Ｖ１が元に戻らず、電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａが図１９（ａ）に示すようにしきい値電圧Ｖｃに至らなかったとする。その結果、ヒステリシスコンパレータ１００の出力はオン状態のままである。この時、サンプルタイミング信号は図１９（ｅ）に示すようにオンであるので、ＡＮＤ回路１０１の出力はオンとなる。従って、図１９（ｃ）に示すように時間ｔ５ではＤＣ／ＤＣコンバータ２４は動作し続ける。また、図１９（ｄ）に示すように選択スイッチ２３はオフのままである。

その後、時間ｔ６で図１９（ｅ）に示すようにサンプルタイミング信号がオフになったとする。これにより、ＡＮＤ回路１０１の出力がオフになるので、図１９（ｃ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４がオフになるとともに、図１９（ｄ）に示すように選択スイッチ２３がオンになる。その結果、電力供給源２２の電圧Ｖ１と負荷２１の電圧Ｖ２は等しくなる。但し、電圧Ｖ１はアイドリングストップ前の電圧まで戻っていないので、図１９（ｆ）に示すように電圧Ｖ２は時間ｔ６でアイドリングストップ前の電圧よりも低い電圧に落ち、その後、低い電圧のまま安定する。従って、電圧Ｖ２に相当する電圧Ｖｂも図１９（ｂ）に示すように時間ｔ６で低い電圧に落ちて安定する。

このように動作することにより、エンジン再始動終了時に電圧Ｖ１がアイドリングストップ前より低い電圧値までしか戻らない場合でも、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４が動作し続けることがなくなり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の消費電力を低減することが可能となる。

なお、図１８の構成においても、図１６の構成のように、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０を電圧Ｖ１検出用抵抗９０、９２に対してｋ倍するように設定するとともに、オペアンプ９４の非反転入力にホールド電圧Ｖｈを入力する構成としてもよい。

以上の構成、動作により、通常時の電力供給源２２の電圧と、電力供給源２２の電圧低下による一時的な変動時のＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧との差が常に小さい電源装置２０を実現できた。

（実施の形態７）
図２０は、本発明の実施の形態７における電源装置のブロック回路図である。図２１は、本発明の実施の形態７における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図を、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図を、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャートを、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャートを、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図を、それぞれ示す。

図２０において、図１４と同じ構成については同じ番号を付し、詳細な説明を省略する。また、太線は電力系統、細線は制御系統の配線を示す。図２１において、図５等で示した太点線の動作は図１１と同様に省略する。なお、本実施の形態７でも実施の形態２と同様に、例えばアイドリングストップ車において、バッテリと発電機からなる電力供給源の電圧低下時に、電力供給源の電圧を昇圧して、その直流出力を負荷に供給する構成について述べる。

図１４の構成と比べ、図２０における構成上の特徴は以下の通りである。

１）リセットセットフリップフロップ回路１０２を設け、セット端子Ｓにサンプルタイミング信号を入力し、リセット端子Ｒにヒステリシスコンパレータ１００の出力を接続し、出力端子ＱをＤＣ／ＤＣコンバータ２４のオンオフ端子ＯＮ／ＯＦＦに接続し、Ｑの反転出力端子ＮＱの出力を選択スイッチのオンオフ信号とした。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号は出力端子Ｑの出力信号となる。

２）上記に伴い、反転回路７４を廃した。

３）サンプルホールド回路２８のホールド端子ｈｏｌｄをリセットセットフリップフロップ回路１０２の出力端子Ｑに接続した。

４）ヒステリシスコンパレータ１００の非反転入力と反転入力を逆転した。

なお、リセットセットフリップフロップ回路１０２の入力（Ｓ、Ｒ）に対する出力（Ｑ、ＮＱ）の論理表を（表１）に示す。

本実施の形態７のリセットセットフリップフロップ回路１０２はセット端子Ｓの入力が優先される構成としているので、（表１）に示すようにセット端子Ｓの入力が１、すなわちサンプルタイミング信号がオンの時は、必ずＱ＝１、ＮＱ＝０を出力する構成としている。従って、Ｑ＝１の場合には、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号がオンになるのでＤＣ／ＤＣコンバータ２４が起動するとともに、サンプルホールド回路２８のホールド端子ｈｏｌｄがオンになるのでホールド電圧Ｖｈを維持する。また、ＮＱ＝０により、選択スイッチ２３をオフにすることに相当するので、選択スイッチ２３がオフになる。

次に、このような電源装置２０の動作について説明する。本実施の形態７における実施の形態５、６との動作上の最大の相違点は、ＥＣＵから発せられるサンプルタイミング信号が、アイドリングストップを開始した時のみに発せられるパルス状信号であることである。ゆえに、エンジン再起動の完了をサンプルタイミング信号から知ることができない。このような相違点に対する制御を中心に以下、動作の詳細を説明する。

まず、図２１において時間ｔ０ではエンジンが駆動している状態である。この時、図２１（ｅ）よりサンプルホールド信号はオフであるので、リセットセットフリップフロップ回路１０２のセット端子Ｓには０が入力されていることに相当する。一方、リセット端子Ｒについては以下のようになる。

時間ｔ０ではエンジンが駆動していて発電機が動作しているので、電圧Ｖ１が最大値である約１４Ｖとなり、電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａも最大値となる。ここで、もしサンプルホールド回路２８のホールド端子ｈｏｌｄがオフであれば、ホールド電圧Ｖｈ＝Ｖａとなる。一方、しきい値電圧Ｖｃ＝０．９×Ｖｈであるので、必ずＶａ＞Ｖｃとなる。この場合のヒステリシスコンパレータ１００の出力はオン（＝１）となる。これは実施の形態６のヒステリシスコンパレータ１００における非反転入力、および反転入力を逆転して接続したためである。

これに対し、もしホールド端子ｈｏｌｄがオンであれば、サンプルホールド回路２８は何らかのホールド電圧Ｖｈを出力し続けていることになる。この時、前記したように、出力し得るホールド電圧Ｖｈの最大値は電圧Ｖａの最大値と等しい。今、エンジンが駆動しているので、電圧Ｖａは最大値である。従って、ホールド電圧Ｖｈは電圧Ｖａを超えることはない。ゆえに、ホールド端子ｈｏｌｄがオフの時と同様に必ずＶａ＞Ｖｃとなり、ヒステリシスコンパレータ１００の出力はオン（＝１）となる。

以上のことから、ホールド端子ｈｏｌｄがオンであってもオフであっても時間ｔ０ではヒステリシスコンパレータ１００の出力はオン（＝１）となるので、リセットセットフリップフロップ回路１０２のリセット端子Ｒには１が入力される。従って、セット端子Ｓに０、リセット端子Ｒに１が入力されることになるので、（表１）よりＱ＝０、ＮＱ＝１が出力される。

これらにより、時間ｔ０において、Ｑ＝０であることから図２１（ｃ）よりＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号はオフに、ＮＱ＝１であることから図２１（ｄ）より選択スイッチ２３はオンになる。また、サンプルホールド回路２８のホールド端子ｈｏｌｄは、Ｑ＝０であることからオフの状態、すなわちホールドしていない状態である。

次に、時間ｔ１でアイドリングストップ状態になったとする。この時、図２１（ｅ）に示すように、ＥＣＵからのサンプルタイミング信号がオンとなり、リセットセットフリップフロップ回路１０２のセット端子Ｓに１が入力される。その結果、（表１）に示したように、セット端子Ｓが１の場合はリセット端子Ｒの値に関わらず、Ｑ＝１、ＮＱ＝０となる。従って、時間ｔ１で図２１（ｃ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の起動信号がオンになり、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４が起動するとともに、図２１（ｄ）に示すように選択スイッチ２３がオフになる。これにより、サンプルホールド回路２８のホールド端子ｈｏｌｄがオンになるので、時間ｔ１での電圧Ｖａをホールドする。この時のホールド電圧Ｖｈは電圧Ｖｈ定数倍用抵抗９６、９８によりｋ倍（０．９倍）され、得られたしきい値電圧Ｖｃがオペアンプ９４に入力される。これにより、電圧Ｖｂがしきい値電圧ＶｃになるようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４が動作する。なお、Ｖｈ＞Ｖｃとした理由は実施の形態６で説明した通りである。従って、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２は、ホールドされた時の電力供給源２２の電圧Ｖ１より既定定数倍（ｋ倍）低くなる。

一方、しきい値電圧Ｖｃはヒステリシスコンパレータ１００にも入力されるが、時間ｔ１では図２１（ａ）より明らかなようにＶａ＞Ｖｃであることから、ヒステリシスコンパレータ１００の出力はオン信号となり、リセットセットフリップフロップ回路１０２のリセット端子Ｒには１が入力される。しかし、この時はセット端子Ｓに１が入力されているので、負荷２１にはＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力が供給される。ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧Ｖ２はしきい値電圧Ｖｃに相当する電圧になるように制御されているが、図２１（ａ）より時間ｔ１からｔ２ではＶａ＞Ｖｃであるので、実施の形態５で述べたようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４の動作は、入力端子ＩＮの電圧をほぼそのまま出力端子ＯＵＴから出力する。従って、図２１（ｆ）に示すように、電圧Ｖ２は電圧Ｖ１の低下に伴って下がり、図２１（ｂ）に示すように、電圧Ｖ２に相当する電圧Ｖｂも下がる。

その後、時間ｔ２になると、図２１（ａ）に示すようにＶａ＜Ｖｃとなる。その結果、ヒステリシスコンパレータ１００の出力はオフ信号となり、リセットセットフリップフロップ回路１０２のリセット端子Ｒには０が入力される。しかし、この時はまだセット端子Ｓに１が入力され続けているので、図２１（ｆ）に示すように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４から負荷２１に、しきい値電圧Ｖｃ（＝ｋ×Ｖｈ）に相当する電圧Ｖ２が印加される。

次に、時間ｔ３に至り、パルス状のサンプルタイミング信号がオフになったとする。これにより、リセットセットフリップフロップ回路１０２のセット端子Ｓには０が入力される。この時、リセット端子Ｒには前記したようにＶａ＜Ｖｃであることから０が入力され続けている。従って、（表１）より、セット端子Ｓ、リセット端子Ｒの両方が０の場合はＱ、ＮＱは前回値を保持するように出力される。前回値は、Ｓ＝１、Ｒ＝０であったので、Ｑ＝１、ＮＱ＝０となる。ゆえに、時間ｔ３以降はＱ＝１より、図２１（ｃ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４がオンの状態を維持するとともに、サンプルホールド回路２８のホールド端子ｈｏｌｄがオンであるのでホールド電圧Ｖｈを維持する。従って、しきい値電圧Ｖｃも一定となる。また、ＮＱ＝０より、図２１（ｄ）に示すように選択スイッチ２３はオフのままとなる。ゆえに、図２１（ｆ）に示すように、しきい値電圧Ｖｃ（＝ｋ×Ｖｈ）に相当する電圧Ｖ２が引き続き負荷２１に印加され続ける。

以上の動作をまとめると、電力供給源２２の電圧Ｖ１が低下する以前の時点（ここではほぼ低下する時点である時間ｔ１）でサンプルタイミング信号がオンになると、電力供給源２２の電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａをサンプルホールド回路２８でホールドするとともにＤＣ／ＤＣコンバータ２４を起動し、選択スイッチ２３をオフにすることになる。なお、実施の形態５で説明したように、サンプルタイミング信号がオンになるのは電圧Ｖ１が低下する以前であれば構わないが、できるだけ電圧Ｖ１が低下する直近が望ましい。

次に、時間ｔ４、ｔ５の動作は実施の形態５の図１１の時間ｔ２、ｔ３とそれぞれ同じであるので、説明を省略する。

時間ｔ６に至ると、エンジン再始動がほぼ完了して、電力供給源２２の電圧Ｖ１が上昇し、電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａがしきい値電圧Ｖｃより大きくなる。その結果、ヒステリシスコンパレータ１００の出力はオン（＝１）となる。従って、リセットセットフリップフロップ回路１０２のリセット端子Ｒには１が入力される。一方、セット端子Ｓは図２１（ｅ）に示すようにサンプルタイミング信号がオフのままであるので、引き続き０が入力される。従って、（表１）よりＱ＝０、ＮＱ＝１となる。ゆえに、時間ｔ６ではＱ＝０より、図２１（ｃ）に示すようにＤＣ／ＤＣコンバータ２４がオフになるとともに、サンプルホールド回路２８のホールド端子ｈｏｌｄがオフになり、ホールド電圧Ｖｈが電圧Ｖａと等しくなる。ゆえに、時間ｔ６以降では必ずＶａ＞Ｖｃとなり、引き続きヒステリシスコンパレータ１００の出力はオン（＝１）となる。また、ＮＱ＝１より、図２１（ｄ）に示すように選択スイッチ２３はオンになる。ゆえに、電力供給源２２の電圧Ｖ１が負荷２１に供給される。従って、エンジン始動が完了する時間ｔ７までは、電圧Ｖｂは電圧Ｖａの上昇に応じて上昇し続け、時間ｔ７で安定する。それに伴い、図２１（ｆ）に示すように、電圧Ｖ２も電圧Ｖ１の上昇に応じて上昇し続け、時間ｔ７で安定する。

時間ｔ７以降はリセットセットフリップフロップ回路１０２のセット端子Ｓには０が、リセット端子Ｒには１がそれぞれ入力され続けるので、Ｑ＝０、ＮＱ＝１のまま推移する。

このようなエンジン再始動時の動作をまとめると、電力供給源２２の電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａが、ホールドされた電圧Ｖｈより既定定数倍低い（本実施の形態７では既定定数ｋ＝０．９倍）正のしきい値電圧Ｖｃ以上に回復すると、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４を停止するとともに、選択スイッチ２３をオンにすることになる。これにより、時間ｔ７以降の状態は時間ｔ０の状態に戻ったことになる。

以上のように動作することで、図２１（ａ）に示した電圧低下期間（時間ｔ１〜ｔ７）の内、時間ｔ１からｔ６ではＤＣ／ＤＣコンバータ２４が負荷２１にしきい値電圧Ｖｃに相当する電圧を供給するよう動作し、また、時間ｔ６からｔ７の期間はホールド電圧Ｖｈとしきい値電圧Ｖｃの間の電圧に相当する電圧値が供給されるので、電力供給源２２の電圧が大きく変動しても安定して負荷２１を駆動することができる。

本実施の形態７の動作により、パルス状にサンプルタイミング信号が入力され、エンジン再始動の完了信号が得られない場合でも、実施の形態６と同様に必要な間だけＤＣ／ＤＣコンバータ２４を動作させることができる。

なお、図２０の構成においても、実施の形態６で述べた図１６の構成のように、電圧Ｖ２検出用抵抗７８、８０を電圧Ｖ１検出用抵抗９０、９２に対してｋ倍するように設定するとともに、オペアンプ９４の非反転入力にホールド電圧Ｖｈを入力する構成としてもよい。この場合の動作も図２１（ｂ）が図１７（ｂ）に変わるだけで、最終的な電圧Ｖ２の出力は図２１（ｆ）と同じになるため、どちらの構成を採用してもよい。

以上の構成、動作により、通常時の電力供給源２２の電圧と、電力供給源２２の電圧低下による一時的な変動時のＤＣ／ＤＣコンバータ２４の出力電圧との差が常に小さい電源装置２０を実現できた。

なお、実施の形態５〜７において、既定定数ｋを０．９倍に設定した場合について説明したが、これは任意に設定可能である。特に、既定定数ｋを低く設定すると、例えば図２１（ａ）に示したように、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は起動しているが、電圧Ｖ１に相当する電圧Ｖａが、負荷２１を駆動できないほど著しく低下している時間ｔａからｔｂの間だけＤＣ／ＤＣコンバータ２４を昇圧動作させることができる。すなわち、時間ｔ１からｔａと時間ｔｂからｔ６はＤＣ／ＤＣコンバータ２４の入力電圧が出力電圧よりも大きくなるので、前記したように入力端子ＩＮの電圧をほぼそのまま出力端子ＯＵＴから出力し、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４は昇圧動作をしない。これにより、ＤＣ／ＤＣコンバータ２４の昇圧動作時間をさらに短くすることができる。

本発明にかかる電源装置は電力供給源の通常時電圧に応じた電圧を、電力供給源の一時的な電圧変動時にも負荷に供給でき、負荷を安定動作させ続けられるので、環境により長期的に電圧変動が起こるバッテリ等の電力供給源の電圧低下を補償する電源装置等として有用である。

本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態１における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１の経時変化図、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図、（ｃ）は補助電源の電圧Ｖ３の経時変化図、（ｄ）はサンプルホールド用コンデンサの電圧Ｖ４の経時変化図、（ｅ）は第３スイッチのオンオフのタイミングチャート、（ｆ）は切替スイッチの切り替えのタイミングチャート、（ｇ）は第１、第２サンプルスイッチのオンオフのタイミングチャート 本発明の実施の形態１における他の構成の電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態２における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態２における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１の経時変化図、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図、（ｃ）はサンプルホールド用コンデンサの電圧Ｖ４の経時変化図、（ｄ）はスイッチング起動信号のオンオフのタイミングチャート、（ｅ）は第１、第２サンプルスイッチのオンオフのタイミングチャート 本発明の実施の形態３における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態３における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源からの電流Ｉ１の経時変化図、（ｂ）はＤＣ／ＤＣコンバータへの電流Ｉ５の経時変化図、（ｃ）は負荷への電流Ｉ２の経時変化図、（ｄ）は負荷の電圧Ｖ２の経時変化図、（ｅ）は補助電源の電圧Ｖ３の経時変化図、（ｆ）はサンプルホールド用コンデンサの電圧Ｖ４の経時変化図、（ｇ）は切替スイッチの切り替えのタイミングチャート、（ｈ）は第１、第２サンプルスイッチのオンオフのタイミングチャート 本発明の実施の形態４における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態４における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１の経時変化図、（ｂ）は電力供給源からの電流Ｉ１の経時変化図、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータへの電流Ｉ５の経時変化図、（ｄ）は負荷への電流Ｉ２の経時変化図、（ｅ）は負荷の電圧Ｖ２の経時変化図、（ｆ）は補助電源の電圧Ｖ３の経時変化図、（ｇ）はサンプルホールド用コンデンサの電圧Ｖ４の経時変化図、（ｈ）は切替スイッチの切り替えのタイミングチャート、（ｉ）は第１、第２サンプルスイッチのオンオフのタイミングチャート 本発明の実施の形態５における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態５における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャート、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャート、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャート、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図 本発明の実施の形態５における電源装置の他の構成のブロック回路図 本発明の実施の形態５における電源装置の他の構成の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャート、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャート、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャート、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図 本発明の実施の形態６における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態６における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャート、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャート、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャート、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図 本発明の実施の形態６における電源装置の他の構成のブロック回路図 本発明の実施の形態６における電源装置の他の構成の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャート、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャート、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャート、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図 本発明の実施の形態６における電源装置のさらに他の構成のブロック回路図 本発明の実施の形態６における電源装置のさらに他の構成の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャート、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャート、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャート、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図 本発明の実施の形態７における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態７における電源装置の動作を示すタイミングチャートであり、（ａ）は電力供給源の電圧Ｖ１を電圧Ｖ１検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖａの経時変化図、（ｂ）は負荷への供給電圧Ｖ２を電圧Ｖ２検出用抵抗で抵抗分割された際の電圧Ｖｂの経時変化図、（ｃ）はＤＣ／ＤＣコンバータ起動信号のオンオフのタイミングチャート、（ｄ）は選択スイッチのオンオフのタイミングチャート、（ｅ）はサンプルタイミング信号のオンオフのタイミングチャート、（ｆ）は負荷への供給電圧Ｖ２の経時変化図 従来の電源装置の電圧低下保護回路のブロック回路図

符号の説明

２０ 電源装置
２１ 負荷
２２ 電力供給源
２３ 選択スイッチ
２４ ＤＣ／ＤＣコンバータ
２８ サンプルホールド回路
３０ 補助電源
３２ 整流素子

Claims (11)

1. 電力供給源と、
   前記電力供給源に接続されたＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記電力供給源から負荷に供給される電圧に相当する電圧をサンプルタイミング信号に応じてサンプルし、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力設定値としてホールドするサンプルホールド回路を有し、
   前記電力供給源の電圧が一時的に低下する以前の時点で前記サンプルタイミング信号がオンになると、前記電力供給源の電圧に相当する電圧を前記サンプルホールド回路でホールドするとともに前記ＤＣ／ＤＣコンバータを起動して、前記出力設定値となるように前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を制御することにより、前記出力電圧を前記電力供給源の電圧変動に追従させるとともに、
   前記電力供給源の電圧に相当する電圧が、ホールドされた電圧まで回復した時点以降で前記サンプルタイミング信号がオフになると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを停止する電源装置。
2. 負荷に電力を供給する電力源として、電力供給源の出力とＤＣ／ＤＣコンバータの出力を切り替える選択スイッチを設けた請求項１に記載の電源装置。
3. ＤＣ／ＤＣコンバータは、電力供給源、または補助電源から出力電圧を得る構成を有し、前記電力供給源の電圧が低下した時に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータは、前記補助電源の電圧がサンプルホールド回路でホールドした出力設定値になるように制御して負荷に電力を供給する請求項１に記載の電源装置。
4. 補助電源から負荷に供給される電圧が、電力供給源から前記負荷に供給される電圧より低くなるようにＤＣ／ＤＣコンバータの出力設定値を決定した請求項３に記載の電源装置。
5. ＤＣ／ＤＣコンバータの出力と負荷の間に整流素子を接続し、
   前記整流素子の電圧降下に相当する電圧分だけ前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力設定値を上げておく請求項３に記載の電源装置。
6. ＤＣ／ＤＣコンバータは２つのスイッチを交互にオンオフする動作によって電圧を変換する構成を有し、
   電力供給源の電圧が低下していない通常時に、前記ＤＣ／ＤＣコンバータの入出力間に接続された方の前記スイッチをオンにすることにより、前記電力供給源から前記負荷への電力供給が前記ＤＣ／ＤＣコンバータを介して行われる請求項３に記載の電源装置。
7. ＤＣ／ＤＣコンバータは、電力供給源、または補助電源から出力電圧を得る構成を有し、前記電力供給源の電流の一時的な変動分が、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを介して前記補助電源で吸収、または放出される請求項１に記載の電源装置。
8. ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧が、ホールドされた時の電力供給源の電圧より既定定数倍低くなるようにした請求項１に記載の電源装置。
9. 電力供給源の電圧が低下する以前の時点でサンプルタイミング信号がオンになると、前記電力供給源の電圧に相当する電圧をサンプルホールド回路でホールドするとともに、前記電力供給源の電圧に相当する電圧が、ホールドされた電圧より既定定数倍低い正のしきい値電圧まで低下すればＤＣ／ＤＣコンバータを起動し、
   前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、ホールドされた時の前記電力供給源の電圧より前記既定定数倍低くなるようにし、
   前記電力供給源の電圧に相当する電圧が前記しきい値電圧以上に回復するか、またはサンプルタイミング信号がオフになると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを停止する請求項１に記載の電源装置。
10. 電力供給源の電圧が低下する以前の時点でサンプルタイミング信号がオンになると、前記電力供給源の電圧に相当する電圧をサンプルホールド回路でホールドするとともにＤＣ／ＤＣコンバータを起動し、
    前記ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧は、ホールドされた時の前記電力供給源の電圧より既定定数倍低くなるようにし、
    前記電力供給源の電圧に相当する電圧が、ホールドされた電圧より前記既定定数倍低い正のしきい値電圧以上に回復すると、前記ＤＣ／ＤＣコンバータを停止する請求項１に記載の電源装置。
11. 補助電源が充電、または放電している間のみＤＣ／ＤＣコンバータを動作させる請求項３に記載の電源装置。

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