JP4872554B2 - 電源装置 - Google Patents

Description

本発明は定電圧源の電圧低下時に蓄電部の電力を負荷に供給する電源装置に関するものである。

近年、環境への配慮や燃費向上のために停車時にエンジン駆動を停止するアイドリングストップ機能や、エンジン負荷を軽減するための電動パワーステアリングを搭載した自動車が市販されている。また、エンジン駆動を積極的に補うためのハイブリッドシステムや電動ターボシステム等が今後普及してくるものと予測される。さらに、車両の制動についても、制動エネルギーを電気エネルギーとして回収する回生ブレーキシステム等が提案されている。

このように、今後自動車が必要とする電力は極めて増大する傾向にあるが、従来の電力供給源であるバッテリだけでは、瞬発的な大電力供給が困難であるので十分に電力が賄えなかったり、バッテリが異常になった時、システムが動作しなくなる等の可能性があった。

これに対し、バッテリ異常時も含めて蓄電部の電力を十分に供給できる補助電源としての電源装置が提案されている。このような電源装置は通常の車両使用時に定電圧源であるバッテリの電力をキャパシタからなる蓄電部に充電しておき、バッテリ異常時などで電圧が低下した場合に蓄電部の電力が負荷に供給される動作を行う。この内、定電圧源から蓄電部に電力を充電する動作を行うために、定電圧源と蓄電部の間に昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータを設ける電源装置が考案されている。このような昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータが特許文献１に提案されている。図５はこの昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータを若干詳しく示した場合の電源装置のブロック回路図である。

図５において、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の入力端１０３にはバッテリからなる定電圧源１０５が接続されている。また、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の出力端１０７にはキャパシタからなる蓄電部１０９と負荷１１１が接続されている。

昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、入力端１０３と出力端１０７の間に、入力端１０３側から順にチョークコイル１１３とＦＥＴからなる第１スイッチング素子１１５が直列に接続されている。また、チョークコイル１１３と第１スイッチング素子１１５の接続点、およびグランドの間には、同じくＦＥＴからなる第２スイッチング素子１１７が接続されている。出力端１０７には、出力電圧を検出するための出力電圧検出部１１９が接続されている。出力電圧検出部１１９は２個の抵抗器を直列に接続した構成であり、その抵抗分割された中点電圧は出力電圧に比例した電圧となる。この出力は比較器１２１に入力される。比較器１２１には出力電圧の設定電圧に相当する基準電圧１２３も入力されているので、比較器１２１にて両者の差を出力し、制御部１２５に入力することにより、両者の差が小さくなるように第１スイッチング素子１１５と第２スイッチング素子１１７のオンオフ制御が行われる。これにより、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の出力電圧は設定電圧になるように制御されるので、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は負荷１１１に動作電圧を供給するとともに、蓄電部１０９を設定電圧まで充電している。

充電が完了した後は、通常時においては定電圧源１０５から負荷１１１に電力が供給されるが、定電圧源１０５が異常状態になる等により、その電圧Ｖｂが下がると、蓄電部１０９の電圧Ｖｃが大きくなる。従って、負荷１１１には蓄電部１０９の電力が供給され、定電圧源１０５の電圧低下が発生しても負荷１１１に安定して電力を供給できる。

このように、従来の電源装置は定電圧源１０５の電圧低下が発生しても補助的に負荷１１１へ電力を供給できるので、信頼性の高い電源装置を実現していた。
特許第３５０１２２６号公報

このような電源装置は確かに定電圧源１０５の電圧低下に対しても負荷１１１を動作させ続けられるので、高信頼性が得られるのであるが、ここで問題となるのは、蓄電部１０９の電圧Ｖｃが定電圧源１０５の電圧Ｖｂに近づいた時の可聴音ノイズの発生である。これは以下のようにして発生する。

昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１において、入力端１０３の電圧（＝Ｖｂ）と出力端１０７の電圧（＝Ｖｃ）が近接すると、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は、第１スイッチング素子１１５と第２スイッチング素子１１７のオンオフ１周期におけるオン時間の比率（時比率）が最小値になるように制御する。この際、入力端１０３の電圧Ｖｂが変動して上昇し、出力端１０７の電圧Ｖｃを超えると昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は発振を停止する。これにより、電圧Ｖｃは基準電圧１２３に相当する電圧値から徐々に低下していく。その結果、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１は再度発振を開始する。ゆえに、電圧Ｖｂと電圧Ｖｃが近接すると、電圧Ｖｂの変動によっては昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１の動作が間欠的になる。従って、制御部１２５のオンオフ制御の周波数が可聴帯域以上に設定してあっても、間欠動作が発生するとオンオフ制御が間引かれることになるので、その分、間欠動作の周波数は低周波側にシフトして可聴帯域に至る。このような動作により、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ１０１から可聴音ノイズが発生するという課題があった。この可聴音ノイズは、例えば図５の電源装置をアイドリングストップ車に適用すると、アイドリングストップ中ではエンジン音がなくなるため、極めて耳障りなノイズとなる。

本発明は、前記従来の課題を解決するもので、可聴音ノイズが発生しない電源装置を提供することを目的とする。

前記従来の課題を解決するために、本発明の電源装置は、従来の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの構成に対し、前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの入力端に接続された入力電圧検出部と、前記入力電圧検出部の出力が接続された基準電圧生成回路を加え、前記基準電圧生成回路の出力と出力電圧検出部の出力を比較器に接続した構成とし、前記入力電圧検出部により得られた定電圧源の電圧が既定のしきい値電圧に相当する電圧値を超えれば、前記基準電圧生成回路の出力電圧を基準電圧から既定電圧だけ上げることにより、前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を設定電圧から上げ、前記定電圧源の電圧が前記しきい値電圧に相当する電圧値以下になれば、前記基準電圧生成回路の出力電圧を前記基準電圧に戻すことにより、前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を前記設定電圧に戻すものである。これにより、入力端の電圧がしきい値電圧に相当する電圧値を超えると、出力端の電圧を既定電圧に相当する電圧分だけ上げ、入力端の電圧がしきい値電圧に相当する電圧値以下になれば、出力端の電圧を基準電圧に相当する電圧値に戻すので、入力端の電圧が出力端の電圧に近接することがなくなる。その結果、前記目的を達成することができる。

また、本発明の電源装置は、従来の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの構成に対し、前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの入力端に接続された入力電圧検出部と、前記入力電圧検出部の出力が接続された基準電圧生成回路を加え、前記基準電圧生成回路の出力と出力電圧検出部の出力を比較器に接続した構成とし、前記入力電圧検出部により得られた定電圧源の電圧が既定の高しきい値電圧に相当する電圧値以上になれば、前記基準電圧生成回路の出力電圧を基準電圧から既定電圧だけ上げることにより、前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を設定電圧から上げ、前記定電圧源の電圧が前記高しきい値電圧より低い低しきい値電圧に相当する電圧値以下になれば、前記基準電圧生成回路の出力電圧を前記基準電圧に戻すことにより、前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を前記設定電圧に戻すものである。これにより、入力端の電圧が高しきい値電圧に相当する電圧値以上になると、出力端の電圧を既定電圧に相当する電圧分だけ上げ、入力端の電圧が低しきい値電圧に相当する電圧値以下になれば、出力端の電圧を基準電圧に相当する電圧値に戻すので、入力端の電圧が出力端の電圧に近接することがなくなる上、しきい値電圧近傍における既定電圧に相当する電圧分の上昇、下降の繰り返し（以下、チャタリングという）を防ぐことができる。その結果、前記目的を達成することができる。

本発明の電源装置によれば、入力端の電圧が出力端の電圧に近接せず、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータが間欠動作をすることがなくなるので、可聴音ノイズが発生しない電源装置を実現できる。

以下、本発明を実施するための最良の形態について、図面を参照しながら説明する。なお、ここでは例えばアイドリングストップ車の補助電源用の電源装置について述べる。

（実施の形態１）
図１は、本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図である。図２は、本発明の実施の形態１における電源装置の基準電圧生成回路のブロック回路図である。図３は、本発明の実施の形態１における電源装置の定電圧源の電圧、および出力端の電圧の経時変化図である。

図１において、バッテリからなる定電圧源１には、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３を介して蓄電部５、および負荷７が接続されている。この際、定電圧源１は昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の入力端９に、蓄電部５、および様々な電装品である負荷７は昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１に、それぞれ接続されている。蓄電部５は急速充放電特性に優れる大容量の電気二重層キャパシタで構成される。昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３は以下の構成を有する。

昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の入力端９にはチョークコイル１３の一端が接続されている。チョークコイル１３の他端と出力端１１の間には、ＦＥＴからなる第１スイッチング素子１５が接続されている。なお、第１スイッチング素子１５はＦＥＴとしたので、図１の点線で示した第１ボディーダイオード１７が形成される。また、チョークコイル１３と第１スイッチング素子１５の接続点とグランドの間には第２スイッチング素子１９が接続されている。第２スイッチング素子１９もＦＥＴとしたので、図１の点線で示した第２ボディーダイオード２１が形成される。

入力端９には、入力電圧検出部２３が接続されている。本実施の形態１では、入力電圧検出部２３は２個の抵抗器を直列接続した構成とし、これを入力端９とグランドの間に接続している。入力電圧検出部２３は、２個の抵抗器により抵抗分割した中点電圧が入力端９の電圧に比例するため、前記中点電圧を入力端９の電圧として出力する構成としている。

入力電圧検出部２３の出力は基準電圧生成回路２５に接続されている。基準電圧生成回路２５は入力電圧検出部２３の出力に応じて昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力設定電圧を可変する機能を有しており、その具体的な構成を図２に示す。

図２において、入力電圧検出部２３の出力は基準電圧生成回路２５の判定回路２７に入力される。一方、判定回路２７にはしきい値電圧Ｖｔｈが入力されるので、判定回路２７は両者の大小関係を判定して、その差分を出力する。この出力は制御回路２９に入力される。制御回路２９は判定回路２７の出力に応じて、３端子スイッチ構造の選択スイッチ３１を切り替える機能を有している。選択スイッチ３１の共通端子３１ａには通常基準電圧Ｖｒｅｆ１が接続されている。また、選択スイッチ３１の第１選択端子３１ｂは既定電圧Ｖｒｅｆ２を介して、第２選択端子３１ｃは何も介さない状態で、両者が接続されて基準電圧生成回路２５の基準電圧Ｖｒｅｆを出力する。このような構成とすることにより、基準電圧生成回路２５は、入力電圧検出部２３の出力としきい値電圧Ｖｔｈの大小関係に応じて、通常基準電圧Ｖｒｅｆ１、または通常基準電圧Ｖｒｅｆ１と既定電圧Ｖｒｅｆ２の加算電圧を基準電圧Ｖｒｅｆとして出力する。なお、動作の詳細は後述する。

ここで、図１に戻って、出力端１１とグランドの間には出力電圧検出部３３が接続されている。出力電圧検出部３３の構成は入力電圧検出部２３の構成と同様である。

基準電圧生成回路２５の出力Ｖｒｅｆと出力電圧検出部３３の出力は比較器３５に接続されている。比較器３５の出力は制御部３７に接続されている。制御部３７は比較器３５の出力に応じて第１スイッチング素子１５と第２スイッチング素子１９を交互にオンオフする制御を行う機能を有する。

次に、このような電源装置の動作について説明する。本実施の形態１の電源装置の全体的な動作は従来と同様に、通常時においては、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３を介して定電圧源１の電力を蓄電部５に供給することで充電するとともに、負荷７にも電力を供給する。その後、例えば定電圧源１に直結された大電流消費負荷（図示せず）等の動作や定電圧源１の異常等により定電圧源１の電圧Ｖｂが下がると、蓄電部５から負荷７に電力を供給することにより、負荷７を動作させ続ける。

このような電源装置において、ここでは定電圧源１の電圧変動による昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の動作について図３を参照しながら詳しく説明する。なお、図３において、横軸は時間を、縦軸は電圧をそれぞれ示す。

定電圧源１である車両用のバッテリ電圧Ｖｂは、例えば周囲温度の変化や定電圧源１に直結された大電流消費負荷の動作状況などの使用環境によって、１０〜１４Ｖ程度の範囲で変動する。この電圧変動を含む定電圧源１の電圧Ｖｂの経時変化例を図３の曲線で示す。

このような電圧Ｖｂの変動において、まず時間ｔ０からｔ１で定電圧源１の電圧Ｖｂが上昇したとする。時間ｔ１までは電圧Ｖｂが低いので、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の電圧（蓄電部５の電圧Ｖｃと等しい）は通常基準電圧Ｖｒｅｆ１に相当する設定電圧になるように制御部３７で制御される。本実施の形態１では通常基準電圧Ｖｒｅｆが定電圧源１の上限電圧Ｖｂｍａｘである１４Ｖに相当するように設定した。これにより、出力端１１の電圧Ｖｃは１４Ｖに調整されるが、これは図３に示すように入力端９の電圧（定電圧源１の電圧Ｖｂと等しい）より高いため、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３は通常の昇圧動作を行い、可聴音ノイズは発生しない。

次に、時間ｔ１で定電圧源１の電圧Ｖｂがしきい値電圧Ｖｔｈに相当する電圧値を超えたとする。ここで、しきい値電圧Ｖｔｈに相当する電圧値は可聴音ノイズが発生する電圧より余裕を持たせて低く設定しているが、本実施の形態１では入力端９の電圧Ｖｂを様々な条件で変動させたところ、可聴音ノイズが昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧（ここでは１４Ｖ）より略１０％小さい電圧までならば発生しなかった。そこで、出力端１１の設定電圧１４Ｖから１０％分（＝１．４Ｖ）差し引いた１２．６Ｖに相当する電圧値をしきい値電圧Ｖｔｈとして決定した。なお、しきい値電圧Ｖｔｈの電圧値は、入力端９の電圧Ｖｂの電圧値と比例関係にはあるが等しいとは限らないので、本実施の形態１では「１２．６Ｖに相当する電圧値」という表現を用いる。以下、Ｖｒｅｆ、Ｖｒｅｆ１、Ｖｒｅｆ２等についても同様の表現を用いる。

ここで、図３に戻って、時間ｔ１で定電圧源１の電圧Ｖｂが、しきい値電圧Ｖｔｈに相当する１２．６Ｖを超えたので、このままの状態で昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３を動作させ続けると可聴音ノイズが発生してしまう。そこで、基準電圧生成回路２５は、基準電圧Ｖｒｅｆを通常基準電圧Ｖｒｅｆ１に既定電圧Ｖｒｅｆ２を加算した電圧を出力する。これにより、出力端１１の電圧Ｖｃが入力端９の電圧Ｖｂより大きくなるので、可聴音ノイズの発生を回避できる。

この場合の基準電圧生成回路２５の詳細動作を説明する。入力電圧検出部２３から入力端９の電圧Ｖｂに相当する電圧が基準電圧生成回路２５に入力されると、判定回路２７はその入力電圧と、しきい値電圧Ｖｔｈ（＝１２．６Ｖ相当）との差分を出力する。この出力により制御回路２９は、入力電圧がしきい値電圧Ｖｔｈを超えている場合は選択スイッチ３１を第１選択端子３１ｂに切り替える。これにより、基準電圧生成回路２５から出力される基準電圧Ｖｒｅｆは通常基準電圧Ｖｒｅｆ１と既定電圧Ｖｒｅｆ２が加算された電圧、すなわちＶｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ１＋Ｖｒｅｆ２となる。その結果、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧は既定電圧Ｖｒｅｆ２に相当する電圧分、高くなる。

ここで、既定電圧Ｖｒｅｆ２は昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧の略１０％に相当する電圧値とした。これは、次の理由による。一般的な電装用の負荷７はバッテリの電圧変動を見込んで動作可能電圧に幅を持たせてあり、その上限は約１６Ｖである。しかし、上限の１６Ｖに相当するように既定電圧Ｖｒｅｆ２を決定すると、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧精度によっては１６Ｖを超えて負荷７に過電圧がかかる可能性がある。そのため、上限の１６Ｖまでに少し余裕を持たせて出力端１１の通常設定電圧の略１０％に相当する電圧値とした。すなわち、本実施の形態１では出力端１１の通常設定電圧が１４Ｖであるので、その１０％である１．４Ｖに相当する電圧値を既定電圧Ｖｒｅｆと決定した。これにより、時間ｔ１では出力端１１の設定電圧は通常基準電圧Ｖｒｅｆ１（＝１４Ｖに相当）から既定電圧Ｖｒｅｆ２（＝１．４Ｖに相当）だけ上げた１５．４Ｖとなる。

以上のことから、基準電圧生成回路２５は常に入力電圧検出部２３より得られた入力端９の電圧Ｖｂ（＝定電圧源１の電圧）を監視し、既定のしきい値電圧Ｖｔｈに相当する電圧値（１２．６Ｖ）を超えれば、基準電圧生成回路２５の出力電圧を通常基準電圧Ｖｒｅｆ１（１４Ｖに相当）から既定電圧Ｖｒｅｆ２（１．４Ｖに相当）だけ上げる。これにより、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の電圧を、通常設定電圧Ｖｒｅｆ１に既定電圧Ｖｒｅｆ２を加えた電圧に相当する１５．４Ｖに上げることになるので、可聴音ノイズの発生を回避することができる。その結果、特にアイドリングストップ時における運転者や同乗者への不快感を低減できる。

このようにして、時間ｔ１からｔ２の間は図３に示すように定電圧源１の電圧Ｖｂがしきい値電圧Ｖｔｈに相当する電圧値を超えているので、基準電圧生成回路２５から出力される基準電圧Ｖｒｅｆは高い状態（＝Ｖｒｅｆ１＋Ｖｒｅｆ２）で推移する。この間に、定電圧源１の電圧Ｖｂが上限値Ｖｂｍａｘ（＝１４Ｖ）に近づいても、Ｖｂ＜Ｖｃ（＝１５．４Ｖ）の関係が維持されるので、時間ｔ１からｔ２において可聴音ノイズは発生しない。

次に、時間ｔ１からｔ２の間で定電圧源１の電圧Ｖｂがピークを持った後、低下していったとする。これにより、時間ｔ２で電圧Ｖｂがしきい値電圧Ｖｔｈに相当する１２．６Ｖに至ると、もはや可聴音ノイズが発生する電圧範囲を下回ったので、基準電圧生成回路２５はその出力電圧Ｖｒｅｆを通常基準電圧Ｖｒｅｆ１に戻す。この時の基準電圧生成回路２５の詳細動作を説明する。

入力電圧検出部２３から入力端９の電圧Ｖｂに相当する電圧が基準電圧生成回路２５に入力されると、判定回路２７はその入力電圧と、しきい値電圧Ｖｔｈ（＝１２．６Ｖ相当）との差分を出力する。この出力により制御回路２９は、入力電圧がしきい値電圧Ｖｔｈ以下である場合は選択スイッチ３１を第２選択端子３１ｃに切り替える。これにより、基準電圧生成回路２５から出力される基準電圧Ｖｒｅｆは通常基準電圧Ｖｒｅｆ１となる。その結果、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧は通常基準電圧Ｖｒｅｆ１に相当する１４Ｖに戻る。従って、時間ｔ２からｔ３においては、定電圧源１の電圧Ｖｂがしきい値電圧Ｖｔｈに相当する１２．６Ｖ以下であるので、時間ｔ０からｔ１と同様に、通常の昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の動作を行う。この場合もＶｂ＜Ｖｃ（＝１４Ｖ）の関係を維持するので、可聴音ノイズは発生しない。

時間ｔ３以降については時間ｔ１以降と同じであるので説明を省略するが、このように定電圧源１の電圧Ｖｂが繰り返し、しきい値電圧Ｖｔｈに相当する電圧値を超えたり、しきい値電圧Ｖｔｈに相当する電圧値以下になったりしても、それに応じて昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧を上げたり戻したりすることで調整するので、電圧Ｖｂがどのような状態になっても可聴音ノイズは発生しない。

なお、時間ｔ１からｔ２や、時間ｔ３からｔ４では昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧が１５．４Ｖに上がるので、蓄電部５の定格電圧はそれ以上としている。また、出力端１１の設定電圧が１５．４Ｖになると、蓄電部５の電圧Ｖｃも最大１５．４Ｖまで充電されることになる。この状態で、時間ｔ２以降のように定電圧源１の電圧Ｖｂがしきい値電圧Ｖｔｈに相当する電圧値以下に下がると、それに応じて出力端１１の設定電圧が１４Ｖに戻る。この時、蓄電部５の電圧Ｖｃが１５．４Ｖであったとすると、電圧Ｖｃが１４Ｖに下がるまで蓄電部５の電力は負荷７に供給されることになる。従って、設定電圧が戻っても蓄電部５の電力を無駄にすることがなく、効率的な動作が可能となる。

以上の構成、動作により、定電圧源１の電圧Ｖｂがしきい値電圧Ｖｔｈに相当する電圧値を超えると昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧を上げるように制御することで、常に入力端９の電圧Ｖｂが出力端１１の電圧Ｖｃよりも小さくなるので、通常の昇圧動作を維持でき可聴音ノイズが発生しない電源装置を実現できた。

（実施の形態２）
図４は、本発明の実施の形態２における電源装置の定電圧源の電圧、および出力端の電圧の経時変化図である。なお、本実施の形態２における電源装置の構成は実施の形態１の図１と同じであるので、詳細な説明を省略する。

本実施の形態２の構成上の特徴は、基準電圧生成回路２５に内蔵されたしきい値電圧Ｖｔｈを、高しきい値電圧Ｖｔｈ１と低しきい値電圧Ｖｔｈ２の２種類にした点である。このため、基準電圧生成回路２５は、高しきい値電圧Ｖｔｈ１と低しきい値電圧Ｖｔｈ２の切り替えや出力電圧Ｖｒｅｆの切り替えを入力電圧検出部２３の出力やその変化に応じて行う必要があるため、若干制御が複雑になる。そこで、本実施の形態２ではマイクロコンピュータ（図示せず）を用いて出力電圧Ｖｒｅｆを出力する構成とした。

基準電圧生成回路２５の動作は次の通りである。

基準電圧生成回路２５は、入力電圧検出部２３の出力により定電圧源１の電圧Ｖｂが上昇していることを検知すると、しきい値電圧を高しきい値電圧Ｖｔｈ１に設定する。この時、電圧Ｖｂが既定の高しきい値電圧Ｖｔｈ１に相当する電圧値以上になれば、基準電圧生成回路２５の出力電圧Ｖｒｅｆを通常の基準電圧Ｖｒｅｆ１から既定電圧Ｖｒｅｆ２だけ上げる（Ｖｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ１＋Ｖｒｅｆ２）。これにより、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧（＝Ｖｃ）を設定電圧から上げる。

一方、基準電圧生成回路２５は、入力電圧検出部２３の出力により定電圧源１の電圧Ｖｂが下降していることを検知すると、しきい値電圧を低しきい値電圧Ｖｔｈ２（高しきい値電圧Ｖｔｈ１より低い電圧）に設定する。この時、電圧Ｖｂが低しきい値電圧Ｖｔｈ２に相当する電圧値以下になれば、基準電圧生成回路２５の出力電圧Ｖｒｅｆを通常の基準電圧Ｖｒｅｆ１に戻す（Ｖｒｅｆ＝Ｖｒｅｆ１）。これにより、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧（＝Ｖｃ）を設定電圧に戻す。

なお、高しきい値電圧Ｖｔｈ１に相当する電圧値は実施の形態１と同様に、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧（ここでは１４Ｖ）より略１０％（≒１．４Ｖ）小さい電圧に相当する電圧値１２．６Ｖ（＝１４Ｖ−１．４Ｖ）と決定した。また、低しきい値電圧Ｖｔｈ２に相当する電圧値は、定電圧源１の電圧変動とチャタリングの発生関係を検討した結果、チャタリングが発生しない電圧値である１２Ｖと決定した。

次に、このような電源装置の動作について、図４を用いて詳細に説明する。なお、図４において、横軸は時間、縦軸は電圧をそれぞれ示す。

まず、時間ｔ０からｔ１において定電圧源１の電圧Ｖｂが徐々に上昇したとする。これにより、基準電圧生成回路２５は、入力電圧検出部２３の出力により定電圧源１の電圧Ｖｂが上昇していることを検知し、しきい値電圧を高しきい値電圧Ｖｔｈ１（１２．６Ｖに相当）に設定する。この時間ｔ０からｔ１では、まだ電圧Ｖｂが高しきい値電圧Ｖｔｈ１に相当する電圧値（１２．６Ｖ）に至っていないので、基準電圧生成回路２５は出力電圧Ｖｒｅｆを通常の基準電圧Ｖｒｅｆ１にする。従って、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧（＝Ｖｃ）は設定電圧（１４Ｖ）のままである。

次に、時間ｔ１からｔ２において定電圧源１の電圧Ｖｂが高しきい値電圧Ｖｔｈ１に相当する電圧値（１２．６Ｖ）に至ったとする。この時、電圧Ｖｂが徐々に上昇しているので、時間ｔ１からｔ２の短い時間では、電圧Ｖｂ≒１２．６Ｖとなる。この状態では、実施の形態１の構成の場合は、しきい値電圧Ｖｔｈを超えているか否かの判断が短時間に交互に変わることが想定される。従って、図４に太点線で示したように、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧を１４Ｖから１５．４Ｖに上げたり、１４Ｖに戻したりする動作を繰り返すことになり、図４の楕円点線で示したようにチャタリングが発生してしまう。なお、実施の形態１において、チャタリングは図４のように電圧Ｖｂが徐々に上昇する等の場合に発生するが、電圧Ｖｂが高速に変化する時は１２．６Ｖをすぐに超えるので、チャタリングは発生しない。

これに対し、本実施の形態２においては、電圧Ｖｂが上昇している時は高しきい値電圧Ｖｔｈ１（１２．６Ｖに相当）で、電圧Ｖｂが下降している時は低しきい値電圧Ｖｔｈ２（１２Ｖに相当）で、それぞれ昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧を切り替える。従って、時間ｔ１からｔ２で電圧Ｖｂが上昇中であり、かつＶｂ≒１２．６Ｖであるので、図４の太実線で示したように昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧は１４Ｖから１５．４Ｖに１回だけ切り替わる。これにより、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の可聴音ノイズを抑制できるとともに、時間ｔ１からｔ２では電圧Ｖｂは上昇しているので、低しきい値電圧Ｖｔｈ２（１２Ｖに相当）に至ることはない。従って、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧が１５．４Ｖから１４Ｖに戻ることはなく、実施の形態１のようなチャタリングは発生しない。なお、本実施の形態２でも実施の形態１と同様に、既定電圧は昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧（ここでは１４Ｖ）の略１０％に相当する電圧値（≒１．４Ｖ）とした。従って、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧は、電圧Ｖｂが上昇中で高しきい値電圧Ｖｔｈ１（１２．６Ｖに相当）になれば、設定電圧１４Ｖに既定電圧１．４Ｖを加えた１５．４Ｖに切り替わる。

次に、時間ｔ２からｔ３で電圧Ｖｂが上昇から下降に緩やかに転じたとする。これにより、時間ｔ３からｔ４の短時間に再び電圧Ｖｂが１２．６Ｖに至ったとする。この場合、実施の形態１では前記したように昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧の切り替えしきい値電圧Ｖｔｈが１つしかないので、このような緩やかな電圧Ｖｂの変化では、時間ｔ１からｔ２と同様、図４の楕円点線で示したようなチャタリングが発生してしまう。

一方、本実施の形態２では、時間ｔ３からｔ４では電圧Ｖｂが下降しているので、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧は電圧Ｖｂが低しきい値電圧Ｖｔｈ２に相当する電圧値（＝１２Ｖ）に至れば通常の設定電圧（＝１４Ｖ）に戻る。従って、時間ｔ３からｔ４では電圧Ｖｂが１２．６Ｖ近傍なので、まだ低しきい値電圧Ｖｔｈ２に相当する電圧値（＝１２Ｖ）に至っておらず、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧は１５．４Ｖのままである。ゆえに、この時点でチャタリングが発生することはない。

次に、時間ｔ４からｔ５では電圧Ｖｂが１２．６Ｖ以下となり、徐々に下降しているので、実施の形態１の構成では時間ｔ３からｔ４でのチャタリングの後、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧が１４Ｖに戻って一定となる。一方、本実施の形態２では低しきい値電圧Ｖｔｈ２に相当する電圧値（＝１２Ｖ）に至っていないので、出力電圧が引き続き１５．４Ｖのまま維持される。

次に、時間ｔ５で電圧Ｖｂが低しきい値電圧Ｖｔｈ２に相当する電圧値（＝１２Ｖ）以下になると、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力電圧は１回だけ１５．４Ｖから１４Ｖに下がる。この場合、電圧Ｖｂは下がり続けている上、高しきい値電圧Ｖｔｈ１と低しきい値電圧Ｖｔｈ２が異なるので、本実施の形態２では時間ｔ５においてチャタリングが発生しない。

以上の構成、動作により、定電圧源１の電圧Ｖｂが上昇中に高しきい値電圧Ｖｔｈ１に相当する電圧値以上になると昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧を上げるように制御し、定電圧源１の電圧Ｖｂが下降中に低しきい値電圧Ｖｔｈ２に相当する電圧値以下になると昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧を戻すように制御することで、常に入力端９の電圧Ｖｂが出力端１１の電圧Ｖｃよりも小さくなるので、通常の昇圧動作を維持でき可聴音ノイズが発生しなくなるとともに、チャタリングも発生しない電源装置を実現できた。

なお、実施の形態１、２では定電圧源１の電圧Ｖｂが、しきい値電圧Ｖｔｈに相当する電圧値、または高しきい値電圧Ｖｔｈ１に相当する電圧値を超えたときのみ昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の設定電圧を上げるように制御しているが、常時出力端１１の設定電圧を高くする構成も考えられる。このようにしても確かに可聴音ノイズを防止することはできるのであるが、常に高い設定電圧を維持すると、外部電磁ノイズ等の影響により、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の出力端１１の電圧Ｖｃが突発的に負荷７の許容上限電圧１６Ｖを超え、負荷７に過電圧がかかる可能性がある。そのため、実施の形態１、２では可聴音ノイズが発生する状態以外は出力端１１を通常の設定電圧に戻すようにして信頼性を高めている。

また、定電圧源１の電圧Ｖｂの変動に対して、昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ３の設定電圧が可聴音ノイズを発生しない電圧分だけ上乗せされて追従する構成も考えられる。これによっても可聴音ノイズを防止できるが、蓄電部５に蓄えられる電力量が定電圧源１の電圧Ｖｂによって常時変化するため、電圧Ｖｂが低い時は蓄電部５の電力が不足し、補助電源の役割を十分に果たせなくなる可能性がある。そのため、実施の形態１、２では可聴音ノイズが発生する状態以外は出力端１１が一定の通常設定電圧になるように制御して信頼性を高めている。また、実施の形態１、２の方が出力端１１の設定電圧を２段階に切り替えるだけなので、電圧Ｖｂの変動追従構成に比べ、回路構成や動作が簡単になる。

なお、実施の形態１、２では、蓄電部５に電気二重層キャパシタを用いた例を示したが、これは電気化学キャパシタ等の他のキャパシタや二次電池でもよい。さらに、車両用の電源装置の場合について述べたが、それ以外の電源装置にも適用できる。

本発明にかかる電源装置は入力端の電圧が出力端の電圧に近接せず、可聴音ノイズが発生しないので、特にアイドリングストップ車における定電圧源の電圧低下時に蓄電部の電力を負荷に供給する電源装置等として有用である。

本発明の実施の形態１における電源装置のブロック回路図 本発明の実施の形態１における電源装置の基準電圧生成回路のブロック回路図 本発明の実施の形態１における電源装置の定電圧源の電圧、および出力端の電圧の経時変化図 本発明の実施の形態２における電源装置の定電圧源の電圧、および出力端の電圧の経時変化図 従来の電源装置のブロック回路図

符号の説明

１ 定電圧源
３ 昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータ
５ 蓄電部
７ 負荷
９ 入力端
１１ 出力端
１３ チョークコイル
１５ 第１スイッチング素子
１９ 第２スイッチング素子
２３ 入力電圧検出部
２５ 基準電圧生成回路
３３ 出力電圧検出部
３５ 比較器
３７ 制御部

Claims (5)

1. 昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの入力端に接続された定電圧源と、
   前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端に接続された蓄電部、および負荷からなり、
   前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   前記入力端に一端が接続されたチョークコイルと、
   前記チョークコイルの他端と前記出力端の間に接続された第１スイッチング素子と、
   前記チョークコイルと前記第１スイッチング素子の接続点に接続された第２スイッチング素子と、
   前記入力端に接続された入力電圧検出部と、
   前記入力電圧検出部の出力が接続された基準電圧生成回路と、
   前記出力端に接続された出力電圧検出部と、
   前記基準電圧生成回路の出力と前記出力電圧検出部の出力が接続された比較器と、
   前記比較器の出力に応じて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のオンオフ制御を行う制御部とからなり、
   前記入力電圧検出部により得られた前記定電圧源の電圧が既定のしきい値電圧に相当する電圧値を超えれば、前記基準電圧生成回路の出力電圧を基準電圧から既定電圧だけ上げることにより、前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を設定電圧から上げ、
   前記定電圧源の電圧が前記しきい値電圧に相当する電圧値以下になれば、前記基準電圧生成回路の出力電圧を前記基準電圧に戻すことにより、前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を前記設定電圧に戻す電源装置。
2. しきい値電圧は昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端の設定電圧より略１０％小さい電圧に相当する電圧値とした請求項１に記載の電源装置。
3. 昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータと、
   前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの入力端に接続された定電圧源と、
   前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端に接続された蓄電部、および負荷からなり、
   前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータは、
   前記入力端に一端が接続されたチョークコイルと、
   前記チョークコイルの他端と前記出力端の間に接続された第１スイッチング素子と、
   前記チョークコイルと前記第１スイッチング素子の接続点に接続された第２スイッチング素子と、
   前記入力端に接続された入力電圧検出部と、
   前記入力電圧検出部の出力が接続された基準電圧生成回路と、
   前記出力端に接続された出力電圧検出部と、
   前記基準電圧生成回路の出力と前記出力電圧検出部の出力が接続された比較器と、
   前記比較器の出力に応じて前記第１スイッチング素子と前記第２スイッチング素子のオンオフ制御を行う制御部とからなり、
   前記入力電圧検出部により得られた前記定電圧源の電圧が上昇している時に既定の高しきい値電圧に相当する電圧値以上になれば、前記基準電圧生成回路の出力電圧を基準電圧から既定電圧だけ上げることにより、前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を設定電圧から上げ、
   前記定電圧源の電圧が下降している時に前記高しきい値電圧より低い低しきい値電圧に相当する電圧値以下になれば、前記基準電圧生成回路の出力電圧を前記基準電圧に戻すことにより、前記昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力電圧を前記設定電圧に戻す電源装置。
4. 高しきい値電圧は昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端の設定電圧より略１０％小さい電圧に相当する電圧値とした請求項３に記載の電源装置。
5. 既定電圧は昇圧ＤＣ／ＤＣコンバータの出力端の設定電圧の略１０％に相当する電圧値とした請求項１、または３に記載の電源装置。

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