JP2005218242A - 交流モータ駆動回路 - Google Patents

Abstract

【課題】電池の直列数を増加する等の方法を必要とせずに、電源電圧よりも高電圧の交流を交流モータに供給し、交流モータの駆動力向上を容易に達成できる交流モータ駆動回路を提供する。
【解決手段】電源からの直流電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、前記昇圧チョッパ回路に駆動パルスを供給するためのチョッパドライブ回路と、前記昇圧チョッパ回路で昇圧された直流を交流電圧に変換して交流モータに供給するインバータ手段と、前記インバータ手段に駆動パルスを供給するインバータドライブ回路を有し、インバータドライブ回路よりの駆動パルスの出力を、昇圧チョッパ回路内の平滑コンデンサ両端の電圧が最大となる時点に同期させることを特徴とする交流モータ駆動回路。
【選択図】図４

Description

この発明は交流モータ駆動回路に関し、特に、自動車の駆動源として搭載される交流モータを駆動するための交流モータ駆動回路に関する。

近年、電気モータ（以下単にモータと言う。）は、自動車にも搭載され駆動源として用いられるようになっている。例えば、排気ガスを軽減でき環境汚染を防止できるものとして注目され、実用化されているハイブリッド車は、ガソリンエンジンとモータとを駆動源として走行するものである。

特開２００１−２９２５７８号公報には、電気自動車やハイブリッド車を駆動するモータ駆動回路が開示されている。このモータ駆動回路は、電池からの直流電圧をインバータ装置に供給し、インバータ装置からの交流電圧でモータを駆動するものである。

自動車の駆動源としてのモータの駆動電圧は、従来は、２００〜３００Ｖ程度であった。しかし近年、自動車の加速力の向上を目指して、駆動電圧は高電圧に移行しており、今後は５００Ｖを超える駆動電圧が必要とされている。このような高電圧を、電源の電池の直列数の増加により得る場合は、電池の容積が増加する問題が生じる。そこで、電池の直列数を増加することなく、高いモータ駆動電圧を得ることを可能とするモータ駆動回路が求められている。
特開２００１−２９２５７８号公報

本発明は、電池の直列数を増加する等の方法を必要とせずに、電源電圧よりも高電圧の交流を交流モータに供給し、交流モータの駆動力向上を容易に達成できる交流モータ駆動回路を提供することをその課題とする。

本発明者は、電源からの直流電圧を昇圧する手段として昇圧チョッパ回路を用い、この昇圧チョッパ回路を制御するチョッパドライブ回路の駆動パルス出力と、インバータ手段を駆動させるインバータドライブ回路の駆動パルス出力とを同期させることにより、前記の課題が達成できることを見出し、本発明を完成した。

本発明は、その請求項１として、
電源からの直流電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、
前記昇圧チョッパ回路に駆動パルスを供給するためのチョッパドライブ回路と、
前記昇圧チョッパ回路で昇圧された直流を交流電圧に変換して交流モータに供給するインバータ手段と、
前記インバータ手段に駆動パルスを供給するインバータドライブ回路を有し、
インバータドライブ回路よりの駆動パルスの出力を、昇圧チョッパ回路内の平滑コンデンサ両端の電圧が最大となる時点に同期させることを特徴とする交流モータ駆動回路を提供する。

本発明の交流モータ駆動回路は、電源からの直流電圧を昇圧する手段として昇圧チョッパ回路を用いる。昇圧チョッパ回路は、通常、電源からの直流電圧が与えられてエネルギーを蓄えるリアクトルと、前記リアクトルから出力される直流電圧をスイッチングし、前記蓄積されたエネルギーに基づいて高電圧の断続パルスを出力する昇圧スイッチング素子、電流の向きを制御するダイオードと、平滑コンデンサを有する。

前記リアクトルから出力される直流電圧をスイッチングすることにより、リアクトルに蓄えられたエネルギーに基づいて高電圧の断続パルスが出力され、この断続パルスにより平滑コンデンサが充電されるとともに負荷に電流が流れる。昇圧スイッチング素子がオフのとき、平滑コンデンサが充電されるので、昇圧スイッチング素子がオフからオンに変わる時点で、平滑コンデンサの両端の電圧は最大になる。なお、特開２０００−１０２１７７号公報に記載のモータ駆動回路にも、昇圧チョッパ回路が用いられている。ただし、同公報記載の回路では、主機用充電手段を充電するために用いられているが、本発明では、駆動用モータへの電力供給のために用いられる。

前記昇圧チョッパ回路は、チョッパドライブ回路より昇圧スイッチング素子に供給されるパルス（駆動パルス）により昇圧動作を行う。すなわち、該駆動パルスのオン、オフにより、昇圧スイッチング素子がオン、オフとなる。従って、本発明の交流モータ駆動回路は、昇圧チョッパ回路に駆動パルスを供給するためのチョッパドライブ回路を有する。

前記昇圧チョッパ回路で昇圧された直流は、インバータ手段により交流電圧に変換され交流モータに供給される。前記インバータ手段は、通常のインバータと同様、スイッチング素子により、直流電圧を交流電圧に変換するものであり、変換された交流電圧は交流モータに供給され交流モータが駆動される。前記インバータ手段は、インバータドライブ回路より、前記スイッチング素子に供給される駆動パルスにより作動する。従って、本発明の交流モータ駆動回路は、前記インバータ手段に駆動パルスを供給するインバータドライブ回路を有する。

本発明の交流モータ駆動回路は、インバータドライブ回路よりの駆動パルス出力を、チョッパドライブ回路より出力される各駆動パルスに同期させることを特徴とする。ここで、各パルスに同期させるとは、チョッパドライブ回路よりの駆動パルスの周期と、インバータドライブ回路よりの駆動パルスの周期とを同じにするとともに、チョッパドライブ回路よりの各駆動パルスがオフからオンに変わる時点、すなわち平滑コンデンサの両端の電圧が最大になる時点、及び／又はその近傍の時間にインバータドライブ回路よりの駆動パルスを出力させることを言う。その近傍の時間とは、平滑コンデンサの両端の電圧が最大になる時点の前後、特に前であって、チョッパドライブ回路よりの各駆動パルスの出力時間に比べて、短い時間を言う。

インバータドライブ回路よりの駆動パルス出力を、チョッパドライブ回路より出力される各駆動パルスに同期させることにより、インバータ手段より交流モータに供給される出力をより高電圧とすることができ、自動車の加速力の向上等を達成することができる。

特に、インバータドライブ回路よりの駆動パルスが、昇圧チョッパ回路内の平滑コンデンサの両端の電圧が最大となる時点、及び該時点の前後の短時間に出力されると、さらに上昇した高電圧が交流モータに供給されるようになるので、より好ましい。ここで、短時間とは、チョッパドライブ回路より出力される各駆動パルスの出力時間より非常に短い時間を意味し、より短い時間であるほど交流モータに供給される電圧が上昇する。

本発明の請求項２は、この好ましい態様に該当し、前記の交流モータ駆動回路であって、インバータドライブ回路よりの駆動パルスを、昇圧チョッパ回路内の平滑コンデンサ両端の電圧が最大となる時点の前後の短時間に出力させることを特徴とする交流モータ駆動回路を提供するものである。平滑コンデンサ両端の電圧が最大となる時点後、両端電圧は、急速に低下するので、インバータドライブ回路よりの駆動パルスの出力は、該時点においてオフになることがさらに好ましい。

本発明の交流モータ駆動回路により駆動される交流モータとしては、３相交流モータ等の多相交流モータが滑らかで強力な駆動力を得るために好ましく用いられる。特に３相交流モータが好ましい。本発明の交流モータ駆動回路であって、３相交流モータの駆動に用いられるもののインバータ手段は、インバータドライブ回路より供給される３相の駆動パルスに応じてスイッチングして３相交流電圧を前記３相交流モータに供給するスイッチング素子を有する。

本発明の請求項３は、この好ましい態様に該当し、前記の交流モータ駆動回路であって、前記交流モータは３相交流モータであって、前記インバータ手段は、インバータドライブ回路より出力される３相の駆動パルスに応じてスイッチングして３相交流電圧を前記３相交流モータに供給するスイッチング素子を有することを特徴とする交流モータ駆動回路を提供するものである。

自動車の駆動源としてのモータは、減速時や坂道の下りの際には、発電機として作用し回生電圧を発生する。そこで、好ましくは回生電圧により電源の電池を充電する回生機能を有する。交流モータより発生する回生電圧は交流であり、一方電池の充電は直流により行われるので、好ましくは、前記インバータ手段が、前記交流モータにより発生される回生電圧を整流して直流を出力する。又、本発明の交流モータ駆動回路は高い回生電圧を発生するので、この出力された直流の電圧も高い。そこで好ましくは、さらに回生電圧を充電に適当な電圧、通常電源が発生する直流電圧と同程度の電圧に降圧する手段を有する。

本発明の請求項４は、この好ましい態様に該当し、前記の交流モータ駆動回路であって、回生時には前記インバータ手段が、前記交流モータにより発生される回生電圧を整流して出力し、かつ前記インバータ手段から出力された整流電圧を、前記電源を充電するための電圧に降圧する降圧手段を有することを特徴とする交流モータ駆動回路を提供するものである。この構成により、モータの回生時には、回生電圧は充電に適当な電圧、通常電源が発生する直流電圧と同程度の電圧、に降圧されるので、高い回生電圧にも係わらず電源の電池を適当な電圧で充電することができる。

なお、特開２００１−２９２５７８号公報に記載のモータ駆動回路は、回生機能を有するが、降圧手段については記載されていない。従って、高い回生電圧を生じるモータの場合には、高電圧のまま電池を充電することになり、電圧を下げて電池を充電することができない。

前記降圧手段としては、降圧チョッパ回路が好ましく例示される。請求項５は、この好ましい態様に該当し、前記の交流モータ駆動回路であって、前記降圧手段は降圧チョッパ回路であって、前記インバータ手段から出力された整流電圧をスイッチングする降圧スイッチング素子と、降圧スイッチング素子のオン時にエネルギーを蓄積するリアクトルと、前記降圧スイッチング素子のオフ時にリアクトルに蓄積されたエネルギーに基づいて前記電源に還流電流を流すダイオードを有することを特徴とする交流モータ駆動回路を提供するものである。

なお前記昇圧チョッパ回路及び降圧チョッパ回路として、両者を一体化し、両者の機能を有する回路、例えば一端が入力又は出力の陽極側端子に接続しているリアクトル、互いに直列に接続されており、両者の間でリアクトルの他端と接続している２個のダイオード、かつ該２個のダイオードとそれぞれ並列に設けられており、かつ互いに直列に接続されている２個の半導体素子を有するチョッパ回路を用いることも可能であり、回路の複雑化を防ぐために好ましい。

なお、前記インバータ手段のスイッチング素子としては、ＳｉＣ、ＧａＮ、Ｃ等の高温動作可能なワイドバンドギャップデバイスや、Ｓｉの絶縁ゲート型トランジスタ（ＩＧＢＴ）やパワーＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子が例示される。又前記インバータ手段は、スイッチング素子に加えて整流素子を共に有する。好ましくは、前記整流素子は、前記スイッチング素子に対して並列に接続される。前記整流素子と前記スイッチング素子を並列に接続する代わりに、整流素子とスイッチング素子を内蔵するパワースイッチングデバイスを用いることもできる。

昇圧スイッチング素子や降圧スイッチング素子としては、絶縁ゲート型トランジスタ（ＩＧＢＴ）やパワーＭＯＳＦＥＴ等の半導体素子が例示される。前記の昇圧チョッパ回路による昇圧比及び降圧チョッパ回路による降圧比は、スイッチングのオン時間とオフ時間の比により決められる。そこで、好ましくは、出力電圧を一定にするため、出力電圧をモニタして、オン時間とオフ時間の比を調整する帰還制御が行われる。

なお、前記の昇圧チョッパ回路、降圧チョッパ回路においては、整流素子やダイオードとして、パワースイッチングデバイスの内蔵ダイオードを用いることができる。すなわち、スイッチング素子と整流素子やダイオードを配線する代わりに、その中にスイッチング素子と整流素子やダイオードを並列に接続したパワースイッチングデバイスを配線しても同様な効果が得られる。

本発明の交流モータ駆動回路により、電源の電池の直列数を増加する等の方法を必要とせずに、電源電圧よりも高電圧の交流を交流モータに供給し、交流モータの駆動力向上を容易に達成できる。

図１は本発明の交流モータ駆動回路に用いられる昇圧チョッパ回路の原理図であり、図２はチョッパ周期の駆動パルスの波形図である。図１において、電池Ｂの正電極からの直流電圧Ｅ_１はリアクトルＬを介して半導体素子Ｓのコレクタに与えられるとともに、ダイオードＤのアノードに与えられる。半導体素子Ｓのベースには図２に示すオン時間、オフ時間を繰り返すチョッパ周期の駆動パルスが与えられる。半導体素子Ｓはこの駆動パルスによりスイッチング（オン、オフ）する。ダイオードＤのカソードは平滑コンデンサＣの一端と負荷Ｒの一端とに接続される。電池Ｂの負電極と半導体素子ＳのエミッタとコンデンサＣの他端と負荷Ｒの他端は共通接続されている。

図２に示した駆動パルスがチョッパ周期でオン時間になると半導体素子ＳがオンしてリアクトルＬに電流ｉ_Ｌが流れてリアクトルＬにエネルギーが蓄積される。半導体素子Ｓがオン、オフすることにより、半導体素子ＳとリアクトルＬの接続点に高電圧の断続パルスが出力され、この断続パルスによりダイオードＤを介して平滑コンデンサＣが充電されるとともに負荷Ｒに電流ｉ_Ｒが流れる。

駆動パルスがオフ時間になると半導体素子Ｓがオフとなるが、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーにより平滑コンデンサＣが充電されるとともに負荷Ｒに電力が供給され続ける。負荷Ｒに供給される直流電圧Ｅ_３は、昇圧された電圧であって、駆動パルスのオン時間とオフ時間の比に応じて任意の電圧に設定できる。

図３は、この発明の好ましい態様、すなわち回生機能及び降圧チョッパ回路を備えた交流モータ駆動回路に用いられる降圧チョッパ回路の原理図である。

図３において、電池Ｂはその正電極から直流電圧Ｅ_１を発生し、半導体素子Ｓのコレクタに与える。半導体素子Ｓのベースには図２に示したチョッパ周期の駆動パルスが与えられる。半導体素子Ｓはこの駆動パルスによりスイッチング（オン、オフ）する。半導体素子ＳのエミッタにはリアクトルＬの一端とダイオードＤ_ｆのカソードとが接続されており、リアクトルＬの他端は平滑コンデンサＣの一端と負荷Ｒの一端に接続されている。電池Ｂの負電極、ダイオードＤ_ｆのアノード及び平滑コンデンサＣの他端と負荷Ｒの他端は共通接続されている。

駆動パルスがチョッパ周期のオン時間には半導体素子Ｓがオンして、半導体素子Ｓのエミッタから電池Ｂの電圧Ｅ_１が出力され、リアクトルＬを介して平滑コンデンサＣが充電されるとともに負荷Ｒに電流ｉ_Ｒが流れて負荷Ｒの両端に電圧Ｅ_２が生じる。このときリアクトルＬにエネルギーが蓄積される。駆動パルスがオフ時間になると半導体素子Ｓがオフし、エミッタの電圧は０Ｖになり、電池Ｂから負荷Ｒに電流ｉ_Ｒが流れなくなる。

しかし、リアクトルＬにエネルギーが蓄積されているとともに平滑コンデンサＣが充電されているため、ダイオードＤ_ｆの両端に電圧Ｖｆが生じ、ダイオードＤ_ｆ、リアクトルＬ、平滑コンデンサＣからなる閉回路に還流電流が流れ、負荷Ｒに電圧Ｅ_２が印加される。この電圧Ｅ_２は、駆動パルスの周波数を十分に高く設定しておくことにより、リップルの小さい電圧とすることができる。この直流電圧Ｅ_２は電池Ｂから出力される直流電圧Ｅ_１を降圧した電圧であって、駆動パルスのオン時間とオフ時間の比に応じて任意の電圧に設定できる。

図４はこの発明の一実施形態のモータ駆動回路を示す回路図である。図４において、モータ駆動回路は、チョッパ回路１と、チョッパドライブ回路２と、インバータ回路３と、インバータドライブ回路４を有する。チョッパ回路１は図３に示した降圧チョッパ回路と、図１に示した昇圧チョッパ回路とを逆向きに複合したものである。

電池Ｂの正電極はチョッパ回路１中のリアクトルＬの一端に接続され、リアクトルＬの他端はダイオードＤ２のアノードと、ダイオードＤ１のカソードと、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ１のソースと、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ２のドレインとに接続されている。ダイオードＤ２のカソードとパワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ１のドレインはノードＰに接続され、電池Ｂの負電極とダイオードＤ１のアノードとパワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ２のソースはノードＮに接続されている。ノードＮは接地され、ノードＰとＮとの間には平滑コンデンサＣが接続されている。パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ１、Ｓ２の各ゲートにはチョッパドライブ回路２から駆動パルスｄ１、ｄ２が与えられる。

チョッパ回路１のパワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ１は、オン、オフすることによりダイオードＤ１を介して降圧した電圧を電池Ｂに出力する降圧チョッパ回路として動作し、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ２はオン、オフすることにより、ダイオードＤ２を介して電池Ｂの電圧を昇圧した電圧を出力する昇圧チョッパ回路として動作する。

パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ３〜Ｓ８は、昇圧チョッパ回路で昇圧された直流電圧を３相の交流電圧に変換してモータＭを駆動するインバータ回路３を構成している。モータＭはインバータ回路３から出力される３相のドライブ信号によって駆動される。このためにノードＰとＮとの間には、昇圧された直流電圧を３相のドライブ信号に変換するためのパワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ３とＳ４、Ｓ５とＳ６、Ｓ７とＳ８の直列回路が接続されている。

すなわち、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ３、Ｓ５、Ｓ７のドレインはノードＰに接続され、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ３、Ｓ５、Ｓ７のソースはそれぞれパワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ４、Ｓ６、Ｓ８のドレインに接続され、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ４、Ｓ６、Ｓ８のソースはノードＮに接続されている。また、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ３〜Ｓ８の各ゲートには、インバータドライブ回路４から駆動パルスが与えられている。

各パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ３〜Ｓ８のドレインとソースとの間には帰還ダイオードＤ３〜Ｄ８が、それぞれのカソードがドレイン側に、アノードがソース側になるように並列に接続されている。これらの帰還ダイオードＤ３〜Ｄ８は、回生時にモータＭで生じた交流の回生電圧を直流電圧（脈流）に整流してノードＰ、Ｎ間に出力する。

次に、図４に示したモータ駆動回路の動作について説明する。図５は図４のチョッパドライブ回路２から出力される駆動パルスを示す波形図である。

モータ駆動時には、図５（ａ）に示すように、チョッパドライブ回路２からオン、オフする駆動パルスｄ２が出力されてパワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ２のゲートに与えられる。この駆動パルスｄ２のオン時間、オフ時間の比は、電池Ｂの電圧が所定の電圧に昇圧されるように設定されている。この時、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ１のゲートに与えられる駆動パルスｄ１は、図５（ｂ）に示すように「Ｌ」レベルに設定されており、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ１はオフの状態を維持している。

パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ２がオン、オフすることにより、前記の図１の説明と同様にして、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ２のドレインとリアクトルＬの接続点に高電圧の断続パルスが出力される。この高電圧の断続パルスは、ダイオードＤ２を介してノードＰ、Ｎ間に出力され、平滑コンデンサＣによって平滑されて昇圧された直流電圧になる。

インバータ回路３では、各パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ３とＳ４、Ｓ５とＳ６、Ｓ７とＳ８が、インバータドライブ回路４から与えられる駆動パルスに応じて、位相が１２０°異なるごとにオン、オフし、３相の交流電圧を発生する。すなわち、各パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ３とＳ４、Ｓ５とＳ６、又はＳ７とＳ８がオンとなるとき、チョッパ回路１で発生した昇圧された電圧が、Ｓ３とＳ４、Ｓ５とＳ６、又はＳ７とＳ８の接続点からモータに供給されるので、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ３、Ｓ４、Ｓ５、Ｓ６、Ｓ７、Ｓ８の各組合せにおいて、オンとなるタイミングを１２０°ずらすことにより、等価的な３相交流電圧を発生させることができる。この発生した３相の交流電圧を、モータＭに供給することにより、モータＭは電源の電池の直流電圧より高い交流電圧で回転駆動される。

図４の例のモータ駆動回路では、インバータドライブ回路４から与えられる駆動パルス（以下及び図６中において、ＰＷＭパルスと言う。）の出力は、チョッパドライブ回路２からの駆動パルスｄ２に同期する。より具体的には、駆動パルスｄ２の周期（チョップ周期）とＰＷＭパルスの周期（ＰＷＭ周期）が同一であり、かつ、駆動パルスｄ２がオフからオンに変わる時点の近傍の時点で、ＰＷＭパルスがオンであるように、すなわち、平滑コンデンサＣの両端の電圧が最大となる時点に、インバータドライブ回路４によるモータ駆動パルスが発生するように、同期して動作させる。

図６は、図４の例のモータ駆動回路における（ａ）駆動パルスｄ２、（ｂ）平滑コンデンサＣ両端の電圧、及び（ｃ）ＰＷＭパルスの出力の時間変化を示す概念図である。駆動パルスｄ２がオフのとき、リアクトルＬに蓄積されたエネルギーにより平滑コンデンサＣが充電されるので、図６より明らかなように、平滑コンデンサＣ両端の電圧は時間とともに増大する。

駆動パルスｄ２がオンになると、平滑コンデンサＣのエネルギーは放電されるので、平滑コンデンサＣ両端の電圧は急激に減少する。従って、駆動パルスｄ２がオフからオンに変わる時点で、平滑コンデンサＣ両端の電圧は最大になる。

上記のように、ＰＷＭパルスがオンのとき、チョッパ回路により昇圧された電圧、すなわち平滑コンデンサＣ両端の電圧がモータ側へ供給されるので、ＰＷＭパルスを、駆動パルスｄ２がオフからオンに変わる時点及び／又はその前後の短い時間にオンにすることにより、高いモータ駆動電圧を得ることができる。

特に、駆動パルスｄ２がオフからオンに変わる時点を含み該時点の前の短時間においてＰＷＭパルスをオンにすれば、より高いモータ駆動電圧を得ることができる。この場合、駆動パルスｄ２のオフの時間が短い程、平滑コンデンサＣ両端の電圧がより高い時期にモータ側へ電圧が供給されるので好ましい。

一方、駆動パルスｄ２がオフからオンとなった後は、平滑コンデンサＣ両端の電圧が急激に低下する。従って、駆動パルスｄ２がオフからオンに変わる時点において、ＰＷＭパルスをオフにすることが好ましい。又は、遅くても駆動パルスｄ２がオフからオンに変わる時点後のできるだけ短時間内に、ＰＷＭパルスをオフにすることが望まれる。図６の例では、チョッパ周期とＰＷＭ周期が同一であり、駆動パルスｄ２がオフからオンに変わる時点でＰＷＭパルスはオフとなり、該時点の直前の短時間のみＰＷＭパルスはオンとなっている。

減速時や下り坂になると、モータＭは発電機として作用し、３相交流の回生電圧を発生する。この回生電圧は、相ごとに帰還ダイオードＤ３とＤ４、Ｄ５とＤ６、Ｄ７とＤ８により整流されて脈流となってノードＰ、Ｎ間に出力され、チョッパ回路１に供給される。チョッパ回路１に供給された脈流は、平滑コンデンサＣにより平滑されて直流電圧となる。

回生時にはチョッパドライブ回路２は、駆動パルスｄ２を図５（ｄ）に示すように「Ｌ」レベルにしてパワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ２をオフ状態にし、駆動パルスｄ１を図５（ｃ）に示すようにオン、オフさせることによりパワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ１をオン、オフさせる。このとき、パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ１のゲートに与えられる駆動パルスｄ１は、回生電圧を所定の電圧に降圧するように、オン時間，オフ時間の比が設定されている。パワーＭＯＳＦＥＴ Ｓ２のオン、オフにより、前記図１の説明と同様にして、インバータ回路３より供給されて平滑コンデンサＣにより平滑された直流電圧を降圧し、ダイオードＤ１を介して電池Ｂを充電する。

したがって、上記の実施形態によれば、電池Ｂの直流電圧を昇圧チョッパ回路で昇圧し、インバータ回路３で３相交流電圧に変換してモータＭを駆動して自動車を走行させることができる。また、平滑コンデンサＣ両端の電圧が高いときに合わせて、ＰＷＭパルスがオンとなり交流モータに電圧が供給されるので、高いモータ駆動電圧を得ることができる。さらに、自動車の減速時や下り坂を走行しているときは、モータＭを発電機として動作させて３相交流の回生電圧を発生させ、インバータ回路３で脈流電圧に整流し、平滑コンデンサＣで直流に平滑し、降圧チョッパ回路により電池Ｂの電圧とほぼ等しい直流電圧を発生させて電池Ｂを充電することができる。

以上、図面を参照してこの発明の実施形態を説明したが、この発明は、図示した実施形態のものに限定されない。図示された実施形態に対して、この発明と同一の範囲内において、あるいは均等の範囲内において、種々の修正や変形を加えることが可能である。

この発明に適用される昇圧チョッパ回路の原理図である。 チョッパ周期の駆動パルスの波形図である。 この発明に適用される降圧チョッパ回路の原理図である。 この発明の一実施形態のモータ駆動回路を示す回路図である。 図４のチョッパドライブ回路から出力される駆動パルスの波形図である。 チョッパドライブ回路から出力される駆動パルス、平滑コンデンサＣ両端の電圧、ＰＷＭパルスの時間変化を示す概念図である。

符号の説明

１ チョッパ回路
２ チョッパドライブ回路
３ インバータ回路
４ インバータドライブ回路
Ｂ 電池
Ｓ 半導体素子
Ｌ リアクトル
Ｄ、Ｄ１、Ｄ２、Ｄ_ｆ ダイオード
Ｄ３〜Ｄ８ 帰還ダイオード
Ｃ、Ｃ１ 平滑コンデンサ
Ｒ 負荷
Ｓ１〜Ｓ８ 各パワーＭＯＳＦＥＴ
Ｐ、Ｎ ノード
Ｍ 交流モータ

Claims (5)

1. 電源からの直流電圧を昇圧する昇圧チョッパ回路と、
   前記昇圧チョッパ回路に駆動パルスを供給するためのチョッパドライブ回路と、
   前記昇圧チョッパ回路で昇圧された直流を交流電圧に変換して交流モータに供給するインバータ手段と、
   前記インバータ手段に駆動パルスを供給するインバータドライブ回路を有し、
   インバータドライブ回路よりの駆動パルスの出力を、昇圧チョッパ回路内の平滑コンデンサ両端の電圧が最大となる時点に同期させることを特徴とする交流モータ駆動回路。
2. インバータドライブ回路よりの駆動パルスを、昇圧チョッパ回路内の平滑コンデンサ両端の電圧が最大となる時点の前後の短時間に出力させることを特徴とする請求項１に記載の交流モータ駆動回路。
3. 前記交流モータは３相交流モータであって、
   前記インバータ手段は、インバータドライブ回路より出力される３相の駆動パルスに応じてスイッチングして３相交流電圧を前記３相交流モータに供給するスイッチング素子を有することを特徴とする請求項１又は請求項２に記載の交流モータ駆動回路。
4. 回生時には前記インバータ手段が、前記交流モータにより発生される回生電圧を整流して出力し、かつ前記インバータ手段から出力された整流電圧を、前記電源を充電するための電圧に降圧する降圧手段を有することを特徴とする請求項１ないし請求項３のいずれかに記載の交流モータ駆動回路。
5. 前記降圧手段は降圧チョッパ回路であって、
   前記インバータ手段から出力された整流電圧をスイッチングする降圧スイッチング素子と、
   降圧スイッチング素子のオン時にエネルギーを蓄積するリアクトルと、
   前記降圧スイッチング素子のオフ時に前記リアクトルに蓄積されたエネルギーに基づいて、前記電源に還流電流を流すダイオードを有することを特徴とする請求項４に記載の交流モータ駆動回路。
   
   

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