WO2007080697A1 - 高周波電源回路 - Google Patents

高周波電源回路 Download PDF

Info

Publication number
WO2007080697A1
WO2007080697A1 PCT/JP2006/322257 JP2006322257W WO2007080697A1 WO 2007080697 A1 WO2007080697 A1 WO 2007080697A1 JP 2006322257 W JP2006322257 W JP 2006322257W WO 2007080697 A1 WO2007080697 A1 WO 2007080697A1
Authority
WO
WIPO (PCT)
Prior art keywords
signal
square wave
output
circuit
circuit unit
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/322257
Other languages
English (en)
French (fr)
Inventor
Tadashi Honda
Original Assignee
Advanced Design Corp.
Priority date (The priority date is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the date listed.)
Filing date
Publication date
Priority to US12/097,861 priority Critical patent/US7808224B2/en
Application filed by Advanced Design Corp. filed Critical Advanced Design Corp.
Publication of WO2007080697A1 publication Critical patent/WO2007080697A1/ja

Links

Classifications

    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
    • H—ELECTRICITY
    • H01—ELECTRIC ELEMENTS
    • H01J—ELECTRIC DISCHARGE TUBES OR DISCHARGE LAMPS
    • H01J37/00—Discharge tubes with provision for introducing objects or material to be exposed to the discharge, e.g. for the purpose of examination or processing thereof
    • H01J37/32—Gas-filled discharge tubes
    • H01J37/32009—Arrangements for generation of plasma specially adapted for examination or treatment of objects, e.g. plasma sources
    • H01J37/32082—Radio frequency generated discharge
    • H01J37/32174—Circuits specially adapted for controlling the RF discharge
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
    • H02M5/00—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases
    • H02M5/02—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc
    • H02M5/04—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters
    • H02M5/22—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
    • H02M5/25—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means
    • H02M5/257—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only
    • H02M5/2573—Conversion of ac power input into ac power output, e.g. for change of voltage, for change of frequency, for change of number of phases without intermediate conversion into dc by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode using devices of a thyratron or thyristor type requiring extinguishing means using semiconductor devices only with control circuit
    • H—ELECTRICITY
    • H05—ELECTRIC TECHNIQUES NOT OTHERWISE PROVIDED FOR
    • H05H—PLASMA TECHNIQUE; PRODUCTION OF ACCELERATED ELECTRICALLY-CHARGED PARTICLES OR OF NEUTRONS; PRODUCTION OR ACCELERATION OF NEUTRAL MOLECULAR OR ATOMIC BEAMS
    • H05H1/00—Generating plasma; Handling plasma
    • H05H1/24—Generating plasma
    • H05H1/46—Generating plasma using applied electromagnetic fields, e.g. high frequency or microwave energy

Definitions

  • the present invention relates to a high frequency power supply circuit used for a high frequency power supply apparatus for supplying a high frequency power supply to a plasma generator or the like.
  • a minute vibration of a built-in crystal oscillator is finalized using a linear amplifier connected in multiple stages. Amplified to output.
  • This amplifier uses an amplification method called a linear amplifier, and it has a relatively low efficiency of about 50%.
  • the width of the amplifying pulse is fixed and used for the amplification as a control method of the output power in the high frequency power supply with these high frequencies.
  • Controlling the output voltage by controlling (increasing or decreasing) the drive voltage is performed, and in this case, as shown in Fig. 9, the time difference is 120 milliseconds before the output power changes due to the change in the drive voltage.
  • the switching mode amplifier which has a relatively low frequency, requires at least one period of several milliseconds, which is a typical oscillation period. There was a problem in that precise output power control could not be performed in time, and in the worst case, the product itself could be destroyed, resulting in a failure.
  • the present invention has been made paying attention to such problems, and the adjustment control of the output power in the switching mode amplifier that outputs these high frequencies is performed precisely in time with a simple configuration.
  • An object of the present invention is to provide a high-frequency power supply circuit that can handle the above-described problem.
  • a high frequency power supply circuit includes a basic drive square wave generation circuit unit that generates a basic drive square wave having an output frequency output from a high frequency power supply circuit.
  • a differential signal generation circuit that generates a differential signal of the leading edge or trailing edge of the generated basic driving square wave, and a period corresponding to a half cycle of the output frequency triggered by an external trigger signal input.
  • a square-wave signal generator that outputs a square-wave signal having a signal width and a signal-width control circuit that variably controls the signal width of the square-wave signal based on a control signal for controlling the power output based on the output frequency.
  • a switching amplifier circuit unit that amplifies an amplification source signal based on an output signal of the vibrator circuit unit, and is generated in the differential signal generation circuit unit. Is characterized in use be had differentiated signal as a trigger signal in the vibrator circuit.
  • a square wave having a signal width shorter than the half cycle of the output frequency having the output period based on the control signal is triggered by the input of the differential signal as the amplification source signal. Since the signal is generated and the amplification source signal is amplified by the switching amplifier circuit unit, even if the output frequency is high, a simple configuration is possible. As a result, the signal width of the amplification source signal can be changed according to the control signal.Therefore, the output power of the high-frequency power supply circuit amplified by the switching amplifier circuit can be adjusted with a simple configuration in terms of time. It can be precisely controlled.
  • a high frequency power supply circuit according to claim 2 of the present invention is the high frequency power supply circuit according to claim 1,
  • the square wave signal generator includes a first inverter that starts inverting output of an input signal in response to the input of the differential signal, and the signal width control circuit is supplied from the first inverter.
  • a second inverter that inverts the output signal and inputs it to the first inverter, and an input to the first inverter of the output signal that is output from the second inverter force is the control signal.
  • a time constant circuit section that cuts off at a time determined by a time constant that varies depending on the time constant.
  • the signal width control circuit can be configured with a simple configuration by using a DC-AC coupled monostable vibrator as the vibrator circuit section, which improves the degree of freedom in circuit design and simplifies operation. With this configuration, a vibrator circuit unit having good accuracy can be obtained.
  • the high frequency power supply circuit according to claim 3 of the present invention is the high frequency power supply circuit according to claim 2,
  • the first inverter is formed of a multi-input transformation logic gate circuit.
  • the first inverter can be formed by using a multi-input transformation logic gate circuit such as a NAND gate that can operate at a higher speed than a general MSI multi-noiser.
  • a multi-input transformation logic gate circuit such as a NAND gate that can operate at a higher speed than a general MSI multi-noiser.
  • a square wave signal with a short signal width can be generated, and the range of controllable output power can be increased.
  • a high frequency power supply circuit according to claim 4 of the present invention is the high frequency power supply circuit according to any one of claims 1 to 3,
  • the square wave signal generator outputs a square wave signal having a signal width of at least one half of the one cycle time with a signal propagation delay time of at least two logic gates of one cycle time of the output frequency. It is characterized by doing. According to this feature, the signal width for each cycle of the output frequency can be varied, so that the output power can be controlled within the same cycle, which is the finest in time.
  • the high frequency power supply circuit according to claim 5 of the present invention is the high frequency power supply circuit according to any one of claims 1 to 4,
  • An output signal from the vibrator circuit unit and the basic driving square wave are input, and includes a logic gate circuit that cuts out the input basic driving square wave according to the input output signal of the vibrator circuit unit force,
  • the switching amplifier circuit unit is characterized in that the output signal of the logical gate circuit power is amplified as the amplification source signal. According to this feature, the signal width of the amplification source signal can be avoided from being reversed, These signal widths can prevent the occurrence of failures due to reverse (reverse duty).
  • a high-frequency power circuit according to claim 6 of the present invention is the high-frequency power circuit according to claim 5,
  • It includes a delay circuit that delays a basic driving square wave input to the logic gate circuit by a signal propagation delay time in the vibrator circuit unit. According to this feature, it is possible to avoid the disadvantage that the signal width of the amplification source signal cut out by the logic gate circuit is shortened by the signal propagation delay time.
  • a high-frequency power supply circuit according to claim 7 of the present invention is the high-frequency power supply circuit according to any one of claims 1 to 6,
  • the time constant circuit section includes a field effect transistor (FET), a C ds element, a capacitance variable diode, and a combination thereof as a time constant control element.
  • FET field effect transistor
  • the time constant is unlikely to fluctuate greatly over time, so that stable continuous control can be performed by the control signal input to the time constant circuit section.
  • a high-frequency power supply circuit according to claim 8 of the present invention is the high-frequency power supply circuit according to any one of claims 1 to 7,
  • the basic drive square wave generation circuit includes a double frequency generation circuit that generates a double frequency of the basic drive square wave, and a duty ratio using the double frequency generated by the double frequency generation circuit It is characterized by generating about 50% basic driving square wave.
  • a basic drive square wave with a duty ratio of about 50% can be generated with high accuracy.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of a high frequency power supply circuit of the present invention.
  • FIG. 2] (a) to (e) are charts showing timings of various signals in the high-frequency power supply circuit of the embodiment of FIG.
  • FIG. 3 is a diagram showing a configuration of a high frequency power supply circuit in an example of the present invention.
  • FIG. 4 is a circuit configuration diagram showing another form of the high-frequency power supply circuit.
  • FIG. 5 is a diagram showing a configuration of a conventional power supply circuit.
  • FIG. 6 is a diagram showing a configuration of a high-frequency power supply circuit of another form.
  • FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a high-frequency power supply circuit of another form.
  • FIG. 8 is a diagram showing an oscilloscope measurement screen for measuring the control speed of the high-frequency power supply circuit in the example of the present invention.
  • FIG. 9 is a diagram showing a measurement screen of an oscilloscope that measures the control speed of a conventional power supply circuit.
  • FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a configuration of a high frequency power supply circuit of the present embodiment.
  • the high-frequency power supply circuit of this embodiment has a basic drive square wave that is a square wave with a duty ratio of about 50% having the same frequency as the output frequency output from the high-frequency power supply circuit.
  • a basic drive square wave generation circuit unit 5 to generate, a differentiation circuit unit 9 to generate a leading edge differential signal of the basic drive square wave generated by the basic drive square wave generation circuit unit 5, and the differentiation circuit unit 9 The output signals from the second inverter 11 and the second inverter 11 that invert the output signal from the first inverter 10 and the output signal from the first inverter 10 are input to the first inverter 10 to which the leading edge differential signal generated in step 1 is input.
  • a monostable multivibrator 15 comprising a time constant circuit unit 12 for variably controlling the time input to the first inverter 10 and a basic drive square wave generated by the basic drive square wave generation circuit unit 5 Is delayed by the signal propagation delay time in the first inverter 10.
  • An AND gate circuit 14 which is a logic gate circuit according to the present invention, to which a delay circuit unit 13 and a basic driving square wave delayed by the delay circuit unit 13 and an output signal from the first inverter 10 are input; This is composed of a class E amplifier 6 which is a switching amplifier circuit section in the present invention for amplifying the amplification source signal output from the AND gate circuit 14
  • the basic drive square wave generation circuit unit 5 of the present embodiment includes a basic operation signal generator 1, a double frequency generation circuit 2, a waveform shaping circuit 3, and a frequency division generation. Circuit 4
  • the basic operation signal generator 1 includes a high frequency output from a high frequency power supply circuit, for example, a high frequency having a frequency of MHz or higher that cannot be controlled by the thyristor.
  • the frequency of the wave output specifically, if the output frequency is 13.56 MHz, it is sufficient to use an oscillator (oscillator) that outputs a high-frequency signal of 13.56 MHz.
  • the basic drive signal is set to 27.12 MHz which is a double frequency by a known double frequency circuit.
  • the basic drive signal of 27.12 MHz which is twice the frequency, is amplified appropriately by an amplifying transistor (not shown) and then supplied to the waveform shaping circuit 3 to be a rectangular shape of 27.12 MHz. Shaped into waves.
  • an amplifying transistor not shown
  • the waveform shaping circuit 3 a square wave generating circuit usually used in a digital circuit or the like, specifically, a circuit using an inverter in multiple stages (for example, two stages) can be suitably used.
  • the basic drive signal converted into a square wave of 27.12 MHz, which is twice the frequency in the waveform shaping circuit 3, is supplied to, for example, a frequency dividing circuit 4 having a pulse counter equal power, and the output frequency is changed.
  • a 13.56 MHz square wave divided by 2 and a 3.39 MHz square wave divided by 8 are generated.
  • 13.56 MHz, which is divided by 2 is used to set the output frequency to 13.56 MHz.
  • the square wave generated in the basic drive square wave generation circuit unit 5 in this way is generated based on the double-frequency square wave, so that its duty ratio is about
  • the basic drive square wave (13.56 MHz) is a 50% square wave, one of which is supplied to the AND gate circuit 14 via the delay circuit section 13, and the other is supplied to the differentiation circuit section 9 and its leading edge derivative Used as a trigger signal for monostable multivibrator 15
  • the monostable multi-neuronator 15 used in the present embodiment receives a control signal for controlling the output power in the time constant circuit section 12 and a time constant according to the control signal.
  • a control signal for reducing the output power is input by changing the signal, a signal with a short pulse width is output to the AND gate circuit 14 due to the time constant becoming small, and the output power is increased.
  • a control signal is input to the AND gate circuit 14, a signal with a long pulse width is output as the time constant increases.
  • the monostable multivibrator 15 is a force in which two inverters are AC-DC coupled.
  • the first inverter 10 used here is a half of the high-frequency output frequency. If the output frequency is 13.56 MHz, specifically, the output frequency is 13.56 MHz, as shown in Fig. 2, one period is 7 3.7 nanoseconds, so the pulse width (signal) is shorter than the half period of about 36.8 nanoseconds.
  • the first inverter 10 is an NAND circuit circuit IC as shown in FIG. 3 in an embodiment to be described later as an actual circuit. Is used as an inverter.
  • the basic drive square wave is cut out in the AND gate circuit 14 (IC in FIG. 3) and is used as the amplification source signal.
  • a NAND gate circuit IC is used as the first inverter 10.
  • the present invention is not limited to this, and an inverter capable of high-speed operation with other configurations may be used.
  • the second inverter 11 only inverts the output of the first inverter 10, so that the second inverter 11 can operate at an output frequency level with a small relative propagation delay. Good.
  • the time constant circuit unit 12 constituting the monostable multivibrator 15 is a time constant composed of a capacitor (C) and a variable resistor (R) that are normally used as a time constant circuit unit.
  • C capacitor
  • R variable resistor
  • the time constant circuit using these capacitors (C) and variable resistors (R) is difficult to implement stable continuous control in which the time constant easily changes over time.
  • FET field effect transistor
  • the grounding of R in Fig. 1 is high-frequency grounding.
  • the generated basic driving square wave is input to the differentiating circuit unit 9, and as shown in Fig. 2 (b), is converted into a leading edge differential signal in which only the leading edge is extracted.
  • the leading edge differential signal is input to the first inverter 10 as a trigger signal.
  • the first inverter 10 starts signal output in response to the input of the leading edge differential signal from the differentiation circuit unit 9, and the inverted output of the signal output by the second inverter 11 is the time constant circuit unit 12.
  • the signal output is terminated at the time when it is input to the first inverter 10. That is, as shown in FIG. 2 (c), the first inverter 10 is triggered by the input time of the leading edge differential signal, and the first inverter 10 according to the period based on the time constant set in the time constant circuit unit 12. Outputs a pulse width (signal width) signal.
  • a time delay that is, a signal propagation delay time is generated from the time when the leading edge differential signal is input until the signal is actually output. Therefore, if the output signal delayed by the signal propagation delay time is input to the AND gate circuit 14, and the basic drive square wave is directly input, the AND gate circuit 14 cuts it out. In order to avoid this, the fundamental drive square wave is reduced by the signal propagation delay time in the first inverter 10 in order to avoid this.
  • the delay circuit unit 13 for delaying both signals input to the AND gate circuit 14 are synchronized, and as shown in FIG. 2 (e), the signal width of the first inverter 10 is increased. A corresponding amplification source signal can be obtained.
  • the signal propagation delay time in the first inverter 10 is close to one cycle time of the output frequency or longer (larger) than one cycle time
  • the length (size) of the minimum pulse width (signal width) that can be output is close to one cycle time of the output frequency, it depends on the signal width within the same cycle of the basic drive square wave. Since the output control becomes difficult, these first inverters 10 serving as the square wave signal generator in the present invention have the signal propagation delay time of at least two logic gates of one cycle time of the output frequency, and the one cycle. It is preferable to be able to output a square wave signal with a signal width of at least half the time.
  • the AND gate circuit 14 is used to cut out from the basic driving square wave, thereby preventing an excessive time constant (reverse duty ratio) as shown by the wavy line in FIG. This is preferable because it is possible to avoid the occurrence of inconveniences such as equipment damage due to the reverse of the control force due to the reverse of the signal width.
  • the output signal from the first inverter 10 using the AND gate circuit 14 is not limited to this, and the output signal from the first inverter 10 may be directly input to the class E amplifier 6 as an amplification source signal. In this case, the delay circuit unit 13 can be omitted.
  • FIG. 3 is a circuit diagram showing a circuit actually manufactured. As described above, the NAND circuit IC is used as the first inverter 10, and the capacitor C1 is used as the time constant circuit section 12.
  • the inverting circuit IC is for reshaping the input basic drive square wave, and the basic drive square wave has an adverse effect on the propagation path of the input basic drive square wave. Do not take it if you want.
  • the differentiation circuit unit 9 is composed of R, R, and C, and the R side is Vd.
  • leading edge differential signal is actually set to ⁇ 0 '' when the input 1 of the NAND gate circuit IC is in the LOW state.
  • a time constant is needed to keep “0” in the LOW state until it becomes.
  • IC to IC are delay devices, and the delay circuit section 13 is provided by the IC to IC.
  • the IC corresponds to the second inverter 11 and the IC is an AND gate circuit 14.
  • a leading edge differential signal is a NAND gate circuit with a voltage signal applied to the gate of FETQ as a control signal.
  • FET field effect transistor
  • a NAND gate circuit IC is used as the first inverter 10.
  • Input 2 connected to the differential circuit section 9 consisting of R, R and C is the leading edge differential signal.
  • the NAND gate circuit IC power is also slightly less than the leading edge
  • the first inverter 10 formed by the NAND gate circuit IC is Corresponds to the square wave signal generator in Ming.
  • time constant circuit unit 12 of the monostable multivibrator 15 configured by a field effect transistor (FET) or the like constitutes a first inverter 10 that is a square wave signal generator in the present invention.
  • FET field effect transistor
  • NAND gate circuit IC output power pulse width (signal width), power output
  • the time constant circuit unit 12 corresponds to the signal width control circuit in the present invention.
  • the NAND gate circuit IC power that is variable according to the control signal is also output.
  • the pulse width (signal width) applied for example, the pulse width (signal width) is half the pulse width (signal width) of the basic driving square wave
  • the pulse width (signal The amplification source signal having a pulse width of about half (50%) of the width is output from the AND gate circuit 14 to the class 6 amplifier and is amplified so that the output is narrowed down.
  • the pulse width (signal width) of the circuit IC force is also output.
  • an amplification source signal having a pulse width of approximately 1Z3 (33%) of the pulse width (signal width) of the basic drive square wave is output to the E-class amplifier 6 and 14-force power is output to the E-class amplifier 6. As a result, the output is reduced.
  • the monostable multivibrator 15 serving as the vibrator circuit unit is triggered by the input of the leading edge differential signal as the amplification source signal, and the control signal Since a square wave signal having a signal width shorter than the half cycle of the output frequency having the output period based on the generated signal is generated and the amplification source signal is amplified by the switching amplifier circuit unit, the output frequency is high.
  • the signal width of the amplification source signal can be changed according to the control signal with a simple configuration, and therefore the output power of the high-frequency power supply circuit power amplified by the class E amplifier 6 that becomes the switching amplifier circuit. This adjustment can be controlled with a simple structure and finely in time. Specifically, as shown in FIG. 8, it can be controlled with an accuracy of about 200 nanoseconds.
  • the signal width control circuit, the second inverter, and the time constant circuit unit 12 are used by using a monostable vibrator based on DC-AC coupling as the vibrator circuit unit. Therefore, it is possible to configure a vibrator circuit unit that has a high accuracy with a simple configuration. Obtainable.
  • the first inverter 10 is formed by using a NAND gate circuit IC capable of operating at a higher speed than a general MSI multivibrator.
  • the signal width for each cycle of the output frequency can be varied, so that the output power can be controlled within the same cycle that is the most precise in time. Is possible.
  • the AND gate circuit 14 it is possible to prevent the signal width of the amplification source signal from being reversed, and these signal widths are reversed (reverse duty). Can be prevented from occurring.
  • the signal width of the amplification source signal cut out by the AND gate circuit 14 serving as the logic gate circuit is reduced by the signal propagation delay. The inconvenience of shortening by the time can be avoided.
  • the basic drive square wave is generated using the double frequency, so the basic drive square wave with a duty ratio of about 50% is generated with high accuracy. It can be done.
  • a reference operation signal having the same frequency (13.56 MHz) as the high frequency output output from the high frequency power supply circuit is generated, and the double frequency generation circuit 2 doubles the reference operation signal.
  • Frequency (2nd harmonic; 27.12 MHz) is generated, but the present invention is not limited to this.
  • 27.12M A double frequency of the reference operation signal may be directly generated using an oscillator of Hz.
  • the force using the second harmonic as the double frequency is not limited to this.
  • the present invention is not limited to this, and uses a higher-order fourth harmonic or eighth harmonic. It is also possible to generate a basic drive square wave or a control square wave that is a square wave with a duty ratio of about 50%.
  • the fundamental driving square wave is generated by using the double frequency.
  • the present invention is not limited to this, and the basic driving square wave is used by using the double frequency. It may be generated without any problem.
  • the power of using the AND gate circuit 14 as the logic gate circuit is not limited to this.
  • the logic gate circuit is based on the control method! /, A multi-input logic gate circuit (NAND gate circuit or OR gate circuit) having an appropriate AND circuit function can be used.
  • the low-pass filter (LPF) 7 is provided so that both the sine wave output and the pulse output can be implemented.
  • the present invention is not limited to this. Only one of these may be used.
  • the delay circuit unit 13 is used.
  • the present invention is not limited to this, and the output frequency is relatively low, and the first counter to the signal width of the output frequency is relatively low.
  • the delay circuit unit 13 may be omitted.
  • the force input to the first inverter 10 using the leading edge differential signal as a trigger signal as the differential signal is not limited to this.
  • the trailing edge differential circuit unit 9 ′ is used to input the trailing edge differential signal to the first inverter 10, and the third inverter that is the same inverter as the first inverter 10 is used as the delay circuit.
  • the device 10 ′ as the delay circuit unit 13, it is possible to configure so that it is not necessary to match the delay propagation times of both inputs to the AND gate circuit 14.
  • the time constant circuit unit 12 using the field effect transistor (FET) Q is exemplified as the time constant control element.
  • FET field effect transistor
  • the present invention is not limited to this.
  • CdS photocells or variable capacitance diodes can be used.
  • Cd in the circuit of Fig. 6 is the capacitance of the variable capacitance diode.
  • C1 and C3 are DC blocking, and are generally set to C, C> Cd.
  • the time constant is determined by R and Cd. Also
  • FIG. 6 shows a force that is an example of using a general variable capacitance diode.
  • FIG. 7 shows an example of use of a variable capacitance diode according to the present invention as an application example.
  • an output frequency a power exemplifying 13.56 MHz that cannot be controlled by a thyristor or the like.
  • the present invention is not limited to this.
  • the force using an AC-DC coupled monostable multi-neuron circuit as the vibrator circuit unit is not limited to this. As long as it can output a square wave signal having a signal width within a period corresponding to a half cycle of a required output frequency and can variably control the signal width of the square wave signal based on the control signal, a vibrator It can be used as a circuit part.

Landscapes

  • Physics & Mathematics (AREA)
  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Plasma & Fusion (AREA)
  • Chemical & Material Sciences (AREA)
  • Analytical Chemistry (AREA)
  • Electromagnetism (AREA)
  • Spectroscopy & Molecular Physics (AREA)
  • Power Engineering (AREA)
  • Amplifiers (AREA)
  • Pulse Circuits (AREA)
  • Plasma Technology (AREA)

Abstract

【課題】　高周波電力の出力調節を、簡素な構成で高精度に実施できるようにすること。 【解決手段】　出力周波数を有する基本駆動方形波を生成する基本駆動方形波生成回路部５と、該基本駆動方形波の前縁微分信号を生成する微分信号生成回路部９と、外部からのトリガー信号の入力を契機として前記出力周波数の半周期に該当する期間内の信号幅を有する方形波信号を出力する方形波信号生成器１０並びに制御信号に基づいて前記方形波信号の信号幅を可変制御する信号幅制御回路１１、１２とを有するバイブレータ回路部１５と、該バイブレータ回路部１５からの出力信号に基づく増幅源信号を増幅するスイッチングアンプ回路部６とを含み、前記微分信号生成回路部９にて生成された前縁微分信号を前記バイブレータ回路部１５におけるトリガー信号とする。

Description

高周波電源回路
技術分野
[0001] 本発明は、プラズマ発生装置等に高周波電源を供給するための高周波電源装置 等に用いられる高周波電源回路に関する。
背景技術
[0002] 従来、プラズマ発生装置等に高周波電源を供給するための高周波電源装置等に 用いられる高周波電源回路としては、内蔵した水晶発振器の微小な振動を、多段に 接続したリニア増幅器を用いて最終出力まで増幅していた。この増幅器は、リニアァ ンプと呼ばれる増幅方式を用いており、 50%程度と比較的効率の低い増幅方式で めつ 7こ。
[0003] だ力 半導体ウェハーの大型化やトランジスタが組み込まれたディスプレイパネル 等の大型化に伴い、プラズマ処理装置が大型化するのに伴って、プラズマ用電源に 要求される出力も大型化するにつれ、従来の低効率増幅器だと装置の容積 ·損失電 力が非常に大きいため、市場の要求を満たさなくなり、近年では、スイッチングモード アンプと呼ばれる、従来よりも効率が高い（80%以上)増幅方式を用いた高周波電源 が実用化されてきている。
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] しかしながら、これらスイッチングモードアンプは、 PWM技術を応用したものである ので、そのパルス幅 (Duty)を制御することで高周波電源から出力される出力電力を 制御することが考えられるものの、これらパルス幅（Duty)を制御する手法としては、 従来において、例えば、図 5に示すように、サイリスターを用いた点弧制御により実施 するものが存在する力 これらサイリスターを用いた点弧制御において制御できるパ ルス幅は、周波数が数百 KHz程度のパルス幅である必要があり、高周波電源力 供 給する周波数が、数百 KHzを超える MHz以上、例えば 13.56MHzのように、比較 的高いものになると、そのパルス幅自体が狭ぐこれらパルス幅を制御することで高周 波電源から出力される出力電力を制御することが困難であることから、これら周波数 の高い高周波電源における出力電力の制御手法としては、これら増幅するパルスの 幅は一定とし、これら増幅に使用される駆動電圧を制御 (増減)して出力電力を制御 することが実施されており、この場合においては、図 9に示すように、駆動電圧の変化 により出力電力が変化するまでに時間差が 120ミリ秒と非常に大きぐさらにその効率 も悪ィ匕するとともに、周波数が比較的低いスイッチングモードアンプにおいても、最低 でも一般的な発振周期である数ミリ秒程度の 1周期を要してしまうことから、時間的に 緻密な出力電力の制御を実施できず、最悪の場合には製品自体を破壊してしまい 不良となる場合があるという問題があった。
[0005] 本発明は、このような問題点に着目してなされたもので、これら高周波を出力するス イッチングモードアンプにおける出力電力の調節制御を、簡素な構成で時間的に緻 密に実施することのできる高周波電源回路を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0006] 上記課題を解決するために、本発明の請求項 1に記載の高周波電源回路は、 高周波電源回路から出力される出力周波数を有する基本駆動方形波を生成する 基本駆動方形波生成回路部と、該生成された基本駆動方形波の前縁または後縁の 微分信号を生成する微分信号生成回路部と、外部からのトリガー信号の入力を契機 として前記出力周波数の半周期に該当する期間内の信号幅を有する方形波信号を 出力する方形波信号生成器並びに前記出力周波数に基づく電力出力を制御するた めの制御信号に基づいて前記方形波信号の信号幅を可変制御する信号幅制御回 路とを有するバイブレータ回路部と、該バイブレータ回路部力もの出力信号に基づく 増幅源信号を増幅するスイッチングアンプ回路部とを含み、前記微分信号生成回路 部にて生成された微分信号を前記バイブレータ回路部におけるトリガー信号として用 いたことを特徴としている。
この特徴によれば、バイブレータ回路部において、増幅源信号として、微分信号の 入力を契機とするとともに、制御信号に基づく出力期間を有する出力周波数の半周 期よりも短力な信号幅を有する方形波信号が生成され、該増幅源信号がスィッチン グアンプ回路部にて増幅されることから、出力周波数が高周波であっても簡素な構 成にて増幅源信号の信号幅を制御信号に応じて変更することができ、よって、スイツ チングアンプ回路にて増幅された高周波電源回路力 の出力電力の調節を、簡素な 構成で時間的に緻密に制御することができる。
[0007] 本発明の請求項 2に記載の高周波電源回路は、請求項 1に記載の高周波電源回 路であって、
前記方形波信号生成器は、前記微分信号の入力を契機として入力信号の反転出 力を開始する第 1の反転器を備えるとともに、前記信号幅制御回路は、前記第 1の反 転器からの出力信号を反転して当該第 1の反転器に入力させる第 2の反転器と、該 第 2の反転器力 出力される出力信号の前記第 1の反転器への入力を、前記制御信 号に応じて変化される時定数により決定される時間において遮断する時定数回路部 とを有することを特徴として 、る。
この特徴によれば、バイブレータ回路部として、 DC— AC結合による単安定パイブ レータを用いることにより、信号幅制御回路を簡単な構成にて構成できるので、回路 設計の自由度が向上するとともに、簡素な構成にて良好な精度を有するバイブレー タ回路部を得ることができる。
[0008] 本発明の請求項 3に記載の高周波電源回路は、請求項 2に記載の高周波電源回 路であって、
前記第 1の反転器が、多入力変転論理ゲート回路により形成されていることを特徴 としている。
この特徴によれば、一般的な MSIのマルチノイブレータに比較して高速動作可能 な、例えば NANDゲート等の多入力変転論理ゲート回路を用いて第 1の反転器を形 成することで、より短い信号幅の方形波信号を生成することができ、制御可能な出力 電力の範囲をより大きくすることができる。
[0009] 本発明の請求項 4に記載の高周波電源回路は、請求項 1〜3のいずれかに記載の 高周波電源回路であって、
前記方形波信号生成器は、前記出力周波数の 1周期時間の少なくとも 2論理ゲー ト以下の信号伝搬遅延時間にて、該 1周期時間の少なくとも 2分の 1以下の信号幅の 方形波信号を出力することを特徴として ヽる。 この特徴によれば、出力周波数の一周期毎の信号幅を可変することが可能となる ので、時間的に最も緻密となる同一周期内による出力電力の制御が可能となる。
[0010] 本発明の請求項 5に記載の高周波電源回路は、請求項 1〜4のいずれかに記載の 高周波電源回路であって、
前記バイブレータ回路部からの出力信号と前記基本駆動方形波とが入力され、該 入力されるバイブレータ回路部力 の出力信号により、入力される基本駆動方形波 の切り出しを行う論理ゲート回路を含み、前記スイッチングアンプ回路部は、前記論 理ゲート回路力 の出力信号を前記増幅源信号として増幅することを特徴としている この特徴によれば、増幅源信号の信号幅が逆転してしまうことを回避でき、これら信 号幅が逆転 (逆転 Duty化）による障害の発生を防止できる。
[0011] 本発明の請求項 6に記載の高周波電源回路は、請求項 5に記載の高周波電源回 路であって、
前記論理ゲート回路に入力される基本駆動方形波を、前記バイブレータ回路部に おける信号伝搬遅延時間にて遅延させる遅延回路を含むことを特徴としている。 この特徴によれば、論理ゲート回路により切り出された増幅源信号の信号幅が、信 号伝搬遅延時間分だけ短くなつてしまう不都合を回避できる。
[0012] 本発明の請求項 7に記載の高周波電源回路は、請求項 1〜6のいずれかに記載の 高周波電源回路であって、
前記時定数回路部は、時定数制御素子として、電界効果型トランジスタ (FET)、 C ds素子或いは容量可変ダイオードおよびそれらの組み合わせを有することを特徴と している。
この特徴によれば、時定数が経時的に大きく変動し難いので、時定数回路部に入 力される制御信号により、安定した連続制御を実施することができる。
[0013] 本発明の請求項 8に記載の高周波電源回路は、請求項 1〜7のいずれかに記載の 高周波電源回路であって、
前記基本駆動方形波生成回路は、前記基本駆動方形波の倍周波を生成する倍周 波生成回路を有し、該倍周波生成回路にて生成された倍周波を用いてデューティ比 約 50%の基本駆動方形波を生成することを特徴としている。
この特徴によれば、デューティ比約 50%の基本駆動方形波を、高精度にて生成す ることがでさる。
図面の簡単な説明
[図 1]本発明の高周波電源回路の実施形態を示す回路構成図である。
[図 2] (a)〜 (e)は、図 1の実施形態の高周波電源回路における各種信号のタイミング を示すチャートである。
[図 3]本発明の実施例における高周波電源回路の構成を示す図である。
[図 4]その他の形態の高周波電源回路を示す回路構成図である。
[図 5]従来における電源回路の構成を示す図である。
[図 6]その他の形態の高周波電源回路の構成を示す図である。
[図 7]その他の形態の高周波電源回路の構成を示す図である。
[図 8]本発明の実施例における高周波電源回路の制御速度を測定したオシロスコー プの測定画面を示す図である。
[図 9]従来の電源回路の制御速度を測定したオシロスコープの測定画面を示す図で ある。
符号の説明
1 基本動作信号発生器
2 倍周波生成回路
3 波形成形回路
4 分周波生成回路
5 基本駆動方形波生成回路部
9 (後縁)微分回路部
10 第 1反転器
11 反転器
12 該時定数回路部
12 E級アンプ
12 時定数回路部 13 遅延回路部
14 ANDゲート回路
15 単安定マルチバイブレータ
Q 1 電界効果型トランジスタ (FET)
IC NANDゲート回路
2
発明を実施するための最良の形態
[0016] 本発明の実施形態を以下に説明する。
[0017] 本発明の実施形態を図面に基づいて説明すると、先ず図 1は、本実施形態の高周 波電源回路の構成を示す回路構成図である。
[0018] この本実施形態の高周波電源回路は、図 1に示すように、該高周波電源回路から 出力される出力周波数と同一周波数を有するデューティ比約 50%の方形波である 基本駆動方形波を生成する基本駆動方形波生成回路部 5と、該基本駆動方形波生 成回路部 5にて生成された基本駆動方形波の前縁微分信号を生成する微分回路部 9と、該微分回路部 9にて生成された前縁微分信号が入力される第 1反転器 10並び に該第 1反転器 10からの出力信号を反転出力する第 2反転器 11および第 2反転器 11からの出力信号が第 1反転器 10に入力される時間を可変制御するための時定数 回路部 12とから成る単安定マルチバイブレータ 15と、前記基本駆動方形波生成回 路部 5にて生成された基本駆動方形波を、第 1反転器 10における信号伝搬遅延時 間分だけ遅延させる遅延回路部 13と、該遅延回路部 13にて遅延された基本駆動方 形波と第 1反転器 10からの出力信号とが入力される本発明における論理ゲート回路 である ANDゲート回路 14と、該 ANDゲート回路 14から出力される増幅源信号を増 幅する本発明におけるスイッチングアンプ回路部となる E級アンプ 6とから構成される
[0019] また、本実施形態の基本駆動方形波生成回路部 5は、図 1に示すように、基本動作 信号発生器 1と、倍周波生成回路 2と、波形成形回路 3と、分周波生成回路 4とから 構成される。
[0020] この基本動作信号発生器 1としては、高周波電源回路から出力される高周波出力、 例えば、前述した、サイリスターによる制御が不能な MHz以上の周波数である高周 波出力の周波数、具体的には出力周波数が 13.56MHzであれば 13.56MHzの高 周波信号を出力する発振器 (オシレータ)を使用すれば良ぐこの基本動作信号発生 器 1にて発振された高周波信号である基本駆動信号は、公知の倍周波回路により、 ー且 2倍の周波数である 27.12MHzとされる。
[0021] これら 2倍の周波数である 27.12MHzとされた基本駆動信号は、図示しない増幅 用トランジスタにて適宜にその振幅が増幅された後、波形成形回路 3に供給されて、 27.12MHzの方形波に整形される。これら波形成形回路 3としては、通常において デジタル回路等において使用される方形波の生成回路、具体的には反転器を多段（ 例えば 2段）に用いたもの等を好適に使用することができる。
[0022] そして、これら波形成形回路 3において 2倍の周波数である 27.12MHzの方形波と された基本駆動信号は、例えばパルスカウンタ等力 成る分周波生成回路 4に供給 されて、出力周波数に応じて、 2分周である 13.56MHzの方形波や、 8分周である 3 . 39MHzの方形波が生成される。尚、後述する実施例では、出力周波数を 13.56 MHzとするために 2分周である 13.56MHzを使用する。
[0023] このようにして基本駆動方形波生成回路部 5にて生成される方形波は、倍周波の 方形波に基づいて生成されることで、図 2に示すように、そのデューティ比が約 50% の方形波となる基本駆動方形波（13.56MHz)とされ、その一方が遅延回路部 13を 介して ANDゲート回路 14に供給され、他方が微分回路部 9に供給されてその前縁 微分信号とされることで、単安定マルチバイブレータ 15のトリガ信号として使用される
[0024] また、本実施形態に用いた単安定マルチノイブレータ 15は、その時定数回路部 1 2に、出力電力を制御するための制御信号が入力されて、該制御信号に応じて時定 数が変化されることで、出力電力を小さくするための制御信号が入力された場合には 、時定数が小さくなることで短いパルス幅の信号が ANDゲート回路 14へ出力され、 出力電力を大きくするための制御信号が入力された場合には、時定数が大きくなるこ とで長 、パルス幅の信号が ANDゲート回路 14へ出力される。
[0025] また、単安定マルチバイブレータ 15は、図 1に示すように、 2つの反転器が AC— D C結合とされたものである力 ここに用いる第 1反転器 10は、高周波出力周波数の半 周期、具体的に、出力周波数が 13.56MHzであれば、図 2に示すように、 1周期が 7 3.7ナノ秒となるので、その半周期である約 36.8ナノ秒よりも短かなパルス幅 (信号幅 )の方形波を出力可能な高速動作可能なものである必要があり、これら第 1反転器 10 としては、実際の回路として後述する実施例では、図 3に示すように、 NANDゲート 回路 ICを使用した反転器としている。
2
[0026] このように、 NANDゲート回路 ICを用いることは、これら論理ゲート回路は一般的
2
な MSIのマルチバイブレータに比較して高速動作可能であることから、より短く、且つ 精度の高いパルス幅の方形波を出力でき、該 NANDゲート回路 ICにて形成される
2
第 1反転器 10から出力されるパルス幅 (信号幅）にて、 ANDゲート回路 14 (図 3にお いては IC )において基本駆動方形波が切り出されて増幅源信号とされるので、これ
4
らパルス幅を短くできればできる程、増幅源信号の最小のパルス幅、すなわち、当該 パルス幅により制御される出力電力の大きさも小さくでき、よって、制御可能な出力電 力の範囲がより大きくできるとともに、可変範囲内において制御可能な最小単位もより 細力べなるので、より緻密な出力制御を実施することができる。
[0027] 尚、後述する図 3の実施例では、第 1反転器 10として NANDゲート回路 ICを使用
2 しているが、本発明はこれに限定されるものではなぐその他の構成による高速動作 可能な反転器を用いても良い。
[0028] 尚、第 2反転器 11としては、第 1反転器 10の出力を反転するのみであるので、比較 的伝搬遅延が少なぐ出力周波数レベルにぉ 、て動作が可能なものであれば良 、。
[0029] また、単安定マルチバイブレータ 15を構成する時定数回路部 12としては、通常に おいて時定数回路部として使用されるコンデンサ (C)と可変抵抗 (R)とから構成され る時定数回路でも良いが、これらコンデンサ (C)と可変抵抗 (R)を用いた時定数回路 では時定数が経時的に大きく変化し易ぐ安定した連続制御を実施することが難しい ので、図 3に示す実施例においては、時定数が経時的に大きく変化せず、且つ、制 御信号として電圧信号を使用できる電界効果型トランジスタ (FET) Qを時定数制御 素子として用いている。尚、図 1における Rの接地は高周波的接地である。
[0030] 以下、図 1に示す本実施例の高周波電源回路の動作について、図 2に示す各部の 信号形態 (タイミング)を用いて説明すると、基本駆動方形波生成回路部 5において は、図 2 (a)に示すように、デューティ比が約 50%の基本駆動方形波（13.56MHz) が生成される。
[0031] そして、該生成された基本駆動方形波は微分回路部 9に入力されることで、図 2 (b) に示すように、その前縁のみが取り出された前縁微分信号に変換され、該前縁微分 信号がトリガー信号として第 1反転器 10に入力される。
[0032] 第 1反転器 10は、微分回路部 9からの前縁微分信号の入力を契機として信号出力 を開始し、該信号出力の第 2反転器 11による反転出力が、時定数回路部 12にて設 定されている時定数に基づく期間を過ぎることにより第 1反転器 10に入力された時点 において信号出力を終了する。つまり、第 1反転器 10は、図 2 (c)に示すように、前縁 微分信号の入力時点を契機とし、時定数回路部 12にて設定されている時定数に基 づく期間に応じたパルス幅 (信号幅)の信号を出力する。
[0033] 尚、図 2 (c)に示すように、これら前縁微分信号の入力時点から実際に信号が出力 されるまでには、時間的な遅延、つまり信号伝搬遅延時間が生じることとなるので、こ れら信号伝搬遅延時間分だけ遅延した出力信号を ANDゲート回路 14に入力し、一 方に、直接的に基本駆動方形波を入力してしまうと、 ANDゲート回路 14にて切り出 される基本駆動方形波の信号幅が、該信号伝搬遅延時間分だけ短くなつてしまうの で、これを回避するために、第 1反転器 10における該信号伝搬遅延時間分だけ基本 駆動方形波を遅延させるための遅延回路部 13経由させることで、 ANDゲート回路 1 4に入力される双方の信号の同期がとれ、図 2 (e)に示すように、第 1反転器 10の信 号幅に応じた増幅源信号を得ることができる。
[0034] このように、第 1反転器 10における信号伝搬遅延時間が出力周波数の 1周期時間 に近い長さであったり、 1周期時間よりも長い（大きい)場合や、第 1反転器 10におい て出力可能な最小のパルス幅 (信号幅)の長さ (大きさ）が、出力周波数の 1周期時間 に近 、長さである場合には、基本駆動方形波の同一周期内における信号幅による 出力制御が困難となることから、本発明における方形波信号生成器となるこれら第 1 反転器 10として、出力周波数の 1周期時間の少なくとも 2論理ゲート以下の信号伝搬 遅延時間にて、該 1周期時間の少なくとも 2分の 1以下の信号幅の方形波信号を出 力できるものとすることが好ま 、。 [0035] 尚、本実施形態では、 ANDゲート回路 14を用いて基本駆動方形波からの切り出し を実施することで、図 2における波線にて示す如くの過大時定数 (逆転 DUTY比）を防 止できるようにしており、このようにすることは、信号幅が逆転することで、制御力が逆 になることにより機器が損傷する等の不都合が生じることを回避できることから好まし いが、本発明はこれに限定されるものではなぐこれら ANDゲート回路 14を用いるこ となぐ第 1反転器 10からの出力信号を、そのまま増幅源信号として E級アンプ 6に入 力するようにしても良ぐこの場合には、遅延回路部 13を省くことができる。
[0036] (実施例）
図 3は、実際に製作した回路を示す回路図であり、前述したように、第 1反転器 10と しては、 NANDゲート回路 ICを使用し、時定数回路部 12としては、コンデンサ C1と
2
ともに、電界効果型トランジスタ (FET) Qのドレイン 'ソース間抵抗 (R )とを用いて
1 DS
いる。
[0037] 尚、図 3中において、反転回路 ICは、入力される基本駆動方形波を再整形するた めのものであり、入力される基本駆動方形波の伝搬路において基本駆動方形波が 悪影響を受けな 、場合であれば省略しても良 、。
[0038] また、本実施例では、微分回路部 9を Rと Rおよび Cで構成しており、 R側が Vd
1 2 2 1 に接続されることで、前縁微分信号の非出力時において NANDゲート回路 ICの入
2 力 2には HIGH状態である「 1」が入力され、前縁微分信号の出力時にぉ 、て入力 2 に LOW状態である「0」が入力される。なお、回路素子による動作遅延があるため、 実際には、前縁微分信号は NANDゲート回路 ICの入力 1が LOW状態である「0」に
2
なるまで LOW状態である「0」を維持するだけの時定数が必要である。
[0039] また、図 3中において、 IC〜ICは遅延器であり、該 IC〜ICにより遅延回路部 13
5 7 5 7
が形成されているとともに、 ICが第 2反転器 11に該当し、 ICが ANDゲート回路 14
3 4
に該当する。
[0040] この本実施例においては、電界効果型トランジスタ (FET) Qを用いることにより、制 御信号として、電圧信号が FETQのゲートに印加された状態で、前縁微分信号が N ANDゲート回路 ICの入力 1に加わると、該ゲート電圧に対応したドレイン 'ソース間
2
抵抗 (R )とじにより構成される時定数期間、 NANDゲート回路 ICの入力 1の電位 力 SLOW状態である「0」とされ，時定数期間経過後、 NANDゲート回路 ICの入力 1の
2 電位が HIGH状態である「1」状態となることで、制御信号の電圧信号により NANDゲ ート回路 ICの入力 1の入力状態とその期間を制御できるので、経時的にも安定した
2
連続制御を実施できる。
[0041] この本実施例においては、第 1反転器 10としては、 NANDゲート回路 ICを使用す
2 ることで、 13.56MHzにおいても十分に利用可能な短さのパルス幅の得られる反転 器を得ており、この NANDゲート回路 ICの動作について説明すると、前述のように、
2
Rと Rおよび Cで構成された微分回路部 9に接続されている入力 2は、前縁微分信
1 2 2
号の非出力時において HIGH状態である「1」が入力されるとともに、他方の入力 1も 、電界効果型トランジスタ (FET) Qを介して Vdに接続されることで、 HIGH状態であ る「1」が入力されているので、 NANDゲート回路 ICの出力は LOW状態である「0」
2
である。なお、 Rと Rの関係は、 ICの入力 2における閾値を Vとしたときに、 Vd'R
1 2 2 Iし 2 I
( R +R )>V とする。
1 2 Iし
[0042] この状態において、前縁微分信号が出力される、つまり、入力 2に LOW状態である 「0」が入力されると、 NANDゲート回路 ICの出力は HIGH状態である「1」に移行す
2
る。
[0043] そして、該 HIGH状態である「1」が出力されることで、第 2反転器 11に該当する IC
3 力 は反転出力である LOW状態である「0」が出力されることで、入力 1にも LOW状 態である「0」が入力されるようになった後 (微分信号入力直後）、前縁微分信号が非 出力状態、つまり LOW状態である「0」となっても、 NANDゲート回路 ICの出力は H
2
IGH状態のまま維持される。
[0044] そして、電界効果型トランジスタ (FET) Qのゲート電圧に応じた R · C [秒]時間経
1 DS 1 過後 ICの入力 1の電位が再度 HIGH状態である「1」に戻ることで、入力 1と入力 2の
2
双方の電位が HIGH状態である「1」となるので、 NANDゲート回路 ICの出力は LO
2
W状態である「0」に移行することになるので、 NANDゲート回路 IC力もは、前縁微
2
分信号の入力を契機として、時定数回路部 12に設定されている、出力周波数である 13.56MHzの半周期に該当する期間内の信号幅を有する方形波信号が出力される ことになるので、該、 NANDゲート回路 ICにより形成される第 1反転器 10が、本発 明における方形波信号生成器に該当する。
[0045] また、電界効果型トランジスタ (FET) 等により構成される単安定マルチバイブレ ータ 15の時定数回路部 12は、本発明における方形波信号生成器となる第 1反転器 10を構成する NANDゲート回路 IC力も出力されるパルス幅 (信号幅）を、電力出力
2
を制御するための制御信号に基づ 、て可変制御するので、該時定数回路部 12が本 発明における信号幅制御回路に該当する。
[0046] 以上、説明したように、制御信号に応じて可変とされる NANDゲート回路 IC力も出
2 力されるパルス幅 (信号幅）、例えば、該パルス幅 (信号幅）を基本駆動方形波のパ ルス幅 (信号幅）の半分とした場合には、基本駆動方形波のパルス幅 (信号幅）の約 半分（50%)のパルス幅を有する増幅源信号が ANDゲート回路 14から Ε級アンプ 6 に出力されて増幅されることで、出力が絞られるようになり、更に、係る NANDゲート 回路 IC力も出力されるパルス幅 (信号幅）を基本駆動方形波のパルス幅 (信号幅）
2
の 1Z3とした場合には、基本駆動方形波のパルス幅 (信号幅）の約 1Z3 (33%)の パルス幅を有する増幅源信号が ANDゲート回路 14力も E級アンプ 6に出力されて増 幅されることで、出力が絞られるようになる。
[0047] 以上、本実施例の高周波電源回路によれば、バイブレータ回路部となる単安定マ ルチバイブレータ 15において、増幅源信号として、前縁微分信号の入力を契機とす るとともに、制御信号に基づく出力期間を有する出力周波数の半周期よりも短力な信 号幅を有する方形波信号が生成され、該増幅源信号がスイッチングアンプ回路部に て増幅されることから、出力周波数が高周波であっても、簡素な構成にて増幅源信 号の信号幅を制御信号に応じて変更することができ、よって、スイッチングアンプ回 路となる E級アンプ 6にて増幅された高周波電源回路力 の出力電力の調節を、簡 素な構成で時間的に緻密、具体的には図 8に示すように、 200ナノ秒程度の精度に て制御することができる。
[0048] また、本実施例の高周波電源回路によれば、バイブレータ回路部として、 DC -AC 結合による単安定バイブレータを用いることにより、信号幅制御回路を、第 2反転器 並びに時定数回路部 12とにより簡単な構成にて構成できるので、回路設計の自由 度が向上するとともに、簡素な構成にて良好な精度を有するバイブレータ回路部を 得ることができる。
[0049] また、本実施例の高周波電源回路によれば、第 1反転器 10を、一般的な MSIのマ ルチバイブレータに比較して高速動作可能な NANDゲート回路 ICを用いて形成す
2
ることで、より短い信号幅の方形波信号を生成することができ、制御可能な出力電力 の範囲をより大きくすることができる。
[0050] また、本実施例の高周波電源回路によれば、出力周波数の一周期毎の信号幅を 可変することが可能となるので、時間的に最も緻密となる同一周期内による出力電力 の制御が可能となる。
[0051] また、本実施例の高周波電源回路によれば、 ANDゲート回路 14を用いることで、 増幅源信号の信号幅が逆転してしまうことを回避でき、これら信号幅が逆転 (逆転 Du ty化）による障害の発生を防止できる。
[0052] また、本実施例の高周波電源回路によれば、遅延回路部 13を有することで、論理 ゲート回路となる ANDゲート回路 14により切り出された増幅源信号の信号幅が、信 号伝搬遅延時間分だけ短くなつてしまう不都合を回避できる。
[0053] また、本実施例の高周波電源回路によれば、時定数制御素子として、電界効果型 トランジスタ (FET)を有しているので、時定数が経時的に大きく変動し難いので、時 定数回路部に入力される制御信号により、安定した連続制御を実施することができる
[0054] また、本実施例の高周波電源回路によれば、倍周波を用いて基本駆動方形波を生 成しているので、デューティ比約 50%の基本駆動方形波を、高精度にて生成するこ とがでさる。
[0055] 以上、本発明の実施例を図面により説明してきたが、具体的な構成はこれら実施例 に限られるものではなぐ本発明の要旨を逸脱しない範囲における変更や追力卩がぁ つても本発明に含まれる。
[0056] 例えば、前記実施例では、高周波電源回路から出力される高周波出力と同一の周 波数（13.56MHz)の基準動作信号を生成して、倍周波生成回路 2により該基準動 作信号の倍周波（2倍波； 27.12MHz)を生成するようにしているが、本発明はこれに 限定されるものではなぐこれら倍周波生成回路 2を用いることなぐ例えば 27.12M Hzのオシレータを用いて基準動作信号の倍周波を直接生成するようにしても良い。
[0057] また、前記実施例では、倍周波として 2倍波を用いている力 本発明はこれに限定 されるものではなぐこれら 2倍波より高次の 4倍波や 8倍波を用いてデューティ比約 5 0%の方形波である基本駆動方形波や制御用方形波を生成するようにしても良 、。
[0058] また、前記実施例では、倍周波を用いて基本駆動方形波を生成して 、るが、本発 明はこれに限定されるものではなぐこれら基本駆動方形波を、倍周波を用いること なく生成するようにしても良 、。
[0059] また、前記実施例では、論理ゲート回路として ANDゲート回路 14を用いている力 本発明はこれに限定されるものではなぐこれら論理ゲート回路としては、制御方式 に基づ!/、た適宜な適宜な論理積回路機能を有する多入力論理ゲート回路 (NAND ゲート回路や ORゲート回路)を用いることができる。
[0060] また、前記実施例では、ローパスフィルタ (LPF) 7を設けて正弦波出力とパルス出 力の双方の出力形態を実施できるようにしている力 本発明はこれに限定されるもの ではなぐこれらのいずれか一方のみとしても良い。
[0061] また、前記実施例では、遅延回路部 13を用いているが、本発明はこれに限定され るものではなぐ出力周波数が比較的低ぐ該出力周波数の信号幅に対して第 1反 転器 10における遅延伝搬時間が十分に小さなものである場合には、これら遅延回路 部 13を省略しても良い。
[0062] また、前記実施例では、微分信号として前縁微分信号をトリガー信号として第 1反 転器 10に入力している力 本発明はこれに限定されるものではなぐ例えば、図 4に 示すように、後縁微分回路部 9'を用いて、第 1反転器 10に後縁微分信号を入力す るようにし、遅延回路として、第 1反転器 10と同一の反転器である第 3反転器 10'を 遅延回路部 13として用いることで、 ANDゲート回路 14に入力される双方の遅延伝 搬時間をマッチングさせる必要がな 、ように構成しても良 、。
[0063] また、前記実施例では、時定数制御素子として、電界効果型トランジスタ (FET) Q を使用した時定数回路部 12を例示しているが、本発明はこれに限定されるものでは なぐこれら時定数制御素子としては、 CdSフォトセルあるいは容量可変ダイオード等 を用いることができる。 [0064] 具体的に容量可変ダイオードを用いる場合には、図 6に示すように、時定数可変を 静電容量で行う事以外、動作自体は図 3の回路と同じである。この図 6の回路におけ る Cdが可変容量ダイオードの静電容量である。周知の如く C1及び C3は直流阻止で あり、一般には C , C > >Cdに設定される。時定数は R及び Cdで決定される。また
1 3
、図 6はもつとも一般的な可変容量ダイオードの使用例である力 図 7は応用例として 、本発明に特ィ匕した可変容量ダイオードの使用例を示すものである。
[0065] また、前記実施例では、出力周波数として、サイリスター等にて制御不能な 13.56 MHzを例示している力 本発明はこれに限定されるものではなぐこれらサイリスター が利用できる数百 KHzの出力周波数に、本発明の高周波電源回路を利用できるこ とは、言うまでもない。
[0066] また、前記実施例では、バイブレータ回路部として AC— DC結合の単安定マルチ ノイブレータ回路を用いている力 本発明はこれに限定されるものではなぐ外部か らのトリガー信号の入力を契機として、必要とされる出力周波数の半周期に該当する 期間内の信号幅を有する方形波信号を出力でき、且つ制御信号に基づいて該方形 波信号の信号幅を可変制御できるものであればバイブレータ回路部として利用する ことができる。

Claims

請求の範囲
[1] 高周波電源回路から出力される出力周波数を有する基本駆動方形波を生成する 基本駆動方形波生成回路部と、該生成された基本駆動方形波の前縁または後縁の 微分信号を生成する微分信号生成回路部と、外部からのトリガー信号の入力を契機 として前記出力周波数の半周期に該当する期間内の信号幅を有する方形波信号を 出力する方形波信号生成器並びに前記出力周波数に基づく電力出力を制御するた めの制御信号に基づいて前記方形波信号の信号幅を可変制御する信号幅制御回 路とを有するバイブレータ回路部と、該バイブレータ回路部力もの出力信号に基づく 増幅源信号を増幅するスイッチングアンプ回路部とを含み、前記微分信号生成回路 部にて生成された微分信号を前記バイブレータ回路部におけるトリガー信号として用 V、たことを特徴とする高周波電源回路。
[2] 前記方形波信号生成器は、前記微分信号の入力を契機として入力信号の反転出 力を開始する第 1の反転器を備えるとともに、前記信号幅制御回路は、前記第 1の反 転器からの出力信号を反転して当該第 1の反転器に入力させる第 2の反転器と、該 第 2の反転器力 出力される出力信号の前記第 1の反転器への入力を、前記制御信 号に応じて変化される時定数により決定される時間において遮断する時定数回路部 とを有することを特徴とする請求項 1に記載の高周波電源回路。
[3] 前記第 1の反転器が、多入力変転論理ゲート回路により形成されていることを特徴 とする請求項 2に記載の高周波電源回路。
[4] 前記方形波信号生成器は、前記出力周波数の 1周期時間の少なくとも 2論理ゲー ト以下の信号伝搬遅延時間にて、該 1周期時間の少なくとも 2分の 1以下の信号幅の 方形波信号を出力することを特徴とする請求項 1〜3のいずれかに記載の高周波電 源回路。
[5] 前記バイブレータ回路部からの出力信号と前記基本駆動方形波とが入力され、該 入力されるバイブレータ回路部力 の出力信号により、入力される基本駆動方形波 の切り出しを行う論理ゲート回路を含み、前記スイッチングアンプ回路部は、前記論 理ゲート回路力 の出力信号を前記増幅源信号として増幅することを特徴とする請 求項 1〜4のいずれかに記載の高周波電源回路。
[6] 前記論理ゲート回路に入力される基本駆動方形波を、前記バイブレータ回路部に おける信号伝搬遅延時間にて遅延させる遅延回路を含むことを特徴とする請求項 5 に記載の高周波電源回路。
[7] 前記時定数回路部は、時定数制御素子として、電界効果型トランジスタ (FET)、 C ds素子或いは容量可変ダイオードおよびそれらの組み合わせを有することを特徴と する請求項 1〜6のいずれかに記載の高周波電源回路。
[8] 前記基本駆動方形波生成回路は、前記基本駆動方形波の倍周波を生成する倍周 波生成回路を有し、該倍周波生成回路にて生成された倍周波を用いてデューティ比 約 50%の基本駆動方形波を生成することを特徴とする請求項 1〜7のいずれかに記 載の高周波電源回路。
PCT/JP2006/322257 2006-01-16 2006-11-08 高周波電源回路 WO2007080697A1 (ja)

Priority Applications (1)

Application Number Priority Date Filing Date Title
US12/097,861 US7808224B2 (en) 2006-01-16 2006-08-11 High-frequency power supply circuit

Applications Claiming Priority (2)

Application Number Priority Date Filing Date Title
JP2006007745A JP4478112B2 (ja) 2006-01-16 2006-01-16 高周波電源回路
JP2006-007745 2006-01-16

Publications (1)

Publication Number Publication Date
WO2007080697A1 true WO2007080697A1 (ja) 2007-07-19

Family

ID=38256110

Family Applications (1)

Application Number Title Priority Date Filing Date
PCT/JP2006/322257 WO2007080697A1 (ja) 2006-01-16 2006-11-08 高周波電源回路

Country Status (5)

Country Link
US (1) US7808224B2 (ja)
JP (1) JP4478112B2 (ja)
KR (1) KR20080083661A (ja)
CN (1) CN101361410A (ja)
WO (1) WO2007080697A1 (ja)

Families Citing this family (5)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP4584949B2 (ja) * 2007-03-29 2010-11-24 アドバンス・デザイン株式会社 デューティ比制御高周波生成回路
JP2012055189A (ja) * 2010-09-06 2012-03-22 Yukio Asada 電界発生装置
JP5541114B2 (ja) * 2010-11-25 2014-07-09 三菱電機株式会社 電力増幅器とそれを用いたｍｍｉｃ
US7995318B1 (en) 2011-01-26 2011-08-09 Murray F Feller High frequency power converter
JP6834366B2 (ja) 2016-11-04 2021-02-24 船井電機株式会社 電源装置

Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62178171A (ja) * 1986-01-31 1987-08-05 Toshiba Electric Equip Corp 高圧電源装置
JPH06303769A (ja) * 1993-04-09 1994-10-28 Sanken Electric Co Ltd 降圧チョッパ型スイッチング電源
JPH06338476A (ja) * 1993-03-31 1994-12-06 Tokyo Electron Ltd プラズマ処理方法
JPH0715958A (ja) * 1993-06-28 1995-01-17 Tdk Corp 自励フライバックコンバータ
JPH08167500A (ja) * 1994-12-15 1996-06-25 Jeol Ltd 高周波プラズマ発生装置用電源
JPH08255782A (ja) * 1995-03-16 1996-10-01 Toshiba Corp プラズマ表面処理装置
JP2000256845A (ja) * 1999-03-12 2000-09-19 Anelva Corp 薄膜作成方法および薄膜作成装置
JP2003347092A (ja) * 2002-05-24 2003-12-05 High Frequency Heattreat Co Ltd グロー放電装置、その電力供給方法およびその電源装置

Family Cites Families (3)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JP3991863B2 (ja) * 2002-12-27 2007-10-17 セイコーエプソン株式会社 ノコギリ波発生装置
TWI296166B (en) * 2003-02-14 2008-04-21 Novatek Microelectronics Corp Dc/dc voltage converter
US7391630B2 (en) * 2003-10-24 2008-06-24 Pf1, Inc. Method and system for power factor correction using constant pulse proportional current

Patent Citations (8)

* Cited by examiner, † Cited by third party
Publication number Priority date Publication date Assignee Title
JPS62178171A (ja) * 1986-01-31 1987-08-05 Toshiba Electric Equip Corp 高圧電源装置
JPH06338476A (ja) * 1993-03-31 1994-12-06 Tokyo Electron Ltd プラズマ処理方法
JPH06303769A (ja) * 1993-04-09 1994-10-28 Sanken Electric Co Ltd 降圧チョッパ型スイッチング電源
JPH0715958A (ja) * 1993-06-28 1995-01-17 Tdk Corp 自励フライバックコンバータ
JPH08167500A (ja) * 1994-12-15 1996-06-25 Jeol Ltd 高周波プラズマ発生装置用電源
JPH08255782A (ja) * 1995-03-16 1996-10-01 Toshiba Corp プラズマ表面処理装置
JP2000256845A (ja) * 1999-03-12 2000-09-19 Anelva Corp 薄膜作成方法および薄膜作成装置
JP2003347092A (ja) * 2002-05-24 2003-12-05 High Frequency Heattreat Co Ltd グロー放電装置、その電力供給方法およびその電源装置

Also Published As

Publication number Publication date
KR20080083661A (ko) 2008-09-18
JP4478112B2 (ja) 2010-06-09
US7808224B2 (en) 2010-10-05
CN101361410A (zh) 2009-02-04
JP2007188837A (ja) 2007-07-26
US20090201004A1 (en) 2009-08-13

Similar Documents

Publication Publication Date Title
WO2007080697A1 (ja) 高周波電源回路
JPH08195656A (ja) クロック信号発生回路およびクロック信号発生方法
JP2011066558A (ja) Ｄ級増幅器
JP2010176276A (ja) 電子回路
US20050140410A1 (en) Circuit for modifying a clock signal to achieve a predetermined duty cycle
JP4478111B2 (ja) 高周波電源装置
US10951166B1 (en) Crystal oscillator with fast start-up
JP4584949B2 (ja) デューティ比制御高周波生成回路
JP2004506370A (ja) デジタルクロック逓倍回路のための方法および装置
JP6301112B2 (ja) 高周波電源
US11716055B1 (en) Low allan-deviation oscillator
TWI249288B (en) Speed-matching control method and circuit
US20050024141A1 (en) Signal output circuit
US20070090884A1 (en) Method, System and Apparatus for Reducing Oscillator Frequency Spiking During Oscillator Frequency Adjustment
JP3152214B2 (ja) ２逓倍回路
JP3697678B2 (ja) Ｖ／ｆ変換回路
JP2018088819A (ja) 高周波電源
JP4495274B2 (ja) 超音波モータの駆動制御装置
JP2004129198A (ja) ジッター発生回路及び半導体装置
JP3732046B2 (ja) 水晶発振器
JP2005210620A (ja) 正弦波信号出力装置
TW563293B (en) Signal amplifying method, signal amplifier and devices related therewith
JPS63305771A (ja) 超音波モ−タの駆動回路
JP6474985B2 (ja) 高周波電源
CN117938094A (zh) 一种功率放大器的控制方法及功率放大器装置

Legal Events

Date Code Title Description
121 Ep: the epo has been informed by wipo that ep was designated in this application
WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 12097861

Country of ref document: US

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 1020087016956

Country of ref document: KR

WWE Wipo information: entry into national phase

Ref document number: 200680051170.6

Country of ref document: CN

NENP Non-entry into the national phase

Ref country code: DE

122 Ep: pct application non-entry in european phase

Ref document number: 06823161

Country of ref document: EP

Kind code of ref document: A1