JP4478111B2

JP4478111B2 - 高周波電源装置

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Publication number: JP4478111B2
Application number: JP2006007744A
Authority: JP
Inventors: 正本田
Original assignee: アドバンス・デザイン株式会社
Priority date: 2006-01-16
Filing date: 2006-01-16
Publication date: 2010-06-09
Anticipated expiration: 2026-01-16
Also published as: JP2007188836A; WO2007080696A1

Description

本発明は、プラズマ発生装置等に高周波電源を供給するための高周波電源装置に関する。

従来、プラズマ発生装置等に高周波電源を供給するための高周波電源装置としては、図７に示すように、（１）の方形波発振部にて所定周波数（例えば13.56MHz）の方形波列を発振させ、（２）の波形整形部にて、（３）の電力増幅部で必要とする所定周波数と電力の方形波列に生成する。（２）で生成されたDuty １:１の方形波列により、（３）の電力増幅部にて所要の高周波電力を生成する。このとき所要電力に応じた直流電圧を（４）の直流電源部より供給する。この所要電力に対応した直流電圧を応じせしめる所定の信号を（６）の電力制御信号として供給する事により（７）に所定の高周波出力を得るものである。尚、（８）の濾波器は出力に基本波成分以外の不要周波数成分を取り除く為のものである。

これら高周波電源装置を半導体製造装置の例えばプラズマ処理装置等に使用する場合には、半導体製造装置（プラズマ処理装置）のチャンバー内の状態により、負荷の状態が著しく極端に変化する。高周波電源装置においてはこの変化に追随して出力電力を制御しなければならない。然るに、（４）の直流電源は大電流であり、仮に直列制御（シリーズレギュレーション）方式であっても高速で応答させることは難しい上、低い効率（５０％程度）がさらに悪化する。

だが、半導体ウエハーの大型化やトランジスタが組み込まれたデイスプレイパネル等の大型化に伴い、プラズマ処理装置が大型化するのに伴って、高周波電源装置に要求される出力も大型化するにつれ、従来の低効率増幅器だと装置の容積・損失電力が非常に大きいため、市場の要求を満たさなくなり、近年では、スイッチングモードアンプと呼ばれる、従来よりも効率が高い（８０％以上）増幅方式を用いた高周波電源が実用化されてきているが、このスイッチングモード式であっても、出力制御には最低電源周期の1周期を要し、一般的にはこの電源周期は数ミリ秒であるので、結果として、シリーズレギュレーション方式でもスイッチングモード式であっても、従来の装置においては、出力制御に数十ミリ秒から数百ミリ秒を必要としており、最悪の場合には製品自体を破壊してしまう場合があるという問題があった。

本発明は、このような問題点に着目してなされたもので、これら高周波電源装置における出力電力の調節制御を、高速に実施することのできる高周波電源装置を提供することを目的とする。

上記課題を解決するために、本発明の請求項１に記載の高周波電源装置は、
出力する高周波電力の出力周波数を有する基本駆動方形波を生成する基本駆動方形波生成手段と、
前記基本駆動方形波の前縁または後縁の微分信号を生成する微分信号生成回路部と、前記生成された微分信号の入力を契機として入力信号の反転出力を開始する第１の反転器と、前記第１の反転器からの出力信号を反転して当該第１の反転器に入力させる第２の反転器並びに該第２の反転器から出力される出力信号の前記第１の反転器への入力を、前記制御信号に応じて変化される時定数により決定される時間において反転を持続する時定数回路部とを有する信号幅制御回路と、を有するバイブレータ回路部と、により形成され、出力電力を制御するための制御信号に基づいて前記基本駆動方形波生成手段にて生成された基本駆動方形波の１周期内における信号幅を可変させる信号幅可変手段と、
該信号幅可変手段にて信号幅が前記制御信号に基づいて調整された増幅源信号を増幅する増幅手段と、
を有することを特徴としている。
この特徴によれば、信号幅可変手段により制御信号に基づいて基本駆動方形波の１周期内における信号幅が可変された増幅源信号が増幅されて出力されるので、出力電力の調節制御を高速に実施することができる。また、高周波にて良好に動作可能な信号幅可変手段を、非常に簡素な構成にて得ることができる。

本発明の請求項２に記載の高周波電源装置は、請求項１に記載の高周波電源装置であって、
前記第１の反転器が、多入力変転論理ゲート回路により形成されていることを特徴としている。
この特徴によれば、一般的なＭＳＩのマルチバイブレータに比較して高速動作可能な、例えばＮＡＮＤゲート等の多入力変転論理ゲート回路を用いて第１の反転器を形成することで、より短い信号幅の方形波信号を生成することができ、制御可能な出力電力の範囲をより大きくすることができる。

本発明の請求項３に記載の高周波電源装置は、請求項１または２に記載の高周波電源装置であって、
前記信号幅可変手段は、前記バイブレータ回路部からの出力信号と前記基本駆動方形波とが入力され、該入力されるバイブレータ回路部からの出力信号により、入力される基本駆動方形波の切り出しを行う論理ゲート回路を含み、前記増幅手段は、前記論理ゲート回路からの出力信号を前記増幅源信号として増幅することを特徴としている。
この特徴によれば、増幅源信号の信号幅が逆転してしまうことを回避でき、これら信号幅が逆転（逆転Ｄｕｔｙ化）による障害の発生を防止できる。

本発明の請求項４に記載の高周波電源装置は、請求項３に記載の高周波電源装置であって、
前記論理ゲート回路に入力される基本駆動方形波を、前記第１の反転器における信号伝搬遅延時間にて遅延させる遅延回路を含むことを特徴としている。
この特徴によれば、論理ゲート回路により切り出された増幅源信号の信号幅が、信号伝搬遅延時間分だけ短くなってしまう不都合を回避できる。

本発明の実施例を以下に説明する。

本発明の実施例を図面に基づいて説明すると、先ず図1は、本実施例の高周波電源装置に用いた高周波電源回路の回路構成図である。

この本実施例の高周波電源回路は、図１に示すように、該高周波電源回路から出力される出力周波数と同一周波数を有するデューティ比約５０％の方形波である基本駆動方形波を生成する基本駆動方形波生成回路部５と、該基本駆動方形波生成回路部において生成される基本駆動方形波と同一な周波数と波形とを有する制御用方形波を生成する制御用方形波生成回路部３４と、前記制御用方形波の基本駆動方形波に対する位相シフトを制御する位相シフト制御回路部３５と、前記基本駆動方形波生成回路部５にて生成された基本駆動方形波と制御用方形波生成回路部３４にて生成された制御用方形波とが入力される本発明における論理ゲート回路であるＡＮＤゲート回路３１と、該ＡＮＤゲート回路３１から出力される増幅源信号を増幅する本発明におけるスイッチングアンプ回路となるＥ級アンプ３２とから構成される。

本実施例の基本駆動方形波生成回路部５は、図１に示すように、基本動作信号発生器１と、倍周波生成回路２と、波形成形回路３と、分周波生成回路４とから構成される。

この基本動作信号発生器１としては、高周波電源回路から出力される高周波出力、例えば高周波出力の周波数が１３.５６ＭＨｚであれば１３.５６ＭＨｚの高周波信号を出力する発振器（オシレータ）を使用すれば良く、この基本動作信号発生器１にて発振された高周波信号である基本駆動信号は、公知の倍周波回路により２倍の周波数である２７.１２ＭＨｚとされる。

これら２倍の周波数である２７.１２ＭＨｚとされた基本駆動信号は、図示しない増幅用トランジスタにて適宜にその振幅が増幅された後、波形成形回路３に供給されて、２７.１２ＭＨｚの方形波に整形される。これら波形成形回路３としては、通常においてデジタル回路等において使用される方形波の生成回路、具体的にはインバータを多段（例えば２段）に用いたもの等を好適に使用することができる。

そして、これら波形成形回路３において２倍の周波数である２７.１２ＭＨｚの方形波とされた基本駆動信号は、例えばパルスカウンタ等から成る分周波生成回路４に供給されて、２分周である１３.５６ＭＨｚの方形波と、８分周である３．３９ＭＨｚの方形波に変換される。

これらの方形波は倍周波の方形波に基づいて生成されることで、図２に示すように、そのデューティ比が約５０％の方形波となる基本駆動方形波（１３.５６ＭＨｚ）とされてＡＮＤゲート回路１１に供給され、３．３９ＭＨｚの方形波は、位相比較用方形波として後述するＰＬＬ回路３０に入力される。

また、本実施例の制御用方形波生成回路部３４は、図１に示すように、電圧制御発信器（ＶＣＯ）２６と、波形成形回路２７と、分周波生成回路２８とから構成される。この電圧制御発信器（ＶＣＯ）２６は、前述した基本駆動信号の２倍の周波数である２７.１２ＭＨｚの信号を含む所定範囲の周波数の信号を、制御電圧に応じて発振可能なものであれば良く、該電圧制御発信器（ＶＣＯ）２６にて発振された２７.１２ＭＨｚの信号は、前記した基本駆動方形波生成回路部５と同様に、図示しない増幅用トランジスタにて適宜にその振幅が増幅された後、波形成形回路２７に供給されて方形波に整形される。これら波形成形回路２７としては、前述の波形成形回路３と同様の回路、具体的にはインバータを多段（例えば２段）に用いたもの等を好適に使用することができる。

そして、これら波形成形回路２７において２７.１２ＭＨｚの方形波とされた制御用信号は、例えばパルスカウンタ等から成る分周波生成回路２８に供給されて、２分周である１３.５６ＭＨｚの方形波と、８分周である３．３９ＭＨｚの方形波に変換される。

尚、これらの方形波も倍周波の方形波に基づいて生成されることで、図２に示すように、そのデューティ比が約５０％の方形波となる制御用方形波（１３.５６ＭＨｚ）とされてＡＮＤゲート回路３１に供給され、３．３９ＭＨｚの方形波は、位相比較用方形波として後述するＰＬＬ回路３０に入力される。

また、本実施例の位相シフト制御回路部３５は、図１に示すように、前述の基本駆動方形波生成回路部５並びに制御用方形波生成回路部３４からの各位相比較用方形波（３．３９ＭＨｚ）が入力され、これら入力される位相比較用方形波に基づいて基本駆動方形波と制御用方形波の位相を比較する位相比較器を含み、これら双方の位相を同期させるためのＰＬＬ回路３０と、該ＰＬＬ回路３０から前記制御用方形波生成回路部３４の電圧制御発信器（ＶＣＯ）２６に印加される制御電圧信号に、出力制御入力に応じたバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加回路２９とから構成される。

本実施例のＰＬＬ回路３０においては、ＰＬＬ回路３０内の位相比較器において前述の基本駆動方形波生成回路部５並びに制御用方形波生成回路部３４からの各位相比較用方形波（３．３９ＭＨｚ）の位相が比較されて、その位相が同期する、つまりは位相差がなくなるような位相とするための制御電圧信号が電圧制御発信器（ＶＣＯ）２６に、適宜に増幅されて印加されることで、バイアス電圧印加回路２９によるバイアス電圧が印加されない場合には、双方の位相比較用方形波が同期するようになり、後述するように、これら位相が同期された基本駆動方形波と制御用方形波とが、図１に示すようにＡＮＤゲート回路３１に入力されることで、これら基本駆動方形波と制御用方形波とほぼ等しいパルス幅であるデューティ比約５０％で１３.５６ＭＨｚの方形波を有する増幅源信号がＡＮＤゲート回路３１からＥ級アンプ１２に出力されて増幅されて、これら１３.５６ＭＨｚのパルス出力、或いは該パルス出力をローパスフィルタ３３を通過させることで正弦波出力として出力される。

これらの出力を絞りたい場合には、前記バイアス電圧印加回路２９において印加されるバイアス電圧を増加させれば良く、これらバイアス電圧印加回路２９としては、前記ＰＬＬ回路３０から出力される制御電圧信号に印加されるバイアス電圧を、可変抵抗を用いて増減させる回路を用いることができ、これら可変抵抗による抵抗値を変化させて制御電圧信号に印加されるバイアス電圧を増加させると、これらバイアス電圧を相殺する電圧がＰＬＬ回路３０から出力される状態、つまり、これらバイアス電圧を相殺するのに必要な電圧が生じる位相差が基本駆動方形波と制御用方形波との間に生じるように制御用方形波の位相がシフトされる。

そして、これらバイアス電圧印加回路９において印加されるバイアス電圧によって、制御用方形波の位相が基本駆動方形波に対して９０度シフトした場合には、図２（ａ）に示すように、制御用方形波と基本駆動方形波の双方のパルスが存在する場合においてのみ、つまりは、制御用方形波と基本駆動方形波の双方のパルスが重なる部分のパルス幅である、制御用方形波のパルス幅の約半分（５０％）のパルス幅を有する増幅源信号がＡＮＤゲート回路３１からＥ級アンプ３２に出力されて増幅されることで、出力が絞られるようになる。

そして、更に、バイアス電圧印加回路９において印加されるバイアス電圧を増加して前記制御用方形波の位相が基本駆動方形波に対して１８０度シフトした場合には、図２（ｂ）に示すように、制御用方形波と基本駆動方形波の双方のパルスが重なる部分が無くなるので、ＡＮＤゲート回路３１からはパルスの出力がなくなり、Ｅ級アンプ３２における増幅源となる信号が無くなるので、出力が殆ど「０」に絞られるようになる。

以上、本実施例１によれば、信号幅可変手段として、制御用方形波生成回路部３４と位相シフト制御回路部３５とＡＮＤゲート回路３１を用いることで、出力周波数の半周期よりも短かな信号幅を有する増幅源信号が生成され、該増幅源信号がＥ級アンプ３２にて増幅されることから、出力周波数が高周波であっても、簡素な構成にて増幅源信号の信号幅を制御信号に応じて変更することができ、よって、Ｅ級アンプ３２にて増幅された高周波電源回路からの出力電力の調節を、簡素な構成で時間的に高速、具体的には図１０に示す、後述する実施例の回路と同様に、数百ナノ秒程度の精度にて制御することができる。

また、本実施例１によれば、前述のように、位相シフト制御回路を、前記基本駆動方形波と前記制御用方形波の位相を同期させるための位相比較器を含むＰＬＬ回路１０と、前記制御用方形波を生成するための制御用信号を生成する電圧制御発振器６に、前記ＰＬＬ回路１０から印加される制御電圧にバイアス電圧を印加するバイアス電圧印加回路９とで構成しており、このようにすることで、通常において多くのデバイスが存在する位相比較器を含むＰＬＬ回路にバイアス電圧印加回路を加えるのみで位相シフト制御回路を構成できるので、回路設計の自由度が向上するとともに、簡素な構成にて良好な精度を有する位相シフト制御回路を得ることができる。

次に、実施例２の高周波電源回路について説明する。本実施例２の高周波電源回路は、図３に示すように、該高周波電源回路から出力される出力周波数と同一周波数を有するデューティ比約５０％の方形波である基本駆動方形波を生成する基本駆動方形波生成回路部５と、該基本駆動方形波生成回路部５にて生成された基本駆動方形波の前縁微分信号を生成する微分回路部９と、該微分回路部９にて生成された前縁微分信号が入力される第１反転器１０並びに該第１反転器１０からの出力信号を反転出力する第２反転器１１および第２反転器１１からの出力信号が第１反転器１０に入力される時間を可変制御するための時定数回路部１２とから成る単安定マルチバイブレータ１５と、前記基本駆動方形波生成回路部５にて生成された基本駆動方形波を、第１反転器１０における信号伝搬遅延時間分だけ遅延させる遅延回路部１３と、該遅延回路部１３にて遅延された基本駆動方形波と第１反転器１０からの出力信号とが入力される本発明における論理ゲート回路であるＡＮＤゲート回路１４と、該ＡＮＤゲート回路１４から出力される増幅源信号を増幅する本発明におけるスイッチングアンプ回路部となるＥ級アンプ６とから構成される。

また、本実施例の基本駆動方形波生成回路部５は、実施例１の基本駆動方形波生成回路部５と同様であり、基本動作信号発生器１と、倍周波生成回路２と、波形成形回路３と、分周波生成回路４とから構成される。

この基本動作信号発生器１としては、高周波電源回路から出力される高周波出力、具体的には出力周波数が１３.５６ＭＨｚであれば１３.５６ＭＨｚの高周波信号を出力する発振器（オシレータ）を使用すれば良く、この基本動作信号発生器１にて発振された高周波信号である基本駆動信号は、公知の倍周波回路により、一旦２倍の周波数である２７.１２ＭＨｚとされる。

これら２倍の周波数である２７.１２ＭＨｚとされた基本駆動信号は、図示しない増幅用トランジスタにて適宜にその振幅が増幅された後、波形成形回路３に供給されて、２７.１２ＭＨｚの方形波に整形される。

そして、これら波形成形回路３において２倍の周波数である２７.１２ＭＨｚの方形波とされた基本駆動信号は、例えばパルスカウンタ等から成る分周波生成回路４に供給されて、出力周波数に応じて、２分周である１３.５６ＭＨｚの方形波や、８分周である３．３９ＭＨｚの方形波が生成される。尚、本実施例２でも、出力周波数を１３.５６ＭＨｚとするために２分周である１３.５６ＭＨｚを使用する。

このようにして基本駆動方形波生成回路部５にて生成される方形波は、倍周波の方形波に基づいて生成されることで、図４に示すように、そのデューティ比が約５０％の方形波となる基本駆動方形波（１３.５６ＭＨｚ）とされ、その一方が遅延回路部１３を介してＡＮＤゲート回路１４に供給され、他方が微分回路部９に供給されてその前縁微分信号とされることで、単安定マルチバイブレータ１５のトリガ信号として使用される。

また、本実施例に用いた単安定マルチバイブレータ１５は、その時定数回路部１２に、出力電力を制御するための制御信号が入力されて、該制御信号に応じて時定数が変化されることで、出力電力を小さくするための制御信号が入力された場合には、時定数が小さくなることで短いパルス幅の信号がＡＮＤゲート回路１４へ出力され、出力電力を大きくするための制御信号が入力された場合には、時定数が大きくなることで長いパルス幅の信号がＡＮＤゲート回路１４へ出力される。

また、単安定マルチバイブレータ１５は、図３に示すように、２つの反転器がＡＣ−ＤＣ結合とされたものであるが、ここに用いる第１反転器１０は、高周波出力周波数の半周期、具体的に、出力周波数が１３.５６ＭＨｚであれば、図４に示すように、１周期が７３.７ナノ秒となるので、その半周期である約３６.８ナノ秒よりも短かなパルス幅（信号幅）の方形波を出力可能な高速動作可能なものである必要があり、これら第１反転器１０としては、実際の回路として後述する実施例では、図５に示すように、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を使用した反転器としている。

このように、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を用いることは、これら論理ゲート回路は一般的なＭＳＩのマルチバイブレータに比較して高速動作可能であることから、より短く、且つ精度の高いパルス幅の方形波を出力でき、該ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２にて形成される第１反転器１０から出力されるパルス幅（信号幅）にて、ＡＮＤゲート回路１４（図５においてはＩＣ_４）において基本駆動方形波が切り出されて増幅源信号とされるので、これらパルス幅を短くできればできる程、増幅源信号の最小のパルス幅、すなわち、当該パルス幅により制御される出力電力の大きさも小さくでき、よって、制御可能な出力電力の範囲がより大きくできるとともに、可変範囲内において制御可能な最小単位もより細かくなるので、より緻密な出力制御を実施することができる。

尚、後述する図５の実施例では、第１反転器１０としてＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を使用しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、その他の構成による高速動作可能な反転器を用いても良い。

尚、第２反転器１１としては、第１反転器１０の出力を反転するのみであるので、比較的伝搬遅延が少なく、出力周波数レベルにおいて動作が可能なものであれば良い。

また、単安定マルチバイブレータ１５を構成する時定数回路部１２としては、通常において時定数回路部として使用されるコンデンサ（Ｃ）と可変抵抗（Ｒ）とから構成される時定数回路でも良いが、これらコンデンサ（Ｃ）と可変抵抗（Ｒ）を用いた時定数回路では時定数が経時的に大きく変化し易く、安定した連続制御を実施することが難しいので、図５に示す実施例においては、時定数が経時的に大きく変化せず、且つ、制御信号として電圧信号を使用できる電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１を時定数制御素子として用いている。尚、図３におけるＲの接地は高周波的接地である。

以下、図３に示す本実施例の高周波電源回路の動作について、図４に示す各部の信号形態（タイミング）を用いて説明すると、基本駆動方形波生成回路部５においては、図４（ａ）に示すように、デューティ比が約５０％の基本駆動方形波（１３.５６ＭＨｚ）が生成される。

そして、該生成された基本駆動方形波は微分回路部９に入力されることで、図４（ｂ）に示すように、その前縁のみが取り出された前縁微分信号に変換され、該前縁微分信号がトリガー信号として第１反転器１０に入力される。

第１反転器１０は、微分回路部９からの前縁微分信号の入力を契機として信号出力を開始し、該信号出力の第２反転器１１による反転出力が、時定数回路部１２にて設定されている時定数に基づく期間を過ぎることにより第１反転器１０に入力された時点において信号出力を終了する。つまり、第１反転器１０は、図４（ｃ）に示すように、前縁微分信号の入力時点を契機とし、時定数回路部１２にて設定されている時定数に基づく期間に応じたパルス幅（信号幅）の信号を出力する。

尚、図４（ｃ）に示すように、これら前縁微分信号の入力時点から実際に信号が出力されるまでには、時間的な遅延、つまり信号伝搬遅延時間が生じることとなるので、これら信号伝搬遅延時間分だけ遅延した出力信号をＡＮＤゲート回路１４に入力し、一方に、直接的に基本駆動方形波を入力してしまうと、ＡＮＤゲート回路１４にて切り出される基本駆動方形波の信号幅が、該信号伝搬遅延時間分だけ短くなってしまうので、これを回避するために、第１反転器１０における該信号伝搬遅延時間分だけ基本駆動方形波を遅延させるための遅延回路部１３経由させることで、ＡＮＤゲート回路１４に入力される双方の信号の同期がとれ、図４（ｅ）に示すように、第１反転器１０の信号幅に応じた増幅源信号を得ることができる。

このように、第１反転器１０における信号伝搬遅延時間が出力周波数の１周期時間に近い長さであったり、１周期時間よりも長い（大きい）場合や、第１反転器１０において出力可能な最小のパルス幅（信号幅）の長さ（大きさ）が、出力周波数の１周期時間に近い長さである場合には、基本駆動方形波の同一周期内における信号幅による出力制御が困難となることから、本発明における方形波信号生成器となるこれら第１反転器１０として、出力周波数の１周期時間の少なくとも２論理ゲート以下の信号伝搬遅延時間にて、該１周期時間の少なくとも２分の１以下の信号幅の方形波信号を出力できるものとすることが好ましい。

尚、本実施例では、ＡＮＤゲート回路１４を用いて基本駆動方形波からの切り出しを実施することで、図４における波線にて示す如くの過大時定数（逆転DUTY比）を防止できるようにしており、このようにすることは、信号幅が逆転することで、制御力が逆になることにより機器が損傷する等の不都合が生じることを回避できることから好ましいが、本発明はこれに限定されるものではなく、これらＡＮＤゲート回路１４を用いることなく、第１反転器１０からの出力信号を、そのまま増幅源信号としてＥ級アンプ６に入力するようにしても良く、この場合には、遅延回路部１３を省くことができる。

（具体例）

図５は、実際に製作した回路を示す回路図であり、前述したように、第１反転器１０としては、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を使用し、時定数回路部１２としては、コンデンサＣ１とともに、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１のドレイン・ソース間抵抗（Ｒ_DS）とを用いている。

尚、図５中において、反転回路ＩＣ_１は、入力される基本駆動方形波を再整形するためのものであり、入力される基本駆動方形波の伝搬路において基本駆動方形波が悪影響を受けない場合であれば省略しても良い。

また、本実施例では、微分回路部９をＲ_１とＲ_２およびＣ_２で構成しており、Ｒ_１側がＶｄに接続されることで、前縁微分信号の非出力時においてＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力２にはＨＩＧＨ状態である「１」が入力され、前縁微分信号の出力時において入力２にＬＯＷ状態である「０」が入力される。なお、回路素子による動作遅延があるため、実際には、前縁微分信号はＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力1がLOW状態である「０」になるまでLOW状態である「０」を維持するだけの時定数が必要である。

また、図５中において、ＩＣ_５〜ＩＣ_７は遅延器であり、該ＩＣ_５〜ＩＣ_７により遅延回路部１３が形成されているとともに、ＩＣ_３が第２反転器１１に該当し、ＩＣ_４がＡＮＤゲート回路１４に該当する。

この本実施例においては、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１を用いることにより、制御信号として、電圧信号がＦＥＴＱ_１のゲートに印加された状態で、前縁微分信号がＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力１に加わると、該ゲート電圧に対応したドレイン・ソース間抵抗（Ｒ_DS）とＣ₁により構成される時定数期間、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力１の電位がLOW状態である「０」とされ, 時定数期間経過後、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力１の電位がHIGH状態である「１」状態となることで、制御信号の電圧信号によりＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の入力１の入力状態とその期間を制御できるので、経時的にも安定した連続制御を実施できる。

この本実施例においては、第１反転器１０としては、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を使用することで、１３.５６ＭＨｚにおいても十分に利用可能な短さのパルス幅の得られる反転器を得ており、このＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の動作について説明すると、前述のように、Ｒ_１とＲ_２およびＣ_２で構成された微分回路部９に接続されている入力２は、前縁微分信号の非出力時においてＨＩＧＨ状態である「１」が入力されるとともに、他方の入力１も、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１を介してＶｄに接続されることで、ＨＩＧＨ状態である「１」が入力されているので、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の出力はＬＯＷ状態である「０」である。なお、Ｒ_１とＲ_２の関係は、ＩＣ_２の入力２における閾値をＶ_ILとしたときに、Ｖd・Ｒ₂/( Ｒ₁+Ｒ₂)＞Ｖ_IL とする。

この状態において、前縁微分信号が出力される、つまり、入力２にＬＯＷ状態である「０」が入力されると、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の出力はＨＩＧＨ状態である「１」に移行する。

そして、該ＨＩＧＨ状態である「１」が出力されることで、第２反転器１１に該当するＩＣ_３からは反転出力であるＬＯＷ状態である「０」が出力されることで、入力１にもＬＯＷ状態である「０」が入力されるようになった後（微分信号入力直後）、前縁微分信号が非出力状態、つまりＬＯＷ状態である「０」となっても、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の出力はＨＩＧＨ状態のまま維持される。

そして、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１のゲート電圧に応じたＲ_DS・Ｃ₁[秒]時間経過後ＩＣ_２の入力１の電位が再度ＨＩＧＨ状態である「１」に戻ることで、入力１と入力２の双方の電位がＨＩＧＨ状態である「１」となるので、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２の出力はＬＯＷ状態である「０」に移行することになるので、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２からは、前縁微分信号の入力を契機として、時定数回路部１２に設定されている、出力周波数である１３.５６ＭＨｚの半周期に該当する期間内の信号幅を有する方形波信号が出力されることになるので、該、ＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２により形成される第１反転器１０が、本発明における方形波信号生成器に該当する。

また、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１等により構成される単安定マルチバイブレータ１５の時定数回路部１２は、本発明における方形波信号生成器となる第１反転器１０を構成するＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２から出力されるパルス幅（信号幅）を、電力出力を制御するための制御信号に基づいて可変制御するので、該時定数回路部１２が本発明における信号幅制御回路に該当する。

以上、説明したように、制御信号に応じて可変とされるＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２から出力されるパルス幅（信号幅）、例えば、該パルス幅（信号幅）を基本駆動方形波のパルス幅（信号幅）の半分とした場合には、基本駆動方形波のパルス幅（信号幅）の約半分（５０％）のパルス幅を有する増幅源信号がＡＮＤゲート回路１４からＥ級アンプ６に出力されて増幅されることで、出力が絞られるようになり、更に、るＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２から出力されるパルス幅（信号幅）を基本駆動方形波のパルス幅（信号幅）の１／３とした場合には、基本駆動方形波のパルス幅（信号幅）の約１／３（３３％）のパルス幅を有する増幅源信号がＡＮＤゲート回路１４からＥ級アンプ６に出力されて増幅されることで、出力が絞られるようになる。

以上、前記各実施例によれば、信号幅可変手段として、実施例１に示すように、制御用方形波生成回路部３４と位相シフト制御回路部３５とＡＮＤゲート回路３１を用いたり、実施例２に示すように、単安定マルチバイブレータ１５とＡＮＤゲート回路１４を用いることで、出力周波数の半周期よりも短かな信号幅を有する増幅源信号が生成され、該増幅源信号がＥ級アンプ６にて増幅されることから、出力周波数が高周波であっても、簡素な構成にて増幅源信号の信号幅を制御信号に応じて変更することができ、よって、Ｅ級アンプ６にて増幅された高周波電源回路からの出力電力の調節を、簡素な構成で時間的に高速、具体的には図１０に示すように、２００ナノ秒程度の精度にて制御することができる。

また、本実施例２によれば、バイブレータ回路部として、ＤＣ−ＡＣ結合による単安定バイブレータを用いることにより、信号幅制御回路を、第２反転器並びに時定数回路部１２とにより簡単な構成にて構成できるので、回路設計の自由度が向上するとともに、簡素な構成にて良好な精度を有するバイブレータ回路部を得ることができる。

また、本実施例２によれば、第１反転器１０を、一般的なＭＳＩのマルチバイブレータに比較して高速動作可能なＮＡＮＤゲート回路ＩＣ_２を用いて形成することで、より短い信号幅の方形波信号を生成することができ、制御可能な出力電力の範囲をより大きくすることができる。

また、本実施例２によれば、出力周波数の一周期毎の信号幅を可変することが可能となるので、時間的に最も緻密となる同一周期内による出力電力の制御が可能となる。

また、本実施例２によれば、ＡＮＤゲート回路１４を用いることで、増幅源信号の信号幅が逆転してしまうことを回避でき、これら信号幅が逆転（逆転Ｄｕｔｙ化）による障害の発生を防止できる。

また、本実例２によれば、遅延回路部１３を有することで、論理ゲート回路となるＡＮＤゲート回路１４により切り出された増幅源信号の信号幅が、信号伝搬遅延時間分だけ短くなってしまう不都合を回避できる。

また、本実施例２によれば、時定数制御素子として、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）を有しているので、時定数が経時的に大きく変動し難いので、時定数回路部に入力される制御信号により、安定した連続制御を実施することができる。

また、本実施例２によれば、倍周波を用いて基本駆動方形波を生成しているので、デューティ比約５０％の基本駆動方形波を、高精度にて生成することができる。

以上、本発明の実施例を図面により説明してきたが、具体的な構成はこれら実施例に限られるものではなく、本発明の要旨を逸脱しない範囲における変更や追加があっても本発明に含まれる。

例えば、前記各実施例では、高周波電源回路から出力される高周波出力と同一の周波数（１３.５６ＭＨｚ）の基準動作信号を生成して、倍周波生成回路２により該基準動作信号の倍周波（２倍波；２７.１２ＭＨｚ）を生成するようにしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら倍周波生成回路２を用いることなく、例えば２７.１２ＭＨｚのオシレータを用いて基準動作信号の倍周波を直接生成するようにしても良い。

また、前記各実施例では、倍周波として２倍波を用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら２倍波より高次の４倍波や８倍波を用いてデューティ比約５０％の方形波である基本駆動方形波や制御用方形波を生成するようにしても良い。

また、前記実施例１では、論理ゲート回路としてＡＮＤゲート回路１１を用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら論理ゲート回路としては、ＮＡＮＤゲート回路を用いても良いし、或いは、ＯＲゲート回路にて基本駆動方形波と制御用方形波のいずれか一方のパルス入力が存在する場合に出力されるパルス幅、つまりは基本駆動方形波と制御用方形波の和のパルス幅を有する方形波を得た後、該方形波を反転して増幅源信号としても良く、これら論理ゲート回路としては制御方式に基づいた適宜な論理積回路機能を有する多入力論理ゲート回路を用いることができ、ＡＮＤゲート回路１１に代えてＮＡＮＤゲート等の論理ゲート回路も使用できる。

また、前記実施例１では、位相比較用方形波として使用したデバイスの都合等により３．３９ＭＨｚの方形波を用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら位相比較用方形波としては、当選ながら１３.５６ＭＨｚの基本駆動方形波並びに制御用方形波自体を用いるようにしても良いことは言うまでもない。

また、前記各実施例では、ＬＰＦ７、３３を設けて正弦波出力とパルス出力の双方の出力形態を実施できるようにしているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これらのいずれか一方のみとしても良い。

また、前記各実施例では、倍周波を用いて基本駆動方形波を生成しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら基本駆動方形波を、倍周波を用いることなく生成するようにしても良い。

また、前記実施例２でも、論理ゲート回路としてＡＮＤゲート回路１４を用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら論理ゲート回路としては、制御方式に基づいた適宜な論理ゲート回路（ＮＡＮＤゲート回路やＯＲゲート回路）を用いることができる。

また、前記実施例２では、遅延回路部１３を用いているが、本発明はこれに限定されるものではなく、出力周波数が比較的低く、該出力周波数の信号幅に対して第１反転器１０における遅延伝搬時間が十分に小さなものである場合には、これら遅延回路部１３を省略しても良い。

また、前記実施例２では、微分信号として前縁微分信号をトリガー信号として第１反転器１０に入力しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、例えば、図６に示すように、後縁微分回路部９’を用いて、第１反転器１０に後縁微分信号を入力するようにし、遅延回路として、第１反転器１０と同一の反転器である第３反転器１０’を遅延回路部１３として用いることで、ＡＮＤゲート回路１４に入力される双方の遅延伝搬時間をマッチングさせる必要がないように構成しても良い。

また、前記実施例２では時定数制御素子として、電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ_１を使用した時定数回路部１２を例示しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これら時定数制御素子としては、ＣｄＳフォトセルあるいは容量可変ダイオード等を用いることができる。

具体的に容量可変ダイオードを用いる場合には、図８に示すように、時定数可変を静電容量で行う事以外、動作自体は図５の回路と同じである。この図８の回路におけるＣｄが可変容量ダイオードの静電容量である。周知の如くＣ１及びＣ３は直流阻止であり、一般にはＣ_１，Ｃ_３＞＞Ｃｄに設定される。時定数はＲ及びＣｄで決定される。また、図８はもっとも一般的な可変容量ダイオードの使用例であるが、図９は応用例として、本発明に特化した可変容量ダイオードの使用例を示すものである。

また、前記実施例では、出力周波数として、サイリスター等にて信号幅の制御不能な１３.５６ＭＨｚを例示しているが、本発明はこれに限定されるものではなく、これらサイリスターが利用できる数百ＫＨｚの出力周波数にて、本発明の高周波電源装置を利用できることは言うまでもない。

本発明の実施例１における高周波電源回路の構成を示す回路構成図である。（ａ），（ｂ）は、本発明の実施例１の高周波電源回路における増幅源信号の生成状況を示す説明図である。本発明の高周波電源回路の実施例を示す回路構成図である。（ａ）〜（ｅ）は、図１の実施例の高周波電源回路における各種信号のタイミングを示すチャートである。本発明の実施例における高周波電源回路の構成を示す図である。その他の形態の高周波電源回路を示す回路構成図である。従来における電源回路の構成を示す図である。その他の形態の高周波電源回路の構成を示す図である。その他の形態の高周波電源回路の構成を示す図である。本発明の実施例における高周波電源回路の制御速度を測定したオシロスコープの測定画面を示す図である。従来の電源回路の制御速度を測定したオシロスコープの測定画面を示す図である。

符号の説明

１基本動作信号発生器
２倍周波生成回路
３波形成形回路
４分周波生成回路
５基本駆動方形波生成回路部
９（後縁）微分回路部
１０第１反転器
１１反転器
１２該時定数回路部
１２Ｅ級アンプ
１２時定数回路部
１３遅延回路部
１４ＡＮＤゲート回路
１５単安定マルチバイブレータ
２６電圧制御発振器
２７波形成形回路
２８分周波生成回路
２９バイアス電圧印加回路
３０ＰＬＬ回路
３１ＡＮＤゲート回路
３２ E級アンプ
３３ローパスフィルタ（ＬＰＦ）
３４制御用方形波生成回路部
１４前記制御用方形波生成回路部
３５位相シフト制御回路部
Ｑ１電界効果型トランジスタ（ＦＥＴ）
ＩＣ_２ＮＡＮＤゲート回路

Claims

出力する高周波電力の出力周波数を有する基本駆動方形波を生成する基本駆動方形波生成手段と、
前記基本駆動方形波の前縁または後縁の微分信号を生成する微分信号生成回路部と、前記生成された微分信号の入力を契機として入力信号の反転出力を開始する第１の反転器と、前記第１の反転器からの出力信号を反転して当該第１の反転器に入力させる第２の反転器並びに該第２の反転器から出力される出力信号の前記第１の反転器への入力を、前記制御信号に応じて変化される時定数により決定される時間において反転を持続する時定数回路部とを有する信号幅制御回路と、を有するバイブレータ回路部と、により形成され、出力電力を制御するための制御信号に基づいて前記基本駆動方形波生成手段にて生成された基本駆動方形波の１周期内における信号幅を可変させる信号幅可変手段と、
該信号幅可変手段にて信号幅が前記制御信号に基づいて調整された増幅源信号を増幅する増幅手段と、
を有することを特徴とする高周波電源装置。
前記第１の反転器が、多入力変転論理ゲート回路により形成されていることを特徴とする請求項１に記載の高周波電源装置。
前記信号幅可変手段は、前記バイブレータ回路部からの出力信号と前記基本駆動方形波とが入力され、該入力されるバイブレータ回路部からの出力信号により、入力される基本駆動方形波の切り出しを行う論理ゲート回路を含み、前記増幅手段は、前記論理ゲート回路からの出力信号を前記増幅源信号として増幅することを特徴とする請求項１または２に記載の高周波電源装置。
前記論理ゲート回路に入力される基本駆動方形波を、前記第１の反転器における信号伝搬遅延時間にて遅延させる遅延回路を含むことを特徴とする請求項３に記載の高周波電源装置。