CN101361410A - 高频电源电路 - Google Patents

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Abstract

一种高频电源电路，可利用简单结构高精度地实施高频功率的输出调节，其具有：基本驱动方形波生成电路部(5)，其生成具有输出频率的基本驱动方形波；微分信号生成电路部(9)，其生成该基本驱动方形波的前沿微分信号；振动器电路部(15)，其具有方形波信号生成器(10)和信号宽度控制电路(11、12)，该方形波信号生成器(10)把来自外部的触发信号的输入作为契机来输出具有与所述输出频率的半个周期相当的期间内的信号宽度的方形波信号，该信号宽度控制电路(11、12)根据控制信号，对所述方形波信号的信号宽度进行可变控制；以及开关放大器电路部(6)，其放大基于来自该振动器电路部(15)的输出信号的放大源信号，该高频电源电路把所述微分信号生成电路部(9)所生成的前沿微分信号用作所述振动器电路部(15)的触发信号。

Description

高频电源电路
技术领域
本发明涉及在用于向等离子体发生装置等提供高频电源的高频电源装置等中使用的高频电源电路。
背景技术
以往，作为在用于向等离子体发生装置等提供高频电源的高频电源装置等中使用的高频电源电路，使用多级连接的线性放大器把所内置的晶体振荡器的微小振动放大为最终输出。该放大器采用被称为线性放大器的放大方式，是50％左右的效率比较低的放大方式。
但是，伴随半导体晶片的大型化和装配了晶体管的显示面板等的大型化，等离子体处理装置也大型化，随之对等离子体用电源要求的输出也大型化，由此，如果是以往的低效率放大器，则装置的容积/损耗功率非常大，所以不能满足市场要求，近年来，采用被称为开关模式放大器的、相比以往效率较高(80％以上)的放大方式的高频电源得到应用。
但是，该开关模式放大器由于采用了PWM技术，所以认为虽然通过控制其脉宽(Duty)来控制从高频电源输出的输出功率，但是作为控制该脉宽(Duty)的方法，以往例如按照图5所示，存在通过采用了晶闸管的触发控制(点弧制御)来实施的方法，但是在该采用了晶闸管的触发控制中能够控制的脉宽必须是频率约为数百KHz的脉宽，在从高频电源提供的频率为超过数百KHz的MHz以上、例如13.56MHz的较高频率时，其脉宽自身变狭小，通过控制该脉宽来控制从高频电源输出的输出功率比较困难，所以作为该频率较高的高频电源的输出功率的控制方法，通过使该将要放大的脉冲的宽度恒定，控制(增减)在该放大中使用的驱动电压并控制输出功率来实施，在该情况下，如图9所示，在输出功率根据驱动电压的变化而变化之前，存在120毫秒的非常大的时间差，进而其效率也恶化，并且在频率较低的开关模式放大器中，最低也需要一般振荡周期即数毫秒左右的1周期，所以不能在时间上实施细密的输出功率控制，在最坏的情况下存在有时导致产品自身损坏而成为不良品的问题。
发明内容
本发明就是着眼于上述问题而提出的，其目的在于，提供一种高频电源电路，该高频电源电路可以利用简单的结构在时间上细密地实施用于输出这些高频的开关模式放大器的输出功率的调节控制。
为了解决上述问题，本发明的第1方面所述的高频电源电路的特征在于，该高频电源电路具有：基本驱动方形波生成电路部，其生成具有从高频电源电路输出的输出频率的基本驱动方形波；微分信号生成电路部，其生成该所生成的基本驱动方形波的前沿或后沿的微分信号；振动器电路部，其具有方形波信号生成器和信号宽度控制电路，所述方形波信号生成器把来自外部的触发信号的输入作为契机来输出具有与所述输出频率的半个周期相当的期间内的信号宽度的方形波信号，所述信号宽度控制电路根据用于控制基于所述输出频率的功率输出的控制信号，对所述方形波信号的信号宽度进行可变控制；以及开关放大器电路部，其放大基于来自该振动器电路部的输出信号的放大源信号，所述高频电源电路把所述微分信号生成电路部所生成的微分信号用作所述振动器电路部的触发信号。
根据该特征，在振动器电路部中，生成把微分信号的输入作为契机、并且信号宽度比具有基于控制信号的输出期间的输出频率的半个周期短的方形波信号，来作为放大源信号，该放大源信号被开关放大器电路部放大，所以即使输出频率为高频时，也能够利用简单的结构根据控制信号来变更放大源信号的信号宽度，因此可以利用简单的结构在时间上细密地控制被开关放大器电路放大的来自高频电源电路的输出功率的调节。
本发明的第2方面所述的高频电源电路的特征在于，在第1方面所述的高频电源电路中，所述方形波信号生成器具有第1反转器，该第1反转器把所述微分信号的输入作为契机开始输入信号的反转输出，所述信号宽度控制电路具有：第2反转器，其将来自所述第1反转器的输出信号反转并输入给该第1反转器；和时间常数电路部，其在由根据所述控制信号而变化的时间常数所确定的时间内，切断从该第2反转器输出的输出信号向所述第1反转器的输入。
根据该特征，作为振动器电路部，采用基于DC-AC结合的单稳态振动器，由此可以利用简单的结构构成信号宽度控制电路，所以电路设计的自由度提高，并且能够利用简单的结构获得具有良好精度的振动器电路部。
本发明的第3方面所述的高频电源电路的特征在于，在第2方面所述的高频电源电路中，所述第1反转器利用多输入转变逻辑门电路形成。
根据该特征，采用与普通MSI的多谐振动器相比可以快速动作的、例如NAND门等多输入转变逻辑门电路来形成第1反转器，由此可以生成信号宽度更短的方形波信号，能够进一步增大可以控制的输出功率的范围。
本发明的第4方面所述的高频电源电路的特征在于，在第1～3方面中任一项所述的高频电源电路中，所述方形波信号生成器在所述输出频率的1周期时间的至少2个逻辑门以下的信号传输延迟时间内，输出该1周期时间的至少二分之一以下的信号宽度的方形波信号。
根据该特征，可以改变输出频率的每一周期的信号宽度，所以能够在时间上实现最细密的同一周期内的输出功率的控制。
本发明的第5方面所述的高频电源电路的特征在于，在第1～4方面中任一项所述的高频电源电路中，所述高频电源电路包括逻辑门电路，该逻辑门电路被输入来自所述振动器电路部的输出信号和所述基本驱动方形波，根据该输入的来自振动器电路部的输出信号，进行所输入的基本驱动方形波的切取，所述开关放大器电路部把来自所述逻辑门电路的输出信号放大为所述放大源信号。
根据该特征，可以避免放大源信号的信号宽度逆转，可以防止产生因该信号宽度逆转(逆转Duty化)所造成的障碍。
本发明的第6方面所述的高频电源电路的特征在于，在第5方面所述的高频电源电路中，该高频电源电路包括延迟电路，该延迟电路使输入所述逻辑门电路的基本驱动方形波在所述振动器电路部的信号传输延迟时间内延迟。
根据该特征，可以避免由逻辑门电路所切取的放大源信号的信号宽度缩短信号传输延迟时间的不良情况。
本发明的第7方面所述的高频电源电路的特征在于，在第1～6方面中任一项所述的高频电源电路中，所述时间常数电路部具有电场效应式晶体管(FET)、Cds元件或可变电容二极管以及它们的组合，来作为时间常数控制元件。
根据该特征，时间常数很难随时间经过而大幅变动，所以能够根据输入给时间常数电路部的控制信号来实施稳定的连续控制。
本发明的第8方面所述的高频电源电路的特征在于，在第1～7方面中任一项所述的高频电源电路中，所述基本驱动方形波生成电路具有生成所述基本驱动方形波的倍频的倍频生成电路，使用该倍频生成电路所生成的倍频，生成占空比约为50％的基本驱动方形波。
根据该特征，可以高精度地生成占空比约为50％的基本驱动方形波。
附图说明
图1是表示本发明的高频电源电路的实施方式的电路结构图。
图2(a)～(e)是表示图1所示实施方式的高频电源电路的各种信号的定时的图。
图3是表示本发明的实施例的高频电源电路的结构的图。
图4是表示其他方式的高频电源电路的电路结构图。
图5是表示以往的电源电路的结构的图。
图6是表示其他方式的高频电源电路的结构的图。
图7是表示其他方式的高频电源电路的结构的图。
图8是表示测定本发明的实施例的高频电源电路的控制速度的示波器的测定画面的图。
图9是表示测定以往的电源电路的控制速度的示波器的测定画面的图。
符号说明
1基本动作信号发生器；2倍频生成电路；3波形成形电路；4分频生成电路；5基本驱动方形波生成电路部；9(后沿)微分电路部；10第1反转器；11反转器；6E级放大器；12时间常数电路部；13延迟电路部；14AND门电路；15单稳态多谐振动器(vibrator)；Q1电场效应式晶体管(FET)；IC2NAND门电路。
具体实施方式
以下，说明本发明的实施方式。
根据附图说明本发明的实施方式，首先，图1是表示该实施方式的高频电源电路的结构的电路结构图。
该实施方式的高频电源电路如图1所示包括：基本驱动方形波生成电路部5，其生成具有与从该高频电源电路输出的输出频率相同频率的、占空比约为50％的方形波即基本驱动方形波；微分电路部9，其生成该基本驱动方形波生成电路部5所生成的基本驱动方形波的前沿微分信号；单稳态多谐振动器15，其由被输入该微分电路部9所生成的前沿微分信号的第1反转器10、将来自该第1反转器10的输出信号反转输出的第2反转器11、和用于对来自第2反转器11的输出信号输入第1反转器10的时间进行可变控制的时间常数电路部12构成；延迟电路部13，其使所述基本驱动方形波生成电路部5所生成的基本驱动方形波延迟第1反转器10中的信号传输延迟时间；作为本发明的逻辑门电路的AND门电路14，其被输入通过该延迟电路部13延迟的基本驱动方形波和来自第1反转器10的输出信号；和作为本发明的开关放大器电路部的E级放大器6，其放大从该AND门电路14输出的放大源信号。
并且，该实施方式的基本驱动方形波生成电路部5如图1所示，包括基本动作信号发生器1、倍频生成电路2、波形成形电路3和分频生成电路4。
作为该基本动作信号发生器1，只要使用能将从高频电源电路输出的高频输出(例如前述晶闸管不能控制的MHz以上频率的高频输出)的高频信号进行输出的振荡器(Oscillator)即可，具体地讲，如果输出频率为13.56MHz，则输出13.56MHz的高频信号，由该基本动作信号发生器1振荡的高频信号即基本驱动信号，经由公知的倍频电路，暂且形成2倍的频率即27.12MHz。
该2倍频率即27.12MHz的基本驱动信号，通过未图示的放大用晶体管将其振幅适当放大后，提供给波形成形电路3，被整形为27.12MHz的方形波。作为该波形成形电路3，可以适当使用在普通数字电路等中使用的方形波的生成电路，具体地讲，可以使用采用多级(例如两级)反转器的电路等。
并且，在该波形成形电路3中被整形为2倍频率即27.12MHz的方形波的基本驱动信号，例如提供给由脉冲计数器等构成的分频生成电路4，根据输出频率生成2分频即13.56MHz的方形波、和8分频即3.39MHz的方形波。另外，在后面叙述的实施例中，把输出频率设为13.56MHz，所以使用2分频即13.56MHz。
这样，基本驱动方形波生成电路部5所生成的方形波是根据倍频的方形波生成的，由此如图2所示形成为其占空比约为50％的方形波即基本驱动方形波(13.56MHz)，其中一部分通过延迟电路部13提供给AND门电路14，另一部分提供给微分电路部9形成其前沿微分信号，从而作为单稳态多谐振动器15的触发信号使用。
并且，在该实施方式中使用的单稳态多谐振动器15，其时间常数电路部12被输入用于控制输出功率的控制信号，时间常数根据该控制信号而变化，由此在被输入用于减小输出功率的控制信号时，时间常数减小，从而向AND门电路14输出脉宽较短的信号，在被输入用于增大输出功率的控制信号时，时间常数增大，从而向AND门电路14输出脉宽较长的信号。
并且，单稳态多谐振动器15如图1所示其两个反转器为AC-DC结合的反转器，但此处使用的第1反转器10需要能够进行快速动作，即，能够输出比高频输出频率的半个周期短的脉宽(信号宽度)的方形波，具体地讲，如果输出频率为13.56MHz，则如图2所示1周期为73.7纳秒，所以其半个周期约为36.8纳秒，作为该第1反转器10，在后面叙述的作为实际电路的实施例中，如图3所示，采取使用了NAND门电路IC2的反转器。
这样，通过使用NAND门电路IC2，与这些逻辑门电路为普通MSI的多谐振动器相比，可以实现快速动作，所以能够输出更短而且精度较高的脉宽的方形波，按照该NAND门电路IC2所形成的从第1反转器10输出的脉宽(信号宽度)，在AND门电路14(在图3中为IC4)中被切取基本驱动方形波并成为放大源信号，所以越使该脉宽变短，放大源信号的最小脉宽、即被该脉宽控制的输出功率的大小也越小，因此可以控制的输出功率的范围可以更大，并且在可变范围内可以控制的最小单位也更细小，所以能够实施更加细密的输出控制。
另外，在后面叙述的图3的实施例中，第1反转器10采用了NAND门电路IC2，但本发明不限于此，也可以采用基于其他结构的可以快速动作的反转器。
另外，作为第2反转器11，由于仅仅使第1反转器10的输出反转，所以只要是传输延迟相对减小，并可以在输出频率电平下动作的反转器即可。
并且，作为构成单稳态多谐振动器15的时间常数电路部12，通常可以是由被用作时间常数电路部的电容器(C)和可变电阻(R)构成的时间常数电路，但由于在使用该电容器(C)和可变电阻(R)的时间常数电路中，时间常数容易随时间经过而大幅变化，难以实施稳定的连续控制，所以在图3所示的实施例中，把时间常数不随时间经过而大幅变化、而且可以使用电压信号作为控制信号的电场效应式晶体管(FET)Q1用作时间常数控制元件。另外，图1中的R的接地是高频接地。
以下，使用图2所示的各个部分的信号形式(定时)，说明图1所示的该实施例的高频电源电路的动作，在基本驱动方形波生成电路部5中，如图2(a)所示，生成占空比约为50％的基本驱动方形波(13.56MHz)。
并且，该生成的基本驱动方形波被输入微分电路部9，从而如图2(b)所示，被转换为只切取了其前沿的前沿微分信号，该前沿微分信号作为触发信号被输入第1反转器10。
第1反转器10把来自微分电路部9的前沿微分信号的输入作为契机开始信号输出，该信号输出的基于第2反转器11的反转输出，在经过基于时间常数电路部12所设定的时间常数的期间而输入到第1反转器10的时间点，结束信号输出。即，第1反转器10如图2(c)所示，把前沿微分信号的输入时间点作为契机，输出与基于时间常数电路部12所设定的时间常数的期间对应的脉宽(信号宽度)的信号。
另外，如图2(c)所示，在从该前沿微分信号的输入时间点到实际输出信号之前，产生时间上的延迟即信号传输延迟时间，所以把仅延迟该信号传输延迟时间的输出信号输入AND门电路14，另一方面，如果直接输入基本驱动方形波，则将导致被AND门电路14切取的基本驱动方形波的信号宽度缩短该信号传输延迟时间，所以为了避免这一点，使其经过用于使基本驱动方形波延迟第1反转器10中的该信号传输延迟时间的延迟电路部13，由此获取输入到AND门电路14的双方信号的同步，如图2(e)所示，可以获得对应于第1反转器10的信号宽度的放大源信号。
这样，在第1反转器10中的信号传输延迟时间是接近输出频率的1周期时间的长度或比1周期时间长(大)的情况下，以及在第1反转器10中可以输出的最小脉宽(信号宽度)的长度(大小)是接近输出频率的1周期时间的长度的情况下，难以进行基本驱动方形波的同一周期内的信号宽度的输出控制，所以作为本发明中的方形波信号生成器的该第1反转器10，优选能够在输出频率的1周期时间的至少2逻辑门以下的信号传输延迟时间，输出该1周期时间的至少二分之一以下的信号宽度的方形波信号的反转器。
另外，在该实施方式中，通过使用AND门电路14实施对基本驱动方形波的切取，可以防止图2中虚线示出的过大时间常数(逆转DUTY比)，这样，可以避免由于信号宽度逆转而使控制力逆转从而产生设备损伤等不良情况，所以是优选方式，但本发明不限于此，也可以不采用该AND门电路14，而把来自第1反转器10的输出信号直接作为放大源信号输入E级放大器6，该情况时，可以省略延迟电路部13。
(实施例)
图3是表示实际制作的电路的电路图，如前面所述，作为第1反转器10，使用NAND门电路IC2，作为时间常数电路部12，与电容器C1一起使用电场效应式晶体管(FET)Q1的漏极·源极间电阻(RDS)。
另外，在图3中，反转电路IC1用于对所输入的基本驱动方形波进行再整形，在所输入的基本驱动方形波的传输路径中基本驱动方形波不会受到不良影响的情况下，也可以省略。
并且，在该实施例中，利用R1和R2及C2构成微分电路部9，R1侧连接Vd，由此在不输出前沿微分信号时，NAND门电路IC2的输入2被输入HIGH状态即“1”，在输出前沿微分信号时，NAND门电路IC2的输入2被输入LOW状态即“0”。另外，由于存在基于电路元件的动作延迟，所以实际上前沿微分信号需要只用于维持LOW状态即“0”的时间常数，直到NAND门电路IC2的输入1处于LOW状态即“0”为止。
并且，在图3中，IC5～IC7是延迟器，利用该IC5～IC7形成延迟电路部13，IC3相当于第2反转器11，IC4相当于AND门电路14。
在该实施例中，通过使用电场效应式晶体管(FET)Q1，在FETQ1的栅极被施加作为控制信号的电压信号的状态下，当NAND门电路IC2的输入1被施加前沿微分信号时，在由与该栅极电压对应的漏极·源极间电阻(RDS)和C1构成的时间常数期间，NAND门电路IC2的输入1的电位处于LOW状态即“0”，在经过时间常数期间后，NAND门电路IC2的输入1的电位处于HIGH状态即“1”，由此可以根据控制信号的电压信号控制NAND门电路IC2的输入1的输入状态及其期间，所以可以实施在时间上也稳定的连续控制。
在该实施例中，作为第1反转器10，使用NAND门电路IC2，由此获得在13.56MHz下也能够充分使用的脉宽比较短的反转器，下面说明该NAND门电路IC2的动作，如前面所述，与由R1和R2及C2构成微分电路部9连接的输入2，在不输出前沿微分信号时被输入HIGH状态即“1”，并且，其另一方输入1也通过电场效应式晶体管(FET)Q1连接Vd，从而被输入HIGH状态即“1”，所以NAND门电路IC2的输出为LOW状态即“0”。另外，关于R1和R2的关系，在把IC2的输入2中的阈值设为VIL时，Vd·R2/(R1+R2)＞VIL。
在该状态下，在输出前沿微分信号、即输入2被输入LOW状态即“0”时，NAND门电路IC2的输出转移为HIGH状态即“1”。
并且，通过输出该HIGH状态即“1”，从相当于第2反转器的IC3输出作为反转输出的LOW状态即“0”，由此在输入1也被输入LOW状态即“0”后(刚刚输入微分信号后)，即使在不输出前沿微分信号的状态下、即处于LOW状态即“0”时，NAND门电路IC2的输出也维持HIGH状态。
并且，在经过与电场效应式晶体管(FET)Q1的栅极电压对应的RDS·C1[秒]时间后，IC2的输入1的电位再次返回HIGH状态即“1”，由此输入1和输入2双方的电位处于HIGH状态即“1”，所以NAND门电路IC2的输出转移为LOW状态即“0”，因此，以前沿微分信号的输入为契机，从NAND门电路IC2输出由时间常数电路部12设定的、具有相当于输出频率即13.56MHz的半个周期的期间内的信号宽度的方形波信号，所以利用该NAND门电路IC2形成的第1反转器10相当于本发明的方形波信号生成器。
并且，利用电场效应式晶体管(FET)Q1等构成的单稳态多谐振动器15的时间常数电路部12，根据用于控制功率输出的控制信号，对从构成作为本发明的方形波信号生成器的第1反转器10的NAND门电路IC2输出的脉宽(信号宽度)进行可变控制，所以该时间常数电路部12相当于本发明的信号宽度控制电路。
如以上说明的那样，关于可以根据控制信号而变化的、从NAND门电路IC2输出的脉宽(信号宽度)，例如在把该脉宽(信号宽度)设为基本驱动方形波的脉宽(信号宽度)的一半时，具有基本驱动方形波的脉宽(信号宽度)的约一半(50％)脉宽的放大源信号从AND门电路14输出给E级放大器6并被放大，由此输出宽度变窄(絞られる)，另外，在把从该NAND门电路IC2输出的脉宽(信号宽度)设为基本驱动方形波的脉宽(信号宽度)的三分之一时，具有基本驱动方形波的脉宽(信号宽度)的约三分之一(33％)脉宽的放大源信号从AND门电路14输出给E级放大器6并被放大，由此输出宽度变窄。
根据以上所述的该实施例的高频电源电路，在作为振动器电路部的单稳态多谐振动器15中，生成把前沿微分信号的输入作为契机、并且信号宽度比具有基于控制信号的输出期间的输出频率的半个周期短的方形波信号，作为放大源信号，该放大源信号被开关放大器电路部放大，所以即使输出频率为高频时，也能够利用简单的结构根据控制信号变更放大源信号的信号宽度，因此可以利用简单的结构在时间上细密地控制被作为开关放大器电路的E级放大器6放大的来自高频电源电路的输出功率的调节，具体地讲，如图8所示，以约200纳秒的精度控制。
并且，根据该实施例的高频电源电路，作为振动器电路部，采用基于DC-AC结合的单稳态振动器，由此可以通过第2反转器和时间常数电路部12，利用简单的结构构成信号宽度控制电路，所以电路设计的自由度提高，并且能够利用简单的结构获得具有良好精度的振动器电路部。
并且，根据该实施例的高频电源电路，采用与普通MSI的多谐振动器相比可以快速动作的NAND门电路IC2形成第1反转器10，由此可以生成信号宽度更短的方形波信号，能够进一步增大可以控制的输出功率的范围。
并且，根据该实施例的高频电源电路，可以改变输出频率的每一周期的信号宽度，所以能够在时间上实现最细密的同一周期内的输出功率的控制。
并且，根据该实施例的高频电源电路，通过使用AND门电路14，可以避免放大源信号的信号宽度逆转，可以防止产生因该信号宽度逆转(逆转Duty化)造成的障碍。
并且，根据该实施例的高频电源电路，通过具有延迟电路部13，可以避免通过作为逻辑门电路的AND门电路14切取的放大源信号的信号宽度缩短信号传输延迟时间的不良情况。
并且，根据该实施例的高频电源电路，使用电场效应式晶体管(FET)作为时间常数控制元件，所以时间常数很难随时间经过而大幅变动，因此能够根据输入到时间常数电路部的控制信号来实施稳定的连续控制。
并且，根据该实施例的高频电源电路，由于使用倍频而生成基本驱动方形波，所以能够高精度地生成占空比约为50％的基本驱动方形波。
以上根据附图说明了本发明的实施例，但具体结构不限于该实施例，在不脱离本发明宗旨的范围内的变形和追加也包含于本发明中。
例如，在前述实施例中，生成与从高频电源电路输出的高频输出相同频率(13.56MHz)的基准动作信号，通过倍频生成电路2生成该基准动作信号的倍频(2倍频：27.12MHz)，但本发明不限于此，也可以不使用该倍频生成电路2，例如，可以使用27.12MHz的振荡器直接生成基准动作信号的倍频。
并且，在前述实施例中，作为倍频使用了2倍频，但本发明不限于此，也可以使用比该2倍频高次的4倍频或8倍频来生成占空比约为50％的方形波即基本驱动方形波和控制用方形波。
并且，在前述实施例中，使用倍频生成基本驱动方形波，但本发明不限于此，也可以不使用倍频来生成该基本驱动方形波。
并且，在前述实施例中，使用AND门电路14作为逻辑门电路，但本发明不限于此，作为该逻辑门电路，也可以使用具有基于控制方式的合适的逻辑积电路功能的多输入逻辑门电路(NAND门电路和OR门电路)。
并且，在前述实施例中，设置低通滤波器(LPF)7来实施正弦波输出和脉冲输出双方的输出形式，但本发明不限于此，也可以只使用其中任一方。
并且，在前述实施例中，使用了延迟电路部13，但本发明不限于此，在输出频率比较低、相对于该输出频率的信号宽度第1反转器10的延迟传输时间足够小的情况下，也可以省略该延迟电路部13。
并且，在前述实施例中，把作为微分信号的前沿微分信号输入第1反转器10作为触发信号，但本发明不限于此，例如也可以构成为如图4所示，使用后沿微分电路部9’向第1反转器10输入后沿微分信号，并且，作为延迟电路，把与第1反转器10相同的反转器即第3反转器10’用作延迟电路部13，由此不需要匹配输入AND门电路14的双方的延迟传输时间。
并且，在前述实施例中，作为时间常数控制元件，示例了使用电场效应式晶体管(FET)Q1的时间常数电路部12，但本发明不限于此，作为该时间常数控制元件，也可以使用CdS光电池或可变电容二极管等。
具体地讲，在使用可变电容二极管时，如图6所示，除根据静电电容实现常数可变外，动作本身与图3所示电路相同。该图6所示电路中的Cd表示可变电容二极管的静电电容。众所周知，C1和C3是阻止直流的元件，一般设定为C1、C3＞＞Cd。时间常数由R和Cd确定。并且，图6是最一般的可变电容二极管的使用示例，图7作为其应用示例，示出了在本发明中特定的可变电容二极管的使用示例。
并且，在前述实施例中，作为输出频率，示例了利用晶闸管等不能控制的13.56MHz，但本发明不限于此，当然也可以把本发明的高频电源电路应用于该晶闸管可以使用的数百KHz的输出频率。
并且，在前述实施例中，作为振动器电路部，使用了AC-DC结合的单稳态多谐振动器电路，但本发明不限于此，只要能够以来自外部的触发信号的输入为契机，输出具有相当于所需要的输出频率的半个周期的期间内的信号宽度的方形波信号，而且能够根据控制信号对该方形波信号的信号宽度进行可变控制，则都可以用作振动器电路部。

Claims (8)

1.一种高频电源电路，其特征在于，该高频电源电路具有：
基本驱动方形波生成电路部，其生成具有从高频电源电路输出的输出频率的基本驱动方形波；
微分信号生成电路部，其生成该所生成的基本驱动方形波的前沿或后沿的微分信号；
振动器电路部，其具有方形波信号生成器和信号宽度控制电路，所述方形波信号生成器把来自外部的触发信号的输入作为契机来输出具有与所述输出频率的半个周期相当的期间内的信号宽度的方形波信号，所述信号宽度控制电路根据用于控制基于所述输出频率的功率输出的控制信号，对所述方形波信号的信号宽度进行可变控制；以及
开关放大器电路部，其放大基于来自该振动器电路部的输出信号的放大源信号，
所述高频电源电路把所述微分信号生成电路部所生成的微分信号用作所述振动器电路部的触发信号。
2.根据权利要求1所述的高频电源电路，其特征在于，
所述方形波信号生成器具有第1反转器，该第1反转器把所述微分信号的输入作为契机开始输入信号的反转输出，
所述信号宽度控制电路具有：
第2反转器，其将来自所述第1反转器的输出信号反转并输入给该第1反转器；和
时间常数电路部，其在由根据所述控制信号而变化的时间常数所确定的时间内，切断从该第2反转器输出的输出信号向所述第1反转器的输入。
3.根据权利要求2所述的高频电源电路，其特征在于，
所述第1反转器利用多输入转变逻辑门电路形成。
4.根据权利要求1～3中任一项所述的高频电源电路，其特征在于，
所述方形波信号生成器在所述输出频率的1周期时间的至少2个逻辑门以下的信号传输延迟时间内，输出该1周期时间的至少二分之一以下的信号宽度的方形波信号。
5.根据权利要求1～4中任一项所述的高频电源电路，其特征在于，
所述高频电源电路包括逻辑门电路，该逻辑门电路被输入来自所述振动器电路部的输出信号和所述基本驱动方形波，根据该输入的来自振动器电路部的输出信号，进行所输入的基本驱动方形波的切取，
所述开关放大器电路部把来自所述逻辑门电路的输出信号放大为所述放大源信号。
6.根据权利要求5所述的高频电源电路，其特征在于，
该高频电源电路包括延迟电路，该延迟电路使输入所述逻辑门电路的基本驱动方形波在所述振动器电路部的信号传输延迟时间内延迟。
7.根据权利要求1～6中任一项所述的高频电源电路，其特征在于，
所述时间常数电路部具有电场效应式晶体管(FET)、Cds元件或可变电容二极管以及它们的组合，来作为时间常数控制元件。
8.根据权利要求1～7中任一项所述的高频电源电路，其特征在于，
所述基本驱动方形波生成电路具有生成所述基本驱动方形波的倍频的倍频生成电路，使用该倍频生成电路所生成的倍频，生成占空比约为50％的基本驱动方形波。
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