WO2007063662A1 - 画像表示装置 - Google Patents

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Shinji Takasugi
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Kyocera Corporation
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    • H01L2924/1427—Voltage regulator [VR]

Definitions

  • the present invention relates to an image display device such as an organic EL display device.
  • a thin film transistor (hereinafter referred to as “TFT”) formed of amorphous silicon, polycrystalline silicon, or the like, or an organic light emitting diode (Organic) that is one of organic EL elements.
  • TFT thin film transistor
  • Organic organic light emitting diode
  • OLED Light Emitting Diode
  • Non-Patent Document 1 R. M. A. Dawson, et al. (1998). Design of an Improved Pixel for a Polysilicon Active ⁇ Matrix Organic LED Display. SID 98 Digest, pp. 11 ⁇ 14.
  • Non-Patent Document 2 S. Ono, et al. (2003). Pixel Circuit for a— Si AM -OLE D. Proceedings of IDW '03, pp. 255— 258.
  • a power supply line for supplying a power supply voltage to each pixel is connected in common to a plurality of pixels. Since a voltage drop occurs in the power supply line that is applied, the potential applied to each pixel fluctuates from pixel to pixel in accordance with the voltage drop, which may cause uneven brightness in the display image. For example, in the case of a power supply method in which a predetermined voltage is supplied from the lower direction to each pixel arranged in a matrix, the organic EL element in the pixel located above the pixel located below is supplied to the pixel. Applied As the voltage drops, the brightness unevenness that lowers the brightness as the downward force is directed upward may be visually recognized.
  • the present invention has been made in view of the above, and provides an image display apparatus capable of performing luminance compensation while suppressing the influence of luminance unevenness that occurs depending on a voltage drop of a feeder line.
  • the purpose is to do.
  • An image display device includes a plurality of pixels and a power supply line for commonly supplying a power supply voltage to the plurality of pixels, and each of the pixels emits light by being energized.
  • a switching means connected to the driver means, and a parasitic capacitance value of the switching means is set according to a magnitude of a voltage drop generated in the feeder line. Different for each predetermined pixel.
  • the image display device includes a plurality of pixels and a power supply line for commonly supplying a power supply voltage to the plurality of pixels, and each of the pixels emits light when energized.
  • an image display device includes a plurality of pixels, a power supply line that supplies a power supply voltage to the plurality of pixels in common, and a control line that is electrically connected to the pixels.
  • Each of the pixels includes a light emitting unit that emits light when energized, a driver unit that controls light emission of the light emitting unit, and a switching unit that is electrically connected to the control line.
  • the potential of the control line for controlling the driving of the switching means is made different for each predetermined pixel according to the magnitude of the voltage drop generated in the electric wire.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an embodiment of an image display device according to the present invention, and is a diagram illustrating a configuration example of a pixel circuit corresponding to one pixel in a display unit of the image display device. .
  • the image display apparatus has a configuration in which a plurality of pixel circuits as shown in FIG.
  • the pixel circuit shown in FIG. 1 includes an organic light emitting element OLED that is one of the light emitting means, a drive transistor Td that is a driver means for driving the organic light emitting element OLED, and a threshold voltage of the drive transistor Td. It has a configuration including a threshold voltage detecting transistor Tth for detecting, a holding capacitor Cs for holding a data potential ( ⁇ Vdata), a switching transistor Ts, and a switching transistor Tm.
  • the drive transistor Td includes a gate that is a control terminal, a drain that is a first terminal, and a source that is a second terminal.
  • the drive transistor Td is provided according to a potential difference applied between the gate and the source.
  • Light emitting element A control element (driving element) for controlling the amount of current flowing through the OLED.
  • the threshold voltage detection transistor Tth electrically connects the gate and drain of the drive transistor Td when turned on. As a result, current flows from the gate to the drain of the drive transistor Td until the gate potential with respect to the source of the drive transistor Td substantially reaches the threshold voltage Vth of the drive transistor Td, and the threshold voltage of the drive transistor Td Vth is detected.
  • the organic light-emitting element OLED includes an anode layer and a force sword layer formed of a conductive material such as Al, Cu or ITO (Indium Tin Oxide), and phthalocyanine, tris between the anode layer and the force sword layer. And a light emitting layer formed of an organic material such as an aluminum complex, a benzoquinolinolato, or a beryllium complex.
  • a potential difference equal to or higher than the threshold voltage of the OLED is applied to both ends of the organic light emitting element OLED, the holes and electrons injected into the light emitting layer are recombined, so that the light from the light emitting layer It has the function to produce.
  • the drive transistor Td, the threshold voltage detection transistor Tth, the switching transistor Ts, and the switching transistor Tm are configured as thin film transistors, for example.
  • the channel (n-type or p-type) for each thin film transistor is not clearly shown, but either n-type or p-type may be used.
  • each thin film transistor is n-type.
  • Each thin film transistor may use any of amorphous silicon, microcrystalline silicon, and polysilicon.
  • the power supply line 10 supplies a predetermined power supply voltage to the drive transistor Td and the switching transistor Tm.
  • the Tth control line 11 supplies a signal for controlling the drive of the threshold voltage detection transistor Tth to the threshold voltage detection transistor Tth.
  • the merge line 12 supplies a signal for controlling the driving of the switching transistor Tm to the switching transistor Tm.
  • the scanning line 13 supplies a signal for controlling the driving of the switching transistor Ts to the switching transistor Ts.
  • the image signal line 14 supplies an image signal to the storage capacitor C s.
  • the power supply line 10, the Tth control line 11, the merge line 12, and the scanning line 13 are connected in common to the pixel circuits arranged in the row direction.
  • the image signal line 14 is connected in common to each pixel circuit arranged in the column direction.
  • the ground line is electrically connected to the anode side of the organic light emitting element OLED, and the power supply line 10 is electrically connected to the force sword side.
  • the power line 10 may be connected to the anode side of the organic light emitting device OLED, and the ground line may be connected to the power sword side.
  • power lines may be connected to both the anode side and the power sword side of the organic light emitting device OLED.
  • the gate potential of the driving transistor Td in this embodiment mainly affects the gate-source capacitance CgsTd of the driving transistor Td, the gate-drain capacitance CgdTd of the driving transistor Td, and the threshold voltage detection. This is the gate-source capacitance CgsTth of the transistor Tth and the gate-drain capacitance CgdTth of the threshold voltage detection transistor Tth.
  • These parasitic capacitances and the organic light emitting element OLE Figure 2 shows the element capacitance Coled inherent to D.
  • FIG. 3 is a sequence diagram for explaining a general operation of the pixel circuit shown in FIG. 2, and FIGS. 4 to 7 show a preparation period (FIG. 4) divided into four periods.
  • FIG. 8 is a diagram for explaining the operation in each section of a threshold voltage detection period (FIG. 5), a writing period (FIG. 6), and a light emission period (FIG. 7). The operation described below is performed under the control of a control unit (not shown).
  • the power line 10 is at a high potential (Vp)
  • the merge line 12 is at a high potential (VgH)
  • the Tth control line 11 is at a low potential (VgL)
  • the scanning line 13 is at a low potential (VgL)
  • the image signal line 14 is Zero potential.
  • the threshold voltage detection transistor Tth is turned off, the switching transistor Ts is turned off, the drive transistor Td is turned on, and the switching transistor Tm is turned on, and the power supply line 10 ⁇ drive transistor Td ⁇ organic light emission A current flows through the element capacitance Coled and a charge is accumulated in the organic light emitting element capacitance Coled.
  • the reason that charges are accumulated in the element capacitance Coled during this preparation period is that the element capacitance Coled is detected between the drain and source of the drive transistor Td when the threshold voltage Vth of the drive transistor Td is detected in the threshold voltage detection period described later. This is to act as a source of current (Ids) to flow.
  • the power supply line 10 is zero potential
  • the merge line 12 is high potential (VgH)
  • the Tth control line 11 is high potential (VgH)
  • the scanning line 13 is low potential (VgL)
  • the image signal line 14 Is set to zero potential.
  • the threshold voltage detection transistor Tth is turned on, and the gate and drain of the drive transistor Td are connected.
  • the electric charges accumulated in the storage capacitor Cs and the element capacitor Coled are discharged, and a current flows through the path of the drive transistor Td ⁇ the power supply line 10.
  • the driving transistor Td is substantially turned off, and the threshold voltage Vth of the driving transistor Td is detected.
  • the gate potential of the drive transistor Td is changed to a desired potential according to the data potential by supplying the data potential (one Vdata) to the storage capacitor Cs.
  • the power supply line 10 is zero potential
  • the merge line 12 is low potential (VgL)
  • the Tth control line 11 is high potential (VgH)
  • the scanning line 13 is high potential (VgH)
  • the image signal line 14 is data. It is set to potential (one V data).
  • the switching transistor Ts is turned on, the switching transistor Tm is turned off, the electric charge accumulated in the element capacitance Coled is discharged, and the element capacitance Coled ⁇ the threshold voltage detection transistor Tth.
  • ⁇ A current flows through the path of the storage capacitor Cs, and charges are accumulated in the storage capacitor Cs. In other words, the charge accumulated in the element capacitor Coled moves to the holding capacitor Cs.
  • the gate potential of the driving transistor Td becomes a potential corresponding to the data potential.
  • the period during which the image signal line 14 is set to the data potential one Vdata
  • VgH high potential
  • the threshold voltage of the drive transistor Td is Vth
  • the capacitance value of the holding capacitor Cs is Cs
  • the total capacitance when the threshold voltage detection transistor Tth is on that is, the electrostatic capacitance connected to the gate of the drive transistor Td.
  • Vg Vth- (Cs / Call)-Vdata ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ (1)
  • Vg-(-Vdata) Vth + [(Call-Cs) / Call]-Vdata ⁇ ⁇ ⁇ (2)
  • the total capacity Call shown in the above equation (2) is the total capacity when the threshold voltage detection transistor Tth is conducting, and is expressed by the following expression.
  • the above equation (3) includes the gate-drain capacitance CgdTd of the drive transistor Td.
  • the reason is that the gate and drain of the drive transistor Td are electrically connected by the threshold voltage detection transistor Tth, and both ends of the drive transistor Td are at substantially the same potential.
  • the retention capacitance Cs and the element capacitance Coled satisfy the relationship of Cs and Coled.
  • the power supply line 10 is negative potential (-VDD)
  • the merge line 12 is high potential (VgH)
  • the Tth control line 11 is low potential (VgL)
  • the scanning line 13 is low potential (VgL)
  • the image signal line 14 Is set to zero potential.
  • the drive transistor Td is turned on, the threshold voltage detection transistor Tth is turned off, the switching transistor Ts is turned off, and the organic light emitting element OLED ⁇ drive transistor Td ⁇ power supply line 10 Current flows through the ⁇ ⁇ path, and the organic light emitting device OLED emits light.
  • the current (ie, Ids) flowing from the drain to the source of the driving transistor Td is determined by the structure and material strength of the driving transistor Td.
  • the constant j8 proportional to the carrier mobility of the driving transistor Td and the driving transistor Td Using the gate potential Vgs with respect to the source and the threshold voltage Vth of the drive transistor Td, it is expressed by the following equation.
  • Ids' (j8 / 2)-(Vgs Vth) 2 .
  • the potential difference Vgs is calculated without considering the parasitic capacitance of the pixel circuit.
  • the drive transistor Td is conductive during light emission.
  • the gate potential of the drive transistor Td is in a state where the charge corresponding to the write potential (-Vdata) is distributed according to the capacitance between the holding capacitor Cs and the element capacitor Coled. It can be expressed as
  • Vgs Vth + Coled / (Cs + Coled)-Vdata ⁇ ⁇ ⁇ (5)
  • the current Ids that does not depend on the threshold voltage Vth can be obtained.
  • the luminance of the organic light emitting device OLED is proportional to the current flowing through the organic light emitting device OLED, so that the luminance can be obtained substantially independent of the threshold voltage Vth.
  • the pixel circuit compensates for the influence of the change in the threshold voltage of the drive transistor Td and the parasitic capacitance of each transistor including the drive transistor Td.
  • FIG. 8 is a diagram showing a display unit and an area other than the display unit of the image display device having the pixel circuit described above.
  • the image display apparatus shown in FIG. 1 is generally connected to a display unit 20, a power supply line 24 for supplying a power supply voltage to each pixel circuit constituting the display unit 20, and each pixel circuit.
  • a driving IC 22 for controlling the supply of signals to the Tth control line 11, the scanning line 13 and the image signal line 14; and a driving signal line 26 such as the Tth control line 11, the scanning line 13 and the image signal line 14. It has a configuration.
  • the feeder line 24 is arranged in the vertical direction from the display unit 20 external force to the display unit 20.
  • One end side of the power supply line 24 is electrically connected to the power supply line 10 of each pixel circuit arranged in a direction substantially orthogonal to the power supply line 24 in the region of the display unit 20.
  • the other end side of the feeder line 24 is electrically connected to the output terminal of the power supply voltage via an electrode pad (not shown).
  • the luminance unevenness as described above is obtained. It tries to deter the occurrence.
  • the compensation method will be described.
  • the current flowing through the organic light emitting element O LED of each pixel at the time of light emission is supplied via the feeder line 24 connected to the power supply line 10. Due to the resistance of the feeder 24, an arbitrary reference point of the feeder 24 outside the display unit 20 (for example, Depending on the distance from the other end of the feed line 24 (hereinafter referred to as “feed point”) to the pixel circuit of each pixel, the potential on the high potential line (ground line in the example of FIG. 7) side drops and / or The potential of the power supply line 10 rises, and the voltage applied to both ends of the organic light emitting element OLED falls.
  • the capacitive elements electrically connected to the gate of the driving transistor Td are the holding capacitor Cs, the gate-drain capacitance CgdTd of the driving transistor Td, the gate-source capacitance CgsTd of the driving transistor Td, And the gate-source capacitance CgsTth of the threshold voltage detection transistor Tth.
  • ⁇ Vgs X ⁇ CgdTd / (Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth) ⁇ ⁇ ⁇ (7)
  • the potential increase amount of the power line 10 is y
  • the voltage drop amount ⁇ Vgs of the gate potential Vgs with respect to the source of the drive transistor Td when the potential increase amount y is It can be expressed by a formula.
  • ⁇ Vgs y ⁇ (CgdTd + CgsTth) / (Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth) ⁇ ⁇ ⁇ (8)
  • ⁇ Vgs shown in Eqs. (7) and (8) is the voltage drop amount of the gate potential Vgs with respect to the source that drops according to the distance of the feed point force, only this voltage drop amount ⁇ Vgs is compensated. If the compensation voltage is applied to the drive transistor Td as described above, it is possible to suppress the luminance unevenness visually recognized by the image display device.
  • the compensation voltage to be applied to the drive transistor Td is The pixel circuit may be the smallest as compared with the pixel circuit.
  • the gate potential Vgs to the source applied to the pixel circuit closest to the feed point is Vgsmin
  • the gate potential Vgs to the source applied to the drive transistor Td of each pixel circuit is expressed by the above equation (7) and Z or Using the voltage drop ⁇ Vgs shown in equation (8), it can be expressed as
  • Vgs Vgsmin + ⁇ Vgs (9)
  • Equation (9) the current that gives the maximum brightness to the pixel closest to the feed point and the feed line Based on resistance! This means that it is possible to calculate the potential difference (Vgs) between the gate and source necessary to emit each pixel with maximum brightness without being affected by the voltage drop of the feeder line. Note that ⁇ Vgs shown in Eq. (9) increases as the distance of the feeding point increases, so the Vgs on the left side of the equation must also be increased as ⁇ Vgs increases.
  • Equation (9) the control of ⁇ Vgs shown in Equation (9) will be described.
  • the gate of the threshold voltage detection transistor Tth of the pixel closest to the feed point is set to CgsTthmax as the source-to-source capacitance CgsTth, and the amount of variation in CgsTth determined based on ⁇ Vgs in equation (9) is ⁇ CgsTth.
  • the gate-source capacitance CgsTth of the threshold voltage detection transistor Tth set for each pixel can be expressed by the following equation using these CgsTthmax and ⁇ CgsTth.
  • the Tth control line 11 that controls the threshold voltage detection transistor Tth after the end of the writing period changes the high potential (VgH) force to the low potential (VgL) (see FIG. 3).
  • the fluctuation amount of the applied voltage is
  • ⁇ Vgs [— X ⁇ CgdTd-y ⁇ (CgdTd + CgsTthmax) + (VgH-VgL) ⁇ ⁇ CgsTth)] / (Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTthmax) ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ (13)
  • ⁇ CgsTth [ ⁇ ⁇ CgdTd + y (CgdTd + CgsTthmax)] / (VgH ⁇ VgL) (14) Therefore, a threshold voltage detection transistor having a CgsTth component satisfying the equation (14). If the transistor Tth is designed, theoretically, the fluctuation of the gate potential Vgs with respect to the source of the driving transistor Td in each pixel is most reduced, and a substantially uniform luminance can be obtained over the entire display screen.
  • the parasitic capacitance component CgsTth of the threshold voltage detection transistor Tth is reduced as the magnitude of the voltage drop of the feeder line is larger based on the equation (14), The variation of the gate potential Vgs relative to the source of the driving transistor Td is reduced, and a substantially uniform brightness is obtained over the entire display screen.
  • the parasitic capacitance component CgsTth may have a different value for each pixel, but a plurality of pixels arranged in a matrix are grouped for each row so that the value is different for each group.
  • the 1S productivity viewpoint is also preferable.
  • the drive transistor Td and the threshold voltage detection transistor Tth are the same n-type transistor and both are the same conductivity type, the magnitude of the voltage drop due to the feeder line is large.
  • the pixel is set so that the parasitic capacitance component CgsTth force S of the threshold voltage detection transistor Tth becomes smaller for the pixel. The same applies to the drive transistor Td and the threshold voltage detection transistor Tth force 3 ⁇ 4 type transistor.
  • the drive transistor Td and the threshold voltage detection transistor Tth are different conductivity type transistors (eg, when the drive transistor Td is n-type and the threshold voltage detection transistor Tth is p-type, In the case where the voltage drop caused by the feeder line is large, the parasitic capacitance component CgsTth of the threshold voltage detection transistor Tth is set to be larger.
  • the capacitance value of CgsTth can be controlled by adjusting the channel width of threshold voltage detection transistor Tth for each pixel. Because This is because the parasitic capacitance of a TFT is proportional to the overlapping area of the source or drain and the gate, so if the overlapping distance in the channel length direction is the same, it is proportional to the overlapping distance in the channel width direction. It should be noted that this type of technique has the advantage that the change in the manufacturing process can be kept small and the productivity can be maintained high!
  • FIG. 9 is a diagram showing an embodiment of an image display device designed to adjust the gate-source capacitance CgsTth of the threshold voltage detection transistor Tth according to the distance from the feeding point.
  • the numerical value of the part identified by hatching on the display screen is the gate-source capacitance (CgsTth) of the threshold voltage detection transistor Th to the total capacitance (Call) when the threshold voltage detection transistor Tth is on.
  • the effective capacity ratio is set to “0.1” in the upper area 30 of the display screen, for example, and “0.15” in the lower area 32 of the display screen. This is just an example and is not limited to these numbers.
  • the same capacitance ratio is set for each pixel group obtained by grouping several rows of pixels in the row direction (direction parallel to the power supply line) of the display screen.
  • a different capacitance ratio may be set for each pixel. In this way, the uniformity of the entire display screen, which takes advantage of brightness, increases, and better visibility can be obtained.
  • the gate-source capacitance Cgs Tth of the threshold voltage detection transistor Tth is adjusted, but the holding capacitance Cs may be adjusted.
  • the pixel is set for each pixel as the feeding point force increases, that is, as the voltage drop of the feeding line increases.
  • the holding capacity Cs may be controlled to decrease. Now, if the holding capacity Cs of the pixel circuit is Csmax closest to the feeding point, and the variation amount of the holding capacity Cs determined based on ⁇ Vgs in the above equation (9) is ⁇ Cs, for each pixel
  • the holding capacity Cs set to can be expressed by the following equation as in the above equation (10).
  • the source of the drive transistor Td can be expressed as follows using this Vdatamax.
  • Vgs Vth + Coled / (Csmax- ⁇ Cs + Coled)-Vdatamax (16)
  • the storage capacitor Cs set for each pixel can be expressed as the following equation based on both the equations (15) and (18).
  • control voltage of the Tth control line for controlling the threshold voltage detection transistor Tth may be adjusted.
  • the threshold voltage detection transistor Tth is applied. If the maximum value of the potential (VgH) on the high potential side is VgHmax and the amount of variation is ⁇ VgH, the relationship of the following equation is established between these elements.
  • VgH VgHmax- ⁇ VgH ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ (20)
  • AVgs -(VgHmax- ⁇ VgH-VgL)-CgsTth / (Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth)
  • AVgH -(VgHmax- VgL)-CgsTth / (Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth) + ⁇ VgH -CgsTth / (Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth) ⁇ ⁇ ⁇ ⁇ (21) If AVgH is calculated as follows, it can be expressed by the following equation.
  • ⁇ VgH ⁇ Vgs ⁇ (Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth) / CgsTth ⁇ ⁇ ⁇ (22)
  • the control voltage for detecting the threshold voltage is the control voltage dropped by ⁇ VgH that satisfies the equation (22) from the control voltage (high potential value) to the threshold voltage detection transistor Tth in the pixel circuit closest to the feed point. If applied to the transistor Tth, the fluctuation of the gate potential Vgs with respect to the source of the driving transistor Td in each pixel is reduced, and a substantially uniform luminance is obtained over the entire display screen.
  • an external capacitor may be added in parallel to the gate-source capacitance CgsTth of the threshold voltage detection transistor Tth. Note that the capacitance value added at this time is added to the gate-source capacitance CgsTth of the threshold voltage detection transistor Tth as shown in the equation (8), so that it is added to the pixel circuit closest to the feeding point. Depending on the distance from the feed point, In other words, add an external capacitor whose value is reduced by a predetermined amount according to the magnitude of the voltage drop of the feeder line.
  • the capacitance value of the external capacitor is reduced as the pixel has a larger voltage drop.
  • the drive transistor Td and the threshold voltage transistor Tth are of different conductivity types, the voltage drop is increased by as much as possible! / ⁇ pixels.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining another embodiment different from the image display device of FIG. 2, and shows an example of a circuit having a Vth compensation function.
  • the organic light emitting element OLED is connected to the low potential side, and the switching transistor Tm connected to the merge line 12 and the drive transistor Td are connected in series. Talk to you.
  • the principle for reducing the fluctuation of the gate potential Vgs with respect to the source of the driving transistor Td on each pixel circuit is the same, and the first to fourth compensation methods described above are used. It can be applied as it is.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining another embodiment different from the image display devices of FIGS. 2 and 10 and shows a circuit example having no Vth compensation function. Since the pixel circuit shown in the figure does not have a Vth compensation function, there are no components such as the threshold voltage detection transistor Tth, the switching transistor Tm, the Tth control line, and the merge line.
  • the principle for reducing the fluctuation of the gate potential Vgs with respect to the source of the driving transistor Td on each pixel circuit is the same as that of the pixel circuit having the Vth compensation function described above. Are the same. Therefore, if the control target is changed from the threshold voltage detection transistor Tth to the switching transistor Tm, the above first to fourth compensation methods can be applied.
  • the gate-source capacitance (CgdTs) of the switching transistor Tm may be adjusted. Further, the capacitance value of the storage capacitor Cs may be changed by applying the second compensation method.
  • the third compensation method May be applied to vary the control voltage of the scanning line 13 for controlling the switching transistor Tm.
  • an external capacitor may be added in parallel with the gate-source capacitance CgdTs of the switching transistor Tm!
  • the threshold voltage detection transistor Tth When the image display device performs, for example, multicolor display in which three primary color pixels of red, green, and blue constitute one picture element or similar multicolor display, the threshold voltage detection transistor Tth is turned on.
  • the ratio of the gate-source capacitance (CgsTth) of the threshold voltage detection transistor Tth to the total capacitance (Call) is generally different for each color. For this reason, by setting a suitable capacity ratio for each color, it is possible to realize each luminance compensation color in which the influence of luminance unevenness that occurs depending on the length of the feeder line and the difference in resistance value is suppressed.
  • the present invention can also be applied to light emitting elements other than organic light emitting elements, such as LEDs and inorganic EL, as the light emitting means.
  • the power supply line is a method for supplying a power supply voltage from below, but a method for supplying a power supply voltage from above or a method of supplying a power supply voltage from both above and below is used. It does not matter.
  • the pixels are grouped according to the magnitude of the voltage drop that occurs in the power supply line, and for each group, the parasitic capacitance value of the transistor, the capacitance value of the capacitive element, and the control Adjust the line potential. Further, the grouped pixels are further subdivided into small groups according to not only the magnitude of the voltage drop generated in the power supply line but also the voltage drop generated in the power supply line connected to the power supply line.
  • the parasitic capacitance value of the transistor, the capacitance value of the capacitive element, and the potential of the control line may be adjusted every time.
  • the power supply line and the power supply line intersect so as to be substantially orthogonal, but when the power supply line and the power supply line are disposed substantially in parallel, That is, in the case where the feeder line is arranged on the left or right side of the display unit 20 in FIG. 8, the feeder line and the power supply line are integrated and regarded as the feeder line, and the voltage drop generated in the feeder line is large. It is preferable to group a plurality of pixels accordingly. In this case, unlike the above-described embodiment, pixel grouping is performed for each column.
  • FIG. 1 is a diagram for explaining an embodiment of an image display device according to the present invention. It is a figure which shows the structural example of the pixel circuit corresponding to 1 pixel in the display part of a display apparatus.
  • FIG. 2 is a diagram showing a circuit configuration showing a parasitic capacitance and element capacitance of a transistor on the pixel circuit shown in FIG. 1.
  • FIG. 3 is a sequence diagram for explaining a general operation of the pixel circuit shown in FIG.
  • FIG. 4 is a diagram for explaining the operation during the preparation period shown in FIG. 3.
  • FIG. 5 is a diagram for explaining the operation in the threshold voltage detection period shown in FIG.
  • FIG. 6 is a diagram for explaining the operation in the writing period shown in FIG.
  • FIG. 7 is a diagram for explaining the operation in the light emission period shown in FIG.
  • FIG. 8 is a diagram illustrating a display unit and an area other than the display unit of the image display device.
  • FIG. 9 is a diagram showing an embodiment of an image display device designed to vary the gate-source capacitance CgsTth of the threshold voltage detection transistor Tth according to the distance from the feeding point.
  • FIG. 10 is a diagram for explaining an embodiment of an image display device according to the present invention.
  • FIG. 11 is a diagram for explaining another embodiment of the image display device according to the present invention.
  • FIG. 12 is a diagram for explaining another embodiment of the image display device according to the present invention. Explanation of symbols

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Description

明 細 書
画像表示装置
技術分野
[0001] 本発明は、有機 ELディスプレイ装置等の画像表示装置に関するものである。
背景技術
[0002] 従来から、発光層に注入された正孔と電子とが再結合することによって光を生じる 機能を有する有機 EL (Electroluminescence)素子を用いた画像表示装置が提案 されている。
[0003] この種の画像表示装置では、例えばアモルファスシリコンや多結晶シリコン等で形 成された薄膜トランジスタ（Thin Film Transistor:以下「TFT」という）や有機 EL 素子の一つである有機発光ダイオード（Organic Light Emitting Diode :以下「 OLED」という）などが各画素を構成しており、各画素がマトリックス状に配置されてい る。そして、各画素に適切な電流値が設定されることにより、各画素の輝度が制御さ れ、所望の画像が表示される。
非特許文献 1 :R. M. A. Dawson, et al. (1998) . Design of an Improved Pixel for a Polysilicon Active― Matrix Organic LED Display. SID 98 Digest, pp. 11— 14.
非特許文献 2 : S. Ono, et al. (2003) . Pixel Circuit for a— Si AM -OLE D. Proceedings of IDW ' 03, pp. 255— 258.
発明の開示
発明が解決しょうとする課題
[0004] ところで、このような画像表示装置においては、各画素に電源電圧を供給する給電 線は、複数の画素に対して共通に接続されている。力かる給電線内においては電圧 降下が生ずるため、各画素への印加電位が前記電圧降下に応じて画素ごとに変動 することとなり、表示画像に輝度ムラが生ずることがある。例えば、マトリックス状に配 列された各画素に対して下方向から所定の電圧を給電するような給電方式の場合に は、下方に位置する画素よりも上方に位置する画素における有機 EL素子への印加 電圧が低下することになり、下方力も上方に向力つて輝度が低下するような輝度むら が視認される可能性があった。
[0005] なお、各画素までの給電線の長さを揃えたり、給電線の抵抗値を揃えたりするなど の手法を採ることも可能ではあるが、画像表示装置を製造する上での制約となり、設 計の自由度が阻害され、コスト上昇を余儀なくされるなど、好ましい手法であるとは言 い難かった。
[0006] 本発明は、上記に鑑みてなされたものであって、給電線の電圧降下に依存して発 生する輝度むらの影響を抑制した輝度補償を行うことが可能な画像表示装置を提供 することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0007] 本発明にかかる画像表示装置は、複数の画素と、複数の前記画素に対して電源電 圧を共通に供給する給電線と、を備え、各前記画素は、通電により発光する発光手 段と、前記発光手段の発光を制御するドライバ手段と、前記ドライバ手段に接続され るスイッチング手段と、を備え、前記給電線に生じる電圧降下の大きさに応じて前記 スイッチング手段の寄生容量値を所定画素ごとに異ならせる。
[0008] また、本発明にかかる画像表示装置は、複数の画素と、複数の前記画素に対して 電源電圧を共通に供給する給電線と、を備え、各前記画素は、通電により発光する 発光手段と、前記発光手段の発光を制御するドライバ手段と、前記ドライバ手段に接 続される容量素子と、を備え、前記給電線に生じる電圧降下の大きさに応じて前記容 量素子の容量値を所定画素ごとに異ならせる。
[0009] また、本発明にかかる画像表示装置は、複数の画素と、複数の前記画素に対して 電源電圧を共通に供給する給電線と、前記各画素に電気的に接続される制御線と、 を備え、各前記画素は、通電により発光する発光手段と、前記発光手段の発光を制 御するドライバ手段と、前記制御線に電気的に接続されるスイッチング手段と、を備 え、前記給電線に生じる電圧降下の大きさに応じて前記スイッチング手段の駆動を 制御する制御線の電位を所定画素ごとに異ならせる。
発明の効果
[0010] 本発明によれば、給電線に生じる電圧降下の影響を小さくすることができ、画像表 示装置における輝度むらの影響を抑制した輝度補償を行うことができるという効果が 得られる。
発明を実施するための最良の形態
[0011] 以下に、本発明の画像表示装置に力かる実施の形態を図面に基づいて詳細に説 明する。なお、この実施の形態により本発明が限定されるものではない。
[0012] 図 1は、本発明にかかる画像表示装置の一実施形態を説明するための図であり、 画像表示装置の表示部における 1画素に対応する画素回路の構成例を示す図であ る。すなわち、画像表示装置は、同図に示すような画素回路がマトリックス状に複数 配列した構成を有している。
[0013] 図 1に示す画素回路は、発光手段の一つである有機発光素子 OLEDと、有機発光 素子 OLEDを駆動するためのドライバ手段である駆動トランジスタ Tdと、駆動トランジ スタ Tdの閾値電圧を検出するための閾値電圧検出用トランジスタ Tthと、データ電位 (-Vdata)を保持するための保持容量 Csと、スイッチングトランジスタ Tsと、スィッチ ングトランジスタ Tmと、を備えた構成を有している。
[0014] 駆動トランジスタ Tdは、制御端子であるゲートと、第 1の端子であるドレインと、第 2 の端子であるソースと、を備え、ゲートとソースとの間に与えられる電位差に応じて有 機発光素子 OLEDに流れる電流量を制御するための制御素子 (駆動素子)である。
[0015] 閾値電圧検出用トランジスタ Tthは、オン状態となったときに、駆動トランジスタ Td のゲートとドレインとを電気的に接続する。その結果、駆動トランジスタ Tdのソース〖こ 対するゲートの電位が実質的に駆動トランジスタ Tdの閾値電圧 Vthとなるまで、駆動 トランジスタ Tdのゲートからドレインに向かって電流が流れ、駆動トランジスタ Tdの閾 値電圧 Vthが検出される。
[0016] 有機発光素子 OLEDは、 Al、 Cuまたは ITO (Indium Tin Oxide)等の導電材 料によって形成されたアノード層および力ソード層と、アノード層と力ソード層との間に フタルシアニン、トリスアルミニウム錯体、ベンゾキノリノラトまたはベリリウム錯体等の 有機系の材料によって形成された発光層と、を少なくとも備えた構造を有している。 そして、有機発光素子 OLEDの両端に、 OLEDの閾値電圧以上の電位差が印加さ れると、発光層に注入された正孔と電子とが再結合することによって、発光層から光 を生じる機能を有する。
[0017] 駆動トランジスタ Td、閾値電圧検出用トランジスタ Tth、スイッチングトランジスタ Ts およびスイッチングトランジスタ Tmは、例えば、薄膜トランジスタとして構成される。な お、以下で参照される各図面においては、各薄膜トランジスタについてのチャネル (n 型または p型）については、特に明示していないが、 n型または p型のいずれを用いて もよい。本実施形態においては、上述したように、各薄膜トランジスタは n型である。ま た各薄膜トランジスタは、非晶質シリコン、微結晶シリコン、及びポリシリコンのいずれ を用いても良い。
[0018] 電源線 10は、駆動トランジスタ Tdおよびスィッチングトランジスタ Tmに所定の電源 電圧を供給する。 Tth制御線 11は、閾値電圧検出用トランジスタ Tthの駆動を制御 するための信号を閾値電圧検出用トランジスタ Tthに供給する。マージ線 12は、スィ ツチングトランジスタ Tmの駆動を制御するための信号をスイッチングトランジスタ Tm に供給する。走査線 13は、スイッチングトランジスタ Tsの駆動を制御するための信号 をスイッチングトランジスタ Tsに供給する。画像信号線 14は、画像信号を保持容量 C sに供給する。なお、電源線 10、 Tth制御線 11、マージ線 12および走査線 13は、行 方向に配列される各画素回路に対して共通に接続されている。また、画像信号線 14 は、列方向に配列される各画素回路に対して共通に接続されて 、る。
[0019] なお、図 1では、有機発光素子 OLEDに所定の電圧を供給するために、有機発光 素子 OLEDのアノード側にグラウンド線を、力ソード側に電源線 10を電気的に接続 するようにしている力 有機発光素子 OLEDのアノード側に電源線 10を、力ソード側 にグラウンド線を接続するようにしても良い。あるいは有機発光素子 OLEDのアノード 側及び力ソード側の双方に対して電源線を接続するようにしてもょ ヽ。
[0020] ところで、トランジスタには、一般的にゲート'ソース間およびゲート'ドレイン間に寄 生容量が存在する。これらのうち、本実施形態における駆動トランジスタ Tdのゲート 電位に影響を与えるのは、主として駆動トランジスタ Tdのゲート'ソース間容量 CgsT d、駆動トランジスタ Tdのゲート'ドレイン間容量 CgdTd、および閾値電圧検出用トラ ンジスタ Tthのゲート'ソース間容量 CgsTth、閾値電圧検出用トランジスタ Tthのゲ ート 'ドレイン間容量 CgdTthである。なお、これらの寄生容量と、有機発光素子 OLE Dが固有に有している素子容量 Coledを加えたものを図 2に示す。
[0021] つぎに、本実施の形態の動作について、図 3〜図 7を参照して説明する。ここで、図 3は、図 2に示した画素回路の一般的な動作を説明するためのシーケンス図であり、 図 4〜図 7は、 4つの期間に区分された準備期間（図 4)、閾値電圧検出期間（図 5)、 書き込み期間（図 6)および発光期間（図 7)の各区間の動作を説明するための図で ある。なお、以下に説明する動作は、制御部（図示略)の制御下で行われる。
[0022] (準備期間）
準備期間の動作については、図 3および図 4を参照して説明する。準備期間では、 電源線 10が高電位 (Vp)、マージ線 12が高電位 (VgH)、 Tth制御線 11が低電位（ VgL)、走査線 13が低電位 (VgL)、画像信号線 14がゼロ電位とされる。これにより、 図 4に示すように、閾値電圧検出用トランジスタ Tthがオフ、スイッチングトランジスタ T sがオフ、駆動トランジスタ Tdがオン、スイッチングトランジスタ Tmがオンとされ、電源 線 10→駆動トランジスタ Td→有機発光素子容量 Coledと 、う経路で電流が流れ、有 機発光素子容量 Coledに電荷が蓄積される。なお、この準備期間で素子容量 Coled に電荷を蓄積する理由は、後述する閾値電圧検出期間に駆動トランジスタ Tdの閾値 電圧 Vthを検出する際に、素子容量 Coledを駆動トランジスタ Tdのドレイン 'ソース間 に流す電流 (Ids)の供給源として作用させるためである。
[0023] (閾値電圧検出期間）
つぎに、閾値電圧検出期間の動作について図 3および図 5を参照して説明する。閾 値電圧検出期間では、電源線 10がゼロ電位、マージ線 12が高電位 (VgH)、 Tth制 御線 11が高電位 (VgH)、走査線 13が低電位 (VgL)、画像信号線 14がゼロ電位と される。これにより、図 5に示すように、閾値電圧検出用トランジスタ Tthがオンとなり、 駆動トランジスタ Tdのゲートとドレインとが接続される。
[0024] また、保持容量 Csおよび素子容量 Coledに蓄積された電荷が放電され、駆動トラ ンジスタ Td→電源線 10という経路で電流が流れる。そして、駆動トランジスタ Tdのソ ースに対するゲートの電位が閾値電圧 Vthに達すると、駆動トランジスタ Tdが実質的 にオフとされ、駆動トランジスタ Tdの閾値電圧 Vthが検出される。
[0025] (書き込み期間） さらに、書き込み期間の動作について図 3および図 6を参照して説明する。書き込 み期間では、データ電位（一 Vdata)を保持容量 Csに供給することにより、駆動トラン ジスタ Tdのゲート電位をデータ電位に応じた所望の電位に変化させることが行われ る。具体的には、電源線 10がゼロ電位、マージ線 12が低電位 (VgL)、 Tth制御線 1 1が高電位 (VgH)、走査線 13が高電位 (VgH)、画像信号線 14がデータ電位（一 V data)とされる。
[0026] これにより、図 6に示したように、スイッチングトランジスタ Tsがオン、スイッチングトラ ンジスタ Tmがオフとなり、素子容量 Coledに蓄積された電荷が放電され、素子容量 Coled→閾値電圧検出用トランジスタ Tth→保持容量 Csという経路で電流が流れ、 保持容量 Csに電荷が蓄積される。すなわち、素子容量 Coledに蓄積された電荷は、 保持容量 Csに移動する。その結果、駆動トランジスタ Tdのゲート電位がデータ電位 に対応した電位となる。なお、画像信号線 14をデータ電位（一 Vdata)とする期間は 、走査線 13に走査信号である高電位 (VgH)とする期間よりも長くすることが好ましい 。その理由は、走査線 13を高電位にした後、実際に駆動トランジスタ Tdのゲート電 位が画像信号線 14から供給されるデータ電位 (-Vdata)に対応した電位となるまで に少し時間を要する力 である。
[0027] ここで、駆動トランジスタ Tdの閾値電圧を Vth、保持容量 Csの容量値を Cs、閾値 電圧検出用トランジスタ Tthがオンの場合の全容量 (すなわち駆動トランジスタ Tdの ゲートに接続された静電容量および寄生容量)を Callとすると、駆動トランジスタ Tdの ゲート電位 Vgは、次式で表される（なお、上記仮定は、以下の式についても及ぶもの とする)。
[0028] Vg=Vth-(Cs/Call)- Vdata · · · (1)
また、保持容量 Csの両端の電位差 VCsは、次式で表される。
[0029] VCs = Vg - (- Vdata) = Vth + [(Call - Cs)/Call] - Vdata · · · (2)
上記（2)式に示される全容量 Callは、閾値電圧検出用トランジスタ Tthの導通時の 全容量であり、次式で表される。
[0030] Call = Coled + Cs + CgsTth + CgdTth + CgsTd · · · (3)
なお、上記（3)式に駆動トランジスタ Tdのゲート'ドレイン間容量 CgdTdが含まれて ヽな 、のは、駆動トランジスタ Tdのゲート ·ドレイン間が閾値電圧検出用トランジスタ T thによって電気的に接続され、駆動トランジスタ Td両端が略同電位となっているから である。また、保持容量 Csと素子容量 Coledとは、 Csく Coledの関係を満足している
[0031] (発光期間）
最後に、発光期間の動作について図 3および図 7を参照して説明する。発光期間 では、電源線 10がマイナス電位（― VDD)、マージ線 12が高電位 (VgH)、 Tth制御 線 11が低電位 (VgL)、走査線 13が低電位 (VgL)、画像信号線 14がゼロ電位とさ れる。
[0032] これにより、図 7に示したように、駆動トランジスタ Tdがオン、閾値電圧検出用トラン ジスタ Tthがオフ、スイッチングトランジスタ Tsがオフとなり、有機発光素子 OLED→ 駆動トランジスタ Td→電源線 10と ヽぅ経路で電流が流れ、有機発光素子 OLEDが 発光する。
[0033] このとき、駆動トランジスタ Tdのドレインからソースに流れる電流（すなわち Ids)は、 駆動トランジスタ Tdの構造および材質力 決定され、駆動トランジスタ Tdのキャリアの 移動度に比例する定数 j8、駆動トランジスタ Tdのソースに対するゲートの電位 Vgs、 駆動トランジスタ Tdの閾値電圧 Vthを用いて次式で表される。
[0034] Ids' = ( j8 /2)- (Vgs Vth)2 . · · (4)
つぎに、駆動トランジスタ Tdのソースに対するゲート電位の Vgsと電流 Idsとの関係 を考察するため、画素回路の寄生容量を考慮しない場合の電位差 Vgsを算出する。
[0035] 図 7において、発光時には駆動トランジスタ Tdが導通している。また、駆動トランジ スタ Tdのゲート電位は、書き込み電位（― Vdata)に対応する電荷が保持容量 Csと 素子容量 Coledとの間で容量に応じて分配された状態となるので、 Vgsは、次式で表 せる。
[0036] Vgs = Vth + Coled/(Cs + Coled) - Vdata · · · (5)
したがって、駆動トランジスタ Tdのソースに対するゲートの電位 Vgsと電流 Idsとの 関係式は、上記 (4)式、（5)式を用いて次式のようになる。
[0037] Ids = ( j8 /2) · (Coled/(Cs + Coled) · Vdata)2 = a'Vdata2 · · · (6)
(6)式に示されるように、理論的には、閾値電圧 Vthに依存しない電流 Idsを得るこ とができる。なお、有機発光素子 OLEDの輝度は、自身に流れる電流に比例するの で、閾値電圧 Vthに実質的に依存しな ヽ輝度が得られること〖こなる。
[0038] このように、上記画素回路は、駆動トランジスタ Tdの閾値電圧の変化や、駆動トラン ジスタ Tdを含む各トランジスタが有する寄生容量の影響を補償している。
[0039] 図 8は、上述の画素回路を有する画像表示装置の表示部と、表示部以外の領域を 示す図である。同図に示す画像表示装置は、大略的に、基板上に、表示部 20と、表 示部 20を構成する各画素回路に電源電圧を供給する給電線 24と、各画素回路に 接続される Tth制御線 11、走査線 13及び画像信号線 14等への信号の供給を制御 する駆動 IC22と、 Tth制御線 11、走査線 13及び画像信号線 14等の駆動信号線 26 と、を具備した構成を有している。なお、給電線 24は、表示部 20外力ゝら表示部 20内 にかけて上下方向に配置される。給電線 24の一端側は、表示部 20の領域内におい て給電線 24に対して略直交する方向に配置された各画素回路の電源線 10に電気 的に接続される。また給電線 24の他端側は、図示しない電極パッドを介して電源電 圧の出力端子に電気的に接続される。
[0040] ところで、図 8に示すような給電方式では、給電線 24に生ずる電圧降下が給電線 2 4の配線の長さに応じて異なるため、下方に位置する画素回路よりも上方に位置する 画素回路の方が画素回路に供給される電圧が低下する傾向にある。それ故、下方か ら上方に向力つて輝度が低下するような輝度むらが視認される可能性があった。
[0041] そこで、本実施の形態では、画素回路上の所定の回路要素の値や、所定の回路要 素への制御電圧を画素ごとに異ならせたりすることにより、上記のような輝度むらの発 生を抑止するようにしている。以下、その補償手法について説明する。
[0042] (第 1の補償手法 閾値電圧検出用トランジスタ Tthのゲート ·ソース間容量 CgsTth を調整する手法）
図 7、図 8における画像表示装置においては、発光時に各画素の有機発光素子 O LEDに流れる電流は、電源線 10に接続される給電線 24を介して供給される。この給 電線 24が持つ抵抗により、表示部 20外における給電線 24の任意の基準点（例えば 、給電線 24の他端、以下「給電点」という）から各画素の画素回路までの距離に応じ て、高電位線（図 7の例ではグラウンド線)側の電位が降下し、および/または電源線 10の電位が上昇し、有機発光素子 OLEDの両端に印加される電圧が降下する。ま た、発光時において、駆動トランジスタ Tdのゲートに電気的に接続される容量要素は 、保持容量 Cs,駆動トランジスタ Tdのゲート'ドレイン間容量 CgdTd,駆動トランジス タ Tdのゲート ·ソース間容量 CgsTd,及び閾値電圧検出用トランジスタ Tthのゲート · ソース間容量 CgsTthである。
[0043] ここで、グラウンド線の電位降下量を Xとすれば、電位降下量 Xのときの駆動トランジ スタ Tdのソースに対するゲートの電位 Vgsの電圧降下量 AVgsは、次式で表すこと ができる。
[0044] Δ Vgs = X · CgdTd/(Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth) · · · (7)
一方、電源線 10の電位上昇量を yとすれば、電位上昇量 yのときの駆動トランジス タ Tdのソースに対するゲートの電位 Vgsの電圧降下量 Δ Vgsは、（7)式と同様に、次 式で表すことができる。
[0045] Δ Vgs = y · (CgdTd + CgsTth)/(Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth) · · · (8)
(7)式および (8)式に示される Δ Vgsが、給電点力 の距離に応じて降下するソー スに対するゲートの電位 Vgsの電圧降下量であるため、この電圧降下量 Δ Vgsだけ 補償するように補償電圧を駆動トランジスタ Tdに印加すれば、画像表示装置で視認 される輝度むらを抑制することが可能となる。
[0046] また、給電点に最も近い画素回路に印加されるソースに対するゲートの電位 Vgsは 給電線の電圧降下成分の影響を最も受けな ヽので、駆動トランジスタ Tdに印加すベ き補償電圧は他の画素回路と比べて最も小さくてよい。この給電点に最も近い画素 回路に印加されるソースに対するゲートの電位 Vgsを Vgsminとすると、各画素回路 の駆動トランジスタ Tdに印加するソースに対するゲートの電位 Vgsは、上記（7)式お よび Zまたは（8)式で示される電圧降下量 Δ Vgsを用いて、次式で表すことができる
[0047] Vgs = Vgsmin + Δ Vgs · · · (9)
(9)式によれば、給電点に最も近い画素に最大輝度を与える電流および給電線の 抵抗に基づ！/、て、給電線の電圧降下の影響を受けることなく各画素を最大輝度で発 光させるのに必要なゲート'ソース間の電位差 (Vgs)の算出が可能となることを意味 している。なお、（9)式に示される Δ Vgsは、給電点力もの距離が長くなる程、その値 が増加するので、同式左辺の Vgsも Δ Vgsの増加にあわせて増加させる必要がある
[0048] つぎに、（9)式に示される Δ Vgsの制御について説明する。まず、各画素における 閾値電圧検出用トランジスタ Tthのゲート'ソース間容量 CgsTthの大きさを調整する ことを考える。いま、給電点に最も近い画素の閾値電圧検出用トランジスタ Tthのゲ ート 'ソース間容量 CgsTthを CgsTthmaxとし、（9)式の Δ Vgsに基づいて決定され る CgsTthの変動量を Δ CgsTthとすれば、各画素ごとに設定される閾値電圧検出 用トランジスタ Tthのゲート'ソース間容量 CgsTthは、これらの CgsTthmaxおよび Δ CgsTthを用いて、次式で表すことができる。
[0049] CgsTth = CgsTthmax- Δ CgsTth · · · (10)
一方、書き込み期間の終了後、閾値電圧検出用トランジスタ Tthを制御する Tth制 御線 11は、高電位 (VgH)力も低電位 (VgL)に変化するので（図 3参照）、駆動トラン ジスタ Tdへの印加電圧の変動量は、
- (VgH - VgL) · (CgdTth + CgsTthmax - Δ CgsTth)/(Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTt hmax- Δ CgsTth) · · · (11)
で与えられる。
[0050] また、上述の画素回路では、 A CgsTth< < Csという関係が一般的に成立するの で、上記（11)式は、
- (VgH - VgL) · (CgdTth + CgsTthmax - Δ CgsTth)/(Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTt hmax) · · · (12)
のように簡略ィ匕することができる。
[0051] なお、（9)式における右辺第 1項の成分が（12)式における「CgdTth+CgsTthm axjの項に相当し、また（9)式における右辺第 2項の成分が（12)式における「 Δ Cgs Tth」の項に相当する。
[0052] したがって、これらの関係と（7)式および（8)式に基づく Δ Vgsの成分を用いれば、 (9)式の右辺第 2項の成分は、次式のように表すことができる。
[0053] Δ Vgs = [— X · CgdTd - y · (CgdTd + CgsTthmax) + (VgH - VgL) · Δ CgsTth)]/(Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTthmax) · · · (13)
上記（13)式において、 AVgs = 0となるような A CgsTthを算出すると、次式で表 すことができる。
[0054] Δ CgsTth =[χ· CgdTd +y (CgdTd +CgsTthmax)]/(VgH- VgL) · · · (14) したがって、（14)式を満足するような CgsTth成分を有する閾値電圧検出用トラン ジスタ Tthを設計すれば、理論的には、各画素における駆動トランジスタ Tdのソース に対するゲートの電位 Vgsの変動が最も低減され、表示画面全体で略均一な輝度が 得られる。なお、実際には、（14)式に基づいて、給電線の電圧降下の大きさが大き い画素ほど、閾値電圧検出用トランジスタ Tthの寄生容量成分 CgsTthが小さくなる ようにすれば、各画素における駆動トランジスタ Tdのソースに対するゲートの電位 Vg sの変動が低減され、表示画面全体で略均一な輝度が得られる。なお、寄生容量成 分 CgsTthは、画素毎に個別に値を異ならせてもよいが、マトリックス状に配列された 複数の画素を行毎にグループ分けし、該グループ毎に値を異ならせるようにした方 1S 生産性の観点力も好ましい。
[0055] 本実施形態においては、駆動トランジスタ Tdと閾値電圧検出用トランジスタ Tthが 同じ n型のトランジスタであり、両者は同じ導電型のトランジスタであるため、給電線に よる電圧降下の大きさが大きい画素ほど、閾値電圧検出用トランジスタ Tthの寄生容 量成分 CgsTth力 S小さくなるように設定している。駆動トランジスタ Tdと閾値電圧検出 用トランジスタ Tth力 ¾型のトランジスタである場合も同様である。これに対して、駆動ト ランジスタ Tdと閾値電圧検出用トランジスタ Tthとが異なる導電型のトランジスタであ る場合 (例：駆動トランジスタ Tdが n型、閾値電圧検出用トランジスタ Tthが p型の場 合、もしくはその逆である場合)、前記給電線による電圧降下の大きさが大きい画素 ほど、閾値電圧検出用トランジスタ Tthの寄生容量成分 CgsTthが大きくなるようにす る。
[0056] なお、実際の設計では、例えば閾値電圧検出用トランジス Tthのチャネル幅を画素 毎に調整することで、この CgsTthの容量値を制御することが可能である。なぜなら、 TFTの寄生容量は、ソースまたはドレインとゲートの重なり面積に比例するため、チヤ ネル長方向の重なり距離が同一ならば、チャネル幅方向の重なり距離に比例するか らである。なお、この種の手法は、製造工程の変更を小さく抑え、生産性を高く維持 することができると!/、う利点を有して 、る。
[0057] (実施例）
図 9は、閾値電圧検出用トランジスタ Tthのゲート'ソース間容量 CgsTthを給電点 からの距離に応じて調整する設計を行った画像表示装置の一実施例を示す図であ る。同図において、表示画面上のハッチングで識別した部分の数値は、閾値電圧検 出用トランジスタ Tth導通時の全容量 (Call)に対する閾値電圧検出用トランジスタ Tt hのゲート ·ソース間容量（CgsTth)の容量比（CgsTthZCall)を示して!/、る。なお、 同図に示す実施例では、力かる容量比を、例えば表示画面の上部領域 30では「0. 10」に設定し、表示画面の下部領域 32では「0. 15」に設定している力 ごく一例を 示したものであり、これらの数値に限定されるものではない。また、同図に示す実施例 では、表示画面の行方向（電源線に平行な方向）の数行の画素をグルーピング化し た画素群ごとに同一の容量比を設定して 、る力 行方向の画素ごとに異なる容量比 を設定しても構わない。このようにすれば、輝度に力かる表示画面全体の均一度が 増加し、さらに良好な視認性が得られる。
[0058] (第 2の補償手法一保持容量 Csを調整する手法）
第 1の補償手法では、閾値電圧検出用トランジスタ Tthのゲート'ソース間容量 Cgs Tthを調整するようにして ヽたが、保持容量 Csを調整するようにしてもょ ヽ。
[0059] 例えば、閾値電圧検出用トランジスタ Tthのゲート'ソース間容量 CgsTthのときと同 様に、給電点力も遠ざかるにしたがって、すなわち給電線の電圧降下が大きい画素 ほど、各画素ごとに設定される保持容量 Csが減少するように制御すればよい。いま、 給電点に最も近 、画素回路の保持容量 Csを Csmaxとし、上記（ 9)式の Δ Vgsに基 づ 、て決定される保持容量 Csの変動量を Δ Csとすれば、各画素ごとに設定される 保持容量 Csは、上記（10)式と同様に次式で表すことができる。
[0060] Cs = Csmax- A Cs · · · (15)
一方、最大輝度の書き込み電圧を Vdatamaxとすると、駆動トランジスタ Tdのソー スに対するゲートの電位 Vgsは、この Vdatamaxを用いて、次式のように表すことが できる。
[0061] Vgs = Vth + Coled/(Csmax - Δ Cs + Coled) - Vdatamax · · · (16)
ここで、上記（16)式の第 2項の成分が駆動トランジスタ Tdへの印加電圧の変動量 Δ Vgsに相当するので、この Δ Vgsは次式のように表すことができる。
[0062] Δ Vgs = Coled · [l/(Csmax Δ Cs + Coled) l/(Csmax+ Coled)] · Vdatamax
= Coled' Δ Cs 'Vdatamax/ (Csmax— Δ Cs + Coled) · (Csmax + Coled)
•••(17)
なお、上述の画素回路では、 A Cs< < Coledという関係も一般的に成立するので
、（16)式は、さらに次式のように近似することができる。
[0063] Δ Vgs = Coled- Δ Cs -Vdatamax/(Csmax+ Coled)2 · · · (18)
その結果、画素ごとに設定される保持容量 Csは、上記（15)式および（18)式の両 式に基づいて、次式のように表すことができる。
[0064] Cs = Csmax- Δ Vgs - (Csmax + Coled)V(Coled - Vdatamax) · · · (19)
したがって、保持容量 Csを、画素ごとに（19)式を満足するような値に設定すること により、各画素における駆動トランジスタ Tdのソースに対するゲートの電位 Vgsの変 動が低減され、表示画面全体で略均一な輝度が得られる。
[0065] (19)式を満足するように保持容量 Csを設定した場合、駆動トランジスタ Tdと閾値 電圧検出トランジスタ Tthが同じ導電型のトランジスタであれば、給電線による電圧降 下の大きさが大き 、画素ほど、保持容量 Csの容量値力 S小さくなる。
[0066] これに対して、駆動トランジスタ Tdと閾値電圧検出トランジスタ Tthが互いに異なる 導電型のトランジスタであれば、給電線による電圧降下の大きさが大きい画素ほど、 保持容量 Csの容量値が大きくなる。
[0067] (第 3の補償手法 閾値電圧検出用トランジスタ Tthを制御する Tth制御線の制御電 圧を調整する手法）
また、上記手法に代えて、閾値電圧検出用トランジスタ Tthを制御する Tth制御線 の制御電圧を調整するようにしてもょ 、。
[0068] 例えば、各画素の画素回路において、閾値電圧検出用トランジスタ Tthに印加する 高電位側の電位 (VgH)の最大値を VgHmaxとし、その変動量を Δ VgHとすれば、 これらの各要素間には、次式の関係が成立する。
[0069] VgH = VgHmax - Δ VgH · · · ( 20)
ここで、（20)式で示される VgHを（11)式に代入すると、駆動トランジスタ Tdへの印 加電圧の変動量 AVgsは、次式のように表すことができる。
[0070] AVgs= -(VgHmax- Δ VgH - VgL) - CgsTth/(Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth)
= - (VgHmax- VgL) - CgsTth/(Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth) + Δ VgH -CgsTth /(Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth) · · · (21) 上記（21)式において、 AVgs = 0となるような AVgHを算出すると、次式で表すこ とがでさる。
[0071] Δ VgH = Δ Vgs · (Cs + CgdTd + CgsTd + CgsTth)/CgsTth · · · (22)
したがって、給電点に最も近い画素回路における閾値電圧検出用トランジスタ Tth への制御電圧 (高電位値)から、 (22)式を満足するような Δ VgHだけ降下させた制 御電圧を閾値電圧検出用トランジスタ Tthに印加するようにすれば、各画素における 駆動トランジスタ Tdのソースに対するゲートの電位 Vgsの変動が低減され、表示画面 全体で略均一な輝度が得られる。
[0072] (22)式を満足するように制御電圧を変化させた場合、駆動トランジスタ Tdと閾値電 圧検出トランジスタ Tthが同じ導電型のトランジスタであれば、給電線による電圧降下 の大きさが大きい画素ほど、制御電圧の変化量 Δ VgHが小さくなる。
[0073] 一方、駆動トランジスタ Tdと閾値電圧検出トランジスタ Tthが互いに異なる導電型 のトランジスタであれば、給電線による電圧降下の大きさが大きい画素ほど、制御電 圧の変化量 Δ VgHが大きくなる。
[0074] (第 4の補償手法一外部容量を付加する手法）
また、上記手法に代えて、例えば、図 12に示すように、閾値電圧検出用トランジス タ Tthのゲート'ソース間容量 CgsTthに対して並列に外部容量を付加するようにして もよい。なお、このときに付加される容量値は、（8)式に示されるように閾値電圧検出 用トランジスタ Tthのゲート'ソース間容量 CgsTthに加算されるので、給電点に最も 近い画素回路に付加される外部容量を基準とし、給電点からの距離に応じて、すな わち給電線の電圧降下の大きさに応じてその値を所定量だけ低減させた外部容量 を付加するようにすればょ 、。
[0075] またこの場合、外部容量の容量値は、駆動トランジスタ Tdと閾値電圧トランジスタ Tt hが同じ導電型である場合、電圧降下が大きい画素ほど小さくする。また、駆動トラン ジスタ Tdと閾値電圧トランジスタ Tthが異なる導電型である場合、電圧降下が大き!/ヽ 画素ほど大きくする。
[0076] (他の実施形態 Vth補償機能を有する回路例）
図 10は、図 2の画像表示装置とは異なる他の実施形態を説明するための図であり 、 Vth補償機能を具備する回路例を示すものである。同図に示す画素回路では、有 機発光素子 OLEDが低電位側に接続されるとともに、マージ線 12に接続されるスィ ツチングトランジスタ Tmと駆動トランジスタ Tdとが直列に接続されるように配置して ヽ る。
[0077] この種の画素回路においても、各画素回路上における駆動トランジスタ Tdのソース に対するゲートの電位 Vgsの変動を低減させるための原理は同一であり、上述の第 1 〜第 4の補償手法をそのまま適用することができる。
[0078] (他の実施形態 Vth補償機能を有さない回路例）
図 11は、図 2及び図 10の画像表示装置とは異なる他の実施形態を説明するため の図であり、 Vth補償機能を有さない回路例を示すものである。同図に示す画素回 路は、 Vth補償機能を有していないため、閾値電圧検出用トランジスタ Tth、スィッチ ングトランジスタ Tmや、 Tth制御線及びマージ線などの構成要素が存在しな 、。
[0079] 図 11に示す画素回路においても、各画素回路上における駆動トランジスタ Tdのソ ースに対するゲートの電位 Vgsの変動を低減させるための原理は、上述した Vth補 償機能を有する画素回路と同一である。したがって、制御対象を閾値電圧検出用トラ ンジスタ Tthからスイッチングトランジスタ Tmに変更すれば、上述の第 1〜第 4の補償 手法を適用することができる。
[0080] 例えば、図 11に示す画素回路では、第 1の補償手法を適用する場合、スイッチング トランジスタ Tmのゲート'ソース間容量 (CgdTs)を調整すればよい。また、第 2の補 償手法を適用して保持容量 Csの容量値を変化させてもよい。また、第 3の補償手法 を適用して、スイッチングトランジスタ Tmを制御する走査線 13の制御電圧を可変さ せてもよい。第 4の補償手法を適用して、スイッチングトランジスタ Tmのゲート'ソース 間容量 CgdTsに対して並列に外部容量を付加するようにしてもよ!ヽ。
[0081] なお、画像表示装置が、例えば、赤、緑、青の三原色画素が一つの絵素を構成す る多色表示あるいは類似の多色表示を行なう場合、閾値電圧検出用トランジスタ Tth 導通時の全容量 (Call)に対する閾値電圧検出用トランジスタ Tthのゲート ·ソース間 容量 (CgsTth)の容量比は色ごとに異なるのが一般的である。このため、各色ごとに 好適な容量比を設定することにより、給電線の長さや抵抗値の差異に依存して発生 する輝度むらの影響を抑制した輝度補償各色ごとに実現することができる。また、発 光手段として、有機発光素子以外の発光素子、例えば、 LEDや無機 ELについても 本発明を適用できることは言うまでもない。
[0082] また、上述の実施形態においては、給電線は下方より電源電圧を供給する方式で あつたが、上方より電源電圧を供給する方式または上方及び下方の双方より電源電 圧を供給する方式としても構わない。これらいずれの方式であっても、基本的には、 給電線に生じる電圧降下の大きさに応じて画素をグループ分けし、そのグループ毎 に、トランジスタの寄生容量値や容量素子の容量値、制御線の電位を調整すればよ い。また、給電線に生じる電圧降下の大きさのみならず、給電線に接続される電源線 に生じる電圧降下に応じて、前記グループ分けされた画素を更に細力べ小グループ 分けし、該小グループ毎にトランジスタの寄生容量値や容量素子の容量値、制御線 の電位を調整するようにしてもよい。
[0083] また、上述の実施形態にお!、ては、給電線と電源線とが略直交するように交差して いるが、給電線と電源線とが略平行に配置されている場合、すなわち、給電線が図 8 にお 、て表示部 20の左側または右側に配置されて 、る場合、給電線と電源線とを一 体化して給電線とみなし、給電線に生じる電圧降下の大きさに応じて複数の画素を グループ分けすることが好ましい。この場合、上述の実施形態とは異なり、列毎に画 素のグループ分けが行われる。
図面の簡単な説明
[0084] [図 1]本発明にかかる画像表示装置の一実施形態を説明するための図であり、画像 表示装置の表示部における 1画素に対応する画素回路の構成例を示す図である。
[図 2]図 1に示した画素回路上にトランジスタの寄生容量および素子容量を示した回 路構成を示す図である。
圆 3]図 2に示した画素回路の一般的な動作を説明するためのシーケンス図である。
[図 4]図 3に示した準備期間の動作を説明する図である。
圆 5]図 3に示した閾値電圧検出期間の動作を説明する図である。
圆 6]図 3に示した書き込み期間の動作を説明する図である。
圆 7]図 3に示した発光期間の動作を説明する図である。
圆 8]画像表示装置の表示部と表示部以外の領域とを示す図である。
[図 9]閾値電圧検出用トランジスタ Tthのゲート'ソース間容量 CgsTthを給電点から の距離に応じて可変する設計を行った画像表示装置の一実施例を示す図である。 圆 10]本発明にかかる画像表示装置の実施形態を説明するための図である。
圆 11]本発明にかかる画像表示装置の他の実施形態を説明するための図である。 圆 12]本発明にかかる画像表示装置の他の実施形態を説明するための図である。 符号の説明
10 電源線
11 Tth制御線
12 マージ線
13 走査線
14 画像信号線
20 表示部
22 駆動 IC
24 T^fi 線
26 駆動信号線
OLED 有機発光素子
Td 駆動トランジスタ
Tth 閾値電圧検出用トランジスタ
Ts, Tm スイッチングトランジスタ

Claims

請求の範囲
[1] 画像表示装置において、
複数の画素と、複数の前記画素に対して電源電圧を共通に供給する給電線と、備 え、
各前記画素は、
通電により発光する発光手段と、
前記発光手段の発光を制御するドライバ手段と、
前記ドライバ手段に接続されるスイッチング手段と、を備え、
前記給電線に生じる電圧降下の大きさに応じて前記スイッチング手段の寄生容量 値を所定画素ごとに異ならせることを特徴とする画像表示装置。
[2] 画像表示装置において、
複数の画素と、複数の前記画素に対して電源電圧を共通に供給する給電線と、を 備え、
各前記画素は、
通電により発光する発光手段と、
前記発光手段の発光を制御するドライバ手段と、
前記ドライバ手段に接続される容量素子と、を備え、
前記給電線に生じる電圧降下の大きさに応じて前記容量素子の容量値を所定画 素ごとに異ならせることを特徴とする画像表示装置。
[3] 画像表示装置において、
複数の画素と、複数の前記画素に対して電源電圧を共通に供給する給電線と、前 記各画素に接続される制御線と、を備え、
各前記画素は、
通電により発光する発光手段と、
前記発光手段の発光を制御するドライバ手段と、
前記制御線に電気的に接続されるスイッチング手段と、を備え、
前記給電線に生じる電圧降下の大きさに応じて前記制御線の電位を所定画素ごと に異ならせることを特徴とする画像表示装置。
[4] 前記容量素子は、画像データ電位を一時的に保持することを特徴とする請求項 2 に記載の画像表示装置。
[5] 前記ドライバ手段は、第 1端子と、第 2端子と、前記第 1端子と前記第 2端子との間 の通電状態を制御する制御信号が供給される制御端子と、を有し、前記発光手段の 発光時に前記ドライバ手段の前記第 1端子及び前記第 2端子が前記発光手段に電 気的に接続されており、
前記スイッチング手段は、第 1端子と、第 2端子と、前記第 1端子と前記第 2端子との 間の通電状態を制御する制御信号が供給される制御端子と、を有し、前記スィッチン グ手段の前記第 1端子および前記第 2端子が前記ドライバ手段の前記制御端子と前 記第 1端子との間に接続され、
前記制御線は、前記スイッチング手段の前記制御端子に電気的に接続されること を特徴とする請求項 3に記載の画像表示装置。
[6] 前記ドライバ手段に接続され、前記ドライバ手段に印加する画像データ電位を一時 的に保持する容量素子を更に備え、
前記スイッチング手段は、前記容量素子に電気的に接続され、前記容量素子への 前記画像データ電位の供給のタイミングを制御することを特徴とする請求項 3に記載 の画像表示装置。
[7] 複数の前記画素はマトリックス状に配列されており、
行方向に配列される画素内の前記発光手段に共通に接続される電源線を更に備 え、
前記給電線は、前記電源線に対して略直交する方向に沿って配置され、前記電源 線との交差位置で前記電源線に対して電気的に接続されることを特徴とする請求項 1〜3のいずれか 1つに記載の画像表示装置。
[8] 前記給電線に生じる電圧降下の大きさに応じて複数の前記画素を行毎に画素群と してグループ化し、前記画素群ごとに前記スイッチング手段の寄生容量値、前記容 量素子の容量値、または前記制御線の電位を異ならせることを特徴とする請求項 7に 記載の画像表示装置。
[9] 前記ドライバ手段と前記スイッチング手段が同じ導電型のトランジスタから成り、前 記給電線による電圧降下の大きさが大きい前記所定画素ほど、前記スイッチング手 段の寄生容量値が小さ！/ヽことを特徴とする請求項 1に記載の画像表示装置。
[10] 前記ドライバ手段と前記スイッチング手段が互いに異なる導電型のトランジスタから 成り、前記給電線による電圧降下の大きさが大きい前記所定画素ほど、前記スィッチ ング手段の寄生容量値が大き!ヽことを特徴とする請求項 1に記載の画像表示装置。
[11] 前記ドライバ手段と前記スイッチング手段が同じ導電型のトランジスタから成り、前 記給電線による電圧降下の大きさが大きい前記所定画素ほど、前記容量素子の容 量値が小さいことを特徴とする請求項 4に記載の画像表示装置。
[12] 前記ドライバ手段と前記スイッチング手段が互いに異なる導電型のトランジスタから 成り、前記給電線による電圧降下の大きさが大きい前記所定画素ほど、前記容量素 子の容量値が大きいことを特徴とする請求項 4に記載の画像表示装置。
[13] 前記ドライバ手段と前記スイッチング手段が同じ導電型のトランジスタから成り、前 記給電線による電圧降下の大きさが大きい前記所定画素ほど、前記制御線の電位 変化が小さいことを特徴とする請求項 5または請求項 6に記載の画像表示装置。
[14] 前記ドライバ手段と前記スイッチング手段が互いに異なる導電型のトランジスタから 成り、前記給電線による電圧降下の大きさが大きい前記所定画素ほど、前記制御線 の電位変化が大きいことを特徴とする請求項 6に記載の画像表示装置。
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