WO2006129612A1 - 電動機制御装置 - Google Patents

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WO2006129612A1
WO2006129612A1 PCT/JP2006/310683 JP2006310683W WO2006129612A1 WO 2006129612 A1 WO2006129612 A1 WO 2006129612A1 JP 2006310683 W JP2006310683 W JP 2006310683W WO 2006129612 A1 WO2006129612 A1 WO 2006129612A1
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WO
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signal
speed
motor
load machine
acceleration
Prior art date
Application number
PCT/JP2006/310683
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English (en)
French (fr)
Inventor
Yoshihiro Marushita
Hidetoshi Ikeda
Koki Matsumoto
Original Assignee
Mitsubishi Electric Corporation
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Filing date
Publication date
Application filed by Mitsubishi Electric Corporation filed Critical Mitsubishi Electric Corporation
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Priority to JP2007518975A priority patent/JP4879173B2/ja
Priority to US11/912,515 priority patent/US7868577B2/en
Priority to CN2006800174897A priority patent/CN101180789B/zh
Publication of WO2006129612A1 publication Critical patent/WO2006129612A1/ja

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    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05D—SYSTEMS FOR CONTROLLING OR REGULATING NON-ELECTRIC VARIABLES
    • G05D13/00—Control of linear speed; Control of angular speed; Control of acceleration or deceleration, e.g. of a prime mover
    • G05D13/62—Control of linear speed; Control of angular speed; Control of acceleration or deceleration, e.g. of a prime mover characterised by the use of electric means, e.g. use of a tachometric dynamo, use of a transducer converting an electric value into a displacement
    • G—PHYSICS
    • G05—CONTROLLING; REGULATING
    • G05D—SYSTEMS FOR CONTROLLING OR REGULATING NON-ELECTRIC VARIABLES
    • G05D19/00—Control of mechanical oscillations, e.g. of amplitude, of frequency, of phase
    • G05D19/02—Control of mechanical oscillations, e.g. of amplitude, of frequency, of phase characterised by the use of electric means
    • H—ELECTRICITY
    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02P—CONTROL OR REGULATION OF ELECTRIC MOTORS, ELECTRIC GENERATORS OR DYNAMO-ELECTRIC CONVERTERS; CONTROLLING TRANSFORMERS, REACTORS OR CHOKE COILS
    • H02P29/00—Arrangements for regulating or controlling electric motors, appropriate for both AC and DC motors
    • H02P29/50—Reduction of harmonics

Definitions

  • the present invention relates to an electric motor control device that controls an electric motor that drives a load machine such as a table in a machine tool or an arm of an industrial robot.
  • a torque command signal generated based on the speed signal or position signal of the motor is used to control the motor torque so that it matches the torque command signal.
  • the conventional traditional device control apparatus is configured to subtract a signal obtained by multiplying the acceleration signal of the load machine from the torque command signal generated based on the speed signal and the position signal of the electric motor, and thereby the acceleration of the load machine. It was configured to suppress the vibration of the load machine by reflecting the vibration of the load machine included in the signal in the torque command signal (see, for example, Patent Document 1)
  • a vibration suppression circuit that receives the acceleration signal of the load machine and corrects the torque command signal output from the position control circuit, and the motor, the load machine, the position control circuit, and the vibration suppression circuit are in a state.
  • the position control circuit and the vibration suppression circuit are provided so that the evaluation function including the state variable expressed by the equation model and taking into account the position deviation, the acceleration of the load machine and the operation energy given to the motor and the state variable of the state equation is minimized.
  • Patent Document 1 Japanese Patent Laid-Open No. 6-91482
  • Patent Document 2 JP-A-5-303427
  • the feedback gain ⁇ needs to be readjusted, which makes it difficult to make adjustments.
  • Patent Document 2 requires an accurate mathematical model related to a mechanical system that combines an electric motor and a load machine. For that purpose, a special mathematical model such as identifying the frequency characteristics of the mechanical system is required. There was a problem that the method was necessary and the configuration of the entire device became large and complicated.
  • the present invention has been made to solve the above-described problems, and provides an electric motor control device that can simultaneously realize improvement of disturbance suppression force and vibration suppression of a load machine by easy gain adjustment.
  • the purpose is to provide.
  • the position control means inputs a position command signal that specifies a target value of the position of the motor that drives the load machine and a position signal that indicates the current value of the position of the motor, and specifies the target value of the speed of the motor. Output a speed command signal, and the speed control means outputs the position control means.
  • the speed command signal to be applied and the speed signal indicating the current value of the speed of the motor are added to the corrected speed signal obtained by adding the speed correction signal to correct the speed signal, and the target value of the torque that the motor drives the load machine is input.
  • the motor control device is configured to output a specified torque command signal, and further, an acceleration signal indicating the current acceleration value of the load machine or a low-pass filter that removes a frequency component greater than a predetermined value from the acceleration signal.
  • a vibration suppression means that outputs a speed correction signal using a signal obtained by applying a high-pass filter that removes frequency components below a specified value as input, and the transfer function from the acceleration signal to the torque command signal is the position signal force Torque command
  • the transfer function up to the signal is configured to have a transfer function that is determined to be the product of the proportional and integral characteristics of the predetermined gain. Than it is.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an electric motor control apparatus according to Embodiment 1 of the present invention.
  • Control target 1 includes a mechanical system 4 including an electric motor 3 that drives a load machine 2, and a torque control circuit 5 that controls the torque ⁇ that the electric motor 3 drives the load machine 2 to match the torque command signal ⁇ .
  • the mechanical system 4 includes a position detection circuit 6 that detects a position signal X that is a current value of the position of the motor 3, and a current acceleration m of the load machine 2.
  • An acceleration detection circuit 7 for detecting an acceleration signal a An acceleration detection circuit 7 for detecting an acceleration signal a.
  • the position control circuit 8 a receives the position command signal x that is a target value of the position of the electric motor 3 and the position signal X, and outputs a speed command signal V that is a target value of the speed of the electric motor 3.
  • the speed control circuit 9a receives the speed command signal V output from the position control circuit 8a and the speed calculation circuit.
  • the motor 3 receives the load machine c mc by inputting the corrected speed signal V obtained by adding the speed correction signal v that corrects the speed signal V to the speed signal V that is calculated by the road 10 from the position signal x and output.
  • a torque command signal ⁇ that is a target value of the torque ⁇ that drives 2 is output.
  • the speed correction signal v is generated by the vibration suppression circuit 11a that receives the acceleration signal a of the load machine 2 as an input.
  • This vibration suppression circuit 11a is based on the torque command signal from the acceleration signal a.
  • the transfer function up to the signal ⁇ becomes the transfer function from the position signal X to the torque command signal ⁇ , where r m r
  • controlled object 1 is the same as in FIG.
  • the position control circuit 8b receives the position command signal X and outputs a speed command signal V.
  • the speed control circuit 9b has a speed command signal V output from the position control circuit 8b and a speed calculation circuit 10 has a position signal X V
  • a corrected speed signal v obtained by adding a speed correction signal v for correcting the speed signal m to m is input, and a torque command signal ⁇ is output as c mc r.
  • the speed correction signal V is generated by multiplying the acceleration signal a of the load machine 2 by a proportional multiplication in the vibration suppression circuit l ib.
  • the position control circuit 8b is not necessarily a component of the motor control device, and a configuration in which the speed command signal V is an input of an external force of the motor control device is also conceivable.
  • the mechanical system 4 has mechanical resonance characteristics, and the torque command signal is the force.
  • ⁇ is the anti-resonance frequency
  • ⁇ is the resonance frequency
  • J is the total inertia of the mechanical system 4
  • inertia of machine 3 is J and the inertia of load machine 2 is J, it is expressed as the sum of the total inertia ' ⁇ [ ⁇ o ⁇ [
  • G (s) has a pair of complex zeros on the imaginary axis. If this complex zero is z ', z' is given by
  • the speed control circuit 9b has a transfer characteristic up to the corrected speed signal V force torque command signal ⁇ .
  • L (s) has a real zero and a pair of complex zeros that vary with gain ⁇ . If the complex zero of L (s) is ⁇ , ⁇ is given by
  • the open loop pole the pole of the closed loop transfer function that does not open (hereinafter referred to as the closed loop pole) asymptotically approaches the zero of the open loop transfer function. Therefore, when the gain of the open loop transfer function is increased, the attenuation coefficient of the closed loop pole approaches the attenuation coefficient of the open loop transfer function in Eq. (8) (hereinafter referred to as the open loop zero).
  • the attenuation coefficient of the closed-loop pole is a typical index that represents the rate at which the vibration of the closed-loop response is attenuated. The vibration of the closed loop response is quickly damped.
  • the damping coefficient ⁇ of the open-loop complex zero shown in the equation (8) is set to an appropriately large value, the open-loop is improved in order to improve the disturbance suppressing effect. Even if the gain of the transfer function is increased, the vibration can be suppressed by increasing the damping coefficient of the closed-loop complex pole. That is, disturbance suppression and vibration suppression can be realized simultaneously.
  • Fig. 3 is a schematic diagram showing the root locus of the closed-loop complex pole when the velocity proportional gain k is changed.
  • the root locus of the closed-loop complex pole when ⁇ > 0 is indicated by a solid line
  • the open-loop zero is indicated by a circle.
  • the open loop pole is indicated by X
  • the arrow of each root locus indicates the direction of movement of the closed loop pole when the speed proportional gain k is increased.
  • the closed-loop pole on the real axis is at the origin when the speed gain is 0, and converges to the open-loop zero at ⁇ as the speed proportional gain k increases.
  • Figure 4 shows the change in the attenuation coefficient of the closed-loop complex pole when the speed proportional gain k is increased.
  • the horizontal axis is the speed proportional gain k normalized by the total inertia ' ⁇ [, and the vertical axis Is the damping coefficient of the closed-loop complex pole.
  • the closed-loop complex pole approaches the complex zero z 'that L' (s) has on the imaginary axis, and the attenuation coefficient of the closed-loop complex pole is Asymptotic to 0.
  • the vibration of load machine 2 increases, but the position of this complex zero point z 'cannot be changed by adjusting the speed proportional gain k and speed integral gain ⁇ . In order to suppress this, the speed proportional gain k must be reduced.
  • the attenuation coefficient of the complex zero z 'of G (s) can be increased. That is, the complex zero point z of L (s) can be moved to a position away from z ′ on the imaginary axis, and the attenuation coefficient ⁇ of the complex zero point z of L (s) can be increased.
  • the closed loop complex pole moves away from the imaginary axis force, and the attenuation coefficient of the closed loop complex pole increases.
  • the attenuation coefficient ⁇ of the complex zero z of L (s) is set to an appropriate size. Therefore, even if the closed-loop complex pole approaches the complex zero z of L (s), the load machine 2 can be adjusted so as not to oscillate without causing the attenuation coefficient of the closed-loop pole to become zero. That is, it is possible to simultaneously improve the disturbance suppressing force and suppress the vibration of the load machine.
  • the vibration suppression circuit 11a can be configured similarly to the configuration of FIG. 2, and the contents thereof are as follows.
  • the position control circuit 8a shows the transfer characteristic of the position proportional gain k as the speed control circuit.
  • 9a is configured to have the PI control transfer characteristic expressed by Eq. (4).
  • the transfer characteristic from the position signal X to the torque command signal ⁇ is expressed by the following equation.
  • Tr m (9)
  • the transfer characteristic up to the signal ⁇ is multiplied by the proportional integral characteristic of the gain ⁇ , the attenuation of the open-loop complex zero can be adjusted in the same way as the configuration of Fig. 2. If you have a good transmission characteristic ⁇ .
  • Tr : -a ⁇ (i 0)
  • the vibration suppression circuit 11a may be configured to have a PI control transfer function C (s) with a proportional gain ⁇ and an integral gain k as shown in the following equation.
  • the anti-resonance attenuation of the controlled object 1 is 0, but if the anti-resonant attenuation of the controlled object 1 is greater than 0, the attenuation coefficient ⁇ is set to 0.5 according to the magnitude of the value. Less than degree z
  • the damping coefficient ⁇ does not depend on the speed proportional gain k and the speed integral gain ⁇ .
  • the gain a can be set so that the number ⁇ matches the optimal value, but even if the anti-resonance frequency ⁇ is unknown, the gain ⁇ can be increased by simply increasing the gain ⁇ . A vibration suppressing effect can be obtained.
  • the damping coefficient ⁇ does not depend on the speed proportional gain k
  • the gain a and the speed proportional gain k can be adjusted independently, improving the disturbance suppression force and suppressing the vibration of the load machine 2 Can be adjusted independently.
  • the speed integral gain ⁇ is linked to the speed proportional gain k, and is often set so that ⁇ increases as the speed proportional gain k increases.
  • the speed correction signal V is added to the speed signal V of the motor 3 that does not need to change the settings related to the speed proportional gain k and the speed integral gain ⁇ .
  • the position proportional gain k can be handled in the same manner as the velocity proportional gain k.
  • the vibration suppression circuit 11a is configured to generate the speed correction signal V by multiplying the acceleration signal a of the load machine 2 in proportion to the acceleration of the load machine 2.
  • the degree signal a force may be configured to multiply the signal from which a predetermined frequency component is removed! /.
  • the stability of the load system 2 may be adversely affected. Remove high-frequency noise contained in acceleration signal a
  • the cutoff frequency of the low-pass filter is 5 times the anti-resonance frequency ⁇ of the mechanical system 4
  • Embodiment 1 does not require special means such as calculation for obtaining information on the mechanical system 4 and identification of frequency characteristics, and the position proportional gain k Independent of the adjustment of velocity proportional gain k and velocity integral gain ⁇ , the damping coefficient ⁇ force ⁇
  • the position control circuit 8b has a feedback input of the position signal X.
  • the vibration suppression circuit 1 la or the vibration suppression circuit 1 lb can be configured in the same manner.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an electric motor control apparatus according to Embodiment 2 of the present invention.
  • the controlled object 1 is the same as that in the first embodiment.
  • the position control circuit 8c corrects the position command signal X and the position signal X to the position signal X.
  • the speed control circuit 9c receives the speed command signal output from the position control circuit 8c and the speed signal V calculated by the 10 based on the position signal X and outputs the torque command signal ⁇ .
  • the position correction signal V is generated by the vibration suppression circuit 11c that receives the acceleration signal a of the load machine 2 as an input.
  • This vibration suppression circuit 11c is based on the acceleration command a and the torque command signal.
  • the transfer function up to the signal ⁇ becomes the transfer function from the position signal X to the torque command signal ⁇ , where r m r
  • Control object 1 is the same as that shown in FIG.
  • the position control circuit 8d does not go directly through the speed control circuit, and the torque command signal ⁇ X
  • Torque command signal is output with r and corrected position signal mc as input. Further, the position correction signal X is generated by integrating a signal obtained by proportionally multiplying the acceleration signal a of the load machine 2 by the vibration suppression circuit id.
  • the mechanical system 4 has a mechanical resonance characteristic and the torque command signal ⁇
  • the vibration suppression circuit l id is assumed to proportionally integrate the acceleration signal a of the load machine 2 and is negative.
  • the position detection circuit 6, and the position control circuit 8 d to the loop that returns to the input end of the control target 1, the load machine 2 from the input end of the control target 1, the acceleration detection circuit 7, the vibration suppression circuit It is the sum of the transfer function of the loop that returns to the input end of the controlled object 1 via 11d and the position control circuit 8d, and is expressed as follows.
  • L (s) is an integral gain of the zero point given by the position control circuit 8d and the vibration suppression circuit l id.
  • the attenuation coefficient can be increased by increasing the value positively.
  • the zero point given by the position control circuit 8d is the position proportional gain K and the position product.
  • the force may be a complex zero depending on the value of the fractional gain K Position proportional gain K and position
  • the vibration suppression circuit 11c can be configured in the configuration of FIG. 5 as in the configuration of FIG. In Fig. 5, when the position control circuit 8c has the gain control of P control for gain k and the speed control circuit 9c has the transfer control performance of PI control,
  • vibration suppression circuit 11c can be similarly configured even when the position control circuit 9c has other transfer characteristics such as IP control than PI control.
  • the vibration suppression circuit 11c generates the proportional product of the acceleration signal a of the load machine 2.
  • the position correction signal X is generated by multiplying by 1 minute, but the load machine 2 acceleration signal a
  • the addition of a low-pass filter that removes components of a predetermined frequency or higher in the vibration suppression circuit 11c or the vibration suppression circuit l id may adversely affect the stability of the mechanical system 4. Removes high-frequency noise contained in acceleration signal a of load machine 2
  • the response frequency of the low-pass filter should be higher than about 5 times the anti-resonance frequency ⁇ of the mechanical system 4.
  • the integration in the vibration suppression circuit 11c or the vibration suppression circuit id may be a pseudo-integral having a characteristic that combines a high-pass filter with the integration.
  • the high-pass filter By making the high-pass filter have a second-order or higher characteristic, it is possible to remove a stationary error due to an offset included in the acceleration signal of the load machine 2.
  • the order of this high-nos filter is derived from the acceleration signal a.
  • the cut-off frequency of the high-pass filter only needs to be smaller than approximately 1Z4 of the antiresonance frequency ⁇ of the mechanical system 4.
  • the position of the complex zero of L (s) can be determined by increasing the integral gain ⁇ of the vibration suppression circuit 11c or the vibration suppression circuit l id. On the imaginary axis It is possible to increase the damping coefficient by making the position different from the position of the complex zero of G (s) in
  • the position correction signal X obtained by multiplying the acceleration signal a of the load machine 2 by proportional integral multiplication is used as the position signal of the motor 3.
  • the same effect can be obtained with a simpler configuration of adding to X.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an electric motor control apparatus according to Embodiment 3 of the present invention.
  • Control object 1 is the same as that of the first embodiment.
  • the position control circuit 8e receives a position command signal X and a corrected position signal obtained by adding a position correction signal for correcting the position signal X to the position signal X of the electric motor 3, and outputs a speed command signal v.
  • the speed control circuit 9e is a speed correction signal V that corrects the speed signal V to the speed command signal V that is output from the position control circuit 8e and the speed signal V that the speed calculation circuit 10 calculates and outputs from the position signal X.
  • the corrected speed signal V added with is input and the torque command signal is output.
  • the position correction signal X and the speed correction signal V are output by the vibration suppression circuit l ie.
  • This vibration suppression circuit lie is a gain circuit that generates the speed correction signal V by multiplying the acceleration signal a of the load machine 2 proportionally.
  • an integration circuit 13 that integrates the speed correction signal V to generate a position correction signal X.
  • the mechanical system 4 is assumed to be a two-inertia system as in the first embodiment.
  • the gain of the gain circuit 12 in the vibration suppression circuit l ie is ⁇ , and the transfer characteristic from the position signal X of the motor 3 to the speed command signal v in the position control circuit 8e is proportional to the following control It is assumed that the transfer characteristic is
  • the deviation from the speed signal V of P r Motivation 3 shall be PI calculated by the following formula.
  • V W "-"-""--"(1 9) where k is the velocity proportional gain and ⁇ is the velocity product gain.
  • the transfer function of the loop returning from the force end to the input end of the control target 1 via the position detection circuit 6, the position control circuit 8e and the speed control circuit 9e, and the position detection circuit 6 from the input end of the controlled object 1, speed calculation The transfer function of the loop that returns to the input end of the controlled object 1 via the circuit 10 and the speed control circuit 9e, and the input end force of the controlled object 1 Acceleration detection circuit 7, Gain circuit 12, Integration circuit 13, Position control circuit 8e And the transfer function of the loop that returns to the input terminal of the control object 1 via the speed control circuit 9e, and the control object from the input terminal of the control object 1 via the acceleration detection circuit 7, the gain circuit 12 and the speed control circuit 9e. This is the sum of the transfer function of the loop returning to the input end of 1 and is expressed as follows.
  • L (s) is determined by the real zeros — k and — ⁇ and the integral gain of the vibration suppression circuit l ie.
  • the complex zero that changes with the integral gain ⁇ is the same as the complex zero z shown in Eq. (7), and the integral gain ⁇ that is related to the adjustment of the velocity proportional gain k, velocity integral gain ⁇ , and position proportional gain k is positive.
  • the position of the complex zero ⁇ of L (s) is on the imaginary axis.
  • the attenuation coefficient can be increased by setting the position different from the complex zero ⁇ ′ of G (s). Therefore, as in the first embodiment, it is possible to simultaneously realize the improvement of the disturbance suppression force and the vibration suppression of the load machine 2 with easy adjustment.
  • the vibration suppression circuit l ie can be configured similarly.
  • the speed calculation circuit 10 is configured to calculate the speed signal V of the electric motor 3 from the position signal X detected by the position detection circuit 6, but the electric motor 3
  • the vibration suppression circuit l ie proportionally multiplies the acceleration signal a of the load machine 2 to the speed correction signal.
  • the position correction signal X is generated by generating the signal V and integrating the speed correction signal V.
  • a signal obtained by removing a predetermined frequency component from the acceleration signal a is used instead of the acceleration signal a.
  • a high-pass filter that removes components below the specified frequency is added to the transfer characteristics up to 1 c.
  • a pseudo-integral that has a characteristic that combines a high-pass filter that has a second or higher order characteristic may be used.
  • the order of the high-pass filter included in this pseudo-integral is calculated from the acceleration signal a
  • the vibration suppression circuit l ie As described above, the offset included in the acceleration signal a is
  • the cutoff frequency of the no-pass filter included in the quasi-integral should be smaller than 1Z4 of the anti-resonance frequency ⁇ of the mechanical system 4.
  • the gate in the vibration suppression circuit lie is included.
  • the position of the complex zero of L (s) is on the imaginary axis.
  • the damping coefficient can be increased in a position different from the complex zero of G (s). Therefore
  • FIG. 8 is a diagram showing an electric motor control apparatus according to Embodiment 4 of the present invention.
  • the controlled object 1 is the same as that in the first embodiment.
  • the vibration suppression circuits 11a to lie receive the acceleration signal a of the load machine 2 as an input and compensate the position correction signal X or the speed signal V for correcting the position signal X.
  • the vibration suppression circuit l lf is similarly input with the acceleration signal a and the torque indicator output by the speed control circuit 9f.
  • a torque correction signal ⁇ for correcting the command signal ⁇ is output.
  • the position control circuit 8f receives the position command signal X and outputs a speed command signal V.
  • the speed control circuit 9f receives the speed command signal V output from the position control circuit 8f and the speed signal V calculated by the speed calculation circuit 10 from the position signal X of the motor 3 and outputs it.
  • the vibration suppression circuit l lf has a transfer function from the acceleration signal a to the torque command signal ⁇ .
  • the torque correction signal ⁇ output from the vibration suppression circuit l lf is added to the torque command signal output from the speed control circuit 9f to obtain a corrected torque command signal applied to the torque control circuit 5.
  • the vibration suppression circuit l lf can be configured so that C (s) has the transfer characteristic shown by the following equation: a
  • m V is the gain multiplied by the entire transfer characteristic C (s).
  • the open-loop transfer function when the loop is opened at the input end of the controlled object 1 is exactly the same as the equation (6), and the disturbance suppression force can be improved and the load machine can be easily adjusted as in the first embodiment.
  • the vibration suppression circuit l lf can be configured similarly.
  • a correction signal V is generated, but a predetermined frequency component is removed from the acceleration signal a.
  • the vibration suppression circuit llf includes an integral characteristic
  • a pseudo-integral having a characteristic in which a high-pass filter is combined with the integral characteristic may be used.
  • the steady-state error due to the offset included in the acceleration signal a can be removed.
  • the cutoff frequency of the filter should be smaller than 1Z4 of the antiresonance frequency ⁇ of mechanical system 4.
  • the vibration suppression circuit l lf By configuring the vibration suppression circuit l lf so that the entire transfer function is multiplied by the gain, the disturbance suppression force can be improved and the vibration of the load machine 2 can be suppressed with the same simple adjustment as in the first embodiment. Can be realized at the same time.
  • FIG. 9 shows that the torque correction signal ⁇ is obtained based on the acceleration signal a as in the fourth embodiment.
  • FIG. 1 c A diagram showing an electric motor control device according to embodiment 5, which is another embodiment.
  • the controlled object 1 is the same as that in the first embodiment.
  • the position control circuit 8g receives the position command signal X for the electric motor 3 and the position signal X r m of the electric motor 3 as inputs, and directly outputs the torque command signal ⁇ without going through the speed control circuit.
  • the vibration suppression circuit llg has a transfer function from the acceleration signal a to the torque command signal.
  • the mechanical system 4 in FIG. 9 is a two-inertia system, and the torque control circuit 5 has an ideal transfer characteristic of 1.
  • the transfer function from the acceleration signal a of the load machine 2 to the torque command signal ⁇ is C (s), and the position control circuit 8
  • the transfer characteristic from the speed signal v of the motor 3 at g to the torque command signal ⁇ is, for example, (m p
  • ⁇ is the torque command signal m from the position signal X of the motor 3 in the vibration suppression circuit l lg.
  • the vibration suppression circuit l lg described above is configured by applying PID calculation to the acceleration signal a of the load machine 2.
  • a filter that removes a predetermined frequency component can be added to the vibration suppression circuit l lg. Atsuta
  • the frequency should be larger than about 5 times the anti-resonance frequency ⁇ of the mechanical system 4.
  • the integration in the vibration suppression circuit l lg may be a quasi-integration having a characteristic that combines the integral with a no-pass filter. Further, by making the high-pass filter have a second-order or higher characteristic, it is possible to remove a steady-state error caused by an offset included in the acceleration signal of the load machine 2.
  • the cut-off frequency of the high-pass filter should be smaller than about 1Z4 of the antiresonance frequency ⁇ of the mechanical system 4.
  • Example 2 By configuring the vibration suppression circuit l lg to be a transfer function multiplied by the integral characteristics, improvement of the disturbance suppression force and vibration suppression of the load machine 2 can be realized simultaneously with the same simple adjustment as in the first embodiment. However, it is possible to obtain an optimal motor control device configuration that matches the actual device.
  • the total transfer function from position signal X to torque command signal ⁇ is multiplied by proportional integral characteristics.
  • the vibration suppression circuit l lh By configuring the vibration suppression circuit l lh so as to be a reaching function, it is possible to simultaneously realize the improvement of the disturbance suppression force and the vibration suppression of the load machine 2 with the same easy adjustment as in the first embodiment.
  • the position signal X indicating the current value of the position of the motor 3 is
  • the speed signal V is calculated from the position signal X by the speed calculation circuit 10.
  • the speed signal indicating the current value of the speed of motor 3 is The position signal X is detected from the speed signal V and the position signal X is calculated from the speed signal V.
  • FIG. 1 is a block diagram showing an example of an electric motor control device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 2 is a block diagram showing an example of an electric motor control device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 3 is a diagram showing a root locus in the motor control device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 4 is a diagram showing a relationship between a speed proportional gain and a damping coefficient of a closed loop complex pole in the motor control device according to Embodiment 1 of the present invention.
  • FIG. 5 is a block diagram showing an example of an electric motor control device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 6 is a block diagram showing an example of an electric motor control device according to Embodiment 2 of the present invention.
  • FIG. 7 is a block diagram showing an example of an electric motor control device according to Embodiment 3 of the present invention.
  • FIG. 8 is a block diagram showing an example of an electric motor control device according to a fourth embodiment of the present invention.
  • FIG. 9 is a block diagram showing an example of an electric motor control device according to Embodiment 5 of the present invention.
  • FIG. 10 is a block diagram showing an example of an electric motor control device according to a fifth embodiment of the present invention.

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Abstract

　容易な調整で、電動機制御装置の外乱抑制力の向上と負荷機械２の振動抑制とを同時に実現できるように、速度制御回路９ａは、電動機３の速度の目標値である速度指令信号ｖrと、電動機３の速度の現在値である速度信号ｖmを速度補正信号ｖcで補正した補正速度信号ｖmcを入力として、電動機３が負荷機械２を駆動するトルクτmの目標値を指定するトルク指令信号τrを出力し、振動抑制回路１１ａは、負荷機械２の加速度の現在値を示す加速度信号ａｌの入力に基づいて速度補正信号ｖcを出力し、振動抑制回路１１ａの伝達関数は、加速度信号ａｌからトルク指令信号τrまでの伝達関数が、電動機３の位置の現在値を示す位置信号ｘmからトルク指令信号τrまでの伝達関数に、所定のゲインの比例特性及び積分特性を乗じたものとなるように構成した。

Description

明 細 書
電動機制御装置
技術分野
[0001] この発明は、工作機械におけるテーブルや産業ロボットのアームのような負荷機械 を駆動する電動機を制御する電動機制御装置に関するものである。
背景技術
[0002] この種の電動機制御装置としては、電動機の速度信号又は位置信号を元に生成さ れるトルク指令信号により電動機のトルクがトルク指令信号に一致するよう制御するこ とでトルク伝達機構を介して電動機と接合された負荷機械を駆動するものが知られて いるが、電動機と負荷機械を接合するトルク伝達機構の低剛性により、外乱抑制力 向上と負荷機械の振動を同時に実現することが困難である問題があった。
[0003] そこで、従来の伝統器制御装置は、電動機の速度信号及び位置信号を元に生成 されるトルク指令信号から負荷機械の加速度信号を比例倍した信号を減算する構成 とし、負荷機械の加速度信号に含まれる負荷機械の振動をトルク指令信号に反映さ せることで負荷機械の振動を抑制するように構成されていた (例えば特許文献 1参照
) o
[0004] 又は、負荷機械の加速度信号を入力とし、位置制御回路が出力するトルク指令信 号を補正する振動抑制回路を付加する構成とし、電動機と負荷機械と位置制御回路 と振動抑制回路を状態方程式のモデルで表現し、位置偏差と負荷機械の加速度と モータへ与える操作エネルギーを考慮した項と状態方程式の状態変数を含んだ評 価関数が最小となるよう位置制御回路と振動抑制回路が備えるゲインを決定すること で、負荷機械を振動させることなぐ指令追従性の高めるように構成されていた (例え ば特許文献 2参照)。
[0005] 特許文献 1 :特開平 6— 91482号公報
特許文献 2：特開平 5 - 303427公報
発明の開示
発明が解決しょうとする課題 [0006] 特許文献 1に記載の発明では、速度比例ゲイン K 力ある値に固定されていれば、
p
加速度フィードバックゲイン κを大きくすることで負荷機械の振動を抑制することが可
a
能である。しかし、振動抑制に適切な Kの大きさが速度比例ゲイン K によって異なる
a vp
ため、外乱抑制力を向上させるために速度比例ゲイン K を調整するたびに加速度
p
フィードバックゲイン κを調整し直す必要があり、調整作業が煩雑となる問題があつ
a
た。
また、負荷機械の振動を抑制するためには加速度フィードバックゲイン κを大きく
a
する必要があるが、負荷機械の加速度信号を比例倍した信号を速度制御回路が出 力するトルク指令信号に加算する構成としていることにより、振動抑制を目的としたカロ 速度フィードバックゲイン Kの効果と、外乱抑制を目的とした速度積分ゲイン K及び
a VI 位置比例ゲイン Kの効果とが干渉を起こして振動的となり、十分な振動抑制効果と
P
外乱抑制効果を同時に得ることができないという問題があった。
[0007] また、特許文献 2に記載の発明では、電動機と負荷機械を合わせた機械系に関す る正確な数式モデルが必要であり、そのためには機械系の周波数特性を同定するな どの特別な手段が必要となり、装置全体の構成が大規模かつ複雑になるという問題 かあつた。
また、位置制御回路と振動抑制回路のゲインを決定するためには評価関数の重み を設定する必要があるが、評価関数の重みゲインと得られる結果との関係が不明確 であるので、満足のいく結果を得るためには試行錯誤的な調整とならざるを得ず、調 整作業が煩雑となり、また、位置制御回路と振動抑制回路のゲインを決定するために はリカツチ方程式を解く必要があることからも調整作業が繁雑となる問題があった。
[0008] 本発明は、上記のような問題点を解決するためになされたものであり、容易なゲイン 調整により、外乱抑制力の向上と負荷機械の振動抑制とを同時に実現できる電動機 制御装置を提供することを目的とする。
課題を解決するための手段
[0009] 位置制御手段が、負荷機械を駆動する電動機の位置の目標値を指定する位置指 令信号、及び電動機の位置の現在値を示す位置信号を入力として、電動機の速度 の目標値を指定する速度指令信号を出力し、速度制御手段が、位置制御手段の出 力する速度指令信号、及び電動機の速度の現在値を示す速度信号にその速度信 号を補正する速度補正信号を加算した補正速度信号を入力として、電動機が負荷 機械を駆動するトルクの目標値を指定するトルク指令信号を出力するように電動機制 御装置を構成し、さらに、負荷機械の加速度の現在値を示す加速度信号あるいは前 記加速度信号に所定の値以上の周波数成分を除去するローパスフィルタと所定の 値以下の周波数成分を除去するハイパスフィルタとを作用させた信号を入力として速 度補正信号を出力する振動抑制手段を、加速度信号からトルク指令信号までの伝達 関数が、位置信号力 トルク指令信号までの伝達関数に、所定のゲインの比例特性 及び積分特性を乗じたものとなるように定められた伝達関数を持つように構成したも のである。
発明の効果
[0010] 電動機及び負荷機械力 なる機械系に関する情報を得るための計算や周波数特 性の同定をするなどの特別な手段は不要で、電動機及び負荷機械の速度制御にお ける外乱抑制のための速度比例ゲイン及び速度積分ゲインの調整とは独立に、負荷 機械の加速度信号のフィードバックゲインを固定値に設定すれば負荷機械の振動抑 制を実現できるので、容易なゲイン調整で電動機及び負荷機械の速度制御における 外乱抑制力の向上と、負荷機械の振動抑制とを同時に実現できる。
発明を実施するための最良の形態
[0011] 実施の形態 1.
図 1は、本発明の実施の形態 1の電動機制御装置を示すブロック図である。制御対 象 1は、負荷機械 2を駆動する電動機 3を含む機械系 4と、電動機 3が負荷機械 2を 駆動するトルク τ をトルク指令信号 τ に一致するように制御するトルク制御回路 5と m r
力もなる。また、機械系 4は、負荷機械 2及び電動機 3のほかに、電動機 3の位置の現 在値である位置信号 Xを検出する位置検出回路 6と、負荷機械 2の加速度の現在値 m
である加速度信号 aを検出する加速度検出回路 7からなる。
1
[0012] 位置制御回路 8aは、電動機 3の位置の目標値である位置指令信号 xと、位置信号 Xを入力として、電動機 3の速度の目標値である速度指令信号 Vを出力する。
m r
速度制御回路 9aは、位置制御回路 8aの出力する速度指令信号 Vと、速度演算回 路 10が位置信号 xから演算して出力する速度信号 Vに、その速度信号 Vを補正す m m m る速度補正信号 vを加算した補正速度信号 V とを入力として、電動機 3が負荷機械 c mc
2を駆動するトルク τ の目標値であるトルク指令信号 τを出力する。
m r
[0013] 速度補正信号 vは、負荷機械 2の加速度信号 aを入力とする振動抑制回路 11aが
1
出力するが、この振動抑制回路 11aの伝達関数は、加速度信号 aからトルク指令信
1
号 τまでの伝達関数が、位置信号 Xからトルク指令信号 τまでの伝達関数に、所 r m r
定のゲインの比例特性及び積分特性を乗じたものとなるように定められる。
[0014] この実施の形態 1の原理を、図 1の構成に比べて簡単になる、位置制御回路 8bに 位置信号 Xのフィードバックを入力しない図 2の構成を用いて説明する。図 2におい m
て、制御対象 1は図 1と同一である。
位置制御回路 8bは、位置指令信号 Xを入力として、速度指令信号 Vを出力する。 速度制御回路 9bは、位置制御回路 8bの出力する速度指令信号 Vと、速度演算回 路 10が位置信号 X V
mから演算して出力する速度信号 V
mに、その速度信号 mを補正す る速度補正信号 vを加算した補正速度信号 v とを入力として、トルク指令信号 τを c mc r 出力する。
[0015] そして、速度補正信号 Vは、振動抑制回路 l ibにおいて、負荷機械 2の加速度信 号 aを比例倍して生成される。
1
なお、図 2の構成では、位置制御回路 8bは必ずしも電動機制御装置の構成要素で あるとは限らず、速度指令信号 Vが電動機制御装置の外部力 の入力である構成も 考えられる。
[0016] 次に、この実施の形態 1の原理を説明する。
機械系 4が機械共振特性を有して、トルク指令信号て力 電動機 3の速度信号 V
r m までの伝達関数が機械共振特性を一つだけ有する二慣性系であるとする。このとき、 電動機 3のトルク τ 力 電動機 3の速度信号 Vまでの伝達関数を G (s)、電動機 3の m m v
トルク τ から負荷機械 2の加速度信号 aまでの伝達関数を G (s)とすると、 G (s)及 m 1 a v び G (s)はそれぞれ以下のように表される。
a
[0017] [数 1] Gv(s) =
/s( -2s2 + l)
( 1 )
[0018] [数 2]
Ga(s)
)(^2sl十 1)
( 2 )
[0019] ここで、 ωは反共振周波数、 ωは共振周波数、 Jは機械系 4の総慣性であり、電動
z P
機 3の慣性を J、負荷機械 2の慣性を Jとすると、総慣' ^[〖お ^[との和として表される
m 1 m l
。 G (s)は虚軸上に一対の複素零点を有し、この複素零点を z'とすると、 z'は次式で 与えられる。
[0020] [数 3]
= 士 ' 7 ( 3 )
[0021] また、速度制御回路 9bは、補正速度信号 V 力 トルク指令信号 τまでの伝達特性
mc r
が次式で示す PI制御の伝達特性となるよう構成するものとする。
[0022] 画 ,ヽ s + ^vi)
-―■ ( 4 ) ここで、 kは速度比例ゲインであり、 ω は速度積分ゲインである。
[0023] まず、振動抑制回路 l ibにおいて負荷機械 2の加速度信号 aを比例倍するゲイン
1
を aとし、このゲイン aを 0、すなわち電動機 3の速度信号 Vに速度補正信号 vをカロ
m c 算しな 、電動機制御装置を考える。トルク制御回路 5の伝達特性を理想的に 1とし、 制御対象 1の入力端でループを切り開いたときの開ループ伝達関数を L ' (s)とすると 、 L ' (s)は制御対象 1の入力端力 電動機 3の位置信号 Xを検出する位置検出回路
V m
6、速度演算回路 10及び速度制御回路 9bを経由して制御対象 1の入力端に戻るル ープの伝達関数となり、次式のように表される。
[0024] [数 5] fcv(s + >vi)(( -2s2 + Ί )
Lf v(s) = Cv(s)Gv (s) = "-" - ""―
^ s2 + l ) ( 5 )
[0025] (5)式より、 L ' (s)が有する零点は、実数零点 ω と虚軸上にある一対の複素零 点 ±j coとなり、速度制御回路 9bが与える実数零点— ω と G (s)の複素零点 ζ'がそ のまま現れる。
[0026] 一方、 (X > 0としたときを考えると、制御対象 1の入力端でループを切り開いたとき の開ループ伝達関数を L (s)とすると、 L (s)は、制御対象 1の入力端力も電動機 3 位置検出回路 6、速度演算回路 10及び速度制御回路 9bを経由して制御対象 1の入 力端に戻るループの伝達関数と、制御対象 1の入力端から負荷機械 2、加速度検出 回路 7、振動抑制回路 l ib及び速度制御回路 9bを経由して制御対象 1の入力端に 戻るループの伝達関数との和となり、次式のように表される。
[0027] [数 6] kv(s + )vi)(d)~2s2 + as + 1)
Lv(s) = C (s)Cv (s)+aCv (s) Ga(s) =
IsHa^ + 1) ( 6 )
[0028] (6)式より、 L (s)は、実数零点 とゲイン αによって変化する一対の複素零点 を有する。 L (s)の複素零点を ζとすると、 ζは次式で与えられる。
[0029] [数 7]
Figure imgf000008_0001
[0030] また、 L (s)の複素零点 ζの減衰係数を ζ とし、複素平面において複素零点 zが実 軸となす角度を φとすると、複素零点 zの減衰係数 ζ は次式で与えられる。
[0031] [数 8]
[0032] 一般に、外乱抑制効果を向上させるためには開ループ伝達関数のゲインを大きく する必要がある力 開ループ伝達関数のゲインを十分に大きくすると、ループを切り 開かない閉ループ伝達関数の極（以下閉ループ極と記す）が開ループ伝達関数の 零点へと漸近することが知られている。したがって、開ループ伝達関数のゲインを大 きくすると、閉ループ極の減衰係数は（8)式の開ループ伝達関数の零点（以下開ル ープ零点と記す)の減衰係数に近づく。
この閉ループ極の減衰係数は、閉ループ応答の振動が減衰する割合を表す代表 的な指標であり、閉ループ極の減衰係数が小さくなるほど閉ループ応答の振動は大 きくなり、閉ループ極の減衰係数が大きくなるほど閉ループ応答の振動は速く減衰す ることになる。
[0033] この実施の形態 1によれば、（8)式で示した開ループ複素零点の減衰係数 ζ を適 切に大きな値に設定しておけば、外乱抑制効果を向上させるために開ループ伝達 関数のゲインを大きくしても、閉ループ複素極の減衰係数を大きくして振動を抑制す ることができる。すなわち外乱抑制と振動抑制とを同時に実現することができる。
[0034] 上記性質について、図 3及び図 4を用いて詳細に説明する。
図 3は、速度比例ゲイン kを変化させたときの閉ループ複素極の根軌跡を表す概 略図である。ここでは、説明を容易にするため ω = 0とし、また、複素零点 zの減衰係 数力 ζ Ζ = 0. 5となるように α = 1/ ωとしている。
図 3において、 α = 0としたときの閉ループ複素極の根軌跡を点線で示し、 α > 0と したときの閉ループ複素極の根軌跡を実線で示し、また、開ループ零点を〇印で、 開ループ極を X印で表し、各根軌跡の矢印は速度比例ゲイン kを大きくしたときに閉 ループ極が移動する方向を表して 、る。
なお、実軸上の閉ループ極は、速度ゲインが 0のとき原点にあり、速度比例ゲイン k の増大に応じて—∞にある開ループ零点に収束するする。この軌跡は α = 0と α = 1 /wz(D ヽずれの場合にぉ 、ても同じ軌跡となる (図示せず)。
そして図 4は、速度比例ゲイン kを大きくしたときの閉ループ複素極の減衰係数の 変化を表す図であり、横軸は総慣' ^[で正規ィヒした速度比例ゲイン kであり、縦軸は 閉ループ複素極の減衰係数である。
[0035] ゲイン aが 0であるとき、外乱抑制力を向上させるため速度比例ゲイン kを 0から大 きくすると、閉ループ複素極は虚軸力 離れる方向へ移動し、閉ループ複素極の減 衰係数はある の値にぉ 、て最大となる。
速度比例ゲイン kを、減衰係数が最大になる値からさらに増大させると、閉ループ 複素極は、 L ' (s)が虚軸上にもつ複素零点 z'に近づき、閉ループ複素極の減衰係 数は 0に漸近する。それに伴って負荷機械 2の振動が大きくなるが、この複素零点 z' の位置は速度比例ゲイン k及び速度積分ゲイン ω を調整しても変更できないため、 減衰係数を大きくして負荷機械 2の振動を抑制するためには速度比例ゲイン kを小 さくしなければならない。
以上より、ゲイン αが 0である、すなわち、電動機 3の速度 Vに速度補正信号 Vをカロ m c 算しない場合は外乱抑制力の向上と振動抑制とを同時に実現することはできない。
[0036] これに対し、ゲイン ocを正に大きくすれば G (s)の複素零点 z'の減衰係数を大きく できる。すなわち、 L (s)の複素零点 zを虚軸にある z'から離れた位置へ移動させ、 L (s)の複素零点 zの減衰係数 ζ を大きくすることができる。
z
このとき外乱抑制力を向上させるために速度比例ゲイン kを増大させると、閉ルー プ複素極が虚軸力 離れる方向へ移動し、閉ループ複素極の減衰係数は増大する 。さらに kを増大させると、 α = 0のときと同様、閉ループ複素極の減衰係数が減少 するものの、前述のように L (s)の複素零点 zの減衰係数 ζ を適度な大きさにするこ とができるので、閉ループ複素極が L (s)の複素零点 zに近づいても、閉ループ極の 減衰係数が 0になることは無ぐ負荷機械 2を振動しないように調整することができる。 つまり、外乱抑制力の向上と負荷機械の振動抑制を同時に実現することができる。
[0037] 図 1の構成においても、図 2の構成についてと同様に振動抑制回路 11aを構成でき るが、その内容は以下のとおりである。
図 1において、位置制御回路 8aは位置比例ゲイン kの伝達特性を、速度制御回路
P
9aは図 2と同様 (4)式で示される PI制御の伝達特性をもつように構成するものとする 。このとき、位置検出回路 6からのフィードバックループに着目すると、位置信号 Xか m らトルク指令信号 τ までの伝達特性は次式で示される。
[0038] [数 9]
Figure imgf000010_0001
Tr = m ( 9 ) [0039] 加速度信号 aからトルク指令信号 τまでの伝達特性が、位置信号 Xからトルク指令
1 r m
信号 τまでの伝達特性に、ゲイン αの比例積分特性を乗じたものとなるように構成 すれば、図 2の構成と同様に開ループ複素零点の減衰を調整できることから、次式で 示されるような伝達特性を持てばょ ヽ。
[0040] [数 10] s + " iバ s + kp)
Tr = : - a{ ( i 0 )
s s
[0041] 一方、速度補正信号 からトルク指令信号 τ ^での伝達特性は次式で示される。
[0042] [数 11] kv(s + >νί)
Tc = ； "-" c ( 1 1 )
[0043] したがって、振動抑制回路 1 1aを、次式で示されるような比例ゲインが αで積分ゲイ ンが kの PI制御の伝達関数 C (s)を持つように構成すればよい。
p a
[0044] [数 12] (s + kp)
Ca(s) = ( 1 2 )
[0045] 次に、この実施の形態 1における振動抑制回路 1 1a及び振動抑制回路 l ib並びに 速度制御回路 9a及び速度制御回路 9bの調整について説明する。
ゲイン αを正に大きくすることで減衰係数 ζ を大きくでき、減衰係数 ζ が 0. 5程度 もあれば、速度比例ゲイン kを大きくしたときに十分な振動抑制効果を得ることができ る。また、減衰係数 ζ をさらに大きくして 1以上にしても特に良い効果が得られない 一方、収束が遅くなる、ロバスト安定性が悪くなるといった悪影響が増大する。したが つて、ゲイン αは減衰係数が ζ = 0. 5程度となるように調整すればよい。これまでの 説明では、制御対象 1が有する反共振の減衰が 0としていたが、制御対象 1の反共振 減衰が 0より大きい場合は、その値の大きさに応じて減衰係数 ζ を 0. 5程度よりも小 z
さい値としてもよい。
また、減衰係数 ζ は速度比例ゲイン k及び速度積分ゲイン ω には依存しない。よ つて、速度比例ゲイン 及び速度積分ゲイン の調整とは独立に、負荷機械 2の振 動を抑制可能な範囲でゲイン αをある値に固定にしておけばよい。例えば ζ =0. 5 程度となるように、 α = 1/ ω程度にすれば負荷機械 2の振動を十分抑制できる。
[0046] なお、機械系 4の反共振周波数 ωが事前にわ力つていれば、上記のように減衰係 z
数 ζ が最適な値に一致するようゲイン aを設定することが可能であるが、反共振周 波数 ωが不明な場合でも、ゲイン αを正に大きくするだけで、減衰係数 ζ を大きくし て振動抑制効果を得ることができる。
したがって、反共振周波数 ωなど機械系 4に関する情報を獲得するため計算や周 波数特性を同定するなどの特別な手段は不要であり、 aを。から徐々に大きくするだ けの容易な調整で負荷機械 2の振動を抑制できる。
[0047] また、減衰係数 ζ が速度比例ゲイン kに依存しな 、ことから、ゲイン aと速度比例 ゲイン kとは独立に調整することができ、外乱抑制力の向上と負荷機械 2の振動抑制 を独立に調整することができる。
[0048] また、減衰係数 ζ は速度積分ゲイン ω 〖こも依存しないので、ゲイン αと速度積分 ゲイン ω も独立に調整することができる。（6)式より、速度積分ゲイン ω を変化させ ても L (s)の実数零点 ω が実軸上を移動するだけであり、ゲイン αによって変化 する複素零点の減衰係数 ζ に影響しないことが分かる。
実数零点の減衰係数は 1であるので、実数零点 ω に収束する閉ループ極の影 響で負荷機械 2が振動することはない。この種の電動機制御装置において、速度積 分ゲイン ω を速度比例ゲイン kに対して連動させ、速度比例ゲイン kの増大に応じ て ωも大きくなるよう設定されることが多いが、そのような場合においても、速度比例 ゲイン k及び速度積分ゲイン ω に関する設定を変更する必要はなぐ電動機 3の速 度信号 Vに速度補正信号 Vを加算する、この実施の形態 1の構成として、上記のよう m c
にゲイン Oを調整するだけの容易な調整で外乱抑制力の向上と振動抑制が同時に 実現できる。
なお、位置比例ゲイン k、については速度比例ゲイン kと同様に扱うことができる。
P
[0049] また、この実施の形態 1では、振動抑制回路 11aにおいて、負荷機械 2の加速度信 号 aを比例倍して速度補正信号 Vを生成する構成を記載したが、負荷機械 2の加速
1 c 度信号 a力も所定の周波数成分を除去した信号を比例倍するように構成してもよ！/、。
1
例えば、振動抑制回路 11a又は振動抑制回路 l ibに所定の周波数以上の成分を 除去するローパスフィルタを追加することにより、機械系 4の安定性に悪影響を及ぼ す可能性がある、負荷機械 2の加速度信号 aに含まれる高周波ノイズを除去すること
1
ができる。ローパスフィルタのカットオフ周波数は機械系 4の反共振周波数 ω の 5倍
ζ より大きければよい。
[0050] また、振動抑制回路 11a又は振動抑制回路 l ibに所定の周波数以下の成分を除 去するハイパスフィルタを追加することにより、負荷機械 2の加速度信号 aに含まれる
1 オフセットに起因した定常誤差を除去することができる。なお、ノ、ィパスフィルタのカツ トオフ周波数は機械系 4の反共振周波数 ω の 1Z4より小さければょ 、。
ζ
[0051] この実施の形態 1は、以上のように構成することで、機械系 4に関する情報を得るた めの計算や周波数特性の同定をするなどの特別な手段は不要で、位置比例ゲイン k 、速度比例ゲイン k及び速度積分ゲイン ω の調整とは独立に、減衰係数 ζ 力 ^以
Ρ VI z 下の適切な値となるようにゲイン aを固定値に設定するだけの容易な調整で、外乱 抑制力の向上と負荷機械 2の振動抑制とを同時に実現できる。
また、図 2の構成のように、位置制御回路 8bに位置信号 Xのフィードバック入力が
m
ないときは、負荷機械 2の加速度信号 aを比例倍した速度補正信号 Vを、電動機 3の
1 c
速度信号 Vに加算するという、より簡単な構成で同等の効果を得ることができる。
m
[0052] なお、速度制御回路 9a及び速度制御回路 9bが PI制御の伝達特性を持つ場合を 例にとって説明したが、他の伝達特性を持つ場合でも、例えば IP制御の伝達特性で あれば、振動抑制回路は PID制御に ω で決まるフィルタを追加した構成とすれば良 V、と 、つたように、同様の方法で振動抑制回路 1 la又は振動抑制回路 1 lbを構成す ることがでさる。
[0053] 実施の形態 2.
図 5は、本発明の実施の形態 2の電動機制御装置を示したブロック図である。
制御対象 1は実施の形態 1と同じものである。
位置制御回路 8cは、位置指令信号 Xと、位置信号 Xにその位置信号 Xを補正す
r m m
る位置補正信号 χ
cを加算した補正位置信号 X
mcとを入力として、速度指令信号 V
rを出 力する。
速度制御回路 9cは、位置制御回路 8cの出力する速度指令信号 と、 10が位置信 号 Xから演算して出力する速度信号 Vとを入力として、トルク指令信号 τを出力する
[0054] 位置補正信号 Vは、負荷機械 2の加速度信号 aを入力とする振動抑制回路 11cが
1
出力するが、この振動抑制回路 11cの伝達関数は、加速度信号 aからトルク指令信
1
号 τまでの伝達関数が、位置信号 Xからトルク指令信号 τまでの伝達関数に、所 r m r
定のゲインの比例特性及び積分特性を乗じたものとなるように定められる。
[0055] この実施の形態 2の原理を、図 5の構成に比べて簡単になる、速度制御回路 9cに 速度信号 Vのフィードバックを入力しない図 6の構成を用いて説明する。図 6におい m
て、制御対象 1は図 5と同一のものである。
この図 6の構成では、位置制御回路 8dが速度制御回路を介さずに直接トルク指令 信号 τ X
rを出力するように構成され、位置指令信号 X
rと補正位置信号 mcとを入力とし て、トルク指令信号てを出力する。また、位置補正信号 Xは、振動抑制回路 l idが 負荷機械 2の加速度信号 aを比例倍した信号を積分して生成する。
1
[0056] 次に、この実施の形態 2の原理について説明する。実施の形態 1と同様、機械系 4 は機械共振特性を有し、トルク指令信号 τ
rから電動機 3の位置信号 X
mまでの伝達関 数が機械共振特性を一つだけ有する二慣性系であるものとする。このとき、電動機 3 のトルク τ から電動機 3の位置信号 Vまでの伝達関数を G (s)とすると、 G (s)は次 m m P P 式のように表される。
[0057] [数 13]
― Gv(5)一 >~ 2 Hh 1
Gp(S) -— - /52( _2ς2 + 1 ) ( 1 3 )
[0058] また、振動抑制回路 l idは負荷機械 2の加速度信号 aを比例積分するものとし、負
1
荷機械 2の加速度信号 aから位置補正信号 Xまでの伝達特性が次式で与えられるも
1 c
のとする。
[0059] [数 14] 广 / 、
Ca(s) = - ( 1 4 ) ここで、 αは振動抑制回路 l idの積分ゲインである。
[0060] また、位置制御回路 8dにおける電動機 3の位置信号 Xからトルク指令信号 τまで m r の伝達特性が次式で示す C (s)で表される PID制御装置であるものとする。
P
[0061] [数 15]
K(s2 + + ）
CP(S) = s ( 1 5 ) ここで、 Kは位置微分ゲイン、 Kは位置比例ゲイン、 Kは位置積分ゲインである。
P 1
[0062] トルク制御回路 5の伝達特性を理想的に 1とし、制御対象 1の入力端でループを切 り開いたときの開ループ伝達関数を L (s)とすると、 L (s)は、制御対象 1の入力端か
P P
ら電動機 3、位置検出回路 6及び位置制御回路 8dを経由して制御対象 1の入力端に 戻るループの伝達関数と、制御対象 1の入力端から負荷機械 2、加速度検出回路 7、 振動抑制回路 11 d及び位置制御回路 8dを経由して制御対象 1の入力端に戻るルー プの伝達関数との和となり、次式のように表される。
[0063] [数 16] a K(s2 + Kps + Κ (ω^2 + as + 1)
Lp(s) = Cp(s)Gp(s) + -Cp(s)Ga(s) =
[0064] L (s)は、位置制御回路 8dによって与えられる零点と、振動抑制回路 l idの積分ゲ
P
イン αによって変化する複素零点とを有する。積分ゲイン αによって変化する複素零 点は（7)式で示す複素零点 ζと同じであるので、 Κ、 Κ及び Κの調整とは独立に、 a
P 1
を正に大きくすることで減衰係数を大きくすることができる。
また、位置制御回路 8dによって与えられる零点は、位置比例ゲイン K及び位置積
P
分ゲイン Kの値によっては複素零点となる場合もある力 位置比例ゲイン K及び位
1 P 置積分ゲイン κを調整することで複素零点の減衰係数を大きくすることができるので 、位置微分ゲイン κを大きくしても、この複素零点に収束する閉ループ極が負荷機械 2を振動させることはない。よって、実施の形態 1と同様に容易な調整で外乱抑制力 の向上と負荷機械 2の振動抑制とを同時に実現することができる。
[0065] また、実施の形態 1と同様の考え方により、図 5の構成においても、図 6の構成につ いてと同様に振動抑制回路 11cを構成できる。図 5において、位置制御回路 8cがゲ イン kの P制御の伝達特性を、速度制御回路 9cが PI制御の伝達特性を持つ場合、
P
次式で示されるような比例ゲインが a Zkで積分ゲインが kの PI制御の伝達特性を
P P
持つように振動抑制回路 1 lcを構成すればよ！、。
[0066] [数 17] s ( 1 7 )
[0067] なお、位置制御回路 9cが PI制御ではなぐ IP制御のような他の伝達特性を持つと きでも、同様に振動抑制回路 11cを構成することができる。
[0068] この実施の形態 2では、振動抑制回路 11cは負荷機械 2の加速度信号 aを比例積
1 分倍して位置補正信号 Xを生成するように構成したが、負荷機械 2の加速度信号 a
1 力も所定の周波数成分を除去した信号を比例倍するように構成してもよ!、。
[0069] 例えば、振動抑制回路 11c又は振動抑制回路 l idにある所定の周波数以上の成 分を除去するローパスフィルタを追加することにより、機械系 4の安定性に悪影響を 及ぼす可能性がある、負荷機械 2の加速度信号 aに含まれる高周波ノイズを除去す
1
ることができる。ローパスフィルタの応答周波数は機械系 4の反共振周波数 ωのおよ そ 5倍より大きければよい。
[0070] また、振動抑制回路 11c又は振動抑制回路 l idにおける積分を、積分にハイパス フィルタを併せた特性をもつ疑似積分としてもょ ヽ。このハイパスフィルタを 2次以上 の特性とすることにより、負荷機械 2の加速度信号に含まれるオフセットに起因した定 常誤差を除去することができる。このハイノ スフィルタの次数は、加速度信号 aからト
1 ルク指令信号てまでの伝達特性に含まれる積分要素の次数の合計に応じて決定す ればよい。なお、ハイパスフィルタのカットオフ周波数は機械系 4の反共振周波数 ω のおよそ 1Z4より小さければよい。
[0071] この実施の形態 2は上記のように構成しているため、振動抑制回路 11c又は振動抑 制回路 l idの積分ゲイン αを大きくすることで、 L (s)の複素零点の位置を、虚軸上 にある G (s)の複素零点の位置とは異なる位置にして、減衰係数を大きくすることが
P
できる。よって、実施の形態 1と同様に容易な調整で外乱抑制力の向上と負荷機械 2 の振動抑制とを同時に実現することができる。
また、図 6の構成のように、速度制御回路への速度信号 Vのフィードバック入力が ないときは、負荷機械 2の加速度信号 aを比例積分倍した位置補正信号 Xを、電動 機 3の位置信号 Xに加算するという、より簡単な構成で同等の効果を得ることができ る。
[0072] 実施の形態 3.
図 7は、本発明の実施の形態 3の電動機制御装置を示したブロック図である。制御 対象 1は実施の形態 1のものと同じである。
位置制御回路 8eは位置指令信号 Xと、電動機 3の位置信号 Xに、その位置信号 X を補正する位置補正信号 を加算した補正位置信号 とを入力として、速度指令 信号 vを出力する。
速度制御回路 9eは、位置制御回路 8eの出力とする速度指令信号 Vと、速度演算 回路 10が位置信号 Xから演算して出力する速度信号 Vに、その速度信号 Vを補正 する速度補正信号 Vを加算した補正速度信号 V とを入力として、トルク指令信号て を出力する。
位置補正信号 X及び速度補正信号 Vは振動抑制回路 l ieが出力するが、この振 動抑制回路 l i eは、負荷機械 2の加速度信号 aを比例倍して速度補正信号 Vを生成 するゲイン回路 12と、その速度補正信号 Vを積分して位置補正信号 Xを生成する積 分回路 13からなる。
[0073] 次に、この実施の形態 3の原理について説明する。機械系 4は実施の形態 1と同じ く二慣性系であるとする。また、振動抑制回路 l ieの内部にあるゲイン回路 12のゲイ ンを αとし、位置制御回路 8eにおける電動機 3の位置信号 Xから速度指令信号 vま での伝達特性が、次式で示す比例制御の伝達特性で表されるものとする。
[0074] [数 18]
Cp(s) = -kv ( 1 8 ) ここで、 kは位置比例ゲインである。また、速度制御回路 9eは速度指令信号 Vと電
P r 動機 3の速度信号 Vとの偏差を、次式で示す PI演算するものとする。
m
[0075] [数 19] r . _ kv(s + ωνί)
し VW = "-" - ""- -" ( 1 9 ) ここで、 kは速度比例ゲインであり、 ω は速度積ゲインである。
[0076] トルク制御回路 5の伝達特性を理想的に 1とした場合の、制御対象 1の入力端でル ープを切り開いたときの開ループ伝達関数を L (s)とすると、 L (s)は制御対象 1の入
Ρ Ρ
力端から位置検出回路 6、位置制御回路 8e及び速度制御回路 9eを経由して制御対 象 1の入力端に戻るループの伝達関数と、制御対象 1の入力端から位置検出回路 6 、速度演算回路 10及び速度制御回路 9eを経由して制御対象 1の入力端に戻るルー プの伝達関数と、制御対象 1の入力端力 加速度検出回路 7、ゲイン回路 12、積分 回路 13、位置制御回路 8e及び速度制御回路 9eを経由して制御対象 1の入力端に 戻るループの伝達関数と、制御対象 1の入力端から加速度検出回路 7、ゲイン回路 1 2及び速度制御回路 9eを経由して制御対象 1の入力端に戻るループの伝達関数と の和となり、次式のように表される。
[0077] [数 20] kv s + kp)(s + c v])( >2 ^sz + (xs + 1 )
P(S) = /S3(o -2 S2 + 1) ( 2 0 )
[0078] L (s)は、実数零点— k及び— ω 並びに振動抑制回路 l ieの積分ゲインひによつ
P P
て変化する複素零点を有する。
二つの実数零点の減衰係数は常に 1であるので、速度比例ゲイン kを大きくしたと き、この実数零点に収束する閉ループ極が負荷機械を振動させることはない。
また、積分ゲイン αによって変化する複素零点は（7)式で示す複素零点 zと同じで あり、速度比例ゲイン k、速度積分ゲイン ω 及び位置比例ゲイン kの調整に関係な ぐ積分ゲイン αを正に大きくすることで、 L (s)の複素零点 ζの位置を、虚軸上にある
Ρ
G (s)の複素零点 ζ'とは異なる位置とすることで、減衰係数を大きくすることができる。 よって、実施の形態 1と同様に容易な調整で外乱抑制力の向上と負荷機械 2の振 動抑制とを同時に実現することができる。
[0079] なお、速度制御回路 9eが PI制御ではなく IP制御のような他の伝達特性を持つとき でも、同様に振動抑制回路 l ieを構成することができる。
[0080] また、この実施の形態 3では、速度演算回路 10において、位置検出回路 6により検 出される位置信号 Xから、電動機 3の速度信号 Vを演算する構成としたが、電動機 3
m m
の速度の検出値を用いてもょ 、。
[0081] また、振動抑制回路 l ieは、負荷機械 2の加速度信号 aを比例倍して速度補正信
1
号 Vを生成し、速度補正信号 Vを積分して位置補正信号 Xを生成する構成としたが、 加速度信号 aの代わりに、加速度信号 aから所定の周波数成分を除去した信号を用
1 1
いてもよい。
例えば、振動抑制回路 l idに所定の周波数以上の成分を除去するローパスフィル タを追加することにより、機械系 4の安定性に悪影響を及ぼす可能性がある、加速度 信号 aに含まれる高周波ノイズを除去することができる。ローパスフィルタの応答周波
1
数は機械系 4の反共振周波数 ωの 5倍より大きければょ 、。
ζ
[0082] また、振動抑制回路 l ieにおける、負荷機械 2の加速度信号 aから速度補正信号 V
1 c までの伝達特性に、所定の周波数以下の成分を除去するハイパスフィルタを追加し
、かつ加速度信号 a までの
1から位置補正信号 X
c 伝達特性に含まれる積分の代わりに
、積分に 2次以上の特性となるハイパスフィルタを併せた特性をもつ疑似積分を用い てもよい。この擬似積分に含まれるハイパスフィルタの次数は、加速度信号 aからトル
1 ク指令信号 τまでの伝達特性に含まれる積分要素の次数の合計に応じて決定すれ ばよい。振動抑制回路 l ieを上記構成にすることで、加速度信号 aに含まれるオフセ
1
ットに起因した定常誤差を除去することができる。
加速度信号 aから速度補正信号 Vまでの伝達特性に追加されるハイパスフィルタと
1 c
、加速度信号 aから位置補正信号 Xまでの伝達特性に含まれる積分の代わりに用い
1 c
る疑似積分に含まれるノ、ィパスフィルタのカットオフ周波数は、機械系 4の反共振周 波数 ωの 1Z4より小さければよい。
ζ
[0083] 実施の形態 3は上記のように構成しているため、振動抑制回路 l ieの内部にあるゲ イン回路 12のゲイン aを大きくすることで、 L (s)の複素零点の位置を、虚軸上にあ
P
る G (s)の複素零点とは異なる位置として、減衰係数を大きくすることができる。よって
P
、実施の形態 1と同様に、容易な調整で外乱抑制力の向上と負荷機械 2の振動抑制 とを同時に実現することができる。
[0084] 実施の形態 4.
図 8は本発明の実施の形態 4の電動機制御装置を示した図である。
制御対象 1は実施の形態 1と同じものである。
一方、実施の形態 1から 3では、振動抑制回路 11aないし l ieは負荷機械 2の加速 度信号 aを入力として、位置信号 Xを補正する位置補正信号 X又は速度信号 Vを補
1 m c m 正する速度補正信号 vを出力するように構成したが、この実施の形態 4では、振動抑 制回路 l lfは同じく加速度信号 aを入力として、速度制御回路 9fが出力するトルク指
1
令信号 τ を補正するトルク補正信号 τ を出力するように構成する。
[0085] 位置制御回路 8fは、位置指令信号 Xを入力として、速度指令信号 Vを出力する。
速度制御回路 9fは、位置制御回路 8fの出力する速度指令信号 Vと、速度演算回 路 10が電動機 3の位置信号 Xから演算して出力する速度信号 Vとを入力として、ト m m
ルク指令信号てを出力する。
振動抑制回路 l lfは、加速度信号 aからトルク指令信号 τまでの伝達関数が、速
1 r
度信号 Vカゝらトルク指令信号 τまでの伝達関数全体にゲインを乗じたものになるよう m r
に構成する。そして、速度制御回路 9fが出力するトルク指令信号て に、振動抑制回 路 l lfが出力するトルク補正信号 τ を加算して、トルク制御回路 5に与える補正トル ク指令信号 を得る。
[0086] この実施の形態 4の原理を以下に説明する。図 8において、機械系 4は二慣性系で あるとし、トルク制御回路 5の伝達特性を理想的に 1とし、負荷機械 2の加速度信号 a
1 力 補正トルク指令信号 τまでの伝達関数を C (s)とし、速度制御回路 9fにおける r a
速度信号 vカゝら補正トルク指令信号 τ まで伝達特性が (4)式で示す C (s)であると m V V
すれば、 C (s)が次式で示す伝達特性となるよう振動抑制回路 l lfを構成すればよ a
い。
[0087] [数 21] C (s) = «Cv(s) = ( 2 1 ) ここで、 αは振動抑制回路 1 Ifにおいて速度信号 V力 補正トルク指令信号 τ まで
m V 伝達特性 C (s)全体に乗じるゲインである。
このとき、制御対象 1の入力端でループを開いたときの開ループ伝達関数は（6)式 と全く同じとなり、実施の形態 1と同様に容易な調整で外乱抑制力の向上と負荷機械
2の振動抑制を同時に実現することができる。
[0088] なお、実施の形態 1と同様、速度制御回路 9fが PI制御ではなく IP制御のような他の 伝達特性を持つときでも、同様に振動抑制回路 l lfを構成することができる。
[0089] 上記の振動抑制回路 l lfは負荷機械 2の加速度信号 aに PI演算を施すことで速度
1
補正信号 Vを生成するものであるが、加速度信号 aから所定の周波数成分を除去し
c 1
た信号を用いてもよい。
例えば、振動抑制回路 l lfに所定の周波数以上の成分を除去するローパスフィル タを追加することにより、機械系 4の安定性に悪影響を及ぼす可能性がある、加速度 信号 aに含まれる高周波ノイズを除去することができる。ローパスフィルタのカットオフ
1
周波数は機械系 4の反共振周波数 ωの 5倍より大きければょ 、。
ζ
[0090] また、振動抑制回路 l lfに積分特性が含まれる場合は、積分特性にハイパスフィル タを併せた特性をもつ疑似積分を用いてもよい。疑似積分を用いることで、加速度信 号 aに含まれるオフセットに起因した定常誤差を除去することができる。上記ハイパス
1
フィルタのカットオフ周波数は機械系 4の反共振周波数 ωの 1Z4より小さければよ
ζ
い。
[0091] この実施の形態 4のように、負荷機械 2の加速度信号 aからトルク指令信号 τまで
1 r の伝達関数が、速度信号 V
mからトルク指令信号 τまでの
r 伝達関数全体にゲインを乗 じたものになるように振動抑制回路 l lfを構成することにより、実施の形態 1と同様に 容易な調整で外乱抑制力の向上と負荷機械 2の振動抑制とを同時に実現するがで きる。
また、上記実施の形態 4で示される電動機制御装置を等価変換できるものは、上記 と同様の効果を奏する。 [0092] 実施の形態 5.
図 9は、実施の形態 4と同様に、加速度信号 aに基づいてトルク補正信号 τ を得る
1 c 別の実施の形態である、実施の形態 5の電動機制御装置を示した図である。
制御対象 1は実施の形態 1と同じものである。
位置制御回路 8gは、電動機 3に対する位置指令信号 Xと、電動機 3の位置信号 X r m とを入力として、速度制御回路を介さずに直接トルク指令信号 τ を出力する。
Ρ
振動抑制回路 l lgは、加速度信号 aからトルク指令信号てまでの伝達関数が、位
1 r
置信号 Xからトルク指令信号 τまでの伝達関数全体にゲイン特性と積分特性を乗じ m r
たものになるように構成する。そして、位置制御回路 8gが出力するトルク指令信号て
Ρ
に、振動抑制回路 l lgが出力するトルク補正信号 τ を加算して、トルク制御回路 5に 与える補正トルク指令信号てを得る。
[0093] 以下、動作原理を説明する。図 9における機械系 4は、実施の形態 1と同様、ニ慣 性系であるとし、トルク制御回路 5の伝達特性を理想的に 1であるとする。負荷機械 2 の加速度信号 aからトルク指令信号 τまでの伝達関数を C (s)とし、位置制御回路 8
1 r a
gにおける電動機 3の速度信号 vからトルク指令信号 τ まで伝達特性が、例えば、（ m p
15)式で示す C (s)であるとき、 C (s)は次式で示す伝達特性となるよう振動抑制回 p a
路 l lgを構成する。
[0094] [数 22]
Figure imgf000022_0001
ここで、 αは、振動抑制回路 l lgにおいて電動機 3の位置信号 Xからトルク指令信 m
号 τ まで伝達特性 C (s)全体に乗じるゲインである。このとき、制御対象 1の入力端
Ρ Ρ
でループを開いたときの開ループ伝達関数は（16)式と全く同じとなるので、実施の 形態 1と同様に、容易な調整で外乱抑制力の向上と負荷機械 2の振動抑制を同時に 実現することができる。
[0095] 上記の振動抑制回路 l lgは負荷機械 2の加速度信号 aに PID演算を施すことでト
1
ルク補正信号 τ を生成する構成であるが、振動抑制回路 l lgに所定の周波数成分 を除去するフィルタを追カ卩してもょ 、。 あつたが
[0096] 例えば、振動抑制回路 l lgに所定の周波数以上の成分を除去するローパスフィル タを追加することにより、機械系 4の安定性に悪影響を及ぼす可能性がある、加速度 信号 aに含まれる高周波ノイズを除去することができる。ローパスフィルタのカットオフ
1
周波数は機械系 4の反共振周波数 ωのおよそ 5倍より大きければよい。
ζ
[0097] また、振動抑制回路 l lgにおける積分を、積分にノ、ィパスフィルタを併せた特性を もつ疑似積分としてもよい。また、このハイパスフィルタを 2次以上の特性とすることに より、負荷機械 2の加速度信号に含まれるオフセットに起因した定常誤差を除去する ことができる。上記ハイパスフィルタのカットオフ周波数は機械系 4の反共振周波数 ω のおよそ 1Z4より小さければよい。
ζ
[0098] 実施の形態 5のように、負荷機械 2の加速度信号 aからトルク指令信号 τまでの伝
1 r
達関数が、電動機 3の位置信号 Xからトルク指令信号 τ までの伝達関数全体に比
m p
例積分特性を乗じた伝達関数となるように振動抑制回路 l lgを構成することにより、 実施の形態 1と同様に容易な調整で外乱抑制力の向上と負荷機械 2の振動抑制とを 同時に実現するができ、実際の装置に合わせた最適な電動機制御装置の構成を得 ることがでさる。
[0099] また、実施の形態 4及びこの実施の形態 5にそれぞれ含まれる電動機 3の位置信号 X及び速度信号 Xのフィードバックを併せ持つ図 10のような構成においても同様に m m
、負荷機械 2の加速度信号 aからトルク指令信号 τまでの伝達関数が、電動機 3の
1 r
位置信号 Xからトルク指令信号 τ までの伝達関数全体に比例積分特性を乗じた伝
m V
達関数となるように振動抑制回路 l lhを構成することにより、実施の形態 1と同様に 容易な調整で外乱抑制力の向上と負荷機械 2の振動抑制とを同時に実現することが できる。
[0100] また、この実施の形態 5で示される電動機制御装置を等価変換できるものは上記と 同様の効果を得ることができる。
[0101] また、各実施の形態にお!、て、電動機 3の位置の現在値を示す位置信号 Xを位置
m 検出回路 6により検出して、速度信号 Vは速度演算回路 10が位置信号 Xから演算し
m m
て出力する構成について説明したが、逆に、電動機 3の速度の現在値を示す速度信 号 Vを速度検出回路により検出して、位置信号 Xは速度信号 Vから演算する構成で m m m
あっても、本発明は同様の効果を奏する。
図面の簡単な説明
[0102] [図 1]本発明の実施の形態 1による電動機制御装置の一例を示すブロック図である。
[図 2]本発明の実施の形態 1による電動機制御装置の一例を示すブロック図である。
[図 3]本発明の実施の形態 1による電動機制御装置における根軌跡を表す図である
[図 4]本発明の実施の形態 1による電動機制御装置における速度比例ゲインと閉ル 一プ複素極の減衰係数の関係を表す図である。
[図 5]本発明の実施の形態 2による電動機制御装置の一例を示すブロック図である。
[図 6]本発明の実施の形態 2による電動機制御装置の一例を示すブロック図である。
[図 7]本発明の実施の形態 3による電動機制御装置の一例を示すブロック図である。
[図 8]本発明の実施の形態 4による電動機制御装置の一例を示すブロック図である。
[図 9]本発明の実施の形態 5による電動機制御装置の一例を示すブロック図である。
[図 10]本発明の実施の形態 5による電動機制御装置の一例を示すブロック図である 符号の説明
[0103] 2 負荷機械 3 電動機
8a、 8b、 8c、 8d、 8e、 8f、 8g、 8h 位置制御手段である位置制御回路
9a、 9b、 9c、 9e、 9f、 9h 速度制御手段である速度制御回路
l la、 l lb、 l lc、 l ld、 l ie, l lf、 l lg、 l lh 振動抑制手段である振動抑制回 路
12 ゲイン部であるゲイン回路 13 積分部である積分回路

Claims

請求の範囲
[1] 負荷機械を駆動する電動機の位置の目標値を指定する位置指令信号、及び前記電 動機の位置の現在値を示す位置信号を入力として、前記電動機の速度の目標値を 指定する速度指令信号を出力する位置制御手段と、
前記速度指令信号、及び前記電動機の速度の現在値を示す速度信号にその速度 信号を補正する速度補正信号を加算した補正速度信号を入力として、前記電動機 が前記負荷機械を駆動するトルクの目標値を指定するトルク指令信号を出力する速 度制御手段と、
前記負荷機械の加速度の現在値を示す加速度信号から前記トルク指令信号までの 伝達関数が、前記位置信号力 前記トルク指令信号までの伝達関数に、所定のゲイ ンの比例特性及び積分特性を乗じたものとなるように定められた伝達関数に基づい て、前記加速度信号ある!/、は前記加速度信号に所定の値以上の周波数成分を除去 するローパスフィルタと所定の値以下の周波数成分を除去するハイパスフィルタとを 作用させた信号を入力として前記速度補正信号を出力する振動抑制手段とを備えた ことを特徴とする電動機制御装置。
[2] 負荷機械を駆動する電動機の速度の目標値を指定する速度指令信号、及び前記電 動機の速度の現在値を示す速度信号にその速度信号を補正する速度補正信号を 加算した補正速度信号を入力として、前記電動機が前記負荷機械を駆動するトルク の目標値を指定するトルク指令信号を出力する速度制御手段と、
前記負荷機械の加速度の現在値を示す加速度信号あるいは前記加速度信号に所 定の値以上の周波数成分を除去するローパスフィルタと所定の値以下の周波数成 分を除去するハイパスフィルタとを作用させた信号を比例倍して前記速度補正信号 を出力する振動抑制手段とを備えたことを特徴とする電動機制御装置。
[3] 負荷機械を駆動する電動機の位置の目標値を指定する位置指令信号、及び前記負 荷機械の位置の現在値を示す位置信号にこの位置信号を補正する補正位置信号を 加算した補正位置信号を入力として、前記電動機の速度の目標値を指定する速度 指令信号を出力する位置制御手段と、
前記速度指令信号、及び前記電動機の速度の現在値を示す速度信号を入力として 、前記電動機が負荷機械を駆動するトルクの目標値を指定するトルク指令信号を出 力する速度制御手段と、
前記負荷機械の加速度の現在値を示す加速度信号を入力として、この加速度信号 から前記トルク指令信号までの伝達関数が、前記位置信号から前記トルク指令信号 までの伝達関数に所定のゲインの比例特性及び積分特性を乗じたものとなるよう〖こ 定められた伝達関数に基づいて、前記加速度信号あるいは前記加速度信号に所定 の値以上の周波数成分を除去するローパスフィルタと所定の値以下の周波数成分を 除去するハイパスフィルタとを作用させた信号を入力として前記補正位置信号を出力 する振動抑制手段とを備えたことを特徴とする電動機制御装置。
[4] 前記負荷機械を駆動する電動機の位置の目標値を指定する位置指令信号、及び前 記電動機の位置の現在値を示す位置信号にその位置信号を補正する位置補正信 号を加算した補正位置信号を入力として、前記電動機が前記負荷機械を駆動するト ルクの目標値を指定するトルク指令信号を出力する位置制御手段と、
前記負荷機械の加速度の現在値を示す加速度信号あるいは前記加速度信号に所 定の値以上の周波数成分を除去するローパスフィルタと所定の値以下の周波数成 分を除去するハイパスフィルタとを作用させた信号の比例値を積分して前記位置補 正信号を出力する振動抑制手段とを備えたことを特徴とする電動機制御装置。
[5] 負荷機械を駆動する電動機の位置の目標値を指定する位置指令信号、及び前記電 動機の位置の現在位置を示す位置信号にその位置信号を補正する補正位置信号 を加算した補正位置信号を入力として、前記電動機の速度の目標値を指定する速 度指令信号を出力する位置制御手段と、
前記速度指令信号、及び前記電動機の速度の現在値を示す速度信号にその速度 信号を補正する速度補正信号を加算した補正速度信号を入力として、前記電動機 が前記負荷機械を駆動するトルクの目標値を指定するトルク指令信号を出力する速 度制御手段と、
前記負荷機械の加速度の現在値を示す加速度信号あるいは前記加速度信号に所 定の値以上の周波数成分を除去するローパスフィルタと所定の値以下の周波数成 分を除去するハイパスフィルタとを作用させた信号を比例倍して前記速度補正信号 を出力するゲイン部、及び前記速度補正信号を積分して前記位置補正信号を出力 する積分部力 なる振動抑制手段とを備えたことを特徴とする電動機制御装置。
[6] 電動機に駆動される負荷機械の速度の目標値を指定する速度指令信号、及び前記 電動機の速度の現在値を示す速度信号を入力として、前記電動機が前記負荷機械 を駆動するトルクの目標値を指定するトルク指令信号を出力する速度制御手段と、 前記負荷機械の加速度の現在値を示す加速度信号あるいは前記加速度信号に所 定の値以上の周波数成分を除去するローパスフィルタと所定の値以下の周波数成 分を除去するハイパスフィルタとを作用させた信号を入力として、前記速度信号から 前記トルク指令信号までの伝達関数に所定のゲインを乗じた伝達関数に基づいて、 前記トルク指令信号を補正するトルク指令補正信号を出力する振動抑制手段とを備 えたことを特徴とする電動機制御装置。
[7] 電動機に駆動される負荷機械の位置の目標値を指定する位置指令信号、及び前記 電動機の位置の現在値を示す位置信号を入力として、前記電動機が前記負荷機械 を駆動するトルクの目標値を指定するトルク指令信号を出力する位置制御手段と、 前記負荷機械の加速度の現在値を示す加速度信号あるいは前記加速度信号に所 定の値以上の周波数成分を除去するローパスフィルタと所定の値以下の周波数成 分を除去するハイパスフィルタとを作用させた信号を入力として、前記位置信号から 前記トルク指令信号までの伝達関数に所定のゲインを有する比例特性及び積分特 性を乗じた伝達関数に基づ!/、て、前記トルク指令信号を補正するトルク指令補正信 号を出力する振動抑制手段とを備えたことを特徴とする電動機制御装置。
[8] 電動機に駆動される負荷機械の位置の目標値を指定する位置指令信号、及び前記 電動機の位置の現在値を示す位置信号を入力として、前記電動機の速度の目標値 を指定する速度指令信号を出力する位置制御手段と、
前記速度指令信号及び前記電動機の速度の現在値を示す速度信号を入力として、 前記電動機が前記負荷機械を駆動するトルクの目標値を指定するトルク指令信号を 出力する速度制御手段と、
前記負荷機械の加速度の現在値を示す加速度信号あるいは前記加速度信号に所 定の値以上の周波数成分を除去するローパスフィルタと所定の値以下の周波数成 分を除去するハイパスフィルタとを作用させた信号を入力として、前記位置信号及び 前記速度信号力 前記トルク指令信号までの伝達関数に所定のゲインを有する比例 特性及び積分特性を乗じた伝達関数に基づ!ヽて、前記トルク指令信号を補正するト ルク指令補正信号を出力する振動抑制手段とを備えたことを特徴とする電動機制御 装置。
振動抑制手段に含まれる積分特性が、負荷機械の加速度の現在値を示す加速度信 号から、電動機が負荷機械を駆動するトルクの目標値を指定するトルク指令信号ま での伝達特性に含まれる積分要素の次数の合計に応じた次数のハイパスフィルタ特 性を併せ持つことを特徴とする請求項 1から請求項 8のいずれか一に記載の電動機 制御装置。
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