WO2005081396A1

WO2005081396A1 - 誘導電動機の停止方法及び制御装置

Info

Publication number: WO2005081396A1
Application number: PCT/JP2005/002119
Authority: WO
Inventors: Hideaki Iura; Shigekazu Nakamura
Original assignee: Kabushiki Kaisha Yaskawa Denki
Priority date: 2004-02-19
Filing date: 2005-02-14
Publication date: 2005-09-01
Also published as: CN1922783A; TW200608690A; GB0616246D0; CN1922783B; GB2428145A; US7521889B2; JP4446284B2; GB2428145B; JP2005237113A; US20070182358A1

Abstract

　誘導電動機を停止するための直流制動方法において、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にする。　通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、設定された直流制動開始周波数または減速レートと設定された直流制動開始周波数により予め求められた直流制動開始までに進む位相と直流制動状態に移行する瞬間の通常制御状態の出力電圧位相に基づき、直流制動時の出力電圧位相を予測演算し、電力変換器を制御することにより、出力電流位相が急変することを抑制することにより発生するトルクショックを所定値以下にするという手順で処理する。

Description

誘導電動機の停止方法及び制御装置

技術分野

[0001] 本発明は、誘導電動機を停止する誘導電動機の制御装置において、直流電流を流す為の出力電圧位相を予測演算することにより、通常運転状態力直流制動状態に移行する際の出力電流の位相の急変によるトルクショックを所定値以下に抑制するための停止方法及び装置に関する。

背景技術

[0002] 従来の誘導電動機の直流制動機能に関して、高性能なベクトル制御装置に内蔵されるトリップ (制御装置の異常停止）しな、直流制動の手法の提供と停止時に振動の少ない直流制動の技術が開示されている。（例えば、特許文献 1参照)。制御装置がトリップすると通常は制御装置の異常停止と共に表示部分にアラームが出される。図 14において、速度センサ付きベクトル制御装置における具体的実施例の制御ブロック図であり、 101は直流制動制御演算器であり、図 15に示すフローのような動作をする。 102は速度制御演算部であり、ベクトル制御装置の外部のシステム力も入力された速度指令 ω *と速度検出値 ω rに基づ、てトルク電流（トルク相当）指令 i q*が演算される（ここで「*」は指令値を表わす。以下同じ)。 103は磁束演算部であり、 iq *が入力され、ベクトル制御条件を満足するような磁束分電流指令 id*とすべり周波数 co sを演算し、 id*, iq*、 co sを出力する。 104は d— q軸 ACRであり、これらの iq*, id*に電流検出値 iq, idを追随させるような電圧指令 vq*、 vd*を演算する。 105は逆 d - q変換器であり、これらの vq*、 vd*を回転座標 d— q軸から 3相の電圧指令に変換する。 10 6は PWM演算部であり、 3相の電圧指令からスイッチング素子を ON/OFFする点弧ノタンを演算する。 107は電力変換回路である。 108はすべり補償演算部であり、磁束演算部 103の出力 co sを入力し、誘導モータの一次周波数 ω ΐを演算する。 109は積分器であり、一次周波数 ω ΐを積分して d軸の位相 θ 1を計算し、 d— q変換部 111や逆 d-q変換部 105に出力する。 110は速度検出演算部であり、エンコーダなどの位置検出器からの信号で速度を演算したり、位置検出レスの場合は電流などから速度推定演算を行う。 111は d— q変換部であり、 d軸の位相 θ 1を基準に回転座標に変換した電流検出値 id, iqを演算する。 112はエンコーダなどの位置検出器であり、 113 は誘導モータであり、直流制動制御演算器 101により制御されるスィッチ S101 , S1 03, S104から構成される。直流制動制御演算部 101には直流制動の制動力目標値と直流制動運転に移行する際の直流制動指令（図示せず)が与えられる。ベクトル制御時には直流制動制御演算器 1により S 101, S103, S104は全て a側となるように切り換えられており、前記のようにベクトル制御が行われる。

図 15において、ステップ 201ではベクトル制御力も直流制動に切り換える瞬間のみ電圧ベクトル θ Vの位相を算出する。ステップ 202ではスィッチ S101を b側に切り換え、 Θ dqに θ Vを入力する。ステップ 203では S 103を b側に切り換え、 d軸の ACRの指令 id*を直流制動制御演算器 101に入力された制動力に応じた値を d— q軸 ACR1 04に入力し， q軸の ACRの指令 iq*を 0にする。ステップ 204では iqの絶対値と予め定めた基準値 _aと比較する。ステップ 205aでは基準値 aよりも大きい場合は S 104 を a側に切り換え、 d-q軸 ACR104の出力を PWM演算部 106に渡す。ステップ 205 bでは基準値 αに比して小さい場合は S 104を b側に切り換え、 d軸の ACR出力を生かし、 q軸の電圧指令 Vq* = 0、即ち q軸の ACRを無効にして、 PWM演算部 106に電圧指令を出力する。このステップ 204、 205により交流モータのロータ位置決め停止時の振動を防止できる。

このように、従来の誘導モータ制御装置およびその制御方法では、ベクトル制御から直流制動に切り換える瞬間のみ電圧ベクトル θ Vの位相を算出し、 Θ dqに θ Vを入力した後、 q軸の ACRの指令 iq*を 0にし、 d— q軸 ACR104で制御し、 iqの絶対値と予め定めた基準値 αより小さくなつたら、 q軸の ACRを無効にして制御するという手順がとられていた。

特許文献 1 :W098Z11663号公報第 1図、第 2図参照

発明の開示

発明が解決しょうとする課題

従来の誘導モータ制御装置およびその制御方法では、電力変換装置から供給される電流をベクトル成分に分けて制御するようにした誘導モータの制御装置における直流制動方法に関する発明が開示されている。また、特許文献 1には vZf制御の場合、低速域でトルクがでないと明示されているように、 vZf制御では設定した直流制動開始周波数以下になると、直流制動するようになっているが、特許文献 1で開示された方法を適用した場合、設定された直流制動開始周波数と誘導モータの回転情報との間に差があるため、電流位相の振れを所定値以下にすることができないという問題があった。また、速度センサ付き及び速度センサなしのベクトル制御であっても、電流指令の位相を固定された状態で回転数が所定値以下になったら電圧位相を固定するものが必要となるなど複雑な手順となるといつた問題もあった。また、直流制動時に d— q軸 ACR104で制御しょうとした場合、 d軸の電圧指令 Vd*及び q軸の電圧指令 Vq*が変化するため、電圧位相が変化し、直流電圧及び直流電流を出力できないという問題がある。

本発明はこのような問題点に鑑みてなされたものであり、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変を抑制することによりトルクショックを所定値以下にすることができる制御装置および停止方法を提供することを目的とする。

課題を解決するための手段

[0004] 上記問題を解決するため、本発明は、次のようにしたのである。

[0005] 請求項 1に記載の発明は、誘導電動機を駆動する電力変換器と、一次電圧指令及び電圧位相と磁束の位相を加算した出力位相カゝら前記電力変^^のスイッチングパターンを決定する PWM演算部と、電圧演算器と、トルク電流制御器、励磁電流制御器を備え、前記誘導電動機を停止するための直流制動方法において、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にするという手順をとつたのである。

[0006] また、請求項 2に記載の発明は、前記予測演算するときは、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づ、て演算すると、う手順をとつたのである。 [0007] また、請求項 3に記載の発明は、前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算されるという手順をとつたのである。

[0008] また、請求項 4に記載の発明は、前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算されるという手順をとつたのである

[0009] また、請求項 5に記載の発明は、前記直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより再始動時のトルクショックを所定値以下にするという手順をとつたのである。

[0010] また、請求項 6に記載の発明は、誘導電動機を駆動する電力変換器と、一次電圧指令及び電圧位相と磁束の位相を加算した出力位相カゝら前記電力変^^のスイツチングパターンを決定する PWM演算部と、電圧演算器と、トルク電流制御器、励磁電流制御器を備え、前記誘導電動機を停止するために直流制動することができる制御装置において、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にして停止することを特徴としている。

[0011] また、請求項 7に記載の発明は、前記直流制動時の出力電圧位相の予測演算は、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づいて演算することを特徴としている。

[0012] また、請求項 8に記載の発明は、前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴としている。

[0013] また、請求項 9に記載の発明は、前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴としている。

[0014] また、請求項 10に記載の発明は、前記直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより再始動時のトルクショックを所定値以下にすることを特徴としている。

発明の効果

[0015] 請求項 1に記載の発明によると、前記誘導電動機を停止するための直流制動方法において、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることができる。

また、請求項 2に記載の発明によると、前記直流制動時の出力電圧位相は、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づいて予測演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることができる。

また、請求項 3に記載の発明によると、前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることができる。

また、請求項 4に記載の発明によると、前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることができる。

また、請求項 5に記載の発明によると、前記直流制動時の出力電圧位相の予測演算方法により予測演算された直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより、再始動時に発生するトルクショックを所定値以下にすることができる。

また、請求項 6に記載の発明によると、前記誘導電動機を制御するための装置において、通常制御状態から直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にする制御装置を提供することができる。

また、請求項 7に記載の発明によると、前記直流制動時の出力電圧位相は、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づいて予測演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にする制御装置を提供することができる。

また、請求項 8に記載の発明によると、前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にする制御装置を提供することができる。また、請求項 9に記載の発明によると、前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算することができ、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にする制御装置を提供することができる。

また、請求項 10に記載の発明によると、前記直流制動時の出力電圧位相の予測演算方法により予測演算された直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより、再始動時に発生するトルクショックを所定値以下にする制御装置を提供することができる。

図面の簡単な説明

[図 1]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 1の実施例のブロック図 [図 2]本発明の方法の処理手順を示すフローチャート

[図 3]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 2の実施例のブロック図 [図 4]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 3の実施例のブロック図 [図 5]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 4の実施例のブロック図 [図 6]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 5の実施例のブロック図 [図 7]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 6の実施例のブロック図 [図 8]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 7の実施例のブロック図 [図 9]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 8の実施例のブロック図 [図 10]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 9の実施例のブロック図 [図 11]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 10の実施例のブロック図

[図 12]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 11の実施例のブロック図

[図 13]本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 12の実施例のブロック図

[図 14]従来の方法を適用した誘導モータ制御装置の構成を示すブロック図

[図 15]従来の方法の処理手順を示すフローチャート符号の説明

1 電力変換器 101 直流制動制御演算器

2 交流電動機 102 速度制御演算部

3 電流検出器 103 磁束演算部

4 d— q変 104 d— q軸 ACR

5 トルク電流制御器 105 逆 d - q変換器

6 励磁電流制御器 106 PWM演算部

7 位相変 107 電力変換回路

8 積分器 108 すべり補償演算部

9 電圧演算器 109 積分器

10 PWM演算部 110 速度検出演算部

11 電圧位相予測演算器 111 d— q変換部

12 位相予測器 112 位置検出器

13 一次電流制御器 113 誘導モータ

114 直流制動の制動力目標値

SI, S2, S3, S4, S101, S103, S104 スィッチ

発明を実施するための最良の形態

[0018] 以下、本発明の方法の具体的実施例について、図に基づいて説明する。

実施例 1

[0019] 図 1は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 1の実施例の、図 2 は本発明における処理手順を示すフローチャートである。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器 1、誘導電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、トルク電流制御器 5、励磁電流制御器 6、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9、 PWM演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12、及びスィッチ SI, S2, S 3を備えている。電力変翻1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記誘導電動機 2に供給される電流を検出する。 d - q変換器 4 は、前記電流検出器 3で検出された電流をトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 id に分離する。トルク電流制御器 5は、与えられたトルク電流指令値 iq*と前記トルク電流検出値 iqとが一致するように q軸電圧補正値 Vqcを演算する。励磁電流制御器 6は、与えられた励磁電流指令値 id*と前記励磁電流検出値 idとが一致するように d軸電圧補正値 Vdcを演算する。位相変換器 7は、与えられた周波数指令 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。積分器 8は位相変 7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dqを演算する。電圧演算器 9は、スィッチ S 1により与えられた q軸電圧指令 Vq*と q軸電圧補正値 Vqcを加算した値または 0を q軸電圧指令 Vq*'とし、与えられた d軸電圧指令 Vd*と d軸電圧補正値 Vdcを加算した d 軸電圧指令 Vd*'とから下式により一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算する。

[0020] [数 1]

VI* = ^Vd *² +Vq *² (1)

[0021] PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqを加算した出力位相 θ Vから、電力変翻1のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態力直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器から出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力も予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。

具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S1— S3は a側で動作し、 FLG = 0に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*と q軸電圧補正値 Vqcを加算した q軸電圧指令 Vq*'及び与えられた d軸電圧指令 Vd*と d軸電圧補正値 Vdcを加算した d軸電圧指令 Vd*'を電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2b では、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ SI, S 2を a側力 b側に切り換える。これにより q軸電圧指令 Vq*' =0に設定し、位相予測器 12で前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを予測計算し、ステップ 3に進む。ステップ 3では FLGが 0力 1か判断し、 0の場合はステップ 4aに、 1の場合にはステップ 4bに進む。ステップ 4aは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側力 b側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相 θ Vとステップ 2aで演算した位相量 Δ Θ dqを加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FLG= 1に設定し、 PWM演算部のステップに進む。ステップ 4bではスィッチ S3を a 側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。

PWM演算部のステップでは、前記 d軸電圧指令 Vd*'と前記 q軸電圧指令 Vq*'とから一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算し、電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqから出力位相 θ Vを演算し、 PWM演算部 10に設定し、電力変換器 1を駆動する。

このような電圧位相予測演算器 11を用いたステップで通常制御状態力直流制動状態に移行することで、位相予測器 12で前記誘導電動機 2の速度を予測することで、前記誘導電動機 2の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。

実施例 2

図 3は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 2の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変 l、誘導電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、トルク電流制御器 5、励磁電流制御器 6、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9、 PWM演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12、及びスィッチ S2, S3, S4を備えている。電力変換器 1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記誘導電動機 2に供給される電流を検出する。 d— q変換器 4は、前記電流検出器 3で検出された電流をトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに分離する。トルク電流制御器 5は、与えられたトルク電流指令値 iq*と前記トルク電流検出値 iqとが一致するように q軸電圧補正値 Vqcを演算する。励磁電流制御器 6は、与えられた励磁電流指令値 id*と前記励磁電流検出値 idとが一致するように d軸電圧補正値 Vdcを演算する。位相変換器 7は、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。積分器 8は位相変 7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dqを演算する。電圧演算器 9は、与えられた q軸電圧指令 Vq*と q軸電圧補正値 Vqcを加算した q軸電圧指令 Vq* 'とスィッチ S4により与えられた与えられた d軸電圧指令 Vd*と d軸電圧補正値 Vdcを加算した値または 0を d軸電圧指令 Vd*'と力も一次電圧指令 VI* 及び電圧位相 Θを演算する。 PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqを加算した出力位相 θ Vから、電力変換器 1のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器から出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。

具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S2— S4は a側で動作し、 FLG = 0 に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*と q軸電圧補正値 Vqcを加算した q軸電圧指令 Vq*'及び与えられた d軸電圧指令 Vd*と d軸電圧補正値 Vdcを加算した d軸電圧指令 Vd*'を電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2bでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ S2, S4を a側力 b側に切り換える。これにより d軸電圧指令 Vd*' =0に設定し、位相予測器 12で前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを予測計算し、ステップ 3に進む。ステツプ 3では FLGが 0か 1か判断し、 0の場合はステップ 4aに、 1の場合にはステップ 4bに進む。ステップ 4aは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側から b側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相 θ Vに対して、 90° 位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数 fl*の符号で決定する。この位相角に対してステップ 2aで演算した位相量 Δ Θ dqを加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FLG= 1に設定し、 PWM演算部のステップに進む。ステップ 4bではスィッチ S3を a側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。

実施例 3

図 4は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 3の実施例である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器 1、誘導電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、トルク電流制御器 5、励磁電流制御器 6、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9、 PWM演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12、一次電流制御器 13及びスィッチ SI, S2, S3, S4を備えている。電力変換器 1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記誘導電動機 2に供給される電流を検出する。 d - q変換器 4は、前記電流検出器 3で検出された電流をトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに分離する。また、一次電流検出値 ilを出力する。トルク電流制御器 5は、与えられたトルク電流指令値 iq*と前記トルク電流検出値 iqとが一致するように q軸電圧補正値 Vqcを演算する。励磁電流制御器 6 は、与えられた励磁電流指令値 id*と前記励磁電流検出値 idとが一致するように d軸電圧補正値 Vdcを演算する。位相変換器 7は、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ 0 dqに変換する。積分器 8は位相変翻7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dqを演算する。電圧演算器 9は、スィッチ S1 により与えられた q軸電圧指令 Vq*と q軸電圧補正値 Vqcを加算した値または 0を q軸電圧指令 Vq*'とし、スィッチ S4により与えられた d軸電圧指令 Vd*と d軸電圧補正値 Vdcを加算した値または一次電圧補正値 Vicを d軸電圧指令 Vd*，とし、一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算する。 PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqを加算した出力位相 θ Vから、電力変 1のスィッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器カゝら出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。一次電流制御器 13は与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するように一次電圧補正値 Vicを出力する。

具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S1— S4は a側で動作し、 FLG = 0 に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*と q軸電圧補正値 Vqcを加算した q軸電圧指令 Vq*'及び与えられた d軸電圧指令 Vd*と d軸電圧補正値 Vdcを加算した d軸電圧指令 Vd*'を電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2bでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ SI, S2, S4を a側から b側に切り換える。これにより q軸電圧指令 Vq*' =0に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するように d軸電圧指令 Vd*' を出力し、位相予測器 12で前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dq を予測計算し、ステップ 3に進む。ステップ 3では FLGが 0か 1か判断し、 0の場合はステツプ 4aに、 1の場合にはステップ 4bに進む。ステップ 4aは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側から b側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相 θ Vとステップ 2aで演算した位相量 Δ Θ dqを加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FLG= 1に設定し、 PWM演算部のステップに進む。ステップ 4bではスィッチ S3を a側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。

実施例 4

図 5は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 4の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変 l、誘導電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、トルク電流制御器 5、励磁電流制御器 6、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9、 PWM演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12、一次電流制御器 13及びスィッチ SI, S2, S3, S4を備えている。電力変換器 1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記誘導電動機 2に供給される電流を検出する。 d - q変換器 4は、前記電流検出器 3 で検出された電流をトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに分離する。また、一次電流検出値 ilを出力する。トルク電流制御器 5は、与えられたトルク電流指令値 iq*と前記トルク電流検出値 iqとが一致するように q軸電圧補正値 Vqcを演算する。励磁電流制御器 6は、与えられた励磁電流指令値 id*と前記励磁電流検出値 idとが一致するように d軸電圧補正値 Vdcを演算する。位相変翻7は、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。積分器 8は位相変換器 7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dqを演算する。電圧演算器 9は、スイッチ S 1により与えられた q軸電圧指令 Vq*と q軸電圧補正値 Vqcを加算した値または一次電圧補正値 Vicを q軸電圧指令 Vq*'とし、スィッチ S4により与えられた d軸電圧指令 Vd*と d軸電圧補正値 Vdcを加算した値または 0を d軸電圧指令 Vd*'とし、一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算する。 PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqを加算した出力位相 θ Vから、電力変 1のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器から出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。一次電流制御器 13は与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するように一次電圧補正値 Vieを出力する。

具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S1— S4は a側で動作し、 FLG = 0 に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*と q軸電圧補正値 Vqcを加算した q軸電圧指令 Vq*'及び与えられた d軸電圧指令 Vd*と d軸電圧補正値 Vdcを加算した d軸電圧指令 Vd*'を電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2bでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ SI, S2, S4を a側から b側に切り換える。これにより d軸電圧指令 Vd*' =0に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するように q軸電圧指令 Vq*' を出力し、位相予測器 12で前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dq を予測計算し、ステップ 3に進む。ステップ 3では FLGが 0か 1か判断し、 0の場合はステツプ 4aに、 1の場合にはステップ 4bに進む。ステップ 4aは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側から b側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相 θ Vに対して、 90° 位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数 fl*の符号で決定する。この位相角に対してステップ 2aで演算した位相量 Δ Θ dq を加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FLG= 1に設定し、 PWM演算部のステップに進む。ステップ 4bではスィッチ S3を a側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。

実施例 5

図 6は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 5の実施例である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変換器 1、誘導電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、励磁電流制御器 6、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9 、 PWM演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12及びスィッチ SI, S2, S 3, S4を備えている。電力変換器 1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、交流電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記交流電動機 2に供給される電流を検出する。 d - q変換器 4は、前記電流検出器 3で検出された電流をトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに分離する。励磁電流制御器 6は、与えられた励磁電流指令値 id*と前記励磁電流検出値 idとが一致するように d軸電圧補正値 Vdcを演算する。位相変換器 7は、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。積分器 8は位相変 7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dqを演算する。電圧演算器 9は、スィッチ S1により与えられた q軸電圧指令 Vq*または 0を q軸電圧指令 Vq*'とし、スィッチ S4により 0または d軸電圧補正値 Vdcを d軸電圧指令 Vd* ，とし入力して、一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算する。 PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqを加算した出力位相 θ V から、電力変翻 1のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器から出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記交流電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ 0 dqに変換する。

具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S1— S4は a側で動作し、 FLG = 0 に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*を q軸電圧指令 Vq*'とし、 d軸電圧指令 Vd*' =0とし、電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2bでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ SI, S2, S4を a側力 b側に切り換える。これにより q軸電圧指令 Vq*' =0に設定し、直流制動のための与えられた励磁電流指令 id*と励磁電流検出値 idとが一致するように d軸電圧指令 Vd*'を出力し、位相予測器 12で前記交流電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを予測計算し、ステップ 3に進む。ステップ 3では FLGが 0か 1か判断し、 0の場合はステップ 4a に、 1の場合にはステップ 4bに進む。ステップ 4aは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側力も b側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相 θ Vとステツプ 2aで演算した位相量 Δ Θ dqを加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FLG= 1に設定し、 PWM演算部のステップに進む。ステップ 4bではスィツチ S3を a側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。

PWM演算部のステップでは、前記 q軸電圧指令 Vq*'と前記 d軸電圧指令 Vd*'とから一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算し、電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqから出力位相 θ Vを演算し、 PWM演算部 10に設定し、電力変換器 1を駆動する。

このような電圧位相予測演算器 11を用いたステップで通常制御状態力直流制動状態に移行することで、位相予測器 12で前記交流電動機 2の速度を予測することで、前記交流電動機 2の磁束位相を正確に予測できるため、直流制動開始時に電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。また、この方法を用いると、電動負荷であっても回生負荷であっても、電流位相が急変しないので、トルクショックを所定値以下にすることができる。

実施例 6

図 7は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 6の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変 l、交流電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9、 PWM 演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12、一次電流制御器 13及びスィツチ SI, S2, S3, S4を備えている。電力変換器 1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、交流電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記交流電動機 2に供給される電流を検出する。 d— q変換器 4は、前記電流検出器 3で検出された電流をトルク電流検出値 iq と励磁電流検出値 idに分離する。また、一次電流検出値 ilを出力する。位相変換器 7 は、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。積分器 8は位相変 7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dq を演算する。電圧演算器 9は、スィッチ S1により与えられた q軸電圧指令 Vq*または 0 を q軸電圧指令 Vq*'とし、スィッチ S4により 0または一次電圧補正値 Vicを d軸電圧指令 Vd*'とし入力して、一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算する。 PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqを加算した出力位相 θ Vから、電力変換器 1のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態力直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器から出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記交流電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力も予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。一次電流制御器 13は与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するように一次電圧補正値 Vicを出力する。具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S1— S4は a側で動作し、 FLG = 0 に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*をに q軸電圧指令 Vq*'及び d軸電圧指令 Vd*' =0を電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2bでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ SI, S2, S4を a側力 b側に切り換える。これにより q軸電圧指令 Vq*' =0に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するように演算された一次電圧補正値 Vicを d軸電圧指令 Vd*'とし、位相予測器 12で前記交流電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力もサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを予測計算し、ステップ 3に進む。ステップ 3では FLGが 0か 1か判断し、 0の場合はステップ 4aに、 1の場合にはステップ 4bに進む。直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側力 b側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相 θ Vとステップ 2aで演算した位相量 Δ Θ dqを加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FLG= 1に設定し、 PWM演算部のステップに進む。ステップ 4bではスィッチ S3を a側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。

実施例 7

図 8は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 7の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変 l、誘導電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、励磁電流制御器 6、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9、 PWM演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12及びスイツチ SI, S2, S3, S4を備えている。電力変換器 1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記誘導電動機 2に供給される電流を検出する。 d— q変換器 4は、前記電流検出器 3で検出された電流をトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに分離する。励磁電流制御器 6は、与えられた励磁電流指令値 id*と前記励磁電流検出値 idとが一致するように d軸電圧補正値 Vdcを演算する。位相変換器 7は、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。積分器 8は位相変 7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dqを演算する。電圧演算器 9は、スィッチ S1により与えられた q軸電圧指令 Vq*または 0を q軸電圧指令 Vq*'とし、スィッチ S4により 0または d軸電圧補正値 Vdcを d軸電圧指令 Vd*'とし、一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算する。 PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqを加算した出力位相 θ Vから、電力変換器 1のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態力直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器から出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力も予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ 0 dqに変換する。

具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S1— S4は a側で動作し、 FLG = 0 に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*を q軸電圧指令 Vq*'とし、 d軸電圧指令 Vd*' =0とし、電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2bでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ SI, S2, S4を a側力 b側に切り換える。これにより q軸電圧指令 Vq*' =0に設定し、直流制動のための与えられた d 軸電流指令 id*と前記 d軸電流検出値 idとが一致するように d軸電圧指令 Vd*'を出力し、位相予測器 12で前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数ある、は直流制動開始周波数と減速レートの関係力サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを予測計算し、ステップ 3に進む。ステップ 3では FLGが 0か 1か判断し、 0の場合はステップ 4aに、 1の場合にはステップ 4bに進む。ステップ 4aは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側力も b側に切り換えて、通常制御状態の磁束の位相 Θ dqに対して、 90° 位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数 fl*の符号で決定する。この位相角に対してステップ 2aで演算した位相量 Δ Θ dqを加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FLG= 1に設定し、 PWM 演算部のステップに進む。ステップ 4bではスィッチ S3を a側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。

実施例 8

図 9は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 8の実施例のブロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変 l、誘導電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9、 PWM 演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12、一次電流制御器 13及びスィツチ SI, S2, S3, S4を備えている。電力変換器 1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記誘導電動機 2に供給される電流を検出する。 d— q変換器 4は、前記電流検出器 3で検出された電流をトルク電流検出値 iq と励磁電流検出値 idに分離する。また、一次電流検出値 ilを出力する。位相変換器 7 は、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。積分器 8は位相変 7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dq を演算する。電圧演算器 9は、スィッチ S1により与えられた q軸電圧指令 Vq*または 0 を q軸電圧指令 Vq*'とし、スィッチ S4により 0または一次電圧補正値 Vicを d軸電圧指令 Vd*'とし、一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算する。 PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqを加算した出力位相 θ V から、電力変翻 1のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器から出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ 0 dqに変換する。一次電流制御器 13は与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するように一次電圧補正値 Vicを出力する。

具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S1— S4は a側で動作し、 FLG = 0 に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*を q軸電圧指令 Vq*'とし、 d軸電圧指令 Vd*' =0とし、電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2bでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ SI, S2, S4を a側力 b側に切り換える。これにより q軸電圧指令 Vq*' =0に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するような一次電圧補正値 Vicを d軸電圧指令 Vd*'として出力し、位相予測器 12で前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを予測計算し、ステップ 3に進む。ステップ 3では FLGが 0か 1か判断し、 0の場合はステップ 4aに、 1の場合にはステップ 4bに進む。ステップ 4aは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側力 b側に切り換えて、通常制御状態の磁束の位相 Θ dqに対して、 90° 位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数 fl*の符号で決定する。この位相角に対してステップ 2a で演算した位相量 Δ Θ dqを加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FLG= 1に設定し、 PWM演算部のステップに進む。ステップ 4bではスィッチ S3を a側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。

実施例 9

図 10は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 9の実施例のプロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変 l、誘導電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、トルク電流制御器 5、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9、 PWM演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12、及びスィッチ SI, S2, S3を備えている。電力変換器 1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記誘導電動機 2に供給される電流を検出する。 d— q変換器 4は、前記電流検出器 3で検出された電流をトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに分離する。また、一次電流検出値 ilを出力する。トルク電流制御器 5は、与えられたトルク電流指令値 iq*と前記トルク電流検出値 iqとが一致するように q軸電圧補正値 Vqcを演算する。位相変 7は、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。積分器 8は位相変換器 7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dqを演算する。電圧演算器 9は、スィッチ S 1により与えられた q軸電圧指令 Vq*または q軸電圧補正値 Vqcを q軸電圧指令 Vq* ,とし、 d軸電圧指令 Vd*' =0とし、一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算する。 PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqをカロ算した出力位相 θ Vから、電力変翻1のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態力直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器から出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力も予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。

具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S1— S3は a側で動作し、 FLG = 0 に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*を q軸電圧指令 Vq*'とし、 d軸電圧指令 Vd*' =0とし、電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2bでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ SI, S2を a側力 b側に切り換える。これにより d軸電圧指令 Vd*' =0に設定し、直流制動のための与えられた q軸電流指令 iq*と前記 q軸電流検出値 iqとが一致するような q軸電圧補正値 Vqcを q軸電圧指令 Vq*'として出力し、位相予測器 12で前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力もサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを予測計算し、ステップ 3に進む。ステップ 3では FLGが 0力 1か判断し、 0の場合はステップ 4aに、 1の場合にはステップ 4bに進む。ステップ 4aは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側から b側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相 θ Vに対して、 90° 位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数 fl*の符号で決定する。この位相角に対してステップ 2aで演算した位相量 Δ Θ dqを加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FLG = 1に設定し、 PWM演算部のステップに進む。ステップ 4bではスィッチ S3を a側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。 PWM演算部のステップでは、前記 d軸電圧指令 Vd*'と前記 q軸電圧指令 Vq*'とから一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算し、電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqから出力位相 θ Vを演算し、 PWM 演算部 10に設定し、電力変換器 1を駆動する。

実施例 10

図 11は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 10の実施例のプロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変 l、誘導電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9、 PWM演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12、一次電流制御器 13及びスィッチ SI, S2, S3を備えている。電力変換器 1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記誘導電動機 2に供給される電流を検出する。 d— q変換器 4は、前記電流検出器 3で検出された電流をトルク電流検出値 iq と励磁電流検出値 idに分離する。また、一次電流検出値 ilを出力する。位相変換器 7 は、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。積分器 8は位相変 7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dq を演算する。電圧演算器 9は、スィッチ S1により与えられた q軸電圧指令 Vq*または一次電圧補正値 Vicを q軸電圧指令 Vq*'とし、 d軸電圧指令 Vd*' =0とし、一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算する。 PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqを加算した出力位相 θ Vから、電力変 1のスイツチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器カゝら出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。一次電流制御器 13は与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するように一次電圧補正値 Vicを出力する。

具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S1— S3は a側で動作し、 FLG = 0 に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*を q軸電圧指令 Vq*'とし、 d軸電圧指令 Vd*' =0とし、電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2bでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ SI, S2を a側力 b側に切り換える。これにより d軸電圧指令 Vd*' =0に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するような一次電圧補正値 Vicを q軸電圧指令 Vq*'として出力し、位相予測器 12で前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力もサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを予測計算し、ステップ 3に進む。ステップ 3では FLGが 0か 1か判断し、 0の場合はステップ 4aに、 1の場合にはステップ 4bに進む。ステップ 4aは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側力 b側に切り換えて、通常制御状態の電圧位相 θ Vに対して、 90° 位相を回転させる。但し、その回転させる方向は与えられた周波数 fl*の符号で決定する。この位相角に対してステップ 2aで演算した位相量 Δ Θ dqを加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FL G= lに設定し、 PWM演算部のステップに進む。ステップ 4bではスィッチ S3を a側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。 PWM演算部のステップでは、前記 d軸電圧指令 Vd*'と前記 q軸電圧指令 Vq*'とから一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算し、電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqから出力位相 θ Vを演算し、 PWM演算部 10に設定し、電力変換器 1を駆動する。

実施例 11

図 12は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 11の実施例のプロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変 l、誘導電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、トルク電流制御器 5、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9、 PWM演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12、及びスィッチ SI, S2, S3を備えている。電力変換器 1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記誘導電動機 2に供給される電流を検出する。 d— q変換器 4は、前記電流検出器 3で検出された電流をトルク電流検出値 iqと励磁電流検出値 idに分離する。また、一次電流検出値 ilを出力する。トルク電流制御器 5は、与えられたトルク電流指令値 iq*と前記トルク電流検出値 iqとが一致するように q軸電圧補正値 Vqcを演算する。位相変 7は、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。積分器 8は位相変換器 7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dqを演算する。電圧演算器 9は、スィッチ S 1により与えられた q軸電圧指令 Vq*または q軸電圧補正値 Vqcを q軸電圧指令 Vq* ,とし、 d軸電圧指令 Vd*' =0とし、一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算する。 PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqをカロ算した出力位相 θ Vから、電力変翻1のスイッチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態力直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器から出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力も予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。

具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S1— S3は a側で動作し、 FLG = 0 に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*を q軸電圧指令 Vq*'とし、 d軸電圧指令 Vd*' =0とし、電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2bでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ SI, S2を a側力 b側に切り換える。これにより d軸電圧指令 Vd*' =0に設定し、直流制動のための与えられた q軸電流指令 iq*と前記 q軸電流検出値 iqとが一致するような q軸電圧補正値 Vqcを q軸電圧指令 Vq*'として出力し、位相予測器 12で前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力もサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを予測計算し、ステップ 3に進む。ステップ 3では FLGが 0力 1か判断し、 0の場合はステップ 4aに、 1の場合にはステップ 4bに進む。ステップ 4aは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側から b側に切り換えて、通常制御状態の磁束の位相 Θ dqとステップ 2aで演算した位相量 Δ Θ dqを加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FLG= 1に設定し、 PWM演算部のステツプに進む。ステップ 4bではスィッチ S3を a側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。

実施例 12

図 13は、本発明の方法を適用する誘導電動機の制御装置の第 12の実施例のプロック図である。本実施形態における誘導電動機の制御装置は、電力変 l、誘導電動機 2、電流検出器 3、 d - q変換器 4、位相変換器 7、積分器 8、電圧演算器 9、 PWM演算部 10、電圧位相予測演算器 11、位相予測器 12、一次電流制御器 13及びスィッチ SI, S2, S3を備えている。電力変換器 1は、パワー素子により三相交流を変換した直流電圧を PWM制御方式により任意の周波数と電圧の交流に変換し、誘導電動機 2に供給する。電流検出器 3は、前記誘導電動機 2に供給される電流を検出する。 d— q変換器 4は、前記電流検出器 3で検出された電流をトルク電流検出値 iq と励磁電流検出値 idに分離する。また、一次電流検出値 ilを出力する。位相変換器 7 は、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。積分器 8は位相変 7により出力される Δ Θ dqを積分することにより、磁束の位相 Θ dq を演算する。電圧演算器 9は、スィッチ S1により与えられた q軸電圧指令 Vq*または一次電圧補正値 Vicを q軸電圧指令 Vq*'とし、 d軸電圧指令 Vd*' =0とし、一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θを演算する。 PWM演算部 10は、前記一次電圧指令 VI*及び電圧位相 Θと磁束の位相 Θ dqを加算した出力位相 θ Vから、電力変 1のスイツチングパターンを決定する。電圧位相予測演算器 11は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の出力位相と位相予測器カゝら出力される Δ Θ dqから電圧位相を予測演算する。位相予測器 12は、通常制御状態から直流制動状態に移行する際の前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係から予測計算し、サンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqに変換する。一次電流制御器 13は与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するように一次電圧補正値 Vicを出力する。

具体的に通常制御状態から直流制動状態に移行するステップについて図 2を用いて説明する。ステップ 1は通常制御状態と直流制動状態を判断するステップであり、ここでは減速時において、与えられた周波数 fl*が直流制動開始周波数 fdbに一致するかどうかを判断する。直流制動開始周波数より高い場合には、通常制御状態としてステップ 2aに進み、直流制動開始周波数に一致したばあいには、ステップ 2bに進む。ステップ 2aでは、通常制御状態として、スィッチ S1— S3は a側で動作し、 FLG = 0 に設定し、後述する PWM演算部のステップに進む。ここでは与えられた q軸電圧指令 Vq*を q軸電圧指令 Vq*'とし、 d軸電圧指令 Vd*' =0とし、電圧演算器 9に入力し、与えられた周波数 fl*からサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを位相変換器 7により演算し、積分器 8で磁束の位相 Θ dqを演算する。ステップ 2bでは、通常制御状態から直流制動状態に移行するための処理として、スィッチ SI, S2を a側力 b側に切り換える。これにより d軸電圧指令 Vd*' =0に設定し、直流制動のための与えられた一次電流指令 il*と前記一次電流検出値 ilとが一致するような一次電圧補正値 Vicを q軸電圧指令 Vq*'として出力し、位相予測器 12で前記誘導電動機 2の速度を直流制動開始周波数あるいは直流制動開始周波数と減速レートの関係力もサンプリング間に進む位相量 Δ Θ dqを予測計算し、ステップ 3に進む。ステップ 3では FLGが 0か 1か判断し、 0の場合はステップ 4aに、 1の場合にはステップ 4bに進む。ステップ 4aは直流制動状態に移行する瞬間に一度だけスィッチ S3を a側力 b側に切り換えて、通常制御状態の磁束の位相 Θ dqとステップ 2aで演算した位相量 Δ Θ dqを加算した値を磁束の位相 Θ dqに上書きすることで、通常制御時と直流制動開始時の位相を一致させる。また、本動作が一度だけ行われるように FLG= 1に設定し、 PWM演算部のステップに進む。ステップ 4bではスィッチ S3を a側のままであるので、位相 Θ dqに対して特別な処理は行わない。

なお、本発明はいわゆるセンサレスベクトル制御の誘導電動機の制御装置に限定されず、センサ付のベクトル制御装置や vZf制御方式の制御装置にも使用できる。産業上の利用可能性

本発明では通常制御状態から直流制動状態に移行する際に通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることができるため、位置決めをするようなアプリケーションや昇降機 (例えば、エレベータ、クレーン、卷上 '卷下機)等のブレーキが閉まるまでの間、誘導電動機が回転しないように保持するような用途にも適用できる。

Claims

請求の範囲

[1] 誘導電動機を駆動する電力変換器と、一次電圧指令及び電圧位相と磁束の位相を加算した出力位相から前記電力変換器のスイッチングパターンを決定する PWM演算部と、電圧演算器と、トルク電流制御器、励磁電流制御器を備え、前記誘導電動機を停止するための直流制動方法において、

通常制御状態力直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にすることを特徴とする誘導電動機の停止方法。

[2] 前記予測演算するときは、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づいて演算することを特徴とする請求項 1記載の誘導電動機の停止方法

[3] 前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴とする請求項 2記載の誘導電動機の停止方法。

[4] 前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴とする請求項 2記載の誘導電動機の停止方法。

[5] 前記直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより再始動時のトルクショックを所定値以下にすることを特徴とする請求項 1乃至 4 記載の誘導電動機の停止方法。

[6] 誘導電動機を駆動する電力変換器と、一次電圧指令及び電圧位相と磁束の位相を加算した出力位相から前記電力変換器のスイッチングパターンを決定する PWM演算部と、電圧演算器と、トルク電流制御器、励磁電流制御器を備え、前記誘導電動機を停止するために直流制動することができる制御装置において、

通常制御状態力直流制動状態に移行する際に、通常制御状態の出力電圧位相に基づき直流制動時の出力電圧位相を予測演算することにより、出力電流位相の急変により発生するトルクショックを所定値以下にして停止することを特徴とする誘導電動機の制御装置。

[7] 前記直流制動時の出力電圧位相の予測演算は、通常制御状態の出力電圧位相と直流制動開始までに進む位相に基づいて演算することを特徴とする請求項 6記載の誘導電動機の制御装置。

[8] 前記直流制動開始までに進む位相は、設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴とする請求項 7記載の誘導電動機の制御装置。

[9] 前記直流制動開始までに進む位相は、減速レートと設定された直流制動開始周波数に基づき演算されることを特徴とする請求項 7記載の誘導電動機の制御装置。

[10] 前記直流制動時の出力電圧位相に通常制御用の座標軸を合わせて制御することにより再始動時のトルクショックを所定値以下にすることを特徴とする請求項 6乃至 9 記載の誘導電動機の制御装置。